CN1425239A - 在数字数据链路中实施信道校正的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及实施数字通信通道上的信道均衡的方法和设备。根据此方法，将输出的比特流编码为符号，利用符号预编码(TML)补偿信道失真，经预编码后的符号通过通信信道(2，CHN)传输，从而提供装置用于恢复通信信道(2，CHN)传输的符号，并且通过接收机的信号处理装置还原为比特流。根据本发明，在数据发送状态中，根据预编码器延迟线内容值和取决于在接收机中可测量的信号与发送机发送符号(S)或接收机估计符号(S′)之间的差值的那种误差变量(e)值来调整预编码(TML)，其中在接收机中，当所述调整处于稳定状态时，在所述差值的绝对值达到其最小值的点测量信号。

Description

在数字数据链路中实施信道校正的方法和设备

本发明涉及根据权利要求1前序部分的一种方法，用于实施数字通信通道上的信道均衡。

本发明也涉及根据权利要求17的一种设备，适合用于在数字通信通道上进行信道均衡，以及根据权利要求22的一种发送机和根据权利要求23的一种接收机。

在通信信道2上传输数字数据或一个比特流时，该比特流在发送机(TX)中转换为一个能够通过通信信道的模拟信号。通信信道可以是无线通道、铜线或光纤电缆。以收到的模拟信号为基础，接收机(RX)尽可能无差错地恢复所发送的比特流。接收机进行的比特流重构因为在通信信道中附加在信号上的信号失真和噪音而变得复杂。因为这些副作用，重构的比特中有一部分是有误差的(例如，平均每10⁷个比特中有一个比特可能是有误差的)。

由传输通道引起的信号失真一般通过均衡器得以补偿，均衡器可设在接收机、发送机或者一部分在接收机中，一部分在发送机中。均衡器可以是固定型的或自适应型的。噪音的影响分别利用不同编码技术得到补偿，这些编码技术包括里德-所罗门编码、卷积编码、网格编码和快速编码等等。

普遍使用的一种纠正信道失真的方法是使用一个线性自适应均衡器(FFE)。但是，仅使用线性均衡器可能不足以纠正某些信道。当信号频带的转移函数包括零点，于是某些频率成分不能通过通信信道2时，就可能出现这种情形。这时，使用一个反馈均衡器来补偿因信号频带的频谱零点造成的失真。另外，在信道2里没有频谱零点存在的系统中，使用反馈均衡器经常也有好处，因为它提高了系统的噪音容差。如果反馈均衡器设置在接收机上，称之为判定反馈均衡器(DFE)，而设置在发送机上的均衡器称为汤姆林森-哈若什玛(Tomlinson-Harashima)预编码器。一个系统也可以同时拥有DFE和TML。再者，线性均衡器可以位于接收机或发送机，或者一部分位于发送机，其它部分位于接收机。

下文描述现有技术和本发明的特征时，使用下列缩写：

CAP无载波幅度相位调制

DFE判定反馈均衡器

FFE前馈均衡器，也称作线性均衡器

PAM脉冲幅度调制

QAM正交幅度调制

RX 接收机

TX 发送机

TML汤姆林森-哈若什玛预编码器。

下面考察数字通信信道的自适应均衡器的训练阶段。信道上使用的线路编码可以使用脉冲幅度调制(PAM)、正交幅度调制(QAM)或无载波幅度相位调制(CAP)。图1显示使用常规技术实现的一个系统模型，其中接收机配有一个自适应线性均衡器(FFE)和一个自适应判定反馈均衡器(DFE)(参见Lee & Messerschmitt)。固定滤波器和可能的调制方案所起的作用包括在信道噪音模型(CHN)中。输出比特流编码成符号(S)，经信道2传送。在接收机端，信道2的输出信号由均衡器(FFE和DFE)进行处理，并根据均衡后的信号对符号(S′)进行判定。判定产生的结果信号(S′)亦称作估计接收符号。两个自适应均衡器都在建立连接时进行的训练阶段中适应了信道2的特征。两个均衡器还在数据传输阶段不断调整，以补偿信道2的可能变化。调整和控制均衡器的根据是接收信号的检波误差(e)。

图2表示的是根据现有技术的另一个系统(参见Lee&Messerschmitt)。接收机配有一个自适应线性均衡器(FFE)，发送机配有一个(TML类型的)反馈均衡器。在训练阶段，此系统也和图1显示的使用一个线性均衡器和一个自适应判定反馈均衡器(DFE)的系统一样运行。训练阶段结束时，判定反馈均衡器(DFE)的抽头权值经由一条上行辅助信道传送给发送机，其中它们用于配置汤姆林森-哈若什玛预编码器(TML)。接收机的线性均衡器(FFE)在数据传输状态中进行适应调整，但是因为接收机中判定反馈均衡器(TML)的固定配置，后面的均衡器不能被调整。

汤姆林森-哈若什玛预编码器优于DFE之处是预编码不会象DFE那样产生检波误差反馈。特别是当通信信道2的幅度响应曲线的形状使得DFE必须使用大值抽头系数时，反馈检波器的误差判定会引起真正复杂的问题。在最严重的情形中，使用DFE的系统可能因为仅仅一个信号误差判定而失去连接。

一般来讲，通信信道2的特征变化仅需要调整线性均衡器就能得到补偿。但是，在有些情况下，比如为了消除无线频率干扰，通信信道2可能包括模拟带阻滤波器。模拟带阻滤波器产生的频谱零点在频谱上的位置可能因滤波器的分量值随温度变化而不同。通信信道2的这种特征上的变化不能简单地通过调整线性均衡器得到补偿。还有一种复杂情况，其原因是如果判定反馈均衡器在数据传输状态时不进行调整，则系统没有能力以最优化的方式对付不同的噪音条件。

图3表示以现有技术解决上述难题的一种方法。这一系统包含一个线性均衡器(FFE)、一个汤姆林森-哈若什玛预编码器(TML)和一个判定反馈均衡器(DFE)。在训练阶段，系统只包含FFE和DFE。训练阶段结束时，DFE的抽头系数值发送到包括在发送机中的预编码器(TML)，并且DFE的抽头系数值复位到零。在数据传输状态中，FFE和DFE两者进行调整，但预编码器(TML)不作调整。这种安排的好处在于克服了那些仅通过调整线性均衡器不能解决的、与通信信道特征和噪音条件变化有关的问题，因为接收机的DFE在数据传输状态下也能调整。缺点仍然存在，源于接收机的DFE进行误差判定反馈的风险。可以认为接收机的DFE抽头系数比图1显示的情况取值小，因为一部分反馈均衡已经在发送机侧进行了。因此，误差判定反馈的影响也没有在图1所示的配置中那样严重。但是，系统的性能仍在很大程度上取决于通信信道2的特征和系统噪音条件相对于训练阶段时的先前状态有多大变化。

改善图2和图3所示系统的直接了当的办法可以是以调整DFE的同样方式，根据检波误差和符号判定计算接收机侧的抽头系数调整的增量值，但要通过一条与传输方向相反的辅助信道把计算出来的增量值发送给发送机。然后将这些增量调整值用于更新发送机中预编码器的抽头系数值。这样，预编码器也能在数据传输状态下得到调整，从而接收机的DFE将变成冗余，或者其抽头系数的高取值受到限制。然而，容易看出这种均衡调整方法在一般情况下不实用。

本发明的一个目的是克服上述技术的缺陷，并提供一种用于数字通信信道的全新类型的方法和设备。

本发明的目标通过在数据传输状态下调整常规汤姆林森-哈若什玛预编码器得以实现。在根据本发明的一种系统中实施这种调整，使得接收机的检波器输入信号通过一条反向传输方向的辅助信道传送回发送机，然后根据检波器误差，并辅以使用诸如LMS算法的预编码器延迟线，调整预编码器的抽头系数。

更具体地说，根据本发明的方法的特征详见权利要求1中特征部分所描述的。

再者，根据本发明的设备的特征详见权利要求17中特征部分所描述的。

根据本发明的发送机的特征详见权利要求22中特征部分所描述的。

根据本发明的接收机的特征详见权利要求23中特征部分所描述的。

本发明具有显著优点。

本发明允许预编码器在数据传输状态下也能不间断地适应通信信道2的噪音条件发生的变化，以及模拟滤波器因为温度变化而出现的性质改变和其它因素引起的漂移。

下文参照附图显示的实施方案举例更具体地描述本发明，附图中：

图1显示以现有技术实施信道均衡的一个系统的框图；

图2显示以现有技术实施信道均衡的第二个系统的框图；

图3显示以现有技术实施信道均衡的第三个系统的框图；

图4显示根据本发明的一个系统的简化框图；

图5显示根据本发明的一个系统及其数学模型的较详细的框图；

图6显示根据本发明的一个系统的框图，该系统在接收端没有均衡器；

图7显示根据本发明的一个系统的框图，该系统在接收端只有一个线性均衡器；

图8显示根据本发明的一个系统的框图，该系统在接收端只有一个判定反馈均衡器；

图9显示根据本发明的一个系统的框图，该系统既有一个线性均衡器，又有一个判定反馈均衡器；

图10显示根据本发明的一个系统的框图，该系统的线性均衡器划分为级联配置的两个独立的均衡器，同时系统还包括一个判定反馈均衡器；以及

图11显示根据本发明的一个系统的框图，该系统具有一个与一个自适应滤波器(即：第二个线性均衡器)并联的线性均衡器，同时系统还包括一个判定反馈均衡器。

图1-11中的所有均衡器都可以是可调整的或固定的，只有预编码器TML根据本发明在所有情况下都是可调整的。

因此，本发明涉及一种适合应用于实现通信系统的方法和设备，其中汤姆林森-哈若什玛预编码器在数据传输状态中进行调整，见图4。从下文的讨论中读者将明白此方法的理论基础。

参见图5，这里显示的是一个配备汤姆林森-哈若什玛预编码的系统的离散时间模型。模运算的结果，作为预编码步骤不可分割的一部分，包含在发送出去的符号里。汤姆林森-哈若什玛预编码的基本知识可参考如所附参考文献(Lee & Messerschmitt)。

讨论中将使用下列符号：

C(z^-1)               通信信道2的转移函数(包括固定滤波器、调

                      制系统等等)

E(z^-1)               线性均衡器的转移函数

S_k                   扩展符号组(constellation)的第k个发送符

                      号＝初始符号组(sk)+模运算结果(mk)

S′_k                 使用接收机的扩展符号组为上述发送符号所作

                       的符号判定

d_k                   对上述发送符号的接收机检波器输入信号

e_k                   符号判定S′k中的检波器误差

h₀，h₁，h₂，...    对H(z^-1)的脉冲响应；H(z^-1)＝C(z^-1)E(z^-1)

v₀，v₁，v₂，..v_n 汤姆林森-哈若什玛预编码器的抽头系数

b_k                   汤姆林森-哈若什玛预编码器的输出信号

参见图5，预编码器输出是： $b_k=S_k-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-1}{v}_i$

在系统响应函数中，前置均衡器将进行判定的抽头(主抽头)前的所有抽头系数设置为零，于是对

C(z^-1)E(z^-1)＝H(z^-1)的脉冲响应的形式为：

0，0，...，0，1，r_k，r_k+1，r_k+2，...

简化此表示法，忽略设置为零的抽头(对应于理想的延迟)，则H(z^-1)的脉冲响应表达如下：

1，h₁，h₂，...，其中h₁＝r_k，h₂＝r_k+1，...

检波器输入分别为： $d_k=b_k+\underset{i=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-i}{h}_i$ 和 $d_k=S_k-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-i}{v}_i+\underset{i=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-1}{h}_i=S_k+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-i}(h_i-v_i)+\underset{i=n+1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-i}{h}_i$ 从中得到误差变量值： $u_k=d_k-S_k+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-i}(h_i-v_i)+\underset{i=n+1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k-i}{h}_i$

如果进行的符号判定正确(即：S′_k＝S_k)，则上面得到的误差u_k等于在接收机侧测量的检波器误差(e_k)。

能够看出汤姆林森-哈若什玛预编码器输出的连续值(b_k，b_k+1，b_k+2，...)彼此不相关联(参见Lee & Messerschmitt)。那么，通过使检波器误差与预编码器延迟线的元素之间进行关联，可以得到调整预编码器抽头系数所需要的并与抽头系数误差((h_i-v_i)成比例的参数值，即： $E\left\{b_{k-i}^{*}{u}_k\right\}={\mathrm{\σ}}_b^2(h_i-v_i)$ 因为 $E\left\{b_{k-i}^{*}{b}_{k-i}\right\}={\mathrm{\σ}}_b^2$ ${(\mathrm{\σ}}_b^2=$ 预编码器输出功率)以及当i≠j时， $E\left\{b_{k-i}^{*}{b}_{k-j}\right\}=0.$

原则上，从这里就可能求解抽头系数值，使预编码器能够最准确地补偿通信信道2的失真。求解等式给出： $v_i^{\mathrm{new}}=v_i+\frac{E\left\{b_{k-i}^{*}{u}_k\right\}}{{\mathrm{\σ}}_b^2}{=h}_i$ 其中v_i ^new为更新后的预编码器抽头系数，且下标i＝1...n(抽头数)。等式中的符号“*”表示复数共轭。

从上面的分析中显而易见，可以通过最小均方算法(LMS)，使用检波器输入和发送符号间的误差差额(dk-Sk)，以及预编码器延迟线所含值，来调整汤姆林森-哈若什玛预编码器的抽头系数。在实际实施中，下列抽头系数的控制算法代替了估计值的公式： $v_i^{\mathrm{new}}=v_i+{\mathrm{\μb}}_{k-i}^{*}{u}_k$ 其中μ为控制增量。也可使用误差值e_k写出等式。

通过相似的分析，与调整位于接收机侧的DFE抽头系数的误差成比例的变量可写成： $E\left\{{S^{\′}}_{k-i}^{*}{e}_k\right\}={\mathrm{\σ}}_S^2(h_i-q_i),$ 其中q_i是DFE抽头系数，σ_b ²是接收符号的功率。如果发送机没有配备预编码器，则这里必须用原始符号组中的符号判定代替扩展符号组中的符号判定(S′)。如果符号判定正确(S′_k-i＝S_k-i)，则检波器误差(e_k)等于u_k。比较上面的等式可以知道，如果符号判定等于预编码器的输出值，则预编码器和DFE的抽头系数调整项都相等。如果预编码器的抽头系数值为零，则符号判定等于预编码器的输出值，除非符号判定出错。当预编码器的抽头系数值增加时，符号判定与预编码器输出值的差值(差值功率)也随着增加。

类似地，可以看出，只要预编码器的抽头系数值保持足够小，则在DFE从抽头系数复位为零开始的控制算法的帮助下，对预编码器的调整就是稳定的。这里，由于每种情况会分别受到非常不同的限制，必须承认“足够小”这个词很难进行确切定义。如果需要较大的预编码器抽头系数值来补偿信道失真，则当控制环将预编码器的抽头系数值增加得太大，使得符号判定与预编码器的输出值的差值变得过分大时，系统操作将变得不稳定。

根据本发明的方法，一个实际的问题来自要求接收机的输入信号值(d_k)和预编码器延迟线的元素值(b_k-1，b_k-2，b_k-3，...)有一个正确的相互相位。在实际情形中，其实现细节是在线路帧同步信息的帮助下，将误差变量的信息与预编码器延迟线的内容元素值进行同步。另外，需要一个带有内存的功能设备，用于存储符号和延迟线的内容元素，直到与各个误差变量有关的信息都已经发送给了发送机。

根据本发明的方法，在数据传输状态中调整汤姆林森-哈若什玛预编码器的抽头系数按如下步骤完成：

1.将调整预编码器使用的误差变量(u_k或e_k)定义为分别是接收机侧检测到的信号(d_k)与发送符号(S)或估计符号(S′)的差值(d_k-S_k或d_k-S′_k)。在接收机侧，当预编码器的调整处于稳定状态时，信号d_k在所述差值的绝对值的达到最小值的点被取出。

2.用于决定误差变量值的信息(d_k或e_k)通过一条与发送方向相反的辅助信道从接收机发送到发送机。

3.运用LMS算法，根据误差变量值(d_k-S_k或e_k＝d_k-S′_k)和预编码器延迟线内容元素(b_k-1，b_k-2，b_k-3，...)调整预编码器抽头系数。

图6、7、8、9、10和11演示根据本发明的系统，它们使用本发明提供的应用于数据传输状态中的控制方案的预编码器调整。这里所示的系统包含一个汤姆林森-哈若什玛预编码器(TML)，利用根据本发明的方法来调整它。调整预编码器所需的误差变量值的计算(减法运算)既可以在发送机里进行，也可以在接收机里进行。

在图6所示的系统中，只使用一个预编码器实现信道均衡。根据代表检测前状态的误差(e₁)来调整预编码器。因此图6所示的系统只能用于不会引起前端符号间干扰(前端ISI)的那些信道，前端ISI即在作出符号判定的时刻之前相继信号之间的干扰。

在图7所示的系统中，接收机内同时有一个预编码器和一个线性均衡器。根据对应于检测前状态的误差(e₁)来调整预编码器和线性均衡器。

在图8所示的系统中，接收机内同时有一个预编码器和一个判定反馈均衡器(DFE)。根据对应于接收信号被DFE纠正前的状态的误差(e₁)来调整预编码器。根据误差e₂的值以常规方式来调整DFE。图8所示的系统只能用在不会引起前端ISI的那些信道上。

误差变量信息在接收机和发送机之间的通信，以及需要对发送信息和预编码器延迟线内容元素值之间进行同步，都使得此类预编码器调整在实际运行时缓慢。通常，这种缓慢的响应不是大问题，因为在数据传输状态下，均衡器调整的目的是对通信信道2上的特性变化作出响应，而主要由温度变化引起的信道特性改变是慢速进行的。因此，图7所示的系统适用于大多数实际环境。但是，有时也可能需要对判定反馈均衡器的进行快速调整。这种情况的一个例子反映的情形是落在信号传输频谱上的窄带干扰必须由线性均衡器中创建的一个阻带(频谱零点)来消除。当由线性均衡器中创建的阻带试图消除干扰时，它同时也引起数据信号的失真，这必须由判定反馈均衡器自适应新的情况来补偿。在这类情形中，判定反馈均衡器的调整速率必须与线性均衡器的调整速率同级。

图9、10和11示出根据本发明的实施方案来解决上述问题。

图9所示的系统在接收机中有一个预编码器和一个线性均衡器(FFE)，并补充以一个判定反馈均衡器(DFE)。根据紧跟在线性均衡器后的信号误差值(e₁)来调整预编码器。根据误差值e₂以常规方式来调整线性均衡器和DFE。

下面讨论一种情况，其中需要均衡器的快速自适应，且只有线性均衡器的自适应是不够的。线性均衡器和DFE快速响应，并因此快速自适应改变后的环境。对预编码器来说，这种情况和没有DFE的系统配置相似，因为如果DFE的输出为0，则e₁＝e₂。结果是预编码器以其固有的自适应速度进行自适应，使得误差e₁较小。线性均衡器和DFE以对待通信信道2发生的任何缓慢变化的同样方式检测到预编码器的自适应，并随之调整自身。一旦预编码器达到新的稳定态，后端(postcursor)ISI的影响便从线性均衡器的输出信号中被清除。这时DFE的抽头系数应(几乎)为零，而且在实际情形中，抽头系数已经在预编码器的调整阶段就调整为0或一个低值了。

根据本发明的方法使配置这样的系统成为可能，其中接收机的DFE能够对快速自适应的需求作出响应，但DFE对信道失真的补偿设置仍能以由预编码器调整速率决定的速度反映给发送机。这种安排限制了DFE抽头系数的增大，因此减少了接收误差的反馈。

在图9所示系统中，DFE参加了预编码器的调整过程，因为DFE影响误差e₂，线性均衡器根据此误差来调整，于是进而又影响到误差e₁。结果是在预编码器、线性均衡器和DFE的某些互相调整的速率上，系统的稳定性恶化。因此，图9所示的系统需要针对这些调整速率仔细设计。

DFE不影响预编码器调整的情况可以使用图10和11所示系统来实现。图10所示的系统中，线性均衡器分成两个级联的独立的线性均衡器(FFE1和FFE2)。预编码器和第一个线性均衡器(FFE1)根据第一个线性均衡器的输出中可测量的误差(e₁)来调整。第二个线性均衡器(FFE2)和DFE以常规方式根据误差e₂来调整。在运行中，预编码器决定于其固有的调整速率，寻求达到接收机不需要反馈均衡的情形。这种安排避免了DFE使用高抽头系数值。级联的自适应滤波器FFE1和FFE2的采样率可以相等或者不同。另外，采样率可以和符号速率相等、与其成倍数和成有理数倍数。根据一种优选实施方案，FFE1的采样率是符号速率的倍数(部分分隔均衡器)，而FFE2的采样率和符号速率相等。根据另一种优选的实施方案，FFE1和FFE2两个滤波器的采样率都和符号速率相等，或是其倍数。

在图11所示系统中，线性均衡器(FFE)与另一个也是线性均衡器的自适应FIR滤波器(AFIR)并联。预编码器和此自适应滤波器(AFIR)根据自适应滤波器输出中可测量的误差(e₁)进行调整。线性均衡器(FFE)和DFE以常规方式根据e₂来调整。同样在此系统中，预编码器决定于其固有的调整速率，寻求达到接收机不需要反馈均衡的情形，这样便避免了DFE中的高抽头系数值。这种安排的一个好处是自适应滤波器AFIR只有当预编码器进行调整时才需要调整和系数计算。因此，AFIR滤波器可以通过计算来实现，而无需复杂的ASIC设计。

在图6至11所示的上述系统中，接收机的线性均衡器和/或判断反馈均衡器(DFE)在某些情况下可以不需要在数据传输状态中进行调整。另外，线性均衡器和/或DFE可以包含一种全固定滤波器配置，从而该滤波器甚至在训练阶段也不进行调整。显然，以全固定配置或在训练阶段不进行调整的配置代替自适应均衡器会损害系统适应通信信道参数变化的能力。

参考文献：

[Lee & Messerschmitt]：E.A.Lee和D.G.Messerschmitt著，《数字通信》，Kluwer学院出版社，1994年出版。

Claims (27)

1.在数字通信通道上实施信道均衡的方法，此方法包括如下步骤：

-将输出比特流编码为符号，

-使用符号预编码(TML)补偿信道失真，

-通过通信信道(2，CHN)发送经预编码的符号，从而

-将通过通信信道(2，CHN)并通过接收机的信号处理装置的符号还原成比特流，

其特征在于：

-在数据发送状态中，根据预编码器延迟线内容值和取决于在接收机中可测量的信号与发送符号值(S)或估计符号值(S′)间的差值的那种误差变量值(e)来调整预编码(TML)，其中在接收机中，当所述调整处于稳定状态时，在所述差值达到其绝对值最小值的点测量信号。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于误差变量值在接收端(3)计算。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于误差变量值在发送端(1)计算。

4.根据权利要求1、2或3的方法，其特征在于信道失真在接收端(3)通过一个线性均衡器(FFE)补偿，该线性均衡器的输出信号经过处理，获得用于调整所述预编码器(TML)和所述线性均衡器(FFE)的误差变量值(e₁)。

5.根据权利要求1、2或3的方法，其特征在于信道失真在接收端(3)通过一个线性均衡器(FFE)和一个判断反馈均衡器(DFE)补偿，且使用与线性均衡器的输出信号相联系的误差变量值(e₁)来调整预编码器(TML)，并使用与接收机检波器输入信号相联系的另一个误差变量值(e₂)来调整线性均衡器(FFE)和判断反馈均衡器(DFE)。

6.根据权利要求1、2或3的方法，其特征在于信道失真在接收端(3)通过级联的线性均衡器(FFE1和FFE2)和一个判断反馈均衡器(DFE)补偿，且与第一个线性均衡器(FFE1)输出信号相联系的误差变量值(e₁)被用于调整预编码器(TML)和所述第一个线性均衡器(FFE1)，而与接收机检波器输入信号相联系的另一个误差变量值(e₂)被用于调整第二个线性均衡器(FFE2)和判定反馈均衡器(DFE)。

7.根据权利要求1、2或3的方法，其特征在于信道失真在接收端(3)通过并联的线性均衡器(AFIR和FFE)和一个判定反馈均衡器(DFE)补偿，且与一个线性均衡器(AFIR)输出信号相联系的误差变量值(e₁)被用于调整预编码器(TML)和所述第一个线性均衡器(AFIR)，并且第二个线性均衡器(FFE)的输出耦合到由接收机检波器和判定反馈均衡器(DFE)形成的实体上，并且与接收机检波器输入信号相联系的另一个误差变量值(e₂)被用于调整所述第二个线性均衡器(FFE2)和判定反馈均衡器(DFE)。

8.根据上述任何一个权利要求的方法，其特征在于运用最小均方算法(LMS)，根据预编码器延迟线内容值，并使用上述任何权利要求中提及的误差变量(e₁)来调整预编码器(TML)的抽头系数。

9.根据权利要求8的方法，其特征在于预编码器(TML)的抽头系数(V_i)值是由抽头系数控制算法来调整的，此算法可写为 $v_i^{\mathrm{new}}=v_i+{\mathrm{\μb}}_{k-i}^{*}{u}_k,$ 其中v_i ^new是抽头系数的已更新值，v_i是更新操作之前的抽头系数值，b_k-i ^*是预编码器延迟线内容的共轭值，以及u_k是误差变量值，μ为控制步长。

10.根据上述任何一个权利要求的方法，其特征在于与误差变量有关的、并通过一条相反方向辅助信道从接收机发送到发送机以调整位于发送机的预编码器的信息，在线路帧同步信息的帮助下，与预编码器延迟线的内容元素值进行同步。

11.根据权利要求6的方法，其特征在于线性均衡器(FFE1和FFE2)的采样率和符号速率成倍数或成有理数倍数，且所述抽样率可以相同也可以不同。

12.根据权利要求6的方法，其特征在于一个均衡器(FFE1)的采样率和符号速率成倍数，而另一个均衡器(FFE2)的采样率和符号速率相等。

13.根据权利要求6的方法，其特征在于两个滤波器(FFE1和FFE2)的采样率都和符号速率相等。

14根据权利要求7的方法，其特征在于两个线性均衡器(AFIR和FFE)的采样率和符号速率成倍数或成有理数倍数，且所述两个抽样率可以相同也可以不同。

15.根据权利要求7的方法，其特征在于一个均衡器(FFE)的采样率和符号速率成倍数，而另一个均衡器(AFIR)的采样率和符号速率相等。

16.根据权利要求7的方法，其特征在于两个滤波器(AFIR和FFE)的采样率都和符号速率相等。

17.在数字通信通道实施信道均衡的设备，该设备由下列设备组成：

-发送机，该发送机还包括：

·将比特流转换成符号的装置，

·对符号进行预编码的预编码器(TML)

-能够传输经过预编码的符号的通信信道(2，CHN)，以及

-带有信号处理装置的接收机，适合于将经由通信信道(2，CHN)传输的符号恢复成比特流，

其特征在于所述设备包括：

-一个预编码器(TML)，该预编码器能够在数据发送状态中，被根据预编码器延迟线内容值和取决于在接收机中可测量的信号与发送符号值(S)或估计符号值(S′)之间的差值的那种误差变量(e)值进行调整，其中在接收机中，当所述调整处于稳定状态时，在所述差值达到其最小绝对值的点测量信号，以及

-决定所述误差变量(e)的装置。

18.根据权利要求17的设备，其特征在于该设备在其接收端(3)包含一个线性均衡器(FFE)，该线性均衡器的输出信号被处理以获得用于调整所述预编码器(TML)和所述线性均衡器(FFE)的误差变量值(e₁)。

19.根据权利要求17的设备，其特征在于该设备在其接收端(3)包含一个线性均衡器(FFE)和一个判定反馈均衡器(DFE)，并且与线性均衡器(FFE)输出信号相关联的误差变量值(e₁)可用于调整预编码器(TML)，并且与接收机检波器输入信号相关的另一个误差变量值(e₂)可用于调整线性均衡器(FFE)和判定反馈均衡器(DFE)。

20.根据权利要求17的设备，其特征在于该设备在其接收端(3)包含级联的线性均衡器(FFE1和FFE2)和一个判定反馈均衡器(DFE)，并且与第一个线性均衡器(FFE1)输出信号相关联的误差变量值(e₁)可用于调整预编码器(TML)和第一个线性均衡器(FFE1)，并且与接收机检波器输入信号相关的另一个误差变量值(e₂)可用于调整第二个线性均衡器(FFE2)和判定反馈均衡器(DFE)。

21.根据权利要求17的设备，其特征在于该设备在其接收端(3)包含并联的线性均衡器(AFIR和FFE)和一个判定反馈均衡器(DFE)，以便与第一个线性均衡器(AFIR)输出信号相关联的误差变量值(e₁)可用于调整预编码器(TML)和所述一个线性均衡器(AFIR)，并且第二个线性均衡器(FFE)的输出耦合到由接收机检波器和判定反馈均衡器(DFE)形成的实体上，且与接收机检波器输入信号相关的另一个误差变量值(e₂)可用于调整所述第二个线性均衡器(FFE)和判定反馈均衡器(DFE)。

22.用于以根据权利要求1的方法在数字通信通道上实施信道均衡的发送机(1)，该发送机(1)包括：

-将比特流转换成符号的装置，

-对符号进行预编码的预编码器(TML)

其特征在于所述发送机(1)包括：

-接收这种信息的装置，从该信息中可以处理取决于在接收机中可测量的信号与发送符号值(S)或估计符号值(S′)之间的差值的那种误差变量(e)，和

-能够在数据发送状态中，根据预编码器延迟线内容值和所述误差变量值进行调整的预编码器(TML)。

23.用于以根据权利要求1的方法在数字通信通道上实施信道均衡的接收机(3)，该接收机(3)包括：

-将符号转换成比特流的装置，

其特征在于所述接收机(3)包括：

-通过一条相反方向的辅助信道向本方法的发送机发送信息的装置，从该信息中可以处理取决于在接收机中可测量的信号与发送符号值(S)或估计符号值(S′)之间的差值的那种误差变量(e)。

24.根据权利要求23的设备，其特征在于该设备包含一个线性均衡器(FFE)，其输出信号被处理以获得用于调整所述预编码器(TML)和所述线性均衡器(FFE)的误差变量值(e₁)。

25.根据权利要求23的设备，其特征在于该设备包含一个线性均衡器(FFE)和一个判定反馈均衡器(DFE)，且与线性均衡器(FFE)输出信号相关联的误差变量值(e₁)可用于调整预编码器(TML)，并且与接收机检波器输入信号相关的另一个误差变量值(e₂)可用于调整线性均衡器(FFE)和判定反馈均衡器(DFE)。

26.根据权利要求23的设备，其特征在于该设备包含级联的线性均衡器(FFE1和FFE2)和一个判定反馈均衡器(DFE)，并且与第一个线性均衡器(FFE1)输出信号相关联的误差变量值(e₁)可用于调整预编码器(TML)和第一个线性均衡器(FFE1)，并且与接收机检波器输入信号相关的另一个误差变量值(e₂)可用于调整第二个线性均衡器(FFE2)和判定反馈均衡器(DFE)。

27.根据权利要求23的设备，其特征在于该设备包含并联的线性均衡器(AFIR和FFE)和一个判定反馈均衡器(DFE)，以便与第一个线性均衡器(AFIR)输出信号相关联的误差变量值(e₁)可用于调整预编码器(TML)和所述一个线性均衡器(AFIR)，并且第二个线性均衡器(FFE)的输出耦合到由接收机检波器和判定反馈均衡器(DFE)形成的实体上，并且与接收机检波器输入信号相关的另一个误差变量值(e₂)可用于调整所述第二个线性均衡器(FFE)和判定反馈均衡器(DFE)。

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