CN116668245A - 联合时钟恢复和盲均衡的dsp装置、接收端及系统 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置、接收端及系统，涉及光通信领域，该方法包括：采用Gardner反馈式全数字时钟同步算法的时钟恢复模块和采用T/2分数间隔M‑CMMA盲均衡算法的盲均衡模块；时钟恢复模块包括插值滤波器、数字控制振荡器、环路滤波器和时钟误差检测器；插值滤波器对信号进行插值滤波；盲均衡模块对插值滤波后的信号进行盲均衡；时钟误差检测器根据定时同步算法和盲均衡后的信号计算定时误差，当定时误差不等于0时，将盲均衡后的信号经过数字控制振荡器和环路滤波器后发送至插值滤波器。本发明能够通过时钟恢复和盲均衡之间的有效互补，使得采样时钟偏移和信道损伤的影响被同时抑制。
Description
技术领域
本发明涉及光通信领域，特别是涉及一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置、接收端及系统。
背景技术
进入21世纪以来，因特网的普及改变人类数千年的生活，也标志着人类科技实现了从工业文明时代到信息文明时代的蜕变。近5年来，随着物联网、云计算、虚拟现实、超高清多媒体和移动数据通信等新兴业务和新技术的迅速发展，全球数据流量呈现爆发性的增长。随着社会发展，人们的工作和生活更加依赖于互联网信息通信技术，网上授课、远程办公成为了常态，一些企业也竭尽可能地摒弃了原有的线下模式，将产品和服务搬到线上，导致网络中数据传输容量需求出现爆发式增长。巨大的数据传输容量需求对网络升级扩容提出了迫切需求。在这种情况下，这些新型业务的蓬勃发展，都离不开整个通信产业的基础物理层——高速光通信系统。
高速光通信系统以光波为载体，一般以光纤作为传播媒介，具有通信容量大、传输质量优、保密性能好、使用寿命长等优点。几年来光纤通信的最大市场已经从过去的运营商转为数据中心，数据中心成为光纤通信的主要应用场景，因此，围绕数据中心展开的高速光互连，近年来已经成为光通信领域的研究热点。
由于数据中心高速光互连的极大需求，系统成本、功耗和占用空间等因素将直接影响数据中心高速光互连系统的具体实施。因此，有必要使用形式简单的强度调制/直接检测(Intensity Modulation/Direct Detection，IM/DD)收发装置和其他低成本组件，比如直接调制激光器(Directly Modulated Laser，DML)、垂直腔面发射激光器(Vertical-Cavity Surface-Emitting Laser，VCSEL)、电吸收调制器(Electro AbsorptionModulator，EAM)和直接检测相结合。然而，大部分低成本器件往往存在调制带宽低、调制啁啾大、光纤色散严重及非线性动态干扰等问题，并且随着传输速率和传输距离的不断增加，光信号在这样的低成本链路中更容易受到各种损伤的影响，严重影响了光信号的传输质量。为了在控制成本的同时，不断满足对带宽及传输距离的要求，数字信号处理(DigitalSignal Process，DSP)技术显得尤为重要，因此，需要为数据中心高速光互连系统配备合适的DSP装置，来改善数据中心高速光互连系统中的信号质量问题。
在IM/DD系统中，时钟恢复技术可以跟踪收发端的采样时钟偏移，完成定时相位同步。然而，一方面，在实际系统中由于器件带宽受限、光纤色散等因素，会造成信号波形的扭曲，如果不先进行均衡补偿，而直接进行时钟恢复，将严重影响时钟恢复算法的性能，导致无法准确得到理想采样时刻的信号；另一方面，均衡技术可以有效补偿系统中的线性与非线性损伤，但大多数基于符号间隔的均衡器需要在时钟恢复后进行，因为它们的有效性必须依赖同步信号。因此，需要探讨如何提高时钟恢复和信道均衡的效果。在大多数研究中，采用的方法是先进行时钟恢复，再进行信道均衡，即级联时钟恢复和信道均衡的方法，达到时钟补偿和消除码间串扰的目的，但两个模块之间的相互影响会降低信号质量。
此外，在IM/DD系统中，通常使用前馈均衡器(Feed Forward Equalizer，FFE)、判决反馈均衡器(Decision Feedback Equalizer，DFE)等自适应均衡方法来补偿各种收发器的带宽限制和信道损伤。上述均衡技术需要发送训练序列，训练序列占用一部分带宽，从而降低了通信系统的有效信息率，并且在外界突发因素引起通信中断时，不能自适应调节，需要重新发送训练序列才能恢复工作。恒模盲均衡技术(Constant modulus algorithm，CMA)可以解决上述问题，但是传统的CMA是利用恒定的幅度值构造代价函数，对多幅度信号匹配性较差，均衡后仍存在较大的码间串扰(Inter symbol Interference，ISI)。
发明内容
本发明的目的是提供一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置、接收端及系统，能够通过时钟恢复和盲均衡之间的有效互补，使得采样时钟偏移和信道损伤的影响被同时抑制。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
第一方面，本发明提供了一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置，包括：时钟恢复模块和盲均衡模块；其中，所述时钟恢复模块采用的是Gardner反馈式全数字时钟同步算法；所述盲均衡模块采用的是T/2分数间隔M-CMMA盲均衡算法；
所述时钟恢复模块包括插值滤波器、数字控制振荡器、环路滤波器和时钟误差检测器；
所述插值滤波器用于对处理后的数字信号或所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号进行插值滤波操作，得到插值滤波操作后的信号；其中，处理后的数字信号为对发射端输出的模拟信号进行模数转换后得到的信号；
所述盲均衡模块用于对插值滤波操作后的信号进行盲均衡，得到盲均衡后的信号；
所述时钟误差检测器用于根据定时同步算法和所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号，计算定时误差，并当定时误差等于0时，输出所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号，当定时误差不等于0时，将所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号依次经过所述数字控制振荡器和所述环路滤波器后发送至所述插值滤波器。
第二方面，本发明提供了一种接收端，包括光信号处理组件、第一方面所述的DSP装置以及比特数据确定模块；
所述光信号处理组件，用于对接收的光信号进行处理，得到处理后的信号；
所述比特数据确定模块，用于根据PAM4映射规律和补偿后的数字信号，输出接收到的比特数据。
第三方面，本发明提供的一种联合时钟恢复和盲均衡的数据中心高速光互连系统，包括发射端、传输链路和第二方面所述的接收端；其中，所述发射端用于输出光信号；所述传输链路用于将所述发射端输出的光信号传输至所述接收端。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明提供了一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置、接收端及系统，改变了传统方案中先对所有输入信号进行时钟恢复，再进行信道均衡的级联结构。本发明提供的技术方案的工作过程为：输入信号先通过时钟恢复，再进行信道均衡；信道均衡后的信号反馈到时钟恢复模块中，用于时钟误差的检测和更新；利用更新后的时钟误差再进行时钟恢复，从而构成一个联合均衡的定时反馈环路。
本发明提供的技术方案，不仅可以消除信道损伤带来的码间干扰，并追踪较大的采样时钟偏移，还解决了传统级联方法中时钟恢复和信道均衡的先决条件不兼容问题。通过时钟恢复和均衡之间的有效互补，使得时钟偏移和信道损伤的影响被同时抑制。此外，本发明提供的技术方案，可以进一步降低系统的误码率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的联合时钟恢复和盲均衡的联合算法框图；
图2为本发明实施例提供的分数间隔均衡器过采样原理框图；
图3为本发明实施例提供的PAM4信号星座图；
图4为本发明实施例提供的M-CMMA盲均衡算法原理图；
图5为本发明实施例提供的Gardner定时误差检测算法示意图；
图6为本发明实施例提供的数字控制振荡器原理图；
图7为本发明实施例提供的CMA和M-CMMA算法在传统级联方法下的误码率对比图；
图8为本发明实施例提供的传统级联方法和联合方法的误码率对比图；
图9为本发明实施例提供的一种联合时钟恢复和盲均衡的数据中心高速光互连系统的结构框图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
在本发明中，时钟恢复算法采用改进Gardner全数字反馈技术。由于传统Gardner全数字反馈技术是针对BPSK(Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控)/QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，正交相移键控)调制信号提出的，针对多电平调制信号PAM4，定时误差检测的结果可能在有些点上是正确的，而在有些点上是错误的。通过对传统Gardner全数字反馈技术进行改进，改变其只对零点检测有效性的缺点。在本发明中，采用的改进方法是：将中间值，即相邻两个最佳采样点间的值归零化，即对误差函数进行了调整，从而适用于多电平调制信号PAM4，可以进行定时误差的检测。
盲均衡算法采用T/2分数间隔M-CMMA技术。与传统的自适应均衡器相比，盲均衡算法由于不需要训练序列而自适应调节均衡器系数，不仅克服和改善了自适应均衡器的缺陷，还提高了信道带宽利用率。本发明在经典CMA恒模盲均衡算法的基础上，针对其只对恒模信号具有良好均衡效果的问题进行了改进，提出了多模级联CMA(M-CMMA)方法。通过更改误差函数的计算方法，可以解决CMA算法对PAM4信号收敛稳态误差不为零的问题，从而实现信号的线性均衡。本发明采用分数间隔方式的均衡器，相较于常用的符号间隔均衡器，可以避免频谱发生混迭的情况。
实施例一
本实施例提供的一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置包括时钟恢复模块和T/2分数间隔M-CMMA盲均衡模块；其中，所述时钟恢复模块采用的是Gardner反馈式全数字时钟同步算法。所述盲均衡模块采用的是T/2分数间隔M-CMMA盲均衡算法。
图1为本实施例提出的联合时钟恢复和盲均衡的联合算法框图，所述时钟恢复模块主要包含四个组件，分别为：插值滤波器、数字控制振荡器(NCO)、环路滤波器(LF)和时钟误差检测器(TED)；插值滤波器的输出接入T/2分数间隔M-CMMA盲均衡模块，均衡后的信号又反馈到时钟误差检测器中，用于检测和更新时钟误差，再通过数字控制振荡器(NCO)、环路滤波器(LF)和插值滤波器进行时钟恢复。
所述插值滤波器用于对处理后的光信号或所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号进行插值滤波操作，得到插值滤波操作后的信号；其中，处理后的光信号为对发射端输出的光信号进行处理后得到的信号；所述盲均衡模块用于对插值滤波操作后的信号进行盲均衡，得到盲均衡后的信号；所述时钟误差检测器用于根据定时同步算法和所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号，计算定时误差，并当定时误差等于0时，输出所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号，当定时误差不等于0时，将所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号依次经过所述数字控制振荡器和所述环路滤波器后发送至所述插值滤波器。
接下来，介绍上述各个模块的工作过程。
(1)盲均衡模块
在上述装置中盲均衡模块所述盲均衡模块是一个T/2分数间隔均衡器，且该T/2分数间隔均衡器采用的是M-CMMA盲均衡算法；接下来介绍该模块的工作原理。
1)T/2分数间隔均衡
根据输入信号的采样速率可以划分均衡器类型，如果均衡器的相邻抽头时间延迟等于T(T为码元间隔)，则称为符号间隔均衡器。采用符号间隔均衡器时，若均衡器的输出信道带宽不严格限制在1/T，那么以1/T的速率采样会引起混迭现象，即频谱间隔为1/T的频谱分量相互重叠，信号的频谱混迭模型可能会出现频谱零点，而分数间隔均衡器(FSE)可以解决这个问题。FSE采用超过码元速率的速率采样，一般有两种方式：过采样方式和多速率方式。
本实施例采用的T/2分数间隔均衡器，是过采样方式，原理框图如图2所示，首先对均衡器的输入信号，在每两个采样值中间插入1个零值得到过采样信号，然后经过均衡器均衡后，采样速率将提高2倍，再进行下采样操作得到输出信号。
2)多模级联CMA盲均衡(M-CMMA)
在进行自适应均衡时，把不需要训练序列的均衡称为盲均衡。盲均衡不需要发射端插入训练序列，估计的过程纯粹依赖于接收信号的统计信息，优点是提高了信道带宽利用率，克服和改善了自适应均衡器的缺陷。其中，经典的算法就是“恒定模长”算法(CMA)。CMA的一般代价函数可以表示为：
J(w)CMA＝E[(|yn|p-Rp)2] (1)。
其中，w为CMA滤波器系数，p为CMA阶数，z＝wTy为CMA输出信号，y为接收到的信号向量，Rp为与信号统计量有关的常数，其定义如下：
即p阶常数与信号的2p阶统计量有关。根据MMSE估计准则，滤波器系数的估计值应该是：
根据最快下降原理，将滤波器系数沿着代价函数对滤波器系数梯度反方向进行迭代更新：
其中，λ为大于零的步长参数。进一步推导可以得到CMA系数更新的一般形式为：
wn+1＝wn-λxn *yn|yn|p-2(|yn|p-Rp) (5)。
其中，CMA的误差函数可表示为：
e＝yn|yn|p-2(|yn|p-Rp) (6)。
从硬件实现的角度考虑，CMA一般采用其一阶或二阶的形式，将p＝1和p＝2分别代入(5)中，可以得到其系数更新过程：
取算法的收敛速度及计算复杂度的折中，实际系统常使用二阶CMA。在式(7)中，R1和R2为固定常数，因此对于某些恒模调制信号，CMA算法有着明显的优势，然而当采用高阶调制，如非恒模PAM4、64QAM等，即便均衡器已经处于收敛状态，但是由于滤波器输出模长不固定，会造成收敛后的稳态误差波动比较大。
针对CMA算法对PAM4信号收敛稳态误差不为零的问题，本实施例采用一种多模级联CMA(M-CMMA)的方法。与CMA使用单一的半径长度不同的是，M-CMMA根据重新定义的半径常数，采用级联计算的误差函数。以图3所示的PAM4信号星座图为例，其星座图共有两个二阶半径{A1＝(r1)2＝(±1)2，A2＝(r2)2＝(±3)2}＝{1，9}，如果按照原先的误差函数进行计算，即使是理想的PAM4信号，误差函数值也不为零。
M-CMMA定义了两个新的半径常数：B1＝0.5(A1+A2)，B2＝0.5(A2-A1)。因此，误差函数的计算可以采用级联的形式消除残余误差，即：
en＝yn(||yn|2-B1|-B2) (8)。
将PAM4的两个半径代入上式可以发现，在理想情况下(yn＝±1，±3)，稳态收敛的M-CMMA的误差函数为零；非理想情况下，例如yn＝±2时，稳态收敛的M-CMMA的误差函数为±6。
M-CMMA盲均衡算法原理图如图4所示。该模块利用自定义的初始均衡器系数w(t)，对输入信号x(n)进行滤波，产生盲均衡输出信号y(n)＝wH(n)x(n)。接下来，将盲均衡输出信号y(n)输入到式(8)误差函数模块，计算出误差，再根据该误差用自适应LMS算法对盲均衡滤波器的系数进行更新。具体的算法流程如表1所示。
表1 M-CMMA算法流程表
| M-CMMA算法 |
| 1.滤波器初始化w，λ，Ntaps，n，并设置w(Ntaps/2)＝1 |
| 2.滤波后信号输出y(n)＝wH(n)x(n) |
| 3.误差更新en＝yn(|yn 2-B1|-B2) |
| 4滤波器系数更新wn+1＝wn-λenxn |
| 5.更新n＝n+1 |
| 6.直至循环结束 |
(2)时钟误差检测器(TED)
在基于反馈型的定时恢复中，Gardner提出的时钟误差检测器，由于其简单的结构和能够独立于未知载波相位进行的优点得到了广泛应用。Gardner定时误差算法通常用于同步的二进制基带信号或者全称(BPSK)、全称(QPSK)信号，额外带宽大约有40％-60％。由于该算法是非面向判决的，因此载波相位与定时同步相互独立。一般情况下，利用Gardner算法计算误差的表达式如式(9)所示：
etk＝y1s(k-1)[y1s(k)-y1s(k-2)] (9)。
根据式(9)，如图5(a)所示，当中间采样点的值y1s(k-1)为0时，定时误差etk输出为0，说明此时的采样为环路的最佳采样点，不需要进行插值调整；如图5(b)所示，若中间采样点的值大于0，即定时误差大于0，表示采样时钟超前，则需要通过插值滤波器，将插值向后调整；如图5(c)所示，若中间时刻采样点的值小于0，即定时误差小于0，表示采样时钟滞后的情况，则需要插值滤波器进行调整，向前进行插值。
Gardner的算法是基于QPSK调制信号推导得到的，而PAM4与QPSK除了有相同点，还有一些不同。1)相同点：在PAM4调制信号中，有些情况和QPSK类似，例如，当符号从-1变为1、1变为-1、-3变为3、3变为-3时，如果没有定时误差，则中间采样点的值应为0；而有定时误差时，中间采样点将产生一个非零值，并且它的大小与定时误差的大小成正比。2)不同点：对于PAM4信号来说还有一些特殊情况，即没有定时误差时，中间采样点的值也不等于0；例如，当PAM4符号从3变为-1，如果没有定时误差，中间采样点的值为1。根据上述分析，对于PAM4信号来说，在没有定时误差时，中间采样点的值不一定为0，可能是{0，1，-1，2，-2}中的一种。
因此，根据Gardner算法原理，如果将其直接运用在PAM4系统中，定时误差检测的结果在有些点上是正确的，在有些点上是错误的，这些错误会导致定时时钟的抖动。
为了消除Gardner误差检测算法应用在PAM4系统时出现的问题，本发明对该误差检测算法进行了修订，如下：
etk＝[y1s(k-1)-a][y1s(k)-y1s(k-2)] (10)。
式中，
a＝[y1s(k)+y1s(k-2)]/2 (11)。
例如，当PAM4符号从3变为-1时，根据式(10)和(11)，有a＝(3-1)/2＝1；在没有定时误差的情况下，中间采样点的值y1s(k-1)为1，利用a对它进行修正，相当于横坐标向上移a，得到[y1s(k-1)-a]的值为0，就说明没有定时误差。
在反馈时钟恢复环路中，TED基于上述定时同步算法，负责检测出定时误差，调整同步环路的方向和趋势。
(3)环路滤波器(LF)
所述环路滤波器用于对定时误差进行低通滤波处理。
LF对TED输出的定时误差etk进行低通滤波，以降低高频噪声对误差的影响，减小输出误差抖动并提取其平稳分量。本实施例采用了传统的比例单元和积分单元组合的形式：
比例单元，有：
LFp＝k1etk(n) (12)。
积分单元，有：
LFI＝k2etk(n)+LFI(n-1) (13)。
其中，k1,k2分别为比例单元和积分单元的增益系数。窄带环路滤波器的输出可表示为：
W(n)＝LFp(n)+LFI(n) (14)。
(4)数字控制振荡器(NCO)
所述环路滤波器用于根据低通滤波处理后的定时误差，生成插值滤波器所需的控制参数。
上述LF产生一个控制字W，被送入NCO中，产生插值滤波器所需的控制参数mk和uk。分数间隔计算器负责uk的计算；NCO其实算是个寄存器，主要负责计算内插基点mk，每当NCO过零点，就能产生一个插值指示，周期为Ti，就是内插周期，以便进行时钟偏移的调整；计算得到的mk和uk，会反馈到插值器进行内插。
下面简单介绍NCO的原理，NCO的输出可以表示为：
N(n)＝[N(n-1)-W(n-1)]mod1(N∈[0,1)) (15)。
其中，W(m)由环路滤波器调节，表示相位步长，能保证插值滤波器输出最佳采样点，Ts是NCO的工作周期，Ti为内插周期，所以W(m)＝Ts/Ti。
NCO的工作原理如图6所示，它主要负责两部分，一是提供采样时钟，二是计算内插基点mk的有效位置；能够根据输入的定时误差实时地反馈内插基点mk和输出脉冲信号。数控振荡器溢出一次，就要重采样一次；每在(mk+1)Ts时刻过一次零点，内插滤波器便在该时刻插值一次。假设当前采样点的时刻为mk，W(mk)是NCO的值，W(mk)为LP输出控制字，即每次递减的步长，那么，刚刚这段文字描述用公式(16)表示为：
η(mk+1)＝[η(mk)-W(mk)]mod[1] (16)。
下个符号周期即将到来时，η(mk)＜W(mk)，其初始值为寄存器NCO对1取模后的值，在这期间，NCO将有一次过零点由图3可知。
上式可以得出分数间隔uk为：
由上式的除法运算，可实时得到uk值，于是NCO就这样提供内插滤波器的控制参数mk和uk。就此形成了闭环的反馈操作，实现了Gardner时钟恢复算法和M-CMMA均衡的联合。
(5)插值滤波器
所述插值滤波器，用于：对处理后的光信号进行插值滤波操作，或者，采用插值滤波器所需的控制参数，对所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号进行插值滤波操作。
插值滤波器，其主要的作用是完成接收信号的插值计算。由于信道损耗、频偏、相噪等原因，系统的收发端会出现定时误差。通过插值滤波器对接收信号r2s(2(k+1))进行插值，可以实现时钟恢复，得到时钟恢复后的最佳插值序列x2s(2(k+1))。插值滤波器常用的插值方式有线性插值、立方插值、分段抛物线插值，一般采用多项式的方式插值，如下所示：
其中，Ci为插值系数，Ci与uk的不同对应关系取决于不同的插值方法，本实施例采用的是分段抛物线插值法，原理如公式(20)所示：
其中，x(k)为插值前信号，yI(k)为插值后恢复信号。
插值后的序列r2s(2(k+1))作为同步信号被送入后面的T/2M-CMMA均衡模块中，均衡后的输出序列为送入时钟误差检测器中。
图7所示为100Gbit/s系统下，分别采用传统的CMA算法和改进的M-CMMA算法，系统的误码率曲线图。图中可以说明，改进的M-CMMA算法能够降低系统的误码率。
图8所示为112bit/s系统下，传输10km和20km时，分别采用传统的级联方式和改进的联合方式时，系统的误码率性能对比图。可见与传统方法相比，本发明所述改进方法下误码率大大降低，即本发明所述方法性能更优。
实施例二
本实施例提供的接收端包括光信号处理组件、实施例二所述的DPS装置以及比特数据确定模块。其中，所述光信号处理组件，用于对接收的光信号进行处理，得到处理后的光信号。所述比特数据确定模块，用于根据PAM4映射规律和补偿后的数字信号，输出接收到的比特数据。
进一步地，本实施例所述的光信号处理组件包括：
光放大器(OA)，用于对接收的光信号进行放大操作；由于经过光纤传输后，若接收端的光信号功率过低，需要对接收端的光信号进行放大。
光电探测器(PD)，用于将放大操作后的光信号进行检测，得到模拟电信号。
跨阻放大器(TIA)，用于对模拟电信号进行放大操作；由于光电探测器(PD)接收到光信号后，检测出的模拟电流信号比较微弱，需要利用跨阻放大器(TIA)将其放大。
模数转换器(ADC)，用于将放大操作后的模拟电信号转换为数字信号。
第二重采样器，用于对数字信号进行重采样操作，即对数字信号重采样到所需的采样倍数。
匹配滤波器，用于对重采样操作后的数字信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的数字信号；其中，匹配滤波后的数字信号为处理后的光信号。
进一步地，本实施例所述的DSP装置，主要针对匹配滤波后的数字信号的线性损伤和时钟误差进行补偿。
实施例三
如图9所示，本实施例提供了一种联合时钟恢复和盲均衡的数据中心高速光互连系统，包括发射端(TX)、传输链路以及实施例二所述的接收端(RX)。其中，所述发射端用于输出光信号；所述传输链路用于将所述发射端输出的光信号传输至所述接收端。图9中的BER表示比特误差率。
进一步地，本实施例所述的发射端包括：
信号生成器，用于生成伪随机二进制序列。
PAM4信号映射器，用于将伪随机二进制序列进行映射操作，得到PAM4符号序列。
升余弦滚降成型滤波器(简称RRC成型滤波器)，用于对PAM4符号序列进行整形操作。其中，为了在一定的带宽要求下，尽量减少符号间串扰(ISI)，将PAM4符号序列通过一个RRC成型滤波器进行整形。
第一重采样器，用于将整形操作后的PAM4符号序列进行重采样操作。其中，重采样操作：将信号上采样到每个符号两个采样点。
数模转换器(DAC)，用于将重采样操作后的PAM4符号序列进行数模转换，得到模拟电信号。
电信号放大器(EA)，用于对模拟电信号进行放大操作。
直接调制器激光器(DML)，用于对放大操作后的模拟电信号进行电-光调制，得到光信号。
传输链路为一段标准单模光纤；对于数据中心内的光互连应用，传输距离多在1km-20km以内，而对于数据中心间的光互连应用，传输距离多在40km以上。
本发明的优点：本发明提出了一种适用于数据中心高速光互连系统中，信号损伤和时钟偏移的补偿方法，优点在于：
1.与传统级联方法相比，从结构上进行改变，采用联合时钟恢复和均衡的方法解决了时钟恢复和信道均衡的先决条件不兼容问题，降低了误码率；
2.相比于常用的CMA盲均衡算法，针对PAM4信号采用了改进的M-CMMA盲均衡算法，提高了其收敛性能，降低了误码率；
3.根据PAM4信号的特征，对反馈式全数字Gardner时钟恢复算法的定时误差进行更改，提高了算法的收敛性能。
本发明的关键点和预保护点如下。
关键点：本发明提出了一种联合分数间隔M-CMMA盲均衡和改进的全数字反馈Gardner全时钟恢复的接收端DSP模块。通过时钟恢复算法来消除信号线性补偿后的时钟偏移误差；盲均衡算法则可以对完成定时误差补偿的信号进行线性补偿、消除均衡色散，两个模块相互联合运行使得时钟偏移和信道损伤的影响被同时抑制，同时本进一步降低了系统的误码率。
欲保护点：本发明的具体技术实现过程中的联合算法和改进的M-CMMA算法。具体包括，本发明提出的具体联合框架；本发明提出的对CMA盲均衡算法的改进。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
Claims (10)
1.一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置，其特征在于，包括：时钟恢复模块和盲均衡模块；其中，所述时钟恢复模块采用的是Gardner反馈式全数字时钟同步算法；所述盲均衡模块采用的是T/2分数间隔M-CMMA盲均衡算法；
所述时钟恢复模块包括插值滤波器、数字控制振荡器、环路滤波器和时钟误差检测器；
所述插值滤波器用于对处理后的数字信号或所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号进行插值滤波操作，得到插值滤波操作后的信号；其中，处理后的数字信号为对发射端输出的光信号进行处理后得到的信号；
所述盲均衡模块用于对插值滤波操作后的信号进行盲均衡，得到盲均衡后的信号；
所述时钟误差检测器用于根据定时同步算法和所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号，计算定时误差，并当定时误差等于0时，输出所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号，当定时误差不等于0时，将所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号依次经过所述数字控制振荡器和所述环路滤波器后发送至所述插值滤波器。
2.根据权利要求1所述的一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置，其特征在于，所述盲均衡模块包括一个T/2分数间隔均衡器，且所述T/2分数间隔均衡器采用的是M-CMMA盲均衡算法。
3.根据权利要求1所述的一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置，其特征在于，在所述时钟误差检测器中，当定时误差大于0时，表示采样时钟超前，则需要通过插值滤波器，将插值向后调整；当定时误差小于0时，表示采样时钟滞后，则需要通过插值滤波器，将插值向前调整。
4.根据权利要求1所述的一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置，其特征在于，所述环路滤波器用于对定时误差进行低通滤波处理。
5.根据权利要求4所述的一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置，其特征在于，所述环路滤波器用于根据低通滤波处理后的定时误差，生成插值滤波器所需的控制参数。
6.根据权利要求5所述的一种联合时钟恢复和盲均衡的DSP装置，其特征在于，所述插值滤波器，用于：
对处理后的数字信号进行插值滤波操作，
或者，采用插值滤波器所需的控制参数，对所述盲均衡模块输出的盲均衡后的信号进行插值滤波操作。
7.一种接收端，其特征在于，包括光信号处理组件、权利要求1-6任一项所述的DSP装置以及比特数据确定模块；
所述光信号处理组件，用于对接收的光信号进行处理，得到处理后的信号；
所述比特数据确定模块，用于根据PAM4映射规律和补偿后的数字信号，输出接收到的比特数据。
8.根据权利要求7所述的一种接收端，其特征在于，所述光信号处理组件，包括：
光放大器，用于对接收的光信号进行放大操作；
光电探测器，用于将放大操作后的光信号进行检测，得到模拟电信号；
跨阻放大器，用于对模拟电信号进行放大操作；
模数转换器，用于将放大操作后的模拟电信号转换为数字信号；
第二重采样器，用于对数字信号进行重采样操作；
匹配滤波器，用于对重采样操作后的数字信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的数字信号；其中，匹配滤波后的数字信号为处理后的光信号。
9.一种联合时钟恢复和盲均衡的数据中心高速光互连系统，其特征在于，包括发射端、传输链路和权利要求7-8任一项所述的接收端；其中，所述发射端用于输出光信号；所述传输链路用于将所述发射端输出的光信号传输至所述接收端。
10.根据权利要求9所述的一种联合时钟恢复和盲均衡的数据中心高速光互连系统，其特征在于，所述发射端，包括：
信号生成器，用于生成伪随机二进制序列；
PAM4信号映射器，用于将伪随机二进制序列进行映射操作，得到PAM4符号序列；
升余弦滚降成型滤波器，用于对PAM4符号序列进行整形操作；
第一重采样器，用于将整形操作后的PAM4符号序列进行重采样操作；
数模转换器，用于将重采样操作后的PAM4符号序列进行数模转换，得到模拟电信号；
电信号放大器，用于对模拟电信号进行放大操作；
直接调制器激光器，用于对放大操作后的模拟电信号进行电-光调制，得到光信号。
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