KR910004426B1 - 맨체스터 코드 수신기 및 그 작동방법 - Google Patents

맨체스터 코드 수신기 및 그 작동방법 Download PDF

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Abstract

내용 없음.

Description

맨체스터 코드 수신기 및 그 작동방법
제 1 도는 본 발명에 따른 맨체스터 코드 수신기의 블록 다이어그램.
제 2 도는 전형적인 맨체스터 코드화된 신호를 도시한 도면.
제 3 도는 일반화된 대역 제한 맨체스터 코드화된 신호를 도시한 도면.
제 4 도는 입력된 일반형 대역 제한 맨체스터 코드화 신호에 응답하여 리니어 채널 또는 장치에 대해 수신된 공지의 맨체스터 코드 수신기에 대한 입력신호를 도시한 도면.
제 5 도는 지연 및 감산작동에 의해 발생된 조합신호를 도시한 도면.
제 6 도는 제 5 도의 신호를 위해 "아이(eye)"패턴 형태를 도시한 도면.
제 7 도는 본 발명에 따른 맨체스터 코드 수신기의 또다른 실시예를 도시한 도면.
제 8 도는 샘플된 입력신호의 중앙 제로교차점을 겯기 위한 방법을 도시한 도면.
제 9 도는 부가된 성능 모니터 회로로 제 7 도의 맨체스터 코드 수신기의 실시예를 도시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
100 : 입력단자 101 : 샘플기
105 : 결정회로
본 발명은 맨체스터 코드화된 신호를 위한 수신기와 신호 재생방법에 관한 것이다.
맨체스터 코딩은 대역폭의 불충분한 사용에도 불구하고 저렴한 단거리 데이터 통신용으로 인가가 있었다. 한가지 용도에 있어서, 맨체스터 코딩은 차폐되지 않고 꼬인 쌍케이블을 통해 데이터 전송을 제공하기 위한 몇몇 근거리 통신망에서 사용이 된다. 코더의 가장 바람직한 특성은 각 비트주기의 중심에서 제로교차가 존재하는 것이다. 상기 특성은 저렴한 클럭 타이밍 재생 및 신호가 없는 상태에서 가장 신속한 작동을 할 수 있다. 후자의 장점은 특히 근거리 통신망과 같은 다중 사용자 형태에서 중요하다.
시중에서 구할 수 있는 맨체스터 수신기는 중간 비트 시간주기전 또는 후에 어느 하나의 1/4 비트에서 수신된 신호를 샘플링하여 동작한다. 데이터 전송을 위한 맨체스터 코딩의 인기 때문에 수신된 신호의 신호대 잡음비율(S/N 비)을 개선하고 인터심볼 인터페이스를 감소시킬 필요가 있다.
본 발명의 장치와 작동방법에 따라서 개량된 맨체스터 코드 수신기 동작은 수신된 신호를 샘플링 하고, 1/2 비트시산(0.5T) 간격만큼 지연된 신호의 이전 샘플을 상기 샘플로부터 감산하여 이루어진다. 타이밍 추출기는 수신된 신호의 중앙 제로교차로부터 타이밍을 선택한다. 샘플기 회로는 선택된 신호 제로교차 타임펄스 0.25T초에서 입력신호를 샘플한다. 결과적인 맨체스터 코드 수신기는 잡음이 존재하고 선형외곡이 있을때도 개량된 성능을 제공한다.
제 1 도에 있어서, 본 발명에 따른 맨체스터 수신기의 블록 다이어그램이 도시되어 있다. 입력단자(100)는 디지털 통신설비(도선 케이블 등) 자기기록 소스(디스크, 테이프 등)로부터 맨체스터 코드화 신호를 수신한다. 만약 광학신호가 광섬유 설비를 통해 수신이 되는 경우, 광학 변환기는 맨체스터 코드화 신호를 공지된 수신기에 대한 입력을 위해 전기신호로 변환시키는데 필요하다. 한편, 본 발명은 공지된 수신기의 부품에 의해 이루어지는 전기적 기능과 동일한 방법으로 광학기능을 수행하는 광학부품을 이용하여 구성될 수도 있다.
제 2 도에는 전형적으로 전송된 맨체스터 코드화신호가 표시되어 있다. 상기 신호의 전송 또는 부극성은 맨체스터 신호발생의 가장 공통적인 형태이고 다음 신호는 1/T의 비트 전송속도에서 이진 통신을 형성한다.
제 2 도에 도시된 파형의 푸리에 변환은 다음과 같다.
Figure kpo00001
(1)식의 첫 번째 0은 W=4π/T이며 이는 1/T 전송 속도의 기본 이진 시스템에 대한 나이퀴스트 전송 속도의 4배이다. 이는 시스템 대역폭의 과다사용이 이루어진다.
대역폭 점유는 송신기에서 표준 펄스 형성 기술을 이용하여 약간 개선될 수 있다. 현재의 수신기와 더불어 사용되기 위해서는 전송신호 여파가 필요하지 않을 수도 있지만, 어떤 형태의 전송신호 여파가 본 수신기에 대한 변형이 없이 사용될 수 있다.
제 3 도에서, 공지된 대역제한 맨체스터 신호는 2/T 전송 속도에서 작동하는 코드화되지 않은 비제로회복 시스템에 의해 사용될 수 있는 나이퀴스트 필터인 선형 필터 H(W)(302)를 통해 한쌍의 임펄스(301)를 전달하여 발생된다. 스펙트럼형 대역폭은 현재 통상 사용되는 음성 등급 채널과 같이 표준 데이터 전송 채널의 대역폭의 2배이다. 본 명세서의 나머지 부분에서 기술된 숫자 및 분석은 선형 전송 시스템인 도선쌍을 통해 전송되는 제 2 도에 도시된 맨체스터 신호의 전형적인 형태를 이용한다. 제 3 도의 대역제한 맨체스터신호(301)와 선형 필터(302)는 제 2 도에 도시된 맨체스터 신호와 거의 동일한 것으로 간주될 수 있기 때문에 상기 해석 및 수치가 유사하게 인가될 수 있다.
맨체스터 신호의 대역제한 형태의 진폭 스펙트럼은 다음과 같다.
Figure kpo00002
H(W)의 나이퀴스트 특성 때문에
Figure kpo00003
만약 H(W)가 실수인 경우, F(W)는 순허수이며, f(t)가 홀수인 경우 f(0)=0이 되며 맨체스터 코드의 중요특성인 중간 비트제로 교차가 유지된다.
방정실(3)은 신호가 인터심볼 방해없이 중간비트 시간주기전 또는 후에 어느 하나의 1/4에서 샘플될 수 있다. 본 발명에 따라서, 이들 순간 모두에서 신호 샘플은 가장 적당한 신호검출을 얻기 위해 수신기에서 정합된 필터를 이용하여 사용될 수 있다.
제 3 도의 펄스상과 더불어 만약 전송 필터, 전송 채널 및 수신기 필터가 전체 임펄스 응답 g(t)을 갖는 선형 시스템을 형성하는 경우, 맨체스터 수신기의 입력단자(100)에 제공되는 수신 신호는 다음과 같다.
Figure kpo00004
여기서 ak은 이진 정보 순차이며 n(t)는 부가적으로 여파된 잡음이다. 도선쌍을 통한 전송 후 신호 S(t)의 전형적인 표시는 10메가비트 데이터 전송 속도 즉, T=0.1 마이크로초를 갖는 제 2 도에 도시된 단일 맨체스터 신호에 대해 제 4 도에 도시되어 있다.
원점은 R[aoS(t)]=0인 점에서 선택이 되며 이는 다음을 의미한다.
Figure kpo00005
시간 원점의 선택으로 ao는 다음식의 부호로서 검출이 된다.
Figure kpo00006
여기서
Figure kpo00007
또는 다음식의 부호로서,
Figure kpo00008
여기서
Figure kpo00009
오실로스코프에서 보았을 때 수신 신호 S(t)의 "아이"패턴(도시하지 않았음)은 네트간격단 2개의 아이를 포함할 수 있다. 방정식(6a)은 우측 아이를 샘플링하는데 대응하는 한편 방정식(7a)는 좌측 아이를 샘플링하는데 대응한다.
다음 설명은 본원의 개량된 맨체스터 코드가 수신된 신호 S(t)를 어떻게 검출하는 가를 기술한다. 다음 설명에서, 각 수치의 각 항목은 관련 참고표시를 가지며, 이들중의 첫 번째 번호는 항목이 처음 언급되는 도면을 지적한다.
다음 설명은 제 1, 3, 5 및 6도에 대한 합동 참고를 하여야 한다. 본 발명에 따라서, 제 1 도의 개량된 맨체스터 수신기는 샘플기(101)가 1/2와 비트간격(T/2)만큼 지연되고 수신된 신호 S(t)의 전류 샘플로부터 감산이 된 (103) 제 4 도의 수신 신호 S(t)의 샘플을 얻을 때 이루어진다. 상기 방법은 수신된 신호 S(t)의 검출에 대한 정합된 필터방법을 나타낸다.
비록 샘플링(101)은 본 발명에서 지연부(102)와 감산부(103) 연산전에 생기지만, 수신 신호로부터 T/2만큼 지연된 입력신호의 복제신호로부터 감산하여 생길 수 있는 신호y(t)를 고려하는데 수학적으로 편리하다. 상기 조합신호 y(t)는 제 5 도에 도시되어 있다. 대응 아이 패턴은 제 6 도에 도시되어 있다. y(t)의 샘플링은 본 발명에서 감산기의 출력에서 생기는 같은 값을 발생시킬 수 있다는 것을 알아야 한다.
제 1 도에서 수신된 신호(100)는 1/2 비트 간격, T/2으로 간격을 두고 있는 시간간격으로 샘플기(101)에 의해 샘플이 된다. 타이밍 순간은 수신된 신호(100)의 제로 교차점을 검출하여 샘플기(101)의 샘플링 시간을 제어하는 타이밍 추출회로(104)에 의해 통제되어 중앙 제로 교차전과 후에 T/4에서 생기도록 한다.
지연 회로(102)는 샘플기(101)의 출력을 T/2만큼 지연시키고 감산기 회로(103)는 상기 지연된 샘플을 샘플기의 다음 출력으로부터 감산한다. 결정회로(105)는 감산기(103)의 출력(106)의 부호와 일치시키기 위해 출력 데이터 신호(107)를 발생한다. 결정회로(105)는 각 비트 간격동안 한번씩 새로운 이진 출력(107)을 발생시키기 위해 타이밍 추출기(104)의 출력에 의해 펄스가 제공된다.
감산기(103)의 출력(106)을 위한 방정식은 다음과 같다.
Figure kpo00010
그리고 출력 데이터(107)는
Figure kpo00011
의 부호를 일치시키기 위해 발생된다. 1/2인수는 수학적 규격화를 위해 아주 엄격하며, 실제 실행에서는 필요치 않다.
수신기 회로는 공지된 아난로그 샘프로 회로 또는 디지털 회로를 이용하여 실행될 수 있다. 아날로그 실행에서, 샘플기(101)는 타이밍 추출기의 출력의 시간순간에서 입력신호의 값과 같은 아날로그 출력 샘플을 발생한다. 지연회로(102)는 공지된 샘플 및 홀드 회로일 수도 있으며, 이는 다음 샘플링 순간까지 아날로그 값을 유지한다. 감산기(103)는 또한 공지된 임계치 회로를 이용하여 실행될 수 있는 결정회로(105)가 뒤에 연결되는 공지된 장치일 수 있다.
한편, 수신된 샘플은 어떤 공지된 아날로그-디지탈 변환회로를 이용한 순차적인 디지털 비트로 변환될 수 있다. 지연은 디지털 기억을 포함하도록 실행될 수 있다. 감산은 공지된 디지털 산술 회로를 이용하여 구성할 수 있다. 그리고 결정회로는 감산 결과의 최상위 비트를 추출하는 것으로 구성될 수 있다.
분명히 상술된 아날로그 및 디지털 기술 혼합 및 이들의 여러 가지 변형이 본 발명을 실행하는데 이용될 수 있다.
전류 샘플로부터 수신된 신호(100)의 지연 샘플을 감산하는 기술은 중심 제로교차전과 후의 원래 입력을 샘플링 및 크기가 큰 샘플을 선택하는 것과 같다. 이는 입력 샘플하나중의 어느 하나를 이용하는 것보다 손실 및 인터 심볼방해를 적게한다.
[잡음방해]
인터심볼 방해가 존재하는 경우, 기본 검출기에서 수신된 샘플은 다음과 같다.
Figure kpo00012
어느 한 경우, 상기 샘플에서 신호 대 잡음 전력비는 다음과 같다.
Figure kpo00013
같은 조건에서 변경된 수신기에 있어서는
Figure kpo00014
상기의 경우 신호 대 잡음비는
Figure kpo00015
잡음의 규격화된 자동상관 관계를 Rn(τ)라 하면,
Figure kpo00016
Figure kpo00017
잡음이 백색의 경우, 방정식(10)에서 도시된 바와같이 수신된 신호 S(t)에 대한 S/N 비율에 대해 3dB 개선이 생긴다. 보다 큰 개선은 잡음이 정으로 상관될 때 생긴다. |Rn(τ)|≤|이기 때문에 어떤 경우에도 성능은 저하될 수 없으며, 잡음이 부로 상관될 때도 저하될 수 없다.
잡음 성능에서의 개량은 제 3 도에 도시된 원래의 임펄스쌍 신호에 대해 정합된 정합 필터를 이용한 결과이다. 지연 및 감산 기능은 임펄스 응답
Figure kpo00018
의 필터와 동일하다. 이는 전송 필터
Figure kpo00019
Figure kpo00020
에 대한 입력의 역으로 변위된 시간이다.
[인터심볼 방해 비교]
본 맨체스터 코드 수신기에 의해 이용되는 조합신호 y(4)에 대해 (6)식 또는 (7)식과 유사한 방정식은 다음과 같다.
Figure kpo00021
여기서
Figure kpo00022
제 1 도의 본 수신기에 의해 인터심볼 방해의 감소에 대한 일반적인 견론을 형성하는 것이 어렵다. 그러나, (15b)식에 의해 주어진 방해량은 샘플전후 1/2 비트시간에서 샘플과 샘플 평균 사이의 차로 구성되는 것을 알아야 한다. 조합신호 y(t)는 약 502에서 샘플되고 신호 S(t)는 전형적으로 403에서 샘플되기 때문에, 이들 샘플과 1/2 비트시간 전후에 취한 샘플의 각 평균 사이의 차이는 y(t)가 S(t)보다 작은 인터심볼방해 특성을 나타내는 것을 표시한다는 것이 명백하다.
다음 설명은 제 7 도 및 8도를 참조로 하기로 한다. 샘플기 회로(706)는 지연된 신호 샘플(801)후의 T1초에서 그리고 지연 샘플(801)후의 T/2와 T1초에서 각각 2개의 타이밍 샘플 x와 y가 발생되는 것을 제외하고 제 1 도의 샘플기(101)와 유사한 방법으로 작동한다.
타이밍 추출기(708)의 보조 출력은 타이밍 추출기(708)에 의해 발생된 신호 샘플 타임 순간후에 T1과 T/2-T1의 상기 타이밍 간격을 발생하기 위해 발생된다. 타이밍 추출기(708)에 의해 발생된 신호 샘플링 타임순간에 부가하여 상기 순간후에 생기는 보조순간 T1과 T/2-T1은 타이밍 추출기(708)에 의해 발생되어야 한다. 신호 샘플(802)은 입력신호(100)의 다음 신호 샘플을 표시한다. 타이밍 샘플은 지연합의 T/2인 제 7 도에서 3개의 지연 유니트(701 내지 703)를 포함하는 지연 회로에 출력된다. 타이밍 샘플 및 지연 타이밍 샘플은 합산기(103)에 의해 가산이 된다. 그러나 결정회로(105)는 타이밍 샘플합을 무시하며 신호 샘플(801,802)에 응답하여서만 출력을 발생한다.
제 1 지연부(701)와 최종 지연부(703)은 같고 전체 지연양은 T/2와 같다. 양호한 선택은 T1=T/8, T2=T/4이다.
제 8 도에서 도시된 바와같이, 타이밍 샘플값 X 및 Y는 입력신호(100)의 중앙 제로교차점의 어느 한쪽에 있다. 타이밍 추출기(708)는 샘플 타임신호(707)를 조정하기 위한 수단을 포함하여 타이밍 샘플 x와 y의 진폭은 갖고 반대쪽에 있게 된다.
제 8 도에 도시된 입력신호는 논리 1 신호가 전송되어 샘플 x가 부극성이며 샘플 y는 정극성이다. 회로(704)가 샘플 x 및 y를 합산한다고 가정한다. 멀티플라이어(705)는 입력신호(100)가 논리 1일 때 합산기(704)의 출력을 급하게 된다. 만약 논리 0 신호가 전송되는 경우, 멀티플라이어(705)는 합을 반전시켜(즉, -1을 곱하여)타이밍 추출기(708)에 대한 클럭 신호가 논리 0 또는 1의 수신되던간에 상관이 없게 된다.
제 8 도에 도시된 바와같이, 샘플링 시간이 너무 늦다고 가정한다. 다음 합산기(704)의 합 x-y는 정극성이 되고, 타이밍 추출기(104)는 샘플 타임신호(107)의 위상을 조정하여, 샘플링이 선행될 수 있다. 만약 샘플링 시간이 빠른 경우, X+Y는 부극성으로 되어야 할 것이며, 타이밍 추출기(104)는 샘플 타임신호(707)를 지연시켜야 한다. 샘플링 위상은 x+y=0인 지점까지 조정되어야 한다. x+y=0일 때 샘플링은 입력신호(100)의 중앙제로 교차에서 생긴다. 위상 고정 루프는 타이밍 추출기(104)로서의 역할을 한다.
제 9 도는 타이밍 추출기 회로(104)를 위한 죄적 입력으로서 멀티플라이어(705)의 출력 또는 입력신호(100)를 선택하기 위해 선택 회로(902)를 제어하는 모니터(901)를 포함하는 시스템을 도시한다.
본 발명에 따라서, 수신기에서 검출된 에러 전송 속도 또는 다른 전송 부적정치에 응답하는 성능 모니터회로(901)는 타이밍 추출기(708)에 접속된 신호를 선택하기 위해 선택기 회로(902)를 제어할 수 있다. 예를들어 모니터 회로(901)는 잡음에러 전송 속도 또는 다른 전송 성능 특성을 모니터 한다. 또한 모니터 회로(901)는 측정 시스템에서 전송 성능을 최적화시키기 위해 지연회로(701 내지 703) 및 타이밍 추출기(104) 모두 또는 어느 하나에서 적당한 지연양을 선택할 수 있다.
상술된 사실은 본 발명의 원리의 응용을 예시한 것에 지나지 않으며, 다른 방법 및 뢰로는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 본 기술에 숙련된 사람에 의해 변형될 수 있다.

Claims (10)

  1. 맨체스터 코드 수신기에 있어서, 맨체스터 코드화 데이터 신호를 수신하기 위한 입력수단(100)과, 상기 데이터 신호의 샘플을 발생하기 위한 샘플링 수단(101)과, 상기 데이터 신호의 시간주기의 소정 비율만큼 상기 데이터 신호 샘플을 지연시키기 위해 상기 샘플링 수단에 접속된 지연수단(102)과, 상기 샘플링 수단에 의해 발생된 상기 데이터 신호 샘플로부터 출력된 지연 데이터 샘플을 감산하는 감산수단(103)을 구비하는 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 수신된 맨체스터 코드화 데이터 신호의 제로교차 시간에 따라 다른 샘플시간을 선택하고, 상기 샘플링 수단의 시간을 샘플링을 제어하는 타이밍 추출기 수단(104)을 구비하는 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 타이밍 추출기 수단의 상기 샘플시간은 상기 데이터 신호의 제로교차 시간전후 약 T/4초에서 생기는 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 소정 비율은 약 T/2초인 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 지연수단은 아날로그 샘플 및 홀드회로인 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 상기 데이터 신호의 디지털 표시를 발생하며, 상기 지연수단은 디지털 기억수단을 포함하고, 상기 감산기 수단은 디지털 감산기인 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  7. 제 2 항에 있어서, 상기 지연수단은, T1초의 지연을 갖는 제 1 지연회로(701)와 상기 제 1 지연회로의 출력에 접속되어 있으며 T2초의 지연을 갖는 제 2 지연 회로(702)와, 제 2 지연회로의 출력에 접속되어 있으며, T1초의 지연을 갖는 제 3 지연회로(703)를 포함하는 것을 특징으로 하며, 타이밍 추출기 수단(708)은 또한 제 1 지연회로의 출력과 제 2 지연회로의 출력을 결합시키는 수단(702,705)과, 상기 결합수단으로부터 수신된 신호에 응답하여 상기 샘플시간을 조정하는 수단(707)을 포함하는 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  8. 제 7 항에 있어서, T1,T2와 T1의 지연량의 합은 약 T/2초와 같은 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 타이밍 추출기 수단(708)은 상기 입력에 접속된 데이터 신호의 제로교차 시간에 따라 샘플시간을 선택하며, 데이터 전송 성능 매개변수를 결정하고 그에 응답하여 제어신호를 출력하는 모니터 회로(901)를 구비하며, 상 타이밍 추출기 수단의 입력을 상기 수신된 코드화 데이터 신호에 접속시키기 위해 상기 제어신호의 제 1 상태에 응답하며, 상기 타이밍 추출기 수단의 입력을 상기 결합수단으로부터의 출력신호에 접속시키기 위해 상기 제어신호의 제 2 상태에 응답하는 선택기 수단(902)을 구비하는 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드 수신기.
  10. 맨체스터 코드 수신기를 작동하는 방법에 있어서, 맨체스터 코드화 데이터 신호를 수신하는 단계와, 상기 데이터 신호의 데이터 샘플을 발생하는 단계와, 상기 데이터 신호의 시간주기의 소정비율만큼 상기 데이터 샘플을 지연시키는 단계와, 다음 상기 데이터 샘플로부터의 상기 지연단계의 결과적 지연된 데이터 샘플을 감산하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 맨체스터 코드화 수신기의 작동방법.
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