KR20210083292A - 울트라-하이 동적 범위 cmos 센서 - Google Patents

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KR20210083292A
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bit line
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floating diffusion
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KR1020217015580A
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훙 티. 도
첸구앙 공
폴 지. 림
알베르토 엠. 마그나니
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배시스템즈 이미징 솔루션스 아이엔씨.
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Abstract

비트 라인에 연결된 복수 개의 픽셀 센서를 가지는 이미징 어레이가 개시된다. 각각의 픽셀 센서는 스위칭 단자를 가지는 오버플로우 커패시터 및 플로팅 확산 노드에 의해 특징지어지는 용량성 오버플로우 픽셀 센서, 로우 선택 신호에 응답하여 상기 플로팅 확산 노드를 상기 비트 라인에 연결하는 버퍼 증폭기, 및 스위칭 단자를 접지 또는 부스트 전압에 연결하는 스위치를 포함한다. 이미징 어레이는, 스위치를 제어하고 비트 라인에 연결되는 스위치 콘트롤러를 더 포함하고, 스위치 콘트롤러는 비트 라인의 전압을 결정하며, 스위치 콘트롤러는 비트 라인의 전압에 의존하여 상기 스위칭 단자를, 상기 픽셀 센서를 빛에 노출시키는 동안에는 상기 부스트 전압에 연결시키고, 상기 오버플로우 커패시터에 저장된 전하를 독출하는 동안에는 접지 또는 상기 부스트 전압에 연결시킨다.

Description

울트라-하이 동적 범위 CMOS 센서
매우 높은 동적 범위의 이미지 센서는 자동차 감지, 머신 비젼, 전문적 비디오, 과학적 이미징 등을 포함하는 여러 영역에 있는 많은 문제를 해결하는 데 있어서 중요하다. 자동차용 이미징 애플리케이션이 특히 어렵다. 여기에는, 실외에 태양이 비치는 장면, 터널 및 나무 캐노피가 이어져 있는 도시와 같이 어두운 영역으로의 전환, 장면 캡쳐에 주의를 분산시키는 플리커링을 유발하는 밝은 LED 전등 등을 포함하는 매우 넓은 동적 범위의 장면들이 흔히 존재한다.
한 부류의 솔루션은 높은 동적 범위 이미지를 생성하기 위해서 상이한 노출 시간을 가지는 여러 노출을 활용한다. 그러나, 결과적으로 얻어지는 장면에는 모션 블러가 있을 수 있다.
다른 부류의 솔루션은 각각의 픽셀 내에 있는 다수의 포토다이오드에 의존하는데, 포토다이오드들은 광변환 효율을 가진다. 이러한 다수 포토다이오드 시스템은 포토다이오드들 사이의 스펙트럼 응답이 다른 문제를 겪게 되고, 따라서 개별적인 포토다이오드 응답을 변환하고 응답들을 조합함으로써 높은 동적 범위 출력을 제공하는 것은 매우 어렵다.
본 발명의 시스템은 광범위하게 볼 때 비트 라인에 연결된 복수 개의 픽셀 센서를 가지는 이미징 어레이를 포함한다. 각각의 픽셀 센서는 스위칭 단자를 가지는 오버플로우 커패시터 및 플로팅 확산 노드에 의해 특징지어지는 용량성 오버플로우 픽셀 센서, 로우 선택 신호에 응답하여 상기 플로팅 확산 노드를 상기 비트 라인에 연결하는 버퍼 증폭기, 및 스위칭 단자를 접지 또는 부스트 전압에 연결하는 스위치를 포함한다. 이미징 어레이는, 스위치를 제어하고 비트 라인에 연결되는 스위치 콘트롤러를 더 포함하고, 스위치 콘트롤러는 비트 라인의 전압을 결정하며, 스위치 콘트롤러는 비트 라인의 전압에 의존하여 상기 스위칭 단자를, 상기 픽셀 센서를 빛에 노출시키는 동안에는 상기 부스트 전압에 연결시키고, 상기 오버플로우 커패시터에 저장된 전하를 독출하는 동안에는 접지 또는 상기 부스트 전압에 연결시킨다.
이러한 시스템의 일 양태에서, 상기 스위치 콘트롤러는, 독출하는 동안에 스위칭 단자가 접지 또는 상기 부스트 전압에 연결되었는지 여부를 표시하는 신호를 출력한다.
이러한 시스템의 다른 양태에서, 스위치 콘트롤러는, 비트 라인의 전압을 미리 결정된 레퍼런스 전압과 비교하는 비교기를 포함하고, 비교기는, 비트 라인의 전압이 미리 결정된 레퍼런스 전압보다 크거나 레퍼런스 전압 이하이면, 접지 또는 부스트 전압의 출력을 각각 가진다.
이러한 시스템의 다른 양태에서, 용량성 오버플로우 픽셀 센서는, 용량성 오버플로우 픽셀 센서 내의 게이트 양단의 최대 허용 전압을 설정하는 프로세스에서 구성되고, 플로팅 확산 노드는 장치를 빛에 노출시키기 전에 리셋 전압으로 리셋되며, 부스트 전압과 리셋 전압의 합은 최대 허용 전압보다 작다.
이러한 시스템의 다른 양태에서, 플로팅 확산 노드는 플로팅 확산 노드의 전압 스윙에 의해 특징지어지고, 미리 결정된 레퍼런스 전압은 전압 스윙을 최대화하도록 선택된다.
도 1은 CMOS 이미징 어레이의 일 실시형태의 개략도이다.
도 2는 각각의 픽셀 센서 내의 단일 포토다이오드 및 오버플로우 커패시터를 활용하여 픽셀 센서의 동적 범위를 확장하는 선행 기술의 픽셀 센서를 예시한다.
도 3은 본 발명의 시스템의 일 실시형태에 따른 하나의 픽셀 센서 및 연관된 칼럼 독출 회로부를 도시한다.
도 4는 본 발명의 시스템의 일 실시형태에 따른 하나의 픽셀 센서 및 스위치 콘트롤러를 도시한다.
도 5는 픽셀 센서(89)를 독출하는 동안의 다양한 제어 신호의 타이밍을 예시한다.
이제 CMOS 이미징 어레이의 일 실시형태의 개략도인 도 1을 참조한다. 이미징 어레이(40)는 픽셀 센서들(41)의 이차원 어레이로 구성된다. 각각의 픽셀 센서는 포토다이오드(46) 및 인터페이스 회로(47)를 포함한다. 인터페이스 회로의 세부사항은 특정한 픽셀 디자인에 따라 달라진다. 그러나, 픽셀 센서 모두는, 해당 픽셀 센서를 비트 라인(43)에 연결하기 위해 사용되는 로우 라인(42)에 연결되는 게이트를 포함한다. 언제라도 이네이블되는 특정 로우는 로우 디코더(45)에 입력되는 로우 어드레스에 의해 결정된다. 로우 선택 라인은 포토다이오드 및 인터페이스 회로부가 구성되어 있는 기판 위의 금속층 내에 수평으로 연장되는 도체들의 병렬 어레이이다.
비트 라인 각각은 감지 증폭기 및 칼럼 디코더를 통상적으로 포함하는 칼럼 처리 회로(44)에서 종단된다. 비트 라인은 포토다이오드 및 인터페이스 회로부가 구성되어 있는 기판 위의 금속층 내에 수직으로 연장되는 도체들의 병렬 어레이이다. 각각의 감지 증폭기는 해당 감지 증폭기에 의해 처리되는 비트 라인에 현재 연결되어 있는 픽셀에 의해 생성되는 신호를 독출한다. 감지 증폭기는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 활용하여 디지털 출력 신호를 생성할 수 있다. 임의의 주어진 시간에, 단일 픽셀 센서가 이미징 어레이로부터 독출된다. 독출되는 특정 칼럼은, 해당 칼럼으로부터의 감지 증폭기/ADC 출력을 이미징 어레이 외부의 회로부에 연결하기 위하여 칼럼 디코더에 의해 활용되는 칼럼 어드레스에 의해 결정된다. 제어 신호 및 다른 기능들의 시퀀싱이 콘트롤러(30)에 의해 수행된다. 도면을 간략화하기 위하여, 콘트롤러(30)와 다양한 제어 라인들 사이의 연결은 도면에서 생략되었다.
이미징 어레이가 장점을 보이는 방식은, 2017 년 1월 25일에 출원되고 그 전체 내용이 원용에 의해 본원에 통합되는 PCT 출원 PCT/US17/14976에 교시된 선행 기술에 따른 연장된 범위의 픽셀 센서를 참조하면 더 쉽게 이해될 수 있다. 이제, 각각의 픽셀 센서 내의 단일 포토다이오드 및 오버플로우 커패시터를 활용하여 픽셀 센서의 동적 범위를 확장하는 선행 기술의 픽셀 센서를 예시하는 도 2를 참조한다.
후속하는 설명을 간략화하기 위하여, 70으로 표시된 픽셀 센서(60)의 부분은 용량성 오버플로우 픽셀 센서라고 불릴 것이다. 용량성 오버플로우 픽셀 센서는 포토다이오드(11)를 포함하고, 오버플로우 커패시터(61)는 제 1 및 제 2 커패시터 단자에 의해 특징지어진다. 포토다이오드(11)는 포토다이오드 전송 게이트(12)에 의해 플로팅 확산 노드(13)에 연결된다. 포토다이오드(11)는 또한, 오버플로우 게이트(15)에 의해서 오버플로우 커패시터(61)의 제 1 용량성 단자에 연결된다. 오버플로우 커패시터(61)의 제 1 용량성 단자는 또한, 오버플로우 커패시터 게이트(62)에 의해서 플로팅 확산 노드(13)에 연결된다. 플로팅 확산 노드(13)는 14로 표시된 기생 커패시턴스에 의해 특징지어진다. 플로팅 확산 노드(13)의 전압은 게이트(16)를 도전 상태로 만듦으로써 전압 Vr로 설정될 수 있다.
다시 픽셀 센서(60)를 참조하면, 플로팅 확산 노드(13)는, 플로팅 확산 노드(13)의 포텐셜을 표시하는 출력 전압을 생성하는 소스 팔로워(17)에 연결된다. 소스 팔로워(17)의 출력은 게이트(18)에 의해 비트 라인(19)에 커플링될 수 있다. 오버플로우 커패시터(61)의 제 2 용량성 단자는 픽셀 센서(60) 내의 접지에 연결된다.
비트 라인(19)은 칼럼 처리 회로(55)에서 종단된다. 칼럼 처리 회로(55)는 비트-라인 증폭기(50) 및 그 기능이 좀 더 상세하게 후술될 두 개의 샘플 및 홀드 회로를 포함한다. 제 1 샘플 및 홀드 회로는 게이트(22) 및 커패시터(23)를 포함하고, 제 2 샘플 및 홀드 회로는 게이트(24) 및 커패시터(25)를 포함한다. 이러한 샘플 및 홀드 회로의 출력들은 ADC(51)에 의해 처리되어 비트 라인(19)에 현재 연결된 픽셀 센서에 대한 출력 값을 제공한다. 샘플 및 홀드 회로가 사용되는 방식이 더 상세하게 후술될 것이다.
오버플로우 커패시터(61)는 노드(67)의 포텐셜이 노드(67)의 전압 및 TX2의 전압에 의해 결정되는 노출 중의 포텐셜에 도달한 이후에, 포토다이오드(11)에 의해 생성되는 광전하를 수집한다. 노출의 시작 시에, 포토다이오드(11) 및 오버플로우 커패시터(61)는 Vr에 의해 결정되는 리셋 전압으로 설정된다. 광전하가 포토다이오드(11)에 축적됨에 따라, 포토다이오드(11)의 전압은 감소한다. 오버플로우 게이트(15)에서의 게이트 전압에 의해 결정되는 전압에서, 과잉 전하는 오버플로우 게이트(15)를 통해 오버플로우 커패시터(61), 커패시터(14), 및 노출 전체에 걸쳐서 도통 상태에서 남게 되는 오버플로우 커패시터 게이트(62)의 기생 커패시턴스의 조합으로 흘러간다.
노드(67) 또는 오버플로우 커패시터(61)에 축적된 전하는 다음과 같이 독출될 수 있다: 일 실시형태에서, 오버플로우 커패시터(61)가 처음 독출된다. 노출되는 동안에, TX3는 하이 상태이고, 따라서 오버플로우 커패시터(61)는 플로팅 확산 노드(13)에 연결된다. 플로팅 확산 노드(13)의 포텐셜은 플로팅 확산 노드(13)에 인가된 리셋 포텐셜 및 다음 노출의 시작 직전의 오버플로우 커패시터(61)의 차이이다. 플로팅 확산 노드(13)의 포텐셜은 커패시터(23)에 저장된다. 그러면, 플로팅 확산 노드(13) 및 노드(66)는 리셋되고, 리셋 포텐셜이 커패시터(25)에 저장된다. 그러면, 커패시터(23 및 25)의 포텐셜의 차이가 ADC(51)에 의해 디지털화된다.
그 후에, 포토다이오드(11)의 포텐셜이 독출된다. 우선, 오버플로우 커패시터 게이트(62)를 비-도통 상태로 만듦으로써 오버플로우 커패시터(61)가 고립되고, 플로팅 확산 노드(13)는 Vr로 다시 리셋된다. 그러면, 플로팅 확산 노드(13)의 실제 포텐셜이 커패시터(23)에 저장된다. 그 후에 게이트(12)는 도통 상태가 되고, 이것은 포토다이오드(11)의 전하를 플로팅 확산 노드(13)로 전달한다. 플로팅 확산 노드(13)의 포텐셜이 커패시터(25)에 저장된다. 그러면, 커패시터(23 및 25)의 포텐셜의 차이가 ADC(51)에 의해 디지털화된다.
오버플로우 커패시터(61)에 저장될 수 있는 최대 광전하는 노출되기 전에 픽셀 센서(60)가 리셋된 후의 노드(66)의 전압에 의해 결정된다. 픽셀 센서(60)는 게이트(16, 12, 및 62)를 도통 상태로 만든 후에 게이트(16 및 12)를 비-도통 상태로 만들어서 포토다이오드(11) 및 오버플로우 커패시터(61)를 고립시킴으로써 리셋된다. 그러면 노드(66 및 67 및 13)가 Vr의 포텐셜에 있게 된다. 노출이 진행됨에 따라, 포토다이오드(11) 내에서 생성되는 전자가 노드(67)의 포텐셜을 감소시킨다. 노드(67)의 포텐셜이 오버플로우 게이트(15)의 전압에 의해 결정되는 값까지 떨어지면, 광전자는 오버플로우 커패시터(61)로 오버플로우된다. 오버플로우 커패시터(61)에 저장되는 각각의 광전자는 노드(66)의 포텐셜을 낮춘다. 노드(66 또는 13)의 포텐셜이 비트 라인(19)이 독출 페이즈 중에 포화되는 포텐셜에 도달하면, 최대의 우물 전체(full-well) 용량 또는 최대 광전하에 도달한 것이다. 비트 라인은 그 전압이 플로팅 확산 노드(13)의 전압을 선형으로 추종하지 않을 때에 포화된다.
픽셀 센서(60)의 동적 범위는 픽셀 센서에 저장될 수 있는 최대 광전하와 독출 회로부에 의해 검출될 수 있는 최소 광전하의 비율이다. 최대 광전하는 독출 시에 오버플로우 커패시터(61)에 저장된 전하와 포토다이오드(11)에 저장된 전하의 합이다. 그러므로, 도 2에 도시되는 픽셀에서 동적 범위를 증가시키기 위해서는, 오버플로우 커패시터(61)의 커패시턴스가 증가될 필요가 있을 것이다. 그러나, 픽셀 센서마다 이러한 커패시터가 하나씩 존재해야 하기 때문에, 오버플로우 커패시터의 크기에는 한계가 있다.
본 발명의 시스템은, 노드가 Vr로 리셋된 이후에 노드(66)의 전압을 상승시키고, 증가된 전압을 수용하도록 독출 회로부를 변경함으로써, 이러한 문제를 극복한다. 이제 본 발명의 시스템의 일 실시형태에 따른 하나의 픽셀 센서 및 연관된 칼럼 독출 회로부를 도시하는 도 3을 참조한다. 후속하는 설명을 단순화하기 위하여, 도 2에 도시되는 요소와 유사한 기능을 수행하는 픽셀 센서(80) 및 대응하는 칼럼 처리 회로부의 요소들에는 동일한 숫자가 지정되었다.
픽셀 센서(80)는, 접지에 연결되었던 오버플로우 커패시터(61)의 제 2 커패시터 단자가 이제 해당 단자를 접지 또는 포텐셜 V1으로 연결하는 스위치(81)에 연결된다는 점에서 픽셀 센서(60)와 다르다. 이러한 단자는 후속하는 설명에서 스위치드 단자(switched terminal)라고 불릴 것이다. 각각의 픽셀 센서에는 이러한 스위치가 하나씩 존재한다. 스위치(81)는 독출 회로부의 일부인 스위치 콘트롤러(82)에 의해 제어되고, 칼럼 내의 각각의 픽셀 센서에 의해 공유된다. 픽셀 센서(80)의 동작은 세 개의 페이즈인 리셋, 전하 축적, 및 독출로 이루어지는 것으로 볼 수 있다. 리셋 중에, 스위치(81)는 스위칭 단자를 접지에 연결한다. 게이트(16, 12, 및 62)가 도통 상태가 되고, 따라서 노드(13, 67, 및 66)는 Vr로 설정된다. 게이트(16 및 12)는 이제 비-도통 상태로 설정되고, 스위치드 단자는 포텐셜 V1에 연결된다. 그러면, 노드(66)의 포텐셜이 Vr로부터 ΔVFD의 양만큼 증가되게 되고, 따라서 포토다이오드(11)로부터의 오버플로우 전하를 저장하기 위한 오버플로우 커패시터(61)의 저장 용량이 오버플로우 커패시터(61)의 커패시턴스의 V1 배만큼 증가된다. 수학식 1은 ΔVFD 및 V1 사이의 관계를 보여준다.
전하 축적 페이즈 중에, 픽셀 센서(80)는 전술된 픽셀 센서(60)와 같은 방식으로 작동된다. 전하 축적 페이즈의 끝에서, 포토다이오드(11) 및 오버플로우 커패시터(61)에 저장된 전하가 독출된다. 노드(67)에 저장된 전하의 독출은 전술된 픽셀 센서(60)에 대해서 사용된 것과 비슷한 방식으로 진행된다.
오버플로우 커패시터(61)에 저장된 전하의 독출은 오버플로우 커패시터(61)에 저장된 전하의 레벨에 의존한다. 오버플로우 커패시터(61)에 저장된 전하가 작고, 스위치(81)가 스위치 단자(switch terminal)를 V1에 연결하는 경우를 고려한다. 노드(66)의 전압은 하이일 것이고, 아마도 Vr보다도 클 것이다. 그러므로, 비트 라인의 전압이 하이가 될 것이고, 노드(66)의 전압이 Vr보다 큰 경우에는 독출될 수 없다. 따라서, 노드(66)의 전압이 너무 높으면, 스위치 단자는 독출을 위하여 접지에 연결되어야 한다.
이제 오버플로우 전하가 큰 고려를 고려한다. 스위치 단자가 V1에 연결된 경우의 노드(66)의 전압은 Vr보다 적을 것이고, 따라서 스위칭 단자(switching terminal)가 V1에 연결되어도 돌출될 수 있다. 시작 전압이 ΔVFD만큼 증가되었기 때문에 오버플로우 커패시터(61)에 축적된 전하가 매우 큰 경우, 노드(66)의 포텐셜은 스위칭 단자가 접지에 연결된다면 음의 값이 될 것이다. 그러므로, 큰 오버플로우 전하 노출의 경우, 스위칭 단자는 독출 시에 V1에 연결된다.
스위치(81)의 상태는 픽셀 센서(80)가 독출될 때 비트 라인(19)의 전압을 모니터링하는 스위치 콘트롤러(82)에 의해 설정된다. 오버플로우 커패시터(61)에 대한 독출이 시작될 때, 스위치 콘트롤러(82)는 스위칭 단자가 접지에 연결되도록 스위치(81)를 설정한다. 오버플로우 커패시터 게이트(62)는 통전 상태를 유지한다. 비트 라인의 전압이 레퍼런스 전압보다 작으면, 스위치 콘트롤러(82)는 스위칭 단자를 V1으로 스위칭한다. 또한, 스위칭 콘트롤러는 스위칭 단자가 접지 또는 V1에 있는지 여부를 표시하는 신호를 출력한다.
이제 본 발명의 시스템의 일 실시형태에 따른 하나의 픽셀 센서 및 스위치 제어기를 도시하는 도 4를 참조한다. 후속하는 설명을 단순화하기 위하여, 도 3에 도시되는 요소와 유사한 기능을 수행하는 픽셀 센서(89) 및 대응하는 칼럼 처리 회로부의 요소들에는 동일한 숫자가 지정되었다. 도 3에 도시되는 스위치(81)는 픽셀 센서(89) 내의 게이트(84 및 85)에 의해 구현된다. 스위치 콘트롤러(82)는 그 출력이 접지 또는 V1인 비교기(86)를 포함한다. 비교기(86)의 스위칭 레벨은 레퍼런스 전압 Vref에 의해 설정된다. 비교기(86)는 신호 CR에 의해서 제로로 리셋된다.
이제 픽셀 센서(89)를 독출하는 동안의 다양한 제어 신호의 타이밍을 예시하는 도 5를 참조한다. 독출은 두 개의 페이즈로 나뉜다. 페이즈 91에서는, 오버플로우 커패시터(61)로 오버플로우되었던 광전하가 측정된다. 페이즈 92에서, 포토다이오드(11)에 의해 노드(67)에 축적되었던 전하가 독출된다. 이전의 프레임의 페이즈 92의 끝에서, 신호 Rp, TX3 및 TX1이 하이가 되어 포토다이오드(11)를 비우고, 플로팅 확산 노드(13) 및 노드(66)를 전압 Vr로 설정한다. 이러한 시간 동안에, 신호 Vc2 및 CR은 하이이다; 그러므로, 스위칭 단자의 전압이 제로와 같이 되는데, 이것은 비교기(86)의 출력의 값이다. 그 다음에, 신호 TX1이 로우가 되어 광전하를 포토다이오드(11)에 축적시키기 시작한다.
다음, 신호 Rp가 로우가 되어 플로팅 확산 노드(13)를 전압 Vr로부터 격리시킨다. 신호 Vc2가 로우가 되어 스위칭 단자를 비교기(86)의 출력으로부터 고립시킨다. 그러면, 신호 Vc1이 하이가 되어 스위칭 단자를 전압 V1에 연결한다. 따라서, 노드(66 및 13)의 전압은 다음의 양만큼 증가된다.
Figure pct00001
여기에서 Cp는 오버플로우 커패시터(61)의 커패시턴스이고, Ctotal은 오버플로우 커패시터(61)의 커패시턴스, 오버플로우 커패시터 게이트(62)의 기생 커패시턴스, 노드(66)에서의 기생 커패시턴스, 및 플로팅 확산 노드(13)의 기생 커패시턴스의 합이다.
이번에는, 비트 라인 전압 Vbit도 다음의 양만큼 증가된다.
Figure pct00002
여기에서 GSF는 소스 팔로워 이득이고, ΔVFD는 플로팅 확산 노드(13) 또는 노드(66)에서의 전압의 증가이다.
그 다음에, 신호 Rs가 로우가 되어 선택된 픽셀을 비트 라인으로부터 격리시킨다. 하나의 축적 프레임 이후에, 이러한 픽셀은 신호 Rs가 하이가 될 때 다시 선택될 것이다. 독출 프로세스는 페이즈 91에서 시작된다. 이번에는, 신호 AR이 하이가 되어 칼럼 비트-라인 증폭기(83)를 리셋한다. 신호 S1 및 S2도 하이가 되어 증폭기 출력 Vout을 샘플링 커패시터(23 및 25)에 연결한다. 신호 Vc1은 로우가 되어 노드(96)를 전압 V1으로부터 격리시킨다. 그 다음에, 신호 Vc2가 하이가 되어 오버플로우 커패시터(61)의 스위칭 단자를 비교기(86)의 출력에 연결한다. 신호 CR이 이번에는 하이이기 때문에, 비교기(86)의 출력은 제로이고, 따라서 스위칭 단자는 접지가 된다. 결과적으로, 노드(66) 및 플로팅 확산 노드(13)의 전압이 ΔVFD의 양만큼 감소된다. 비트 라인 전압 Vbit도 ΔV의 양만큼 감소된다.
그 다음에, 신호 CR이 로우가 되어 비교기(86)가 비트 라인의 신호를 레퍼런스 전압에 대해서 테스트할 수 있게 한다. 이번에는, 비교기(86)가 비트 라인 전압 Vbit의 값을 레퍼런스 전압 ref와 비교한다. 관심 대상인 두 가지 경우가 존재한다. 케이스 1에서는, 비트 라인(19)의 전압 Vbit가 레퍼런스 전압 Vref 이상이 되고, 비교기 출력 MODE는 제로와 같다. 노드(66) 및 플로팅 확산 노드(13)의 전압에는 변동이 없다.
케이스 1에서는, Vbit가 Vref보다 낮아지고, 비교기 출력 MODE는 전압 V1과 같다. 이러한 경우에, 스위칭 단자의 전압은 전압 V1으로 다시 복귀한다. 결과적으로, 노드(66) 및 플로팅 확산 노드(13)의 전압이 ΔVFD의 양만큼 증가된다. 또한, Vbit는 ΔV의 양만큼 증가된다.
그 다음에, 신호 AR은 로우가 되어 칼럼 비트-라인 증폭기(83)의 출력에 레퍼런스 전압 Voutm을 생성한다. 그 이후에, 신호 S1이 로우가 되어 커패시터(23)의 전압 Voutm을 캡쳐한다. 그 다음에, 신호 Rp의 펄스가 노드(66) 및 플로팅 확산 노드(13)를 리셋하기 위하여 사용된다. 이번에는, 칼럼 증폭기 출력은 Voutp와 같다. 그 이후에, 신호 S2는 로우가 되어 커패시터(25)의 전압 Voutp를 캡쳐한다. 페이즈(91)의 끝에서, 전압들(Voutp 및 Voutm) 사이의 차이가 디지털화된다. 또한, 비교기 출력 MODE가 오버플로우 전하를 계산하기 위하여 독출된다.
전자의 개수 단위인 오버플로우 전하는 다음에 의해 주어진다
Figure pct00003
여기에서 MODE는 케이스 1의 경우에는 제로와 같고 케이스 2의 경우에는 V1과 같다. 여기에서, SwingFD는 플로팅 확산 노드(13)에서의 전압 스윙이고, q는 전하이다. SwingFD의 값은 다음에 의해 주어진다
Figure pct00004
여기에서 GA 및 GSF는 칼럼 비트-라인 증폭기(83) 및 소스 팔로워(17) 각각의 이득이다. 후속하는 설명에서, "스윙 전압(swing voltage)"은 수학식 4에 표시된 것과 같은 SwingFD가 되도록 규정된다.
페이즈(91)가 끝난 이후에, 페이즈(92)가 시작된다. 페이즈(92)의 시작 시에, 신호 AR은 하이가 되어 칼럼 비트-라인 증폭기(83)를 리셋한다. 신호 S1 및 S2도 하이가 되어 칼럼 증폭기 출력 Vout을 샘플링 커패시터(23 및 25)에 연결한다. 신호 TX3는 로우가 되어 노드(66)를 플로팅 확산 노드(13)로부터 격리시킨다. 신호 Rp의 펄스가 플로팅 확산 노드(13)를 리셋하기 위하여 사용된다. 신호 CR은 하이가 되어 비교기(86)를 리셋한다. 페이즈(92) 중에, 신호 Vc1은 로우이고 Vc2는 하이이다; 그러므로, 스위칭 단자는 MODE에 연결되고, 그 전압은 제로와 같다. 그 다음에, 신호 AR이 로우가 되어 칼럼 증폭기 출력에 레퍼런스 전압 Voutm을 생성한다. 그 이후에, 신호 S1이 로우가 되어 커패시터(23)의 전압 Voutm을 캡쳐한다. 다 후에, 신호 TX1의 펄스가 포토다이오드(11)에 남아 있는 광전하를 플로팅 확산 노드(13)로 전송하기 위하여 사용된다. 이번에는, 칼럼 비트-라인 증폭기(83)가 Voutp와 같은 출력을 가진다. 그 이후에, 신호 S2는 로우가 되어 커패시터(25)의 전압 Voutp를 캡쳐한다. 페이즈(92)의 끝에서, 전압들(Voutp 및 Voutm) 사이의 차이가 디지털화된다.
전술된 실시형태는 V1 및 Vref의 선택에 따라 달라진다. V1은 가능한 높아지도록 선택되는 것이 바람직하다. V1은 픽셀 센서 내의 정션이 파괴될 최대 전압보다 작으면 된다. 또한, V1은 Vr보다 작은 것이 바람직하다. 하나의 예시적인 제작 프로세스에서, 노드(66)의 브레이크다운 전압은 약 3.88 볼트이다. 리셋 전압 Vr 및 SwingFD가 각각 2.4 볼트 및 1.3 볼트와 같으면, 전압 V1은 약 1.3 볼트이다. V1이 1.3 볼트와 같기 때문에, 전압 Vr 및 V1의 합은 여전히 3.88 볼트보다 작다. V1에 대한 최소 값은 제로와 같다. 이러한 경우에, 픽셀은 매우 높은 동적 범위 모드에서 동작하지 않는다.
레퍼런스 전압 Vref는 플로팅 확산 노드(13)에서 최대 전압 스윙을 얻도록 최적화된다. 다르게 말하면, 이러한 전압은 최대의 우물 용량(well capacity)을 얻도록 최적화된다. 파라미터들이 위와 같으면, 플로팅 확산 노드(13)의 전압이 Vr 및 SwingFD의 차이인 1.1 볼트 미만인 경우 비교기(86)가 스위칭하게 하도록 Vref가 선택된다. SwingFD에 대한 최대 값은, 1.3 볼트보다 높으면 포토다이오드(11)로부터의 광전하가 플로팅 확산 노드(13)로 완전히 전달되지 않을 수 있거나 비트 라인(19)이 포화되기 때문에, 이러한 1.3 볼트이다.
전술된 실시형태에서, 용량성 오버플로우 픽셀의 출력은 비트 라인에 커플링되기 전에 소스 팔로워 내에서 증폭되었다. 그러나, 용량성 트랜스-임피던스 증폭기를 포함하는 다른 형태의 증폭기 또는 버퍼가 이러한 기능을 위하여 활용될 수 있다는 것이 이해되어야 한다.
전술된 실시형태에서, 오버플로우 커패시터의 스위칭 단자는 접지 또는 접지보다 큰 부스트 전압에 연결된다. 그러나, "접지"는 단지 하나의 파워 레일에 대한 라벨일 뿐이고 Vdd는 접지보다 큰 다른 파워 레일에 대한 라벨이며, 부스트 전압 V1이 Vdd 및 접지의 중간에 있다는 것이 이해될 것이다.
본 발명의 시스템의 전술된 실시형태는 이러한 시스템의 다양한 양태를 예시하기 위하여 제공되었다. 그러나, 그 외의 특정 실시형태에 도시되는 이러한 시스템의 그 외의 양태들이 시스템의 다른 실시형태를 제공하도록 결합될 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 또한, 시스템에 대한 다양한 수정들도 전술된 상세한 설명과 첨부 도면으로부터 명백해질 것이다. 따라서, 이러한 시스템은 후속 청구항들의 범위에 의해서만 한정되어야 한다.

Claims (5)

  1. 비트 라인에 연결된 복수 개의 픽셀 센서를 포함하는 장치로서,
    상기 픽셀 센서 중 적어도 하나는,
    스위칭 단자를 가지는 오버플로우 커패시터 및 플로팅 확산 노드에 의해 특징지어지는 용량성 오버플로우 픽셀 센서;
    로우 선택 신호에 응답하여 상기 플로팅 확산 노드를 상기 비트 라인에 연결하는 버퍼 증폭기;
    상기 스위칭 단자를 접지 또는 부스트 전압에 연결하는 스위치; 및
    상기 스위치를 제어하고 상기 비트 라인에 연결되는 스위치 콘트롤러를 포함하고,
    상기 스위치 콘트롤러는 상기 비트 라인의 전압을 결정하며,
    상기 스위치 콘트롤러는 상기 비트 라인의 상기 전압에 의존하여 상기 스위칭 단자를, 상기 픽셀 센서를 빛에 노출시키는 동안에는 상기 부스트 전압에 연결시키고, 상기 오버플로우 커패시터에 저장된 전하를 독출하는 동안에는 접지 또는 상기 부스트 전압에 연결시키는, 픽셀 센서를 포함하는 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 콘트롤러는, 상기 독출하는 동안에 상기 스위칭 단자가 접지 또는 상기 부스트 전압에 연결되었는지 여부를 표시하는 신호를 출력하는, 픽셀 센서를 포함하는 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 콘트롤러는, 상기 비트 라인의 상기 전압을 미리 결정된 레퍼런스 전압과 비교하는 비교기를 포함하고,
    상기 비교기는, 상기 비트 라인의 상기 전압이 상기 미리 결정된 레퍼런스 전압보다 크거나 레퍼런스 전압 이하이면, 접지 또는 상기 부스트 전압의 출력을 각각 가지는, 픽셀 센서를 포함하는 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 용량성 오버플로우 픽셀 센서는, 상기 용량성 오버플로우 픽셀 센서 내의 게이트 양단의 최대 허용 전압을 설정하는 프로세스에서 구성되고,
    상기 플로팅 확산 노드는 상기 장치를 빛에 노출시키기 전에 리셋 전압으로 리셋되며,
    상기 부스트 전압과 상기 리셋 전압의 합은 상기 최대 허용 전압보다 작은, 픽셀 센서를 포함하는 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 플로팅 확산 노드는 상기 플로팅 확산 노드의 전압 스윙에 의해 특징지어지고,
    상기 미리 결정된 레퍼런스 전압은 상기 전압 스윙을 최대화하도록 선택되는, 픽셀 센서를 포함하는 장치.
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