KR20200069577A - 전력 변환 방법 - Google Patents

전력 변환 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20200069577A
KR20200069577A KR1020180156771A KR20180156771A KR20200069577A KR 20200069577 A KR20200069577 A KR 20200069577A KR 1020180156771 A KR1020180156771 A KR 1020180156771A KR 20180156771 A KR20180156771 A KR 20180156771A KR 20200069577 A KR20200069577 A KR 20200069577A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
power
primary
transformer
average power
Prior art date
Application number
KR1020180156771A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102200284B1 (ko
Inventor
정병환
서해원
변병주
김현준
Original Assignee
효성중공업 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 효성중공업 주식회사 filed Critical 효성중공업 주식회사
Priority to KR1020180156771A priority Critical patent/KR102200284B1/ko
Priority to EP19893926.6A priority patent/EP3893376B1/en
Priority to US17/299,140 priority patent/US11742765B2/en
Priority to PCT/KR2019/015757 priority patent/WO2020116817A1/ko
Publication of KR20200069577A publication Critical patent/KR20200069577A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102200284B1 publication Critical patent/KR102200284B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H02M2001/0058—
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명의 전력 변환 제어 주기 마다, 전력을 변환하는 방식을 결정하고, 결정된 방식으로 전력을 변환하는 방법은,
제어 주기에서 SPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계; 제어 주기에서 DPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계; 및 산정된 변압기 인덕터 평균 전력이 큰 방식으로 전력을 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 제어 주기에 주어진 승압 또는 강압 조건에서 최대 듀티를 가지는 DPWM 방식을 선택할 수 있다.

Description

전력 변환 방법{POWER CONVERTING METHOD}
본 발명은 DC-DC 컨버터에서의 전력 변환 방법에 관한 것으로서, 상세하게는 DC 그리드(Grid) 시스템과 배터리 간에 연결된 절연형 양방향 DC-DC 컨버터에서 고효율의 제어가 가능하도록 하는 절연형 양방향 DC-DC 컨버터의 스위칭 제어로서, 전력 변환 방법에 관한 것이다.
최근 디지털 부하, 전기차 등의 증가로 인하여 전력의 소비 패턴이 교류전력에서 직류전력으로 변환되고 있는 추세이며, 더불어 태양광, 풍력, 에너지저장장치(ESS) 분산전원의 효과를 극대화할 수 있는 DC 그리드(Grid) 시스템에 대한 관심이 높아지고 있다.
이러한 DC 그리드 시스템이 분산전원 시스템과 같이 연계되어 있는 경우 에너지저장장치(ESS)를 활용하여 태양광, 풍력 등 신재생원을 통해 발생한 잉여의 에너지를 저장할 수도 있고 직류배전계통이 불안전하거나 정전일 경우 기준 직류전원으로 활용할 수 있어 전력 공급에 차질이 생겨 신뢰성 및 안정성의 저하를 줄일 수 있는 효과를 기대할 수 있다.
이에, DC 그리드와 ESS 장치(또는 배터리)를 연결하기 위해 양방향 DC-DC 컨버터의 보급이 확대되고 있다. 일반적으로 양방향 DC-DC 컨버터는 절연형태에 따라 비절연형 또는 절연형으로 구분되는데, 대부분 시스템의 안정성을 위해 절연형 양방향(Dual Active) DC-DC 컨버터가 주로 사용되고 있다.
듀얼 액티브 DC-DC 컨버터에서 효율 향상을 위해서 사용되는 주된 방법은 소프트웨어적인 방법인 적절한 모듈레이션 기법을 적용한다. 이러한 모듈레이션 기법은 1차측과 2차측의 위상차이만 사용하는 Phase shift Modulation(PSM) 기법과 1차측 또는 2차측의 1개의 듀티비와 이 둘 사이의 위상차이를 이용하는 Single PWM(SPWM) 기법, 1차측과 2차측 둘다의 듀티비와 이 둘 사이의 위상차이를 이용하는 Dual PWM(DPWM) 기법이 있다.
이중 가장 적용하기 쉬우면서 효율이 좋은 것은 PSM 기법이지만 이 기법의 경우 경부하와 입출력 전압비가 커질 경우 효율이 낮아진다는 단점이 존재한다. 따라서, 이러한 단점을 극복하기 위해서 SPWM과 DPWM과 같이 추가적인 기법들이 들어간 모듈레이션 기법들을 사용하기도 한다.
SPWM의 경우 DPWM보다 좀더 적용하기 쉽지만 낮은 전력에서 DPWM보다 효율이 낮다는 단점이 존재하고, DPWM의 경우 SPWM 보다 적용하기는 어렵지만 낮은 전력에서 효율이 좀더 높다는 장점이 존재한다. 따라서, 전 영역에서 높은 효율을 얻기 위해서는 DPWM과 SPWM을 적절히 사용해야 한다.
매우 간략하게, 소정 기준 전력값 보다 낮은 경우는 DPWM을 적용하고, 보다 높은 경우에는 SPWM을 사용하도록 구현할 수 있다. 이러한 단순한 하이브리드 방식의 경우에도, SPWM 또는 DPWM 단일 방식으로 사용하는 것보다는 변환 효율이 개선된다.
그러나, DPWM의 경우 변수가 많기 때문에 기존의 하이브리드 방식들의 경우 오프라인으로 값들을 구해놓고 적용하는 방식들이 대다수이며, 미리 구해진 값들이 정확하지 않으면, 정확한 경우보다 현저한 효율 저하가 나타난다. 따라서 입출력 전압 및 컨버터의 변수들이 변하면 반복적으로 다시 구해줘야 한다는 구현상 난점이 존재한다.
대한민국 공개특허 제10-2016-0109574호
본 발명은 모델 기반의 전력계산 기법을 도입한 DC-DC 컨버터에서의 전력 변환 방법을 제공하고자 한다.
보다 구체적으로, 각 모듈레이션 간의 전력비교를 통해 적합한 모듈레이션 기법을 실시간으로 적용할 수 있는 전력 변환 방법을 제공하고자 한다.
본 발명은 오프라인 계산 필요 없는 SPWM과 DPWM의 하이브리드 방식의 전력 변환 방법을 제공하고자 한다.
본 발명의 일 측면에 따른 전력 변환 방법은, 전력 변환 제어 주기 마다, 전력을 변환하는 방식을 결정하고, 결정된 방식으로 전력을 변환하는 방법에 있어서,
제어 주기에서 SPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계; 제어 주기에서 DPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계; 및 산정된 변압기 인덕터 평균 전력이 큰 방식으로 전력을 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 제어 주기에 주어진 승압 또는 강압 조건에서 최대 듀티를 가지는 DPWM 방식을 선택할 수 있다.
여기서, 변압기의 1차측 전압값과 2차측 전압값을 적용하여, 상기 SPWM 방식 및 상기 DPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정할 수 있다.
여기서, 상기 DPWM 방식은, 변압기 1차측 전압은 제1 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키며, 변압기 2차측 전압은 제2 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시킬 수 있다.
여기서, 승압 동작시 SPWM 방식은, 변압기 2차측 전압은 구형파로 구동시키며, 변압기 1차측 전압은 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시킬 수 있다.
여기서, 상기 SPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구하고,
Figure pat00001
Figure pat00002
Figure pat00003
(Vpri : 1차측 전압, Vsec = Vs : 2차측 전압,
φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
α : 1차측 전압의 듀티 위상,
ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
Is1 = I1, Is2 = I2, Is3 = I3
Pave : 평균 전력)
상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구할 수 있다.
Figure pat00004
Figure pat00005
(Vpri : 1차측 전압, Vsec = Vs : 2차측 전압,
φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
α : 1차측 전압의 듀티 위상, β : 2차측 전압의 듀티 위상
ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
Id1 = I1, Id2 = I2, Id3 = I3
Pave : 평균 전력)
여기서, 강압 동작시 SPWM 방식은, 변압기 1차측 전압은 구형파로 구동시키며, 변압기 2차측 전압은 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시킬 수 있다.
여기서, 상기 SPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구하고,
Figure pat00006
Figure pat00007
(Vpri = Vp : 1차측 전압, Vsec : 2차측 전압,
φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
α : 1차측 전압의 듀티 위상,
ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
Is1 = I1, Is2 = I2, Is3 = I3
Pave : 평균 전력)
상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구할 수 있다.
Figure pat00008
Figure pat00009
(Vpri = Vp : 1차측 전압, Vsec : 2차측 전압,
φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
α : 1차측 전압의 듀티 위상, β : 2차측 전압의 듀티 위상
ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
Id1 = I1, Id2 = I2, Id3 = I3
Pave : 평균 전력)
여기서, 상기 DPWM 방식을 선택한 경우, 선택된 방식으로 제어할 때, 소프트 스위칭이 이루어지는지 확인하는 단계를 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 소프트 스위칭이 이루어지는지 확인하는 단계는, 상기 수학식에 따른 Id1, Id2, Id3가 해당 부호를 가지는지 검사하는 방식으로 수행될 수 있다.
상술한 구성의 본 발명의 전력 변환 방법을 실시하면, DC-DC 컨버터에서의 전력 변환 효율을 높일 수 있는 이점이 있다.
구체적으로, 본 발명의 전력 변환 방법은, 모듈레이션 기법의 모델을 기반으로 매 제어 주기마다 전력을 계산하여 효율 향상을 위한 더 적합한 모듈레이션 최적 기법을 선택할 수 있는 이점이 있다.
본 발명의 전력 변환 방법은, SPWM 기법보다 저전력에서 효율이 올라 갈수 있어, DC - DC 컨버터 제품 신뢰도를 높이고, 방열 부담을 낮출 수 있는 이점이 있다.
본 발명의 전력 변환 방법은, 온라인으로 매번 판단하기 때문에 신규 제품의 개발 시 오프라인으로 반복적인 계산을 수행할 필요가 없다는 이점이 있다.
도 1은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 수행할 수 있는 DC-DC 컨버터의 구성도.
도 2는 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 도시한 흐름도.
도 3은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법 중 최적의 제1 듀티 및 제2 듀티 조합을 선택하는 과정을 중심으로 도시한 흐름도.
도 4는 도 1의 DC-DC 컨버터에서 절연이 이루어지는 변압기 및 스위칭 소자들을 중심으로 표현한 회로도.
도 5a 및 5b는 강압 동작시에 SPMW 방식 및 DPWM 방식으로 변압기의 1차/2차측 코일들을 구동시킬 때, 변압기 인덕터에 흐르게 되는 전류를 도시한 파형도.
도 6a 및 6b는 승압 동작시에 SPMW 방식 및 DPWM 방식으로 변압기의 1차/2차측 코일들을 구동시킬 때, 변압기 인덕터에 흐르게 되는 전류를 도시한 파형도.
도 7a 및 7b는 각각 승압시와 강압시에 DPWM 방식으로 변환을 수행하였을 때, 버금 듀티(Second Duty)와 인덕터의 RMS 전류와의 관계를 도시한 그래프.
도 8은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 시뮬레이션하기 위한 시뮬레이션 회로도.
도 9a는 입력 전압이 700V, 출력 전압이 820V, 스위칭주파수 8kHz의 조건으로 시뮬레이션한 결과를 나타낸 그래프.
도 9b는 도 9a의 그래프 중 1번 부분을 확대한 그래프.
도 9c는 도 9a의 그래프 중 2번 부분을 확대한 그래프.
도 10a는 입력 전압이 750V, 출력 전압이 6000V, 스위칭주파수 8kHz의 조건으로 시뮬레이션한 결과를 나타낸 그래프.
도 10b는 도 10a의 그래프 중 1번 부분을 확대한 그래프.
도 10c는 도 10a의 그래프 중 2번 부분을 확대한 그래프.
도 11a는 입력전압이 750V, 출력전압이 600V이고, 스위칭 주파수는 4khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한 그래프.
도 11b는 입력전압이 700V, 출력전압이 820V이고, 스위칭 주파수는 4khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한 그래프.
도 11c는 도 11a의 조건에서 3kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 파형도.
도 11d는 도 11b의 조건에서 4.5kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 파형도.
도 12a는 입력전압이 750V, 출력전압이 600V이고, 스위칭 주파수는 8khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한 그래프.
도 12b는 입력전압이 700V, 출력전압이 820V이고, 스위칭 주파수는 8khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한 그래프.
도 12c는 도 12a의 조건에서 3kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 파형도.
도 12d는 도 12b의 조건에서 4.5kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 파형도.
이하, 본 발명의 실시를 위한 구체적인 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 설명한다.
본 발명을 설명함에 있어서 제 1, 제 2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 구성요소들은 용어들에 의해 한정되지 않을 수 있다. 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제 1 구성요소는 제 2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제 2 구성요소도 제 1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 연결되어 있다거나 접속되어 있다고 언급되는 경우는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해될 수 있다.
본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다.
본 명세서에서, 포함하다 또는 구비하다 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것으로서, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해될 수 있다.
또한, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
도 1은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 수행할 수 있는 DC-DC 컨버터의 구성도이다. 도시한 DC-DC 컨버터는 절연성 양방향 컨버터인데, 다른 방식의 DC-DC 컨버터에서 본 발명의 전력 변환 방법이 적용될 수 있음은 물론이다.
도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 절연형 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 DC 그리드 시스템(10)과 배터리((20) 사이에서 스위칭을 통해 양방향 전류 흐름을 제어한다. 이를 위해 기본적으로 고장발생시 DC 그리드 시스템(10)에 연결된 선로를 차단하는 제1배선용차단부(104), 상기 제1배선용차단부(104)에 병렬연결되어 동작에 따라 선로를 차단하는 제1선로차단부(125), 상기 DC 그리드 시스템(10)에서 공급된 전압을 충전하는 제1커패시터(107), 상기 제1커패시터(107)에 병렬연결되고 다수의 스위치(109a~109d)가 풀브릿지 형태로 구성된 제1스위칭부(109), 상기 제1스위칭부(109)의 출력단이 1차측 권선에 연결된 변압기(110), 상기 변압기(110)의 2차측 출력단에 연결되고 다수의 스위치(113a~113d)가 풀브릿지 형태로 구성된 제2스위칭부(113), 상기 제2스위칭부(113)의 출력전압을 저장하여 배터리(20)를 충전하는 제2커패시터(114), 상기 제1,2스위칭부(109,113)의 스위칭을 제어하는 스위칭 제어부(122), 고장발생시 상기 배터리(20)에 연결된 선로를 차단하는 제2배선용차단부(118), 상기 제2배선용차단부(118에 병렬연결되어 동작에 따라 선로를 차단하는 제2선로차단부(128)를 포함하여 구성된다.
이러한 절연형 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 DC 그리드 시스템(10)에서 전압을 배터리(20)로 공급하거나 배터리(20)에 저장된 전압을 DC 그리드 시스템(10)으로 공급할 때, DC 그리드 시스템(10)과 배터리(20) 사이에서 양방향 DC-DC 전압의 변환을 수행한다.
이러한 DC 그리드 시스템(10)은 자신에 연결된 부하(미도시)에 전원을 공급하는 중에 큰 부하(중부하)가 연결될 경우 배터리(20)에 저장된 에너지를 받아서 큰 부하를 감당하고, 반대로 작은 부하(경부하)시 남은 에너지를 배터리(20)에 저장하도록 한다. 또한, 배터리(20)의 잔량 중전전압이 기설정된 기준치 이하로 떨어지는 경우 배터리(20)의 충전모드로 전환되어 DC 그리드 시스템(10)에서 배터리(20)에 전압을 공급하여 충전하도록 한다.
이때, DC 그리드 시스템(10)에서 전압을 배터리(20)로 공급하는 배터리(20)의 충전모드 또는 배터리(20)에서 DC 그리드 시스템(10)으로 전압을 공급하는 배터리(20)의 방전모드에서 연결되는 부하의 크기에 따라 다양한 스위칭제어를 통해 제1 및 제2 스위칭부(109,113)를 스위칭 제어함으로써 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 효율을 높이고자 한다
제1커패시터(107)는 DC 그리드 시스템(10)에 병렬로 연결되어 DC 그리드 시스템(10)에서 출력되는 전압을 충전하거나 또는 DC 그리드 시스템(10)으로 공급하기 위한 전압을 충전하도록 한다.
제1배선용차단부(104)는 단락이나 과부하시 선로를 차단하여 기기 및 회로를 보호함으로써 단락, 과부하 등으로 인해 발생할 수 있는 화재나 사고 등을 예방하도록 한다. 또한, 제1배선용차단부(104)가 턴온됨으로써 DC 그리드 시스템(10)에서 출력되는 전압이 커패시터(107)에 충전되도록 한다.
제1선로차단부(125)는 제1배선용차단부(104)에 병렬로 연결되며, DC-DC 컨버터(100)의 동작에 따라 턴오프되어 필요에 따라 선로를 차단하도록 한다. 물론 턴온되면 선로를 연결하여 DC 그리드 시스템(10)으로부터 전력이 공급되도록 한다.
제1배선용차단부(104)의 (+)단에는 제1충전저항(123)이 병렬연결되고 (-)단에는 제2충전저항(124)이 병렬 연결된다. 이들 제1,2충전저항(123,124)에 직렬로 제1선로차단부(125)가 연결된다.
제1스위칭부(109)는 풀브릿지(full bridge) 형태로 연결된 제1스위치(109a), 제2스위치(109b), 제3스위치(109c) 및 제4스위치(109d)를 포함한다. 이때, 제1스위치(109a)와 제2스위치(109b)의 접점은 제1커패시터(107)의 일측에 연결되고 제3스위치(109c)와 제4스위치(109d)의 접점이 제1커패시터(107)의 타측에 연결된다. 이러한 제1~제4스위치(109a~109d)는 MOSFET 또는 IGBT 스위치로 구현될 수 있다.
변압기(110)는 1차측에서 2차측으로 또는 2차측에서 1차측으로 전압을 전달하며, 1차측 권선(110a)의 일측이 제1스위치(109a)와 제3스위치(109c)가 연결된 접점(N1)에 연결되고 1차측 권선(110a)의 타측이 제2스위치(109b)와 제4스위치(109d)가 연결된 점점(N2)에 연결된다.
제2스위칭부(113)는 풀브릿지(full bridge) 형태로 연결된 제5스위치(113a), 제6스위치(113b), 제7스위치(113c) 및 제8스위치(113d)를 포함한다. 이때, 제5스위치(113a)와 제7스위치(113c)의 접점(N3)은 변압기(110)의 2차측 권선(110b)의 일측에 연결되고 제6스위치(113b)와 제8스위치(113d)의 접점(N4)은 변압기(110)의 2차측 권선(110b)의 타측에 연결된다. 이러한 제5~제8스위치(113a~113d)도 MOSFET 또는 IGBT 스위치로 구현될 수 있다.
제2커패시터(114)는 일측이 제5스위치(113a)와 제6스위치(113b)의 접점에 연결되고 타측이 제7스위치(113c)와 제8스위치(113d)의 접점에 연결된다. 이러한 제2커패시터(114)에 저장된 전압이 배터리(20)에 충전된다.
제2배선용차단부(118)는 단락이나 과부하시 선로를 차단하여 기기 및 회로를 보호함으로써 단락, 과부하 등으로 인해 발생할 수 있는 화재나 사고 등을 예방하도록 한다. 또한, 제2배선용차단부(118)가 턴온됨으로써 제2커패시터(114)에 충전된 전압으로 배터리(20)를 충전하거나 배터리(20)의 전압을 제2커패시터(114)에 충전되도록 한다.
제2선로차단부(128)는 제2배선용차단부(118)에 병렬로 연결되며, DC-DC 컨버터(100)의 동작에 따라 턴오프되어 필요에 따라 선로를 차단하도록 한다. 물론 턴온되면 선로를 연결하여 배터리(20)에 전압을 충전하거나 배터리(20)로부터 전압이 방전되도록 한다.
제2배선용차단부(118)의 (+)단에는 제3충전저항(126)이 병렬연결되고 (-)단에는 제4충전저항(127)이 병렬연결된다. 이들 제3,4충전저항(126,127)에 직렬로 제2선로차단부(128)가 연결된다.
한편, 구현에 따라, 절연형 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 DC 그리드 시스템(10)과 제1커패시터(107) 사이에 제1퓨즈부(101), 제2퓨즈부(102), 제1EMC필터부(103), 제1인덕터(105), 제1전류검출부(106), 제1전압검출부(108)를 더 포함할 수 있고, 제2커패시터(114)와 배터리(20) 사이에 제2전압검출부(115), 제2인덕터(116), 제2전류검출부(117), 제2EMC필터부(119), 제3퓨즈부(120) 및 제4퓨즈부(121)를 더 포함할 수도 있다.
제1퓨즈부(101) 및 제2퓨즈부(102)는 DC 그리드 시스템(10)의 (+)단 및 (-)단에 연결된 각 선로에 각각 설치되어 해당 선로에 기설정된 기준전류 이상의 과전류가 흐를 때 각 선로를 개방(open)시킨다. 이러한 DC 그리드 시스템(10)은 연결되는 부하(미도시)로 직류전압을 공급하거나 배터리(20)에도 전압을 공급하여 충전시키도록 한다.
제1EMC필터부(103)는 DC 그리드 시스템(10)에 병렬연결되어 주변의 기기로부터 나오는 전자파 또는 노이즈 신호가 다른 기기나 소자의 성능에 장애를 주지 않도록 DC-DC 컨버터(100)를 보호함과 동시에 주변의 다른 기기에서 나오는 전자파나 노이즈 신호를 제거하여 전자파에 의한 영향으로부터 컨버터를 보호하여 정상적인 성능을 제공할 수 있도록 한다.
제1인덕터(105)는 제1퓨즈부(101)에 직렬연결되며 DC 그리드 시스템(10)에서 제공되는 전류를 제어하는데 사용된다.
제1전류측정부(106)는 제1인덕터(105)를 통해 흐르는 전류를 검출한다. 이러한 제1전류측정부(106)는 변류기(CT)를 사용할 수 있다.
제1전압검출부(108)는 제1커패시터(107)에 충전된 전압을 검출한다. 이러한 제1전압검출부(108)는 변성기(PT)를 사용할 수 있다.
제1보조인덕터(111)는 타측이 변압기(110)의 1차측 권선(110a)에 연결되며, 일측이 상기 N1 접점에 연결되고 타측이 1차측 권선(110a)의 일측에 연결된다. 제2보조인덕터(112)는 변압기(110)의 2차측 권선(110b)에 직렬로 연결되며, 일측이 2차측 권선(11b)의 일측에 연결되고 타측은 제2스위칭부(113)에 연결된다.
제2전압검출부(115)는 제2커패시터(114)에 저장된 전압을 검출한다. 이러한 제2전압검출부(115)는 예컨대 변성기(PT)로 구현될 수 있다.
제2인덕터(116)는 제5스위치(113a)와 제6스위치(113b)가 연결된 접점에 일측이 연결되고 타측은 후단의 제2배선용차단부(118)에 연결된다.
제2전류검출부(117)는 제2인덕터(116)에 흐르는 전류를 검출한다. 이러한 제2전류검출부(117)는 변류기(CT)로 구현될 수 있다.
제2EMC필터부(119)는 제2배선용차단부(118)에 병렬로 연결되며 상기 제1EMC필터부(103)과 같이 전자파를 발생시키는 각종 기기로부터 나오는 전자파 또는 노이즈 신호가 다른 기기나 소자의 성능에 장애를 주지 않도록 기기를 보호함과 동시에 다른 기기에서 나오는 전자파나 노이즈 신호를 제거하여 전자파에 의한 영향으로부터 기기를 보호하여 정상적인 성능을 제공할 수 있도록 한다.
제3퓨즈부(120) 및 제4퓨즈부(121)는 배터리(20)의 (+)단 및 (-)단에 연결된 선로에 각각 설치되어 해당 선로에 기설정된 기준전류 이상의 과전류가 흐를 때 각 선로를 개방(open)시킨다.
본 발명에 따른 절연형 양방향 DC-DC 컨버터(100)에서는 스위칭제어부(122)가 스위칭제어부(122)는 제1스위칭부(109)의 제1~제4스위치(109a~109d) 및 제2스위칭부(113)의 제5~제8스위치(113a~113d)의 스위칭을 각각 독립적으로 제어함으로써 DC 그리드 시스템(10)과 배터리(20) 간의 양방향 전력 흐름을 제어한다.
이러한 스위칭제어부(122)에 의한 스위칭제어는 DC 그리드 시스템(10)의 전압, 즉 제1커패시터(107)에 충전된 충전전압과 배터리(20)의 전압, 즉 제2커패시터(114)에 충전된 충전전압의 크기에 따라 PSM 스위칭제어, SPWM 스위칭제어 및 DPWM 스위칭제어를 혼용하여 사용한다. 이는 DC 그리드 시스템(10)의 전압과 배터리(20)의 전압을 검출하여 배터리(20)의 충전 또는 방전시 두 전압의 차이에 따라 PSM, SPWM 및 DPWM 스위칭제어를 혼용하여 사용하는 것이다
도 2는 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 도시한 흐름도이다.
도시한 전력 변환 방법은, 전력 변환 제어 주기 마다, 전력을 변환하는 방식을 결정하고, 결정된 방식으로 전력을 변환하는 방법으로서, 도 1의 스위칭 제어부(122)를 중심으로 수행될 수 있다.
상기 전력 변환 방법은, 제어 주기에서 SPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계(S120); 제어 주기에서 DPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계(S140); 및 산정된 변압기 인덕터 평균 전력이 큰 방식으로 전력을 변환하는 단계(S160)를 포함할 수 있다.
본 발명에서 듀티는 + 영역과 - 영역을 교번하는 구형파가 진행 중 0을 계속 유지하는 시간적 구간을 의미하며, 듀티 위상은 상기 듀티 구간 동안 구형파의 위상 간격을 의미한다.
본 발명에서 SPWM 방식은, 승압 동작시, 변압기 2차측 전압은 구형파로 구동시키며, 변압기 1차측 전압은 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키고, 강압 동작시, 변압기 1차측 전압은 구형파로 구동시키며, 변압기 2차측 전압은 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키는 방식을 의미한다. 여기서, 변압기 1차측 및 2차측을 구동시키는 것은 각 1/2차측 코일(권선)에 연결된 스위칭 소자들을 동작시키는 것을 의미한다.
본 발명에서 DPWM 방식은, 변압기 1차측 전압은 제1 듀티(지연) 위상이 가해진 구형파로 구동시키며, 변압기 2차측 전압은 제2 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키는 방식을 의미한다. 여기서, 변압기 1차측 및 2차측을 구동시키는 것은 각 1/2차측 코일(권선)에 연결된 스위칭 소자들을 동작시키는 것을 의미한다.
상기 DPWM 방식에서, 승압 동작시 제1 듀티(및 제1 듀티 위상) 보다 제2 듀티(및 제2 듀티 위상)이 더 크고, 강압 동작시 제1 듀티(및 제1 듀티 위상) 보다 제2 듀티(및 제2 듀티 위상)이 더 작게 된다.
상기 DPWM 방식에서, 제1 듀티 및 제2 듀티 중 작은 것을 버금 듀티, 큰 것을 으뜸 듀티라 칭하겠다.
상술한 바에 따르면, 도시한 S120 단계 및 S140 단계에서는, 변압기의 1차측 전압값과 2차측 전압값을 적용하여, SPWM 방식 및 DPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 것을 알 수 있다.
도시한 SPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계(S120)에서는, 하나의 고정된 전력값만을 산출하면 되나, 도시한 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계(S140)에서는, 제1 듀티 및 제2 듀티의 다양한 조합들에 대하여 구해진 평균 전력들 중 가장 적합한 것을 선택한다.
즉, 상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계(S140)에서는, 제어 주기에 주어진 승압 또는 강압 조건에서 최대 듀티를 가지는 DPWM 방식을 선택한다. 보다 구체적으로 연산과정에서는 상기 제1 듀티 및 제2 듀티 중 작은 것을 버금 듀티를 최대로 가질 때의 DPWM 방식을 선택한다.
상기 전력을 변환하는 단계(S160)에서는, S120 단계에서 산정된 SPWM 방식의 인덕터 평균 전력과, S140 단계에서 산정 및 선택된 제1/제2 듀티 조합을 이용한 DPWM 방식의 인덕터 평균 전력을 비교한다(S162). 상기 비교 결과 평균 전력이 큰 방식으로 해당 제어 주기에서 전력 변환 동작을 수행한다(S164, S168). 만약, DPWM 방식이 선정된 경우(S164), 상기 S140 단계에서 선택된 제1/제2 듀티 조합을 이용한 DPWM 방식으로 해당 제어 주기에서 전력 변환 동작을 수행한다. 도면에서는 DPWM 방식을 선택한 경우, 선택된 방식으로 제어하는 경우 소프트 스위칭이 이루어지는지 검토한다(S166). 그런데 상기 S140 단계에서, 다양한 제1 듀티 및 제2 듀티 조합들 중 가장 듀티가 긴 조합을 선택할 때, 각 제1 듀티 및 제2 듀티 조합의 소프트 스위칭 여부를 검토할 수 있으며, 이 경우, 상기 S166 단계는 생략될 수도 있다.
도 3은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법 중 최적의 제1 듀티 및 제2 듀티 조합을 선택하는 과정을 중심으로 도시한 흐름도이다. 도시한 최적의 제1 듀티 및 제2 듀티 조합을 선택하는 과정은 일례이며, 동일한 사상을 다른 방식으로도 구현할 수 있음은 물론이다.
도면에서 Max_Theta는 상술한 으뜸 듀티에 관련된 변수이며, Duty_S가 상술한 버금 듀티에 관련된 변수이다.
도 4는 도 1의 DC-DC 컨버터에서 절연이 이루어지는 변압기 및 스위칭 소자들을 중심으로 표현한 회로도이다. 도시한 회로도에서 (112)는 생략되고, 변압기의 1차측과 2차측 권선비는 1:1인 경우로 보다 구체화한 구현을 표현하였다.
도 4의 회로 구성에 대하여 도 2에 도시한 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 적용함에 있어서, 도 5a 및 5b는 강압 동작시에 SPMW 방식 및 DPWM 방식으로 변압기의 1차/2차측 코일들을 구동시킬 때, 변압기 인덕터에 흐르게 되는 전류를 도시한 것이다.
도시한 바와 같이, 강압 동작시에는 SPMW 방식 및 DPWM 방식 모두, 제1 코일 보다 제2 코일의 전압이 더 낮은 반면, 폭은 더 큰 파형을 가지도록, 변압기 양단의 스위칭 소자들이 제어된다.
강압 동작시에 SPWM 방식에서는 듀티가 없는 2차측 전압 파형의 라이징 시점(θ0)에서의 인덕터 전류값을 I2라 하고, 1차측 전압 파형의 듀티 후 라이징 시점(θ1)에서의 인덕터 전류값을 I1이라 하고, 1차측 전압 파형의 폴링 시점(θ2)에서의 인덕터 전류값을 I3라고 하였다. 2차측 전압 파형의 폴링 시점(θ3)도 도시하였다.
도시한 바와 같이, 인덕터 전류는 I1, I2, I3 전류값들을 꼭지점으로 하는 삼각파 형태로 모델링할 수 있다. SPWM 방식의 경우 상기 I1, I2, I3 전류값들의 구체적인 계산식은 하기 수학식 1과 같다.
Figure pat00010
상기 수학식에서 Vpri는 1차측 전압이며, Vsec는 2차측 전압이며, φ는 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차이다. Vpri는 간략히 Vp라 표현할 수 있다.
상기 수학식에서 α는 1차측 전압의 듀티 위상이며, ωsw는 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도이며, g는 1차측과 2차측의 입출력 전압비이다.
상기 수학식에서 Vpri는 1차측 전압이며, Vsec는 2차측 전압이며, φ는 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차이다.
상기 부호 Is1, Is2, Is3에서 s는 SPWM임을 강조하기 위한 것으로, 간략히 I1, I2, I3라 표현할 수도 있다.
상기 I1, I2, I3 전류값들을 이용하여, SPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력(Pave)을 산정하는 구체적인 계산식은 하기 수학식 2와 같다.
Figure pat00011
강압 동작시에 DPMW 방식에서는 2차측 전압 파형의 듀티 전 라이징 시점(θ0)에서의 인덕터 전류값을 I2라 하고, 1차측 전압 파형의 듀티 후 라이징 시점(θ2)에서의 인덕터 전류값을 I1이라 하고, 1차측 전압 파형의 폴링 시점(θ3)에서의 인덕터 전류값을 I3라고 하였다. I2은 2차측 전압 파형의 듀티 후 라이징 시점(θ1)까지 유지된다.
도시한 바와 같이, 인덕터 전류는 I1, I2, I3 전류값들을 꼭지점으로 하는 구형파 및 삼각파의 조합 형태로 모델링할 수 있다. DPWM 방식의 경우 상기 I1, I2, I3 전류값들의 구체적인 계산식은 하기 수학식 3과 같다.
Figure pat00012
상기 수학식에서 Vpri는 1차측 전압이며, Vsec는 2차측 전압이며, φ는 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차이다.
상기 수학식에서 α는 1차측 전압의 듀티 위상이며, β는 2차측 전압의 듀티 위상이며, ωsw는 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도이며, g는 1차측과 2차측의 입출력 전압비이다.
상기 부호 Id1, Id2, Id3에서 s는 DPWM임을 강조하기 위한 것으로, 간략히 I1, I2, I3라 표현할 수도 있다.
상기 I1, I2, I3 전류값들을 이용하여, DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력(Pave)을 산정하는 구체적인 계산식은 하기 수학식 4와 같다.
Figure pat00013
도 2 및/또는 도 3에서 강압시에 상기 소프트 스위칭이 이루어지는지 검토하는 단계(S166)(S1166)는, 예컨대, 도 5b에 도시한 I1, I2, I3가 도시한 부호(즉, 플러스인지, 마이너스인지 만을 확인)를 가지는지 검사하는 방식으로 신속하게 수행할 수도 있다. 실수값인 전류값을 확인하는 것이 아닌, 거의 이진값은 +, -만을 확인하므로, 매우 신속한 검토가 가능하다.
도 4의 회로 구성에 대하여 도 2에 도시한 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 적용함에 있어서, 도 6a 및 6b는 승압 동작시에 SPMW 방식 및 DPWM 방식으로 변압기의 1차/2차측 코일들을 구동시킬 때, 변압기 인덕터에 흐르게 되는 전류를 도시한 것이다.
도시한 바와 같이, 승압 동작시에는 SPWM 방식 및 DPWM 방식 모두, 제2 코일 보다 제1 코일의 전압이 더 낮은 반면, 폭은 더 큰 파형을 가지도록, 변압기 양단의 스위칭 소자들이 제어된다.
승압 동작시에 SPWM 방식에서는 듀티가 없는 1차측 전압 파형의 라이징 시점(θ0)에서의 인덕터 전류값을 I1라 하고, 2차측 전압 파형의 듀티 후 라이징 시점(θ1)에서의 인덕터 전류값을 I2라 하고, 2차측 전압 파형의 폴링 시점(θ2)에서의 인덕터 전류값을 I3라고 하였다. 1차측 전압 파형의 폴링 시점(θ3)도 도시하였다.
도시한 바와 같이, 인덕터 전류는 I1, I2, I3 전류값들을 꼭지점으로 하는 삼각파 형태로 모델링할 수 있다. SPWM 방식의 경우 상기 I1, I2, I3 전류값들의 구체적인 계산식은 하기 수학식 5와 같다.
Figure pat00014
Figure pat00015
상기 수학식에서 Vpri는 1차측 전압이며, Vsec는 2차측 전압이며, φ는 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차이다. Vsec는 간략히 Vs라 표현할 수 있다.
상기 수학식에서 α는 1차측 전압의 듀티 위상이며, ωsw는 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도이며, g는 1차측과 2차측의 입출력 전압비이다.
상기 부호 Is1, Is2, Is3에서 s는 SPWM임을 강조하기 위한 것으로, 간략히 I1, I2, I3라 표현할 수도 있다.
상기 I1, I2, I3 전류값들을 이용하여, SPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력(Pave)을 산정하는 구체적인 계산식은 하기 수학식 6와 같다.
Figure pat00016
승압 동작시에 DPMW 방식에서는 1차측 전압 파형의 듀티 전 라이징 시점(θ0)에서의 인덕터 전류값을 I1라 하고,
2차측 전압 파형의 듀티 후 라이징 시점(θ2)에서의 인덕터 전류값을 I2라 하고, 2차측 전압 파형의 폴링 시점(θ3)에서의 인덕터 전류값을 I3라고 하였다. I1은 1차측 전압 파형의 듀티 후 라이징 시점(θ1)까지 유지된다.
도시한 바와 같이, 인덕터 전류는 I1, I2, I3 전류값들을 꼭지점으로 하는 구형파 및 삼각파의 조합 형태로 모델링할 수 있다. 승압 조건 DPWM 방식의 경우 상기 I1, I2, I3 전류값들의 구체적인 계산식은 하기 수학식 7과 같다.
Figure pat00017
상기 수학식에서 Vpri는 1차측 전압이며, Vsec는 2차측 전압이며, φ는 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차이다. Vsec는 간략히 Vs라 표현할 수 있다.
상기 수학식에서 α는 1차측 전압의 듀티 위상이며, β는 2차측 전압의 듀티 위상이며, ωsw는 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도이며, g는 1차측과 2차측의 입출력 전압비이다.
상기 부호 Id1, Id2, Id3에서 s는 DPWM임을 강조하기 위한 것으로, 간략히 I1, I2, I3라 표현할 수도 있다.
상기 I1, I2, I3 전류값들을 이용하여, DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력(Pave)을 산정하는 구체적인 계산식은 하기 수학식 8과 같다.
Figure pat00018
도 2 및/또는 도 3에서 강압시에 상기 소프트 스위칭이 이루어지는지 검토하는 단계(S166)(S1166)는, 예컨대, 도 6b에 도시한 I1, I2, I3가 도시한 부호를 가지는지 검사하는 방식으로 신속하게 수행할 수도 있다.
도 7a 및 7b는 각각 승압시와 강압시에 DPWM 방식으로 변환을 수행하였을 때, 버금 듀티(그래프에서는 Socond Duty라 표현함)와 인덕터의 RMS 전류와의 관계를 도시한 그래프이다. 그래프에서 동일 전력에서 버금 듀티(Socond Duty)가 증가하면 인덕터 전류의 RMS값이 감소함을 알 수 있다. 즉, 버금 듀티(Socond Duty)가 클수록 도통 손실이 저감 정도가 높아진다.
도 8은 본 발명의 사상에 따른 전력 변환 방법을 시뮬레이션하기 위한 시뮬레이션 회로도이다. 도시한 시뮬레이션 회로도는 도 4의 절연이 이루어지는 변압기 및 스위칭 소자들을 중심으로 시뮬레이션하기 위한 것이다.
도시한 시뮬레이션 회로도에서, 입력전압은, 700~800V, 출력전압은, 580~850V, 스위칭 주파수는 8khz인 상태, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 상태로 시뮬레이션 한다.
도 9a는 입력 전압이 700V, 출력 전압이 820V, 스위칭주파수 8kHz의 조건으로 시뮬레이션한 결과를 나타낸 그래프이고, 도 9b는 도 9a의 그래프 중 1번 부분을 확대한 것이며, 도 9c는 도 9a의 그래프 중 2번 부분을 확대한 것이다. 도시한 바와 같이, 약간의 리플이 존재하지만, 버금(Second) 듀티가 형성되고, 버금 듀티 동안 출력 전류가 선형에 가깝게 증가하며, 보조 인덕터에 상당한 전류가 유발됨을 알 수 있다. 보다 구체적으로 살펴보면, 출력 전류를 0부터 20까지 계속 높아지는 경우, 버금(Second) 듀티가 이에 따라 끊기지 않고 출력되고 있음을 알 수 있다.
도 10a는 입력 전압이 750V, 출력 전압이 6000V, 스위칭주파수 8kHz의 조건으로 시뮬레이션한 결과를 나타낸 그래프이고, 도 10b는 도 10a의 그래프 중 1번 부분을 확대한 것이며, 도 10c는 도 10a의 그래프 중 2번 부분을 확대한 것이다. 도시한 바와 같이, 약간의 리플이 존재하지만, 버금(Second) 듀티가 형성되고, 버금 듀티 동안 출력 전류가 선형에 가깝게 증가하며, 보조 인덕터에 상당한 전류가 유발됨을 알 수 있다. 보다 구체적으로 살펴보면, 출력 전류를 0부터 20까지 계속 높아지는 경우, 버금(Second) 듀티가 이에 따라 끊기지 않고 출력되고 있음을 알 수 있다.
도 11a는 입력전압이 750V, 출력전압이 600V이고, 스위칭 주파수는 4khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한다. 도시한 바와 같이 낮은 전력(즉, 전류)에서 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식을 이용하면 효율이 뚜렷하게 개선되며, 높은 전력에서는 양 방식의 변환 효율이 거의 동일함을 알 수 있다.
도 11b는 입력전압이 700V, 출력전압이 820V이고, 스위칭 주파수는 4khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한다. 도시한 바와 같이 낮은 전력(즉, 전류)에서 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식을 이용하면 효율이 뚜렷하게 개선되며, 높은 전력에서도 효율이 뚜렷하게 개선됨을 알 수 있다.
한편, 도 11c는 도 11a의 조건에서 3kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 것이며, 도 11d는 도 11b의 조건에서 4.5kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 것이다.
도 12a는 입력전압이 750V, 출력전압이 600V이고, 스위칭 주파수는 8khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한다. 도시한 바와 같이 낮은 전력(즉, 전류)에서 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식을 이용하면 효율이 크게 개선되며, 높은 전력에서도 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식을 이용하면 효율이 뚜렷하게 개선됨을 알 수 있다.
도 12b는 입력전압이 700V, 출력전압이 820V이고, 스위칭 주파수는 8khz이고, 변압기 입력단의 보조 인덕터의 인덕턴스는 110μH인 조건에서, 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식과, 기존 SPWM 단일 방식으로 각각 변환하였을 때의 변환 효율을 도시한다. 도시한 바와 같이 낮은 전력(즉, 전류)에서 본 발명에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식을 이용하면 효율이 매우 크게 개선되며, 높은 전력에서도 효율이 크게 개선됨을 알 수 있다.
한편, 도 12c는 도 12a의 조건에서 3kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 것이며, 도 12d는 도 12b의 조건에서 4.5kW 전력 변환시 1차측/2차측 전압 및 인덕터 전류를 예시한 것이다.
한편, 도 11b 및 도 12b 를 도 11a 및 도 12a 에 대해 비교하면, 스위칭주파수가 높을수록 본 발명의 사상에 따른 DPWM과 SPWM의 하이브리드 방식의 전력 효율 개선 효과가 약간 증대되나(12KW이하에서), 전체적으로는 스위칭 주파주 증가에 따른 효율 개선보다 본 발명의 사상에 따른 하이브리드 방식의 효율 개선 효과가 더 큼을 알 수 있다.
상기한 실시예는 그 설명을 위한 것이며, 그 제한을 위한 것이 아님을 주의하여야 한다. 또한, 본 발명의 기술분야의 통상의 전문가라면 본 발명의 기술사상의 범위에서 다양한 실시예가 가능함을 이해할 수 있을 것이다.
109 : 제1스위칭부 110 : 변압기
111 : 제1보조인덕터 112 : 제2보조인덕터
113 : 제2스위칭부 114 : 제2커패시터
115 : 제2전압검출부 116 : 제2인덕터
122 : 스위칭 제어부

Claims (10)

  1. 전력 변환 제어 주기 마다, 전력을 변환하는 방식을 결정하고, 결정된 방식으로 전력을 변환하는 방법에 있어서,
    제어 주기에서 SPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계;
    제어 주기에서 DPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계; 및
    산정된 변압기 인덕터 평균 전력이 큰 방식으로 전력을 변환하는 단계
    를 포함하는 전력 변환 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 제어 주기에 주어진 승압 또는 강압 조건에서 최대 듀티를 가지는 DPWM 방식을 선택하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    변압기의 1차측 전압값과 2차측 전압값을 적용하여, 상기 SPWM 방식 및 상기 DPWM 방식의 전력 변환시 변압기 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 DPWM 방식은, 변압기 1차측 전압은 제1 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키며, 변압기 2차측 전압은 제2 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    승압 동작시 SPWM 방식은, 변압기 2차측 전압은 구형파로 구동시키며, 변압기 1차측 전압은 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 SPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구하고,
    Figure pat00019

    Figure pat00020

    Figure pat00021

    (Vpri : 1차측 전압, Vsec = Vs : 2차측 전압,
    φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
    α : 1차측 전압의 듀티 위상,
    ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
    g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
    Is1 = I1, Is2 = I2, Is3 = I3
    Pave : 평균 전력)
    상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
    Figure pat00022

    Figure pat00023

    (Vpri : 1차측 전압, Vsec = Vs : 2차측 전압,
    φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
    α : 1차측 전압의 듀티 위상, β : 2차측 전압의 듀티 위상
    ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
    g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
    Id1 = I1, Id2 = I2, Id3 = I3
    Pave : 평균 전력)
  7. 제4항에 있어서,
    강압 동작시 SPWM 방식은, 변압기 1차측 전압은 구형파로 구동시키며, 변압기 2차측 전압은 듀티 위상이 가해진 구형파로 구동시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 SPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구하고,
    Figure pat00024

    Figure pat00025

    (Vpri = Vp : 1차측 전압, Vsec : 2차측 전압,
    φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
    α : 1차측 전압의 듀티 위상,
    ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
    g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
    Is1 = I1, Is2 = I2, Is3 = I3
    Pave : 평균 전력)
    상기 DPWM 방식의 전력 변환시 인덕터에서의 평균 전력을 산정하는 단계에서는, 하기 수학식에 따라 평균 전력을 구하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
    Figure pat00026

    Figure pat00027

    (Vpri = Vp : 1차측 전압, Vsec : 2차측 전압,
    φ : 1차측 전압과 2차측 전압의 위상차,
    α : 1차측 전압의 듀티 위상, β : 2차측 전압의 듀티 위상
    ωsw : 스위칭 소자의 스위칭 주파수에서의 각속도,
    g : 1차측과 2차측의 입출력 전압비
    Id1 = I1, Id2 = I2, Id3 = I3
    Pave : 평균 전력)
  9. 제6항 또는 제8항에 있어서,
    상기 DPWM 방식을 선택한 경우, 선택된 방식으로 제어할 때, 소프트 스위칭이 이루어지는지 확인하는 단계를 더 포함하는 전력 변환 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 소프트 스위칭이 이루어지는지 확인하는 단계는, 상기 수학식에 따른 Id1, Id2, Id3가 해당 부호를 가지는지 검사하는 방식으로 수행되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
KR1020180156771A 2018-12-07 2018-12-07 전력 변환 방법 KR102200284B1 (ko)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180156771A KR102200284B1 (ko) 2018-12-07 2018-12-07 전력 변환 방법
EP19893926.6A EP3893376B1 (en) 2018-12-07 2019-11-18 Power conversion method
US17/299,140 US11742765B2 (en) 2018-12-07 2019-11-18 Power conversion method
PCT/KR2019/015757 WO2020116817A1 (ko) 2018-12-07 2019-11-18 전력 변환 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180156771A KR102200284B1 (ko) 2018-12-07 2018-12-07 전력 변환 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20200069577A true KR20200069577A (ko) 2020-06-17
KR102200284B1 KR102200284B1 (ko) 2021-01-08

Family

ID=70974361

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020180156771A KR102200284B1 (ko) 2018-12-07 2018-12-07 전력 변환 방법

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11742765B2 (ko)
EP (1) EP3893376B1 (ko)
KR (1) KR102200284B1 (ko)
WO (1) WO2020116817A1 (ko)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102177142B1 (ko) * 2020-01-09 2020-11-10 주식회사 효성 절연형 양방향 ｄｃ-ｄｃ 컨버터에서 센서리스 과전류 예측방법
JP7491080B2 (ja) * 2020-06-22 2024-05-28 富士電機株式会社 電力変換装置

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160109574A (ko) 2015-03-12 2016-09-21 (주)지필로스 회생 에너지 전력변환장치

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6101106A (en) * 1999-02-05 2000-08-08 The Boeing Company Pulse width modulated controller for high temperature power conversion
US6995537B1 (en) * 2005-02-14 2006-02-07 Texas Instruments Incorporated Closed-loop control system to mitigate PWM switching noise
US7495875B2 (en) * 2007-06-05 2009-02-24 Fsp Technology Inc. Power abnormal protection circuit
US8067925B2 (en) * 2008-11-20 2011-11-29 Silergy Technology Hybrid power converter
KR20100115087A (ko) * 2009-04-17 2010-10-27 서울과학기술대학교 산학협력단 양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 그의 제어방법
US8587975B2 (en) * 2010-04-01 2013-11-19 Arizona Board Of Regents For And On Behalf Of Arizona State University PWM control of dual active bridge converters
EP2408096A1 (en) * 2010-07-12 2012-01-18 ABB Oy Current-fed converter with quadratic conversion ratio
KR101388698B1 (ko) * 2012-04-27 2014-04-24 성균관대학교산학협력단 전력 변환 장치와 그 동작 방법 및 태양광 발전 시스템
US10073512B2 (en) * 2014-11-19 2018-09-11 General Electric Company System and method for full range control of dual active bridge
JP6414491B2 (ja) * 2015-03-06 2018-10-31 住友電気工業株式会社 変換装置
KR102027802B1 (ko) 2015-05-29 2019-10-02 엘에스산전 주식회사 전력 변환 장치 및 이의 동작 방법
KR101943883B1 (ko) * 2016-12-30 2019-01-30 효성중공업 주식회사 절연형 양방향 ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 스위칭 제어방법
US10050531B1 (en) * 2017-01-24 2018-08-14 General Electric Company Direct flux control power converter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160109574A (ko) 2015-03-12 2016-09-21 (주)지필로스 회생 에너지 전력변환장치

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
B.J. Byen et al. "A High-Efficiency Variable Modulation Strategy for a Dual-Active-Bridge Converter with a Wide Operating Range". KIPE. (발표일 : 2015.06.)* *
H. Kakigano et al. "Combined Pulse-Width Modulation of Dual Active Bridge DC-DC Converter to Increase the Efficiency of Bidirectional Power Transfer". IEEJ. 2018.* *
H. Kakigano et al. "Fundamental Study on Control Strategies to Increase Efficiency of Dual Active Bridge DC-DC Converter". IEEE. 2015.* *

Also Published As

Publication number Publication date
KR102200284B1 (ko) 2021-01-08
US11742765B2 (en) 2023-08-29
EP3893376A1 (en) 2021-10-13
WO2020116817A1 (ko) 2020-06-11
EP3893376B1 (en) 2024-01-03
EP3893376A4 (en) 2022-08-17
US20220077759A1 (en) 2022-03-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR910008547B1 (ko) 자기소호소자를 구비한 전류형 전력변환장치
US8384333B2 (en) Alternating voltage control apparatus
EP2277257B1 (en) Uninterruptible power supply with non-isolated battery charger with bi-polar inputs
CN104272571A (zh) 功率转换装置
TWI694668B (zh) Dc-dc轉換器以及電力調節器
KR20140143908A (ko) 저전압 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 듀티 제어 방법
KR20190115364A (ko) 단상 및 3상 겸용 충전기
CN101179255B (zh) 用于交流电动机的h桥逆变器
JP5398629B2 (ja) 充放電検査装置
JP2006081263A (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR102200284B1 (ko) 전력 변환 방법
US20160118904A1 (en) Power conversion apparatus
US20230025867A1 (en) Charger capable of bidirectional power transfer
JP2009177899A (ja) 電力変換システム
Rehlaender et al. Dual interleaved 3.6 kW LLC converter operating in half-bridge, full-bridge and phase-shift mode as a single-stage architecture of an automotive on-board DC-DC converter
JP2022124673A (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両
CN114649949A (zh) 大容量双向隔离式直流-直流转换器及其控制方法
Afsharian et al. Analysis of one phase loss operation of three-phase isolated buck matrix-type rectifier with a boost switch
Zhang et al. Cascaded bridgeless totem-pole multilevel converter with model predictive control for 400 V dc-powered data centers
US11637492B2 (en) Buck matrix-type rectifier with boost switch, and operation thereof during one-phase loss
JP2022138710A (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両
Antão et al. Modular Design of DC-DC Converters for EV battery fast-charging
JP3774208B2 (ja) 交流電圧制御装置
KR102703873B1 (ko) 고효율로 동작하는 전기 자동차용 급속충전기 및 이를 동작시키는 방법
JP2019531689A (ja) 電気またはハイブリッド車両の車載充電装置用の三相整流器を制御する方法

Legal Events

Date Code Title Description
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant