KR20190087667A - 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 - Google Patents
시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 Download PDFInfo
- Publication number
- KR20190087667A KR20190087667A KR1020197020806A KR20197020806A KR20190087667A KR 20190087667 A KR20190087667 A KR 20190087667A KR 1020197020806 A KR1020197020806 A KR 1020197020806A KR 20197020806 A KR20197020806 A KR 20197020806A KR 20190087667 A KR20190087667 A KR 20190087667A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- pbch
- block
- sss
- ofdm symbol
- frequency
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 60
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 107
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 13
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 58
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 abstract description 22
- 230000036541 health Effects 0.000 abstract description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 32
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 30
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 27
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 26
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 20
- 230000006870 function Effects 0.000 description 18
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 17
- 238000013461 design Methods 0.000 description 15
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 15
- 238000010408 sweeping Methods 0.000 description 13
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 12
- 238000007726 management method Methods 0.000 description 9
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 8
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 7
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 6
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 6
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 6
- 101150071746 Pbsn gene Proteins 0.000 description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 5
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 5
- 101150039363 SIB2 gene Proteins 0.000 description 4
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 4
- 238000013468 resource allocation Methods 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 101150096310 SIB1 gene Proteins 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 3
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical group [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 3
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 3
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 3
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 description 3
- 241000169170 Boreogadus saida Species 0.000 description 2
- 238000003491 array Methods 0.000 description 2
- 230000001351 cycling effect Effects 0.000 description 2
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 2
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 2
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- 101100264655 Enterobacteria phage T4 y12B gene Proteins 0.000 description 1
- 101100264657 Enterobacteria phage T4 y12D gene Proteins 0.000 description 1
- 101000741965 Homo sapiens Inactive tyrosine-protein kinase PRAG1 Proteins 0.000 description 1
- 102100038659 Inactive tyrosine-protein kinase PRAG1 Human genes 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000010267 cellular communication Effects 0.000 description 1
- 230000002860 competitive effect Effects 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 229920005994 diacetyl cellulose Polymers 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000004927 fusion Effects 0.000 description 1
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 1
- 239000004973 liquid crystal related substance Substances 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000036963 noncompetitive effect Effects 0.000 description 1
- 238000009877 rendering Methods 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W72/00—Local resource management
- H04W72/50—Allocation or scheduling criteria for wireless resources
- H04W72/52—Allocation or scheduling criteria for wireless resources based on load
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0061—Error detection codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0057—Block codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W48/00—Access restriction; Network selection; Access point selection
- H04W48/08—Access restriction or access information delivery, e.g. discovery data delivery
- H04W48/10—Access restriction or access information delivery, e.g. discovery data delivery using broadcasted information
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W72/00—Local resource management
- H04W72/04—Wireless resource allocation
- H04W72/044—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W72/00—Local resource management
- H04W72/30—Resource management for broadcast services
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
- H04J11/0069—Cell search, i.e. determining cell identity [cell-ID]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
- H04J2011/0003—Combination with other multiplexing techniques
- H04J2011/0016—Combination with other multiplexing techniques with FDM/FDMA and TDM/TDMA
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J2211/00—Orthogonal indexing scheme relating to orthogonal multiplex systems
- H04J2211/003—Orthogonal indexing scheme relating to orthogonal multiplex systems within particular systems or standards
- H04J2211/005—Long term evolution [LTE]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0067—Rate matching
- H04L1/0068—Rate matching by puncturing
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
- H04L2001/0093—Point-to-multipoint
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W48/00—Access restriction; Network selection; Access point selection
- H04W48/08—Access restriction or access information delivery, e.g. discovery data delivery
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W72/00—Local resource management
- H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
- H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W74/00—Wireless channel access
- H04W74/002—Transmission of channel access control information
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Databases & Information Systems (AREA)
- Computer Security & Cryptography (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
본 개시는 IoT 기술을 이용하여 4세대(4G) 시스템보다 높은 데이터 속도를 지원하는 5세대(5G) 통신 시스템을 융합하는 통신 방법 및 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카, 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 스마트 소매, 보안 및 안전 서비스와 같은 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술에 기반한 지능형 서비스에 적용될 수 있다.
Description
본 출원은 일반적으로 브로드캐스트 신호 및 채널에 관한 것이다. 더욱 구체적으로는, 본 개시는 첨단(advanced) 무선 통신 시스템에서의 시스템 정보 송신에 관한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.
이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술인 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
무선 통신 네트워크에서, 네트워크 액세스 및 무선 자원 관리(radio resource management, RRM)는 물리적 계층 동기화 신호 및 상위(MAC) 계층 절차에 의해 활성화된다. 특히, UE는 초기 액세스를 위해 적어도 하나의 셀 식별(identification, ID)와 함께 동기화 신호의 존재를 탐지하려고 시도한다. UE가 네트워크 내에 있고, 서빙 셀과 연관되면, UE는 이의 동기화 신호를 탐지하고/하거나 연관된 셀-특정 기준 신호(reference signal, RS)를 측정함으로써 여러 인접한 셀을 모니터링한다. 3GPP-NR(third generation partnership-new radio access or interface)과 같은 차세대 셀룰러 시스템의 경우, eMBB(enhanced mobile broadband), URLLC(ultra reliable latency), mMTC(massive machine type communication)와 같이 상이한 전파 손실을 갖는 다양한 커버리지 요건 및 주파수 대역에 상응하는 각각의 다양한 사용 케이스에 대해 작업하는 효율적이고 통합된 무선 자원 획득 또는 추적 메커니즘이 바람직하다. 대부분은 상이한 네트워크 및 무선 자원 패러다임으로 설계되었으며, 원활하고 낮은 대기 시간의 RRM이 또한 바람직하다.
본 개시의 실시예는 첨단 무선 통신 시스템에서 동기화 신호 설계를 제공한다.
일 실시예에서, 무선 통신 시스템에서 브로드캐스트 신호를 수신하는 사용자 장치(UE)가 제공된다. UE는 기지국(base station, BS)으로부터 PBCH를 통해 물리적 브로드캐스트 채널(physical broadcasting channel, PBCH) 콘텐츠를 수신하도록 구성된 송수신기를 포함한다. UE는 페이로드를 포함하는 PBCH 콘텐츠를 결정하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서를 더 포함하며, 페이로드는 10비트 시스템 프레임 수(system frame number, SFN)의 적어도 일부, 무선 프레임 내의 하프 프레임 인덱스, 및 동기화 신호(synchronization signal, SS) 블록 시간 인덱스의 적어도 일부를 포함하는 PBCH의 송신 시간 간격(transmission time interval, TTI) 내의 비-공통 정보(uncommon information)를 포함한다.
다른 실시예에서, 무선 통신 시스템에서 브로드캐스트 신호를 송신하는 기지국(BS)이 제공된다. BS는 10비트 시스템 프레임 수(SFN)의 적어도 일부, 무선 프레임 내의 하프 프레임 인덱스, 및 동기화 신호(SS) 블록 시간 인덱스의 적어도 일부를 포함하는 PBCH의 TTI 내의 비-공통 정보를 포함하는 페이로드를 생성하고, 생성된 페이로드를 포함하는 PBCH 콘텐츠를 결정하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서를 포함한다. BS는 PBCH 콘텐츠를 PBCH를 통해 UE에 송신하도록 구성된 송수신기를 더 포함한다.
또 다른 실시예에서, 무선 통신 시스템에서 브로드캐스트 신호를 수신하는 방법이 제공된다. 방법은 기지국(BS)으로부터 PBCH를 통해 물리적 브로드캐스트 채널(PBCH) 콘텐츠를 수신하는 단계와 페이로드를 포함하는 PBCH 콘텐츠를 결정하는 단계를 포함하며, 페이로드는 10비트 시스템 프레임 수(SFN)의 적어도 일부, 무선 프레임 내의 하프 프레임 인덱스, 및 동기화 신호(SS) 블록 시간 인덱스의 적어도 일부를 포함하는 PBCH의 송신 시간 간격(TTI) 내의 비-공통 정보를 포함한다.
다른 기술적 특징은 다음의 도면, 설명 및 청구항으로부터 통상의 기술자에게 쉽게 명백해질 수 있다.
본 출원의 실시예에 따르면, 개선된 무선 자원 획득 또는 추적 메커니즘은 차세대 통신 시스템에 제공될 수 있다.
본 개시 및 이의 이점에 대한 더욱 완전한 이해를 위해, 동일한 도면 부호가 동일한 부분을 나타내는 첨부된 도면과 연관하여 취해진 다음의 설명에 대한 참조가 이제 이루어진다.
도 1은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 무선 네트워크를 도시한다.
도 2는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 eNB를 도시한다.
도 3은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 UE를 도시한다.
도 4a는 본 개시의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 송신 경로의 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 4b는 본 개시의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 수신 경로의 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 5는 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PDSCH에 대한 송신기 블록도를 도시한다.
도 6은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PDSCH에 대한 수신기 블록도를 도시한다.
도 7은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PUSCH에 대한 송신기 블록도를 도시한다.
도 8은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PUSCH에 대한 수신기 블록도를 도시한다.
도 9는 본 개시의 실시예에 따른 2개의 슬라이스의 예시적인 멀티플렉싱을 도시한다.
도 10은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 안테나 블록을 도시한다.
도 11은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 UE 이동성 시나리오를 도시한다.
도 12는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 빔 스위핑(sweeping) 동작을 도시한다.
도 13은 본 개시의 실시예에 따른 롱텀 에볼루션(long-term evolution) 시스템에서의 예시적인 PSS/SSS/PBCH를 도시한다.
도 14a는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 TDM 기반 NR-SSS 및 NR PBCH 송신을 도시한다.
도 14b 및 도 14c는 본 개시의 실시예에 따른 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신의 예를 도시한다.
도 14d 및 도 14e는 본 개시의 실시예에 따른 블록 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신의 예를 도시한다.
도 14f 및 도 14g는 본 개시의 실시예에 따른 NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH 송신의 예시적인 조합을 도시한다.
도 15는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 빔 송신을 도시한다.
도 16은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 필수 비트 정보를 도시한다.
도 17은 본 개시의 실시예에 따른 NR-PBCH 설정 방법의 흐름도를 도시한다.
도 18은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 프레임 구조를 도시한다.
도 19는 본 개시의 실시예에 따른 공통 및 비-공통 정보에 대한 예시적인 RE를 도시한다.
도 20a 및 도 20b는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 멀티플렉싱 패턴을 도시한다.
도 21은 본 개시의 실시예에 따른 PBCH 코딩을 위한 예시적인 2개의 코드워드를 도시한다.
도 22는 본 개시의 실시예에 따른 PBCH 코딩을 위한 예시적인 하나의 코드워드를 도시한다.
도 23은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
도 24는 본 개시의 실시예에 따른 다른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
도 25는 본 개시의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
도 26은 본 개시의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
도 1은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 무선 네트워크를 도시한다.
도 2는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 eNB를 도시한다.
도 3은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 UE를 도시한다.
도 4a는 본 개시의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 송신 경로의 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 4b는 본 개시의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 수신 경로의 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 5는 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PDSCH에 대한 송신기 블록도를 도시한다.
도 6은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PDSCH에 대한 수신기 블록도를 도시한다.
도 7은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PUSCH에 대한 송신기 블록도를 도시한다.
도 8은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PUSCH에 대한 수신기 블록도를 도시한다.
도 9는 본 개시의 실시예에 따른 2개의 슬라이스의 예시적인 멀티플렉싱을 도시한다.
도 10은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 안테나 블록을 도시한다.
도 11은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 UE 이동성 시나리오를 도시한다.
도 12는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 빔 스위핑(sweeping) 동작을 도시한다.
도 13은 본 개시의 실시예에 따른 롱텀 에볼루션(long-term evolution) 시스템에서의 예시적인 PSS/SSS/PBCH를 도시한다.
도 14a는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 TDM 기반 NR-SSS 및 NR PBCH 송신을 도시한다.
도 14b 및 도 14c는 본 개시의 실시예에 따른 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신의 예를 도시한다.
도 14d 및 도 14e는 본 개시의 실시예에 따른 블록 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신의 예를 도시한다.
도 14f 및 도 14g는 본 개시의 실시예에 따른 NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH 송신의 예시적인 조합을 도시한다.
도 15는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 빔 송신을 도시한다.
도 16은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 필수 비트 정보를 도시한다.
도 17은 본 개시의 실시예에 따른 NR-PBCH 설정 방법의 흐름도를 도시한다.
도 18은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 프레임 구조를 도시한다.
도 19는 본 개시의 실시예에 따른 공통 및 비-공통 정보에 대한 예시적인 RE를 도시한다.
도 20a 및 도 20b는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 멀티플렉싱 패턴을 도시한다.
도 21은 본 개시의 실시예에 따른 PBCH 코딩을 위한 예시적인 2개의 코드워드를 도시한다.
도 22는 본 개시의 실시예에 따른 PBCH 코딩을 위한 예시적인 하나의 코드워드를 도시한다.
도 23은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
도 24는 본 개시의 실시예에 따른 다른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
도 25는 본 개시의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
도 26은 본 개시의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 PRACH 포맷을 도시한다.
아래의 상세한 설명을 착수하기 전에, 본 특허 문서 전체에 걸쳐 사용된 특정 단어 및 문구를 정의하는 것이 유리할 수 있다. 용어 "결합(couple)" 및 이의 파생어는 둘 이상의 요소가 서로 물리적으로 접촉하는지의 여부와 관계없이 둘 이상의 요소 간의 어떤 직접 또는 간접 통신을 지칭한다. 용어 "송신한다", "수신한다" 및 "통신한다"뿐만 아니라 이의 파생어는 직접 및 간접 통신 둘 다를 포함한다. 용어 "포함한다(include)” 및 “포함한다(comprise)”뿐만 아니라 이의 파생어는 제한 없이 포함(inclusion)을 의미한다. 용어 "또는"는 포괄적이며, 및/또는(and/or)을 의미한다. 문구 "와 관련된(associated with)" 뿐만 아니라 이의 파생어는 포함하고(include), 내에 포함되고(included within), 와 상호 연결하고(interconnect with), 함유하고(contain), 내에 함유되고(be contained within), 에 또는 와 연결하고(connect to or with), 에 또는 와 결합하고(couple to or with), 와 통신 가능하고(be communicable with), 와 협력하고(cooperate with), 인터리브하고(interleave), 병치하고(juxtapose), 에 가까이 있고(be proximate to), 에 또는 와 바운딩되고(be bound to or with), 가지고(have), 소유하고 있고(have a property of), 에 또는 와 관계를 가지고(have a relationship to or with) 등인 것을 의미한다. 용어 "제어기"는 적어도 하나의 동작을 제어하는 임의의 디바이스, 시스템 또는 이의 일부를 의미한다. 이러한 제어기는 하드웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 조합 및/또는 펌웨어로 구현될 수 있다. 임의의 특정 제어기와 관련된 기능은 로컬로든 원격으로든 중앙 집중화되거나 분산될 수 있다. 문구 "적어도 하나(at least one of)"는, 항목의 리스트와 함께 사용될 때, 나열된 항목 중 하나 이상의 상이한 조합이 사용될 수 있고, 리스트 내에는 하나의 항목만이 필요할 수 있다는 것을 의미한다. 예를 들어, "A, B 및 C 중 적어도 하나"는 다음의 조합: A, B, C, A 및 B, A 및 C, B 및 C, 및 A 및 B 및 C 중 어느 하나를 포함한다.
더욱이, 아래에서 설명되는 다양한 기능은 하나 이상의 컴퓨터 프로그램에 의해 구현되거나 지원될 수 있으며, 각각의 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드로부터 형성되고, 컴퓨터 판독 가능 매체에서 구현된다. 용어 "애플리케이션" 및 "프로그램"은 적절한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드에서 구현을 위해 적응된 하나 이상의 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어 구성 요소, 명령어 세트, 절차, 기능, 객체(object), 클래스, 인스턴스(instance), 관련된 데이터 또는 이의 일부를 지칭한다. 문구 "컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드"는 소스 코드, 객체 코드 및 실행 가능 코드를 포함하는 임의의 타입의 컴퓨터 코드를 포함한다. 문구 "컴퓨터 판독 가능 매체"는 판독 전용 메모리(read only memory; ROM), 랜덤 액세스 메모리(random access memory; RAM), 하드 디스크 드라이브, 콤팩트 디스크(compact disc; CD), 디지털 비디오 디스크(digital video disc; DVD), 또는 임의의 다른 타입의 메모리와 같이 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 타입의 매체를 포함한다. "비일시적(non-transitory)" 컴퓨터 판독 가능 매체는 일시적 전기적 또는 다른 신호를 송신하는 유선, 무선, 광학 또는 다른 통신 링크를 배제한다. 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체는 데이터가 영구적으로 저장될 수 있는 매체, 및 재기록 가능 광 디스크 또는 소거 가능 메모리 디바이스와 같이 데이터가 저장되고 나중에 중복 기록(overwriting)될 수 있는 매체를 포함한다.
다른 특정 단어 및 문구에 대한 정의는 본 특허 문서 전체에 걸쳐 제공된다. 통상의 기술자는 대부분의 경우는 아니지만 이러한 정의가 이러한 정의된 단어 및 문구의 이전 및 이후의 사용에 적용된다는 것을 이해해야 한다.
아래에서 논의되는 도 1 내지 도 26, 및 본 특허 문서에서 본 개시의 원리를 설명하기 위해 사용된 다양한 실시예는 단지 예시를 위한 것이고, 어떤 식으로든 본 개시의 범위를 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다. 통상의 기술자는 본 개시의 원리가 적절히 배치된 임의의 시스템 또는 디바이스에서 구현될 수 있다는 것을 이해할 수 있다.
다음의 문서 및 표준 설명은 본 명세서에 충분히 설명된 바와 같이 본 개시에 참조로 통합된다: 3GPP TS 36.211 v13.2.0, "E-UTRA, Physical channels and modulation;" 3GPP TS 36.212 v13.2.0, "E-UTRA, Multiplexing and Channel coding;" 3GPP TS 36.213 v13.2.0, "E-UTRA, Physical Layer Procedures;" 3GPP TS 36.321 v13.2.0, "E-UTRA, Medium Access Control (MAC) protocol specification;" and 3GPP TS 36.331 v13.2.0, "E-UTRA, Radio Resource Control (RRC) Protocol Specification".
4G 통신 시스템의 배치 이후 증가된 무선 데이터 트래픽에 대한 요구를 충족시키기 위해, 개선된 5G 또는 프리-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 행해졌다. 따라서, 5G 또는 프리-5G 통신 시스템은‘Beyond 4G Network’또는 'Post LTE System'이라고도 한다.
5G 통신 시스템은 더욱 고주파(mmWave) 대역, 즉 60 GHz 대역에서 구현되어 더 높은 데이터 속도를 달성하는 것으로 고려된다. 무선파의 전파 손실을 감소시키고, 송신 커버리지를 증가시키기 위해, 빔포밍, 대량 MIMO(multiple-input multiple-output), FD-MIMO(full dimensional MIMO), 어레이 안테나, 아날로그 빔포밍, 대규모 안테나 기술 등은 5G 통신 시스템에서 논의된다.
게다가, 5G 통신 시스템에서, 첨단 소형 셀, 클라우드 RAN(radio access network), 초 고밀도 네트워크(ultra-dense network), D2D(device-to-device) 통신, 무선 백홀, 이동 네트워크, 협력 통신, CoMP(coordinated multi-point) 송수신, 간섭 완화 및 취소 등을 기반으로 시스템 네트워크 개선을 위한 개발이 진행되고 있다.
5G 시스템에서, AMC(adaptive modulation and coding) 기술로서 하이브리드 FQAM(frequency shift keying and quadrature amplitude modulation) 및 SWSC(sliding window superposition coding), 및 첨단 액세스 기술로서 FBMC(filter bank multi carrier), NOMA(non-orthogonal multiple access) 및 SCMA(sparse code multiple access)가 개발되었다.
아래의 도 1 내지 도 4b는 무선 통신 시스템에서 구현되고, OFDM 또는 OFDMA 통신을 사용하는 다양한 실시예를 설명한다. 도 1 내지 도 3의 설명은 상이한 실시예가 구현될 수 있는 방식에 대한 물리적 또는 구조적 제한을 의미하지 않는다. 본 개시의 상이한 실시예는 적절하게 배치된 임의의 통신 시스템에서 구현될 수 있다.
도 1은 본 개시에 따른 예시적인 무선 네트워크(100)를 도시한다. 도 1에 도시된 무선 네트워크(100)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 무선 네트워크(100)의 다른 실시예는 본 개시의 범위를 벗어나지 않고 사용될 수 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 무선 네트워크(100)는 eNB(101), eNB(102) 및 eNB(103)를 포함한다. eNB(101)는 eNB(102) 및 eNB(103)와 통신한다. eNB(101)는 또한 인터넷, 독점적 IP(Internet Protocol) 네트워크 또는 다른 데이터 네트워크와 같은 적어도 하나의 네트워크(130)와 통신한다.
eNB(102)는 eNB(102)의 커버리지 영역(120) 내의 제1 복수의 사용자 장치(UE)에 대한 네트워크(130)에 무선 광대역 액세스를 제공한다. 제1 복수의 UE는 소기업(small business; SB)에 위치될 수 있는 UE(111); 기업(enterprise; E)에 위치될 수 있는 UE(112); WiFi 핫 스폿(hotspot; HS)에 위치될 수 있는 UE(113); 제1 거주지(residence; R)에 위치될 수 있는 UE(114); 제2 거주지(R)에 위치될 수 있는 UE(115); 및 셀 폰, 무선 랩톱, 무선 PDA 등과 같은 모바일 디바이스(M)일 수 있는 UE(116)를 포함한다. eNB(103)는 eNB(103)의 커버리지 영역(125) 내의 제2 복수의 UE에 대한 네트워크(130)에 무선 광대역 액세스를 제공한다. 제2 복수의 UE는 UE(115) 및 UE(116)를 포함한다. 일부 실시예에서, eNB(101-103) 중 하나 이상은 서로 통신하고, 5G, LTE, LTE-A, WiMAX, WiFi 또는 다른 무선 통신 기술을 사용하여 UE(111-116)와 통신할 수 있다.
네트워크 타입에 따라, 용어 "기지국" 또는 "BS"는 송신 포인트(TP), 송수신 포인트(TRP), 송신 포인트(TRP), 강화된 기지국(enhanced base station, eNodeB 또는 eNB), eNB, 매크로셀, 펨토셀, WiFi 액세스 포인트(AP) 또는 다른 무선 가능한 디바이스와 같이 네트워크에 무선 액세스를 제공하도록 구성된 임의의 구성 요소(또는 구성 요소의 모음)를 지칭할 수 있다. 기지국은 하나 이상의 무선 통신 프로토콜, 예를 들어, 5G 3GPP NR(new radio interface/access), LTE(long term evolution), LTE-A(LTE-advanced), 고속 패킷 액세스(high speed packet access, HSPA), Wi-Fi 802.11a/b/g/n/ac 등에 따라 무선 액세스를 제공할 수 있다. 편의상, 용어 "eNodeB"및 "eNB"는 본 특허 문서에서 원격 단말기에 무선 액세스를 제공하는 네트워크 인프라 구성 요소를 나타내는데 사용된다. 또한, 네트워크 타입에 따라, "이동국", "가입자국", "원격 단말기", "무선 단말기" 또는 “사용자 디바이스”와 같은 "사용자 장치" 또는 "UE" 대신에 다른 잘 알려진 용어가 사용될 수 있다. 편의상, 용어 "사용자 장치" 및 "UE"는 본 특허 문서에서 UE가 (이동 전화 또는 스마트 폰과 같은) 모바일 디바이스인지 또는 일반적으로 (데스크톱 컴퓨터 또는 자동 판매기와 같은) 고정 디바이스로 간주되는지에 관계없이 eNB에 무선으로 액세스하는 원격 무선 장치를 지칭하는데 사용된다.
점선은 예시 및 예시만을 위해 거의 원형으로 도시되는 커버리지 영역(120 및 125)의 대략적인 범위를 보여준다. 커버리지 영역(120 및 125)과 같은 eNB와 관련된 커버리지 영역은 eNB의 설정 및 자연적 및 인공적 방해물(man-made obstruction)과 관련된 무선 환경의 변화에 따라 불규칙한 형상을 포함하는 다른 형상을 가질 수 있다는 것이 명확히 이해되어야 한다.
아래에서 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 하나 이상의 UE(111-116)는 첨단 무선 통신 시스템에서의 업링크 채널 상에서 효율적인 CSI 보고를 위한 회로, 프로그래밍 또는 이의 조합을 포함한다. 특정 실시예에서, 하나 이상의 eNB(101-103)는 첨단 무선 통신 시스템에서의 업링크 채널 상에서 효율적인 CSI 보고를 수신하기 위한 회로, 프로그래밍 또는 이의 조합을 포함한다.
도 1은 무선 네트워크(100)의 일례를 도시하지만, 도 1에 대한 다양한 변경이 이루어질 수 있다. 예를 들어, 무선 네트워크(100)는 임의의 수의 eNB 및 임의의 수의 UE를 임의의 적절한 배치에 포함시킬 수 있다. 또한, eNB(101)는 임의의 수의 UE와 직접 통신할 수 있고, 네트워크(130)에 대한 무선 광대역 액세스를 이러한 UE에 제공할 수 있다. 유사하게, 각각의 eNB(102-103)는 네트워크(130)와 직접 통신할 수 있고, 네트워크에 대한 직접 무선 광대역 액세스를 UE에 제공할 수 있다. 더욱이, eNB(101, 102 및/또는 103)는 외부 전화 네트워크 또는 다른 타입의 데이터 네트워크와 같은 다른 또는 부가적인 외부 네트워크에 대한 액세스를 제공할 수 있다.
도 2는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 eNB(102)를 도시한다. 도 2에 도시된 eNB(102)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이며, 도 1의 eNB(101 및 103)는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있다. 그러나, eNB는 다양한 구성을 가지며, 도 2는 본 개시의 범위를 eNB의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 2에 도시된 바와 같이, eNB(102)는 다수의 안테나(205a-205n), 다수의 RF 송수신기(210a-210n), 송신(TX) 처리 회로(215) 및 수신(RX) 처리 회로(220)를 포함한다. eNB(102)는 또한 제어기/프로세서(225), 메모리(230) 및 백홀 또는 네트워크 인터페이스(235)를 포함한다.
RF 송수신기(210a-210n)는 안테나(205a-205n)로부터, 네트워크(100)에서 UE에 의해 송신된 신호와 같은 들어오는(incoming) RF 신호를 수신한다. RF 송수신기(210a-210n)는 IF 또는 기저 대역 신호를 생성하도록 들어오는 RF 신호를 하향 변환시킨다. IF 또는 기저 대역 신호는 기저 대역 또는 IF 신호를 필터링, 디코딩 및/또는 디지털화함으로써 처리된 기저 대역 신호를 생성하는 RX 처리 회로(220)로 송신된다. RX 처리 회로(220)는 처리된 기저 대역 신호를 추가의 처리를 위한 제어기/프로세서(225)로 송신한다.
일부 실시예에서, RF 송수신기(210a-210n)는 단일 안테나 포트에 기초한 송신 방식을 사용하여 PBCH 콘텐츠를 PBCH 및 PBCH 콘텐츠를 통해 사용자 장치(UE)에 송신할 수 있다. 이러한 실시예에서, PBCH 콘텐츠 송신을 위해 사용되는 단일 안테나 포트는 2차 동기화 신호(SSS) 송신을 위해 사용되는 단일 안테나 포트와 동일하다.
일부 실시예에서, RF 송수신기(210a-210n)는 물리적 다운링크 공유 채널(PDSCH)을 통해 TRS에 대한 설정 정보 또는 설정 정보의 일부 중 적어도 하나를 포함하는 RMSI 콘텐츠를 UE에 송신할 수 있고, UE로부터, PRACH 정보에 기초한 PRACH 프리앰블을 수신할 수 있다.
TX 처리 회로(215)는 제어기/프로세서(225)로부터 (음성 데이터, 웹 데이터, 이메일 또는 대화형 비디오 게임 데이터와 같은) 아날로그 또는 디지털 데이터를 수신한다. TX 처리 회로(215)는 처리된 기저 대역 또는 IF 신호를 생성하기 위해 나가는(outgoing) 기저 대역 데이터를 인코딩, 멀티플렉싱 및/또는 디지털화한다. RF 송수신기(210a-210n)는 TX 처리 회로(215)로부터 나가는 처리된 기저 대역 또는 IF 신호를 수신하고, 기저 대역 또는 IF 신호를 안테나(205a-205n)를 통해 송신되는 RF 신호로 상향 변환한다.
제어기/프로세서(225)는 eNB(102)의 전체 동작을 제어하는 하나 이상의 프로세서 또는 다른 처리 디바이스를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어기/프로세서(225)는 잘 알려진 원리에 따라 RF 송수신기(210a-210n), RX 처리 회로(220) 및 TX 처리 회로(215)에 의해 순방향 채널 신호의 수신 및 역방향 채널 신호의 송신을 제어할 수 있다. 제어기/프로세서(225)는 더욱 진보된 무선 통신 기능과 같은 부가적인 기능을 또한 지원할 수 있다. 예를 들어, 제어기/프로세서(225)는 다수의 안테나(205a-205n)로부터의 나가는 신호가 원하는 방향으로 나가는 신호를 효과적으로 조종(steering)하도록 상이하게 가중되는 빔포밍 또는 지향성 라우팅 동작을 지원할 수 있다. 다양한 다른 기능 중 임의의 기능은 제어기/프로세서(225)에 의해 eNB(102)에서 지원될 수 있다.
제어기/프로세서(225)는 또한 OS와 같은 메모리(230)에 상주하는 프로그램 및 다른 프로세스를 실행할 수 있다. 제어기/프로세서(225)는 실행 프로세스에 의해 요구되는 바와 같이 메모리(230) 내외로 데이터를 이동시킬 수 있다.
제어기/프로세서(225)는 또한 백홀 또는 네트워크 인터페이스(235)에 결합된다. 백홀 또는 네트워크 인터페이스(235)는 eNB(102)가 백홀 연결 또는 네트워크를 통해 다른 디바이스 또는 시스템과 통신하도록 허용한다. 인터페이스(235)는 임의의 적절한 유선 또는 무선 연결을 통한 통신을 지원할 수 있다. 예를 들어, eNB(102)가 (5G, LTE 또는 LTE-A를 지원하는 것과 같은) 셀룰러 통신 시스템의 부분으로서 구현될 때, 인터페이스(235)는 eNB(102)가 유선 또는 무선 백홀 연결을 통해 다른 eNB와 통신하도록 허용할 수 있다. eNB(102)가 액세스 포인트로서 구현될 때, 인터페이스(235)는 eNB(102)가 유선 또는 무선 로컬 영역 네트워크 또는 유선 또는 무선 연결을 통해 (인터넷과 같은) 더 큰 네트워크로 통신하도록 허용할 수 있다. 인터페이스(235)는 이더넷 또는 RF 송수신기와 같은 유선 또는 무선 연결을 통한 통신을 지원하는 임의의 적절한 구조를 포함한다.
일부 실시예에서, 제어기/프로세서(225)는 10비트 시스템 프레임 수(SFN)의 적어도 일부, 무선 프레임 내의 하프 프레임 인덱스, 및 동기화 신호(SS) 블록 시간 인덱스의 적어도 일부를 포함하는 PBCH의 TTI 내의 비-공통 정보를 포함하는 페이로드를 생성할 수 있고, 생성된 페이로드를 포함하는 PBCH 콘텐츠를 결정할 수 있다.
일부 실시예에서, 제어기/프로세서(225)는 나머지 최소 시스템 정보(remaining minimum system information, RMSI) 송신을 위한 설정 정보 - 설정 정보는 RMSI 송신을 위한 제어 자원 세트(control resource set, CORESET)에 대한 주파수 자원 설정 정보 또는 시간 자원 설정 정보 중 적어도 하나를 포함함 - 를 결정할 수 있고, 설정 정보를 포함하는 페이로드를 생성할 수 있다.
일부 실시예에서, 제어기/프로세서(225)는 추적 기준 신호(tracking reference signal, TRS)에 대한 설정 정보 - 설정 정보는 다수의 안테나 포트, 주기성 또는 타이밍 오프셋 중 적어도 하나를 포함함 - 또는 설정 정보의 일부 중 적어도 하나를 포함하는 페이로드를 생성할 수 있고, 생성된 페이로드를 포함하는 RMSI 콘텐츠를 결정할 수 있다.
일부 실시예에서, 제어기/프로세서(225)는 PRACH 프리앰블의 포맷을 포함하는 물리적 랜덤 액세스 채널(PRACH) 정보를 생성할 수 있으며, PRACH 프리앰블의 포맷은 프리앰블 시퀀스 길이 또는 수비학(numerology) 중 적어도 하나를 포함한다.
메모리(230)는 제어기/프로세서(225)에 결합된다. 메모리(230)의 부분은 RAM을 포함할 수 있고, 메모리(230)의 다른 부분은 플래시 메모리 또는 다른 ROM을 포함할 수 있다.
도 2는 eNB(102)의 일례를 도시하지만, 도 2에 대한 다양한 변경이 이루어질 수 있다. 예를 들어, eNB(102)는 도 2에 도시된 임의의 수의 각각의 구성 요소를 포함할 수 있다. 특정 예로서, 액세스 포인트는 다수의 인터페이스(235)를 포함할 수 있고, 제어기/프로세서(225)는 상이한 네트워크 어드레스 사이에서 데이터를 라우팅하는 라우팅 기능을 지원할 수 있다. 다른 특정 예로서, TX 처리 회로(215)의 단일 인스턴스(instance) 및 RX 처리 회로(220)의 단일 인스턴스를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, eNB(102)는 (RF 송수신기 당 하나와 같은) 각각의 다수의 인스턴스를 포함할 수 있다. 또한, 도 2의 다양한 구성 요소는 조합되거나, 더 세분화되거나, 생략될 수 있으며, 특정 필요에 따라 부가적인 구성 요소가 부가 될 수 있다.
도 3은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 UE(116)를 도시한다. 도 3에 도시된 UE(116)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이며, 도 1의 UE(111-115)는 동일하거나 유사한 설정을 가질 수 있다. 그러나, UE는 다양한 설정을 가지며, 도 3은 본 개시의 범위를 UE의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 3에 도시된 바와 같이, UE(116)는 안테나(305), 무선 주파수(radio frequency; RF) 송수신기(310), TX 처리 회로(315), 마이크로폰(320) 및 수신(RX) 처리 회로(325)를 포함한다. UE(116)는 또한 스피커(330), 프로세서(340), 입출력(I/O) 인터페이스(interface; IF)(345), 터치스크린(350), 디스플레이(355) 및 메모리(360)를 포함한다. 메모리(360)는 운영 체제(OS)(361) 및 하나 이상의 애플리케이션(362)을 포함한다.
RF 송수신기(310)는, 안테나(305)로부터, 네트워크(100)의 eNB에 의해 송신된 들어오는 RF 신호를 수신한다. RF 송수신기(310)는 중간 주파수(intermediate frequency; IF) 또는 기저 대역 신호를 생성하기 위해 들어오는 RF 신호를 하향 변환한다. IF 또는 기저 대역 신호는 기저 대역 또는 IF 신호를 필터링, 디코딩 및/또는 디지털화함으로써 처리된 기저 대역 신호를 생성하는 RX 처리 회로(325)로 송신된다. RX 처리 회로(325)는 처리된 기저 대역 신호를 (음성 데이터에 대해서와 같은) 스피커(330) 또는 (웹 브라우징 데이터에 대해서와 같은) 추가의 처리를 위한 프로세서(340)로 송신한다.
일부 실시예에서, RF 송수신기(310)는, 기지국(BS)으로부터, 단일 안테나 포트에 기초한 송신 방식을 사용하여 PBCH 및 PBCH 콘텐츠를 통해 PBCH 콘텐츠를 수신할 수 있으며, PBCH 콘텐츠 송신을 위해 사용되는 단일 안테나 포트는 2차 동기화 신호(SSS) 송신을 위해 사용되는 단일 안테나 포트와 동일하다.
일부 실시예에서, RF 송수신기(310)는, BS로부터, 물리적 다운링크 공유 채널(PDSCH)을 통해 TRS에 대한 설정 정보 또는 설정 정보의 일부 중 적어도 하나를 포함하는 RMSI 콘텐츠를 수신할 수 있고, PRACH 정보에 기초한 PRACH 프리앰블을 BS에 송신할 수 있다.
TX 처리 회로(315)는 마이크로폰(320)으로부터 아날로그 또는 디지털 음성 데이터를 수신하거나 프로세서(340)로부터 (웹 데이터, 이메일 또는 대화형 비디오 게임 데이터와 같은) 다른 나가는 기저 대역 데이터를 수신한다. TX 처리 회로(315)는 처리된 기저 대역 또는 IF 신호를 생성하기 위해 나가는 기저 대역 데이터를 인코딩, 멀티플렉싱 및/또는 디지털화한다. RF 송수신기(310)는 TX 처리 회로(315)로부터 나가는 처리된 기저 대역 또는 IF 신호를 수신하고, 기저 대역 또는 IF 신호를 안테나(305)를 통해 송신되는 RF 신호로 상향 변환한다.
프로세서(340)는 하나 이상의 프로세서 또는 다른 처리 디바이스를 포함할 수 있고, UE(116)의 전체 동작을 제어하기 위해 메모리(360)에 저장된 OS(361)를 실행할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(340)는 잘 알려진 원리에 따라 RF 송수신기(310), RX 처리 회로(325) 및 TX 처리 회로(315)에 의해 순방향 채널 신호의 수신 및 역방향 채널 신호의 송신을 제어할 수 있다. 일부 실시예에서, 프로세서(340)는 적어도 하나의 마이크로 프로세서 또는 마이크로 제어기를 포함한다.
프로세서(340)는 또한 PUCCH 상에서 CSI 보고를 위한 프로세스와 같이 메모리(360)에 상주하는 다른 프로세스 및 프로그램을 실행할 수 있다. 프로세서(340)는 실행 프로세스에 의해 요구되는 바와 같이 메모리(360) 내외로 데이터를 이동시킬 수 있다. 일부 실시예에서, 프로세서(340)는 OS(361)에 기초하거나 eNB 또는 오퍼레이터로부터 수신된 신호에 응답하여 애플리케이션(362)을 실행하도록 설정된다. 프로세서(340)는 또한 랩톱 컴퓨터 및 핸드헬드 컴퓨터와 같은 다른 디바이스에 연결하는 능력을 UE(116)에 제공하는 I/O 인터페이스(345)에 결합된다. I/O 인터페이스(345)는 이러한 액세서리와 프로세서(340) 사이의 통신 경로이다.
프로세서(340)는 또한 터치스크린(350) 및 디스플레이(355)에 결합된다. UE(116)의 오퍼레이터는 터치스크린(350)을 이용하여 데이터를 UE(116)에 입력할 수 있다. 디스플레이(355)는 액정 디스플레이, 발광 다이오드 디스플레이, 또는 웹 사이트로부터와 같이 텍스트 및/또는 적어도 제한된 그래픽을 렌더링(rendering)할 수 있는 다른 디스플레이일 수 있다.
일부 실시예에서, 프로세서(340)는 페이로드를 포함하는 PBCH 콘텐츠를 결정할 수 있으며, 페이로드는 10비트 시스템 프레임 수(SFN)의 적어도 일부, 무선 프레임 내의 하프 프레임 인덱스, 및 동기화 신호(SS) 블록 시간 인덱스의 적어도 일부를 포함하는 PBCH의 TTI 내의 비-공통 정보를 포함한다.
일부 실시예에서, 프로세서(340)는 나머지 최소 시스템 정보(RMSI) 송신을 위한 설정 정보 - 설정 정보는 RMSI 송신을 위한 제어 자원 세트(CORESET)에 대한 주파수 자원 설정 정보 또는 시간 자원 설정 정보 중 적어도 하나를 포함함 - 를 포함하는 페이로드를 결정할 수 있고, 추적 기준 신호(TRS)에 대한 설정 정보 - 설정 정보는 다수의 안테나 포트, 주기성 또는 타이밍 오프셋 중 적어도 하나를 포함함 - 또는 설정 정보의 일부 중 적어도 하나를 포함하는 페이로드를 포함하는 RMSI 콘텐츠를 결정할 수 있다.
일부 실시예에서, 프로세서(340)는 PRACH 프리앰블의 포맷을 포함하는 물리적 랜덤 액세스 채널(PRACH) 정보를 생성할 수 있으며, PRACH 프리앰블의 포맷은 프리앰블 시퀀스 길이 또는 수비학 중 적어도 하나를 포함한다.
메모리(360)는 프로세서(340)에 결합된다. 메모리(360)의 일부는 랜덤 액세스 메모리(RAM)를 포함할 수 있고, 메모리(360)의 다른 부분은 플래시 메모리 또는 다른 판독 전용 메모리(read-only memory; ROM)를 포함할 수 있다.
도 3은 UE(116)의 일례를 도시하지만, 도 3에 대한 다양한 변경이 이루어질 수 있다. 예를 들어, 도 3의 다양한 구성 요소는 조합되거나, 더 세분화되거나, 생략될 수 있으며, 특정 필요에 따라 부가적인 구성 요소가 부가 될 수 있다. 특정 예로서, 프로세서(340)는 하나 이상의 중앙 처리 유닛(central processing unit; CPU) 및 하나 이상의 그래픽 처리 유닛(graphics processing unit; GPU)과 같은 다수의 프로세서로 분할될 수 있다. 또한, 도 3은 이동 전화 또는 스마트 폰으로서 설정된 UE(116)를 도시하지만, UE는 다른 타입의 이동 또는 고정 디바이스로서 동작하도록 설정될 수 있다.
도 4a는 송신 경로 회로의 고 레벨 다이어그램이다. 예를 들어, 송신 경로 회로는 OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 통신을 위해 사용될 수 있다. 도 4b는 수신 경로 회로의 고 레벨 다이어그램이다. 예를 들어, 수신 경로 회로는 OFDMA 통신을 위해 사용될 수 있다. 도 4a 및 도 4b에서, 다운링크 통신을 위해, 송신 경로 회로는 기지국(eNB)(102) 또는 중계국에서 구현될 수 있고, 수신 경로 회로는 사용자 장치(예를 들어, 도 1의 사용자 장치(116))에서 구현될 수 있다. 다른 예에서, 업링크 통신을 위해, 수신 경로 회로는 기지국(예를 들어, 도 1의 eNB(102)) 또는 중계국에서 구현될 수 있고, 송신 경로 회로는 사용자 장치(예를 들어, 도 1의 사용자 장치(116))에서 구현될 수 있다.
송신 경로 회로는 채널 코딩 및 변조 블록(405), 직렬 대 병렬(S-to-P) 블록(410), 크기 N 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT) 블록(415), 병렬 대 직렬(P-to-S) 블록(420), 부가 사이클릭 프리픽스 블록(add cyclic prefix block)(425) 및 상향 변환기(up-converter; UC)(430)를 포함한다. 수신 경로 회로(450)는 하향 변환기(down-converter; DC)(455), 소거 사이클릭 프리픽스 블록(460), 직렬 대 병렬(S-to-P) 블록(465), 크기 N 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT) 블록(470), 병렬 대 직렬(P-to-S) 블록(475), 및 채널 디코딩 및 복조 블록(480)을 포함한다.
도 4a(400) 및 4b(450)에서의 구성 요소 중 적어도 일부는 소프트웨어로 구현될 수 있지만, 다른 구성 요소는 설정 가능한 하드웨어 또는 소프트웨어 및 설정 가능한 하드웨어의 혼합에 의해 구현될 수 있다. 특히, 본 개시 문서에서 설명된 FFT 블록 및 IFFT 블록은 설정 가능한 소프트웨어 알고리즘으로서 구현될 수 있으며, 여기서 크기 N의 값은 구현에 따라 수정될 수 있다는 것이 주목된다.
더욱이, 본 개시는 고속 푸리에 변환 및 역 고속 푸리에 변환을 구현하는 실시예에 관한 것이지만, 이는 단지 예시를 위한 것이고, 본 개시의 범위를 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다. 본 개시의 대안적인 실시예에서, 고속 푸리에 변환 함수 및 역 고속 푸리에 변환 함수는 각각 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform; DFT) 함수 및 역 이산 푸리에 변환(inverse discrete Fourier transform; IDFT) 함수로 쉽게 대체될 수 있다는 것이 이해될 것이다. DFT 및 IDFT 함수에 대해, N 변수의 값은 임의의 정수(즉, 1, 4, 3, 4 등)일 수 있지만, FFT 및 IFFT 함수에 대해서는, N 변수의 값은 2의 거듭 제곱인 임의의 정수(즉, 1, 2, 4, 8, 16 등)일 수 있다.
송신 경로 회로(400)에서, 채널 코딩 및 변조 블록(405)은 한 세트의 정보 비트를 수신하고, 코딩(예를 들어, LDPC 코딩)을 적용하며, 일련의 주파수 도메인 변조 심볼을 생성하기 위해 입력 비트를 변조시킨다(예를 들어, QPSK(quadrature phase shift keying) 또는 QAM(quadrature amplitude modulation)). 직렬 대 병렬 블록(410)은 N이 BS(102) 및 UE(116)에서 사용되는 IFFT/FFT 크기인 N개의 병렬 심볼 스트림을 생성하기 위해 직렬 변조된 심볼을 병렬 데이터로 변환한다(즉, 역멀티플렉싱한다). 그 다음, 크기 N IFFT 블록(415)은 시간 도메인 출력 신호를 생성하기 위해 N개의 병렬 심볼 스트림 상에서 IFFT 연산을 수행한다. 병렬 대 직렬 블록(420)은 직렬 시간 도메인 신호를 생성하기 위해 크기 N IFFT 블록(415)으로부터의 병렬 시간 도메인 출력 심볼을 변환한다(즉, 멀티플렉싱한다). 그 다음, 부가 사이클릭 프리픽스 블록(425)은 사이클릭 프리픽스를 시간 도메인 신호에 삽입한다. 최종적으로, 상향 변환기(430)는 무선 채널을 통한 송신을 위해 부가 사이클릭 프리픽스 블록(425)의 출력을 RF 주파수로 변조시킨다(예를 들어, 상향 변환시킨다). 신호는 또한 RF 주파수로 변환하기 전에 기저 대역에서 필터링될 수 있다.
송신된 RF 신호는 무선 채널을 통과한 후에 UE(116)에 도달하고, eNB(102)에서의 동작과의 역 동작이 수행된다. 하향 변환기(455)는 수신된 신호를 기저 대역 주파수로 하향 변환시키고, 소거 사이클릭 프리픽스 블록(460)은 직렬 시간 도메인 기저 대역 신호를 생성하기 위해 사이클릭 프리픽스를 소거한다. 직렬 대 병렬 블록(465)은 시간 도메인 기저 대역 신호를 병렬 시간 도메인 신호로 변환한다. 그 다음, 크기 N FFT 블록(470)은 N개의 병렬 주파수 도메인 신호를 생성하기 위해 FFT 알고리즘을 수행한다. 병렬 대 직렬 블록(475)은 병렬 주파수 도메인 신호를 일련의 변조된 데이터 심볼로 변환한다. 채널 디코딩 및 복조 블록(480)은 원래의 입력 데이터 스트림을 복원하기 위해 변조된 심볼을 복조하여 디코딩한다.
eNB(101-103)의 각각은 다운링크에서 사용자 장치(111-116)로 송신하는 것과 유사한 송신 경로를 구현할 수 있고, 업링크에서 사용자 장치(111-116)로부터 수신하는 것과 유사한 수신 경로를 구현할 수 있다. 마찬가지로, 사용자 장치(111-116)의 각각은 업링크에서 eNB(101-103)로 송신하기 위한 아키텍처에 상응하는 송신 경로를 구현할 수 있고, 다운링크에서 eNB(101-103)로부터 수신하기 위한 아키텍처에 상응하는 수신 경로를 구현할 수 있다.
5G 통신 시스템 사용 케이스가 식별되고 설명되었다. 이러한 사용 케이스는 대략 세 가지 상이한 그룹으로 분류될 수 있다. 일례에서, eMBB(enhanced mobile broadband)는 덜 엄격한 대기 시간 및 신뢰성 요건을 가지면서 높은 비트/초 요건과 관련이 있도록 결정된다. 다른 예에서, URLL(ultra reliable and low latency)은 덜 엄격한 비트/초 요건으로 결정된다. 또 다른 예에서, mMTC(massive machine type communication)는 디바이스의 수가 km2 당 10 만 내지 1 백만만큼이나 많을 수 있다고 결정되지만, 신뢰성/처리량/대기 시간 요건은 덜 엄격할 수 있다. 이러한 시나리오는 또한 배터리 소모가 가능한 한 최소화되어야 한다는 점에서 파워 효율 요건을 포함할 수 있다.
통신 시스템은 기지국(BS) 또는 NodeB와 같은 송신 포인트로부터 사용자 장치(UE)로 신호를 전달하는 다운링크(DL), 및 UE로부터의 신호를 NodeB와 같은 수신 포인트로 전달하는 업링크(UL)를 포함한다. 또한 일반적으로 단말기 또는 이동국으로서 지칭되는 UE는 고정식 또는 이동식일 수 있으며, 셀룰러 폰, 개인용 컴퓨터 디바이스 또는 자동화된 디바이스일 수 있다. 일반적으로 고정국(fixed station)인 eNodeB는 또한 액세스 포인트 또는 다른 동등한 용어로서 지칭될 수 있다. LTE 시스템의 경우, NodeB는 종종 eNodeB로서 지칭된다.
LTE 시스템과 같은 통신 시스템에서, DL 신호는 정보 콘텐츠를 전달하는 데이터 신호, DL 제어 정보(DCI)를 전달하는 제어 신호 및 파일럿 신호로서도 알려진 기준 신호(RS)를 포함할 수 있다. eNodeB는 물리적 DL 공유 채널(physical DL shared channel, PDSCH)을 통해 데이터 정보를 송신한다. eNodeB는 물리적 DL 제어 채널(physical DL control channel, PDCCH) 또는 EPDCCH(Enhanced PDCCH)를 통해 DCI를 송신한다.
eNodeB는 물리적 하이브리드 ARQ 인디케이터 채널(physical hybrid ARQ indicator channel, PHICH)에서 UE로부터의 데이터 전송 블록(transport block, TB) 송신에 응답하여 확인 응답 정보를 송신한다. eNodeB는 UE-공통 RS(common RS, CRS), 채널 상태 정보 RS(channel state information RS, CSI-RS) 또는 복조 RS(demodulation RS, DMRS)를 포함하는 다수의 RS 타입 중 하나 이상을 송신한다. CRS는 DL 시스템 대역폭(BW)을 통해 송신되며, 채널 추정치를 획득하여 데이터 또는 제어 정보를 복조하거나 측정을 수행하기 위해 UE에 의해 사용될 수 있다. CRS 오버헤드를 줄이기 위해, eNodeB는 CRS보다 시간 및/또는 주파수 도메인에서 더 작은 밀도로 CSI-RS를 송신할 수 있다. DMRS는 각각의 PDSCH 또는 EPDCCH의 BW에서만 송신될 수 있고, UE는 PDRSCH 또는 EPDCCH에서 각각 데이터 또는 제어 정보를 복조하기 위해 DMRS를 사용할 수 있다. DL 채널에 대한 송신 시간 구간은 서브프레임이라 불리며, 예를 들어 1 밀리초의 지속 시간(duration)을 가질 수 있다.
DL 신호는 또한 시스템 제어 정보를 반송하는 논리 채널의 송신을 포함한다. BCCH는 마스터 정보 블록(master information block, MIB)을 전달할 때에는 브로드캐스트 채널(broadcast channel, BCH)로서 지칭되거나, 시스템 정보 블록(System Information Block, SIB)을 전달할 때에는 DL 공유 채널(DL-SCH)로서 지칭되는 전송 채널에 매핑된다. 대부분의 시스템 정보는 DL-SCH를 사용하여 송신되는 상이한 SIB에 포함된다. 서브프레임에서의 DL-SCH상의 시스템 정보의 존재는 특별한 시스템 정보 RNTI(system information RNTI, SI-RNTI)로 스크램블링된 CRC(cyclic redundancy check)로 코드워드를 전달하는 상응하는 PDCCH의 송신에 의해 나타내어질 수 있다. 대안으로, SIB 송신을 위한 스케줄링 정보는 이전의 SIB에 제공될 수 있고, 제1 SIB(SIB-1)에 대한 스케줄링 정보는 MIB에 의해 제공될 수 있다.
DL 자원 할당은 서브프레임 단위와 물리적 자원 블록(PRB) 그룹에서 수행된다. 송신 BW는 자원 블록(RB)으로서 지칭되는 주파수 자원 유닛을 포함한다. 각각의 RB는 
부반송파 또는 12개의 RE와 같은 자원 요소(RE)를 포함한다. 하나의 서브프레임에 걸친 하나의 RB의 단위는 PRB로서 지칭된다. UE에는 PDSCH 송신 BW에 대한 총 RE에 대해 
RB가 할당될 수 있다.
UL 신호는 데이터 정보를 전달하는 데이터 신호, UL 제어 정보(UCI)를 전달하는 제어 신호 및 UL RS를 포함할 수 있다. UL RS는 DMRS 및 SRS(Sounding RS)를 포함한다. UE는 각각의 PUSCH 또는 PUCCH의 BW에서만 DMRS를 송신한다. eNodeB는 DMRS를 사용하여 데이터 신호 또는 UCI 신호를 복조할 수 있다. UE는 SRS를 송신하여 eNodeB에 UL CSI를 제공한다. UE는 각각의 물리적 UL 공유 채널(PUSCH) 또는 물리적 UL 제어 채널(PUCCH)을 통해 데이터 정보 또는 UCI를 송신한다. UE가 동일한 UL 서브프레임에서 데이터 정보 및 UCI를 송신할 필요가 있는 경우, UE는 둘 다를 PUSCH에서 멀티플렉싱할 수 있다. UCI는 PDSCH에서의 데이터 TB에 대한 정확한(ACK) 또는 부정확한(NACK) 탐지 또는 PDCCH 탐지(DTX)의 부재를 나타내는 HARQ-ACK(Hybrid Automatic Repeat request acknowledgement) 정보, UE는 eNodeB가 UE로의 PDSCH 송신을 위해 링크 적응을 수행할 수 있게 하는 UE의 버퍼 내의 데이터, 랭크 인디케이터(RI) 및 채널 상태 정보(CSI)를 갖는지를 나타내는 스케줄링 요청(scheduling request, SR)을 포함한다. HARQ-ACK 정보는 또한 반영구적으로 스케줄링된 PDSCH의 해제를 나타내는 PDCCH/EPDCCH의 탐지에 응답하여 UE에 의해 송신된다.
UL 서브프레임은 2개의 슬롯을 포함한다. 각각의 슬롯은 데이터 정보, UCI, DMRS 또는 SRS를 송신하기 위한 
심볼을 포함한다. UL 시스템 BW의 주파수 자원 유닛은 RB이다. UE에는 송신 BW에 대한 총 
RE에 대한 
RB가 할당된다. PUCCH의 경우, 
=1이다. 마지막 서브프레임 심볼은 하나 이상의 UE로부터 SRS 송신을 멀티플렉싱하는데 사용될 수 있다. 데이터/UCI/DMRS 송신에 이용 가능한 서브프레임 심볼의 수는 
이며, 여기서 마지막 서브프레임 심볼이 SRS를 송신하는데 사용될 경우에는 
=1이고, 그렇지 않으면, 
=0이다.
도 5는 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PDSCH에 대한 송신기 블록도(500)를 도시한다. 도 5에 도시된 송신기 블록도(500)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 5는 본 개시의 범위를 송신기 블록도(500)의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 5에 도시된 바와 같이, 정보 비트(510)는 터보 인코더와 같은 인코더(520)에 의해 인코딩되고, 예를 들어 직교 위상 시프트 키잉(quadrature phase shift keying, QPSK) 변조를 사용하여 변조기(530)에 의해 변조된다. 직렬 대 병렬(S/P) 변환기(540)는 할당된 PDSCH 송신 BW에 대해 송신 BW 선택 유닛(555)에 의해 선택된 RE에 매핑되도록 매퍼(550)에 후속적으로 제공되는 M개의 변조 심볼을 생성하고, 유닛(560)은 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 적용하고, 그 후 출력은 시간 도메인 신호를 생성하도록 병렬 대 직렬(P/S) 변환기(570)에 의해 직렬화되고, 필터링은 필터(580)에 의해 적용되며, 신호는 송신된다(590). 데이터 스크램블링(data scrambling), 사이클릭 프리픽스 삽입(cyclic prefix insertion), 시간 윈도잉(time windowing), 인터리빙(interleaving) 등과 같은 부가적인 기능은 본 기술 분야에 잘 알려져 있으며, 간결성을 위해 도시되지 않는다.
도 6은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PDSCH에 대한 수신기 블록도(600)를 도시한다. 도 6에 도시된 다이어그램(600)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 6은 본 개시의 범위를 다이어그램(600)의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 6에 도시된 바와 같이, 수신된 신호(610)는 필터(620)에 의해 필터링되고, 할당된 수신 BW에 대한 RE(630)는 BW 선택기(635)에 의해 선택되며, 유닛(640)은 고속 푸리에 변환(FFT)을 적용하고, 출력은 병렬 대 직렬 변환기(650)에 의해 직렬화된다. 후속하여, 복조기(660)는 DMRS 또는 CRS(도시되지 않음)로부터 얻어진 채널 추정치를 적용함으로써 데이터 심볼을 코히어런트하게(coherently) 복조하고, 터보 디코더와 같은 디코더(670)는 복조된 데이터를 디코딩하여 정보 데이터 비트(680)의 추정치를 제공한다. 시간 윈도잉, 사이클릭 프리픽스 제거, 디스크램블링, 채널 추정 및 디인터리빙과 같은 부가적인 기능은 간결성을 위해 도시되지 않는다.
도 7은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PUSCH에 대한 송신기 블록도(700)를 도시한다. 도 7에 도시된 블록도(700)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 7은 본 개시의 범위를 블록도(700)의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 7에 도시된 바와 같이, 정보 데이터 비트(710)는 터보 인코더와 같은 인코더(720)에 의해 인코딩되고, 변조기(730)에 의해 변조된다. 이산 푸리에 변환(DFT) 유닛(740)은 변조된 데이터 비트 상에 DFT를 적용한다, 할당된 PUSCH 송신 BW에 상응하는 RE(750)는 송신 BW 선택 유닛(755)에 의해 선택되고, 유닛(760)은 IFFT를 적용하고, 사이클릭 프리픽스 삽입(도시되지 않음) 후에, 필터링은 필터(770)에 의해 적용되고, 신호는 송신된다(780).
도 8은 본 개시의 실시예에 따른 서브프레임에서의 PUSCH에 대한 수신기 블록도(800)를 도시한다. 도 8에 도시된 블록도(800)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 8은 본 개시의 범위를 블록도(800)의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 8에 도시된 바와 같이, 수신된 신호(810)는 필터(820)에 의해 필터링된다. 후속하여, 사이클릭 프리픽스가 제거된 후(도시되지 않음), 유닛(830)은 FFT를 적용하고, 할당된 PUSCH 수신 BW에 상응하는 RE(840)는 수신 BW 선택기(845)에 의해 선택되며, 유닛(850)은 역 DFT(IDFT)를 적용하고, 복조기(860)는 DMRS(도시되지 않음)로부터 얻어진 채널 추정치를 적용함으로써 데이터 심볼을 코히어런트하게 복조하고, 터보 디코더와 같은 디코더(870)는 복조된 데이터를 디코딩하여 정보 데이터 비트(880)의 추정치를 제공한다.
차세대 셀룰러 시스템에서는 다양한 사용 케이스가 LTE 시스템의 능력 이상으로 구상된다. 5G 또는 5세대 셀룰러 시스템이라고 하는 6GHz 이하(sub-6GHz) 및 6GHz 이상(above-6 GHz)(예를 들어, mmWave 체제(regime))에서 동작할 수 있는 시스템은 이러한 요건 중 하나가 된다. 3GPP TR 22.891에서, 74 5G 사용 케이스가 식별되고 설명되었다. 이러한 사용 케이스는 대략 세 가지 그룹으로 분류될 수 있다. 제1 그룹은 ‘eMBB(enhanced mobile broadband)’로 불리며, 이는 덜 엄격한 대기 시간 및 신뢰성 요건을 가진 높은 데이터 속도 서비스를 목표로 한다. 제2 그룹은 ‘URLL(ultra reliable and low latency)’로 불리며, 이는 덜 엄격한 데이터 속도 요건을 갖지만, 대기 시간에 대한 내성이 적은 응용을 목표로 한다. 제3 그룹은 ‘mMTC(massive MTC)’로 불리며, 이는 신뢰성, 데이터 속도 및 대기 시간 요건이 덜 엄격한 km2 당 1 백만과 같은 많은 저파워 디바이스 연결을 목표로 한다.
5G 네트워크가 상이한 서비스 품질(QoS)을 가진 다양한 서비스를 지원하기 위해서는 네트워크 슬라이싱(network slicing)이라는 하나의 방법이 LTE 사양에서 식별되었다. PHY 자원을 효율적으로 활용하고, DL-SCH에서 (상이한 자원 할당 방식, 수비학 및 스케줄링 전략을 갖는) 다양한 슬라이스를 멀티플렉싱하기 위해, 유연하고 독립적인(self-contained) 프레임 또는 서브프레임 설계가 활용된다.
도 9는 본 개시의 실시예에 따른 2개의 슬라이스(900)의 예시적인 멀티플렉싱을 도시한다. 도 9에 도시된 2개의 슬라이스(900)의 멀티플렉싱의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 9는 본 개시의 범위를 2개의 슬라이스(900)의 멀티플렉싱의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
공통 서브프레임 또는 프레임 내에 2개의 슬라이스를 멀티플렉싱하는 2개의 예시적인 인스턴스(instance)가 도 9에 도시된다. 이러한 예시적인 실시예에서, 슬라이스는 하나의 송신 인스턴스가 제어(CTRL) 구성 요소(예를 들어, 920a, 960a, 960b, 920b 또는 960c) 및 데이터 구성 요소(예를 들어, 930a, 970a, 970b, 930b 또는 970c)를 포함하는 하나 또는 2개의 송신 인스턴스로 구성될 수 있다. 실시예(910)에서는 2개의 슬라이스가 주파수 도메인에서 멀티플렉싱되는 반면에, 실시예(950)에서는 2개의 슬라이스가 시간 도메인에서 멀티플렉싱된다. 이러한 2개의 슬라이스는 상이한 수비학 세트로 송신될 수 있다.
LTE 사양은 eNB에 (64 또는 128과 같은) 많은 수의 안테나 요소를 장착할 수 있는 최대 32개의 CSI-RS 안테나 포트를 지원한다. 이 경우에, 복수의 안테나 요소는 하나의 CSI-RS 포트 상에 매핑된다. 5G와 같은 차세대 셀룰러 시스템의 경우, CSI-RS 포트의 최대 수는 동일하게 유지되거나 증가할 수 있다.
도 10은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 안테나 블록(1000)을 도시한다. 도 10에 도시된 안테나 블록(1000)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 10은 본 개시의 범위를 안테나 블록(1000)의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
mmWave 대역의 경우, 안테나 요소의 수가 주어진 폼 팩터(form factor)에 대해 더 클 수 있지만, 디지털 프리코딩된 포트의 수에 상응하는 CSI-RS 포트의 수는 도 10에 도시된 바와 같이 (mmWave 주파수에서 많은 수의 ADC/DAC를 설치할 가능성과 같은) 하드웨어 제약으로 인해 제한되는 경향이 있다. 이 경우에, 하나의 CSI-RS 포트는 아날로그 위상 시프터의 뱅크(bank)에 의해 제어될 수 있는 다수의 안테나 요소로 매핑된다. 그 후, 하나의 CSI-RS 포트는 아날로그 빔포밍을 통해 좁은 아날로그 빔을 생성하는 하나의 서브어레이에 상응할 수 있다. 이러한 아날로그 빔은 심볼 또는 서브프레임에 걸쳐서 위상 시프터 뱅크를 변화시킴으로써 더 넓은 범위의 각도에 걸쳐서 스위프하도록 설정될 수 있다. (RF 체인의 수와 동일한) 서브어레이의 수는 CSI-RS 포트의 수 NCSI-PORT와 동일하다. 디지털 빔포밍 유닛은 NCSI-PORT 아날로그 빔에 걸쳐 선형 조합을 수행하여 프리코딩 이득을 더 증가시킨다. 아날로그 빔은 광대역(따라서 주파수 선택적이 아님)이지만, 디지털 프리코딩은 주파수 부대역 또는 자원 블록에 걸쳐 변화될 수 있다.
3GPP LTE 통신 시스템에서, 네트워크 액세스 및 무선 자원 관리(radio resource management, RRM)는 물리적 계층 동기화 신호 및 상위(MAC) 계층 절차에 의해 가능해진다. 특히, UE는 초기 액세스를 위해 적어도 하나의 셀 ID와 함께 동기화 신호의 존재를 탐지하려고 시도한다. UE가 네트워크에 있고, 서빙 셀과 연관되면, UE는 이의 동기화 신호를 탐지하려고 시도하고/하거나 (예를 들어, 이의 RSRP를 측정함으로써) 연관된 셀 특정 RS를 측정함으로써 몇 개의 인접한 셀을 모니터링한다. 3GPP NR(새로운 무선 액세스 또는 인터페이스)과 같은 차세대 셀룰러 시스템의 경우, 다양한 사용 케이스(예컨대, eMBB, URLLC, mMTC, 각각은 상이한 커버리지 요건에 상응함) 및 (상이한 전파 손실을 갖는) 주파수 대역에 에 대해 작업하는 효율적이고 통합된 무선 자원 획득 또는 추적 메커니즘이 바람직하다. 대부분은 상이한 네트워크 및 무선 자원 패러다임으로 설계되었으며, 원활하고 낮은 대기 시간의 RRM이 또한 바람직하다. 이러한 목표는 액세스, 무선 자원 및 이동성 관리 프레임워크를 설계할 때 적어도 다음과 같은 문제를 부과한다.
첫째로, NR은 더욱 다양한 네트워크 토폴로지를 지원할 가능성이 있기 때문에, 셀의 개념을 다시 정의되거나 다른 무선 자원 엔티티로 대체될 수 있다. 일례로서, 동기 네트워크의 경우, 하나의 셀은 LTE 사양에서의 COMP(coordinated multipoint transmission) 시나리오와 유사한 복수의 TRP(송신-수신 포인트)와 연관될 수 있다. 이 경우에, 원활한 이동성이 바람직한 특징이다.
둘째로, 대형 안테나 어레이 및 빔포밍이 이용될 때, (아마 달리 불려질지라도) 빔의 관점에서 무선 자원을 정의하는 것은 자연적인 접근법일 수 있다. 다수의 빔포밍 아키텍처가 이용될 수 있다고 가정하면, 다양한 빔포밍 아키텍처(또는 대신에 빔포밍 아키텍처에 대한 불가지론(agnostic))를 수용하는 액세스, 무선 자원 및 이동성 관리 프레임워크가 바람직하다.
도 11은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 UE 이동성 시나리오(1100)를 도시한다. 도 11에 도시된 UE 이동성 시나리오(1100)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 11은 본 개시의 범위를 UE 이동성 시나리오(1100)의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
예를 들어, 프레임워크는 하나의 빔이 하나의 CSI-RS 포트(예를 들어, 복수의 아날로그 포트가 하나의 디지털 포트에 연결되고, 다수의 넓게 분리된 디지털 포트가 이용되는 경우)에 대해 형성되거나, 하나의 빔이 복수의 CSI-RS 포트에 의해 형성되는지에 대해 적용 가능할 수 있거나 불가지론적일 수 있다. 게다가, 프레임워크는 (도 11에 도시된 바와 같은) 빔 스위핑이 사용되는지의 여부에 관계없이 적용 가능할 수 있다.
셋째로, 상이한 주파수 대역과 사용 케이스는 상이한 커버리지 제한을 부과한다. 예를 들어, mmWave 대역은 큰 전파 손실을 부과한다. 따라서, 어떤 형태의 커버리지 향상 방식이 필요하다. 몇몇 후보는 (도 10에 도시된 바와 같은) 빔 스위핑, 반복, 다이버시티 및/또는 다중-TRP 송신을 포함한다. 송신 대역폭이 작은 mMTC의 경우, 충분한 커버리지를 보장하기 위해 시간 도메인 반복이 필요하다.
두 레벨의 무선 자원 엔티티를 이용하는 UE-중심 액세스는 도 11에 설명된다. 이러한 두 레벨은 "셀" 및 "빔"으로서 지칭될 수 있다. 이러한 두 용어는 예시적이며, 예시를 위해 사용된다. 무선 자원(RR) 1 및 2와 같은 다른 용어가 또한 사용될 수 있다. 부가적으로, 무선 자원 유닛으로서의 "빔"이라는 용어는, 예를 들어 도 10의 빔 스위핑에 사용되는 아날로그 빔과 구별되어야 한다.
도 11에 도시된 바와 같이, 제1 RR 레벨("셀"이라 칭함)은 UE가 네트워크에 진입할 때 적용되므로, 초기 액세스 절차에 관여된다. 1110에서, UE(1111)는 동기화 신호의 존재를 탐지하는 것을 포함하는 초기 액세스 절차를 수행한 후에 셀(1112)에 연결된다. 동기화 신호는 서빙 셀과 연관된 셀 식별(셀 ID)을 탐지할 뿐만 아니라 대략적인 타이밍(coarse timing) 및 주파수 획득을 위해 사용될 수 있다. 이러한 제1 레벨에서, UE는 상이한 셀이 상이한 셀 ID와 연관될 수 있기 때문에 셀 경계를 관찰한다. 도 11에서, 하나의 셀은 하나의 TRP와 연관된다(일반적으로, 하나의 셀은 복수의 TRP와 연관될 수 있다). 셀 ID는 MAC 계층 엔티티이기 때문에, 초기 액세스는 (동기화 신호 획득을 통한 셀 탐색과 같은) 물리적 계층 절차뿐만 아니라 MAC 계층 절차를 포함한다.
제2 RR 레벨("빔"이라고 함)은 UE가 이미 셀에 연결되어 네트워크에 있을 때 적용된다. 이러한 제2 레벨에서, UE(1111)는 실시예(1150)에 도시된 바와 같이 셀 경계를 관찰하지 않고 네트워크 내에서 이동할 수 있다. 즉, UE 이동성은 셀 레벨보다는 빔 레벨에서 처리되고, 여기서 하나의 셀은 N개의 빔과 연관될 수 있다(N은 1 또는 >1일 수 있음). 그러나, 셀과 달리, 빔은 물리적 계층 엔티티이다. 따라서, UE 이동성 관리는 물리적 계층 상에서만 처리된다. 제2 레벨 RR에 기초한 UE 이동성 시나리오의 예는 도 11의 실시예(1150)에 주어진다.
UE(1111)가 서빙 셀(1112)과 연관된 후에, UE(1111)는 빔(1151)과 더 연관된다. 이것은 UE가 빔 아이덴티티 또는 식별을 획득할 수 있는 빔 또는 무선 자원(RR) 획득 신호를 획득함으로써 달성된다. 빔 또는 RR 획득 신호의 예는 측정 기준 신호(RS)이다. 빔(또는 RR) 획득 신호를 획득하면, UE(1111)는 네트워크 또는 연관된 TRP에 상태를 보고할 수 있다. 이러한 리포트의 예는 측정된 빔 파워(또는 측정 RS 파워) 또는 적어도 하나의 권장된 "빔 아이덴티티(ID)" 또는 "RR-ID" 세트를 포함한다. 이러한 리포트에 기초하여, 네트워크 또는 연관된 TRP는 데이터 및 제어 송신을 위해 (무선 자원으로서) 빔을 UE(1111)에 할당할 수 있다. UE(1111)가 다른 셀로 이동할 때, 이전 셀과 다음 셀의 경계는 UE(1111)에서 관찰되지도 보이지도 않는다. 셀 핸드오버 대신에, UE(1111)는 빔(1151)에서 빔(1152)으로 전환한다. 이러한 원활한 이동성은 특히 UE(1111)가 M개의 빔(또는 RR) 획득 신호를 획득하고 측정함으로써 M>1개의 바람직한 빔 아이덴티티 세트를 보고할 때 UE(711)로부터 네트워크 또는 연관된 TRP로의 리포트에 의해 용이해진다.
도 12는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 빔 스위핑 동작(1200)을 도시한다. 도 12에 도시된 빔 스위핑 동작(1200)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 12는 본 개시의 범위를 빔 스위핑 동작(1200)의 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 12에 도시된 바와 같이, UE의 관점으로부터 상술한 초기 연결 절차(1210) 및 상술한 이동성 또는 무선 자원 관리(1220)가 설명된다. 초기 액세스 절차(1210)는 DL 동기화 신호(1211)로부터의 셀 ID 획득뿐만 아니라 (UE에 의해 DL 및 UL 연결을 설정하기 위해 요구되는 시스템 정보와 함께) 브로드캐스트 정보의 검색 후의 (랜덤 액세스 절차를 포함할 수 있는) UL 동기화(1212)를 포함한다. UE가 1211 및 1212를 완료하면, UE는 네트워크에 연결되고 셀과 연관된다. 초기 액세스 절차의 완료에 뒤따라, UE, 아마도 모바일은 1220에서 설명된 RRM 상태에 있다. 이러한 상태는 먼저 UE가 "빔" 또는 RR 획득 신호(예컨대, 측정 RS)로부터 "빔" 또는 RR ID를 주기적으로 (반복적으로) 획득하려고 시도할 수 있는 획득 스테이지(1221)를 포함한다.
UE에는 모니터링할 빔/RR ID의 리스트가 설정될 수 있다. 이러한 "빔"/ RR ID의 리스트는 TRP/네트워크에 의해 업데이트되거나 재설정될 수 있다. 이러한 설정은 상위 계층(예컨대, RRC) 시그널링 또는 전용 L1 또는 L2 제어 채널을 통해 시그널링될 수 있다. 이러한 리스트에 기초하여, UE는 이러한 빔/RR ID의 각각과 연관된 신호를 모니터링하고 측정할 수 있다. 이러한 신호는 LTE 시스템에서의 CSI-RS 자원과 유사한 측정 RS 자원에 상응할 수 있다. 이 경우, UE에는 모니터링할 K>1 CSI-RS 자원의 세트가 설정될 수 있다. 측정 리포트(1222)에 대해 여러 옵션이 가능하다. 첫째로, UE는 각각의 K개의 CSI-RS 자원을 측정하고, (LTE 시스템에서의 RSRP 또는 RSRQ와 유사한) 해당 RS 파워를 계산하여, 이를 TRP(또는 네트워크)에 보고할 수 있다. 둘째로, UE는 K개의 CSI-RS 자원의 각각을 측정하고, (CQI와 RI 및 PMI와 같은 잠재적으로 다른 CSI 파라미터를 포함할 수 있는) 연관된 CSI를 계산하여, 이를 TRP(또는 네트워크)에 보고할 수 있다. UE로부터의 리포트에 기초하여, UE에는 상위 계층(RRC) 시그널링 또는 L1/L2 제어 시그널링(1223)을 통해 M≥1 "빔" 또는 RR이 할당된다. 따라서, UE는 이러한 M개의 “빔"/RR에 연결된다.
비동기 네트워크와 같은 특정 시나리오의 경우, UE는 3GPP LTE 시스템과 유사한 셀 ID 기반 또는 셀-레벨 이동성 관리로 폴백(fall back)할 수 있다. 따라서, 무선 자원 엔티티(셀)의 2가지 레벨 중 하나만이 적용 가능하다. 2가지 레벨("셀" 및 "빔") 무선 자원 엔티티 또는 관리가 이용될 때, 동기화 신호는 주로 네트워크로의 초기 액세스를 위해 설계될 수 있다. (도 12에 도시된 바와 같은) 아날로그 빔 스위핑 또는 반복이 (동기화 신호 및 브로드캐스트 채널과 같은) 공통 신호의 커버리지를 향상시키기 위해 사용될 수 있는 mmWave 시스템에 대해, 동기화 신호는 시간에 걸쳐(예컨대 OFDM 심볼 또는 슬롯 또는 서브프레임에 걸쳐) 반복될 수 있다. 그러나, 이러한 반복 요소는 셀 당 또는 TRP 당 (빔 스위핑에 사용되는 아날로그 빔과 차별화되는 무선 자원 단위로서 정의되는) 지원된 "빔"의 수와 반드시 상관되는 것은 아니다. 따라서, 빔 식별(ID)은 동기화 신호로부터 획득되거나 탐지되지 않는다. 대신에, 빔 ID는 측정 RS와 같은 빔(RR) 획득 신호에 의해 반송된다. 마찬가지로, 빔(RR) 획득 신호는 셀 ID를 반송하지 않는다(따라서, 셀 ID는 빔 또는 RR 획득 신호로부터 탐지되지 않는다).
따라서, 새로운 무선 액세스 기술(NR)에 대한 초기 액세스 절차 및 RRM에서의 상술한 새로운 도전을 고려하여, (연관된 UE 절차와 함께) 동기화 신호 및 브로드캐스트 정보(예를 들어, 마스터 정보 블록 또는 MIB)를 반송하는 1차 브로드캐스트 채널을 설계할 필요가 있다.
본 개시에서, 수비학은 서브프레임 지속 기간, 부반송파 간격, 사이클릭 프리픽스 길이, 송신 대역폭, 또는 이러한 신호 파라미터의 임의의 조합을 포함할 수 있는 신호 파라미터의 세트를 지칭한다.
LTE 시스템의 경우, 1차 및 2차 동기화 신호(각각 PSS 및 SSS)가 대략적인 타이밍 및 주파수 동기화 및 셀 ID 획득에 사용된다. PSS/SSS는 10ms 무선 프레임 당 두 번 송신되고, 시스템 프레임 수(system frame number, SFN, MIB에 포함됨)의 관점에서 시간 도메인 열거(enumeration)가 도입되므로, 프레임 타이밍은 PSS/SSS로부터 탐지되어 PBCH로부터의 탐지 부담을 증가시킬 필요가 없다. 게다가, CP(cyclic prefix) 길이와, 알려지지 않은 경우, 듀플렉싱 방식은 PSS/SSS로부터 탐지될 수 있다. PSS는 중간 요소가 d.c. 부반송파를 사용하는 것을 피하기 위해 잘려지는 길이 63의 주파수 도메인 ZC 시퀀스로부터 설정된다. PSS가 각각의 셀 그룹 내에서 3개의 물리적 계층 아이덴티티를 나타내기 위해 3개의 루트(root)가 선택된다. SSS 시퀀스는 최대 길이 시퀀스(M-시퀀스로서도 알려짐)를 기반으로 한다. 각각의 SSS 시퀀스는 주파수 도메인에서 2개의 길이-31 BPSK 변조된 시퀀스를 인터리빙함으로써 설정되며, 여기서 변조 전의 2개의 소스 시퀀스는 동일한 M-시퀀스의 상이한 순환 시프트다. 순환 시프트 인덱스는 물리적 셀 ID 그룹으로부터 설정된다.
PSS/SSS 탐지가 (예를 들어, PSS/SSS의 자동 및 상호 상관 특성의 비이상적 특성 및 CRC 보호의 부족으로 인해) 잘못될 수 있으므로, PSS/SSS로부터 탐지된 셀 ID 가설은 PBCH 탐지를 통해 때때로 확인될 수 있다. PBCH는 주로 DL 및 UL 시스템 대역폭 정보(3비트), PHICH 정보(3비트) 및 SFN(8비트)으로 구성되는 마스터 블록 정보(MIB)를 시그널링하는데 사용된다. (MTC와 같은 다른 사용을 위한) 10 예약된 비트를 부가하면, MIB 페이로드는 24 비트가 된다. 16비트 CRC가 추가된 후, 레이트-1/3 테일-바이팅 컨벌루션 코딩(tail-biting convolutional coding), 4x 반복 및 QPSK 변조는 40비트 코드워드에 적용된다. 생성된 QPSK 심볼 스트림은 4개의 무선 프레임을 통해 분산된 4개의 서브프레임에 걸쳐 송신된다. MIB를 탐지하는 것 외에도, PBCH에는 CRS 포트 수의 블라인드 탐지가 또한 필요하다. LTE에서, PBCH의 8비트 SFN은 최상위 비트(most significant bit, MSB)이고, 40ms마다 업데이트된다. 무선 프레임 수의 2비트 최하위 비트(least significant bit, LSB)는 PBCH 페이로드에 명시적으로 나타내어지지 않는다. UE는 4번의 NR-PBCH 송신이 40ms 내에서 코히어런트하게 조합될 수 있도록 PBCH 스크램블링 코드가 LSB를 식별하기 위한 4가지 가능한 위상의 블라인드 탐지에 의존한다. 표 1은 LTE PSS/SSS/PBCH를 도시한다.
표 1
| LTE | PSS/SSS | PBCH |
| 기능 | 코스(coarse) T/F 및 셀 ID 획득 | MIB 획득, [셀 ID 획득을 확인함] |
| 포함된 파라미터 | 셀 ID(504 가설), 프레임 타이밍(2 가설) | MIB: 시스템 BW(3비트), PHICH 정보(3비트), 시스템 프레임 수(SFN): 무선 프레임 수의 8비트 MSB, 예약된 비트(10비트) |
| 블라인드 탐지 필요 | CP 크기, [TDD 대 FDD] | 3 CRC 마스크, 40ms(1, 2, 3, 4) 내의 무선 프레임 수의 2비트 LSB를 체크한 안테나 포트의 수(1, 2 또는 4 포트) |
| 신뢰도 | 낮음 - 보통 | 높음(16비트 CRC+1/48 유효 코드 레이트로 보호됨 |
필수 시스템 정보는 BCH 또는 DL SCH의 논리 채널을 통해 LTE eNB에 의해 나타내어진다. SI 정적 부분과 동적 부분의 두 부분이 있다. 정적 부분은 MIB로서 불리고, BCH를 사용하여 송신되며 40ms마다 한 번씩 PBCH에 의해 반송된다. MIB는 채널 대역폭, PHICH 설정 상세 사항; 안테나의 송신 전력 no 및 DL-SCH 상의 다른 정보와 함께 송신되는 SIB 스케줄링 정보를 포함하는 유용한 정보를 반송한다. 동적 부분은 SIB로서 불리고, DL-SCH를 통해 RRC SI 메시지(SI-1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11) 상에 매핑되고, 주기적인 간격으로 PDSCH를 사용하여 송신된다. SI-1은 80ms마다 송신되고, SI-2는 160ms마다 송신되며, SI-3은 320ms마다 송신된다. 시스템 정보 블록은 SI 콘테이너에서 그룹화된다. 각각의 SI는 다수의 SIB로 구성된다. 각각의 SI는 보통 상이한 송신 주파수를 가질 수 있고, 단일 서브프레임으로 송신될 수 있다. SIB는 DL-SCH 상에 매핑된 BCCH를 사용하여 송신되고, 차례로 PDSCH 상에 매핑된다.
그러나, NR의 반송파 주파수와 대역폭은 상이하다. NR에 대해, 동기화 신호 및 PBCH를 포함하는 송신 대역폭은 LTE보다 큰 것으로 가정된다. 더욱이, 통상의 주기적인 CRS는 LTE로서 이용 가능하지 않을 수 있다. NR은 상응하는 송신 방식뿐만 아니라 새로운 설계를 필요로 한다.
본 개시는 NR 브로드캐스트 신호 및 채널의 설계에 초점을 둔다. 시스템 정보는 매우 필수적이며, 논리적 채널 BCCH를 통해 LTE eNB에 의해 브로드캐스팅된다. 이러한 논리적 채널 정보는 전송 채널 BCH를 통해 더 반송되거나 DL-SCH에 의해 반송된다.
본 개시는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는, 연관된 매핑 및 절차와 함께 NR 브로드캐스트 신호의 설계에 관한 것이다. NR 주요 정보 신호는 본 개시에서 NR-PBCH 또는 NR-PDSCH 상에서 송신되는 NR-MIB 및 NR-SIB로 불린다.
NR은 더 높은 반송파 주파수를 사용하고, 더 큰 대역폭을 갖는다. NR-PSS, NR-SSS 및 NR-PBCH의 최소 대역폭은 LTE의 대역폭보다 크다. NR-SSS는 셀 ID를 식별하는데 사용된다. 반복된 NR-SSS는 로버스트네스(robustness)를 향상시키기 위해 부가되며, 또한 TDM 반복된 패턴은 더 높은 반송파 주파수의 CFO가 더 커지게 되므로 더 나은 반송파 주파수 오프셋(carrier frequency offset, CFO) 추정을 지원한다.
도 13은 본 개시의 실시예에 따른 롱텀 에볼루션 시스템(1300)에서의 예시적인 PSS/SSS/PBCH를 도시한다. 도 13에 도시된 롱텀 에볼루션 시스템(1300)에서의 PSS/SSS/PBCH의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 13은 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
NR-SSS는 또한 PBCH 심볼을 탐지하기 위해 DM-RS로서 사용된다. NR-SSS의 반복된 패턴은 또한 PBCH 탐지를 위한 채널 추정을 향상시킨다. NR-SSS의 위치는 도 13에 도시된 바와 같이 NR-PSS 전이나 NR-PSS 후일 수 있다.
도 14a는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 TDM 기반 NR-SSS 및 NR PBCH 송신부(1410)를 도시한다. 도 14a에 도시된 TDM 기반 NR-SSS 및 NR PBCH 송신부(1410)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 14a는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 14b 및 14c는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신부(1420 및 1430)를 도시한다. 도 14b 및 도 14c에 도시된 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신부(1420 및 1430)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 14b 및 도 14c는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 14d 및 도 14e는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 블록 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신부(1440 및 1450)를 도시한다. 도 14d 및 도 14e에 도시된 블록 IFDM 기반 NR-SSS 및 NR-PBCH 송신부(1440 및 1450)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 14d 및 도 14e는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 14f 및 도 14g는 본 개시의 실시예에 따른 NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH 송신부(1460 및 1470)의 예시적인 조합을 도시한다. 도 14f 및 14g에 도시된 NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH 송신부(1460 및 1470)의 조합의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 14f 및 14g는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
반복된 NR-SSS 심볼 사이의 더 큰 거리는 도 14a 내지 도 14g의 1403-1408과 같은 더 나은 CFO 추정을 달성한다.
LTE에서, DM-RS는 제1 및 제2 PBCH 심볼 내에 삽입된다. NR-SSS 및 반복된 NR-SSS 심볼이 NR-PBCH 전이면, 채널 추정은 제1 PBCH 심볼을 버퍼링할 필요가 없는 PBCH 수신보다 먼저 수행된다. DM-RS의 자원 요소는 요구되지 않거나 거의 요구되지 않는다. NR-SSS에 기초한 채널 추정을 달성하기 위해, LTE에서 DM-RS와 비교하면은(예를 들어, 무선 프레임 당 48/(72*4)=16.7% 오버헤드) NR-PBCH 심볼에서 오버헤드를 줄이고 더 많은 정보 비트를 남길 수 있다.
LTE에서 PBCH는 단일 포트 또는 다수의 안테나 포트(예를 들어, 2 포트 및 4 포트)를 통해 송신될 수 있다. UE 측에서, UE는 불필요한 PBCH 디코딩 대기 시간 및 복잡성을 유발할 수 있는 다수의 안테나 포트 상에서 블라인드 탐지를 수행한다. NR의 경우, UE 측에서 PBCH 디코딩 대기 시간 및 복잡성을 감소시키기 위해 NR-PBCH에 대한 고정된 수의 안테나 포트를 사용하는 것이 바람직하다. NR-SSS는 NR-PBCH와 동일한 수의 안테나 포트를 가지고 있다. 또한, NR-SSS는 동일한 송신 방식을 사용하는 NR-PBCH와 동일한 안테나 포트 상에서 송신된다. 예를 들어, NR-SSS 및 NR-PBCH는 1개의 안테나 포트, 예를 들어, {port0}를 통해 송신될 수 있고, 둘 다는 다중 송신 안테나상의 순환 시프트 지연(cyclic shift delay, CSD)/사이클릭 지연 다이버시티(cyclic delay diversity, CDD), 또는 각각의 무선 프레임 내의 SSS 및 PBCH 심볼을 통한 프리코딩 사이클링과 같이 동일한 송신 다이버시티 방식을 사용하고, 다수의 무선 프레임을 통해 프리코딩 사이클링 파라미터를 변경한다. 다른 예는 NR-SSS 및 NR-PBCH가 2개의 안테나 포트, 예를 들어 {port0, port1}를 통해 송신될 수 있고, 둘 다는 LTE에서 2 포트 SFBC와 같이 동일한 송신 다이버시티 방식을 사용한다.
도 14a-14g의 매핑 및 멀티플렉싱 방식의 조합은 또한 본 개시에서 지원된다는 것을 주목한다. 본 개시에서, NR-PSS/NR-SSS/NR-PB의 세트는 SS 블록으로서 정의되고, 각각의 SS 블록은 주기적으로 송신된다. 이러한 지속 기간의 예는 무선 프레임의 하프(예컨대, 5ms), 하나의 무선 프레임(예컨대, 10ms) 또는 다수의 무선 프레임(예컨대, 10N-ms, 여기서 N은 1보다 큰 정수임)이다. 복소수 값(complex-valued) 변조된 신호의 블록 
은 PBCH 심볼 상에서 매핑될 수 있으며, 여기서 NR-PBCH 심볼의 수는 Msymb이다. 도 14a 내지 도 14g에서, Msymb=2가 도시된다. 각각의 안테나 포트에 대한 복소수 값 심볼의 블록 
은 mod4=0을 충족하는 각각의 무선 프레임에서 시작하는 4개의 연속적인 무선 프레임 동안 송신되고, PBCH 자원 요소의 코어 세트를 설정하는 자원 요소 
에 
로 시작하는 시퀀스로 매핑될 수 있다.
단일 안테나 포트의 경우에, 단순화를 위해 p=0 및(p)는 삭제될 수 있다. k는 각각의 PBCH 심볼에 대한 상대 부반송파 인덱스이고, l은 PBCH를 포함하는 무선 프레임의 상대 심볼 인덱스이다. 기준 신호의 송신을 위해 예약되지 않은 자원 요소 
로의 매핑은 먼저 인덱스 k, 그 다음 서브프레임 0에서의 슬롯 l의 인덱스 l, 및 최종적으로 무선 프레임 수의 순서로 증가할 수 있다.
도 14a의 예시적인 실시예는 각각의 SS 블록이 시분할 멀티플렉싱(time division multiplexing, TDM) 기반 NR-PSS/SSS/PBCH로 설정된다는 것이다. 예를 들어, 1401A에는 하나의 NR-PSS 심볼, 하나의 NR-SSS 심볼 및 NR-PBCH 심볼이 있다. 1402A에는 인접한 (Msymb) NR-PBCH 심볼의 복조를 위해 사용되는 SS 블록의 두 에지에서의 2개의 NR-SSS 심볼, 및 (Msymb) NR-PBCH 심볼의 중간에 삽입되는 하나의 NR-PSS가 있다. 1403A 및 1404A에서, 하나 이상의 NR-PSS 심볼은 NR-SSS의 코히어런트 탐지를 위한 채널 추정뿐만 아니라 시간/주파수 동기화를 더 개선하기 위해 NR-SSS 플러스 NR-PBCH의 서브블록 전후에 삽입된다. 1405A 또는 1406A는 짧은 주기성, 예를 들어, 5ms를 사용하여 1403F 또는 1404A의 일부를 하나의 단위로서 송신되어야 한다.
도 14b의 다른 예시적인 실시예는 각각의 SS 블록이 인터리빙된 주파수 분할 멀티플렉싱(interleaved frequency division multiplexing, IFDM) 기반 NR-SSS/PBCH로 설정되고 TDM된 NR-PSS와 조합된다는 것이다. 예를 들어, 1401B에는 
IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼 다음에 하나의 NR-PSS 심볼이 있다. 각각의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼에서, NR-SSS 자원 요소(RE)는 심볼 당 
부반송파가 NR-SSS가 되도록 매 
부반송파 상에서 매핑되며; NR-PBCH RE는 심볼 당 나머지 
부반송파 상에서 매핑된다. 
인 IFDM된 NS-SSS/PBCH의 제m 심볼에서, NR-SSS 부반송파 인덱스는 
이고, NR-PBCH 부반송파 인덱스는 
이며, 여기서 
이고, 
는 부반송파의 총 수이다.
1402B에서, NR-PSS의 각각의 측면 상에는 2개의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼 서브블록이 있다. 각각의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼 서브블록에는 
IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼이 있다. 각각의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼에서, NR-SSS 자원 요소(RE)는 심볼 당 
부반송파가 NR-SSS가 되도록 매 
부반송파 상에서 매핑되며; NR-PBCH RE는 심볼 당 나머지 
부반송파 상에서 매핑된다. 
인 IFDM된 NS-SSS/PBCH의 제m 심볼에서, NR-SSS 부반송파 인덱스는 
이고, NR-PBCH 부반송파 인덱스는 
이며, 여기서 
이고, 
는 PBCH 페이로드에 대한 부반송파의 총 수이다.
1403B 및 1404B에서, 하나 이상의 NR-PSS 심볼은 NR-SSS의 코히어런트 탐지를 위한 채널 추정뿐만 아니라 시간/주파수 동기화를 더 개선하기 위해 NR-SSS 플러스 NR-PBCH의 서브블록 전후에 삽입된다.
도 14c의 1405C는 NR-PSS보다 넓은 BW를 사용함으로써 1402B에서의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼을 하나의 심볼로 더 스퀴징(squeezing)하는 것이다. 1406C 또는 1407C는 더 짧은 주기성을 사용하여 1405C의 일부를 하나의 단위로서 송신해야 한다. 마찬가지로, 1408C 및 1409C는 NR-PSS보다 넓은 BW를 사용함으로써 각각 1403B 및 1404B에서의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼을 하나의 심볼로 더 스퀴징하는 것이다. IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼에 대한 BW는 NR-PSS BW의 X 배가 될 수 있고, X는 1~ 
과 같을 수 있음을 주목한다.
도 14d의 다른 예시적인 실시예는 Block-IFDM 기반 NR-SSS/PBCH로 설정되고 TDM된 NR-PSS와 조합된다는 것이다. 예를 들어, 1401D에는 
Block-IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼 다음에 하나의 NR-PSS 심볼이 있다. 각각의 Block-IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼에서, NR-SSS 자원 요소(RE)는 심볼 당 
부반송파가 NR-SSS가 되도록 연속적인 
부반송파 블록 상에서 매핑되며; NR-PBCH RE는 심볼 당 나머지 
부반송파 상에서 매핑된다. 
인 Block-IFDM된 NS-SSS/PBCH의 제m 심볼에서, NR-SSS 부반송파 인덱스는 
이고, NR-SSS 부반송파 인덱스는 
이며, 여기서 
이고, 
는 PBCH 페이로드에 대한 부반송파의 총 수이다.
1402B에서, NR-PSS의 각각의 측면 상에는 2개의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼 서브블록이 있다. 각각의 IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼 서브블록에는 
IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼이 있다. 각각의 Block-IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼에서, NR-SSS 자원 요소(RE)는 심볼 당 
부반송파가 NR-SSS가 되도록 연속적인 
부반송파 블록 상에서 매핑되며; NR-PBCH RE는 심볼 당 나머지 
부반송파 상에서 매핑된다. 
인 Block-IFDM된 NS-SSS/PBCH의 제m 심볼에서, NR-SSS 부반송파 인덱스는 
이고, NR-PBCH 부반송파 인덱스는 
이며, 여기서 
이고, 
는 PBCH 페이로드에 대한 부반송파의 총 수이다.
1403D 및 1404D에서, 하나 이상의 NR-PSS 심볼은 NR-SSS의 코히어런트 탐지를 위한 채널 추정뿐만 아니라 시간/주파수 동기화를 더 개선하기 위해 NR-SSS 플러스 NR-PBCH의 서브블록 전후에 삽입된다.
도 14e의 1405E는 NR-PSS보다 넓은 BW를 사용함으로써 1402D에서의 Block-IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼을 하나의 심볼로 더 스퀴징하는 것이다. 1006c 또는 1007c는 더 짧은 주기성을 사용하여 1405E의 일부를 하나의 단위로서 송신해야 한다. 마찬가지로, 1408E 및 1409E는 NR-PSS보다 넓은 BW를 사용함으로써 각각 1403D 및 1404D에서의 Block-IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼을 하나의 심볼로 더 스퀴징하는 것이다. Block-IFDM된 NR-SSS/PBCH 심볼에 대한 BW는 NR-PSS BW의 X 배가 될 수 있고, X는 
과 같을 수 있음을 주목한다.
NR-PSS/SSS/PBCH의 더 많은 예시된 조합은 도 14f 및 14g에 주어진다. 도 14a-14g의 매핑 및 멀티플렉싱 방식의 다른 조합은 또한 본 개시에서 지원된다는 것을 주목한다.
실시예 1은 빔 스위핑을 고려하지 않고 간단한 포맷인 NR-PBCH 포맷 1을 예시하며, 4GHz와 같은 반송파 주파수 <6GHz에서 사용될 수 있다. LTE와 유사하게, NR-PBCH는 부분 최소 시스템 정보(MIB)를 나타내며, LTE에서 SIB1 및 SIB2와 유사한 나머지 최소 시스템 정보(remaining minimum system information, RMSI)는 PDSCH 또는 새롭게 정의된 2차 물리적 브로드캐스트 제어 채널(2차 PBCH)로 송신된다.
양태의 예로서, NR-PBCH는 RMSI 송신을 위한 일부 구성을 포함한다. RMSI가 PDSCH로 반송되는 경우, NR-PBCH에서의 RMSI 송신을 위한 구성은 RMSI 송신을 위한 PDSCH의 구성일 수 있고, PDSCH에서의 RMSI 송신의 스케줄링 정보를 나타내기 위해 사용되는 PDCCH와 같은 제어 자원 세트의 구성일 수 있다. RMSI 또는 부분 RMSI가 2차 PBCH에서 반송되는 경우, NR-PBCH에서의 RMSI 송신을 위한 구성은 RMSI 송신을 위한 2차 PBCH의 구성일 수 있다.
양태의 다른 예는 DC 위치이다. PSS/SSS/PBCH에 대한 LTE에서의 1.25MHz(6RB)에 비해, NR-PSS/SSS/PBCH에 대한 대역폭은 NR-PBCH에 더 많은 정보 비트를 포함하는 더 큰, 예를 들어 5MHz로 확장될 수 있다. NR 광대역의 DC 부반송파는 동기화 대역폭의 중간에 있지 않을 수 있다. DC 위치가 설정 가능한 경우, PBCH는 DC 오프셋의 인디케이션(indication)을 포함한다. DC 오프셋은 PSS/SSS/PBCH의 반송파 주파수에 의해 암시적으로 나타내어진 각각의 주파수 래스터(raster)에 대해 미리 정의될 수 있다. 또는, 가능한 DC 오프셋의 미리 정의된 패턴을 나타내기 위해 PBCH에서 제한된 수의 비트만이 있을 수 있다.
LTE와 상이한 양태의 또 다른 예는 NR에서 통상의 미리 정의된 올웨이즈온(always-on) CRS가 존재하지 않고, 대신에 gNB 또는 TRP가 DL 시스템 대역폭을 통해 분산된 측정 RS(MRS)를 설정할 수 있다는 것이며, 여기서 시스템 대역폭은 PBCH에서 NR-PSS/SSS/PBCH보다 크게 나타내어진다. 이러한 RS는 또한 설정 가능한 공통 RS, 시간/주파수 동기화를 위한 추적 RS(TRS)(T-F 추적), 감소된 CRS 또는 라이트(lite) CRS 등으로서 정의될 수 있다. TRS는 설정 가능하지만 사용자-특정, 예를 들어 gNB-특정, TRP-특정, 셀-특정, 또는 섹터-특정하다. 대안으로, 이러한 RS는 셀-특정 CSI-RS 또는 레벨-1 CSI-RS(비-UE-특정 CSI-RS)와 같은 CSI-RS 설정의 일부일 수 있다.
UE 성능/RF 사양(예를 들어, LTE 사양)에 따르면, UE 변조된 반송파 주파수는 eNB로부터 수신된 반송파 주파수와 비교하여 0.5ms의 주기에 걸쳐 ±0.1ppm 이내로 정확할 수 있다. 예를 들어, 4GHz 반송파 주파수의 경우에, UE의 수신기와 수신된 DL 신호 사이의 주파수 오프셋은 ±400Hz의 범위 내에 있을 수 있다. UE 수신기는 각각의 슬롯에서 관찰되는 잔여 주파수 오프셋이 ±400Hz를 초과하지 않도록 연속적으로 주파수 추적을 수행해야 하며, 따라서 수신된 DL 신호의 SNR은 크게 저하되지 않는다. 고속 UE의 경우, 도플러 시프트(Doppler shift)로 인한 부가적인 주파수 오프셋은 SNR 저하를 더욱 악화시킨다.
예를 들어, 100km/h의 UE 속도 및 4GHz의 반송파 주파수에 대해, 생성된 도플러 주파수 오프셋은 ±741Hz의 범위 내에 있다. UE가 주파수 오프셋의 추적을 계속 유지하고 이에 따라 주파수 에러를 정정하지 않으면, 주파수 추적은 융합(convergence) 범위를 벗어날 수 있다. 엄격한 평가가 필요할 수 있지만, PSS/SSS를 기반으로 5ms 또는 심지어 10ms, 80ms마다 주파수 오프셋을 추정하고 정정하는 것은 LTE 시스템 요구 사항과 도플러 효과를 고려할 만큼 충분하지 않은 것으로 보인다. 따라서, SS 주기의 긴 송신 간격은 신뢰할 수 있는 주파수 추적을 제공하기에 불충분한 것으로 보인다.
시간 추적의 경우, 타이밍 측정 신호의 대역폭은 시간 분해능이 신호 대역폭에 반비례하기 때문에 시간 추적에서 달성 가능한 시간 분해능을 결정한다. 예를 들어, 5MHz 대역폭 상에서 송신된 NR-PSS/SSS와 100MHz의 전체 DL 송신 대역폭에 걸친 광대역 TRS를 비교하면, 광대역 TRS에 의한 달성 가능한 시간 분해능은 PSS/SSS 보다 거의 20배 더 높다. 또한, 낮은 대기 시간을 위해 더 작은 CP 길이와 심볼 길이를 갖는 SS 블록 설계를 고려하면, 시간 추적은 CP 길이의 범위 내에서 시간 동기화 에러를 유지하기 위해 NR에서 6GHz 이하 및 6GHz 이상 둘 다에서 더욱 중요하게 된다.
하나의 예는 동일 장소에 배치되지 않은(non-co-located) 다수의 송신 포인트(TRP)가 동일한 셀 ID를 공유한다는 것이다. 이는 동기화되지만 QCL(quasi-colocated)가 이루어진다. TRP는 공유된 셀 ID를 사용하여 동일한 PSS/SSS/PBCH를 송신한다. 네트워크는 TRP 당 하나 또는 여러 개의 안테나 포트를 구성할 수 있다. TRP 중 하나에 근접한 UE는 양호한 시간/주파수/위상 추적을 위해 상응하는 안테나 포트상의 TRS를 사용할 수 있다. 따라서, TRS(Tracking RS)는 특히 NR에서 더욱 큰 SS 주기를 고려하고, DL 신호 탐지 전에 낮은 대기 시간의 동기화를 달성하려고 여전히 시도할 때 필요하다. TRS 설정은 예를 들어 안테나 포트의 수, 주기성, 타이밍 오프셋 등을 포함할 수 있다.
SIB 신호는 낮은 MCS로 송신될 수 있지만, -6dB만큼 낮은 SINR 요구 사항은 셀 에지 사용자의 최악의 경우를 고려하여 짧은 대기 시간으로 양호한 시간/주파수 동기화를 얻는데 여전히 어려움이 있다. 그리고 제어 채널 세트에 대해 부대역 밀도(subband dense) DM-RS 대신에 드문드문 분산된(sparsely distributed) TRS RE를 사용하는 것이 더 효율적이다. 그러나, 일부 특수한 경우에, TRS는 스위치 오프되도록 설정 가능하다. 다른 예는 이동성이 높은 사용자를 고려할 필요 없이 셀이 작은 커버리지를 갖는 경우에 TRS를 턴 오프하는 것이다.
NR-PBCH는 TRS 온/오프, 안테나 포트의 수, RE 패턴, 주기성, 자원 설정(시간 오프셋, 주파수 오프셋), 주파수 밀도, 시간 밀도, tx 전력 등을 포함할 수 있는 TRS 설정을 나타낼 수 있다. 단순화를 위해, TRS 온/오프, NR을 위한 TRS 설정은 LTE에서 CSI-RS의 일부 기존의 설정을 재사용할 수 있다. 채널 지연 확산(delay spread)은 반송파 주파수 및/또는 빔포밍 프리코딩에 따라 달라지는 것을 고려하면, 코히어런트 대역폭 및 주파수 선택적 페이딩(fading)은 상이하다. 또한, 더 높은 반송파 주파수에 대한 더 큰 부반송파 간격은 CFO에 대해 견고해지기 위해 더 커진다. 따라서, TRS 설정 파라미터는 TRS RE의 설정 가능한 주파수 밀도, 또는 반송파 주파수 대역에 적응 가능한 미리 정의된 밀도, 또는 설정된 대역폭에서 NR-PBCH 또는 NR-PDSCH의 부반송파 간격에 적응 가능한 미리 정의된 밀도, 또는 심지어 설정 가능한 주파수 밀도의 조합이지만 상이한 반송파 주파수 및/또는 상이한 SCS에 대한 값의 상이한 세트를 포함해야 한다. 주파수 밀도는 안테나 포트, 또는 상이한 주파수 밀도를 갖는 미리 정의된 RE 패턴을 갖는 RE 패턴 인덱스에 의해 암시적으로 나타내어질 수 있다.
반면에, 넓은 커버리지를 가진 gNB에서 120km/h 또는 심지어 500km/h와 같이 더 낮은 주파수 대역에 대해 높은 이동성이 고려된다. 시간 도메인 채널 변동은 시간 도메인에서 더 많은 TRS RE를 필요로 한다. 따라서, TRS 설정 파라미터는 TRS RE의 설정 가능한 시간 밀도, 또는 셀 커버리지/배치에 적응 가능한 미리 정의된 밀도, 또는 반송파 주파수 대역에 적응 가능한 미리 정의된 밀도, 또는 설정된 대역폭에서 NR-PBCH 또는 NR-PDSCH의 부반송파 간격에 적응 가능한 미리 정의된 밀도, 또는 심지어 설정 가능한 주파수 밀도의 조합이지만 상이한 셀 커버리지/배치, 및/또는 반송파 주파수, 및/또는 상이한 SCS에 대한 값의 상이한 세트를 포함해야 한다. 시간 밀도는 반복 시간, 또는 상이한 시간 밀도를 갖는 미리 정의된 RE 패턴을 갖는 RE 패턴 인덱스에 의해 암시적으로 나타내어질 수 있다. 인디케이션 비트를 감소시키기 위해, 표 2에 도시된 바와 같이 설정 가능한 파라미터의 조합의 미리 정의된 패턴 중 하나를 나타내기 위해 TRS 설정 인덱스를 정의하는 예가 도시된다.
| TRS 설정 인덱스 | TRS 설정의 파라미터 |
| 0 | TRS 오프 |
| 1 | TRS 온, 1-포트, 주기 1, 서브프레임 오프셋 인덱스 1, RB 인덱스 1, RE 인덱스 1 |
| 2 | TRS 온, 2-포트, 주기 2, 서브프레임 오프셋 인덱스 2, RB 인덱스 2, RE 인덱스 2 |
| 3 | TRS 온, 4-포트, 주기 3, 서브프레임 오프셋 인덱스 1, RB 인덱스 3, RE 인덱스 3 |
| 4 | TRS 온, 8-포트, 주기 4, 서브프레임 오프셋 인덱스 1, RB 인덱스 4, RE 인덱스 4 |
| ... | ... |
PBCH의 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해, 일부 파라미터 또는 조합은 암시적으로 나타내어지거나 고정될 수 있다. 예시로서, 서브프레임 오프셋 및/또는 자원 블록(RB) 인덱스는 나타내어진 BW 또는 나타내어진 BW의 하나 이상의 부대역에 걸쳐 드문드문 분산되는 상이한 안테나 포트에 대해 동일할 수 있다. 자원 요소 RE 인덱스는 나타내어진 RB의 미리 정의된 패턴과 정렬될 수 있다. 자원 설정 중 일부는 또한 SSS, PSS 또는 PSS/SSS를 탐지함으로써 획득되는 셀 ID 또는 부분 셀 ID에 의해 암시적으로 나타내어질 수 있다. 셀 ID 또는 부분 셀 ID(예컨대, 셀 ID 그룹)에 의해 암시적으로 나타내어질 수 있는 자원 설정의 일부 예는 RE 인덱스 및/또는 서브프레임 오프셋 인덱스이다.
주기성은 또한 안테나 포트가 QCL TRP에 대해 설정되는 경우에 동일하거나 미리 정의될 수 있다. 또는 주기성은 TRP/gNR 당 안테나 포트의 수가 많음에 따라 증가할 수 있다.
일례의 양태는 NR-PBCH가 주기적 송신 또는 설정된 송신 자원에 대한 시간 기준을 제공하는 시스템 프레임 수(SFN)를 포함한다. 그러나, NR-PBCH의 SFN 인디케이션은 코히어런트 조합을 위한 NR-PBCH 주기성에 의존하는 LTE와 상이할 수 있다. NR-PSS/SSS/PBCH의 부반송파 간격이 LTE의 부반송파 간격의 두 배라면, PBCH의 각각의 심볼은 더 많은 정보 비트를 포함하고, NR-PBCH 송신은 20ms마다 코히어런트하게 조합될 수 있으며, 이는 특히 셀-에지 UE에 대한 액세스 시간을 줄일 수 있다. 블라인드 탐지의 시간은 PBCH 스크램블링 코드에 대해 2개의 가능한 상(phase)을 구분함으로써 감소된다. 대안으로, 무선 프레임 수의 2-비트 LSB를 암시적으로 나타내기 위해 2상 PBCH 스크램블링 코드 대신에 정상/반전된 CRC를 사용하는 것이 더 간단할 수 있다.
다른 예의 양태는 NR-PBCH가 미래의 확장뿐만 아니라 전체 비트의 옥텟 정렬을 위한 일부 예비 비트를 갖는다는 것이다. 표 3은 NR-PBCH 포맷을 나타낸다.
| NR 설계 | NR-PBCH 포맷 I |
| 기능 | MIB 획득, [셀 ID 획득을 확인함] |
| 포함된파라미터 | SFN: 무선 프레임 수의 MSB SFN=7의 경우, SFN=(무선 프레임 수) MOD8 SFN=8의 경우, SFN=(무선 프레임 수) MOD4 SFN=9의 경우, SFN=(무선 프레임 수) MOD2 SFN=10의 경우, SFN=(무선 프레임 수) RMSI 송신을 위한 설정 PDSCH의 설정 또는 PDSCH의 RMSI의 경우에 PDSCH를 위한 제어 자원 세트의 설정 PDSCH의 설정 또는 PDSCH에서의 RMSI 또는 부분 RMSI의 경우에 2차 PBCH 또는 (추적 RS 설정이 파라미터 또는 파라미터의 임의의 조합을 포함할 수 있는) 2차 PBCH TRS 온/오프 TRS 포트 수 TRS 주기 TRS 주파수 밀도(TRS가 수신되고 RE/부반송파가 RB 내에 인접/근접한 또는 분산/이격될 수 있는 OFDM 심볼 내에서 RB 당 TRS에 대해 사용되는 RE/부반송파의 수) TRS 시간 밀도(하나의 슬롯/서브프레임 내에서 RE/심볼이 인접/근접한 또는 분산/이격될 수 있는 하나의 슬롯/서브프레임 내에서 TRS를 위해 사용되는 OFDM 심볼의 수) TRS 자원 설정(서브프레임, 시간 오프셋, 대역폭, 부대역, 자원 블록 인덱스, 자원 요소 인덱스, 주파수 밀도, 시간 밀도, 패턴 등을 포함함) TRS 전력(설정 가능한 경우) DC 오프셋(설정 가능한 경우) 시스템 대역폭 내의 NR-SS 블록의 가능한 주파수 위치 예를 들어 6GHz 미만의 주파수 범위에서 minBW=5MHz 및 maxBW=40MHz의 경우에, 3비트는 8개의 가능한 주파수 위치를 나타내는 데 사용된다. 예를 들어, 6GHz 미만의 주파수 범위에서 minBW=10MHz 및 maxBW=40MHz의 경우에, 2비트는 4개의 가능한 주파수 위치를 나타내는 데 사용된다. 다른 예비 비트 |
| 블라인드 탐지의 필요 | SFN=7의 경우에, 80ms 내의 무선 프레임 수(1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8)의 3비트 LSB, SFN=8의 경우에, 40ms 내의 무선 프레임 수(1, 2, 3, 4)의 2비트 LSB, SFN=9의 경우에, 20ms 내의 무선 프레임 수(1, 2)의 4비트 LSB, SFN=10의 경우에, 블라인드 탐지가 없음 |
| 신뢰도 | 높음(16비트 CRC로 보호됨, 매우 낮은 유효 코드 레이트) |
일부 실시예에서, NR-PBCH는 최소 시스템 정보(MIB)의 일부를 나타내고, RMSI는 PDSCH에서 반송되며, 여기서 RMSI 송신 설정은 PDSCH의 스케줄링 정보를 나타내기 위해 제어 자원 세트, 예를 들어 PDCCH를 사용한다. NR-PBCH는 UE에게 제어 자원 세트를 어디에서 찾을지를 나타낸다. PDCCH를 탐지한 후, UE는 스케줄링된 PDSCH에서 RMSI를 얻을 수 있다. 예를 들어, LTE의 UE는 PDSCH의 스케줄링 정보를 얻기 위해 특별한 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)로 PDCCH를 검색한다.
스케줄링된 PDSCH의 스케줄링 정보는 몇몇 선택적 필드로 인해 가변적인 SI 페이로드 크기로 인해 변경될 수 있다. NR-PBCH 콘텐츠가 자주 변경되는 것을 피하기 위해, PDCCH와 같은 제어 자원 세트에 대한 설정은 스케줄링된 PDSCH 대신에 NR-PBCH에 포함된다. 이는 수신기 측에서 코히어런트 조합을 더 쉽게 한다. 제어 자원 세트에 대한 설정은 주파수 자원 설정, 예를 들어, 대역폭, 부대역 등과, 시간 자원 설정, 예를 들어 주기성, 시간 오프셋, 심볼의 수 등을 포함한다. 표 3과 상이하게, 상술한 실시예에서의 NR-PBCH 콘텐츠는 RMSI 송신을 위한 제어 자원 세트의 설정을 포함하지만, TRS 설정 및/또는 DC 오프셋 설정, 또는 단지 부분적인 TRS 설정, 예를 들어 SFN, RMSI 송신을 위한 제어 자원 세트의 설정: 제어 자원 세트에 대한 주파수 자원 설정; 및 제어 자원 세트에 대한 시간 자원 설정, (온/오프, 1 안테나 포트, 디폴트 주기성, 주파수 밀도, 시간 밀도, 시간 오프셋과 같은) 부분적인 추적 RS 설정, 다른 예비 비트 및 CRC를 포함하지 않는다.
UE가 RMSI(LTE에서의 SIB1 및 SIB2와 유사함)를 찾기 위해 사용되는 스케줄링된 PDSCH에 대한 스케줄링 정보, 예를 들어 주기성, 시간 오프셋, 부대역 위치, 자원 블록 위치 등 외에, 제어 자원 세트는 또한 TRS 설정 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우), 예를 들어, PDSCH에서의 RMSI에 대한 설정 또는 부분 설정: 스케줄링된 PDSCH에 대한 주파수 자원 설정; 스케줄링된 PDSCH에 대한 시간 자원 설정; 전송 블록 크기(transport block size, TBS), MCS 등; 및 부반송파 간격, CP 길이 등의 수비학, (tx 전력/전력 부스팅, 1 이상인 경우 설정 가능한 안테나 포트, 설정 가능한 주기성, 안테나 포트 또는 NR-SS 블록의 QCL 매핑 등과 같은) 나머지 추적 RS 설정, 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)을 포함할 수 있다.
일부 실시예에서, NR-PBCH는 PDSCH에서 RMSI에 대한 최소 시스템 정보(MIB) 및 스케줄링 정보의 일부를 나타낸다. UE는 RMSI 송신을 위한 NR-PBCH에서의 인디케이션에 기초하여 스케줄링된 PDSCH를 직접 찾는다. 표 3과는 상이하게, 상술한 실시예에서의 NR-PBCH 콘텐츠는 RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정을 포함하지만, TRS 설정 및/또는 DC 오프셋 설정, 또는 단지 부분적인 TRS 설정, 예를 들어 SFN, RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정: 스케줄링된 PDSCH에 대한 주파수 자원 설정; 스케줄링된 PDSCH에 대한 시간 자원 설정; 스케줄링된 PDSCH에 대한 전송 블록 크기(TBS), MCS 등; 스케줄링된 PDSCH에 대한 부반송파 간격, CP 길이 등의 수비학, (온/오프, 1 안테나 포트, 디폴트 주기성, 주파수 밀도, 시간 밀도, 시간 오프셋과 같은) 부분적인 추적 RS 설정, 다른 예비 비트 및 CRC를 포함하지 않는다. 이러한 실시예에서, RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정 파라미터는 UE가 거기에서 RMSI를 찾아 탐지하는 스케줄링 정보이다. 따라서, 스케줄링된 PDSCH는 RMSI 또는 부분적인 RMSI, (tx 전력/전력 부스팅, 1 이상인 경우 설정 가능한 안테나 포트, 설정 가능한 주기성, 안테나 포트 또는 NR-SS 블록의 QCL 매핑 등과 같은) 나머지 추적 RS 설정, 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)을 포함한다.
일부 실시예에서, NR-PBCH는 최소 시스템 정보(MIB) 및 RMSI에 대한 PDSCH에 대한 설정의 일부를 나타낸다. UE는 NR-PBCH에서의 인디케이션에 기초하여 PDSCH를 직접 찾는다. 표 3과는 상이하게, 상술한 실시예에서의 NR-PBCH 콘텐츠는 RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정을 포함하지만, TRS 설정 및/또는 DC 오프셋 설정 또는 단지 부분적인 TRS 설정, 예를 들어 SFN, RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정(또는 2차 PBCH): PDSCH에 대한 주파수 자원 설정; PDSCH에 대한 시간 자원 설정; PDSCH에 대한 전송 블록 크기(TBS), MCS 등; 및 PDSCH에 대한 부반송파 간격, CP 길이 등의 수비학, (온/오프, 1 안테나 포트, 디폴트 주기성, 주파수 밀도, 시간 밀도, 시간 오프셋과 같은) 부분적인 추적 RS 설정, 다른 예비 비트 및 CRC를 포함하지 않는다. 이러한 실시예에서, 2차 PBCH 또는 PDSCH에 대한 설정 파라미터는 UE가 거기에서 RMSI를 찾기 위한 스케줄링 정보이다. 2차 PBCH 또는 PDSCH는 PBCH와 유사한 수비학을 가질 수 있지만, 상이한 주기성 및/또는 자원 할당을 갖는다. 2차 물리적 브로드캐스트 채널 콘텐츠는 RMSI 또는 부분적인 RMSI, (tx 전력/전력 부스팅, 1 이상인 경우 설정 가능한 안테나 포트, 설정 가능한 주기성, 안테나 포트 또는 NR-SS 블록의 QCL 매핑 등과 같은) 나머지 추적 RS 설정, 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)을 포함한다.
파라미터 또는 조합의 일부는 MIB 및/또는 SIB에서 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 암시적으로 나타내어지거나 고정될 수 있다는 것을 주목한다. 예시로서, PBCH 및/또는 RMSI의 SIB에서의 MIB에 대한 시간 자원 설정은 주기성, 시간 오프셋 및/또는 심볼의 수와 같이 고정되거나 미리 정의될 수 있다. 또한, 상술한 실시예 및 하위 실시예에서, 추적 RS 설정 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)은 미리 정의된 패턴을 사용함으로써 함께 조합될 수 있다는 것을 주목한다. 또한, 상술한 실시예 및 하위 실시예에서, 추적 RS 설정은, MIB 또는 RMSI에 나타내어지지 않는 경우, PDSCH로 반송되는 RRC 신호에 나타내어질 수 있다.
다른 가능성은 부분적 SFN을 명시적으로 나타내고, SFN의 나머지 비트를 암시적으로 나타내는 것이다. 암시적 방식은 상이한 스크램블링 시퀀스, 및/또는 상이한 RV(redundant version)와의 레이트 매칭, 및/또는 PBCH TTI 내의 각각의 SFN에서의 PBCH에 대한 상이한 CRC 마스크의 사용을 포함한다.
예를 들어, PBCH TTI가 80ms라고 가정하면, SFN의 7비트 MSB는 PBCH 페이로드에 나타내어진다. 나머지 3비트 LSB는 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 암시적으로 나타내어진다. 대안 1은 8*의 동일한 길이(NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)로 긴 스크램블링 시퀀스를 준비하는 것이다. 긴 스크램블링 시퀀스의 8개의 세그먼트는 각각 80ms의 PBCH TTI 내의 {0, 10, 20, 30, 40, 50, 60, 70ms}에서 송신된 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 PBCH 페이로드와 멀티플렉싱하는데 사용된다. 따라서, 각각의 셀은 PBCH에 대해 하나의 긴 스크램블링 시퀀스를 갖는다.
대안 2는 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이로 생성되고, 각각의 서브프레임에서 각각의 PBCH 페이로드를 위해 미리 할당된 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스를 생성하는 것이다. 따라서, 각각의 셀은 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스의 그룹을 갖는다. 짧은 스크램블링 시퀀스는 동일한 셀 특정 기본 시퀀스를 기반으로 생성될 수 있지만, 이의 직교성(orthogonality)을 유지하기 위해 기본 시퀀스의 상부에 상이한 순환 시프트 및/또는 상이한 커버 코드를 사용한다. 순환 시프트 및/또는 커버 코드는 서브프레임에 특정하다. 단순화를 위해, 커버 코드는 직교 OCC 코드 등일 수 있다.
대안 3은 4*(NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 한 쌍의 긴 스크램블링 시퀀스를 생성하는 것이다. 하나의 긴 스크램블링 시퀀스의 4개의 세그먼트는 각각 80ms의 PBCH TTI 내의 {0, 20, 40, 60ms}에서 송신된 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 PBCH 페이로드와 멀티플렉싱하는데 사용된다. 다른 긴 스크램블링 시퀀스의 4개의 세그먼트는 각각 80ms의 PBCH TTI 내의 {10, 30, 50, 70ms}에서 송신된 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 PBCH 페이로드와 멀티플렉싱하는데 사용된다. 따라서, 각각의 셀은 PBCH에 대한 한 쌍의 긴 스크램블링 시퀀스를 갖는다. 2개의 스크램블링 시퀀스는 동일한 셀-특정 기본 시퀀스를 기반으로 할 수 있지만, 이의 직교성을 유지하기 위해 기본 시퀀스의 상부에 상이한 순환 시프트 및/또는 상이한 커버 코드를 사용한다. 순환 시프트 및/또는 커버 코드는 서브프레임 그룹에 특정하다. 단순화를 위해, 커버 코드는 직교 OCC 코드 등일 수 있다.
NR에서, PBCH 페이로드가 64비트라고 가정한다. 폴라(Polar) 코딩과 레이트 매칭 후, 768비트를 가질 수 있었다. 8번 반복하면, 768*8 비트는 768*8의 길이를 갖는 Alt1 긴 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 스크램블링된다. QPSK 변조된 384*8 심볼은 8개의 RV로 세그먼트화되며, 각각의 RV는 자기 디코딩 가능한(self-decodable) 384개의 심볼을 갖는다. 각각의 RV는 1/3 오버헤드를 갖는 DMRS RE를 제외한 2개의 NR-PBCH 심볼의 384개의 RE로 매핑될 수 있다. 스크램블링 시퀀스의 각각의 세그먼트는 SFN의 3비트 LSB를 식별하는 것이다.
대안으로, 768비트는 768의 길이를 갖는 Alt2의 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 직접 스크램블링된다. Alt2의 경우에, 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스는 80ms의 PBCH TTI 내의 SFN{0, 10, 20, 30, 40, 50, 60, 70ms}을 구별하기 위해 미리 정의된다. QPSK 변조된 384개의 심볼은 자기 디코딩 가능한 384개의 심볼을 가지며, 1/3 오버헤드를 갖는 DMRS RE를 제외한 2개의 NR-PBCH 심볼의 384개의 RE로 매핑된다. 각각의 짧은 스크램블링 시퀀스는 SFN의 3비트 LSB를 식별하는 것이다.
대안으로, 4번 반복하면, 768*4 비트는 768*4의 길이를 갖는 Alt3의 한 쌍의 긴 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 스크램블링된다. Alt3의 경우에, 긴 스크램블링 시퀀스의 쌍은 80ms의 PBCH TTI 내의 SFN{0, 20, 40, 60ms} 및 {10, 30, 50, 70ms}의 두 그룹을 구별하기 위해 미리 정의된다. QPSK 변조된 384*4 심볼은 4개의 RV로 세그먼트화되며, 각각의 RV는 자기 디코딩 가능한 384개의 심볼을 갖는다. 각각의 RV는 1/3 오버헤드를 갖는 DMRS RE를 제외한 2개의 NR-PBCH 심볼의 384개의 RE로 매핑될 수 있다. 스크램블링 시퀀스의 각각의 세그먼트는 SFN의 2비트 LSB를 식별하는 것이다. 나머지 1비트 SFN은 한 쌍의 스크램블링 시퀀스에 의해 구별된다.
일부 실시예에서, 단일/다중 빔 동기화 모두를 고려한 통합된 포맷인 NR-PBCH 포맷 2가 고려된다. 빔 스위핑은 NR PSS/SSS/PBCH를 송신하는데 사용되며, 빔의 수는 설정 가능하다. 적은 수의 넓은 빔(wide beams)은 반송파 주파수<6GHz의 경우에 고려될 수 있으며; 많은 좁은 빔(Narrow beam)은 30GHz와 같은 반송파 주파수>6GHz에서 상당한 경로 손실/섀도잉(shadowing)을 방지하고 커버리지를 확장하는데 사용될 수 있다.
도 15는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 빔 송신(1500)을 도시한다. 도 15에 도시된 빔 송신(1500)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 15는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
다중 빔 NR-PSS/SSS/PBCH에 대한 빔 스위핑은 도 15에 도시되어 있으며, 여기서 SS 버스트 세트는 다수의 인접한 또는 비-인접한 SS 버스트로 구성되고, 각각의 SS 버스트는 인접한 또는 비-인접한 SS 블록의 그룹을 포함한다. SS 버스트는 또한 SS 그룹으로서 정의될 수 있고, SS 버스트 세트는 SS 그룹 세트로서 정의될 수 있다. SS 버스트/그룹 세트 내의 각각의 SS 블록 위치뿐만 아니라 SS 버스트/그룹 및 SS 버스트/그룹 세트는 각각의 주파수 대역에 대한 측정 윈도우, 예를 들어, 5ms로 미리 정의된다. SS 버스트 세트는 전체 셀 커버리지에 걸친 빔 스위핑을 수행하는데 사용된다. 각각의 SS 블록에는, 빔포밍/프리코딩/안테나 웨이트/공간 필터링과 함께 gNB/TRP에 의해 송신되는 NR-PSS/SSS/NR-PBCH가 있다. 도 15에 도시된 단일 빔은 도 15의 다중 빔의 특수한 경우로서 간주되며, 여기서 SS 블록=SS 버스트=SS 버스트 세트가 되도록 SS 버스트 당 하나의 SS 버스트 및 하나의 SS 블록만이 존재한다.
도 16은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 필수 비트 정보(1600)를 도시한다. 도 16에 도시된 필수 비트 정보(1600)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 16은 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 16에 도시된 바와 같이, PBCH에서 나타내어진 필수 정보 비트는 공통 정보와 비-공통 정보로 분할된다. 공통 정보는 SS 버스트 내의 SS 블록 및/또는 SS 버스트 세트 내의 다수의 SS 블록 중에서와 같이 설정된 시간 주기를 통해 코히어런트하게 조합될 수 있지만; 비-공통 정보는 무선 프레임 인덱스의 LSB, 서브프레임 인덱스, 심볼 인덱스 및 상이한 경우 SS 블록 특정 TRS 설정을 포함하는 특정 자원 설정과 같은 SS 블록에 대한 특정 정보를 포함할 수 있다. 다중 빔 NR-SS 블록의 경우에, TRS는 빔 특정 또는 빔 버스트 특정 RRM 측정을 위해 설정될 수 있다. 상술한 실시예에 도시된 DC 오프셋 설정 및/또는 TRS 설정의 예는 또한 다수의 SS 블록에 공통인 상응하는 설정에도 적용될 수 있다.
코딩 방식 및 자원 매핑은 각각 공통 및 비-공통 정보에 대해 별개로 설계될 수 있다. CRC의 코드워드와 길이는 상이할 수 있다. LTE에서, TBCC(tail-bite convolutional coding)는 PBCH에 사용된다. 공통 또는 비-공통의 정보 비트 수가 적은 경우, 간단한 코딩 방식, 예를 들어, 리드-뮬러(Reed-Muller) 코드는 고속 탐지를 위해 사용될 수 있다.
공통 및 비-공통 정보가 별개로 코딩되지만, 이는 둘 다 심볼 경계가 있거나 없는 PBCH 심볼로 매핑된다. 고정된 비트 수를 갖는 공통 정보가 먼저 디코딩된다. 나머지 비트의 수는 공통 정보에 따라 설정 가능할 수 있다. 공통 정보의 인디케이션에 따르면, UE는 다음의 비-공통 부분의 정보 비트의 길이를 알 수 있다. 비-공통 정보가 없다면, UE는 PBCH 심볼 내에서 다음의 비트 탐지를 스킵할 수 있다. 따라서, PBCH의 수는 공통 정보 인디케이션에 기초하여 설정 가능하다.
상술한 실시예에서의 NR-PBCH 콘텐츠는 표 4에 도시되어 있다. 공통 및 비-공통 정보에 대한 페이로드 크기, 및/또는 공통 및 비-공통 정보를 반송하기 위해 매핑되는 PBCH에서의 RE의 수는 상이한 반송파 주파수 범위에 대해 상이할 수 있다. 예를 들어, 반송파 주파수 범위 0 내지 6 GHz에 대한 비-공통 정보를 송신하는 수 비트 및/또는 RE의 수는 반송파 주파수 범위 6 내지 60 GHz에 대한 것보다 더 작을 수 있다.
| NR 설계 | NR-PBCH 포맷 2 |
| 기능 | MIB 획득, [셀 ID 획득을 확인함] |
| 포함된파라미터 | 공통 정보는 SFN을 포함할 수 있음 SFN=7의 경우, SFN=(무선 프레임 수) MOD8 SFN=8의 경우, SFN=(무선 프레임 수) MOD4 SFN=9의 경우, SFN=(무선 프레임 수) MOD2 SFN=10의 경우, SFN=(무선 프레임 수) RMSI 송신을 위한 설정 PDSCH의 설정 또는 PDSCH의 RMSI의 경우에 PDSCH를 위한 제어 자원 세트의 설정 2차 PBCH의 설정 또는 2차 PBCH에서의 RMSI 또는 부분 RMSI의 경우에 PDSCH 또는 (추적 RS 공통 설정이 파라미터 또는 파라미터의 임의의 조합을 포함할 수 있는) PDSCH TRS 온/오프 TRS 포트 수 TRS 주기 TRS 주파수 밀도(TRS가 수신되고 RE/부반송파가 RB 내에 인접/근접한 또는 분산/이격될 수 있는 OFDM 심볼 내에서 RB 당 TRS에 대해 사용되는 RE/부반송파의 수) TRS 시간 밀도(하나의 슬롯/서브프레임 내에서 RE/심볼이 인접/근접한 또는 분산/이격될 수 있는 하나의 슬롯/서브프레임 내에서 TRS를 위해 사용되는 OFDM 심볼의 수) TRS 자원 설정(서브프레임, 자원 블록 인덱스, 부대역, 자원 요소 인덱스, 주파수 밀도, 시간 밀도, 패턴 등을 포함함) TRS 전력(설정 가능한 경우) DC 오프셋(설정 가능한 경우) 시스템 대역폭 내의 NR-SS 블록의 가능한 주파수 위치 예를 들어 6GHz 미만의 주파수 범위에서 minBW=5MHz 및 maxBW=40MHz의 경우에, 3비트는 8개의 가능한 주파수 위치를 나타내는 데 사용된다. 예를 들어, 6GHz 미만의 주파수 범위에서 minBW=10MHz 및 maxBW=40MHz의 경우에, 2비트는 4개의 가능한 주파수 위치를 나타내는 데 사용된다. 예를 들어, 24GHz 내지 52.6GHz의 주파수 범위에서 minBW=50MHz 및 maxBW=400MHz의 경우에, 3비트는 8개의 가능한 주파수 위치를 나타내는 데 사용된다. 예를 들어, 24GHz 내지 52.6GHz의 주파수 범위에서 minBW=100MHz 및 maxBW=400MHz의 경우에, 2비트는 4개의 가능한 주파수 위치를 나타내는 데 사용된다. 빔 스위핑을 위한 빔 공통 설정은 단일 빔 또는 다중 빔 SS 블록 주기 주기 당 SS 블록 패턴: SS 버스트 세트, SS 버스트 세트 당 SS 버스트의 수, SS 버스트 당 SS 블록의 수, 다른 예비 비트를 포함할 수 있으며, 비-공통 정보는 SFN=7의 경우에 무선 프레임 수의 LSB, SFN=8의 경우에 80ms(1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8) 내의 무선 프레임 수의 3비트 LSB, SFN=9의 경우에 40ms(1, 2, 3, 4) 내의 무선 프레임 수의 2비트 LSB, SFN=10의 경우에 20ms(1, 2) 내의 무선 프레임 수의 1비트 LSB, 0비트 LSB를 포함할 수 있으며, 빔을 위한 빔 비-공통 설정은 버스트 세트 당 SS 블록 인덱스: 버스트 세트 내의 로컬화된 SS 블록 인덱스 또는 버스트 당 SS 블록 인덱스: 버스트 내의 로컬화된 SS 블록 인덱스 또는 각각의 SS 블록의 시작 심볼 인덱스 SS 버스트 세트 당 SS 버스트 인덱스 무선 프레임 당 하프 프레임 인덱스(예를 들어, 무선 프레임 내의 제1 또는 제2 5ms) TRS 자원 설정을 포함하는 비-공통 설정(5비트 내지 10 비트)(비-공통인 경우)을 스위프함 |
| 블라인드 탐지의 필요 | 없음 |
| 신뢰도 | 높은 공통 및 비-공통 정보는 상이한 낮은 유효 코드 레이트를 가진 별개의 CRC에 의해 보호됨 |
일부 실시예에서, NR-PBCH는 최소 시스템 정보(MIB)의 일부를 나타내고, RMSI는 PDSCH에서 반송되며, 여기서 RMSI 송신 설정은 PDSCH의 스케줄링 정보를 나타내기 위해 제어 자원 세트, 예를 들어 PDCCH를 사용한다. NR-PBCH는 UE에게 제어 자원 세트를 어디에서 찾을지를 나타낸다. PDCCH를 탐지한 후, UE는 스케줄링된 PDSCH에서 RMSI를 얻을 수 있다. 예를 들어, LTE의 UE는 PDSCH의 스케줄링 정보를 얻기 위해 특별한 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)로 PDCCH를 검색한다.스케줄링된 PDSCH의 스케줄링 정보는 몇몇 선택적 필드로 인해 가변적인 SI 페이로드 크기로 인해 변경될 수 있다. NR-PBCH 콘텐츠가 자주 변경되는 것을 피하기 위해, PDCCH와 같은 제어 자원 세트에 대한 설정은 스케줄링된 PDSCH 대신에 NR-PBCH에 포함된다. 이는 수신기 측에서 코히어런트 조합을 더 쉽게 한다. 제어 자원 세트에 대한 설정은 주파수 자원 설정, 예를 들어, 대역폭, 부대역 등과, 시간 자원 설정, 예를 들어 주기성, 시간 오프셋, 심볼의 수 등을 포함한다. 표 3과 상이하게, 상술한 실시예에서의 NR-PBCH 콘텐츠는 RMSI 송신을 위한 제어 자원 세트의 설정을 포함하지만, TRS 설정 및/또는 DC 오프셋 설정, 또는 단지 부분적인 TRS 설정, 예를 들어 SFN, RMSI 송신을 위한 제어 자원 세트의 설정: 제어 자원 세트에 대한 주파수 자원 설정; 및 제어 자원 세트에 대한 시간 자원 설정, 빔 스위핑을 위한 빔 공통 설정, (온/오프, 1 안테나 포트, 디폴트 주기성, 주파수 밀도, 시간 밀도, 시간 오프셋과 같은) 부분적인 추적 RS 설정, 다른 예비 비트 및 CRC를 포함하지 않는다.
UE가 RMSI(LTE 사양에서의 SIB1 및 SIB2와 유사함)를 찾기 위해 사용되는 스케줄링된 PDSCH에 대한 스케줄링 정보, 예를 들어 주기성, 시간 오프셋, 부대역 위치, 자원 블록 위치 등 외에, 제어 자원 세트는 또한 TRS 설정 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우), 예를 들어, PDSCH에서의 RMSI에 대한 설정 또는 부분 설정: 스케줄링된 PDSCH에 대한 주파수 자원 설정; 스케줄링된 PDSCH에 대한 시간 자원 설정; 전송 블록 크기(transport block size, TBS), MCS 등; 및 부반송파 간격, CP 길이 등의 수비학, (tx 전력/전력 부스팅, 1 이상인 경우 설정 가능한 안테나 포트, 설정 가능한 주기성, 안테나 포트 또는 NR-SS 블록의 QCL 매핑 등과 같은) 나머지 추적 RS 설정, 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)을 포함할 수 있다.
일부 실시예에서, NR-PBCH는 PDSCH에서 RMSI에 대한 최소 시스템 정보(MIB) 및 스케줄링 정보의 일부를 나타낸다. UE는 RMSI 송신을 위한 NR-PBCH에서의 인디케이션에 기초하여 스케줄링된 PDSCH를 직접 찾는다. 표 3과는 상이하게, 상술한 실시예에서의 NR-PBCH 콘텐츠는 RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정을 포함하지만, TRS 설정 및/또는 DC 오프셋 설정, 또는 단지 부분적인 TRS 설정, 예를 들어 SFN, RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정: 스케줄링된 PDSCH에 대한 주파수 자원 설정; 스케줄링된 PDSCH에 대한 시간 자원 설정; 스케줄링된 PDSCH에 대한 전송 블록 크기(TBS), MCS 등; 스케줄링된 PDSCH에 대한 부반송파 간격, CP 길이 등의 수비학, 빔 스위핑을 위한 빔 공통 설정, (온/오프, 1 안테나 포트, 디폴트 주기성, 주파수 밀도, 시간 밀도, 시간 오프셋과 같은) 부분적인 추적 RS 설정, 다른 예비 비트 및 CRC를 포함하지 않는다. 이러한 실시예에서, RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정 파라미터는 UE가 거기에서 RMSI를 찾아 탐지하는 스케줄링 정보이다. 따라서, 스케줄링된 PDSCH는 RMSI 또는 부분적인 RMSI, (tx 전력/전력 부스팅, 1 이상인 경우 설정 가능한 안테나 포트, 설정 가능한 주기성, 안테나 포트 또는 NR-SS 블록의 QCL 매핑 등과 같은) 나머지 추적 RS 설정, 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)을 포함한다.
일부 실시예에서, NR-PBCH는 최소 시스템 정보(MIB) 및 RMSI에 대한 PDSCH에 대한 설정의 일부를 나타낸다. UE는 NR-PBCH에서의 인디케이션에 기초하여 PDSCH를 직접 찾는다. 표 3과는 상이하게, 상술한 실시예에서의 NR-PBCH 콘텐츠는 RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정을 포함하지만, TRS 설정 및/또는 DC 오프셋 설정 또는 단지 부분적인 TRS 설정, 예를 들어 SFN, RMSI 송신을 위한 PDSCH의 설정(또는 2차 PBCH): PDSCH에 대한 주파수 자원 설정; PDSCH에 대한 시간 자원 설정; PDSCH에 대한 전송 블록 크기(TBS), MCS 등; 및 PDSCH에 대한 부반송파 간격, CP 길이 등의 수비학, 빔 스위핑을 위한 빔 공통 설정, (온/오프, 1 안테나 포트, 디폴트 주기성, 주파수 밀도, 시간 밀도, 시간 오프셋과 같은) 부분적인 추적 RS 설정, 다른 예비 비트 및 CRC를 포함하지 않는다. 이러한 실시예에서, 2차 PBCH 또는 PDSCH에 대한 설정 파라미터는 UE가 거기에서 RMSI를 찾기 위한 스케줄링 정보이다. 2차 PBCH 또는 PDSCH는 PBCH와 유사한 수비학을 가질 수 있지만, 상이한 주기성 및/또는 자원 할당을 갖는다. 2차 물리적 브로드캐스트 채널 콘텐츠는 RMSI 또는 부분적인 RMSI, (tx 전력/전력 부스팅, 1 이상인 경우 설정 가능한 안테나 포트, 설정 가능한 주기성, 안테나 포트 또는 NR-SS 블록의 QCL 매핑 등과 같은) 나머지 추적 RS 설정, 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)을 포함한다.
파라미터 또는 조합의 일부는 MIB 및/또는 SIB에서 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 암시적으로 나타내어지거나 고정될 수 있다는 것을 주목한다. 예시로서, PBCH 및/또는 RMSI의 SIB에서의 MIB에 대한 시간 자원 설정은 주기성, 시간 오프셋 및/또는 심볼의 수와 같이 고정되거나 미리 정의될 수 있다. 또한, 상술한 실시예 및 하위 실시예에서, 추적 RS 설정 및 DC 오프셋 설정(설정 가능한 경우)은 미리 정의된 패턴을 사용함으로써 함께 조합될 수 있다는 것을 주목한다. 또한, 상술한 실시예 및 하위 실시예에서, 추적 RS 설정은, MIB 또는 RMSI에 나타내어지지 않는 경우, PDSCH로 반송되는 RRC 신호에 나타내어질 수 있다.
SS 블록의 설정과 관련하여, 하위 실시예는 RRC 시그널링에 의해 SS 버스트 세트에서 SS 블록의 실제 송신의 UE 특정 설정을 반정적으로 나타내는 것이며, 여기서 실제로 송신된 NR-SS 블록의 설정은 UE 모니터링을 위한 NR-SS 블록 인덱스의 시작/끝, 또는 UE 모니터링을 위한 NR-SS 블록 인덱스의 시작/끝의 다수의 세트, 또는 NR-SS 블록 인덱스의 시작 플러스 UE 모니터링을 위한 NR-SS 블록의 지속 기간 및/또는 수, 또는 NR-SS 블록 인덱스의 시작 플러스 UE 모니터링을 위한 NR-SS 블록의 지속 기간 및/또는 수의 세트를 포함할 수 있다. 예를 들어, 6GHz 이상인 경우, gNB가 NR-SS 블록의 최대 6비트 시작 인덱스와 NR-SS 블록의 최대 6비트 끝 인덱스를 나타낼 수 있도록 최대 64 NR-SS 블록이 존재한다. UE 모니터링을 위해 나타내어진 윈도우(예를 들어, 윈도우는 시작 및 끝 블록 인덱스 사이의 NR-SS 블록일 수 있음) 동안 일부 NR-SS 블록이 스위치 오프되는 경우에, DCI의 비트는 UE의 PDSCH가 NR-SS 블록 심볼(예를 들어, 1 또는 2비트 DCI)과 멀티플렉싱되도록 스케줄링되는 경우에 인디케이션을 위해 사용될 수 있다. 이러한 정보를 이용하여, 사용자는 NR-SS 블록이 할당된 PDSCH 자원과 중첩되고/되거나 DL NR-SS 블록을 포함하는 DL 서브프레임에서 제어/데이터 신호를 탐지하기 위해 나머지 슬롯/심볼을 이용하는 경우에 PDSCH의 레이트 매칭을 행할 수 있다.
다른 하위 실시예는 RRC 시그널링에 의해 SS 버스트 세트에서 SS 블록의 실제 송신의 UE 특정 설정의 일부를 반정적으로 나타내는 것이다. NR-SS 블록 송신은 강한 RSRP를 가질 수 있으며(예를 들어, RSRP는 임계값보다 크며, 임계값은 고정되거나, 미리 정의되거나, 설정 가능함), 레이트 매칭은 PDSCH를 위해 할당된 자원이 SS 블록과 중첩되거나 부분적으로 중첩될 때 PDSCH 송신을 위해 수행된다.
다른 하위 실시예는 SS 버스트 세트 또는 PDCCH의 설정의 일부에서 SS 블록의 실제 송신의 UE 특정 설정을 동적으로 나타내는 것이다. 예를 들어, DCI에서의 1비트 또는 1비트 이상은 하나 또는 여러 SS 블록이 UE의 PDSCH의 할당된 자원에 존재하는지 또는 존재하지 않는지를 나타낸다. 상응하는 비트가 "1"로서 설정되면, UE는 SS 블록 자원이 PDSCH 대역폭과 중첩되거나 부분적으로 중첩될 때 PDSCH를 수신하는 PSS, SSS 및/또는 PBCH가 있는 심볼 상에서 레이트 매칭을 수행할 수 있다. 상응하는 비트가 "0"으로서 설정되면, UE는 SS 블록 자원이 PDSCH 대역폭과 중첩되지 않으므로 PDSCH를 수신하는 심볼 상에서 레이트 매칭을 수행할 필요가 없다.
다른 하위 실시예는 실제로 송신된 (활성/비활성) NR-SS 블록 설정이 UE에 투명하다는 것이다. 스케줄링은 NR-SS 블록과 중첩되지 않거나 부분적으로 중첩됨으로써 PDSCH의 레이트 매칭을 회피하도록 시도할 수 있다.
다른 가능성은 부분적 SFN을 명시적으로 나타내고 SFN의 나머지 비트를 암시적으로 나타내는 것이다. 암시적 방식은 상이한 스크램블링 시퀀스, 및/또는 상이한 RV(redundant version)와의 레이트 매칭, 및/또는 PBCH TTI 내의 각각의 SFN에서의 PBCH에 대한 상이한 CRC 마스크의 사용을 포함한다. 예를 들어, PBCH TTI가 80ms라고 가정하면, SFN의 7비트 MSB는 PBCH 페이로드에 나타내어진다. 나머지 3비트 LSB는 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 암시적으로 나타내어진다.
대안 1은 8*의 동일한 길이(NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)로 긴 스크램블링 시퀀스를 준비하는 것이다. 긴 스크램블링 시퀀스의 8개의 세그먼트는 각각 80ms의 PBCH TTI 내의 {0, 10, 20, 30, 40, 50, 60, 70ms}에서 송신된 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 PBCH 페이로드와 멀티플렉싱하는데 사용된다. 따라서, 각각의 셀은 PBCH에 대해 하나의 긴 스크램블링 시퀀스를 갖는다.
대안 2는 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이로 생성되고, 각각의 서브프레임에서 각각의 PBCH 페이로드를 위해 미리 할당된 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스를 생성하는 것이다. 따라서, 각각의 셀은 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스의 그룹을 갖는다. 짧은 스크램블링 시퀀스는 동일한 셀 특정 기본 시퀀스를 기반으로 생성될 수 있지만, 이의 직교성을 유지하기 위해 기본 시퀀스의 상부에 상이한 순환 시프트 및/또는 상이한 커버 코드를 사용한다. 순환 시프트 및/또는 커버 코드는 서브프레임에 특정하다. 단순화를 위해, 커버 코드는 직교 OCC 코드 등일 수 있다.
대안 3은 4*(NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 한 쌍의 긴 스크램블링 시퀀스를 생성하는 것이다. 하나의 긴 스크램블링 시퀀스의 4개의 세그먼트는 각각 80ms의 PBCH TTI 내의 {0, 20, 40, 60ms}에서 송신된 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 PBCH 페이로드와 멀티플렉싱하는데 사용된다. 다른 긴 스크램블링 시퀀스의 4개의 세그먼트는 각각 80ms의 PBCH TTI 내의 {10, 30, 50, 70ms}에서 송신된 (NR-SS 블록 당 PBCH 코딩된 비트의 수)의 길이를 갖는 PBCH 페이로드와 멀티플렉싱하는데 사용된다. 따라서, 각각의 셀은 PBCH에 대한 한 쌍의 긴 스크램블링 시퀀스를 갖는다. 2개의 스크램블링 시퀀스는 동일한 셀-특정 기본 시퀀스를 기반으로 할 수 있지만, 이의 직교성을 유지하기 위해 기본 시퀀스의 상부에 상이한 순환 시프트 및/또는 상이한 커버 코드를 사용한다. 순환 시프트 및/또는 커버 코드는 서브프레임 그룹에 특정하다. 단순화를 위해, 커버 코드는 직교 OCC 코드 등일 수 있다.
NR에서, PBCH 페이로드가 64비트라고 가정한다. 폴라(Polar) 코딩과 레이트 매칭 후, 768비트를 가질 수 있었다. 8번 반복하면, 768*8 비트는 768*8의 길이를 갖는 Alt1 긴 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 스크램블링된다. QPSK 변조된 384*8 심볼은 8개의 RV로 세그먼트화되며, 각각의 RV는 자기 디코딩 가능한 384개의 심볼을 갖는다. 각각의 RV는 1/3 오버헤드를 갖는 DMRS RE를 제외한 2개의 NR-PBCH 심볼의 384개의 RE로 매핑될 수 있다. 스크램블링 시퀀스의 각각의 세그먼트는 SFN의 3비트 LSB를 식별하는 것이다.
대안으로, 768비트는 768의 길이를 갖는 Alt2의 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 직접 스크램블링된다. Alt2의 경우에, 8개의 짧은 스크램블링 시퀀스는 80ms의 PBCH TTI 내의 SFN{0, 10, 20, 30, 40, 50, 60, 70ms}을 구별하기 위해 미리 정의된다. QPSK 변조된 384개의 심볼은 자기 디코딩 가능한 384개의 심볼을 가지며, 1/3 오버헤드를 갖는 DMRS RE를 제외한 2개의 NR-PBCH 심볼의 384개의 RE로 매핑된다. 각각의 짧은 스크램블링 시퀀스는 SFN의 3비트 LSB를 식별하는 것이다.
대안으로, 4번 반복하면, 768*4 비트는 768*4의 길이를 갖는 Alt3의 한 쌍의 긴 스크램블링 시퀀스를 사용함으로써 스크램블링된다. Alt3의 경우에, 긴 스크램블링 시퀀스의 쌍은 80ms의 PBCH TTI 내의 SFN{0, 20, 40, 60ms} 및 {10, 30, 50, 70ms}의 두 그룹을 구별하기 위해 미리 정의된다. QPSK 변조된 384*4 심볼은 4개의 RV로 세그먼트화되며, 각각의 RV는 자기 디코딩 가능한 384개의 심볼을 갖는다. 각각의 RV는 1/3 오버헤드를 갖는 DMRS RE를 제외한 2개의 NR-PBCH 심볼의 384개의 RE로 매핑될 수 있다. 스크램블링 시퀀스의 각각의 세그먼트는 SFN의 2비트 LSB를 식별하는 것이다. 나머지 1비트 SFN은 한 쌍의 스크램블링 시퀀스에 의해 구별된다.
도 17은 본 개시의 실시예에 따른 NR-PBCH 설정(1700)을 위한 방법의 흐름도를 도시한다. 도 17에 도시된 NR-PBCH 설정(1700)을 위한 방법의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 17은 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
NR-PBCH의 설정을 위한 일반적인 단계는 도 17에 도시된다. 흐름도의 모듈 또는 모듈 내의 기능 중 일부는 어떤 영향을 미치지 않도록 디폴트 값으로서 설정될 수 있음을 주목한다.
도 17에 도시된 바와 같은 NR-PBCH 콘텐츠 
(1701)의 페이로드는 최대 두 부분으로 분할될 수 있다. 일 실시예에서, NR-PBCH 콘텐츠는 공통 정보만을 가지며, 
및 
는 모든 공통 비트의 크기이다. 다른 실시예에서, NR-PBCH 콘텐츠는 공통 정보 및 비-공통 정보를 모두 가지며, 
는 이에 상응하여 공통 비트 및 비-공통 비트의 크기이다. 
은 동일하지 않을 수 있다. 또한 
(예를 들어, 
은 공통 정보 비트를 나타냄)는 상이한 반송파 주파수 범위에 대해 상이할 수 있으며, 
(예를 들어, 
은 비-공통 정보 비트를 나타냄)는 상이한 반송파 주파수 범위에 대해 상이할 수 있다. 예를 들어, 반송파 주파수 범위 0 내지 6GHz에 대한 
의 값은 반송파 주파수 범위 6 내지 60GHz에 대한 
의 값보다 작을 수 있다.
단계(1702)에서 CRC 첨부(attachment) 모듈에서, 전체 전송 블록은 CRC 패리티 비트를 계산하는데 사용되며, 생성된 패리티 비트는 
로서 나타내어지며, 
는 각각의 코드워드에 대한 패리티 검사 비트의 길이 또는 이와 동등하게 CRC의 길이이다. 인코딩되는 다수의 코드워드
가 있는 경우, 값 
은 각각의 코드워드에 대해 동일하거나 상이할 수 있다. 예를 들어, 
은 0(CRC 첨부 없음), 또는 4, 또는 8, 또는 16, 또는 24와 같을 수 있으며, 각각의 코드워드에 대해 독립적으로 선택될 수 있다. 일례로, 
이다.
도 18은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 프레임 구조(1800)를 도시한다. 도 18에 도시된 프레임 구조(1800)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 18은 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
도 18에 도시된 바와 같이, 일 실시예에서, PBCH의 공통 정보는 에러 탐지를 위해 더 긴 CRC(1801)(예를 들어, LTE에서와 동일한 16비트 CRC)를 사용할 수 있지만, 더 적은 비트 수를 갖는 PBCH의 비-공통 정보는 짧은 CRC(1802)(예를 들어, 4비트 CRC)를 사용할 수 있다. 다른 실시예에서, 하나의 CRC(1803)만이 공통 정보를 보호하는데 사용되지만, CRC는 비-공통 정보에 적용되지 않는다. 다른 실시예에서, 짧은 CRC(1804)(CRC가 없는 0비트 CRC일 수 있음을 주목함)는 공통 정보에 의해 생성되고, 긴 CRC(1805)는 공통 및 비-공통 정보에 의해 공동으로 생성된다. 특수한 케이스는 1807에 도시된 바와 같이 반복된 비-공통 정보를 자신의 CRC로서 사용하는 것이며, 여기서 수신기는 각각의 무선 프레임 또는 각각의 SS-블록에 대한 소프트-조합(soft-combining)에 기초하여 짧은 비-공통 정보의 로버스트네스를 더 향상시킬 수 있다. PBCH의 공통 및 비-공통 정보에 대해 별개의 코드워드를 사용하는 동기는 다수의 SS 블록 또는 다수의 무선 프레임의 코히어런트 조합으로 유연한 수신을 가능하게 하고, 사용자 블라인드 탐지의 복잡성을 줄이면서 SS 블록 또는 무선 프레임마다 PBCH의 신속한 식별을 가능하게 하는 것이다.
CRC 비트의 생성 후에, CRC 마스크 
는 gNB 송신 안테나 구성에 따라 CRC 시퀀스를 스크램블링하는데 이용될 수 있다. 스크램블링으로부터의 출력은 도 17에 도시된 바와 같이 
(1703)에 의해 주어지며, 여기서 
, 
이고, 
mod 2, 
이다. 모든 
에 대해 
을 선택함으로써, 스크램블링 절차는 CRC 비트에 영향을 주지 않는다. 일 실시예에서, CRC 마스크의 선택은 송신 안테나 포트의 특정 수에 대한 NR-PBCH에 대한 것과 동일할 수 있다. 다른 실시예에서, NR-PBCH에 대한 송신 안테나 포트의 수가 미리 정의/고정되어 UE에 알려지는 경우에 이용되는 CRC 마스크 시퀀스는 존재할 수 없다.
도 17에 도시된 바와 같이 단계(1704)에서 채널 코딩 모듈에 입력되는 정보 비트는 
에 의해 나타내어지고, 여기서 
는 코드워드 i에 대해 인코딩될 정보 비트의 수를 나타낸다. 채널 코딩 코드는 정보 비트에 이용되어 도 17에 도시된 바와 같이 인코딩된 코드워드 
(1705)를 생성할 수 있다. 하나 또는 다수의 채널 코딩 방식은 이러한 모듈에 이용될 수 있다. 인코딩될 다수의 코드워드가 있는 경우
, 채널 코딩 방식은 각각의 코드워드에 대해 동일하거나 상이할 수 있음을 주목한다. 인코딩된 길이 
(예를 들어, 
은 공통 정보 비트의 인코딩된 길이를 나타냄)는 상이한 반송파 주파수 범위에 대해 상이할 수 있고, 
(예를 들어 
은 비-공통 정보 비트의 인코딩된 길이를 나타냄)는 상이한 반송파 주파수 범위에 대해 상이할 수 있음을 주목한다.
예를 들어, 반송파 주파수 범위 0 내지 6 GHz에 대한 
의 값은 반송파 주파수 범위 6 내지 60 GHz에 대한 
의 값보다 더 작을 수 있다. 또한, 상이한 반송파 주파수에 대한 메시지 비트 및 인코딩된 길이가 상이한 경우, 채널 코딩 방식은 또한 상이한 반송파 주파수에 대해 상이할 수 있음을 주목한다. 일례에서, RM(Reed-Muller) 코드는 인코딩된 코드워드를 생성하는데 이용될 수 있으며, 여기서 
및 
는 RM 코드의 레이트이다. 다른 예에서, TBCC(tail biting convolutional code)는 인코딩된 코드워드를 생성하는데 이용될 수 있으며, 여기서 
이고, 3개의 코드 스트림은 레이트 -1/3 TBCC 인코더에 의해 출력된다(인코딩된 코드워드는 
로서 나타내어질 수 있으며, 여기서 
이다). 또 다른 예에서, 저밀도 패리티 체크(low-density parity-check, LDPC) 코드는 인코딩된 코드워드를 생성하는데 이용될 수 있으며, 여기서 
이고, 
는 LDPC 코드의 레이트이다. 또 다른 예에서, 폴라 코드가 인코딩된 코드워드를 생성하는데 이용될 수 있으며, 여기서 
이고, 
는 폴라 코드의 레이트이다. 또 다른 예에서, 터보(Turbo) 코드는 인코딩된 코드워드를 생성하는데 이용될 수 있으며, 여기서 
이고, 3개의 코드 스트림은 레이트 -1/3 터보 인코더에 의해 출력된다(인코딩된 코드워드는 
로서 나타내어질 수 있으며, 여기서 
임).
인코딩된 코드워드는 레이트 매칭 모듈(도 13의 1306)에 전달된다. 
또는 
가 반복되고/되거나 절단(truncate)되어 원하는 길이를 가진 시퀀스를 구성한다. 그 후, (인터리빙 인덱스 시퀀스를 생성하기 위해 셀 ID를 사용하지 않고) 인터리빙이 원한다면 수행되어, 도 17에 도시된 바와 같이 다수의 코드워드가 이러한 모듈(1707)에서 조합되는지에 따라 출력 시퀀스 
또는 
를 생성한다. 인터리빙 인덱스 시퀀스는 인터리빙의 효과가 수행되지 않도록 구성될 수 있음을 주목한다(인터리빙이 없는 때와 동일함). 일 실시예에서, 다수의 코드워드가 이전의 모듈로부터 인코딩되는 경우, 이는 조합되고, 레이트 매칭되며, 함께 인터리빙될 수 있다. 다른 실시예에서, 다수의 코드워드가 이전의 모듈로부터 인코딩되는 경우, 이는 레이트 매칭되고, 별개로 인터리빙될 수 있다.
(다수의 코드워드가 채널 코딩 모듈에서 조합되는지에 따라) 비트 
또는 
의 블록은 도 17에 도시된 바와 같이 변조(1708)에 앞서 셀 특정 시퀀스로 스크램블링되어, (다수의 코드워드가 채널 코딩 모듈에서 조합되는지에 따라) 스크램블링된 비트 
또는 
의 블록을 생성시킨다.
(다수의 코드워드가 채널 코딩 모듈에서 조합되는지에 따라) 비트 
또는 
의 블록은 도 17에 도시된 바와 같이 변조되어(1710), 도 17에 도시된 바와 같이 다수의 코드워드가 채널 코딩 모듈(1711)에서 조합되는지에 따라 복소수 값 변조 심볼 
또는 
의 블록을 생성시키며, 여기서 
는 심볼의 수이다. 다수의 코드워드가 조합되지 않은 경우, 이는 동일한 또는 상이한 변조 방식을 사용하여 별개로 변조될 수 있다. 일례로, NR-SSS에 대한 변조 방식은 BPSK일 수 있다. 다른 예로, NR-SSS에 대한 변조 방식은 QPSK일 수 있다. 또 다른 예로, NR-SSS에 대한 변조 방식은 M-FSK일 수 있다. 또 다른 예로, NR-SSS에 대한 변조 방식은 OOK일 수 있다.
변조 심볼의 블록은 도 17에 도시된 바와 같이 계층에 매핑되고 프리코딩되어(1712), 도 17에 도시된 바와 같이 벡터 
또는 
의 블록을 생성하며, 여기서 
이고, P는 NR-SSS 송신을 위한 포트의 수이다(1713). 다수의 코드워드가 이전의 모듈로부터 생성되고, 이러한 모듈까지 결합되지 않는 경우, 이는 이러한 모듈에서 먼저 조합된 다음 계층에 매핑되어 공동으로 프리코딩될 수 있거나, 계층에 매핑되어 별개로 프리코딩될 수 있다. 일 실시예에서, 계층의 수는 1로 설정되고, 프리코딩 매트릭스는 항등 매트릭스(계층 매핑 또는 프리코딩이 없는 것과 동등하고, 이러한 모듈의 입출력은 동일함)이다. 다른 실시예에서, 계층 매핑 및 프리코딩을 위한 방법은 LTE 사양에서의 계층 매핑 및 프리코딩 방법에 따를 수 있다.
또 다른 실시예에서, NR-SSS 및 NR-PBCH가 공동으로 코딩되는 경우, 계층 매핑 및 프리코딩 방법은 NR-PBCH에 대한 방법과 동일할 수 있다. 각각의 안테나 포트 P에 대한 복소수 값 심볼 
또는 
의 블록은 도 17에 도시된 바와 같이 NR-SSS 송신을 위해 이용 가능한 M개의 자원 요소에 매핑된다(1714). 심볼의 다수의 스트림이 이전의 모듈로부터 생성되면, 이는 매핑 전에 이러한 모듈에서 조합된다. 일 실시예에서, 자원 요소 
에 대한 매핑은 먼저 인덱스 j, 그 다음 서브프레임 0에서의 슬롯 1의 인덱스 k 및 최종적으로 무선 프레임 수의 순서로 증가할 수 있다. 다른 실시예에서, 다수의 코드워드(예를 들어, 이에 상응하여 공통 및 비-공통 정보를 반송하는 2개의 코드워드)는 주파수 도메인에서 연속적인 RE에 별개로 매핑된다(예를 들어, 1901, 1902 및 1903, 이는 도 19에 도시된 바와 같이 상이한 주파수 멀티플렉싱 위치 및 상이한 PBCH 심볼에 대한 상이한 멀티플렉싱에 상응함).
도 19는 본 개시의 실시예에 따른 공통 및 비-공통 정보(1900)에 대한 예시적인 RE를 도시한다. 도 19에 도시된 공통 및 비-공통 정보(1900)에 대한 RE의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 19는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
또 다른 실시예에서, 다수의 코드워드(예를 들어, 이에 상응하여 공통 및 비-공통 정보를 반송하는 2개의 코드워드)는 서로 IFDM 매핑된다(예를 들어, 각각의 코드워드는 주파수 도메인에서 인터리빙된 RE에 매핑된다)(예를 들어, 1904 및 1905는 도 19에 도시된 바와 같이 상이한 PBCH 심볼에 대한 동일한 및 상이한 IFDM 패턴에 상응한다). 또 다른 실시예에서, 다수의 코드워드(예를 들어, 이에 상응하여 공통 및 비-공통 정보를 반송하는 2개의 코드워드)는 서로 블록 IFDM 매핑된다(예를 들어, 각각의 코드워드는 주파수 도메인에서 인터리빙된 RE의 블록에 매핑된다)(예를 들어, 1906 및 1907은 상이한 PBCH 심볼에 대한 동일한 및 상이한 블록 IFDM 패턴에 상응한다).
도 19는 단지 예시를 위한 것이며, 동일한 설계가 심볼 내의 상이한 수의 심볼 및 상이한 수의 RE로 일반화될 수 있음을 주목한다. 또한, PBCH에 대해 다수의 OFDM 심볼이 사용되는 경우, 공통 및 비-공통 정보에 대한 RE의 멀티플렉싱 방법은 심볼에 걸쳐 동일하거나 상이할 수 있음을 주목한다. 일 실시예에서, DMRS가 또한 PBCH의 복조를 위해 지원되는 경우, 비-공통 정보에 대한 RE는 DMRS와 동일하거나 유사한 패턴을 사용하여 IFDM 또는 블록 IFDM 매핑될 수 있다. 예를 들어, 비-공통 정보에 대한 DMRS 및 RE의 페이로드가 동일한 경우, 비-공통 정보에 대한 RE는 DMRS에 대한 RE에 인접하여 매핑된다. 다른 예로, DMRS의 페이로드가 비-공통 정보에 대해 RE보다 높은 경우, 비-공통 정보에 대한 RE는 DMRS에 대한 모든 K RE(여기서, K는 DMRS의 페이로드와 비-공통 정보에 대한 RE의 다중 차이임)에 인접하여 매핑된다. 또 다른 예로, DMRS의 페이로드가 비-공통 정보에 대한 RE보다 낮은 경우, 비-공통 정보에 대한 K RE의 그룹은 DMRS에 대한 RE와 인접하여 매핑된다(여기서, K는 비-공통 정보에 대한 RE와 DMRS의 페이로드의 다중 차이임).
상술한 실시예 및 관련된 하위 실시예에서의 빔 스위핑의 경우에, 도 15에 도시된 SS 버스트 당 SS 블록의 제한된 수 K(K> 1) 및 SS 버스트의 제한된 수 M이 있다고 가정한다. 각각의 SS 블록은 디폴트 부반송파 간격 및 미리 정의된 N에 기초한 N개의 OFDM 심볼을 포함한다. SS 블록은 SS 버스트 세트 내의 고정된 상대 위치를 갖는다. 따라서, UE는 적어도 OFDM 심볼 인덱스, 무선 프레임에서의 슬롯 인덱스 및 SS 블록으로부터의 무선 프레임 수를 식별할 수 있다. UE가 무선 프레임에서 심볼, 슬롯 인덱스를 도출할 수 있는 SS 블록의 시간 인덱스는 다음의 대안으로부터 다운-선택되어야 한다.
Alt.1의 일례에서, SS 버스트 세트 내의 모든 SS 블록에 대한 하나의 시간 인덱스, 예를 들어, SS 블록 인덱스는 {i=1...K*M}이다. SS 블록 인덱스 {i=1...K*M}를 나타내는 하나의 하위 실시예는 상이한 NR-SSS/NR-PBCH 멀티플렉싱 패턴을 이용하는 것이다. 예를 들어, 도 16에 도시된 바와 같이, N-심볼 SS 블록 내에 IFDM된 NR-SSS/NR-PBCH의 3개의 심볼이 존재하면, {1601a, 1601b 및 1601c}와 같은 3가지 타입의 멀티플렉싱 패턴은 3개의 인접한 SS 블록 인덱스 또는 3개의 분산된 SS 블록 인덱스를 나타내는데 사용된다. 다른 예로서, N-심볼 SS 블록 내에 IFDM된 NR-SSS/NR-PBCH의 하나 또는 2개의 심볼이 존재하면, {1602a, 1602b}, {1603a, 1603b} 또는 {1604a, 1604b}와 같은 2 가지 타입의 멀티플렉싱 패턴은 2개의 인접한 SS 블록 인덱스 또는 2개의 분산된 SS 블록 인덱스를 나타내는데 사용된다.
다른 하위 실시예는 K*M SS 블록 인덱스를 구별하기 위해 K*M 스크램블링 시퀀스를 사용하는 것이다. 스크램블링 시퀀스는 직교 또는 비직교하지만 상관 관계가 낮은 시퀀스, 예를 들어 Zadoff-Chu 시퀀스, m-시퀀스, Gold 시퀀스 또는 PN 시퀀스이다. 송신기 측에서, 하나의 SS 블록 인덱스를 개별적으로 식별하도록 정의된 스크램블링 시퀀스는 NR-PBCH 자원 요소를 스크램블링하는데 사용되며; 수신기 측에서, UE가 NR-PBCH를 탐지하기 위해 동일한 스크램블링 시퀀스를 사용하는 경우에만 CRC 탐지를 통과할 수 있으며, 따라서 UE는 상응하는 SS 블록 인덱스를 찾을 수 있다.
다른 하위 실시예는 2개의 인접한 SS 블록 인덱스 또는 2개의 분산된 SS 블록 인덱스를 구별하기 위해 CRC 및 역 CRC를 이용하는 것이다. 다른 하위 실시예는 CRC/역 CRC, 및/또는 스크램블링 시퀀스, 및/또는 NR-SSS/NR-PBCH 멀티플렉싱 패턴을 조합하여 버스트 세트 내에 SS 블록 인덱스를 공동으로 나타내는 것이다.
Alt.2의 일례에서, 하나의 시간 인덱스는 SS 버스트 내의 각각의 SS 블록에 특정하고, SS 버스트 인덱스는 SS 버스트 세트 내의 각각의 SS 버스트에 특정하다. SS 버스트 인덱스는 각각의 SS 버스트 내의 SS 블록에 걸쳐 공통적이다. 다음의 SS 버스트 인덱스 및 SS 버스트 당 SS 블록 인덱스는 각각 나타내어질 필요가 있으며: SS 버스트 인덱스는 {m=1...M}이고; SS 버스트 당 SS 블록 인덱스는 {k=1...K}이다.
SS 버스트 인덱스{m=1...M}를 나타내는 하나의 하위 실시예는 다음의 접근법을 이용하는 것이다. SS 버스트 내에서, SS 블록 인덱스 {k=1...K}는 NR-PBCH에서 명시적으로 또는 SS 시퀀스(예를 들어, 부분적 PSS/SSS 시퀀스 또는 별개로 정의된 시퀀스)에서 암시적으로 나타내어질 수 있다.
도 20a 및 도 20b는 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 멀티플렉싱 패턴(2010 및 2020)을 도시한다. 도 20a 및 도 20b에 도시된 멀티플렉싱 패턴(2010 및 2020)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 20a 및 도 20b는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
하나의 하위 실시예는 M개의 상이한 NR-SSS/NR-PBCH 멀티플렉싱 패턴을 사용하는 것이다. 예를 들어, 도 20a 및 도 20b에 도시된 바와 같이, IFDM된 NR-SSS/NR-PBCH의 3개의 심볼 및 {2001A, 2001B 및 2001C}와 같은 3가지 타입의 멀티플렉싱 패턴은 M=3 SS 버스트 인덱스를 나타내는데 사용된다. 다른 예로서, SS 버스트 세트 당 M=2 SS 버스트, IFDM된 NR-SSS/NR-PBCH의 하나 또는 2개의 심볼 및 {2002A, 2002B}, {2003A, 2003B} 또는 {2004A, 2004B}와 같은 2가지 타입의 멀티플렉싱 패턴은 M=2 SS 버스트 인덱스를 나타내는데 사용된다.
다른 하위 실시예는 M개의 SS 버스트 인덱스를 구별하기 위해 M개의 스크램블링 시퀀스를 사용하는 것이다. 스크램블링 시퀀스는 직교 또는 비직교하지만 상관 관계가 낮은 시퀀스, 예를 들어 Zadoff-Chu 시퀀스, m-시퀀스, Gold 시퀀스 또는 PN 시퀀스이다. 송신기 측에서, 하나의 SS 버스트 인덱스를 개별적으로 식별하도록 정의된 스크램블링 시퀀스는 NR-PBCH 자원 요소를 스크램블링하는데 사용되며; 수신기 측에서, UE가 NR-PBCH를 탐지하기 위해 동일한 스크램블링 시퀀스를 사용하는 경우에만 CRC 탐지를 통과할 수 있으며, 따라서 UE는 상응하는 SS 버스트 인덱스를 찾을 수 있다.
다른 하위 실시예는 M=2 SS 버스트 인덱스를 구별하기 위해 CRC 및 역 CRC를 사용하는 것이다. 다른 하위 실시예는 CRC/역 CRC, 및/또는 스크램블링 시퀀스, 및/또는 NR-SSS/NR-PBCH 멀티플렉싱 패턴을 조합하여 SS 버스트 인덱스를 공동으로 나타내는 것이다.
대안으로, SS 버스트 인덱스{m=1...M}는 NR-PBCH에서 명시적으로 또는 SS 시퀀스(예를 들어, 부분적 PSS/SSS 시퀀스 또는 별개로 정의된 시퀀스)에서 암시적으로 나타내어질 수 있다. SS 버스트 내에서, SS 블록 인덱스 {k=1...K}는 다음의 접근법을 이용함으로써 나타내어질 수 있다. 예를 들어, 도 20a 및 도 20b에 도시된 바와 같이 상이한 NR-SSS/NR-PBCH 멀티플렉싱 패턴의 하나의 하위 실시예에서, IFDM된 NR-SSS/NR-PBCH의 3개의 심볼 및 {2001A, 2001B 및 2001C}와 같은 3가지 타입의 멀티플렉싱 패턴은 K=3 SS 블록 인덱스를 나타내는데 사용된다. 다른 예로서, SS 버스트 당 M=2 SS 블록에 대해, IFDM된 NR-SSS/NR-PBCH의 하나 또는 2개의 심볼 및 {2002A, 2002B}, {2003A, 2003B} 또는 {2004A, 2004B}와 같은 2가지 타입의 멀티플렉싱 패턴은 K=2 SS 블록 인덱스를 나타내는데 사용된다.
다른 하위 실시예는 K개의 SS 블록 인덱스를 구별하기 위해 K개의 스크램블링 시퀀스를 사용하는 것이다. 스크램블링 시퀀스는 직교 또는 비직교하지만 상관 관계가 낮은 시퀀스, 예를 들어 Zadoff-Chu 시퀀스, m-시퀀스, Gold 시퀀스 또는 PN 시퀀스이다. 송신기 측에서, 하나의 SS 블록 인덱스를 개별적으로 식별하도록 정의된 스크램블링 시퀀스는 NR-PBCH 자원 요소를 스크램블링하는데 사용되며; 수신기 측에서, UE가 NR-PBCH를 탐지하기 위해 동일한 스크램블링 시퀀스를 사용하는 경우에만 CRC 탐지를 통과할 수 있으며, 따라서 UE는 상응하는 SS 블록 인덱스를 찾을 수 있다.
다른 하위 실시예는 K=2 SS 블록 인덱스를 구별하기 위해 CRC 및 역 CRC를 사용하는 것이다. 다른 하위 실시예는 CRC/역 CRC, 및/또는 스크램블링 시퀀스, 및/또는 NR-SSS/NR-PBCH 멀티플렉싱 패턴을 조합하여 SS 블록 인덱스를 공동으로 나타내는 것이다.
나타내어질 SS 버스트 인덱스 및/또는 SS 블록 인덱스의 일부의 다수의 조합이 존재할 경우, CRC/역 CRC, 및/또는 스크램블링 시퀀스, 및/또는 NR-SSS/NR-PBCH 멀티플렉싱 패턴은 조합의 일부를 나타내는데 이용될 수 있고, 다른 신호 및/또는 채널은 나머지 조합을 나타내는데 이용될 수 있음을 주목한다.
이러한 구성 요소는 폴라 코드 기반 PBCH 코딩의 상세 사항을 예시한다. 다른 모든 구성 요소로부터의 PBCH에 대한 설계 원리와 설계 양태는 이러한 구성 요소에도 적용될 수 있으며, 폴라 코드 기반 PBCH 코딩 방식에만 적용할 수 있는 특징은 이러한 구성 요소에서 논의된다는 것을 주목한다.
상술한 바와 같이, PBCH에 의해 반송되는 정보/가설은 공통 부분과 비-공통 부분으로 분류될 수 있고, 하나 또는 2개의 코드워드는 PBCH가 이러한 정보/가설을 전달하는데 이용될 수 있다. 여기서, 폴라 코드 기반 코딩 방식이 설명된다.
도 21은 본 개시의 실시예에 따른 PBCH 코딩(2100)을 위한 예시적인 2개의 코드워드를 도시한다. 도 21에 도시된 PBCH 코딩(2100)을 위한 2개의 코드워드의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 21은 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
Alt1의 일 실시예에서, 2개의 코드워드는 도 21에 도시된 바와 같이 PBCH 코딩을 위해 이용된다. Alt 1a의 일례에서, 제1 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드의 공통 비트(2101)이고, 제1 코드워드의 프로즌 비트(frozen bit)는 고정 비트(constant bit)(2103, 예를 들어 0) 및 PBCH MIB 페이로드에서의 비-공통 비트(2102, 또는 비-공통 비트를 포함하는 다른 형식, 예를 들어 고정 비트에 대한 스크램블링 시퀀스) 둘 다를 포함한다. 제2 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드에서의 비-공통 비트(2104)이고, 프로즌 비트는 고정 비트(2105, 예를 들어, 0)이다.
Alt 1b의 다른 예에서, 제1 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드의 공통 비트(2106) 및 PBCH MIB 페이로드의 비-공통 비트(2107)를 포함하고, 제1 코드워드의 프로즌 비트는 고정 비트(1708, 예를 들어 0)이다. 제2 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드에서의 비-공통 비트(2109)이고, 프로즌 비트는 고정 비트(2110, 예를 들어, 0)이다.
Alt 1c의 또 다른 예에서, 제1 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드에서의 공통 비트(2111)이고, 제1 코드워드의 프로즌 비트는 고정 비트(2112, 예를 들어 0)이다. 제2 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드에서의 비-공통 비트(2113)이고, 프로즌 비트는 고정 비트(2114, 예를 들어, 0)이다.
도 22는 본 개시의 실시예에 따른 PBCH 코딩(2200)을 위한 예시적인 하나의 코드워드를 도시한다. 도 22에 도시된 PBCH 코딩(2200)을 위한 하나의 코드워드의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 22는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
Alt2의 일부 실시예에서, 하나의 코드워드는 도 22에 도시된 바와 같이 PBCH 코딩을 위해 이용된다. Alt 2a의 일례에서, 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드에서의 공통 비트(2201)이고, 제1 코드워드의 프로즌 비트는 고정 비트(2203, 예를 들어 0) 및 PBCH MIB 페이로드에서의 비-공통 비트(2202, 또는 비-공통 비트를 포함하는 다른 형식, 예를 들어 고정 비트에 대한 스크램블링 시퀀스) 둘 다를 포함한다.
Alt 1b의 다른 예에서, 제1 코드워드의 정보 비트는 PBCH MIB 페이로드에서의 공통 비트(2204) 및 PBCH MIB 페이로드에서의 비-공통 비트(2205)를 포함하고, 제1 코드워드의 프로즌 비트는 고정 비트(2206, 예를 들어 0)이다. Alt 1에 대한 일 실시예에서, 2개의 코드워드는 인코딩되고 동일한 수의 RE에 레이트 매칭되고 2개의 PBCH 심볼로 매핑될 수 있다. Alt 1에 대한 다른 실시예에서, 2개의 코드워드는 동일한 폴라 인코더(동일한 생성기 매트릭스)를 사용하여 인코딩될 수 있지만, PBCH 심볼 내의 상이한 수의 RE에 레이트 매칭된다(예를 들어, CW2를 송신하기 위한 RE의 수는 더 적음). Alt 1에 대한 또 다른 실시예에서, 2개의 코드워드는 상이하게 인코딩될 수 있고, PBCH 심볼 내의 상이한 수의 RE에 레이트 매칭될 수 있다(예를 들어, CW2를 송신하기 위한 RE의 수가 더 적음). 하나의 하위 실시예에서, CW2의 채널 코딩 방식은 폴라 코드를 사용하지 않을 수 있다(이 경우에, 정보 비트/세트 또는 프로즌 비트/세트의 개념이 없음). 예를 들어, Reed-Muller 코드는 CW2를 인코딩하는데 이용될 수 있다.
도 21 및 도 22는 채널 코딩 이전의 폴라 코드에 대한 공통 비트 및 비-공통 비트의 할당만을 도시한다.
UE가 동기화 신호(SS)를 탐지하고, 브로드캐스팅된 시스템 정보를 디코딩한 후에, UE는 SIB2에 포함된 PRACH Configuration Index에 기초하여 업링크에서 PRACH 프리앰블을 송신할 수 있다. 이는 UE가 물리적 랜덤 액세스 채널(PRACH) 프리앰블뿐만 아니라, 3GPP LTE 사양에 정의된 바와 같은 PRACH 프리앰블 타입을 송신하도록 허용되는 어떤 프레임 및 서브프레임에 나타낸다. 송수신 포인트(TRP)는 랜덤 액세스 응답(RAR)으로 답신하고, UE는 업링크에서 메시지 3을 송신한다.
PRACH는 특정 프리앰블 포맷에 따라 주파수 도메인에서 6개의 PRB를 점유하고, 시간 도메인에서 1 또는 2 또는 3개의 서브프레임을 스패닝(spanning)한다. 주파수 도메인에서, 6개의 PRB의 양단에 있는 몇몇 부반송파는 인접한 PUCCH/PUSCH와의 간섭을 피하기 위해 사용되지 않는다. 시간 도메인에서, CP(cyclic prefix) 및 GT(guard time)는 이전 및 다음의 서브프레임과의 간섭을 피하기 위해 사용된다. 결국, GT는 최대 셀 반경을 결정한다. 프리앰블 포맷은 LTE 사양에서 정의된다.
도 23은 본 개시의 실시예에 따른 예시적인 PRACH 포맷(2300)을 도시한다. 도 23에 도시된 PRACH 포맷(2300)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 23은 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
FDD에서, 프리앰블 포맷 0-3이 사용된다. TDD에서는 프리앰블 포맷 0-4가 사용되며, 프리앰블 포맷의 용도는 사용된 UL/DL 설정에 따라 달라진다. UL/DL 설정에 따라 UL 서브프레임에 다수의 랜덤 액세스 자원이 있을 수 있으며, 예를 들어, 도 23에 도시된 바와 같이, 프리앰블 포맷 1은 2개의 서브프레임을 필요로 하고, 포맷 3은 3개의 서브프레임을 필요로 한다. 이용 가능한 UL 서브프레임의 수는 사용된 UL/DL 설정에 따라 달라진다. 프리앰블 포맷 4(짧은 PRACH)는 TD-LTE에서만 사용되며, 이는 특별한 서브프레임(서브프레임 1 및/또는 서브프레임 6)의 UpPTS 부분에서 송신될 수 있다. 이를 위해 필요한 최소 심볼의 수는 2이다. 따라서, 이것은 정상 CP를 가진 특별한 서브프레임 설정 5-8 또는 확장된 CP를 가진 설정 4-6에만 적용될 수 있다. PRACH 설정 인덱스 48-57은 짧은 PRACH를 사용할 수 있다. 표 5는 PRACH 설정 파라미터를 도시한다.
| PRACH 설정 | 시스템 프레임 수 | 서브프레임 수 |
| 0 | 짝수 | 1 |
| 1 | 짝수 | 4 |
| 2 | 짝수 | 7 |
| 3 | 임의의 수 | 1 |
| 4 | 임의의 수 | 4 |
| 5 | 임의의 수 | 7 |
| 6 | 임의의 수 | 1,6 |
| 7 | 임의의 수 | 2,7 |
| 8 | 임의의 수 | 3,8 |
| 9 | 임의의 수 | 1,4,7 |
| 10 | 임의의 수 | 2,5,8 |
| 11 | 임의의 수 | 3,6,9 |
| 12 | 임의의 수 | 0,2,4,6,8 |
| 13 | 임의의 수 | 1,3,5,7,9 |
| 14 | 임의의 수 | 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9 |
| 15 | 짝수 | 9 |
LTE에서, RACH 절차는 다음의 이벤트에 의해 트리거링될 수 있다: 단계 1에서, 초기 액세스 및 비-동기화된 UE에 대해, 무선 링크 실패 후의 초기 액세스. 단계 2에서, RRC_IDLE 및 비-동기화된 UE에 대해, RRC_IDLE로부터의 초기 액세스. 단계 3에서, RRC_connected 및 비-동기화된 UE에 대해: 랜덤 액세스 절차를 요구하는 핸드 오버; UL이 "비-동기화"될 때 RRC_CONNECTED 동안 DL 데이터 도달; UL이 "비-동기화"될 때 RRC_CONNECTED 동안 UL 데이터 도달. 단계 4에서, RRC_connected 및 동기화된 UE에 대해: 이용 가능한 SR에 대한 PUCCH 자원이 없는 경우 스케줄링 요청(SR); 및 UE의 TA 타이머가 만료되고, UE가 데이터를 송신하거나 수신할 필요가 있고, UE가 랜덤 액세스를 수행하는 경우 위치 결정.
NR은 RRC_IDLE UE 및 RRC_CONNECTED UE 모두에 대해 RA 절차를 지원할 수 있다. 또한, 경쟁 기반 및 무경쟁 RA 절차는 모두 지원될 수 있다. 무경쟁 절차는 핸드오버의 경우에 네트워크로부터 초기화된다. 본 개시는 NR에서 많은 수의 RRC_CONNECTED UE 또는 디바이스(예를 들어, 머신-타입 통신(MTC)에서)가 존재할 수 있고, 제한된 PUCCH 자원이 NR에서 업링크 데이터 송신의 요청 및 빔 정교화(refinement) 또는 빔 관리의 부가적인 요청을 송신하기에 충분하지 않으므로 RRC_CONNECTED 동기화된 UE에 대한 NR 경쟁 기반 RACH 절차의 설계에 초점을 맞추고 있다. LTE에서, RRC_CONNECTED 동기화된 UE는 보호 대역 및 보호 시간의 큰 오버헤드뿐만 아니라 긴 CP 및 심볼 길이를 갖는 비-동기화된 UE와 동일한 PRACH 포맷을 사용한다. NR UE가 경쟁 기반 RACH 절차의 효율성을 개선하는 것이 더욱 요구된다.
본 개시는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 더욱 구체적으로는, 연관된 NR-PRACH 설정, NR-PRACH 프리앰블 및 NR-PRACH 절차와 함께 NR PRACH 포맷의 설계에 관한 것이다. 설정 방법뿐만 아니라 PRACH 포맷 및 송신 방식의 설계는 다음의 실시예에서 설명된다. 여기서, 랜덤 액세스의 충돌 확률을 감소시키고 UE 당 PRACH 송신의 오버헤드를 감소시킴으로써 네트워크 효율을 증가시킬 수 있는 방법 및 장치의 클래스가 개시된다.
본 개시의 많은 변경 및 수정이 상술한 설명을 읽은 후에 통상의 기술자에게 명백해지는 것은 아니지만, 예시로서 도시되고 설명된 임의의 특정 실시예는 결코 제한하는 것으로 간주되도록 의도되지 않는다는 것이 이해되어야 함을 주목한다. 따라서, 다양한 실시예의 상세 사항에 대한 언급은 본 개시에 필수적인 것으로 간주되는 특징만을 암시하는 청구항의 범위를 제한하도록 의도되지 않는다.
도 24는 본 개시의 실시예에 따른 다른 PRACH 포맷(2400)을 도시한다. 도 24에 도시된 PRACH 포맷(2400)의 실시예는 예시만을 위한 것이다. 도 24는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
RRC_CONNECTED 동기화된 UE에 대한 PRACH 포맷은 더 짧은 CP 및 더 짧은 심볼 지속 기간을 가질 수 있다. 도 24에 도시된 바와 같이, LTE PRACH 프리앰블 포맷 0은 길이 24576T의 PRACH 프리앰블 시퀀스에 기초한다. 이러한 길이는 15kHz의 부반송파 간격을 사용하는 PUSCH 및 PUCCH와 달리 1.25kHz의 부반송파 간격에 상응한다. LTE 릴리스 8에 대해, 상이한 부반송파 간격으로 인한 반송파 간 간섭은 PRACH와 PUSCH 사이에 작은 보호 대역을 가지며, 인접한 부반송파의 단일 간격에 PRACH를 할당함으로써 제한된다. 또한, 작은 부반송파 간격은 PRACH 프리앰블이 다른 물리적 채널과 비교하여 주파수 에러 및 다른 손상에 더욱 민감하게 한다. 따라서, 짧은 PRACH 심볼이 PUCCH의 제어 심볼뿐만 아니라 PUSCH의 데이터 심볼과 동일한 수비학을 가지면, PRACH와 UL 데이터 간의 직교성 때문에 보호 대역(GB)이 필요 없다. 동일한 CP를 갖는 PRACH 심볼은 데이터 심볼과 적시에 정렬되고, 기지국에서의 처리는 데이터 및 PRACH 모두에 대해 동일한 FFT를 사용할 수 있다. 수비학이 주파수 범위에 따라 상이할 수 있지만, 시스템 정보는 모든 UL 송신, 즉 PRACH, PUSCH 및 PUCCH를 위해 사용되며, 적어도 RRC_CONNECTED 동기화된 사용자에 대해 PRACH를 구별하기 위해 부가적인 시스템 정보가 필요하지 않다.
긴 PRACH 포맷 0의 동일한 길이 내에서, 정상 CP 길이의 경우에는 14개의 심볼이 존재한다. 종래의 경쟁 기반 RA에 대해, UE는 PRACH 프리앰블 인덱스만을 사용하여 식별되며, 두 UE는 나타내어진 동일한 PRACH 자원에서 동일한 긴 프리앰블을 선택하는 경우에 충돌할 수 있다. 대신에, 짧은 PRACH 포맷은 UE가 PRACH 자원의 서브세트를 랜덤하게 선택할 수 있게 한다. UE는 하나 이상의 파라미터, 예를 들어, PRACH 프리앰블 인덱스 및 PRACH 자원 인덱스의 서브세트에 의해 구별될 수 있다. 이는 짧은 PRACH 포맷을 사용함으로써 충돌 확률을 줄일 수 있다. PRACH 자원 서브세트의 수가 많을수록 충돌 감소 시에 더 큰 이득이 획득된다. 짧은 PRACH 프리앰블은 짧은 심볼 내의 부반송파의 수, 즉 PRACH 대역폭의 6PRB 내의 72개의 부반송파로 제공된 더 짧은 길이를 가진 시퀀스일 수 있다. 긴 PRACH 프리앰블을 송신하는 대신에, 짧은 길이의 PRACH 프리앰블은 UE 경쟁 당 더욱 적은 전력 소비를 초래한다.
도 24에 도시된 바와 같이, 각각의 서브세트는 하나 또는 여러 개의 짧은 심볼(연속적 또는 비연속적)로 설정되며, 심볼의 수는 설정 가능하고 시스템 정보에 의해 나타내어진다. UE는 선택된 서브세트의 PRACH 자원 내의 짧은 PRACH 프리앰블/심볼을 반복하도록 설정될 수 있다. 반복된 심볼은 수신기 측에서 PRACH 탐지 성능 및 반송파 주파수 오프셋 추정을 향상시킨다. 이러한 서브세트는 중첩되지 않거나(직교) 부분적으로 중첩될 수 있다(비-직교). 비-직교 서브세트 설정은 탐지 성능의 대가로 서브세트의 총 수를 증가시킬 수 있다.
PRACH 자원 서브세트 선택의 시그널링 오버헤드를 제어하기 위해, 네트워크는 하나의 패턴 또는 여러 패턴을 미리 정의할 수 있다. 시스템 정보 블록(MIB 또는 SIB)은 매우 제한된 신호 오버헤드를 갖는 패턴 인덱스를 나타낸다. 도 24에 도시된 바와 같이, TDMA 패턴은 다음과 같이 예시된다: (1) 패턴 1은 도 24에 도시된 바와 같이 하나의 심볼로 구성된 서브세트 자원을 2401로서 선택하고; (2) 패턴 2는 도 24에 도시된 바와 같이 2개의 연속적인 심볼로 구성된 서브세트 자원을 2402로서 선택하며; (3) 패턴 3은 도 24에 도시된 바와 같이 2개의 분산된 심볼로 구성된 서브세트 자원을 2403으로서 선택한다.
도 24의 패턴 1(2401)의 경우에, 각각의 PRACH 서브세트는 72개의 부반송파를 가지며, 14개의 직교 서브세트가 있다. 심볼/서브세트 위치는 사용자를 분리시키는 다른 직교 차원이다. 이는 839개의 부반송파만을 가지며 셀 당 64개의 직교 프리앰블만을 지원하는 1ms 이상의 6PRB의 동일한 자원 내에서 LTE PRACH 포맷 0보다 더 큰 멀티플렉싱 용량을 갖는다.
더욱 큰 랜덤 액세스 용량을 위해, 유사한 패턴이, 예를 들어 14x2 심볼을 갖는 도 23의 PRCH 포맷 1, 2의 동일한 비용 또는 14x3 심볼을 갖는 도 23의 PRACH 포맷 3의 동일한 비용을 갖도록 더 긴 PRACH 자원 주기로 확장될 수 있다.
특별한 서브프레임에 대해, TDD 모드의 UpPTS에 대해, 예를 들어, 도 23에서 2개의 심볼을 가진 PRACH 포맷 4와 동일한 비용을 갖기 위해 유사한 패턴이 PRACH 자원의 더 짧은 기간으로 잘려질 수 있다.
도 25는 본 개시의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 PRACH 포맷(2500)을 도시한다. 도 25에 도시된 PRACH 포맷(2500)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 25는 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
RRC_CONNECTED 동기화된 UE에 대한 PRACH 포맷은 더 짧은 CP 및 더 짧은 심볼 지속 기간을 가질 수 있다. 도 25에 도시된 바와 같이, LTE PRACH 프리앰블 포맷 0은 길이 24576T의 PRACH 프리앰블 시퀀스에 기초한다. 이러한 길이는 15kHz의 부반송파 간격을 사용하는 PUSCH 및 PUCCH와 달리 1.25kHz의 부반송파 간격에 상응한다. LTE 릴리스 8에 대해, 상이한 부반송파 간격으로 인한 반송파 간 간섭은 PRACH와 PUSCH 사이에 작은 보호 대역을 가지고, PRACH를 인접한 부반송파의 단일 구간에 할당함으로써 제한된다. 또한, 작은 부반송파 간격은 다른 물리적 채널과 비교하여 PRACH 프리앰블을 주파수 에러 및 다른 손상에 더 민감하게 한다. 따라서, 짧은 PRACH 심볼이 PUCCH의 제어 심볼뿐만 아니라 PUSCH의 데이터 심볼과 동일한 수비학을 가지면, PRACH와 UL 데이터 간의 직교성 때문에 보호 대역(GB)이 필요 없다. 동일한 CP를 갖는 PRACH 심볼은 데이터 심볼과 적시에 정렬되고, 기지국에서의 처리는 데이터 및 PRACH 모두에 대해 동일한 FFT를 사용할 수 있다. 수비학이 주파수 범위에 따라 상이할 수 있지만, 시스템 정보는 모든 UL 송신, 즉 PRACH, PUSCH 및 PUCCH에 사용되며, 적어도 RRC_CONNECTED 동기화된 사용자에 대해서는 PRACH를 구별하기 위해 부가적인 시스템 정보가 필요하지 않다.
긴 PRACH 포맷 0의 동일한 길이 내에서, 정상적인 CP 길이의 경우에는 14개의 심볼이 존재한다. 종래의 경쟁 기반의 RA에 대해, UE는 PRACH 프리앰블 인덱스만을 사용함으로써 식별되며, 나타내어진 동일한 PRACH 자원에서 동일한 긴 프리앰블을 선택하면 두 UE가 충돌할 수 있다. 대신에, 짧은 PRACH 포맷은 UE가 PRACH 자원의 서브세트를 랜덤하게 선택할 수 있게 한다. UE는 하나 이상의 파라미터, 예를 들어, PRACH 프리앰블 인덱스 및 서브세트 PRACH 자원 인덱스에 의해 구별될 수 있다. 이는 짧은 PRACH 포맷을 사용함으로써 충돌 확률을 줄일 수 있다. PRACH 자원 서브세트의 수가 많을수록 충돌 감소에서 더 큰 이득을 얻는다. 짧은 PRACH 프리앰블은 짧은 심볼 내의 부반송파의 수, 즉 PRACH 대역폭의 6PRB 내의 72개의 부반송파로 제공된 더 짧은 길이를 가진 시퀀스일 수 있다. 긴 PRACH 프리앰블을 송신하는 대신에, 짧은 길이의 PRACH 프리앰블은 UE 경쟁 당 더 적은 전력 소비를 필요로 한다.
도 25에 도시된 바와 같이, 각각의 서브세트는 CDM 코드에 의해 스크램블링된 다수의 연속 반복된 짧은 심볼로 구성되며, 심볼의 수는 설정 가능하고, 시스템 정보에 의해 나타내어진다. CDM 코드는 P 매트릭스, OVSF 코드, DFT 매트릭스 등과 같은 직교 코드일 수 있다. 서브세트는 중첩되지 않거나(직교) 부분적으로 중첩될 수 있다(비-직교). 비-직교 서브세트 설정은 탐지 성능의 대가로 서브세트의 총 수를 증가시킬 수 있다.
PRACH 자원 서브세트 선택의 시그널링 오버헤드를 제어하기 위해, 네트워크는 하나의 패턴 또는 여러 패턴을 미리 정의할 수 있다. 시스템 정보 블록(MIB 또는 SIB)은 신호 오버헤드를 매우 제한하는 패턴 인덱스를 나타낸다. 도 25에 도시된 바와 같이, CDM+TDM 패턴은 다음과 같이 도시된다: (1) 패턴 1은, 도 25에 도시된 바와 같이 1101로서 2x2 CDM 코드를 갖는 2개의 연속적인 심볼로 구성된 서브세트 자원을 선택하고; (2) 패턴 2는, 도 25에 도시된 바와 같이 1102로서 4x4 CDM 코드를 갖는 4개의 연속적인 심볼로 구성된 서브세트 자원을 선택하며; (3) 패턴 3은, 도 25에 도시된 바와 같이, 1103으로서 14x14 CDM 코드를 갖는 14개의 연속적인 심볼로 구성된 서브세트 자원을 선택한다.
도 25의 패턴 1(2501)의 경우에, 각각의 PRACH 서브세트는 72개의 부반송파를 갖고, 2개의 CDM 코드를 갖는 7개의 직교 서브세트가 있다. 심볼/서브세트 위치 및 CDM 코드는 별개의 사용자를 위한 부가적인 직교 차원이다. 이는 839개의 부반송파만을 가지며 셀 당 64개의 직교 프리앰블만을 지원하는 1ms 이상의 6PRB의 동일한 자원 내에서 LTE PRACH 포맷 0보다 더 큰 멀티플렉싱 용량을 갖는다.
더욱 큰 랜덤 액세스 용량을 위해, 예를 들어, 도 23에서 14ｘ2개의 심볼을 가진 PRACH 포맷 1,2와 동일한 비용을 갖거나, 도 23에서 14ｘ3개의 심볼을 가진 PRACH 포맷 3과 동일한 비용을 갖기 위해 유사한 패턴이 PRACH 자원의 더 긴 기간으로 확장될 수 있다. 특별한 서브프레임에 대해, TDD 모드의 UpPTS에 대해, 예를 들어, 도 23에서 2개의 심볼을 가진 PRACH 포맷 4와 동일한 비용을 갖기 위해 유사한 패턴이 PRACH 자원의 더 짧은 기간으로 잘려질 수 있다.
도 26은 본 개시의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 PRACH 포맷(2600)을 도시한다. 도 26에 도시된 PRACH 포맷(2600)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 26은 본 개시의 범위를 임의의 특정 구현으로 제한하지 않는다.
RRC_CONNECTED 동기화된 UE에 대한 PRACH 포맷은 더 짧은 CP 및 더 짧은 심볼 지속 기간을 가질 수 있다. 도 26에 도시된 바와 같이, LTE PRACH 프리앰블 포맷 0은 길이 24576T의 PRACH 프리앰블 시퀀스에 기초한다. 이러한 길이는 15kHz의 부반송파 간격을 사용하는 PUSCH 및 PUCCH와 달리 1.25kHz의 부반송파 간격에 상응한다. LTE 릴리스 8에 대해, 상이한 부반송파 간격으로 인한 반송파 간 간섭은 PRACH와 PUSCH 사이에 작은 보호 대역을 가지고, PRACH를 인접한 부반송파의 단일 구간에 할당함으로써 제한된다. 또한, 작은 부반송파 간격은 다른 물리적 채널과 비교하여 PRACH 프리앰블을 주파수 에러 및 다른 손상에 더 민감하게 한다. 따라서, 짧은 PRACH 심볼이 PUCCH의 제어 심볼뿐만 아니라 PUSCH의 데이터 심볼과 동일한 수비학을 가지면, PRACH와 UL 데이터 간의 직교성 때문에 보호 대역(GB)이 필요 없다. 동일한 CP를 갖는 PRACH 심볼은 데이터 심볼과 적시에 정렬되고, 기지국에서의 처리는 데이터 및 PRACH 모두에 대해 동일한 FFT를 사용할 수 있다. 수비학이 주파수 범위에 따라 상이할 수 있지만, 시스템 정보는 모든 UL 송신, 즉 PRACH, PUSCH 및 PUCCH에 사용되며, 적어도 RRC_CONNECTED 동기화된 사용자에 대해서는 PRACH를 구별하기 위해 부가적인 시스템 정보가 필요하지 않다.
긴 PRACH 포맷 0의 동일한 길이 내에서, 정상적인 CP 길이의 경우에는 14개의 심볼이 존재한다. 종래의 경쟁 기반의 RA에 대해, UE는 PRACH 프리앰블 인덱스만을 사용함으로써 식별되며, 나타내어진 동일한 PRACH 자원에서 동일한 긴 프리앰블을 선택하면 두 UE가 충돌할 수 있다. 대신에, 짧은 PRACH 포맷은 UE가 PRACH 자원의 서브세트를 랜덤하게 선택할 수 있게 한다. UE는 하나 이상의 파라미터, 예를 들어, PRACH 프리앰블 인덱스 및 서브세트 PRACH 자원 인덱스에 의해 구별될 수 있다. 이는 짧은 PRACH 포맷을 사용함으로써 충돌 확률을 줄일 수 있다. PRACH 자원 서브세트의 수가 많을수록 충돌 감소에서 더 큰 이득을 얻는다. 짧은 PRACH 프리앰블은 짧은 심볼 내의 부반송파의 수, 즉 PRACH 대역폭의 6PRB 내의 72개의 부반송파로 제공된 더 짧은 길이를 가진 시퀀스일 수 있다. 긴 PRACH 프리앰블을 송신하는 대신에, 짧은 길이의 PRACH 프리앰블은 UE 경쟁 당 더 적은 전력 소비를 필요로 한다.
도 26에 도시된 바와 같이, 각각의 서브세트는 짧은 심볼 당 부반송파의 그룹을 갖는 인터리빙된 부대역으로 구성되고, 부대역당 부반송파의 수는 설정 가능하고 시스템 정보에 의해 나타내어진다. UE는 선택된 서브세트 PRACH 자원에서 인터리빙된 부대역을 반복하도록 구성될 수 있다. 반복된 부대역은 수신기 측에서 PRACH 탐지 성능 및 반송파 주파수 오프셋(CFO) 추정치를 향상시킨다. 서브세트는 중첩되지 않거나(직교) 중첩될 수 있다(비-직교). 비-직교 서브세트 설정은 탐지 성능의 대가로 서브세트의 총 수를 증가시킬 수 있다.
PRACH 자원 서브세트 선택의 시그널링 오버헤드를 제어하기 위해, 네트워크는 하나의 패턴 또는 여러 패턴을 미리 정의할 수 있다. 시스템 정보 블록(MIB 또는 SIB)은 신호 오버헤드를 매우 제한하는 패턴 인덱스를 나타낸다. 도 26에 도시된 바와 같이, IFDM 패턴은 다음과 같이 도시된다: (1) 패턴 1은, 도 26에 도시된 바와 같이 1301로서 하나의 심볼마다 5개의 부반송파를 갖는 인터리빙된 부대역으로 구성된 서브세트 자원을 선택하고; (2) 패턴 2는, 도 26에서 2602로서 2개의 연속적인 심볼마다 10개의 부반송파를 갖는 인터리빙된 부대역으로 구성된 서브세트 자원을 선택하며; (3) 패턴 3은, 도 26에서 2603으로서 2개의 분산된 연속적인 심볼마다 10개의 부반송파를 갖는 인터리빙된 부대역으로 구성된 서브세트 자원을 선택한다.
도 26의 패턴 1(2601)의 경우에, 각각의 PRACH 서브세트는 70개의 부반송파를 갖고, 14개의 부대역은 14개의 심볼에서 분산된다. 부대역/서브세트 위치는 별개의 사용자를 위한 다른 직교 차원이다. 이는 839개의 부반송파만을 가지며 셀 당 64개의 직교 프리앰블만을 지원하는 1ms 이상의 6PRB의 동일한 자원 내에서 LTE PRACH 포맷 0보다 더 큰 멀티플렉싱 용량을 갖는다. 더 큰 랜덤 액세스 용량을 위해, 예를 들어, 도 23에서 14ｘ2개의 심볼을 가진 PRACH 포맷 1,2와 동일한 비용을 갖거나, 도 23에서 14ｘ3개의 심볼을 가진 PRACH 포맷 3과 동일한 비용을 갖기 위해 유사한 패턴이 PRACH 자원의 더 긴 기간에 적용될 수 있다. 특별한 서브프레임에 대해, TDD 모드의 UpPTS에 대해, 예를 들어, 도 23에서 2개의 심볼을 가진 PRACH 포맷 4와 동일한 비용을 갖기 위해 유사한 패턴이 PRACH 자원의 더 짧은 기간으로 잘려질 수 있다.
본 개시가 예시적인 실시예로 설명되었지만, 다양한 변경 및 수정이 통상의 기술자에게 제시될 수 있다. 본 개시는 첨부된 청구항의 범주 내에 속하는 이러한 변경 및 수정을 포함하는 것으로 의도된다.
본 출원에서의 설명은 임의의 특정 요소, 단계 또는 기능이 청구 범위에 포함되어야 하는 필수 요소임을 암시하는 것으로 해석되지 않아야 한다. 특허된 주제(patented subject matter)의 범위는 청구항에 의해서만 정의된다. 더욱이, 어떠한 청구항도 정확한 단어 "위한 수단(means for)" 다음에 분사(participle)가 따르지 않으면 35 U.S.C.§ 112(f)를 행사하도록 의도되지 않는다.
Claims (20)
- 기지국에 있어서,
송수신부; 및
상기 송수신부와 연결되고, 하나의 안테나 포트에 기초하여, SS (synchronization signal) block의 제1 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼에 PSS (primary synchronization signal)을 생성하며, 상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 SSS (secondary synchronization signal)를 생성하고, 상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 PBCH (physical broadcast channel)를 생성하며, 상기 PSS, SSS 및 PBCH를 포함하는 SS block을 전송하도록 제어하는 제어부를 포함하고,
상기 제1 OFDM 심볼은 상기 제2 OFDM 심볼과 분리되고, 상기 SS block에서 상기 제2 OFDM 심볼 보다 앞서 위치하고,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에서 주파수 분할로 다중화되는 것을 특징으로 하는 기지국. - 제1항에 있어서,
상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 대한 대역폭은 상기 SS block의 제1 OFDM 심볼에 대한 대역폭 보다 큰 것을 특징으로 하는 기지국. - 제1항에 있어서,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 상기 제2 OFDM 심볼에서 연속된 서브캐리어 블록 레벨로 주파수 분할 다중화 되는 것을 특징으로 하는 기지국. - 제1항에 있어서,
상기 SS block의 수 및 상기 SS block의 위치는 하프 프레임 (half frame) 내에서 설정되는 것을 특징으로 하는 기지국. - 제1항에 있어서,
CSI-RS (channel state information - reference signal)에 기반하여 RRM (radio resource management)에 대한 측정이 수행되는 것을 특징으로 하는 기지국. - 기지국의 방법에 있어서,
하나의 안테나 포트에 기초하여, SS (synchronization signal) block의 제1 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼에 PSS (primary synchronization signal)을 생성하는 단계;
상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 SSS(secondary synchronization signal)를 생성하는 단계;
상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 PBCH (physical broadcast channel)를 생성하는 단계; 및
상기 PSS, SSS 및 PBCH를 포함하는 SS block을 전송하는 단계를 포함하고,
상기 제1 OFDM 심볼은 상기 제2 OFDM 심볼과 분리되고, 상기 SS block에서 상기 제2 OFDM 심볼 보다 앞서 위치하고,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에서 주파수 분할로 다중화되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제6항에 있어서,
상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 대한 대역폭은 상기 SS block의 제1 OFDM 심볼에 대한 대역폭 보다 큰 것을 특징으로 하는 방법. - 제6항에 있어서,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 상기 제2 OFDM 심볼에서 연속된 서브캐리어 블록 레벨로 주파수 분할 다중화 되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제6항에 있어서,
상기 SS block의 수 및 상기 SS block의 위치는 하프 프레임 (half frame) 내에서 설정되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제6항에 있어서,
CSI-RS (channel state information - reference signal)에 기반하여 RRM (radio resource management)에 대한 측정이 수행되는 것을 특징으로 하는 방법. - 단말에 있어서,
송수신부; 및
상기 송수신부와 연결되고, 하나의 안테나 포트에 기초하여, SS (synchronization signal) block의 제1 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼에서 PSS (primary synchronization signal)을 식별하며, 상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에서 SSS(secondary synchronization signal)를 식별하고, 상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 PBCH (physical broadcast channel)를 식별하도록 제어하는 제어부를 포함하고,
상기 제1 OFDM 심볼은 상기 제2 OFDM 심볼과 분리되고, 상기 SS block에서 상기 제2 OFDM 심볼 보다 앞서 위치하고,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에서 주파수 분할로 다중화되는 것을 특징으로 하는 단말. - 제11항에 있어서,
상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 대한 대역폭은 상기 SS block의 제1 OFDM 심볼에 대한 대역폭 보다 큰 것을 특징으로 하는 단말. - 제11항에 있어서,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 상기 제2 OFDM 심볼에서 연속된 서브캐리어 블록 레벨로 주파수 분할 다중화 되는 것을 특징으로 하는 단말. - 제11항에 있어서,
상기 SS block의 수 및 상기 SS block의 위치는 하프 프레임 (half frame) 내에서 설정되는 것을 특징으로 하는 단말. - 제11항에 있어서,
CSI-RS (channel state information - reference signal)에 기반하여 RRM (radio resource management)에 대한 측정이 수행되는 것을 특징으로 하는 단말. - 단말의 방법에 있어서,
하나의 안테나 포트에 기초하여, SS (synchronization signal) block의 제1 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼에서 PSS (primary synchronization signal)을 식별하는 단계;
상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에서 SSS(secondary synchronization signal)를 식별하는 단계; 및
상기 하나의 안테나 포트에 기초하여, 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 PBCH (physical broadcast channel)를 식별하는 단계를 포함하고,
상기 제1 OFDM 심볼은 상기 제2 OFDM 심볼과 분리되고, 상기 SS block에서 상기 제2 OFDM 심볼 보다 앞서 위치하고,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에서 주파수 분할로 다중화되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제16항에 있어서,
상기 SS block의 제2 OFDM 심볼에 대한 대역폭은 상기 SS block의 제1 OFDM 심볼에 대한 대역폭 보다 큰 것을 특징으로 하는 방법. - 제16항에 있어서,
상기 PBCH는 상기 SSS와 상기 SS block의 상기 제2 OFDM 심볼에서 연속된 서브캐리어 블록 레벨로 주파수 분할 다중화 되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제16항에 있어서,
상기 SS block의 수 및 상기 SS block의 위치는 하프 프레임 (half frame) 내에서 설정되는 것을 특징으로 하는 방법. - 제16항에 있어서,
CSI-RS (channel state information - reference signal)에 기반하여 RRM (radio resource management)에 대한 측정이 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020237036800A KR20230152181A (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
Applications Claiming Priority (24)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201662432379P | 2016-12-09 | 2016-12-09 | |
| US62/432,379 | 2016-12-09 | ||
| US201662435516P | 2016-12-16 | 2016-12-16 | |
| US62/435,516 | 2016-12-16 | ||
| US201662438064P | 2016-12-22 | 2016-12-22 | |
| US62/438,064 | 2016-12-22 | ||
| US201762443999P | 2017-01-09 | 2017-01-09 | |
| US62/443,999 | 2017-01-09 | ||
| US201762454386P | 2017-02-03 | 2017-02-03 | |
| US62/454,386 | 2017-02-03 | ||
| US201762475488P | 2017-03-23 | 2017-03-23 | |
| US62/475,488 | 2017-03-23 | ||
| US201762483010P | 2017-04-07 | 2017-04-07 | |
| US62/483,010 | 2017-04-07 | ||
| US201762511909P | 2017-05-26 | 2017-05-26 | |
| US62/511,909 | 2017-05-26 | ||
| US201762521876P | 2017-06-19 | 2017-06-19 | |
| US62/521,876 | 2017-06-19 | ||
| US201762541400P | 2017-08-04 | 2017-08-04 | |
| US62/541,400 | 2017-08-04 | ||
| US15/823,310 | 2017-11-27 | ||
| US15/823,310 US10470191B2 (en) | 2016-12-09 | 2017-11-27 | Method and apparatus of broadcast signals and channels for system information transmission |
| PCT/KR2017/014425 WO2018106075A1 (en) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | Method and apparatus of broadcast signals and channels for system information transmission |
| KR1020197006905A KR102514732B1 (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020197006905A Division KR102514732B1 (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020237036800A Division KR20230152181A (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20190087667A true KR20190087667A (ko) | 2019-07-24 |
| KR102595823B1 KR102595823B1 (ko) | 2023-10-30 |
Family
ID=62489938
Family Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020197006905A KR102514732B1 (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
| KR1020197020806A KR102595823B1 (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
| KR1020237036800A KR20230152181A (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020197006905A KR102514732B1 (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020237036800A KR20230152181A (ko) | 2016-12-09 | 2017-12-08 | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (4) | US10470191B2 (ko) |
| EP (3) | EP3748884B1 (ko) |
| KR (3) | KR102514732B1 (ko) |
| CN (3) | CN110430155B (ko) |
| FI (1) | FI3748884T3 (ko) |
| WO (1) | WO2018106075A1 (ko) |
Families Citing this family (117)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3411959B1 (en) * | 2016-02-05 | 2021-03-31 | Sony Corporation | Terminal device, infrastructure equipment, methods and integrated circuitry |
| US11089621B2 (en) * | 2016-10-07 | 2021-08-10 | Lg Electronics Inc. | Method and device for sending and receiving signals on the basis of competition-based non-orthogonal multiple access scheme |
| US10541771B2 (en) | 2016-12-02 | 2020-01-21 | Qualcomm Incorporated | Techniques for transmitting or using a pull-in signal to locate a synchronization channel |
| US10285120B2 (en) | 2016-12-02 | 2019-05-07 | Qualcomm Incorporated | Techniques and apparatuses for common search space determination |
| US11509515B2 (en) * | 2016-12-16 | 2022-11-22 | Qualcomm Incorporated | Synchronization signal transmission and detection |
| CN115361090B (zh) | 2017-01-06 | 2024-04-16 | Idac控股公司 | 基于检错的同步和广播信道 |
| US10348328B2 (en) | 2017-01-06 | 2019-07-09 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Reducing control channel overhead using polar codes |
| CN110178333A (zh) * | 2017-01-06 | 2019-08-27 | Idac控股公司 | 与新无线电相关联的物理广播信道、初始上行链路传输和系统获取 |
| WO2018126496A1 (en) | 2017-01-09 | 2018-07-12 | Qualcomm Incorporated | Bit allocation for encoding and decoding |
| US10498481B2 (en) * | 2017-01-09 | 2019-12-03 | Mediatek Inc. | Broadcast channel enhancement with polar code |
| CN110249680B (zh) | 2017-02-03 | 2023-09-26 | 株式会社Ntt都科摩 | 用户终端以及无线通信方法 |
| KR20230049776A (ko) * | 2017-02-06 | 2023-04-13 | 모토로라 모빌리티 엘엘씨 | 동기화 신호 블록 송신 및 수신 |
| CN116390235A (zh) * | 2017-02-07 | 2023-07-04 | 创新技术实验室株式会社 | 用于通信系统的广播信道配置和广播信道传输和接收的方法和装置 |
| US10568102B2 (en) * | 2017-02-23 | 2020-02-18 | Qualcomm Incorporated | Usage of synchronization signal block index in new radio |
| WO2018166596A1 (en) * | 2017-03-16 | 2018-09-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Configuration of reception of beam reports |
| CN108632985B (zh) * | 2017-03-24 | 2021-01-12 | 华为技术有限公司 | 下行同步方法和装置 |
| EP3603260B1 (en) * | 2017-03-24 | 2021-09-22 | Apple Inc. | Tracking reference signals for new radio |
| US10609736B2 (en) * | 2017-03-24 | 2020-03-31 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Method and apparatus for transmitting RA preamble in NR system |
| CN108632983B (zh) * | 2017-03-24 | 2020-08-14 | 华为技术有限公司 | 传输信号的方法和装置 |
| US10687296B2 (en) * | 2017-03-24 | 2020-06-16 | Qualcomm Incorporated | Techniques for communicating synchronization signal block index in a physical broadcast channel payload |
| CN109845180B (zh) * | 2017-04-01 | 2022-04-15 | Lg 电子株式会社 | 无线通信系统中用于支持短传输时间间隔的终端发送或者接收上行链路信号的方法及其装置 |
| US10476623B2 (en) | 2017-04-03 | 2019-11-12 | Qualcomm Incorporated | Techniques and apparatuses for tertiary synchronization signal design for new radio |
| US10285147B2 (en) | 2017-04-10 | 2019-05-07 | Qualcomm Incorporated | Reference signal schemes in wireless communications |
| US11785565B2 (en) * | 2017-04-14 | 2023-10-10 | Qualcomm Incorporated | Band-dependent configuration for synchronization |
| CN110574312B (zh) | 2017-04-14 | 2021-02-09 | Lg电子株式会社 | 在无线通信系统中执行初始连接的方法和设备 |
| AU2017411184A1 (en) * | 2017-04-25 | 2019-12-12 | Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. | Signal processing method and apparatus |
| CN108737020B (zh) * | 2017-04-25 | 2021-02-12 | 华为技术有限公司 | 一种信息承载方法及装置 |
| AU2018257334B2 (en) * | 2017-04-27 | 2022-09-08 | FG Innovation Company Limited | Base station apparatus, terminal apparatus, communication method, and integrated circuit |
| EP3619978B1 (en) * | 2017-05-03 | 2022-04-13 | Sony Group Corporation | Efficient utilization of ssbs in new radio systems |
| CN108809568B (zh) * | 2017-05-04 | 2023-11-03 | 华为技术有限公司 | 一种信息发送、接收方法及相关设备 |
| EP3635892B1 (en) * | 2017-05-05 | 2022-07-06 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Polar coding for beam sweeping broadcast channel |
| CN108810983B (zh) * | 2017-05-05 | 2021-07-09 | 华为技术有限公司 | 发送和接收信息的方法、网络设备和终端设备 |
| CN108810957B (zh) * | 2017-05-05 | 2020-12-15 | 华为技术有限公司 | 监测信息的方法、终端和网络设备 |
| US10419196B2 (en) | 2017-05-05 | 2019-09-17 | At&T Intellectual Property I, L.P. | Virtual carrier aggregation for wideband operation of wireless communication systems |
| EP3621367B1 (en) * | 2017-05-05 | 2024-02-28 | Fujitsu Limited | Information indication method, detection method and device therefor, and communication system |
| US10638497B2 (en) * | 2017-05-05 | 2020-04-28 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Systems and methods for scheduling and resource allocation with one or multiple numerologies |
| US10270573B2 (en) * | 2017-05-16 | 2019-04-23 | Qualcomm Incorporated | Techniques and apparatuses for reusing remaining minimum system information configuration bits to signal a synchronization signal block location |
| KR101956038B1 (ko) | 2017-06-04 | 2019-03-08 | 엘지전자 주식회사 | 무선 통신 시스템에서, 시스템 정보를 수신하는 방법 및 이를 위한 장치 |
| US10897743B2 (en) | 2017-06-04 | 2021-01-19 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for receiving system information in the wireless communication |
| WO2018230900A1 (en) * | 2017-06-15 | 2018-12-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for allocating ptrs in next generation communication system |
| KR102396952B1 (ko) | 2017-06-15 | 2022-05-13 | 삼성전자 주식회사 | 차세대 통신 시스템에서 ptrs를 할당하는 방법 및 장치 |
| US11039425B2 (en) * | 2017-06-23 | 2021-06-15 | Qualcomm Incorporated | Polar codes with a cross-referenceable nested structure for hierarchical signaling |
| US10880062B2 (en) | 2017-06-29 | 2020-12-29 | Qualcomm Incorporated | Providing protection for information delivered in demodulation reference signals (DMRS) |
| US10965420B2 (en) * | 2017-07-17 | 2021-03-30 | Qualcomm Incorporated | Information combining across beams |
| US11375475B2 (en) * | 2017-07-27 | 2022-06-28 | Apple Inc. | Scrambling of physical broadcast channel (PBCH) |
| KR102486081B1 (ko) * | 2017-07-31 | 2023-01-09 | 한국전자통신연구원 | 통신 시스템에서 동기 신호의 송수신 방법 |
| CN110603743B (zh) * | 2017-08-09 | 2023-12-05 | Oppo广东移动通信有限公司 | 下行信号传输的方法、终端设备和网络设备 |
| RU2735670C1 (ru) * | 2017-08-10 | 2020-11-05 | ЗедТиИ КОРПОРЕЙШН | Обмен общими блоками управления |
| CN109391431B (zh) * | 2017-08-11 | 2021-10-26 | 华为技术有限公司 | 一种获取参考信号的方法、装置和计算机可读存储介质 |
| US10694480B2 (en) | 2017-08-11 | 2020-06-23 | Lenovo (Singapore) Pte. Ltd. | Determining synchronization signal block positions |
| CN109413754B (zh) | 2017-08-18 | 2021-01-29 | 维沃移动通信有限公司 | 一种信息接收、发送方法、终端及基站 |
| US10911271B2 (en) * | 2017-09-11 | 2021-02-02 | Qualcomm Incorporated | PBCH scrambling design |
| CN111096023B (zh) | 2017-09-11 | 2023-08-01 | 苹果公司 | 用于参考信号的配置的方法和装置 |
| US10727968B2 (en) * | 2017-09-15 | 2020-07-28 | Qualcomm Incorporated | Synchronization signal block and control resource set multiplexing |
| PE20201376A1 (es) * | 2017-09-20 | 2020-11-30 | Ntt Docomo Inc | Terminal de usuario y metodo de comunicacion por radio |
| CN109600844B (zh) * | 2017-09-30 | 2021-08-24 | 中兴通讯股份有限公司 | 确定时频资源的方法及装置 |
| TW201924294A (zh) * | 2017-11-16 | 2019-06-16 | 財團法人資訊工業策進會 | 基於正交分頻多工的基頻處理裝置與基頻處理方法 |
| KR102201758B1 (ko) | 2017-11-17 | 2021-01-15 | 엘지전자 주식회사 | 시스템 정보를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치 |
| JP6974482B2 (ja) * | 2017-11-17 | 2021-12-01 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティドLg Electronics Inc. | 下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置 |
| EP3711252B1 (en) * | 2017-11-17 | 2023-08-09 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Configuration of remaining minimum system information coreset in a new radio physical broadcast channel |
| US11457472B2 (en) * | 2017-12-18 | 2022-09-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for initial access block on stand-alone NR unlicensed spectrum |
| CN110149676B (zh) * | 2018-02-11 | 2022-03-25 | 华为技术有限公司 | 一种选择驻留小区的方法及装置 |
| US11864130B1 (en) * | 2018-02-27 | 2024-01-02 | Nextnav France | Method for internet-of-things communications using cellular wireless licensed bands |
| US10912047B2 (en) * | 2018-03-29 | 2021-02-02 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for transmitting and receiving system information |
| CN111903085B (zh) | 2018-04-02 | 2023-09-29 | 日本电气株式会社 | 用于参考信号配置的方法和装置 |
| US11019504B2 (en) * | 2018-04-04 | 2021-05-25 | Qualcomm Incorporated | On-demand coverage extended broadcast signal |
| US11172543B2 (en) | 2018-06-15 | 2021-11-09 | Acer Incorporated | Device and method of handling physical downlink shared channels in bandwidth parts |
| US11399356B2 (en) * | 2018-06-26 | 2022-07-26 | Qualcomm Incorporated | Synchronization signal block (SSB)-based positioning measurement signals |
| US11224088B2 (en) * | 2018-07-02 | 2022-01-11 | Qualcomm Incorporated | Beam sweeping during an on-period of a DRX cycle |
| CN112438025B (zh) * | 2018-07-13 | 2024-10-25 | 索尼集团公司 | 无线通信设备和操作无线通信设备的方法 |
| WO2020014876A1 (en) * | 2018-07-17 | 2020-01-23 | Nokia Shanghai Bell Co., Ltd. | Synchronization signal block and remaining minimum system information location reporting in nr measurement |
| US20210282197A1 (en) * | 2018-07-26 | 2021-09-09 | Mediatek Inc. | Methods and apparatus for cell global identifier reading in new radio system |
| KR20200012702A (ko) * | 2018-07-27 | 2020-02-05 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신 시스템에서 전송 시간 결정 방법 및 장치 |
| CN110839286B (zh) * | 2018-08-16 | 2022-09-06 | 大唐移动通信设备有限公司 | 数据传输方法、装置、基站、终端及计算机可读存储介质 |
| CN110881220B (zh) | 2018-09-06 | 2022-09-30 | 大唐移动通信设备有限公司 | 多传输点trp数据处理的方法、基站、终端及存储介质 |
| WO2020056758A1 (en) * | 2018-09-21 | 2020-03-26 | Qualcomm Incorporated | Physical uplink control channel scheduling for ack-nack feedback in multi-transmission/reception point non-coherent joint transmissions |
| JP2022003715A (ja) * | 2018-09-27 | 2022-01-11 | ソニーグループ株式会社 | 通信装置、通信方法、及びプログラム |
| US10581556B1 (en) * | 2018-10-25 | 2020-03-03 | Aselsan Elektronik Sanayi Ve Ticaret Anonim Sirketi | Uplink multiple access method based on frozen bit patterns of polar codes |
| US10959202B2 (en) * | 2019-05-17 | 2021-03-23 | Qualcomm Incorporated | Fast timing acquisition for discontinuous reception (DRX) |
| WO2020237551A1 (en) | 2019-05-30 | 2020-12-03 | Qualcomm Incorporated | Phase tracking for initial access |
| US11582733B2 (en) | 2019-06-19 | 2023-02-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for SS/PBCH block repetition |
| US12101797B2 (en) | 2019-07-18 | 2024-09-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Methods and systems for use of carrier aggregation capability |
| CN114175830A (zh) * | 2019-08-01 | 2022-03-11 | 韦勒斯标准与技术协会公司 | 在无线通信系统中发送和接收物理上行链路共享信道(pusch)的方法、装置和系统 |
| US11558831B2 (en) * | 2019-09-10 | 2023-01-17 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for S-SSB transmission |
| CN112584323B (zh) * | 2019-09-29 | 2022-03-22 | 维沃移动通信有限公司 | 一种信息发送、接收方法、控制节点及终端 |
| WO2021066469A1 (en) | 2019-10-01 | 2021-04-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for monitoring wake up signal |
| EP3959931A4 (en) * | 2019-10-01 | 2022-06-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for monitoring wake up signal |
| US11770293B2 (en) * | 2019-10-21 | 2023-09-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmission of NTN type and NTN type based configuration of operational parameters |
| US11395167B2 (en) * | 2019-10-24 | 2022-07-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for coreset configuration of unlicensed bands |
| CN114900883A (zh) * | 2019-12-12 | 2022-08-12 | 展讯通信（上海）有限公司 | 候选同步信号块的处理方法及其装置 |
| US11723047B2 (en) * | 2020-01-22 | 2023-08-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for PBCH payload in higher frequency ranges |
| US11601946B2 (en) | 2020-02-05 | 2023-03-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-TRP and URLLC capability signaling |
| CN113260001B (zh) * | 2020-02-12 | 2022-06-10 | 维沃移动通信有限公司 | 关联邻小区的方法和设备 |
| US11888674B2 (en) * | 2020-02-14 | 2024-01-30 | Qualcomm Incorporated | 16-quadrature amplitude modulation (16-QAM) downlink configuration |
| US11638203B2 (en) * | 2020-02-20 | 2023-04-25 | Qualcomm Incorporated | Differentiating between synchronization signal block transmission in a licensed operating mode and an unlicensed operating mode |
| WO2021176267A1 (en) * | 2020-03-02 | 2021-09-10 | Zeku Inc. | Cell measurement based on physical broadcasting channel payload |
| US11502790B2 (en) | 2020-04-09 | 2022-11-15 | Qualcomm Incorporated | Orthogonal sequence generation for multi-bit payloads |
| EP4147496A1 (en) * | 2020-05-05 | 2023-03-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Synchronisation signaling for wireless communication network |
| CN113691357B (zh) * | 2020-05-18 | 2023-07-18 | 展讯通信（上海）有限公司 | 确定控制资源集配置的方法及装置、计算机可读存储介质 |
| CN111865860B (zh) * | 2020-06-29 | 2023-04-11 | 湖南省时空基准科技有限公司 | 一种基于ofdm技术的无线广播授时系统 |
| WO2022000391A1 (zh) * | 2020-07-01 | 2022-01-06 | 华为技术有限公司 | 一种信息传输方法及装置 |
| CN111885633B (zh) * | 2020-07-06 | 2022-04-19 | 武汉虹信科技发展有限责任公司 | 一种nr系统的同频邻区检测方法及装置 |
| CN114126053A (zh) * | 2020-08-28 | 2022-03-01 | 华为技术有限公司 | 一种数据传输方法以及装置 |
| US11405156B2 (en) | 2020-10-28 | 2022-08-02 | Qualcomm Incorporated | Techniques for tracking reference signal with concentrated power per tone |
| CN112583750B (zh) * | 2020-12-04 | 2024-03-01 | 厦门纵行信息科技有限公司 | 一种基于m-fsk的速率控制与接收方法及其收发机 |
| WO2022154822A1 (en) * | 2021-01-13 | 2022-07-21 | Zeku, Inc. | Apparatus and method of master information block delivery using separate payloads |
| CN117979405A (zh) * | 2021-02-19 | 2024-05-03 | 华为技术有限公司 | 无线通信方法及装置 |
| US12041002B2 (en) * | 2021-04-01 | 2024-07-16 | Qualcomm Incorporated | Variable tracking reference signal density |
| US11552718B2 (en) * | 2021-05-12 | 2023-01-10 | Qualcomm Incorporated | Beam refinement and localization using true-time-delay analog arrays |
| CN113473575B (zh) * | 2021-06-10 | 2022-08-16 | 展讯通信（上海）有限公司 | 通信处理方法、装置、存储介质、芯片及模组设备 |
| CN113438727B (zh) * | 2021-06-28 | 2022-06-21 | 展讯通信（上海）有限公司 | 基于ssb和trs的时偏估计方法、装置、终端和存储介质 |
| CN115695123A (zh) * | 2021-07-23 | 2023-02-03 | 华为技术有限公司 | 一种广播方法以及通信设备 |
| US12022437B2 (en) * | 2021-07-23 | 2024-06-25 | Qualcomm Incorporated | Direct current location sharing between unicast user equipments in sidelink |
| CN113824490B (zh) * | 2021-11-25 | 2022-02-11 | 四川轻化工大学 | 一种基于星地链路上行非正交多址接入的软切换方法 |
| US20230379123A1 (en) * | 2022-05-18 | 2023-11-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | User equipment, network node and methods in a wireless communications network |
| CN115174333B (zh) * | 2022-07-06 | 2024-03-12 | 上海大学 | 适用于urllc场景下极简信号收发方法 |
| US20240064665A1 (en) * | 2022-08-17 | 2024-02-22 | Qualcomm Incorporated | System information transmission techniques for energy saving and overhead reduction |
Family Cites Families (56)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8467480B2 (en) * | 2009-09-14 | 2013-06-18 | Qualcomm Incorporated | Combining decision metrics for decoding based on payload difference |
| US9247466B2 (en) * | 2010-12-23 | 2016-01-26 | Qualcomm Incorporated | System and method of improving redirection in a TD-SCDMA circuit-switched fallback from TDD-LTE systems |
| CN103503344B (zh) * | 2011-04-27 | 2016-10-12 | Lg电子株式会社 | 用于在无线通信系统中发送控制信息的方法和设备 |
| US8929215B2 (en) * | 2011-10-29 | 2015-01-06 | Ofinno Technologies, Llc | Special subframe allocation in heterogeneous network |
| US8937918B2 (en) * | 2011-10-29 | 2015-01-20 | Ofinno Technologies, Llc | Efficient special subframe allocation |
| WO2013066100A1 (ko) * | 2011-11-03 | 2013-05-10 | 엘지전자 주식회사 | 무선 접속 시스템에서 하향링크 제어 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 |
| US8879496B2 (en) * | 2011-12-19 | 2014-11-04 | Ofinno Technologies, Llc | Beamforming codeword exchange between base stations |
| US20130286960A1 (en) | 2012-04-30 | 2013-10-31 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for control channel beam management in a wireless system with a large number of antennas |
| US9125064B2 (en) | 2012-06-13 | 2015-09-01 | All Purpose Networks LLC | Efficient reduction of inter-cell interference using RF agile beam forming techniques |
| WO2014109566A1 (ko) * | 2013-01-09 | 2014-07-17 | 엘지전자 주식회사 | 신호 수신 방법 및 사용자기기와 신호 전송 방법 및 기지국 |
| EP2978151A4 (en) | 2013-03-21 | 2016-12-21 | Lg Electronics Inc | METHOD FOR BROADCAST CHANNELS, METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING DIFFUSION CHANNEL SIGNAL, AND DEVICE FOR CHARGING THESE METHODS |
| EP2978244B1 (en) | 2013-04-03 | 2017-06-07 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Broadcast information sending and receiving method, device and system |
| EP2982181A1 (en) * | 2013-04-03 | 2016-02-10 | Google Technology Holdings LLC | Methods for cell discovery |
| CN104105162B (zh) * | 2013-04-05 | 2017-11-17 | 华为技术有限公司 | 基站与终端之间传递信息的方法、基站、终端和系统 |
| US9735942B2 (en) | 2013-04-05 | 2017-08-15 | Qualcomm Incorporated | Physical broadcast channel (PBCH) coverage enhancements for machine type communications (MTC) |
| US9974068B2 (en) * | 2013-05-16 | 2018-05-15 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting signal for improving coverage and apparatus for same |
| US10334569B2 (en) * | 2013-06-05 | 2019-06-25 | Texas Instruments Incorporated | NLOS wireless backhaul downlink communication |
| US9451639B2 (en) * | 2013-07-10 | 2016-09-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for coverage enhancement for a random access process |
| US9516541B2 (en) * | 2013-09-17 | 2016-12-06 | Intel IP Corporation | Congestion measurement and reporting for real-time delay-sensitive applications |
| US9775134B2 (en) | 2013-09-20 | 2017-09-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for coverage enhancements of broadcast channels |
| US10348541B2 (en) * | 2013-11-27 | 2019-07-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Sending and detecting synchronization signals and an associated information message |
| RU2750233C2 (ru) * | 2013-11-27 | 2021-06-24 | Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) | Сетевой узел, беспроводное устройство, способы, выполняемые в них для отправки и обнаружения соответственно сигнала синхронизации и связанной с ним информации |
| JP6640727B2 (ja) | 2014-02-13 | 2020-02-05 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 無線通信システムにおけるｄ２ｄ通信のための同期化信号送受信方法及びそのための装置 |
| WO2016101089A1 (zh) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | 华为技术有限公司 | 极性码的编码方法和编码装置 |
| US20180054289A1 (en) * | 2015-02-10 | 2018-02-22 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for transceiving physical broadcast channel in wireless access system supporting machine-type communication |
| US11336500B2 (en) * | 2015-06-25 | 2022-05-17 | Idac Holdings, Inc. | Searching for synchronization signals with a synchronization index |
| JP2018148248A (ja) * | 2015-07-28 | 2018-09-20 | シャープ株式会社 | 端末装置、基地局装置および方法 |
| EP3329626A4 (en) * | 2015-07-30 | 2019-03-27 | Intel IP Corporation | PHYSICAL DIFFUSION CHANNEL DESIGN |
| US20180242374A1 (en) * | 2015-08-13 | 2018-08-23 | Ntt Docomo, Inc. | User terminal, radio base station and radio communication method |
| US10397904B2 (en) * | 2016-02-20 | 2019-08-27 | Qualcomm Incorporated | Communication of uplink control information |
| US10512061B2 (en) * | 2016-04-28 | 2019-12-17 | Qualcomm Incorporated | Bandwidth agnostic tone mapping |
| US10615897B2 (en) * | 2016-06-01 | 2020-04-07 | Qualcomm Incorporated | Time division multiplexing of synchronization channels |
| US10512046B2 (en) * | 2016-06-09 | 2019-12-17 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for measurement reference signal and synchronization |
| US10880032B2 (en) * | 2016-06-12 | 2020-12-29 | Lg Electronics Inc. | Method for receiving signals and wireless device thereof |
| JP2019526965A (ja) * | 2016-08-10 | 2019-09-19 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 移動通信システムにおける放送チャンネル信号送受信方法及び装置 |
| US10531492B2 (en) * | 2016-08-19 | 2020-01-07 | Qualcomm Incorporated | Conveying RACH information through PBCH |
| US10362610B2 (en) * | 2016-09-19 | 2019-07-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for mapping initial access signals in wireless systems |
| US10447517B2 (en) * | 2016-09-27 | 2019-10-15 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for using synchronization signals as reference for demodulating multi-port broadcast channel |
| CN109964428A (zh) * | 2016-09-28 | 2019-07-02 | Idac控股公司 | 用于nr的波束形成系统中的有效广播信道 |
| US10506534B2 (en) * | 2016-10-14 | 2019-12-10 | Qualcomm Incorporated | Synchronization and data channel numerology in wireless communications |
| US10250380B2 (en) * | 2016-12-12 | 2019-04-02 | Qualcomm Incorporated | Techniques for unified synchronization channel design in new radio |
| US10897780B2 (en) * | 2016-12-19 | 2021-01-19 | Qualcomm Incorporated | Random access channel (RACH) timing adjustment |
| CN115150048A (zh) * | 2017-01-06 | 2022-10-04 | 康维达无线有限责任公司 | Nr中的高效接入和发送的机制 |
| US10425264B2 (en) * | 2017-01-09 | 2019-09-24 | Lg Electronics Inc. | Method of transmitting synchronization signal and apparatus therefor |
| JP6804641B2 (ja) * | 2017-02-06 | 2020-12-23 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 無線通信システムにおいて端末と基地局の間の信号送受信方法及びそれを支援する装置 |
| WO2018174587A1 (en) * | 2017-03-23 | 2018-09-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for pbch transmission in a multi-beam based system |
| US11140667B2 (en) * | 2017-03-24 | 2021-10-05 | Qualcomm Incorporated | Techniques for communicating synchronization signal block index in a timing synchronization signal |
| US10476623B2 (en) * | 2017-04-03 | 2019-11-12 | Qualcomm Incorporated | Techniques and apparatuses for tertiary synchronization signal design for new radio |
| US10285147B2 (en) * | 2017-04-10 | 2019-05-07 | Qualcomm Incorporated | Reference signal schemes in wireless communications |
| US10673552B2 (en) * | 2017-04-14 | 2020-06-02 | Qualcomm Incorporated | Synchronization signal block designs for wireless communication |
| US11006376B2 (en) * | 2017-04-21 | 2021-05-11 | Qualcomm Incorporated | Techniques to encode or decode a self-decodable portion of a physical broadcast channel in a synchronization signal block |
| US11122497B2 (en) * | 2017-05-04 | 2021-09-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for SS block index and timing indication in wireless systems |
| US12075370B2 (en) * | 2017-06-13 | 2024-08-27 | Qualcomm Incorporated | Signaling for detected synchronization signal blocks |
| US20180368084A1 (en) * | 2017-06-16 | 2018-12-20 | Lg Electronics Inc. | Self-contained dmrs for pbch in ss block |
| JP6663078B2 (ja) * | 2017-06-16 | 2020-03-11 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置 |
| US10736063B2 (en) * | 2017-06-27 | 2020-08-04 | Qualcomm Incorporated | Neighbor cell synchronization signal block index determination |
-
2017
- 2017-11-27 US US15/823,310 patent/US10470191B2/en active Active
- 2017-12-08 KR KR1020197006905A patent/KR102514732B1/ko active IP Right Grant
- 2017-12-08 KR KR1020197020806A patent/KR102595823B1/ko active IP Right Grant
- 2017-12-08 CN CN201910676915.7A patent/CN110430155B/zh active Active
- 2017-12-08 FI FIEP20187863.4T patent/FI3748884T3/fi active
- 2017-12-08 CN CN201780076370.5A patent/CN110050420B9/zh active Active
- 2017-12-08 EP EP20187863.4A patent/EP3748884B1/en active Active
- 2017-12-08 EP EP19185289.6A patent/EP3591870A3/en active Pending
- 2017-12-08 CN CN202010735956.1A patent/CN111935843B/zh active Active
- 2017-12-08 KR KR1020237036800A patent/KR20230152181A/ko active Application Filing
- 2017-12-08 WO PCT/KR2017/014425 patent/WO2018106075A1/en unknown
- 2017-12-08 EP EP17877649.8A patent/EP3539231A4/en active Pending
-
2019
- 2019-07-09 US US16/506,961 patent/US11178668B2/en active Active
- 2019-07-09 US US16/506,956 patent/US10485002B1/en active Active
-
2020
- 2020-07-17 US US16/947,105 patent/US11399373B2/en active Active
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| 3GPP R1-1611787* * |
| 3GPP R1-1613046* * |
| 3GPP R1-17xxxxx* * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US10485002B1 (en) | 2019-11-19 |
| KR102595823B1 (ko) | 2023-10-30 |
| US20180167946A1 (en) | 2018-06-14 |
| FI3748884T3 (fi) | 2023-11-15 |
| KR102514732B1 (ko) | 2023-03-28 |
| CN110050420B9 (zh) | 2021-10-01 |
| WO2018106075A1 (en) | 2018-06-14 |
| KR20230152181A (ko) | 2023-11-02 |
| US20200351886A1 (en) | 2020-11-05 |
| CN110050420B (zh) | 2021-05-07 |
| US20190335470A1 (en) | 2019-10-31 |
| EP3539231A1 (en) | 2019-09-18 |
| US20190335469A1 (en) | 2019-10-31 |
| EP3591870A2 (en) | 2020-01-08 |
| US11178668B2 (en) | 2021-11-16 |
| EP3591870A3 (en) | 2020-12-02 |
| CN111935843B (zh) | 2021-08-31 |
| EP3748884B1 (en) | 2023-10-11 |
| CN110430155A (zh) | 2019-11-08 |
| US11399373B2 (en) | 2022-07-26 |
| CN110050420A (zh) | 2019-07-23 |
| EP3748884A1 (en) | 2020-12-09 |
| EP3539231A4 (en) | 2020-12-02 |
| CN110430155B (zh) | 2022-03-22 |
| US10470191B2 (en) | 2019-11-05 |
| CN111935843A (zh) | 2020-11-13 |
| KR20190085507A (ko) | 2019-07-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR102514732B1 (ko) | 시스템 정보 송신을 위한 브로드캐스트 신호 및 채널의 방법 및 장치 | |
| JP7392038B2 (ja) | Ｎｒ－ｓｓバーストセットの設計方法及び装置 | |
| KR102563587B1 (ko) | Nr-dmrs 시퀀스 설계 방법 및 장치 | |
| US11870523B2 (en) | Method and apparatus for indication of reference signals in wireless systems | |
| EP3593575B1 (en) | Apparatus and method for enhanced synchronization signals for coverage enhancements of low cost user equipment | |
| KR102529064B1 (ko) | 동기화 신호 설계 방법 및 장치 | |
| US10567133B2 (en) | Method and apparatus for synchronization signals and PBCH block enhancement |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A107 | Divisional application of patent | ||
| A201 | Request for examination | ||
| AMND | Amendment | ||
| E601 | Decision to refuse application | ||
| X091 | Application refused [patent] | ||
| AMND | Amendment | ||
| X701 | Decision to grant (after re-examination) | ||
| A107 | Divisional application of patent | ||
| GRNT | Written decision to grant |