KR20180113502A - 레이더 시스템에서 위상 잡음에 의해 초래되는 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

레이더 시스템에서 위상 잡음에 의해 초래되는 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 시스템 Download PDF

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Abstract

특히 레이더 시스템에서 위상 잡음으로 인한 간섭을 감소시키는 방법이 개시되는데, 제1 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1)에서, 제1 신호(sigTX1)가 생성되어 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출되고, 추가, 특히 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)에서, 제1 신호(sigTX2)가 생성되어 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출되고, 신호(sigTX1 및 sigTX2)가 각각의 다른 트랜시버 유닛에서 직접적으로 또는 간접적으로 수신되어 수신된 신호(sigRX12 및 sigRX21)로서 추가로 처리되고, 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)에서, 비교 신호(sigC12)가 제1 신호(sigTX1) 및 경로(SP)를 통해 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 수신된 제1 신호(sigRTX2)로부터 형성되며, 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)에서, 추가 비교 신호(sigC21)가 제1 신호(sigTX2) 및 경로(SP)를 통해 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로부터 수신된 제1 신호(sigTX1)로부터 형성되고, 추가 비교 신호(sigC21)는 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로 전송, 특히 통신되며, 제1 단계에서, 트랜시버 유닛(NKSE2, NKSE1)의 시스템 편차에 의해 유도 된 비교 신호(sigC21 및 sigC12)의 편차가 보상되고, 제2 단계에서, 2개의 비교 신호 중 제1 비교 신호로부터 또는 이 제1 비교 신호로부터 유도된 신호로부터의 적어도 하나의 복소 값이 2개의 비교 신호 중 제2 비교 신호의 복소 값의 적어도 하나의 복소 값 또는 제2 비교 신호로부터 유도된 신호의 값을 적응시켜, 적응된 신호(sigCC)를 형성하기 위한 목적으로 사용되고, 적응은, 수학적 연산에 의해, 복소 값들의 벡터 합 또는 차가 형성되거나 또는 복소 값들의 위상의 합 또는 차가 형성되도록 발생한다.

Description

레이더 시스템에서 위상 잡음에 의해 초래되는 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 시스템
본 발명은 적어도 2개의 논코히어런트(noncoherent) 트랜시버 유닛(NKSE1 및 NKSE2)에 의해 방출, 특히 방사되며, 각각 다른 NKSE로 전송되어 수신되는 무선 신호를 처리하는 방법을 기술한다. 적어도 2개의 트랜시버 유닛은 이 경우에 신호 생성을 위한 적어도 부분적으로 독립적인 장치(신호 소스)를 갖추고 있다. 독립적인 신호 생성은 상이한 NKSE의 생성된 신호가 초기에 서로에 대해 정의된 위상 관계를 가지지 않는, 즉 서로에 대해 코히어런트(coherent)하지 않는 결과를 초래한다.
분산 레이더 시스템은 이 경우에 신호가 적어도 하나의 전송기로부터 적어도 하나의 수신기로 간접 연결(오브젝트(object), 산란체 또는 경계층에서 반사됨) 또는 직접 경로(시준선(line-of-sight)을 통해)로 전송되는 적어도 2 개의 NKSE를 갖는 시스템이 될 수 있다. 레이더 네트워크는 다중 NKSE를 사용하여 오브젝트 장면을 이미지화하거나 및/또는 오브젝트의 속도 또는 거리 또는 포즈와 같은 특성을 검출하는 데 사용될 수 있다. 그러나, 레이더 네트워크는 서로에 대한 다중 NKSE의 거리 또는 포즈 또는 상대 속도를 결정하는데 사용될 수 있다. 첫 번째 경우에는 주로 1차 레이더 시스템을 언급하고, 두 번째 경우에는 2차 레이더 시스템 또는 무선 위치 시스템을 언급한다.
레이더 시스템에서, 양호한 각도 분해능을 달성하기 위해 가능한 가장 큰 공간 어퍼쳐(spatial aperture)를 탐색한다. 어퍼쳐라는 용어는 이 경우에 다중 개별 안테나가 배치된 - 또는 단일 안테나가 여러 위치로 각각 이동하는 - 영역 또는 공간 영역을 나타내고, 개별 안테나의 신호는 합산 신호를 형성하기 위해 전송 동안 결합되고 및/또는 수신 후에 결합된다. 본 발명과 관련하여 신호가 코히어런트하게(coherently), 즉 정의된 위상 관계로 결합되는 것이 중요하다. 전송된 신호 및/또는 수신된 신호의 조합은 신호의 수신 후에 파의 중첩 또는 컴퓨터에 의해 물리적으로 수행될 수 있다. 이와 관련하여, 소위 어퍼쳐 합성 방법 또는 합성 어퍼쳐를 사용하는 방법에 대한 언급도 종종 있다. 이러한 어퍼쳐 배치(arrangement)은 또한 MIMO, SIMO 또는 MISO라는 용어로 알려져 있다. MIMO(multiple input, multiple output)는 통신 공학 또는 레이더 기술에서 다수의 송수신 안테나를 사용하는 방법 및/또는 전송 시스템을 지칭한다. MIMO 시스템에서, 트랜시버 및 리시버는 다중 안테나를 가지고; SIMO 시스템(single input, multiple output)에서, 트랜시버는 하나의 안테나를 가지고 리시버는 많은 안테나를 가지며, MISO (multiple input, single output)에서 트랜시버는 많은 안테나를 가지고 리시버는 하나의 안테나만 가진다.
다중 안테나 엘리먼트를 사용하여 큰 어퍼쳐를 합성하고자 하는 경우, 이러한 배치 내에 고주파를 갖는 신호를 코히어런트하게 분배하기 위해 어퍼쳐 크기를 증가시키게 되면 점차 문제가 된다. 따라서, 보다 낮은 주파수 레벨에서의 동기화 또는 후처리에 의한 분산 배치의 조합이 바람직하다. 이로써, 고주파 신호의 적어도 부분적으로 분리된 생성이 가능해지고, 이상적으로 완전히 독립적인 서브모듈이 사용될 수 있다. 그러나, 분산 유닛의 동기화 영역에서 기술적 어려움이 발생하고, 위상 잡음의 간섭 영향이 증가한다.
분산 레이더 시스템의 경우에는, 적어도 2개의 NKSE에서 적어도 부분적으로 독립된 신호 생성원, 특히 동기화 및 위상 잡음 성분에 대한 영향을 보상하기 위해, 별도로 배치된 적어도 2개의 논코히어런트 각각의 다른 트랜시버 유닛과 관련하여) 트랜시버 유닛(NKSE)에 할당되기 때문에, 어떠한 경우에도 요구 사항이 존재한다. 예를들어, 고주파 발진기를 사용하거나 고주파 발진기와 결합된 MEMS 발진기 및 위상 고정 루프를 사용하여 각 NKSE의 시스템 클럭이 국부적으로 생성되는 경우, 완전히 독립적인 고주파 신호의 생성이 제공된다. 부분적으로 독립적인 고주파 신호의 생성은 예를 들어 NKSE 사이의 공통 저주파 시스템 클럭 또는 기준 신호의 분배이고, 그로부터 고주파 신호가 위상 고정 루프에 의해, 승산(multiplication)에 의해, 또는 다른 주파수 비교 메커니즘에 의해 후속적으로 생성되거나 유도된 다.
동기화를 달성하고 위상 잡음의 영향을 감소시키기 위한 제1 접근법이 이후에 기술된다. 이 경우, 적어도 2개의 NKSE가 전이중(full-duplex) 방식의 동일한 상호 무선 채널을 통해 동시에 (대략) 전송 및 수신된다. 전송 및 수신된 신호는 각각 서로 혼합되어 비교 신호가 적어도 2개의 NKSE 각각에 형성된다. 상호 및 (거의) 동시 전송으로 인해, 두 신호 소스의 위상 잡음은 각 비교 신호(혼합 신호, 중간 주파수 신호 또는 비트(beat) 신호라고도 함)에 포함된다. 비교 신호들 중 적어도 하나의 데이터는 A/D 컨버터에 의해 샘플링된 후에 다른 유닛으로 전송되므로, 비교 신호들은 모두 이 NKSE에 제공된다. 소위 비교-비교 신호를 형성하기 위해 이들 2개의 비교 신호의 상관 또는 승산에 의해, 위상 잡음의 영향이 강하게 억제될 수 있고 코히어런트 측정이 가능해질 수 있다. 이 절차에 따라, 그러한 시스템을 사용하여 반송파 주파수의 도플러 시프트에 의해 검출될 수 있는 속도를 측정하는 것도 가능하다.
종래기술에서, 특히 다중 신호 성분을 갖는 레이더 신호에서, 즉 다중 타겟 또는 다중 신호 전송 경로를 포함하는 신호의 경우, 간섭이 발생한다. 이런 식으로 달성가능한 정확도 및 범위가 감소된다. 또한, 계산 노력(computing effort)은 매우 크다.
본 발명의 목적은 상기한 단점을 방지하는, 레이더 시스템에서의 위상 잡음으로 인한 간섭을 감소시키기 위한 방법 및 시스템을 제안하는 것이다. 특히, 가능한 최소한의 계산 노력으로 간섭을 줄여야 한다.
이 목적은 청구항 1에 따른 특징을 갖는 방법 및 대응하는 시스템 및 대응하는 용도에 의해 달성된다. 유리한 실시형태는 특히 종속 청구항의 주제이다.
본 발명의 주제는 방법이고, 그 방법을 사용하여 NKSE 사이에서 전송된 신호가 처리되어 신호 생성을 위한 단지 하나의 공유 장치를 사용하여, 즉 코히어런트 신호 소스를 사용하여 동작하는, 단지 레이더 신호만이 실제로 존재하는, 유리한 특성을 갖는 비교 신호가 얻어진다. 본 발명의 주제는 특히 신호 생성을 위해 다중 독립적인 장치의 비상관된(non-correlated) 위상 잡음에 의해 유도되는 간섭 효과를 감소시키는 방법이다. 이 방법은 분산 레이더 시스템, 소위 레이더 네트워크에 특히 유리하게 적용가능하다.
레이더 신호 처리 분야에서, 높은 정확성 및 장거리(long range)를 달성하기 위해, 수신된 신호를 가능한 한 가장 낮은 잡음을 갖는 중간 주파수 신호로 변환하고자 한다. 이 경우, 트랜시버와 리시버 사이에 다중 전파 경로가 있다고 가정해야 한다. 원칙적으로, 예상되는 주파수에 정확하게 튜닝된 필터를 사용하여 대역 통과 필터링에 의해 수신된 다중 경로 전파 및 상관된 잡음 성분을 억제하는 것이 가능하다. 그러나, 실제 이 방법은 불충분하게 수행될 수 있는데, 각각의 NKSE에서의 샘플링 시간 및 국부 발진기 주파수의 동기화 에러가 혼합 절차 후에 생성된 비트 신호의 정확한 예측을 제한된 범위로만 허용하기 때문이다. 이러한 문제로 인해, 이 두 신호의 위상 잡음의 상관 관계가 감소되고 위상의 추정 에러가 증가한다.
따라서, 위상 잡음 및 동기 에러의 영향이 감소되거나 완전히 억제된 계산 단계를 갖는 방법이 유리하다.
본 발명에 따른 방법은 적어도 2개의 NKSE가 거의 동시에 전송된다는 점에서 시작된다. 이 문맥에서 거의 동시적으로는, 전송된 신호(sigTX1 및 sigTX2)가 양방향, 즉 n1에서 nKSE2까지의 sigTX1 및 NKSE2에서 NKSE1까지의 sigTX2의 신호 지속기간의 대부분 동안 전송된다는 것을 의미한다. 전송된 신호(sigTX1 및 sigTX2)의 초기에 알려지지 않은 시작 시간의 차이는 T_off로 지칭된다. 가장 동등한 가능한 전송 시간이 바람직하고, 시프트 T_off는 바람직하게는 신호 지속기간의 절반보다 크지는 않지만, 어떤 경우에는 신호 지속기간보다 작아야 한다. 이 경우, 적어도 부분적으로 독립적인 발생으로 인해, 신호(sigTX1 및 sigTX2)는 비상관된 신호 성분을 가지며, 이는 스테이션 NKSE1 및 NKSE2 내의 신호 소스의 위상 잡음에 기인한다.
이러한 배치에서, 전송 안테나의 상호성을 보장하기 위해, 동일한 안테나가 전송(Tx) 및 수신(Rx)에 사용되는 것이 바람직하다. 어레이(예를 들어, MIMO의 경우)의 배치에서, 전송 경로들 중 적어도 하나는 바람직하게는 상호적임이 보장되어야 한다. NKSE의 적어도 하나의 전송 및 수신 경로에서 전송 혼합기의 사용은 호혜성을 달성하는데 특히 적합하다. 레이더 장치 내의 전송 혼합기의 일 예시적인 실시형태가 예를 들어 US 6,317,075 B1에 기술되어 있다.
추가적인 단계로서, 그 다음 비교 신호(sigC21; sigC12)이 각 NKSE에서, 특히 각각의 수신된 신호와 전송된 신호 사이에서 또는 위상 잡음에 대해 전송된 신호와 상관된 신호의 성분을 사용하여 형성된다. 이들 비교 신호를 형성하는 방법은 특허출원 DE 10 2014 104 273 A1의 절차에 대응한다.
본 발명에 따르면, 위상 잡음 및 동기화 에러는 적어도 2 단계로 수신된 신호의 처리를 수행함으로써 감소된다. 제1 단계로서, 신호 소스의 활성화를 통해 신호를 수신하기 전에, 및/또는 수신된 신호에서의 직접 보상을 통해 및/또는 비교 신호에서의 보상을 통해, 시스템 편차(systematic deviation)가 보정된다. 제2 단계로서, 예를 들어, 상관관계 및/또는 비교-비교 신호 형성의 단축된 분석이 예측된 시프트 범위 또는 최선의 경우에 단지 하나의 시프트 값에서만 발생한다.
제2 단계에서, DE 10 2014 104 273 A1에서와 달리 본 발명에 따르면, 특히 바람직하게는 위상 보상을 위한 승산이 실행되지 않지만, 오히려 복소(complex) 신호의 가산이 사용된다. 전술한 제1 처리 단계, 즉 시스템 편차의 사전 보상으로 인해 승산 대신에 가산을 사용할 수 있다.
신호의 승산 또는 나눗셈은 비선형 연산을 나타낸다. 비선형 연산은 항상 비선형 효과, 즉 신호 및 잡음 성분의 소위 상호 변조에 의해 항상 수반된다. 특히, 다중 신호 성분, 즉 다중 타겟 또는 다중 신호 전송 경로를 포함하는 신호를 갖는 레이더 신호의 경우, 이것은 간섭을 초래한다. 본 발명에 따라 제안된 복소 신호의 가산을 사용하는 것은 가산이 비선형 효과, 특히 신호 및 잡음 성분의 상호 변조를 방지하는 선형 연산이므로 큰 이점이 있다. 따라서, 이러한 실시형태 변형은 일반적으로 비교 신호(sigC21 및 sigC12)의 조합 방법과 비교하여 위상 잡음의 상당히 양호한 감소를 초래한다.
DE 10 2014 104 273 A1의 경우에 예상되는 바와 같이, 전술한 추가적인 간섭 영향이 발생하지 않고 위상 잡음/위상 잡음의 영향이 본 발명에 따라 억제된다. 또한, DE 10 2014 104 273 A1의 실시형태로서 제안된 완전 승산 또는 상관보다 상당히 낮은 계산 노력이 요구되기 때문에, 이 접근법은 기술적으로 유리하다.
본 발명에 따른 절차를 수행하기 위해, 바람직하게는 먼저 주파수 오프셋을 (가능한 한 광범위하게) 보상하기 위해, 정확한 직접 (제어가능한 소프트웨어를 통한) 및/또는 합성 (컴퓨터) 동기화가 수행된다. 그 다음 선형화된 관측(linearized observation)이 사용될 수 있으며, 이는 작은 잔류 위상 차이의 경우에만 간섭의 상관된 성분의 제거를 초래한다(도 3에 도시된 원리).
이 경우, 측정 자체의 범위에서, 측정하기 전에 또는 측정 후에 동기화가 개별적으로 수행될 수 있다. 측정 범위 내의 동기화 또는 그 이후의 동기화의 경우, 동기화는 예를 들어 비교 신호의 후속적인 적응을 통해 발생할 수 있다.
sigTX1 및 sigTX2의 신호 소스의 클럭 속도를 직접 (예를 들어, TCXO를 통해) 또는 컴퓨터 (합성 동기화)로 서로 적응(adapting)할 수 있는 수단 또는 방법이 동기화를 위해 제공될 수 있다.
분산 스테이션에서 클럭 소스를 등화하는 모든 알려진 방법이 사용될 수 있다. 동기화를 위한 특히 유리한 접근법은 특허 US 7,940,743에 따른, 특허출원 DE 102008010536에 따른 방법, 및/또는 기준 클럭 또는 기준 신호의 교환이다. FMCW 신호에 대한 측정 내의 클럭 등화(clock equalization)에 대한 또 다른 방법은 이하에서 설명된다.
클럭 소스를 등화하는 이러한 모든 방법은 전파(radio wave) 또는 케이블 연결을 통해 구현될 수 있다. 유선(wired)은 케이블에 의해 수행되는 전기 신호 또는 광 신호를 의미할 수 있다.
대안적으로 또는 클럭 소스를 등화하는 방법을 개선하기 위해, 원자 시계와 같은 매우 고품질의 클럭 소스가 또한 사용될 수 있다.
동기화 단계 이후에, 신호(sigEP21, sigEP12)는 함수 인수로서, 신호 런타임, 각각의 신호 성분의 전송 채널 또는 길이를 갖는 함수를 각각 나타내는 비교 신호로부터 유도된다.
그 다음, 스테이션들 사이의 오프셋 T_off이 예를 들어 특허 DE 101 57 931에 개시된 방법에 의해, 또는 적어도 2개의 NKSE의 비교 신호의 상관에 의해 결정된다. 이 경우, 최대 값이 오프셋을 제공할 수 있다. 대안적으로, FMCW 신호에 대해 이후에 설명하는 방법을 사용할 수도 있다. 상기한 바와 같이, 상기 방법은 유선 또는 전파에 의해 수행될 수 있다.
결정된 런타임과 관련될 수 있는 적어도 하나의 함수 값(F1)이 신호(sigEP21)로부터 결정가능하며, 가능한 한 정확하게 동일한 런타임과 관련될 수 있는 신호(sigEP12)의 적어도 하나의 추가 함수 값(F2)이 결정가능하다. 그 다음, F1 및 F2는 서로 오프셋된다. 이 오프셋은 예를 들어 두 런타임 값의 가산 또는 감산에 의해 발생한다.
따라서, 신호(sigTX1, sigTX2)의 비상관된 신호 성분에 기인한 신호 소스의 위상 잡음으로 인한 간섭이 제거되거나 적어도 감소된다. 단계들은 다음과 같이 요약된다.
레이더 시스템에서 위상 잡음으로 인한 간섭을 감소시키는 방법으로서,
- 제1 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1)에서, 제1 신호(sigTX1)가 생성되어 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출되고,
- 추가, 특히 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)에서, 제1 신호(sigTX2)가 생성되어 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출되고,
- 신호(sigTX1 및 sigTX2)가 각각의 다른 트랜시버 유닛에서 직접적으로 또는 간접적으로 수신되어 수신된 신호(sigRX12 및 sigRX21)로서 추가로 처리되고,
- 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)에서, 비교 신호(sigC12)가 제1 신호(sigTX1) 및 경로(SP)를 통해 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 수신된 제1 신호(sigRTX2)로부터 형성되며,
- 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)에서, 추가 비교 신호(sigC21)가 제1 신호(sigTX2) 및 경로(SP)를 통해 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로부터 수신된 제1 신호(sigTX1)로부터 형성되고,
- 추가 비교 신호(sigC21)는 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로 전송, 특히 통신되며,
- 제1 단계에서, 트랜시버 유닛(NKSE2, NKSE1)의 시스템 편차에 의해 유도 된 비교 신호(sigC21 및 sigC12)의 편차가 보상되고,
- 제2 단계에서, 2개의 비교 신호 중 제1 비교 신호로부터 또는 이 제1 비교 신호로부터 유도된 신호로부터의 적어도 하나의 복소 값이 2개의 비교 신호 중 제2 비교 신호의 복소 값의 적어도 하나의 복소 값 또는 제2 비교 신호로부터 유도된 신호의 값을 적응시켜, 적응된 신호(sigCC)를 형성하기 위한 목적으로 사용되고,
- 적응은, 수학적 연산에 의해, 복소 값들의 벡터 합 또는 차가 형성되거나 또는 복소 값들의 위상의 합 또는 차가 형성되도록 발생한다.
논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE)은 트랜시버 장치로 이해되어야 하며, 그것의 전송된 신호는 추가 NKSE의 신호와 관련하여 논코히어런트하다(제1 NKSE 또는 추가 NKSE의 신호가 본질적으로 코히어런트하다고 하더라도). 연산, 분석 또는 다른 방법 단계가 (각각의) 트랜시버 유닛에서 수행되는 경우, 이는 또한 트랜시버 유닛에 연결된, 아마도 물리적으로 독립적인 분석 유닛을 포함한다. 예를 들어, 트랜시버 유닛은 수개의 신호 생성 또는 신호 처리 컴포넌트를 갖는 하나 또는 다중 안테나로 구성된 배치로 설계될 수 있는 반면, 신호 비교 유닛 또는 분석 유닛과 같은 추가 컴포넌트는 구조적으로 이러한 배치에 독립적인 컴포넌트로서 연결된다. 컴포넌트가 사용될 수 있다면, 기술적으로 구현가능하다면, 처리 컴포넌트로부터 소위 하드웨어로 형성될 수 있고 및/또는 프로세서에서 전체적으로 또는 부분적으로 실행되는 신호 또는 데이터 처리 단계로서 구현될 수 있다.
일반적으로, 선택적으로 제공되는 분석 유닛은 특히 하나 또는 다중(둘다) 트랜시버 유닛의 컴포넌트이거나 이러한 하나 또는 다중(둘다) 트랜시버 유닛에 연결된다. 각각의 트랜시버 유닛 또는 각각의 트랜시버 유닛의 나머지 컴포넌트에 연결된, 물리적으로 독립적인 분석 유닛이 선택적으로 제공될 수 있다. 대안적으로, 분석 유닛은 선택적으로 제1 및/또는 추가 논코히어런트 트랜시버 유닛, 예를 들어 공유 하우징 및/또는 모듈러 유닛으로 통합될 수 있다.
예시적인 실시형태는 도면을 기초로하여 이후에 더 상세히 설명될 것이다.
도면에서:
도 1은 서로 통신하는 2개의 트랜시버 유닛 및 그것의 개별 컴포넌트를 도시하고;
도 2는 도 1의 컴포넌트와 방법 시퀀스의 실례를 도시하고;
도 3은 상부에서의 동기화 이전에 비상관된 잡음 성분을 갖는 2개의 트랜시버 유닛의 비트 신호 및 하부에서의 동기화 후의 상관된 위상 잡음을 갖는 합성 혼합 결과파(synthetic mixed product)를 도시하며;
도 4는 동기화 이전에 2개의 트랜시버 유닛으로부터의 모든 램프(ramp)의 스펙트로그램(spectrogram)을 도시한다.
도 1로부터 명백한 바와 같이, 2개의 트랜시버 유닛(NKSE1, NKSE2)은 무선 인터페이스를 통해 서로 통신한다. 이 경우, 제1 또는 제2 신호(sigTX1, sigTX2)가 각각 전송된다. 트랜시버 유닛(NKSE1, NKSE2)은 각각 신호 소스(1), 클럭 적응 또는 비교 신호 변경을 위한 유닛(2), 및 전송 비교 유닛(SigComp1, SigComp2)을 갖는다.
도 2는 각 경우의 위상 변경을 위한 유닛(4)를 추가로 도시한다. 2개의 위상 변경을 위한 유닛(4) 사이에는 데이터 교환이 발생한다.
본 발명의 정확한 수학적 유도는 이후에 수행된다. 제1 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1)에서, 제1 신호(sigTX1)가 생성되고, 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출된다. 추가, 특히 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)에서, 제2 신호(sigTX2)가 생성되고, 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출된다. 신호의 방출은 이 경우 가능한 한 동시에 발생하지만, 2개의 신호 형태가 바람직하게는 전송 시간의 적어도 절반에 대해 중첩되도록 서로 적어도 시간순으로 적응된다. 신호 소스는 완전히 또는 부분적으로 독립적일 수 있다.
통신 기술에서 전형적으로 그렇듯이, 사용되는 전송 신호(sigTX1, sigTX2)는 등가 기저대역 신호(bbTX1) 및 반송파 신호로 분해되는 것으로 표현될 수 있다.
본 발명에 따른 시스템은 바람직하게 거리 측정 및/또는 이미징에 사용되기 때문에, 소위 양호한 상관 특성을 갖는 신호가 기저대역 신호로서 사용되는 것이 바람직하다. 상관 특성이 양호한 신호는, 예를 들어, 광대역 펄스, 잡음 신호, M 시퀀스, 골드 코드, 바커 코드 등의 의사 랜덤(pseudorandom) 펄스 시퀀스(PN 코드), 카사미 시퀀스, 허프만 시퀀스, 처프(chirp), 선형 주파수 변조 신호(FMCW), 처프 또는 FMCW 시퀀스 등이다. 이러한 신호 형태는 레이더 기술 및 통신 기술(특히 CDMA 분야에서)에서 다양한 형태로 널리 알려져 있다.
트랜시버 유닛(NKSE1)의 전송 신호(sigTX1)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00001
시간 오프셋 T01은 신호 sigTX1의 전송 시간을 정의하고; 위상 항
Figure pct00002
은 일정한 위상 오프셋 및 캐리어 신호의 위상 잡음을 포함한다.
각 주파수
Figure pct00003
는 sigTX1의 반송파 신호 주파수를 나타낸다.
트랜시버 유닛(NKSE2)의 전송 신호(sigTX2)는 동일한 방식으로 형성될 수 있다. 다음 사항이 적용된다:
Figure pct00004
전송된 신호(sigTX1 및 sigTX2)는 각각의 다른 트랜시버 스테이션에 - 직접적으로 또는 오브젝트에서 반사되어 - 도달하고, 수신되며, 수신 신호 sigRX12 및 sigRX21로서 추가 처리된다.
제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)에서 수신된 수신 신호는 전송 신호(sigTX1)에 대응하며, 그러나 진폭이 변경되고 런타임
Figure pct00005
에 의해 지연된다. 수학적 표현을 단순화하고 일반 공개의 제한없이, 모든 신호는 복소 값 신호로 표현되어야 한다. 따라서 다음 식이 적용된다:
Figure pct00006
전송된 신호(sigTX1)가 제2 트랜시버 유닛(NKSE2)에 대해 상이한 길이의 다중 (I개의 수) 전송 경로를 통해 전송되는 경우, 그에 따라 수신된 신호는 다음과 같이 진폭 가중 및 시간 지연 신호의 선형 중첩으로서 표현될 수 있다:
Figure pct00007
여기서
Figure pct00008
제2 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)로 전송되는 신호의 경우, 그에 따라 다음 사항이 적용된다:
Figure pct00009
또는
Figure pct00010
여기서
Figure pct00011
트랜시버 유닛(NKSE1, NKSE2)은 신호 비교 유닛(SigComp1, SigComp2)을 포함하도록 구현되며, 트랜시버 유닛의 각각의 수신 신호는 그 전송 신호 - 즉, NKSE1에서 신호 sigTX1를 갖는 신호 sigRX12 및 NKSE2에서 신호 sigTX2를 갖는 신호 sigRX21와 오프셋된다. 신호 비교 유닛(SigComp1, SigComp2)은 예시적인 실시형태에서 혼합기(Mix)로서 구현된다. 즉, 본원에서 신호 sigRX12는 NKSE1의 신호 sigTX1과 혼합되며 신호 sigRX21은 NKSE2의 신호 sigTX2와 혼합된다. 일반적으로 2개의 복소 사인 신호의 경우 승산 또는 혼합 다운(mixing down)은 다른 신호의 공액 복소(*= 공액을 위한 문자)와 신호 중 하나를 승산하는 것으로 표현될 수 있기 때문에 일반적으로 시스템 이론에서 혼합 절차를 표현할 수 있는 것으로 알려져 있다. 따라서 다음 사항이 적용된다:
Figure pct00012
비교 신호를 형성하는 또 다른 유리한 방법은 NKSE1이 신호 sigRX12를 신호 sigTX1와 혼합되는 것이 아니라, 오히려 그것의 반송파와 혼합되는 것이다. 따라서:
Figure pct00013
NKSE 2의 신호의 경우, 따라서 다음 사항이 적용된다:
Figure pct00014
또는 대안적 실시형태에서:
Figure pct00015
이제 NKSE에 다음과 같은 조건이 충족되도록 보장하는, 수단이 제공되는 것으로 추정한다:
Figure pct00016
및
Figure pct00017
이들 수단이 바람직하게 구체화될 수 있는 방법은 이미 위에서 설명되었고 및/또는 예시적인 실시형태에서 이후에 설명될 것이다. 이러한 경계 조건에서, 다음 결과가 얻어진다:
Figure pct00018
Figure pct00019
상호 전송 채널을 추정하는 경우, 그에 따라 다음 사항이 추가로 적용된다:
Figure pct00020
다음 단계에서, 데이터 통신을 사용하여 비교 신호가 공유 분석 유닛으로 전송되고 둘다의 분석이 제공되는 것이 보장된다. 공유 분석 유닛은 NKSE1, NKSE2 또는 다른 분석 유닛일 수 있다.
추가 처리 단계에서, 이제 2개의 비교 신호의 위상이 부가된다. 여기서 위상 잡음 성분을 갖는 반송파 위상만을 관측하면, 미지(unknown)의 위상 기여도가 이 성분에만 존재하기 때문에, 2개의 반송파 위상 항을 가산하면, 그에 따라 다음 식이 얻어진다:
Figure pct00021
전자기파의 전파 속도가 빠르기 때문에 런타임이 일반적으로 매우 작다고 ㅅ생각하면, 발진기의 결정적인 위상 잡음 성분은 일반적으로 발진기 위상 잡음과
Figure pct00022
또는
Figure pct00023
각각의 알려진 관계에 따라 반송파로부터의 거리가 증가할수록 크게 감소하며. 따라서 현저한 저역 통과 거동(behavior), 특히 전형적으로
Figure pct00024
보다 상당히 작은 제한 주파수를 갖는 저역 통과 거동을 가지므로, 다음과 같다:
Figure pct00025
여기서
Figure pct00026
본 발명에 따른 제안된 처리는, 비교 신호들 중 하나에서, 각각의 다른 비교 신호의 위상이 가산되므로, 위상 잡음으로 인한 간섭이 상당히 감소되는 결과를 가져온다. 이 위상 노이즈 감소는 타겟의 탐지성(detectability)을 향상시키며, 측정 범위를 연장하며, 측정 정확도를 향상시킨다.
선택된 혼합기 토폴로지(topology)에 따라, 예를 들어, 표준 위치 또는 반전(inverted) 위치 혼합기가 사용되는지 여부에 따라, 전술된 위상 항이 다른 부호를 가질 수 있다. 부호에 따라, 위상 항의 선호되는 링크(linkage)는 반드시 가산이 아니라 오히려 감산일 수도 있다. 링크가 위상 잡음 항 및 런타임 의존 위상 항의 감소를 초래한다는 것, 즉 항
Figure pct00027
을 포함하는 식이 유지되는 것이 결정적이다. 또한, 위상 값이 복소수로 표현되는 경우, 복소수가 서로 승산되거나 나눗셈되거나 또는 각각의 다른 수의 공액 복소수와 승산되어 위상의 합 또는 차를 형성하는 것이 일반적으로 알려져 있다.
위상 잡음 성분의 감소를 위한 하나의 가능한 바람직한 변형이 이후에 기술 될 것이다. 많은 경우, 등가 기저대역 신호가 제1 및 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1, NKSE1)에서 생성되는 것이 바람직하다. 즉, 다음 사항이 적용된다:
Figure pct00028
적어도 대략 상호적인 무선 채널에서, 다 사항음이 적용되는 것으로 추정된다:
Figure pct00029
이러한 조건에서 다음 결과가 얻어진다:
Figure pct00030
쉽게 알 수 있듯이, 두 신호는 위상 항을 제외하고는 동일하다.
그러나, 신호(sigC12 및 sigC21)의 진폭이 상이한 경우, 혼합기 또는 증폭기 등과 같은 전기적 컴포넌트의 상이한 특성 때문에, 상호 무선 채널에도 불구하고 신호(sigC12 및 sigC21)의 약간 다른 진폭이 초래될 수 있다. 신호는 우선 본원에 기술된 바람직한 변형 예에서 동일한 진폭으로 스케일링되어야 한다.
추가적인 시스템 위상 오프셋이 또한 신호(sigC12 및 sigC21)를 형성하기 위한 절차에서 발생할 수 있다. 신호(sigC12 및 sigC21)의 이러한 위상 오프셋이 상이하면, 이러한 위상 오프셋은 우선 본원에 기술된 바람직한 변형 예에서 보상되어야 한다.
결정된 시간(t) 동안, 신호(sigC12 및 sigC21)는 복소수 포인터로서 이해될 수 있다. 포인터의 복소수 가산으로 인해, 상이한 부호를 갖는 위상 항의 벡터 성분은 위상 항의 가산의 경우에서 전술한 것과 동일한 방식으로 상쇄된다. 따라서, 위상 잡음 성분의 감소를 위한 가능한 바람직한 변형 예로서, 가산될 복소수 신호(sigC12 및 sigC21), 즉 다음과 같은 신호가 제안된다:
Figure pct00031
신호 sigCC는 신호 sigC12 또는 sigC21보다 현저히 낮은 위상 잡음을 가지며, 신호 sigCC는 거리 측정, 각도 측정 또는 이미징을 위해 사용된다. 그러나, 신호를 가산하기 전에, 상이한 반송파 주파수 및 전송 시간이 초래하는, 진폭 및 위상의 전술된 시스템 편차가 보상되는 것이 중요하다.
물론, sigC12 및 sigC21의 모든 값과 반드시 신호(sigC12 및 sigC21) 자체를 가산해야 하는 것은 아니다. 그러나, 2개의 제1 비교 신호로부터 또는 이 제1 비교 신호로부터 유도된 신호로부터의 적어도 하나의 복소 값은 2개의 제2 비교 신호의 적어도 하나의 복소 값 또는 이 제2 비교 신호로부터 유도된 신호의 값을 적응시켜, 적어도 하나의 신호(sigCC)의 값을 형성하는데 사용되며, 상기 적응은 수학적 연산에 의해, sigC12 및 sigC21로부터 유도된 적어도 2개의 복소 값의 벡터 합 또는 차가 형성되도록 발생한다.
본원에서 제안된 혼합 절차는 단지 하나의 가능한 실시형태를 나타내며, 위상 잡음 성분의 보상은 또한 다른 방법에 의해 구현될 수 있음을 주의해야 한다. 따라서, 예를 들어, 모든 고주파 신호는 혼합 전에 디지털화, 즉 아날로그/디지털 컨버터를 사용하여 샘플링될 수 있으며, 모든 추가 작업은 컴퓨터 또는 디지털 방식으로, 예를 들어 프로세서 또는 FPGA(field programmable gate array)에서 수행 될 수 있다.
원칙적으로, 전송된 신호(sigTX1 및 sigTX2)는 FMCW 변조될 수 있다. 이 경우(수학적 연산 이전), 비교 신호의 스펙트럼은 바람직하게는 가장 높은 값으로 스케일링된다.
FMCW 신호 및 다중 순차적 N 램프를 사용하는 본 발명의 특정 실시형태가 이후에 설명될 것이다. 이 경우, NKSE는 이하에서 주파수 램프라고 하는, 선형적으로 상승 또는 하강하는 주파수를 갖는 다중 N개의 신호를 전송한다. 그 다음, 비교 신호가 NKSE의 수신 신호로부터 생성되고 추가 처리를 위해 버퍼링된다. 예를 들어, 이러한 방식으로 올바른 부호를 갖는 상대 속도가 결정되기 때문에, 상승 및 하강 램프가 사용된다.
먼저, 비트 신호(sigC12 및 sigC21)의 개별적인 스펙트로그램이 각각의 램프에 대한 각각의 수신 채널에 대해 준비된다. 이러한 스펙트로그램은 모든 N개의 연속적인 램프에 대한 위상 정보가 없는 진폭 표현에서 서로 인접하게 배치된다. 이는 상승 램프에 대해 도 4에 도시되어 있고, 여기서 IQ 혼합이 수행되지 않았기 때문에, 2개의 최대 값이 나타나지만, 오히려 실수 값(real-value) 샘플링된 신호가 제공된다. 1차 레이더에서 사용하는 경우, 검출 범위 내의 적어도 하나의 반사기가이 단계를 위해 미리 식별되어야 하며 전술된 바와 같이 표현되어야 한다.
비트 신호가 예상되는 주파수 대역(거친 사전 동기화에 의해 보장됨)은 관대하게 절취된다. 그 후, 각각의 제1 N/2 램프의 스펙트로그램은 주파수 축을 따라 제2 N/2 램프의 스펙트로그램과 상관된다(단계 1). 이 경우에 발견되는 최대 값은 두 NKSE의 상대 시간 드리프트(drift)를 반영한다(선형 함수가 이 경우 추정될 수 있음). 예를 들어, 하나 이상의 반사를 통해 신호를 수신하면, 타겟의 식별은 또한 양측에서의 상호 드리프트(drift)를 통해 발생할 수 있다.
대안적으로, 주파수 오프셋의 결정은 특히 공유 버스 시스템을 통해 1차 레이더에서, 버스 시스템의 케이블을 통해 측정 신호 또는 보다 광범위한 동기화 신호를 교환하는 시스템에 의해 수행될 수 있다. 이 경우, 버스 시스템은 특히 CAN, FlexRay, Most, 기가비트 이더넷 시스템, USB, FireWire 또는 TTP 시스템이다.
그 후, 스펙트로그램의 모든 램프는 예를 들어 클럭 적응 또는 비교 신호 변경을 위한 유닛(2)에서 반대되는 주파수 오프셋을 갖는 복소수 보정 신호를 사용하여, 승산함으로써, 이 드리프트에 의해 보정된다. 이와 같이 얻어진 다양한 램프의 스펙트로그램은 (인코히어런트하게(incoherently)) 가산되고, 중첩의 결과로서, 최대 값이 구해지며, 이는 시간 오프셋 (오프셋 에러)에 대응한다. 1차 레이더에서, 이전 단계에서 발생하는 서로 연관된 피크의 식별은 피크의 선택에 사용될 수 있다.
대안적으로, 시간 오프셋의 결정은 공유 버스 시스템을 통해, 특히 측정 데이터 또는 적절한 상관 시퀀스들 중 하나를 전송함으로써 발생할 수 있다.
상대적 시간 오프셋 및 상대적 시간 드리프트(= 현재 주파수 오프셋)의 이러한 방식으로 확인된 파라미터는 N개의 램프의 전체 시퀀스에 대해 평균화된다. 이 결과에는 클럭 편차의 상당 부분이 포함된다. 또한, 이제 각 램프 및 각 스테이션에 대해, 스펙트로그램의 어느 지점에서 입사 신호의 에너지가 각각 예상되는지 알 수 있다.
이제 원래 기록된 국부 혼합된 신호(sigC12 및 sigC21)는 먼저 일정한 시간축을 얻기 위해 정수 값(Tint)(ΔT = |T01-T02| = Tint + Tfrac와 같은 두 스테이션 사이의 시간 오프셋의 표현 )만큼 시프트된다. 위상 잡음은 공유된 정확한 시간축으로 인해 더 강하게 상관된다. 나머지 작은 시간 에러(Tfrac)는, 예를 들어, 분수 지연(fractional delay) 필터의 적용에 의해 보상될 수 있다. 따라서, 이제 이렇게 시프트된 신호는, 반대 방향으로 주파수 곡선을 이미지화하는 스케일링된 복소수 보정 신호를 폴딩(folding) 또는 스펙트럼적으로 승산함으로써, 2개의 국부 발진기의 주파수 오프셋(Δω = ω1 - ω2)으로 인해 발생하는 편차 램프 슬로프(deviating ramp slope)에 의해 보정된다.
이제 비트 신호의 FFT 이후에 이들 각각의 리-샤프닝된(re-sharpened) 혼합 신호에서 채널 펄스 응답에 대한 피크가 요구된다. 2차 레이더에서는 가장 강한 피크 또는 대안적으로 제1 피크를 취하는 것이 바람직하며, 1차 레이더에서는 양측에서 유사하게 얻어진 피크가 선택되어야 한다. 따라서 최대 값은 양쪽 스테이션에서 각각의 램프에 대한 연관된 위상을 갖는 추정 거리에서 발생한다. 이 값들은 원칙적으로 상반 채널에서 앞뒤(there-and-back) 경로 측정에 해당한다. 나머지 편차는 NKSE의 2개의 신호 소스(1), 예를 들어 위상 잡음이 원인이 되는 발진기 사이의 잔여 주파수 및 위상차에 기인한다. 정확한 주파수 차이는 이제 절대적으로 결정되어 보정될 수 있다((IQ 혼합기 360°에서) 180° 모호성(ambiguity)을 제외하고 위상 차이가 결정될 수 있음). 이 모호성은 위상 곡선을 램프로부터 램프로 +/- 90°로 제한함으로써 해결되며, 이는 언래핑(unwrapping)이라고도 한다. 이러한 나머지 위상 에러의 정확한 보정 후, 두 스테이션의 합성 혼합 신호는 거의 상이하지 않다.
이 전처리 후, 레이더 시스템의 특성, 시스템 오류가 완전히 수정되었는데, 이는 2개의 비트 신호의 위상 시프트가 여전히 작은 절대 값에 의해서만 벗어나기 때문이다. 이 시점에서, 한편으로는 시간 및 주파수 축의 정확한 동기화가 달성되고, 한편으로는 위상 잡음이 부가적인 기여로 간주되어 선형 조합에 의해 제거될 수 있다. 이것은 예를 들어 NKSE 모두에서 모든 N개의 램프를 2D 푸리에 변환함으로써 발생하므로 진폭이 스케일링된 비트 신호가 최종적으로 추가된다. 시스템 파라미터(샘플링 속도, 램프 슬로프, 반송파 주파수, ...)의 통합으로, 이 선형 조합의 결과의 최대 값은 거리 및 속도에 대한 추정 값을 나타낸다.

Claims (15)

  1. 레이더 시스템에서 위상 잡음으로 인한 간섭을 감소시키는 방법으로서,
    - 제1 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1)에서, 제1 신호(sigTX1)가 생성되어 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출되고,
    - 추가, 특히 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)에서, 제1 신호(sigTX2)가 생성되어 경로(SP)를 통해 전송, 특히 방출되고,
    - 신호(sigTX1 및 sigTX2)가 각각의 다른 트랜시버 유닛에서 직접적으로 또는 간접적으로 수신되어 수신된 신호(sigRX12 및 sigRX21)로서 추가로 처리되고,
    - 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)에서, 비교 신호(sigC12)가 제1 신호(sigTX1) 및 경로(SP)를 통해 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 수신된 제1 신호(sigRTX2)로부터 형성되며,
    - 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)에서, 추가 비교 신호(sigC21)가 제1 신호(sigTX2) 및 경로(SP)를 통해 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로부터 수신된 제1 신호(sigTX1)로부터 형성되고,
    - 추가 비교 신호(sigC21)는 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로 전송, 특히 통신되며,
    - 제1 단계에서, 트랜시버 유닛(NKSE2, NKSE1)의 시스템 편차에 의해 유도 된 비교 신호(sigC21 및 sigC12)의 편차가 보상되고,
    - 제2 단계에서, 2개의 비교 신호 중 제1 비교 신호로부터 또는 이 제1 비교 신호로부터 유도된 신호로부터의 적어도 하나의 복소 값이 2개의 비교 신호 중 제2 비교 신호의 복소 값의 적어도 하나의 복소 값 또는 제2 비교 신호로부터 유도된 신호의 값을 적응시켜, 적응된 신호(sigCC)를 형성하기 위한 목적으로 사용되고,
    - 적응은, 수학적 연산에 의해, 복소 값들의 벡터 합 또는 차가 형성되거나 또는 복소 값들의 위상의 합 또는 차가 형성되도록 발생하는, 방법.
  2. 제1항에 있어서, 전송된 신호(sigTX1 및 sigTX2)는 FMCW 변조되는, 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 특히 제1 신호(sigTX1 및 sigTX2)의 신호 소스의, 클럭 속도 등화는 버스 시스템, 바람직하게는 통신 버스를 통해 발생하고, 및/또는
    특히 제1 신호(sigTX1 및 sigTX2)의 신호 소스의, 클럭 속도 등화는 특히 1차 레이더로서 동작시 전파를 통해 및/또는 케이블 접속을 통해 발생하는, 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1, NKSE2)의 동기화는, 특히 2차 레이더의 사용시, 특히 연속적인 다중 램프에 대한 주파수 드리프트의 결정에 의한 사전 동기화를 발생시키는, 방법.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 오프셋, 특히 시간 오프셋 및/또는 주파수 오프셋은 버스 시스템을 통해, 바람직하게는 1차 레이더로서 동작시 결정되는, 방법.
  6. 제1항 또는 제5항에 있어서, 오프셋, 특히 시간 오프셋 및/또는 주파수 오프셋은, 특히 비교 신호(sigTX1 및 sigTX2)의 스펙트럼의 보정된 최대 값의 위치를 분석하여 결정되는, 방법.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 제1 및/또는 추가 논코히어런트 트랜시버 유닛은 개별적인 방법 단계, 특히 계산 및 분석을 수행하기 위한 적어도 하나의 분석 유닛을 가지며, 각각의 분석 유닛은 물리적으로 독립적인 분석 유닛일 수 있으며, 각각의 트랜시버 유닛 또는 각각의 트랜시버 유닛의 나머지 컴포넌트에 연결되거나, 제1 및/또는 추가 논코히어런트 트랜시버 유닛에, 예를 들어 공유 하우징에 및/또는 모듈 유닛으로 통합될 수 있는, 방법.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 비교 신호(sigC12 및 sigC21)는 특히 공유된 분석 유닛으로 전송되어 둘다의 분석을 위해 제공되고, 공유된 분석 유닛은 선택적으로 제1 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1)이거나 또는 선택적으로 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)이거나 또는 선택적으로 다른, 특히 별도의 분석 유닛인, 방법.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 제1 신호(TX1 및 TX2)는 적어도 시간순으로 중첩 전송되고, 추가 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)의 추가 제1 신호(TX2)는 바람직하게는 제1 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2)의 제1 신호(TX1)의 신호 지속기간의 적어도 절반 동안, 보다 바람직하게는 적어도 거의 동시에 전송되는, 방법.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 수학적 연산 이전에, 비교 신호의 스펙트럼은 최대 값으로 스케일링되는, 방법.
  11. 특히 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하기 위한 유닛을 갖는 레이더 시스템의 위상 잡음으로 인한 간섭을 감소시키기 위한 시스템으로서,
    제1 신호(sigTX1)를 생성하고, 경로(SP)를 통해 제1 신호(sigTX1)를 전송, 특히 방출하기 위한 제1 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1),
    - 제1 신호(sigTX2)를 생성하여 경로(SP)를 통해 제1 신호(sigTX2)를 전송, 특히 방출하기 위한 추가, 특히 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE2),
    - 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1 및 NKSE2)은 직접 또는 간접 경로 상의 각각의 다른 트랜시버 유닛에서 제1 신호(sigTX1 및 sigTX2)를 수신하도록 설계되고, 그 다음 수신된 신호(sigRX12 및 sigRX21)로서 추가로 처리되며,
    - 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)은 제1 신호(sigTX1) 및 경로(SP)를 통해 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 수신된 제1 신호(sigRTX2)로부터의 비교 신호(sigC12)를 형성하도록 설계되며,
    - 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)은 제1 신호(sigTX2) 및 경로(SP)를 통해 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로부터 수신된 제1 신호(sigTX1)로부터의 추가 비교 신호(sigC21)를 형성하도록 설계되고,
    - 전송 유닛이 추가 트랜시버 유닛(NKSE2)으로부터 제1 트랜시버 유닛(NKSE1)으로 추가 비교 신호(sigC21)를 전송, 특히 통신하도록 제공되고,
    - 제1 단계에서, 트랜시버 유닛(NKSE2, NKSE1)의 시스템 편차에 의해 유도 된 비교 신호(sigC21 및 sigC12)의 편차를 보상하도록 설계되며, 제2 단계에서, 2개의 비교 신호 중 제1 비교 신호로부터 또는 이 제1 비교 신호로부터 유도된 신호로부터의 적어도 하나의 복소 값이 2개의 비교 신호 중 제2 비교 신호의 복소 값의 적어도 하나의 복소 값 또는 제2 비교 신호로부터 유도된 신호의 값을 적응시켜, 적응된 신호(sigCC)를 형성하기 위한 목적으로 사용되고, 적응은 수학적 연산에 의해 복소 값들의 벡터 합 또는 차가 형성되거나 또는 복소 값들의 위상의 합 또는 차가 형성되도록 발생하는, 시스템.
  12. 제11항에 있어서, 버스 시스템, 특히 통신 버스가, 특히 제1 신호(sigTX1 및 sigTX2)의 신호 소스의, 클럭 속도 등화를 위해 제공되고, 및/또는 버스 시스템이 오프셋, 특히 시간 오프셋 및/또는 주파수 오프셋의 결정을 위해 제공되는, 시스템.
  13. 제11항 또는 제12항에 있어서, 공유 트랜시버 안테나가 제1 및/또는 추가 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1 및/또는 NKSE2)에 제공되고 및/또는 전송 혼합기가 경로(SP) 내에 제공되는, 시스템.
  14. 제1 및/또는 제2 논코히어런트 트랜시버 유닛(NKSE1 및/또는 NKSE2)의 각각에 적어도 하나의 공유 트랜시버 안테나를 갖는 시스템에 대한 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 따른 방법의 용도.
  15. 레이더 시스템에서 위상 잡음으로 인한 간섭을 감소시키기 위한 제11항 내지 제13항 중 어느 한 항에 따른 시스템의 용도.
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