KR20160119939A - 삼각파 신호 발생기와 pll구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기 - Google Patents

삼각파 신호 발생기와 pll구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기 Download PDF

Info

Publication number
KR20160119939A
KR20160119939A KR1020150048638A KR20150048638A KR20160119939A KR 20160119939 A KR20160119939 A KR 20160119939A KR 1020150048638 A KR1020150048638 A KR 1020150048638A KR 20150048638 A KR20150048638 A KR 20150048638A KR 20160119939 A KR20160119939 A KR 20160119939A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
input terminal
delay
phase
conduction mode
Prior art date
Application number
KR1020150048638A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101715673B1 (ko
Inventor
윤광섭
정태진
Original Assignee
인하대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인하대학교 산학협력단 filed Critical 인하대학교 산학협력단
Priority to KR1020150048638A priority Critical patent/KR101715673B1/ko
Publication of KR20160119939A publication Critical patent/KR20160119939A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101715673B1 publication Critical patent/KR101715673B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 높은 직류 전압을 그보다 낮은 직류 전압으로 변환시키고, 저항에 비하여 상대적으로 전력 소모가 적은 인덕터를 사용하는 히스테리틱 벅 변환 장치로서, 출력된 감압 신호의 주파수를 증가시키기 위해 파형의 구간이 반복되는 주기신호를 출력하는 신호 발생부; 주기 신호에 의해 주파수가 증가된 변조 신호의 위상을 지연시키는 딜레이부; 및 입력단으로 인가된 전류의 전도 모드에 따라 상기 변조 신호 또는 상기 딜레이부에서 출력된 지연 신호를 선택적으로 피드백 하여 상기 감압 신호의 리플을 감소시키는 제어부를 포함한다.
본 발명에 따르면, 신호 발생부는 출력 전압 리플이 히스테리시스 윈도우 전압사이를 빠르게 오가도록 하여 스위칭 주파수를 향상시켜 출력 전압 리플은 감소하며 저용량 인덕터 사용이 가능해진다. 딜레이부는 기준 클럭과의 위상을 동기화시키기 위해 추가되는 정확한 지연 시간을 결정한다. 위상주파수검출기를 통해 기준 클럭과 비교기 출력 사이의 위상 차이를 감지하고 전하 펌프를 통해 위상 차이만큼의 전류를 루프 필터에 충전하거나 방전하여 스위칭 주파수가 기준 클럭과 동기화 되는 이점이 있다. 제어부는 영 전류 감지기와 전도 모드 판별기를 이용하여 입력단의 전류를 충전시키거나 방전시켜 출력 목표 값에 해당하는 직류 전압을 얻을 수 있는 효과가 있다.

Description

삼각파 신호 발생기와 PLL구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기{HYSTERETIC BUCK CONVERTER USING A TRIANGULAR WAVE GENERATOR AND THE DELAY TIME CONTROL CIRCUIT OF THE PLL STRUCTURE}
본 발명은 인가된 전압을 감압하여 출력하는 히스테리틱 벅 변환 장치에 관한 것으로서, 특히 출력 전압의 리플을 감소시켜 응답특성이 향상된 PLL(Phase Locked Loop) 구조의 히스테리틱 벅 변환 장치에 관한 것이다.
오늘날 휴대용 전자기기는 그 사용량이 점차 증가하는 추세이고, 배터리로 운영되는 장비들이 대부분이다. 이러한 휴대용 전자기기에서 전력손실을 최소화 하는 것은 주된 관심사이기 때문에 'Power Management' 기술의 중요성이 날로 증가되고 있다. 최근에는 전력 소모를 최소화 하면서도 기준 전압을 용이하게 얻을 수 있는 인덕터를 사용하는 벅 변환 장치(Buck converter)가 직류-직류 변환 장치로 많이 사용된다.
특히, 히스테리시스 비교기(Hysteresis Comparator)를 사용하여 풀업-풀다운 스위치를 제어하는 히스테리시스 벅 변환 장치는 특정 밴드 대역의 기준 전압을 사용한다. 히스테리시스 벅 변환 장치는 고속의 과도 응답과 안정성이라는 장점을 구비하고 있다.
한편, 히스테리틱 제어를 가지는 벅 변화 장치와 관련해서는, 한국 공개특허 10-2014-0041108 (공개일: 2014.04.04., 발명의 명칭: 전원공급장치 및 히스테리틱 벅 변환기)에 일부 개시되어 있다.
부하전류 변동에 따른 출력 전압 변화를 직접 비교기의 입력으로 사용하기 때문에 일반적인 벅 변환 장치의 리플은 히스테리시스 비교기의 윈도우 전압보다 큰 값을 가지게 된다. 이로 인한 느린 스위칭 주파수는 저용량 인덕터의 사용을 어렵게 한다. 이는 곧 히스테리틱 벅 변환 장치의 부피와 제조단가를 증가시키는 문제점이 있다. 또한, 히스테리틱 벅 변환 장치는 전류 리플에 의하여 부하에 상대적으로 큰 노이즈가 인가되는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 스위칭 주파수가 저전력으로 동작되도록 하는 히스테리틱 벅 변환 장치를 제공하고자 한다. 또한, 본 발명은 EMI 잡음에 민감한 IC로 구성된 부하단의 출력 전압의 리플이 감소된 히스테리틱 벅 변환 장치를 제공하고자 한다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 인가된 전압을 감압하여 출력하는 히스테리틱 벅 변환 장치에 있어서, 출력된 감압 신호의 주파수를 증가시키기 위해 파형의 구간이 반복되는 주기 신호를 출력하는 신호 발생부; 주기 신호에 의해 주파수가 증가된 변조 신호의 위상을 지연시키는 딜레이부; 및 입력단으로 인가된 전류의 전도 모드에 따라 상기 변조 신호 또는 상기 딜레이부에서 출력된 지연 신호를 선택적으로 피드백 하여 상기 감압 신호의 리플을 감소시키는 제어부를 포함할 수 있다.
바람직하게, 본 발명에 따른 신호 발생부는 출력된 감압 신호에 삼각파의 주기 신호를 인가할 수 있다.
바람직하게, 본 발명에 따른 딜레이부는 변조 신호를 목표 출력 값인 기준 전압 신호와 비교하여 펄스 파형으로 오차 신호를 출력하는 비교기; 오차 신호의 위상과 기준 클럭의 위상을 비교하여 기준 클럭의 위상이 오차 신호의 위상보다 빠르면 수동소자에 전하를 충전하고, 느리면 수동소자의 전하를 방전하는 위상주파수검출기; 및 수동소자에 충·방전된 전하량을 갖는 지연 시간 제어 신호를 기준으로 지연 신호와 오차 신호의 위상 차이에 해당하는 지연 시간을 산출하여 변조 신호의 위상을 지연 시간 만큼 지연시키는 딜레이 콘트롤러를 포함할 수 있다.
바람직하게, 본 발명에 따른 제어부는 입력단으로 인가된 전류를 충전하는 P형 파워 스위치와 입력단으로 인가된 전류를 방전하는 N형 파워 스위치를 구비하고, 멀티플렉서로부터 전달된 신호를 입력단으로 피드백 하는 사구간 콘트롤러; 입력단으로 인가되는 전류의 극성 변화를 감지하는 영 전류 감지기; 영 전류 감지기의 출력된 신호로부터 입력단의 전류가 감소되는 불연속 전도모드와 입력단의 전류가 증가되는 연속 전도 모드를 구분하는 전도 모드 판별기; 및 전도 모드 판별기에서 출력된 신호가 인가되고, 사구간 콘트롤러로 지연 신호와 오차 신호를 선택적으로 전달하는 멀티플렉서를 포함할 수 있다.
바람직하게, 본 발명에 따른 영 전류 감지기는 저항으로 바이어스 된 전류원과 연산 전달 컨덕턴스 증폭기 및 캐스코드 전류미러를 포함할 수 있고, 캐스코드 전류미러는 적어도 하나 이상의 트랜지스터를 구비할 수 있다.
바람직하게, 본 발명에 따른 전도 모드 판별기는 영 전류 감지기 신호를 판단하여 입력단이 연속 전도 모드인 경우 로직 1을, 입력단이 불연속 전도 모드인 경우 로직 0을 멀티플렉서로 출력할 수 있다.
바람직하게, 본 발명에 따른 멀티플렉서는 입력단이 연속 전도 모드인 경우 지연 신호를 선택하고, 입력단이 불연속 전도 모드인 경우 오차 신호를 선택하여 사구간 콘트롤러로 전달할 수 있다.
본 발명에 따르면, 신호 발생부는 출력 전압의 리플이 히스테리시스 윈도우 전압사이를 빠르게 오가도록 하여 스위칭 주파수를 향상시키는 이점이 있다. 이 경우, 높은 스위칭 주파수로 인하여 출력 전압 리플은 감소하며 인덕터로 인가되는 전류의 리플이 감소된다.
또한 본 발명에 따르면, 스위칭 주파수가 저전력으로 동작되므로 저용량 인덕터의 사용이 가능한 이점이 있다.
또한 본 발명에 따르면, 저용량의 인덕터를 사용함으로써 변환 장치의 부피와 제조단가를 줄일 수 있는 이점이 있다.
또한 본 발명에 따르면, 딜레이부는 기준 클럭과의 위상을 동기화시키기 위해 추가되는 정확한 지연 시간을 결정한다. 위상주파수검출기를 통해 기준 클럭과 비교기 출력 사이의 위상 차이를 감지하고 전하 펌프를 통해 위상 차이만큼의 전류를 루프 필터에 충전하거나 방전한다. 이 경우, 주파수가 기준 클럭과 동기화 되는 이점이 있다.
또한 본 발명에 따르면, 제어부는 영 전류 감지기와 전도 모드 판별기를 제어하여 파워 스위치를 구동시킨다. 이 경우, 입력단의 전류를 충전시키거나 방전시켜 출력 목표 값에 해당하는 직류 전압을 얻을 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 히스테리틱 벅 변환 장치의 구성를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 신호 발생부의 회로도 및 신호 발생부가 출력하는 파형을 나타낸다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 딜레이 콘트롤러의 회로도 및 딜레이 콘트롤러에 의해서 지연된 오차 신호의 파형을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 영 전류 감지기와 전도 모드 판별기의 회로도를 나타낸다.
이하, 첨부된 도면들에 기재된 내용들을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 다만, 본 발명이 예시적 실시 예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일 참조부호는 실질적으로 동일한 기능을 수행하는 부재를 나타낸다.
본 발명의 목적 및 효과는 하기의 설명에 의해서 자연스럽게 이해되거나 보다 분명해 질 수 있으며, 하기의 기재만으로 본 발명의 목적 및 효과가 제한되는 것은 아니다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 히스테리틱 벅 변환 장치(1)를 나타낸다. 히스테리틱 벅 변환 장치(1)는 신호 발생부(10), 딜레이부(30), 제어부(50) 및 부하부(70)를 포함할 수 있다.
신호 발생부(10)는 출력된 감압 신호의 주파수를 증가시키기 위해 파형의 구간이 반복되는 주기 신호를 출력할 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 신호 발생부(10)의 회로도를 나타낸다. 도 2를 참조하면, 신호 발생부(10)는 히스테리틱 벅 변환 장치(1)로 인가된 전압인
Figure pat00001
과 접지(Gnd)를 입력으로 갖는 MUX, P형 파워 스위치(
Figure pat00002
), 저항(
Figure pat00003
), 및 저항(
Figure pat00004
)과 직렬로 연결된 커패시터(
Figure pat00005
)를 포함할 수 있다.
신호 발생부(10)가 출력하는 주기 신호의 파형은 삼각파일 수 있다. 출력 전압(
Figure pat00006
)에 삼각파 신호를 추가해줌으로써 히스테리틱 벅 변환 장치(1)의 주파수가 증가할 수 있다. 본 명세서에서는 삼각파가 합쳐져서 주파수가 증가한 신호를 변조 신호(
Figure pat00007
)라 한다. 스위칭 주파수를 증가시킬 경우, 출력 전압(
Figure pat00008
)의 리플을 감소시킬 수 있으며 저용량 인덕터(L)의 사용이 가능하다.
스위칭 주파수를 높일수록 콘덴서(
Figure pat00009
)와 인덕터(L)의 소형 및 박형화가 용이한 이유는 용량성 임피던스와 유도성 임피던스가 모두 주파수 f의 함수라는 점에 있다. 용량성 임피던스는 Zc＝1/（jωC）, 유도성 임피던스는 ZL＝jωL로 기술할 수 있다. 따라서, 용량성 임피던스나 유도성 임피던스를 설계하는 경우, 주파수 f를 높이면 콘덴서와 인덕터 모두 소형과 박형 부품으로 사용할 수 있다.
신호 발생부(10)의 출력단은 딜레이부(30)와 연결될 수 있다. 신호 발생부(10)가 출력한 삼각파 신호는 출력 전압(
Figure pat00010
)과 합쳐져서 비교기(302)의 (-)단자로 들어갈 수 있다.
신호 발생부(10)는 MUX를 제어함으로써 링잉(ringing)이 없는 스텝파형(
Figure pat00011
)을 생성할 수 있다. 신호 발생부(10)는 P형 파워 스위치(
Figure pat00012
)를 통해 MUX의 입출력을 제어할 수 있다. 신호 발생부(10)는 기존의 불연속 전도 모드에서 입력단(701)의 스텝 전압을 저역 통과 필터의 입력으로 사용 시 발생했던 문제점을 해결할 수 있다.
일반적인 벅 변환 장치의 출력 전압은 하기의 [수학식 1]에 의해 부하의 전류 변동에 따라 스위칭 주파수가 가변하게 되어 EMI 잡음에 취약한 주변 IC의 사용을 어렵게 한다. 이를 고려하면, 신호 발생부(10)는 삼각파 신호를 감압된 출력 전압(
Figure pat00013
)이 비교기(302)로 인가되기 전에 추가함으로써, 히스테리틱 벅 변환 장치(1)의 스위칭 주파수를 증가시키고 출력 전압(
Figure pat00014
)의 기생소자 의존도를 제거할 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00015
(
Figure pat00016
: 스위칭 주파수,
Figure pat00017
: 출력전압,
Figure pat00018
: 입력전압,
Figure pat00019
: 커패시터의 기생 직렬 저항성분,
Figure pat00020
: 내부 지연 시간,
Figure pat00021
: 출력커패시터,
Figure pat00022
: 히스테리시스 비교기의 윈도우전압,
Figure pat00023
: 커패시터의 기생 인덕터성분)
딜레이부(30)는 변조 신호(317)의 위상을 지연시킬 수 있다. 딜레이부(30)는 밴드갭 기준 전압 발생기(301), 클럭 생성기(303), 위상주파수검출기(305), 전하 펌프(307), 루프 필터(309), 비교기(302), 및 딜레이 콘트롤러(311)를 포함할 수 있다.
밴드갭 기준 전압 발생기(301)는 목표로 하는 출력 전압을 얻기 위한 직류상태의 기준 전압을 공급할 수 있다. 이하, 본 명세서 밴드갭 기준 전압 발생기(301)가 공급하는 목표 출력 전압을 기준 전압 신호라 한다. 기준 전압 신호는 변조 신호(317)와의 위상과 비교되기 위해서 비교기(302)의 (+)단자로 입력될 수 있다.
클럭 생성기(303)는 하기 오차 신호(313)의 동기를 위한 기준 클럭을 제공할 수 있다. 클럭 생성기(303)는 히스테리틱 벅 변환 장치(1)에 독립적으로 기준 클럭을 제공하며, 출력 전압(
Figure pat00024
)의 주파수를 고정시키는 역할을 할 수 있다.
비교기(302)는 변조 신호(317)를 목표 출력 값인 기준 전압 신호와 비교하여 펄스 파형으로 오차 신호(313)를 증폭하여 출력할 수 있다. 증폭된 오차 신호(313)는 디지털 값으로 표현될 수 있다. 오차 신호(313)는 하기 멀티플렉서(505)와 위상주파수검출기(305)로 입력될 수 있다.
위상주파수검출기(305)를 통해 기준 클럭과 비교기(302) 출력 사이의 위상 차이를 감지할 수 있다. 위상주파수검출기(305)는 오차 신호(313)의 위상과 기준 클럭의 위상을 비교하여 기준 클럭의 위상이 오차 신호(313)의 위상보다 빠르면 수동소자에 전하를 충전시킬 수 있다. 위상주파수검출기(305)는 기준 클럭의 위상이 오차 신호(313)의 위상보다 느리면 수동소자의 전하를 방전시킬 수 있다.
수동소자는 적어도 하나 이상의 커패시터와 저항으로 이루어질 수 있다. 본 명세서에서 상기 수동소자를 루프 필터(309)라 한다. 또한 본 명세서에서 루프 필터(309)에 저장된 전하량을 나타내는 전압을 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00025
)이라 한다.
전하 펌프(307)는 루프 필터(309)에 전하를 충전 또는 방전하는 역할을 할 수 있다. 루프 필터(309)에 충·방전 되는 전하량은 오차신호(313)와 기준 클럭(303)의 위상 차이에 따라 결정될 수 있다.
오차 신호(313)가 기준 클럭보다 위상이 빠르면 회로는 더 많은 지연 시간을 필요로 한다. 위상주파수검출기(305)는 오차 신호(313)가 기준 클럭보다 위상이 빠르면 전하 펌프(307)의 출력을 높이기 위해 전하 펌프(307)의 위쪽(UP) 스위치를 도통시킬 수 있다. (UP=1)
또한, 위상주파수검출기(305)는 오차 신호(313)가 기준 클럭보다 위상이 느리면 전하 펌프(307)의 아래쪽(DW) 스위치를 도통하여 전하 펌프(307) 출력 전압을 낮출 수 있다. (DW=1) 이와 같은 메커니즘을 통해서 히스테리틱 벅 변환 장치(1)의 스위칭 주파수는 기준 클럭 주파수와 동일한 값을 갖게 된다.
딜레이 콘트롤러(311)는 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00026
)와 오차 신호(313)가 입력되어 산출된 지연 시간 만큼 변조 신호(317)의 위상을 지연시킬 수 있다. 딜레이 콘트롤러(311)에는 수동소자에 충·방전된 전하량을 갖는 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00027
)와 오차 신호(313)가 입력되고, 지연 신호(315)를 출력한다.
지연 신호(315)란 오차 신호(313)의 주파수를 고정할 수 있도록 오차 신호(313)와 기준 클럭과의 위상 차이를 보정하기 위한 신호이다. 또한, 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00028
)란 루프 필터(309)에 충·방전된 전하량이 전압으로 표현된 신호를 의미한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 딜레이 콘트롤러(311)를 나타낸다. 도 3을 참조하면, 딜레이 콘트롤러(311)는 전류원 I1(3117), 전류원 I2(3121)과 커패시터 C1(3119), 커패시터 C2(3123), 제1 비교기(3111), 제2 비교기(3113) 및 SR래치(3115)를 포함할 수 있다.
딜레이 콘트롤러(311)에서 산출된 지연 시간은 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00029
)에 비례한다. 전류원(I1, I2)과 커패시터(C1, C2)는 일정한 값을 가지기 때문에 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00030
)를 기준으로 지연 시간이 결정될 수 있다.
보다 상세하게, 지연 시간을 산출하기 위한 기산점은 오차 신호(313)가 로직 1에서 로직 0이 되는 순간이 될 수 있다. 오차 신호(313)가 로직 1에서 로직 0이 되는 순간부터 커패시터 C2(3123)에는 전류가 충전될 수 있다. 커패시터 C2(3123)에 전류가 충전되면 커패시터 C2(3123)에 걸리는 전압
Figure pat00031
가 상승한다. 지연 시간은 기산점으로부터
Figure pat00032
의 전압 값이 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00033
)의 전압 값과 같아지는 순간까지로 산출될 수 있다.
캐스코드 전류미러(511)의 트랜지스터(M1, M2)는 오차 신호(313)에 따라 구동될 수 있다. 트랜지스터(M1, M2)는 아래와 같이 동작하여 전류원(I1, I2)을 구동시킬 수 있다. 지연 신호(315)의 로직은 곧 지연 신호(315)의 출력 파형을 의미한다.
지연 신호의 출력 과정을 구체적으로 살펴보면 아래와 같다.
오차 신호(313)가 로직 0에서 로직 1로 변하는 경우, 캐스코드 전류미러(511)의 트랜지스터 M1은 차단되고, 딜레이 콘트롤러(311)의 전류원 I1(3117)이 커패시터 C1(3121)에 충전될 수 있다. 커패시터 C1(3121)에 충전된 전압
Figure pat00034
이 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00035
)를 넘어서는 순간 제1 비교기(3111)는 로직 1을 출력하고 SR래치(3115)의 S입력을 구동하면서 지연 신호(315)는 로직 1이 될 수 있다.
반대로 오차 신호(313)가 로직 1에서 로직 0이 되는 경우, 딜레이 콘트롤러(311)의 전류원 I2(3119)가 커패시터 C2(3123)에 충전될 수 있다. 커패시터 C2(3123)에 충전된 전압
Figure pat00036
가 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00037
)를 넘어서는 순간 제2 비교기(3113)는 로직 1을 출력하고 SR 래치(3115)의 R입력을 구동하면서 지연 신호(315)는 로직 0이 될 수 있다.
즉, 지연 시간은 전류원 I1 (3117), 전류원 I2(3121)와 지연 시간 제어 신호(
Figure pat00038
)에 비례하고 커패시터 C1(3119), 커패시터 C2(3123)에 반비례하는 것을 알 수 있다.
제어부(50)는 영 전류 감지기(501), 전도 모드 판별기(503), 멀티플렉서(505),사구간 콘트롤러(507), P형 파워 스위치(
Figure pat00039
) 및 N형 파워 스위치(
Figure pat00040
), 클럭 지연기(515)를 포함할 수 있다. 제어부(50)는 입력단(701)으로 인가된 전류의 전도 모드에 따라 변조 신호(317)또는 지연 신호(315)를 선택적으로 피드백 하여 출력 신호(
Figure pat00041
)의 리플을 감소시킬 수 있다.
영 전류 감지기(501)는 입력단(701)으로 인가되는 전류의 극성 변화를 감지할 수 있다. 영 전류 감지기(501)는 입력단(701), 전도 모드 판별기(503) 및 사구간 콘트롤러(507)와 전기적으로 연결될 수 있다.
영 전류 감지기(501)는 인덕터(L)의 역방향 전류를 감지하고, 전도 모드 판별기(503)로 신호를 출력할 수 있다.
전도 모드 판별기(503)는 영 전류 감지기(501)의 출력된 신호로부터 입력단(701)의 전류가 감소되는 불연속 전도모드와 입력단(701)의 전류가 증가되는 연속 전도 모드를 구분할 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 영 전류 감지기(501)와 전도 모드 판별기(503)의 회로도를 나타낸다. 도 4를 참조하면, 영 전류 감지기(501)는 입력단(701)으로 인가되는 전류의 극성 변화를 감지할 수 있다. 또한, 전도 모드 판별기(503)는 영 전류 감지기(501)가 입력되어 입력단(701)이 연속 전도 모드인 경우 로직 1을, 입력단이 불연속 전도 모드인 경우 로직 0을 멀티플렉서(505)로 출력할 수 있다.
영 전류 감지기(501)는 저항으로 바이어스 된 전류원(509), 캐스코드 전류미러(511), 및 영 전류 비교기(513) 를 포함할 수 있다. 캐스코드 전류미러(511)는 적어도 하나 이상의 트랜지스터(M1, M2, M4, M5, M7, M8)를 구비할 수 있다.
바이어스 된 전류원(509)은 트랜지스터 M3 및 M3와 직렬로 연결된 저항 R1을 구비할 수 있다. 캐스코드 전류미러(511)는 바이어스 된 전류원(509), 트랜지스터 M6 및 트랜지스터 M9와 연결된다. 캐스코드 전류미러(511)는 집적회로 전체에서 1개의 공통되는 바이어스 된 전류원(509)으로부터 인가된 기준 전류를 복사하여 트랜지스터 M6와 트랜지스터 M9에 일정 전류를 공급할 수 있다.
영 전류 비교기(513)는 0V이하의 입력을 가지지 못하기 때문에 소스팔로워 구조의 트랜지스터 M6, M9을 이용하여 0V 접지 전압을
Figure pat00042
만큼 이동시킨다. 트랜지스터 M6에 인가되는 인덕터 입력 전압
Figure pat00043
과 트랜지스터 M9의 전압 0V가 영 전류 비교기(513)를 통해 비교될 수 있다.
영 전류 비교기(513)의 (+)단자에는 캐스코드 전류미러(511)와 트랜지스터 M6이 연결될 수 있고, (-)단자에는 캐스코드 전류미러(511)와 트랜지스터 M9가 연결될 수 있다.
영 전류 비교기(513)는 입력단(701)의 극성이 바뀌어 음의 방향으로 흐르게 되면 N형 파워 스위치(
Figure pat00044
)에 걸리는 전압의 극성이 바뀌면서 입력단(701)에 양의 전압이 인가되도록 할 수 있다. 이 경우, 영 전류 비교기(513)는 로직 1을 출력하여 입력단(701)의 인덕터의 전압이 0V 지점을 지났다는 결과를 출력할 수 있다.
자세히 설명하면, 인덕터 입력단(701)의 극성이 바뀌어 전류가 역방향으로 흐르게 되면 0V 접지전압을 넘어서는 순간 영 전류 비교기(513)는 로직 1이 되고, 이 신호는 영 전류 감지기(501)의 플리플롭으로 인가된다. 플리플롭의 논리에 따라 플리플롭의 출력인 N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00045
)는 로직 0이 되고, 전도 모드 판별기(503)로 인가된다. 이 경우 P형 파워 스위치(
Figure pat00046
)는 구동될 수 있다.
P형 파워 스위치(
Figure pat00047
)가 로직 1을 유지하다가 오차 신호(313)의 전압 값이 기준 전압 신호를 초과하게 되면 P형 파워 스위치(
Figure pat00048
)는 로직 0을 출력할 수 있다. 이 경우, N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00049
)는 로직 1이 될 수 있다.
전도 모드 판별기(503)는 영 전류 감지기(501)의 출력 신호가 인가된다. 인가된 출력 신호는 클럭 지연기(515)를 거쳐 플리플롭으로 들어간다.
전도 모드 판별기(503)는 입력단(701)의 전도 모드를 판별하며, 멀티플렉서(505)로 판별 신호(S)를 출력 할 수 있다.
영 전류 감지기(501)의 출력 신호에 해당하는 N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00050
)는 전도 모드 판별기(503)로 입력된다. 보다 자세히 설명하면, 전도 모드 판별기(503)에는 지연된 N형 파워 스위치 차단신호(517)가 인가될 수 있다.
지연된 N형 파워 스위치 차단신호(517)가 인가되는 이유는 입력되는 N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00051
)는 오차 신호(313)와 동기가 차이나기 때문이다. 동기가 차이나게 되는 경우 전도 모드 판별에 있어 오류를 야기할 수 있다.
따라서 오차 신호(313)와 동기를 맞추기 위해 N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00052
)는 클럭 지연기(515)로 입력된다. 클럭 지연기(515)의 출력인 지연된 N형 파워 스위치 차단신호(517)가 전도 모드 판별기(503)의 인가될 수 있다.
히스테리틱 벅 변환 장치(1)가 연속 전도 모드에서 동작하는 경우 지연된 N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00053
)는 오차 신호(313)의 상승 에지에서 로직 0을 유지하기 때문에 전도 모드 판별기의 판별 신호(S)도 로직 1을 유지할 수 있다. (연속 전도 모드
Figure pat00054
)
반대로 히스테리틱 벅 변환 장치(1)가 불연속 전도 모드에서 동작하는 경우 N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00055
)는 오차 신호(313)의 상승 에지에서 로직 0을 나타내기 때문에 전도 모드 판별기의 판별 신호(S)는 로직 0을 유지할 수 있다. (불연속 전도 모드
Figure pat00056
)
멀티플렉서(505)는 지연 신호(315)와 오차 신호(313)를 선택적으로 사구간 콘트롤러(507)로 전달할 수 있다.
멀티플렉서(505)는 입력단(701)이 연속 전도 모드인 경우 지연 신호(315)를 선택하고 입력단(701)이 불연속 전도 모드인 경우 오차 신호(313)를 선택하여 사구간 콘트롤러(507)로 전달할 수 있다. 멀티플렉서(505)는 지연 신호(315)와 오차 신호(313)를 입력으로 하고, 전도 모드 판별기(503)의 기준 신호에 따라 지연 신호(315)와 오차 신호(313)를 선택하여 출력할 수 있다.
멀티플렉서(505)는 전도 모드 판별기(503)의 판별 신호(S)에 따라 파워 스위치가 구동되는 주파수가 바뀌게 되고, 연속 전도 모드에서의 스위칭 주파수보다 낮은 주파수로 구동될 수 있다.
히스테리틱 벅 변환 장치(1)의 파워 스위치의 구동은 출력 전압
Figure pat00057
의 리플을 감소시킬 수 있다. [수학식 2]에 따르면 히스테리틱 벅 변환 장치(1)의 스위칭 손실에 의한 전력전달 효율도 증가 시킬 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00058
(
Figure pat00059
: 스위칭 손실,
Figure pat00060
: 주기 시간,
Figure pat00061
: 스위칭 순시 전력,
Figure pat00062
: 스위칭on 손실,
Figure pat00063
: 스위칭off 손실,
Figure pat00064
: 스위칭 주파수)
사구간 콘트롤러(507)는 멀티플렉서(505)로부터 전달된 신호를 입력단(701)으로 피드백 할 수 있다. 사구간 콘트롤러(507)는 입력단(701)으로 인가된 전류를 충전하는 P형 파워 스위치(
Figure pat00065
)와 입력단(701)으로 인가된 전류를 방전하는 N형 파워 스위치(
Figure pat00066
)를 구비할 수 있다. 사구간 콘트롤러(507)는 N형 파워 스위치 차단신호(
Figure pat00067
)와 멀티플렉서(505)의 출력된 신호를 입력받아, 전도 모드에 따라 P형 파워 스위치(
Figure pat00068
) 또는 N형 파워 스위치(
Figure pat00069
)를 구동시킬 수 있다.
P형 파워 스위치(
Figure pat00070
)는 연속 전도 모드인 경우,
Figure pat00071
전압과
Figure pat00072
에 의해서 동작할 수 있다. N형 파워 스위치(
Figure pat00073
)는
Figure pat00074
전압과
Figure pat00075
에 의해서 동작할 수 있다. 만약
Figure pat00076
전압이
Figure pat00077
보다 낮으면, P형 파워 스위치(
Figure pat00078
)는 켜지고 N형 파워 스위치(
Figure pat00079
)는 꺼진다. 이 경우, 인덕터(L)의 전류는 증가될 수 있다. 반대로
Figure pat00080
이
Figure pat00081
보다 높으면 P형 파워 스위치(
Figure pat00082
)는 꺼지고, N형 파워 스위치(
Figure pat00083
)는 켜진다. 이 경우, 인덕터(L)의 전류는 감소될 수 있다.
불연속 전도 모드인 경우에는 연속 전도 모드와 다르게
Figure pat00084
가 0이하의 전압이 되었을 때, 강제로 N형 파워 스위치(
Figure pat00085
)가 꺼진다. P형 파워 스위치(
Figure pat00086
)는 출력 커패시터(
Figure pat00087
)에 충전이 되면서 전압을 증가 시키는 역할을 할 수 있다. N형 파워 스위치(
Figure pat00088
)는 출력 커패시터(
Figure pat00089
)에 충전된 전압을 방전시키는 역할을 할 수 있다. P형 및 N형 파워 스위치(
Figure pat00090
,
Figure pat00091
)는 교대로 구동되어 입력단(701)의 일정한 전류를 얻도록 하고, Shoot-Through를 제거할 수 있다.
부하부(70)는 인덕터(L), 커패시터(
Figure pat00092
) 및 저항(load)을 포함할 수 있다. 부하부(70)는 입력단(701)과 전력 필터단(703) 사이에 위치하여, 출력 전압의 gain을 조절하는 역할을 할 수 있다.
이상에서 대표적인 실시예를 통하여 본 발명을 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다. 그러므로 본 발명의 권리 범위는 설명한 실시예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 특허청구범위와 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태에 의하여 정해져야 한다.
1 : 히스테리틱 벅 변환 장치
10 : 신호 발생부 30 : 딜레이부
50 : 제어부 70 : 부하부
301 : 밴드갭 기준 전압 발생기
302 : 비교기 303 : 클럭 생성기
305 : 위상주파수검출기 307 : 전하 펌프
309 : 루프 필터 311 : 딜레이 콘트롤러
3111 : 제1 비교기 3113 : 제2 비교기
3115 : SR래치 3117 : 전류원 I1
3119 : 커패시터 C1 3121 : 전류원 I2
3123 : 커패시터 C2 ` 313 : 오차 신호
315 : 지연 신호 317 : 변조 신호
501 : 영 전류 감지기 503 : 전도 모드 판별기
505 : 멀티플렉서 507 : 사구간 콘트롤
509 : 바이어스 된 전류원 511 : 캐스코드 전류미러
513 : 영 전류 비교기 515 : 클럭 지연기
517 : 지연된 N형 파워 스위치 차단신호
701 : 입력단 703 : 전력 필터단

Claims (7)

  1. 인가된 전압을 감압하여 출력하는 히스테리틱 벅 변환 장치에 있어서,
    출력된 감압 신호의 주파수를 증가시키기 위해 파형의 구간이 반복되는 주기 신호를 출력하는 신호 발생부;
    상기 주기 신호에 의해 주파수가 증가된 변조 신호의 위상을 지연시키는 딜레이부; 및
    입력단으로 인가된 전류의 전도 모드에 따라 상기 변조 신호 또는 상기 딜레이부에서 출력된 지연 신호를 선택적으로 피드백 하여 상기 감압 신호의 리플을 감소시키는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 히스테리틱 벅 변환 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 주기 신호의 파형은 삼각파인 것을 특징으로 하는 히스테리틱 벅 변환 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 딜레이부는,
    상기 변조 신호를 목표 출력 값인 기준 전압 신호와 비교하여 펄스 파형으로 오차 신호를 출력하는 비교기;
    상기 오차 신호의 위상과 기준 클럭의 위상을 비교하여 상기 기준 클럭의 위상이 상기 오차 신호의 위상보다 빠르면 수동소자에 전하를 충전하고, 느리면 상기 수동소자의 전하를 방전하는 위상주파수검출기; 및
    상기 수동소자에 충·방전된 전하량을 갖는 지연 시간 제어 신호를 기준으로 상기 지연 신호와 상기 오차 신호의 위상 차이에 해당하는 지연 시간을 산출하여 상기 변조 신호의 위상을 상기 지연 시간 만큼 지연시키는 딜레이 콘트롤러를 포함하는 것을 특징으로 하는 히스테리틱 벅 변환 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력단으로 인가된 전류를 충전하는 P형 파워 스위치와 상기 입력단으로 인가된 전류를 방전하는 N형 파워 스위치를 구비하고, 하기 멀티플렉서로부터 전달된 신호를 상기 입력단으로 피드백 하는 사구간 콘트롤러;
    상기 입력단으로 인가되는 전류의 극성 변화를 감지하는 영 전류 감지기;
    상기 영 전류 감지기의 출력된 신호로부터 상기 입력단의 전류가 감소되는 불연속 전도모드와 상기 입력단의 전류가 증가되는 연속 전도 모드를 구분하는 전도 모드 판별기; 및
    상기 전도 모드 판별기에서 출력된 신호가 인가되고, 상기 사구간 콘트롤러로 상기 지연 신호와 상기 오차 신호를 선택적으로 전달하는 멀티플렉서를 포함하는 것을 특징으로 하는 히스테리틱 벅 변환 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 영 전류 감지기는,
    저항으로 바이어스 된 전류원과 연산 전달 컨덕턴스 증폭기 및 캐스코드 전류미러를 포함하고,
    상기 캐스코드 전류미러는 적어도 하나 이상의 트랜지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 히스테리틱 벅 변환 장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 전도 모드 판별기는 상기 영 전류 감지기 신호를 판단하여 상기 입력단이 연속 전도 모드인 경우 로직 1을, 상기 입력단이 불연속 전도 모드인 경우 로직 0을 상기 멀티플렉서로 출력하는 것을 포함하는 히스테리틱 벅 변환 장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 멀티플렉서는,
    상기 입력단이 연속 전도 모드인 경우 상기 지연 신호를 선택하고 상기 입력단이 불연속 전도 모드인 경우 상기 오차 신호를 선택하여 상기 사구간 콘트롤러로 전달하는 것을 특징으로 하는 히스테리틱 벅 변환 장치.
KR1020150048638A 2015-04-06 2015-04-06 삼각파 신호 발생기와 pll구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기 KR101715673B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150048638A KR101715673B1 (ko) 2015-04-06 2015-04-06 삼각파 신호 발생기와 pll구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150048638A KR101715673B1 (ko) 2015-04-06 2015-04-06 삼각파 신호 발생기와 pll구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160119939A true KR20160119939A (ko) 2016-10-17
KR101715673B1 KR101715673B1 (ko) 2017-03-14

Family

ID=57250214

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150048638A KR101715673B1 (ko) 2015-04-06 2015-04-06 삼각파 신호 발생기와 pll구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101715673B1 (ko)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110086329A (zh) * 2018-01-26 2019-08-02 茂达电子股份有限公司 相位调整装置及系统
KR20190096160A (ko) * 2018-02-08 2019-08-19 고려대학교 산학협력단 펄스폭 조절 방식의 직류-직류 벅 컨버터
CN111222294A (zh) * 2018-11-23 2020-06-02 深圳市中兴微电子技术有限公司 模拟锁相环锁定状态下参考钟平滑过渡的方法和装置
CN116470890A (zh) * 2023-05-06 2023-07-21 湖南毂梁微电子有限公司 迟滞比较电路及电子设备
CN111222294B (zh) * 2018-11-23 2024-08-02 深圳市中兴微电子技术有限公司 模拟锁相环锁定状态下参考钟平滑过渡的方法和装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102425531B1 (ko) * 2017-11-28 2022-07-28 삼성디스플레이 주식회사 전력관리회로 및 이를 포함하는 표시장치
US11502594B2 (en) 2020-05-19 2022-11-15 Analog Devices International Unlimited Company Switched-mode power converter with ripple attenuation

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8786269B2 (en) * 2011-08-10 2014-07-22 Eta Semiconductor Inc. Constant frequency synthetic ripple power converter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8786269B2 (en) * 2011-08-10 2014-07-22 Eta Semiconductor Inc. Constant frequency synthetic ripple power converter

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
C.H. Tso et al. "A ripple control buck regulator with fixed output frequency". IEEE. 2003.* *
C.J. Chuang et al. "An efficient fast response hysteresis buck converter with adaptive synthetic ripple modulator".IEEE. 2011.05.* *
정태진 외. "작은 출력전압 리플과 고정된 스위칭 주파수를 갖는 히스테리릭 벅 변환기 설계". 대한전자공학회 학술대회 발표논문. 2014.06.* *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110086329A (zh) * 2018-01-26 2019-08-02 茂达电子股份有限公司 相位调整装置及系统
KR20190096160A (ko) * 2018-02-08 2019-08-19 고려대학교 산학협력단 펄스폭 조절 방식의 직류-직류 벅 컨버터
CN111222294A (zh) * 2018-11-23 2020-06-02 深圳市中兴微电子技术有限公司 模拟锁相环锁定状态下参考钟平滑过渡的方法和装置
CN111222294B (zh) * 2018-11-23 2024-08-02 深圳市中兴微电子技术有限公司 模拟锁相环锁定状态下参考钟平滑过渡的方法和装置
CN116470890A (zh) * 2023-05-06 2023-07-21 湖南毂梁微电子有限公司 迟滞比较电路及电子设备
CN116470890B (zh) * 2023-05-06 2024-01-26 湖南毂梁微电子有限公司 迟滞比较电路及电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
KR101715673B1 (ko) 2017-03-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11418119B2 (en) Wide switching frequency range switched mode power supply control topology
KR101715673B1 (ko) 삼각파 신호 발생기와 pll구조의 지연 시간 제어회로를 이용한 히스테리틱 벅 변환기
US10476309B2 (en) Wireless power transfer system and a wireless power receiver thereof
TWI411209B (zh) Comparator mode DC to DC converter
US8519762B2 (en) Adjusting circuit of duty cycle and its method
US9467048B2 (en) Voltage generator
JP2008206214A (ja) スイッチングレギュレータ
US7019501B2 (en) DC/DC converter
EP4026239B1 (en) Three-level power converter and control method
JP2008079274A (ja) 周波数比較器、周波数合成器及び関連方法
US20200076305A1 (en) Electronic converter and method of operating an electronic converter
US20170133919A1 (en) Dual-phase dc-dc converter with phase lock-up and the method thereof
CN111010028A (zh) 一种dcdc转换器、电源管理芯片及适配器
US7948219B2 (en) Control circuit of synchronous rectification type power supply unit, synchronous rectification type power supply unit and control method thereof
US11063515B2 (en) Power converter
JP2015154676A (ja) 同期整流コンバータおよび同期整流コンバータの制御方法
JP5590934B2 (ja) スイッチング電源の制御回路及び電子機器
US8907705B2 (en) Fully integrated circuit for generating a ramp signal
US10581416B2 (en) External and dual ramp clock synchronization
US20230328854A1 (en) Dimming method and dimming circuit
JP2002051541A (ja) スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置
CN211670778U (zh) Dcdc转换器、电源管理芯片及适配器
CN112467976B (zh) 开关变换器及其控制电路和控制方法
US7053632B1 (en) Circuit and method for predicting dead time
JPH08102643A (ja) 可変遅延回路及びこれを使用したリング発振回路並びにこれを使用したｐｌｌ回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20200102

Year of fee payment: 4