KR20160089287A - 전력 스위치에서의 과도 커뮤테이션 현상 방지 - Google Patents

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Abstract

전력 회로의 적어도 하나의 스위칭 사이클 동안 전력을 부하로 공급하는데 이용되는 전력 스위치의 드라이버가 설명된다. 드라이버는 고 저항 출력과 저 저항 출력을 포함하는 적어도 하나의 출력을 포함한다. 고 저항 출력은 전력 스위치가 스위치-오프될 때 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안에 인에이블된다. 저 저항 출력은 고 저항 출력이 인에이블될 때 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 상기 제1 위상의 임의의 나머지 부분 동안과, 전력 스위치가 스위치-온될 때 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 인에이블된다.

Description

전력 스위치에서의 과도 커뮤테이션 현상 방지{PROTECTION FROM HARD COMMUTATION EVENTS AT POWER SWITCHES}
본 원은 전력 스위치를 제어하는 기술 및 회로에 관한 것이다.
금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET:Matel-oxidesemiconductor field-effect transistor)는 전력 회로(예를 들면, 스위치 방식 전력 공급원)에서 전류의 흐름을 제어하는데 이용될 수 있는 전력 스위치의 일 예이다. 전력 회로의 정상적인 혹은 정규의 스위칭 동작 동안, MOSFET는 MOSFET를 손상하거나 파괴할 수 있는 비정상적인 동작 상태(예를 들면, MOSFET에서의 고전압 또는 고전류)에 시달릴 수 있다. 과도 커뮤테이션 현상(hard commutation events)은 MOSFET의 "역 회복 작용"으로 인한 비정상적인 동작 상태의 한 가지 유형으로, 이것은 MOSFET가 자신의 바디 다이오드(body diode)를 통해 순방향 전류를 운반하고 있는 동안 강제로 전압을 차단당하게 될 때 MOSFET에 손상을 일으킬 수 있다.
전반적으로, 과도 커뮤테이션 현상으로부터 MOSFET를 보호하기 위해 전력 회로의 대응책을 활성화하는 기술 및 회로가 설명된다. 전력 회로는 "소극적(passive)" 보호 방식 및/또는 "적극적(active)" 보호 방식에 따라 동작한다.
소극적 보호 방식으로 동작하는 동안, 전력 회로는 과도 커뮤테이션 현상 동안에 발생할 수도 있는 모든 잠재적인 손상으로부터 MOSFET를 보호하는 방법으로서 MODFET의 게이트 단자를 저 전위로 끌어당기기 위해서 각 스위칭 사이클(each switching cycle)의 적어도 일부 동안에 MOSFET의 드라이버의 고 저항 출력(high-ohmic output)을 잠깐 동안 활성화한다. 각 스위칭 사이클의 나머지 부분 동안에는(즉, 고 저항 출력이 활성화되지 않는 동안의 스위칭 사이클 부분) 전력 회로가 대신에 효율을 유지하기 위한 방법으로서 드라이버의 저 저항 출력을 활성화할 것이다. 일부 예에서, 드라이버의 고 저항 출력 및 저 저항 출력은 단일 출력 포트일 수 있고, 다른 예에서는 이 두 출력이 드라이버의 다중의 개별 출력 포트일 수도 있다.
"적극적" 보호 방식에서, 전력 회로는 과도 커뮤테이션 현상으로부터 MOSFET를 방지하거나 적어도 보호하기 위한 어떤 조치를 취하기 전에 우선 향후 스위칭 사이클(a future switching cycle) 동안에 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 그 여부를 예측한다. 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있다는 결정에 응답하여, 전력 회로는 임박한 과도 커뮤테이션 현상 동안에 MOSFET가 손상되는 것을 막아주는 하나 이상의 대응책을 활성화할 것이다. 이와 달리, 과도 커뮤테이션 형상이 발생할 가능성이 없다는 결정에 응답하여서는, 전력 회로는 하나 이상의 대응책을 활성화하는 것을 억제한다.
일 예에서, 본원은 전력 스위치의 적어도 하나의 스위칭 사이클 동안 부하에 전력을 공급하도록 드라이버로 전력 스위치를 구동하는 단계를 포함하는 방법을 지향한다. 전력 스위치를 구동하는 단계는 전력 스위치가 스위치-오프(switched-off)될 때 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안에 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링(enabling)하는 단계와, 고 저항 출력이 인에이블링될 때 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 제1 위상의 나머지 부분 동안과, 전력 스위치가 스위치-온될 때 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 드라이버의 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함한다. 명세서에 추가된 설명으로 확인하라.
다른 예에서, 본원은 전력 스위치의 적어도 한 스위칭 사이클 동안 부하에 전력을 공급하기 위해 이용되는 전력 스위치의 드라이버를 지향한다. 이 드라이버는 적어도 하나의 출력을 포함한다. 상기 적어도 하나의 출력은 전력 스위치가 스위치-오프될 때 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안에 인에이블링되는 고 저항 출력과; 고 저항 출력이 인에이블링될 때 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 제1 위상의 나머지 부분 동안과, 전력 스위치가 스위치-온될 때 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 인에이블링되는 저 저항 출력을 포함한다.
다른 예에서, 본원은 하프-브릿지(half-bridge)를 포함하는 시스템을 지향하는데, 이 하프-브릿지는 스위칭 노드에서 제2 스위치에 접속된 제1 스위치와, 제1 스위치를 구동하도록 구성된 제1 드라이버와, 제2 스위치를 구동하도록 구성된 제2 드리이버를 포함한다. 제2 드라이버는 적어도, 제2 스위치가 스위치-오프될 때 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안에 제2 드라이버의 고 저항 출력으로 제2 스위치를 구동하고; 제2 스위치의 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 나머지 부분 동안과, 제2 스위치가 스위치-온될 때 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 제2 드라이버의 저 저항 출력으로 제2 스위치를 구동함으로써 제2 스위치를 구동하도록 구성된다.
다른 예에서, 본원은 공진 컨버터(resonant converter)의 하프-브릿지의 제1 및 제2 전력 스위치의 현재 스위칭 사이클 동안, 제1 및 제 전력 스위치의 향후 스위칭 사이클 중에 하프-브릿지에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 그 여부를 결정하는 단계를 포함하는 방법을 지향한다. 이 방법은 향후 스위칭 사이클 중에 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있다는 결정에 응답하여 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하고, 향후 스위칭 사이클 중에 과도 커뮤테이션 현상이 발생하지 않을 것이라는 결정에 응답하여서는 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하는 것을 억제하는 단계를 더 포함한다.
다른 예에서, 본원은 전력 회로를 위한 콘트롤러 유닛을 지향한다. 콘트롤러 유닛은 하드-브릿지의 현재 스위칭 사이클 동안에 향후 스위칭 사이클 중 하프-블릿지에서 과도 커뮤테이션 상황이 발생할 가능성이 있는지 그 여부를 결정하도록 구성되는데, 이때 하프-브릿지는 스위칭 노드에서 제2 스위치에 접속된 제1 스위치를 포함한다. 콘트롤러 유닛은 또한 과도 커뮤테이션 상황이 향후 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 있다는 결정에 응답하여 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하도록 제1 드라이버 및 제2 드라이버를 제어하도록 구성되는데, 이때 제1 드라이버는 제1 스위치를 구동하고, 제2 드라이버는 제2 스위치를 구동한다.
다른 예에서, 본원은 하프-브릿지를 포함하는 시스템을 지향하는데, 이 하프-브릿지는 스위칭 노드에서 제2 스위치에 접속된 제1 스위치와; 제1 스위치를 구동하도록 구성된 제1 드라이버와; 제2 스위치를 구동하도록 구성된 제2 드라이버와; 콘트롤러 유닛을 포함한다. 콘트롤러 유닛은 향후 스위칭 사이클 중에 하프-브릿지에서 과도 커뮤테이션 상황이 발생할지 그 여부를 결정하고, 향후 스위칭 사이클 중에 과도 커뮤테이션 상황이 발생할 가능성이 있음에 응답하여, 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하도록 제1 드라이버 및 제2 드라이버를 제어하도록 구성된다.
본원의 하나 이상의 예들의 세부사항들은 이후에 첨부 도면 및 설명에 제시되었다. 본원의 그 밖의 특징들, 목적들 및 이점들은 이후의 설명과 도면, 그리고 특허청구범위로부터 명확해질 것이다.
도 1은 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치를 보호하도록 구성된 전력 회로를 포함하는 실시예의 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 2는 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치를 보호하는 실시예의 소극적 보호 방식의 동작을 예시하는 흐름도이다.
도 3a 내지 도 3c는 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치를 보호하는 실시예의 적극적 보호 방식의 동작을 예시하는 흐름도이다.
도 4 내지 도 7은 각각 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치를 보호하도록 구성된 전력 회로를 포함하는 실시예의 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 8은 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치를 보호하도록 구성된 전력 회로를 포함하는 도 1의 실시예의 시스템의 실시예적 전기 특성을 예시하는 타이밍도이다.
도 9a 내지 도 9b는 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치를 보호하도록 구성된 전력 회로를 포함하는 도 1의 실시예의 시스템의 추가적인 실시예적 전기 특성을 예시하는 타이밍도이다.
일부 전력 회로(예를 들면, LLC 컨버터, 위상 변이 영 전압 스위칭 컨버터(phase shift zero-voltage-switching converter), 삼각 전류 모드 역률 교정 스테이지 컨버터(triangular current mode power factor correction stage converter), 동기식 벅 컨버터(synchronous buck converter) 등등)는 하프-브릿지 회로를 포함한다. 하프-브릿지 회로는 전형적으로 스위칭 노드에서 저측 요소(low-side element)에 접속된 고측 스위치(high-side switch)(예를 들면, 게이트 신호를 통해 스위치-온 및 스위치-오프되도록 구성된 전력 MOSFET 또는 다른 트랜지스터 기반 스위치 장치)를 포함한다. 전력 회로는 (예를 들면, 공급원에 접속된) 입력 단자로부터 (예를 들면, 부하에 접속된) 출력 단자로의 에너지 전달을 제어하기 위해 고측 스위치 및/또는 저측 스위치를 변조할 수 있다.
예를 들어, 공급원으로부터 부하로 에너지를 전달하도록 구성된 LLC 컨버터를 고려해보자. LLC 컨버터는 LLC 회로와 하프-브릿지를 필요로 하는데, 하프-브릿지는 이 하프-브릿지의 출력과 마찬가지인 스위칭 노드에서 저측 MOSFET에 접속된 고측 MOSFET를 포함한다. 하프-브릿지의 입력은 공급원에 접속될 것이고, 하프-브릿지의 출력은 LLC 회로에 접속될 것이다. LLC 회로는 하프-브릿지의 스위칭 노드와 부하 사이에 배열될 것이다.
정상적인 혹은 정규의 스위칭 동작 동안, 콘트롤러는 공급원으로부터 부하로 에너지를 전달하는 방식으로 고측 MOSFET 및/또는 저측 MOSFET를 변조할 것이다. 콘트롤러는 고측 MOSFET와 저측 MOSFET가 그들 자신의 각각의 순방향 도전 채널(forward conduction current)을 통해 동시에 도전(conducting)하지 못하게 한다. 즉, 하프-브릿지의 MOSFET 중 하나(예를 들면, 고측 MOSFET와 저측 MOSFET 중 하나)가 스위치-온되어 자신의 순방향 도전 채널을 통해 전류를 도전할 때마다, 콘트롤러는 다른 하프-브릿지의 다른 MOSFET가 스위치-오프 상태를 유지하게끔 한다(예를 들면, 전압을 차단하도록). 그리고 하프-브릿지의 한쪽 MOSFET를 스위칭-온하기 전에 콘트롤러는 다른 MOSFET가 확실히 스위치-오프되게 하여 더이상 자신의 순방향 도전 채널을 통해 전류가 도전되지 못하게 한다.
본원에서 이용되는 것처럼, "도전 채널" 또는 "순방향 도전 채널"은 본원 명세서의 전반에 걸쳐 (예를 들면, N-채널 MOSFET의 드레인과 소스 사이처럼 MOSFET의 PN 접합에 의해 형성된) MOSFET의 바디 다이오드가 아닌 MOSFET의 순방향 채널(예를 들면, p-웰에 강 역전층을 형성하는 금속 산화물 반도체 구조)을 지칭하는데 이용된다. 또한 제1 MOSFET 및 제2 MOSFET라는 용어는 다른 것이 아닌 하프-브릿지의 하나의 MOSFET를 표시하는데 이용된다. 일부 예에서, 제1 MOSFET는 고측 MOSFET일 수 있고, 제2 MOSFET는 저측 MOSFET일 수 있으며, 그에 반해서 다른 예에서는 제1 MOSFET는 저측 MOSFET일 수 있고, 제2 MOSFET는 고측 MOSFET일 수 있다.
하프-브릿지의 제1 MOSFET의 바디 다이오드(즉, 고측 MOSFET 또는 저측 MOSFET)는 순방향 바이어스되어, 스위치-온되는 동안(예를 들면, 영 전압에서 스위칭-온되거나 영 전압-스위칭되거나)에 정극성의 순방향 전류를 도전할 것이다. 정상적인 또는 정규의 동작시, 전류는 공진 탱크의 특성으로 인해 그 방향을 변경할 것이다. 즉, 도전 채널(바디 다이오드에 평행한)을 통해 역방향으로 흐르는 전류는 그 방향을 변경하여, 이제는 더 이상 도전하지 않는 바디 다이오드와 함께 도전 채널을 통한 순방향 전류로 바뀔 것이다. 이러한 순방향 도전 상태로부터 제1 MOSFET를 턴-오프하는 것은 제1 MOSFET의 출력 캐패시턴스의 충전과 제2 MOSFET의 출력 캐패시턴스의 방전을 초래할 것이다. 그러므로 제2 MOSFET 양단 전압이 부극성으로 바뀌고 전류가 제2 MOSFET의 도전하는 바디 다이오드에 의해 클램프(clamp)될 때까지(제2 MOSFET의 역동작 모드) 스위칭 노드에서 전압이 변한다. 이제 제2 MOSFET는 안전하게 스위치-온될 수 있다(마찬가지로 0 전압으로). 제2 MOSFET를 통한 전류의 극성이 변경되고 제2 MOSFET가 턴-오프될 때, 제1 MOSFET 양단의 전압은 전류처럼 강하하여 이제 제1 MOSFET의 출력 캐패시턴스를 방전시킨다. 다시 한 번 더 전류는 제1 MOSFET의 도전한 바디 다이오드에 의해 클램프될 것이다. 스위칭 사이클은 새로 시작한다.
정규 스위칭 동작 동안, MOSFET는 시간이 지나면서 MOSFET가 손상되거나 파괴될 수도 있는 비정상적인 동작 상태(예를 들면, MOSFET에서의 고 전압 또는 고 전류)로부터 시달릴 수 있다. 과도 커뮤테이션 현상은 하프-브릿지의 다른 MOSFET가 여전히 역동작 모드에서 동작하는 동안에 하프-브릿지의 하나의 MOSFET가 스위치-온되어 그 순방향 도전 채널을 통해 도전을 시작할 때 발생할 수 있는 비정상적인 동작 상태 중 한 가지 유형이다. 만약에 제1 MOSFET가 역동작 모드에서 동작하는 동안 제2 MOSFET가 스위치-온되어 그 순방향 도전 채널을 통해 도전하기 시작한다면, 하프-브릿지의 도전 루프에서는 역 회복 전하의 슛스루(shoot through)가 발생할 수도 있고, 이것은 역 동작 모드 바로 직전에 MOSFET에서 전압 오버슈트(voltage overshoot)가 발생하게 한다. 전압 레벨 오버슈트가 MOSFET에서 발생할 때, 오버슈트는 MOSFET로 하여금 애벌런치 모드에서 동작하게 하고, 시간이 지나면서 오버슈트에 대한 반복적인 노출은 MOSFET로 하여금 열화되거나 파괴되도록 할 수도 있다.
일부 전력 회로는 MOSFET가 전압 오버슈트에 의해 손상되는 것을 막기 위한 다양한 보호 조치를 포함할 수 있으며 다양한 보호 기술을 수행할 수 있다. 일부 전력 회로가 과도 커뮤테이션 현상에서 살아남는 전형적인 방식은 본질적으로 보다 강건한(rugged) MOSFET를 필요로 한다. 다시 말해서, 전력 회로는 과도 커뮤테이션 현상과 그로 인한 오버슈트를 견뎌내는 MOSFET를 포함할 수도 있다. 그러나 일부 전력 회로의 경우 MOSFET 고유의 강건성에 의존하는 것은 실현 가능성이 없다. 이것은 과도 커뮤테이션 현상을 위해 장치 구조를 강화하는 것이 예컨대 온-상태 저항 강하 또는 장치 제조 비용 저감 등의 다른 최적화 목표와 충돌하는 소위 초접합(superjunction) 구조와 관련해서는 특히 사실이다.
일부 예에서, 전력 회로는 하프-브릿지의 하나 또는 두 개의 MOSFET가 전력 회로의 부하 경감 요구 사항(derating requirements)(예를 들면, 수명 연장을 위해 최대 역량보다 적은 일부 전력 임계치에서 동작하는 요구사항)에 순응하면서 오버슈트에 대한 전위를 제한하는 방식으로 동작하도록 보장하기 위해 추가적인 "스너버 회로(snubber circuit)"를 필요로 한다. 이러한 추가적인 스너버 회로는 전력 회로의 크기, 복잡도 또는 비용을 증가시킬 수 있다.
전력 회로가 하드 커뮤테이션 현상에 노출되는 것을 줄일 수 있는 다른 방식은 과도 커뮤테이션 현상 동안에 MOSFET로부터 제거될 필요가 있는 역 회복 전하의 양을 줄여주는 "라이프타임 킬링(life-time killing)" 기술을 수행하는 것이다(이것은 예를 들면 역 회복 전류 피크를 줄일 것이다). 그러나 역 회복 전하의 감소는 역 회복 전류 피크 이후에 전류 강하율 및/또는 전압 상승율을 다루지 않을 것이다. 또한 이 기술은 제조 공정의 복잡도, 비용 증가 및/또는 주어진 장치의 온-상태 저항의 감소를 유발한다.
일부 전력 회로는 과도 커뮤테이션 현상으로부터 손상을 방지하는 다른 방식으로서 p-컬럼 아래에 비교적 두꺼운 버퍼 층을 이용하는 초접합 MOSFET를 필요로 할 것이다. 전력 MOSFET로서 이용될 때 초접합 MOSFET의 두꺼운 버퍼 층은 MOSFET의 p-컬럼과 n-컬러의 공핍(depletion) 이후에 스페이스 전하 층의 확장을 허용할 것이고, 바디 다이오드 커뮤테이션의 유연도(softness)를 증가시킬 것이다. 그러나 비교적 두꺼운 버퍼 층은 MOSFET의 온-상태 저항(RDSON)에서의 감소를 불리하게 초래하고/하거나 MOSFET의 제조 비용을 증가시킬 수 있다.
마지막으로, 일부 전력 회로는 과도 커뮤테이션 현상이 발생하는 것을 막기 위한 방법으로서 MOSFET의 게이트와 드라이버 출력 사이에 외부적으로 배열되거나 또는 통합된 영구 게이트 저항을 이용함으로써 과도 커뮤테이션 현상으로부터 손상을 방지할 것이다. 게이트 저항은 과도 커뮤테이션를 겪고 있는 MOSFET를 인에이블링하고, 과도 커뮤테이션에서 생존하기 위한 방법으로서 드레인 전극에서의 전압의 고속 변화(예를 들면, dv/dt)에 응답하여 그 순방향 도전 채널의 스위치-온을 트리거할 것이다(dv/dt 트리거된 재 턴-온(dv/dt triggered re-turn on)). 이 기술은 MOSFET에서의 과도 커뮤테이션 현상과 연관된 피크 전압의 제한에 효과적이며, MOSFET가 임계 상태에서 생존할 수 있게 해주지만, 이 기술은 MOSFET가 엄격하게 스위치-오프 동작을 수행할 수 없게 하여 결과적으로 전체적인 효율을 떨어뜨린다.
일반적으로, 전력 회로가 "소극적" 보호 방식을 단독으로 이용하거나 또는 "적극적" 보호 방식과 조합하여 이용할 수 있게 하여 과도 커뮤테이션 현상으로부터 하프-브릿지를 보호하는 기술과 회로가 설명된다. 소극적 보호 방식은 과도 커뮤테이션으로부터 MOSFET를 보호하는 비예측적 방법(non-predictive way)이다. 소극적 보호 방식에 따라 동작할 때, 예시적인 전력 회로는 과도 커뮤테이션이 발생했는지 여부 또는 하프-브릿지에서 발생할 가능성이 있는지의 여부와 무관하게 그리고 MOSFET의 동작 상태에 전적으로 근거하여 해당 MOSFET를 보호하도록 드라이버를 구성한다. 다른 말로 하면, 과도 커뮤테이션이 MOSFET에서 발생할 가능성이 있는지 여부를 예측하는 것이 아니라 전력 회로는 단순하게 MOSFET가 스위치-오프될 때(즉, 순방향 전도 채널을 통한 전도가 없을 때) 각각의 스위칭 사이클의 적어도 일부분 동안 드라이버의 고 저항 출력(본원에서는 고 저항 상태로도 언급됨)을 인에이블링시킨다. 역으로, 전력 회로는 스위칭 사이클의 나머지 부분 동안에는(즉, 고 저항 출력이 인에이블링되지 않는 동안의 스위칭 사이클 부분) 드라이버의 저 저항 출력(본원에서는 저 저항 상태로도 언급됨)을 인에이블링시킨다. 이런 방법으로, 드라이버의 고 저항 출력은 과도 커뮤테이션 현상의 결과로 발생할 수 있는 잠재적인 전압 오버슈트로부터 해당 MOSFET를 보호하고, 드라이버의 저 저항 출력은 MOSFET로 하여금 효율적인(즉, 엄격한) 스위칭 동작을 수행하게 한다. 일부 예에서, 고 저항 출력과 저 저항 출력은 드라이버의 단일 출력 포트일 수도 있고 또는 드라이버의 개별적인 출력 포트일 수도 있다.
고 저항 출력은 드라이버의 고 임피던스 구동 스테이지를 이용함으로써 생성될 수도 있고, 또는 MOSFET와 게이트 드라이버의 중간에 접속된 고 저항의 저항기를 추가함으로써 생성될 수도 있다. 드라이버의 저 저항 출력은 낮은 저항과 조합하여 드라이버의 저 저항 임피던스를 이용하여 생성될 수도 있고, 또는 MOSFET와 게이트 드라이버의 중간에 접속된 게이트 저항없이 생성될 수도 있다. 그러므로 본 명세서와 특허청구범위의 전반에 걸쳐 사용되는 "드라이버의 고 저항 출력"과 "드라이버의 저 저항 출력"이라는 용어는 드라이버와 게이트 저항뿐만 아니라 독립적인 부스트 회로같은 구동 스테이지도 포함하는 MOSFET와 콘트롤러 유닛(12) 사이의 전체 게이트 전류 경로의 특성으로서 이해될 것이다. "고 저항 출력"은 이러한 집중 소자(lumped elements)의 하나 이상의 소자에 의해 생성될 수 있는데, 예를 들면 고 내부 저항 및/또는 비교적 작은 전류 용량을 갖는 드라이버 스테이지를 이용하여 생성될 수 있거나 또는 고 저항 게이트 저항기나 고 저항같은 저항성 소자를 게이트 전류 경로에 추가하여 생성되거나 또는 부스트 스테이지 없이도 생성될 수도 있다. 유사하게, 저 저항 출력은 전체 게이트 전류 경로의 저 저항 특성을 참조하므로, 낮은 내부 저항 및/또는 높은 전류 용량을 갖는 강한 드라이버 스테이지를 포함하거나, 낮은 게이트 저항기를 갖거나 또는 게이트 저항기가 없을 수도 있고, 또는 낮은 내부 저항 및/또는 높은 전류 용량을 갖는 강한 부스트 회로를 포함할 수도 있다.
소극적 보호 방식과 달리, 본원에 설명된 적극적 보호 방식은 전력 회로가 과도 커뮤테이션을 방지하거나 전력 회로를 보호하는 조치를 취하게 되기 전에 전력 회로가 우선 과도 커뮤테이션 상황이 발생할 가능성이 있는지를 예측하게 하는 방법을 제공한다. 적극적 보호 방식에 따른 동작시, 예시의 전력 회로는 우선 과도 커뮤테이션 현상이 가까운 장래에 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정한다. 만약 과도 커뮤테이션이 발생할 가능성이 있다면, 전력 회로는 임박한 과도 커뮤테이션 현상으로부터 MOSFET를 보호하기 위한 하나 이상의 대응책을 활성화한다. 예를 들어, 전력 회로는 하프-브릿지의 상이한 부분들에서 전압 레벨 및/또는 전류 레벨에 적어도 일부분 기반하여 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지의 여부를결정할 것인데, 이때의 전압 레벨 및/또는 전류 레벨은 하프-브릿지의 다른 MOSFET가 스위치-온되거나 막 스위치-온되는 동안 하프-브릿지의 하나의 MOSFET가 "자신의 바디 다이오드에서 도전중"인지 그 여부를 나타내는 것이다. 이와 달리, 만약에 전력 회로가 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 없다고 결정한다면, 전력 회로는 하나 이상의 대응책 중 어느 것도 활성화되지 못하게 할 것이다. 본원에서 이용되는 것처럼, "자신의 바디 다이오드에서 도전중"이라는 표현은 각각의 MOSFET의 바디 다이오드가 도전중일 때의 상황을 일컫는다.
이런 식으로, 본원에는 과도 커뮤테이션 현상으로부터 하프-브릿지를 막아주거나 적어도 보호해주는 다양하고 간단하면서 저가인 방법을 제공하는 기술과 회로가 설명된다. 전력 회로가 소극적 및/또는 적극적 보호 방식에 따라 동작하도록 할 것인지에 따라서, 본원에 설명된 기술은 스너버 회로 및/또는 다소 비싼 강건한 MOSFET를 필요로 하는 다른 유형의 회로보다 더 싸고 더 간단하게 전력 회로로 하여금 과도 커뮤테이션 현상으로부터 하프-브릿지를 보호할 수 있게 한다.
본원에 설명된 다음의 기술 및 회로는 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 수 있는지의 여부를 두 가지로 감지하는 몇 가지 방법과 함께 잠재적인 과도 커뮤테이션 현상으로부터 하프-브릿지를 보호하는 몇 가지 방법을 제공한다. 본원에 설명된 소극적 및 적극적 기술은 과도 커뮤테이션의 결과로 하프-브릿지에서 손상이 발생하지 않도록 하기 위해 임의의 순열로 그리고 임의의 조합으로 이용될 수 있다.
도 1은 본원의 하나 이상의 양상에 따라서 과도 커뮤테이션 현상에서 전력 스위치를 보호하도록 구성된 전력 회로를 포함하는 시스템의 일 예를 예시하는 블록도이다. 도 1의 예에서, 시스템(1)은 전력 공급원(2), 전력 회로(6), 부하(4), 선택적 콘트롤러 유닛(12), 그리고 선택적 측정 유닛(14)을 포함한다. 일부 예에서, 시스템(1)은 구성 요소를 추가하거나 일부 생략하여 본원에 설명된 시스템(1)의 기능을 제공할 수도 있다.
전력 공급원(2)은 시스템(1)에 전력의 형태로 전기적 에너지를 제공한다. 전력 공급원(2)의 다양한 예들이 존재하고, 제한적인 것은 아니지만 AC/DC 컨버터, 전력 그리드, 발전기, 전력 변성기, 배터리, 태양광 패널, 풍력 발전기, 퇴행성 브레이크 시스템(degenerative braking systems), 수력 전기 발전기 또는 전기 전력을 시스템(1)에 제공할 수 있는 그 밖의 임의의 형태의 전기적 전력 장치를 포함할 수 있다. 비록 도 1에 구체적으로 도시되지 않았지만, 전력 공급원(2)은 내부 캐패시터 뱅크(internal capacitor bank)를 포함한다. 선택적으로, 일부 예에서 입력 캐패시터는 전력 공급원(2)에 병렬로 배열될 수도 있다.
부하(4)는 전력 공급원(2)에 의해 제공되고 전력 회로(6)에 의해 변환된 전기 전력(예컨대 전압, 전류 등)을 수신한다. 부하(4)의 다양한 예들이 존재하고, 제한적인 것은 아니지만 컴퓨터 장치 및 관련 구성 요소를 포함할 수도 있는데, 예를 들면 마이크로프로세서, 전기 구성 요소, 회로, 랩탑 컴퓨터, 데스크탑 컴퓨터, 태블릿 컴퓨터, 모바일 폰, 배터리, 스피커, 발광 유닛, 자동차/선박/항공우주/철도 관련 구성 요소, 모터, 변압기 또는 전력 컨버터로부터 전압 혹은 전류를 수신하는 그 밖의 임의의 유형의 전기 및/또는 회로 집단을 포함할 수 있다.
측정 유닛(14)은 선택 사양으로서 시스템(1)의 개별 구성 요소일 수도 있고, 또는 측정 유닛(14)의 기능이 시스템(1)의 하나 이상의 다른 구성 요소에 분산될 수도 있다(예를 들면, 콘트롤러 유닛(12), 드라이버(22, 23) 등). 측정 유닛(14)은 시스템(1)의 구성 요소와 노드의 다양한 전기적 특성(예컨대 전압 레벨, 전류 레벨 등)과 동작 상태를 결정하기 위해서 시스템(1)을 분석할 수도 있다. 예를 들어, 측정 유닛(14)은 하나 이상의 구성 요소 및/또는 전력 회로(6)에서 전압 레벨, 전류 레벨 및/또는 전류 방향(예컨대 극성)을 결정할 것이다. 측정 유닛(14)은 링크(17)에서 시스템(1)에 대해 정보를 획득하고, 링크(18A, 18B)에서 시스템(1)의 구성 요소와 노드의 다양한 전기적 특성과 동작 상태에 대한 출력정보를 획득할 수 있다.
일부 예에서, 측정 유닛(14)은 전류 경로 내의 전류 센서(예를 들면, 스위칭 노드(32)와 전력 스위치(24) 사이에 위치하고/거나 스위칭 노드(32)와 전력 스위치(25) 사이에 위치한)를 포함할 수도 있다. 일부 예에서, 전력 스위치(24, 25)는 각각 개별 전류 미러를 포함할 수 있고, 이로부터 측정 유닛(14)이 전력 스위치(24, 25)를 통해 흐르는 전류의 레벨과 방향을 감지할 수 있다. 측정 유닛(14)은 전력 스위치(24, 25)를 통해서 흐르는 전류의 레벨 및/또는 방향의 표시를 링크(18B)를 통해서 콘트롤러 유닛(12)으로 제공하고, 이로부터 콘트롤러 유닛(12)은 아래에 설명된 것과 같이 전력 스위치(24, 25) 중 다른 하나가 스위치-온 되려 하는 동안 전력 스위치(24, 25) 중 하나가 역 동작 모드에 있으면서 그 바디 다이오드를 도전하는 중인지 여부를 결정할 것이다.
측정 유닛(14)은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 임의의 조합으로 이루어진 임의의 적절한 배열을 포함하여 측정 유닛(14)에 부여된 기술을 수행할 수 있을 것이다. 예를 들어, 측정 유닛(14)는 하나 이상의 마이크로프로세서, DSP(digital signal processors), ASIC(application specific integrated circuits), FPGA(field programmable gate arrays) 또는 임의의 다른 등가의 통합형 또는 독립적인 논리 회로를 포함할 수 있으며, 마찬가지로 이들 구성 요소의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 측정 유닛(14)이 소프트웨어 혹은 펌웨어를 포함할 때, 측정 유닛(14)은 소프트웨어나 펌웨어를 저장하고 실행하기 위한 임의의 필수 하드웨어(예를 들면 하나 이상의 프로세서나 처리 유닛)를 더 포함한다. 전반적으로 처리 유닛은 하나 이상의 마이크로프로세서, DSP, ASIC, FPGA 또는 임의의 다른 등가의 통합형 또는 독립적인 논리 회로를 포함할 수 있으며, 마찬가지로 이들 구성 요소의 임의의 조합을 포함할 수 있다.
콘트롤러 유닛(12)은 일반적으로 공급원(2)과 부하(4) 사이의 전력의 흐름을 제어하기 위해 전력 회로(6)의 구성 요소를 제어한다. 콘트롤러 유닛(12)은 선택 사양으로서 시스템(1)의 개별 구성 요소일 수도 있고, 또는 콘트롤러 유닛(12)의 기능이 시스템(1)의 하나 이상의 다른 구성 요소에 분산될 수도 있다(예를 들면, 드라이버(22, 23) 등). 콘트롤러 유닛(12)은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 임의의 조합으로 이루어진 임의의 적절한 배열을 포함하여 본원의 콘트롤러 유닛(12)에 부여된 기술을 수행할 수 있을 것이다. 콘트롤러 유닛(12)이 링크(16)를 통하여 전력 회로(6)에 접속되어, 전력 회로(6)의 동작을 제어하기 위한 신호 혹은 커맨드를 전력 회로(6)로 송수신할 수 있다. 일부 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 링크(18B)를 통하여 측정 유닛(14)에 또한 접속되어, 시스템(1)의 구성 요소와 노드의 다양한 전기적 특성(예컨대 전압 레벨, 전류 레벨 등)과 동작 상태를 지시하는 정보를 수신할 수 있을 것이다. 콘트롤러 유닛(12)은 임의의 하나 이상의 마이크로프로세서, DSP, ASIC, FPGA 또는 임의의 다른 등가의 통합형 또는 독립적인 논리 회로를 포함할 수 있으며, 마찬가지로 이들 구성 요소의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 콘트롤러 유닛(12)이 소프트웨어 혹은 펌웨어를 포함할 때, 콘트롤러 유닛(12)은 소프트웨어나 펌웨어를 저장하고 실행하기 위한 임의의 필수 하드웨어(예를 들면 하나 이상의 프로세서나 처리 유닛)를 더 포함한다. 일반적으로 처리 유닛은 하나 이상의 마이크로프로세서, DSP, ASIC, FPGA 또는 임의의 다른 등가의 통합형 또는 독립적인 논리 회로를 포함할 수 있으며, 마찬가지로 이들 구성 요소의 임의의 조합을 포함할 수 있다.
링크(8A, 8B, 10A, 10B, 16, 17, 18A, 18B)(이것을 합쳐서 링크(8-18)라고 함)의 각각은 전력 또는 전기 신호를 한 장소에서 다른 장소로 도전할 수 있는 유선 또는 무선 매체를 나타낸다. 링크(8-18)의 예는 제한적인 것은 아니지만 물리적 및/또는 무선 전기 전송 매체(예를 들면 전기 배선, 전기 트레이스(electrical trace), 도전성 가스관, 연선 쌍(twisted wire pairs) 등) 포함한다.
전력 회로(6)는 전력 공급원(2)가 공급한 전기 에너지를 부하(4)에 전력을 공급하기 위한 이용 가능한 상이한 형태의 전기 에너지로 변환하는 책임을 갖고 있다. 전력 회로(6)는 전력 스위치(24, 25), 드라이버(22, 23), 게이트 저항기(21, 22) 및 LLC 회로로 이루어진 하프-브릿지 장치를 포함하는데, LLC 회로는 인덕터(30)와 공진 탱크로 구성되고, 공진 탱크는 다시 캐패시터(26)와 인덕터(28)로 구성된다.
도 1의 예에서 전력 회로(6)은 링크(8A)에서 전력 공급원(2)에 의해 공급되는 입력 전압을 링크(10A, 10B)에서 부하(4)에 대한 출력 전압으로 변환하는 LLC 컨버터로서 동작하도록 구성된다. 전력 회로(6)의 LLC 회로는 그 여기 주파수를 변화시킴으로써 공진 탱크의 임피던스를 제어한다. 본원에 설명된 기술은 동작 동안 과도 커뮤테이션 현상에 민감한 하나 이상의 전력 스위치를 포함하는 다른 유형의 전력 컨버터 또는 전력 회로에 적용 가능한데, 예를 들면, 위상 변이 영 전압 스위치 컨버터, 삼각 전류 모드 역률 교정 스테이지 컨버터, 동기 벅/부스트 컨버터, 셋업 컨버터, 셋다운 컨버터 등에 적용 가능하다. 일부 예에서, 전력 회로(6)는 도 1에 도시된 요소들보다 더 많거나 더 적은 요소를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 추가적인 또는 상이한 유형의 필터나 게이트 저항기가 사용될 수 있다. 일부 예에서, 드라이버(22)와 전력 스위치(24) 및/또는 드라이버(23)와 전력 스위치(25)는 동일한 패키지 또는 반도체 다이에 통합될 수 있거나 또는 개별 패키지 또는 개별 반도체 다이에 통합될 수도 있다.
전력 스위치(24, 25)와 전력 공급원(2)은 시스템(1)과 연관된 커뮤테이션 루프를 형성하기 위해 결합한다. 전력 시스템(1)의 커뮤테이션 루프는 전력 공급원(2)와 연관된 캐패시턴스(예를 들면 DC 링크 캐패시터), 링크(8A), 전력 스위치(24, 25)의 순방향 도전 채널 및 링크(8B)에 의해 형성된 전류 경로이다.
전력 스위치(24, 25)는 스위칭 노드(32)에 대해 하프-브릿지 구성으로 배열된다. 전력 스위치(24)는 고측 스위치이고 전력 스위치(25)는 저측 스위치이다. 전력 스위치(24, 25)를 제어함으로써(예컨대 변조함으로써), 콘트롤러 유닛(12)은 스위칭 노드(32)에서 전압 혹은 전류를 변화시키고, 결과적으로 공급원(2)으로부터 부하(4)로 전달되는 에너지의 양을 변화시킬 것이다. 예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은 주파수 변조, PWM(pulse-width modulation) 기술, PDW(pulse-depth modulation) 기술, PAM(pulse-amplitude modulation) 기술, PPM(pulse-position modulation) 기술, PFM(pulse-frequency modulation) 기술 등에 따라서 전력 스위치(24, 25)를 제어하여, 스위칭 노드(32)에서의 전압을 제어하고 링크(10A, 10B)에서 전력 회로(6)의 LLC 회로로부터 출력되고 있는 최종 전류 레벨 및 전압 레벨을 변화시킨다.
전력 스위치(24, 25)는 각각 드레인과 전력 MOSFET의 공급원 단자 사이의 내장 바디 다이오드를 갖는 전력 MOSFET을 나타낸다. 일부 예에서, 전력 스위치(24)는 평면형 필드 구조를 갖는 저 전압 MOSFET를 나타낼 수도 있다. 일부 예에서, 전력 스위치(24)는 또한, 오프 상태 동안 고 전압(예컨대 높은 항복 전압)을 지원하는 초접합 장치(예컨대 MOSFET, 또는 강하게 도핑되어 전자 흐름에 대한 전기 저항을 줄인 두꺼운 드리프트 영역과 반대 극성 캐리어로 강하게 도핑된 다른 영역(이것은 고정된 전하를 효과적으로 상쇄하고 "공핍 영역"을 확장한다)을 갖는 전력 MOSFET)를 나타낼 수 있다.
게이트 저항기(20)는 드라이버(22)의 출력과 전력 스위치(24)의 게이트 단자 사이에서 배열된다. 게이트 저항기(21)는 드라이버(23)의 출력과 전력 스위치(25)의 게이트 단자 사이에서 배열된다. 드라이버(22)는 콘트롤러 유닛(12)에서의 링크(16)를 통해 드라이버 제어 신호를 수신할 수 있을 것이며 드라이버 제어 신호에 기반하여, 드라이버(22)는 전력 스위치(24)의 게이트 신호를 구동하여, 전력 스위치(24)가 스위치-온 혹은 스위치-오프되게 한다. 드라이버(22)는 고 저항 출력(34) 또는 저 저항 출력(36) 중 하나를 통해서 전력 스위치(24)를 위한 게이트 신호를 출력한다. 드라이버(23)는 콘트롤러 유닛(12)에서의 링크(16)를 통해 드라이버 제어 신호를 수신할 수 있고, 드라이버 제어 신호에 기반하여, 드라이버(23)는 전력 스위치(25)의 게이트 신호를 구동하여, 전력 스위치(25)가 스위치-온 또는 스위치-오프되게 한다. 드라이버(23)는 고 저항 출력(35) 또는 저 저항 출력(37) 중 하나를 통해 전력 스위치(25)를 위한 게이트 신호를 출력한다.
비록 드라이버(22, 23)가 별개의 출력을 갖는 것처럼 예시되었지만, 각각의 고 저항 출력(34, 35)과 저 저항 출력(36, 37)은 드라이버(22, 23)의 출력 포트가 단일의 개별적인 것일 수도 있고, 드라이버(22, 23)의 출력 포트를 개별적으로 각각 가질 수도 있다. 다시 말해서, 드라이버(22)는 게이트 저항기(20)를 통해 전력 스위치(24)의 게이트 단자에 접속된 단일 출력 포트를 포함할 수도 있다. 드라이버(22)의 단일 출력 포트는 고 저항 출력(34)과 저 저항 출력(36) 모두 포함할 것이다. 반대로, 드라이버(22)는 이중 출력 포트(dual output ports)를 포함하는데, 이중 출력 포트 각각은 전력 스위치(24)의 게이트 단자에 접속되어 있다. 드라이버(22)의 제1 출력 포트는 고 저항 출력(34)을 포함할 수 있고 제2 출력 포트는 저 저항 출력(36)을 포함할 수도 있다.
일부 예에서, 드라이버(22)는 게이트 저항기(20)와 연관된 저항을 증가시킴으로써 고 저항 출력(34)을 인에이블링할 수 있고 반대로 게이트 저항기(20)와 연관된 저항을 감소시켜 저 저항 출력(36)을 인에이블링할 수도 있다. 드라이버(23)는 게이트 저항기(21)와 연관된 저항을 증가시킴으로써 고 저항 출력(35)을 인에이블링할 수 있고 반대로 게이트 저항기(21)와 연관된 저항을 감소시켜 저 저항 출력(37)을 인에이블링할 수도 있다.
일부 예에서, 본원에 설명된 기술 및 회로에 따라서 드라이버(22, 23)는 콘트롤러 유닛(12) 및/또는 측정 유닛(14)으로부터 입수한 정보에 기반하여 각각의 고 저항 출력(34, 35) 또는 각각의 저 저항 출력(36, 37)을 인에이블링시킬 수 있다. 예를 들어, 드라이버(22)는 콘트롤러 유닛(12)으로부터 링크(16)를 통해 출력 임피던스 신호를 수신할 것이며, 이 출력 임피던스 신호는 드라이버(22)에게 고 저항 출력(24) 또는 저 저항 출력(26)을 인에이블링하도록 명령한다. 덧붙여서 드라이버(22)는 커뮤테이션 루프에서의 전압 레벨 및 전류 레벨에 대한 정보를 측정 유닛(14)으로부터 수신하고, 이 정보는 드라이버(22)가 고 저항 출력(24)을 인에이블링해야 하는지 또는 저 저항 출력(26)을 인에이블링해야 하는지 그 여부를 드라이버(22)에게 지시한다.
일부 예에서, 드라이버(22, 23)는 자신이 스위치(24, 25)의 동작 상태에 대해 수행한 결정에 기반하여 각각의 고 저항 출력(34, 35)을 인에이블링하거나 또는 각각의 저 저항 출력(36, 37)을 인에이블링할 수도 있다. 예를 들어, 드라이버(22)는, 전력 스위치(24)가 스위치-오프될 때 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 고 저항 출력(34)을 인에이블링할 수 있고, 그리고 이렇게 고 저항 출력(34)이 인에이블링될 때 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 제1 위상의 나머지 부분 동안과 전력 스위치(24)가 스위치-온 될 때 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 저 저항 출력(36)을 인에이블링할 수 있다. 다르게 말해서, 스위칭 사이클 동안, 드라이버(22)는 먼저 전력 스위치(24)로 하여금 인에이블링된 저 저항 출력(36)과 스위치-오프되게 하고(예를 들면 가능하다면 가장 좋은 효율을 실현하기 위해), 두 번째로 단시간의 지연 이후(예를 들면 500ns) 드라이버(22)는 전력 스위치(24)로 하여금 인에이블링된 고 저항 출력(34)으로 스위치-오프를 마친다(예를 들면 과도 커뮤테이션으로부터의 보호를 위해). 드라이버(22)는 드라이버(22)가 전력 스위치(24)로 하여금 다시 스위치-온하게 할 때까지 고 저항 출력(34)이 인에이블링 상태를 유지하게 한다(예를 들면 과도 커뮤테이션으로부터의 추가 보호 동안). 스위칭 사이클에서 드라이버(22)가 전력 스위치(24)로 하여금 다시 스위치-온하게 하는 시점에서, 드라이버(22)는 저 저항 출력(36)을 다시 인에이블링할 수 있고 (예를 들면 효율 개선을 실현하기 위해서) 저 저항 출력(36)이 스위칭 사이클의 나머지 동안 인에이블링 상태를 유지하게 한다.
고 저항 출력(34, 35)이 인에이블링될 때, 전력 스위치(24, 25)의 각각의 게이트 단자를 고 저항 방식으로 접속함으로써 드라이버(22, 23)는 전력 스위치(24, 25)를 더 느리게 스위치-온하거나 또는 전력 스위치(24, 25)를 더 느리게 스위치-오프하여, 각각의 게이트 단자를 드라이버의 저 전위로 당긴다. 반대로 저 저항 출력(36, 37)이 인에이블링될 때, 드라이버(22, 23)는 더 빠르게 전력 스위치(24, 25)를 스위치-온하고 스위치-오프할 수 있다(즉, 더 짧은 지연시간을 갖는 게이트 신호와 더 큰 전압 변화 속도(예컨대 dv/dt)로).
본원의 기술에 따르면, 콘트롤러 유닛(12), 드라이버(22) 및 드라이버(23)는 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 보호하기 위한 소극적 및/또는 적극적 보호 방식을 구현하는 다양한 방식으로 단독으로 혹은 조합으로 출력(34-37)을 인에이블링 및 디스에이블링(disable)할 것이다. 소극적 및 적극적 보호 방식의 세부 사항과 콘트롤러 유닛(12)과 드라이버(22, 23)가 출력 (34-37)을 제어할 수 있는 상이한 방법들이 추가의 도면들과 관련하여 아래에 설명된다.
예를 들어 소극적 보호 방식을 구현하는 동안, 드라이버(22)가 전력 스위치(24)로 하여금 스위치-온 상태에서 동작하게 할 때마다 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(22)가 고 저항 출력(34)을 사용하도록 구성하고, 드라이버(22)가 전력 스위치(24)로 하여금 스위치-오프 상태에서 동작하게 할 때마다 드라이버(22)가 저 저항 출력(36)을 사용하도록 구성할 것이다. 마찬가지로, 드라이버(22)가 전력 스위치(24)로 하여금 스위치-오프 상태에서 동작하게 하는지 또는 스위치-온 상태에서 동작하게 하는지에 따라서 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(23)가 고 저항 출력(35)을 사용하도록 구성하거나 또는 저 저항 출력(37)을 사용하도록 구성할 것이다.
적극적 보호 방식을 구현하는 동안, 콘트롤러 유닛(12)은 우선 후속하는 스위칭 사이클 동안 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정할 것이고, 만약 그렇다면 임박한 과도 커뮤테이션 현상에 의한 손상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 방지하거나 적어도 보호하는 하나 이상의 대응책을 활성화할 것이다. 예를 들어, 전력 스위치(24)가 막 스위치-온하려고 할 때 전력 스위치(25)가 "역 동작 모드"에서 여전히 동작중임을 결정하는 즉시, 그 결과로 발생할 가능성이 있는 임박한 과도 커뮤테이션 현상에 의한 손상으로부터 전력 스위치(24)를 보호하기 위해 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(23)로 하여금 고 저항 출력(35)을 인에이블링하게 한다. 일부 예에서, 전력 스위치(24)가 스위치-온중일 때 전력 스위치(25)가 바디 다이오드를 도전하는 역 동작 모드에서 여전히 동작중임을 결정하는 즉시, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상에 의해 초래된 전압 오버슈트를 제한하려는 시도로 드라이버(22)로 하여금 전력 스위치(24)를 더 느리게 스위치-온하게 할 수도 있다(예를 들면 고 저항 출력(34)를 인에이블링하게 함으로써). 일부 예에서, 전력 스위치(24)가 스위치-온할 예정일 때 전력 스위치(25)가 바디 다이오드를 도전하는 역 동작 모드에서 여전히 동작중임을 결정하는 즉시, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)에 자신의 역 회복 전하를 재조합할 더 많은 시간을 허용함으로써 과도 커뮤테이션 현상이 발생하는 것을 방지하려는 시도에서 드라이버(22)로 하여금 전력 스위치(24)의 스위치-온을 지연하게 하고 전력 스위치(24)를 스위치-오프 상태로 유지하게 한다. 일부 예에서, 전력 스위치(24)가 스위치-온할 예정일 때 전력 스위치(25)가 바디 다이오드를 도전하는 역 동작 모드에서 여전히 동작중임을 결정하는 즉시, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 발생하는 것을 방지하려는 시도에서 전력 스위치(25)를 간단히 스위치-온하는 동안 드라이버(22)로 하여금 전력 스위치(24)의 스위치-온을 지연하게 하고 전력 스위치(24)를 스위치-오프 상태로 유지하게 한다.
도 2는 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 전력 스위치(24, 25)에서의 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 보호하는 실시예의 소극적 보호 방식의 동작(100)을 예시하는 흐름도이다. 도 2는 도 1의 맥락내에서 설명된다. 설명의 편이성을 위해, 동작(100)은 콘트롤러 유닛(12)에 의해 수행되는 것으로 기본적으로 설명된다. 그러나 일부 예에서는 동작(100)이 드라이버(22, 23) 중 하나에 의해 수행될 수도 있고, 이러한 드라이버만으로 수행될 수 있거나 콘트롤러 유닛(12)과 조합하여 수행될 수도 있다.
동작(100)은 시스템(1)이 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 보호할 수 있는 비예측적 방법을 나타낸다. 동작(100)은 과도 커뮤테이션이 발생할 것인지 발생하지 않을 것인지에 대한 결정을 요구하지 않는다. 대신에 전력 스위치(24, 25)를 과도 커뮤테이션으로부터 보호하기 위해서 동작(100)이 시스템(1)에 의해 수행되고, 전력 스위치(24)의 현재 동작 상태에 따라 드라이버(22)를 구성하고 전력 스위치(25)의 현재 동작 상태에 따라 드라이버(23)를 구성함으로써 전력 스위치(24, 25)를 과도 커뮤테이션 현상으로부터 보호한다. 간결성을 위해, 다음의 예들은 전력 스위치(25)가 스위치-오프되어 있고 전력 스위치(24)가 스위치-온되어 있을 때 동작(100)이 스위칭 사이클 동안 콘트롤러 유닛(12)에 의해 수행됨을 설명하지만, 동일한 동작(100)은 전력 스위치(24)가 스위치-오프되어 있고 전력 스위치(25)가 스위치-온되어 있는 상황에서도 마찬가지로 적용된다.
도 2의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 소극적 보호 방식에 따라 동작하여, 우선 전력 회로(6)의 전력 스위치(24, 25) 중 하나가 스위치-오프중인지를 결정(102)함으로써 전력 스위치(24, 25)를 과도 커뮤테이션 현상으로부터 보호한다. 예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은 공급원(2)으로부터 부하(40)로 에너지를 전달하기 위해 변조 기술에 따라 전력 회로(6)를 제어한다. 전력 스위치(24, 25)의 스위칭 사이클 동안, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24)로 하여금 스위치-오프로 동작하게 하는 반면, 마찬가지로 전력 스위치(25)로 하여금 스위치-온 상태에서 동작하게 한다. 스위칭 사이클의 마지막에서, 그리고 다음 스위칭 사이클의 시작에서, 콘트롤러 유닛(12)은 먼저 전력 스위치(25)로 하여금 스위치-오프하게 한 이후에 전력 스위치(24)로 하여금 스위치-온 상태에서 동작하게 한다.
전력 스위치(25)가 스위치-오프되는 중임을 결정하는 것에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)가 적어도 초기에는 낮은 수치의 출력 임피던스로 스위치-오프되게 함으로써 전력 스위치(25)는 증가된 수치의 효율로 스위치-오프되도록 보장할 것이다. 콘트롤러 유닛(12)은 링크(16)를 통해 제어 신호를 출력할 수 있는데, 이 제어 신호는 드라이버(23)의 저 저항 출력(37)이 스위치(25)를 스위치-오프하는 마지막 시점 또는 그 이후를 향하도록 할 수 있다.
전력 스위치(25)가 계속해서 스위치-오프중인 동안, 스위치-오프 동안 또는 그 이후에 발생할 수 있는 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(25)를 보호하기 위해서 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)로 하여금 대량의 출력 임피던스로 스위치-오프를 끝내도록 할 수 있다. 다시 말해서, 콘트롤러 유닛(12)은 링크(16)를 통해 제어 신호를 출력할 수 있는데, 이 제어 신호는 전력 스위치(25)가 스위치-오프를 끝내기 전에 드라이버(23)의 고 저항 출력을 인에이블링시킨다. 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(25)를 보호하기 위해서 전력 스위치(25)가 스위치-오프를 유지하는 동안 드라이버(23)가 고 저항 출력(35)을 계속 필요로 하게끔 구성할 것이다.
고 저항 출력(35)이 인에이블링될 때, 전력 스위치(25)의 게이트는 상대적으로 고 저항인 방식으로 드라이버(23)의 접지에 접속될 것이다. 따라서 만약에 전력 스위치(25)의 바디 다이오드의 과도 커뮤테이션이 발생한다면, 전력 스위치(25)는 전력 스위치(25)의 진성 역 캐패시턴스를 통해 전압 변화(dv/dt) 트리거된 스위치-온(voltage change(dv/dt) triggered switch-on)에 응답하여 자신의 순방향 도전 채널을 스위치-온할 것이다. 이런 식으로, 전력 스위치(25)의 자동적인 스위치-온을 도입하도록 고 저항 출력(35)을 인에이블링함으로써, 본원에 설명된 소극적 보호 방식은 통합된 게이트 저항기를 이용하는 다른 유형의 보호 방식과 유사하지만, 이러한 다른 유형의 보호 방식에 의해 초래되는 정규 동작 동안 발생하는 효율 저하의 단점은 피할 수 있다.
일부 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)가 스위치-오프를 시작한 이후에 드라이버(23)로 하여금 고정 방식의 지연 또는 프로그램 가능 방식의 지연을 거쳐 고 저항 출력(35)을 인에이블링하도록 한다(106). 다시 말해서, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)가 스위치-오프될 때 스위칭 사이클의 제 1 위상의 적어도 일부분 동안에 드라이버(23)로 하여금 고 저항 출력(35)을 인에이블링하도록 할 수 있고, 저 저항 출력(37)이 인에이블링될 때 제 1 위상의 적어도 일부분이 아닌 제 1 위상의 임의의 나머지 부분 동안과, 전력 스위치(25)가 스위치-온될 때 스위칭 사이클의 제 2 위상 동안에 드라이버(23)로 하여금 저 저항 출력(37)을 인에이블링하도록 할 수 있다.
마지막으로, 스위칭 사이클의 마지막에 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)가 스위치-온인지 결정할 것이고, 효율을 개선하기 위해서 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(23)로 하여금 저 저항 출력(37)을 인에이블링하도록 할 수 있다(112). 예를 들어, 다음 스위칭 사이클의 시작 시점에서, 콘트롤러 유닛(12)은 우선 전력 스위치(24)로 하여금 스위치-오프되도록 할 것이다(예를 들면, 처음에는 인에이블링되어 있는 드라이버(22)의 저 저항 출력(36)으로 스위치-오프된 후, 인에이블링되어 있는 드라이버(22)의 고 저항 출력(34)으로 스위치-오프를 끝낸다). 다음으로, 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(23)가 가장 좋은 효율로 전력 스위치(25)를 스위치-온하도록 드라이버(23)로 하여금 저 저항 출력(37)으로 전력 스위치(25)를 스위치-온하게 할 것이다.
동작(100)과 연관된 소극적 보호 방식은 다른 유형의 보호 방식과 조합되얼 수도 있다. 예를 들어, 스위치(24, 25)와 연관된 RDSON를 미약하게 증가시키거나 전혀 증가시키지 않게 하기 위해 전력 스위치(24, 25)는 소극적 보호 방식과 함께 비교적 작은 라이프타임 킬링 기술을 거치게 될 수도 있다. 또한, 작은 진성 게이트 저항기를 전력 스위치(24 또는 25)와 통합하거나 또는 전력 스위치(24 또는 25)의 작은 영역을 진성 게이트 저항기에 접속하는 것이 위에 설명된 소극적 방식과 조합으로 효과적으로 이용될 수 있다.
도 3a 내지 도 3c는 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 보호하는 실시예의 적극적 보호 방식의 동작(200)을 예시하는 흐름도이다. 도 3a 내지 도 3c는 도 1의 맥락 내에서 설명된다. 설명의 편이성을 위해, 동작(200)은 콘트롤러 유닛(12)에 의해 수행되는 것으로 기본적으로 설명된다. 그러나 일부 예에서는 동작(200)이 드라이버(22, 23) 중 하나에 의해 수행될 수도 있고, 이러한 드라이버만으로 수행될 수 있거나 콘트롤러 유닛(12)과 조합하여 수행될 수도 있다. 도 2의 동작(100)과 관련하여 설명된 소극적 보호 방식과는 달리, 동작(200)과 연관된 적극적 보호 방식은 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 보호하는 조치를 취하기 이전에 또는 그런 조치를 취하는 것을 억제하기 이전에 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 그 여부를 예측하는 방식을 갖는 시스템(1)을 제공한다.
도 3a는 동작(200)을 도시한다. 도 3b는 도 3a의 동작(200) 중 동작(202)의 보다 세부 사항을 예시하고, 도 3c는 도 3a의 동작(200) 중 동작(204)의 보다 세부 사항을 예시한다. 그에 대응하는 도 3a 내지 도 3c의 흐름도의 위치들은 "START", "A", "B"로 표시하였다.
도 3a의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 향후(예컨대, 다음) 스위칭 사이클 동안에 과도 커뮤테이션 현상이 전력 스위치 중 하나(24 또는 25)에서 발생 가능성이 있는지 결정할 것이다(202). 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 도 3b와 추가 도면들과 관련하여 아래에 설명되는 다양한 방식들 중 어떤 방식으로 전력 스위치의 스위치-온 동안에 발생하려고 하는지 결정할 것이다. 예를 들어, 일 예로서 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24, 25)의 각각에 흐르는 전류의 방향을 분석함으로써 과도 커뮤테이션 현상이 발생하려고 하는지를 결정할 수 있다.
만약에 스위치(24, 25)의 각각에서의 전류의 방향 또는 극성이 스위치(24, 25) 중 하나가 자신의 바디 다이오드상에서 도전중이고 스위치(24, 25)의 다른 하나는 스위치-온중임을 지시한다면, 콘트롤러(12)는 과도 커뮤테이션이 발생하려고 함을 결정할 것이다. 예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은 스위치(24, 25) 중 하나가 자신의 바디 다이오드상에서 도전중이고 막 스위치-온되려 할 때(예를 들면, 바디 다이오드를 통한 전류가 자신의 방향(즉, 극성)을 변경하기 전) 과도 커뮤테이션은 스위치-온의 결과로 발생하지 않을 것임을 추론할 수 있다. 그러나 콘트롤러 유닛(12)은 스위치(24, 25) 중 하나가 스위치-온중인 동안 스위치(24, 25) 중 다른 하나가 자신의 바디 다이오드상에서 도전중일 때 과도 커뮤테이션(예컨대 전류 슛 스루) 상황이 발생할 것임을 추론할 수 있다.
과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있다는 결정에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 발생 가능성이 있는 잠재적인 과도 커뮤테이시션 현상에 의해 초래되는 손상의 정도를 적어도 줄이거나 방지하기 위해 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화할 것이다(204). 다양한 예의 대응책이 도 3c 및 추가 도면들과 관련하여 이하에 설명된다. 일 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버로부터 고 저항 출력과 함께 역 동작 모드에 있는 전력 스위치를 구동할 것이다. 일 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 스위치가 스위치-온하는 속도를 늦추기 위해서 드라이버의 저 저항 출력을 대신해 드라이버의 고 저항 출력을 이용하여 스위치-온하는 전력 스위치를 구동할 것이다. 일 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션의 발생을 방지하기 위해 이미 역 동작 모드(예를 들면, 스위칭 사이클의 절반 동안)에서 동작하고 있는 전력 스위치를 스위치-온할 것이다. 일부 실시예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션의 발생을 방지하기 위한 스위치-온으로 인해 전력 스위치의 스위치-온을 지연시킨다.
과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 없다는 결정에 응답하여서는, 콘트롤러 유닛(12)이 화도 커뮤테이션 대응책을 활성화하는 것을 억제할 것이며, 대신에 과도 커뮤테이션과 무솬하게 가능한 효율적으로 전력 스위치(25)가 동작하도록 하기 위해 드라이버(23)의 저 저항 출력을 인에이블링시킨다(206). 다시 말해서, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 다음 스위칭 사이클에서 발생할 가능성이 없다고 결정할 때마다 드라이버(22, 23)의 저 저항 출력(36, 37)을 활성화하거나 또는 그 활성화를 유지할 것이다.
전반적으로, 도 3b는 도 3a에 도시된 동작(202)의 보다 세부적인 예들이다. 도 3b의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 향후 스위칭 사이클(202) 동안에 전력 스위치(24)에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지를 3가지 방법의 임의 조합에 의해 결정할 수 있다. 도 3b는 시스템(1)이 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 것인지(212) 발생하지 않을 것인지(214)에 대한 결정을 수행할 목적으로, 시스템(1)이 우선 커뮤테이션 루프의 전력 스위치 중 하나가 역 동작 모드에 있는지를 결정(이것은 이 커뮤테이션 루프의 하프-브릿지의 동일한 레그(leg)에 있는 대향하는 다른 스위치(the other, opposite switch)가 스위치-온하려 하면서 순방향 도전 채널을 통해 도전하려고 하는 동안에 이루어짐)하기 위해 시스템(1)의 커뮤테이션 루프의 다양한 전기적 특성을 측정(208A-208C)함을 도시한다.
도 3b의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 스위칭 노즈(32)와 공진 캐패시터(26) 사이의 전류 흐름의 방향과, 전력 스위치(24, 25)의 각각의 동작 상태를 결정할 것이다(208A). 스위칭 노드(32)와 공진 캐패시터(26) 사이의 전류 흐름의 방향에 기반하여, 콘트롤러 유닛(12)은 스위치(24, 25) 중 하나가 이 스위치(24, 25) 중 다른 하나가 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안에 역 동작 모드로 동작중인지 그 여부를 추론할 수 있다.
예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은 스위칭 노드(32)와 공진 캐패시터(26) 사이의 전류 흐름의 방향에 대한 정보를 측정 유닛으로부터 수신할 것이다. 이 예에서, 측정 유닛(14)은 링크(17)를 통해 스위칭 노드(32)와 공진 캐패시터(26) 사이의 전류 흐름의 방향 또는 극성을 측정할 수 있는 하나 이상의 센서 또는 장치일 것이다. 측정 유닛(14)은 스위칭 노드(32)와 공진 캐패시터(26) 사이의 전류 흐름의 방향을 링크(17)로부터 감지하고, 이 정보를 링크(18B)를 통해 콘트롤러 유닛(12)으로 제공한다. 일부 예에서, 전력 스위치(24, 25)는 모놀리식 방식으로 집적된 전류 센서를 포함하는데 이로부터 측정 유닛(14)은 전류 스위치(24, 25)의 각각을 통해 흐르는 전류의 방향과 정도를 검출할 수 있다.
스위칭 노드(32)와 공진 캐패시터(26) 사이에 흐르는 전류의 방향과 관련하여 측정 유닛(14)으로부터 수신된 정보에 기반하여, 콘트롤러 유닛(12) 및/또는 드라이버(22, 23)는 전력 스위치(24, 25)의 각각의 동작 상태를 결정할 수 있다. 예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)이 게이트 구동 신호를 출력하므로, 제어 회로(12)는 게이트 구동 신호가 반드시 스위치-온되어야 함을 지시하는 다른 스위치를 통해 순방향 전류가 흐르는 동안 게이트 구동 신호가 반드시 스위치-오프되어야 함을 지시하는 스위치의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르는지의 여부를 결정할 수 있다. 마찬가지로, 드라이버(22, 23)는 게이트 구동 신호를 수신하므로, 드라이버(22, 23)는 게이트 구동 신호가 반드시 스위치-온되어야 함을 지시하는 다른 스위치를 통해 순방향 전류가 흐르는 동안 게이트 구동 신호가 반드시 스위치-오프되어야 함을 지시하는 스위치의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르는지의 여부를 결정할 수 있다.
전력 스위치(24, 25)의 동작 상태의 결정으로 접속된 스위칭 노드(32)와 공진 캐패시터(26) 사이에 흐르는 전류의 방향과 관련하여 측정 유닛(14)으로부터 수신된 정보에 기반하여, 콘트롤러 유닛(12)은, 스위치(25)가 금방 스위치-온되어 순방향 도전 채널을 통해 도전을 시작중인 동안에 스위치(24)가 역 동작 모드로 동작중인지를 결정하거나 또는 스위치(24)가 금방 스위치-온되어 순방향 도전 채널을 통해 도전하려고 하는 동안에 스위치(25)가 역 동작 모드로 동작중인지를 결정할 것이다(210). 만약 어느 하나의 조건이 만족되면, 콘트롤러 유닛(12)은 향후(예를 들면, 후속하는) 스위칭 사이클 동안 과도 커뮤테이션이 발생할 가능성이 있다고 결정할 것이고(212), 만약 어느 조건도 만족되지 않는다면, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 없다고 결정할 것이다(214). 예를 들어, 전력 스위치(24, 25) 중 하나가 스위치-온 상태에서 동작중일 때 콘트롤러 유닛(12)이 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지를 결정할 수 있는 다음의 4가지 경우를 고려해보자.
첫 번째 경우, 전력 스위치(24)와 연관된 게이트 구동 신호가 스위치-온될 전력 스위치(24)를 구동중일 때 콘트롤러 유닛(12)이 캐패시터(26)로부터 스위칭 노드(32)의 하프-브릿지로 전류가 흐르는지를 결정할 수 있다. 전류가 하프-브릿지로 흐르고 전력 스위치(24)가 스위치-온되었음을 결정한 것에 기반하여, 전력 스위치(24)의 도전중인 바디 다이오드와 평행한 도전 채널이 이미 스위치-온되어 있는 동안 전류가 반드시 전력 스위치(24)의 바디 다이오드를 통해 흘러야 한다고 콘트롤러 유닛(12)이 추론할 것이다. 따라서, 콘트롤러 유닛(12)은 전류가 방향을 변경(이것이 정상적인 동작이어야 하므로)하기 전에 스위치(25)가 스위치-온되기 시작할 경우 과도 커뮤테이션 현상이 발생 가능하다고 결론지을 것이다.
두 번째 경우, 전력 스위치(25)와 연관된 게이트 구동 신호가 스위치-온될 전력 스위치(25)를 구동중일 때 콘트롤러 유닛(12)이 캐패시터(26)로부터 스위칭 노드(32)의 하프-브릿지로 전류가 흐르는지를 결정할 것이다. 전류가 하프-브릿지로 흐르고 전력 스위치(25)가 스위치-온되었음을 결정한 것에 기반하여, 콘트롤러 유닛(12)은 전류가 반드시 전력 스위치(25)의 순방향 도전 채널을 통해 흐르는 중임을 추론하고, 과도 커뮤테이션 현상이 발생 가능성이 없다고 결론내릴 것이다.
콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24)와 연관된 게이트 구동 신호가 스위치-온될 전력 스위치(24)를 구동중일 때 스위칭 노드(32)의 하프-브릿지로 부터 캐패시터(26)로 전류가 흐른다는 사실을 결정할 수 있다. 전류가 하프-브릿지로부터 흐르고 전력 스위치(24)가 스위치-온되었다는 결정에 기반하여, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24)의 순방향 도전 채널을 통해 전류가 흐름을 추론할 것이고, 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 없음을 결론지을 것이다.
콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)와 연관된 게이트 구동 신호가 스위치-온될 전력 스위치(24)를 구동중일 때 스위칭 노드(32)의 하프-브릿지로부터 캐패시터(26)로 전류가 흐른다는 사실을 결정할 수 있다. 전류가 하프-브릿지로부터 흐르고 전력 스위치(25)가 스위치-온되었다는 결정에 기반하여, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐름을 추론할 것이고, 전력 스위치(25)의 도전중인 바디 다이오드와 평행한 도전 채널이 이미 스위치-온되었음을 추론할 것이다. 따라서, 콘트롤러 유닛(12)은 전류가 방향을 변경(이것이 정상적인 동작이어야 하므로)하기 전에 스위치(24)가 스위치-온되기 시작할 경우 과도 커뮤테이션 현상이 발생 가능하다고 결론지을 것이다.
마찬가지로, 전력 스위치(24, 25) 중 하나가 스이치-오프 상태에서 동작할 때 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지를 콘트롤러 유닛(12)이 결정할 수 있는 다음의 추가적인 경우들을 고려해보자. 첫 번째 경우, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)와 연관된 게이트 구동 신호에 기반하여 전력 스위치(25)가 스위치-오프됨을 결정할 것이다. 전력 스위치(25)가 스위치-오프되어 전류가 스위칭 노드(32)에 흐르고 있음을 결정하는 것에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24)의 바디 다이오드가 도전중임을 결정할 것이다. 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24)의 바디 다이오드가 도전중(210)인 동안 전력 스위치(25)가 스위치-온된 경우, 전력 스위치(24)의 바디 다이오드에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있음을 결정할 것이고, 과도 커뮤테이션 현상이 발생하는 것을 차단하고/하거나 적어도 전력 회로(6)에 손상을 줄 수 있는 잠재성을 줄여주도록 대응책을 활성화할 것이다.
두 번째 경우, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24)와 연관된 게이트 구동 신호에 기반하여 전력 스위치(24)가 스위치-오프되고 전류가 스위칭 노드(32)로부터 캐패시터(26)로 흐르는 중임을 결정할 것이다. 전력 스위치(24)가 스위치-오프되어 전류가 스위칭 노드(32)로부터 흐르고 있음을 결정하는 것에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)의 바디 다이오드가 도전중임을 결정할 것이다. 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)의 바디 다이오드가 도전중(210)인 동안 전력 스위치(24)가 스위치-온된 경우 전력 스위치(25)의 바디 다이오드에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있음을 결정할 것이고, 과도 커뮤테이션 현상이 발생하는 것을 차단하고/하거나 적어도 전력 회로(6)에 손상을 줄 수 있는 잠재성을 줄여주도록 대응책을 활성화할 것이다.
도 3b의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24, 25)를 통해 흐르는 전류의 방향 또는 극성을 결정하고(208B), 전력 스위치(24, 25)를 통해 흐르는 전류의 방향에 기반하여 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 다음 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 있는지를 결정할 것이다. 예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24, 25)의 각각을 통해 흐르는 전류의 방향 또는 극성을 나타내는 정보를 측정 유닛(14)으로부터 수신할 것이다. 일부 예에서, 전력 스위치(24, 25)는 통합형 전류 미러, 감기 MOSFET, 감지 저항기, 홀 센서(Hall sensor) 등을 포함할 수 있고, 이로부터 측정 유닛(14)은 전력 스위치(24, 25)의 각각을 통해 흐르는 전류를 감지할 수 있다. 측정 유닛(14)은 링크(18B)를 통해 전력 스위치(24, 25)를 통해 흐르는 전류의 방향에 대한 지시(indication)를 콘트롤러 유닛(12)에 제공할 것이고, 이로부터 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24, 25) 중 대향하는 다른 스위치가 스위치-온하기 시작하여 순방향 도전 채널을 통해 도전을 시작하는 동안(210) 전력 스위치(24, 25) 중 나머지 하나가 역 동작 모드인지를 결정할 것이다. 예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은, 전력 스위치(24)를 통해 흐르는 전류의 방향이 전력 스위치(25)가 스위치-온을 시작하여 순방향 도전 채널을 통해 도전을 시작할 때에 전력 스위치(24)가 역 동작 모드에서 동작중임을 지시하는 경우, 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있다고 결론짓는다. 콘트롤러 유닛(12)은, 전력 스위치(25)를 통해 흐르는 전류의 방향이 전력 스위치(24)가 스위치-온을 시작하여 순방향 도전 채널을 통해 도전을 시작(210)할 때에 전력 스위치(25)가 역 동작 모드에서 동작중임을 지시하는 경우, 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있다고 결론짓는다.
과도 커뮤테이션 현상이 발생할 수 있다는 결정에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상을 방지하고/하거나 전력 회로(6)에 손상을 줄 잠재성을 적어도 줄이기 위해서 대응책을 활성화할 것이다. 이와 달리, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 발생(214)하지 않을 것이라고 결정할 수도 있고, 대응책의 활성화를 억제할 수도 있다(예를 들면, 동작 효율을 유지하기 위해 드라이버(22, 23)의 저 저항 출력(34, 37)을 인에이블링하거나 이 저 저항 출력을 계속 이용할 수도 있다).
도 3b의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은, 전력 스위치(24, 25) 중 어느 하나가 각각의 바디 다이오드 상에 전도하여 역동작 모드에서 동작하는지 여부를 추론하기 위해서 전력 스위치(24, 25) 중 하나의 전압 강하와 전력 회로(6)의 DC 링크의 전압 강하를 측정할 수 있다.
예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24, 25) 중 오로지 하나의 양단 전압과 DC 링크 전압을 지시하는 정보를 측정 유닛(14)으로부터 수신할 수 있다. 일 예로서, 측정 유닛(14)으로부터 입수한 정보는 DC 링크 전압이 약 380V이고 전력 스위치(24)의 양단 전압이 300V임을 콘트롤러 유닛(12)에게 지시한다. 전력 스위치(24) 양단의 전압과 DC 링크 전압에 대한 정보를 이용하여, 콘트롤러 유닛(12)은 DC 링크 전압의 나머지 부분(즉, 80V)이 전력 스위치(25)이 양단에 존재함을 결정할 수 있고, 그러므로 전력 스위치(25) 양단 전압이 부극성이 아님을 결정할 수 있다. 전력 스위치(25)의 양단 전압이 부극성인 동안에 전력 스위치(25)가 이미 스위치-오프 상태에서 동작중이라면, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)가 역 동작 모드에서 동작하고 있지 않음을 결론지을 수 있다.
일 예로서, 측정 유닛(14)으로부터 입수된 정보는 DC 링크 전압이 약 380V이고 전력 스위치(24)의 양단 전압이 380V을 초과한다고 지시할 수 있다. 전력 스위치(24) 양단의 전압과 DC 링크 전압에 대한 정보를 이용하여, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)의 양단 전압이 부극성임을 결정할 수 있다. 전력 스위치(25)의 양단 전압이 부극성인 동안에 전력 스위치(25)가 이미 스위치-오프 상태에서 동작중이라면, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(25)가 역 동작 모드에서 동작중임이라고 결론지을 수 있다.
도 3b의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24, 25)의 각각의 양단 전압 강하를 측정하고(208C), 전력 스위치(24, 25) 중 하나가 각자의 바디 다이오드에서 도전중인지 아닌지, 따라서 이것이 역 동작 모드에서 동작중인지 아닌지를 추론할 것이다. 예를 들어, 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24, 25)의 각각의 양단의 전압 강하를 지시하는 정보를 측정 유닛(14)으로부터 수신할 것이다. 콘트롤러 유닛(12)은 임의의 하나의 전력 스위치 양단의 부극성 전압 강하가 각각의 전력 스위치가 자신의 바디 다이오드상에서 도전중임(즉, 각각의 전력 스위치의 바디 다이오드가 도전중임)을 나타내는 것이라고 결정한다.
콘트롤러 유닛(12)은, 전력 스위치(24, 25) 중 대향하는 다른 하나가 스위치-온되기 시작할 때 전력 스위치(24, 25) 중 하나의 양단의 전압이 부극성임을 결정하는 것에 응답하여 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있음을 결정할 것이다(212). 반대로, 콘트롤러 유닛(12)은, 전력 스위치(24, 25) 중 대향하는 다른 하나가 스위치-온되기 시작할 때 전력 스위치(24, 25) 중 하나의 양단의 전압이 부극성이 아님을 결정하는 것에 응답하여 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 없음을 결정할 것이다.
요약하면, 콘트롤러 유닛(12)은, 전력 스위치 중 하나(24 또는 25)가 전력 스위치 중 다른 하나(24)가 역 동작 모드인 동안 스위치-온된다면(210), 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 것이라고 결정할 것이고(212), 과도 커뮤테이션 현상을 방지하고/하거나 전력 회로(6)를 손상시킬 잠재성을 적어도 줄이기 위해서 대응책을 활성화할 것이다. 그렇지 않다면, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 발생하지 않을 것이라고 결정하고, 대응책 활성화를 억제할 것이다(예를 들면, 동작 효율을 유지하도록 드라이버(22, 23)의 저 저항 출력(34, 37)을 인에이블링할 것이다).
도 3c는 도 3a에 도시된 동작(204)의 더 세부적인 예이다. 도 3c의 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 동작(216A-216D)과 관련하여 아래에 대략 설명된 4개의 방식을 임의적으로 적절히 조합하여 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화할 것이다(204). 도 3c의 예에서, 과도 커뮤테이션 현상이 다음 스위칭 사이클에서 발생할 가능성이 있다고 결정(202)하는 즉시, 콘트롤러 유닛(12)은 바디 다이오드에서 도전중인 스위치의 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링(216A)하여, 임박한 과도 커뮤테이션 현상으로부터 스위치를 보호할 것이다. 예를 들면, 전력 스위치(24)가 자신의 바디 다이오드에서 도전중이고 전력 스위치(25)가 순방향 도전 채널에서 도전을 시작하기 위해 스위치-온되려 한다고 결정한 이후에, 콘트롤러 유닛(12)은 다음 스위칭 사이클에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 것이라고 결정(202)할 것이고, 다음 스위칭 사이클에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 것이라는 결정에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(22)의 고 저항 출력(34)을 인에이블링하여, 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 보호할 것이다. 일부 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 고 저항 출력(34)을 인에이블링하기 전에 먼저 전력 스위치(24)를 스위치-오프할 수 있다.
역으로, 전력 스위치(25)가 자신의 바디 다이오드에서 도전중이고 전력 스위치(24)가 순방향 도전 채널에서 도전을 시작하기 위해 스위치-온되려 한다고 결정한 이후에는, 콘트롤러 유닛(12)이 다음 스위칭 사이클에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 것이라고 결정(202)할 것이고, 다음 스위칭 사이클에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 것이라는 결정에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(23)의 고 저항 출력(35)을 인에이블링하여, 임박한 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(24, 25)를 보호할 것이다. 일부 예에서, 콘트롤러 유닛(12)은 고 저항 출력(35)을 인에이블링하기 이전에 우선 전력 스위치(25)를 스위치-오프할 것이다.
이런 식으로, 고 저항 출력(35)이 인에이블링이 될 때, 전력 스위치(25)의 게이트가 비교적 고 저항인 방식으로 드라이브(23)의 접지에 접속되고, 결과적으로 전력 스위치(25)의 바디 다이오드의 과도 커뮤테이션이 발생할 경우(콘트롤러 유닛이 예측한대로) 전력 스위치(25)는 전력 스위치(25)의 진성 역 캐패시턴스를 통해 전압 변화(dv/dt) 트리거된 스위치-온에 응답하여 순방향 도전 채널을 자동적으로 스위치-온할 것이다. 마찬가지로, 고 저항 출력(34)이 인에이블링이 될 때, 전력 스위치(24)의 게이트가 비교적 고 저항인 방식으로 드라이브(22)의 접지에 접속되고, 결과적으로 전력 스위치(24)의 바디 다이오드의 과도 커뮤테이션이 발생할 경우 전력 스위치(24)는 전력 스위치(24)의 진성 역 캐패시턴스를 통해 전압 변화(dv/dt) 트리거된 스위치-온에 응답하여 순방향 도전 채널을 자동적으로 스위치-온할 것이다.
고 저항 출력으로 과도 커뮤테이션 현상을 최소화함으로써, 과도 커뮤테이션하의 전력 스위치는 드레인 전극의 높은 전압 변화율(예를 들면, dv/dt)에 의해 트리거된 자신의 순방향 도전 채널을 턴-온할 수 있다. 따라서, 전력 스위치에서의 과전압 피크가 제한될 수 있고, 전력 스위치는 임계 상황에서 생존할 가능성이 커진다. 더 나아가, 다음 스위칭 사이클에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생하지 않을 때마다 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버에게 스위치를 되돌리거나 또는 저 저항 출력을 유지할 것을 명령하고, 이로써 전력 스위치는 정규 동작 동안 활성화된 저 저항 출력과 함께 효율적으로 동작할 수 있다. 또한, 고 저항 출력으로 과도 커뮤테이션을 최소화함으로써, 드라이버는 전력 스위치의 수명을 더 연장할 수 있다.
도 3c의 예에서, 과도 커뮤테이션 현상이 다음 스위칭 사이클에서 발생할 가능성이 있다고 결정(202)하는 즉시, 콘트롤러 유닛(12)은 바디 다이오드에서 도전중이지 않으면서 스위치-온하려고 하는 전력 스위치의 스위치-온을 늦출 것이다. 예를 들면, 과도 커뮤테이션에 의해 초래된 전압 오버슈트를 최소화하기 위한 한 가지 방법은 순방향 도전 채널상에서 도전을 시작하기 위해 스위치-온되고 있는 전력 스위치의 스위치-온을 늦추는 것이다. 스위치의 스위치-온을 늦추는 한 가지 방법은 저 저항 출력이 아닌 고 저항 출력으로 스위치온을 구동하는 것이다. 예로서, 전력 스위치(25)가 바디 다이오드에서 도전중이고 전력 스위치(24)가 스위치-온하기 시작함을 결정한 이후에, 콘트롤러 유닛(12)은 다음 스위칭 사이클에서 과도 커뮤테이션이 발생할 것이라고 결정(202)할 것이고, 다음 스위칭 사이클에서 과도 커뮤테이션이 발생할 것이라는 결정에 응답하여, 콘트롤러 유닛(12)은 드라이버(22)의 고 저항 출력(34)을 인에이블링하여 전력 스위치(24)의 스위치-온을 늦추고/늦추거나 스위치-온의 기울기(slope)를 변경함으로써, 전력 스위치(24, 25)가 과도 커뮤테이션에 의해 손상되는 것을 최소화하고/하거나 방지한다.
도 3c의 예에서, 과도 커뮤테이션 현상이 다음 스위칭 사이클에서 발생할 가능성이 있다고 결정(202)하는 즉시, 콘트롤러 유닛(12)은 하프-브릿지의 스위치를 스위치-오프 상태에서 동작시키거나 그렇지 않으면 (예를 들면 스위칭 사이클의 절반 동안) 스위치-온으로 인해 스위치를 스위치-온하지 못하게 할 수도 있다. 다시 말해서, 콘트롤러 유닛(12)은, 다른 스위치가 과도 커뮤테이션을 유발하지 않으면서 안전하게 스위치-온될 수 있다고 결정하기 전에, 바디 다이오드에서 도전중인 스위치가 더 이상 역 동작 모드에서 동작하지 않을 때까지 기다린다. 만약 전력 스위치(24, 25)가 모두 스위치-오프되고 전력 스위치(25)는 다음에 스위칭-온될 예정이라면, 전력 스위치(25)를 스위치-온하도록 드라이버(23)에게 명령하는 드라이버 제어 신호를 드라이버(23)로 제공하기 전에 콘트롤러 유닛(12)은 전력 스위치(24)와 연관된 전류 및/또는 전압이 부극성이 아닐 때까지 대기할 것이다.
도 3c의 예에서, 과도 커뮤테이션 현상이 다음 스위칭 사이클에서 발생할 가능성이 있다고 결정(202)하는 즉시, 콘트롤러 유닛(12)은 스위치-온될 예정인 스위치를 스위칭-온하는 대신에 절반의 스위칭 사이클 동안 바디 다이오드에서 도전중인 스위치를 스위치-온할 것이다. 다시 말해서, 다른 전력 스위치가 역 동작 모드에 있는 동안 하나의 전력 스위치를 스위칭-온함으로써 과도 커뮤테이션 현상을 잠재적으로 초래하는 대신에, 콘드롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 발생하지 않게 하는 방법으로서 절반의 스위칭 사이클 동안 바디 다이오드에서 도전중인 전력 스위치를 다시 스위치-온한다. 다시 말해서, 만약 전력 스위치(24, 25)가 스위치-오프 상태에서 동작중이고 전력 스위치(25)가 스위치-온될 예정일 때 전력 스위치(24)는 역 동작 모드에 있다면, 콘트롤러 유닛(12)은 과도 커뮤테이션 현상이 일어나지 않도록 하기 위한 방법으로서 부분적인 스위칭 사이클 동안(예를 들면, 스위칭 사이클의 일부분으로 1/2, 1/4, 1/3 등등) 전력 스위치(24)를 다시 스위치-온할 것이다.
어떤 경우, 콘트롤러 유닛(12)은 발생 가능한 과도 커뮤테이션 현상에 의해 초래되는 손상을 방지하거나 적어도 손상 정도를 줄이기 위해 동작(216A-216D)의 과도 커뮤테이션 대응책들의 임의 조합을 활성화할 것이다. 이런 식으로, 더 강건하고 비싼 MOSFET를 필요로 하지 않으면서 전력 회로가 하프-브릿지의 하나 또는 두 전력 스위치를 보호하기 위해 동작(200)은 비용면에서 더 효율적이고 단순한 방법을 제공할 수 있다.
도 4 내지 도 7은 각각 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치를 보호하도록 구성된 전력 회로를 포함하는 실시예의 시스템을 예시하는 블록도이다. 도 4 내지 도 7은 도 1의 시스템(1)과 도 2 및 도 3a 내지 도 3c의 동작(100, 200)의 맥락에서 이하에 설명된다.
도 4는 시스템(340)을 도시하는데, 이것은 가변 출력 임피던스를 갖는 드라이버의 한 예를 포함한다. 도 4의 시스템(340)은 전력 회로(6A), 측정 장치(14A), 전력 스위치(24, 25) 및 드라이버(22, 23A)를 포함한다. 드라이버(22, 23A)는 스위칭 노드(32)에서 전압을 가변하기 위하여 전력 스위치(24, 25)를 각각 구동하도록 구성되어 있다. 시스템(340)은 전력 스위치(25)의 게이트 단자와 드라이버(23A)의 출력 노드(345) 사이에 배열된 게이트 저항기(21)를 더 포함한다.
드라이버(23A)는 VCC와 GND에 접속되어 있고 입력 노드(342, 344) 및 출력 노드(345)를 포함한다. 드라이버(23A)는 출력 노드(345)를 통해 게이트 신호를 출력하여 전력 스위치(25)로 하여금 스위치-온되게 하거나 또는 스위치-오프되게 한다. 입력 노드(342)에서 드라이버(23A)는 예컨대 도 1의 콘트롤러 유닛(12)과 같은 콘트롤러로부터 드라이버 제어 신호를 수신할 것이다. 입력 노드(344)에서 드라이버(23A)는 측정 유닛(14A)으로부터 시스템(340)과 연관된 다양한 전압 특성을 담고 있는 정보를 수신할 수도 있다.
드라이버(23A)는 트랜지스터 스테이지(362)의 트랜지스터인 트랜지스터(350A-350B)(예컨대, FET, JFET, MOSFET 등)를 포함한다. 드라이버(23A)는 또한 트랜지스터 스테이지(360)의 트랜지스터(예컨대 FET, JFET, MOSFET 등)인 트랜지스터(352)를 포함한다. 트랜지스터 스테이지(360)은 트랜지스터 스테이지(362)와 비교하여 비교적 고 저항을 가진다. 다시 말해서, 트랜지스터 스테이지(360)이 인에이블링될 때, 드라이버(23A)는 출력 노드(345)에서 고 저항 임피던스(예컨대, 5와 100Ω사이)를 가질 것이다. 선택적으로, 트랜지스터(362)가 인에이블링될 때, 드라이버(32A)는 출력 노드(345)에서 저 저항 임피던스(예컨대, 0,1과 5Ω사이)를 가질 수도 있다.
드라이버(23A)는 드라이버(23A)의 출력을 제어하기 위해서 입력을 처리하는 논리 유닛(348)을 포함한다. 논리 유닛(348)은 임의의 하나 이상의 마이크로프로세서, 멀티플렉서, ALU(arithmetic logic units), 레지스터 또는 임의의 다른 등가의 통합형 또는 이산의 논리 회로를 포함할 수 있으며, 마찬가지로 이런 구성 요소의 조합도 포함할 수도 있다. 논리 유닛(348)이 소프트웨어 또는 펌웨어를 포함할 때, 논리 유닛(348)은 소프트웨어 또는 펌웨어를 저장하고 실행하기 위한 임의의 필수 하드웨어(예를 들면 하나 이상의 프로세서나 처리 유닛)를 더 포함한다.
드라이버(23A)의 논리 유닛(348)은 입력 노드(342)에 수신된 드라이버 제어 신호에 기반하여, 드라이버(23A)가 출력 노드(345)에서 전력 스위치(25)로 출력하는 게이트 신호의 전압 레벨(예를 들어, VCC와 GND 사이)을 가변하도록 트랜지스터 스테이지(360, 362)를 제어할 수도 있다. 예를 들어, 논리 유닛(348)은 드라이버 제어 신호를 스위치-온 상태에서 전력 스위치(25)를 동작시키는 커맨드로서 해석할 것이고 그에 응답하여, 논리 유닛(348)은 트랜지스터(350B, 352)를 스위치-오프하고 트랜지스터(350A)를 스위치-온함으로써 출력 노드(345)를 VCC에 접속할 것이다. 논리 유닛(348)은 드라이버 제어 신호를 스위치-오프 상태에서 전력 스위치(25)를 동작하게 하는 커맨드로서 해석할 것이고 그에 응답하여, 논리 유닛(348)은 트랜지스터(350B) 및/또는 트랜지스터(352)를 스위치-온하는 동안 트랜지스터(350A)를 스위치-오프함으로써 출력 노드(345)를 GND에 접속할 것이다. 예를 들어, 트랜지스터(350B, 352)가 동시에 스위치-온된다면 전력 스위치(25)는 더 빠르게 스위치-오프할 것이다.
일부 예에서, 드라이버(23A)의 논리 유닛(348)은 드라이버 제어 신호를 출력 노드(345)의 임피던스를 가변하는(예컨대 트랜지스터 스테이지(360)을 인에이블링하거나 또는 인에이블링을 억제하기 위해) 커맨드로서 해석하여 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(25)를 보호한다(예를 들면 과도 커뮤테이션 대응책으로서). 예를 들어, 논리 유닛(348)은 드라이버 제어 신호를 전력 스위치(25)로 하여금 저 임피던스 출력을 사용하는 스위치-오프 상태로 동작하게 하는 커맨드로서 해석할 것이고, 그에 응답하여, 논리 유닛(348)은 트랜지스터(350A)를 스위치-오프하고 트랜지스터(352 및/또는 350B)를 스위치-온함으로써 출력 노드(345)를 GND에 접속할 것이다. 논리 유닛(348)은 드라이버 제어 신호를 전력 스위치(25)를 고 임피던스 출력을 사용하는 스위치-오프 상태로 동작하게 하는 커맨드로서 해석할 것이고 그에 응답하여, 논리 유닛(348)은 트랜지스터(350A, 350B)를 스위치-오프하고 트랜지스터(352)를 스위치-온함으로써 출력 노드(345)를 GND에 접속할 것이다.
일부 예에서, 드라이버(23A)의 논리 유닛(348)은 측정 유닛(14A)으로부터 시스템(340)과 연관된 다양한 전압 특성을 담고 있는 정보를 분석하여 과도 커뮤테이션 현상이 전력 스위치(24, 25)에서 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정한다. 예를 들어, 논리 유닛(348)은 전력 스위치(24, 25)를 통해 흐르는 전류의 방향과, 전력 스위치(24, 25) 중 적어도 하나의 양단의 전압과, 전력 스위치(24, 25)의 각각의 동작 상태와, 시스템(340)의 DC 링크 양단의 전압에 대한 정보를 입수할 것이다. 도 3b의 동작(202)과 유사한 동작을 수행함으로써, 드라이버(23A)는 과도 커뮤테이션 현상이 전력 스위치(24, 25)에서 발생 가능성이 있는지 결정할 것이다.
도 4의 예에서, 측정 유닛(14A)은 전력 스위치(24, 25) 양단의 저항기(356A, 356B)에 의해 형성된 분압기를 포함한다. 측정 유닛(14A)은 도 4에 도시된 요소들이외의 다른 요소를 포함할 수도 있는데, 예를 들면, 제한적인 것은 아니지만 전류 센서 등등이 있다. 측정 유닛(14A)은 전력 스위치(24, 25) 중 적어도 하나의 양단의 전압과 시스템(340)의 DC 링크의 전압, 또는 전력 스위치(24, 25) 모두의 양단의 전압을 지시하는 정보를 드라이버(23A)에 제공할 수도 있다. 측정 유닛(14A)으로부터 수신한 정보로부터, 논리 유닛(348)은 전력 스위치(24, 25) 중 하나의 양단 전압이 영 전압 미만인지를 결정함으로써 전력 스위치(24, 25) 중 하나가 역 동작 모드에 있는지를 결정할 것이다.
예를 들어, 도 3b의 동작(208C)에 후속하여 수행되는 결정과 마찬가지로, 논리 유닛(348)은 측정 유닛(14A)으로부터 전력 스위치(24, 25) 중 하나의 양단의 전압 강하와, 전력 회로(6)의 DC 링크의 양단의 전압 강하를 포함하는 정보를 수신하여 전력 스위치(24, 25) 중 하나가 각각의 바디 다이오드에서 도전 중인지 여부를 추론하고 따라서 이것이 역 동작 모드에서 동작 중인지를 추론할 수도 있다. 일 예로서, 측정 유닛(14A)으로부터 입수된 정보는 논리 유닛(348)에 DC 링크 전압이 임계 전압(예컨대 380V)과 거의 같다는 것과, 전력 스위치(24) 양단의 전압이 임계 전압(예컨대 300V) 미만이라는 것을 지시할 것이다.
논리 유닛(348)은 DC 링크 전압의 나머지 전압(즉, 80V)은 전력 스위치(25)의 양단에 존재하고 그 결과 전력 스위치(25) 양단의 전압은 부극성이 아님을 결정할 것이다. 논리 유닛(348)은, 전력 스위치(25)가 이미 스위치-오프되고 그 양단에 부극성이 아닌 전압 강하를 갖는다면, 그 전력 스위치(25)는 역 동작 모드가 아니며 따라서 전력 스위치(24)가 스위치-온되어도 과도 커뮤테이션의 위험이 존재하지 않음을 결정할 수도 있다. 그러나 만약에 측정 유닛(14A)으로부터 입수된 정보가 전력 스위치(24) 양단의 전압(예컨대 400V)이 임계 전압을 초과한다는 것을 지시한다면, 논리 유닛(348)은 스위치-오프되는 동안 전력 스위치(25) 양단의 전압이 부극성(즉, -2V)이고 전력 스위치(25)가 역 동작 모드에 있으며 따라서 전력 스위치(24)가 스위치-온되었을 때 과도 커뮤테이션의 위험이 존재함을 결정할 수도 있다.
일부 예에서, 논리 유닛(348)은 과도 커뮤테이션 현상을 보호하는 소극적 방식에 따라서 동작할 것이다. 논리 유닛(348)은 논리 유닛(348)이 전력 스위치(25)를 스위치-오프 상태로 구동하기 시작할 때 드라이버(23A)의 저 저항 출력을 인에이블링하기 위해 처음에 트랜지스터(350)을 활성화할 것이다. 이후, 논리 유닛(348)이 전력 스위치(25)를 스위치-오프 상태로 구동하고 있을 때, 논리 유닛(348)은 대신 트랜지스터(352) 및/또는 트랜지스터(350B)를 활성화하여 나머지 분량의 시간동안 드라이버(23A)의 고 저항 출력을 인에이블링할 것이다.
도 5는 다중의 개별 출력을 갖는 일 예의 드라이버를 포함하는 시스템(380)을 도시하며, 이때 각각의 개별 출력은 게이트 신호를 상이한 임피던스 레벨로 출력하도록 구성되어 있다. 도 5의 시스템(380)은 전력 회로(6B), 전력 스위치(25) 및 드라이버(23B)를 포함한다. 드라이버(23B)는 전력 스위치(25)를 구동하도록 구성하고 그 결과 스위칭 노드(32)에서 전압을 가변시킨다. 시스템(380)은 전력 스위치(25)의 게이트 단자와 드라이버(23B)의 출력 노드(345A-345N)(이것을 집단적으로 출력 노드(345)라고 지칭함) 사이에 배열된 게이트 저항기(21A-21N)(이것을 집단적으로 게이트 저항기(21)라고 지칭함)를 더 포함한다.
드라이버(23B)는 출력 노드(345)를 통해 게이트 신호를 출력하여 전력 스위치(25)가 스위치-온 또는 스위치-오프하게 한다. 출력 노드(345) 각각은 게이트 저항기(21)의 각각을 트랜지스터 스테이지(402A-402N)(이것을 집단적으로 트랜지스터 스테이지(345)라고 지칭함)의 각각에 접속한다. 트랜지스터 스테이지(402)의 각각은 두 개(즉, 고측 및 저측)의 트랜지스터(예컨대 FET, JEFT, MOSFET 등)를 포함한다. 트랜지스터 스테이지(402) 각각의 고측 트랜지스터가 활성화될 때, 고측 트랜지스터는 출력 노드(345)의 각각을 VCC에 접속한다. 선택적으로, 트랜지스터 스테이지(402) 각각의 저측 트랜지스터가 활성화될 때, 저측 트랜지스터는 출력 노드(345)의 각각을 GND에 접속한다.
트랜지스터 스테이지(402)의 각각은 상이한 대응하는 게이트 저항기(21)를 갖는다. 드라이버(23B)가 노드(346)에서 게이트 신호를 발생할 때마다, 드라이버(23B)는 드라이버(23B)의 출력 스테이지의 임피던스를 가변하기 위해 대응 게이트 저항기(21)에 기반하여 트랜지스터 스테이지(402) 중 하나를 선택하여 인에이블링하고, 이로써 게이트 신호와 연관된 전류는 대응하는 게이트 저항기(21)에 의해 제한된다. 드라이버(23C)의 한 가지 이점은, 대응하는 게이트 저항기(21)가 트랜지스터 스테이지(402)의 각각과 연관된 원하는 출력 임피던스를 갖도록 선택될 수 있는 반면에 트랜지스터 스테이지(402)의 각각의 출력 임피던스는 단독적으로(즉, 게이트 저항기(21)없이) 동일한 값을 갖는다는 점이다. 예를 들어, 드라이버(23B)의 원하는 고 저항 출력이 20Ω인 실시예를 고려해보자. 밀러 플래토(Miller plateau)가 5V VCC이면 드라이버(23B)는 대략 250mA의 전류를 갖는 게이트 신호를 발생할 것이다. 출력 스테이지 양단이 아니라 게이트 저항기(21N) 양단에서 5V(밀러 플래토에서 GND를 뺀 것)의 전압 강하가 발생하도록 보장하기 위해 스테이지(402N)의 싱크 용량(sinking capability)은 대략 300mA이도록 선택될 수 있다.
논리 유닛(348)은 저 저항 출력으로 전력 스위치(25)를 구동하도록 트랜지스터 스테이지(402A)를 인에이블링할 수 있고, 대신에 고 저항 출력으로 전력 스위치(25)를 구동하도록 트랜지스터 스테이지(402N)를 인에이블링할 수 있다. 예를 들어, 논리 유닛(348)은 전력 스위치(25)에서 과도 커뮤테이션 현상이 막 발생하려 함을 결정할 수 있고, 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(25)를 보호하거나 또는 과도 커뮤테이션 현상으로부터 전력 스위치(25)에 유발될 수도 있는 손상의 정보를 적어도 최소화하기 위해 트랜지스터 스테이지(402N)를 인에이블링할 수도 있다. 다른 예로서, 논리 유닛(348)은 전력 스위치(25)를 저 저항 출력으로 스위치-온 상태로 구동하기 위해 트랜지스터 스테이지(402A)를 인에이블링할 수 있고, 과도 커뮤테이션 현상이 막 발생하기 시작함을 지시하는 정보를 링크(16, 18A)를 통해 수신할 수 있다(만약 전력 스위치(24) 양단 전압이 부극성이라면). 과도 커뮤테이션의 발생을 막기 위해서, 논리 유닛(348)은 트랜지스터 스테이지(402A)를 비활성화하는 대신에 트랜지스터 스테이지(402N)를 인에이블링할 수 있고, 그 결과로 드라이버(23B)가 전력 스위치(25)를 더 느리게 스위치-온 상태로 구동한다.
도 6은 단일 출력 포트와 두 개의 추가적인 스위치-온 포트 및 스위치-오프 포트를 갖는 일 예의 드라이버를 포함하는 시스템(540)을 도시한다. 도 6의 시스템(540)은 전력 회로(6C), 전력 스위치(25) 및 드라이버(23C)를 포함한다. 드라이버(23C)는 전력 스위치(25)를 구동하도록 구성되어, 스위칭 노드(32)에서 전압을 가변시킨다. 시스템(540)은 전력 스위치(25)의 게이트 단자와 드라이버(23C)의 출력 노드(545A-545C)(이것을 집단적으로 "출력 노드(345)"라고 지칭함) 사이에 배열된 게이트 저항기(21A-21C)(이것을 집단적으로 "게이트 저항기(21)"로 지칭함)를 더 포함한다. 드라이버(23C)는 트랜지스터(550A-550D)(이것을 집단적으로 "트랜지스터(550)"라 함)를 포함한다. 트랜지스터(550A, 550D)는 트랜지스터(550B, 550C)보다 더 큰 임피던스 값을 가질 수 있다. 드라이버(23C)는 트랜지스터(550)의 상이한 조합을 인에이블링하여, 노드(346)에서 임피던스를 가변하는 것처럼 하나 이상의 저항기(21)를 통해 상이한 임피던스 경로를 생성할 수 있다. 드라이버(23C)는 고 저항 출력을 위해 예컨대 게이트 저항기(21A, 21C)처럼 높은 저항의 게이트 저항기(21)를 필요로 한다.
출력 노드(545B, 545C)는 저 저항 출력 포트이며, 이로부터 드라이버(23C)는 게이트 신호를 전력 스위치(25)로 제공하도록 구성된다. 트랜지스터(550A, 550B)는 원하는 저 저항 출력 임피던스를 제공하기 위해 게이트 저항기(21B)에 정합된다.
출력 노드(545A, 545C)는 각각 고 저항 스위치-온 출력 포트 및 고 저항 스위치-오프 출력 포트이며, 이들은 드라이버(23C)가 고 저항 방식으로 게이트 신호를 전력 스위치(25)로 제공할 필요가 있을 때마다 인에이블링 또는 디스에이블링된다. 트랜지스터(550A, 550D)는 원하는 고 저항 출력 임피던스를 제공하기 위해 게이트 저항기(21A, 21C)에 각각 정합된다. 즉, 만약에 QLRYWR 높은 외부 게이트 저항기가 이용된다면, 각각의 출력 스테이지의 전류 용량은 비교적 낮게 선정될 수 있다.
예를 들어, 동작 동안에, 과도 커뮤테이션의 위험이 존재하지 않거나 또는 과도 커뮤테이션을 방지할 필요가 없을 때, 논리 유닛(348)은 출력(545B)과 게이트 저항기(21B)를 필요로 함으로써 드라이버(23C)로 하여금 저 저항 방식으로 노드(346)에 게이트 신호를 제공하게 한다. 논리 유닛(348)은 트랜지스터(550A, 550C, 550D)를 스위치-오프하고 트랜지스터(550B)를 스위치-온하여, 저 저항 방식으로 게이트 신호를 전력 스위치(25)로 제공할 것이다. 선택적으로, 논리 유닛(348)은 트랜지스터(550C, 550D)를 스위치-오프하고 트랜지스터(550A, 550B)를 스위치-온할 것이다.
논리 유닛(348)이 과도 커뮤테이션의 위험이 존재하지 않거나 과도 커뮤테이션을 방지할 필요가 없다고 결정할 때, 논리 유닛(348)은 출력 노드(545A) 또는 출력 노드(545C)를 필요로 함으로써 드라이버(23C)로 하여금 게이트 신호를 노드(346)에서 고 저항 방식으로 제공하게 한다. 예를 들어 고 저항 방식으로 스위치(25)를 스위치-온하기 위해 논리 회로(348)는 트랜지스터(550A)를 스위치-온할 것이다(그리고 트랜지스터(550B, 550C, 550D)를 스위치-오프함다). 스위치(25)를 고 저항 방식으로 스위치-오프하기 위해서 논리 유닛(348)은 트랜지스터(550D)를 스위치-온할 것이다(그리고 트랜지스터(550A, 550B, 550C)를 스위치-오프한다).
도 7은 게이트 신호를 출력 포트에서 구동하기 위해 단일 출력 포트와 다중 트랜지스 스테이지를 갖는 일 예의 드라이버를 포함하는 시스템(640)을 도시한다. 도 7의 시스템(640)은 전력 회로(6D), 전력 스위치(25) 및 드라이버(23D)를 포함한다. 드라이버(23D)는 출력 노드(645)에서 게이트 신호를 제공함으로써 전력 스위치(25)를 구동하도록 구성되어, 스위칭 노드(32)에서 전압을 가변한다.
드라이버(23D)는 트랜지스터 스테이지(604A-604N)를 포함한다(이것은 집단적으로 트랜지스터 스테이지(604)로 불린다). 트랜지스터 스테이지(604)의 각각은 두 개(즉, 고측 및 저측)의 트랜지스터(예컨대 FET, JFET, MOSFET 등)를 포함한다. 각각의 트랜지스터 스테이지(604)의 고측 트랜지스터가 활성화될 때, 고측 트랜지스터는 출력 노드(645)를 VCC에 접속한다. 선택적으로, 각각의 트랜지스터 스테이지(604)의 저측 트랜지스터가 활성화될 때, 저측 트랜지스터는 출력 노드(645)를 GND에 접속한다.
트랜지스터 스테이지(604)의 각각의 고측 및 저측 트랜지스터는 다른 트랜지스터 스테이지(604)의 각각의 고측 및 저측 트랜지스터와 상이한 임피던스를 가질 것이다. 트랜지스터 스테이지(604N)의 고측 및 저측 트랜지스터는 트랜지스터 스테이지(604A)의 고측 및 저측 트랜지스터와 비교하여 상대적으로 고 저항을 가질 것이다. 트랜지스터 스테이지(604N)의 고측 트랜지스터가 논리 유닛(3348)에 의해 활성화될 때, 드라이버(23D)는 드라이버(23D)가 트랜지스터 스테이지(604A)의 고측 트랜지스터를 활성화할 때와 비교하여 상대적으로 고 저항인 임피던스를 갖는 노드(645)에 게이트 신호를 발생할 수 있다. 마찬가지로, 트랜지스터 스테이지(604N)의 저측 트랜지스터가 논리 유닛(348)에 의해 활성화될 때, 드라이버(23D)는 드라이버(23D)가 트랜지스터 스테이지(604A)의 저측 트랜지스터를 활성화할 때와 비교하여 상대적으로 고 저항인 임피던스를 갖는 노드(645)에 게이트 신호를 발생할 수 있다. 일부 예에서, 드라이버(23D)는 트랜지스터 스테이지(604A)뿐만 아니라 트랜지스터 스테이지(604) 중 하나 또는 모두의 조합을 활성화할 수 있다.
논리 유닛(348)은 전력 스위치(25)를 저 저항 방식으로 구동하기 위해 트랜지스터 스테이지(604A)를 인에이블링하고, 대신에 전력 스위치(25)를 고 저항 방식으로 구동하기 위해 트랜지스터(604N)를 인에이블링할 것이다. 예를 들어, 논리 유닛(348)은 과도 커뮤테이션 현상이 전력 스위치(25)에서 발생함을 결정할 수 있고, 과도 커뮤테이션으로부터 전력 스위치(25)에 의해 초래될 수도 있는 손상으로부터 전력 스위치(25)를 보호하거나 또는 적어도 손상의 정도를 최소화할 수 있다. 다른 예로서, 논리 유닛(348)은 전력 스위치(25)를 저 저항 출력으로 스위치-온 상태로 구동하기 위해 트랜지스터 스테이지(604A)를 인에이블링할 수 있고, 과도 커뮤테이션 현상이 발생하려고 함을 지시하는 정보를 링크(16, 18A)를 통해 수신할 수 있다(만약에 전력 스위치(24) 양단의 전압이 부극성이라면). 과도 커뮤테이션 현상이 발생하는 것을 방지하기 위해, 논리 유닛(348)은 트랜지스터 스테이지(604A)를 디스에이블링할 것이고, 대신에 트랜지스터 스테이지(604N)를 인에이블링하여, 드라이버(23D)가 전력 스위치(25)를 더 느리게 스위치-온하도록 구동할 수 있다(예를 들면, 고 저항 방식으로).
도 8은 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서 예시의 시스템에 의해 제어되는 동안 전력 스위치의 예시적인 전기적 특성을 예시하는 타이밍도이다. 도 8은 도 1의 내용과 도 2 및 도 3a 내지 도 3c의 동작(100)내에서 설명된다.
도 8은 시간 T0과 T5 사이에 전력 스위치(25)의 다양한 전기적 특성을 보여준다. 도 8은 드라이버(23)에 의해 전력 스위치(25)의 게이트로 제공된 게이트 신호(802)의 변화와, 게이트 신호(802)와 연관된 임피던스 레벨(804)(예컨대, 고 저항 또는 저 저항)의 변화와, 전력 스위치(25)의 드레인-소스 전압(806)의 변화와, 전력 스위치(25)의 전류(808)의 변화를 도시한다.
도 8의 예에서, 시간 T0에서, 전력 스위치(24)는 스위치-온 상태에서 동작중이고, 전력 스위치(25)는 스위치-오프된다. 시간 T0과 T1 사이에 임피던스 레벨(804)은 낮고, 이것은 효율을 개선하기 위해 게이트 신호(802)가 드라이버(23)에 의해 저 저항 출력(37)으로 구동되는 중임을 지시한다. 시간 T1에서 게이트 신호(802)는 변하고, 게이트 신호는 전력 스위치(24)를 스위치-오프 상태로 스위칭을 시작하도록 구동한다. 시간 T1과 T2 사이는 고정된 지연 시간이다. 고정된 지연 시간 이후에, 시간 T2에서 임피던스 레벨(804)은 고 레벨로 바뀌고, 이것은 드라이버(23)가 전력 스위치(24)를 스위치-오프 상태로 계속 구동하는(사실상 유지하는) 동안 고 저항 출력(35)을 인에이블링함으로써 전력 스위치(24)를 과도 커뮤테이션 현상으로부터 보호하기 시작하는 소극적 보호 방식을 구현중임을 지시한다.
시간 T3에서 전력 스위치(24)는 효율을 개선하기 위해 인에이블링되는 저 저항 출력(37)으로 다시 스위치-온 상태로 구동된다. 시간 T4에서 게이트 신호는 변하고, 이 게이트 신호는 효율을 개선하기 위해 인에이블링된 저 저항 출력(37)으로 전력 스위치(24)를 다시 스위치-오프 상태로 구동한다. 시간 T5에서 임피던스 레벨(804)은 고 레벨이 되는데, 이것은 드라이버(23)가 전력 스위치 양단의 전압이 임계 전압(예컨대 380V)을 초과할 때 또는 전력 스위치(24)의 전류가 기준 전류 미만으로 떨어질 때 전력 스위치(24)를 스위치-오프 상태로 유지하는 동안 고 저항 출력(35)을 인에이블링함으로써 전력 스위치(24)를 과도 커뮤테이션 현상으로부터 보호하는 적극적 보호 방식을 구현중임을 지시한다.
도 9a 및 도 9b는 본원의 하나 이상의 양상들에 따라서, 전력 스위치에서 과도 커뮤테이션 현상 동안 전력 스위치의 추가적인 실시예의 전압 및 전류 특성을 예시하는 타이밍도이다. 특히, 도 9a 및 도 9b는 전력 회로가 과도 커뮤테이션 현상을 방지하거나 과도 커뮤테이션 현상이 전력 회로에 미치는 영향을 감소시키도록 본원에 설명된 기술이 전력 회로를 도와주는 방법을 보여준다. 도 9a 및 도 9b는 스위치(24)의 게이트 전압(902), 스위치(25)의 게이트 전압 및 공진 캐패시터(26)를 통한 전류(906)를 시간의 함수로서 도시한다.
도 9a에 도시된 것처럼, 임박한 과도 커뮤테이션의 위협은 스위치(25)의 제1 게이트 펄스(904)의 종료 시점 이후에도 전류(906)가 여전히 극성을 변경하지 않은 시간 T2에서 감지될 것이다. 이것은 스위치(24)의 바디 다이오드에 흐르는 것이 아니라 여전히 전류(906)가 스위치의 바디 다이오드를 통해 흐르고 있음을 의미한다. 그러므로 시간 T2에서 스위치(24)를 스위치-온하면 스위치(25)에서 과도 커뮤테이션 현상을 초래할 가능성이 높아진다. 따라서 시스템(1)은 위에서 설명된 것처럼 다양한 대응책을 활용하여 과도 커뮤테이션을 방지하거나 그 영향을 최소화한다.
일부 예에서, 드라이버(23)는 고 저항 출력(35)을 인에이블링하고, 그 결과 스위치(25)는 우선 저 임피던스로 저 저항 출력(37)으로부터 스위치-오프된 이후에 고 임피던스로 구동된다. 전력 스위치(25)를 인에이블링된 저 저항 출력(37)으로 스위치-오프한 다음, 스위치-오프 상태이던 스위치(25)를 인에이블링된 고 저항 출력(35)으로 유지함으로써, 드라이버(23)는 스위치의 채널의 DV/DT 트리거된 재 턴-온을 허용하여 스위치(25)가 과도 커뮤테이션 현상으로부터 생존할 수 있게 도와준다.
일부 예에서, 드라이버(22)는 고 저항 출력(34)을 이용함으로써 스위치(24)을 천천히 스위치-온할 수 있다. 스위치(24)를 스위치-온하는 동안 고 저항 출력(34)을 인에이블링함으로써, 과도 커뮤테이션 현상이 개시될 때 드라이버(22)는 스위치(24)를 늦춘다. 그러므로 전류 변화 속도 di/dt는 더 느려지고, 스위치(25) 양단의 전압 오버슈트도 마찬가지로 낮아진다.
일부 예에서, 시간 T2와 T3 사이에 도시된 것처럼, 시스템(1)은 게이트 전압(902)을 금지하여 스위치(24)가 스위치-온하는 것을 차단한다. 전력 스위치(24)의 스위치-온을 차단함으로써, 시스템(1)은 스위치(25)의 바디 다이오드를 통해 여전히 잠깐 흐르는 전류를 계속 자유롭게 해준다. 시간 T3과 T4 사이에 스위치(25)는 자신의 이미 도전중인 바디 다이오드와 동시에 스위치-온한다(영 전압 턴-온). 시간 T3과 T4 사이의 스위치-온은 안전하다. 공진 캐패시터를 통하는 전류(906)는 이제 방향을 변경하고, 시스템(1)은 정규 동작을 재개할 수 있다. 이런 식으로, 이 기술들은 과도 커뮤테이션 현상을 완전히 방지한다.
일부 예에서, 시간 T9과 T10 사이에 도시된 것처럼, 시스템(1)은 과도 커뮤테이션 현상을 막아주는 방법으로서 "대향하는" 스위치를 스위치-온할 수 있다. 예로서, 시간 T9에서, 잠재적인 과도 커뮤테이션이 감지될 수 있고, 시스템(1)은 스위치(24)를 턴-온하는 대신에 전력 스위치(25)를 스위치-온함으로써 과도 커뮤테이션 현상이 발생하는 것을 막으려고 노력할 것이다. 다시 말해서, 시스템(1)은 전력 스위치(25)에 "이중 펄스(double pulse)"를 가하여 전류(906)가 방향을 변경하게 한다. 시간 T9에서 전력 스위치(25)를 스위치-온하는 것은 전류가 이미 스위치(25)의 바디 다이오드를 통해 흐르고 있으므로 다시 한 번 더 안전하다(예를 들면, 영 전압 스위칭). 공진 캐패시터에 흐르는 전류(906)는 시간 T10에서 방향을 변경하고, 시스템(1)은 정규 동작으로 복귀한다. 다시 한 번 더, 이러한 기술들은 과도 커뮤테이션 현상을 완전히 차단한다. 도 9a는 이중 펄스(904)의 두 번째 펄스가 종료한 이후에 전력 스위치(24)를 스위치-온시키기 전에 시스템(1)이 시간 T11이 될 때까지 대기하는 것을 도시한다. 두 번째 펄스(904)가 종료하는 것을 대기함으로써, 시스템(1)은 시간 T11 이후부터 이전의 시간과 비교하여 1/2 사이클 위상 변이를 게이트 신호(902)에 유발할 것이다.
선택적으로, 도 9b는 전류(906)가 극성을 변경하자마자 시스템(1)이 전력 스위치(24)를 스위치-온하는 것을 도시한다. 즉, 전력 스위치(24)를 안전하게 턴-온하기 위해 필요 이상으로 게이트 신호(902)를 지연시키는 것이 아니라 도 9b는 시스템(1)이 T10에서 전력 스위치(25)를 스위치-오프하고 전력 스위치(24)를 스위치-온하며 정규 동작을 재개하는 것을 도시한다.
본 명세서에서 LLC 컨버터의 맥락에서 명시적으로 설명된 개념들은 예컨대 동기 벅, 동기 부스트, 이중 활성 브릿지, 위상 변이 ZVS, 플라이백(flyback) 컨버터 등과 같은 다른 토폴로지로 전환될 수 있다. 따라서 소위 "대칭적 해법(symmetrical solution)"이 설명되는데, 이때 하프-브릿지의 두 스위치는 후속 시간 간격에서 전력의 전달을 능동적으로 제어하면서 영구적으로 제어된다. 대칭적 해법에 덧붙여서 지금까지 언급된 개념들이 적용될 수 있는 세 가지 관심 영역도 존재한다.
첫 번째 관심 영역은 비 영구적 방법에서 하프-브릿지 또는 풀-브릿지를 이용하여 전력의 전달을 제어하는 토폴로지이다. 일 예는 이중 능동 브릿지인데, 이것은 변압기의 1차측 및 2차측상에 두 개의 풀-브릿지로 이루어진다. 전형적으로 이러한 토폴로지는 배터리를 DC 링크에 결합하는 것처럼 양방향 컨버터로서 이용된다. 전력은 DC 링크로부터 배터리로 전달되거나 그 반대일 수 있다. 그러므로 1차측 스위치 또는 2차측 스위치는 전력을 제어하는데 이용되는 반면, 다른 스위치들은 동기 정류 요소로서 이용된다. 그러므로 본 특허에서 개략적으로 설명된 특허청구범위는 전력을 능동적으로 제어하는데 비영구적으로 이용되는 이러한 스위치도 포괄하는 것으로 이해되어야 한다.
두 번째 관심 영역은 지금까지 설명된 LLC 회로와 반대로 제1 스위치가 전력을 능동적으로 제어하고 제2 스위치는 전류 흐름을 동기적으로 정류하는 비동기 토폴로지이다. 예로서, 동기 벅 및 동기 부스트 토폴로지를 들 수 있다. 하나의 스위치가 제어 FET인 이런 맥락에서 다른 스위치는 소위 동기 FET(sync FET)이다. 만약에 예를 들어 이 토폴로지가 정규 상태에서 비연속적 전류 모드 또는 천이 모드 또는 삼각 전류 모드에서 이용된다면, 동기 FET의 커뮤테이션은 항상 영 전류에서 발생하거나 또는 순방향 도전 채널을 통한 정극성 전류에서 발생할 것이다. 즉, 어떠한 과도 커뮤테이션이 존재하지 않는다. 그러나 만약에 이 토폴로지가 연속 전류 모드(즉, 동기 FET가 바디 다이오드에서 여전히 도전중인 동안 제어 FET를 스위칭-온함)에서 이용된다면, 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 수도 있다. 이러한 과도 커뮤테이션은 전술한 개념을 이용함으로써 차단되거나 적어도 잠재적인 손상이 제한될 수 있다.
세 번째 관심 영역은 플라이백처럼 동기 정류 요소가 변압기의 2차측에 존재하는 토폴로지이다. 한 번 더, 비연속 전류 모드, 천이 모드 또는 삼가 전류 모드에서 과도 커뮤테이션이 존재하지 않는다. 그러나 연속 전류 모드에서는 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 수 있다. 이 경우, 과도 커뮤테이션은 전술한 개념을 이용함으로써 차단되거나 적어도 잠재적인 손상이 제한될 수 있다.
조항(clause) 1. 드라이버로, 전력 스위치의 적어도 하나의 스위칭 사이클 동안 전력을 부하에 공급하기 위해 전력 스위치를 구동하는 단계를 포함하는 방법으로서, 상기 전력 스위치를 구동하는 단계는,
상기 전력 스위치가 스위치-오프될 때, 상기 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 상기 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계와;
상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 상기 제1 위상의 나머지 부분 동안과, 상기 전력 스위치가 스위치-온될 때 상기 스위칭 사이클의 제2 위상 동안, 상기 드라이버의 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함하는 방법. 명세서에 추가된 설명으로 확인하라.
조항 2. 조항 1의 방법으로서, 상기 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 상기 전력 스위치가 마지막으로 스위치-오프된 이후에 임계의 시간 분량이 지났다는 결정에 응답하여 상기 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함하는 방법.
조항 3. 조항 1 및 조항 2 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 전력 스위치를 구동하는 단계는 상기 전력 스위치가 스위치-오프되는지 또는 스위치-온되는지를 결정하는 단계를 포함하고, 상기 고 저항 출력은 상기 전력 스위치가 스위치-오프된다는 결정에 응답하여 인에이블링되고, 상기 저 저항 출력은 상기 전력 스위치가 스위치-온된다는 결정에 응답하여 인에이블링되는 방법.
조항 4. 조항 3의 방법으로서, 콘트롤러 또는 상기 드라이버가 상기 전력 스위치가 스위치-오프되는지 스위치-온되는지를 결정하는 방법.
조항 5. 조항 1 내지 조항 4 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 과도 커뮤테이션 현상 동안 상기 전력 스위치를 보호하는 방법.
조항 6. 조항 1 내지 조항 5 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 상기 전력 스위치가 제1 시간 분량 내에 스위치-온하도록 구성하고, 상기 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 상기 전력 스위치가 상기 제1 시간 분량보다 작은 제2 시간 분량 내에 스위치-온하도록 구성하는 방법.
조항 7. 조항 1 내지 조항 6 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 드라이버의 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때보다 더 신속하게 스위치-온하도록 상기 전력 스위치를 인에이블링하는 방법.
조항 8. 조항 1 내지 조항 7 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 고 저항 출력 및 상기 저 저항 출력은 상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때 더 큰 크기의 출력 저항을 갖고 상기 저 저항이 인에이블링될 때에는 더 작은 크기의 출력 저항을 갖도록 구성된 상기 드라이버의 단일 출력인 방법.
조항 9. 조항 1 내지 조항 8 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 고 저항 출력 및 상기 저 저항 출력은 상기 드라이버의 상이하면서 개별적으로 선택 가능한 두 개의 출력인 방법.
조항 10. 전력 스위치의 적어도 한 스위칭 사이클 동안 부하에 전력을 공급하기 위해 이용되는 상기 전력 스위치의 드라이버로서, 적어도 하나의 출력을 포함하되, 상기 적어도 하나의 출력은,
상기 전력 스위치가 스위치-오프될 때 상기 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안에 인에이블링되는 고 저항 출력과,
상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 상기 제1 위상의 나머지 부분 동안과, 상기 전력 스위치가 스위치-온될 때 상기 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 인에이블링되는 저 저항 출력을 포함하는 드라이버.
조항 11. 조항 10의 드라이버로서, 상기 고 저항 출력은 인에이블링될 때 제1 크기의 임피던스와 함께 게이트 신호를 상기 전력 스위치로 제공하도록 구성되고, 상기 저 저항 출력은 인에이블링될 때 상기 제1 크기의 임피던스보다 작은 제2 크기의 임피던스와 함께 상기 게이트 신호를 상기 전력 스위치로 제공하도록 구성되는 드라이버.
조항 12. 조항 10 및 조항 11 중 어느 한 조항의 드라이버로서, 상기 드라이버는 상기 드라이버가 콘트롤러로부터 수신하는 드라이버 제어 신호에 기반하여 상기 저 저항 출력을 인에이블링할지 또는 상기 고 저항 출력을 인에이블링할지 결정하도록 구성된 드라이버.
조항 13. 조항 10 내지 조항 12 중 어느 한 조항의 드라이버로서, 상기 드라이버는 상기 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 상기 고 저항 출력을 인에이블링하기 직전에, 상기 스위칭 사이클의 제1 위상 동안에 임계 분량의 시간 동안 상기 저 저항 출력을 인에이블링하도록 구성되는 드라이버.
조항 14. 조항 10 내지 조항 13 중 어느 한 조항의 드라이버로서, 상기 저 저항 출력과 상기 고 저항 출력은 각각 개별 트랜지스터 스테이지를 포함하되, 상기 개별 트랜지스터 스테이지는 상기 전력 스위치를 스위치-온 상태로 구동하기 위해 상기 전력 스위치의 게이트 단자를 상기 드라이버의 정극성 전력 공급원 노드에 전기적으로 접속하거나 또는 상기 전력 스위치를 스위치-오프 상태로 구동하기 위해 상기 전력 스위치의 게이트 단자를 최저 전위 전력 공급원 노드에 전기적으로 접속하도록 구성된 드라이버.
조항 15. 조항 10 내지 조항 14 중 어느 한 조항의 드라이버로서, 상기 고 저항 출력의 상기 트래지스터 스테이지는 상기 저 저항 출력의 상기 트랜지스터 스테이지보다 더 큰 크기의 임피던스를 갖는 드라이버.
조항 16. 조항 10 내지 조항 15 중 어느 한 조항의 드라이버로서, 상기 적어도 하나의 출력은 상기 드라이버의 단일 출력 포트에 전기적으로 접속된 단일 출력인 드라이버.
조항 17. 조항 10 내지 조항 16 중 어느 한 조항의 드라이버로서, 상기 적어도 하나의 출력은 상기 저 저항 출력으로서 구성 가능하며 상기 드라이버의 제 1 출력 포트에 전기적으로 접속되는 제1 출력과, 상기 고 저항 출력으로서 구성 가능하며 상기 드라이버의 제2 출력 포트에 전기적으로 접속되는 제2 출력을 포함하는 드라이버.
조항 18. 조항 17의 드라이버로서, 상기 제1 출력 포트는 제1 게이트 저항기를 통해 상기 전력 스위치의 게이트 단자에 접속하도록 구성되고, 상기 제2 출력 포트는 제2 게이트 저항기를 통해 상기 게이트 단자에 접속하도록 구성되는 드라이버.
조항 19. 시스템으로서,
스위칭 노드에서 제2 스위치에 접속된 제1 스위치를 포함하는 하프-브릿지와,
상기 제1 스위치를 구동하도록 구성된 제1 드라이버와,
적어도, 상기 제2 스위치가 스위치-오프될 때 상기 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 상기 제2 스위치를 상기 제2 드라이버의 고 저항 출력으로 구동하고; 상기 제2 스위치의 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 상기 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 나머지 부분 동안과, 상기 제2 스위치가 스위치-온될 때 상기 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에, 상기 제2 스위치를 상기 제2 드라이버의 저 저항 출력으로 온 상태로 구동함으로써, 상기 제2 스위치를 구동하도록 구성된 제2 드라이버를 포함하는 시스템.
조항 20. 조항 19의 시스템으로서, 상기 제1 드라이버는 적어도,
상기 제1 스위치가 스위치-오프될 때 상기 제1 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 상기 제1 스위치를 상기 제1 드라이버의 고 저항 출력으로 구동하고; 상기 제1 스위치의 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 상기 제1 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 나머지 부분 동안과, 상기 제1 스위치가 스위치-온될 때 상기 제1 스위치의 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에, 상기 제1 스위치를 상기 제1 드라이버의 저 저항 출력으로 구동함으로써, 상기 제1 스위치를 구동하도록 또한 구성되는 시스템.
조항 21. 조항 19 및 조항 20 중 어느 한 조항의 시스템으로서, 상기 제2 드라이버는 상기 제1 스위치를 상기 고 저항 출력으로 구동하기 이전에 임계 분량의 시간 동안 상기 제2 스위치를 상기 저 저항 출력으로 구동하도록 또한 구성된 시스템.
조항 22. 조항 19 내지 조항 21 중 어느 한 조항의 시스템으로서, 드라이버 제어 신호를 상기 제2 드라이버로 출력하도록 구성된 콘트롤러 유닛을 더 포함하되, 상기 제2 드라이버는 상기 드라이버 제어 신호에 기반하여 상기 제2 스위치를 상기 고 저항 출력으로 구동하도록 또한 구성되는 시스템.
조항 23. 조항 19 내지 조항 22 중 어느 한 조항의 시스템으로서, 상기 제2 드라이버의 상기 고 저항 출력과 상기 제2 드라이버의 상기 저 저항 출력은 단일 출력 포트이거나 또는 각각의 개별 출력 포트인 시스템.
조항 24. 조항 1 내지 조항 9의 방법 중 어느 방법을 수행하는 수단을 포함하는 시스템.
조항 25. 조항 1 내지 조항 9의 방법 중 어느 방법을 수행하는 수단을 포함하는 드라이버.
조항 26. 조항 1 내지 조항 9의 방법 중 어느 방법을 수행하는 수단을 포함하는 콘트롤러 유닛.
조항 27. 실행될 때, 조항 1 내지 조항 9의 방법 중 어느 방법을 수행하는 시스템의 적어도 하나의 프로세서를 구성하는 명령어를 포함하는 비일시성 컴퓨터 판독 가능 저장 유닛.
조항 28. 공진 컨버터의 하프-브릿지의 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치의 현재 스위칭 사이클 동안에, 과도 커뮤테이션 현상이 상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치의 향후 스위칭 사이클 동안 상기 하프-브릿지에서 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하는 단계와, 상기 과도 커뮤테이션 현상이 상기 향후 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 있다는 결정에 응답하여, 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하는 단계와, 상기 과도 커뮤테이션 현상이 상기 향후 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 없다는 결정에 응답하여, 상기 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책의 활성화를 억제하는 단계를 포함하는 방법.
조항 29. 조항 28의 방법으로서, 상기 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하는 단계는 상기 과도 커뮤테이션 현상을 방지하거나 또는 상기 과도 커뮤테이션 현상으로부터 상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치 중 적어도 하나의 전력 스위치를 적어도 보호하는 방법.
조항 30. 조항 28 내지 조항 29 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하는 단계는,
상기 하프-브릿지의 스위칭 노드와 상기 공진 컨버터의 공진 캐패시터 사이에 흐르는 전류의 방향을 결정하는 단계와,
상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치의 각각의 개별 동작 상태를 결정하는 단계와,
상기 전류의 방향과 상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치의 상기 각각의 개별 동작 상태에 기반하여, 상기 제2 스위치가 상기 제2 스위치의 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치의 개별 바디 다이오드에서 도전에 의해 상기 제1 전력 스위치가 역 동작 모드에서 동작중인지의 여부를 결정하는 단계와,
상기 제2 스위치가 상기 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치가 역 동작 모드에서 동작중이라는 결정에 응답하여, 상기 과도 커뮤테이션 현상이 상기 향후 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 있음을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
조항 31. 조항 28 내지 조항 30 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하는 단계는,
상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치의 각각을 통해 흐르는 전류의 개별 방향을 결정하는 단계와,
상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치의 각각을 통해 흐르는 전류의 상기 개별 방향에 기반하여, 상기 제2 스위치가 상기 제2 스위치의 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치가 역 동작 모드에서 동작중인지의 여부를 결정하는 단계와,
상기 제2 스위치가 상기 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치가 역 동작 모드에서 동작중이라는 결정에 응답하여, 상기 과도 커뮤테이션 현상이 상기 향후 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 있음을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
조항 32. 조항 28 내지 조항 31 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하는 단계는,
상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치 각각의 양단의 개별 전압을 결정하는 단계와,
상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치 각각의 양단의 상기 개별 전압에 기반하여, 상기 제2 스위치가 상기 제2 스위치의 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치가 역 동작 모드에서 동작중인지의 여부를 결정하는 단계와,
상기 제2 스위치가 상기 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치가 역 동작 모드에서 동작중이라는 결정에 응답하여, 상기 과도 커뮤테이션 현상이 상기 향후 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 있음을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
조항 33. 조항 28 내지 조항 32 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하는 단계는,
상기 제1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치 중 하나의 전력 스위치의 양단의 제1 전압을 결정하는 단계와,
상기 하프-브릿지의 DC 링크의 양단의 제2 전압을 결정하는 단계와,
상기 제1 전압 및 상기 제2 전압에 기반하여, 상기 제2 스위치가 상기 제2 스위치의 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치가 역동작 모드에서 동작중인지의 여부를 결정하는 단계와,
상기 제2 스위치가 상기 순방향 도전 채널을 통해 도전중인 동안 상기 제1 전력 스위치가 역동작 모드에서 동작중이라는 결정에 응답하여, 상기 과도 커뮤테이션 현상이 상기 향후 스위칭 사이클 동안 발생할 가능성이 있음을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
조항 34. 조항 28 내지 조항 33 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 제1 전력 스위치는 상기 향후 스위칭 사이클 동안 스위치-오프를 유지하도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 대응책을 활성화하는 단계는 상기 제1 전력 스위치의 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함하는 방법.
조항 35. 조항 28 내지 조항 34 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 제2 전력 스위치는 상기 향후 스위칭 사이클 동안 스위치-온하도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 대응책을 활성화하는 단계는 상기 제2 전력 스위치의 상기 스위치-온을 늦추기 위해 상기 제2 전력 스위치의 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함하는 방법.
조항 36. 조항 28 내지 조항 35 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 제2 전력 스위치는 상기 향후 스위칭 사이클 동안 스위치-온하도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 대응책을 활성화하는 단계는 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 제2 전력 스위치의 스위칭-온을 억제하는 단계를 포함하는 방법.
조항 37. 조항 36의 방법으로서, 상기 적어도 하나의 대응책을 활성화하는 단계는 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 제1 전력 스위치를 스위치-온하는 단계를 포함하는 방법.
조항 38. 조항 28 내지 조항 37 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책의 활성화를 억제하는 단계는 상기 저1 전력 스위치 및 제2 전력 스위치 중 적어도 하나의 스위치의 드라이버의 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함하는 방법.
조항 39. 조항 28 내지 조항 38 중 어느 한 조항의 방법으로서, 상기 향후 스위칭 사이클은 시간적으로 현재 스위칭 사이클 바로 다음에 뒤따르는 다음의 후속하는 스위칭 사이클인 방법.
조항 40. 전력 회로를 위한 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은
하프-브릿지의 현재 스위칭 사이클 동안에, 상기 하프-브릿지에서 향후 스위칭 사이클 동안 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정―상기 하프-브릿지는 스위칭 노드에서 제2 스위치에 접속된 제1 스위치를 포함함―하도록 구성되고,
상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있다는 결정에 응답하여, 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하기 위해 제1 드라이버 및 제2 드라이버를 제어―상기 제1 드라이버는 상기 제1 스위치를 구동하고, 상기 제2 드라이버는 상기 제2 스위치를 구동함―하도록 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 41. 조항 40의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은
측정 유닛으로부터, 상기 측정 유닛에 의해 감지된 상기 하프-브릿지의 전기적 특성의 지시를 수신하도록 또한 구성되고,
상기 전기적 특성에 적어도 일부분에 기반하여, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 하프-브릿지에서 상기 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하도록 또한 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 42. 조항 40 내지 조항 41 중 어느 한 조항의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은 상기 스위칭 노드와 공진 캐패시터 사이에 흐르는 전류의 방향과, 상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 각각의 개별 동작 상태에 적어도 부분적으로 기반하여, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 하프-브릿지에서 상기 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하도록 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 43. 조항 40 내지 조항 42 중 어느 한 조항의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은 상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 각각을 통해 흐르는 전류의 개별 방향에 적어도 부분적으로 기반하여, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 하프-브릿지에서 상기 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하도록 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 44. 조항 40 내지 조항 43 중 어느 한 조항의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은 상기 제1 스위치 및 제2 스위치의 각각의 양단의 개별 전압에 적어도 부분적으로 기반하여, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 하프-브릿지에서 상기 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하도록 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 45. 조항 40 내지 조항 44 중 어느 한 조항의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은 상기 제1 스위치 및 제2 스위치 중 하나의 스위치 양단의 제1 전압과 상기 하프-브릿지의 DC 링크 양단의 제2 전압에 적어도 부분적으로 기반하여, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 하프-브릿지에서 상기 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하도록 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 46. 조항 40 내지 조항 45 중 어느 한 조항의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은 상기 제1 드라이버의 고 저항 출력과 상기 제2 드라이버의 고 저항 출력 중 적어도 하나의 출력을 인에이블링함으로써 상기 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하기 위해 제1 드라이버 및 제2 드라이버를 제어하도록 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 47. 조항 40 내지 조항 46 중 어느 한 조항의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 콘트롤러 유닛은 적어도,
상기 제2 스위치가 상기 향후 스위칭 사이클 동안 스위치-오프 상태에서 계속 동작하도록 하기 위해 상기 제2 드라이버에게 명령하는 동안에, 상기 제1 스위치를 상기 향후 스위칭 사이클 동안 스위치-온하는 것을 억제하도록 상기 제1 드라이버에게 명령하거나, 또는 상기 제2 스위치를 상기 향후 스위칭 사이클 동안 스위치-온하기 위해 상기 제2 드라이버에게 명령하는 동안에, 상기 제1 스위치를 상기 향후 스위칭 사이클 동안 스위치-온하는 것을 억제하도록 상기 제1 드라이버에게 명령함으로써, 상기 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하는 상기 제1 드라이버 및 상기 제2 드라이버를 제어하도록 구성되는 콘트롤러 유닛.
조항 48. 조항 40 내지 조항 47 중 어느 한 조항의 콘트롤러 유닛으로서, 상기 향후 스위칭 사이클은 시간적으로 현재 스위칭 사이클 바로 다음에 뒤따르는 다음의 후속하는 스위칭 사이클인 콘트롤러 유닛.
조항 49. 시스템으로서,
스위칭 노드에서 제2 스위치에 접속된 제1 스위치를 포함하는 하프-브릿지와,
상기 제1 스위치를 구동하도록 구성된 제1 드라이버와,
상기 제2 스위치를 구동하도록 구성된 제2 드라이버와,
향후 스위칭 사이클 동안 상기 하프-브릿지에서 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있는지 여부를 결정하고, 상기 향후 스위칭 사이클 동안 상기 과도 커뮤테이션 현상이 발생할 가능성이 있다는 결정에 응답하여, 적어도 하나의 과도 커뮤테이션 대응책을 활성화하는 상기 제1 드라이버 및 제2 드라이버를 제어하도록 구성된 콘트롤러 유닛을 포함하는 시스템.
조항 50. 조항 49의 시스템으로서, 상기 향후 스위칭 사이클은 다음의 후속하는 스위칭 사이클인 시스템.
조항 51. 조항 28 내지 조항 39의 방법 중 어느 방법을 수행하는 수단을 포함하는 시스템.
조항 52. 조항 28 내지 조항 30의 방법 중 어느 방법을 수행하는 수단을 포함하는 드라이버.
조항 53. 조항 28 내지 조항 30의 방법 중 어느 방법을 수행하는 수단을 포함하는 콘트롤러 유닛.
조항 54. 조항 28 내지 조항 30의 방법 중 어느 방법을 수행하기 위해, 실행될 때, 시스템의 적어도 하나의 프로세서를 구성하는 명령어를 포함하는 비일시성 컴퓨터 판독 가능 저장 유닛.
전술한 예들은 본원에 설명된 기술과 회로에 적용 가능한 예들이나 애플리케이션을 보여주기 위해 이용된다. 하나 이상의 예에서, 설명된 기능들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수 있다. 만약 소프트웨어로 구현된다면, 기능들은 하나 이상의 명령어나 코드로서 컴퓨터 판독 가능 매체에 저장 또는 전송될 수 있고, 하드웨어 기반 처리 유닛에 의해 실행될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 컴푸터 판독 가능 저장 매체를 포함할 수 있는데, 이것은 데이터 저장 매체처럼 실체적인 매체에 대응하거나 또는 통신 프로토콜에 따라서 한 장소에서 다른 장소로 컴퓨터 프로그램의 전달을 도와주는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체에 대응한다. 이런 방식으로, 컴퓨터 판독 가능 매체는 일반적으로 (1) 비일시성인 실체적인 컴퓨터 판독 가능 저장 매체, 또는 (2) 신호나 반송파 같은 통신 매체에 대응할 수 있을 것이다. 데이터 저장 매체는 본원에 설명된 기술의 구현하는 명령어, 코드 및/또는 데이터 구조를 검색하기 위해 하나 이상의 컴퓨터 또는 하나 이상의 프로세서에 의해 액세스될 수 있는 모든 입수 가능한 매체일 것이다. 컴퓨터 프로그램 제품은 컴퓨터 판독 가능 매체를 포함할 수 있다.
예로서, 제한적인 것은 아니지만, 이러한 컴퓨터 판독 가능 저장 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM이나 다른 광학 디스크 저장 장치, 자기 디스크 저장 장치나 다른 자기 저장 장치, 플래시 메모리, 또는 원하는 프로그램 코드를 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 명령어나 데이터 구조의 형태로 저장하는데 이용될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 또한, 그 임의의 연결도 컴퓨터 판독 가능 매체로 적절히 지칭된다. 예를 들어, 만약 명령어가 동축 케이블, 광 섬유 케이블, 연선 쌍, DSL(digital subscriber line) 또는 예컨대 적외선, 무선 및 마이크로파 같은 무선 기술을 이용하는 웹 사이트, 서버 또는 다른 원격 공급원으로부터 전송된다면, 이러한 동축 케이블, 광 섬유 케이블, 연선 쌍, DSL 또는 예컨대 적외선, 무선 및 마이크로파 같은 무선 기술은 매체라는 정의에 포함된다. 그러나 컴퓨터 판독 가능 저장 매체와 데이터 저장 매체가 접속, 반송파, 신호 또는 다른 일시성 매체를 포함하지 않지만 대신에 비일시성의 실체적인 저장 매체를 지향함을 이해해야 한다.
명령어는 예컨대 하나 이상의 DSP, 범용 마이크로프로세서, ASIC, FPGA 또는 다른 등가의 통합형 또는 이산형 논리 회로 같은 하나 이상의 프로세서에 의해 실행될 수 있다. 따라서, 본원에서 사용되는 "프로세서"라는 용어는 본원에 설명된 기술의 구현에 적합한 전술한 구조나 다른 구조 중 임의의 것을 언급할 수 있다. 덧붙여서, 일부 양상에서, 본원에 설명된 기능성은 엔코딩과 디코딩을 위해 구성된 전용 하드웨어 및/또는 소프트웨어 모듈 내부에 제공될 수도 있고, 또는 결합형 코덱(codec)에 병합될 수도 있다. 또한, 이 기술들은 하나 이상의 회로 또는 논리 요소에 완전하게 구현될 수 있다.
본원의 기술은 광범위한 다양한 소자 또는 장치, IC 또는 IC 집단(예를 들면, 칩셋)에 구현될 수도 있다. 다양한 구성 요소, 모듈 또는 유닛이 본원에 개시된 기술을 수행하도록 구성된 장치의 기능적 양상을 강조하기 위해 본원에 설명되었지만, 이들이 반드시 상이한 하드웨어 유닛에 의해 실현될 필요는 없다. 오히려, 전술한 것처럼, 다양한 유닛은 적절한 소프트웨어 및/또는 펌웨어와 연계하여 위에 설명된 것처럼 하나 이상의 프로세서를 포함해 코덱 하드웨어 유닛에 조합되거나 또는 연동적인 하드웨어 유닛의 모음에 의해 제공될 수도 있다.
본원의 다양한 예들이 설명되었다. 이런저런 예들은 다음의 특허청구범위의 범주내에 있다.

Claims (23)

  1. 드라이버로, 전력 스위치의 적어도 하나의 스위칭 사이클 동안 전력을 부하로 공급하는 상기 전력 스위치를 구동하는 단계를 포함하는 방법으로서,
    상기 전력 스위치를 구동하는 단계는,
    상기 전력 스위치가 스위치-오프될 때 상기 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 상기 드라이버의 고 저항(high-ohmic) 출력을 인에이블링하는 단계와,
    상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때 상기 제1 위상의 상기 적어도 일부분이 아닌 상기 제1 위상의 임의의 나머지 부분 동안과, 상기 전력 스위치가 스위치-온될 때 상기 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 상기 드라이버의 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함하는
    방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 드라이버의 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 상기 전력 스위치가 마지막으로 스위치-오프된 이후에 임계 분량의 시간(threshold amount of time)이 경과했다는 결정에 응답하여 상기 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계를 포함하는
    방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전력 스위치를 구동하는 단계는 상기 전력 스위치가 스위치-오프되었는지 또는 스위치-온되었는지 판정하는 단계를 더 포함하고, 상기 고 저항 출력은 상기 전력 스위치가 스위치-오프되었다는 판정에 응답하여 인에이블링되고, 상기 저 저항 출력은 상기 전력 스위치가 스위치-온되었다는 판정에 응답하여 인에이블링되는
    방법.
  4. 제3항에 있어서,
    콘트롤러 또는 상기 드라이버가 상기 전력 스위치가 스위치-오프되었는지 또는 스위치-온되었는지 판정하는
    방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 드라이버의 상기 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 과도 커뮤테이션 현상(hard commutation event) 동안 상기 전력 스위치를 보호하는
    방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 고 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 제1 분량의 시간 내에 상기 전력 스위치를 스위치-온하도록 구성하고, 상기 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 상기 제1 분량의 시간보다 적은 제2 분량의 시간 내에 상기 전력 스위치를 스위치-온하도록 구성하는
    방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 드라이버의 상기 저 저항 출력을 인에이블링하는 단계는 상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때보다 더 빠르게 상기 전력 스위치를 스위치-온하도록 인에이블링하는
    방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 고 저항 출력 및 상기 저 저항 출력은 상기 드라이버의 단일 출력이되, 상기 드라이버의 단일 출력은 상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때 더 큰 크기의 출력 저항을 갖도록 구성 가능하고, 상기 저 저항 출력이 인에이블링될 때에는 더 작은 크기의 출력 저항을 갖도록 구성 가능한
    방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 고 저항 출력 및 상기 저 저항 출력은 상기 드라이버의 개별적으로 선택 가능한 두 개의 상이한 출력인
    방법.
  10. 전력 스위치의 적어도 하나의 스위칭 사이클 동안 전력을 부하로 공급하는데 이용되는 상기 전력 스위치의 드라이버로서, 상기 드라이버는 적어도 하나의 출력을 포함하되, 상기 적어도 하나의 출력은
    상기 전력 스위치가 스위치-오프될 때 상기 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 인에이블링되는 고 저항 출력과,
    상기 고 저항 출력이 인에이블링될 때 상기 제1 위상의 상기 적어도 일부분이 아닌 상기 제1 위상의 임의의 나머지 부분 동안과, 상기 전력 스위치가 스위치-온될 때 상기 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에 인에이블링되는 저 저항 출력을 포함하는
    드라이버.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 고 저항 출력은 인에이블링될 때 제1 크기의 임피던스와 함께 상기 전력 스위치로 게이트 신호를 제공하도록 구성되고,
    상기 저 저항 출력은 인에이블링될 때 상기 제1 크기의 임피던스보다 작은 제2 크기의 임피던스와 함께 상기 전력 스위치로 상기 게이트 신호를 제공하도록 구성되는
    드라이버.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 드라이버는 콘트롤러로부터 상기 드라이버가 수신하는 드라이버 제어 신호에 기반하여 상기 저 저항 출력을 인에이블링할지 또는 상기 고 저항 출력을 인에이블링할지 판정하도록 구성되는
    드라이버.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 드라이버는, 상기 스위칭 사이클의 상기 제1 위상의 상기 적어도 일부분 동안 상기 고 저항 출력을 인에이블링하기 직전에, 상기 스위칭 사이클의 상기 제1 위상 동안에 임계 분량의 시간만큼 상기 저 저항 출력을 인에이블링하도록 구성되는
    드라이버.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 저 저항 출력 및 상기 고 저항 출력은 각각 개별 트랜지스터 스테이지를 포함하되, 상기 개별 트랜지스터 스테이지는 상기 전력 스위치의 게이트 단자를 상기 전력 스위치를 스위치-온 상태로 구동하는 상기 드라이버의 정극성 전력 공급 노드에 전기적으로 접속하거나, 또는 상기 전력 스위치의 상기 게이트 단자를 상기 전력 스위치를 스위치-오프 상태로 구동하는 상기 드라이버의 최저 전위 전력 공급 노드에 전기적으로 접속하도록 구성되는
    드라이버.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 고 저항 출력의 트랜지스터 스테이지는 상기 저 저항 출력의 트랜지스터 스테이지보다 더 큰 크기의 임피던스를 갖는
    드라이버.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 출력은 상기 드라이버의 단일 출력 포트에 전기적으로 접속된 단일 출력인
    드라이버.
  17. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 출력은
    상기 저 저항 출력으로서 구성 가능한 제1 출력―상기 제1 출력은 상기 드라이버의 제1 출력 포트에 전기적으로 접속됨―과,
    상기 고 저항 출력으로서 구성 가능한 제2 출력―상기 제2 출력은 상기 드라이버의 제2 출력 포트에 전기적으로 접속됨―을 포함하는
    드라이버.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제1 출력 포트는 제1 게이트 저항기를 통해 상기 전력 스위치의 게이트 단자에 접속하도록 구성되고, 상기 제2 출력 포트는 제2 게이트 저항기를 통해 상기 게이트 단자에 접속하도록 구성되는
    드라이버.
  19. 스위칭 노드에서 제2 스위치에 접속된 제1 스위치를 포함하는 하프-브릿지(half-bridge)와,
    상기 제1 스위치를 구동하도록 구성된 제1 드라이버와,
    상기 제2 스위치를 구동하도록 구성된 제2 드라이버를 포함하되, 상기 제2 드라이버는 적어도,
    상기 제2 스위치가 스위치-오프될 때 상기 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 상기 제2 스위치를 상기 제2 드라이버의 고 저항 출력으로 구동하고,
    상기 제2 스위치의 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 상기 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 임의의 나머지 부분 동안과, 상기 제2 스위치가 스위치-온될 때 상기 제2 스위치의 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에, 상기 제2 드라이버의 저 저항 출력으로 상기 제2 스위치를 구동함으로써 상기 제2 스위치를 구동하는
    시스템.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제1 드라이버는 적어도,
    상기 제1 스위치가 스위치-오프될 때 상기 제1 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 적어도 일부분 동안 상기 제1 스위치를 상기 제1 드라이버의 고 저항 출력으로 구동하고,
    상기 제1 스위치의 상기 제1 위상의 적어도 일부분이 아닌 상기 제1 스위치의 스위칭 사이클의 제1 위상의 임의의 나머지 부분 동안과, 상기 제1 스위치가 스위치-온될 때 상기 제1 스위치의 스위칭 사이클의 제2 위상 동안에, 상기 제1 드라이버의 저 저항 출력으로 상기 제1 스위치를 구동함으로써 상기 제1 스위치를 구동하도록 더 구성되는
    시스템.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 제2 드라이버는 상기 제1 스위치를 상기 고 저항 출력으로 구동하기 이전에 임계 분량의 시간만큼 상기 제2 스위치를 상기 저 저항 출력으로 구동하도록 더 구성되는
    시스템.
  22. 제19항에 있어서,
    드라이버 제어 신호를 상기 제2 드라이버로 출력하도록 구성된 콘트롤러 유닛을 더 포함하되, 상기 제2 드라이버는 상기 드라이버 제어 신호에 기반하여 상기 고 저항 출력으로 상기 제2 스위치를 구동하도록 더 구성되는
    시스템.
  23. 제19항에 있어서,
    상기 제2 드라이버의 상기 고 저항 출력 및 상기 제2 드라이버의 상기 저 저항 출력은 단일 출력 포트이거나 또는 각각의 개별 출력 포트인
    시스템.
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9780636B2 (en) 2015-01-19 2017-10-03 Infineon Technologies Austria Ag Protection from hard commutation events at power switches
WO2016164086A1 (en) * 2015-04-10 2016-10-13 Dialog Semiconductor Inc. Auxiliary winding ground fault detection for isolated dc/dc converter
DE102015116094A1 (de) * 2015-09-23 2017-03-23 Intel IP Corporation Eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Vorhersagen eines zukünftigen Zustandes einer elektronischen Komponente
US10536140B1 (en) * 2015-12-03 2020-01-14 Navitas Semiconductor, Inc. Half bridge and oscillator power integrated circuit
DE102016114002A1 (de) * 2016-07-29 2018-02-01 Eberspächer Controls Landau Gmbh & Co. Kg Trennschalteranordnung, insbesondere für ein Bordspannungssystem eines Fahrzeugs
CN106357099B (zh) * 2016-09-14 2019-04-16 昂宝电子（上海）有限公司 一种实现栅极驱动电路的系统和方法
US10181813B2 (en) * 2016-10-27 2019-01-15 Power Integrations, Inc. Half-bridge inverter modules with advanced protection through high-side to low-side control block communication
CN106849621B (zh) * 2017-01-03 2019-05-28 昂宝电子（上海）有限公司 一种实现栅极驱动电路的系统和方法
FR3064829B1 (fr) * 2017-04-03 2019-04-05 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procede de protection contre un courant de surpuissance dans un circuit resonnant
US10256744B2 (en) 2017-09-12 2019-04-09 Infineon Technologies Austria Ag Controller device with adaptive synchronous rectification
JP2019146300A (ja) * 2018-02-16 2019-08-29 株式会社東芝 ドライバ回路
US10224817B1 (en) * 2018-07-19 2019-03-05 Navitas Semiconductor, Inc. Power transistor control signal gating
US10879823B2 (en) * 2018-12-31 2020-12-29 Texas Instruments Incorporated Electric motor power control circuitry
DE102020208152A1 (de) 2020-06-30 2021-12-30 Zf Friedrichshafen Ag Leistungsmodul zum Betreiben eines Elektrofahrzeugantriebs
CN113765341B (zh) * 2021-07-26 2024-04-09 华为技术有限公司 一种驱动器、电机驱动电路及动力系统

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030016545A1 (en) * 2001-06-05 2003-01-23 Bel-Fuse, Inc. Buck regulator with adaptive auxiliary voltage flyback regulator
SE0104400D0 (sv) * 2001-12-21 2001-12-21 Bang & Olufsen Powerhouse As Half-bridge driver and power conversion system with such driver
JP4092246B2 (ja) 2002-05-27 2008-05-28 インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト パワースイッチデバイス
DE10243885A1 (de) 2002-09-21 2004-04-01 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Konverterschaltung und Ansteuerverfahren hierfür
US7196916B2 (en) 2005-02-14 2007-03-27 University Of Central Florida Research Foundation Alternated duty cycle control method for half-bridge DC-DC converter
US7746155B2 (en) * 2005-03-30 2010-06-29 Texas Instruments Incorporated Circuit and method for transistor turn-off with strong pulldown
US7932754B1 (en) * 2006-08-17 2011-04-26 National Semiconductor Corporation Optimal control of charge-modulated gate drivers
US7800350B2 (en) * 2007-05-11 2010-09-21 Freescale Semiconductor, Inc. Apparatus for optimizing diode conduction time during a deadtime interval
EP2201669B1 (en) * 2007-09-18 2017-06-21 Nxp B.V. Control method for a half bridge resonant converter for avoiding capacitive mode
US8829946B2 (en) * 2008-09-30 2014-09-09 Infineon Technologies Austria Ag Circuit for driving a transistor dependent on a measurement signal
KR101025987B1 (ko) 2009-09-14 2011-03-30 삼성전기주식회사 전력 변환용 스위치에 부가 전류를 공급하는 전원 장치
US8674727B2 (en) * 2010-08-31 2014-03-18 Infineon Technologies Austria Ag Circuit and method for driving a transistor component based on a load condition
KR101828585B1 (ko) 2011-02-07 2018-02-13 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 장치 및 이를 포함하는 컨버터
US9166028B2 (en) * 2011-05-31 2015-10-20 Infineon Technologies Austria Ag Circuit configured to adjust the activation state of transistors based on load conditions
JP5299555B2 (ja) 2011-11-28 2013-09-25 ダイキン工業株式会社 電力変換制御装置
JP5207568B1 (ja) 2012-02-23 2013-06-12 株式会社京三製作所 電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法
US9154026B2 (en) * 2012-06-27 2015-10-06 Intel Corporation Bridge driver for a switching voltage regulator which is operable to soft-switch and hard-switch
US9455697B2 (en) * 2012-09-28 2016-09-27 Infineon Technologies Austria Ag Switch circuit with a first transistor device and a second transistor device connected in series
US9166498B2 (en) 2013-02-13 2015-10-20 Pai Capital Llc Power converter with non-symmetrical totem pole rectifier and current-shaping branch circuits
WO2015187747A2 (en) 2014-06-02 2015-12-10 Utah State University Multi-mode control for a dc-to-dc converter
US9627971B2 (en) * 2014-12-17 2017-04-18 Infineon Technologies Austria Ag Gate driver initiated zero voltage switch turn on

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