KR20160078335A - 전기 발전기 출력 조정 - Google Patents

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KR20160078335A
KR20160078335A KR1020167008119A KR20167008119A KR20160078335A KR 20160078335 A KR20160078335 A KR 20160078335A KR 1020167008119 A KR1020167008119 A KR 1020167008119A KR 20167008119 A KR20167008119 A KR 20167008119A KR 20160078335 A KR20160078335 A KR 20160078335A
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아담 헨리 그린
엔젤 토레스-페레즈
마이클 제라드 맥카들
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마이크로젠 엔진 코포레이션 홀딩 비 브이
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Abstract

발전기의 전기적 출력을 조정하기 위해서, 상기 전기적 출력의 적어도 하나의 특성을 나타내는 신호가 수신된다. 제1의 상대적으로 빠른-응답 서브-제어기는 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제1 제어 신호를 제공하도록 구성되며 그리고 제2의 상대적으로 늦은-응답 서브-제어기는 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제2 제어 신호를 제공하도록 구성된다. 출력단은 상기 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 기초하여 상기 전기적 출력을 조절하기 위해 결합된 제어 신호를 제공한다.

Description

전기 발전기 출력 조정 {REGULATION OF ELECTRICAL GENERATOR OUTPUT}
본 발명은 발전기의 전기적 출력을 위한 조정기 (regulator)를 포함하며, 더 상세하게는 상기 발전기는 스털링 (Stirling) 엔진 (특히, 얼터네이터를 구비한 선형 자유 피스톤 스털링 엔진)을 포함하며 그리고 본 발명은 그런 발전기의 전기적 출력을 조정하는 방법을 포함한다.
가정 환경에서 뜨거운 물 및 중앙 가열을 제공하는 DCHP (Domestic Combined Heat and Power)에서 전기를 생성하기 위해 선형 얼터네이터 (Linear Alternator (LA))를 구비한 자유 피스턴 스털링 엔진 (Free Piston Stirling Engine (FPSE))은 잘 알려져 있다. 도 1을 참조하면, FPSE/LA의 전형적인 전력 특성 커브가 보이며, 이것은 US-4,642,547 특허에서 보이는 것과 유사하다. 그러므로 FPSE/LA의 전력 출력은 압출구 온도 (head temterature)에 종속한다. 영구 자석들의 변화에 의해 생성된 자기적 플럭스의 진폭 및 극성은 전력 피스톤이 전기자 권선 (고정자)에 상대적으로 움직일 때에 변하는 것으로 이해될 수 있다. 도 1에서 그려진 전력 변조 방법들은 일정 전압에서 또는 일정 출력 전력에서 동작하는 것을 포함할 수 있다.
US-4,873,826 특허에서 설명된 것처럼, FPSE/LA의 출력 전력은 디스플레이서 (displacer) 및 전력 피스톤의 (카르노 (Carnot)에 따른) 엔진 열 교환기 온도 비율, 동작 빈도, 평균 압력, 및 체적 변위의 함수이다. 이 문헌 그리고 US-6,871,495 특허는 기계적인 제어에 기초한 전력 변조 기술들을 제안한다. 이것들은 늦은 과도 응답, 낮은 신뢰성 및 더 많은 비용과 같은 여러 약점들을 생기게 한다.
그러나, 전력 변조는 얼터네이터 (alternator)를 통해서 흐르는 전류를 간접적으로 제어하는 FPSE/LA에 연결된 부하를 조정함으로써 전기 측에서 달성될 수 있다. 피스톤 (Fp) 상에 작용하는 기계적인 힘은 고정자 코일을통해 흐르는 전류 (i)에 비례하며 그리고 그것은 상기 FPSE에 유효한 관성 부하를 제공한다. 이것은 아래의 방정식에서 시간 (g)에서의 변이를 가진 것으로 보여지며, 여기에서 α는 LA 모터 상수이다.
Figure pct00001
그러므로 그런 낮은-관성 발전기들이 부하 요구에 관계없이 그 발전기 단자들 양단에 적합한 임피던스를 구비하여 제공될 수 있는 것이 바람직하다. 얼터네이터에 의해 감지된 너무 높은 또는 너무 낮은 임피던스는 과도-전압, 파형 왜곡, 그리고 (개방 또는 단락 회로와 같은) 극단적인 경우에는 발전기 엔진에 물리적인 손상의 결과가 될 수 있을 것이다.
상기 엔진 또는 얼터네이터는 전기적 간선 (mains) 공급원에 직접 연결될 때에 상당히 안정된 임피던스를 구비하여 제시되는 것으로 보통 보증된다. 그러나, 그리드 전력 정전의 경우에서 그런 것처럼 전기적 간선으로부터 단락될 때에, 연결된 설비들에 전기적 에너지를 제공하기 위해 엔진이나 얼터네이터가 사용된다면 그 엔진이나 얼터네이터를 위한 내재된 보호는 전혀 존재하지 않는다. 그런 시나리오들에서 전압을 조정하기 위해 수많은 기술들이 제안되었다.
US-6,856,107에서 설명된 것처럼, 정현파 플럭스 파형을 가정함으로써 유도 전압이 결정될 수 있으며 그리고, 파라데이 법칙에 따라, 그 유도 전압의 피크 값은 전력 피스톤 위치의 진폭에 비례한다. 도 1에서 볼 수 있듯이, 엔진이 일정 온도 변화에서 동작할 때에 생성된 전력 및 전압 사이의 관계는 2차의 관계를 따르는 것으로 보인다. 전력 변조가 수행되어 FPSE/LA의 동작 포인트를 변경하며, 이는 압출구 온도 및 상기 FPSE/LA에 연결된 부하를 제어함에 의한 것이다.
상기 FPSE/LA에 연결된 부하를 제어함에 의해 일정한 디스플레이서-대-위치 행정 (stroke) 비율 및 그것들의 상대적인 위상 각을 유지하기 위한 여러 전력 변조 제어 방법들이 알려져 있다. 간단한 제어 시스템은 US-4,873,826에서 설명되며, 여기에서 동조 커패시터 이후에 일정한 전압을 유지하기 위해 단권 변압기 (autotransformer)의 권선 비율이 조절된다. 이 전략은 그리드 및 오프-그리드 애플리케이션들을 위해 적합할 것이다. 실험실 테스트를 위해 적합한 다른 제어 방법은 가변 주파수 전력 공급원 (고정된 출력 전압에서의 인버터), 하나의 단권 변압기 및 US-7,200,994에서 보이는 안정기 부하를 기초로 한다
다른 접근 방식들은 전자 부하를 사용하며, 이것은 부하 임피던스를 제어하기 위해서 전력 전자 토폴로지의 전기적인 특성들을 활용하는 회로이다. 여러 가지의 알려진 전력 전자 토폴로지들은 전자 부하를 구현할 수 있다. 예를 들면, US-6,871,495는 DC 버스에서 전압 조절을 달성하기 위해 상이한 저항성 부하들을 연결하는 것을 기술하며, 이는 동조 커패시터 이후의 정류된 FPSE/LA 출력이다. 얼터네이터의 권선 인덕턴스를 보상하기 위해 동조 커패시터를 사용하는 불리함을 극복하기 위해, 능동 정류기가 US-6,856,107, US-7,453,241 및 US-6,871,495에서 또한 제안되었다. US-7,453,241 및 US-6,871,495에서 제안된 것처럼, 능동 정류기 브리지 트랜지스터들은, 얼터네이터 전류가 피스톤 위치 또는 얼터네이터 EMF와 동상일 때까지 SPWM (Sinusoidal Pulse Width Modulation) 신호의 위상을 제어하기 위해 스위치될 수 있다. 그러면 부하는 DC 버스에서 연결되며 전압 제어기를 이용하여 조정된다.
전자 부하들이 스털링 엔진에서 전력 변조를 달성하게 하기 위해 여러 아날로그 및 디지털 제어 기술들이 제안되었다. US-7,453,241은 히스테리시스 제어기를 이용하여 DC 버스 측에서의 일정 전압 제어를 기초로 하는 전략을 제안했다. US-2009/224738 및 US-6,871,495는 FPSE/LA 피스톤 위치 또는 EMF와의 동기 (또는 위상)에서 레퍼런스 사인 파형을 이용하는 디지털 제어 기술들을 고려한다.
먼저 도 2a를 참조하면, 현존하는 조정기 기술을 위한 제1 등가 회로가 도시되며, 이것은 전자 부하를 이용하여 그런 경우에 안정된 임피던스를 보장하려고 시도한다. FPSE/LA (10)를 포함하는 발전기는 동조 커패시턴스 (12)를 구비한다. 상기 발전기의 출력 전압은 전압계 (14)에 의해 측정되며 그리고 전자 부하 (22)는 또한 상기 발전기 출력단의 양단에 존재한다. 상기 전자 부하 (22)는 전압 제어기 (20)에 의해 제어되며, 이것은 전압계 (14)에 의해 측정된 전압에 대한 자신의 제어를 기반으로 한다.
그러나 그런 상태 하에서, 상기 부하는 상기 얼터네이터의 전기적인 출력단 양단에 연결된 상기 접속된 설비들에 실제로 대응한다. 이것들은 고객 부하들로 명명되며 그리고 그 고객 부하들은 0부터 상기 얼터네이터의 전체 정격 출력까지 변할 수 있다. 바람직하게는 이 엔진의 전력은 어떤 특별한 사용 없이 FPSE/LA 생성 전력을 제동하지말고 고객 부하들에 전력을 넣어야 한다.
다음에 도 2b를 참조하면, 현존하는 조정기 기술에 대한 제2 등가 회로가 도시되며, 이것은 도 2a의 컴포넌트들과 유사한 컴포넌트들을 구비하며 그리고 그 유사한 컴포넌트들은 동일한 참조 번호들에 의해 식별된다. 고객 부하 (30)는 상기 발전기 출력단의 양단에 또한 존재한다.
설비들이 발전기에 처음에 연결될 때에, 이 부하들은 상기 얼터네이터에 의해 정상적으로 제공된 전류들을 크게 초과한 "돌입 (inrush)" 전류들을 불러들인다. 유도성 부하들은 짧은 구간의 시간 동안 높은 레벨의 전류를 또한 필요로 할 수 있을 것이다. 그러므로, 그런 낮은 관성 발전기가 모든 부하 요청 상태들 하에서 안정된 임피던스를 제시하는 것을 보장하기 위한 적덩한 조정 전략이 필요하다. 그러므로, 보통의 전력 변조 기술들은 FPSE/LA에 연결된 임피던스를 제어하는 것을 기초로 하며, 이는 그것이 피스톤 행정에 대한 디플레이서의 비율 그리고 그것들의 상대적인 위상 각도에 대한 제어를 제공할 수 있기 때문이다.
이제 도 2c를 참조하면, 현존하는 조정기 기술에 대한 제3 등가 회로가 도시되며, 이것은 도 2a 및 도 2b의 컴포넌트들과 유사한 컴포넌트들을 구비하며 그리고 그 유사한 컴포넌트들은 동일한 참조 번호들에 의해 식별된다. 전압 제어 (20)에 추가로, 전력 제어 블록 (40)이 발전기 출력단에 또한 위치한다. US-2009/189589 (본원과 함께 양도됨)에 따른 조정기 기술에 등가 회로가 도 2d에 도시된다. 다시, 도 2c의 컴포넌트들과 동일한 컴포넌트들이 사용되는 경우에, 그 컴포넌트들은 동일한 참조 번호들에 의해 식별된다. 도 2c의 상기 전력 제어 블록 (40)은 전압계 (46) 및 전류계 (48)를 포함하며, 이것들은 전력 제어 블록 (42)에 측정치들을 제공한다. 이것은 AC 초퍼 (44)를 제어하여, 상기 고객 부하들 (30) 양단의 출력 전압에 영향을 미친다.
상기 전압 제어 블록 (20) 및 전력 제어 블록 (42)을 위한 제어 신호들을 판별하는 것은 간단한 것이 아니다. US-2009/189589는 조정된 AC 출력 신호를 획득하기 위해서 AC 입력 전류를 변조하기 위해 사용될 수 있는 오류 신호를 판별하기 위한 기술을 제안한다. 이제 도 3a를 참조하면, 이 문헌에서 설명된 것처럼 AC 신호를 조정하기 위한 방법의 개략적인 도면이 도시된다. 상기 AC 입력 신호는 입력 파형 (52)에 의해 보이는 것처럼 샘플링된 AC 신호를 산출하기 위해 샘플링된다. 이것은 전파 (full-wave) 정류기 (56)에게 제공되며, 정류된 AC 신호 (58)의 결과가 된다. 병렬로, 상기 샘플링된 AC 신호 (52)는 상기 샘플링된 AC 신호 (52)와 동시에 발생하여 제로 (zero) 볼트 크로싱하도록 트리거 펄스들 (62)을 생성하기 위해 사용될 수 있다. 이 제로 크로싱은 소프트웨어를 이용하여 검출될 수 있으며 그리고 그 제로 크로싱 주위 노이즈의 영향을 제어하고 기 위해 디지털 필터링을 사용할 수 있으며 그리고 안면 동기화를 향상시키기 위해 소프트웨어 패턴 매칭을 이용할 수 있다. 컴퓨터 (64)는 동기화된 레퍼런스 신호 (66)를 생성하기 위해 이 트리거 펄스들 (62)을 사용한다. 상기 레퍼런스 신호 (66)는 사인 곡선 (sinusoid)에 대응하지만, 명확하게 연장하는 로브 (lobe)들을 구비하여, 자신이 전파 정류된 AC 신호에 등가이도록 한다.
비율-메트릭 비교 블록 (70)에서, 크기 조절된 AC 신호 (58)가 상기 레퍼런스 신호 (66)에서 감해져서 오류 신호 (72)를 산출한다. 다른 말로 하면, 순간적인 값들이 순간적인 값들로부터 감해진다. 양의 값들만이 획득되는 것을 확실하게 하기 위해, 오프셋이 도입된다. 예를 들면, 이 감산은 적합한 오프셋을 구비하여 동작하는 차동 증폭기에서 구현될 수 있을 것이다.
이 오류 신호 (72)는 상기 크기 조절된 AC 신호 (58)과 상기 레퍼런스 신호 (66) 사이의 진폭 차이의 함수일 뿐만이 아니라, 상기 AC 입력 신호의 위상의 함수이기도 하다. 이 위상 변이는 상기 오류 신호를 상기 레퍼런스 신호 (66)로 나누어서 백분율 (%) 오류 신호 (78)를 제공하도록 동작하는 멀티플라이어 칩 (76)에 의해 참조번호 74에서 제거될 수 있다. 이 백분율 오류 신호 (78)는 상기 AC 입력 신호를 변조하기 위해 그 후에 사용될 수 있다.
이것은 상대적으로 빠른-응답 제어 루프이며, 상기 오류 신호에서의 순간적인 변화들이 상기 변조에 대한 변화들에서 즉시 반영되기 때문이다. 이제 도 3b를 참조하면, 상기 변조를 제어하기 위해 정확인 오류 신호를 생성하는 것을 도시한 추가의 개략적인 도면이 도시된다. 상기 AC 입력 전압 (52) 및 상기 설계 출력 전압 (66)은 비율-메트릭 비교 블록 (70)으로 제공되며, 이 비율-메트릭 비교 블록은 상기 백분율 오류 신호 (72)를 생성한다. 이것은 아날로그 오류 신호 (78)를 생성하는 비례 제어기 (76)로 전달된다. 이는 비교기 (79)를 사용하여 램프 생성기 (77)의 출력과 비교되어 펄스 폭 변조 (Pulse Width Modulation (PWM)) 신호 (81)를 생성하며, 이 신호는 AC/AC 초퍼라고도 불리는 AC/AC 벅 (Buck) 조정기 (도시되지 않음)와 같은 전자 부하로 피딩된다.
이 제어 전략 및 오류 한정은 전력 제어에 영향을 미치며 (즉, 떨어지기 시작할 때에 상기 전압의 조정으로, 정상적인 부하가 인가되고 있을 때보다 더 높다는 것을 표시한다), 이는 상기 발전기 출력 (크기 조절됨)이 상기 레퍼런스 신호보다 더 작을 때에 상기 오류 신호는 양이기 때문이다. 이것은 위에서 설명된 것과 같은 돌입 전류들을 처리할 수 있다. 전압 제어가 필요할 때에는 상기 오류 한정은 변하며 (즉, 인가된 부하가 정상 범위 내에 있을 때에 상기 전압의 조정), 그래서 발전기 출력 (크기 조절됨)가 상기 레퍼런스 신호보다 더 클 때에 상기 오류 신호가 양이도록 한다.
분수 (즉, 백분율)로 표현된 오류 신호를 생성함으로써, 상기 오류 신호 크기는 상기 LFPSE/LA AC 전압 레벨에는 본질적으로 독립적이다. 이것은 비례 제어기 (76)와 같은 빠른 비례 제어기와 함께 사용하기에 적합하게 만든다. 이 복잡한 제어 전략은 낮은 관성 엔진들, 예를 들면, 기계적인 고장의 위험을 최소화하는 조정 전략이 요구되는 스터링 엔진들을 기초로 하는 발전기들에 아주 적합하다는 것을 나타낸다. 그러나, 그것은 많은 양의 조정-특정된 프로세싱을 필요로 한다.
본 발명은 상기에서의 문제점들 중 적어도 일부를 극복할 수 있는 전기 발전기 출력 조정을 제공하려고 한다.
이런 배경에 대비하여, 본 발명은 발전기의 전기적 출력을 위한 조정기 (regulator)를 제공하며, 이 조정기는: 상기 전기적 출력의 적어도 하나의 특성을 표시하는 신호를 수신하기 위한 입력단; 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제1 제어 신호를 제공하도록 구성된 제1의 상대적으로 빠른-응답 서브-제어기; 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제2 제어 신호를 제공하도록 구성된 제2의 상대적으로 늦은-응답 서브-제어기; 그리고 상기 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 기초하여 상기 전기적 출력을 조절하기 위해 결합된 제어 신호를 제공하도록 배열된 출력단을 포함한다.
이 접근 방식은 상기 발전기 출력을 빠른-응답 제어기 및 늦은-응답 제어기라는 두 가지의 간단한 제어 루프들을 이용하여 조정한다. 순간적인 또는 거의-순간적인 측정에 의존하는 복잡한 빠른-응답 제어기가 현존 시스템들에서 사용되어 왔지만, 이것을 두 개의 더 간단한 제어기들로 교체함으로써, 전체적인 조정기는 덜 복잡하며, 비용이 적으며, 전력을 덜 소모하며 그리고 관리하기 더 쉽다. 늦은-응답 제어기는 평균, 특히 시간-평균 입력과 같은 상기 입력의 통계치들을 기초로 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 발전기는 스털링 (Stirling) 엔진을 포함한다. 상기 바람직한 실시예에서, 상기 발전기는 자유 피스톤 스털링 엔진 (Free Piston Stirling Engine (FPSE)) 또는 선형 자유 위치 스털링 엔진 (Linear Free Piston Stirling Engine (LFPSE))을 포함한다. 이것은 선형 얼터네이터 (Linear Alternator (LA))와 함께 사용될 수 있다. 상기 조합은 FPSE/LA 또는 LFPSE/LA로 언급될 수 있다. 열음파 (thermoacoustic) 엔진들과 같은 다른 유형의 낮은 관성 엔진을 포함하는 발전기들이 또한 고려될 수 있다.
상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 상이한 유형인 것이 보통이다. 상기 제1 서브-제어기는 바람직하게는 피드포워드 (feedforward) 제어기이며 그리고 더 바람직하게는 클램프 (clamp) 제어기를 포함한다. 추가로 (또는 대안으로), 제2 서브-제어기는 오류 보상 제어기를 포함할 수 있으며, 이는 전형적인 단일 입력 단일 출력 (Single Input Single Output (SISO)) 제어 전략을 위해 알려진 것과 같다. 오류 보상기의 유형들의 범위가 사용될 수 있다. 바람직한 유형은 비례-적분-미분 (Proportional-Integral-Derivative, PID) 제어기의 모습이다. 이것은 바람직한 실시예들에서 비례 제어기 또는 비례-적분 (Proportional-Integral (PI)) 제어기일 수 있다. 이것은 동조하기 더 쉬울 수 있으며 그리고 그것은 플랜트 (즉, 상기 발전기) 특성이 알려지지 않을 때에 잘 동작할 수 있다. 폐쇄된 시스템 응답이 안정된 한은 다른 유형의 오류 보상기는 앞섬 (lead) 및 뒤짐 (lag) 보상기들을 포함할 수 있다.
유리하게도, 상기 제2 서브-제어기는 (특히, 상기 제2 서브-제어기가 PID-유형의 제어기를 포함할 때에) 레퍼런스로서 DC 레벨을 사용한다. 이것은 상기 조정기를 덜 복잡하게 만들고 그리고 문제점들이 덜 발생하게 만드는데 있어서 도움을 주며, 이는 DC 레벨이 사용될 때에는 레퍼런스 전압을 상기 발전기 출력에 동기화할 필요가 없기 때문이다. 더욱이, 안정된 DC 레벨을 생성하는 것이 더욱 쉽다. 추가로 또는 대안으로, 상기 제2 서브-제어기는 상기 전기적 출력의 적어도 하나의 특성에 대한 시간-평균된 값들을 유리하게도 레퍼런스와 비교한다. 이것은 단순하며 효율적인 늦은-응답 서브-제어기를 제공한다. 더욱이, 상기 제어기는 사인 곡선 파형들은 물론이며 비-사인 곡선 파형들에도 또한 대처할 수 있다.
상기 적어도 하나의 특성은: 상기 전기적 출력의 전압; 전류; 및 전력 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 바람직한 실시예들에서, 전압만이 사용된다.
일 실시예에서, 상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 전압 제어 모드용으로 설정된다. 상기 전압 제어 모드는 부하 임피던스 (또는 어떤 리액턴스 부하들도 인가되지 않는 일상적인 경우에는 저항)가 정격 값보다 더 크다는 것을 기반으로 하여 전압을 조정할 수 있다.
다른 실시예에서, 상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 전류 제어 모드용으로 설정된다. 대조적으로, 상기 전류 제어 모드는 부하 임피던스 (또는, 저항)가 정격 레벨보다 더 낮을 수 있으며, 그 결과, 안전하게 방산될 필요가 있는 과도한 전력이 생성되고 있다는 것을 기반으로 하여 상기 전압을 조정할 수 있다. 상기 발전기가 과부하라면, 그것은 그 발전기에 연결된 부하 임피던스가 원하는 값 ("원하는 임피던스")보다 더 낮다는 것을 일반적으로 의미한다. 발전기에 연결된 임피던스의 값이 더 낮아지면, 주어진 전압에 대한 전류는 더 커진다 (다른 말로 하면, 출력 전력은 더 커진다). 상기 전류 제어 모드는 전류에 대한 높은 요구가 존재할 때에 사용될 수 있으며, 이것은 부하 임피던스가 상기 원하는 임피던스보다 더 낮은 것으로 보일 때이다. 상기 전압 제어 모드는 상기 부하 임피던스가 일정한 전류 출력단에서 증가하며, 그리고 그럼으로써 상기 전압이 증가하도록 하는 상황에 중점을 두어 해결할 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 서브-제어기는 제1 전류-제어 신호 및 제1 전압-제어 신호를 제공하도록 구성된다. 그래서 상기 제1 제어 신호는 제1 전류-제어 신호 및 제1 전압-제어 신호를 포함할 수 있다. 상기 제2 서브-제어기는 제2 전류-제어 신호 및 제2 전압-제어 신호를 제공하도록 구성된다. 그래서, 상기 제2 제어 신호는 제2 전류-제어 신호 및 제2 전압-제어 신호를 포함한다. 여기에서, 상기 출력은 상기 결합된 제어 신호를 제공하도록 배열될 수 있으며, 상기 결합된 제어 신호는: 상기 제1 전류-제어 신호 및 제2 전류-제어 신호에 기초하여 상기 전기적 출력을 조절하기 위해 결합된 전류-제어 신호 그리고 상기 제1 전압-제어 신호 및 제2 전압-제어 신호에 기초하여 상기 전기적 출력를 조절하기 위해 결합된 전압-제어 신호를 포함한다.
바람직한 실시예에서, 상기 제1 서브-제어기는: 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제1 전류-제어 신호를 제공하도록 구성된 제1 전류-제어 서브-제어기; 그리고 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제1 전압-제어 신호를 제공하도록 구성된 제1 전압-제어 서브-제어기를 포함한다. 그러면, 상기 제2 서브-제어기는: 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제2 전류-제어 신호를 제공하도록 구성된 제2 전류-제어 서브-제어기; 그리고 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제2 전압-제어 신호를 제공하도록 구성된 제2 전압-제어 서브-제어기를 포함하는,
상기 제1 서브-제어기 및 상기 제2 서브-제어기 각각은 각자의 오류 신호 생성기를 포함할 수 있다. 각 오류 신호 생성기는 상기 적어도 하나의 특성을 각자의 레퍼런스 값과 비교하여 각자의 오류 신호를 생성하도록 구성된다. 또한, 각 오류 신호 생성기는 상기 각자의 오류 신호를 최소화하기 위해 각자의 제어 신호를 생성하도록 더 구성될 수 있다. 상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 상기 적어도 하나의 특성 그리고 상기 각자의 레퍼런스 값 사이의 차이를 판별함으로써 각자의 오류 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기 각각은 상기 적어도 하나의 특성 그리고 상기 각자의 레퍼런스 값 사이의 차이를 판별함으로써 각자의 오류 신호를 생성할 수 있다. 상기 적어도 하나의 특성이 전압 또는 변위를 포함한다면, 상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 상기 각자의 레퍼런스 값으로부터 상기 적어도 하나의 특성을 감산함으로써 상기 각자의 오류 신호를 생성할 수 있다. 상기 적어도 하나의 특성이 전류 또는 전력을 포함한다면, 상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 상기 적어도 하나의 특성으로부터 상기 각자의 레퍼런스 값을 감산함으로써 상기 각자의 오류 신호를 생성할 수 있다.
유리하게도, 상기 결합된 제어 신호는 적어도 하나의 펄스 폭 변조 (Pulse Width Modulation, PWM) 신호를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 상기 결합된 제어 신호는 다음의 것들을 포함한다: 결합된 전류-제어 신호; 그리고 결합된 전압-제어 신호로, 그것들 각각은 PWM 신호를 포함한다. 유리하게도, 상기 제1 제어 신호 및 상기 제2 제어 신호는 PMW 신호들이다 (그리고 마찬가지로, 상기 제1 전류-제어 신호 및 제2 전류-제어 신호 그리고 상기 제1 전압-제어 신호 및 상기 제2 전압-제어 신호도 그렇다). 상기 결합된 제어 신호 (또는 신호들)는 그러면 각자의 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 논리적인 OR 연산자를 적용함으로써 생성하기에 상대적으로 간단하게 간단할 수 있다.
몇몇의 실시예들에서, 상기 입력단은 상기 전기 발전기로부터 상기 전기적 출력을 수신하도록 구성된 단자들을 포함한다. 그러면, 상기 조정기는 전자 부하를 더 포함할 수 있으며, 그 전자 부하는 상기 입력 단자들을 가로질러 배열되며 그리고 상기 출력단으로부터 상기 결합된 제어 신호 (바람직하게는 상기 결합된 전압-제어 신호)를 수신하고 그리고 그 수신한 결합된 제어 신호에 기초하여 자신의 저항을 세팅하도록 구성되어, 그것에 의해 상기 전기적 출력을 조절한다. 전자 부하들은 임피던스를 제어하기 위해서 빠르고, 신뢰성이 있으며 그리고 비용 효율적인 방식으로 제공할 수 있다. 상기 전자 부하는 DC 초퍼 (이것은, 예를 들면, 고정 부하에 연결된 버크, 부스트 또는 플라이백 토폴로지와 같은 전력 전자 컨버터를 포함한다) 또는 전자적으로 제어된 저항의 다른 모습을 취할 수 있다.
이것은 상기 발전기의 출력단에서 동조 커패시터 이후에 위치할 수 있다. 유리하게는, 상기 전자 부하는 상기 결합된 전압-제어 신호에 응답한다. 대안으로, 그것은 비활성화될 수 있으며 그리고 개방 회로 (사실상 무한 저항치)를 기본적으로 제공한다.
(비록 대안일 가능성도 있지만) 바람직하게는 추가적으로, 상기 조정기는 AC 컨버터를 더 포함할 수 있으며, 이 AC 컨버터는 상기 입력 단자들에 배열되며 그리고 상기 출력단으로부터 상기 결합된 제어 신호를 수신하고 그리고 상기 수신한 결합된 제어 신호에 따라 상기 전기적 출력을 조절하도록 구성된다. 다시, 유리하게도 상기 AC 컨버터는 상기 결합된 전류-제어 신호에만 응답한다. 그렇지 않다면 그것을 비활성화될 수 있다. 상기 출력단 (또는 부하)은 자동적으로 연결해제될 수 있다 (또는 동력원이 끊어질 수 있다). 상기 AC 컨버너는 AC 초퍼와 같은 AC/AC 컨버터 (예를 들면, AC/AC 버크, 부스트 또는 풀 브리지) 또는 AC/DC 컨버터일 수 있다.
상기 입력단은 유리하게도 상기 입력단은 상기 전기 발전기로부터 상기 전기적 출력을 수신하도록 구성된다. 그러면, 상기 입력단은 상기 전기적 출력을 프로세싱하여 상기 적어도 하나의 특성을 표시하는 제2 신호를 생성하기 위해 배열된 신호 프로세싱 모듈을 포함할 수 있다. 상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 상기 적어도 하나의 특성을 표시하는 상기 제2 신호에 응답하는 것이 유리하다. 옵션으로 상기 신호 프로세싱 모듈은 상기 적어도 하나의 특정을 표시하는 상기 제2 신호를 상기 전기적 출력의 크기 조절된 버전으로서 생성하도록 구성된다. 유리하게는, 상기 신호 프로세싱 모듈은 상기 적어도 하나의 특성을 표시하는 상기 제2 신호를 상기 전기적 출력의 정류된 버전으로서 생성하도록 구성된다.
두 번째 모습에서, 발전기의 전기적 출력을 조정하는 방법이 제공되며, 이 방법은: 상기 전기적 출력의 적어도 하나의 특성을 표시하는 신호를 수신하는 단계; 제1의 상대적으로 빠른-응답 서브-제어기를 이용하여 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제1 제어 신호를 생성하는 단계; 제2의 상대적으로 늦은-응답 서브-제어기를 이용하여 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제2 제어 신호를 생성하는 단계; 그리고 상기 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 기초하는 결합된 제어 신호를 이용하여 상기 전기적 출력을 조절하는 단계를 포함한다.
이 방법은 본원에서 정의된 장치 특징들 중 임의의 하나 또는 그 이상에 대응하는 옵션의 방법을 포함할 수 있다는 것이 이해될 것이다. 본 발명은 본원에서 개시된 임의 방법을 수행하도록 구성된 (복합 프로그래머블 로직 디바이스 (Complex programmable logic device, CPLD), 디지털 신호 프로세서 (Digital Signal Processor, DSP), 또는 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (Field Programmable Gate Array, FPGA)와 같은) 프로그램 가능한 로직 또는 프로세서 상에서 작동될 때에 본원에서 개시된 임의 방법을 수행하도록 구성된 컴퓨터 프로그램에서 발견될 수 있다는 것이 또한 인정될 것이다.
명시적으로 개시되지는 않았다고 하더라도, 본원에서 설명된 장치 또는 방법의 특징들 중 어느 하나 또는 둘 모두의 결합이 또한 제공된다.
본 발명의 효과는 본 명세서의 해당되는 부분들에 개별적으로 명시되어 있다.
본 발명은 다양한 방식들로 실행될 수 있으며, 그 다양한 방식들 중 하나의 방식이 예시로서만 그리고 첨부된 도면들을 참조하여 이제 설명될 것이다.
도 1은 선형 얼터네이터를 구비한 자유 피스톤 스터링 엔진 (Free Piston Stirling Engine with a Linear Alternator (FPSE/LA))에 기초한 발전기의 전력 특성을 보여준다.
도 2a 내지 도 2d는 현존하는 조정기 기술들에 대한 등가 회로들을 도시한다.
도 2e는 본 발명에 따른 조정기 기술에 대한 등기 회로를 예시한다.
도 3a 및 도 3b는 FPSE/LA에 기초한 발전기를 위한 출력 전압의 조정을 위해서 오류 신호를 생성하는 것에 대한 알려진 접근 방식을 위한 개략적인 도면들을 보여준다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명에 따른 FPSE/LA에 기초한 발전기를 위한 출력 전압의 조정을 위해서 오류 신호를 생성하는 것에 대한 접근 방식을 위한 개략적인 도면들을 보여준다.
도 5a 및 도 5b는 도 4a 및 도 4b의 실시예에 따른 오류 신호의 생성의 일부로서 예시의 전압 파형들을 도시한다.
도 6a 및 도 6b는 도 4a 및 도 4b의 실시예에 따른 클램프 제어기의 동작을 위한 예시의 전압 파형들 및 듀티 사이클 특성들을 각각 도시한다.
도 7은 도 4a 및 도 4b의 실시예의 동작을 제어하기 위한 문턱값들이, 안정된 동작을 위해 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다.
도 8은 도 4a 및 도 4b의 실시예의 동작을 제어하기 위한 문턱값들이, 안정된 동작이 항상 가능하지는 않은 경우에 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다.
도 9는 도 4a 및 도 4b의 실시예의 동작을 제어하기 위한 문턱값들이, 불안정한 동작을 위해 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다.
도 10은 도 4a 및 도 4b의 실시예의 동작을 제어하기 위한 문턱값들이, 안정된 동작이 절대로 가능하지 않도록 하기 위해 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다.
도 11은 도 4a 및 도 4b의 실시예에서 사용하기 위해 전압을 크기 조절하기 위한 회로 및 등가 회로들을 도시한다.
도 12는 도 4a 및 도 4b의 실시예에서 사용할 용도의 비례-적분 제어기를 위한 회로를 보여준다.
도 13은 도 4a 및 도 4b의 실시예에서 사용할 용도의 클램프 제어기를 위한 회로를 보여준다.
도 14는 도 4a 및 도 4b의 실시예에서 사용할 용도의 램프 생성기를 위한 회로를 보여준다.
도 15는 도 4a 및 도 4b의 실시예에서 사용할 용도의 일반화된 전자 부하를 예시한다.
도 16은 전자 부하의 비-선호되는 디자인을 보여준다.
도 2e를 참조하면, 본 발명에 따른 조정기 기술을 위한 등가 회로가 보인다. 이 회로의 컴포넌트들 중 몇몇은 도 2d에서 보이는 것과 동일하며 그리고 그 컴포넌트들은 동일한 참조 번호들에 의해 표시된다. 전력 제어 블록 (43)은 AC 초퍼 (44)를 위한 제어 신호를 생성하기 위해 전압계 (14)에 의해 측정된 전압들을 사용한다. 그래서, 전류계 및 제2 전압계가 필요하지 않다. 이 회로는 (LFPSE (10)가 그 일부를 이루는) DCHP 유닛의 얼터네이터, 전기적 그리드 및 또는 로컬 전기 설비들 사이에서 브리지를 형성하도록 의도된 것이며, 이는 상기 얼터네이터에 의해 산출된 신호가 상기 그리드로의 투입, 상기 연결된 설비들 또는 둘 모두로의 공급을 위해 적합한 신호라는 것을 확실하게 하기 위한 것이다.
제어 접근 방식
다음에 도 4a를 참조하면, FPSE/LA에 기초하여 발전기를 위해 출력 전압의 조정을 위해서 오류 신호를 생성하기 위한 접근 방식을 위한 개략적인 도면이 도시된다. 이것은 전압 제어 블록 (100)으로서 구현된다. 이런 접근 방식의 특징들이 다른 도면들과 동일한 경우에, 이것들은 동일한 참조 번호들에 의해 표시된다. 두 개의 제어기들은 FPSE/LA 출력 전압 (52)에 종속하여 병렬로 동작한다. 이것들은 클램프 제어기 (120) 및 오류 보상기 (130)이다. 상기 블록 도면은 또한 다음의 것들을 포함한다: 크기조절 및 정류 블록 (110); 삼각 또는 램프 (ramp) 신호 생성기 (142); 제1 비교기 (140); 제2 비교기 (145); 및 논리적 OR 게이트 (147).
상기 크기조절 및 정류 블록 (110) 내의 정밀 정류기의 출력은 과전압 보호 블록 (도시되지 않음)으로 제공된다. 상기 과전압 보호 블록의 출력은 (아래에서 설명되는) 외부 셧다운 회로로의 인터페이스를 제공한다. 상기 크기조절 및 정류 블록 (110)은 상기 클램프 제어기 (120) 및 상기 오류 보상기 (130)로의 입력을 또한 제공한다.
상기 클램프 제어기 (120)는 상대적으로 빠른 동작 응답을 제공하여, 상기 FPSE/LA의 전압이 특정 문턱값보다 더 클 때에 부하가 엔진 상에 존재한다는 것을 보장한다. 상기 클램프 제어기 (120)는 상기 발전기에 연결된 부하에서 빠른 과도상태 변화들을 제공한다.
상기 오류 보상기 (130)는 상대적으로 늦은 동작 응답 제어기를 제공한다. 그것은 긴 기간의 부하 조정을 달성하려고 의도된 것이다. 상기 오류 보상기는 비례-적분 (Proportional-Integral (PI)) 제어기를 기반으로 한다.
상기 클램프 제어기 (120) 및 상기 오류 보상기 (130) 둘 모두는 동일한 입력을 수신하며, 이것은 상기 크기조절 및 정류 블록 (110)으로부터의 FPSE/LA AC 출력의 크기 조절되며 정류된 버전이다. 상기 오류 보상기 (130)는 부분적으로 비교기로서 행동하여, 상기 FPSE/LA AC 출력의 상기 크기 조절되며 정류된 버전을 DC 전압 레퍼런스 (135)와 비교한다. 상기 DC 전압 레퍼런스 (135)는 상기 원하는 FPSE/LA 출력 전압을 표시한다.
상기 클램프 제어기 (120) 및 상기 오류 보상기 (130) 각각은 각자의 출력을 제공한다. 이것들은 고객 부하들이 보는 출력 전압을 조절하기 위한 두 개의 제어 신호들이다. 이 두 신호들 각각은 그러면 각자의 비교기 (140, 145)로 제공된다. 상기 제1 비교기 (140) 및 상기 제2 비교기 (145)로의 다른 입력은 상기 삼각 또는 램프 신호 생성기 (142)의 출력에 의해 공통적으로 제공된다. 그래서, 상기 제1 비교기 (140) 및 상기 제2 비교기 (145) 각각의 출력은 펄스 폭 변조 (Pulse Width Modulation (PWM)) 신호이다. 이 PWM 제어 신호들은 논리적 OR 게이트 (147)를 이용하여 결합되어 딘일의 PWM 전압 제어 신호 (148)를 제공하며, 이것은 상기 전자 부하 (22)로 제공된다. 상기 전자 부하 (22)는 전력을 열로서 방산 (dissipate)하기 위해 사용될 수 있으며 그리고 뜨거운 물을 생성하기 위한 투입 히터 (immersion heater)와 같은 난방 시스템의 일부를 형성할 수 있을 것이다.
이 블록 도면에 따른 회로는 상대적으로 낮은 비용의 아날로그 전자 장치를 이용하여 구현되며 그리고 그것은 어떤 마이크로제어기 또는 값비싼 아날로그 멀티플라이어들도 필요로 하지 않는다. 그것은 상대적으로 작은 개수의 컴포넌트들을 이용하여 양호한 출력 전압 조정을 단일의 공급 회로로서 또한 제공한다.
상기 클램프 제어기 (120) 및 오류 보상기 (130)는 전압 제어 모드를 위해 설계되며, 그 전압 제어 모드에서 FPSE/LA로부터의 전압 출력은 원하는 레벨보다 더 낮지 않다. 이 경우에, FPSE/LA에 의해 생성된 과도한 전력을 방산하기 위해서 그리고 상기 고객 부하에서 보는 전압이 증가하는 것을 피하기 위해서, 상기 선형 얼터네이터가 보는 임피던스는 감소될 수 있다. 그러나, 과도현상적 또는 리액턴스성 부하들로 인한 높은 돌입 전류들에 대처하지 않는다.
이 문제점을 극복하기 위해, 다른 추가의 제어 시스템이 다음의 것들을 체크하기 위해 제공될 수 있다:
- 상기 고객 부하들로부터 요청된 전력은 주어진 FPSE/LA 전압을 위해 이용 가능한 최대 전력을 초과하지 않는다;
- 상기 얼터네이터로부터 요청된 전류는 피스톤 과도-행정들로서 상기 엔진에게 손상을 줄 수 있는 포화 전류보다 더 커지지 않을 것이다;
- 상기 돌입 전류들은 더 낮은 출력 전압 레벨로 제공될 수 있다.
이 새로운 제어 시스템은 일정한 전력 소스로서 행동할 수 있다. 다음에 도 4b를 참조하면, 전력 제어를 위해 FPSE/LA에 기초하여 발전기를 위한 출력 전압의 조정을 위해서 오류 신호를 생성하기 위한 접근 방식용의 개략적인 도면이 도시된다. 이것은 전압 제어 블록 (150)으로서 구체화된다. 이런 접근 방식의 특징들이 다른 도면들과 동일한 경우에, 이것들은 동일한 참조 번호들에 의해 표시된다. 전압 제어 블록 (100)을 구비하여, 클램프 제어기 (160) 및 오류 보상기 (130)는 상기 FPSE/LA 출력 전압 (52)에 종속하여 병렬로 행동한다. 이것은 상기 전압 제어 블록 (130)과 유사한 방식으로 동작한다. 그러나, 상기 오류 보상기 (130)는 상기 FPSE/LA 출력의 크기 조절된 그리고 정류된 버전을 DC 전압 레퍼런스 (170)와 비교하며, 이 DC 전압 레퍼런스 (170)는 참조번호 100의 전압 제어 블록에 의해 사용된 DC 전압 레퍼런스 (135)와는 상이할 수 있다. 또한, 클램프 제어기 (160) 및 오류 보상기 (130)는 상기 전압 제어 블록 (100)으로부터의 상이한 오류 계산을 이용한다. 이것은 아래에서 설명될 것이다. 단일의 PWM 전력 제어 신호 (149)가 AC 초퍼 (44)로 제공된다.
도 4b에 도시된 것과 같은 전압 제어 전략을 구비한 전력 제어 방법은 짧은 기간의 시간 동안 돌입 전류를 공급할 수 있다. 동조 커패시터 (12) 이후의 FPSE/LA 전압이 상기 원하는 출력 전압보다 더 낮을 때에, 상기 FPSE/LA는 과부하인 것으로 간주된다. 이 상태는 특정 구간의 시간 동안 돌입 전류들을 요청하는 부하들과 함께 발생할 수 있다. 과부하 상태 하에서 상기 발전기의 이용 가능한 최대 전력은 그 발전기가 중단할 때까지 2차의 방식으로 감소될 것이다. 이 약점은, 상기 FPSE/LA가 일정 출력 전압 조정에서 공급할 수 있는 최대 전력 아래의 부하에 의해 요청되는 최대 전력을 유지함에 의해 더 낮은 전압들에서 더 높은 전류들을 전달하기 위해 AC/AC 버크 (Buck) 컨버터를 이용하여 발전기 전압을 스텝 다운하여 극복되는 것이 입증되었다.
그리드 독립 모듈 (Grid Independent Module (GIM)) 유닛은 상기 전압 제어 블록 (100) 및 상기 전력 제어 블록 (150) 둘 모두를 기초로 한다. 상기 전압 제어 블록 (100)은 상기 FPSE/LA의 전력 변조를 달성하며 그리고 상기 전력 제어 블록 (150)은 돌입 전류들에 대처하기 위해 일정한 전력 소스로서 행동한다. 전력 제어 모드를 위해, 상기 PWM 제어 신호 (149)는 상기 AC/AC 버크 조정기 (44)를 제어한다. 이것은 고객 부하들 (30)이 보는 전압에 영향을 주며, 더 높은 전류를 끌어오도록 허용한다. 전압 제어 모드를 위해서, 상기 PWM 제어 신호 (148)는 상기 전자 부하 (22)를 제어한다. 이것은, 상기 전자 부하 (22)의 임피던스가 감소된다면, 상기 선형 얼터네이터 (210)의 전압 출력이 감소되도록 할 수 있다. 상기 전압 제어기의 구현된 PWM 출력 신호 (148)는 외부에서 가능하게 될 수 있으며 또는 불능이 될 수 있다.
상기 전력 제어 모드는 돌입 전류들을 적어도 부분적으로 완화하는 것을 모색한다. FPSE/LA의 동역학에서 돌입 전류들의 효과는 기계적인 관점으로부터 설명될 수 있다. 피스톤 상에 작용하는 힘은 스털링 사이클로 인해 생성된 압력 파에 종속한다. 상기 피스톤 상에 작용하는 힘 그리고 상기 얼터네이터 전류에 종속하는 반대 힘 사이의 정상-상태 균형은 정상적인 상태들 아래에 도달한다. 기계적인/동역학적인 관점으로부터의 상기 얼터네이터는 스프링 질량 감쇠 (spring mass damper) 시스템처럼 행동한다.
돌입 전류들의 영향을 이해하기 위해서, 상기 선형 얼터네이터의 행동을 설명하는 등가의 기계적 시스템은 스프링으로 간략화된다. 상기 얼터네이터의 스프링 상수는 상기 얼터네이터 포화 상태에 종속하게 될 것이다. 전류가 상기 얼터네이터를 포화시키는 최대 전려보다 더 클 때에, 상기 스프링 상수는 극적으로 감소할 것이며 그리고 상기 피스톤은 초과 이동 (over-travel)할 수 있다 (상기 피스톤 움직임에 반하는 힘은 변위에 종속하여 아주 더 낮아질 수 있다). 상기 엔진은 과부하들에 어느 정도의 보호를 제공할 수 있는 몇몇의 스프링 자석들을 구비하지만, 큰 돌입 전류들은 이 유형의 발전기에는 문제점을 남긴다는 것에 유의해야 한다.
상기 제어기들의 동작에 대한 더욱 상세한 설명이 이제 제공된다.
크기조절 (scaling) 및 정류 블록
도 5a를 참조하면, 오류 신호의 생성의 일부로서 예시의 전압 파형들이, 특히 상기 크기조절 및 정류 블록 (110)에 의해 생성된 파형에 대한 예가 도시된다. 상기 FPSE/LA 전압 (300)은 AC 사인곡선 전압 (예를 들면, 240Vrms)이다. 이 전압은 DC 레벨로 크기 조절 된다 (2.5V DC 오프셋을 구비하여 0부터 5V로).
도 5b를 참조하면, 오류 신호의 생성의 일부로서 예시의 전압 파형들이, 특히 정밀 정류기에 의해 생성된 파형에 대한 예가 도시된다. 상기 크기 조절된 AC 신호 (310)는 정류된 신호 (320)로 정류되며, 그래서 오류 전압이 한정될 수 있도록 한다. 상기 정류된 신호 (320)의 평균 값 Vavg는 상기 FPSE/LA 전압 (300)에 비례한다.
이제 도 11을 참조하면, 회로 그리고 0 내지 5V 범위 내에서 전압을 크기 조절하기 위한 등가 회로들이 도시된다. 이 회로에 대한 지배적인 방정식은 다음과 같다.
Figure pct00002
오류 보상기
전압 제어 모드에서, 오류 보상기 (130)는 상기 원하는 출력 전압을 나타내는 2.5 내지 5V 내의 DC 전압 레퍼런스를 수신한다. 이것은 도 5b에서 Vref로 보인다. 상기 오류는, FPSE/AC 크기 조절되고 정류된 전압 (320)에서 상기 DC 전압 레퍼런스를 뺀 것으로, 즉, Vavg-Vref로 정의된다. 상기 PI 오류 보상기 (130)는 이 오류를 최소화하는 출력 신호를 제공한다.
전력 제어 모드에서, 0 내지 2.5V 내의 DC 전압 레퍼런스는 상기 원하는 출력 전압을 나타낸다. 상기 오류는, 상기 원하는 FPSE/LA AC 출력 전압에서 상기 FPSE/AC 크기 조절되고 정류된 전압 (320)을 뺀 것으로, 즉, Vref-Vavg로 정의된다. 상기 오류 보상기 (130)는 이 오류를 최소화하는 출력 신호를 다시 제공한다.
아날로그 또는 디지털 오류 보상기 기술들이 사용될 수 있다. 아날로그 PI 제어기가 양호한 과도 응답, 간략함 및 낮은 비용을 제공하기 때문에 현재 사용된다. Chetty, P. R. K., "Modelling and design of switching regulators", IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 1982, AES-18 (3), p. 333 - 344에서 제시된 것과 같은 다른 아날로그 보상 전략들이 구현될 수 있다.
도 12를 참조하면, 아날로그 비례-적분 제어기를 위한 회로가 보인다. 이 회로의 주파수 응답은 다음의 식으로 주어진다.
Figure pct00003
상기 회로의 타임 도메인 응답은 다음의 식으로 주어진다.
Figure pct00004
전압 제어 모드를 위한 클램프 제어기 (clamp controller)
상기 FPSE/LA가 낮은 관성 발전기이기 때문에, 특히 상기 엔진 전압이 260Vrms보다 더 높다면, 상기 클램프 제어기 (160) (피드 포워드 제어기)는 빠른 순간적인 과도현상 보호를 제공하도록 구현된다. 이것은 과행정 (overstroke)으로 인한 만회할 수 없는 손상의 결과가 될 수 있다. 상기 클램프 제어기 (160)는 정류된 엔진 전압이 특정 값 (예를 들면, 240Vrms)보다 더 높을 때에만 행동한다. 이 회로는 상기 엔진 전압이 특정 클램프 문턱값 (Vclamp_th, 예를 들면, 미리 정의된 값은 240Vrms와 연관된다)보다 더 높을 때에 존재하는 부하가 항상 있다는 것을 보장한다. 상기 발전기에 연결된 부하에서 큰 스텝 변이들이 존재할 때에, 그것이 과도상태 부하들에 대한 보호를 제공하기 때문에 상기 클램프 회로는 아주 바람직하다.
상기 클램프 회로는 실시간 응답을 제공한다. 상기 크기 조절되고 정류된 FPSE/LA AC 신호가 상기 클램프 문턱값보다 더 클 때에, 상기 클램프 제어기는 전압 차이에 비례하는 출력 전압을 제공한다. 전압 제어 모드를 위한 상기 클램프 회로에 대한 오류는 다음과 같이 정의된다:
Figure pct00005
다음에 도 6a를 참조하면, 전압 제어 모드에서 상기 클램프 제어기의 동작을 위한 예시의 전압 파형들 및 듀티 사이클 특성들이 보인다. 비록 상이한 전력 전자 토폴로지를 기초로 하는 다른 전자 부하 구현들이 상이한 듀티 사이클 대 얼터네이터 전압 특성을 필요로 한다면, 전압 제어를 위한 듀티 사이클 신호는 DC 버크 컨버터를 기초로 하는 전자 부하에 대해서 효과적이다. 전압 문턱값 및 이득 (gain)은 전위차계들의 쌍을 이용하여 조절될 수 있다.
상기 정류된 전압은 과전압 보호 블록을 위해 또한 사용된다. 과전압 이벤트는 전자 부하 고장이라는 일어날 것 같지 않은 이벤트 하에서의 예로서 발생할 수 있을 것이다. 상기 엔진 전압이 예컨대 260Vrms보다 더 높다면, 단안정 (monostable)에 의해 미리 정의된 구간의 시간 동안 솔리드 스테이트 스위치 또는 릴레이가 트리거된다. 과전압 트립 (overvoltage trip)이 일어나자마자 상기 LFPSE/LA는 셧다운된다.
PWM 신호에 대한 듀티 사이클은 상기 클램프 문턱값보다 더 높은 전압에 대해 정의될 수 있다. 전압 제어 모드에 대한 가능한 클램프 전달 응답은 도 6a에 보인다.
도 6b를 참조하면, 전력 제어 모드에서 클램프 제어기의 동작을 위한 예시의 전압 파형들 및 듀티 사이클 특성들이 보인다. 비록 상이한 전력 전자 토폴로지를 기초로 하는 다른 전자 부하 구현들이 상이한 듀티 사이클 대 얼터네이터 전압 특성을 다시 필요로 할 수 있을 것이지만, 전력/전류 제어에 대한 듀티 사이클 신호는 AC/AC 버크 컨버터를 위해 유효하다. 상기 클램프 제어기는 상기 정류된 전압의 역전된 버전을 이용하도록 수정된다. 상기 크기 조절되고 정류된 FPSE/LA AC 신호가 전류 제어를 위한 클램프 문턱값 (이것은 전압 제어를 위한 클램프 문턱값보다 더 작을 것임)보다 더 낮을 때에, 상기 클램프는 전압 차이에 비례하는 출력 전압을 제공한다.
Figure pct00006
상기 오류는 크기 조절되고, 정류되며 그리고 역전된 전압인 FPSE/AC 출력 전압에서 (DC 전압 값으로 표현된) 상기 원하는 FPSE/AC 출력 전압을 뺀 것으로 정의된다.
다음에 도 13을 참조하면, 클램프 회로를 위한 회로가 보인다. 이 선형 회로에 대한 분석은 다음의 방정식들을 산출한다.
Figure pct00007
전압의 영향 및 전력 제어 모드
도 2e에서 보이는 것처럼, 전압 제어 블록 (20)은 엔진의 전력 변조를 달성할 수 있으며 그리고 전력 제어 블록 (43)은 높은 돌입 전류들을 요청하는 부하들에 대처할 수 있다. 이 두 제어기들은 위에서 설명된 것처럼 상이한 오류 정의들을 이용하여 동작한다. 상기 전압 제어에 대해, 상기 FPSE/LA 전압이 상기 원하는 레퍼런스 전압보다 더 높을 때에 상기 오류는 양이다. 그러므로, 오류를 최소화하고 FPSE/LA 출력 전압 조정을 달성하기 위해서 더 높은 부하가 상기 엔진에 연결되어야만 한다. 전력 (전류 제어)을 위해, 상기 FPSE/LA 전압이 상기 원하는 전압보다 더 낮을 때에 상기 오류는 양이다.
결과적으로, 각 제어기를 위해 두 개의 전압 세팅들이 존재하여, 어느 전압 이상의 전압에서 전압 제어 모드가 가능해지는 그 전압 (Vref_VC) 그리고 어느 전압 이하의 전압에서 전력 제어 모드가 가능해지는 그 전압 (Vref_PC)을 식별한다.
먼저 도 7을 참조하면, 상기 제어기의 동작을 제어하기 위한 문턱값들이 안정된 동작을 위해 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다. 전압 제어를 위한 레퍼런스 전압은 전류/전력 제어를 위한 레퍼런스 전압보다 더 높은 적어도 수 볼트이다. 그럼으로써 상기 전압 제어 (VC) 및 상기 전력 제어 (PC) 사이의 상호영향들이 회피된다.
이 방식에서 구현된 두 개의 상이한 레퍼런스 전압들은 히스테리시스를 제공하며 그리고 난조 (hunting) (이것은 신호에서의 노이즈로부터 비롯된 상기 모드들 사이에서 반복되는 교번이며 상기 문턱값의 교차들을 반복시키는 원인임)를 피하게 한다. 이것은 US-2009/224738에서 더욱 상세하게 설명된다. 예를 들어, 상기 FPSE/LA가 220Vrms의 레퍼런스 전압으로 전압 제어 모드에서 동작하고 있을 때에, 220Vrms 또는 그 밑의 전압 강하는 전력 제어 모드로의 스위치를 초래하기 위한 과도한 전류 요청을 나타내기 위해 충분하게 크다. 전력 제어 모드가 우세할 때에, 상기 전압 제어기가 대신에 우세하도록 하기 위해서 상기 전류 요청이 정상이라는 것을 표시하기 위해 225Vrms로의 상승이 사용될 수 있다.
도 8을 참조하면, 안정된 동작이 항상 가능하지는 않을 수 있는 경우에 상기 제어기의 동작을 제어하기 위해서 문턱값들이 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다. 이론적으로는, 상기 VC 및 PC를 위한 전압 문턱값들이 동일한 값으로 (또는 매우 가까운 값들로) 세팅된다면, 상기 제어기는 문제없이 동작해야 한다. 그러나, 실제의 시나리오에서 상기 FPSE/LA에서 존재하는 노이즈는 VC 알고리즘 및 PC 알고리즘 둘 모두의 사이에서 바람직하지 않은 상호 영향으로 이끌 수 있을 것이다. 그래서, 상기 제어기는 불안정하게 될 수 있다.
이제 도 9를 참조하면, 상기 제어기의 동작을 제어하기 위한 문턱값들이 불안정한 동작을 위해 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다. 난조가 이 경우에 발생할 것 같다. 도 10을 끝으로 참조하면, 안정된 동작이 절대 가능하지 않도록 상기 제어기의 동작을 제어하기 위해서 문턱값들이 어떻게 세팅될 수 있는가를 보여준다. 상기 전력 (전류) 제어 모드는 항상 액티브이며, 상기 고객 부하들에서의 전압을 스텝 다운시킨다.
램프 생성기 (Ramp Generator)
이제 도 14를 참조하면, 램프 생성기를 위한 회로가 도시된다. 상기 램프 생성기는 두 개의 비교기들 (401, 402) 그리고 하나의 RS 플립 플롭 (403)을 이용하여 구현된다. 진동 주기 T는 다음의 식들을 따른다.
Figure pct00008
여기에서,
Figure pct00009
이며,
그리고
Figure pct00010
이다.
전자 부하 (Electronic Load)
전자 부하는 전력 전자 토폴로지의 전기적인 특성들을 활용하는 가변 부하이다. 이것은 전압-제어를 위해 사용된다.
도 15를 참조하면, 일반화된 전자 부하가 예시되며, 이 전자 부하는 고정 부하에 연결된 전력 전자 컨버터를 포함한다. 전력 전자 토폴로지의 유형 및 상기 전자 부하의 동작의 모드에 종속하여, 이득 함수 (Gain function (G))가 상이할 수 있으며 그리고 결과로 생기는 임피던스 관계는 그에 따라서 변할 것이다. 예를 들면, CCM (Continuous Conduction Mode, 전류 연속 모드)에서 동작하는 버크 컨버터는 범위 [0,1] 내에서 가변인 d 로 정의된 듀티 사이클을 구비한 PWM 신호를 수신할 것이다. 그러면 그것의 이득은 다음과 같이 정의된다.
Figure pct00011
CCM에서 부스트 컨버터를 위해, 상기 이득은 다음과 같이 정의될 것이다.
Figure pct00012
CCM에서 플라이백 (flyback)과 같은 격리된 컨버터를 위해, 상기 이득은 듀티 사이클 그리고 변압기 권선들 비율 n의 함수이다.
Figure pct00013
다른 컨버터들을 위해, 상기 이득 함수들 또한 결정될 수 있다.
일반적으로, 다음의 관계로 주어진 것처럼 상기 전자 부하의 출력 전압은 상기 듀티 사이클의 함수라는 것을 알 수 있다.
Figure pct00014
다음의 관계들은 잘 알려진 것이다.
Figure pct00015
이것들을 이용하고 그리고 무손실 전력 변환 (Pout = Pin 또는 등가적으로, η = Pout / Pin
Figure pct00016
1)을 가정하면, 상기 입력 및 출력 임피던스 사이의 관계 또한 결정될 수 있다. 보통은, 상기 컨버터는 1 미만의 성능을 보여주지만, 우리는 그것이 1이라고 가정할 수 있다.
Figure pct00017
그러면, 특정 f(d)를 가진 특정 전자 부하에 대해 특정 관계가 확인될 수 있다. CCM에서 버크 컨버터에 대해 다음의 관계들이 성립한다.
Figure pct00018
그리고
Figure pct00019
CCM에서 부스트 컨버터에 대해 다음의 관계들이 성립한다.
Figure pct00020
그리고
Figure pct00021
CCM에서 플라이백에 대해서 다음의 관계들이 성립한다.
Figure pct00022
알 수 있듯이, (갈바닉 격리 (galvanic isolation)를 구비한) 플라이백 컨버터에 대한 입력 임피던스는 변압기 권선 비율 및 듀티 사이클의 함수이다.
그러므로 전자 부하는 임의 유형의 전력 전자 토폴로지로 구현될 수 있다. 그러나, 상기 버크 컨버터는 간략함 및 비용의 면에서 유리함들을 가진다. (안전 규정들과 같은) 어떤 이유로 (투입 히터일 수 있는) 고정 부하에 대해 갈바닉 격리가 필요하다고 지시된다면, 그러면 반-브리지 또는 푸시-풀과 같은 다른 유형의 컨버터가 상기 버크 컨버트를 대신해서 사용될 수 있을 것이다.
다른 모습의 전자 부하는 가변의 단권 변압기를 사용할 수 있으며, 그 단원 변압기의 가동자 (wiper)는 고정 부하에 연결된 전압을 스텝 업 또는 스텝 다운하기 위해서 이동된다. 도 16을 다음으로 참조하면, DC 초퍼에 대한 전자 부하의 대안의 유형 및 가변의 단권 변압기가 보인다. 불연속적인 개수의 저항들 (R1, R2, …, Rn)이 병렬로 제공되고, 각 저항은 전류가 상기 저항을 통해서 지나가는가의 여부를 제어하는 각자의 스위치 (SW1, SW2, …, SWn)에 연결된다. 이것들은 릴레이들 또는 솔리드 스테이트 스위치들일 수 있다. 제어 블록은 상기 스위치들을 동작시키거나 비활성화하기 위해 제어 신호 (또는 신호들)를 제공한다. 그러나, 이런 접근 방식은 부피가 크고, 비용이 들며 그리고 일반적으로 (불연속적인 단계들만이 가능한) 정밀한 전압 조정을 달성할 수 없다.
AC 컨버터
AC 부하들의 전력 제어 (전류 제어)를 위해, AC 컨버터가 사용될 수 있다. 상기 부하에 AC가 공급되면, AC/AC 컨버터가 사용된다. 이것은 양방향 스위치들 또는 고주파수 링크들을 기초로 할 수 있다. 사용된 AC/AC 컨버터의 유형은 부하의 유형에 종속할 수 있다.
동작의 원칙은 상기 전자 부하의 원칙과 유사하다. (듀티 사이클을 가진) 제어 신호를 사용하여 입력 임피던스가 제어될 수 있다. 상기 GIM 유닛과 같은 AC 부하들의 경우를 위해서, 구현하기 위한 가장 간단한 AC/AC 컨버터 또는 전력 전자 토폴로지는 버크 컨버터이다. 전류 연속 모드 (CCM) 내 상기 AC/AC 버크 컨버터는 상기 듀티 사이클에 비례하는 이득을 보여준다. 그러나 상기 전압들은 전통적인 DC 버크와 비교하면 보통은 사인 곡선 모습이다. (아래에서 보이는) 이득 함수에 따라, 입력 임피던스는 상기 듀티 사이클을 변경함으로써 제어될 수 있다:
Figure pct00023
.
그래서, 상기 임피던스 관계는 상기 듀티 사이클에 의해 또한 제어된다.
Figure pct00024
그러나, AC 컨버터들 용의 많은 유형의 전력 전자 토폴로지가 존재하며, 그것들은 다음을 포함할 수 있다: AC/AC 부스트; AC/AC 버크 부스트; 및 격리 토폴로지들을 구비한 AC/AC (풀브리지 (full bridge)). 예를 들면, AC 부하가 갈바닉 격리를 필요로 하는 경우에, AC/AC 풀브리지가 바람직하게 사용된다. 본질적으로, 상기 전자 부하에 적용된 것과 동일한 개념들이 상기 AC 컨버터에도 또한 적용될 수 있다. 비록 어떤 전력 전자 토폴로지가 적합할 수 있을 것이지만, 경제적인 강제들, 신뢰성 강제들 (스위치들의 개수, 반도체들에서의 응력들) 그리고 다른 문제점들은 AC 컨버터 토폴로지의 선택을 제한할 수 있다. 도 4b의 실시예에서, 이런 문제점들을 고려하여 상기 AC/AC 버크가 선택되었다.
대안들
특정 실시예가 설명되었지만, 본 발명이 속한 기술 분야에서의 통상의 지식을 가진 자는 다양한 수정들 및 치환들을 숙소할 수 있다. 예를 들면, 늦은 응답 제어기 및 빠른 응답 제어기가 사용될 수 있다. 심지어 빠른 응답 제어기가 클램프 제어기라고 하더라도, 상기 늦은 응답 제어기는 PI 제어기일 필요는 없으며, 이는 예를 들면 비례 제어기 또는 PID 제어기가 사용될 수 있기 때문이다.
전압-제어 및 전류-제어가 바람직한 실시예에서 제공된다. 그럼에도 불구하고, 대안들이 가능할 수 있다는 것이 이해될 것이다. 특히, 다른 구현들은 전압-제어만을 또는 전류-제어만을 제공할 수 있으며 그리고 각각을 또는 둘 모두를 선택적으로 구현하는 것이 가능할 수 있다.
본원에서 설명된 실시예에서 PWM 제어 신호들이 (여러 유리함들을 가지고) 사용되었지만, 신호의 다른 유형들이 대신에 사용될 수 있다. 전압 제어 블록 및 전류 제어 블록의 회로들은 위에서 설명된 것과 상이할 수 있으며 그리고 상기 전압 제어 블록 및 전류 제어 블록의 공통의 컴포넌트들은, 실제적인 또는 효율성의 이유들로 인해서 본원에서 제시된 것들과 상이할 수 있다. 아날로그 회로, 디지털 회로 그리고 그 둘의 조합이 본 발명을 구현하기 위해 사용될 수 있다. 프로그램 가능한 로직, 펌웨어 또는 소프트웨어가 추가로 또는 대안으로서 사용될 수 있다.

Claims (20)

  1. 발전기의 전기적 출력을 위한 조정기로서, 상기 조정기는:
    상기 전기적 출력의 적어도 하나의 특성을 표시하는 신호를 수신하기 위한 입력단;
    상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제1 제어 신호를 제공하도록 구성된 제1의 상대적으로 빠른-응답 서브-제어기;
    상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제2 제어 신호를 제공하도록 구성된 제2의 상대적으로 늦은-응답 서브-제어기; 그리고
    상기 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 기초하여 상기 전기적 출력을 조절하기 위해 결합된 제어 신호를 제공하도록 배열된 출력단을 포함하는, 조정기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 발전기는 스털링 (Stirling) 엔진을 포함하는, 조정기.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 서브-제어기는 피드포워드 (feedforward) 제어기를 포함하는, 조정기.
  4. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 제2 서브-제어기는 오류 보상 제어기를 포함하는, 조정기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제2 서브-제어기는 비례-적분-미분 (Proportional-Integral-Derivative, PID) 제어기의 모습을 포함하는, 조정기.
  6. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 제2 서브-제어기는 레퍼런스로서 DC 레벨을 사용하는, 조정기.
  7. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 특성은:
    상기 전기적 출력의 전압; 전류; 및 전력 중 하나 이상을 포함하는, 조정기.
  8. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 제1 제어 신호는 제1 전류-제어 신호 및 제1 전압-제어 신호를 포함하며, 상기 제2 제어 신호는 제2 전류-제어 신호 및 제2 전압-제어 신호를 포함하며, 상기 결합된 제어 신호는:
    상기 제1 전류-제어 신호 및 제2 전류-제어 신호에 기초하여 상기 전기적 신호를 조절하기 위해 결합된 전류-제어 신호; 그리고
    상기 제1 전압-제어 신호 및 제2 전압-제어 신호에 기초하여 상기 전기적 신호를 조절하기 위해 결합된 전압-제어 신호를 포함하는, 조정기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 서브-제어기는:
    상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제1 전류-제어 신호를 제공하도록 구성된 제1 전류-제어 서브-제어기; 그리고
    상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제1 전압-제어 신호를 제공하도록 구성된 제1 전압-제어 서브-제어기를 포함하는, 조정기.
  10. 제8항 또는 제9항에 있어서,
    상기 제2 서브-제어기는:
    상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제2 전류-제어 신호를 제공하도록 구성된 제2 전류-제어 서브-제어기; 그리고
    상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 상기 제2 전압-제어 신호를 제공하도록 구성된 제2 전압-제어 서브-제어기를 포함하는, 조정기.
  11. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 제1 서브-제어기 및 상기 제2 서브-제어기 각각은 각자의 오류 신호 생성기를 각각 포함하며,
    각 오류 신호 생성기는 상기 적어도 하나의 특성을 각자의 레퍼런스 값과 비교하여 각자의 오류 신호를 생성하도록 구성되며 그리고 상기 각자의 오류 신호를 최소화하기 위해 각자의 제어 신호를 생성하도록 더 구성된, 조정기.
  12. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 결합된 제어 신호는 적어도 하나의 펄스 폭 변조 (Pulse Width Modulation, PWM) 신호를 포함하는, 조정기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 제어 신호 및 상기 제2 제어 신호는 PMW 신호들인, 조정기.
  14. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 입력단은 상기 전기 발전기로부터 상기 전기적 출력을 수신하도록 구성된 단자들을 포함하며, 그리고 상기 조정기는:
    상기 입력 단자들을 가로질러 배열되며 그리고 상기 출력단으로부터 상기 결합된 제어 신호를 수신하고 그리고 그 수신한 결합된 제어 신호에 기초하여 자신의 저항을 세팅하도록 구성되어, 그것에 의해 상기 전기적 출력을 조절하는 전자 부하를 더 포함하는, 조정기.
  15. 제14항에 있어서,
    제8항 내지 제11항 중 어느 하나에 종속할 때에,
    상기 전자 부하는 상기 결합된 전압-제어 신호에 응답하는, 조정기.
  16. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 입력단은 상기 전기 발전기로부터 상기 전기적 출력을 수신하도록 구성된 단자들을 포함하며, 상기 조정기는:
    상기 입력 단자들에 배열되며 그리고 상기 출력단으로부터 상기 결합된 제어 신호를 수신하고 그리고 상기 수신한 결합된 제어 신호에 따라 상기 전기적 출력을 조절하도록 구성된 AC 컨버터를 더 포함하는, 조정기.
  17. 제16항에 있어서,
    제8항 내지 제11항 중 어느 하나에 종속할 때에,
    상기 AC 컨버터는 상기 결합된 전류-제어 신호에만 응답하는, 조정기.
  18. 전술한 항들 중 어느 항에 있어서,
    상기 입력단은 상기 전기 발전기로부터 상기 전기적 출력을 수신하도록 구성되며, 그리고
    상기 입력단은 상기 전기적 출력을 프로세싱하여 상기 적어도 하나의 특성을 표시하는 제2 신호를 생성하기 위해 배열된 신호 프로세싱 모듈을 포함하며,
    상기 제1 서브-제어기 및 제2 서브-제어기는 상기 적어도 하나의 특성을 표시하는 상기 제2 신호에 응답하는, 조정기.
  19. 발전기의 전기적 출력을 조정하는 방법으로서, 상기 방법은:
    상기 전기적 출력의 적어도 하나의 특성을 표시하는 신호를 수신하는 단계;
    제1의 상대적으로 빠른-응답 서브-제어기를 이용하여 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제1 제어 신호를 생성하는 단계;
    제2의 상대적으로 늦은-응답 서브-제어기를 이용하여 상기 적어도 하나의 특성을 기반으로 하여 제2 제어 신호를 생성하는 단계; 그리고
    상기 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호에 기초하는 결합된 제어 신호를 이용하여 상기 전기적 출력을 조절하는 단계를 포함하는, 방법.
  20. 프로세서 상에서 동작할 때에 제19항의 방법을 수행하도록 구성된 컴퓨터 프로그램.
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