JP2014512162A - 小型ｄｃリンク容量を備える光起電性電力変換器 - Google Patents

Abstract

光起電性の電力変換システム及びその方法が記載される。一つの例にて、ソーラー電力変換器を作動させるのに用いる方法は、一例における第２のステージの交流出力電圧の第１のサイクルの間に、交流出力電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差しているとき、ＤＣリンクのＤＣリンク電圧をサンプリングするステップを含む。第１のサイクル中にサンプリングされたＤＣリンク電圧と、交流電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差していた従前のサイクルの間にサンプリングされたＤＣリンク電圧との間の電圧差が決定される。決定された電圧差上の少なくとも一部に基づいて、ＤＣリンク電力が見積もられる。見積もられたＤＣリンク電力の少なくとも一部に基づき、第２のサイクルにて、第２のサイクルによるＡＣ電力出力が制御される。

Description

本出願は、２０１１年４月８日出願の特許文献１と２０１２年４月４日出願の特許文献２に基づく優先権を主張する。これにより、本開示の全体は、上記の出願全体を参照することにより組み込まれる。

本出願は、一般的には電力システムに関し、より詳しくは、光起電性の電力変換器に関する。

ある既知のソーラー電力システムにおいて、複数の光起電性（ＰＶ）パネル（太陽パネルとしても知られる）は、論理的または物理的に、ソーラーパネルのアレイを形成するように、共にグループ化される。ソーラーパネルアレイは、ソーラーエネルギを電気エネルギに変換する。この電気エネルギは、直接使用されて良いし、局所的な使用のために変換されても良いし、及び／又は変換されて電気グリッド又は他の目的地に伝送されても良い。

ソーラーパネルは、一般的に直流（ＤＣ）電力を出力する。そのようなソーラーパネルを電気グリッドに正確に結合するために、あるいはそれ以外で交流（ＡＣ）電力を提供するために、ソーラーパネルから受給される電力がＤＣからＡＣの電力に変換される。少なくともある既知のソーラー電力システムは、ＤＣ電力をＡＣ電力に変換するように、一段または二段の電力変換器を用いる。幾つかのそのようなシステムは、ソーラーパネルからの受給電力を最大化し、受給されるＤＣ電力を、実用的なグリッドの要求に応じるＡＣ電力に変換するための制御システムによって制御される。

ＤＣ／ＡＣコンバータは、瞬時の入力電力がＤＣであるため、通常はエネルギストレージが必要である。そしてそれ故、入力電力は１０から１０００ミリ秒の期間にわたって計測されるときに一定であり、一方で出力電力は時間変化するＡＣ出力である。エネルギストレージは、ＡＣ出力電力がＤＣ入力電力よりも低いとき、エネルギを貯蔵するように用いられる。そしてエネルギストレージは、ＡＣ出力電力がＤＣ入力電力よりも高いとき、エネルギを放出するように用いられる。多くの既知のシステムが、ＤＣ／ＡＣコンバータの設計において、主たるエネルギストレージ素子として電解キャパシタを用いる。

図６は、６０ヘルツで定格２５０ワットにおける単相ＡＣ電力グリッドへと作動する理想的な無損失ＤＣ／ＡＣコンバータに対する時間の関数としての、エネルギストレージ素子からのＤＣエネルギ入力１２とＡＣエネルギ出力１４を示すグラフ（参照符号１０）である。グラフ１０にて見られるように、二つの描線の間の差はＡＣグリッド周波数の二倍における電力リップルであり、６０ヘルツ（Ｈｚ）ＡＣ電力システムにおいて１２０Ｈｚのリップルである。

ある既知のＤＣ／ＡＣコンバータにおいては、エネルギストレージの電解キャパシタはコンバータへの入力部において配置される。エネルギストレージコンポーネントは、コンバータへの入力部において配置されなくても良いのだが、代わりに電力変換プロセスの中間において配置されても良い。例を挙げると、あるＤＣ／ＡＣシステムは、ＤＣ／ＡＣ出力変換ステージによって追従されるＤＣリンクストレージによって追従される、ＤＣ／ＤＣ変換ステージを備えるように設計される。電解キャパシタが、ＤＣ／ＡＣコンバータの入力部において又はＤＣリンクにて用いられるとき、その電解キャパシタは、通常はインバータが動作する如何なるスイッチング周波数においても、二倍のＡＣ電力周波数（例えば６０Ｈｚ電力システムにて１２０Ｈｚ）のリップル周波数であっても、双方で低いリップル電圧を維持するようにサイズ化される。

米国仮特許出願６１／５１６８１６号明細書 米国非仮特許出願１３／４３９１３５号明細書

電解キャパシタは、比較的大きな量のストレージ容量を得るのに、比較的低い費用の手法である。しかしながら、電解キャパシタは、比較的早く消耗し、有用な耐用期間を制限する。電解キャパシタは、通常、全電力動作の５０００から１００００時間において評価される。電解キャパシタにおける通常の消耗機構は、キャパシタにおける電極の蒸発であり、これは内部抵抗の増大およびキャパシタンスの減少を引き起こす。電解キャパシタは、比較的高い内部抵抗も有し、比較的高い電力損失およびその電解キャパシタを内包するコンバータの効率減少をもたらす可能性がある。したがって、より良い解決策が必要とされている。

この背景技術の章は、本開示の様々な態様に関連され得る様々な技術の態様を、読み手に導入することを意図しており、本開示は以下に記載および／または請求をする。この議論は、本開示の様々な態様のより良い理解を促進するための、背景技術の情報を読み手に提供するのに役立つと信じられる。よって、これらの主張はこの見解で読まれるためのものと理解されるべきであり、先行技術の承認として理解されるべきでない。

本開示の一つの形態は、ソーラー電力変換器を作動させるために用いる方法である。この電力変換器は、光起電性のモジュールに結合し、直流（ＤＣ）電力を出力するための第１のステージと、第１のステージの出力に結合し、交流（ＡＣ）電力を出力するための第２のステージと、第１のステージと第２のステージの間に結合されるＤＣリンクとを含む。この方法は、一例における第２のステージの交流出力電圧の第１のサイクルの間に、交流出力電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差しているとき、ＤＣリンクのＤＣリンク電圧をサンプリングし、第１のサイクル中にサンプリングされたＤＣリンク電圧と、交流電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差していた従前のサイクルの間にサンプリングされたＤＣリンク電圧と、の間の電圧差を決定し、決定された電圧差上の少なくとも一部に基づいて、ＤＣリンク電力を見積もり、見積もられたＤＣリンク電力の少なくとも一部に基づいて、第１のサイクルの後の第２のサイクルにて、第２のサイクルによるＡＣ電力出力を制御することを含む。

本開示の別の形態は、グリッドタイのソーラー電力変換器である。この電力変換器は、直流（ＤＣ）電力入力を受給するための入力部と、ＤＣ電力入力を受給するとともに、ＤＣ電力出力を提供するための出力部を含む第１のステージと、第１のステージの出力部に結合されるＤＣリンクと、ＤＣリンクに結合されるとともに、ＤＣ電力を交流（ＡＣ）出力電力に変換するように構成される第２のステージと、第２のステージに結合される制御部と、を含む。制御部は、一例における第２のステージの交流出力電圧の第１のサイクルの間に、交流出力電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差しているとき、ＤＣリンクのＤＣリンク電圧をサンプリングし、第１のサイクルの間にサンプリングされたＤＣリンク電圧と、交流の出力電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差していた従前のサイクルの間にサンプリングされたＤＣリンク電圧との間の電圧差を決定し、決定された電圧差の少なくとも一部に基づいて、ＤＣリンク電力を見積もり、見積もられたＤＣリンク電力の少なくとも一部に基づいて、第１のサイクルの後の第２のサイクルにて、第２のステージによってＡＣ電力出力を制御するように構成される。

以上に記載される形態に関連して言及される特徴について、様々な改良が存する。更なる特徴も、勿論、以上に記載の形態に付加されても良い。これらの改良及び付加的な特徴は、独立に、または如何なる組み合わせにおいて存しても良い。例えば、説明される実施形態のいずれかに関連して以下に議論される、様々な議論が、単独でも如何なる組み合わせでも、以上に記載の形態のいずれに付加されても良い。

例示の電力変換システムの概略ブロック図である。 図１に示すシステムにて用いられる、例示のコンバータの概略図である。 例示のコンバータのシミュレーション結果を示すグラフである。 図２に示すＤＣリンク電圧の関数としての、コンバータの所望の電力出力のグラフである。 図１に示す電力変換システムを含む、例示の設備の概略ブロック図である。 （先行技術の）理想的な無損失ＤＣ／ＡＣコンバータにおける時間の関数としての、エネルギストレージ素子からのＤＣエネルギ入力とＡＣエネルギ出力のグラフである。様々な図示における同様の参照符号は、同様の要素であることを示す。

本明細書に記載の実施形態は、一般的には電力システムに関する。より詳しくは、本明細書に記載の実施形態は、直流（ＤＣ）入力電力を交流（ＡＣ）出力電力に変換するための光起電性電力変換器に関する。

図１は、例示の電力変換システム１００の概略ブロック図である。電力源１０２は、電流をシステム１００に供給するように、電力変換システム１００に結合される。例示の実施形態において、電力源１０２は、少なくとも一つの光起電性パネルを含む光起電性、すなわち「ソーラー」アレイである。代替的に又は付随的に、電力源１０２は少なくとも一つの燃料電池、ＤＣ生成器、及び／又は電力変換システム１００に本明細書記載の機能を実行させられる如何なる他の電力源を含む。

例示の実施形態において、電力変換システム１００は、電力源１０２から受給されるＤＣ電力を、入力キャパシタ１０５を介してＡＣ出力に変換するための電力変換器１０４を含む。他の実施形態において、電力変換器１０４はＤＣ電力を出力しても良い。例示の電力変換器１０４は、第１のステージ１０６と第２のステージ１０８を含む、二つのステージの電力変換器である。エネルギストレージコンポーネント１０９は、第１のステージ１０６と第２のステージ１０８の間に結合される。例示の実施形態において、エネルギストレージコンポーネント１０９は非電解キャパシタである。より具体的には、例示のエネルギストレージコンポーネント１０９は、ポリプロピレンのフィルムキャパシタである。他の実施形態において、如何なる他の適切な非電解キャパシタが用いられても良い。第１のステージ１０６は、電力源１０２からＤＣ電力の入力を受けて、第２のステージ１０８とエネルギストレージコンポーネント１０９にＤＣ電力を出力する、ＤＣ／ＤＣ電力変換器である。電力変換器１０４の出力電力がＤＣ入力電力よりも少ないとき、過剰なエネルギはエネルギストレージコンポーネント１０９に貯蔵される。さらにエネルギストレージコンポーネント１０９は、電力変換器１０４の出力電力がＤＣ入力電力よりも大きいとき、貯蔵されたエネルギを第２のステージに供給する。第２のステージ１０８は、第１のステージ１０６及び／又はエネルギストレージコンポーネント１０９から受給されるＤＣ電力をＡＣ電力出力に変換する、（時折インバータともいう）ＤＣ／ＡＣ電力変換器である。他の実施形態において、電力変換器１０４はより多い又はより少ないステージを含んでも良い。特に、ある実施形態において電力変換器１０４は第２のステージ１０８のみ含んでも良い。

電力変換システム１００は、フィルタ１１０も含み、第１のステージ１０６と第２のステージ１０８の動作を制御する制御システム１１２も含んでいる。制御システム１１２は、アナログコントローラ、デジタルコントローラ、又はアナログとデジタルのコントローラ／コンポーネントの組み合わせを含む。制御システム１１２がデジタルコントローラを含む実施形態において、制御システム１１２は、プロセッサ、コンピュータ、メモリ装置などを含んでも良い。そのような実施形態において、デジタルコントローラは、例えばメモリ装置に格納される適切な命令によって、本明細書に記載されるとおりに機能するように、構成されても良い。電力変換器１０４の出力部１１４は、フィルタ１１０に結合される。例示の実施形態において、フィルタ１１０は、公益事業会社の電力グリッドのような、電気的分布ネットワーク１１６に接続される。これにより、電力変換器１０４は、如何なる他の適した負荷に接続されても良い。他の実施形態において、電力変換器１０４は如何なる他の適切な負荷に接続されてもよい。

動作中に、電力源１０２は実質的に直流を生成し、ＤＣ電圧は入力キャパシタ１０５にわたって生成される。ＤＣ電圧および電流が電力変換器１０４に供給される。例示の実施形態において制御システム１１２は、ＤＣ電圧および電流を、実質的に整流したＤＣ電圧および電流に変換するように、第１のステージ１０６を制御する。更には、制御システム１１２は、最大出力点追従（ＭＰＰＴ）を実行するように、如何なる適したＭＰＰＴ技術を用い、第１のステージ１０４を作動させる。ＭＰＰＴ技術は、当業者に周知であり、本明細書にてさらに説明されることはない。第１のステージ１０６によるＤＣ電圧および電流の出力は、第１のステージ１０６によって受給されるＤＣ電圧および電流とは異なる特性を有しても良い。例えば、電圧および／または電流の大きさが異なっても良い。加えて、第１のステージ１０６はＭＰＰＴ技術に従って動作するので、第１のステージ１０６の出力の特性の大きさ（例えば電圧、電流などの大きさ）が、時間経過とともに変化しても良い。

例示の実施形態において、第１のステージ１０６は隔離のコンバータであり、とりわけ、電力変換システム１００の残余と電気的分布ネットワーク１１６から電力源１０２を隔離するように動作する。より詳しくは、第１のステージ１０６は、インターリーブデュアルフライバックコンバータである。他の実施形態において、第１のステージは非隔離のコンバータであり、および／または如何なる他の適切なＤＣ／ＤＣコンバータのトポロジを有しても良い。第１のステージ１０６によるＤＣ電圧および電流の出力は、第２のステージ１０８に入力され、制御システム１１２は、ＡＣ電圧および電流を生成するように、且つ、周波数、位相、増幅度、および／または電気的分布ネットワーク１１６に適合する、如何なる他のＡＣ電圧および電流の特性を調整するように、第２のステージ１０８を制御する。調整されたＡＣ電圧および電流は、ＡＣ電圧および電流から１つ又はそれ以上の望ましくない特性を取り除くために、フィルタ１１０に伝送される。このような特性は、例えば、望ましくない周波数成分および／または望ましくない電圧リップルなどである。フィルタされたＡＣ電圧および電流は、そうして電気的分布ネットワーク１１６に供給される。

図２は、第２のステージ１０８として用いるための、例示のコンバータ２００の概略図である。コンバータ２００は、ソフトスイッチング方式のＨブリッジコンバータである。コンバータ２００は、ＤＣ電力またはＡＣ電力を出力するように動作可能である。例示の実施形態において、コンバータ２００は、制御システム１１２によって、ＡＣ電力を電気的分布ネットワーク１１６に出力するように制御される。一般的に、コンバータ２００のピーク出力の電圧は、コンバータ２００への入力電圧よりも小さくなければならない。例示の実施形態の一つにおいて、コンバータ２００は２００ワット、１２０ボルト、６０Ｈｚのグリッドタイのコンバータであり、２００から４００ボルトｄｃの入力を受給する。別の例示の実施形態において、コンバータ２００は２５０ワット、１２０ボルト、６０Ｈｚのグリッドタイのコンバータであり、２００から４００ボルトｄｃの入力を受給する。

コンバータ２００は、ＤＣ電力を受給するための入力部２０２を含む。入力部２０２は、ＤＣ高ノード２０１とＤＣ低ノード２０３を含む。エネルギストレージコンポーネント１０９は入力部２０２に結合される。例示の実施形態において、エネルギストレージコンポーネントはキャパシタＣ７を含む。一つの例示の実施形態において、キャパシタＣ７は、五つの金属化ポリプロピレンのフィルムキャパシタであって、それぞれ２８ｕＦの全容量に対して５００ボルトｄｃで５．６ｕＦに定格のフィルムキャパシタである。別の例示の実施形態にて、キャパシタＣ７は、六つの金属化ポリプロピレンのフィルムキャパシタであって、それぞれ２８．２ｕＦの全容量に対して４５０ボルトｄｃで４．７ｕＦに定格のフィルムキャパシタである。

Ｈブリッジは、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６，並びにキャパシタＣ５，Ｃ６，Ｃ２１，及びＣ２３に結合され、これらを含む。これらは、コンバータ２００における主電力のスイッチである。スイッチＱ１，Ｑ５は、Ｈブリッジの第１の電力ブランチ２０４を形成し、スイッチＱ２，Ｑ６は、Ｈブリッジの第２の電力ブランチ２０６を形成する。例示の実施形態において、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６は、これらスイッチにおけるボディダイオードの導通に頼らないように制御される。しかしながら、ダイオードは、過電圧をＤＣ入力電圧に留めることで、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６をクランプし、保護するのに有用である。通常の動作の下では、過電圧のスパイクは一般的には起こらない。しかしながら、もしコンバータ２００が、制御部１１２によって動作中即座にシャットダウンされると、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６はオフされ、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６と並列接続のダイオードは、そうしなければ起こり得る過電圧スパイクをクランプする。例示の実施形態において、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６は、ＭＯＳＦＥＴであるが、内蔵のボディダイオードを有しており、そのため外的又は個別のダイオードは必要ない。他の実施形態においては、分離で個別のダイオードは、付随的に又は代替的に、各々のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６と並列接続で結合されても良い。

Ｈブリッジは、概略、当業者に良く理解されているように動作する。対向するスイッチの対は、ＡＣ出力を生成するように、交互にオンとオフを切り替えられる。より具体的には、スイッチＱ１とＱ６は共にオンとオフを切り替えられ、一方でスイッチＱ２とＱ５が共にオンとオフを切り替えられる。スイッチＱ１とＱ６がオンであるとき、スイッチＱ２とＱ５はオフであり、逆も真である。例示の実施形態において、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６は、ゼロ電圧条件の間にオンとオフを切り替えられる。すなわち、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）であり、これによって実質的にスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６におけるスイッチングの損失を最小化する。

Ｈブリッジは、出力部１１４に結合される。例示の実施形態において、出力部１１４は、第１の出力ノード２０８と第２の出力ノード２１０を含む。第１の出力インダクタＬ２は、Ｈブリッジと第１の出力ノード２０８の間に結合される。より具体的には、第１の出力インダクタＬ２は、第１の電力ブランチ２０４と第１の出力ノード２０８の間に結合される。第２の出力インダクタＬ４は、Ｈブリッジと第２の出力ノード２１０の間に結合される。より具体的には、第２の出力インダクタＬ４は、第２の電力ブランチ２０６と第２の出力ノード２１０の間に結合される。第１と第２の出力インダクタＬ２とＬ４は、コンバータ２００のための、主たる出力フィルタのインダクタである。分離のインダクタは、コンバータ２００からの、共通モードの電磁気的放出を減らし得る。他の実施形態においては、出力インダクタＬ２とＬ４は、単独のインバータに置き換えられても良い。一つの例示の実施形態においては、各々の出力インダクタＬ２とＬ４は、定格１．３ｍＨであり、磁芯上に２０番のＡＷＧ磁気ワイヤを１４８周巻き付けて作製される。

出力キャパシタＣ１６は、出力部１１４を渡して結合される。例示の実施形態において、出力キャパシタＣ１６は、並列に接続される２つのフィルムキャパシタを含む。一つの例示の実施形態において、２つのフィルムキャパシタはそれぞれ０．６８ｕＦのキャパシタである。他の例示の実施形態において、出力キャパシタＣ１６は、３１０ボルトａｃで定格０．４７ｕＦである。

ソフトスイッチング回路２１２は、第１の出力インダクタＬ２と第２の出力インダクタＬ４に結合される。ソフトスイッチング回路２１２は、ＨブリッジのスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６のゼロ電圧スイッチングを容易化するように構成される。ソフトスイッチング回路２１２は、第１の出力インダクタＬ２に結合される第１の端部を有する、第１のブランチ２１４と、第２の出力インダクタＬ４に結合される第１の端部を有する、第２のブランチ２１６とを含む。第１と第２のブランチ２１４と２１６の、対向する、あるいは第２の端部は、共に結合される。第１と第２のブランチ２１４と２１６は、実質的に同一である。

コンバータ２００は、コンバータ２００のソフトスイッチングを容易化するために、四つのパルス用キャパシタＣ５，Ｃ６，Ｃ２１，及びＣ２３を含む。キャパシタＣ５，Ｃ６，Ｃ２１，及びＣ２３は、それぞれ、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６を渡して結合される。キャパシタＣ５，Ｃ６，Ｃ２１，及びＣ２３が付加する容量は、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６を渡る電圧の変化率を遅延させ、これによって、制御信号タイミングにおける小さなエラーの影響を低減させる。他の実施形態においては、キャパシタＣ５，Ｃ６，Ｃ２１，及びＣ２３が排除されるとともに、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，及びＱ６の出力容量は、余分に追加の容量無く、コンバータ２００のソフトスイッチング特性を制御する。一つの例示の実施形態において、キャパシタＣ５，Ｃ６，Ｃ２１，及びＣ２３は、２ｋＶで１０００ｐＦの定格の、パルス用キャパシタである。さらに別の実施形態においては、一つのキャパシタが、四つのキャパシタＣ５，Ｃ６，Ｃ２１，及びＣ２３に替えて用いられ、Ｌ２とＬ４側のＨブリッジ上でＬ２とＬ４の間に接続されても良い。

抵抗Ｒ２８とＲ２９は、電流検出抵抗である。例示の実施形態において、抵抗Ｒ２８とＲ２９は、０．０２５オームで１ワット、無誘導性の抵抗である。抵抗Ｒ２８とＲ２９からの信号は、（図示されない）増幅回路によって増幅され、コンバータ２００の出力電流を制御するためのフィードバックとして制御システムに使用される。例示の実施形態においては、スイッチＱ１とＱ６がオンのとき、コンバータ２００の出力電流はＲ２９を介して流れる。出力電流が正であるとすると、正電圧が抵抗Ｒ２９を渡って発展し、この信号は増幅の後に制御システム１１２によって、正の出力電流を制御するためのフィードバックとして用いられる。スイッチＱ２とＱ５がオンのとき、出力電流はＲ２８を介して流れる。出力電流が負であるとすると、正電圧が抵抗Ｒ２８を渡って発展し、この信号は増幅の後に制御システム１１２によって、負の出力電流を制御するためのフィードバックとして用いられる。他の実施形態において、双方の検出抵抗からの正および／または負の信号が、制御システム１１２によるフィードバックとして活用される。電流検出増幅器及び電流検出抵抗Ｒ２８とＲ２９を含むことで、コンバータ２００において如何なる電流変換器も必要とならないように為し得る。

本開示の一つの形態によると、コンバータ１００のような、二つのステージの光起電性電力変換器は、その二つのステージ間で、エネルギストレージコンポーネント１０９のようにエネルギストレージコンポーネントとして比較的小さい容量のキャパシタを用いる。そして、比較的大きいリップル電圧が、エネルギストレージコンポーネント１０９上で許容される。上述のように、エネルギストレージコンポーネント１０９は非電解質のフィルムキャパシタを含む。フィルムキャパシタは、過電圧条件にさらされるときに「自己回復する」設計であるという有利な特性を通常有する。もしフィルムキャパシタの一部が機能しなくなると、その機能しない部分は、通常はキャパシタの残余から隔離され、壊滅的な機能不全が回避される。フィルムキャパシタは、通常、これらの電解質の対応物よりも低い等価直列抵抗（ＥＳＲ）を有する。そしてこれにより、フィルムキャパシタは、信頼性または効率性にそれほど大きな負の影響を与えずに、より高い電圧リップルの比較量を伴って動作できる。

エネルギストレージコンポーネント１０９にて必要とされる容量の最小量は、幾つかの因子に依存する。電力変換器１０４の電力定格は、必要とされるストレージ容量の量と直接的にスケールする。生成される電力の位相の数も、エネルギストレージコンポーネント１０９にて必要とされるエネルギストレージ容量に影響する。三相電力変換器１０４は、通常、同等の電力の単相電力変換器１０４よりも相当少ないストレージ容量を必要とし得る。なぜなら、三相システムにおける瞬時の電力供給は、ＤＣ電力の電力供給に相当近いからである。第２のステージ１０８によって達成可能な変調の深度も、要求されるストレージ容量の量に影響を及ぼす。本明細書の幾つかの計算は、第２のステージ１０８のインバータ設計に、変調の深度が理想的であって０％から１００％まで及び得ることを仮定しているが、現実の設計においてはしばしば、デューティサイクルが第２のステージ１０８にてどの程度の高さまたは低さに及び得るか、に制限がある。このように、電力変換器１０４の実践的な設計は、一般的に、理想的なインバータのために計算された最小の容量より上の追加マージンを利用し得る。第２のステージ１０８の効率も、どれくらいの量のストレージ容量が要求されるかに、幾らか小さな影響を有し得る。第２のステージ１０８の効率が降下するに連れ、少し多いストレージ容量が必要とされる。最後に、ＡＣ出力電圧に対するエネルギストレージコンポーネント１０９上の平均電圧が、エネルギストレージコンポーネント１０９にて必要とされるストレージ容量の量に影響する。エネルギストレージコンポーネント１０９のための最小容量は、電力変換器１０４の動作中、エネルギストレージコンポーネント１０９上の瞬時電圧が出力ＡＶ電流または電圧のレギュレーションを失うほどの低さまで降下しないように選択されるべきである。

図３は、適切な出力のレギュレーションを維持するエネルギストレージコンポーネント１０９のための最小容量を決定するように実行された、例示の電力変換器１０４のシミュレーション結果を示すグラフ３００である。このシミュレーションにおいて、第２のステージ１０８は、コンバータ２００に基づく２５０ワットのインバータであり、エネルギストレージコンポーネント１０９上の平均電圧は３００ボルトであった。このシミュレーションにて、エネルギストレージコンポーネント１０９の容量は、８．８マイクロファラッド（ｕＦ）であった。

グラフ３００は、時間におけるＡＣサイクルの半周期を示す。ＤＣリンク電圧３０２（すなわち、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧）は、３００Ｖから始まり、３００Ｖで終わる。エネルギストレージコンポーネント１０９へのＤＣ電力３０４が第２のステージ１０８のＡＣ電力出力３０６よりも多いとき、ＤＣリンク電圧３０２は増大する。同様に、エネルギストレージコンポーネント１０９へのＤＣ電力３０４が第２のステージ１０８のＡＣ電力出力３０６よりも少ないとき、ＤＣリンク電圧３０２は減少する。ＤＣリンク電圧３０２は、略６ミリ秒の時点において、第２のステージ１０８の瞬時のＡＣ電圧出力３０８に殆ど等しいまでに降下する。これに応じて、理想的な第２のステージ１０８は、エネルギストレージコンポーネント１０９のための８．８ｕＦキャパシタにより、エネルギストレージコンポーネント１０９上で平均電圧３００ボルトの２５０ワット出力において、正しく動作する。エネルギストレージコンポーネント１０９における、より小さな容量は、ＡＣ電圧出力３０８の下にまで減少するＤＣリンク電圧３０２を示すシミュレーション結果となり得る。そのような電力変換器１０４において、出力レギュレーションは、変調の深度０％から１００％において作動できる、理想的なインバータにおいて失われることとなる。エネルギストレージコンポーネント１０９におけるより大きな容量は、ＡＣ電圧出力３０８と等しいまでには減少しないＤＣリンク電圧３０２を示すシミュレーション結果となり得る。そのような電力変換器１０４において出力レギュレーションは維持され得るが、エネルギストレージコンポーネント１０９における容量は、必要とされるより多くてもよい。

しかしながら、エネルギストレージコンポーネント１０９に必要とされる最小容量は、エネルギストレージコンポーネント１０９に印加される電圧の大きさ（例えば、第１のステージ１０６の出力電圧）に基づいて変化する。よって、エネルギストレージコンポーネント１０９の最小容量は、電力変換器１０４の動作中にエネルギストレージコンポーネント１０９に印加され得る電圧のために決定されるべきである。より具体的には、最小の容量は、第２のステージ１０８がＡＣ電力出力を出力するように作動されているときに、エネルギストレージコンポーネント１０９に印加され得る電圧の範囲を占めるよう決定されるべきである。当業者に周知なように、光起電性のシステムにおけるインバータは、通常、それらの入力電圧（例えば、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧）がある閾値を越えるまで、ＡＣ電力出力を出力するように作動しない。シミュレーションは、例示の電力変換器１０４に対し、２００ボルトから３００ボルトまでの範囲のエネルギストレージコンポーネント１０９の電圧に対して、上記に記載されるとおり実行された。その結果は、全電力で作動するとき、２００ボルトのＤＣリンク電圧に対して略３０ｕＦから３００ボルトのＤＣリンク電圧に対して略８．８ｕＦまでに及ぶ、所望の最小容量を示す。

上述のとおり、より小さい容量がエネルギストレージコンポーネント１０９にて用いられるに連れ、エネルギストレージコンポーネント１０９上に現れる電圧リップルが増大する。そのような増大リップル電圧は、電力変換器１０４の歪んだ出力をもたらし得る。しかしながら、制御部１１２は、比較的低い全高調波歪（ＴＨＤ）を伴う、クリーンなサイン波を出力するのに、本開示の幾つかの態様に従って電力変換器１０４を作動させる。

本開示の一つの形態によると、制御部１１２は、全ＡＣサイクル毎に一度、所望の、又はターゲットのＡＣ出力電流の大きさを設定する。ＡＣサイクルは、ＡＣ信号の正と負の偏位を含むサイクルである。ＡＣ電力出力に対する全ＡＣサイクルは、出力が０ボルトからそのピーク値に増大し、ゼロボルトに減少し、（ゼロボルトを通って）負のピーク値に減少し、そしてゼロボルトに戻るまで増大する間の時間である。６０Ｈｚの出力に対して、全サイクルはおよそ１６．７ミリ秒続く。勿論、サイクルの始点と終点の選択は任意である。サイクルは、０ボルトで始まって負のピーク値に減少する、と考えられても良いし、或る非ゼロ値などにおいて始まって終わる、等と考えられても良い。ＡＣ出力電流の大きさがサイクル毎に一度よりも頻繁に設定されるとすると、出力電流波形の調波成分が増大し得る。特に、ＡＣ出力の全てのゼロ交差において出力電流を調整することで、偶数次高調波を出力電流波形に導入し得る。他の実施形態においては、制御部１１２は、全ＡＣサイクル毎に一度よりも多く、ＡＣ出力電流の大きさを設定しても良い。他の実施形態においては、制御部１１２は、ＡＣサイクル毎に一度よりも少なく、ＡＣ出力電流の大きさを設定しても良い。

上述のとおり、第１のステージ１０４は、入力電圧をレギュレーションし、電力源１０２の最大電力トラッキングを実行するように、制御部１１２によって制御される。第１のステージ１０６は、一般的に、エネルギストレージコンポーネント１０９の中で使用可能であるどれだけのエネルギをも出力する。このエネルギは変動させることができるが、一つのＡＣサイクルから次のＡＣサイクルまでに劇的に変化しすぎない限りにおいて、クリーンなサイン波出力が第２のステージ１０８によって維持され得る。しかしながら制御部１１２は、第２のステージ１０８を動作させるために、エネルギストレージコンポーネント１０９へのＤＣ入力電力を知るか、少なくとも近似する必要がある。例示の実施形態において、エネルギストレージコンポーネント１０９へのＤＣ入力電力は、制御部１１２によって見積もられる。他の実施形態において、ＤＣ入力電力は、例えば直接計測を含む、他の方法によって、決定されても良い。

あるＡＣサイクル（時折、第１のサイクルともいう）中の、エネルギストレージコンポーネント１０９へのＤＣ入力電力は、続くＡＣサイクル（時折、第２のサイクルという）にて出力するＡＣ電力量を決定するのに使用するために、見積もられる。制御部は、第１のサイクル中に、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧の大きさがどれほど変わったかを決定する。単一のＡＣサイクル中のＡＣ出力電圧の二つのゼロ交差の内の一つにおいて、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧は制御部１１２によって計測される。この電圧は、各々のＡＣサイクルにて、同一方向であるゼロ交差においてサンプリングされる。例えば、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧は、ＡＣ出力電圧の増大する（すなわち正の傾きを有する）ゼロ交差毎に計測されても良い。他の実施形態において、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧は、ＡＣ出力電圧の減少する（すなわち負の傾きを有する）ゼロ交差毎に計測されても良い。さらには、ある実施形態において、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧は各々のサイクルにて、ＡＣ出力電圧の双方のゼロ交差においてサンプリングされる。エネルギストレージコンポーネント１０９の電圧における変化は、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧の、現在の計測と最後の計測との間の差として計算される。

電力変換器１０４が定常状態において作動しているとき、エネルギストレージコンポーネント１０９への入力電力は、エネルギストレージコンポーネント１０９からの出力電力と等しい。電力にミスマッチが在るとすると、エネルギストレージコンポーネント１０９の電圧は、ミスマッチの量と方向に依存して、上昇するか降下するかのいずれかとなる。エネルギストレージコンポーネント１０９へのＤＣ入力電力は、次式で見積もられる。

［数１］
Ｐｄｃ＿ｅｓｔ＝Ｐａｃ＋Ｖｈｖ＿ｄｅｌｔａ＊Ｖｈｖ＊Ｃｈｖ＊Ｆａｃ （１）
ここで、Ｐａｃはワット単位での、最後のサイクル中に計測されるＡＣ出力電力であり、Ｃｈｖはファラッド単位でのエネルギストレージコンポーネント１０９上の容量であり、Ｖｈｖはボルト単位での、従前の動作サイクルからの平均のエネルギストレージコンポーネント１０９の電圧であり、ＦａｃはＨｚ単位でのＡＣグリッドの周波数である。等式（１）を調べてわかることに、Ｖｈｖ＿ｄｅｌｔａ＝０は、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧が上昇も降下もしないことを意味し、Ｖｈｖ＿ｄｅｌｔａ＝０であればＰｄｃ＿ｅｓｔ＝Ｐａｃである。これは定常状態の動作に対する一つの到達点である。しかしながら非定常状態の動作においては、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧における変化はゼロではなく、そしてＰｄｃ＿ｅｓｔはＰａｃとは異なる量となる。

次に、所望の又はターゲットの、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧が決定される。ターゲットの電圧は、ＤＣ入力電力レベルに依存する。一般的に、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧は、この電力レベルが低いときに低くあるべきであり、電力レベルが増大するにつれて、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧及び動力操作の安定化を促進するように、増大するべきである。例示の実施形態において、この関係性は図４に示される、直線的な描線によって記述される。図４は、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧の関数として、第２のステージ１０８の所望の電力出力を示す。第２のステージ１０８は、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧が２３０ボルトＤＣに到達するまで、ＡＣ電力を出力するよう作動しない。電力出力は、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧が３２０ボルトＤＣに到達するまで直線的に増加し、電力出力は最大にて２５０ワットである。他の実施形態において、異なる電圧値および電力出力が用いられても良い。さらには、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧と第２のステージ１０８の電力出力との間の、ターゲットの関係性は、他の実施形態にて他の形状を有しても良く、非線形を含む形状を有しても良い。

例示の実施形態において、見積もりのＤＣ電力入力（すなわち、Ｐｄｃ＿ｅｓｔ）が０より少ないとすると、エネルギストレージコンポーネント１０９上のターゲット電圧（Ｖｈｖ＿ｔａｒｇｅｔという）は、２３０ボルトである。Ｐｄｃ＿ｅｓｔが２５０Ｗよりも大きいとすると、Ｖｈｖ＿ｔａｒｇｅｔは３２０ボルトに設定される。他の全ての値のＰｄｃ＿ｅｓｔに対して、Ｖｈｖ＿ｔａｒｇｅｔは以下のように設定される。

［数２］
Ｖｈｖ＿ｔａｒｇｅｔ＝２３０＋（３２０−２３０）＊（Ｐｄｃ＿ｅｓｔ／２５０）
（２）
第２のステージ１０８の出力電力は、制御部１１２によって、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧を制御するために必要なように、ターゲットの電圧に応じて上へまたは下へと調整される。例示の実施形態において、制御部は、以下のとおり、ターゲットのＡＣ電力を設定する。

［数３］
Ｐａｃ＿ｔａｒｇｅｔ＝Ｐｄｃ＿ｅｓｔ＋Ｋｈｖ＊Ｃｈｖ＊Ｖｈｖ＊Ｆａｃ＊（Ｖｈｖ−Ｖｈｖ＿ｔａｒｇｅｔ） （３）

ここで、Ｖｈｖは従前の動作サイクルからのエネルギストレージコンポーネント１０９上の平均電圧であり、Ｖｈｖ＿ｔａｒｇｅｔは等式（２）において決定されるターゲットの電圧であり、Ｋｈｖはゲインのフィードバックの比例係数であり（初期には０．５に設定され）、Ｃｈｖはエネルギストレージコンポーネント１０９上の容量であり、ＦａｃはＨｚ単位でのＡＣグリッドの周波数である。

次に、所望の又はターゲットの、ＡＣ出力電流が決定される。所望の出力電流振幅Ｉａｃ＿ｐｅａｋは、以下のように決定される。

［数４］
Ｉａｃ＿ｐｅａｋ＝Ｐａｃ＿ｔａｒｇｅｔ＊（√２）／Ｍｅａｓ．Ｖｇｒｉｄ （４）
ここで、Ｍｅａｓ．Ｖｇｒｉｄは従前の動作サイクルから計測されるＡＣグリッド電圧であり、Ｐａｃ＿ｔａｒｇｅｔは等式（３）にて決定されるターゲットのＡＣ出力電力である。他の実施形態において、計測されるＡＣグリッド電圧Ｍｅａｓ．Ｖｇｒｉｄは、公称のグリッド電圧に置き換えられても良い。そのような実施形態は、特にＡＣグリッド電圧が顕著に変化しないときに、用いられ得る。他の実施形態において、Ｉａｃ＿ｐｅａｋは、例えば参照の表または等式を用いることにより、Ｉａｃ＿ｔａｒｇｅｔとエネルギストレージコンポーネント１０９の電圧の描線との対比から決定されても良い。

本開示の別の形態は、第２のステージ１０８の制御にて、フィードフォワード補償を用いる。第２のステージ１０８に対する制御ループは、スイッチング周波数のサイクル毎に一度実行する、高速の制御ループである。この例示の実施形態における第２のステージ１０８のスイッチング周波数は、公称では４８ｋＨｚであり、第２のステージ１０８は全ての電力レベルにおいて連続伝導モードにて作動する。エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧は（上述のとおり）１２０Ｈｚリップルという高い量を有するので、フィードフォワード補償は、ＡＣ出力電流の波形を制御するための制御ループにおいてエラータームを最小にすることを容易化する。例示の実施形態において、出力電圧は入力電圧に関係づけられ、デューティサイクルは次式のとおりになる。

［数５］
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（２＊Ｄｕｔｙ−１．０） （５）
ここで、Ｖｏｕｔは瞬時のＡＣ出力電圧（ｖ＿ａｃ）であり、Ｖｉｎはエネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧（ｖ＿ｈｖ）であり、ＤｕｔｙはＨブリッジのＭＯＳＦＥＴの制御のデューティサイクルである。デューティサイクルが５０％（０．５０）であるとすると、Ｖｏｕｔ＝０ボルトである。理想的なＤＣ／ＡＣコンバータにおいて、Ｄｕｔｙは０．０から１．０まで（０から１００％まで）変化できる。

所望のデューティサイクルは、エネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧（ｖ＿ｈｖ）とＡＣ出力電圧（ｖ＿ａｃ）とに基づいて制御ループが実行される毎に計算される。フィードフォワードのデューティサイクルの計算は、以上のように決定される、出力電流が動作する設定点とは独立である。等式（５）は、Ｄｕｔｙについて解き、ｖ＿ａｃとｖ＿ｈｖをＶｏｕｔとＶｉｎにそれぞれ代入した後、以下のようになる。

［数６］
Ｄｕｔｙ＝（ｖ＿ａｃ＋ｖ＿ｈｖ）／（２＊ｖ＿ｈｖ） （６）

例示の実施形態の動作において、フィードフォワード制御は以下のとおり機能する。制御部１１２は、サイン波の参照表から基準のＡＣ出力電流を決定する。第２のステージ１０８の計測される出力電流と基準信号との間のエラーが計算される。制御部１１２は、どれだけのｖ＿ａｃとｖ＿ｈｖが次のスイッチングサイクルにおいて在り得るか、の見積もりを計算する。次のスイッチングサイクルに対する所望のデューティサイクルは、計測値に代えて、ｖ＿ａｃとｖ＿ｈｖに対する次のサイクルの見積もり値を用いて計算され、その結果が比例のゲインに乗算される。そうして、第２のステージ１０８は、次のサイクルの見積もりのＡＣ出力値（ｖ＿ａｃ）とエネルギストレージコンポーネント１０９上の電圧（ｖ＿ｈｖ）を用いて決定されるデューティサイクルに基づいて、制御部１１２によって制御される。

以上に記述される方法及びシステムは、定常状態にて非常に好適に機能し、ゆっくりと電力条件を変えていく。極限の過渡状態の間（例えば、入力電力が非常に速く降下しているとき）に、歪んだＡＣ出力電流のサイクルが少し、起こり得る。図５は、ＰＶ電力源１０２の例示の設備のブロック図である。各々のＰＶ電力源１０２の出力は、分離の電力変換器１０４と出力フィルタ１１０に結合される。全てのフィルタ１１０の出力は、ＡＣ電気グリッド１１６に結合される。各々の電力源１０２が分離の電力変換器１０４に結合されるとともに、全ての電力変換器１０４の出力部が同一のＡＣグリッド１１６に結合されるので、この集合体は、電力変換器１０４の出力における如何なる歪みの影響も最小化する。

本明細書に記載の電力変換システムは、既知の方法及びシステムを上回る結果を達成し得る。本開示による電力変換器は、ＤＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣコンバータの間のＤＣリンクにて、非電解質のキャパシタを活用する。非電解質のキャパシタは、通常、電解キャパシタより低い容量を有するが、より長い寿命と、より低いＥＳＲを有する。よって、本明細書に記載のシステム及び方法は、より長く持続する及び／又はより効果的である電力変換器をもたらし得る。更には、用いられるキャパシタ数をより少なくできる、本明細書に記載のシステムにおいて、より低い容量が用いられ、そのため例示のコンバータを提供する費用を低減させる。これにより、本開示に記載の方法及びシステムは、より低い費用で、より効率的、且つより長く持続する電力変換器をもたらし得る。

本発明または実施形態の要素を導入するとき、諸冠詞は一つ又はそれ以上の要素が在ることを意味すると意図している。「含む」等の用語は、包含的であって、挙げられた要素以外に追加の要素が在り得ることを意味すると意図している。

上記にて、発明の範囲から逸脱しない範囲で様々な変更が可能である。以上の記述に含まれ、そして添付の図面に示される全ての事項は、説明のためであって非限定的な意味合いで解釈されるべきである。

１００ 電力変換システム
１０２ 電力源
１０４ 電力変換器
１０５ 入力キャパシタ
１０６ 第１のステージ
１０８ 第２のステージ
１０９ エネルギストレージコンポーネント
１１０ フィルタ
１１２ 制御システム
１１４ 出力部
１１６ 電気的分布ネットワーク
２００ コンバータ
２０１ ＤＣ高ノード
２０２ 入力部
２０３ ＤＣ低ノード
２０４ 第１の電力ブランチ
２０６ 第２の電力ブランチ
２０８ 第１の出力ノード
２１０ 第２の出力ノード
２１２ ソフトスイッチング回路
２１４ 第１のブランチ
２１６ 第２のブランチ

Claims (27)

1. 光起電性のモジュールに結合し、直流（ＤＣ）電力を出力するための第１のステージと、前記第１のステージの出力に結合し、交流（ＡＣ）電力を出力するための第２のステージと、前記第１のステージと前記第２のステージの間に結合されるＤＣリンクとを含む、ソーラー電力変換器を作動させるために用いる方法であって、
   一例における前記第２のステージの交流出力電圧の第１のサイクルの間に、前記交流出力電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差しているとき、前記ＤＣリンクのＤＣリンク電圧をサンプリングするステップと、
   前記第１のサイクル中にサンプリングされた前記ＤＣリンク電圧と、前記交流出力電圧が前記第１の方向にてゼロボルトを交差していた従前のサイクルの間にサンプリングされたＤＣリンク電圧との間の電圧差を決定するステップと、
   前記決定された電圧差上の少なくとも一部に基づいて、ＤＣリンク電力を見積もるステップと、
   前記見積もられたＤＣリンク電力の少なくとも一部に基づいて、前記第１のサイクルの後の第２のサイクルにて、前記第２のステージによって前記ＡＣ電力出力を制御するステップと、
   を含む、方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、
   さらに、前記見積もられたＤＣリンク電力の関数として、ＤＣリンク電圧のターゲットを決定するステップを含み、
   前記ＡＣ電力を制御するステップは、前記ＤＣリンク電圧のターゲットの少なくとも一部に基づく、方法。
3. 請求項２に記載の方法であって、
   前記見積もられたＤＣリンク電力の少なくとも一部に基づく、前記ＡＣ電力出力を制御するステップは、
   前記見積もられたＤＣリンク電力及び前記ＤＣリンク電圧のターゲットの少なくとも一部に基づき、前記第２のステージのターゲットのＡＣ電力出力を決定するステップを含む、方法。
4. 請求項３に記載の方法であって、
   さらに、前記第１のサイクルにおける平均のＤＣリンク電圧を決定するステップを含む、方法。
5. 請求項４に記載の方法であって、
   前記ＤＣリンク電力を見積もるステップは、さらに、前記第１のサイクルにおける平均のＤＣリンク電圧に基づく、方法。
6. 請求項４に記載の方法であって、
   前記ターゲットのＡＣ電力出力を決定するステップは、
   前記見積もられたＤＣリンク電力、前記平均のＤＣリンク電圧、及び前記平均のＤＣリンク電圧と前記ＤＣリンク電圧とのターゲットの間の差の少なくとも一部に基づいて、前記ターゲットのＡＣ電力出力を決定するステップ
   を含む、方法。
7. 請求項６に記載の方法であって、
   さらに、前記ターゲットのＡＣ電力出力の少なくとも一部に基づいて、前記第２のステージにおけるターゲットのＡＣ出力電流を決定するステップを含み、
   前記ＡＣ電力出力を制御するステップは、
   前記ターゲットのＡＣ出力電流の少なくとも一部に基づいて、前記第２のステージのＡＣ出力電流を制御するステップを含む、方法。
8. 請求項７に記載の方法であって、
   前記ターゲットのＡＣ出力電流は、サイクル毎に一度だけ設定される、方法。
9. 請求項１に記載の方法であって、
   前記ＤＣリンク電力を見積もるステップは、さらに、計測されるＡＣ電力出力の少なくとも一部に基づく、方法。
10. 請求項１に記載の方法であって、
    前記ＡＣ電力出力を制御するステップは、前記第２のステージのＡＣ出力電流を制御するステップを含む、方法。
11. 請求項１０に記載の方法であって、
    前記電力変換器はＡＣグリッドに結合され、
    前記ＡＣ出力電流を制御するステップは、前記第１のサイクルにて計測されるグリッドの電圧の少なくとも一部に基づく、方法。
12. 請求項１０に記載の方法であって、
    前記電力変換器はＡＣグリッドに結合され、
    前記ＡＣ出力電流を制御するステップは、前記グリッドの公称電圧の少なくとも一部に基づく、方法。
13. 請求項１に記載の方法であって、
    前記第２のステージは、
    前記ＤＣリンクに結合されるＤＣ高レールと、
    前記ＤＣリンクに結合されるＤＣ低レールと、
    前記ＤＣ高レールと前記ＤＣ低レールとの間に結合される第１の電力ブランチと第２の電力ブランチであって、それぞれ抵抗のシャントを含む、第１の電力ブランチと第２の電力ブランチと、を含み、
    さらに、
    前記第１の電力ブランチの抵抗のシャントと前記第２の電力ブランチの抵抗のシャントから、信号をサンプリングするステップと、
    前記サンプリングされた信号の、少なくとも一部に基づいて、前記第２のステージの動作を制御するステップと、を含む、方法。
14. 直流（ＤＣ）電力入力を受給するための入力部と、
    前記ＤＣ電力入力を受給するとともに、ＤＣ電力出力を提供するための出力部を含む第１のステージと、
    前記第１のステージの出力部に結合されるＤＣリンクと、
    前記ＤＣリンクに結合されるとともに、ＤＣ電力を交流（ＡＣ）出力電力に変換するように構成される第２のステージと、
    前記第２のステージに結合される制御部と、を含み、
    前記制御部は、
    一例における前記第２のステージの交流出力電圧の第１のサイクルの間に、前記交流出力電圧が第１の方向にてゼロボルトを交差しているとき、前記ＤＣリンクのＤＣリンク電圧をサンプリングし、
    前記第１のサイクルの間にサンプリングされた前記ＤＣリンク電圧と、前記交流の出力電圧が前記第１の方向にてゼロボルトを交差していた従前のサイクルの間にサンプリングされたＤＣリンク電圧との間の電圧差を決定し、
    前記決定された電圧差の少なくとも一部に基づいて、ＤＣリンク電力を見積もり、
    前記見積もられたＤＣリンク電力の少なくとも一部に基づいて、前記第１のサイクルの後の第２のサイクルにて、前記第２のステージによって前記ＡＣ電力出力を制御する
    ように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。
15. 請求項１４に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記制御部は、さらに、前記見積もられたＤＣリンク電力の関数としてＤＣリンク電圧のターゲットを決定するように構成され、
    前記ＡＣ電力を制御することは前記ＤＣリンク電圧のターゲットの少なくとも一部に基づく、グリッドタイのソーラー電力変換器。
16. 請求項１５に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記制御部は、
    前記見積もられたＤＣリンク電力と前記ＤＣリンク電圧のターゲットの少なくとも一部に基づいて、前記第２のステージのターゲットのＡＣ電力出力を決定することによって、前記見積もられたＤＣリンク電力の少なくとも一部に基づき、前記ＡＣ電力出力を制御するように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。
17. 請求項１６に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記制御部は、さらに、前記第１のサイクルにおける平均のＤＣリンク電圧を決定するように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。
18. 請求項１７に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記制御部は、前記第１のサイクルにおける平均のＤＣリンク電圧の少なくとも一部に基づいて、前記ＤＣリンク電力を見積もるように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。
19. 請求項１７に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記制御部は、さらに、
    前記見積もられたＤＣリンク電力、前記平均のＤＣリンク電圧、及び前記平均のＤＣリンク電圧と前記ＤＣリンク電圧とのターゲット間の差の少なくとも一部に基づいて、前記ターゲットのＡＣ電力出力を決定するように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。
20. 請求項１９に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記制御部は、さらに、
    前記ターゲットのＡＣ電力出力の少なくとも一部に基づいて、前記第２のステージにおけるターゲットのＡＣ出力電流を決定するとともに、
    前記ターゲットのＡＣ出力電流の少なくとも一部に基づいて、前記第２のステージのＡＣ出力電流を制御するように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。
21. 請求項２０に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記制御部は、前記ターゲットのＡＣ出力電流をサイクル毎に一度だけ設定するように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。
22. 請求項１４に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記ＤＣリンクは、非電解質のキャパシタを含む、グリッドタイのソーラー電力変換器。
23. 請求項２２に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記非電解質のキャパシタは、フィルムキャパシタを含む、グリッドタイのソーラー電力変換器。
24. 請求項２３に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記第２のステージは、２５０ワットで単相１２０ボルトのＡＣインバータを含む、ソーラー電力変換器。
25. 請求項２４に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記フィルムキャパシタは、略３０マイクロファラッドよりも少ない容量を有する、グリッドタイのソーラー電力変換器。
26. 請求項２３に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記フィルムキャパシタは、互いに並列に結合された複数のフィルムキャパシタを含む、グリッドタイのソーラー電力変換器。
27. 請求項１４に記載のグリッドタイのソーラー電力変換器であって、
    前記第２のステージは、
    前記ＤＣリンクに結合されるＤＣ高レールと、
    前記ＤＣリンクに結合されるＤＣ低レールと、
    前記ＤＣ高レールと前記ＤＣ低レールとの間に結合される第１の電力ブランチと第２の電力ブランチであって、それぞれ抵抗のシャントを含む、第１の電力ブランチと第２の電力ブランチと、を含み、
    前記制御部は、さらに、
    前記第１の抵抗のシャントと第２の電力ブランチの抵抗のシャントから、信号をサンプリングするとともに、
    前記サンプリングされた信号の、少なくとも一部に基づいて、前記第２のステージの動作を制御するように構成される、グリッドタイのソーラー電力変換器。

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