JP2541529B2

JP2541529B2 - 電源用調整装置

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Publication number: JP2541529B2
Application number: JP50467386A
Authority: JP
Inventors: アーレンス，オーラン・エフ; マーテインリイ，ロバート・エム
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1985-08-30
Filing date: 1986-08-26
Publication date: 1996-10-09
Anticipated expiration: 2011-10-09
Also published as: EP0233942A1; EP0233942B1; DE3673002D1; US4691159A; JPS62502435A; WO1987001528A1; CA1248174A

Description

【発明の詳細な説明】本発明のバックグラウンド 1. 発明の技術分野本発明は、概して、電圧または電流レギュレータ（調
整用）システムに関するもので、特に、スペースクラフ
ト（宇宙船）用ソーラパネル等の電源の直列接続アレイ
用のレギュレータシステム即ち電源用調整装置に関する
ものである。

2. 関連技術の説明（ａ）消費型シャントリミッタスペースクラフトソーラパネル用の従来のレギュレー
タシステムでは、第４図および第５図にそれぞれ示され
たフルシャントまたはタップシャント消費型電圧リミッ
タを利用している。

これらシステムでは、“誤差増幅器”によって基準電
圧と出力電圧の較正された部分とを比較し、もし出力電
圧が超過した場合に、シャントパス（シャント用通路）
を開放して、ソーラパネルアレイ（第４図）からまたは
その部分（第５図）から電流が導入される。徐々（漸進
的）に大きくなる電流がシャントされたソーラパネルか
ら流れ出すので、これらパネルの固有の電流／電圧特性
によってこれの出力電圧が下がる方向に向うようにな
る。過電圧（オーバーボルテージ;overvoltage）が十分
に高い場合には、シャントされたいくつかのパネルの電
圧が完全に崩壊（急激に低下）する。

スペースクラフトでは、これら従来のシステムは欠点
となる。その理由は、シャント電流によって、シャント
パストランジスタスイッチおよびこの通路中の他のエレ
メントを加熱してしまうからである。このような局部的
な加熱によって、サーマルバランス問題点を誘起してし
まい、これの大きさは、ソーラパネルの条件と共に大き
く変動し、更に、負荷の動作モード、これらパネルによ
り収光された太陽光と、スペースクラフトの温度等の条
件が歴史的に且つ瞬間的に、大きさに変動を与えてしま
う。姿勢が変動してしまうスペースクラフトにおいて、
このパラメータは、このようなサーマルバランス問題に
対して余りにも悪影響を与えてしまう。これらパラメー
タのすべては、一般に、スペースクラフトの寿命に亘っ
てかなり大きく変化するもので、簡単な補償システム
で、これらすべての条件に対して設計することは極めて
困難となってしまう。

一般に、このシャントパスで消費、または抑制（ダン
ピング）された電力は300Wの電源システムで約70Wぐら
い高いものとなってしまい、約23％にも及ぶ。これは、
高度に局部化された状態で消費されるスペースクラフト
中の全消費量の大部分を占るものである。

第４図のフルシャント構成のものは、更に大きな電力
消費となってしまう。しかし乍ら、第５図のタップシャ
ント構成で使用した場合に、消費型シャントリミッタに
は、別の欠点が存在している。即ち、直列アレイに沿っ
て配置されたタップポイントの選択は、極めて細まかな
設計を行なう必要がある。このタップポイント位置はク
リチカル（微妙）なパラメータである。この理由は、消
費量の正確な値は、その位置に依存するからである。

にも拘らず、消費型タップシャントリミッタは、最良
の妥協策として考えられている。その理由は、このリミ
ッタは電源から負荷への電力転送に対し干渉するもので
なく、ソーラセルをそれの有効寿命の終期における場合
に干渉しないからである。この場合、実際上、リミッタ
自身は回路より離され、故障中のパネルから離脱でき
る。

（ｂ）ブーストスイッチングレギュレータ数種類のブーストスイッチングレギュレータは、多く
の基本的な電力扱い状況において共通なものである。前
述した消費型のシャントリミッタにおけるように、ブー
スト（増大）レギュレータでは“誤差増幅器”を使用し
て、出力電圧の較正された部分と、基準電圧とを比較
し、この増幅器によって出力電圧を通常、一定の値に調
整している。しかし乍ら、これら消費型リミッタと異な
り、このブーストレギュレータは、消費型補助シャント
パスを介してオーバーボルテージを抑圧しない。

むしろ、このレギュレータは、電圧ブースト比をスイ
ッチ式インダクタ回路を介して連続的に制御することに
より動作している。このような回路の電圧ブースト比
は、以下のように誘導的に得ている。

第６図に示したような周知のレギュレータにおいて、
トランジスタスイッチQ1はonおよびoffを繰返し行な
う。この繰返しサイクルの第１部分中に、スイッチQ1は
onし、インダクタL1を介して電流が流れ込み、インダク
タ中に磁界を発生させる。第２のサイクル部分中、Q1は
offし、このインダクタを電源に直列に効果的に配置す
る。このインダクタ中の磁界の急激な減少によって、こ
れの間に電圧が誘起され、このインダクタ中の電流がダ
イオードD1を介して負荷に流れる。

この第２部分中、負荷に印加された電圧は、供給電圧
とインダクタ電圧との合計したものに等しくなる。従っ
て、この回路によって大きな電圧ブースト（増大）比が
得られるようになる。出力コンデンサC1によって高電圧
が蓄積されると共に、このダイオードD1によってコンデ
ンサからの逆電流がインダクタまたはスイッチに、次の
サイクルと第１部分中に戻らないようにしている（ダイ
オードの入力端子が実質的に接地された場合）。このコ
ンデンサはフィルタとして作用して、負荷において、ス
イッチQ1とインダクタL1のサイクリング動作の結果から
のリップル電圧を減少する。

この回路の電圧ブースト比は、トランジスタスイッチ
Q1に供給された波形の変動によって連続的に制御され
る。このスイッチのベースに印加されたコントロール信
号は変動周波数、または変動デューティサイクル、また
は両方の矩形波パルスである。

このシステムの１つの共通タイプでは、周波数は固定
され、デューティ比が変化している。換言すると、誤差
増幅器からの出力信号の可能な範囲を、パルス幅変調器
ブロックPWM中のパルス幅の対応の範囲に変換すること
である。例えば変調器PWMを調整して、負荷電圧が不適
当な場合に、インダクタL1から負荷へ、またはその逆
に、出力電流パルスの接続時間を長くしている。このよ
うな方法で、負荷電圧を標準の所望値にサーボコントロ
ールしている。

このようなパルス幅（またはデューティ比）をコント
ロールする他方方法としては、誤差信号によって直接ス
イッチQ1をon/offコントロールすることで、パルス幅を
固定周波数でコントロールする場合とは異なる。この第
２のタイプのシステムによれば、全体の期間を変化させ
乍ら、絶対パルス幅を相対的に一定に維持している。ま
た、同じタイプの他のシステムによれば、パルス幅と周
期の両方を変化させている。これらタイプのものを設計
するに当り、注意が必要となる。その理由は、このシス
テムは周波数変化するからである。

レギュレータ出力におけるリップルフィルタ処理の要
件を、第７図に示したような２相レギュレータを利用す
ることによってかなり減縮出来る。この回路は実質的
に、第６図の基本的なブーストレギュレータ回路を２
つ、並列に、且つ反対位相で動作させたものである。原
則として、この回路のコンデンサC2によって、リップル
電流の半分だけを取扱う必要がある。

前述した両方のブーストレギュレータ回路において、
変圧器の一次側および二次側の機能で実施しているよう
に交互に、各インダクタの機能を概念化できる。即ち、
最初、このインダクタによって、チョップされた電圧、
即ち電源からの交流−矩形波を受信し、次に、この回路
内の位置を、実質的に切換えて対応する矩形波を付加に
供給する。実際上、これら２つの機能は、もう１つのブ
ーストレギュレータ変形、第８図に示した“フライバッ
クレギュレータ”に分離できる。

前述したように、ここで、インダクタL2は、トランジ
スタスイッチQ2のサイクリング動作によってチョップさ
れた入力を受信するが、インダクタL2は他のインダクタ
L3に結合される。平易に説明すれば、このインダクタL2
は、実際の変圧器の一次側とほぼ類似の機能を有し、こ
れの二次側は、結合されたインダクタL3である。このイ
ンダクタL3によって出力矩形波が負荷に供給されると共
に、ダイオードD2を介して蓄積およびリップルフィルタ
用コンデンサC3に供給され、このダイオードD2は半波整
流器として作用する。この回路において、出力インダク
タL3からの出力電圧は、電源からの電圧に付加されず、
むしろ、出力インダクタL3からの出力電流を負荷に供給
し、これは電源からの電流と平行となる。

他のブーストレギュレータの変形によれば、“電流供
給型インバータ”が第９図に示してある。この回路は、
実際上、第６図のブーストレギュレータの変圧器結合型
のものである。即ち、これによって独立の一次巻線L4a
とL4bとが与えられ、これらを逆位相で励磁し、更に、
独立した二次巻線L5a,L5bが与えられ、これらの整流し
た出力を並列接続して、二相、即ち、全波出力を得てい
る（ここで、相互接続されたインダクタL5a,L5bに結合
された、相互接続されたインダクタL4a,L4bによって文
字通り変圧器が構成される）。一次巻線L4a,L4bを直列
インダクタL6を介して給電し、このインダクタL6は、一
般に第６図のインダクタL1と同じ状態で機能する。

電力技術分野の当業者によれば、フライバックレギュ
レータ、または電流供給型インバータは、ブーストスイ
ッチングレギュレータの一種であるとは判断しない。従
って、本明細書の定義によれば、“ブーストスイッチン
グレギュレータ”の表現には、フライバックレギュレー
タ、電流供給型インバータを包含するものとし、実際
に、いずれのデバイスもフィードバックコントロール型
の“DC変圧器”として機能できるものである。フィード
バックコントロール型のDC変圧器は、以下のような回路
である。即ち、この回路によって、（１） DC入力電圧
を受信してDC出力電圧を生成し、（２）入力電圧に対
する出力電圧の可変比率を有し、更に、（３）入力電
流に対する出力電流の比率を有し、この入力電流は、内
部の損失を無視すれば、電圧比とほぼ逆比例して変化
し、更に（４）これら比率の一方をサーボコントロー
ルして、出力電力が一定となるパラメータを保持するも
のである。

第６図〜９図に示したブーストレギュレータ回路のす
べてのものにおいて、電力入力ターミナルが全体の電源
に対して実質的に接続されている。電力出力ターミナル
が負荷に対して接続されており、更に、電圧検知ターミ
ナルによって、負荷間の電圧の値（一般に較正された部
分）である電圧を受信するようになっている。

これら従来の方法で使用されたブーストレギュレータ
回路のすべてには、共通の欠点が存在している。即ち、
電源から負荷へ供給された電力のすべてがブーストレギ
ュレータコンポーネント；インダクタやトランジスタス
イッチや、ダイオードや、コンデンサ（一般に、半波の
変形例において）を介して流れることである。これらの
コンポーネントはすべて理想的なものでないので、これ
らには、ある抵抗特性を有するので、この結果として、
これらの機能を実行する時に、エネルギの消費が起って
しまう。

従って、各ブーストレギュレータ回路では、電力を取
扱う場合に、一般に５〜10％間の効率の低下が生じてい
る。換言すれば、電源から負荷へ流れる電力の５〜10％
（代表値）がこのレギュレータ中で失われてしまう。

このような消費は、スペースクラフト寿命中に、継続
して弱まらない欠点がある。従って、従来の方法で使用
したブーストスイッチングレギュレータによって、スペ
ースクラフトの寿命の終期において、スペースクラフト
のソーラパネルからの電力の極めて大きな部分が無駄に
消費されてしまい、このような消費を許容出来ない場合
には問題となる。実際には、これらブーストレギュレー
タをそのように使用することによって、スペースクラフ
トの全寿命を短縮してしまい、５〜10％の不作動ファク
タに対しての複雑な方法で関連した部分により短縮され
てしまう。

（ｃ）効率の比較ソーラパネルの有効寿命の初期の部分の期間中は、こ
のような損失（ブーストスイッチングレギュレータから
の）は、一般に許容できるものである。局所的に発生さ
れた熱は、初期に説明した電力部分（即ち、全体のシス
テム電力の23％）の約20〜45％であり、これは消費型シ
ャントリミッタによって一般に消費される。

しかし乍ら、相殺問題が存在している。ブーストスイ
ッチングレギュレータ内での消費は、負荷への全体電力
の一部分として起るもので、従って、スペースクラフト
の全寿命期間中にこの消費が継続し、これに対して、消
費型のシャントリミッタによる消費は、電源からの過剰
な電力の大きく変化する部分として起るものであるの
で、スペースクラフトの寿命の終期で消失するものであ
る。

本発明による技術思想が存在しない場合に、この結果
として、熱制御における問題点を、スペースクラフト電
力レギュレーション（調整）用のシステムの設計におい
て、決定的な電力利用性に対して、すべてまたは皆無基
準に基いて相殺する必要がある。従って、スペースクラ
フトを作動させるのに必要な点について以下考察する
と、（１）消費型シャントリミッタと組合わされた熱制御
（サーマルコントロール）のハンディキャップ、または（２）ブーストレギュレータと組合わされた寿命短縮
のハンディキャップの条件の下で、スペースクラフトを
作動させる必要がある。

概要本発明によれば、ソーラパネルの寿命の最後におい
て、ブーストスイッチングレギュレータに電力を供給す
ることなく、スペースクラフトソーラパネルの調整用の
レギュレータを利用することによって、これら競合する
問題点を解決できる。

この結果、本発明によれば、消費型のシャントリミッ
タと組合わされた局部的な高温の加熱およびブーストレ
ギュレータ回路に従来より組合わされた寿命の最後の電
力浪費の両者を回避できることを特徴とするものであ
る。

本発明は、直列アレイのソーラパネル等の電圧または
電流調整（レギュレーション）用システムである。これ
の出力が負荷に供給される。種々のタイプの電源を本発
明に利用できるが、簡単のために、本明細書ではソーラ
パネルについて説明する。このシステムには、アレイへ
の接続用タップが設けられており、このアレイを直列に
第１および第２部分に分割する。このシステムには、ま
た、ブーストスイッチングレギュレータが包含されてお
り、これには、電力入力ターミナル、電力出力ターミナ
ルおよび電圧又は電流検知用ターミナルが設けられてい
る。

このレギュレータを接続することによって、電力入力
ターミナルがアレイの一部分のみに設けられ、これは、
従来のブーストレギュレータ応用例のように全体の電源
に対して設けられるものではない。

本明細書において、電力入力ターミナルが接続される
アレイの部分を“第1"部分と称し、残余の部分を“第2"
部分と称す。

これらレギュレータ電力出力ターミナルを負荷に接続
し、全体のソーラパネルアレイもこの負荷に接続する。
一般に、実際上、これらパネルの全体アレイを負荷に直
結する。換言すれば、全体のソーラアレイおよびレギュ
レータの電力出力ターミナルの両者を負荷に並列に接続
する。

このレギュレータの検知ターミナルによって信号を受
信する。この信号は、負荷に供給される電圧値、または
他の実施例では、負荷に供給される電流値である。換言
すれば、これら検知ターミナルによって電圧、または電
流監視用信号を受信するので、このレギュレータによっ
て負荷の状態を監視するようになる。

従って、（１）従来のように電源全体の代りに、全
体のアレイの僅か一部分のみをレギュレータの電力入力
ターミナルに接続すると共に、（２）従来のようにレギュレータの電流入力ターミナ
ルに対する代りに、全体のアレイを負荷に直結する。

本発明と、ブーストレギュレータ回路との間の差異を
表わす他の方法としては、本発明によれば、レギュレー
タの入力から電源の直列部分（第２部分）を切離すと共
に、この代りに、この第２部分をレギュレータの非共通
の入力ターミナルと出力ターミナル間に接続している。

実施例によれば、このブーストスイッチングレギュレ
ータには、また基準電源が設けられ、これによって前述
した電圧監視用信号または電流監視用信号と比較してい
る。

周知のように、一般にソーラパネルには、２つの異な
った動作領域が存在しており、一方の領域ではこれらパ
ネルは一般に、一定電流／可変電圧デバイスとして作動
し、他方の領域では一般に、一定電流／可変電圧デバイ
スとして作動する。また、本発明の実施例によれば、こ
の第１部分（即ち、レギュレータの電力入力ターミナル
間に接続された部分）を定電流領域で作動させ、第２部
分を定電圧領域で作動させる。

実際上、この第２部分は、電圧源として作動し、負荷
に供給すべき電圧のほぼ固定電圧部分を供給している。
この電圧源から負荷へ流れる電流によって、レギュレー
タから負荷へ流れる電流を合成している。アレイの第２
部分から負荷へ向う電流値は、負荷およびパネルの電圧
／電流特性および状態、ならびにレギュレータによって
負荷へ流れ込む電流値に依存して変化するものである。

この第１部分は、定電流で動作するが、この電流の部
分がレギュレータ中に流れ込むと共に、アレイの第２部
分に流れ込むようになる。また、第１部分は、可変電圧
状態で作動し、所望の全負荷電圧と、アレイの第２部分
からの一定電圧との差を形成するようになる。

このブーストレギュレータ回路によって、第２部分中
の電流変動と、第１部分中の電圧変動との間の必要な相
殺を行なって、これら２つの部分の動作モードを互いに
調整できる。

外部からブーストレギュレータ回路の内部動作に戻る
ことは、実質的に前述した通りである。しかし乍らレギ
ュレータ回路を電源および負荷に接続する方法によっ
て、このレギュレータは電源から負荷へ流れるすべての
電力を取扱う訳ではない。このレギュレータは、アレイ
の部分（第１部分）から得られた電力のみを取扱い、こ
の結果、レギュレータの内部の不作動効率となる全体の
システム電力の部分は少ないものとなる。

このように発生した消費熱量は、ソーラパネル自身内
で妨害され、ここでは更に拡散されるので、スペースク
ラフトの熱バランス処理によって容易に実現するように
なる。

更にまた、オーバーボルテージ（過電圧）が存在しな
いと、このレギュレータは切離され、例えば、ソーラパ
ネルの有効寿命の終りに切離される。この場合に実質的
に、如何なる負荷電力もレギュレータ中に流れ込まず、
更に、スペースクラフトの寿命の最後では、大きな電力
の浪費が起らないようになる。

前述した動作原理のすべておよび本発明の利点は、以
下の詳細な説明を添付された図面を参照し乍ら考察する
ことによって容易に理解出来る。

図面の簡単な説明第１図は、本発明の実施例のブロックダイヤグラム；第２図は、第１図の一ブロックとしてのソーラパネル
アレイの高電圧部分の電流／電圧特性を表わすダイヤフ
ラム；第３図は同じく、低電圧部分の電流／電圧特性；第4,5図は、フルシャントおよびタップシャント消費
リミッタの電気回路；第６図は、第１図のレギュレータブロックとして利用
可能なブーストスイッチングレギュレータの電気回路；第７図は、同じく２相ブーストレギュレータのブロッ
ク図；第８図は、第１図のレギュレータブロックとして利用
可能なフライバックレギュレータのブロック図；第９図は、同じくレギュレータブロックとして利用可
能な電流供給型のインバータのブロック図；第10図は、第１図を実施するスケールモデルの回路図
である。

実施例の詳細な説明第１図は、本発明の実施例の一般的な形態である。本
発明の目的は、ソーラパネルアレイ10等からの電力の供
給を調整（レギュレート）して負荷回路30へ供給してい
る。この負荷回路30として、特に、しかし限定的な意味
でなく、人工衛生や他の宇宙船で見られるような種々回
路が考えられる。

このような説明を明らかにするために、電圧検知ター
ミナルを有する電圧レギュレータ（調整器）システムに
ついて以下説明する。前述したように、このようなシス
テムによって、負荷への電流を監視することによって、
電流を代りに調整するように構成することもできる（ア
レイの“第２部分”の電圧より高い電圧のレギュレーシ
ョンの代りに）。

本発明によれば、このアレイを２つの部分に分割し
て、ソーラパネルアレイ10へのタップコネクション13を
実現できる。このアレイの２つの部分を“第１パート"1
1（または“パート1"）および“第２パート"12（または
“パート2"）と称す。

破線ブロック20内で囲まれたものは４つのターミナル
を有するブーストスイッチングレギュレータ21であり、
電源入力ターミナル23、電源出力ターミナル25、電圧検
知用ターミナル26および共通ターミナル24′である。こ
の共通ターミナル24′はまた、独立の電源入力ターミナ
ル24を構成し、これは14でソーラパネルアレイ10に接続
され、更に独立の電源出力ターミナル24″を構成し、こ
れは32で宇宙船（スペースクラフト）負荷（ロード）30
に接続される。

第１図の破線の外部ブロック20と実線の内部ブロック
21との主たる差異は、入出力ターミナル24,24″の内部
共通性が２つのブロック間の境界内に説明されているこ
とである。また、“電源入力ターミナル”の規定を、非
共通の電源入力ターミナル22および共通電源入力ターミ
ナル24として表わされており、同様に“電源出力ターミ
ナル”および“電圧検知ターミナル”用にも表わされて
いる。この図は、上述した方法で描かれており、これに
よって後述の請求の範囲の言葉の基準を与えられる。し
かし乍ら、電子回路の技術者によれば、これら３つのす
べての機能用の共通のターミナルを使用しない変形例を
創作できることは明らかである。

第７図の破線ブロック20内の標準化されたブーストス
イッチングレギュレータ21は、第６〜９図の破線ブロッ
ク120,220,320および420内のあらゆる形態のみならず、
図示しない他の形態をとることを明らかである。

第６図〜９図のいずれかと第１図との比較において、
従来のブーストスイッチングレギュレータと本発明との
差異を以下のように概念化できる。即ち、電源全体を従
来例のように、電源入力ターミナル23,24間で接続しな
いで、むしろ、電源の部分（パート２）を利動して、非
共通電源ターミナル23と非共通負荷ターミナル31,31″
間で接続することである。実際上、レギュレータに電源
供給しない電源のこの第２部分12は、電圧および電力の
両方の代りに、２つの部分の大部分を占めるものであ
る。電源の十分な量を第１部分11として確保して、調整
可能な供給電圧部分を得ることが可能で、この部分は、
スペースクラフトの寿命の初期の許容レベルまで電源電
圧を低下させるのに十分なものである。

しかし乍ら、明らかなように、このことは簡単な説明
であり、この理由は、全体のシステムの動作が従来のシ
ステムとは相当異なるからである。

次に、本発明を理解する目的のためだけに、仮想動作
条件について最初述べる。これは、この装置の実際の使
用において通常、起るものではないが、本発明の結論を
より良く理解するためのものである。

特に、無負荷（即ち、無限大の負荷抵抗値であり）
で、且つレギュレータ21に何も導通されていない開始条
件の下で、スペースクラフトの寿命の初期付近での動作
について考察する。この架空の条件は、概してスペース
クラフト負荷回路のすべてに対応するもので、例えばト
ランシーバおよび測定機器がoff、即ち不作動状態であ
り、第６〜９図のスイッチQ1,Q1/Q1′,Q2またはQ3/Q4
（トランジスタスイッチ）への入力ターミナルが接続さ
れていない状態である。このような状況の下で、開放回
路電圧がソーラパネルアレイの両部分11,12間に現われ
る。全体のアレイ10からの開放回路の合計電圧が所望の
コントローラ電圧をかなり超過する。

第２図、第３図に示したように、開放回路電圧は電流
／電圧特性の右下側の隅に相当する。これら図におい
て、これら曲線の一定な電流セグメントの傾きは、この
機能を明らかにするために強調してある。同様に、これ
ら曲線の一定な電圧セグメントの角度は、垂直に対して
強調してある。第2,3図の横軸に沿って示した電圧値に
よって表わしたように、通常の動作電圧におけるソーラ
パネルに対して、２つの開放回路電圧の合計は一般に38
V〜40Vのレンジ内であり、説明のために、所望の動作電
圧が約30Vであるスペースクラフトについて以下動作す
るものとする。

ある負荷が与えられ（即ち、負荷抵抗が無限大値より
いくらか低い値である）が、レギュレータに何も流れな
い状態において、電流が生じる。この負荷抵抗が、50A
程度の飽和した“一定”電流が流れるのに十分な程、小
さなものであると仮定すると、両方のパネルは、これの
一定な電圧領域内で動作し続けるようになる。この状態
は、第２図の破線のみによって表わされている。垂直軸
に対して、所謂“一定”の電圧部分の強調された角度の
ために、電圧は飽和電流の一部分に簡単に比例した場合
のみ低下することがわかる。この電流は、負荷のために
流れるものである。電圧は僅かに低下する。恐らく、20
Aの負荷に対して１〜2V程度低下するが、約30Vの所望の
コントロール電圧に比べて十分に高いものである。（こ
れは、実際上、比較的小型の衛星における２つの電源バ
スの各々の特性値である）。ソーラパネルの通常の動作
温度が継続されるものとするならば、この点での過電圧
は、例えば６〜8Vである。

次の仮定の動作に移り、レギュレータの動作を絵に導
入することができ、フィードバック電圧検知機能を有す
るが、レギュレータの電流入力ターミナルを切離したま
まである。電圧検知フィードバックターミナルを介して
検知した過電圧に関して、レギュレータを作動させて、
このレギュレータからの電力出力パルスの幅を実質的に
ゼロに変調し、この結果、レギュレータへの電力入力パ
ルスの幅を実質的に完全なデューティサイクルに変調す
る。しかし乍ら、電源入力の接続が行われていないもの
と仮定しているので、このレギュレータの入力または出
力中に電力が供給されないものとする。

次に、レギュレータの電源入力ターミナル中に導通が
あったものと仮定し、これは電源入力ターミナルを接続
して、電流がインダクタL1,L1/L1′,L2,L6等を介して、
第６〜９図のスイッチQ1,Q1/Q1′,Q2、またはQ3/Q4へ流
れるものとする。このような接続が行われると共に、最
初スイッチが閉ると、ソーラパネルアレイの第１部分11
によって、最初に、デッドショート、即ち、負荷抵抗
“0"に見えるようになる。この結果、このアレイの第１
部分11からレギュレータへの瞬間電流は極めて高いもの
で、実際上、十分に高くなり、これによってアレイの部
分１の動作を、所謂“定電流”が、例えば第３図の破線
で示された点まで実現できるようになる。図面より明ら
かなように、定電流領域中において、アレイの部分１の
電流／電圧特性の僅かな傾きの後に、この部分１間の電
圧は、レギュレータ動作が開始される前に得られた６又
は8Vの過電圧より大きな電圧だけ低下する。

前述した回路の内部動作から戻って、第６〜９図のレ
ギュレータのいずれか１つをフィードバックコントロー
ルされた“DC変圧器”として概念化することが望まし
い。前述したように、このことは可変電圧ブースト（増
大）比を有するデバイスであり（入力電圧対出力電
圧）、これによってそれ自身のブースト比を調整して、
それの出力における電圧または電流を制御する。AC変圧
器のように、電圧および電流は、所望に応じて、互いに
相殺でき、これは一次側および二次側に流れる電力を一
定に維持し乍ら行えるが、変圧器における非能率のため
の損失は除外される。実際に、コンデンサをブーストス
イッチングレギュレータの入力間に設けることがあり、
この結果、電源から見てDC負荷となり、前述したよう
に、リップルフィルタをその出力端子に設ける。

AC変圧器のように、入力／出力電力の均一とは電圧ブ
ースト比が、効率ロスやカップリングロスを無視すれ
ば、電流スループット比（入力電流に対する出力電流）
に反比例することを意味する。この結果、電圧ブースト
比が増加すると、電流スループットがほぼ同じ比率で低
下するようになる。このような観点によって、瞬間電流
および電圧に関する前述の第２パラグラフ中の解説を、
平均、即ち、DC値に関して繰返えることができる。即
ち、アレイの第１部分11からレギュレータへのDC電流
は、第３図の破線で示したように、アレイの第１部分を
“一定な”直流電流領域へ強制的に移すのに十分に大き
なものである。従って、この第１部分11間の直流電圧
は、初期に存在した６〜8Vの過電圧より大きく低下する
ようになる。

負荷より見たDC電圧はこのアレイのパート1,2からの
合計電圧値であると共に、このパート２は第２図の電圧
源として作用し続けるので、DC負荷電圧は同様に、過電
圧（オーバーボルテージ）以上の値だけ低下する。例え
ば、所定の制御電圧、即ち、正規の電圧の下で２〜3Vだ
け低下する。次に、このレギュレータはそれ自身の電圧
検知ターミナル26,24″を介して過小電圧（アンダーボ
ルテージ）を受けると共に、出力電力をゼロ以下の値に
増大することにより応答する（内部的に観察して、負荷
への出力パワーパルスの幅を広げることによって実現す
る）。このようにして、レギュレータによって、電力入
力ターミナル23,24で受信した電力のいくらかを負荷に
ポンプアップし、これによって負荷における平均電圧が
増大するようになる。

パルス変調器の数サイクル動作に亘ってのレギュレー
タの動作は、バランスポイントに向うようになる。ここ
で、（１）レギュレータに入力される平均電流が常に
大きなもので、アレイのパート１をそれの飽和領域まで
移すのに十分なもので、（２）アレイのパート１の電
圧を、ソーラパネルの過電圧を除去するのに必要な値よ
り多く、確実に低下させるが、しかし乍ら（３）レギ
ュレータによって負荷へ強制的に流される平均電流によ
って寸度、付加された電圧を供給して、パート１で低下
した電圧によって生じた過小電圧を補正する動作が、こ
のバランスポイントで行われる。

この点までの説明してきた動作条件とは異なり、最後
に説明した動作条件は、仮定条件ではないが、ソーラパ
ネルがスペースクラフト負荷回路によって必要な電力を
発生している場合に、本発明による実際の動作に相当す
るものである。

このような方法によって、一旦システムが平衡する
と、レギュレータによってアレイのパート１が継続的
に、電流源として作用するように強制され（これはレギ
ュレータサイクルにおける時間平均基準で考えた場合で
ある）、パート２は継続的に電圧源として作用させられ
る。従って、パート１は、正規の負荷電圧と、パート２
からの一定電圧との間の差を形成するために必要なため
のどのような電圧でも作動するようになる。他方、パー
ト２は、負荷によって必要とされる電流と、レギュレー
タによって供給される電流との差を形成するのに必要な
如何なる電流を供給するようになる。

アレイのパート１からレギュレータ導入される電流
は、既知の消費型シャントリミッタのように消費されな
いが、部分的に、このレギュレータを介して負荷へ通過
させられると共に、次のサイクルでアレイのパート２へ
部分的に戻されるようになる。但し、例外として、イン
ダクタL1,L1/L1′,L2/L3,L4/L5,L6（第６図〜９図）の
理想的でない動作のために、対応のトランジスタスイッ
チ間の電圧降下の非能率が存在する。

ソーラパネルがスペースクラフトの寿命を超えるの
で、電流／電圧特性カーブが変化する。一般に、両方向
より原点に向って縮まるようになるが、各カーブの頂部
でより大きな動きが起る。即ち、最大電流が減少（崩
壊）する。各カーブのほぼ水平部分は、パネルの寿命に
よって下方向へ移るようになる。従って、アレイのパー
ト１によって供給された電流源は徐々に（漸進的に）に
少なくなる電流源である。このように負荷に流れ込む徐
々に少なくなる電流によって、負荷電圧は徐々に低下
し、この結果、徐々に低い電圧をレギュレータフィード
バック電圧検知ターミナル26,24″に印加するようにな
る。

このような傾向をオフセットするために、レギュレー
タは負荷電圧に耐えるようになる必要があり、これはパ
ート２によって徐々に電流を減らすようにしている。レ
ギュレータによってこのようなシフトを動作平衡状態で
行なう方法には以下の２つの方法がある。即ち、第１に
レギュレータの動作を外部から観察するために、これを
“DC変圧器”として総括的な動作を考慮し、更に第２と
して、その内部的に動作を観察するために、パルス幅変
調器の動作を考える。明らかなように、このパート２に
よって過剰電流領域（第２図）から徐々に電流が減るよ
うにしている。この領域は水平の破線とカーブの頂部と
の間の領域である。

レギュレータがモニタした負荷電圧を負うように作用
する場合には、これは、電圧ブースト比を増大した場合
だけ行える。前述したように、DC変圧器の電圧ブースト
比は、それの電流スループット比と反比例する。従っ
て、ブースト比を増加させるためには、それの電流スル
ープット比をほぼ同じ比率で低下させる必要がある。し
かし乍ら、最初に仮定したように、このレギュレータに
よって負荷電圧を一定に保持でき、レギュレータ出力か
ら導出できる電流は減少しないものと仮定した。従っ
て、電流スループット比における必要な徐々のシフトに
よって、レギュレータ入力において、完全に、入力電流
を減少させる必要がある。その後に平衡状態が起り、こ
こでレギュレータの入力電流は、ソーラパネルの電流供
給能力における最新の減少の前に流れた電流より、いく
らか低い値となる。

しかし乍ら、ソーラパネルアレイのパート１が定電流
モード動作しているために、一定の低電流値ではある
が、このパート１からレギュレータへの電流の減少によ
って、パート２を導入できる電流が減少するようにな
る。パート２へのこのような電流の増大によって勿論、
パート２を通過すると共に、負荷へ向うので、このアレ
イのパート２は一定電圧ではあるが、大電流を継続的に
流すようになる。換言すれば、第２図の水平破線は、ほ
ぼ水平の実線に向って上昇するようになる。

この結果、パネルの寿命に従って、ソーラパネルアレ
イのパート１、パート２間のトレードオフ（相殺）にお
いて徐々にシフトが起る。同時に、徐々に電力の減少が
このレギュレータ内で実行されるようになる。

次に、レギュレータの内部動作についての、同様な漸
次的な補償プロセスについて考察すると、このレギュレ
ータによってこのようなシフトが実行される。これは、
それ自身の電力出力ターミナル25,24″を介して、負荷3
0への電力パルスの相対幅を広げることにより行われ
る。このような相対的な拡大は、アレイのパート１から
電力入力ターミナル23,24への電力パルスを犠牲による
ものである。即ち、レギュレータへの入力パルスは、変
調器の合計のデューティサイクルの僅かな部分と共に残
されており、従って、必然的に相対的に狭いものとな
る。

これらの結果として、パート１からレギュレータへの
平均電流が減少し、これによりパート１への電圧が低下
し、最後にレギュレータによって汲み上げられる電流値
（負荷への）が減少して、過剰分が補償されるようにな
る。簡単に説明すれば、徐々に（漸進的に）減少する電
力はパネルの寿命と共に、レギュレータを介して補われ
るようになる。

アレイのパート２の動作ポイント（第２図の水平の破
線）は、より大きな電流値に向って上昇するので、定電
流ライン（第２図の水平の上部付近）もまた落下して、
それに合致するようになる。即ち、小電流値へ向うよう
になる。ソーラパネルの有効寿命の終期では、第２図の
水平破線は上側へ向っていると共に、同図のカーブの実
線のほぼ水平頂部は、これらが互いに合致するまで下降
してきた。

第２図および第３図に示した２つのカーブの電圧プロ
フィルは、類似しているが、いくらか明確でなく徐々に
減少するものが同時に起ると共に、従って、第３図の垂
直の破線は、パート１の定電圧ラインの左方向へ上昇す
る右終端部へ向って移動する。

しかし乍ら、本発明によるレギュレータ回路によれ
ば、終局条件および中間点の条件のすべてを容易に実現
でき、これによってアレイのパート１を電流源として作
用させると共に、パート２を電圧源として作用させるよ
うにする。これは、パート１および２を単に直列に流れ
る電流が、負荷の所望の正規電圧を発生させるのに最
早、十分でなくなるまで継続される。この代りにパート
1,2からの電圧の合計値が、負荷への所望印加電圧（正
規の）より小さくなるまでレギュレーション動作を行な
う。

この点において、過少電圧が存在しており、このレギ
ュレータはこれ自身の電圧ブースト比を、ゼロである電
流スループット比に相当する無限大に調整することによ
ってのみ対応できる。このレギュレータ出力電流は無限
大とすることが出来ないので、電流比がゼロとは、この
段階で、レギュレータ入力電流がゼロに低下する必要が
ある。また、レギュレータ入力ターミナルへの電流の流
れ込みが存在しない場合に、勿論、レギュレータを通る
電力は存在しないことが明らかである。また、アレイの
パート１に対して電圧降下しない。従って、ソーラパネ
ルから得られる全電圧および全電流が負荷へ直接供給で
きるようになる。

内部動作分析に戻って、負荷電圧に対して耐えるよう
にする場合に、レギュレータによってその出力電力パル
スの幅を利用可能な最大値、即ち、パルス変調器の完全
なサイクルに調整する。この調整によって、入力電圧パ
ルスに対して、パルス変調器サイクルの部分を残さな
い。従って、大きな電流がレギュレータ電力入力ターミ
ナル中へ流込まず、アレイのパート１に対して電圧が降
下せず、電力によって補償すべき過剰な電圧降下が、レ
ギュレータ電力入力ターミナルを介して負荷に生じず、
更に、レギュレータでは何ら電力が取扱われない。

この結果、スペースクラフトの寿命の終期において、
レギュレータの電力を取扱えない無効効率（パーセンテ
ージ）が電力ゼロに与えられ、これによって、レギュレ
ータで無駄となる電力ゼロの積が生成される。レギュレ
ータによってのみ消費される電力は無視し得る値であ
り、この電力値は誤差増幅器およびパルス変調器の動作
維持用であり、更に、トランジスタスイッチをoffして
おくためのものである。

第１図および第６図〜９図は、全負荷電圧を受信する
ための電圧検知ターミナルを表わす。電子技術者によれ
ば、これらターミナルを、第4,5図の従来のシャントリ
ミッタ回路で示したように、接続して、負荷電圧の較正
された部分を受信可能とすることは容易である。負荷に
おける電圧を表わす信号を取出す他の方法（例えば、負
荷中の中間電圧テストポイントを監視することによる）
で代用することは権利範囲である。

また、他の基本的な変形例としては、フィードバック
信号として、負荷電圧よりむしろ負荷電流を用いること
である。これに関して、第１図および第６〜９図の、3
1′,131′,231′,331′および431′で接続された“電圧
検知ターミナル”を、負荷電流をモニタして適当な接続
を等価的に表わすように理解できる。

本発明はソーラパネルのみに使用できるものでなく、
電圧／電流特性がソーラパネルのものと十分に類似する
ものである電子電源であれば適用できる。特に、本発明
は、相対的に定電流／可変電圧の第１動作領域を有する
と共に、相対的に定電圧／可変電流の第２動作領域を有
する電流に対して電気的に、コンパチブルなものであ
る。しかし乍ら、これら動作領域は、ソーラパネルで規
定されたようなシャープな特性である必要はない。例え
ば、ラジオアイトソープサーモエレクトリックジェネレ
ータの電流／電圧特性のものは本発明に応用できるもの
と思われる。

図面には、極性が明示していないが、図示のものを反
転できるので、電流源として作用するソーラパネルアレ
イの部分（レギュレータに給電する）は、図面の底部の
代りに、頂部に存在でき、他方、電圧源として作用する
アレイの部分を底部にすることもできる。

次に、本発明を、当業者が具現化できるように、レギ
ュレータ回路で使用したコンポーネントについて或る特
定の値を以下に示す。

第６図の簡単なブーストレギュレータ回路で、本発明
の目的を十分に達成できる。他の第７〜９図に示した回
路にはいくらかの利点はあるが、これら回路は第６図の
回路が本発明を実施するための一種のブーストレギュレ
ータのみならず、多種類のレギュレータが利用できるこ
とを単に表わしているにすぎない。

第６図の回路は、比較的小型の人工衛星に搭載される
２台のパワーバスの各々に対して有効に実現できる。即
ち、100μＨのインダクタL1と2,000μＦのコンデンサC1
を用いると共に、マルチトランジスタスイッチおよびマ
ルチダイオード（これらは、市販の2N6215およびSTFF15
に相当）を用いることによって具現化する。上述した衛
星上のバスの各々は、29.1Vで通常、11.3Aの電力使用
で、これはバス当り約300Wとなる。また、スペースクラ
フトの電源技術者によれば、このような説明は僅少、理
想化、即ち、簡潔化されており、一般的に実際のスペー
スクラフト電源レギュレータは、例えば負荷のそれぞれ
の部分に対して独立のレギュレータを使用することによ
って、スペースクラフト電子システム全体を最適化する
ように設計するものである。これによって熱消費を拡散
すると共に、キャパシタンスを減少させ、少しの冗長度
を与えている。誤差増幅器およびパルス変調器を完全に
従来のサブユニットとすることもできる。

第10図には、簡単な回路図が示されており、これは、
プロトタイプのブレッドボードとして製造されており、
正規にテストされている。この回路は、電子的なスケー
ルモデルであり、約300mAで作動している。従って、こ
の回路を簡単にスケールアップして、通常のスペースク
ラフト動作に必要な大電流を取扱うことができる。これ
らコンポーネントの値は面に直接表示されている。

前述した説明は、単に例示したものであり、本発明の
権利範囲を限定するものでもないことは明らかである。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】各ソーラパネルが略定電流である可変電圧
動作領域かつまた略定電圧である可変電流動作領域を有
し、前記可変電流動作領域の出力が負荷に供給されるソ
ーラパネル列に適応できる電源用調整装置において、前記ソーラパネル列を第１部分及び第２部分に直列に分
割して前記ソーラパネル列に接続するタップと、電力入力端子、電力出力端子及び検知端子を有するブー
ストスイッチングレギュレータと、により構成され、前記ソーラパネル列の前記第１部分はこの第１部分のソ
ーラパネルの全てを実質的に略定電流動作領域で動作
し、前記第２部分はこの第２部分のソーラパネルの少な
くともいくつかを実質的に略定電圧動作領域で動作し、前記ブーストスイチングレギュレータの前記電力入力端
子は前記第１部分だけから電力を受けるために前記ソー
ラパネル列の第１部分だけに接続され、前記電力出力端
子は負荷に接続され、前記検知端子は前記負荷に印加さ
れる電圧または電流の測定値である信号を受けることを
特徴とする電源用調整装置。
【請求項２】前記ブーストスイッチングレギュレータは
前記負荷に印加される電圧の測定値と比較する基準電源
を更に含む請求項１に記載の電源用調整装置。
【請求項３】前記ブーストスイッチングレギュレータ
は、前記第１部分に印加される電圧を、所望の固定値と
前記第２部分からの通常の定電圧との差にほぼ等しくさ
せるためだけの十分な電力を前記第１部分から取り出す
ことによって所定固定値に近似するように全てのソーラ
パネル列に印加される電圧を制御する請求項１に記載の
電源用調整装置。
【請求項４】前記ブーストスイッチングレギュレータは
前記負荷に所望の固定電圧値の近似値を発生するために
丁度必要な電流量を前記負荷に強制的に加えることによ
って前記ソーラパネル列の全てに印加される電圧を制御
する請求項３に記載の電源用調整装置。
【請求項５】前記ブーストスイッチングレギュレータは
前記負荷に印加される電圧の測定値との比較に用いられ
る基準電圧源を更に有する請求項４の電源用調整装置。
【請求項６】前記ブーストスイッチングレギュレータは
前記負荷に印加される電圧の測定値を前記基準電圧に実
質的に等しくさせるために前記負荷に入力される電流パ
ルスの幅を変調することによって前記負荷に強制入力さ
れる電流量を制御する請求項５の電源用調整装置。
【請求項７】前記ブーストスイッチングレギュレータは
フライバックレギュレータである請求項６の電源用調整
装置。
【請求項８】初期寿命では比較的高電流を発生し、終期
寿命では、比較的低電流を発生する制限有効寿命のソー
ラパネルに適用され、前記ソーラパネル列のソーラパネ
ルの数及び前記ソーラパネル列に沿って接続されるタッ
プの位置が、前記ソーラパネルが大体において前記有効
寿命の初期である時に前記ソーラパネル列の前記第２部
分によって発生する電圧が前記負荷に適用できる値を越
えないように選択される請求項３の電源用調整装置。
【請求項９】前記ソーラパネルが大体において有効寿命
の終期であるときに、前記ソーラパネル列の前記第１部
分及び第２部分が略最大電力動作領域で動作し、直列で
の前記第１部分及び第２部分によって発生する電圧は公
称最小動作電圧及び電流を前記負荷に供給するに十分な
値であり、大体において無視できる電力が前記ブースト
スイッチングレギュレータに流れる請求項８の電源用調
整装置。
【請求項１０】前記ブーストスイッチングレギュレータ
は電流供給インバータである請求項９の電源用調整装
置。
【請求項１１】前記ブーストスイッチングレギュレータ
はフライバックスイッチングレギュレータである請求項
１の電源用調整装置。
【請求項１２】前記ブーストスイッチングレギュレータ
は電流供給インバータである請求項１の電源用調整装
置。