KR20160045954A

KR20160045954A - 부하 전류 정보를 제공하는 전력관리 집적회로 및 그것을 포함하는 전자 장치

Info

Publication number: KR20160045954A
Application number: KR1020140140484A
Authority: KR
Inventors: 최민호; 고유석; 금동진; 유화열; 이영훈
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2014-10-17
Filing date: 2014-10-17
Publication date: 2016-04-28
Also published as: US20190149045A1; CN105529926B; US20160111958A1; US10205388B2; KR102244992B1; CN105529926A; US10965214B2

Abstract

본 발명에 따른 전자 장치는, 각각 부하 전류의 크기를 측정하는 전류 미터를 갖는 복수의 레귤레이터들을 포함하는 전력관리 집적회로, 그리고 상기 전력관리 집적회로로부터 실시간 부하 전류 정보를 수신하고, 수신된 상기 실시간 부하 전류 정보를 참조하여 성능 향상 동작을 수행하는 부하 장치를 포함한다.

Description

부하 전류 정보를 제공하는 전력관리 집적회로 및 그것을 포함하는 전자 장치{POWER MANAGEMENT INTEGRATED CIRCUIT FOR SUPPLYING LOAD CURRENT INFORMATION AND ELECTRONIC DEVICE COMPRISING THE SAME}

본 발명은 반도체 장치에 관한 것으로, 좀 더 구체적으로는 실시간 부하 전류 정보를 제공하는 전력관리 집적회로 및 그것을 포함하는 전자 장치에 관한 것이다.

전원 회로는 다양한 전자 장치들을 구동하기 위한 가장 기본적인 구성이다. 최근에는 모바일 기기의 사용이 증가함에 따라 고효율의 직류-직류 변환기(DC-DC converter)에 대한 수요가 증가하고 있다. 특히, 모바일 장치에서는 저항 성분의 개입이 최소화된 직류-직류 변환기가 필요하다. 왜냐하면, 저항에 의한 전압 강하 방식을 사용하는 경우에는 전력 소모가 필연적으로 증가하게 된다. 따라서, 전력 소모를 최소화하면서도 타깃 레벨의 전압을 용이하게 얻을 수 있는 인덕터를 사용하는 스위칭 컨버터(Switching converter)가 직류-직류 변환기로 많이 사용된다.

스위칭 컨버터는 높은 직류 전압을 그보다 낮은 직류 전압으로 변환하는 벅 컨버터(Buck Converter)나 좀더 높은 전압으로 승압하는 부스트 컨버터(Boost converter) 등이 있다. 저항에 비하여 상대적으로 전력 소모가 적은 인덕터를 사용하는 스위칭 컨버터는 높은 에너지 효율을 제공할 수 있다. 직류-직류 변환기에는 이밖에도 선형 레귤레이터로 구성되는 LDO(Low Drop-Out) 레귤레이터가 포함될 수 있다.

최근의 전력관리 집적회로(Power Management IC: 이하, PMIC)에서는 상술한 레귤레이터들을 집적하여 부하 장치들에 최적화된 전원을 제공하고 있다. 그러나, 모바일 장치에서 PMIC는 전력소모의 감소 및 부하 장치들의 성능 향상을 위해서 실시간 전력 정보를 부하 장치들에게 제공할 것이 요구되고 있다.

본 발명의 목적은 부하 장치에 실시간으로 제공되는 전류의 크기를 제공할 있는 전원 장치를 제공하는데 있다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 모바일 장치는, 각각 부하 전류의 크기를 측정하는 전류 미터를 갖는 복수의 레귤레이터들을 포함하는 전력관리 집적회로, 그리고 상기 전력관리 집적회로로부터 실시간 부하 전류 정보를 수신하고, 수신된 상기 실시간 부하 전류 정보를 참조하여 열 조절 동작(Thermal Throttling) 등과 같은 성능 향상 동작을 수행하는 부하 장치를 포함한다.

상기 목적을 달성하기 위한 전력관리 집적회로와 상기 전력관리 집적회로로부터 전력을 공급받는 부하 장치를 포함하는 모바일 장치의 동작 방법은, 상기 부하 장치가 상기 전력관리 집적회로에 부하 전류 정보를 요청하는 단계, 상기 전력관리 집적회로가 상기 부하 장치로 전력을 공급하는 레귤레이터의 출력 전류 크기를 검출하는 단계, 상기 검출된 출력 전류 크기를 상기 부하 장치에 부하 전류 정보로 제공하는 단계, 그리고 상기 부하 장치에서 상기 부하 전류 정보를 사용하여 열 조절 동작(Thermal Throttling)을 수행하는 단계를 포함한다.

상기 목적을 달성하기 위한 직류 입력 전압을 스위칭 방식으로 변환하는 스위칭 레귤레이터는, 상기 직류 전압을 일단으로 입력받는 인덕터, 상기 인덕터의 타단과 접지 사이를 스위칭하는 제 1 트랜지스터, 상기 인덕터의 타단과 출력단 사이를 스위칭하는 제 2 트랜지스터, 그리고 상기 제 2 트랜지스터의 드레인-소스 노드의 차동 전압을 감지하여 부하 전류 정보로 제공하기 위한 전류 미터를 포함한다.

상기 목적을 달성하기 위한 직류 입력 전압을 스위칭 방식으로 변환하는 스위칭 레귤레이터는, 인덕터, 상기 직류 전압을 상기 인덕터의 일단으로 스위칭하여 전달하는 제 1 트랜지스터, 상기 인덕터의 일단과 접지 사이에 연결되는 제 2 트랜지스터, 그리고 상기 인덕터의 일단으로 흐르는 부하 전류의 크기를 직류 레벨로 제공하는 전류 미터를 포함한다.

이상과 같은 본 발명의 실시 예에 따르면, 부하 장치에서 요청하는 부하 전류의 크기 정보를 실시간으로 부하 장치에 제공할 수 있다. 따라서, 부하 장치에서 수행되는 다양한 전력, 온도, 서비스 품질 유지 동작을 지원할 수 있는 모바일 장치의 구현이 가능하다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 모바일 장치를 보여주는 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 PMIC의 구조를 예시적으로 보여주는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 PMIC(100)의 동작을 간략히 보여주는 순서도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 미터를 포함하는 스위칭 레귤레이터를 보여주는 회로도이다.
도 5는 도 4의 전류 미터를 포함하는 스위칭 레귤레이터를 좀더 구체적으로 보여주는 회로도이다.
도 6은 도 5의 전류 미터의 동작을 간략히 보여주는 파형도이다.
도 7은 도 4의 전류 미터를 포함하는 스위칭 레귤레이터의 다른 예를 보여주는 회로도이다.
도 8은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터를 보여주는 회로도이다.
도 9는 도 8의 스위칭 레귤레이터의 예시적인 실시 예를 보여주는 도면이다.
도 10은 도 9의 전류 미터(115e)의 동작을 간략히 보여주는 파형도이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터를 보여주는 회로도이다.
도 12는 도 11의 전류 리미터(115f)의 예시적인 구성을 간략히 보여주는 회로도이다.
도 13은 도 1에 도시되 부하 장치를 예시적으로 보여주는 블록도이다.
도 14는 본 발명의 부하 장치에서 수행되는 온도 제어 방법을 예시적으로 보여주는 순서도이다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 메모리 시스템을 간략히 보여주는 블록도이다.
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 모바일 장치를 보여주는 블록도이다.

앞의 일반적인 설명 및 다음의 상세한 설명 모두 예시적이라는 것이 이해되어야 하며, 청구된 발명의 부가적인 설명이 제공되는 것으로 여겨져야 한다. 참조 부호들이 본 발명의 바람직한 실시 예들에 상세히 표시되어 있으며, 그것의 예들이 참조 도면들에 표시되어 있다. 가능한 어떤 경우에도, 동일한 참조 번호들이 동일한 또는 유사한 부분을 참조하기 위해서 설명 및 도면들에 사용된다.

이하에서는, 반도체 장치 또는 반도체 칩이 본 발명의 특징 및 기능을 설명하기 위한 단위의 예로서 사용될 것이다. 하지만, 이 기술 분야에 정통한 사람은 여기에 기재된 내용에 따라 본 발명의 다른 이점들 및 성능을 쉽게 이해할 수 있을 것이다. 본 발명은 다른 실시 예들을 통해 또한, 구현되거나 적용될 수 있을 것이다. 게다가, 상세한 설명은 본 발명의 범위, 기술적 사상 그리고 다른 목적으로부터 상당히 벗어나지 않고 관점 및 응용에 따라 수정되거나 변경될 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 모바일 장치를 보여주는 블록도이다. 도 1을 참조하면, 모바일 장치는 PMIC(100)와 부하 장치(200)를 포함한다. PMIC(100)는 부하 장치(200)의 요청에 따라 부하 전류 정보(Load Current Information: 이하, LCI)를 제공할 수 있다.

PMIC(100)는 복수의 직류-직류 컨버터(DC-DC Converter)들 또는 레귤레이터들을 포함할 수 있다. PMIC(100)는 부하 장치(200)로부터의 요청에 따라 부하 장치로 제공되는 부하 전류의 크기를 실시간으로 제공할 수 있다. 이러한 기능을 위해서 PMIC(100)는 전류 미터(105)를 포함한다. 부하 장치(200)의 요청에 따라 PMIC(100)는 부하 전류를 측정하고, 측정된 값을 부하 장치(200)에 제공할 수 있다.

PMIC(100)는 먼저 부하 장치(200)로부터 부하 전류에 대한 감지 요청 신호(S_EN) 및 제어 신호(CNTL)를 수신한다. 여기서, 제어 신호(CNTL)는 복수의 레귤레이터들 중 어느 하나를 선택하기 위한 선택 정보, 평균 전류를 계산하기 위한 시간이나 파라미터 정보들을 포함한다. 즉, 제어 신호(CNTL)에는 전류 미터(105)가 부하 전류를 측정하기 위한 다양한 설정 정보들이 포함될 수 있다. 예를 들면, 제어 신호(CNTL)에는 부하 전류에 대한 샘플링 주기나 스위칭 레귤레이터의 평균 전류값을 계산하기 위한 시간 정보 등이 포함될 수 있다.

PMIC(100)는 제어 신호(CNTL)를 참조하여 선택된 선형 또는 스위칭 레귤레이터에서 출력되는 부하 전류를 측정 및 계산한다. 그리고 PMIC(100)는 측정 및 계산된 선형 또는 스위칭 레귤레이터에서 출력되는 부하 전류의 크기를 부하 전류 정보(LCI)로서 부하 장치(200)에 제공할 수 있다. 여기서, 부하 전류 정보(LCI)는 디지털 데이터 형태로 또는 아날로그 신호 형태로 부하 장치(200)에 전달될 수 있을 것이다.

부하 장치(200)는 PMIC(100)로부터 제공되는 전원을 사용하여 다양한 동작을 수행할 것이다. 예를 들면, 부하 장치(200)는 PMIC(100)로부터 제공되는 실시간 부하 전류 정보(LCI)를 참조하여 다양한 서비스 품질 향상이나 성능 향상을 위한 동작을 수행할 수 있다. 부하 장치(200)는 실시간으로 제공되는 부하 전류 정보(LCI)를 사용하여 열 조절(Thermal Throttling)과 같은 온도 제어 동작을 수행할 수 있을 것이다. 실질적으로 부하 전류의 크기가 클수록 전력 소모가 크게 되며, 부하 장치(200)의 온도 상승의 폭도 커진다. 따라서, 실시간으로 제공되는 부하 전류 정보(LCI)를 사용한다면 부하 장치(200)는 신속하고 정확한 발열 제어가 가능할 것이다. 부하 장치(200)의 부하 전류 정보(LCI)의 활용 예는 열 조절에만 국한되지 않으며, 다양한 적용이 가능하다.

부하 장치(200)는 주기적으로 또는 필요시에 PMIC(100)에 부하 전류 정보(LCI)를 요청할 수 있다. 즉, 부하 장치(200)는 부하 전류 정보(LCI)를 얻기 위해서 부하 전류의 감지 요청 신호(S_EN) 및 제어 신호(CNTL)를 PMIC(100)에 전달할 것이다. 그러면, PMIC(100)는 부하 장치(200)에 의해서 선택 및 요청된 레귤레이터에 대한 부하 전류를 측정 및 계산한다. 부하 전류에 대한 계산이 완료되면 PMIC(100)는 레디 신호(Ready)를 부하 장치(200)에 제공한다. 그러면 부하 장치(200)는 PMIC(100)로부터 부하 전류 정보(LCI)를 패치 또는 수신한다.

실시간으로 측정 및 계산된 부하 전류 정보를 사용하는 경우, 예측에 의해서 획득된 정보에 비해서 훨씬 높은 활용도 및 정확도의 부하 전류 정보(LCI)의 제공이 가능하다. 따라서, 실시간 부하 전류의 크기를 사용할 수 있는 열 조절(Thermal Throttling), 전력 관리 등의 다양한 응용이 가능할 것이다.

도 2는 도 1에 도시된 PMIC(100)의 구조를 예시적으로 보여주는 블록도이다. 도 2를 참조하면, PMIC(100)는 각각 전류 미터(Current Meter)를 포함하는 복수의 레귤레이터들(110, 120)을 포함한다. 그리고 PMIC(100)는 측정된 부하 전류 정보(LCI)를 부하 장치(200, 미도시됨)로 제공하기 위한 선택기(130), 아날로그-디지털 변환기(140), 제어 로직(150), 인터럽트 발생기(160), 인터페이스(170) 등을 포함한다.

스위칭 레귤레이터들(110)은 적어도 하나의 스위칭 레귤레이터를 포함할 수 있다. 스위칭 레귤레이터들(110)은 예를 들면, 부스트 컨버터(Boost converter), 벅부스트 컨버터(Buck-boost converter), 그리고 벅 컨버터(Buck converter)와 같은 형태들 중 적어도 하나로 제공될 수 있다. 각각의 스위칭 레귤레이터들(110)은 전류 미터(Current Meter)를 포함한다. 그리고 스위칭 레귤레이터들(110) 각각은 전류 미터를 통해서 제공되는 측정 신호(LCI_1~LCI_M, M은 정수)를 출력할 수 있다. 측정 신호(LCI_1~LCI_M)는 부하 전류의 레벨 정보를 가지는 전기 신호일 수 있다.

LDO 레귤레이터들(120)은 적어도 하나의 LDO 레귤레이터를 포함할 수 있다. LDO 레귤레이터들(120) 각각은 출력 전압의 레벨에 따라 전압 강하의 크기를 제어할 수 있는 선형 레귤레이터들로 제공될 수 있다. 더불어, LDO 레귤레이터들(120) 각각에는 전류 미터(Current Meter)가 구비된다. 각각의 전류 미터(Current Meter)에 의해서 측정된 부하 전류는 측정 신호(LCI_M+1~LCI_N)로 제공될 수 있다. 측정 신호(LCI_M+1~LCI_N)는 LDO 레귤레이터들 각각에 대한 부하 전류의 레벨 정보를 가지는 전기 신호로 출력될 수 있다.

선택기(130)는 제어 로직(150)으로부터 제공되는 선택 신호(SEL)에 응답하여 스위칭 레귤레이터들(110)이나 LDO 레귤레이터들(120)로부터 출력되는 측정 신호(LCI_1~LCI_N)들 중 적어도 하나를 선택한다. 선택기(130)는 예를 들면 멀티플렉서(Multiplexer)로 제공될 수 있을 것이다.

아날로그-디지털 변환기(140)는 선택기(130)에 의해서 선택된 측정 신호(LCI_1~LCI_N)들 중 적어도 하나를 디지털 신호로 변환한다. 즉, 부하 전류의 크기 정보를 가지는 측정 신호(LCI_1~LCI_N)를 아날로그-디지털 변환기(140)는 이산 신호나 디지털 코드로 변환시킬 수 있을 것이다. 디지털 신호로 변환된 측정 신호들(LCI_1~LCI_N) 중 선택된 신호는 제어 로직(150)에 전달된다.

제어 로직(150)은 인터페이스(170)를 통해서 제공되는 부하 장치(200)로부터의 부하 전류의 감지 요청 신호(S_EN) 및 제어 신호(CNTL)를 수신할 수 있다. 제어 로직(150)은 감지 요청 신호(S_EN) 및 제어 신호(CNTL)에 응답하여 레귤레이터들(110, 120)로부터 출력되는 부하 전류의 측정 신호들(LCI_1~LCI_N) 중 적어도 하나를 선택할 수 있다. 제어 로직(150)은 측정 신호들(LCI_1~LCI_N) 중 적어도 하나를 선택하기 위한 선택 신호(SEL)를 생성하여 선택기(130)에 제공할 것이다. 선택 신호(SEL)는 멀티플렉서의 출력을 선택하기 위한 코드로 제공될 수도 있을 것이다.

제어 로직(150)은 복수의 레지스터들(Reg_1~Reg_i, i는 정수)을 구비할 수 있다. 복수의 레지스터들(Reg_1~Reg_i)은 부하 장치(200)에서 요청에 의해서 선택된 레귤레이터의 부하 전류 정보(LCI)가 저장될 수 있다. 예를 들면, 스위칭 레귤레이터(110) 중에서 선택된 어느 하나의 부하 전류 정보(LCI_x)가 제 1 레지스터(Reg_1)에 저장되고, LDO 레귤레이터들(120) 중 선택된 적어도 하나의 부하 전류 정보(LCI_y)가 제 2 레지스터(Reg_2)에 저장될 수 있을 것이다. 제어 로직(150)은 선택된 레귤레이터의 부하 전류 정보(LCI)가 레지스터들에 저장되면, 레디 신호(Ready)를 부하 장치(200)에 전송할 것이다. 그러면, 부하 장치(200)는 인터페이스(170)를 통해서 레지스터에 저장된 부하 전류 정보(LCI)를 패치할 수 있을 것이다.

인터럽트 발생기(160)는 제어 로직(150)의 제어에 따라 레디 신호(Ready)를 생성하여 부하 장치(200)에 제공한다. 인터럽트 발생기(160)로부터의 레디 신호(Ready)에 응답하여 부하 장치(200)는 이후 부하 전류 정보(LCI)를 패치하거나 수신할 준비를 할 수 있다.

인터페이스(170)는 부하 장치(200)와 실질적으로 데이터의 교환을 가능하게 한다. 인터페이스(170)는 부하 장치(200)로부터 제공되는 부하 전류의 감지 요청 신호(S_EN) 및 제어 신호(CNTL)를 데이터 또는 신호 형태로 제어 로직(150)에 제공할 수 있다. 더불어, 인터페이스(170)는 제어 로직(150)의 레지스터에 저장된 부하 전류 정보(LCI)에 부하 장치(200)가 접근할 수 있는 인터페이스를 제공할 수 있다. 예를 들면, 인터페이스(170)는 MIPI(Mobile Industry Processor Interface), PCIe, SATA(Serial ATA), USB 등과 같은 모바일 응용 프로세서와 공유 가능한 인터페이스 장치로 제공될 수 있을 것이다.

이상에서 설명된 PMIC(100)에 따르면, PMIC(100)에 구비되는 제반 레귤레이터들에는 전류 미터(Current Meter)가 포함된다. 그리고 PMIC(100)는 부하 장치(200)로부터 선택된 레귤레이터의 부하 전류의 측정 및 계산이 완료되면 제어 로직(150)에 구비된 레지스터(Reg_n, 1≤n≤i)에 저장한다. 레지스터(Reg_n)에 저장된 부하 전류 정보(LCI)는 부하 장치(200)로 제공될 수 있다.

도 3은 본 발명의 PMIC(100)의 동작을 간략히 보여주는 순서도이다. 도 3을 참조하여, PMIC(100)가 부하 장치(200)의 요청에 따라 선택된 레귤레이터의 부하 전류 정보(LCI)를 생성하여 제공하는 절차가 설명될 것이다.

S110 단계에서, PMIC(100)는 부하 장치(200)로부터 부하 전류의 감지 요청 신호(S_EN) 및 제어 신호(CNTL)를 수신한다. 제어 신호(CNTL)에는 부하 장치(200)에서 요청한 레귤레이터의 선택 정보, 부하 전류를 측정하기 위한 설정 정보가 포함될 수 있다. 예를 들면, 제어 신호(CNTL)에는 레귤레이터의 종류 정보, 샘플링 주기 정보, 평균 시간(Averaging Time)과 같은 정보들이 포함될 수 있다. 여기서, 선택 정보는 부하 장치(200)에 현재 전원을 공급하는 레귤레이터나, 부하 전류의 크기를 측정할 필요가 있는 레귤레이터를 선택하기 위한 신호가 포함된다. 샘플링 주기 정보는 전류 미터(Current Meter)에서 부하 전류를 측정하는 시간에 대한 정보이다. 그리고 평균 시간은 스위칭 레귤레이터의 출력 전류와 같이 비연속적인 전류의 평균치로 계산하기 위한 시간 정보를 포함할 것이다.

S120 단계에서, PMIC(100)는 복수의 레귤레이터들(110, 120) 각각의 전류 미터(Current Meter)로부터 제공되는 감지 신호(LCI_j)를 선택한다. 선택기(130)에 의해서 선택된 감지 신호(LCI_j)는 아날로그-디지털 변환기(140)에 의해서 코드 데이터로 변환될 것이다. 여기서, 복수의 레귤레이터들의 감지 신호들(LCI_1~LCI_N) 중에서 적어도 하나를 선택하기 위해서는 부하 장치(200)에서 제공된 선택 정보가 사용될 것이다. 선택 정보는 제어 신호(CNTL)에 포함된다. 만일, 복수의 레귤레이터들이 선택되는 경우, 선택된 레귤레이터들 각각의 감지 신호들(LCI_j)은 순차적으로 아날로그-디지털 변환기(140)에 전달되고, 디지털 데이터로 변환된다. 그리고 디지털 데이터로 변환된 부하 전류 정보(LCI)는 제어 로직(150)에 구비된 레지스터들(Reg_1, Reg_2, …, Reg_i)에 저장될 것이다.

S130 단계에서, 제어 로직(150)은 부하 장치(200)에서 요청한 부하 전류 정보(LCI)의 측정 및 전송 준비가 완료되었음을 부하 장치(200)에 알려주도록 인터럽트 발생기(160)를 제어할 것이다. 인터럽트 발생기(160)는 제어 로직(150)의 제어에 따라 레디 신호(Ready)를 부하 장치(200)로 전송한다.

S140 단계에서, 부하 장치(200)의 패치 동작에 의해서 부하 전류 정보(LCI)가 부하 장치(200)로 전송된다. 여기서, 부하 전류 정보(LCI)는 부하 장치(200)의 패치 동작뿐 아니라, PMIC(100)에 의해서 부하 장치(200)로 직접 전송될 수도 있을 것이다. 이후 부하 장치(200)는 실시간 부하 전류 정보(LCI)를 사용하여 열 조절(Thermal Throttling)이나, 전력 제어 동작, DVFS 등을 수행할 수 있을 것이다.

S150 단계에서, 제어 로직(150)은 부하 장치(200)에서 전달되는 감지 요청 신호(S_EN)의 상태를 채크한다. 만일, 감지 요청 신호(S_EN)가 여전히 활성화된 상태(Enable)라면, 절차는 S120 단계로 이동한다. 즉, 제어 로직(150)은 선택된 레귤레이터에 대한 부하 전류의 측정을 계속할 것이다. 반면, 감지 요청 신호(S_EN)가 비활성화된 상태(Disable)라면, 선택된 레귤레이터에 대한 부하 전류의 측정 및 실시간 부하 전류 정보(LCI)의 제공 동작은 종료된다.

이상에서는 부하 장치(200)에서 요청된 부하 전류 정보(LCI)를 실시간으로 제공하는 PMIC(100)의 기능이 설명되었다. 부하 장치(200)에서 부하 전류의 크기를 참조하여 특정 동작을 수행하기 위해서는 실시간으로 제공되는 부하 전류의 크기 정보가 반드시 필요하다. 본 발명의 PMIC(100)에서는 전류 미터(Current Meter)를 내장한 레귤레이터들을 통해서 실질적으로 부하에서 소모되는 전류의 크기를 측정할 수 있다. 그리고 PMIC(100)는 부하 장치(200)의 요청시마다 신속하게 측정된 부하 전류 정보(LCI)를 제공할 수 있다.

PMIC(100)의 내부에 전류 미터(Current Meter)를 구비함에 따라, 다양한 환경에 영향을 받는 전류 측정의 정밀도를 높일 수 있다. 더불어, PMIC(100)의 외부에 저항 성분을 사용하여 전류를 측정하는 경우에 발생하는 전력 소모도 방지할 수 있을 것이다.

도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전류 미터를 포함하는 스위칭 레귤레이터를 보여주는 회로도이다. 도 4를 참조하면, 스위칭 레귤레이터(Switching Regulator)의 예로 부스트 컨버터(110a)가 도시되어 있다. 부스트 컨버터(110a)는 입력 전압보다 높은 출력 전압을 제공하기 위한 스위칭 레귤레이터의 일종이다. 본 발명의 부스트 컨버터(110a)는 부하 전류(I_load)에 대응하는 PMOS 트랜지스터의 전류(Ipm)를 측정하는 전류 미터(115a)를 포함한다.

본 발명의 부스트 컨버터(110a)는 간략하게 인덕터(L), 스위치단(NM, PM), 출력 커패시터(Co), 그리고 전류 미터(115a)를 포함한다. 인덕터(L)의 일단에는 직류 전압으로 제공되는 전원(Vin)이 연결된다. 전원(Vin)은 예를 들면 배터리로 제공될 수 있다. 그리고 스위치단(NM, PM)은 구동 신호(PDRV, NDRV)에 응답하여 상보적으로 턴오프/턴온되는 PMOS 트랜지스터(PM)와 NMOS 트랜지스터(NM)로 구성될 수 있다. PMOS 트랜지스터(PM)와 NMOS 트랜지스터(NM)의 스위칭에 의해서 인덕터(L)에 흐르는 전류는 레귤레이팅되어 부하 측으로 제공된다. 여기서, 출력 커패시터(Co)가 충분히 크면, 출력 전압(Vout)의 맥동이 억압되어 직류 형태로 출력될 수 있다.

본 발명의 전류 미터(115a)는 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류를 측정하도록 구성될 수 있다. 전류 미터(115a)는 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류를 측정하기 위한 구성이다. 즉, 전류 미터(115a)는 PMOS 트랜지스터(PM)의 드레인-소스단의 전압차를 검출하여 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류를 구할 수 있다. 그리고 비연속적인 PMOS 트랜지스터(PM)의 채널 전류의 평균을 구하여 부하 전류의 크기를 나타내는 부하 전류 정보(LCI)로 제공될 수 있다. 여기서 부하 전류 정보(LCI)는 전압이나 전류 레벨 또는 코드 데이터로 제공될 수도 있을 것이다.

부스트 컨버터(110a)에서 실질적으로 부하에 제공되는 부하 전류는 인덕터(L)에 흐르는 인덕터 전류(I_L)가 아니라 부하 측으로 전류를 공급하는 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류(Ipm)이다. 따라서, PMOS 트랜지스터(PM)의 채널 전류를 측정하고, 그 평균값을 구하면 부하에 공급되는 부하 전류(I_load)의 크기로 사용될 수 있다.

도 5는 도 4의 전류 미터를 포함하는 스위칭 레귤레이터를 좀더 구체적으로 보여주는 회로도이다. 도 5를 참조하면, 부스트 컨버터(110b)는 부하 전류(I_load)에 대응하는 PMOS 트랜지스터(PM)의 채널 전류(Ipm)를 측정하는 전류 미터(115b)를 포함한다.

부스트 컨버터(110b)는 앞서 설명된 도 4의 부스트 컨버터(110a)와 실질적으로 동일하다. 따라서, 부스트 컨버터(110b)에 포함되는 인덕터(L), 스위치(NM, PM), 출력 커패시터(Co)에 대한 동작 설명은 생략하기로 한다.

전류 미터(115b)는 입력 선택부(116b), 전압-전류 변환기(117b), 저항(Ri) 그리고 저역 필터(118b)를 포함할 수 있다. 입력 선택부(116b)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 시점에는 PMOS 트랜지스터(PM)의 드레인-소스단 전압을 전압-전류 변환기(117b)에 차동 전압으로 제공한다. 반면, 입력 선택부(116b)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴오프되는 시점에는 전압-전류 변환기(117b)에 0V의 차동 전압을 제공할 수 있다. 이러한 동작을 위해서, PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 시점(즉, PDRV가 로우 레벨일 때)에, 제 1 스위치(SW1)는 턴온되고 제 2 스위치(SW2)는 턴오프되어야 한다. 반대로, PMOS 트랜지스터(PM)가 턴오프되는 시점(즉, PDRV가 하이 레벨일 때)에, 제 1 스위치(SW1)는 턴오프되고 제 2 스위치(SW2)는 턴온되어야 한다. 여기서, PMOS 트랜지스터(PM)와 NMOS 트랜지스터(NM)를 구동하는 드라이버 신호들(PDRV, NDRV)은 동일한 신호 또는 동일한 레벨로 제공될 수 있다.

전압-전류 변환기(117b)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 시점에 PMOS 트랜지스터(PM)의 드레인-소스단의 차동 전압을 검출하여 전류 신호로 변환한다. 예를 들면, 검출된 PMOS 트랜지스터(PM)의 드레인-소스 단의 차동 전압은 전압-전류 변환기(117b)에 구비되는 PMOS 트랜지스터(PM)의 저항과 동일한 크기의 저항을 사용하여 전류로 변환할 수 있다. 이때, 전압-전류 변환기(117b)에 의해서 출력되는 전류(Ics)는 저항(Ri)에 흐르게 된다. 그리고 저항(Ri)에 흐르는 전류는 전압 값으로 검출되고, 저역 필터(118b)에 의해서 평균된 부하 전류 정보(LCI)로 제공될 수 있다. 여기서, 저역 필터(118b)는 다양한 평활 회로들 중 어느 하나를 사용할 수도 있음은 잘 이해될 것이다.

이상에서, 부하 전류(I_load)와 동일한 크기의 PMOS 트랜지스터(PM)의 채널 전류(Ipm)를 측정하는 전류 미터(115b)의 예가 설명되었다. 하지만, 전류 미터((115b)의 전류 측정 방식이나 구성은 다양하게 변경될 수 있음은 잘 이해될 것이다. 다만, 전류 미터(115b)는 PMIC(100)의 내부에 구비되고, 실시간으로 부하 전류를 측정할 수 있어야 할 것이다.

도 6은 도 5의 전류 미터의 동작을 간략히 보여주는 파형도이다. 도 6을 참조하면, 전류 미터(116b)는 PMOS 트랜지스터(PM)의 전류만을 측정하여 평균 연산을 통해서 부하 전류(I_load)로 제공할 수 있다.

먼저, 인덕터(L)에 흐르는 인덕터 전류(I_L)의 파형을 살펴보기로 하자. 인턱터에 흐르는 인덕터 전류(I_L)는 스위치단(PM, NM)의 스위칭 동작에 의해서 가변된다. t0 시점 이전에는 NMOS 트랜지스터(NM)가 턴온되고, PMOS 트랜지스터가 턴오프된 상태라 가정하자. 그러면, 인덕터 전류(I_L)는 직선적으로 상승한다. t1 시점에서는 NMOS 트랜지스터(NM)가 턴오프되고, PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온된다. 그러면, PMOS 트랜지스터에 흐르는 전류(Ipm)는 부하에 제공되는 부하 전류(I_load)에 기여하게 될 것이다.

이러한 방식으로 NMOS 트랜지스터(NM)와 PMOS 트랜지스터(PM)의 상보적인 스위칭에 의해서 적정 레벨의 전압 또는 전류가 지속적으로 부하로 제공될 것이다. 특히, 부하 전류(I_load)에 기여하는 PMOS 트랜지스터(PM)의 전류(Ipm)는 빗금친 부분으로 나타난다. 따라서, 빗금친 부분의 PMOS 트랜지스터(PM)의 전류(Ipm)는 비연속적이다. 이러한 비연속적인 전류의 크기는 평균화 연산이 동반되어야 직류 성분으로 제공된다. 따라서, PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 시점의 전류(Ipm)를 하나의 주기(예를 들면, t1~t3)에 대한 평균치로 계산하면 실질적으로 부하로 제공된 부하 전류(I_load)의 크기가 제공될 수 있다.

본 발명의 전류 미터(115b)는 비연속적으로 제공되는 PMOS 트랜지스터의 전류(Ipm)를 PMIC(100)의 내부에서 측정할 수 있다. 그리고 전류 미터(115b)에 의해서 측정된 부하 전류의 크기 정보는 부하 장치(200)에 실시간으로 제공될 수 있다.

도 7은 도 4의 전류 미터를 포함하는 스위칭 레귤레이터의 다른 예를 보여주는 회로도이다. 도 7을 참조하면, 부스트 컨버터(110c)는 부하 전류(I_load)에 대응하는 PMOS 트랜지스터(PM)의 채널 전류(Ipm)를 측정하는 전류 미터(115c)를 포함한다.

부스트 컨버터(110c)는 전류 미터(115c)를 제외하면 앞서 설명된 도 5의 부스트 컨버터(110b)와 실질적으로 동일하다. 따라서, 부스트 컨버터(110c)에 포함되는 인덕터(L), 스위치단(NM, PM), 출력 커패시터(Co)에 대한 구체적인 동작 설명은 여기서 생략하기로 한다.

전류 미터(115c)는 입력 선택부(116c), 저역 필터(117c), 전압-전류 변환기(118c), 그리고 저항(Ri)을 포함할 수 있다. 입력 선택부(116c)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 시점에는 PMOS 트랜지스터(PM)의 드레인-소스단 전압을 전압-전류 변환기(117c)에 차동 전압으로 제공한다. 반면, 입력 선택부(116c)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴오프되는 시점에는 전압-전류 변환기(117c)에 0V의 차동 전압을 제공할 수 있다. 이러한 동작을 위해서, PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 시점(즉, PDRV가 로우 레벨일 때)에, 제 1 스위치(SW1)는 턴온되고 제 2 스위치(SW2)는 턴오프된다. 반대로, PMOS 트랜지스터(PM)가 턴오프되는 시점(즉, PDRV가 하이 레벨일 때)에, 제 1 스위치(SW1)는 턴오프되고 제 2 스위치(SW2)는 턴온된다.

저역 필터(117c)는 PMOS 트랜지스터(PM)의 드레인-소스단의 차동 전압을 평균화하는 평활 회로로 제공될 수 있다. 저역 필터(117c)는 PMOS 트랜지스터(PM)의 턴온 시간 동안의 드레인-소스단의 차동 전압을 한 주기(T)에 대해서 평균적인 크기로 출력할 수 있다. 예를 들면, 저역 필터(117c)는 저항(R)과 커패시터(C)를 포함할 수 있으며, 입력되는 불연속 전압을 평균화하여 시간 축에 연속적인 전압치로 출력할 수 있을 것이다.

전압-전류 변환기(118c)는 저역 필터(117c)에서 출력되는 연속 전압을 전류신호로 변환한다. 예를 들면, 전압-전류 변환기(118c)는 검출된 PMOS 트랜지스터(PM)의 드레인-소스단의 차동 전압의 평균치를 전압-전류 변환기(118c)에 구비되는 PMOS 트랜지스터(PM)의 저항과 동일한 크기의 저항을 사용하여 전류(Ics)로 변환할 수 있다. 이때, 전압-전류 변환기(118c)에 의해서 출력되는 전류 신호(Ics)는 저항(Ri)에 흐르게 된다. 그리고 저항(Ri)에 흐르는 전류에 의해서 전압으로 검출되고, 이 검출된 전압이 부하 전류 정보(LCI)로 제공될 수 있다.

도 8은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터를 보여주는 회로도이다. 도 8을 참조하면, 벅 컨버터(Buck converter)로 구성되는 스위칭 레귤레이터(110d)에 전류 미터(115d)가 포함될 수 있다.

PMOS 트랜지스터(PM)의 일단은 입력 전압(VDD)을 제공받기 위한 노드에 연결될 수 있다. NMOS 트랜지스터(NM)는 PMOS 트랜지스터(PM)의 타단과 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)는 각각 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 의해 제어될 수 있다. 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)를 제공하기 위한 구동부(111d)가 스위칭 레귤레이터(110d)에 포함될 수 있다.

구동부(111d)에 의해서 생성되는 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 의해서 출력 전압(Vout)의 레벨이 결정될 것이다. 즉, 구동부(111d)는 펄스폭 변조 방식으로 인덕터(L)와 출력 커패시터(Co)를 충전 및 방전을 제어하여 출력 전압(Vout)의 레벨을 제어할 수 있다. 예를 들면, 제 1 구동 신호(PDRV)의 듀티비가 작을수록(로우 레벨 구간이 길어질수록) 인턱터(L)의 충전 시간이 길어진다. 따라서, 인덕터(L)에 저장되는 에너지가 증가하게 되고, 출력 전압(Vout)은 상대적으로 높아지게 된다. 반면, 제 1 구동 신호(PDRV)의 듀티비가 커질수록(로우 레벨 구간이 짧아질수록) 인턱터(L)의 충전 시간은 짧아진다. 따라서, 인덕터(L)에 저장되는 에너지는 상대적으로 감소하고, 출력 전압(Vout)은 상대적으로 낮아지게 될 것이다.

PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)는 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 각각 응답하여 순차적으로 턴온될 수 있다. 여기서, 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)는 동일한 신호로 제공될 수 있을 것이다. 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)의 듀티비에 의해서 입력 전압(VDD)과 출력 전압(Vout)의 비율이 결정될 것이다.

전류 미터(115d)는 실질적으로 스위칭 레귤레이터(110d)의 출력 전류를 측정하여 부하 전류 정보(LCI)로 제공할 수 있다. 전류 미터(115d)는 PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)를 통해서 제공되는 전류를 검출하여, 그 평균값을 부하 전류(I_load)로 제공할 수 있다. 인덕터(L)에 흐르는 전류의 평균을 구하기 위해서, 전류 미터(115d)는 구동 신호(PDRV, NDRV)를 참조할 수 있다. 즉, 인덕터 전류(I_L)의 시간 평균을 구하기 위해서 구동 신호(PDRV, NDRV)의 스위칭 시점을 사용할 수 있다.

전류 미터(115d)는 인덕터(L)에 흐르는 전류를 평균화하여 부하 전류를 측정할 수 있다. 더불어, 고속으로 부하 전류(I_load)를 계산하기 위해서 인덕터 전류(I_L)의 피크치와 구동 신호(PDRV, NDRV)를 사용하여 부하 전류(I_load)를 구할 수도 있다. 즉, 전류 미터(115d)는 PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)에 의해서 발생하는 인덕터 전류(I_L)의 피크치와 스위칭 시간 정보를 사용하여 부하 전류(I_load)를 구할 수 있을 것이다. 그리고 계산된 부하 전류(L_load)를 이용하여 부하 전류 정보(LCI)로 제공될 수 있을 것이다.

도 9는 도 8의 스위칭 레귤레이터의 예시적인 실시 예를 보여주는 도면이다. 도 9를 참조하면, 벅 컨버터(Buck converter)로 구성되는 스위칭 레귤레이터(110e)에 전류 미터(115e)가 포함될 수 있다.

PMOS 트랜지스터(PM)의 일단은 입력 전압(VDD)을 제공받기 위한 노드에 연결될 수 있다. NMOS 트랜지스터(NM)는 PMOS 트랜지스터(PM)의 타단과 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)는 각각 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 의해 제어될 수 있다. 도시되지는 않았지만, 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)를 제공하기 위한 구동부가 스위칭 레귤레이터(110e)에 포함될 수 있음은 잘 이해될 것이다.

PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)는 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 각각 응답하여 순차적으로 턴온(Turn on)될 수 있다. 또한, 인덕터 전류(I_L)가 '0' 이하로 감소하는 것을 방지하기 위해 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)는 PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)가 모두 턴오프되도록 제공될 수도 있다.

제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)의 듀티비(Duty ratio)에 의해서 입력 전압(VDD)과 출력 전압(Vout)의 비율이 결정될 것이다.

전류 미터(115e)는 스위칭 레귤레이터(110e)의 출력 전류를 측정하여 부하 전류 정보(LCI)로 제공할 수 있다. 전류 미터(115e)는 예시적으로 전류 센서(116e), 의사 전류 생성기(117e), 그리고 평균 회로(118e)를 포함할 수 있다. 하지만, 이러한 구성은 예시적일 뿐이며 다양한 방식으로 실시간 부하 전류의 측정이 가능할 것이다.

전류 센서(116e)는 인덕터(L)에 흐르는 인덕터 전류(I_L)를 검출할 수 있다. 또는 전류 센서(116e)는 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류만을 측정하는 센서나, NMOS 트랜지스터(NM)에 흐르는 전류만을 측정하는 센서로 제공될 수도 있다. 여기서, 전류 센서(116e)는 피크 전류만을 검출하는 구성으로 제공될 수 있다. 예를 들면, 전류 센서(116e)는 도 5 또는 도 7의 전류 미터(115b, 115c)와 동일한 구성을 사용하여 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류(Ipm)를 검출할 수 있을 것이다.

의사 전류 발생기(117e)는 전류 센서(116e)로부터 제공되는 검출 전류의 피크치를 검출한다. 그리고 검출된 피크 전류(Ipeak)와 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)를 사용하여 구형파 형태의 의사 전류(I_pseudo)를 생성할 수 있다. 여기서, 의사 전류 발생기(117e)는 전류 센서(116e)에서 제공된 검출 전류(Ipm)의 피크 전류(Ipeak)를 검출하기 위한 피크 검출기를 포함할 수 있을 것이다. 즉, 피크 검출기를 구성하기 위해 검출 전류의 레벨을 전압치로 변환하고, 변환된 전압의 피크치를 저장하는 커패시터를 구비할 수 있을 것이다. 하지만, 피크 검출기의 구성은 여기에만 국한되지 않으며 다양한 변형이 가능할 것이다.

의사 전류 발생기(117e)는 검출된 피크 전류(Ipeak)를 사용하여 삼각파 형태의 전류를 등가 전류치를 갖는 구형파 형태로 맵핑하는 구형파 전류 발생기로 구성될 수 있다. 이때 의사 전류(I_pseudo)는 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)의 천이 주기와 동일한 주기를 갖는 구형파 형태의 전류 파형으로 출력될 수 있을 것이다.

평균 회로(118e)는 구형파 형태의 의사 전류(I_pseudo)를 평균화하여 부하 전류(I_load)로 출력할 수 있다. 즉, 평균 회로(118e)는 의사 전류(I_pseudo)의 한 주기 동안 평균화 연산을 수행한 결과값을 부하 전류(I_load)로 취할 수 있다. 부하 전류(I_load)의 레벨은 이후 부하 전류 정보(LCI)로 변환될 수 있다.

도 10은 도 9의 전류 미터(115e)의 동작을 간략히 보여주는 파형도이다. 도 10을 참조하면, 전류 미터(115e)는 인덕터 전류(I_L)의 피크값을 검출하여 의사 전류(I_pseudo)를 생성한다. 그리고 의사 전류(I_pseudo)의 평균값을 부하 전류(I_load)로 출력할 수 있다.

인덕터 전류(I_L)는 인출부호(①)로 표시된 삼각파 형태로 생성될 것이다. 인덕터 전류(I_L)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 구간(T1~T2)에는 직선적으로 증가하게 될 것이다. 그리고 인덕터 전류(I_L)는 T2 시점에 피크치에 도달하게 된다. 이어서, 인덕터 전류(I_L)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴오프되고, NMOS 트랜지스터(NM)가 턴온되는 구간(T2~T3)에서는 감소하게 될 것이다. 마찬가지로 인덕터 전류(I_L)는 PMOS 트랜지스터(PM)가 턴오프되고, NMOS 트랜지스터(NM)가 턴오프되는 구간(T3~T4)에서는 제로 전류(Zero Current)로 유지될 것이다. 구간(T3~T4)에서는 충전된 유도 전류의 방전이 완료된 이후이기 때문이다. 이러한 방식으로 T4 시점 이후에도 인덕터 전류(I_L)의 파형은 동일한 파형이 주기적으로 반복될 것이다. 전류 센서(116e)는 인덕터 전류(I_L)의 피크치(Ipeak)를 검출할 수 있다.

의사 전류 발생기(117e)는 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)의 스위칭 정보를 이용하여 PMOS 트랜지스터가 턴온되는 시간(ΔT1)과 NMOS 트랜지스터(NM)가 턴온되는 시간(ΔT2+ΔT3)을 검출할 것이다. 더불어, 의사 전류 발생기(117e)는 인덕터 전류(I_L)의 제로 시점(T3)을 검출할 것이다. 의사 전류 발생기(117e)의 이러한 검출 동작에 의해서 의사 전류(I_pseudo)의 레벨, 펄스 폭, 그리고 주기(T) 등이 계산될 수 있다. 의사 전류 발생기(117e)에 의해서 계산된 의사 전류의 파형은 인출부호(②)로 도시되어 있다.

하지만, 구형파 형태의 의사 전류(I_pseudo)는 부하 전류로 제공될 수 없다. 따라서, 의사 전류(I_pseudo)는 평균 회로(118e)에 제공된다. 평균 회로(118e)는 구형파 형태의 의사 전류(I_pseudo)를 전체 주기(T)로 평균화한다. 이러한 연산은 사각형의 구형파의 면적에 해당하는 전류를 주기(T)로 나누는 연산에 의해서 달성될 수 있다. 이렇게 계산된 부하 전류(I_load)는 인출부호(③)로 나타나 있다.

이상에서는 본 발명의 전류 미터(115e)에서 수행되는 부하 전류(I_pseudo)의 계산 방법에 따라 용이하게 스위칭 레귤레이터의 출력 전류의 크기가 측정될 수 있음이 설명되었다. 여기서, 인덕터 전류(I_L)의 피크치의 검출은 전류 센서(116e)에서 수행되거나 의사 전류 발생기(117e)에 의해서 수행될 수도 있을 것이다.

도 11은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 스위칭 레귤레이터를 보여주는 회로도이다. 도 11을 참조하면, 벅 컨버터(Buck converter)로 구성되는 스위칭 레귤레이터(110f)는 부하 전류 정보(LCI)를 제공할 수 있는 전류 리미터(115f)를 포함할 수 있다. 그리고 전류 리미터(115f)로부터 제공되는 제 2 구동 제어 신호(DCN2)에 의해서 제어되는 드라이버(111f)를 포함할 수 있다. 더불어, 스위칭 레귤레이터(110f)는 불연속 전도 모드(Discontinuous Conduction Mode: DCM)로 구동될 수 있다. 스위칭 레귤레이터(110f)는 이를 위해서 출력전압(Vout)을 모니터링하기 위한 비교기(113f)를 포함할 수 있다.

PMOS 트랜지스터(PM)의 일단은 입력 전압(VDD)을 제공받기 위한 노드에 연결될 수 있다. NMOS 트랜지스터(NM)는 PMOS 트랜지스터(PM)의 타단과 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)는 각각 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 의해 제어될 수 있다. 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)를 제공하기 위한 구동부(111f)가 스위칭 레귤레이터(110f)에 포함될 수 있다.

구동부(111f)에 의해서 생성되는 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 의해서 출력 전압(Vout)의 레벨이 결정될 것이다. 즉, 구동부(111f)는 펄스폭 변조 방식으로 인덕터(L)와 출력 커패시터(Co)를 충전 및 방전을 제어하여 출력 전압(Vout)의 레벨을 제어할 수 있다. PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)는 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 각각 응답하여 순차적으로 턴온(Turn on)될 수 있다. 그리고 앞서 설명된 바와 같이 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)에 의해서 PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)는 동시에 턴오프될 수 있다. 이러한 PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)의 제어에 의해서 입력 전압(VDD)과 출력 전압(Vout)의 비율이 결정될 수 있다.

비교기(113f)는 불연속 전도 모드(DCM)에 따라 드라이버(111f)를 제어하기 위한 제어 신호(DCN1)를 생성한다. 비교기(113f)는 출력 전압(Vout)이 기준 전압(V_REF1)보다 낮아지는 상태를 검출하여 제 1 구동 제어 신호(DCN1)를 출력할 것이다. 비교기(113f)로부터의 제 1 구동 제어 신호(DCN1)를 참조하여 드라이버(111f)는 PMOS 트랜지스터(PM) 및 NMOS 트랜지스터(NM)를 모두 턴오프하도록 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)를 출력할 수 있다.

전류 리미터(115f)는 인덕터 전류(I_L)의 피크치를 일정 수준으로 고정시키는 구성이다. 즉, 인덕터 전류(I_L)의 피크치(Ipeak)가 고정되어 있기 때문에, 의사 전류(I_pseudo) 및 그것의 평균값을 구하는 연산이 훨씬 간략화될 수 있다. 전류 리미터(115f)는 검출된 인덕터 전류(I_L)의 피크치(Ipeak)를 기준치와 비교한다. 그리고 그 결과를 이용하여 구동부(111f)를 제어할 수 있다. 즉, 전류 리미터(115f)는 인덕터 전류(I_L)의 피크치(Ipeak)가 기준치를 넘지 않도록 제 1 구동 신호(PDRV) 및 제 2 구동 신호(NDRV)의 스위칭을 제어할 수 있다. 전류 리미터(115f)는 구동부(111f)를 제어하기 위한 제 1 구동 제어 신호(DCN1)를 생성할 수 있다. 더불어, 고정된 피크치를 참조하여 전류 리미터(115f)는 부하 전류 정보(LCI)를 제공할 수 있을 것이다. 여기서, 인덕터 전류(I_L)의 피크치(Ipeak)는 다양한 설정 정보에 의해서 조정될 수 있을 것이다.

도 12는 도 11의 전류 리미터(115f)의 예시적인 구성을 간략히 보여주는 회로도이다. 도 12를 참조하면, 전류 리미터(115f)는 기준 전류 전원(I_REF)과 분배 저항(R1, R2), 전류 센서(114f), 비교기(116f), 스위치단(117f), 그리고 저역 필터(118f)를 포함할 수 있다.

전류 센서(114f)는 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류(Ipm)를 검출할 수 있다. 전류 센서(114f)는 PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류의 크기 정보를 포함하는 전류 센싱 전압(V_SEN)을 출력한다.

기준 전류(I_REF)에 의해서 분배 저항들(R1, R2)에는 각각 기준 전압(V_REF)과 분배된 기준 전압(0.5V_REF)이 걸리게 된다. 분배된 기준 전압(0.5V_REF)은 분배 저항들(R1, R2)의 크기가 동일한 경우를 상정한 값이다. 만일, PMOS 트랜지스터(PM)에 흐르는 전류의 크기에 대응하는 전류 센싱 전압(V_SEN)이 기준 전압(V_REF)보다 높은 경우에는 PMOS 트랜지스터(PM)를 턴오프시키도록 제 2 구동 제어 신호(DCN2)가 출력될 것이다. 따라서, 이 경우에는 PMOS 트랜지스터(PM)는 턴오프된다. 반면, 전류 센싱 전압(V_SEN)이 기준 전압(V_REF)과 같거나 낮은 경우에는 PMOS 트랜지스터(PM)를 턴온시키기 위한 제 2 구동 제어 신호(DCN2)가 생성될 것이다.

제 1 구동 제어 신호(DCN1) 및 제 2 구동 제어 신호(DCN2)에 의해서 PMOS 트랜지스터(PM)와 NMOS 트랜지스터(NM)는 불연속 전도 모드(DCM)에 따라 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭 동작을 수행할 수 있다. 결국, 기준 전류(I_REF)의 설정에 의해서 스위칭 레귤레이터(110f)의 공급 전류는 일정하게 유지될 수 있다.

더불어, 전류 리미터(115f)는 피크치 전류의 절반에 해당하는 레벨의 구형파 전류를 생성하기 위한 스위치단(117f)을 포함할 수 있다. 스위치단(117f)의 스위치들(S1, S2)은 구동 신호(PDRV 또는 NDRV)에 따라 제어된다. 즉, PMOS 트랜지스터(PM)가 턴온되는 시점에 스위치(S1)는 턴온, 스위치(S2)는 턴오프된다. 그리고 PMOS 트랜지스터(PM)와 NMOS 트랜지스터(NM)가 모두 턴오프되는 시점에 스위치(S1)는 턴오프, 스위치(S2)는 턴온된다. 즉, 스위치단(117f)의 출력단 노드의 전압(V_A)은 실질적으로 의사 전류(I_pseudo)의 레벨로 변환될 수 있다.

스위치단(117f)의 출력 전압(V_A)은 저역 필터(118f)에 의해서 평균치로 생성될 수 있다. 여기서, 저역 필터(118f)의 출력 전압(Vcs)은 부하 전류 정보(LCI)로 제공될 수 있을 것이다.

도 13은 도 1에 도시되 부하 장치를 예시적으로 보여주는 블록도이다. 도 13을 참조하면, 본 발명의 부하 장치(200)는 온도 센서(210), 부하 전류 정보(LCI)를 요청하고, 수신할 수 있는 온도 제어 유닛(220), 클록 발생기(230), 파워 매니저(240) 그리고 프로세싱 유닛(250)을 포함할 수 있다.

온도 센서(210)는 부하 장치(200)의 내부 온도를 감지한다. 온도 센서(210)는, 예를 들면, 온도에 따라 변하는 기전력을 사용하는 열기전력형(또는, 열전쌍) 센서, 온도에 따라 변화하는 저항의 크기를 감지하는 열도전형 센서 등이 사용될 수 있다. 하지만, 온도 센서(210)의 온도 측정 방식은 여기에 국한되지 않으며 다양하게 적용될 수 있음은 잘 이해될 것이다. 온도 센서(210)는 감지된 온도치를 온도 제어 유닛(220)에 전달한다.

온도 제어 유닛(220)은 부하 장치(200)의 내부 온도를 참조하여 구동 전압(VDD)의 레벨이나 구동 클록(CLK)의 주파수를 제어할 수 있다. 예를 들면, 온도 제어 유닛(220)은 부하 장치(200)의 내부 온도가 기준치 이상으로 상승하면, 구동 전압(VDD)의 레벨을 낮추도록 파워 매니저(240)를 제어할 수 있다. 또는, 온도 제어 유닛(220)은 부하 장치(200)의 내부 온도가 기준치 이상으로 상승하면, 구동 클록(CLK)의 주파수를 낮추도록 클록 발생기(230, 예를 들면 PLL)를 제어할 수 있다. 더불어, 온도 제어 유닛(220)은 부하 장치(200)의 내부 온도를 참조하여 프로세싱 유닛(250)의 구동 전압(VDD)을 차단하는 스위칭 신호(PSW)를 제공할 수 있다. 부하 장치(200)의 내부 온도가 상승함에 따라 온도 제어 유닛(220)에 의한 프로세싱 유닛(250)에 제공되는 구동 전압(VDD)이나 구동 클록(CLK)을 제어하는 기술을 열 조절(Thermal throttling)이라 칭하기로 한다. 특히, 온도 제어 유닛(220)은 PMIC(100, 도 1 참조)로부터 제공되는 실시간 부하 전류 정보(LCI)를 참조하여 열 조절(Thermal Throttling) 동작을 수행할 수 있다.

클록 발생기(230)는 부하 장치(200)의 구동에 필요한 클록 신호(CLK)를 생성한다. 생성된 클록 신호(CLK)는 프로세싱 유닛(250)에 제공되며, 프로세싱 유닛(250)의 제반 연산 동작을 구동(Drive)한다. 클록 발생기(230)는 위상 고정 루프(Phase Loop Lock: PLL)가 사용될 수 있으나, 다양한 형태의 클록 발생 회로들이 본 발명의 클록 발생기(230)로 사용될 수 있음은 잘 이해될 것이다. 클록 발생기(230)는 온도 제어 유닛(220)의 제어에 따라 생성되는 구동 클록(CLK)의 주파수(f)를 가변할 수 있다.

파워 매니저(240)는 외부로부터 제공되는 전원(VDDe)을 온도 제어 유닛(220)의 제어에 따라 프로세싱 유닛(250)에 전달한다. 파워 매니저(240)는 부하 장치(200)의 외부에서 제공되는 외부 전압(VDDe)의 레벨을 조정하여 프로세싱 유닛(250)의 구동 전압(VDDi)으로 제공한다. 파워 매니저(240)는 외부 전압(VDDe)을 스텝-업(Step-up)하거나, 스텝-다운(Step-down)한다. 외부 전압(VDDe)이 부하 장치(200)가 요구하는 전압 레벨(VDDi, 예를 들면 2.0V)보다 낮다면, 파워 매니저(240)는 외부 전압을 부스팅(Boosting)하여 프로세싱 유닛(250)에 공급할 것이다. 반면, 외부 전압(VDDe)이 프로세싱 유닛(250)에서 요구하는 전압 레벨보다 높다면, 파워 매니저(240)는 외부 전압(VDDe)을 강하시켜 프로세싱 유닛(250)에 공급할 것이다.

프로세싱 유닛(250)은 제공되는 데이터나 제어 신호에 따라 다양한 연산을 수행하는 회로들의 집합체이다. 프로세싱 유닛(250)은 부하 장치(200)의 제반 기능을 수행하는 다양한 회로들을 포함할 수 있다. 프로세싱 유닛(250)은 싱글-코어 프로세서고 제공될 수도 있지만, 동종 멀티-코어 프로세서(Homogeneous Multi-Core Processor) 또는 이종 멀티-코어 프로세서(Heterogeneous Multi-Core Processor)로 제공될 수 있다. 멀티-코어 프로세서는 적어도 2개의 독립적으로 구동 가능한 프로세서들(이하, 코어)을 갖는 컴퓨팅 컴포넌트(Computing component)이다. 코어들 각각은 프로그램 명령들(Program Instructions)을 독립적으로 읽고 실행할 수 있다.

열 조절(Thermal throttling)의 진행시에는 프로세싱 유닛(250)의 구동 전압 및 구동 클록의 주파수가 조정될 수 있다. 그리고 열 조절(Thermal throttling)의 진행시, 프로세싱 유닛(250)을 구성하는 PMOS 트랜지스터와 NMOS 트랜지스터의 바디에 제공되는 바디 바이어스 전압이 조정될 수도 있을 것이다.

본 발명의 부하 장치(200)는 PMIC(100)로부터 제공되는 부하 전류 정보(LCI)를 참조하여 열 조절(Thermal Throttling)을 실시할 수 있다. 열 조절 동작을 위해, 온도 제어 유닛(220)은 실시간으로 제공되는 부하 전류 정보(LCI)를 PMIC(100)로부터 제공받을 수 있다.

도 14는 본 발명의 부하 장치에서 수행되는 온도 제어 방법을 예시적으로 보여주는 순서도이다. 도 14를 참조하면, 온도 제어 유닛(220, 도 13 참조)은 현재 부하 장치(200)의 실시간 부하 전류(LCI)를 참조하여 열 조절(Thermal Throttling) 동작을 수행할 수 있다.

S210 단계에서, 온도 제어 유닛(220)은 부하 장치(200)의 내부 온도(C_Temp)를 검출한다. 온도 제어 유닛(220)은 온도 센서(210)로부터 제공되는 실시간 온도 데이터를 참조하여 내부 온도(C_Temp)를 파악하게 된다.

S220 단계에서, 온도 제어 유닛(220)은 부하 장치(200)의 내부 온도(C_Temp)가 제 1 기준치(T1) 이상으로 상승했는지를 판단한다. 온도 제어 유닛(220)은 내부 온도(C_Temp)가 제 1 기준치(T1)보다 낮은 경우에는 S210 단계로 복귀한다. 즉, 온도 제어 유닛(220)은 내부 온도(C_Temp)가 제 1 기준치(T1)보다 낮은 경우, 열 조절(Thermal Throttling)을 수행하지 않는다. 반면, 내부 온도(C_Temp)가 제 1 기준치(T1)와 같거나 높은 경우, 절차는 S230 단계로 이동한다.

S230 단계에서, 온도 제어 유닛(220)은 PMIC(100)에 부하 전류 정보(LCI)를 요청한다. 그리고 PMIC(100)에서 제공되는 부하 전류 정보(LCI)를 수신한다.

S240 단계에서, 온도 제어 유닛(220)은 부하 전류의 크기가 기준치(Ith) 이상인지 미만인지를 검출한다. 만일, 부하 전류의 크기가 기준치(Ith) 미만인 경우(No 방향), 절차는 S210 단계로 이동한다. 반면, 부하 전류의 크기가 기준치(Ith) 이상인 경우(Yes 방향), 절차는 S250 단계로 이동한다.

S250 단계에서, 온도 제어 유닛(220)은 열 조절 동작(Thermal Throttling)을 활성화한다. 온도 제어 유닛(220)은 열 조절(Thermal Throttling)을 실행하기 위하여, 소모 전력의 레벨을 낮추어 온도 상승을 억제하기 위한 제반 제어 동작을 수행할 수 있다. 예를 들면, 온도 제어 유닛(220)은 구동 전압(VDDi)의 레벨을 감소시키도록 파워 매니저(240)를 제어할 수 있다. 또는, 열 조절을 활성화하기 위하여 온도 제어 유닛(220)은 구동 클록(CLK)의 주파수를 낮추도록 클록 발생기(230)를 제어할 수 있다. 온도 제어 유닛(220)은 열 조절을 위하여 구동 전압(VDD)의 레벨과 구동 클록(CLK)의 주파수를 동시에 조정하도록 클록 발생기(230) 및 파워 매니저(240)를 제어할 수 있을 것이다.

S260 단계에서, 온도 제어 유닛(220)은 열 조절(Thermal Throttling)이 활성화된 상태에서의 온도 변화를 검출하게 될 것이다. 온도 제어 유닛(220)은 온도 센서(210)로부터 제공되는 내부 온도(C_Temp)가 어떤 온도 범위에 포함되는지 결정한다. 내부 온도(C_Temp)가 상한치(Tmax)보다 낮은 경우(No 방향), 절차는 S230으로 이동한다. 반면, 내부 온도(C_Temp)가 상한치(Tmax) 이상으로 증가하는 경우, S270 단계로 이동한다.

S270 단계에서, 온도 제어 유닛(220)은 스위칭 신호(PSW)를 공급하여 프로세싱 유닛(250)에 제공되는 구동 전압(VDD)을 차단하게 될 것이다. 구동 전압(VDD)의 차단에 의해서 고온에 따른 프로세싱 유닛(250)의 회로 손상은 미연에 차단될 수 있다. 물론, 구동 전압(VDD)의 차단에 앞서 프로세싱 유닛(250)의 데이터, 동작 상태 등을 백업하는 동작이 선행될 수 있음은 잘 이해될 것이다.

이상의 온도 제어 방법에 따라 본 발명의 부하 장치(200)는 현재의 부하 전류를 참조한 열 조절(Thermal Throttling) 동작을 구현할 수 있다. 실시간으로 제공되는 현재 부하 전류의 크기를 사용한 열 조절 동작에 따라, 예측치를 사용하는 열 조절에 비하여 보다 정확한 열 조절이 가능하다.

도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 메모리 시스템을 간략히 보여주는 블록도이다. 도 15를 참조하면, 메모리 시스템(1000)은 메모리 컨트롤러(1100), 불휘발성 메모리(1200), 그리고 스위칭 레귤레이터(1300)를 포함한다. 여기서 스위칭 레귤레이터(1300)는 전력관리 집적회로(PMIC)로 제공될 수 있을 것이다.

스위칭 레귤레이터(1300)는 내부에 전류 미터(1350)를 포함한다. 그리고 컨트롤러(1100)의 요청에 따라 부하 전류 정보(LCI)를 실시간으로 제공할 수 있다. 이러한 기술을 적용하는 메모리 시스템(1000)의 경우 실시간 부하 전류 정보를 사용하여 온도 제어 동작을 수행할 수 있을 것이다.

도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 모바일 기기를 간략히 보여주는 블록도이다. 도 16을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 모바일 기기(2000)는 배터리(2100), PMIC(2200), 응용 프로세서(2300), 입출력 인터페이스(2400), 램(2500), 아날로그 베이스밴드 칩셋(2600), 디스플레이(2700), 그리고 불휘발성 메모리(2800)를 포함할 수 있다.

PMIC(2200)는 배터리(2100)로부터 제공되는 전원 전압(VDD)을 다양한 레벨들(Vout1~Vout6)로 변환하여 다양한 부하 장치들로 제공한다. 여기서, PMIC(2200)는 복수의 레귤레이터들을 포함할 것이다. 복수의 레귤레이터들은 스위칭 레귤레이터나 LDO 등을 포함할 것이다. 그리고 각각의 레귤레이터들은 도시된 바와 같이 전류 미터들(2210, 2220, …, 2230)을 포함할 수 있다. PMIC(2200)는 부하 장치들 중 적어도 하나의 요청에 따라 측정된 부하 전류 정보를 제공할 수 있다.

본 발명에 따른 반도체 장치는 다양한 형태들의 패키지를 이용하여 실장될 수 있다. 예를 들면, 본 발명에 따른 반도체 그리고/또는 컨트롤러는 PoP(Package on Package), BGAs(Ball grid arrays), CSPs(Chip scale packages), PLCC(Plastic Leaded Chip Carrier), PDIP(Plastic Dual In-Line Package), Die in Waffle Pack, Die in Wafer Form, COB(Chip On Board), CERDIP(Ceramic Dual In-Line Package), MQFP(Plastic Metric Quad Flat Pack), TQFP(Thin Quad Flatpack), SOIC(Small Outline Integrated Circuit), SSOP(Shrink Small Outline Package), TSOP(Thin Small Outline), TQFP(Thin Quad Flatpack), SIP(System In Package), MCP(Multi Chip Package), WFP(Wafer-level Fabricated Package), WSP(Wafer-Level Processed Stack Package) 등과 같은 패키지들을 이용하여 실장될 수 있다.

이상에서와 같이 도면과 명세서에서 최적 실시 예가 개시되었다. 여기서 특정한 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

100 : PMIC 105 : 전류 미터
110 : 스위칭 레귤레이터 120 : LDO 레귤레이터
130 : 선택부 140 : 아날로그-디지털 변환기
150 : 제어 로직 160 : 인터럽트 발생기
170 : 인터페이스 200 : 부하 장치
210 : 온도 센서 220 : 온도 제어 유닛
230 : 클록 발생기 240 : 파워 매니저
250 : 프로세싱 유닛 1100 : 메모리 컨트롤러
1200 : 불휘발성 메모리 1300 : 스위칭 컨버터
1350 : 전류 미터 2100 : 배터리
2200 : 전원 회로 2300 : 응용 프로세서
2400 : 입출력 인터페이스 2500 : 램
2600 : 아날로그 베이스밴드 칩셋 2700 : 디스플레이
2800 : 불휘발성 메모리

Claims

각각 부하 전류의 크기를 측정하는 전류 미터를 갖는 복수의 레귤레이터들을 포함하는 전력관리 집적회로; 그리고
상기 전력관리 집적회로로부터 실시간 부하 전류 정보를 수신하고, 수신된 상기 실시간 부하 전류 정보를 참조하여 성능 향상 동작을 수행하는 부하 장치를 포함하는 전자 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 전력관리 집적회로는 상기 부하 장치의 요청에 응답하여 상기 복수의 레귤레이터들 중 적어도 하나에서 출력되는 부하 전류를 측정하여 상기 부하 전류 정보로 제공하는 전자 장치.
제 2 항에 있어서,
상기 복수의 레귤레이터들은 입력 전압을 스위칭하여 상기 부하 장치로 제공하는 스위칭 레귤레이터를 포함하고, 상기 스위칭 레귤레이터의 부하 전류를 측정하는 전류 미터는 비연속적인 스위칭 전류를 평균화하는 연산을 수행하여 상기 부하 전류로 제공하는 전자 장치.
제 2 항에 있어서,
상기 복수의 레귤레이터들은 부스트 컨버터 또는 벅부스트 컨버터를 포함하고, 상기 전류 미터는 상기 부스트 컨버터 또는 벅부스트 컨버터의 인덕터와 출력단 사이에서 스위칭하는 트랜지스터의 드레인-소스 전압을 검출하여 부하 전류로 출력하는 전자 장치.
제 2 항에 있어서,
상기 복수의 레귤레이터들은 벅 컨버터를 포함하고, 상기 전류 미터는 상기 벅 컨버터의 인덕터 전류를 검출하여 상기 부하 전류로 출력하는 전자 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 전력관리 집적회로는:
상기 복수의 레귤레이터들 각각의 부하 전류 정보를 선택 정보에 따라 선택하는 선택부;
상기 선택된 부하 전류 정보를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환기;
상기 부하 장치로부터 제공되는 선택 정보에 따라 상기 선택부를 제어하고, 상기 디지털 신호로 변환된 부하 전류 정보를 저장하는 제어 로직을 포함하는 전자 장치.
제 6 항에 있어서,
상기 제어 로직은 선택된 복수의 부하 전류 정보를 저장하기 위한 복수의 레지스터들을 포함하는 전자 장치.
제 6 항에 있어서,
상기 전력관리 집적회로는, 상기 부하 장치에서 요청된 부하 전류 정보의 검출이 완료되면 상기 부하 장치에 레디 신호를 제공하는 인터럽트 발생기를 포함하는 전자 장치.
제 6 항에 있어서,
상기 전력관리 집적회로는, 상기 부하 장치로부터 요청 정보를 수신하고 상기 부하 장치로 상기 부하 전류 정보를 제공하기 위한 인터페이스를 포함하는 전자 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 성능 향상 동작은 열 조절 동작(Thermal Throttling), 전력 제어 동작, 동적 전압 주파수 조절(DVFS) 동작들 중 적어도 하나를 포함하는 전자 장치.
전력관리 집적회로와 상기 전력관리 집적회로로부터 전력을 공급받는 부하 장치를 포함하는 전자 장치의 동작 방법에 있어서:
상기 부하 장치가 상기 전력관리 집적회로에 부하 전류 정보를 요청하는 단계;
상기 전력관리 집적회로가 상기 부하 장치로 전력을 공급하는 레귤레이터의 출력 전류 크기를 검출하는 단계;
상기 검출된 출력 전류 크기를 상기 부하 장치에 부하 전류 정보로 제공하는 단계; 그리고
상기 부하 장치에서 상기 부하 전류 정보를 사용하여 성능 향상 동작을 수행하는 단계를 포함하는 동작 방법.
제 11 항에 있어서,
상기 검출하는 단계는,
상기 전력관리 집적회로에 내장되는 전류 미터가 상기 레귤레이터의 출력 전류의 크기를 측정하는 단계를 포함하는 동작 방법.
제 12 항에 있어서,
상기 전류 미터는 상기 레귤레이터의 비연속적인 출력 전류를 평균화하여 상기 출력 전류의 크기로 제공하는 동작 방법.
제 11 항에 있어서,
상기 요청하는 단계에서, 상기 부하 장치는 상기 전력관리 집적회로에 복수의 레귤레이터들 중 적어도 하나를 선택하기 위한 선택 정보, 전류 검출을 위한 설정 정보를 제공하는 동작 방법.
제 11 항에 있어서,
상기 부하 전류 정보로 제공하는 단계는:
상기 검출된 출력 전류 크기를 디지털 신호인 부하 전류 정보로 변환하는 단계;
상기 부하 전류 정보를 상기 전력관리 집적회로의 내부에 구비되는 레지스터에 저장하는 단계; 그리고
상기 레지스터에 저장된 부하 전류 정보를 상기 부하 장치로 전송하는 단계를 포함하는 동작 방법.
제 11 항에 있어서,
상기 부하 전류 정보를 요청하기 전에 상기 부하 장치의 구동 온도가 기준치를 초과하는지 검출하는 단계를 더 포함하는 동작 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 부하 장치는 상기 구동 온도가 상기 기준치를 초과하는 경우에 상기 부하 장치가 공급받는 부하 전류를 검출하기 위한 부하 전류 정보를 요청하는 동작 방법.
직류 입력 전압을 스위칭 방식으로 변환하는 스위칭 레귤레이터에 있어서:
상기 직류 전압을 일단으로 입력받는 인덕터;
상기 인덕터의 타단과 접지 사이를 스위칭하는 제 1 트랜지스터;
상기 인덕터의 타단과 출력단 사이를 스위칭하는 제 2 트랜지스터; 그리고
상기 제 2 트랜지스터의 드레인-소스 노드의 차동 전압을 감지하여 부하 전류 정보로 제공하기 위한 전류 미터를 포함하는 스위칭 레귤레이터.
제 18 항에 있어서,
상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 2 트랜지스터는 상보적으로 구동되는 스위칭 레귤레이터.
제 18 항에 있어서,
상기 전류 미터는:
상기 차동 전압을 상기 제 2 트랜지스터가 턴온된 시점에 입력받기 위한 입력 선택부;
상기 입력 선택부에 의해서 선택된 차동 전압을 전류 신호로 변환하는 전압-전류 변환기; 그리고
비연속적인 상기 전류 신호를 연속적인 레벨의 신호로 변환하여 상기 부하 전류 정보로 제공하는 저역 필터를 포함하는 스위칭 레귤레이터.