KR20160010346A - 용량성 터치-감응 패널을 위한 측정 회로 및 측정 방법 - Google Patents

Abstract

용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로로서, 패널은 복수의 감지 전극들, 및 선택적으로 전도성 몸체들에 대한 근접에 반응하여 감지 전극들의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하도록 적응된 공통 보호 전극을 포함하고, 감지 전극들은 공통의 보호 전극에 대한 고정된 전압으로 바이어스되는, 상기 측정 회로는: 전력 관리 집적 회로로서, 보호 전극과 전기적으로 연결되는 전력 관리 집적 회로의 보호 단자에서 사용 가능한 변조 전압을 생성하는 전압원을 포함하는, 전력 관리 집적 회로; 하나 이상의 슬레이브 집적 회로들로서, 각각이 복수의 감지 전극들에 연결되고, 감지 전극들의 순간 전기 용량을 나타내는 디지털 측정 코드들을 생성하기 위하여 동작 가능하게 배열되는 용량-디지털 변환기 또는 복수의 용량-디지털 변환기들을 포함하는, 하나 이상의 슬레이브 집적 회로들; 및 변조 전압의 주파수를 변경시키는 수단을 포함한다. 터치-감응 패널 내에서 감지 전극들의 순간 전기 용량을 측정하기 위한 대응하는 방법이 추가로 제공된다.

Description

용량성 터치-감응 패널을 위한 측정 회로 및 측정 방법{A MEASURING CIRCUIT AND MEASURING METHOD FOR A CAPACITIVE TOUCH-SENSITIVE PANEL}

본 발명은 용량성 터치-감응 패널을 위한 측정 회로 및 측정 방법에 관한 것이고; 특히 전달 함수의 피크들을 평활시키도록 변조 전압의 변조 주파수를 가변시키는 것을 수반하는 용량성 터치-감응 패널을 위한 측정 회로 및 측정 방법에 관한 것이다.

도 1은 터치-감응 패널의 일부, 또는 근접 검출기의 일부일 수 있는 접지된 커패시터(Cin)를 측정하기 위한 알려진 기술을 도시하고, 이러한 기술은 용량성 전극의 전압을 변경시키고 Cin 양단의 대응하는 전하 변동을 검출하는 것이다. 이것은 일반적으로 피드백에서 커패시터(Cfb)를 갖는 전하 증폭기의 음의 입력(가상 접지)에 용량성 전극을 접속함으로써 달성된다. 입력 커패시터상의 전압 변동은, 음의 입력이 피드백을 통해 양의 입력을 추적할 것이기 때문에, 증폭기의 양의 입력에 잘-한정된 전압 변동을 인가함으로써 달성된다. 커패시터(Cin)를 가로지르는 전류가 Cfb를 향해 오로지 흐르므로(증폭기가 높은 임피던스 입력들을 갖으므로), Cin을 가로지르는 전하 변동(및 따라서 Cin 자체 값)은 피드백 커패시터(Cfb)의 양단의 전압 변동으로부터 결정될 수 있다. 이러한 전압 변동은 아날로그 영역에서 직접 측정될 수 있거나, 처리될 수 있거나, 또는 디지털 영역으로 변환될 수 있다.

이러한 기술의 단점은, 전극 입력 노드와 접지 사이의 임의의 기생 커패시터(Cpar), 특히 입력 패드들에 관련된 기생 커패시터들, 입력 증폭기의 보호 및 기생 커패시터들, 또는 공급 전압들에 대한 기생 커패시터들에 대해 극단의 민감성이다. 실제, 이들 기생 커패시터들은 측정될 커패시터와 구별될 수 없을 것이고, 따라서 측정 결과에 영향을 미친다.

프랑스 특허 제FR 2 756 048호는 전형적으로 근접 검출을 위해 사용되는 접지된 커패시터의 측정을 위한 기술들을 설명한다. 이들 기술들의 장점은 이들의 정확성에, 및 이들이 기생 커패시터들에 상당히 민감하지 않다는 점에 있다. 이는 접지에 대해, 용량성 전극의 전압뿐만 아니라 측정 회로의 모든 전압들을 변하게 함으로써 달성된다. 기생 커패시터들 양단의 전압이 변하지 않도록, 모든 전압들은 용량성 전극의 전압과 동일한 방식으로 변한다. 이 때문에, 모든 입력 회로 또는 전하 증폭기는 로컬 기준 전위로 인용되고, 또한 로컬 접지(전형적으로 측정 회로의 기판)로 명명되며, 이는 변하는 전압(Vin)을 생성하는 전압원과 같은 일부 여기 회로에 의해 전역 접지에 대해 변하도록 야기된다(도 2 참조). 로컬 접지(플로팅 전압(VF))는 따라서 전역(외부) 접지에 대해 플로팅된다. 판독 회로는 로컬 접지로 인용되는 플로팅 양 및 음의 공급들을 통해 공급받는다. 측정 회로의 관점으로부터, "오로지" 외부 접지 전압이 변하고, 모든 내부 회로는 플로팅 전압으로 인용된다. 따라서, 측정은 기생 내부 커패시터들에 대해 민감하지 않다.

그러나, 측정될 커패시터(Cin)는 측정 회로로부터 멀리 떨어질 수 있어서, 측정 회로에 대한 배선 연결(Cin) 사이의 임의의 기생 커패시터가 측정된 커패시터에 더해질 수 있다. 이러한 에러를 회피하기 위하여, 측정 회로에 대한 배선 연결(Cin)은 보호 전극을 사용함으로써 외부 접지로부터 분리될 수 있다. 이러한 보호 전극은 이후, 용량성 전극과 보호부 사이의 커패시터가 일정한 전압으로 바이어스된 상태로 유지되어 측정 결과에 영향을 미치지 않도록, 내부 또는 플로팅 접지(VF)에 또는 VF에 대해 일정한 전압으로 바이어스된 노드에 연결되어야 한다. 이러한 이유로, 측정 회로는 내부 접지(VF)에 결합되거나, 내부 접지에 대해 일정한 전압으로 바이어스된 보호 출력을 갖고, 커패시터와 측정 회로 사이의 배선의 보호부는 측정 회로의 이러한 출력에 결합되어야 한다(도 3 참조).

본 발명의 필수적인 특징들은 본 출원서의 독립 청구항들에서 언급된다. 다른 실시예들의 추가 선택적이고, 선호되는 특징들은 종속 청구항들에서 언급된다.

본 발명은 예를 통해 주어지고 다음의 도면들에 의해 도시된 실시예들의 설명의 도움으로 더 양호하게 이해될 것이다.

본 발명은 용량성 터치-감응 패널을 위한 개선된 측정 회로 및 개선된 측정 방법을 제공한다.

도 1 내지 도 3은 용량 측정에 사용된 알려진 회로를 개략적으로 도시한 도면.
도 4는 투명 보호 전극으로 덮인 LCD 패널로서, 그 위에 복수의 전도성 투명 픽셀들, 및 용량 측정 장치의 일부가 놓이는 LCD 패널을 도시하는 도면.
도 5는 본 발명의 가능한 실시예의 빌딩 블록들을 도시하는 도면.
도 6 및 도 7은 상이한 변조 사이클들에 걸쳐 전하 증폭기의 출력 신호의 변동을 평균화하는 2가지 가능한 방식들을 개략적인 방식으로 도시하는 도면.
도 8은 시그마 델타 변조기를 사용하는 전하 증폭기의 출력 신호의 변동을 평균화하기 위한 제 3의 회로를 도시하는 도면.
도 9는 동요 전압이 검출될 커패시터(Cin)의 전극에 대한 전압을 동요시키는 회로를 도시하는 도면.
도 10은 관련 신호들이 이산 시간들로 샘플링될 때 도 9에 도시된 회로에서 얻어지는 변조 전압, 출력 전압 및 샘플들을 도시하는 도면.
도 11은 변조 전압이 고정된 변조 주파수를 가질 때, 그리고 변조 전압이 fmod1, fmod2, fmod3 및 fmod4 사이에서 변하는 주파수를 가질 때, 신호들을 동요시키기 위한 전달 함수를 도시하는 곡선으로, 평균을 나타내는 곡선을 도시하는 도면.
도 12는 변조 전압의 변조 주파수가 어떻게 변할 수 있는 방법의 일부 예를 도시하는 도면.

전형적으로 스마트폰들 및 태블릿을 위한 디스플레이 애플리케이션에 있어서, 용량성 전극들은 LCD 디스플레이의 상부에 배치되고, 측정될 커패시턴스들은 스크린에 접근하는 손가락을 통과하여 이들 상부 전극들과 외부 접지 사이에 존재한다.

그러나, 손가락에 대해 상부측 상의 커패시턴스만이 관심 대상이고, 반면에 LCD 및 LCD로부터의 기생 신호들에 대한 커패시턴스는 손가락의 근접을 검출하는데 유용한 것이 아니고, 실제 LCD의 동작은 기생 커패시터들을 통해 판독 회로 내에서 원하지 않은 전하들을 방출하기 쉽고, 이는 근접 검출기의 출력을 왜곡할 수 있다. 이러한 이유로, 전도 보호층이 용량성 전극들과 LCD 디스플레이 사이에 삽입된다. 이러한 전도 보호층은, 터치 스크린과 측정 회로 사이의 배선의 보호를 위한 경우에서와 같이, 측정 회로의 보호 출력에 또한 결합되어야 하거나, 또는 보호 출력에 대해 일정한 전압으로 고정되어야 한다.

이러한 장치는, LCD 패널(200) 위에 투명 보호 전극(30)이 놓이고, 그 위에 복수의 전도성 투명 픽셀들(25)이 배치되고, 이들 픽셀들은 판독 회로(120) 내에 포함된 복수의 용량-디지털 변환기(CDC)에 연결되는 도 4에 예시된다. 각 CDC는 전하 증폭기(126)를 포함한다. 보호 전극이 등전위 표면으로 간주될 수 있으므로, 이는 효과적인 정전기 스크린을 제공하고, LCD(200)로부터 나올 수 있는 원하지 않는 간섭들은 보호 전위에 의해 효과적으로 차단되고, CDC들에 도달하지 않는다.

위에서 논의된 바와 같이, 판독 회로는 보호 전위(30)에 및 CDC의 전하 증폭기들(126)의 비반전 입력들에 연결된 플로팅 기준 전위(85)를 생성하는 가변 전압원(80)을 포함한다. 본 발명의 사상과 범주를 벗어나지 않고도, 가변 전압원은 도면에 도시된 바와 같은 구형파 신호를 생성할 수 있거나, 또한 예컨대 사인파와 같은 연속 가변 파형을 생성할 수 있다. 구형 여기는 이산-시간 시스템들에서 바람직할 수 있는 반면, 연속 여기는 아날로그 처리를 많이 사용하는 구현에 의해 선호될 수 있다.

이러한 구성에 있어서, CDC 스테이지들은 낮은 임피던스의 가상 접지 입력들을 갖고, 픽셀 전극들(25)은 필수적으로 플로팅 기준 전위의 전위(85)로 유지된다. 출력들(Vout_1, Vout_2,..., Vout_N)의 신호의 진폭은 전극들(25)에서 보았을 때 접지(Cin_1, Cin_2,..., Cin_N)를 향한 각 용량들에 비례한다. 중요하게, 보호 전극(30)과 픽셀들(25) 사이에 연결된 기생 커패시터들(212) 양단의 전압은 일정하고, 따라서 이들 기생 소자들은 판독에 기여하지 않는다.

LCD 스크린에 의해 생성된 원하지 않는 신호의 픽셀 전극들에 의한 선택을 줄이기 위하여 위에서 설명된 바와 같이 보호 전극(30)은 유용하지만, 본 발명의 필수적인 특징은 아니고, 본 발명은 적분기(126)의 비-반전 입력들이 플로팅 기준 전위(85)에 연결된다면, 보호 전극(30)이 생략된다 할지라도 기능할 수 있다. 이러한 단순화된 구성은 얇은 터치-감응 패널을 초래할 수 있고, 실제 특정 환경들에서 유리할 수 있다.

보호 전극(30)에도 불구하고, 터치-감응 전극들(25)은 LCD(200)로부터 또는 다른 간섭원들로부터, 손가락 용량과 관계가 없는 원하지 않은 신호들의 공평한 정도를 선택할 것이다; 첫 번째로 보호 전극(30) 자체는 유한한 전도성을 갖고, 엄밀히 등전위가 될 수 없고; 두 번째로 보호 전극(30)이 크기에서 제한되기 때문에, 그리고 최종적으로 전극들(25)의 상부측이 전혀 차폐되지 않고, 또한 차폐될 수 없으므로, 모바일폰 자체로부터 또는 근처의 임의의 소스로부터 간섭 신호들을 수신하기 쉬움이 또한 주목된다.

도면은, 전하 증폭기(126)를 위한 기준 전위(85)가, 비-반전 입력들이 그 단자들 중 하나에 직접 결합되는 점에서, 변조된 전압원(80)에 의해 결정됨을 도시한다. 그러나, 본 발명은 이러한 구조에 국한되지 않는다. 기준 전위(85)는 버퍼 증폭기를 통한 전압원에 의해, 전압원(80)에 서보되거나 동기화된 미표시 전압원에 의해, 또는 임의의 다른 적절한 수단에 의해 간접적으로 결정될 수 있다.

외부 접지 커패시터를 측정하기 위한 회로는 도 5에 표시된 수 개의 빌딩 블록들을 포함한다:

- 전역 또는 외부 접지에 대해 가변적인 플로팅 노드(VF), 또는 로컬 접지를 생성하기 위하여 사용된 여기 전압원(80);

- 측정될 커패시터 양단의 전하 변동을 측정하고, 이러한 커패시터를 나타내는 신호, 즉 바람직하게는 디지털 코드를 생성하기 위한 포착 및 측정 회로. 용량성 입력 픽셀들의 수에 따라, 이러한 회로는 복수의 독립적인 커패시터-디지털 변환기들(130)을 포함할 수 있고, 이들 각각은 플로팅 접지(VF)에 참조된다. 변환기들(130)은 전하 증폭기(126)(출력과 음의 입력 사이에 결합된 피드백 커패시터 및 플로팅 전지(VF)(또는 보호부)에 결합된 양의 입력을 갖는 증폭기) 및 궁극적으로 아날로그-디지털 변환기들(128), 필터들, 증폭기들, 감쇄기들 또는 입력 멀티플렉서들(127)과 같은 후처리를 위한 다른 회로를 포함할 수 있다:

- 공급 전압들(V+, V-)의 생성부: 변환기들(130)이 플로팅 접지를 참조하기 때문에, 이들의 능동 소자들은 바람직하게 외부 접지보다는 플로팅 접지를 참조하는 전압원들을 공급받아야 한다. 플로팅 공급 유닛(175)은 외부 접지로 참조되는 외부 전압 공급(Vdd)으로부터 필요한 공급을 생성한다. 플로팅 공급부(175)는 유도성 트랜스포머들, 부스트 또는 벅 버라이어티(buck variety)의 DC/DC 변환기들, 스위칭된 커패시터 회로, 또는 임의의 다른 전압 변환 방식을 포함할 수 있다.

- 제어 및 클록 신호들의 생성부(182): 포착 회로들의 많은 기능들은 외부 접지와 내부 또는 플로팅 접지 사이에 인가된 변조 신호와 동기가 맞춰질 필요가 있다. 특히, 전하의 검출은 완벽하게 변조 신호와 동기가 맞춰져야 한다. 더욱이, 포착 유닛들(130)로부터 나오는 데이터는 플로팅 전압 영역 밖으로 전송될 필요가 있다.

많은 애플리케이션, 특히 터치 스크린과 근접 검출기들이 관련된 애플리케이션들에 있어서, 많은 수의 커패시터들이 동시에 또는 연속적으로 측정되어야 한다. 미끄러지는 손가락의 움직임을 추적하기 위하여, 예컨대 터치 스크린은 짧은 시간 프레임 내에서 모든 커패시터들(25)의 값들을 획득할 수 있어야 한다. 측정 회로는 이후 많은 수의 커패시터들을 측정하기 위한 수 개의 포착 체인들 또는 병렬 포착 회로(130)를 포함할 수 있다. 멀티플렉서(127)는 도 5에서 도시된 바와 같이 상이한 입력 전극들을 하나씩 연속적으로 처리하기 위하여 각 측정 회로 앞에 추가될 수 있다. 포착 체인들 앞의 멀티플렉서들(127)은 각 포착 체인에 의해 수 개의 입력들을 연속적으로 처리하는 것을 허용하고, 이에 의해 하나의 칩 상에서 구현하기 위한 포착 체인들의 수를 감소시킨다.

선택적인 입력 멀티플렉서(127) 이후의 포착 체인의 제 1 블록은 전하 증폭기(126)이다. 전하 증폭기(126)의 출력 전압은 플로팅 접지 노드(85; 플로팅 전압(VF) 또는 접지 전압)에 인가된 전압 변동에 동기가 맞춰지고 이에 비례하는 전압 변동을 나타낸다. 전하 증폭기(126)의 출력 전압의 변동은 또한 검출될 입력 커패시턴스(Cin_1, Cin_2, ... , Cin_N)에 비례하고, 따라서 관심 대상의 신호이다. A/D(128)의 목적은 따라서 전하 증폭기(126)의 출력 전압 변동을 정확하게 측정하는 것이다. 전하 증폭기(126)의 출력 전압(도 4에서 Vout_1, Vout_2,... Vout_N)의 이러한 변동은 플로팅 공급 영역에서, 따라서 플로팅 접지(보호, V+, 또는 V-)에 대해, 바람직하게 측정되어야 한다. 현대의 터치 사용자 인터페이스가 아날로그/디지털 변환기(128)에 대한 매우 높은 해상도를 필요로 함을 주목해야 한다. 16 비트, 또는 심지어 더 높은 해상도를 갖는 변환기는 일반적이지 않다.

전하 증폭기들(126)에 의해 생성된 신호가 가변적이기 때문에, 적합한 검출 수단에 의해 그 진폭에 비례하는 또는 그 진폭을 나타내는 값으로 바람직하게 변환된다. 이러한 검출은 상황들에 따라 적응될 것이고, 특히 변조 신호의 특성으로부터 종속된다. 그러나, 바람직하게 이러한 검출은 여기 소스와 동기가 맞춰질 것이어서, 여기 전압과 동기가 맞춰진 용량 신호를 선택적으로 허용하고, 그렇지 않은 원하지 않은 교란들을 거부한다.

예컨대 여기 소스(80)가 플로팅 접지 노드(VF) 상에 사인파 신호를 생성하도록 배열되면, 전하 증폭기(126)의 출력들에서 사인파 신호의 피크간 진폭은 적합한 복조 방식들에 의해, 예컨대 출력 신호를 사인파 입력 신호로 곱하고 고조파들을 제거하기 위하여 저역 필터링함으로써 검출될 수 있다.

다른 한 편으로, 여기 소스(80)가 플로팅 접지 노드(VF) 상에 구형파 신호를 생성하도록 배열되면, 전하 증폭기(126)의 구형파 출력 신호(Vout_1, Vout_2 ... Vout_N)의 진폭은 예컨대 상승 및 하강 에지들의 진폭을 정량화함으로써 검출 및 측정될 수 있다. 이러한 상승 및 하강 에지들은 별도로 양자화될 수 있거나, 또는 아날로그 영역에서 합산되어 양자화될 수 있다. 아날로그 및 디지털 영역 모두에서 검출을 수행하기 위한 상이한 선택사항들이 가능하다.

그러나, 입력 커패시터(Cin_1, Cin_2,..., Cin_N)가 어떻게 전하 증폭기(126)의 출력 전압(Vout_1, Vout_2 ... Vout_N)의 전압 변동으로 변환되는지에 관계 없이, 이러한 측정은 수 가지 잡음, 즉 특히 동요들에 의해 영향을 받을 것이지만, 반드시 그런 것은 아니다:

- 기본적으로 저항들(4kTR 잡음), 증폭기들의 MOS 트랜지스터들(4kT/gm 잡음), 및 스위치들(kT/C 잡음을 초래)로 인한 회로의 열 잡음. 이것은 대략 평탄한 잡음 스펙트럼 밀도를 갖는 넓은 대역의 잡음(백색잡음)이고,

- 간섭자들, 예컨대 50/60Hz 전력망으로 인해 전극들에 결합되는 기생 신호들, 배터리 충전기들로 인한 기생 신호들.

이들 동요들을 감쇄시키는 효과적인 방식은 다수 회 그리고 타깃 프레임 레이트보다 상당히 빠른 레이트로 측정을 반복하고, 이러한 과샘플링된 결과들을 평균하여, 동요하는 신호들을 필터링하고, 적은 잡음 및 낮은 대역폭을 갖는 신호를 획득하는 것이다. 평균화는 직접(비가중된) 평균화(샘플들의 수로 나누어진 샘플들의 합)가 될 수 있거나, 또는 가중된 평균화(상이한 샘플들이 평균화할 때 상이한 가중치들을 갖는)가 될 수 있다.

어떠한 경우든지, 이러한 평균화는 저역 필터링에 대응한다. 필터 대역폭을 줄이기 위하여, 따라서 대부분의 동요들을 제거하기 위하여, 변조 신호(플로팅 접지를 변조하는 신호)의 많은 수의 사이클들에 걸친 측정을 평균화하는 것이 바람직하다. 따라서 대역폭은 실제로 평균화된 변조 사이클들의 수에 반비례한다.

평균화함으로써, 측정의 전체적인 지속기간이 변조 사이클들의 수에 변조 사이클의 기간을 곱한 것에 비례하고, 대역폭이 전체적인 측정 시간에 반비례하기 때문에, 한 측에서 변환 속도 또는 프레임 속도와 다른 측에서 좁은 대역 밖의 외부 동요의 거부 사이에 균형이 존재한다. 사용된 필터의 코너 주파수는 프레임 레이트보다 낮을 수 없다.

상이한 변조 사이클들에 걸친 전하 증폭기(126)의 출력 신호(Vout_1, Vout_2,..., Vout_N)의 변동의 평균화는 상이한 방식들로 이루어질 수 있다. 사용된 필터는 본 발명의 틀 내에서 임의의 적합한 저역 필터가 될 수 있고, 이는 아날로그 필터, 이산-시간 아날로그(스위치드 커패시터) 필터, 디지털 필터, 또는 이들의 조합이 될 수 있다.

제 1 예시적인 해결책은 도 6에 도시되고; 이러한 제 1 해결책은 전하 증폭기(126)의 출력의 평균화(160)를 아날로그 영역에서 수행하는 단계, 및 이후 아날로그-디지털 변환(161)을 수행하는 단계를 포함한다. 이러한 해결책의 단점은 아날로그 저역 필터를 통해 좁은 대역폭 상에서 이러한 평균화의 구현이 큰 커패시터들 및 저항들을 필요로 하고, 따라서 큰 면적을 필요로 한다는 점이다. 다른 단점은 고해상도 ADC를 필요로 하여 또한 큰 면적을 초래한다는 점이다.

제 2 예시적인 해결책은 도 7에 도시되고; 이러한 제 2 해결책은 전하 증폭기(126)의 출력의 아날로그 디지털 변환(170)의 제 1 수행 단계, 및 이후 디지털 평균화 블록(171) 내의 디지털 영역에서 평균화를 수행하는 단계를 포함한다. 이러한 제 2 해결책의 장점은 디지털 필터링이 적은 실리콘 면적을 통해 효과적으로 구현될 수 있다는 점이다. 그러나, 불리하게 고해상도 ADC가 여전히 필요하다.

제 3의 예시적인 해결책은 아날로그 디지털 변환을 수행하기 위하여 델타-시그마 아날로그 디지털 변환기(ADC 변환기) 또는 증분 ADC를 사용하는 것이다. 이들 유형들의 ADC 변환기들은 상대적으로 적은 실리콘 면적을 통해 고해상도를 달성하는 능력 때문에 이러한 애플리케이션에 특히 적합하다. 이들 유형들의 변환기들은 또한 요구되는 평균화를 동시에 수행하는 디지털 후필터를 포함할 수 있다. 1차 시그마 델타 변조기(181)를 사용하는 제 3 해결책의 일 예는 도 8에 도시된다; 그러나, 더 높은 차수의 시그마 델타 변조기들이 가능함이 이해될 것이다. 증분 ADC가 유사하게 구축될 것이지만, 파형을 연속적으로 변환하는 시그마-델타 ADC와 대조적으로, 증분 ADC는 미리 정해진 수의 개별 샘플들을 변환하고, 이후 리셋된다.

피크간 진폭 또는 전압 에지들과 같은, 각 변조 사이클에서 전하 증폭기(126)의 출력 변동은 먼저 검출 유닛(182)에 의해 추출된다. 이러한 검출 유닛(182)의 출력은 이후 적분기(183)(다른 유형들의 적분기들이 사용될 수 있음이 이해될 것이지만, 또한 변조 주파수에서 동작하는 스위치드 커패시터 적분기인 것이 바람직하다)에 의해 적분된다. 이러한 적분기(183)의 출력은 이후 거친 정량자(184; 비교기 또는 비교기들의 뱅크)에 의해, 변조 레이트와 동일한 레이트로 생성된 작은 디지털 코드들(1 비트 또는 매우 제한된 수의 비트들)로 변환된다. 이들 코드들은 이후 디지털 아나로그 변환기(185)에 의해 다시 아날로그로 변환되고, 전하 증폭기의 출력 전압 변동들에 대응하는 입력 신호(검출 유닛(182)의 출력)로부터 감산된다.

적분기(183)의 입력에 대한 피드백 루프로 인해, 출력 코드는 적어도 저주파수들에 대해 입력 신호와 매칭하도록 강제된다. 이것은 저주파수들에서 시그마 델타 루프의 출력 코드가 전하 증폭기의 출력 전압 변동의 양호한 표현임을 의미한다. 출력 코드는 이후 필터(186)를 사용하여 필터링된다. 따라서 필터(186)를 사용하여 출력 코드를 필터링함으로써, 또는 시그마 델타 루프로부터의 출력 코드를 평균화함으로써(평균화는 실제 필터링의 특별한 경우이다), 전하 증폭기의 출력 전압 변동의 따라서 입력 커패시터의 평균화된(또는 저역 필터링된) 값을 나타내는 디지털 출력 코드를 얻는다. 평균화 및 ADC 변환은 따라서 동시에 수행된다.

이러한 접근법의 장점은 전하 증폭기의 출력 전압 변동에 대응하는 신호를 누적하기 위하여 매우 큰 커패시터들을 필요로 하지 않는다는 점이다. 실제, 누적된 신호가 주어진 레벨을 초과하자마자, 출력 코드에 대응하는 양은 피드백 경로에 의해 감산된다. 이러한 사실에 의해, 피드백 루프가 적분기의 포화를 회피하도록 관리하기 때문에, 많은 수의 샘플들 이후라도 신호의 제한된 양이 누적된다. 따라서, 이러한 누적은 큰 커패시터들 및 실리콘 면적을 필요로 하지 않는다.

다른 장점은 이러한 접근법이 한 번에 1비트를 생성하는 단순한 비교기를 갖는 극단의 경우 매우 거친 정량자를 통해 매우 높은 해상도를 달성할 수 있다는 점이다. 실제, 예컨대 65536 사이클들에 대한 출력 비트를 누적함으로써, 16-비트 해상도의 출력 코드를 얻을 수 있다. 에러들이 피드백 루프에 의해 보상되기 때문에, 정량자를 위해 어떠한 높은 정확도도 요구되지 않는다.

어떠한 경우든, 평균화를 위해 선택된 방법이 아날로그 또는 디지털 또는 시그마 델타 변조기와 혼합된 것의 어느 것이든지, 효과는 잡음 및 간섭자들에 대한 대역폭을 줄이는 것이고, 이러한 대역폭은 평균화된 변조 사이클들의 수에 반비례하여 감소한다.

이러한 평균화 방법은 유효 대역폭을 감소시킴으로써 열 잡음을 매우 효과적으로 거부하는 것이다. 간섭자들에 대한 개선은 그러나 그렇게 쉽지 않다. 대부분의 간섭자들이 실제 강하게 감쇄되어, 양호한 전체적인 개선을 제공하지만, 유효 대역폭 내에 드는 일부 간섭자들은 매우 약하게 감쇄될 수 있거나, 거의 감쇄되지 않을 수 있다. 이것은 특히 변조 주파수(fmod)의 주파수와 동일하거나, 이에 매우 근접한 주파수들에서의 동요들, 그렇지 않으면 궁극적으로 변조 주파수의 고조파들, 특히 홀수 차수의 고조파들에 근접한 주파수들에 대한 동요들에 대해 특히 그러하다.

도 9는 동요 전압(Vperturb)이 검출될 커패시터(Cin)의 좌측 전극(190) 상의 전압을 동요시키는 경우를 도시한다. 이러한 좌측 전극(190)의 전압은 이상적으로는 외부 접지의 전압이어야 하지만; 동요 전압은 그 전압 레벨을 Vperturb로 이동시킨다. 내부 접지 또는 플로팅 접지가 전압원(Vin; 변조 주파수(fmod)를 갖는 변조 전압 신호인)에 의해 외부 접지에 대해 이동하므로, 플로팅 접지에 대해 Cin 상에 인가된 유효 전압이 따라서 '공칭' Vin 값이 아닌 Vin-Vperturb인 것을 고려할 수 있다. 동요 전압이 변조 신호(Vin) 중 하나에 매우 근접한 주파수들의 성분들을 갖는다면, 이들 성분들은, 상이한 변조 사이클들의 평균화에 대응하는 시간 도중을 의미하는 측정 시간 도중에 변조 신호와 구별되지 못할 수 있다. 이러한 경우, 이들 성분들은 측정 결과를 크게 손상시킬 수 있다.

변조 주파수와 동일하거나 이에 근접한 주파수를 갖는 동요 전압(Vperturb)의 성분들이 측정 결과를 손상시킬 수 있는 방법의 일 예로서, 변조 신호(Vin)가 변조 주파수(fmod)에서의 진폭(Vmod)의 순수한 사인파 신호인 연속 시간 접근법을 먼저 고려하자. 이것은 플로팅 접지(80)에 대한 전하 증폭기(126)의 출력에서 진폭{(Cin/Cfb)×Vmod}의 출력 전압(Vout)을 초래할 것이다. 커패시터(Cin)의 값은 이후 전하 증폭기(126)의 이러한 출력 신호를 복조함으로써 추출될 수 있고, 이는 Vin과 동기가 맞춰진 사인파(동일한 주파수(fmod) 및 동일한 위상)에 의해 재곱셈하고, 및 이후 그 대역폭을 DC에 제한하기 위하여 이러한 복조된 신호를 평균화하는 것을 의미한다. 동요 신호(Vperturb)는 이후, 측정 시간 도중에 복조 신호에 대해 위상이 크게 이동하지 않도록(소위 하나의 기간 미만으로), 주파수가 복조 신호의 주파수에 매우 근접하면, 심지어 평균화 이후에 DC에 근접한 큰 성분을 출력에 제공할 수 있다.

Tobs를 통해 관측 시간, 즉 등가적으로 복조 이후 출력 신호가 평균화되는 시간을 나타내고, 이는 N×Tmod에 대응하는데, 여기에서 Tmod는 변조 기간이고, N은 평균화된 사이클들의 수이다. 복조 또는 변조 신호와 동요 신호 사이의 주파수 차이가 1/Tobs 미만(|f-fmod| < 1/Tobs)이면, 동요 신호는 변조 신호와 효과적으로 구별될 수 없고, 따라서 결과를 상당히 손상시킬 것이다. 주파수(fmod)로부터의 추가 주파수들은 관찰 시간에 걸쳐 변조 주파수에 대해 더 직교로 보이기 때문에, 문제가 덜 하다.

이제, 도 9에 도시된 회로에 대해, 변조 신호(Vin)가 구형파 신호인 전형적으로 스위치드 커패시터 접근법과 같은 이산 시간 접근법을 고려하자. 단순화를 위해, 변조 신호의 듀티 사이클이 50%이고, 역시 구형파인 출력 전압(Vout)이 도 10에 도시된 바와 같이 전하 증폭기가 정확하게 안정되게 하기 위하여 에지들로부터 충분히 멀리 떨어진 Vin의 각 기간에서 두 번 샘플링된다고 가정할 것이다.

도 10에서 볼 수 있는 바와 같이, 모든 홀수 샘플들은 예컨대 낮은 상태에 대응하고, 짝수 샘플들은 변조 신호(Vin)의 높은 상태(또는 반대의)에 대응한다. 홀수 및 짝수 샘플들 사이의 차이는 따라서 체계적으로 신호{(Cin/cfb)×Vmod}에 대응하고, 따라서 검출될 커패시터를 나타낸다. 측정은 이후 짝수 및 홀수 샘플들 사이의 차이의 평균값을 추출하는 단계를 포함한다.

홀수 및 짝수 샘플들 사이의 평균 차이를 계산하는 것은 모든 샘플들을 +1 또는 -1로 교대로, 따라서 fs/2의 신호로 곱하는 것에 대응하고, 이는 fs=2×fmod가 샘플링 레이트인 이산 시간의 복조에 대응한다. 신호가 이후 각 샘플들 사이에서 반전되기 때문에 감도는 fs/2=fmod에서 최대이고, 이는 홀수 및 짝수 샘플들 사이의 차이를 계산하기 때문에 최대값 신호를 제공한다.

연속적인 시간 접근법에서와 같이, 동요 신호와 변조 신호 사이의 주파수 차이가 대략 1/Tobs 미만이라면, 홀수 및 짝수 샘플들이 이후 상이하게 동요될 것이기 때문에, 측정은 따라서 주파수가 변조 주파수(fmod)에 매우 근접한 동요 신호들에 매우 민감할 것이다.

동일한 방식으로, 측정은 측정 시간(f < 1/Tobs)에 걸쳐 DC 또는 준 DC 신호들에 민감하지 않은데, 왜냐하면 홀수 및 짝수 샘플들이 동일한 방식으로 영향을 받아, 홀수 및 짝수 샘플들 사이의 차이를 계산함으로써 복조할 때 이들이 서로 상쇄되기 때문이다.

출력 신호(Vout)가 주파수(fs=2×fmod)에서 샘플링되기 때문에, 동요 신호들에 대한 전달 함수는 주파수 영역에서 주기(fs=2×fmod)를 갖고 주기적이다. 그러므로, 신호가 DC 신호들에 민감하지 않을 때, 신호는 용량적으로 결합되기 때문에, k×fs=2k×fmod의 모든 동요 신호들, 즉 변조 신호들의 짝수 고조파들에 근접한 주파수들을 갖는 신호에 또한 민감하지 않을 것이다. 실제, 이러한 신호의 샘플링은 DC 신호의 샘플링과 구별되지 않을 수 있다.

동일한 이유로, 신호가 fmod에서 최대 감도를 나타내기 때문에, 신호는 또한 fmod의 모든 홀수 고조파들, 따라서 주파수들(f=fmod + k fs = (2k+1)×fmod)에 대해 최대 감도를 나타낼 것이다. 모든 이들 주파수들에 대해, 전달 함수는 fmod에 대해 필수적으로 동일할 것이어서, 기생 또는 의도적인 RC 필터링에 기인한 약간의 감쇄를 차단한다. 따라서 이산 시간(스위치드 커패시터 접근법 유형)에서, 동요들의 거부는 변조 주파수 주위, 및 또한 홀수 고조파들에 매우 근접한 모든 주파수들에 대해, 이들 고조파들이 다른 필터링 효과들에 의해 감쇄되지 않는 한, 오히려 열악할 것이다.

샘플링된 또는 스위치드 커패시터 접근법을 갖는 다른 샘플링 방식이 가능하다. 예컨대, Vout 신호의 상승 또는 하강 에지들은, 각 에지에 대해 두 개의 값들, 즉 (상승 또는 하강) 에지 전에 하나 그리고 에지 후에 하나를 샘플링함으로써, 변조 기간당 4개의 샘플들을 초래한다. 장점은 두 개의 에지들 사이의 전하 증폭기의 나머지에 의해 수반된 잡음이 제거될 수 있다는 점이다. 또한, 더 많은 수의 샘플들로 인해, 이론적으로 더 많은 필터링이 이산 시간에 수행될 수 있다. 그러나, 실제 변조 주기당 더 많은 샘플들이 취해지므로, 전하 증폭기는 더 큰 대역폭을 갖고 더 고속이 될 필요가 있을 것이고, 이의 결과는 측정이 주기당 많은 샘플들을 갖는 장점을 적어도 부분적으로 무효로 하면서 다른 고조파들에 민감할 것이라는 점이다.

도 9 및 도 10에 대해 논의된 접근법들은 일반적으로 평균화로 인한 간섭자들의 양호한 거부를 나타낸다. 그러나 이들은 간섭자들이 변조 주파수(fmod)에 매우 근접한 주파수들을 가질 때 열악하게 거동하고; 특히 이산 시간 접근법은 다른 주파수들에 대해, 전형적으로 변조 신호의 기저대역으로 앨리어싱되는 변조 주파수(fmod)의 홀수 고조파들에 대해 거부를 거의 전혀 갖지 못한다. 본 발명은 이러한 문제점을 제거하거나 경감시키는 것을 목표로 한다.

본 발명의 일 실시예에 있어서, 전달 함수에서 피크들을 평활시키기 위하여, 수 개의 변주 주기들에 걸쳐 데이터를 평균화할 때 변조 주파수(fmod)는 변한다. 변조 주파수를 가변시킴으로써 전달 함수의 피크들을 평활시키는 효과는 도 11에 도시된다.

도 11에서, 가장 상부의 곡선은 변조 전압이 고정된 변조 주파수(fmod)를 가질 때 무엇이 동요 신호들에 대한 전달 함수인지를 도시하고; 피크들(211)이 변조 주파수(fmod) 주위에서, 전형적으로 변조 주파수의 모든 홀수 차수 고조파들(3×fmod, 5×fmod, 7×fmod)에서 발생함을 알 수 있다.

가장 상부의 곡선 아래의 4개의 곡선들은, 주파수(fmod_i)(본 예에서, i=0...4)를 얻기 위하여 변조 주파수(fmod)를 공칭값 주위에서 약간 가변시킬 때 이러한 전달 함수가 어떻게 변하는지를 도시하고; 모든 이들 4개의 곡선들은 제 1 곡선을 주파수 축을 따라 계수(fmodi/fmod)만큼 압축 또는 확장함으로써 얻어진다.

이제, 커패시터들의 전체적인 포착 도중에 변조 주파수(fmod)가 fmod1, fmod2, fmod3 및 fmod4 사이에서 변하고, 이들 주파수들 각각이 변조 사이클들의 25% 동안 사용된다고 가정한다. 제 1 근사로서, 최종 전달 함수가 대략 가장 아래의 곡선(평균 곡선)에 도시된 바와 같이 4개의 이전 곡선들의 평균과 같이 보일 것을 기대할 수 있다. 볼 수 있는 바와 같이, 평균 곡선 내의 피크들(214)의 진폭의 피크가 강하게 감쇄되지만(이 경우 대략 4의 인자만큼), 대역폭이 확장되어, 동요 신호에 대해 사용 가능한 대역폭이 확장되게 된다. 결과적으로, 측정이 더 넓은 대역에 놓이는 동요 신호에 대해 더 민감하게 되지만, 평균화된 응답 함수는 개별적인 피크들로서 임의의 주어진 주파수에 대한 현저한 피크들을 나타내지 않고, 간섭들에 대한 최악의 감도는 낮아진다.

이러한 변형의 다른 중요한 장점은 피크들(214)의 에너지가 기본 고조파에 대한 것보다 더 높은 고조파들에 대해 훨씬 더 분산된다는 점이다. 중요하게, 용량 변동들에 대한 감도는 필수적으로 변조 주파수(fmod)와 독립적인데, 왜냐하면 신호(Vout)가 동기를 맞춰 검출되기 때문이다. 그러므로, 제안된 발명은 감도가 작은 용량 변화들을 손상시키지 않고 간섭들의 양호한 거부를 제공한다.

상술된 예에 있어서, 오로지 5개의 상이한 변조 주파수들이 사용되었다. 그러나, 변조 주파수가 적합한 수의 이산 주파수들 사이를 호핑함으로써, 또는 연속적인 방식의 어느 방법으로든지 변할 수 있음을 이해해야 한다.

바람직하게, 변조 주파수들은 최적화되고: 매우 낮은 주파수들은 평균화 시간을 크게 증가시키고, 따라서 프레임 레이트를 감소시키므로 회피되어야 한다. 매우 높은 변조 주파수들은, 또한 성능이 기생 시상수들, 전하 증폭기의 속도 및 ADC의 속도에 의해 제한될 것이기 때문에, 회피되어야 한다. 더욱이, 너무 높은 변조 주파수에서 동작하는 것은 더 높은 전류 소비를 요구할 수 있다.

바람직한 실시예에 있어서, 변조 주파수는 평균화 시간 및 기생 시상수들을 최적화하기 위하여 선택된다, 즉 변조 전압의 주파수는 평균화 시간을 크게 증가시킬 정도로 낮지 않고, 성능이 기생 시상수들에 의해 제한될 만큼 그렇게 높지 않은 변조 주파수들을 통해 오로지 변경된다. 본 실시예에 있어서, 변조 주파수는 미리 한정된 최소 주파수(fmod_min) 및 미리 한정된 최대 주파수(fmod_max) 사이의 주어진 범위 내에서 가변적이다.

더 바람직한 다른 실시예에 있어서, 2개의 연속 변조 주파수들 사이의 차이는 차이가 각 주파수에 대응하는 전달 함수의 피크들의 폭보다 크도록 최적화된다. 도 11에 도시된 예에 있어서, 연속 변조 주파수들 사이의 차이가 각 주파수에 대응하는 전달 함수의 피크들의 폭보다 큼을 알 수 있다. 변조 주파수들(fmod3 및 fmod2) 사이의 차이("D")는 예컨대 변조 주파수들(fmod3 및 fmod2)에 대응하는 각 전달 함수들에서 피크들(213, 212)의 폭("W")보다 크다. 이것은 상이한 주파수들의 각각에 대응하는 전달 함수들의 피크들이 중첩하지 않는 것을 보장한다. 유리하게, 이것은 평균화하거나 또는 동기 검출을 수행할 때 전체적인 전달 함수에서 강한 개선을 초래한다. 피크의 폭이 피크의 가장 넓은 부분에서 측정됨을 이해하여야 한다.

따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 전달 함수 내에서 피크의 분산은 평균화된 변조 주파수들의 수가 기본 고조파에 대해 (fmod_max-fmod_min)/W 미만, k차 고조파들에 대해 k×(fmod_max-fmod_min)/W 미만으로 유지되는 한, 상당히 개선될 것이다. 변조 주파수들의 더 많을 수를 선택하면, 추가적인 장점이 포화되는 경향이 있을 것인데, 왜냐하면 개별적인 전달 함수들이 더 많이 상관되어, 피크들이 더 많이 중첩되게 하기 때문이다.

그러나, 더 많은 주파수 점들을 선택함으로써 미세한 단계를 통해 주어진 주파수 범위 상에서 변조 주파수를 가변시킬 때 또한 큰 단점은 존재하지 않는다. 즉, 변조 주파수는 각 변조 사이클 동안, 또는 심지어 입력 커패시터의 2개의 연속 샘플링 사이에서 상이하게 선택될 수 있거나, 또는 그렇지 않으면 전체적인 평균화 시간, 또는 측정 시간 동안 연속적으로 스위핑될 수 있다.

그러므로, 평균화 시간 도중에 또는 연속적인 동기 검출들 사이에 변조 전압의 변조 주파수(fmod)를 가변시키는 무한한 수의 가능한 방식들이 존재한다. 예컨대, 다음의 예들을 들 수 있지만, 본 발명에서 이들에 국한되는 것은 아니다:

- 변조 주파수는 단계를 통해, 또는 연속적으로, 또는 (매우 작은 단계들을 통해) 준연속적으로 변할 수 있다.

- 변조 주파수는 무작위로, 또는 유사 무작위로, 또는 미리 정해진 알고리즘에 따라 변할 수 있다.

- 변조 주파수의 변동은 상이한 측정 사이클들 동안 동일 또는 상이할 수 있다.

- 변조 주파수의 변동은 주기 함수일 수 있다. 이러한 경우, 변조 주파수의 변동의 주기는 측정 주파수(프레임 레이트)와 동일, 또는 상이할 수 있다. 제 1의 경우, 변조 주파수는 모든 측정들에 대해 동일한 방식으로 변할 것이고, 반면에 제 2의 경우에서는 그렇지 않다. 변조 주파수의 바람직한 주기성은 적어도 대략 측정 기간에 대응한다.

변조 전압의 변조 주파수(fmod)를 가변시키기 위하여 사용될 수 있는 상이한 주기 함수들은 도 12에 도시된다. 특히, 도 12의 a 내지 e는 평균화 시간 도중의 미리 한정된 한계들(fmod_min 및 fmod_max) 사이에서 또는 연속적인 동기 검출들 사이에서 변조 전압의 순간적인 변조 주파수(fmod_inst)를 가변시키기 위하여 사용될 수 있는 상이한 주기 함수들을 도시한다.

도 12의 a에 도시된 그래프에서, 순간적인 주파수(fmod_inst)는 톱니 패턴을 따르는 반면, 도 12의 b는 다른 형태의 선형 이동을 도시하고, fmod_inst는 삼각 함수에 따라 스위핑된다. 도 12의 c에 도시된 그래프에서, fmod_inst는 코사인 함수에 따라 스위핑된다. 도 12의 d에 도시된 그래프에서, fmod_inst는 계단-방식으로 변한다. 도 12의 d는 주기가 평균화 시간과 일치하지 않는 주기 변조의 일 예를 도시한다.

도 12가 변조 전압의 변조 주파수(fmod)가 평균화 시간 도중에 또는 연속적인 동기 검출들 사이에서 변할 수 있는 가능한 방식의 비제한적인 예들을 제공함이 이해되어야 한다. 변조 전압의 변조 주파수(fmod)가 임의의 다른 적합한 방식으로 변할 수 있고; 무한한 수의 다른 기능들이 가능함이 또한 이해되어야 한다.

본 발명의 임의의 실시예에서, 변조 전압의 변조 주파수(fmod)의 변동은 임의의 적합한 수단에 의해 달성될 수 있다. 비-제한적인 예로서, 변조 전압의 변조 주파수(fmod)의 변동은 변조 주기를 적응시키기 위하여 클록 분할기의 분할 비율을 변경함으로써; 및/또는 발진기의 주파수 상에서 예컨대 RC 발진기의 트리밍, 전압 제어 발진기(VCO)의 제어를 작용시킴으로써 달성될 수 있다.

본 발명의 기술된 실시예들에 대한 다양한 수정들 및 변경들은 첨부된 청구항들에 한정된 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않고도 당업자들에게 자명할 것이다. 본 발명이 특정 바람직한 실시예들에 관련하여 기술되었지만, 청구된 본 발명이 이러한 특정 실시예에 과도하게 제한되지 않아야 함이 이해되어야 한다.

Claims (18)

1. 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로로서, 상기 패널은 복수의 감지 전극들을 포함하고, 상기 회로는 전도성 몸체들에 대한 근접에 반응하여 상기 감지 전극들의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하도록 적응되고, 상기 감지 전극들은 공통의 플로팅 기준 전위에 대한 고정된 전압으로 바이어스되는, 상기 측정 회로에 있어서,
   상기 플로팅 기준 전위를 결정하는 변조 전압을 생성하는 전압원, 및 각각이 복수의 감지 전극들에 연결되고, 감지 전극들의 순간 전기 용량을 나타내는 신호들을 생성하기 위하여 동작 가능하게 배치된 하나 이상의 판독 유닛들을 포함하는 전력 관리 회로; 변조 전압원의 주파수를 가변시키기 위한 수단; 및 상기 신호를 상기 변조 전압과 동기를 맞춰 생성하기 위한 동기 검출 수단을 포함하는, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 플로팅 기준 전위는, 상기 터치-감응 패널의 공통의 보호 전극에 전기적으로 연결될 수 있는 상기 전력 관리 집적 회로의 보호 단자에서 사용 가능한, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
3. 제 1 항에 있어서,
   동기 검출을 수행하는 상기 수단은, 상기 변조 신호의 주파수에 동기가 맞춰진 주파수에서 출력 신호를 샘플링하고; 평균화 간격에 걸쳐 이들 샘플들을 평균화하도록 구성되고, 상기 평균화 간격은 미리 한정된 수의 샘플들이 취해져야 하는 시간 간격인, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
4. 제 3 항에 있어서,
   상기 변조 전압의 주파수를 가변시키기 위한 상기 수단은 상기 평균화 간격 내에서 상기 변조 전압의 주파수를 'N'회 가변시키도록 구성되고, 'N'은 '2'보다 큰 정수 값이어서, 상기 변조 전압이 상기 평균화 간격 내에서 적어도 2개의 상이한 변조 주파수들을 갖는, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 변조 전압의 주파수가 가변되는 상기 'N'개의 주파수들은 모두 미리 한정된 주파수 범위 내에 드는, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 미리 한정된 주파수 범위는, 상기 측정 회로의 동기 검출을 위한 시간 및 기생 시상수들이 최적화되고, 및/또는 동기 검출을 위한 시간 및 전류 소비가 최적화되는, 상기 변조 전압을 위한 주파수들의 범위인, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
7. 제 3 항에 있어서,
   상기 변조 전압의 주파수를 가변시키기 위한 상기 수단은, 상기 평균화 간격 내에서 상기 변조 전압의 주파수를 'N'회 가변시키도록 구성되고, 'N'은 '2'보다 큰 정수 값이고, 상기 변조 전압의 2개의 연속적인 상이한 주파수들 사이의 차이는 각 주파수에 대응하는 전달 함수들의 피크들이 중첩하지 않는 차이인, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
8. 제 3 항에 있어서,
   상기 변조 전압의 주파수를 가변시키기 위한 상기 수단은, 상기 변조 전압의 주파수를 상기 평균화 간격 내에서 미리 정해진 알고리즘에 따라 및/또는 주기적인 함수에 따라 연속적인 방식; 무작위 방식; 유사 무작위 방식; 중 적어도 하나의 방식으로 가변시키도록 구성되는, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
9. 제 1 항에 있어서,
   상기 변조 전압의 주파수를 가변시키기 위한 상기 수단은, 클록 분할기의 분할 비율을 변경하기 위한 수단 및/또는 발진기의 주파수를 조정하기 위한 수단을 포함하는, 용량성 터치-감응 패널에 연결될 수 있는 측정 회로.
10. 전도성 몸체들에 대한 근접에 반응하여 터치-감응 패널 내에서 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법으로서, 상기 감지 전극들은 플로팅 기준 전압으로 바이어스되고, 상기 패널은 복수의 감지 전극들 및 공통의 보호 전극을 포함하는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법에 있어서,
    전력 관리 회로 내에 포함된 전압원으로 상기 플로팅 기준 전압을 결정하는 변조 전압을 생성하는 단계, 상기 변조 전압과 동기를 맞춰 상기 감지 전극들의 순간 전기 용량을 검출하는 단계, 상기 감지 전극들의 순간 전기 용량을 나타내는 신호들을 생성하는 단계, 및 변조된 전압의 주파수를 가변시키는 단계를 포함하는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
11. 제 10 항에 있어서,
    동기 검출을 수행하는 상기 단계는, 상기 출력 신호의 주파수에 동기가 맞춰진 주파수에서 상기 출력 신호를 샘플링하는 단계; 및 평균화 간격에 걸쳐 이들 샘플들을 평균화하는 단계를 포함하고, 상기 평균화 간격은 미리 한정된 수의 샘플들이 취해져야 하는 시간 간격인, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
12. 제 11 항에 있어서,
    상기 변조 전압의 주파수를 가변시키는 상기 단계는, 상기 평균화 간격 내에서 상기 변조 전압의 상기 주파수를 'N'회 가변시키는 단계를 포함하고, 'N'은 '2'보다 큰 정수 값이어서, 상기 변조 전압이 연속적인 동기 검출들 사이에서 적어도 2개의 상이한 변조 주파수들을 갖는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
13. 제 12 항에 있어서,
    상기 변조 전압의 주파수가 가변되는 상기 'N'개의 주파수들은 모두 미리 한정된 주파수 범위 내에 드는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
14. 제 13 항에 있어서,
    상기 측정 회로의 동기 검출을 위한 시간 및 기생 시상수들이 최적화되고, 및/또는 동기 검출을 위한 시간 및 전류 소비가 최적화되는, 상기 변조 전압을 위한 주파수들을 결정하는 단계, 및 상기 정해진 주파수들을 사용하여 상기 미리 한정된 주파수 범위를 결정하는 단계를 더 포함하는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
15. 제 12 항에 있어서,
    상기 변조 전압의 주파수를 가변시키는 상기 단계는, 각 주파수에 대응하는 전달 함수들의 피크들이 중첩하지 않는 것을 보장하는 상기 변조 전압의 2개의 연속적인 상이한 주파수들 사이의 차이를 제공하기 위하여 상기 변조 전압의 주파수를 가변시키는 단계를 포함하는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
16. 제 15 항에 있어서,
    상기 변조 전압의 주파수를 가변시키는 상기 단계는, 상기 변조 전압의 2개의 연속적인 상이한 주파수들 사이의 상기 차이가 각 주파수에 대응하는 상기 전달 함수들의 피크들의 가장 넓은 폭보다 커서, 각 주파수에 대응하는 상기 전달 함수들의 피크들이 중첩하지 않도록, 상기 변조 전압의 주파수를 가변시키는 단계를 포함하는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
17. 제 11 항에 있어서,
    상기 변조 전압의 주파수를 가변시키는 상기 단계는, 상기 변조 전압의 주파수를 상기 평균화 간격 내에서 미리 정해진 알고리즘에 따라 및/또는 주기적인 함수에 따라 연속적인 방식; 무작위 방식; 유사 무작위 방식; 중 적어도 하나의 방식으로 가변시키는 단계를 포함하는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.
18. 제 10 항에 있어서,
    상기 변조 전압의 주파수를 가변시키는 상기 단계는, 클록 분할기의 분할 비율을 변경하고 및/또는 발진기의 주파수를 조정하는 단계를 포함하는, 감지 전극의 순간 전기 용량의 변동들을 측정하는 방법.

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