CN105372514B - 用于电容性触敏面板的测量电路和测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于电容性触敏面板的测量电路和测量方法。一种可连接到电容性触敏面板的测量电路，该面板包括多个传感电极和可选地公共保护电极，适合于响应于对导电主体的接近测量传感电极的瞬时电容的变化，其中该传感电极在固定电压下相对于公共保护电极被偏置，该电路包括：功率管理集成电路，包括生成在与保护电极电连接的功率管理集成电路的保护端子处可获得的调制电压的电压源；一个或多个从集成电路，每个连接到多个传感电极并包括电容数字转换器或多个电容数字转换器，其被操作地布置成用于生成表示传感电极的瞬时电容的数字测量代码；用于改变调制电压的频率的装置。还提供了一种用于测量触敏面板中的传感电极的瞬时电容的相应方法。

Description

用于电容性触敏面板的测量电路和测量方法

技术领域

本发明涉及一种用于电容性触敏面板的测量电路和测量方法；并且特别地涉及用于涉及改变调制电压的调制频率从而使传递函数中的峰值平滑化的电容性触敏面板的测量电路和测量方法。

背景技术

图1描述了用于测量接地电容器Cin的已知技术，其可能是触敏面板或接近检测器的一部分：其在于改变电容性电极的电压并检测跨Cin的相应电荷变化。这一般地是通过在反馈中用电容器Cfb将电容性电极连接到电荷放大器负输入端（虚拟接地）来实现的。通过在放大器的正输入端上施加很好地定义的电压变化来实现输入电容器上的电压变化，因为负输入端将通过反馈来追踪正输入端。由于跨电容器Cin的电流只朝着Cfb流动（放大器具有高阻抗输入），所以可根据跨反馈电容器Cfb的电压变化来确定跨Cin电荷变化（和因此的Cin的值本身）。此电压变化可直接地在模拟域中测量、处理或转换到数字域。

这种技术的一个缺点是其对电极输入节点与接地之间的任何寄生电容器Cpar且特别是对与输入焊盘有关的寄生电容器、输入放大器的保护和寄生电容器、到源电压的寄生电容器的极度敏感。事实上，这些寄生电容器可能未与要测量的电容器区别开并因此影响测量结果。

专利FR 2 756 048描述了用于测量通常被用于接近检测的接地电容器的技术。这些技术的优点在于其精确性且在于其对寄生电容器相当不敏感。这是通过相对于接地不仅改变电容性电极的电压而且改变测量电路的所有电压而实现的。所有电压以与电容性电极的电压相同的方式改变，使得跨寄生电容器的电压不改变。为此，将所有输入电路或电荷放大器称为局部参考电位，也称为局部接地（通常是测量回路的基底），由某个激励电路来促使其相对于全局接地而改变，所述某个激励电路诸如产生变化电压Vin的电压源，参见图2。局部接地（浮置电压VF）因此相对于全局（外部）接地被浮置。由以局部接地为参考的浮置正和负源对读出电路进行供应。从测量电路视点出发，“只有”外部接地电压在改变，所有内部电路都以浮置电压为参考。因此，该测量对寄生的内部电容器不敏感。

然而，要测量的电容器Cin可能远离测量电路，因此将Cin连接到测量电路的导线之间的任何寄生电容器将被添加到测量电容器。为了避免此错误，可通过使用保护电极使将Cin连接到测量电路的导线从外部接地解耦。然后必须将此保护电极连接到内部或浮置接地VF或相对于VF在恒定电压下偏置的接点，使得电容性电极与保护之间的电容器仍在恒定电压下被偏置，并且不影响测量结果。因此，测量电路具有被连接到内部接地VF或者相对于该内部接地VF在恒定电压下偏置的保护输出端，并且应将电容器与测量电路之间的导线的保护连接到测量电路的此输出端，参见图3。

发明内容

在本申请的独立权利要求中叙述了本发明的本质特征。在从属权利要求中提到了其它实施例的其它可选、有利特征。

附图说明

借助于以示例方式给出且由附图示出的实施例的描述，将更好地理解本发明，在所述附图中：

图1至3示意性地示出了在电容测量中使用的已知电路；

图4图示出被透明保护电极覆盖的LCD面板，在其上面放置了多个导电透明像素，以及电容测量设备的一部分；

图5示出了本发明的可能实施例的构建块；

图6和7图示出在不同调制循环内对电荷放大器的输出信号的变化求平均的示意形式的两个可能方式；

图8图示出用于对利用ΔΣ调制器的电荷放大器的输出信号的变化求平均的第三电路；

图9图示出其中扰动电压正在扰动要检测的电容器Cin的电极上的电压的电路；

图10图示出当在离散时间对相关信号进行采样时的在图9中所示的电路中获得的调制电压、输出电压和样本；

图11示出了描述调制电压具有固定调制频率时以及调制电压具有在fmod1、fmod2、fmod3和fmod4之间变化的频率时的用于扰动信号的传递函数的曲线以及示出平均值的曲线；

图12a至12e示出了调制电压的调制频率可以如何改变的某些示例。

具体实施方式

在通常用于智能电话或平板电脑的显示器应用中，将电容性电极放置在LCD显示器的顶部上，并且要测量的电容在这些顶部电极与外部接地之间，通过接近于屏幕的手指。

只有相对于手指在上侧的电容是感兴趣的，然而，同时相对于LCD的电容和来自LCD的寄生信号对检测手指的接近没有用，并且事实上，LCD的活动容易通过寄生电容器在读出电路中注入不期望的电荷，其可以使接近检测器的输出错误。因此，在电容性电极与LCD显示器之间插入导电保护层。还应将此导电保护层连接到测量电路的保护输出端，或相对于保护输出保持在恒定电压，如针对触摸屏与测量电路之间的导线保护的情况一样。

在图4中举例说明此类布置，其中，LCD面板200被透明保护电极30覆盖，在透明保护电极30上面放置了连接到包括在读出电路120中的多个电容至数字转换器的多个导电透明像素25。每个CDC包括电荷放大器126。由于可以将保护电极视为等电位表面，所以其提供有效的静电屏蔽，并且可来自LCD 200的不想要的干扰被保护电位有效地筛选出且并未到达CDC。

如上文所讨论的，读出电路包括可变电压源80，其产生连接到保护电位30和CDC的电荷放大器126的非反相输入端的浮置参考电位85。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可变电压源可以生成方波信号，如图中所示，或还有连续可变波形，例如正弦波。方波激励在离散时间系统中可以是优选的，同时可以通过大量利用模拟处理的实现来促进连续激励。

在此配置中，CDC级具有低阻抗虚拟接地输入，并且像素电极25本质上被保持在浮置参考电位的电位85。输出端Vout_1、Vout_2、……、Vout_N处的信号的振幅与电极25所见的朝向接地Cin_1、Cin_2、……、Cin_N的各电容成比例。重要的是，连接在保护电极30与像素25之间的跨寄生电容器212的电压是恒定的，因此这些寄生元件对读出并没有贡献。

如上文所解释的，保护电极30对减少由LCD屏幕产生的不期望信号被像素电极拾取是有用的，但是其并非本发明的本质特征，本发明的本质特征即使省略了保护电极30仍可以起作用，条件是将积分器126的非反相输入端连接到浮置参考电位85。这种简化配置将导致更薄的触敏面板，并且事实上在特定情况下可能是有利的。

还应注意的是尽管有保护电极30，但触敏电极25将从LCD 200或者从其它干扰源拾取与手指电容毫无关系的大量的非期望信号：首先，保护电极30本身具有有限电导率且不能严格地等电位；其次，由于保护电极30在尺寸方面是有限的，并且最后因为电极25的上侧根本未被屏蔽，也不能被屏蔽，并且容易从移动电话本身或者从附近的任何源接收干扰信号。

图中显示用于电荷放大器126的参考电位85由已调制电压源80确定，因为非反相输入端被直接地连接到其端子中的一个。然而，本发明不限于此结构。参考电位85可以间接地由电压源、由缓冲放大器、由被伺服或同步至电压源80的未表示电压源或者由任何其它适当手段来确定。

用于测量外部接地电容器的电路包括图5中所表示的多个构建块：

激励电压源80，用来生成浮置节点VF，或局部接地，相对于全局或外部接地而改变。

采集电路和测量电路用于测量跨要测量电容器的电荷变化，并且产生信号或者优选地表示此电容的数字代码。根据电容性输入像素的数目，此电路可包括多个独立电容至数字转换器130，每个称为浮置接地VF。转换器130可包括电荷放大器126（具有被连接在输出端与负输入端之间的反馈电容器的放大器，并且其中正输入端被连接到浮置接地VF（或保护））和最终用于后处理的其它电路，诸如模数转换器128、滤波器、放大器、衰减器或输入复用器127。

源电压（V+、V-）的产生：因为转换器130被参考至浮置接地，优选地应该用被参考至浮置接地而不是外部接地的电压源对其有源元件进行供应。浮置供应单元175从被参考至外部接地的外部电压源vdd产生所需的供应。浮置源175可包括电感变压器、升压或降压种类的DC/DC转换器、开关电容器电路或任何其它电压转换方案。

控制和时钟信号182的产生：采集电路的许多功能需要与在外部接地和内部或浮置接地之间施加的调制信号同步。特别地，电荷的检测必须与调制信号完美地同步。此外，需要在浮置电压域外面发射来自采集单元130的数据。

在许多应用中且特别是在涉及到触摸屏和接近检测的情况下，必须同时地或连续地测量大量的电容器。为了跟踪滑动的手指的移动，例如，触摸屏必须能够在短时间帧内获取所有电容器25的值。测量电路然后可包括用于测量许多电容器的并联的多个采集链或采集电路130。可在每个测量电路前面添加复用器127以便一个接一个地连续地对不同的输入电极进行寻址，如图5中所示。在采集链前面的复用器127允许按每个采集链连续地对多个输入端进行寻址，从而减少将在芯片上实现的采集链的数目。

可选输入复用器127之后的采集链的第一块是电荷放大器126。电荷放大器126的输出电压展示出与施加于浮置接地节点85的电压变化（浮置电压VF或保护电压）同步且成比例的电压变化。电荷放大器126的输出电压的变化也与要检测的输入电容（Cin_1、Cin_2、……、Cin_N）成比例，并且因此是感兴趣信号。A/D 128的目的则明确地是测量电荷放大器126的输出电压变化。优选地应在浮置源域中测量电荷放大器126的输出电压（图4中的Vout_1、Vout_2......Vout_N）的此变化，因此是相对于浮置接地（保护、V+或V-）。必须注意的是现代触摸用户接口对模拟/数字转换器128要求非常高的分辨率。具有16位或者甚至更高的分辨率的转换器并不罕见。

由于由电荷放大器126生成的信号是可变的，所以优选地用适当的检测手段将其转换成与其振幅成比例或指示其振幅的值。该检测将根据情况而改变，并且预期是与调制信号的性质相关。然而，优选地，检测将与激励源同步，选择性地接受与激励电压同步的电容信号，并抑制并未与激励电压同步的不期望干扰。

如果例如将激励源80布置成在浮置接地节点VF上生成正弦信号，则可以用适当的解调方案来检测电荷放大器126的输出端处的正弦信号的峰峰振幅，例如通过将输出信号乘以正弦输入信号并进行低通滤波以便消除谐波。

如果另一方面将激励源80布置成在浮置接地节点VF上生成方波信号，则可以检测并且测量电荷放大器126的方波输出信号（Vout_1、Vout_2......Vout_N）的振幅，例如通过将上升沿和下降沿的振幅量化。可以单独地对上升和下降沿进行量子化，或者在模拟域中加和并量子化。可以有不同的选项以执行检测，在模拟域和数字域两者中。

然而，无论如何将输入电容器（Cin_1、Cin_2、……、Cin_N）转换成电荷放大器126的输出电压（Vout_1、Vout_2...... Vout_N）的电压变化，此测量将受到多个噪声、即扰动的影响，特别是但并非排他性地：

电路的热噪声，基本上由于电阻器（4 k T R噪声）、放大器的MOS晶体管（4 k T/gm噪声）、开关（导致k T/C噪声）而引起。这是具有近似平坦噪声谱密度（白噪声）的宽带噪声，以及

干扰信号、耦合到电极的寄生信号，例如由于50/60 Hz电力网而引起、由于电池充电器而引起的寄生信号。

使这些扰动衰减的有效方式是重复测量多次，并且以比目标帧速率明显更快的速率，并对此过采样结果求平均以便滤出扰动信号并获得具有较少噪声和较低带宽的信号。求平均可以是直接（未加权）求平均（样本的和除以样本的数目）或加权求平均（不同样本在求平均时具有不同权值）。

在任何情况下，此平均对应于低通滤波器。为了减小滤波器带宽并因此消除大部分扰动，期望的是在调制信号（对浮置接地进行调制的信号）的许多循环内对测量求平均。然后带宽事实上与平均调制循环的数目成反比。

因为通过求平均，测量的总持续时间与调制循环的数目乘以调制循环的周期成比例，并且带宽与总测量时间成反比，所以存在一方面的转换速率或帧速率与另一方面的窄带外面的外部扰动抑制之间的权衡。所使用的滤波器的拐角频率不能低于帧速率。

可以以不同的方式来完成不同调制循环内的电荷放大器126的输出信号（Vout_1、Vout_2......Vout_N）的变化的求平均。在本发明的范围内，所使用的滤波器可以是任何适当的低通滤波器，无论其是模拟滤波器、离散时间模拟（开关电容器）滤波器、数字滤波器还是其组合。

在图6中图示出第一示例性解决方案；此第一解决方案包括在模拟域中执行电荷放大器126的输出的求平均160且然后执行模数转换161。这种解决方案的缺点是用模拟低通滤波器在窄带宽上实现此求平均要求大的电容器和电阻器和因此大的面积。另一缺点是其要求高分辨率ADC，也导致大的面积。

在图7中图示出第二示例性解决方案；此第二解决方案包括首先执行电荷放大器126的输出的模数转换170，并且然后在数字平均块171内执行数字域内的求平均。此第二解决方案的优点是可以用低硅面积高效地实现数字滤波。然而，不利地仍要求高分辨率ADC。

第三示例性解决方案是使用ΔΣ模数转换器（ADC转换器）或增量型ADC以便执行模数转换。这些类型的ADC转换器由于其用相对低的硅面积实现高分辨率的能力而尤其适合于此应用。这些类型的转换器也可以包括同时地执行所需求平均的数字后置滤波器。在图8中图示出第三解决方案的示例，使用一阶Σ△调制器181；然而，将理解的是可以用高阶Σ△调制器。增量型ADC将同样构造，然而，与同时地对波形进行转换的ΣΔADC相反，增量型ADC对预定数目的单独样本进行转换且然后被重置。

首先用检测单元182来提取每个调制循环处的电荷放大器126的输出的变化，诸如峰峰振幅或电压边沿。然后用积分器183（其优选地是也在调制频率下操作的开关电容器积分器，但是将理解的是可以使用其它类型的积分器）对此检测单元182的输出求积分。然后用粗量化器184（比较器或比较器组）将此积分器183的输出转换成以与调制速率相同的速率产生的小数字代码（1位或非常有限的位数）。这些代码然后被数模转换器185转换回模拟并从对应于电荷放大器的输出电压变化（检测单元182的输出）的输入信号中减去。

由于到积分器183的输入端的反馈环路，迫使输出代码至少针对低频率与输入信号匹配。这意味着在低频率下ΣΔ环路的输出代码是电荷放大器的输出电压变化的良好表示。然后使用滤波器186对输出代码进行滤波。因此，通过使用滤波器186对输出代码进行滤波，或者通过对来自ΣΔ环路的输出代码求平均（求平均事实上是滤波的特定情况），一个人获得表示电荷放大器输出电压变化的平均（或低通滤波）值且因此表示输入电容器的数字输出代码。因此同时地执行平均和ADC转换。

这种方法的优点是其不要求非常大的电容器以便累积对应于电荷放大器的输出电压变化的信号。事实上，一旦累积信号超过给定水平，则用反馈路径减去对应于输出代码的量。用此事实，即使在大量的样本之后也累积有限量的信号，因为反馈环路设法避免积分器的饱和。因此，此累积不要求巨大的电容器和硅面积。

另一优点是其能够用非常粗的量化器来实现非常高的分辨率，在极端处具有每次产生一位的简单比较器。事实上，例如通过在65536个循环上累计输出位，可以获得16位分辨率输出代码。对于量化器而言不要求高精度，因为误差被反馈环路补偿。

在任何情况下，无论用于求平均的所选方法是什么，以模拟还是数字方式还是用Σ△调制器混合，效果是将减小用于噪声和干扰信号的带宽，并且此带宽随着平均调制循环的数目成反比地减小。

求平均方法是非常高效的，通过减小其有效带宽来抑制热噪声。然而，相对于干扰信号的改善并不这么简单。虽然事实上大多数干扰信号被严重衰减，提供良好的总体改善，但落到有效带宽中的某些干扰信号可能被非常弱地衰减或几乎未衰减。这对于等于调制频率（fmod）的频率或与之非常接近的频率下的扰动而言或者另外最后对于接近于调制频率的谐波（尤其是奇数阶的谐波）的频率而言尤其如此。

图9图示出其中扰动电压Vperturb正在扰动要检测的电容器Cin的左电极190上的电压的情况。此左电极190的电压应理想地是外部接地的电压；然而，扰动电压使其电压水平移位至Vperturb。随着内部接地或浮置接地被电压源Vin（其为具有调制频率（fmod）的调制电压信号）相对于外部接地移动，一个人可以认为相对于浮置接地在Cin上施加的有效电压因此是Vin–Vperturb而不是‘标称’Vin值。如果扰动电压具有处于与调制信号Vin的频率非常接近的频率的分量，则在测量时间期间、意味着在对应于不同调制循环求平均的时间期间可能未将这些分量与调制信号区别开。在这种情况下，这些分量可显著地污染测量结果。

作为具有等于或接近于调制频率的扰动电压Vperturb的分量可以如何污染测量结果的示例，让我们首先考虑其中调制信号Vin是调制频率fmod下的振幅Vmod的纯正弦信号的连续时间方法。这将在电荷放大器126相对于浮置接地80的输出端处导致振幅（Cin/Cfb）×Vmod的输出电压Vout。然后可以通过对电荷放大器126的此输出信号进行解调来提取电容器Cin的值，这意味着重新乘以与Vin同步（相同频率fmod和相同相位）的正弦波且然后对此已解调信号求平均以便限制其带宽接近于DC。扰动信号Vperturb然后可甚至在求平均之后在输出端处提供接近于DC的显著分量，如果其频率非常接近于解调信号的频率、使得其相位在测量时间期间并未相对于解调信号显著地移位（小于例如一个周期）的话。

我们用Tobs来表示观察时间或者等价地在其期间在解调之后对输出信号求平均的时间，其对应于N×Tmod，其中Tmod是调制周期，并且N是求平均循环的数目。如果解调或调制信号与扰动信号之间的频率差小于1/Tbos（| f-fmod | < 1/Tobs），则不能高效地将扰动信号与调制信号区别开且将因此而显著地污染结果。更加远离频率fmod的频率问题较少，因为其在观察时间内看起来更加与调制频率正交。

现在，相对于图9中所示的电路，让我们考虑离散时间方法，典型地诸如开关电容器方法，其中调制信号Vin是方波信号。为了简单起见，我们将假设调制信号的占空比是50%，并且在Vin的每个周期中对也为方波的输出电压Vout采样两次，充分地远离边沿，以便让电荷放大器正确地沉降，如图10中描述的。

如在图10中可以看到的，所有奇数样本例如对应于低状态，并且偶数样本对应于调制信号Vin的高状态（或者相反）。奇数和偶数样本之间的差因此系统地对应于信号（Cin/cfb）×Vmod，并且因此表示要检测的电容器。该测量然后包括提取奇数和偶数样本之间的差的平均值。

计算奇数和偶数样本之间的平均差对应于替换地将所有样本乘以+1或-1，因此乘以在fs/2下的信号，其对应于离散时间中的解调，其中fs＝2×fmod是采样速率。在一个人计算奇数和偶数样本之间的差时，灵敏度在fs/2＝fmod下为最大值，因为然后在每个样本之间使信号反相，其给出最大信号。

如在连续时间方法中，测量然后将对其频率非常接近于调制频率fmod的扰动信号非常敏感，因为奇数和偶数样本然后将被不同地扰动，条件是扰动信号与调制信号之间的频率差大致上在1/Tbos以下。

以相同方式，该测量在测量时间内对DC或准DC信号不那么敏感（f＜/Tbos），因为奇数和偶数样本同样地受到影响，使得其在通过计算奇数和偶数样本之间的差进行解调时相互抵消。

由于在频率fs＝2×fmod下对输出信号Vout进行采样，所以用于扰乱信号的传递函数是周期性地的，其中在频域中周期fs＝2×fmod。因此，由于信号对DC信号不敏感，由于信号被电容性地耦合，所以其也将对在k×fs＝2k×fmod下的所有扰动信号、亦即对具有接近于调制信号的偶次谐波的频率的信号不敏感。事实上，此类信号的采样可能并未不同于DC信号的采样。

由于相同的原因，随着信号在fmod下呈现出最大灵敏度，其还将针对fmod的所有奇次谐波呈现出最大灵敏度，因此频率f = fmod + k fs = (2k+1)×fmod。对于所有这些频率而言，传递函数将本质上与针对fmod的相同，阻止由于寄生或故意RC滤波而引起的轻微衰减。因此，在离散时间（类型开关电容器方法），扰动的抑制在调制频率周围以及还对于非常接近于其奇次谐波的所有频率而言将相当差，至少只要这些谐波未被其它滤波效应衰减。

采用采样或开关电容器方法的其它采用方案是可能的。例如，Vout信号的上升和下降边沿，通过对用于每个边沿的两个值进行采样，一个在（上升或下降）边沿之前以及一个在边沿之后，导致每个调制周期4个样本。优点是可以消除两个边沿之间的电荷放大器的重置所涉及到的噪声。此外，由于较高的样本数目，理论上可以在离散时间执行更多的滤波。然而，实际上随着每个调制周期获取更多的样本，电荷放大器将需要更快，具有更大的带宽，并且其结果是测量将对其它谐波敏感，至少部分地抵消了每个周期具有更多样本的优点。

相对于图9和10所讨论的方法一般地由于求平均而呈现出干扰信号的良好抑制。然而，当干扰信号具有非常接近于调制频率fmod的频率时，其表现很差；特别地，离散时间方法对其它频率几乎不具有抑制，通常是调制频率fmod的奇次谐波，其被混频到调制信号基带中。本发明旨在消除或缓解此问题。

在本发明的实施例中，当在多个调制周期内对数据求平均时，调制频率fmod改变，以便使传递函数中的峰值平滑化。在图11中描述了通过改变调制频率来使传递函数的峰值平滑化的此效果。

在图11中，最顶部曲线示出了当调制电压具有固定调制频率fmod时用于扰动信号的传递函数将是什么；可以看到在调制频率fmod周围发生峰值211，并且通常是在调制频率3×fmod、5×fmod、7×fmod的所有奇数阶谐波下。

在最顶部曲线下面的四个曲线显示当围绕着其额定值略微地改变调制频率fmod以获得频率fmod_i（在本示例中i＝0......4）时此传递函数将如何改变；这四个曲线全部是通过用因数fmodi/fmod沿着频率轴对第一曲线进行压缩或扩展而获得的。

现在，让我们假设在电容器的总体采集期间，在fmod1、fmod2、fmod3和fmod4之间改变调制频率fmod，这些频率中的每一个被用于调制循环的25%。作为第一近似，一个人可以预期结果得到的传递函数将近似看起来像四个先前曲线的平均值，如最下曲线（平均曲线）中所示。如可以看到的，平均曲线中的峰值214的振幅的峰值被严重地衰减（在这种情况下，大致为4倍），但是带宽被扩展，使得可用于扰动信号的带宽被扩展。因此，虽然测量变得对落在较宽带中的扰动信号更加敏感，但平均响应函数并未显示出如单独的一些那样明显的针对任何给定频率的峰值，并且其对干扰的最坏情况敏感度较低。

此变体的另一重要优点是峰值214的能量针对高阶谐波比针对基波更加扩散。重要的是，对电容变化的灵敏度本质上与调制频率fmod无关，因为同时地检测到信号Vout。因此，提出的发明在不损害对微小电容变化的灵敏度的情况下提供了干扰的更好抑制。

在上述示例中，仅使用五个不同的调制频率。然而，应理解的是可以以任何一种方式来改变调制频率，通过在适当数目的离散频率之间跳跃或者以连续方式。

优选地，优化调制频率：应避免非常低的频率，因为其将显著地增加求平均时间并因此降低帧速率。还应避免非常高的调制频率，因为性能然后将受到寄生时间常数、电荷放大器的速度和ADC的速度的限制。此外，在过高的调制频率下操作可以要求较高的电流消耗。

在优选实施例中，选择调制频率以优化求平均时间和寄生时间常数，即仅随着调制频率而改变调制电压的频率，其并未如此低以致于引起求平均时间的显著增加，并且并未如此高以致于性能然后将受到寄生时间常数的限制。在本实施例中，调制频率在预定义最小频率（fmod_min）与预定义最大频率（fmod_max）之间的给定范围内可变。

在另一更加优选实施例中，优化两个连续调制频率之间的差，使得该差大于对应于每个频率的传递函数的峰值的宽度。在图11中所示的示例中，可以看到连续调制频率之间的差大于对应于每个频率的传递函数的峰值的宽度。调制频率fmod3和fmod2之间的差“D”例如大于与调制频率fmod3和fmod2相对应的各传递函数中的峰值213、212的宽度“W”。这确保对应于每个不同频率的传递函数的峰值不重叠。有利地，这导致求平均或执行同步检测时的总传递函数的显著改善。应理解的是在峰值的最宽部分处测量峰值的宽度。

因此，在本发明的优选实施例中，将显著地改善传递函数中的峰值的扩散，只要平均调制频率的数目保持在对于围绕基波的峰值而言的(fmod_max-fmod_min)/W以及对于k阶谐波而言的k×(fmod_may-fmod_min)/W以下即可。选择较大数目的调制频率，附加优点将趋向于饱和，因为单独的传递函数变得更加相关，使峰值更多地重叠。

然而，通过选择更多的频率点，则用较细的步骤来改变给定频率范围上的调制频率时也不存在显著的缺点。即可以针对每个调制循环不同或者甚至在输入电容器的两次连续采样之间选择或者另外在总求平均时间或测量时间期间连续地扫描调制频率。

因此，存在在求平均时间期间或者在连续同步检测之间改变调制电压的调制频率（fmod）的无穷多的可能方式。例如，但并不排他性地局限于这些示例，在本发明中：

调制频率可以逐步地或连续地或准连续地（以非常小的步幅）改变。

可以随机地或伪随机地或者根据预定算法来改变调制频率。

调制频率的变化对于不同的测量循环而言可以相同或不同。

调制频率的变化可以是周期函数。在这种情况下，调制频率的变化周期可以与测量频率（帧速率）相同或者不同。在第一种情况下，调制频率将针对所有测量而同样地改变，而在第二中情况下不是这样。优选地，调制频率的周期性至少或多或少地对应于测量周期。

在图12a-e中示出了可以用来改变调制电压的调制频率（fmod）的不同周期性函数。特别地，图12a-e示出了可以用来在求平均时间期间或在连续同步检测之间在预定义极限fmod_min和fmod_max之间改变调制电压的瞬时调制频率（fmod_inst）的不同周期性函数。

在图12a中所示的图表中，瞬时频率fmod_inst遵循锯齿形图案，而图12b示出了另一形式的线性移位，根据三角函数来扫描fmod_inst。在图12c中所示的图表中，根据余弦函数来扫描fmod_inst。在图12d中所示的图表中，逐步地改变fmod_inst。图12d示出了其周期与求平均时间不一致的周期性调制的示例。

应理解的是图12a-e提供了可以在求平均时间期间或在连续同步检测之间改变调制电压的调制频率（fmod）的可能方式的非限制性示例。还必须理解的是可以以任何其它适当方式来改变调制电压的调制频率（fmod）；可以有无穷多个其它函数。

在本发明的任何实施例中，可以用任何适当手段来实现调制电压的调制频率（fmod）的变化。作为非限制性示例，可以通过改变时钟分频器的标度比（division ratio）以便修改调制周期；和/或通过作用于振荡器的频率，例如RC振荡器的修整、电压控制振荡器（VCO）的控制来实现调制电压的调制频率（fmod）的改变。

在不脱离如在所附权利要求中定义的本发明的范围的情况下，对本发明的所述实施例的各种修改和变更对于本领域的技术人员而言将显而易见。虽然已结合特定优选实施例描述了本发明，但应理解的是要求保护的发明不应过度局限于此类特定实施例。

Claims (14)

1.一种用于连接到电容性触敏面板的测量电路，所述面板包括多个传感电极，所述测量电路适合于响应于对导电主体的接近而测量传感电极的瞬时电容的变化，其中，所述传感电极在相对于公共浮置参考电位的固定电压下被偏置，所述测量电路包括：功率管理电路，所述功率管理电路包括产生确定所述公共浮置参考电位的调制电压的已调制电压源、每个被连接到多个传感电极并被操作地布置成用于生成表示传感电极的瞬时电容的信号的一个或多个读出单元；用于改变已调制电压源的频率的装置；用于与调制电压同步地生成所述信号的同步检测装置，被配置成：在与调制电压的频率同步的频率下对输出信号进行采样，在求平均间隔内对输出信号的样本求平均，以及在求平均间隔期间或在连续同步检测之间改变调制电压的频率。

2.根据权利要求1所述的测量电路，其中，所述公共浮置参考电位在可电连接到触敏面板的公共保护电极的功率管理集成电路的保护端子处可用。

3.根据权利要求1所述的测量电路，其中，所述求平均间隔是在其间必须获取预定义数目的样本的时间间隔。

4.根据权利要求1所述的测量电路，其中，用于改变调制电压的频率的装置被配置成在求平均间隔内将调制电压的频率改变‘N’次，

其中，‘N’是大于‘2’的整数值，使得调制电压在所述求平均间隔内具有至少两个不同的调制频率。

5.根据权利要求3所述的测量电路，其中，用于改变调制电压的频率的装置被配置成在求平均间隔内将调制电压的频率改变‘N’次，

其中，‘N’是大于‘2’的整数值，并且其中，调制电压的两个连续不同频率之间的差使得对应于每个频率的传递函数的峰值不重叠。

6.根据权利要求3所述的测量电路，其中，用于改变调制电压的频率的装置被配置成在求平均间隔内以下面方式中的至少一个改变调制电压的频率：连续地；随机地；伪随机地；根据预定义算法；或根据周期性函数。

7.根据权利要求1所述的测量电路，其中，用于改变调制电压的频率的装置包括用于改变时钟分频器的标度比的装置或用于调整振荡器的频率的装置。

8.一种用于响应于对导电主体的接近而测量触敏面板中的传感电极的瞬时电容的变化的方法，

其中，所述传感电极在相对于公共浮置参考电位的固定电压下被偏置，所述面板包括多个传感电极和公共保护电极，所述方法包括以下步骤：

用包括在功率管理电路中的已调制电压源来生成确定所述公共浮置参考电位的调制电压；

与调制电压同步地采样传感电极的瞬时电容；

在求平均间隔内对瞬时电容的样本求平均；

生成表示传感电极的瞬时电容的信号；

在求平均间隔期间或在连续同步检测之间改变由已调制电压源生成的调制电压的频率。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述求平均间隔是在其间必须获取预定义数目的样本的时间间隔。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，改变调制电压的频率的步骤包括在求平均间隔内将调制电压的频率改变‘N’次，

其中，‘N’是大于‘2’的整数值，使得调制电压在连续同步检测之间具有至少两个不同的调制频率。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，改变调制电压的频率的步骤包括：

改变调制电压的频率以提供调制电压的两个连续不同频率之间的差，所述差确保对应于每个频率的传递函数的峰值不重叠。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，改变调制电压的频率包括：

改变调制电压的频率，使得调制电压的两个连续不同频率之间的差大于对应于每个频率的传递函数的峰值的最宽宽度，使得对应于每个频率的传递函数的峰值不重叠。

13.根据权利要求8所述的方法，其中，改变调制电压的频率的步骤包括在求平均间隔内以下面方式中的至少一个改变调制电压的频率：连续地；随机地；伪随机地；根据预定义算法；或根据周期性函数。

14.根据权利要求8所述的方法，其中，改变调制电压的频率的步骤包括改变时钟分频器的标度比或调整振荡器的频率的步骤。