KR20150121066A - 개선된 드라이버 회로 성능을 위한 임피던스 변환 네트워크 - Google Patents

개선된 드라이버 회로 성능을 위한 임피던스 변환 네트워크 Download PDF

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KR20150121066A
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젠 닝 로우
찰스 에드워드 3세 휘틀리
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퀄컴 인코포레이티드
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Abstract

이 개시물은 고조파 방출들을 감소시키기 위한 시스템들, 방법들 및 장치를 제공한다. 개시물의 하나의 양태는 송신기 장치를 제공한다. 송신기 장치는 효율 및 전력 출력 레벨을 특징으로 한 구동기 회로를 포함한다. 구동기 회로는, 구동기 회로에 전기적으로 접속되고, 임피던스가 복소 임피던스 범위 내에 있을 때에 구동기 회로의 최대 효율의 20 % 내에 있는 레벨에서 구동기 회로의 효율을 유지하기 위하여 송신 회로의 임피던스를 수정하도록 구성된 필터 회로를 더 포함한다. 필터 회로는 또한, 복소 임피던스 범위 내의 리액티브 변동들에 관계 없이 실질적으로 일정한 전력 출력 레벨을 유지하도록 구성된다. 필터 회로는 또한, 전력 출력 레벨 및 임피던스 범위 내의 저항 변동들 사이에 실질적으로 선형 관계를 유지하도록 구성된다.

Description

개선된 드라이버 회로 성능을 위한 임피던스 변환 네트워크{IMPEDANCE TRANSFORMATION NETWORK FOR IMPROVED DRIVER CIRCUIT PERFORMANCE}
본 발명은 일반적으로 무선 전력에 관한 것이다. 더욱 구체적으로, 개시물은 폭넓은 저항 및 리액티브 (reactive) 범위 상에서 변동하는 부하를 구동하는 송신 회로의 효율 및 전력 출력을 개선시키는 것에 관한 것이다.
점증하는 수의 다양한 전자 디바이스들은 재충전가능한 배터리들을 통해 급전된다. 이러한 디바이스들은 이동 전화들, 휴대용 음악 플레이어들, 랩톱 컴퓨터들, 태블릿 컴퓨터들, 컴퓨터 주변 디바이스들, 통신 디바이스들 (예컨대, 블루투스 디바이스들), 디지털 카메라들, 보청기들 등을 포함한다. 배터리 기술이 개선되었지만, 배터리-급전식 전자 디바이스들은 더 큰 양들의 전력을 점점 더 요구하고 소비한다. 이와 같이, 이 디바이스들은 재충전을 항상 요구한다. 재충전가능한 디바이스들은 전력 공급 장치에 물리적으로 접속되는 케이블들 또는 다른 유사한 커넥터들을 요구하는 유선 접속들을 통해 흔히 충전된다. 케이블들 및 유사한 커넥터들은 때때로 불편하거나 번잡할 수도 있고 다른 단점들을 가질 수도 있다. 재충전가능한 전자 디바이스들을 충전하기 위하여 이용되도록 자유 공간에서 전력을 전송할 수 있는 무선 충전 시스템들은 유선 충전 해결책들의 결점들 중의 일부를 해소할 수도 있다. 이와 같이, 재충전가능한 전자 디바이스들을 충전하기 위한 전력을 효율적으로 그리고 안전하게 전송하는 무선 충전 시스템들 및 방법들이 바람직하다.
첨부된 청구항들의 범위 내의 시스템들, 방법들, 및 디바이스들의 다양한 구현들은 각각 몇몇 양태들을 가지고, 그 단일의 하나는 본원에서 설명된 바람직한 속성들을 전적으로 담당하지는 않는다. 첨부된 청구항들의 범위를 제한하지 않으면, 일부의 두드러진 특징들이 본원에서 설명된다.
이 명세서에서 설명된 발명 요지의 하나 이상의 구현들의 세부사항들은 첨부한 도면들 및 이하의 설명에서 기재된다. 다른 특징들, 양태들, 및 장점들은 설명, 도면들, 및 청구항들로부터 명백해질 것이다. 다음의 도면들의 상대적인 치수들은 축척에 맞도록 그려지지 않을 수도 있다는 것에 주목해야 한다.
개시물에서 설명된 발명 요지의 하나의 양태는 송신기 장치를 제공한다. 송신기 장치는 효율 및 전력 출력 레벨을 특징으로 한 구동기 회로를 포함한다. 구동기 회로는 임피던스 (impedance) 를 갖는 송신 회로에 전기적으로 접속된다. 송신 회로의 임피던스는 저항 및 리액티브 변동들을 포함하는 복소 임피던스 범위 내에 있다. 복소 임피던스 범위는 최소 실수 (real) 임피던스 값, 최대 실수 임피던스, 최소 허수 (imaginary) 임피던스 값, 및 최대 허수 임피던스 값에 의해 정의된다. 최대 대 최소 실수 임피던스 값의 비율은 적어도 2 대 1 이다. 최대 및 최소 허수 임피던스 값들 사이의 차이의 크기는 최소 및 최대 실수 임피던스 값들 사이의 차이의 크기의 적어도 2 배이다. 송신기 장치는, 구동기 회로에 전기적으로 접속되고, 임피던스가 복소 임피던스 범위 내에 있을 때에 구동기 회로의 최대 효율의 20 % 내에 있는 레벨에서 구동기 회로의 효율을 유지하기 위하여 송신 회로의 임피던스를 수정하도록 구성된 필터 회로를 더 포함한다. 필터 회로는 또한, 복소 임피던스 범위 내의 리액티브 변동들에 관계 없이 실질적으로 일정한 전력 출력 레벨을 유지하도록 구성된다. 필터 회로는 또한, 전력 출력 레벨 및 복소 임피던스 범위 내의 저항 변동들 사이에 실질적으로 선형 관계를 유지하도록 구성된다.
개시물에서 설명된 발명 요지의 또 다른 양태는 송신기 장치를 제공한다. 송신기 장치는 구동기 회로를 포함하며, 그 구동기 회로는 스위치, 스위치 분로 커패시터 (switch shunt capacitor), 및 그 구동기 회로의 출력에 전기적으로 접속된 직렬 인덕터를 포함하는 스위칭 증폭기 회로를 포함한다. 송신기 장치는 공진 회로를 형성하기 위하여 커패시터에 직렬로 전기적으로 접속된 인덕턴스 (inductance) 를 가지는 코일을 포함하는 송신 회로를 더 포함한다. 송신기 장치는 구동기 회로 및 송신 회로 사이에 전기적으로 접속된 필터 회로를 더 포함하며, 필터 회로는 단일의 분로 커패시터 망을 단독으로 포함한다.
개시물에서 설명된 발명 요지의 또 다른 양태는 무선 전력 송신기 디바이스를 위한 필터 회로의 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법을 제공한다. 필터 회로는 구동기 회로 및 송신 회로 사이에 전기적으로 접속된다. 방법은 구동기 회로의 효율이 임계값을 넘는 복소 임피던스 값들의 제 1 세트를 결정하는 단계를 포함한다. 복소 임피던스 값들의 제 1 세트는 반원 경로 (half circle path) 를 따른 복소 임피던스 값들에 실질적으로 맵핑한다. 방법은 구동기 회로의 전력 출력이 실질적으로 일정한 복소 임피던스 값들의 제 2 세트를 결정하는 단계를 더 포함한다. 복소 임피던스 값들의 제 2 세트는, 반원에 직교하며 최대치에서 반원과 교차하는 완전 원 경로 (full circle path) 를 따른 값들에 실질적으로 맵핑한다. 방법은 송신 회로의 가변 복소 임피던스를 복소 임피던스 값들의 제 1 및 제 2 세트로부터 유도된 복소 임피던스 값들로 수정하는 임피던스 변환을 제공하기 위하여 컴포넌트 값들을 선택하는 단계를 더 포함한다.
개시물에서 설명된 발명 요지의 또 다른 양태는 송신기 장치를 제공한다. 송신기 장치는 효율 및 전력 출력 레벨을 특징으로 한 구동기 회로를 포함한다. 구동기 회로는 임피던스를 가지는 송신 회로에 전기적으로 접속된다. 송신 회로의 임피던스는 저항 및 리액티브 변동들을 포함하는 복소 임피던스 범위 내에 있다. 송신기 장치는, 구동기 회로에 전기적으로 접속되며 송신 회로의 임피던스를 수정하도록 구성된 필터 회로를 더 포함한다. 필터 회로는 제 1 값 및 제 2 값으로부터 유도되어 선택된 값들을 갖는 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들을 가진다. 제 1 값 Rd 는 반원의 반경에 대응한다. 반원은 구동기 회로의 효율이 구동기 회로의 최대 효율의 적어도 20 % 내에 있는 값들에 대응하는 반원의 둘레를 따른 복소 임피던스 값들의 세트에 의해 정의된다. 제 2 값 R0 은, 필터 회로의 입력에서의 Rd 와 동일한 원하는 변환된 임피던스를 초래하는 필터 회로의 부하에서의 실수 임피던스 값에 대응한다.
도 1 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 예시적인 무선 전력 전송 시스템의 기능적인 블록도이다.
도 2 는 발명의 다양한 예시적인 실시형태들에 따른, 도 1 의 무선 전력 전송 시스템에서 이용될 수도 있는 예시적인 컴포넌트들의 기능적인 블록도이다.
도 3 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 송신 또는 수신 코일을 포함하는 도 2 의 송신 회로부 또는 수신 회로부의 일부분의 개략도이다.
도 4 는 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 도 1 의 무선 전력 전송 시스템에서 이용될 수도 있는 송신기의 기능적인 블록도이다.
도 5 는 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 도 1 의 무선 전력 전송 시스템에서 이용될 수도 있는 수신기의 기능적인 블록도이다.
도 6 은 발명의 다양한 예시적인 실시형태들에 따른, 송신기가 전력을 다수의 수신기들에 무선으로 제공할 수 있는, 도 2 에서와 같은 예시적인 무선 전력 전송 시스템의 기능적인 블록도이다.
도 7 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 도 6 의 송신기에서 이용될 수도 있는 구동기 회로의 개략도이다.
도 8a 는 무선 전력 송신기의 동작 동안에 구동기 회로에 나타내어질 수도 있는 복소 임피던스 (complex impedance) 들의 예시적인 범위를 도시하는 도면이다.
도 8b 는 구동기 회로의 부하의 실수 임피던스의 함수로서 도 7 의 구동기 회로의 효율 및 출력 전력을 도시하는 도표이다.
도 9 는 구동기 회로에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로의 효율을 도시하는 등고선 도표이다.
도 10a 는 구동기 회로에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로의 전력 출력 및 최대 효율 등고선을 도시하는 등고선 도표이다.
도 10b 는 구동기 회로에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로에 대한 선택된 전력 출력 등고선 및 최대 효율 등고선을 도시하는 또 다른 도표이다.
도 11a, 도 11b, 도 12a, 및 도 12b 는 구동기 회로에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로의 전력 출력 및 효율을 도시하는 도 10b 와 비교하여, 대응하는 측정된 결과들을 도시한다.
도 13 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 필터 회로를 포함하는 도 7 에서와 같은 구동기 회로의 개략도이다.
도 14 는 실시형태에 따른 도 13 의 회로의 개략도이다.
도 15 는 필터 회로에 의해 변환된 임피던스 대 높은 효율의 등고선에 맵핑된 바와 같은 송신 회로에 나타내어진 임피던스를 도시하는 도표이다.
도 16 은 송신 회로에 나타내어진 큰 실수 범위 상에서 필터 회로에 의해 변환된 임피던스를 도시하는 도표이다.
도 17 은 구동기 회로에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 구동기 회로의 최대 효율을 도시하는 등고선 도표이다.
도 18 은 전력이 실질적으로 일정하고 효율이 최대인 계산된 값들 상에 중첩된 필터 회로에 의해 변환된 측정된 임피던스를 도시하는 도표이다.
도 19 는 복소 임피던스 범위로 나타내어질 때에 필터 회로에 의해 변환된 임피던스를 도시하는 도표이다.
도 20 은 도 12b 의 데이터 상에 중첩된 필터 회로의 결과의 측정된 경로들을 도시한다.
도 21 은 도 11b 의 데이터 상에 중첩된 필터 회로의 결과의 측정된 경로들을 도시한다.
도 22 는 매우 효율적인 송신 회로를 설계하기 위한 예시적인 방법의 플로우차트이다.
도 23 은 발명의 예시적인 실시형태에 따른, 송신 회로부의 일부분의 또 다른 개략도이다.
도 24 는 구동기 회로에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 13 에서와 같은 구동기 회로로부터의 전력 출력에 대한 측정된 결과들을 도시한다.
도면들에서 예시된 다양한 특징들은 축척에 맞게 그려지지 않을 수도 있다. 따라서, 다양한 특징들의 치수들은 명료함을 위하여 임의적으로 확장되거나 축소될 수도 있다. 또한, 도면들 중의 일부는 주어진 시스템, 방법 또는 디바이스의 컴포넌트들의 전부를 도시하지 않을 수도 있다. 최종적으로, 유사한 참조 번호들은 명세서 및 도면들의 전반에 걸쳐 유사한 특징들을 나타내기 위하여 이용될 수도 있다.
첨부된 도면들과 관련하여 이하에서 기재된 상세한 설명은 발명의 예시적인 실시형태들의 설명으로서 의도된 것이고, 발명이 실시될 수도 있는 실시형태들만을 나타내도록 의도된 것은 아니다. 이 설명의 전반에 걸쳐 이용된 용어 "예시적" 은 "예, 사례, 또는 예시로서 작용하는" 을 의미하고, 다른 예시적인 실시형태들에 비해 바람직하거나 유리한 것으로 반드시 해석되지는 않아야 한다. 상세한 설명은 발명의 예시적인 실시형태들의 철저한 이해를 제공하는 목적을 위한 구체적인 세부사항들을 포함한다. 발명의 예시적인 실시형태들은 이 구체적인 세부사항들 없이 실시될 수도 있다. 일부의 사례들에서는, 본원에서 나타내어진 예시적인 실시형태들의 신규성을 모호하게 하는 것을 회피하기 위하여, 잘 알려진 구조들 및 디바이스들이 블록도 형태로 도시되어 있다.
전력을 무선으로 전송하는 것은 물리적 전기 전도체들의 이용 없이 전기장, 자기장, 전자기장, 또는 그 외의 것과 연관된 임의의 형태의 에너지를 송신기로부터 수신기로 전송하는 것을 지칭할 수도 있다 (예컨대, 전력은 자유 공간을 통해 전송될 수도 있음). 무선 필드 (예컨대, 자기장) 로의 전력 출력은 전력 전송을 달성하기 위하여 "수신 코일" 에 의해 수신되거나, 포착 (capture) 되거나, 결합 (couple) 될 수도 있다.
도 1 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 예시적인 무선 전력 전송 시스템 (100) 의 기능적인 블록도이다. 입력 전력 (102) 은 에너지 전송을 제공하기 위한 필드 (field; 106) 를 생성하기 위하여 전력 소스 (도시되지 않음) 로부터 송신기 (104) 로 제공될 수도 있다. 수신기 (108) 는 필드 (106) 에 결합될 수도 있고, 출력 전력 (110) 에 결합된 디바이스 (도시되지 않음) 에 의한 저장 또는 소비를 위한 출력 전력 (110) 을 생성할 수도 있다. 송신기 (104) 및 수신기 (108) 양자는 거리 (112) 에 의해 분리된다. 하나의 예시적인 실시형태에서, 송신기 (104) 및 수신기 (108) 는 상호 공진 관계에 따라 구성된다. 수신기 (108) 의 공진 주파수 및 송신기 (104) 의 공진 주파수가 실질적으로 동일하거나 매우 근접할 때, 송신기 (104) 및 수신기 (108) 사이의 송신 손실들은 최소이다. 이와 같이, 무선 전력 전송은 코일들이 매우 근접 (예컨대, 수 mm (mms)) 할 것을 요구하는 큰 코일들을 요구할 수도 있는 순수하게 유도성 해결책들과 대조적으로 더 큰 거리 상에서 제공될 수도 있다. 따라서, 공진 유도성 결합 기법들은 다양한 거리들 상에서, 그리고 다양한 유도성 코일 구성들로 개선된 효율 및 전력 전송을 허용할 수도 있다.
수신기 (108) 는 수신기 (108) 가 송신기 (104) 에 의해 생성된 에너지 필드 (106) 내에 위치될 때에 전력을 수신할 수도 있다. 필드 (106) 는 송신기 (104) 에 의한 에너지 출력이 수신기 (106) 에 의해 포착될 수도 있는 영역에 대응한다. 일부의 경우들에는, 필드 (106) 가 이하에서 더욱 설명되는 바와 같이 송신기 (104) 의 "근접 필드 (near-field)" 에 대응할 수도 있다.
송신기 (104) 는 에너지 송신을 출력하기 위한 송신 코일 (114) 을 포함할 수도 있다. 수신기 (108) 는 에너지 송신으로부터 에너지를 수신하거나 포착하기 위한 수신 코일 (118) 을 더 포함한다. 근접 필드는 송신 코일 (114) 로부터 멀어지도록 전력을 최소로 방사하는 송신 코일 (114) 에서의 전류들 및 전하들로부터 발생하는 강한 리액티브 필드들이 있는 영역에 대응할 수도 있다. 일부의 경우들에는, 근접 필드가 송신 코일 (114) 의 약 1 파장 (또는 그 분수) 내에 있는 영역에 대응할 수도 있다. 송신 및 수신 코일들 (114 및 118) 은 그와 연관되어야 할 애플리케이션들 및 디바이스들에 따라 크기가 정해진다. 위에서 설명된 바와 같이, 효율적인 에너지 전송은 전자기파에서의 에너지의 대부분을 원거리 필드 (far field) 로 전파하는 것이 아니라, 송신 코일 (114) 의 필드 (106) 에서의 에너지의 많은 부분을 수신 코일 (118) 에 결합함으로써 발생할 수도 있다. 필드 (106) 내에 포지셔닝될 때, "결합 모드" 는 송신 코일 (114) 및 수신 코일 (118) 사이에서 전개될 수도 있다. 이 결합이 발생할 수도 있는 송신 및 수신 코일들 (114 및 118) 주위의 구역은 본원에서 결합-모드 영역으로서 지칭된다.
도 2 는 발명의 다양한 예시적인 실시형태들에 따른, 도 1 의 무선 전력 전송 시스템 (100) 에서 이용될 수도 있는 예시적인 컴포넌트들의 기능적인 블록도이다. 송신기 (204) 는 발진기 (222), 구동기 회로 (224), 및 필터 및 임피던스 변환 회로 (226) 를 포함할 수도 있는 송신 회로부 (206) 를 포함할 수도 있다. 발진기 (222) 는 주파수 제어 신호 (223) 에 응답하여 조절될 수도 있는, 468.75 KHz, 6.78 MHz 또는 13.56 MHz 와 같은 원하는 주파수에서 신호를 생성하도록 구성될 수도 있다. 발진기 신호는 예를 들어, 송신 코일 (214) 의 공진 주파수에서 송신 코일 (214) 을 구동하도록 구성된 구동기 회로 (224) 에 제공될 수도 있다. 구동기 회로 (224) 는 발진기 (222) 로부터 구형파 (square wave) 를 수신하며 사인파 (sine wave) 를 출력하도록 구성된 스위칭 증폭기일 수도 있다. 예를 들어, 구동기 회로 (224) 는 클래스 E 증폭기일 수도 있다. 필터 및 임피던스 변환 회로 (226) 는 또한, 고조파들 또는 다른 원하지 않는 주파수들을 필터링하고 송신기 (204) 의 임피던스를 송신 코일 (214) 에 정합하기 위하여 포함될 수도 있다. 필터 및 임피던스 변환 회로 (226) 는, 송신기 (204) 의 임피던스를 송신 코일 (214) 에 단지 정합하는 것 외에, 다양한 임피던스 조절들을 수행하도록 구성될 수도 있다.
수신기 (208) 는, 도 2 에서 도시된 바와 같이 배터리 (236) 를 충전하거나 수신기 (108) 에 결합된 디바이스 (도시되지 않음) 를 급전하기 위하여 AC 전력 입력으로부터 DC 전력 출력을 생성하기 위한 정류기 및 스위칭 회로 (234) 및 정합 회로 (232) (또는 임의의 다른 타입의 임피던스 조절 회로) 를 포함할 수도 있는 수신 회로부 (210) 를 포함할 수도 있다. 정합 회로 (232) 는 수신 회로부 (210) 의 임피던스를 수신 코일 (218) 에 정합하기 위하여 포함될 수도 있다. 수신기 (208) 및 송신기 (204) 는 별도의 통신 채널 (219) (예컨대, 블루투스, 지그비, 셀룰러 등) 상에서 추가적으로 통신할 수도 있다. 수신기 (208) 및 송신기 (204) 는 무선 필드 (206) 의 특성들을 이용하여 대역내 시그널링 (in-band signaling) 을 통해 대안적으로 통신할 수도 있다.
이하에서 더욱 완전하게 설명된 바와 같이, 초기에 선택적으로 디스에이블가능한 연관된 부하 (예컨대, 배터리 (236)) 를 가질 수도 있는 수신기 (208) 는 송신기 (204) 에 의해 송신되고 수신기 (208) 에 의해 수신된 전력의 양이 배터리 (236) 를 충전하기 위해 적절한 것인지 여부를 결정하도록 구성될 수도 있다. 또한, 수신기 (208) 는 전력의 양이 적절한 것으로 결정할 시에 부하 (예컨대, 배터리 (236)) 를 인에이블하도록 구성될 수도 있다. 일부의 실시형태들에서, 수신기 (208) 는 배터리 (236) 의 충전 없이 무선 전력 전송 필드로부터 수신된 전력을 직접적으로 사용하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 근접 필드 통신 (near-field communication; NFC) 또는 무선 주파수 식별 디바이스 (radio-frequency identification device; RFID) 와 같은 통신 디바이스는 무선 전력 전송 필드로부터 전력을 수신하고, 무선 전력 전송 필드와 상호작용함으로써 통신하고 및/또는 송신기 (204) 또는 다른 디바이스들과 통신하기 위하여 수신된 전력을 사용하도록 구성될 수도 있다.
도 3 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 송신 또는 수신 코일 (352) 을 포함하는 도 2 의 송신 회로부 또는 수신 회로부의 일부분의 개략도이다. 도 3 에서 예시된 바와 같이, 예시적인 실시형태들에서 이용된 송신 회로부 (350) 는 코일 (352) 을 포함할 수도 있다. 코일은 또한 "루프 (loop)" 안테나 (352) 로서 지칭되거나 구성될 수도 있다. 코일 (352) 은 또한 "자기 (magnetic)" 안테나 또는 유도 코일로서 본원에서 지칭되거나 구성될 수도 있다. 용어 "코일" 은 또 다른 "코일" 에 결합하기 위한 에너지를 무선으로 출력하거나 수신할 수도 있는 컴포넌트를 지칭하도록 의도된 것이다. 코일은 또한, 전력을 무선으로 출력하거나 수신하도록 구성되는 타입의 "안테나" 로서 지칭될 수도 있다. 코일은 또한, 전력을 무선으로 송신하거나 수신하도록 구성되는 타입의 무선 전력 전송 컴포넌트로서 지칭될 수도 있다. 코일 (352) 은 공기 코어, 또는 페라이트 코어 (ferrite core) 와 같은 물리적 코어를 포함하도록 구성될 수도 있다 (도시되지 않음).
기재된 바와 같이, 송신기 (104) 및 수신기 (108) 사이의 에너지의 효율적인 전송은 송신기 (104) 및 수신기 (108) 사이의 정합된 또는 거의 정합된 공진 동안에 발생할 수도 있다. 그러나, 송신기 (104) 및 수신기 (108) 사이의 공진이 정합되지 않을 때에도, 효율이 영향을 받을 수도 있지만, 에너지는 전송될 수도 있다. 에너지의 전송은 에너지를 송신 코일로부터 자유 공간으로 전파하는 것이 아니라, 송신 코일의 필드 (106) 로부터의 에너지를, 이 필드 (106) 가 구축되는 인근에 존재하는 수신 코일에 결합함으로써 발생한다.
루프 또는 자기 코일들의 공진 주파수는 인덕턴스 (inductance) 및 커패시턴스 (capacitance) 에 기초한다. 인덕턴스는 간단하게 코일 (352) 에 의해 생성된 인덕턴스일 수도 있는 반면, 커패시턴스는 원하는 공진 주파수에서 공진 구조를 생성하기 위하여 코일의 인덕턴스에 추가될 수도 있다. 비-제한적인 예로서, 커패시터 (354) 및 커패시터 (356) 는 공진 주파수에서 신호 (358) 를 선택하는 공진 회로를 만들기 위하여 송신 회로부 (350) 에 추가될 수도 있다. 이에 따라, 더 큰 직경의 코일들에 대하여, 공진을 지속하기 위해 필요한 커패시턴스의 크기는 루프의 직경 또는 인덕턴스가 증가함에 따라 감소할 수도 있다. 또한, 코일의 직경이 증가함에 따라, 근접 필드의 효율적인 에너지 전송 구역이 증가할 수도 있다. 다른 컴포넌트들을 이용하여 형성된 다른 공진 회로들이 또한 가능하다. 또 다른 비-제한적인 예로서, 커패시터는 코일 (350) 의 2 개의 단자들 사이에서 병렬로 놓여질 수도 있다. 송신 코일들에 대하여, 코일 (352) 의 공진 주파수에 실질적으로 대응하는 주파수를 갖는 신호 (358) 는 코일 (352) 에 대한 입력일 수도 있다.
하나의 실시형태에서, 송신기 (104; 도 1) 는 송신 코일 (114) 의 공진 주파수에 대응하는 주파수를 갖는 시변 (time varying) 자기장을 출력하도록 구성될 수도 있다. 수신기가 필드 (106) 내에 있을 때, 시변 자기장은 수신 코일 (118) 에서 전류를 유도할 수도 있다. 위에서 설명된 바와 같이, 수신 코일 (118) 이 송신 코일 (118) 의 주파수에서 공진하도록 구성될 경우, 에너지는 효율적으로 전송될 수도 있다. 수신 코일 (118) 에서 유도된 AC 신호는 부하를 충전하거나 급전하기 위해 제공될 수도 있는 DC 신호를 생성하기 위하여 위에서 설명된 바와 같이 정류될 수도 있다.
도 4 는 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 도 1 의 무선 전력 전송 시스템에서 이용될 수도 있는 송신기 (404) 의 기능적인 블록도이다. 송신기 (404) 는 송신 회로부 (406) 및 송신 코일 (414) 을 포함할 수도 있다. 송신 코일 (414) 은 도 3 에서 도시된 바와 같은 코일 (352) 일 수도 있다. 송신 회로부 (406) 는 송신 코일 (414) 주위에서의 에너지 (예컨대, 자기 플럭스) 의 생성을 초래하는 발진 신호를 제공함으로써 RF 전력을 송신 코일 (414) 에 제공할 수도 있다. 송신기 (404) 는 임의의 적당한 주파수에서 동작할 수도 있다. 예로서, 송신기 (404) 는 6.78 MHz ISM 대역에서 동작할 수도 있다.
송신 회로부 (406) 는 송신 회로부 (406) 의 임피던스 (예컨대, 50 옴 (ohm)) 를 송신 코일 (414) 에 정합시키기 위한 고정 임피던스 정합 회로 (406) 와, 수신기들 (108; 도 1) 에 결합된 디바이스들의 자체-재밍 (self-jamming) 을 방지하기 위한 레벨들로 고조파 방사들을 감소시키도록 구성된 저역 통과 필터 (low pass filter; LPF) (408) 를 포함할 수도 있다. 다른 예시적인 실시형태들은, 다른 것들을 통과시키면서 특정 주파수들을 감쇠시키는 노치 필터들을 포함하지만 이것으로 제한되지 않는 상이한 필터 토폴로지들을 포함할 수도 있고, 코일 (414) 로의 출력 전력 또는 구동기 회로 (424) 에 의해 인출된 DC 전류와 같은 측정가능한 송신 메트릭들에 기초하여 변동될 수도 있는 적응적 임피던스 정합을 포함할 수도 있다. 송신 회로부 (406) 는 발진기 (422) 에 의해 결정된 바와 같은 RF 신호를 구동하도록 구성된 구동기 회로 (424) 를 더 포함한다. 송신 회로부 (406) 는 개별 디바이스들 또는 회로들로 구성될 수도 있거나, 또는 대안적으로, 통합된 어셈블리로 구성될 수도 있다. 송신 코일 (414) 로부터의 예시적인 RF 전력 출력은 대략 2.5 와트 (watt) 일 수도 있다.
송신 회로부 (406) 는, 송신 페이즈들 (또는 듀티 사이클들) 동안에 발진기 (422) 를 선택적으로 인에이블하고, 발진기 (422) 의 주파수 또는 위상을 조절하고, 그 부착된 수신기들을 통해 이웃하는 디바이스들과 상호작용하기 위한 통신 프로토콜을 구현하기 위한 출력 전력 레벨을 조절하기 위한 제어기 (410) 를 더 포함할 수도 있다. 제어기 (410) 는 또한 본원에서 프로세서 (410) 로서 지칭될 수도 있다는 것에 주목한다. 송신 경로에서의 발진기 위상 및 관련된 회로부의 조절은 대역외 (out of band) 방출들의 감소를 허용할 수도 있다.
송신 회로부 (406) 는 송신 코일 (414) 에 의해 생성된 근접 필드의 근처에서의 활성 수신기들의 존재 또는 부재를 검출하기 위한 부하 센싱 회로 (416) 를 더 포함할 수도 있다. 예로서, 부하 센싱 회로 (416) 는, 이하에서 더욱 설명되는 바와 같이 송신 코일 (414) 에 의해 생성된 필드의 근처에서의 활성 수신기들의 존재 또는 부재에 의해 영향을 받을 수도 있는, 구동기 회로 (424) 로 흐르는 전류를 모니터링한다. 에너지를 송신하기 위하여 발진기 (422) 를 인에이블하고 활성 수신기와 통신할 것인지 여부를 결정함에 있어서 이용하기 위하여, 구동기 회로 (424) 상의 로딩 (loading) 에 대한 변화들의 검출은 제어기 (410) 에 의해 모니터링된다. 이하에서 더욱 완전하게 설명된 바와 같이, 구동기 회로 (424) 에서 측정된 전류는 무효한 디바이스가 송신기 (404) 의 무선 전력 전송 영역 내에 포지셔닝되는지 여부를 결정하기 위하여 이용될 수도 있다.
송신 코일 (414) 은 리츠 와이어 (Litz wire) 로, 또는 저항 손실들을 낮게 유지하도록 선택된 두께, 폭 및 금속 타입을 갖는 안테나 스트립으로서 구현될 수도 있다. 하나의 구현에서, 송신 코일 (414) 은 테이블, 매트, 램프 또는 다른 덜 휴대용의 구성과 같은 더 큰 구조와의 연관을 위해 일반적으로 구성될 수도 있다. 이에 따라, 송신 코일 (414) 은 실제적인 치수가 되도록 하기 위하여 "턴 (turn) 들" 을 필요로 하지 않을 수도 있다. 송신 코일 (414) 의 예시적인 구현은 "전기적으로 작을" (즉, 파장의 분수) 수도 있고, 공진 주파수를 정의하기 위하여 커패시터들을 이용함으로써 더 낮은 이용가능한 주파수에서 공진하도록 튜닝 (tuning) 될 수도 있다.
송신기 (404) 는 송신기 (404) 와 연관될 수도 있는 수신기 디바이스들의 소재 (whereabout) 들 및 상태에 대한 정보를 수집하고 추적할 수도 있다. 따라서, 송신기 회로부 (404) 는 제어기 (410) (또한 본원에서는 프로세서로서 지칭됨) 에 접속된 존재 검출기 (480), 밀폐 검출기 (enclosed detector) (460), 또는 그 조합을 포함할 수도 있다. 제어기 (410) 는 존재 검출기 (480) 및 밀폐 검출기 (460) 로부터의 존재 신호들에 응답하여 구동기 회로 (424) 에 의해 전달된 전력의 양을 조절할 수도 있다. 송신기 (404) 는 예를 들어, 건물에서 존재하는 기존의 AC 전력을 변환하기 위한 AC-DC 변환기 (도시되지 않음), 기존의 DC 전력 소스를 송신기 (404) 를 위해 적당한 전압으로 변환하기 위한 DC-DC 변환기 (도시되지 않음) 와 같은 다수의 전력 소스들을 통해, 또는 기존의 DC 전력 소스 (도시되지 않음) 로부터 직접적으로 전력을 수신할 수도 있다.
비-제한적인 예로서, 존재 검출기 (480) 는 송신기 (404) 의 커버리지 구역 내로 삽입되는 충전되어야 할 디바이스의 초기 존재를 센싱하기 위하여 사용된 모션 검출기일 수도 있다. 검출 후에, 송신기 (404) 는 턴온 (turn on) 될 수도 있고, 디바이스에 의해 수신된 RF 전력은 미리 결정된 방식으로 Rx 디바이스 상의 스위치를 토글 (toggle) 하기 위하여 이용될 수도 있고, 이것은 결국, 송신기 (404) 의 구동점 임피던스에 대한 변화들을 초래한다.
또 다른 비-제한적인 예로서, 존재 검출기 (480) 는 예를 들어, 적외선 검출, 모션 검출, 또는 다른 적당한 수단에 의해 인간을 검출할 수 있는 검출기일 수도 있다. 일부 예시적인 실시형태들에서는, 송신 코일 (414) 이 특정 주파수에서 송신할 수도 있는 전력의 양을 제한하는 규제들이 있을 수도 있다. 일부의 경우들에서, 이 규제들은 전자기 방사로부터 인간들을 보호하도록 의도된다. 그러나, 송신 코일 (414) 이 예를 들어, 차고, 공장 바닥들, 가게들 등과 같이, 인간들에 의해 점유되지 않거나 인간들에 의해 덜 빈번하게 점유되는 구역들에서 놓여지는 환경들이 있을 수도 있다. 이 환경들이 인간들이 없는 상태일 경우, 송신 코일 (414) 의 전력 출력을 정상 전력 제약 규제들보다 위로 증가시키는 것이 허용가능할 수도 있다. 다시 말해서, 제어기 (410) 는 인간 존재에 응답하여 송신 코일 (414) 의 전력 출력을 규제 레벨 이하로 조절할 수도 있고, 인간이 송신 코일 (414) 의 전자기장으로부터 규제 거리 외부에 있을 때에는 송신 코일 (414) 의 전력 출력을 규제 레벨을 넘는 레벨로 조절할 수도 있다.
비-제한적인 예로서, 밀폐 검출기 (460) (또한, 본원에서 밀폐 격실 (compartment) 검출기 또는 밀폐 공간 검출기로서 지칭될 수도 있음) 는 밀폐물 (enclosure) 이 언제 폐쇄된 또는 개방된 상태에 있는지를 결정하기 위한 센스 스위치 (sense switch) 와 같은 디바이스일 수도 있다. 송신기가 밀폐된 상태에 있는 밀폐물 내에 있을 때, 송신기의 전력 레벨은 증가될 수도 있다.
예시적인 실시형태들에서는, 송신기 (404) 가 무한하게 잔류되지 않게 하는 방법이 이용될 수도 있다. 이 경우, 송신기 (404) 는 사용자 결정된 시간의 양 후에 셧오프 (shut off) 하도록 프로그래밍될 수도 있다. 이 특징은 송신기 (404) 특히, 구동기 회로 (424) 가 그 둘레에서의 무선 디바이스들이 완전히 충전된 후에 오래 작동하는 것을 방지한다. 이 이벤트는 디바이스가 완전히 충전되어 있다는, 중계기 또는 수신 코일의 어느 하나로부터 전송된 신호를 검출하기 위한 회로의 고장으로 인한 것일 수도 있다. 또 다른 디바이스가 그 둘레에 놓여져 있을 경우에 송신기가 자동으로 셧다운하는 것을 방지하기 위하여, 송신기 (404) 자동 셧오프 특징은 그 둘레에서 검출된 모션 결여의 설정된 기간 후에만 활성화될 수도 있다. 사용자는 비활성 시간 간격을 결정하고 그것을 원하는 대로 변경할 수 있을 수도 있다. 비-제한적인 예로서, 시간 간격은 디바이스가 초기에 완전히 방전되어 있다는 가정 하에서 특정 타입의 무선 디바이스를 완전히 충전하기 위해 필요한 것보다 더 길 수도 있다.
도 5 는 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 도 1 의 무선 전력 전송 시스템에서 이용될 수도 있는 수신기 (508) 의 기능적인 블록도이다. 수신기 (508) 는 수신 코일 (518) 을 포함할 수도 있는 수신 회로부 (510) 를 포함한다. 수신기 (508) 는 또한 수신된 전력을 제공하기 위하여 디바이스 (550) 에 결합한다. 수신기 (508) 는 디바이스 (550) 의 외부에 있는 것으로 예시되어 있지만 디바이스 (550) 내로 통합될 수도 있다는 것에 주목해야 한다. 에너지는 수신 코일 (518) 에 무선으로 전파될 수도 있고, 그 다음으로, 수신 회로부 (510) 의 나머지를 통해 디바이스 (550) 에 결합될 수도 있다. 예로서, 충전 디바이스는 이동 전화들, 휴대용 음악 플레이어들, 랩톱 컴퓨터들, 태블릿 컴퓨터들, 컴퓨터 주변 디바이스들, 통신 디바이스들 (예컨대, 블루투스 디바이스들), 디지털 카메라들, 보청기들 (및 다른 의료용 디바이스들) 등과 같은 디바이스들을 포함할 수도 있다.
수신 코일 (518) 은 송신 코일 (414; 도 4) 과 동일한 주파수에서, 또는 특정된 범위의 주파수들 내에서 공진하도록 튜닝될 수도 있다. 수신 코일 (518) 은 송신 코일 (414) 과 유사하게 치수가 정해질 수도 있거나, 연관된 디바이스 (550) 의 치수들에 기초하여 상이하게 크기가 정해질 수도 있다. 예로서, 디바이스 (550) 는 송신 코일 (414) 의 길이의 직경보다 더 작은 직경 또는 길이 치수를 가지는 휴대용 전자 디바이스일 수도 있다. 이러한 예에서는, 튜닝 커패시터 (도시되지 않음) 의 커패시턴스 값을 감소시키고 수신 코일의 임피던스를 증가시키기 위하여, 수신 코일 (518) 이 멀티-턴 코일 (multi-turn coil) 로서 구현될 수도 있다. 예로서, 코일 직경을 최대화하고 수신 코일 (518) 의 루프 턴들 (즉, 권선들) 의 수 및 권선간 커패시턴스 (inter-winding capacitance) 를 감소시키기 위하여, 수신 코일 (518) 은 디바이스 (550) 의 실질적인 원주 주위에 놓여질 수도 있다.
수신 회로부 (510) 는 임피던스 정합을 수신 코일 (518) 에 제공할 수도 있다. 수신 회로부 (510) 는 수신된 RF 에너지 소스를 디바이스 (550) 에 의한 이용을 위한 충전 전력으로 변환하기 위한 전력 변환 회로부 (506) 를 포함한다. 전력 변환 회로부 (506) 는 RF-대-DC 변환기 (508) 를 포함하고, 또한, DC-대-DC 변환기 (510) 를 포함할 수도 있다. RF-대-DC 변환기 (508) 는 수신 코일 (518) 에서 수신된 RF 에너지 신호를 Vrect 에 의해 표현된 출력 전압을 갖는 비-교류 전력으로 정류한다. DC-대-DC 변환기 (510) (또는 다른 전력 레귤레이터) 는 정류된 RF 에너지 신호를, Vout 및 Iout 에 의해 표현된 출력 전압 및 출력 전류를 갖는 디바이스 (550) 와 호환가능한 에너지 전위 (예컨대, 전압) 로 변환한다. 선형 및 스위칭 변환기들뿐만 아니라, 부분 및 전파 (full) 정류기들, 레귤레이터들, 브릿지들, 더블러들을 포함하는 다양한 RF-대-DC 변환기들이 구상된다.
수신 회로부 (510) 는, 수신 코일 (518) 을 전력 변환 회로부 (506) 에 접속하거나, 또는 대안적으로 전력 변환 회로부 (506) 를 접속해제하기 위한 스위칭 회로부 (512) 를 더 포함할 수도 있다. 전력 변환 회로부 (506) 로부터 수신 코일 (518) 을 접속해제하는 것은 디바이스 (550) 의 충전을 지속시킬 뿐만 아니라, 송신기 (404; 도 2) 에 의해 "보여진" 바와 같이 "부하" 를 변경한다.
위에서 개시된 바와 같이, 송신기 (404) 는 송신기 전력 구동기 회로 (410) 에 제공된 바이어스 전류에서의 변동들을 검출할 수도 있는 부하 센싱 회로 (416) 를 포함한다. 이에 따라, 송신기 (404) 는 수신기들이 언제 송신기들의 근접 필드에서 존재하는지를 결정하기 위한 메커니즘을 가진다.
다수의 수신기들 (508) 이 송신기의 근접 필드에서 존재할 때, 다른 수신기들이 송신기에 더욱 효율적으로 결합하는 것을 가능하게 하기 위하여 하나 이상의 수신기들의 로딩 및 언로딩 (unloading) 을 시간-다중화 (time-multiplex) 하는 것이 바람직할 수도 있다. 수신기 (508) 는 또한, 다른 근접 수신기들에 대한 결합을 제거하거나 근접 송신기들 상의 로딩을 감소시키기 위하여 클로킹 (cloaking) 될 수도 있다. 이 수신기의 "언로딩" 은 또한, "클로킹" 으로서 본원에서 알려져 있다. 또한, 수신기 (508) 에 의해 제어되고 송신기 (404) 에 의해 검출된 언로딩 및 로딩 사이의 이 스위칭은 이하에서 더욱 완전하게 설명되는 바와 같이, 수신기 (508) 로부터 송신기 (404) 로의 통신 메커니즘을 제공할 수도 있다. 추가적으로, 프로토콜은 수신기 (508) 로부터 송신기 (404) 로의 메시지의 전송을 가능하게 하는 스위칭과 연관될 수도 있다. 예로서, 스위칭 속도는 대략 100 μsec 일 수도 있다.
예시적인 실시형태에서, 송신기 (404) 및 수신기 (508) 사이의 통신은 기존의 양방향 통신 (즉, 결합 필드를 이용한 대역내 시그널링) 이 아니라, 디바이스 센싱 및 충전 제어 메커니즘을 지칭한다. 다시 말해서, 송신기 (404) 는 에너지가 근접 필드에서 이용가능한지 여부를 조절하기 위하여 송신된 신호의 온/오프 키잉 (on/off keying) 을 이용할 수도 있다. 수신기는 송신기 (404) 로부터의 메시지로서 에너지에 있어서의 이 변경들을 해독할 수도 있다. 수신기 측으로부터, 수신기 (508) 는 얼마나 많은 전력이 필드로부터 받아들여지고 있는지를 조절하기 위하여 수신 코일 (518) 의 튜닝 및 디튜닝 (de-tuning) 을 이용할 수도 있다. 일부의 경우들에는, 튜닝 및 디튜닝이 스위칭 회로부 (512) 를 통해 달성될 수도 있다. 송신기 (404) 는 필드로부터 이용된 전력에 있어서의 이 차이를 검출할 수도 있고, 이 변경들을 수신기 (508) 로부터의 메시지로서 해독할 수도 있다. 송신 전력 및 부하 거동의 다른 형태들의 변조가 사용될 수도 있다는 것에 주목한다.
수신 회로부 (510) 는 송신기로부터 수신기로의 정보 시그널링에 대응할 수도 있는, 수신된 에너지 변동들을 식별하기 위하여 이용된 시그널링 검출기 및 비콘 회로부 (514) 를 더 포함할 수도 있다. 또한, 시그널링 및 비콘 회로부 (514) 는 또한, 무선 충전을 위한 수신 회로부 (510) 를 구성하기 위하여, 감소된 RF 신호 에너지 (즉, 비콘 신호) 의 송신을 검출하고, 감소된 RF 신호 에너지를, 수신 회로부 (510) 내의 급전되지 않거나 전력-고갈된 회로들 중의 어느 하나를 어웨이크닝 (awakening) 하기 위한 공칭 전력 (nominal power) 으로 정류하기 위해 이용될 수도 있다.
수신 회로부 (510) 는 본원에서 설명된 스위칭 회로부 (512) 의 제어를 포함하는 본원에서 설명된 수신기 (508) 의 프로세스들을 조정하기 위한 프로세서 (516) 를 더 포함한다. 수신기 (508) 의 클로킹은 또한, 충전 전력을 디바이스 (550) 에 제공하는 외부 유선 충전 소스 (예컨대, 벽/USB 전력) 의 검출을 포함하는 다른 이벤트들의 발생 시에 발생할 수도 있다. 수신기의 클로킹을 제어하는 것에 추가하여, 프로세서 (516) 는 또한, 비콘 상태를 결정하기 위하여 비콘 회로부 (514) 를 모니터링할 수도 있고, 송신기 (404) 로부터 전송된 메시지들을 추출할 수도 있다. 프로세서 (516) 는 또한, 개선된 성능을 위하여 DC-대-DC 변환기 (510) 를 조절할 수도 있다.
도 6 은 발명의 다양한 예시적인 실시형태들에 따른, 송신기 (604) 가 전력을 다수의 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 에 무선으로 제공할 수 있는, 도 2 에서와 같은 예시적인 무선 전력 전송 시스템 (600) 의 기능적인 블록도이다. 도 6 에서 도시된 바와 같이, 송신기 (604) 는 송신 코일 (614) 을 통해 필드 (606) 를 경유하여 전력을 송신할 수도 있다. 수신기 디바이스들 (608a, 608b, 및 608c) 은 각각의 부하들 (636a, 636b, 및 636c) 을 충전하거나 급전하기 위하여 수신 코일들 (618a, 618b, 및 618c) 을 이용하여 필드 (606) 로부터의 에너지의 일부분을 결합함으로써 무선 전력을 수신할 수도 있다. 또한, 송신기 (604) 는 수신기들 (618a, 618b, 및 618c) 과의 통신 링크들 (619a, 619b, 및 616c) 을 각각 구축할 수도 있다. 3 개의 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 이 도시되어 있지만, 추가적인 수신기들 (도시되지 않음) 이 송신기 (604) 로부터 전력을 수신할 수도 있다.
무선 전력 전송 시스템 (600) 에서, 수신기들 (608a, 608b, 또는 608c) 은 송신기가 전력을 전송하면서 구동하는 부하에 대응할 수도 있다. 이와 같이, 송신기 (604) 에 의해 구동된 부하는 필드 (606) 로부터 전력을 무선으로 수신하고 있는 각각의 수신기 (608a, 608b, 또는 608c) 의 기능일 수도 있다. 수신기들 (608a, 608b, 또는 608c) 이 필드 (606) 에 진입하거나, 필드를 이탈하거나, 또는 필드 (606) 로부터 전력을 수신하기 위한 그 능력을 디스에이블 또는 인에이블할 때, 송신기 (604) 에 나타내어진 복소 부하 (complex load) 는 이에 따라 변하게 된다. 부하의 저항 및 리액티브 변동들의 양자가 변하게 된다. 송신기 (604) 의 거동은 가변 복소 부하의 특성들의 함수일 수도 있다. 예를 들어, 송신기 (604) 가 전력을 수신기 (608a, 608b, 또는 608c) 에 제공할 수도 있는 효율은 송신기 (604) 의 복소 부하가 변동됨에 따라 변동될 수도 있다. 또한, 송신기 (604) 가 출력하는 전력의 양은 또한, 복소 부하가 변동됨에 따라 변동될 수도 있다. 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 의 각각은, 각각의 수신기 (608a, 608b, 및 608c) 가 필드 (606) 를 통해 전력을 수신하고 있을 때에 송신기 (404) 의 부하의 일부분을 형성할 수도 있다. 송신 코일 (614) 에 의해 보여진 부하의 전체 임피던스는 각각의 수신기 (608a, 608b, 및 608c) 로부터 발생하는 임피던스들의 합일 수도 있는데, 이것은 이들이 송신 회로 (614) 에 나타내는 임피던스들이 직렬로 합성될 수도 있기 때문이다.
하나의 양태에서, 예시적인 실시형태들은 동적인 수의 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 을 효율적으로 충전하기에 적당한 송신기 (604) 에 관한 것이다. 2 개의 수신기들 (608a 및 608b) 이 하나의 수신기 (608a) 가 전력을 수신하기 위하여 포지셔닝될 때보다 더 많은 전력을 수신하는 것을 효율적으로 허용하기 위하여, 송신기 (604) 는 바람직하게는, 최대 전력이 전달될 수도 있는 (그 복소 임피던스에 의해 특징된) 부하가 최대 송신기 효율이 제공될 수도 있는 부하보다 더 낮도록 설계될 수도 있다. 또한, 가변적인 수의 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 이 송신기 (604) 에 나타내어지는 상이한 부하들의 범위를 초래할 것이므로, 송신기 (604) 는 바람직하게는, 복소 부하 값들의 저항 및 리액티브 범위 상에서 높은 효율로 전력을 제공하도록 설계될 수도 있다. 이와 다를 경우, 상당한 전력 손실들이 유발될 수도 있다. 또한, 송신기 (604) 는 바람직하게는, 최대 전력이 제공되는 부하가 다수의 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 에 의해 나타내어진 전체 부하보다 더 크도록 설계될 수도 있다. 이 경우, 송신기 (604) 는 다수의 디바이스들에 동시에 공급하기 위한 충분한 전력을 가질 수도 있다.
송신 회로는 구동기 회로에 의해 구동될 수도 있다. 도 7 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 도 6 의 송신기 (604) 에서 이용될 수도 있는 구동기 회로 (724) 의 개략도이다. 기재된 바와 같이, 구동기 회로 (예컨대, 구동기 회로 (424)) 의 전력 출력 및 효율은 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 부하의 함수로서 변동된다. 일부의 실시형태들에서, 구동기 회로 (724) 는 스위칭 증폭기일 수도 있다. 구동기 회로 (724) 는 구형파를 수신하고 송신 회로 (750) 에 제공되어야 할 사인파를 출력하도록 구성될 수도 있다. 구동기 회로 (724) 는 이상적인 (즉, 내부 저항 손실들이 없음) 클래스 E 증폭기로서 도시되어 있다. 구동기 회로 (724) 는 스위칭된 분로 커패시터 (710) 및 직렬 인덕턴스 (708) 를 포함한다. VD 는 직렬 튜닝된 부하에 전달될 수도 있는 최대 전력을 제어하는 구동기 회로 (724) 에 인가된 DC 소스 전압이다. 구동기 회로 (724) 는 스위치 (704) 로의 발진 입력 신호 (702) 에 의해 구동된다.
구동기 회로 (724) 는 클래스 E 증폭기로서 도시되어 있지만, 발명에 따른 실시형태들은 당해 분야의 숙련자들에 의해 알려진 바와 같이 다른 타입들의 구동 회로들을 이용할 수도 있다. 구동기 회로 (724) 는 부하를 효율적으로 구동하기 위하여 이용될 수도 있다. 부하는 전력을 무선으로 송신하도록 구성된 송신 회로 (750) 일 수도 있다. 송신 회로 (750) 는 도 3 을 참조하여 위에서 설명된 공진 회로를 형성하기 위하여 직렬 인덕터 (714) 및 커패시터 (716) 를 포함할 수도 있다. 부하는 송신 회로 (750) 로서 도시되어 있지만, 발명에 따른 실시형태들은 다른 부하들에 적용가능할 수도 있다. 도 6 을 참조하여 위에서 설명된 바와 같이, 송신 회로 (750) 에 나타내어진 부하는 무선 전력 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 의 수로 인해 가변적일 수도 있고, 부하의 저항 변동을 표시하는 가변 저항 (712) 과, 부하의 리액티브 변동을 표시하는 가변 인덕터 (712) 에 의해 표현될 수도 있다. 구동기 회로 (724) 는 발진기 (222; 도 2) 로부터와 같은 입력 신호 (702) 에 의해 구동될 수도 있다. 예를 들어, 위에서 설명된 바와 같이 동적인 수의 무선 전력 수신기들 (638a, 638b, 및 638c) 로 인해, 송신 회로 (750) 에 나타내어진 부하가 변동되므로, 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 부하는 또한 폭넓은 저항 및 리액턴스 (reactance) 범위에 따라 변동될 수도 있다. 예를 들어, 추가적인 수신기 (638a) 가 송신 회로 (750) 로부터 전력을 수신하기 위하여 포지셔닝될 때, 전력을 픽업 (pick up) 하는 수신기 (638a) 는 송신 회로 (750) 및 따라서, 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 저항을 증가시킨다. 추가적으로, 어떤 재료 (예컨대, 금속) 를 포함하는 수신기 (638b) 를 추가하는 것은 송신 회로 (750) 및 이에 따라, 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 큰 리액턴스 스윙 (reactance swing) 을 초래할 수도 있다. 예를 들어, 어떤 큰 수신기들 (예컨대, 태블릿) 은 대략 -j100 을 초과하는 네거티브 리액턴스 스윙을 나타낼 수도 있다. 구동기 회로 (724) 에 의해 제공된 전력은 부하 리액턴스 범위에 걸쳐 평탄하지 않을 수도 있다.
구동기 회로 (724) 에 나타내어진 부하는 저항 및 리액티브 컴포넌트들의 양자를 포함하는 송신 회로 (750) 에 나타내어진 임피던스에 의해 설명될 수도 있고, Zin(TX) = Rin(TX) + jXin(TX) 로서 정의될 수도 있다. Zin(TX) 의 값은 송신 코일 및 수신 코일 구조들, 충전되어야 할 디바이스들의 타입 및 수, 각각의 수신기에 의해 요구된 전력 등과 같은 다양한 인자들에 종속된다. 부하의 범위는 4 개의 코너 임피던스 (corner impedance) 들에 의해 정의될 수도 있다:
Figure pct00001
도 8a 는 동작 동안에 송신 회로 (750) 에 나타내어질 수도 있는 임피던스들의 예시적인 범위를 도시하는 도면이다. 도 8a 는 위에서 설명된 바와 같이 코너 임피던스들을 도시한다. 충전하기 위한 디바이스들의 타입 및 수에 따르면, 코너 임피던스들을 위한 가능한 값들은 폭넓게 변동될 수도 있다. 예를 들어, 예시의 목적을 위하여, RIN_TX_MIN 은 0 Ω 으로서 정의될 수도 있는 반면, RIN_TX_MAX 는 75 Ω 일 수도 있다. 또한, 예시의 목적을 위하여, XIN_TX_MIN 은 -50 jΩ으로서 정의될 수도 있는 반면, XIN_TX_MAX 는 +50 jΩ 일 수도 있다. 또 다른 실시형태에 따르면, RIN_TX_MIN 은 0 Ω, RIN_TX_MAX 는 실질적으로 200 Ω, XIN_TX_MIN 은 실질적으로 -200 jΩ, XIN_TX_MAX 는 실질적으로 +200 jΩ 이다. 본원에서 설명된 원리들은 이러한 그리고 다른 복소 임피던스 범위들에 적용될 수도 있다. 또 다른 예시적인 실시형태에 따르면, 동작 모드에서는, 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 실수 부하 임피던스 (즉, 저항) 가 1 Ω 및 40 Ω 사이에 속할 수도 있다. 추가적으로, 동작 모드에서는, 허수 부하 임피던스 (즉, 리액턴스) 는 (예를 들어, 다수의 수신기들의 부재 시에) 5 jΩ 및 48.7 j 사이일 수도 있다. 또 다른 실시형태에서, 동작 범위에서 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 임피던스들은 4 Ω 으로부터 40 Ω 까지, 그리고 -4jΩ 및 50 jΩ 사이일 수도 있다. 예를 들어, 변동하는 수의 무선 전력 수신기들 또는 다른 인자들로 인해, 구동기 회로 (724) 에는, 0 내지 80 Ω 범위의 저항들 및 -165 jΩ 으로부터 95 jΩ 까지의 리액턴스들을 갖는 부하들이 나타내어질 수도 있다. 구동기 회로 (724) 는 효율적으로 동작하고 충분한 전력을 이 범위 내에 속하는 임의의 부하에 제공하는 것이 바람직하다. 다양한 설계 고려사항들이 주어질 시에 모든 이러한 범위들 상에서 효율적이고 실질적으로 일정한 전력을 제공하는 것이 바람직하다.
하나의 양태에서, 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 임피던스 값들의 범위는 실수 임피던스 값들 및 허수 임피던스 값들을 포함하는 복소 임피던스 값들에 의해 정의될 수도 있다. 실수 임피던스 값들은 제 1 실수 임피던스 값들 대 제 2 실수 임피던스 값 사이의 비율에 의해 정의되거나 특징될 수도 있다. 비율은 2 대 1, 5 대 1, 및 10 대 1 중의 하나일 수 있다. 예를 들어, 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 실수 임피던스 값들의 범위는 8 Ω 및 80 Ω 사이 (10 : 1 의 비율) 일 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 범위는 4 Ω 및 40 Ω 사이 (또한, 10 : 1 의 비율) 일 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 범위는 실질적으로 1 Ω 및 실질적으로 200 Ω 사이일 수 있다. 또한, 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 임피던스 값들의 범위는 또한, 허수 임피던스 값들의 범위에 의해 정의될 수도 있다. 허수 임피던스 값들의 범위는 실수 임피던스 값들의 크기에 대한 허수 임피던스 값들의 크기 (즉, 최소 및 최대 허수 임피던스 값들 사이의 크기) 의 비율로서 정의될 수도 있다. 예를 들어, 실수 임피던스 값들의 크기는 제 1 실수 임피던스 값 및 제 2 실수 임피던스 값 사이의 차이의 크기일 수 있다. 허수 임피던스 값들의 크기 대 실수 임피던스 값들의 크기의 비율은 1 : 2, 2 : 1, 1 : 1, 2 : 3 등 중의 적어도 하나일 수도 있다. 예를 들어, 실수 임피던스 범위가 8 Ω 및 80 Ω 사이에 있을 경우, 크기는 72 Ω 일 수도 있다. 이와 같이, 허수 임피던스 값들의 크기 대 실수 임피던스 값들의 크기의 비율이 2 대 1 일 경우, 허수 임피던스 값들의 범위는 144 (즉, -4jΩ 으로부터 +140 jΩ 까지의 범위) 일 수도 있다. 여하튼, 다양한 방법들에 따라 정의될 수도 있는 복소 임피던스 값들의 범위 상에서 효율적이고 안전한 동작을 제공하는 것이 바람직하다.
위에서 설명된 바와 같이, 구동기 회로 (724) 의 전력 및 효율은 구동기 회로 (724) 가 구동하고 있는 부하의 함수이다. 도 8b 는 구동기 회로 (724) 의 부하 (즉, 부하 저항) 의 실수 임피던스의 함수로서 도 7 의 구동기 회로 (724) 의 효율 (802) 및 출력 전력 (804) 을 도시하는 도표이다. 도 8 에서 도시된 바와 같이, 단일 실수 부하 임피던스 값에서의 100 % (또는 최대) 효율은 이상적인 클래스 E 증폭기에 대해 존재할 수도 있다 (예컨대, 도 8 에서 도시된 바와 같이 50 Ω). 효율 (802) 은 부하 임피던스가 어느 하나의 방향으로 변동됨에 따라 감소한다. 도 8 은 또한, 전체 출력 전력 (804) 이 유사하게 부하 임피던스의 함수라는 것과, 특별한 부하 임피던스 값 (예컨대, 20 Ω) 에서 어느 것이 피크인지를 도시한다. 유사한 결과들이 Raab "Effects of Circuit Variations on the class E Tuned Power Amplifier (클래스 E 튜닝된 전력 증폭기에 대한 회로 변동들의 효과들)" (IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-13, No. 2, 1978) 에서 설명되어 있다.
구동기 회로 (724) 가 일정한 임피던스를 갖는 부하를 구동할 경우, 구동기 회로 (724) 는 구동기 회로 (724) 가 최대 효율에서 동작하도록 이상적으로 설계될 수도 있다 (예컨대, 커패시터 (710) 및 인덕터 (708) 등의 값들이 선택될 수도 있음). 예를 들어, 도 8b 의 도표에서의 값들을 이용함으로써, 구동기 회로 (724) 가 50 Ω 과 실질적으로 동일한 변동되지 않는 임피던스를 갖는 부하를 구동하도록 구성될 경우, 구동기 회로 (724) 는 부하를 최대 효율 레벨에서 구동할 수도 있다. 그러나, 구동기 회로 (724) 의 부하가 변동될 경우, 구동기 회로 (724) 에 의해 전달된 평균 효율 및 전력은 도 8 에서 도시된 바와 같이 그 최대 효율 또는 최대 전력보다 상당히 더 낮을 수도 있다. 또한, 부하의 임피던스가 증가함에 따라, 전달된 전력은 증가하지 않을 수도 있다.
도 7 에서 도시되고 위에서 설명된 바와 같이, 구동기 회로 (724) 에 의해 구동된 부하는 무선 전력 송신 회로 (750) 일 수도 있다. 다양한 수의 무선 전력 수신기들 (608a, 608b, 608c; 도 6) 이 주어질 시에, 송신 회로 (750) 에 나타내어진 부하는 따라서 구동기 회로 (724) 에 의해 보여진 부하를 변동시킬 수도 있다. 이 경우, 송신 회로 (750) 에 나타내어진 전체 부하 임피던스는 각각의 무선 전력 수신기 (608a, 608b, 608c) 에 의해 나타내어진 부하 임피던스들의 각각의 합일 수도 있는데, 이것은 이들이 직렬로 합성될 수도 있기 때문이다. 이상적으로는, 구동기 회로 (724) 는 부하의 저항이 증가함에 따라 전력을 선형적으로 증가하게 하면서, 모든 부하들 상에서 최대 효율을 제공할 것이다. 다음으로, 전력은 부하들 사이에서 분할될 것이다. 그러나, 도 8b 에서 보여진 바와 같이, 구동기 회로 (724) 에 대한 최대 효율은 단일의 실수 부하 임피던스 값에 대해 발생할 수도 있다.
예시적인 실시형태들의 하나의 양태는 부하 저항이 증가함에 따라 전력을 또한 증가시키면서, 실수 부하 임피던스가 변동될 때에 구동기 회로 (724) 의 높은 효율을 달성하는 것에 관한 것이다. 하나의 양태에서, 이것은 가변적인 수의 무선 전력 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 에 대한 효율적인 무선 전력 전송을 허용할 수도 있다. 다양한 부하들의 개선된 효율을 제공하기 위하여, 클래스 E 증폭기 (724) 의 효율은 부하 임피던스의 실수 컴포넌트 (즉, 저항) 및 부하의 허수 컴포넌트 (즉, 리액턴스) 의 양자에서의 변동들을 통해 분석된다. 도 9 는 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로 (724) 의 효율을 도시하는 등고선 도표이다. 도표는 15 Ω 의 저항 및 0 Ω 의 리액턴스를 갖는 부하에 대한 최대 효율을 가지도록 설계되는 구동기 회로 (724) 에 대응할 수도 있다. 예시된 실시형태에서, 구동 전압은 15 V 이다. 도 9 의 복소 부하 도표는 5 % 의 증분들에서 효율 등고선들 (906a, 906b, 및 906c) 을 도시한다. 예를 들어, 등고선 (906a) 을 따른 점들은 클래스 E 증폭기가 95 % 인 부하에 대응하는 저항 및 리액턴스 값들의 조합을 나타낼 수도 있다. 등고선 (902) 은 효율 100 % 에 대응하는 부하 임피던스 값들에 대응한다.
도 8b 에서 도시된 도표의 결과들은 리액턴스를 제로에서 유지함으로써, 그리고 화살표 (908) 에 의해 도시된 바와 같이 저항을 0 으로부터 40 Ω 까지 변동시킴으로써 도 9 에서 보여질 수도 있다. 경로 (908) 는 효율이 100 % 인 15 Ω + j0 Ω 의 값을 갖는 점 (904) 을 통과한다. 등고선 (902) 은 효율이 100 % 인 경로 (예컨대, 임피던스들의 범위) 가 있음을 도시한다. 이와 같이, 실수 임피던스 값들만을 통해 효율을 단지 분석하는 것이 아니라, 실수 및 허수 임피던스 값들의 양자 (즉, 저항 및 리액턴스 값들의 범위) 에 대한 효율을 분석하는 것은 구동기 회로 (724) 의 효율이 100 % 인 복소 임피던스 값들의 범위가 있음을 도시한다.
도 10a 는 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로 (724) 의 전력 출력을 도시하는 등고선 도표이다. 도 10a 의 복소 부하 도표는 1 와트 증분들에서 전력 등고선들 (1006a, 1006b, 및 1006c) 을 도시한다. 예를 들어, 등고선 (1006b) 을 따른 점들은 전력의 5 와트가 전달될 수도 있는 임피던스 값을 나타내는 저항 값들 및 리액턴스 값들의 조합들을 나타낼 수도 있다. 등고선 (1006c) 을 따른 점들은 전력의 10 와트가 전달될 수도 있는 임피던스 값을 나타내는 저항 값들 및 리액턴스 값들의 조합들을 나타낼 수도 있다. 도 8b 에서 도시된 도표의 결과들은 리액턴스를 제로에서 유지함으로써, 그리고 화살표 (1008) 에 의해 도시된 바와 같이 저항을 0 Ω 으로부터 40 Ω 까지 변동시킴으로써 보여질 수도 있다. 경로 (1008) 는 (도 9 로부터의 등고선 (902) 에 의해 도시된) 효율이 100 % 이고 전달된 전력이 6 와트를 약간 넘는 점 (1004) 을 통과한다. 도 10 의 도표에서 놓여진 도 9 의 100 % 효율 등고선 (902) 은, 효율이 100 % 이며 등고선들이 증가하는 전력을 나타낼 때에 전력이 도시된 바와 같이 연속적으로 증가하는 경로 (902) 가 있음을 도시한다. 도 9 및 도 10 에서 도시된 바와 같이, 100 % 효율 경로 (902) 는 j24 Ω 의 임피던스에서 시작하고, 15 + j0 Ω 을 통과하고 -j10 Ω 으로 계속된다.
도 10b 는 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로 (724) 의 전력 출력 및 효율을 도시하는 또 다른 도표이다. 등고선 (902) 은 효율이 최대인 저항 및 리액턴스 값들의 조합들을 나타내고, 여기서, 효율은 구동기 회로 (724) 의 FET 드레인으로의 DC 전력에 의해 나누어진 부하에 전달된 전력의 비율로서 정의될 수도 있다. 등고선 (1006) 은 부하에 전달된 전력이 특별한 구동 전압 Vd 에 대해 일정한 저항 및 리액턴스 값들을 나타낸다. 전력은 구동 전압 Vd 및 복소 부하 양자에 종속될 수도 있지만, 효율은 부하에 단독으로 종속될 수도 있다. 구동 전압 Vd 및 전력 출력은, 전력 등고선 (1006) 이 구동기 회로 (724) 의 FET 에 대한 부하의 피크 값에서 효율 등고선 (902) 을 통과하도록 선택될 수도 있다. 이에 따라, 등고선들 (1006 및 902) 은 예시적이고, 구동기 회로 (724) 가 효율적이며 전력이 일정한 복소 값들의 범위가 있음을 표시한다. 도 10b 에서 도시된 등고선들은 구동기 회로 (724) 의 FET 에 의해 보여진 부하, Zin(TX) 의 측면에서 있을 결과들로부터 오프셋될 수도 있는 Zload(FET) 를 반영할 수도 있다는 것에 주목한다. 차이는 직렬 인덕턴스로 인한 것일 수도 있다. 그러나, Zload(FET) 및 Zload 는 상호 교환가능하게 이용될 수도 있다. 도 10b 는 구동 전압이 대략 10 볼트이고 결과적인 전력이 대략 2.45 와트일 때에 대한 하나의 특별한 결과들을 도시한다. 이 경우, 값들은 도시된 바와 같은 Rload(FET) 의 피크 값에서 효율 원을 통과하는 전력 등고선 (1006) 을 초래하도록 선택되었다. 그 결과, Zload 가 16.55 + 24.3j 옴일 때에는, 10V dc 에서, 싱글 사이디드 (single sided) 구동기 회로 (724) 가 2.45 와트를 최대 효율로 부하의 실수 부분으로 전달한다. 이 값들은 예시적인 것에 불과하고, 최대 효율 및 일정한 전력 등고선들을 정의하기 위하여 구해질 수도 있는 값들의 예시의 목적들을 위한 것이다.
그러나, 위에서 표시된 바와 같이, 폭넓은 범위의 리액티브 및 저항 임피던스들은 예를 들어, 송신 회로 (750) 로부터 전력을 수신하기 위하여 포지셔닝되는 가변적인 수의 수신기들로 인해 송신 회로 (750) 로부터 구동기 회로 (724) 로 나타내어질 수도 있다. 송신 회로 (750) 에 나타내어진 임피던스의 변동의 결과로서 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 임피던스 값들은 감소된 효율 및 전달된 전력의 양에서의 변동들을 초래할 수도 있다.
도 11a, 도 11b, 도 12a, 및 도 12b 는 구동기 회로 (724) 에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 7 에서와 같은 구동기 회로 (724) 의 전력 출력 및 효율을 도시하는 도 10 과 비교하여, 대응하는 측정된 결과들을 도시한다. 측정된 결과들은 위에서 설명된 바와 같이, 그리고 시스템의 다양한 손실들 또는 다른 효과들을 고려할 때에 전력 및 효율 등고선들을 도시한다. 예를 들어, 결과들은 (예컨대, 이상적인 스위치와 비교하여) 구동기 회로의 FET 의 손실들의 효과들과, 스위치 및 부하 사이의 송신 회로 (750) 의 공진 직렬 LC 회로의 효과를 예시할 수도 있다. 이와 같이, 도 11a, 도 11b, 도 12a 및 도 12b 는 RIN_TX_MIN = 0 Ω, RIN_TX_MAX = 75 Ω, XIN_TX_MIN = -50 jΩ, 및 XIN_TX_MAX = +50 jΩ 에 의해 정의된 범위 내의 모든 부하 값들이 구동기 회로 (724) 에 나타내어질 때에, 측정된 효율 및 전력 등고선들을 도시한다. 결과들은 특별한 구동기 전압에서 동작하는 (예컨대, 5.5 V DC 공급 장치에 의해 양자가 구동되는) 더블-사이디드 (double-sided) 구동기 회로 (724) (즉, 도 7 의 2 개의 구동기 회로들 (724) 을 포함함) 로부터의 출력을 반영할 수도 있다. 더블-사이디드 구동기 회로 (724) 를 이용할 시에, 구동기 회로 (724) 의 각각의 FET 에 대한 부하는 도 11a, 도 11b, 도 12a, 및 도 12b 에서 보여진 것의 1/2 이다.
따라서, 도 11a 는 위에서 언급된 바와 같은 부하 범위에 대한 추가된 직렬 인덕턴스 (708) 없이 튜닝된 더블-사이디드 구동기 회로 (724) 에 대한 측정된 효율 등고선들을 도시한다. 도 11b 는 추가된 직렬 인덕턴스 (708) 를 갖는 튜닝된 더블-사이디드 구동기 회로 (724) 에 대한 측정된 효율 등고선들을 도시한다. 따라서, 도 12a 는 위에서 설명된 바와 같은 폭넓은 부하 범위에 대한 추가된 직렬 인덕턴스 (708) 없이 튜닝된 더블-사이디드 구동기 회로 (724) 에 대한 측정된 전력 등고선들을 도시한다. 도 11b 는 추가된 직렬 인덕턴스 (708) 를 갖는 튜닝된 더블-사이디드 구동기 회로 (724) 에 대한 측정된 전력 등고선들을 도시한다. 따라서, 도 11a 및 도 11b 는 동일한 부하에 대한 상이한 전력들을 도시하여, 전력에 대한 VD 의 효과를 예시한다. 도 12a 및 도 12b 는 출력 전력을 도시한다.
도 11a, 도 11b, 도 12a, 및 도 12b 의 측정된 효율 및 전력 등고선들이 구동기 회로 (724) 의 특별한 구성에 대해 예시적인 것에 불과하고 예시의 목적들을 위해 이용된다는 것에 주목한다. 더욱 구체적으로, 도 11a, 도 11b, 도 12a, 및 도 12b 는 구동기 회로 (724) 가 효율적이고 전력이 일정한 복소 임피던스 값들의 범위를 예시하는 값들을 제공한다. 도 11a, 도 11b, 도 12a, 및 도 12b 의 등고선 도표들은 더블-사이디드 구동기 회로 (724) 구성으로부터의 결과들에 대응할 수도 있다는 것에 주목한다. 싱글 사이디드 구동기 회로 (724) 와 비교하기 위하여, 값들은 2 로 나누어질 것이다. 도 10b 와 비교할 때, FET (704) 에서 내재된 바디 다이오드 (body diode) 들의 효과로 인해 왜곡되지만, 도 12a 및 도 12b 에서 도시된 일정한 전력 등고선들은 형태에 있어서 여전히 원형인 것에 주목한다. 마찬가지로, 도 11a 에서 도시된 효율 등고선들은 도 10b 와 유사하지만, FET (704) 에서의 손실들로 인한 것일 수도 있는 FET 에 대한 부하 저항이 감소함에 따라 효율 값들이 감소한다.
도 9 내지 도 12 의 결과들에 기초하여, 예시적인 실시형태들의 어떤 양태들은, 송신 회로 (750) 에 나타내어진 가변적인 부하 임피던스를, 구동기 회로 (724) 가 매우 효율적이고 전력이 실질적으로 일정한 값들로 변환하는, 구동기 회로 (724) 및 송신 회로 (750) 사이에 위치된 임피던스 변환 회로 (또한, 본원에서 필터 회로로서 지칭됨) 에 관한 것이다. 이 값들은 도 9 내지 도 12 에서 도시된 바와 같이 높은 효율 및 일정한 전력 등고선들에 의해 정의될 수도 있다. 송신 회로 (750) 에 나타내어진 가변적인 부하는 위에서 추가로 설명된 바와 같이 리액턴스 및 저항의 양자 상에서 폭넓게 변동될 수도 있다. 이하에서 표시되는 바와 같이, 변환 회로는 리액티브 부하에서의 넓은 범위 상에서 전력 전송을 가능한 한 일정하게 유지하면서 효율을 높은 레벨에서 유지하기 위하여 임피던스를 변환하도록 구성된다. 이것은 송신 회로 (750) 에 나타내어진 부하가 동적인 수의 무선 전력 수신기들 (608a, 608b, 및 608c; 도 6) 로 인해 리액티브 및 저항에 있어서 변동할 때에 무선 전력 송신기 (604) 에서의 구동기 회로 (724) 가 효율적으로 전력을 제공하는 것을 허용할 수도 있다.
하나의 실시형태에서, 필터 회로는 송신 회로 (750) 에 나타내어진 가변적인 부하 임피던스를, 구동 회로 (724) 가 매우 효율적일 수도 있고 전력이 일정한 복소 부하 값들로 변환하기 위하여 이용된다. 도 13 은 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 필터 회로 (1326) 를 포함하는 도 7 에서와 같은 구동기 회로 (1324) 개략도이다. 필터 회로 (1326) (즉, 변환 회로) 는 구동기 회로 (1324) 및 송신 회로 (1350) 사이에 포지셔닝된다. 도시된 바와 같이, 송신 회로 (1350) 는 저항에 있어서의 변동들 및 리액턴스에 있어서의 변동들의 양자를 포함하는 가변 부하 (1312) 를 도시한다. 필터 회로 (1326) 는 3 개의 리액티브 컴포넌트들 X1 (1328), X2 (1330), 및 X3 (1332) 을 포함한다. 일부의 실시형태들에서, X1 (1328) 및 X3 (1332) 은 직렬 인덕터들인 반면, X2 (1330) 는 분로 커패시터이다. 필터 회로 (1326) 는 송신 회로 (1350) 에 의해 나타내어진 임피던스 Zin(TX) 를, 직렬 인덕터 (1308) 를 포함하는 구동기 회로 (1324) 에 나타내어진 임피던스 Zload(XFRM) 로 변환하도록 구성된다. 다음으로, 이 임피던스 Zload(XFRM) 는 부하가 변동될 때에 일정하거나 안정적인 전력으로 구동기 회로 (1324) 가 최대로 효율적인 부하 라인들을 "최상으로" 맞추도록 직렬 인덕턴스 (1308) 에 의해 시프트된다. FET (1304) 에 나타내어진 전체 변환된 임피던스는 Zload(FET) 에 의해 정의된다. 필터 회로 (1326) 및 직렬 인덕턴스 (1308) 에 대한 컴포넌트 값들은 송신 회로 (1350) 에 나타내어진 부하의 저항 부분과 함께 전력을 선형으로 증가시키고 리액턴스가 변동될 때에 가능한 한 높은 효율을 가지도록 구성된다. 컴포넌트들의 값들은 저항 부분 Rin(TX) 에서의 변동에 비해 효율을 최대화하는 것과, 부하 전력 변동 대 리액티브 부분 Xin(TX) 에서의 변동을 최소화하는 것 사이의 균형을 제공하도록 선택된다.
신호에서 고조파들을 감소시키도록 구성된 저역 통과 필터로서 또한 동작하지만, 필터 회로 (1326) 는 Zin(TX) 에서의 선형 변동들을 Zin(XFRM) 에서의 원형 변동들로 변환하도록 구성된다. 위에서 언급된 바와 같이, 직렬 리액턴스 (1308) 는 부하를 FET (1304) 에 대한 특별한 범위로 시프트한다. 필터 회로 (1326) 는 T 네트워크로서 구성된다. 다른 구성들은 본원에서 설명된 실시형태들에 따라 또한 구상되지만, T 네트워크는 컴포넌트들의 수를 감소시킬 수도 있다.
직렬 인덕터들이 리액턴스 컴포넌트들 X1 (1328) 및 X3 (1332) 에 대해 이용되는 일부의 실시형태들에 따르면, 높은 전력 요건들이 인덕터들의 비용을 증가시킬 수도 있다는 것에 주목한다. 이와 같이, 리액턴스 컴포넌트들 중의 하나 이상을 제거하는 것이 바람직할 수도 있다. T 네트워크를 이용하는 것은 코일 (1314) 및/또는 직렬 인덕터 (1308) 내로 흡수될 수도 있는 리액턴스 컴포넌트들 X1 (1328) 및 X3 (1332) 을 제거하는 것을 허용할 수도 있다. 도 14 는 실시형태에 따른 도 13 의 회로의 개략도이다. 도시된 바와 같이, 도 13 의 리액턴스 컴포넌트 X2 (1330) 는 분로 커패시터 (1430) 로서 도시되어 있다. 도 14 의 리액턴스 컴포넌트들 X1 및 X3 은 코일 (1414) 및 직렬 인덕터 (1408) 내로 흡수된다. 이와 같이, 필터 회로 (1426) 는 분로 커패시터만을 포함한다. X1 및 X3 의 값들은 원하는 임피던스 변환을 달성하기 위하여 본원에서 설명된 원리들에 기초하여 여전히 선택되고, 이와 같이, X1 및 X3 의 결정된 값들의 양은 다른 직렬 엘리먼트들 내로 흡수될 때에 고려된다는 것에 주목한다. 분로 커패시터 (1430) 는 단일 분로 커패시터 망 (예컨대, 병렬 또는 직렬 접속된 커패시터들의 일부의 구성) 에 의해 대체될 수 있다는 것에 주목한다. 그러나, 분로 망만이 필요하다. 이것은 컴포넌트들의 수를 감소시킬 수도 있고, 다른 높은 비용의 인덕터들을 감소시킬 수도 있다. 리액티브 컴포넌트들 (1410, 1408, 1430, 1416, 및 1414) 의 값들은, 회로 (1406) 가 임피던스를, 일정한 전력을 갖는 구동기 회로 (1424) 에 대한 높은 효율에 대응하는 값들로 변환하게 구성되도록 선택된다. 예를 들어, 분로 커패시터 (1430) 는 고정된 공급 전압에서 출력 전력 또는 전류에 비례하는 임피던스 변환 비율에 기초하여 선택된다. 다음으로, 직렬 L 값 (1408) 은 분로 C 값으로부터 선택될 수도 있다. 이와 같이, 회로 (1406) 는 그 출력 전력을 유지하면서 폭넓은 리액턴스 범위에 걸쳐 효율적으로 작동할 수도 있고, 리액턴스 스윙을 튜닝 아웃 (tuning out) 하기 위한 리액턴스 부하 스위치들이 불필요할 수도 있다. 이와 같이, 현존하는 인덕턴스들의 튜닝 조절들과 조합될 때, 클래스 E 증폭기 및 공진 송신 회로 사이에 포지셔닝된 단일 분로 커패시터 망은 본원에서 설명된 바와 같이 특별한 임피던스 변환을 제공할 수 있다. 이것은 폭넓은 리액턴스 범위 상에서 실수 부하에 비해 전력을 선형으로 전달하는 것, 리액티브 부하 변경들에 대해 감소된 감도를 가지는 것, 및 실질적으로 최대 전력에 대해 높은 효율을 제공하는 것을 포함한다. 또한, 분로 커패시터 (1430) 의 값은, 소스 코일 (즉, 송신기) 및 부하 코일 (즉, 수신기) 사이의 상호 결합과 같은 다른 인자들에 대항하여 임피던스 비율을 절충하는 것을 허용할 수도 있는 필터 변환의 임피던스 비율을 결정하도록 선택될 수도 있다.
도 13 을 다시 참조하면, 필터 회로 (1326) 의 컴포넌트들의 값들은, (수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 로 인한) 송신 회로 (1350) 의 변동되는 임피던스는 필터 회로 (1326) 에 의해 변환되도록 선택될 수도 있다. 변환된 임피던스 값들은, 폭넓은 리액턴스 스윙들이 주어질 시에 전력 전달의 평탄성을 또한 증가시키면서, 매우 효율적인 구동기 회로 (1324) 동작을 제공하는 (도 9 및 도 10 에서 도시된 바와 같은 것들과 같은) 임피던스 값들에 대응할 수도 있다. 필터 회로 (1326) 의 컴포넌트 값들은, 송신 코일 (1350) 에 의해 보여진 부하 (1312) 의 임피던스를, 도 9 내지 도 12 에서 도시된 바와 같이 높은 효율 및 일정한 전력을 제공하는 복소 값들에 가능한 한 근접하게 맞추는 복소 임피던스로 변환하는 임피던스 변환을 수행하도록 선택된다. 일부의 실시형태들에서는, 이하에서 추가로 설명되는 바와 같이, 구동기 회로 (1324) 의 직렬 인덕턴스 (1308) 의 선택은, 높은 효율 및 일정한 전력을 제공하는 복소 값들에 가능한 한 근접하게 정합하도록, 필터 회로 (1326) 에 의해 수행된 임피던스 변환을 시프트하기 위하여 필터 회로 (1326) 와 함께 이용된다.
하나의 예시적인 실시형태에서, 필터 회로 (1326) 는 실수 및 리액티브 변동들을 갖는 일부의 복소 임피던스 범위 내의 구동기 회로 (1324) 의 최대 효율의 20 % 내인 레벨에서 구동기 회로 (1324) 의 효율을 유지하기 위하여, 필터 회로 (1326) 에 나타내어진 임피던스 (예컨대, 가변적인 수의 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 로 인한 송신 회로 (1350) 의 임피던스) 를 수정하도록 구성될 수도 있다. 또 다른 실시형태에서, 효율은 구동기 회로 (1324) 의 최대 효율의 10 % 이하 내인 레벨에서 유지될 수도 있다. 필터 회로 (1326) 는 또한, 송신 회로 (1350) 로부터 나타내어진 복소 임피던스 범위 내의 리액티브 변동들에 관계 없이 실질적으로 일정한 전력 출력 레벨을 유지하도록 구성된다. 또한, 필터 회로 (1326) 는 전력 출력 레벨 및 복소 임피던스 범위 내의 저항 변동들 사이에 실질적으로 선형 관계를 유지하도록 구성된다. 필터 회로 (1326) 는 임피던스 변환 네트워크로서 지칭될 수도 있거나 임피던스 변환 네트워크로서 구성될 수도 있다. 필터 회로 (1326) 에 의해 변환되는 필터 회로 (1326) 에 나타내어진 임피던스 값들의 범위는 복소 임피던스 값들의 범위에 의해 특징될 수도 있다. 복소 임피던스 값들의 범위는 제 1 실수 임피던스 값 및 제 2 실수 임피던스 값에 의해 정의된 범위 내에 있을 수도 있고, 여기서, 제 1 실수 임피던스 값 대 제 2 실수 임피던스 값 사이의 비율은 적어도 2 대 1 이다. 또한, 임피던스의 리액티브 변동의 범위는 실수 임피던스 범위에 관련될 수도 있다. 예를 들어, 필터가 최대 효율의 20 % 에서 효율을 유지하도록 구성되는 리액티브 변동의 범위의 크기는 실수 임피던스 범위의 크기의 실질적으로 2 배일 수도 있다. 리액티브 임피던스 범위의 중심은 송신 회로에 나타내어진 순간적인 실수 임피던스 값 (즉, 저항) 에서 실질적으로 중심으로 정해질 수도 있다. 필터 회로 (1326) 는 또한, 임피던스 범위 내의 리액티브 변동들에 관계 없이 실질적으로 일정한 전력 레벨을 유지하도록 구성된다. 또한, 필터 회로 (1326) 는 전력 레벨 및 임피던스 범위 내의 실수 변동들 사이에 실질적으로 선형 관계를 유지하도록 구성된다. 예를 들어, 실수 (즉, 저항) 임피던스 값들의 범위는 실질적으로 10 대 1 의 비율을 가지는 8 Ω 및 80 Ω 사이 또는 4 Ω 및 40 Ω 사이일 수도 있다. 이 경우, 허수 (즉, 리액티브) 의 범위는 대략 144 의 크기를 가질 수도 있고, 실수 임피던스의 순간적인 값에 따라서는 -74 jΩ 으로부터 +152 jΩ 까지의 어딘가에 걸쳐 있을 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 실수 임피던스 값들의 범위는 실질적으로 1 Ω 및 실질적으로 200 Ω 사이일 수도 있다. 또한, 실시형태에서, 허수 임피던스들의 범위는 실질적으로 -200 jΩ 및 +200 jΩ 사이일 수도 있다. 실수 및 허수 임피던스들 (즉, 저항 및 리액티브) 의 이 범위 내에서, 필터 회로 (1326) 및 직렬 인덕턴스 (1308) 의 선택은, 구동기 회로 (1324) 의 최대 효율의 20 % 내에서 구동기 회로 (1324) 의 효율을 유지하고, 리액티브 변동들에 관계 없이 실질적으로 일정한 전력 레벨을 유지하고, 및/또는 전력 레벨 및 임피던스 범위 내의 실수 변동들 사이에 실질적으로 선형 관계를 유지하도록 구성된다.
허수 임피던스 범위는 또한, 제 1 허수 임피던스 값 및 제 2 허수 임피던스 값에 의해 정의될 수도 있다. 제 1 허수 임피던스 값 및 제 2 허수 임피던스 값은 근사치인 최소 및 최대 허수 임피던스 값들을 정의할 수도 있다. 허수 임피던스 값들의 범위 (즉, 제 1 허수 임피던스 값 및 제 2 허수 임피던스 값 사이의 차이의 크기) 는 허수 임피던스 값의 크기 대 실수 임피던스 값의 크기의 비율 (예컨대, 제 1 실수 임피던스 값 및 제 2 실수 임피던스 값 사이의 차이의 크기와 동일함) 에 의해 정의될 수도 있다. 비율은 1 : 2, 2 : 1, 1 : 1, 2 : 3, 3 : 2 등 중의 적어도 하나일 수도 있다. 예를 들어, 실수 임피던스 값들의 크기가 72 Ω 이고, 비율이 2 : 1 일 경우, 허수 임피던스 값들의 범위의 크기는 144 jΩ (예컨대, 최소 대 최대의 범위) 일 수도 있다. 또 다른 예에서, 하나의 실시형태에서는, 제 1 실수 임피던스 값이 실질적으로 4 Ω 일 수도 있고, 제 2 실수 임피던스 값이 실질적으로 40 Ω 일 수도 있고, 제 1 허수 임피던스 값은 실질적으로 -4 jΩ 일 수도 있고, 제 2 허수 임피던스 값은 실질적으로 j50 Ω 일 수도 있다. 폭넓은 범위의 복소 임피던스 값들은 설계 파라미터들 및 잠재적인 수의 수신기들이 주어질 시에 필터 회로 (1126) 에 나타내어질 수도 있다. 이와 같이, 본원에서 설명된 다양한 예시적인 실시형태들에 의해 구상된 범위들 및 비율들은 본원에서 제공된 특정 예들로부터 실질적으로 변동될 수도 있다.
어떤 실시형태들에 따르면, 도 13 에서 도시된 바와 같은 수동 또는 고정 필터 회로 (1326) (즉, 필터 회로 (1326) 의 실질적으로 모든 컴포넌트들이 수동 회로 엘리먼트들일 수도 있음) 가 제공될 수도 있다. 회로부는 리액티브 엘리먼트들에서 동적 스위칭을 가지지 않을 것이다. 이와 같이, 필터 회로 (1125) 는 동작 동안에 부하가 변경될 때에 회로를 제어하거나 구성하기 위한 제어 신호들 또는 다른 동적 로직을 요구하지 않을 수도 있다. 이것은 비용 및 복잡성을 감소시킬 수도 있고, 당해 분야의 숙련자/숙련자들에 의해 인식되는 바와 같은 다른 장점들을 제공할 수도 있다.
일부의 실시형태들에서, 구동기 회로들 (1324) 의 동작 주파수가 실질적으로 6.78 MHz 일 때, 구동기 회로 (1324) 는 6.78 MHz 의 고조파들을 생성할 수도 있다. 규제 요건들을 충족시키기 위한 것을 포함하는 다양한 이유들로 인해, 필터 회로 (1326) 는 또한, 구동기 회로 (1324) 에 의해 생성된 원하지 않는 고조파들을 감소시키도록 구성될 수도 있다. 도 9 및 도 10 과 같은 도표들로부터 유도된 정보를 이용함으로써, 필터 회로 (1326) 는, (고조파들을 감소시키는 것을 통해) 스펙트럼 방출 마스크 요건들을 충족시키고, 최대 전력이 전달될 수도 있는 부하 임피던스가 최대 효율이 달성되는 부하보다 위인 것을 보장하고, 및/또는 구동기 회로 (1324) 가 매우 효율적인 부하 임피던스 값들의 범위를 확장하도록 (다양한 실시형태들에서) 설계될 수도 있다.
예시적인 필터 회로 동작
도 15 는 필터 회로 (1326) 에 의해 변환된 임피던스 대 높은 효율의 등고선에 맵핑된 바와 같은 송신 회로 (1350) 에 나타내어진 임피던스를 도시하는 도표이다. 예를 들어, 필터 회로 (1326) 의 동작을 예시하기 위하여, 도 15 는 이론적인 싱글 사이디드 구동기 회로 (724) 와 정합하도록 구성되며 도 10b 에서 도시된 부하 등고선들을 가지는 필터 회로 (1326) 의 예시적인 결과를 도시한다. 특정 값들이 설명되어 있지만, 이 값들은 예시적인 것에 불과하고 하나의 특별한 구동기 회로 구성에 대한 필터 회로의 동작의 예시의 목적들을 위한 것이고, 폭넓게 다양한 다른 값들은 본원에서 설명된 원리들에 따라 구상되는 것에 주목한다. 2 개의 원들 (1502 및 1504) 이 도 15 에서 도시되어 있다. Rin(XFRM) = 0+0 j 에서 중심으로 정해진 하나의 원 (1502) 은 5 옴 스텝들 단위로 0 으로부터 1000 옴까지의 Rin(TX) 변동에 대한 Zin(XFRM) 을 정의하며, 여기서 Xin(TX) = 0 이다. 경로는 Rin(TX) 가 증가함에 따라 시계 반대 방향으로 진행한다. 이 원의 반경 (Rd 로서 정의됨) 은 도 10b 의 100 % 효율 이론적 등고선 (902) 과 정합하도록 선택된 16.55 옴이다. 표식들은 Rin(TX) 에 대해 5 옴 떨어져 있으므로, Zin(XFRM) 은 Zin(TX) = 25+j0 옴일 때에 피크인 것에 주목한다. 이것은 회로의 임피던스 변환 비율을 정의하고, 원하는 대로 설정될 수 있다. Xin(TX) 의 다른 값들이 주어질 시에 Rin(TX) 에 있어서의 변동들에 대하여, 비율들은 Zin(XFRM) = 0, -16.55j 를 모두 통과하는 원들을 초래한다는 것에 주목한다.
제 1 원 (1502) 에 직교하는 제 2 원 (1505) 은, Rin(TX) 가 25 옴에서 일정하게 유지될 때, 5 옴 스텝들 단위로 -1000 으로부터 1000 까지의 Xin(TX) 변동에 대한 Zin(XFRM) 을 정의한다. 그것은 이 2 개의 곡선들이 Zin(XFRM) = 16.55 +0j 옴에서 교차하게 하는 Zin(XFRM) = 16.55 - 16.55j 옴에서 중심으로 정해진다. Rin(TX) 의 다른 값들이 주어질 시에 Xin(TX) 에 있어서의 변동들에 대하여, 이것들은 Zin(XFRM) = 0, -16.55j 를 통과하는 원들을 초래한다는 것에 주목한다. 이 결과는 도 16 에서 도시되어 있고, 여기서, Rin(TX) 는 특정된 것보다 더 폭넓은 범위 상에서 변동된다.
FET (1308) 에 의해 보여진 임피던스는 추가된 직렬 인덕턴스 (1308) 에 의해 우측으로 시프트된 도 16 의 동일한 도표일 수도 있다. 도 16 에서 도시된 결과들은 또한, 변환의 Zin 을 구성하는 곡선들이 선택된 변환에 독립적임을 도시한다. Zin(TX) 에 대한 Zin(XFRM) 의 맵핑만이 변화한다.
도 12 로부터의 관찰이 주어질 시에, 직렬 인덕턴스 (1308) 의 값을 선택하기 위하여, FET (1304) 에 의해 보여진 바와 같은 모든 곡선들이 만나는 점을 어디에 위치시킬 것인지가 판단된다. 예를 들어, 도 10b 는 100 % 효율을 달성하기 위하여 FET (1304) 에서의 임피던스들을 도시한다. 이 경우, Rd 는 16.55 옴이었고, 이론적인 인터셉트 점 (intercept point) 은 Zin(FET) = 0 + 7.74j 옴에 있다.
도 17 은 FET (1304) 상의 분로 커패시터 (1310) 를 또한 2 배로 감소시킬, 16.55 옴의 2 배와 동일한 Rd 에 대한 경로를 도시한다. 이 경우, 인터셉트는 Zload(FET) = 0 +15.5j 옴에 있다.
FET (1304) 에 대한 정합을 개선시키고, 따라서, Rin(TX) 가 (그러나, Xin(TX) =0 에 대해서만) 변동될 때에 최대 효율을 달성하기 위하여, 직렬 리액턴스 (1308) 가 필터 회로 (1602) 및 FET (1304) 사이에 추가된다. 도 18 은 도 10b 의 이론적인 전력 및 효율 등고선들 상에 중첩된 최종 결과를 도시한다.
이상적인 결과에서, 효율은 Xin(TX) = 0 일 때에 모든 Rin(TX) 에 대하여 100 % 이지만, 일정한 전력 등고선은 완벽하게 맞는 것이 아니다. Vd = 10 Vdc 에 대하여, 전력은 점선 경로를 따라 일정한 양인 것으로 예측되고, 곡선들이 교차할 경우에는, 그러나, 더 높은 전력 영역들이 서로의 내부에 위치된 훨씬 더 작은 원들이므로, 비-제로 (non-zero) Xin(TX) 에 대해 증가할 것이다.
이와 같이, 도 15 내지 도 18 은 예시적인 실시형태들에 따라, 구성된 값들을 갖는 컴포넌트들을 갖는 필터 회로 (1326) 에 의한 임피던스 변환의 동작을 예시한다.
필터 회로 컴포넌트들을 선택하는 방법
표시된 바와 같이, 필터 회로 (1326) 의 컴포넌트들은 위에서 설명된 바와 같이 원하는 임피던스 변환을 수행하도록 선택된다. 실시형태에 따르면, 설명된 임피던스 변환을 제공하는 필터 회로 (1326) 의 컴포넌트들의 값들을 결정하기 위한 방법이 제공된다. 하나의 양태에서, 방법은 Zin(TX) 로부터 Zin(XFRM) 으로의 변환을 정의하는 관계로부터 유도된다. Zin(TX) 는 R+jX 로서 정의될 수도 있고, Zin(XFRM) 은 Zin(R,X) 로서 정의될 수도 있다. 이 형태에서, Zin(R,X) 는 다음과 같다:
Figure pct00002
방법에 따르면, 필터 회로 리액턴스들 X1 (1328), X2 (1330), 및 X3 (1332) 을 결정하기 위하여 2 개의 변수들이 이용된다. Zin(R,X) 를 측정된 효율 등고선에 R 로서 최상으로 맞추는 첫 번째의 변수 Rd 는 X 가 0 옴에서 고정되는 동안에 변동된다. 이 값들을 정의하는 반원은 Zin(R,X)= 0+j*0 에서 중심으로 정해지고, 일부의 Zin(TX) = Rin0 +j*0 에서 Rd 의 최대치에 도달한다. X = 0 일 때, R 의 값으로서 정의되는 변수 R0 은 Zin(R0, 0) = Rd 를 초래한다. 이것은 필터 회로 (1326) 의 임피던스 변환 비율을 정의하고, 이것은 이 변환이 비-선형일 수도 있으므로 하나의 점에서 행해질 수도 있다.
방법은 효율 및 전력 등고선들 대 FET (1304) 에서의 복소 부하를 결정하는 것을 포함한다. 이것은 위에서 설명된 바와 같이 손실들을 고려하기 위하여 직접 측정을 이용하는 것일 수도 있다. 예를 들어, 이 방법에 따라 이용될 수 있는 예시적인 등고선들이 도 11a, 도 11b, 도 12a, 및 도 12b 에서 도시되어 있다. 방법에 따른 테스트 결과들은 FET (1304) 를 분로시키는 커패시터 (1310) 를 포함하는 것에 주목한다. 이 노드에서의 전체 커패시턴스는 최대 효율 영역을 결정할 수도 있다.
방법은 효율을 증가시키는 것 대 실수 부하 또는 전력을 일정하게 유지하는 것 대 허수 부하가 특별한 원하는 동작에 따라 더욱 바람직한지를 결정하는 것을 더 포함한다. 이것은 X1 (1328), X2 (1330), 및 X3 (1332) 을 포함하는 변환에 의해 생성된 원들의 배치를 설정한다. 입력 시프팅을 위해 필요한 직렬 리액턴스 (1308) 는 추후에 결정될 수도 있다. 출력 (부하) 시프팅을 위해 필요한 직렬 리액턴스는 TX 코일 (1314) 을 디튜닝함으로써 달성될 수 있다.
방법은 측정된 효율 등고선들과 최상으로 맞을, Zin(R,0)에 대해 위에서 설명된 바와 같은 반원 경로 반경 Rd 를 선택하는 것을 더 포함한다. 언급된 바와 같이, 반원은 Zin(R,X) = 0+j*0 에서 중심으로 정해지고, 일부의 Zin(TX) = Rin0 +j*0 에서 Rd 의 최대치에 도달한다.
방법은 반원 경로의 이 최대 값 Rd 와 교차하는 완전 원 경로를 결정하는 것을 더 포함한다. 이 원은 일정한 효율 등고선에 직교하고, 대략 일정한 전력 등고선들을 따라 놓여 있다. Rin0 이 고정되고 Xin 이 가변적인 Zin = Rin0 + j*Xin 에 대하여, 결과적인 Zin(Rin0,Xin) 은 이 원을 따라 놓여 있을 것이다.
방법은 임피던스의 R0 에 대한 값을 선택하는 것을 더 포함하고, 여기서, Zload 는 피크일 것이고, Rd + 0j 와 동일하다. Rd 및 R0 로부터, X1 (1328), X2 (1330), 및 X3 (1332) 에 대한 값들은 다음의 수학식들에 따라 결정될 수도 있다.
Figure pct00003
이에 따라, Rd 및 R0 가 주어질 시에, Zin(R,X) 는 다음과 동일하다 :
Figure pct00004
필터 회로 구성의 예
도 19 내지 도 21 은 실시형태에 따라 예시적인 필터 회로 (1326) 구성에 대한 결과들을 도시한다. 특정 수치 값들이 제공되지만, 값들은 필터 회로 (1326) 에 대한 컴포넌트들 값들의 선택의 예에 대해 예시하기 위한 것이고, 컴포넌트들에 대한 다른 값들은 본원에서 설명된 원리들에 따라 이용될 수도 있다는 것에 주목한다. 필터 회로 (1326) 의 값들은 리액티브 부하 X 에서의 폭넓은 범위 상에서 실질적으로 일정한 전력을 제공하도록 구성된다. 값들은 더블-사이디드 구성에 대한 구동기 회로 (724) 의 각각의 면에 대해 이용된 값들의 2 배로서 표시된다. 이 예시적인 필터에 대한 Rd 및 R0 에 대한 값들은 각각 17.6 및 23.3 인 것으로 밝혀졌다.
각각의 단일 측파대 (sideband) 변환에 대한 결과적인 예시적인 값들은 다음과 같다 :
X1 = 11.0 옴, 또는 L1 = 259 nH
X2 = -28.6 옴, 또는 C2 = 820 pf
X3 = 5.4 옴, 또는 L3 = 125 nH
FET (1308) 에 대하여, Cshunt (1310) 에 대한 값은 2*287 pf 로서 선택된다. 이것은 80 pf 에서 추정된 각각의 FET 커패시턴스를 포함한다. 필터 회로 (1326) 에 대하여, 예를 들어, 도 12a 및 도 12b 에서와 같이, 일정한 전력 곡선들에 대한 맞춤을 최대화하는 것으로 결정되었다. 이것은 최대 효율 경로로부터의 오프셋을 초래하고, 이 맞춤은 직렬 인덕턴스 (1308) 를 추가함으로써 나온다. 도 11a 및 도 11b 로부터, 원 반경에 대한 선택은 35.2 옴이다. 결과적인 FET 부하 경로들은 원하는 대로, Rin(TX) = 46.6 옴에서 피크이다.
특정된 Zin(TX) 부하 범위 상에서의 더블 사이디드 필터 회로 (1326) 에 대한 결과적인 변환된 임피던스는 도 19 에서 도시되어 있다. 다음으로, 변환된 임피던스는 2*516nH 의 Lseries (1308) 만큼, 원하는 FET 부하와 정렬하도록 시프트된다. 더블 사이디드 필터 회로 (1326) 는 2*820nH 직렬 인덕턴스, 820/2 pf 분로 커패시터, 및 2*25nH 직렬 인덕턴스를 포함한다. 이 최종 직렬 인덕터는 TX 코일 (1314) 을 +10.6 옴만큼 오프-튜닝 (off-tuning) 함으로써 간단하게 실현될 수 있다.
특별한 리액턴스에 대한 실수 임피던스에서의 변동들에 대응하는 "일직선" 임피던스들은 직교 원들로 변환되는 것에 주목한다. 이것은 도 13 에서 도시된 바와 같이 임의의 필터 회로 (1326) 에 대해 해당할 것이다. 또한, Zin(XFRM) 은 Zin(TX) = Rin(TX) + 0*j 로 주어지는 것에 주목한다. 이 결과에 대하여, Rin(TX) 은 0, 5, … 75 옴으로서 변동된다. 이상적으로, Zin(ZFRM) 은 35.2 옴의 피크에 도달하며, Rin(TX) = 45 옴일 때, X = 0 이다. 또한, Rin(XFRM) 의 피크 값 및 장소는 Xin(TX) 이 변화함에 따라 변화한다. 이것은 변환이 Xin(TX) = 0 에서 설계되는 이유이다. 또한, 변환은 Zin(TX) = 45 옴 + j Xin(TX) 이다. Xin(TX) 는 -50, -40, … 50 옴으로서 변동된다. 도 19 의 다른 점들은 Zin(TX) 의 특정된 범위가 주어질 시에 결과들일 수 있는 모든 가능한 점들을 도시한다.
도 11a, 도 11b, 도 11c, 및 도 11d 의 데이터 상에 변환 예측을 중첩하기 위하여, 도 19 의 변환은 부하 박스로부터의 측정된 결과들과 정합하도록 시프트될 수도 있다. 관여된 2 개의 리액티브 시프트들이 있다. 제 1 시프트는 (더블-사이디드 구성에 대해) FET 들 및 그 필터 회로들 사이에 2 개의 직렬 리액턴스들을 추가하기 위한 것이다. 이 추가된 리액턴스 (Xshift) 는 필터 회로 (1326) 의 X1 (1328) 과 합성되어, 각각의 사이드 상의 전체 직렬 인덕턴스는 약 820 nH 이다.
제 2 시프트는 임의의 변환 없이 구동기 회로를 테스트하기 위해 이용된 2 개의 600 nH 직렬 인덕턴스들을 제거하기 위한 것이다. 이 시프트들 후에, 변환된 경로들은 FET 들 단독에 대해 측정된 전력 및 효율 등고선들 상에 중첩될 수 있다.
도 20 은 도 12b 의 측정된 데이터 상에 중첩된 이 예에 대한 필터 회로 (1326) 의 경로들을 도시한다. 이전과 같이, 반원은 고정된 X=0, 및 변수 R 에 대한 것이고, 완전 원에서는 고정된 Rin(TX) = 45 옴 및 변수 X 이다. 알 수 있는 바와 같이, 전력 대 X 등고선은 오히려 일정한 것으로 예상되는 반면, 전력 대 변수 R 은 R 과 함께 계속 증가한다. 선들이 교차하는 전력은 약 1.3 와트인 것으로 보여질 수 있고, Vd = 5.5 볼트에서 35 옴의 Rload(FET) 로 전달되는 것에 주목한다. Vd 를 10 볼트로 증가시킴으로써, 이 전력은 약 4.3 와트로 증가해야 한다.
도 21 은 도 11b 의 측정된 데이터 상에 중첩된 이 예에 대한 필터 회로 (1326) 의 경로들을 도시한다. 이전과 같이, 반원은 고정된 X, 및 변수 R 에 대한 것이고, 완전 원에서는 고정된 R 및 변수 X 이다. 알 수 있는 바와 같이, 효율은 Rload = 46, Xload = 0 에 대해 최대가 아니다. 최대는 Rload = 30, Xload = -20 주위에서 발생하고, 이것은 증가한는 Rin(TX) 의 경로 상에 놓여 있다.
전력 및 효율 등고선들을 맞추는 것에 추가하여, 본원에서 설명된 방법들은 변환기의 임피던스 비율을 설정하도록 할 수도 있다는 것에 주목한다.
본원에서 상기 개시된 시스템들 및 방법들에 추가하여, 하나의 부록이 첨부된다: 부록 A. 부록 A 는 본원에서 개시된 방법들 및 시스템들 중의 하나 이상에 의해 이용될 수도 있는 필터 회로 (1326) 의 다양한 구성들을 설명하는 20 (이십) 페이지에 있다. 부록은 특별한 컴포넌트 값들을 가지는 필터 회로들을 예시할 수도 있지만, 값들은 임피던스 변환의 동작 및 성능의 예시를 위해 제공되고, 본원에서 설명된 원리들에 따라 선택된 다른 실시형태들에 대한 컴포넌트 값들은 폭넓게 변동될 수도 있다는 것에 주목한다.
이용될 수도 있는 구동기 회로 (1324) 의 추가의 설계 특성들은 구동기 회로 특성 임피던스, 입력 전압, 및 직렬 리액턴스를 포함할 수도 있다. 일부의 실시형태들에 따르면, 필터 회로 (1326) 의 다양한 특성들은 높은 효율 곡선 (902) 및 전력 등고선과 상관될 수도 있는 원하는 임피던스 변환에 도달하도록 선택될 수도 있다. 필터 회로 (1326) 의 특성들은 원하는 극 (pole) 들의 수, 필터 회로의 타입, 또는 적층된 필터 회로들의 수를 포함할 수도 있다. 필터 회로 (1326) 는 다양한 형태들을 취할 수도 있는 리액티브 엘리먼트들의 래더 망 (ladder network) 일 수도 있다. 예를 들어, 래더 망은 리액티브 컴포넌트들의 조합을 각각 포함하는 다수의 리액티브 스테이지들 (즉, 리액티브 회로들) 을 포함할 수도 있다. 래더 망의 단일 값 및 다수의 값들 중의 임의의 것은 원하는 응답에 기초하여 조절될 수도 있다. 일부의 필터 회로들은 선택된 특성 임피던스에 관계 없이 간단한 리액턴스 시프트를 생성하는 필터 회로 (1326) 와 같이 덜 바람직할 수도 있다. 래더 망은 또한 3 개를 초과하는 리액티브 엘리먼트들을 포함할 수도 있고, 이 경우, 이 모든 엘리먼트들은 공통 파라미터를 이용하여 변동될 수도 있다. 다수의 엘리먼트들을 이용하는 것은 고조파를 대폭 감소시킬 수 있다. 그러나, 일부의 경우들에는, 예를 들어, 도 14 를 참조하여 위에서 설명된 바와 같이, 필터 회로에 대한 컴포넌트들의 수를 감소시키는 것이 바람직할 수도 있다.
또한, 위에서 설명된 바와 같이, 필터 회로 (1326) 의 프로토타입 클래스 (prototype class), 필터의 타입, 컷오프 주파수, 및 특성 임피던스는 또한, 이용될 수 있는 원하는 임피던스 응답을 달성하도록 구성될 수도 있다. 프로토타입 클래스는 컴포넌트 값들이 다른 파라미터들에 기초하여 어떻게 선택되는지를 표시할 수도 있다. 필터 회로 (1326) 의 타입은 저역 통과, 고역 통과, 대역 통과, 노치, 또는 그 조합일 수 있다. 컷오프 주파수가 프로토타입 클래스에 따라 변동될 수도 있지만, 컷오프 주파수는 3dB 감쇠점 (attenuation point) 일 수도 있다. 특성 임피던스는 이것이 단일 임피던스 회로 (예컨대, 50 Ω RF 회로) 에서 이용되고 있을 경우에 필터 회로 (1326) 의 타겟 실수 임피던스일 수도 있다.
하나의 실시형태에 따르면, 이 특성들 중의 몇몇의 세트가 주어질 시에 (예컨대, 구동기 회로 설계 및 구동기 회로 필터 직렬 리액턴스 (1108) 를 선택함), 시스템이 실수 및 리액티브 부하 임피던스를, 구동기 회로 (1324) 가 매우 효율적이고 전력이 일정한 값으로 변환하는 실수 및 리액티브 부하 임피던스들의 범위의 임피던스 변환을 수행하도록 하는 선택되지 않은 특성들 (예컨대, 필터 회로 (1326) 설계) 이 유도될 수도 있다.
또 다른 방법은 래더 망 (즉, 필터 회로 (1326)) 및 직렬 리액턴스의 역 변환을 높은 효율 곡선 (902) 및 일정한 전력에 적용하는 것을 포함할 수도 있다.
본원에서 표시된 바와 같이, 구동기 회로 (1324) 는 구동기 회로 (1324) 에 나타내어진 그 범위에서의 임피던스에 관계 없이 임피던스들의 범위에 대해 정전류를 공급하는 (최대 실수 부하의 일부의 비율을 넘는 소스 임피던스를 갖는) 이상적인 AC 전류원으로서 거동할 수도 있다. 특별한 정전류는 이용된 특성들의 조합들에 기초하여 선택될 수도 있다. 이와 같이, 무선 전력 송신기 (404) 는 저항 (즉, 실수 임피던스) 이 증가함에 따라 더 많은 전력을 소싱 (sourcing) 할 수 있을 수도 있다.
필터 회로 (1326) 의 컴포넌트 값들이 일단 결정되었으면, 필터 회로들의 엘리먼트들이 상이한 임피던스 값들로 변경될 경우, 임피던스 변환은 구동기 회로 (1326) 가 효율적이며 일정한 전력을 달성하기 위한 원하는 임피던스들을 초래하지 않을 수도 있다. 예를 들어, "바람직하지 않은" 변환은 낮은 공차의 컴포넌트들, 예를 들어, 20 퍼센트 변동될 수 있는 컴포넌트들을 이용하는 것으로부터 기인할 수도 있다. 이 필터 설계에서, 유사한 컴포넌트들을 이용하면서, 임피던스 값에 있어서의 변화는 다양한 복소 임피던스들이 송신 회로 (1350) 에 의해 구동기 회로 (1324) 에 나타내어질 때에 구동기 회로 (1324) 가 효율적으로 되도록 하는 임피던스 변환을 초래하는 것에 실패할 수 있다.
필터 회로의 구성에 따르면, 다양한 엘리먼트들의 임피던스들의 값들은 위에서 설명된 바와 같이 원하는 변환을 달성하기 위한 그러한 방식으로 특별히 선택된다. 임의의 주어진 엘리먼트에 대하여 이 임피던스 값들을 심지어 5 % 만큼 변경하는 것은 상당히 상이한 임피던스 변환을 초래한다. 이와 같이, (예컨대, 최대 효율의 20 % 내의) 높은 효율에서 구동기 회로 (1124) 를 유지하는 것을 초래하는 위에서 설명된 바와 같은 주어진 임피던스 변환은 본원에서 설명된 원리들에 따라 필터 엘리먼트들에 대한 임피던스 값들의 사려깊은 선택 후에 달성된다.
도 22 는 매우 효율적인 송신 회로를 설계하기 위한 예시적인 방법의 플로우차트이다. 송신 회로부는 수신기 디바이스를 충전하거나 급전하기 위하여 전력을 무선으로 출력하도록 구성될 수도 있다. 블록 (2202) 에서는, 부하에 의해 구동기 회로 (1324) 에 나타내어진 복소 임피던스 값들의 제 1 범위 상에서 효율 임계값에서 동작하도록 구성되는 구동기 회로 (1324) 가 선택될 수도 있다. 선택된 특성들에 기초하여, 블록 (2204) 에서는, 필터 회로 (1326) 에 나타내어진 임피던스를, 복소 임피던스 값들의 제 1 범위에 상관되는 복소 임피던스 값들의 제 2 범위로 변환하기 위한 임피던스 변환을 수행하도록 구성되는 필터 회로 (1326) 가 선택될 수도 있다. 블록 (2206) 에서는, 구동기 회로 (1324) 에 나타내어진 임피던스가 복소 임피던스 값들의 제 1 범위의 임피던스 값들과 실질적으로 동등하도록 복소 임피던스 값들의 제 2 범위를 시프트하도록 구성되는 임피던스 조절 엘리먼트 (1308) 가 선택될 수도 있다.
필터 회로 (1326) 는 송신 회로 (1350) 이외의 다른 타입들의 부하들에 대한 임피던스 값들을 변환하도록 구성될 수도 있고, 따라서, 다양한 실시형태들의 원리들이 폭넓게 다양한 부하들과 함께 실시될 수도 있다는 것이 추가로 인식되어야 한다. 이와 같이, 본원에서 설명된 실시형태들은 무선 전력을 제공하는 것으로 제한되지 않고, 발명에 따른 예시적인 실시형태들은 구동기 회로 (1324) 가 임피던스 값들의 범위를 가지는 임의의 타입의 가변적인 부하를 구동할 수도 있는 다른 상황들에서 적용될 수도 있다. 일부의 실시형태들에서, 송신 회로 (1350) 는 구동기 회로 (1350) 에 의해 제공된 신호의 주파수에서 공진하도록 구성된 송신 코일 (또는 루프 안테나) 을 포함할 수도 있다. 송신 회로 (1350) 는 위에서 설명된 바와 같이 수신기 (608a, 608b, 및/또는 608c) 를 충전하거나 급전하기 위하여 전력을 무선으로 출력하도록 구성될 수도 있다. 송신 회로 (1350) 는 또한, 전력을 복수의 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 에 무선으로 송신하도록 구성될 수도 있다. 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 의 각각은, 송신 회로 (1350) 가 필터 회로 (1326) 에 의해 변환될 수도 있는 복소 임피던스 값들의 폭넓은 범위를 포함할 수도 있도록 송신 회로 (1350) 에 의해 보여진 임피던스를 변경할 수도 있다. 필터 회로 (1326) 는 임피던스 값을, 그것이 저항에 대응하는 실수부 및 리액턴스에 대응하는 허수부를 갖는 복소 임피던스 값이 되도록 비-제로 리액턴스를 가지는 값으로 변환할 수도 있다.
일부의 실시형태들에서, 필터 회로 (1326) 는 수동 회로일 수도 있고, 추가된 로직 또는 제어 신호들이 동작할 것을 요구하지 않을 수도 있다. 필터 회로 (1326) 는 저역 통과 필터 회로 (1324) 일 수도 있다. 폭넓게 다양한 필터 회로 구성들이 예시적인 실시형태들에 따라 이용될 수도 있고, 본원에서의 원리들에 따라 설명된 바와 같이 선택될 수도 있다는 것을 인식해야 한다.
구동기 회로 (1324) 에 의해 제공된 전력의 양은 구동기 회로 (1324) 에 의해 보여진 임피던스의 저항 부분의 양이 증가함에 따라 증가하도록 구성될 수도 있다. 이것은 더 많은 무선 전력 수신기들 (608a, 608b, 및 608c) 이 송신 회로 (1350) 로부터 전력을 수신할 때에 효율을 유지하면서 더 높은 전력을 연속적으로 전달하는 것을 허용할 수도 있다. 또한, 필터 회로 (1326) 는, 최대 전력이 제공될 수도 있는 구동기 회로 (1324) 에 의해 보여진 임피던스의 크기가 구동기 회로 (1324) 의 최대 효율이 제공되는 구동기 회로 (1324) 에 의해 보여진 임피던스의 크기보다 더 높도록 허용할 수도 있다. 이와 같이, 구동기 회로 (1324) 는 저항들 (즉, 실수 임피던스 값들) 의 범위 상에서 정전류원으로서 수행할 수도 있다. 위에서 설명된 바와 같이, 구동기 회로 (1324) 는 클래스 E 증폭기, 또는 스위칭 증폭기와 같은 다른 증폭기일 수도 있다. 구동기 회로 (1324) 는 위에서 설명된 바와 같이 다른 타입들의 증폭기들을 포함할 수도 있다. 그러나, 중요하게도, 어떤 실시형태들에서는, 클래스 D 회로가 전압원처럼 작동할 것이다.
필터 회로 (1326) 로서 도시되어 있지만, 본원에서 설명된 원리들에 따르면, 다른 타입들의 회로들, 컴포넌트들, 또는 모듈들이 임피던스 값들의 범위를 구동기 회로 (1324) 가 매우 효율적인 복소 값으로 변환하기 위하여 위에서 설명된 바와 같은 임피던스 변환의 타입을 수행하기 위하여 이용될 수도 있다는 것을 추가로 인식해야 한다.
도 13 을 참조하여 설명된 바와 같이, 필터 회로 (1326) 의 기능들 중의 하나는 구동기 회로 (1324) 에 의해 생성된 원하지 않는 고조파들을 제거하기 위한 것이다. 하나의 양태에서, 고조파들은 송신 회로 (1350) 로부터의 바람직하지 않은 방출들을 초래할 수도 있다. 이와 같이, 필터 회로 (1326) 는 위에서 설명된 바와 같이 임피던스 변환을 수행할 뿐만 아니라, 방출들을 감소시켜서 스펙트럼 방출 용건들을 충족시키기 위하여, 송신 회로 (1350) 로부터의 방출들을 감소시키도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 위에서 설명된 바와 같이, 필터 회로 (1326) 는 송신 회로 (1350) 의 방사된 방출들 및 행해진 방출들을 거부하고 수신기로부터 송신기로의 결합을 감소시킬 수 있는 7 차인 저역 통과 필터일 수도 있다. 하나의 실시형태에서, 필터 회로 (1326) 는 실질적으로 20 내지 250 MHz 사이의 송신기의 방사된 방출들 및 행해진 방출들을 감소/거부하도록 구성될 수도 있다. 필터 회로 (1326) 는 또한, 상이한 애플리케이션들 및 전력 요건들 또는 상이한 동작 주파수들에 따라 다른 주파수 범위들에서의 방출들을 거부하도록 구성될 수도 있다.
도 23 은 예시적인 실시형태에 따른, 송신 회로부 (2300) 의 일부분의 또 다른 개략도이다. 송신 회로부 (2300) 는 방출들의 감소를 위한 다른 컴포넌트들에 추가하여, 듀얼 구동기 회로들 (2324) 을 포함하는 예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 구동기 회로 (2324) 및 송신 회로 (2350) 로부터 전력 소스 (2302) 로의 방출들을 감소시키도록 구성된 제 1 필터 회로 (2360) 및 대역통과 커패시터 (2370) 가 포함된다. 일부의 실시형태들에서, 송신 회로부 (2300) 는 VDD 상에서 분로 커패시터를 포함할 수 있다. 2360 에서의 인덕터들은 공통 모드 초크 (common mode choke) 일 수도 있다. 구동기 회로 (2324) 는 도시된 바와 같이 제 3 필터 회로 (2323) 를 통해 송신 회로 (2350) 를 구동하는 듀얼 클래스 E 증폭기들 (2324) 을 포함한다. 제 3 필터 회로 (2323) (듀얼 필터 회로들) 는 위에서 설명된 바와 같이 임피던스 변환을 수행하도록 구성된다. 제 3 필터 회로 (2323) 는 또한, 위에서 설명된 바와 같이 송신 회로 (2350) 의 방출들을 감소시키도록 구성될 수 있다.
도 24 는 구동기 회로 (1324) 에 나타내어진 부하 임피던스의 실수 및 허수 컴포넌트들의 함수로서 도 13 에서와 같은 구동기 회로 (1324) 로부터의 전력 출력에 대한 측정된 결과들을 도시한다. 측정된 결과들은 위에서 설명된 바와 같이, 그리고 임피던스 Zload(XFRM) 이 구동기 회로 (1324) 에 나타내어질 때에 전력 등고선들을 도시한다. 도시된 바와 같이, 전력 출력은 Xload 에 대략 독립적인 반면, 임의의 Xload 에서는 Rload 에 대해 증가한다.
위에서 설명된 방법들의 다양한 동작들은 다양한 하드웨어 및/또는 소프트웨어 컴포넌트(들), 회로들, 및/또는 모듈(들)과 같이, 동작들을 수행할 수 있는 임의의 적당한 수단에 의해 수행될 수도 있다. 일반적으로, 도면들에서 예시된 임의의 동작들은 동작들을 수행할 수 있는 대응하는 기능적 수단에 의해 수행될 수도 있다. 예를 들어, 송신하는 수단은 송신 회로를 포함할 수도 있다. 구동하는 수단은 구동기 회로를 포함할 수도 있다. 필터링하는 수단은 필터 회로를 포함할 수도 있다.
당해 분야의 숙련자들은 정보 및 신호들이 다양한 상이한 기술들 및 기법들 중의 임의의 것을 이용하여 표현될 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 설명의 전반에 걸쳐 참조될 수도 있는 데이터, 명령들, 커맨드들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들, 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기파들, 자기장들 또는 입자들, 광학 필드들 또는 입자들, 또는 그 임의의 조합에 의해 표현될 수도 있다.
숙련자들은 본원에서 개시된 예시적인 실시형태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리적 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어 또는 둘 모두의 조합들로서 구현될 수도 있다는 것을 추가로 인식할 것이다. 하드웨어 및 소프트웨어의 이 교환가능성을 명확하게 예시하기 위하여, 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들, 및 단계들은 일반적으로 그 기능성의 측면에서 위에서 설명되었다. 이러한 기능성이 하드웨어 또는 소프트웨어로서 구현되는지 여부는 특별한 애플리케이션 및 전체 시스템에 부과된 설계 제약들에 종속된다. 숙련된 기술자들은 각각의 특별한 애플리케이션을 위한 다양한 방법들로 설명된 기능성을 구현할 수도 있지만, 이러한 구현 판정들은 발명의 예시적인 실시형태들의 범위로부터의 이탈을 야기시키는 것으로 해석되지 않아야 한다.
본원에서 개시된 예시적인 실시형태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리적 블록들, 모듈들, 및 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그래밍가능한 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그래밍가능한 로직 디바이스, 개별 게이트 또는 트랜지스터 로직, 개별 하드웨어 컴포넌트들, 또는 본원에서 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 그 임의의 조합으로 구현되거나 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 대안적으로, 프로세서는 임의의 기존의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신 (state machine) 일 수도 있다. 프로세서는 또한, 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 예를 들어, DSP 및 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 이러한 구성으로서 구현될 수도 있다.
본원에서 개시된 예시적인 실시형태들과 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계들은 직접 하드웨어에서, 프로세서에 의해 실행된 소프트웨어 모듈에서, 또는 이 둘의 조합에서 구체화될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 랜덤 액세스 메모리 (RAM), 플래시 메모리, 판독 전용 메모리 (ROM), 전기적 프로그래밍가능한 ROM (EPROM), 전기적 소거가능 프로그래밍가능한 ROM (EEPROM), 레지스터들, 하드 디스크, 착탈식 디스크, CD ROM, 또는 당해 분야에서 알려진 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수도 있다. 예시적인 저장 매체는, 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독할 수도 있고 정보를 저장 매체에 기록할 수도 있도록 프로세서에 결합된다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서에 일체적일 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 내에 상주할 수도 있다. ASIC 은 사용자 단말 내에 상주할 수도 있다. 대안적으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말 내에 별개의 컴포넌트들로서 상주할 수도 있다.
하나 이상의 예시적인 실시형태들에서는, 설명된 기능들이 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 그 임의의 조합에서 구현될 수도 있다. 소프트웨어에서 구현될 경우, 기능들은 하나 이상의 명령들 또는 코드로서, 컴퓨터 판독가능한 매체 상에 저장되거나, 컴퓨터 판독가능한 매체를 통해 송신될 수도 있다. 컴퓨터 판독가능한 매체들은, 하나의 장소로부터 또 다른 장소로의 컴퓨터 프로그램의 전송을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체들 및 컴퓨터 저장 매체들 양자를 포함한다. 저장 매체들은 컴퓨터에 의해 액세스될 수도 있는 임의의 이용가능한 매체들일 수도 있다. 제한이 아닌 예로서, 이러한 컴퓨터 판독가능한 매체들은 RAM, ROM, EEPROM, CD ROM 또는 다른 광학 디스크 저장, 자기 디스크 저장, 또는 다른 자기 저장 디바이스들, 또는 명령들 또는 데이터 구조들의 형태로 원하는 프로그램 코드를 반송 또는 저장하기 위해 이용될 수도 있으며 컴퓨터에 의해 액세스될 수도 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수도 있다. 또한, 임의의 접속은 컴퓨터 판독가능한 매체로 적절하게 칭해진다. 예를 들어, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 트위스트 페어 (twisted pair), 디지털 가입자 회선 (digital subscriber line; DSL), 또는 무선 기술들 예컨대, 적외선, 라디오 (radio), 및 마이크로파 (microwave) 를 이용하여, 웹사이트, 서버, 또는 다른 원격 소스로부터 소프트웨어가 송신될 경우, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 트위스트 페어, DSL, 또는 무선 기술들 예컨대, 적외선, 라디오, 및 마이크로파는 매체의 정의 내에 포함된다. 본원에서 이용된 바와 같은 디스크 (disk) 및 디스크 (disc) 는 컴팩트 디스크 (compact disc; CD), 레이저 디스크 (laser disc), 광학 디스크 (optical disc), 디지털 다기능 디스크 (digital versatile disc; DVD), 플로피 디스크 (floppy disk) 및 블루레이 디스크 (blu ray disc) 를 포함하고, 여기서, 디스크 (disk) 들은 통상 데이터를 자기적으로 재생하는 반면, 디스크 (disc) 들은 데이터를 레이저로 광학적으로 재생한다. 상기의 조합들은 또한 컴퓨터 판독가능한 매체들의 범위 내에 포함되어야 한다.
본원에서 이용된 바와 같이, 용어 "결정하는 것" 은 폭넓게 다양한 액션 (action) 들을 망라한다. 예를 들어, "결정하는 것" 은 계산하는 것, 컴퓨팅하는 것, 프로세싱하는 것, 유도하는 것, 조사하는 것, 룩업 (look up) (예를 들어, 테이블, 데이터베이스 또는 또 다른 데이터 구조에서 룩업) 하는 것, 확인하는 것 등을 포함할 수 있다. 또한, "결정하는 것" 은 수신하는 것 (예를 들어, 정보를 수신하는 것), 액세스하는 것 (예를 들어, 메모리에서 데이터를 액세스하는 것) 등을 포함할 수 있다. 또한, "결정하는 것" 은 해결하는 것, 선택하는 것, 선정하는 것, 구축하는 것 등을 포함할 수 있다.
본원에서 개시된 방법들은 설명된 방법을 달성하기 위한 하나 이상의 단계들 또는 액션들을 포함한다. 방법 단계들 및/또는 액션들은 청구의 범위로부터 이탈하지 않으면서 서로 상호 교환될 수도 있다. 다시 말해서, 단계들 또는 액션들의 특정 순서가 특정되지 않으면, 특정 단계들 및/또는 액션들의 순서 및/또는 이용은 청구항들의 범위로부터 이탈하지 않으면서 수정될 수도 있다.
개시된 예시적인 실시형태들의 이전 설명은 당해 분야의 숙련자가 본 발명을 제조하거나 이용하는 것을 가능하게 하도록 제공된다. 이 예시적인 실시형태들에 대한 다양한 수정들은 당해 분야의 숙련자들에게 용이하게 명백할 것이고, 본원에서 정의된 일반적인 원리들은 발명의 사상 또는 범위로부터 이탈하지 않으면서 다른 실시형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 본원에서 도시된 예시적인 실시형태들에 제한되도록 의도된 것이 아니라, 본원에서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일관되는 가장 넓은 범위를 따르도록 하기 위한 것이다.

Claims (31)

  1. 송신기 장치로서,
    효율 및 전력 출력 레벨을 특징으로 한 구동기 회로로서, 상기 구동기 회로는 임피던스를 가지는 송신 회로에 전기적으로 접속되고, 복소 임피던스 범위 내의 상기 송신 회로의 상기 임피던스는 저항 및 리액티브 변동들을 포함하고, 상기 복소 임피던스 범위는 최소 실수 임피던스 값, 최대 실수 임피던스, 최소 허수 임피던스 값, 및 최대 허수 임피던스 값에 의해 정의되고, 상기 최대 실수 임피던스 값 대 상기 최소 실수 임피던스 값의 비율은 적어도 2 대 1 이고, 상기 최대 허수 임피던스 값 및 상기 최소 허수 임피던스 값 사이의 차이의 크기는 상기 최소 실수 임피던스 값 및 상기 최대 실수 임피던스 값 사이의 차이의 크기의 적어도 2 배인, 상기 구동기 회로; 및
    상기 구동기 회로에 전기적으로 접속되고, 상기 임피던스가 상기 복소 임피던스 범위 내에 있을 때에 상기 구동기 회로의 최대 효율의 20 % 내에 있는 레벨에서 상기 구동기 회로의 상기 효율을 유지하기 위하여 상기 송신 회로의 상기 임피던스를 수정하도록 구성된 필터 회로를 포함하며,
    상기 필터 회로는 또한, 상기 복소 임피던스 범위 내의 상기 리액티브 변동들에 관계 없이 실질적으로 일정한 전력 출력 레벨을 유지하도록 구성되고,
    상기 필터 회로는 또한, 상기 전력 출력 레벨 및 상기 복소 임피던스 범위 내의 상기 저항 변동들 사이에 실질적으로 선형 관계를 유지하도록 구성되는, 송신기 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 비율은 적어도 5 대 1 또는 적어도 10 대 1 중 하나인, 송신기 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 최소 실수 임피던스 값은 실질적으로 1 옴 (ohm) 이고, 상기 최대 실수 임피던스 값은 실질적으로 50 옴이며, 상기 최소 허수 임피던스 값은 실질적으로 -50j 옴이고, 상기 최대 허수 임피던스 값은 실질적으로 +50j 옴인, 송신기 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 최소 실수 임피던스 값은 실질적으로 1 옴이고, 상기 최대 실수 임피던스 값은 실질적으로 100 옴이며, 상기 최소 허수 임피던스 값은 실질적으로 -100j 옴이고, 상기 최대 허수 임피던스 값은 실질적으로 +100j 옴인, 송신기 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 회로는 상기 필터 회로의 출력에 전기적으로 접속된 송신 코일을 포함하며, 상기 송신 코일은 하나 이상의 수신기 디바이스들을 충전하거나 급전하는데 충분한 레벨에서 전력을 무선으로 송신하도록 구성되는, 송신기 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 회로는 하나 이상의 수신기 디바이스들을 충전하거나 급전하는데 충분한 레벨에서 전력을 무선으로 송신하도록 구성되며, 상기 송신 회로로부터 전력을 수신하기 위한 상기 하나 이상의 수신기 디바이스의 포지셔닝은 상기 송신 회로의 상기 임피던스에서의 상기 실수 및 리액티브 변동들을 야기하는, 송신기 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 구동기 회로는 스위치, 스위치 분로 커패시터, 및 직렬 인덕터를 포함하는 클래스 E 증폭기 회로를 포함하는, 송신기 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 필터 회로는 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들을 포함하며, 상기 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들 및 상기 직렬 인덕터의 값들은 상기 임피던스의 상기 수정으로 하여금, 상기 효율 및 상기 전력 출력 레벨을 유지하게 하도록 선택되는, 송신기 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들은 접지에, 그리고 상기 구동기 회로 및 상기 송신 회로 사이에 전기적으로 결합된 단일 분로 커패시터 망으로 이루어지는, 송신기 장치.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 직렬 인덕터는 상기 구동기 회로 및 상기 필터 회로 사이에 상기 임피던스의 리액티브 시프트를 야기하도록 구성되는, 송신기 장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 최소 실수 임피던스 값 및 상기 최대 실수 임피던스 값은 상기 저항 변동들에 대응하고, 상기 최소 허수 임피던스 값 및 상기 최대 허수 임피던스 값은 리액티브 변동들에 대응하는, 송신기 장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 전력 출력 레벨은 상기 임피던스의 저항 부분의 양이 증가함에 따라 증가하는, 송신기 장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    공진 회로를 형성하기 위하여 커패시터에 직렬로 전기적으로 접속된 인덕턴스를 가지는 코일을 포함하는 상기 송신 회로를 더 포함하며,
    상기 구동기 회로는, 스위치, 스위치 분로 커패시터, 및 상기 구동기 회로의 출력에 전기적으로 접속된 직렬 인덕터를 포함하는 스위칭 증폭기 회로를 포함하고,
    상기 필터 회로는 상기 구동기 회로 및 상기 송신 회로 사이에 전기적으로 접속되고, 상기 필터 회로는 단일 분로 커패시터 망을 단독으로 포함하는, 송신기 장치.
  14. 송신기 장치로서,
    상기 필터 회로는 :
    반원의 반경에 대응하는 제 1 값 Rd 로서, 상기 반원은 구동기 회로의 효율이 상기 구동기 회로의 최대 효율의 적어도 20 % 내에 있는 값들에 대응하는 상기 반원의 둘레를 따른 복소 임피던스 값들의 세트에 의해 정의되는, 상기 제 1 값 Rd; 및
    상기 필터 회로의 입력에서의 Rd 와 동일한 원하는 변환된 임피던스를 초래하는 상기 필터 회로의 부하에서의 실수 임피던스 값에 대응하는 제 2 값 R0
    으로부터 유도되어 선택된 값들을 갖는 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들을 포함하는, 송신기 장치.
  15. 무선 전력 송신기 디바이스를 위한 필터 회로의 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법으로서,
    상기 필터 회로는 구동기 회로 및 송신 회로 사이에 전기적으로 접속되며, 상기 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법은 :
    상기 구동기 회로의 효율이 임계값보다 위인 복소 임피던스 값들의 제 1 세트를 결정하는 단계로서, 상기 복소 임피던스 값들의 제 1 세트는 반원 경로를 따른 복소 임피던스 값들에 실질적으로 맵핑하는, 상기 복소 임피던스 값들의 제 1 세트를 결정하는 단계;
    상기 구동기 회로의 전력 출력이 실질적으로 일정한 복소 임피던스 값들의 제 2 세트를 결정하는 단계로서, 상기 복소 임피던스 값들의 제 2 세트는 상기 반원에 직교하며 최대치에서 상기 반원과 교차하는 완전 원 경로를 따른 값들에 실질적으로 맵핑하는, 상기 복소 임피던스 값들의 제 2 세트를 결정하는 단계; 및
    상기 송신 회로의 가변 복소 임피던스를 상기 복소 임피던스 값들의 제 1 세트 및 상기 복소 임피던스 값들의 제 2 세트로부터 유도된 복소 임피던스 값들로 수정하는 임피던스 변환을 제공하기 위하여 상기 컴포넌트 값들을 선택하는 단계를 포함하는, 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 컴포넌트 값들을 선택하는 단계는 :
    상기 반원의 반경에 대응하는 제 1 값 Rd 를 결정하는 단계;
    상기 필터 회로의 입력에서의 상기 값 Rd 와 동일한 원하는 변환된 임피던스를 초래하는 상기 필터 회로의 부하에서의 실수 임피던스 값에 대응하는 제 2 값 R0 을 결정하는 단계; 및
    Rd 및 R0 으로부터 유도된 상기 값들에 기초하여 상기 필터 회로의 상기 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 단계를 포함하는, 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    제 1 리액티브 컴포넌트 X1 의 제 1 컴포넌트 값은 등식 :
    Figure pct00005

    에 따라 선택되는, 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    제 2 리액티브 컴포넌트 X2 의 제 2 컴포넌트 값은 등식 :
    Figure pct00006

    에 따라 선택되는, 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    제 3 리액티브 컴포넌트 X3 의 제 3 컴포넌트 값은 등식 :
    Figure pct00007

    에 따라 선택되는, 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들의 컴포넌트 값들을 선택하는 방법.
  20. 효율 및 전력 출력 레벨을 특징으로 한 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법으로서,
    상기 구동기 회로는 임피던스를 가지는 송신 회로에 전기적으로 접속되고, 복소 임피던스 범위 내의 상기 송신 회로의 상기 임피던스는 저항 및 리액티브 변동들을 포함하고, 상기 복소 임피던스 범위는 최소 실수 임피던스 값, 최대 실수 임피던스, 최소 허수 임피던스 값, 및 최대 허수 임피던스 값에 의해 정의되고, 상기 최대 실수 임피던스 값 대 상기 최소 실수 임피던스 값의 비율은 적어도 2 대 1 이고, 상기 최대 허수 임피던스 값 및 상기 최소 허수 임피던스 값 사이의 차이의 크기는 상기 최소 실수 임피던스 값 및 상기 최대 실수 임피던스 값 사이의 차이의 크기의 적어도 2 배이며, 상기 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법은 :
    상기 임피던스가 상기 복소 임피던스 범위 내에 있을 때에 상기 구동기 회로의 최대 효율의 20 % 내에 있는 레벨에서 상기 구동기 회로의 상기 효율을 유지하기 위하여 상기 송신 회로의 상기 임피던스를 수정하는 단계;
    상기 복소 임피던스 범위 내의 상기 리액티브 변동들에 관계 없이 실질적으로 일정한 전력 출력 레벨을 유지하는 단계; 및
    상기 전력 출력 레벨 및 상기 복소 임피던스 범위 내의 상기 저항 변동들 사이에 실질적으로 선형 관계를 유지하는 단계를 포함하는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 비율은 적어도 5 대 1 또는 적어도 10 대 1 중 하나인, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 최소 실수 임피던스 값은 실질적으로 1 옴 (ohm) 이고, 상기 최대 실수 임피던스 값은 실질적으로 50 옴이며, 상기 최소 허수 임피던스 값은 실질적으로 -50j 옴이고, 상기 최대 허수 임피던스 값은 실질적으로 +50j 옴인, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 최소 실수 임피던스 값은 실질적으로 1 옴이고, 상기 최대 실수 임피던스 값은 실질적으로 100 옴이며, 상기 최소 허수 임피던스 값은 실질적으로 -100j 옴이고, 상기 최대 허수 임피던스 값은 실질적으로 +100j 옴인, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  24. 제 20 항에 있어서,
    하나 이상의 수신기 디바이스들을 충전하거나 급전하는데 충분한 레벨에서 전력을 무선으로 송신하는 단계를 더 포함하는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  25. 제 20 항에 있어서,
    하나 이상의 수신기 디바이스들을 충전하거나 급전하는데 충분한 레벨에서 전력을 무선으로 송신하는 단계를 더 포함하며,
    상기 송신 회로로부터 전력을 수신하기 위한 상기 하나 이상의 수신기 디바이스의 포지셔닝은 상기 송신 회로의 상기 임피던스에서의 상기 실수 및 리액티브 변동들을 야기하는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  26. 제 20 항에 있어서,
    상기 구동기 회로는 스위치, 스위치 분로 커패시터, 및 직렬 인덕터를 포함하는 클래스 E 증폭기 회로를 포함하는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 수정하는 단계는 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들을 포함하는 필터 회로에 있으며, 상기 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들 및 상기 직렬 인덕터의 값들은 상기 임피던스의 상기 수정으로 하여금, 상기 효율 및 상기 전력 출력 레벨을 유지하게 하도록 선택되는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 리액티브 컴포넌트들은 접지에, 그리고 상기 구동기 회로 및 상기 송신 회로 사이에 전기적으로 결합된 단일 분로 커패시터 망으로 이루어지는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 구동기 회로 및 상기 필터 회로 사이에 상기 임피던스의 리액티브 시프트를 야기하는 단계를 더 포함하는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  30. 제 20 항에 있어서,
    상기 최소 실수 임피던스 값 및 상기 최대 실수 임피던스 값은 상기 저항 변동들에 대응하고, 상기 최소 허수 임피던스 값 및 상기 최대 허수 임피던스 값은 리액티브 변동들에 대응하는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
  31. 제 20 항에 있어서,
    상기 임피던스의 저항 부분의 양이 증가함에 따라 전력 출력 레벨을 증가시키는 단계를 더 포함하는, 구동기 회로의 임피던스를 조절하는 방법.
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