JP2016513448A - ドライバ回路性能改善のためのインピーダンス変換回路網 - Google Patents

ドライバ回路性能改善のためのインピーダンス変換回路網 Download PDF

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Abstract

本開示は、高調波放射を減少させるためのシステム、方法、および装置を提供する。本開示の一態様は、送信機装置を提供する。この送信機装置は、効率および電力出力レベルを特徴とするドライバ回路を含む。このドライバ回路は、インピーダンスを有する送信回路に電気的に接続される。送信回路のインピーダンスは、抵抗性変化とリアクタンス性変化とを含む複素インピーダンス範囲内にあり、この複素インピーダンス範囲は、最小実インピーダンス値、最大実インピーダンス値、最小虚数インピーダンス値、および最大虚数インピーダンス値によって定義される。このドライバ回路は、ドライバ回路に電気的に接続され、インピーダンスが複素インピーダンス範囲内にあるとき、ドライバ回路の効率をドライバ回路の最高効率の20%以内であるレベルに維持するように送信回路のインピーダンスを修正するように構成されたフィルタ回路をさらに含む。このフィルタ回路は、複素インピーダンス範囲内のリアクタンス性変化にかかわらず、実質的に一定の電力出力レベルを維持するようにさらに構成される。このフィルタ回路は、電力出力レベルと複素インピーダンス範囲内の抵抗性変化との間の実質的に線形の関係を維持するようにさらに構成される。

Description

本発明は、一般に、ワイヤレス電力に関する。より具体的には、本開示は、広い抵抗および反応範囲にわたって変化する負荷を駆動する送信回路の効率および電力出力を改善することを対象とする。
ますます多くの様々な電子デバイスは、充電式バッテリを介して電力供給されるようになっている。そのようなデバイスには、モバイルフォン、ポータブル音楽プレーヤ、ラップトップコンピュータ、タブレットコンピュータ、コンピュータ周辺デバイス、通信デバイス(たとえば、ブルートゥースデバイス)、デジタルカメラ、補聴器などを含む。バッテリ技術が改善されてきたが、バッテリ式電子デバイスが必要として消費する電力の量は、ますます増加している。したがって、これらのデバイスは、再充電を常に必要とする。充電式デバイスは、電源に物理的に接続されるケーブルまたは他の類似のコネクタを必要とする有線接続を介して充電されることが多い。ケーブルおよび類似のコネクタは、不便または煩わしいことがあり、他の欠点もある。充電式電子デバイスを充電するために使用される自由空間内の電力を伝達することが可能なワイヤレス充電システムは、有線充電の解決策の欠陥のいくつかを克服することができる。
Raab、「Effects of Circuit Variations on the class E Tuned Power Amplifier」(IEEE Journal of Solid State Circuits、SC-13巻、第2号、1978年)
したがって、充電式電子デバイスを充電するために電力を効率的および安全に伝達するワイヤレス充電システムおよび方法が望ましい。
添付の特許請求の範囲内のシステム、方法、およびデバイスの様々な実装形態は各々いくつかの態様を有し、そのどの態様も、本明細書で説明する望ましい属性に単独で関与することはない。本明細書では、添付の特許請求の範囲を限定することなく、いくつかの目立つ特徴について説明する。
明細書で説明される主題の1つまたは複数の実装形態の詳細は、添付の図面および以下の説明に記載される。他の特徴、態様、および利点は、説明、図面、および特許請求の範囲から明らかになるであろう。以下の図の相対寸法は一定の縮尺で示されないことがあることに留意されたい。
本開示で説明する主題の一態様は、送信機装置を提供する。この送信機装置は、効率および電力出力レベルを特徴とするドライバ回路を含む。このドライバ回路は、インピーダンスを有する送信回路に電気的に接続される。送信回路のインピーダンスは、抵抗性変化とリアクタンス性変化とを含む複素インピーダンス範囲内にある。この複素インピーダンス範囲は、最小実インピーダンス値、最大実インピーダンス値、最小虚数インピーダンス値、および最大虚数インピーダンス値によって定義される。最大実インピーダンス値と最小実インピーダンス値の比は、少なくとも2対1である。最大虚数インピーダンス値と最小虚数インピーダンス値との間の差の大きさは、最小実インピーダンス値と最大実インピーダンス値との間の差の大きさの少なくとも2倍である。送信機装置は、ドライバ回路に電気的に接続され、インピーダンスが複素インピーダンス範囲内にあるとき、ドライバ回路の効率をドライバ回路の最高効率の20%以内であるレベルに維持するように送信回路のインピーダンスを修正するように構成されたフィルタ回路をさらに含む。このフィルタ回路は、複素インピーダンス範囲内のリアクタンス性変化にかかわらず、実質的に一定の電力出力レベルを維持するようにさらに構成される。このフィルタ回路は、電力出力レベルと複素インピーダンス範囲内の抵抗性変化との間の実質的に線形の関係を維持するようにさらに構成される。
本開示で説明する主題の別の態様は、送信機装置を提供する。この送信機装置は、スイッチとスイッチシャントキャパシタとドライバ回路の出力に電気的に接続された直列インダクタとを備えるスイッチング増幅回路を含むドライバ回路を含む。この送信機装置は、共振回路を形成するようにキャパシタに直列に電気的に接続されたインダクタンスを有するコイルを備えた送信回路をさらに含む。この送信機装置は、ドライバ回路と送信回路との間に電気的に接続されたフィルタ回路であって、単一シャントキャパシタ回路網のみを備えるフィルタ回路をさらに含む。
本開示で説明する主題のさらに別の態様は、ワイヤレス電力送信機デバイス用のフィルタ回路の1つまたは複数のリアクタンス性構成要素の構成要素値を選択する方法を提供する。このフィルタ回路は、ドライバ回路と送信回路との間に電気的に接続される。方法は、ドライバ回路の効率が閾値を上回る複素インピーダンス値の第1のセットを決定することを含む。この複素インピーダンス値の第1のセットは、半円経路に沿って複素インピーダンス値に実質的にマッピングされる。方法は、ドライバ回路の電力出力が実質的に一定である複素インピーダンス値の第2のセットを決定することをさらに含む。この複素インピーダンス値の第2のセットは、半円に直交し最大値で半円と交差する全円経路に沿って値に実質的にマッピングされる。方法は、送信回路の可変複素インピーダンスを複素インピーダンス値の第1のセットおよび第2のセットから得られた複素インピーダンス値に修正するインピーダンス変換を提供するように構成要素値を選択することをさらに含む。
本開示で説明する主題の別の態様は、送信機装置を提供する。この送信機装置は、効率および電力出力レベルを特徴とするドライバ回路を含む。このドライバ回路は、インピーダンスを有する送信回路に電気的に接続される。送信回路のインピーダンスは、抵抗性変化とリアクタンス性変化とを含む複素インピーダンス範囲内にある。送信機装置は、ドライバ回路に電気的に接続され、送信回路のインピーダンスを修正するように構成されたフィルタ回路をさらに含む。このフィルタ回路は、第1の値および第2の値から選択された値を有する1つまたは複数のリアクタンス性構成要素を有する。第1の値Rdは、半円の半径に対応する。この半円は、ドライバ回路の効率がドライバ回路の最高効率の少なくとも20%以内である値に対応する半円の周辺部に沿った複素インピーダンス値のセットによって定義される。第2の値R0は、所望の変換されたインピーダンスがフィルタ回路の入力においてRdに等しいことをもたらす、フィルタ回路の負荷における実インピーダンス値に対応する。
本発明の例示的な実施形態による例示的なワイヤレス電力伝達システムの機能ブロック図である。 本発明の例示的な様々な実施形態による、図1のワイヤレス電力伝達システムにおいて使用され得る例示的な構成要素の機能ブロック図である。 本発明の例示的な実施形態による、送信コイルまたは受信コイルを含む図2の送信回路または受信回路の一部分の概略図である。 本発明の例示的な実施形態による、図1のワイヤレス電力伝達システムにおいて使用され得る送信機の機能ブロック図である。 本発明の例示的な実施形態による、図1のワイヤレス電力伝達システムにおいて使用され得る受信機の機能ブロック図である。 本発明の例示的な様々な実施形態による、図2に示される例示的なワイヤレス電力伝達システムの機能ブロック図であり、送信機は、電力を複数の受信機にワイヤレスに提供することができる。 本発明の例示的な実施形態による、図6の送信機において使用され得るドライバ回路の概略図である。 ワイヤレス電力送信機の動作中にドライバ回路に提示され得る複素インピーダンスの例示的な範囲を示す図である。 図7のドライバ回路の効率および出力電力をドライバ回路の負荷の実インピーダンスの関数として示すプロットである。 図7に示されるドライバ回路の効率を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す等高線プロットである。 図7に示されるドライバ回路の電力出力および最高効率の等高線を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す等高線プロットである。 図7に示されるドライバ回路の選択された電力出力の等高線および最高効率の等高線を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す別のプロットである。 図7に示されるドライバ回路の電力出力および効率を示す、図10Bと比較して対応する測定された結果を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す図である。 図7に示されるドライバ回路の電力出力および効率を示す、図10Bと比較して対応する測定された結果を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す図である。 図7に示されるドライバ回路の電力出力および効率を示す、図10Bと比較して対応する測定された結果を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す図である。 図7に示されるドライバ回路の電力出力および効率を示す、図10Bと比較して対応する測定された結果を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す図である。 本発明の例示的な実施形態による、フィルタ回路を含む、図7に示されたドライバ回路の概略図である。 一実施形態による図13の回路の概略図である。 フィルタ回路によって変換されたインピーダンス対高効率等高線にマップされたように送信回路に提示されるインピーダンスを示すプロットである。 送信回路に提示された大きい実範囲にわたりフィルタ回路によって変換されたインピーダンスを示すプロットである。 ドライバ回路の最高効率を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す等高線プロットである。 フィルタ回路によって変換された測定されたインピーダンスを、電力が実質的に一定であり効率が最高である計算値に重ね合わせたものを示すプロットである。 複素インピーダンス範囲とともに提示されるときの、フィルタ回路によって変換されたインピーダンスを示すプロットである。 図12Bのデータに重ね合わされた、フィルタ回路の結果の測定された経路を示す図である。 図11Bのデータに重ね合わされた、フィルタ回路の結果の測定された経路を示す図である。 高効率な送信回路を設計するための例示的な方法の流れ図である。 本発明の例示的な一実施形態による、送信回路の一部分の別の概略図である。 図13に示されるドライバ回路からの電力出力の測定された結果を、ドライバ回路に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す図である。
図面に示される様々な特徴は、一定の縮尺で描かれていないことがある。したがって、様々な特徴の寸法は、見やすいように任意に拡張または縮小されていることがある。さらに、図面のいくつかは、所与のシステム、方法、またはデバイスの構成要素のすべてを示していないことがある。最後に、同じ参照番号は、明細書および図全体を通じて同じ特徴を示すために使用され得る。
添付の図面に関して以下に記載される詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態の説明として意図されたものであり、本発明が実施され得る唯一の実施形態を表すことを意図するものではない。本明細書全体を通じて使用される「例示的な」という用語は、「一例、一実例、または図として役立つこと」を意味し、必ずしも、他の例示的な実施形態よりも好ましい、または有利であると解釈されるべきではない。詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態の完全な理解を提供するための具体的な詳細を含む。本発明の例示的な実施形態は、これらの具体的な詳細なしで実施され得る。いくつかの例では、よく知られている構造およびデバイスが、本明細書で提示される例示的な実施形態の新規性を不明瞭にすることを回避するために、ブロック図の形式で示される。
電力をワイヤレスに伝達することは、物理的電気導体を使用することなく、電場、磁場、電磁場に関連付けられた任意の形態のエネルギーを送信機から受信機に伝達することを指すことがある(たとえば、電力は自由空間を通して伝達され得る)。ワイヤレス場(たとえば磁場)への電力出力は、電力伝達を達成するために「受信側コイル」によって受信されてもよいし、捕捉されてもよいし、これに結合されてもよい。
図1は、本発明の例示的な実施形態による例示的なワイヤレス電力伝達システム100の機能ブロック図である。入力電力102は、エネルギー伝達を提供するための場106を生成するために、電力源(図示せず)から送信機104に提供され得る。受信機108は、場106に結合され、出力電力110に結合されたデバイス(図示せず)による格納または消費のために、出力電力110を生成することができる。送信機104と受信機108の両方は、距離112によって分離される。例示的な一実施形態では、送信機104および受信機108は、相互共振関係に従って構成される。受信機108の共振周波数と送信機104の共振周波数が実質的に同じまたは極めて近いとき、送信機104と受信機108との間の伝達損失は最小である。したがって、ワイヤレス電力伝達は、コイルが極めて近い(たとえば数mm)ことが必要な大型コイルを必要とすることがある純粋に誘導性の解決策とは対照的に、より長い距離にわたって提供され得る。したがって、共振誘導結合技法は、様々な距離にわたる、様々な誘導コイル構成を用いた、効率および電力伝達の改善を可能にすることができる。
受信機108は、受信機108が、送信機104によって生成されたエネルギー場106内にあるとき、電力を受信することができる。場106は、送信機104によって出力されたエネルギーが受信機108によって捕捉され得る領域に対応する。場合によっては、以下でさらに説明するように、場106は、送信機104の「近接場」に対応することができる。
送信機104は、エネルギー伝送を出力するための送信コイル114を含むことができる。受信機108は、エネルギー伝送からエネルギーを受信または捕捉するための受信コイル118をさらに含む。近接場は、送信コイル114から離れるように電力を最小限に放射する送信コイル114内の電流および電荷から生じる強い反応場がある領域に対応することができる。場合によっては、近接場は、送信コイル114の約1波長(またはその一部)内になる領域に対応することができる。送信コイル114および受信コイル118は、それらと関連付けられた適用例およびデバイスに応じたサイズにされる。上記で説明されたように、効率的なエネルギー伝達は、電磁波内のエネルギーのほとんどを遠距離場に伝搬させるのではなく送信コイル114の場106内のエネルギーの大部分を受信コイル118に結合することによって、生じることができる。場106の中に配置されたとき、「結合モード」が、送信コイル114と受信コイル118との間に発生され得る。この結合が生じ得る、送信コイル114および受信コイル118の周りの区域は、本明細書では、結合モード領域と呼ばれる。
図2は、本発明の例示的な様々な実施形態による、図1のワイヤレス電力伝達システム100において使用され得る例示的な構成要素の機能ブロック図である。送信機204は、送信回路206を含むことができ、送信回路206は、発振器222と、ドライバ回路224と、フィルタおよびインピーダンス変換回路226とを含むことができる。発振器222は、周波数制御信号223に応答して調整され得る、468.75KHz、6.78MHz、または13.56MHzなどの所望の周波数で、信号を生成するように構成され得る。発振器信号は、たとえば送信コイル214の共振周波数で送信コイル214を駆動するように構成されたドライバ回路224に提供され得る。ドライバ回路224は、発振器222から方形波を受信して正弦波を出力するように構成されたスイッチング増幅器であってよい。たとえば、ドライバ回路224はE級増幅器であってよい。フィルタおよびインピーダンス変換回路226はまた、高調波または他の望ましくない周波数をフィルタ除去し、送信機204のインピーダンスを送信コイル214に整合させるために含まれることがある。フィルタおよびインピーダンス変換回路226は、単に送信機204のインピーダンスを送信コイル214に整合させる以外の様々なインピーダンス調整を実行するように構成され得る。
受信機208は、受信回路210を含むことができ、受信回路210は、整合回路232(または任意の他のタイプのインピーダンス調整回路)と、AC電力入力からDC電力出力を生成して図2に示されるバッテリ236を充電するまたは受信機108に結合されたデバイス(図示せず)に電力を供給する整流器およびスイッチング回路234とを含むことができる。整合回路232は、受信回路210のインピーダンスを受信コイル218に整合させるために含まれ得る。受信機208および送信機204は、加えて、別個の通信チャネル219(たとえば、ブルートゥース、zigbee、セルラーなど)上で通信することができる。あるいは、受信機208および送信機204は、ワイヤレス場206の特性を使用するバンド内シグナリングを介して通信することができる。
以下でより十分に説明するように、最初は選択的に動作不能にすることが可能な関連付けられた負荷(たとえば、バッテリ236)を有してよい受信機208は、送信機204によって送信され受信機208によって受信される電力の量がバッテリ236を充電するのに適切であるかどうか判断するように構成され得る。さらに、受信機208は、電力の量が適切であると判断すると負荷(たとえば、バッテリ236)をイネーブルにするように構成され得る。いくつかの実施形態では、受信機208は、バッテリ236の充電なしでワイヤレス電力伝達場から受信した電力を直接利用するように構成され得る。たとえば、近距離通信(NFC)または無線周波数識別デバイス(RFID)などの通信デバイスは、ワイヤレス電力伝達場から電力を受信し、ワイヤレス電力伝達場と相互作用するおよび/または受信した電力を利用して送信機204もしくは他のデバイスと通信することによって通信するように構成され得る。
図3は、本発明の例示的な実施形態による、送信コイルまたは受信コイル352を含む図2の送信回路または受信回路の一部分の概略図である。図3に示すように、例示的な実施形態において使用される送信回路350は、コイル352を含むことができる。コイルはまた、「ループ」アンテナ352と呼ばれてもよいし、「ループ」アンテナ352として構成されてもよい。コイル352はまた、本明細書で「磁気」アンテナまたは誘導コイルと呼ばれてもよいし、「磁気」アンテナまたは誘導コイルとして構成されてもよい。「コイル」という用語は、別の「コイル」に結合されるためにエネルギーをワイヤレスに出力するまたは受信することができる構成要素を指すことを意図する。コイルはまた、電力をワイヤレスに出力するまたは受信するように構成されたタイプの「アンテナ」と呼ばれることがある。コイルはまた、電力をワイヤレスに送るまたは受信するように構成されたタイプのワイヤレス電力伝達構成要素とも呼ばれることがある。コイル352は、空心またはフェライトコア(図示せず)などの物理的コアを含むように構成され得る。
上述のように、送信機104と受信機108との間のエネルギーの効率的な伝達は、送信機104と受信機108との間の整合されたまたはほぼ整合された共振中に生じることができる。しかしながら、送信機104と受信機108との間の共振が整合されていないときでも、エネルギーは伝達され得るが、効率は影響され得る。エネルギーの伝達は、送信コイルの場106からのエネルギーを、送信コイルからのエネルギーを自由空間に伝搬するのではなくこの場106が確立される近辺に存在する受信コイルに結合することによって生じる。
ループコイルまたは磁気コイルの共振周波数は、インダクタンスおよびキャパシタンスに基づいている。インダクタンスは、単に、コイル352によって作り出されたインダクタンスであってよいが、キャパシタンスは、コイルのインダクタンスに追加されて所望の共振周波数で共振構造を作製することができる。非限定的な一例として、キャパシタ354およびキャパシタ356は、送信回路350に追加されて、共振周波数で信号358を選択する共振回路を作製することができる。したがって、より大きな直径のコイルでは、ループの直径またはインダクタンスが増加するにつれて、共振を持続させるために必要とされるキャパシタンスの大きさが減少することができる。その上、コイルの直径が増加するにつれて、近接場の効率的なエネルギー伝達区域が増加することができる。他の構成要素を使用して形成された他の共振回路も可能である。別の非限定的な例として、キャパシタは、コイル350の2つの終端の間に並列に配置され得る。送信コイルの場合、コイル352の共振周波数に実質的に対応する周波数を有する信号358は、コイル352への入力であってよい。
一実施形態では、送信機104(図1)は、送信コイル114の共振周波数に対応する周波数を有する時間変動する磁場を出力するように構成され得る。受信機が場106内にあるとき、時間変動する磁場は、受信コイル118内で電流を誘導することができる。上記で説明されたように、受信コイル118が、送信コイル114の周波数で共振するように構成される場合、エネルギーが効率的に伝達され得る。受信コイル118内で誘導されるAC信号は、上記で説明されたように、負荷を充電するまたはこれに電力供給するために提供され得るDC信号を生成するために整流され得る。
図4は、本発明の例示的な実施形態による、図1のワイヤレス電力伝達システムにおいて使用され得る送信機404の機能ブロック図である。送信機404は、送信回路406と、送信コイル414とを含むことができる。送信コイル414は、図3に示されるコイル352であってよい。送信回路406は、送信コイル414の周りでのエネルギー(たとえば、磁力線)の生成をもたらす発振信号を提供することによって、RF電力を送信コイル414に提供することができる。送信機404は、任意の適切な周波数で動作してよい。例として、送信機404は、6.78MHz ISMバンドで動作してよい。
送信回路406は、送信回路406のインピーダンス(たとえば、50オーム)を送信コイル414に整合させるための固定インピーダンス整合回路406と、受信機108(図1)に結合されたデバイスのセルフジャミングを防止するレベルに高調波放射を減少させるように構成された低域フィルタ(LPF)408とを含むことができる。他の例示的な実施形態は、限定するものではないが、他の周波数を通過させながら特定の周波数を減衰させるノッチフィルタを含む異なるフィルタトポロジを含むことができ、コイル414への出力電力またはドライバ回路424によって引き込まれるDC電流などの測定可能な送信メトリクスに基づいて変化され得る適応型インピーダンス整合を含むことができる。送信回路406は、発振器422によって判断されたRF信号を駆動するように構成されたドライバ回路424をさらに含む。送信回路406は、個別のデバイスまたは回路からなってもよいし、または代替的に、一体型アセンブリからなってもよい。送信コイル414からの例示的なRF電力出力は、2.5ワット程度であってよい。
送信回路406は、送信相(またはデューティサイクル)中に発振器422を選択的にイネーブルにするための、発振器422の周波数または位相を調整するための、および付属の受信機によって隣接するデバイスと相互作用するための通信プロトコルを実施するための出力電力レベルを調整するための制御装置410をさらに含むことができる。制御装置410は本明細書ではプロセッサ410と呼ばれることもあることに留意されたい。発振器位相および送信経路内の関連回路の調整は、帯域外放射の減少を可能にすることができる。
送信回路406は、送信コイル414によって生成された近接場の近傍におけるアクティブ受信機の有無を検出するための負荷感知回路416をさらに含むことができる。例として、負荷感知回路416は、以下でさらに説明するように、送信コイル414によって生成される場の近傍におけるアクティブ受信機の有無によって影響され得るドライバ回路424に流れる電流を監視する。ドライバ回路424上での装荷の変化の検出は、エネルギーを送信するために発振器422をイネーブルにするかどうかおよびアクティブ受信機を用いて通信するかどうか判断する際に使用するために制御装置410によって監視される。以下でより十分に説明するように、ドライバ回路424において測定される電流は、無効なデバイスが送信機404のワイヤレス電力伝達領域内に配置されているかどうか判断するために使用されてよい。
送信コイル414は、リッツ線を用いて実施されてもよいし、抵抗損失を低く保つように選択された厚さ、幅、および金属タイプを有するアンテナストリップとして実施されてもよい。一実装形態では、送信コイル414は、一般に、テーブル、マット、ランプ、または携帯性の低い他の構成などの、より大きな構造との関連付けのために構成され得る。したがって、送信コイル414は、一般に、実用的な寸法であるために「巻き」を必要としないことがある。送信コイル414の例示的な実装形態は、「電気的に小さく」(すなわち、波長の一部分)であってよく、キャパシタを使用して共振周波数を定義することによってより低い使用可能な周波数で共振するように同調され得る。
送信機404は、送信機404に関連付けられ得る受信機デバイスの所在およびステータスについての情報を収集および追跡することができる。したがって、送信機回路404は、制御装置410(本明細書ではプロセッサとも呼ばれる)に接続された、存在検出器480と、密閉型検出器460、またはこれらの組合せを含むことができる。制御装置410は、存在検出器480および密閉型検出器460からの存在信号に応答してドライバ回路424によって送出される電力の量を調整することができる。送信機404は、たとえば、建物内に存在する従来のAC電力を変換するAC-DCコンバータ(図示せず)、従来のDC電力源を送信機404に適した電圧に変換するDC-DCコンバータ(図示せず)などのいくつかの電力源を通して電力を受信してもよいし、従来のDC電力源(図示せず)から直接電力を受信してもよい。
非限定的な一例として、存在検出器480は、送信機404のカバレージエリアに挿入された、充電されるべきデバイスの初期存在を感知するために利用されるモーション検出器であってよい。検出の後、送信機404はオンにされてよく、デバイスによって受信されるRF電力は、所定の様式でRxデバイス上のスイッチを切り換えるために使用されてよく、これは、次に、送信機404の駆動点インピーダンスの変更をもたらす。
別の非限定的な例として、存在検出器480は、たとえば赤外線検出、モーション検出、または他の適切な手段によって人間を検出することが可能な検出器であってよい。いくつかの例示的な実施形態では、送信コイル414が特定の周波数で送信することができる電力の量を制限する規定が存在することがある。場合によっては、これらの規定は、電磁放射から人間を保護することが意図される。しかしながら、たとえば、車庫、作業現場、店舗などの、送信コイル414が人間によって占有されない、または人間によって占有されることがまれな区域内に配置される環境が存在することがある。これらの環境に人間がいない場合、通常の電力制限規定よりも上に送信コイル414の電力出力を増加させることが許され得る。言い換えれば、制御装置410は、人間の存在に応答して送信コイル414の電力出力を規定レベル以下に調整し、人間が送信コイル414の電磁場から規定距離の外にいるとき、送信コイル414の電力出力を、規定レベルを上回るレベルに調整することができる。
非限定的な一例として、密閉型検出器460(本明細書では、密閉型区画検出器または密閉型空間検出器とも呼ばれることがある)は、エンクロージャがいつ閉鎖状態または開放状態であるか判断するための感知スイッチなどのデバイスであってよい。送信機が、密閉状態であるエンクロージャ内にあるとき、送信機の電力レベルは増加され得る。
例示的な実施形態では、送信機404が無期限にオンのままではない方法が使用されることがある。この場合、送信機404は、使用者が決定した時間量の後にオフになるようにプログラムされ得る。この特徴によって、送信機404、特にドライバ回路424が、その周辺部にあるワイヤレスデバイスが十分に充電された後、長く稼働することが防止される。このイベントは、デバイスが十分に充電されたという、中継器または受信コイルのいずれかから送られた信号を検出する回路の障害によることがある。送信機404の周辺部に別のデバイスが配置された場合に送信機404が自動的に遮断することを防止するために、送信機404自動オフ機能は、その周辺部で検出されるモーションの欠如の設定期間後にのみ作動され得る。使用者は、不活動時間間隔を決定し、必要に応じて不活動時間間隔を変更することが可能なことがある。非限定的な一例として、この時間間隔は、デバイスが最初は十分に放電されているという仮定の下で特定のタイプのワイヤレスデバイスを十分に充電するために必要とされる時間間隔よりも長くてよい。
図5は、本発明の例示的な実施形態による、図1のワイヤレス電力伝達システムにおいて使用され得る受信機508の機能ブロック図である。受信機508は、受信コイル518を含むことができる受信回路510を含む。受信機508は、受信した電力をデバイス550に提供するために、デバイス550にさらに結合される。受信機508は、デバイス550の外部にあると示されているが、デバイス550に統合されてもよいことに留意されたい。エネルギーは、受信コイル518にワイヤレスに伝搬され、次いで、受信回路510の残部によってデバイス550に結合され得る。例として、充電デバイスには、モバイルフォン、ポータブル音楽プレーヤ、ラップトップコンピュータ、タブレットコンピュータ、コンピュータ周辺デバイス、通信デバイス(たとえば、ブルートゥースデバイス)、デジタルカメラ、補聴器(および他の医用デバイス)などのデバイスを含み得る。
受信コイル518は、送信コイル414(図4)と同じ周波数で、または周波数の指定範囲内で、共振するように同調され得る。受信コイル518は、送信コイル414と同様な寸法にされてもよいし、関連付けられたデバイス550の寸法に基づいて異なるサイズにされてもよい。例として、デバイス550は、送信コイル414の直径または長さよりも小さい直径寸法または長さ寸法を有するポータブル電子デバイスであってよい。そのような一例では、受信コイル518は、同調キャパシタ(図示せず)のキャパシタンス値を減少させ、受信コイルのインピーダンスを増加させるために、マルチターンコイルとして実施され得る。例として、受信コイル518は、コイル直径を最大にし、受信コイル518のループターン(すなわち、巻回)の数および巻回内(inter-winding)キャパシタンスを減少させるために、デバイス550の実質的な円周の周りに配置され得る。
受信回路510は、受信コイル518にインピーダンス整合を提供することができる。受信回路510は、受信したRFエネルギー源を、デバイス550が使用するための充電電力に変換するための電力変換回路506を含む。電力変換回路506は、RF-DCコンバータ508を含み、DC-DCコンバータ510も含むことができる。RF-DCコンバータ508は、受信コイル518で受信されたRFエネルギー信号を、Vrectによって表される出力電圧を有する非交流電力に整流する。DC-DCコンバータ510(または他の電力レギュレータ)は、この整流されたRFエネルギー信号を、VoutおよびIoutによって表される出力電圧および出力電流を有するデバイス550に適合するエネルギーポテンシャル(たとえば、電圧)に変換する。部分的および完全な整流器、レギュレータ、ブリッジ、ダブラー、ならびにリニアコンバータおよびスイッチングコンバータを含む様々なRF-DCコンバータが企図される。
受信回路510は、受信コイル518を電力変換回路506に接続するために、あるいは電力変換回路506を切断するために、スイッチング回路512をさらに含むことができる。電力変換回路506から受信コイル518を切断することは、デバイス550の充電を中断するだけでなく、送信機404(図2)によって「見られる」ように「負荷」を変更することでもある。
上記で開示されたように、送信機404は、送信機電力ドライバ回路410に提供されるバイアス電流の変動を検出することができる負荷感知回路416を含む。したがって、送信機404は、受信機がいつ送信機の近接場に存在するか判断するための機構を有する。
複数の受信機508が送信機の近接場に存在するとき、他の受信機が送信機により効率的に結合されることを可能にするために、1つまたは複数の受信機の装荷および除荷を時分割多重化する(time-multiplex)ことが望ましいことがある。受信機508はまた、他の近くの受信機への結合をなくすまたは近くの送信機上での装荷を減少させるために、クローキング(cloak)され得る。受信機のこの「除荷」は、本明細書では、「クローキング」としても知られる。その上、受信機508によって制御され送信機404によって検出される、除荷と装荷との間のこの切り換えは、以下でより十分に説明するように、受信機508から送信機404への通信機構を提供することができる。加えて、プロトコルが、受信機508から送信機404へのメッセージの送信を可能にする切り換えに関連付けられ得る。例として、切り換え速度は100μ秒程度であってよい。
例示的な一実施形態では、送信機404と受信機508との間の通信は、従来の双方向通信(すなわち、結合場を使用するバンド内シグナリング)ではなく、デバイス感知および充電制御機構を指す。言い換えれば、送信機404は、送信信号のオン/オフキーイングを使用して、エネルギーが近接場で利用可能であるかどうか調整することができる。受信機は、エネルギーのこれらの変化を送信機404からのメッセージと解釈してよい。受信機側から、受信機508は、受信コイル518の同調および離調を使用して、どれほど多くの電力が場から受け入れられるか調整することができる。場合によっては、同調および離調は、スイッチング回路512を介して実現され得る。送信機404は、場から使用される電力のこの差を検出し、これらの変化を受信機508からのメッセージと解釈することができる。送信電力の変調および負荷挙動の他の形式が利用されてよいことに留意されたい。
受信回路510は、送信機から受信機への情報シグナリングに対応し得る、受信エネルギー変動を識別するために使用されるシグナリング検出器およびビーコン回路514をさらに含むことができる。その上、シグナリングおよびビーコン回路514はまた、ワイヤレス充電のために受信回路510を構成するために、低減されたRF信号エネルギー(すなわち、ビーコン信号)の送信を検出し、受信回路510内の電力供給されない回路または電力を使い果たした回路のいずれかを起こすために低減されたRF信号エネルギーを公称電力に整流するために使用され得る。
受信回路510は、本明細書で説明するスイッチング回路512の制御を含む、本明細書で説明する受信機508のプロセスを協調させるためのプロセッサ516をさらに含む。受信機508のクローキングは、充電電力をデバイス550に提供する外部の有線充電ソース(たとえば、壁/USB電力)の検出を含む他のイベントの発生時にも生じることがある。プロセッサ516はまた、受信機のクローキングを制御することに加えて、ビーコン回路514を監視して、ビーコン状態を判断し、送信機404から送られたメッセージを抽出してもよい。プロセッサ516はまた、性能の改善のために、DC-DCコンバータ510を調整してもよい。
図6は、本発明の例示的な様々な実施形態による、図2に示される例示的なワイヤレス電力伝達システム600の機能ブロック図であり、送信機604は、電力を複数の受信機608a、608b、および608cにワイヤレスに提供することができる。図6に示されるように、送信機604は、送信コイル614を介して、場606を介して、電力を送信することができる。受信機デバイス608a、608b、および608cは、受信コイル618a、618b、および618cを使用して場606からのエネルギーの一部分を結合し、それぞれの負荷636a、636b、および636cを充電するまたはこれに電力供給することによって、ワイヤレス電力を受信することができる。その上、送信機604は、受信機618a、618b、および618cとの通信リンク619a、619b、および616cをそれぞれ確立することができる。3つの受信機608a、608b、および608cが示されているが、追加の受信機(図示せず)が送信機604から電力を受信してもよい。
ワイヤレス電力伝達システム600では、受信機608a、608b、または608cは、電力を伝達しながら送信機が駆動する負荷に対応することができる。したがって、送信機604によって駆動される負荷は、場606から電力をワイヤレスに受信している各受信機608a、608b、または608cの関数とすることができる。受信機608a、608b、または608cが場606に入る、場を出る、または場606から電力を受信する機能を使用不可または使用可能にするとき、送信機604に提示される複合負荷は、それに応じて変えられる。負荷の抵抗における変化と反応における変化の両方が変えられる。送信機604の挙動は、可変複合負荷の特性の関数であってよい。たとえば、送信機604が受信機608a、608b、または608cに電力を提供し得る効率は、送信機604の複合負荷が変化するにつれて変化してよい。その上、送信機604が出力する電力の量も、複合負荷が変化するにつれて変化してよい。受信機608a、608b、および608cの各々は、各受信機608a、608b、および608cが場606を介して電力を受信しているとき、送信機404の負荷の一部分を形成することができる。各受信機が送信回路614に提示するインピーダンスは直列に結合し得るので、送信コイル614によって見られる負荷の合計インピーダンスは、各受信機608a、608b、および608cから生じるインピーダンスの総和とすることができる。
一態様では、例示的な実施形態は、受信機608a、608b、および608cの動的な数を効率的に充電するのに適した送信機604を対象とする。2つの受信機608aおよび608bが、1つの受信機608aが電力を受信するために配置されるときよりも多くの電力を受信することを効率的に可能にするために、送信機604は、好ましくは、最大電力が送出され得る負荷(その複素インピーダンスによって特徴付けられる)が、最高送信機効率が提供され得る負荷よりも低いように設計されてよい。その上、可変数の受信機608a、608b、および608cが、異なる負荷の範囲が送信機604に提示されるという結果になるので、送信機604は、好ましくは、複合負荷値の抵抗および反応範囲にわたって高効率で電力を提供するように設計されてよい。他の場合は、著しい電力損失が生じることがある。その上、送信機604は、好ましくは、最大電力が提供される負荷が、複数の受信機608a、608b、および608cによって提示される合計負荷よりも大きいように設計されてよい。この場合、送信機604は、同時に複数のデバイスに供給するのに十分な電力を有してよい。
送信回路は、ドライバ回路によって駆動され得る。図7は、本発明の例示的な実施形態による、図6の送信機604において使用され得るドライバ回路724の概略図である。上述のように、ドライバ回路(たとえば、ドライバ回路424)の電力出力および効率は、ドライバ回路724に提示される負荷の関数として変化する。いくつかの実施形態では、ドライバ回路724は、スイッチング増幅器であってよい。ドライバ回路724は、方形波を受信し、送信回路750に提供される正弦波を出力するように構成され得る。ドライバ回路724は、理想的な(すなわち、内部抵抗損失のない)E級増幅器として示されている。ドライバ回路724は、スイッチシャントキャパシタ710と、直列インダクタンス708とを含む。VDは、直列同調負荷に送出され得る最大電力を制御するドライバ回路724に印加されるDCソース電圧である。ドライバ回路724は、スイッチ704への発振入力信号702によって駆動される。
ドライバ回路724はE級増幅器として示されているが、本発明による実施形態では、当業者によって知られ得る他のタイプの駆動回路が使用されてもよい。ドライバ回路724は、負荷を効率的に駆動するために使用され得る。負荷は、電力をワイヤレスに送信するように構成された送信回路750であってよい。送信回路750は、上記で図3に関して説明したように、共振回路を形成する、直列インダクタ714とキャパシタ716とを含むことができる。負荷は送信回路750として示されているが、本発明による実施形態は、他の負荷に適用可能であり得る。上記で図6に関して説明したように、送信回路750に提示される負荷は、ワイヤレス電力受信機608a、608b、および608cの数により可変であってよく、負荷の抵抗における変化を表す可変抵抗712および負荷の反応における変化を表す可変インダクタ712によって表され得る。ドライバ回路724は、発振器222(図2)からなどの入力信号702によって駆動され得る。上記で説明したように、たとえばワイヤレス電力受信機638a、638b、および638cの動的な数により、送信回路750に提示される負荷が変化するにつれて、ドライバ回路724に提示される負荷も、広い抵抗およびリアクタンス範囲に従って変化してよい。たとえば、追加の受信機638aが、送信回路750から電力を受信するために配置されるとき、電力をピックアップする受信機638aが、送信回路750に、したがってドライバ回路724に提示される抵抗を増加させる。さらに、ある材料(たとえば、金属)を含む受信機638bを追加することによって、送信回路750に、したがってドライバ回路724に提示される大きいリアクタンスの揺れがもたらされ得る。たとえば、ある大型受信機(たとえば、タブレット)は、-j100の超過程度の負のリアクタンスの揺れを示すことができる。ドライバ回路724によって提供される電力は、負荷リアクタンス範囲にわたって平坦でなくてもよい。
ドライバ回路724に提示される負荷は、抵抗性構成要素とリアクタンス性構成要素の両方を含む送信回路750に提示されるインピーダンスによって説明され、Zin(TX)=Rin(TX)+jXin(TX)として定義され得る。Zin(TX)の値は、送信コイルおよび受信コイルの構造、充電されるべきデバイスのタイプおよび数、各受信機によって要求される電力などの様々な要因に依存する。負荷の範囲は、4つのコーナーインピーダンス(corner impedance)によって定義され得る。
RIN_TX_MIN≦Re{ZIN_TX}≦RIN_TX_MAX
XIN_TX_MIN≦Im{ZIN_TX}≦XIN_TX_MAX
図8Aは、動作中に送信回路750に提示され得るインピーダンスの例示的な範囲を示す図である。図8Aは、上記で説明したコーナーインピーダンスを示す。充電するデバイスのタイプおよび数に従って、コーナーインピーダンスの可能な値は、広く変化してよい。たとえば、説明のために、RIN_TX_MINは0Ωと定義されてよく、RIN_TX_MAXは75Ωであってよい。さらに、説明のために、XIN_TX_MINは-50jΩと定義されてよく、XIN_TX_MAXは+50jΩであってよい。別の実施形態によれば、RIN_TX_MINは0Ωであり、RIN_TX_MAXは実質的に200Ωであり、XIN_TX_MINは実質的に-200jΩであり、XIN_TX_MAXは実質的に+200jΩである。本明細書で説明する原理は、これらおよび他の複素インピーダンス範囲に適用することができる。別の例示的な実施形態によれば、動作モードでは、ドライバ回路724に提示される実負荷インピーダンス(すなわち、抵抗)は、1Ωと40Ωとの間に入ることができる。加えて、動作モードでは、虚数負荷インピーダンス(すなわち、リアクタンス)は、(たとえば、複数の受信機がない場合に)5jΩと48.7jΩとの間であってよい。別の実施形態では、動作範囲内でドライバ回路724に提示されるインピーダンスは、4Ωから40Ωまで、および-4jΩと50jΩとの間であってよい。たとえば、可変数のワイヤレス電力受信機または他の要因により、ドライバ回路724は、0〜80Ωの範囲の抵抗および-165jΩから95jΩまでのリアクタンスを有する負荷が提示されてよい。ドライバ回路724が効率的に動作し、この範囲内に入る任意の負荷に十分な電力を提供することが望ましい。様々な設計上の考慮事項を考えると、これらの範囲すべてにわたって効率的で実質的に一定の電力を提供することが望ましい。
一態様では、ドライバ回路724に提示されるインピーダンス値の範囲は、実インピーダンス値と虚数インピーダンス値とを含む複素インピーダンス値によって定義され得る。実インピーダンス値は、第1の実インピーダンス値と第2の実インピーダンス値との比によって定義または特徴付けられてよい。この比は、2対1、5対1、および10対1の1つであってよい。たとえば、ドライバ回路724に提示される実インピーダンス値の範囲は、8Ωと80Ωとの間(10:1の比)であってよい。別の実施形態では、範囲は、4Ωと40Ωとの間(同様に、10:1の比)であってもよい。別の実施形態では、範囲は、ほぼ1Ωとほぼ200Ωとの間であってもよい。さらに、ドライバ回路724に提示されるインピーダンス値の範囲は、虚数インピーダンス値の範囲によってさらに定義され得る。虚数インピーダンス値の範囲は、虚数インピーダンス値の大きさ(すなわち、最小虚数インピーダンス値と最大虚数インピーダンス値との間の大きさ)と実インピーダンス値の大きさの比として定義され得る。たとえば、実インピーダンス値の大きさは、第1の実インピーダンス値と第2の実インピーダンス値との間の差の大きさとすることができる。虚数インピーダンス値の大きさと実インピーダンス値の大きさの比は、1:2、2:1、1:1、2:3などの少なくとも1つであってよい。たとえば、実インピーダンス範囲が8Ωと80Ωとの間である場合、大きさは72Ωであってよい。したがって、虚数インピーダンス値の大きさと実インピーダンス値の大きさの比が2対1である場合、虚数インピーダンス値の範囲は144(すなわち、-4jΩから+140jΩまでの範囲)とすることができる。いずれにしても、様々な方法に従って定義され得る複素インピーダンス値の範囲にわたって効率的で安全な動作を提供することが望ましい。
上記で説明したように、ドライバ回路724の電力および効率は、ドライバ回路724が駆動している負荷の関数である。図8Bは、図7のドライバ回路724の効率802および出力電力804をドライバ回路724の負荷(すなわち、負荷抵抗)の実インピーダンスの関数として示すプロットである。図8に示されるように、単一の実負荷インピーダンス値における100%(または最高)効率が、理想的なE級増幅器に対して存在することがある(たとえば、図8に示される50Ω)。負荷インピーダンスがどちらかの方向に変化するにつれて、効率802が減少する。図8は、合計出力電力804も同様に負荷インピーダンスの関数であり、特定の負荷インピーダンス値(たとえば、20Ω)でピークに達することも示す。類似の結果が、Raab、「Effects of Circuit Variations on the class E Tuned Power Amplifier」(IEEE Journal of Solid State Circuits、SC-13巻、第2号、1978年)に記載されている。
ドライバ回路724が、一定のインピーダンスを有する負荷を駆動する場合、ドライバ回路724は、ドライバ回路724が最高効率で動作するように設計される(たとえば、キャパシタ710およびインダクタ708などの値が選定され得る)のが理想的であり得る。たとえば、図8Bのプロットの値を使用することによって、ドライバ回路724が、50Ωに実質的に等しい不変のインピーダンスを有する負荷を駆動するように構成される場合、ドライバ回路724は、最高効率レベルで負荷を駆動することができる。しかしながら、ドライバ回路724の負荷が変化する場合、ドライバ回路724によって送出される平均効率および電力は、図8に示されるその最高効率または最大電力よりも著しく低いことがある。その上、負荷のインピーダンスが増加するにつれて、送出される電力が増加しないことがある。
図7に示され、上記で説明したように、ドライバ回路724によって駆動される負荷は、ワイヤレス電力送信回路750であってよい。したがって、送信回路750に提示される負荷は、変化する数のワイヤレス電力受信機608a、608b、608c(図6)を考えると、ドライバ回路724によって見られる負荷を変化させることができる。この場合、送信回路750に提示される合計負荷インピーダンスは、ワイヤレス電力受信機608a、608b、608cは直列に結合し得るので、各ワイヤレス電力受信機608a、608b、608cによって提示される負荷インピーダンスの各々の総和であってよい。理想的には、ドライバ回路724は、負荷の抵抗が増加するにつれて電力を線形的に増加させながら、すべての負荷に対して最高効率を提供する。電力は、次いで、負荷の間で分けられる。しかしながら、図8Bに見られるように、ドライバ回路724の最高効率は、単一の実負荷インピーダンス値に対して生じることができる。
例示的な実施形態の一態様は、負荷抵抗が増加するにつれて電力も増加させながら、実負荷インピーダンスが変化するにつれてドライバ回路724の高効率を達成することを対象とする。一態様では、これによって、可変数のワイヤレス電力受信機608a、608b、および608cに対する効率的なワイヤレス電力伝達が可能になることができる。様々な負荷の効率の改善を提供するために、E級増幅器724の効率が、負荷インピーダンス(すなわち、抵抗)の実成分と負荷(すなわち、リアクタンス)の虚数成分の両方における変化に対して分析される。図9は、図7に示されるドライバ回路724の効率を、ドライバ回路724に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す等高線プロットである。このプロットは、15Ωの抵抗および0Ωのリアクタンスを持つ負荷の最高効率を有するように設計されたドライバ回路724に対応することができる。図示の実施形態では、駆動電圧は15Vである。図9の複合負荷プロットは、効率等高線906a、906b、および906cを5%刻みで示す。たとえば、等高線906aに沿った点は、E級増幅器が95%である負荷に対応する抵抗値とリアクタンス値の組合せを表すことができる。等高線902は、効率100%に対応する負荷インピーダンス値に対応する。
図8Bに示されるプロットの結果は、図9において、矢印908によって示されるように、リアクタンスをゼロに保ち、抵抗を0から40Ωに変化させることによって、見られ得る。経路908は、効率が100%である、15Ω+j0Ωの値を有する点904を通過する。等高線902は、効率が100%である経路(たとえば、インピーダンスの範囲)があることを示す。したがって、実インピーダンス値のみに対する効率をただ分析するのではなく、実インピーダンス値と虚数インピーダンス値の両方(すなわち、抵抗値およびリアクタンス値の範囲)に対する効率を分析することによって、ドライバ回路724の効率が100%である複素インピーダンス値の範囲があることが示される。
図10Aは、図7に示されるドライバ回路724の電力出力を、ドライバ回路724に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す等高線プロットである。図10Aの複合負荷プロットは、電力等高線1006a、1006b、および1006cを1ワット刻みで示す。たとえば、等高線1006bに沿った点は、5ワットの電力が送出され得るインピーダンス値を表す抵抗値とリアクタンス値の組合せを表すことができる。等高線1006cに沿った点は、10ワットの電力が送出され得るインピーダンス値を表す抵抗値とリアクタンス値の組合せを表すことができる。図8Bに示されるプロットの結果は、矢印1008によって示されるように、リアクタンスをゼロに保ち、抵抗を0Ωから40Ωに変化させることによって、見られ得る。経路1008は、効率(図9の等高線902によって示される)が100%であり、送出される電力が6ワットに対して少量である点1004を通過する。図10のプロットに配置された図9の100%効率等高線902は、増加しつつある電力を等高線が表すとき図示のように効率が100%であり、電力が継続的に増加する経路902があることを示す。図9および図10に示されるように、100%効率経路902は、j24Ωのインピーダンスで始まり、15+j0Ωを通過し、-j10Ωへと延びる。
図10Bは、図7に示されるドライバ回路724の電力出力および効率を、ドライバ回路724に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す別のプロットである。等高線902は、効率が最高である抵抗値とリアクタンス値の組合せを表し、効率は、DC電力によってドライバ回路724のFETドレインに分けられた負荷に送出される電力の比と定義され得る。等高線1006は、負荷に送出される電力が特定の駆動電圧Vdに対して一定である抵抗値およびリアクタンス値を表す。電力は、駆動電圧Vdと複合負荷の両方に依存してよいが、効率は、負荷のみに依存してよい。駆動電圧Vdおよび電力出力は、電力等高線1006が、ドライバ回路724のFETに対する負荷のピーク値で効率等高線902を通過するように選定され得る。したがって、等高線1006および902は例示的であり、ドライバ回路724が効率的であり電力が一定である複素数値の範囲があることを示す。図10Bに示される等高線は、ドライバ回路724のFET、すなわちZin(TX)に関する結果からオフセットされ得るZload(FET)、によって見られる負荷を反映することができることに留意されたい。差は、直列インダクタンスによるものであり得る。しかしながら、Zload(FET)とZloadは互換的に使用され得る。図10Bは、駆動電圧が10ボルト程度であり、得られる電力が2.45ワット程度であるときの1つの特定の結果を示す。この場合、値は、図示のようにRload(FET)のピーク値で効率の円を通過する電力等高線1006をもたらすように選択された。その結果、Zloadが16.55+24.3jオームであるとき、10Vdcにおいて、片面(single sided)ドライバ回路724は、最高効率を持つ2.45ワットを負荷の実数部に送出する。これらの値は例にすぎず、最高効率および一定の電力等高線を定義することが分かり得る値の説明を目的とする。
しかしながら、上記で述べたように、たとえば、可変数の受信機が送信回路750から電力を受信するように配置されることにより、広範囲の反応および抵抗インピーダンスが送信回路750からドライバ回路724に提示され得る。送信回路750に提示されるインピーダンスにおける変化の結果としてドライバ回路724に提示されるインピーダンス値は、効率の低下および送出される電力の量の変動をもたらすことがある。
図11A、図11B、図12A、および図12Bは、図7に示されるドライバ回路724の電力出力および効率を示す、図10と比較して対応する測定された結果を、ドライバ回路724に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す。測定結果は、上記で説明したような、および様々な損失またはシステムの他の影響を考慮に入れたときの、電力等高線および効率等高線を示す。たとえば、結果から、ドライバ回路のFETの損失の影響(たとえば、理想的なスイッチと比較して)と、スイッチと負荷との間の送信回路750の共振直列LC回路の影響を示し得る。したがって、図11A、図11B、図12A、および図12Bは、RIN_TX_MIN=0Ω、RIN_TX_MAX=75Ω、XIN_TX_MIN=-50jΩ、およびXIN_TX_MAX=+50jΩによって定義された範囲内のすべての負荷値がドライバ回路724に提示されたときに測定された効率等高線および電力等高線を示す。結果には、特定のドライバ電圧(たとえば、両方とも、5.5VのDC供給によって駆動される)を動作させる両面(double-sided)ドライバ回路724(すなわち、図7の2つのドライバ回路724を含む)からの出力が反映し得る。両面ドライバ回路724を使用する際、ドライバ回路724の各FETへの負荷は、図11A、図11B、図12A、および図12Bで見られる1/2である。
一致において(In accordance)、図11Aは、上記で述べたように負荷範囲に対する追加された直列インダクタンス708のない、同調された両面ドライバ回路724に対して測定された効率等高線を示す。図11Bは、追加された直列インダクタンス708を有する同調された両面ドライバ回路724に対して測定された効率等高線を示す。一致において、図12Aは、上記で説明したように広い負荷範囲に対する追加された直列インダクタンス708のない、同調された両面ドライバ回路724に対して測定された電力等高線を示す。図12Bは、追加された直列インダクタンス708を有する同調された両面ドライバ回路724に対して測定された電力等高線を示す。したがって、図11A〜図11Bは、同じ負荷に対する異なる電力を示し、電力に対するVDの影響を示す。図12A〜図12Bは、出力電力を示す。
図11A、図11B、図12A、および図12Bの測定された効率等高線および電力等高線は、ドライバ回路724の特定の構成の例にすぎず、説明のために使用されていることに留意されたい。より具体的には、図11A、図11B、図12A、および図12Bは、ドライバ回路724が効率的であり電力が一定である複素インピーダンス値の範囲を示す値を提供する。図11A、図11B、図12A、および図12Bの等高線プロットは両面ドライバ回路724構成からの結果に対応し得ることに留意されたい。片面ドライバ回路724と比較するために、値を2で割る。図10Bと比較して、図12Aおよび図12Bに示される一定の電力等高線は、FET704に固有のボディダイオードの影響により歪められているが、依然として形が円であることに留意されたい。同様に、図11Aおよび図11Bに示される効率等高線は図10Bに類似しているが、FETへの負荷抵抗が減少する(FET704内での損失によるものであり得る)につれて、効率値も減少する。
図9〜図12の結果に基づいて、例示的な実施形態のある態様は、送信回路750に提示される可変負荷インピーダンスをドライバ回路724が非常に効率的で電力が実質的に一定である値に変換する、ドライバ回路724と送信回路750との間にあるインピーダンス変換回路(本明細書では、フィルタ回路とも呼ばれる)を対象とする。これらの値は、図9〜図12に示される高い効率等高線および一定の電力等高線によって定義され得る。送信回路750に提示される可変負荷は、上記でさらに説明したように、リアクタンスと抵抗の両方に対して広く変化することができる。以下で示されるように、変換回路は、電力伝達を広範囲のリアクタンス性負荷にわたってできる限り一定に保ちながら高いレベルで効率を維持するために、インピーダンスを変換するように構成される。これによって、送信回路750に提示される負荷は、ワイヤレス電力受信機608a、608b、および608c(図6)の動的な数によりリアクタンス的におよび抵抗的に変化するので、ワイヤレス電力送信機604内のドライバ回路724が電力を効率的に提供することが可能になり得る。
一実施形態では、フィルタ回路は、送信回路750に提示される可変負荷インピーダンスを、ドライバ回路724が非常に効率的であり得て電力が一定である複合負荷値に変換するために使用される。図13は、本発明の例示的な実施形態による、フィルタ回路1326を含む、図7に示されたドライバ回路1324の概略図である。フィルタ回路1326(すなわち、変換回路)は、ドライバ回路1324と送信回路1350との間に配置される。図示のように、送信回路1350は、抵抗における変化とリアクタンスにおける変化の両方を含む可変負荷1312を示す。フィルタ回路1326は、3つのリアクタンス性構成要素X1 1328と、X2 1330と、X3 1332とを含む。いくつかの実施形態では、X1 1328およびX3 1332は直列インダクタであるが、X2 1330はシャントキャパシタである。フィルタ回路1326は、送信回路1350によって提示されるインピーダンスZin(TX)を、直列インダクタ1308を含むドライバ回路1324に提示されるインピーダンスZload(XFRM)に変換するように構成される。次いで、このインピーダンスZload(XFRM)は、ドライバ回路1324が最大に効率的である負荷線に「最も良く」適合するように直列インダクタンス1308によってシフトされ、負荷が変化しても、電力は一定であるまたは安定している。FET1304に提示される完全に変換されたインピーダンスは、Zload(FET)によって定義される。フィルタ回路1326および直列インダクタンス1308の構成要素値は、送信回路1350に提示される負荷の抵抗部分により電力を線形的に増加させ、リアクタンスが変化するにつれて、できる限り高い効率を有するように構成される。構成要素の値は、抵抗部分Rin(TX)における変化に対する効率を最大にすることと、リアクタンス部分Xin(TX)における変化に対する負荷電力における変化を最小にすることとの間の均衡をもたらすように選択される。
信号内の高調波を減少させるように構成された低域フィルタとしても動作するが、フィルタ回路1326は、Zin(TX)における線形的な変化を、Zin(XFRM)における円形の変化に変換するように構成される。上記で述べたように、直列リアクタンス1308は、負荷をFET1304に対する特定の範囲にシフトさせる。フィルタ回路1326は、T字型回路網として構成される。本明細書で説明する実施形態によれば、他の構成も企図されているが、T字型回路網は、構成要素の数を減少させることができる。
いくつかの実施形態によれば、直列インダクタがリアクタンス構成要素X1 1328およびX3 1332に使用される場合、高い電力要件によって、インダクタのコストが増加することがあることに留意されたい。したがって、リアクタンス構成要素の1つまたは複数を除くことが望ましいことがある。T字型回路網を使用することによって、コイル1314および/または直列インダクタ1308に吸収され得るリアクタンス構成要素X1 1328およびX3 1332を除くことが可能になり得る。図14は、一実施形態による図13の回路の概略図である。図示のように、図13のリアクタンス構成要素X2 1330は、シャントキャパシタ1430として示されている。図14のリアクタンス構成要素X1およびX3は、コイル1414および直列インダクタ1408に吸収されている。したがって、フィルタ回路1426は、シャントキャパシタのみを含む。X1およびX3の値は依然として、所望のインピーダンス変換を達成するために本明細書で説明する原理に基づいて選択され、したがって、他の直列素子に吸収されるとき、X1およびX3の決定値の量が考慮に入れられることに留意されたい。シャントキャパシタ1430は、単一のシャントキャパシタ回路網(たとえば、並列または直列に接続されたキャパシタのいくつかの構成)によって置き換えられてよいことに留意されたい。しかしながら、シャント回路網のみが必要とされる。これによって、構成要素の数を減少させ、他の高コストインダクタを減少させることができる。リアクタンス性構成要素1410、1408、1430、1416、および1414の値は、回路1406がインピーダンスを、一定の電力を有するドライバ回路1424に対する高効率に対応する値に変換するように構成されるように選択される。たとえば、シャントキャパシタ1430は、固定供給電圧における出力電力または電流に比例するインピーダンス変換比に基づいて選択される。次いで、直列L値1408がシャントC値から選択され得る。そのような回路1406は、その出力電力を維持しながら広いリアクタンス範囲にわたって効率的に機能することができ、リアクタンス負荷は同調するために切り換わるので、リアクタンスの揺れは不必要なことがある。したがって、E級増幅器と共振送信回路との間に配置された単一のシャントキャパシタ回路網は、既存のインダクタンスの調整を同調することと組み合わされると、本明細書で説明する特定のインピーダンス変換を提供することができる。これは、広いリアクタンス範囲にわたって実負荷に対して電力を線形的に送出すること、リアクタンス性負荷の変化に対する感度低下を有すること、および実質的に最大の電力に対して高効率を提供することを含む。その上、シャントキャパシタ1430の値は、インピーダンス比をソースコイル(すなわち、送信機)と負荷コイル(すなわち、受信機)との間の相互結合などの他の要因と交換することを可能にし得るフィルタ変換のインピーダンス比を決定するように選択され得る。
図13を再び参照すると、フィルタ回路1326の構成要素の値は、送信回路1350の変化するインピーダンス(受信機608a、608b、および608cによる)がフィルタ回路1326によって変換されるように選定され得る。変換されたインピーダンス値は、リアクタンスの広い揺れを考えて電力送出の平坦さも増加させながら非常に効率的なドライバ回路1324の動作を提供するインピーダンス値(図9および図10に示されるインピーダンス値など)に対応することがある。フィルタ回路1326の構成要素値は、送信コイル1350によって見られる負荷1312のインピーダンスを、図9〜図12に示されるような高効率および一定の電力を提供する複素数値にできる限りぴったりと適合する複素インピーダンスに変換するインピーダンス変換を実行するように選定される。いくつかの実施形態では、以下でさらに説明するように、ドライバ回路1324の直列インダクタンス1308の選択は、高効率および一定の電力を提供する複素数値にできる限りぴったりと合致させる目的でフィルタ回路1326によって実行されるインピーダンス変換をシフトさせるために、フィルタ回路1326とともに使用される。
例示的な一実施形態では、フィルタ回路1326は、実変化とリアクタンス性変化とを有する何らかの複素インピーダンス範囲内のドライバ回路1324の最高効率の20%以内であるレベルでドライバ回路1324の効率を維持するように、フィルタ回路1326に提示されるインピーダンス(たとえば、可変数の受信機608a、608b、および608cによる送信回路1350のインピーダンス)を修正するように構成され得る。別の実施形態では、効率は、ドライバ回路1324の最高効率の10%以内またはこれより低いレベルで維持され得る。フィルタ回路1326は、送信回路1350から提示される複素インピーダンス範囲内のリアクタンス性変化にかかわらず、実質的に一定の電力出力レベルを維持するようにさらに構成される。その上、フィルタ回路1326は、電力出力レベルと複素インピーダンス範囲内の抵抗性変化との間の実質的に線形の関係を維持するように構成される。フィルタ回路1326は、インピーダンス変換回路網と呼ばれることがあり、またはインピーダンス変換回路網として構成されてもよい。フィルタ回路1326によって変換されるフィルタ回路1326に提示されるインピーダンス値の範囲は、複素インピーダンス値の範囲によって特徴付けられ得る。複素インピーダンス値の範囲は、第1の実インピーダンス値および第2の実インピーダンス値によって定義される範囲内にあってよく、第1の実インピーダンス値と第2の実インピーダンス値との間の比は少なくとも2対1である。さらに、インピーダンスのリアクタンス性変化の範囲は、実インピーダンス範囲に関連してよい。たとえば、最高効率の20%で効率を維持するようにフィルタが構成されるリアクタンス性変化の範囲の大きさは、実インピーダンス範囲の大きさの実質的に2倍であり得る。リアクタンス性インピーダンス範囲の中心は、送信回路に提示される瞬時実インピーダンス値(すなわち、抵抗性)を実質的に中心としてよい。フィルタ回路1326は、インピーダンス範囲内のリアクタンス性変化にかかわらず、実質的に一定の電力レベルを維持するようにさらに構成される。さらに、フィルタ回路1326は、電力レベルとインピーダンス範囲内の実変化との間の実質的に線形の関係を維持するように構成される。たとえば、実(すなわち、抵抗性)インピーダンス値の範囲は実質的に、10対1の比を有する、8Ωと80Ωとの間または4Ωと40Ωとの間であってよい。この場合、虚数(すなわち、リアクタンス性)の範囲は、144程度の大きさを有することができ、実インピーダンスの瞬時値に応じて、-74jΩから+152jΩまでのどこかに及んでよい。別の実施形態では、実インピーダンス値の範囲は、ほぼ1Ωとほぼ200Ωとの間であってもよい。その上、一実施形態では、虚数インピーダンスの範囲は、ほぼ-200jΩと+200jΩとの間であってよい。実インピーダンスおよび虚数インピーダンス(すなわち、抵抗性およびリアクタンス性)のこの範囲内では、フィルタ回路1326および直列インダクタンス1308の選択は、ドライバ回路1324の効率をドライバ回路1324の最高効率の20%以内に維持し、リアクタンス性変化にかかわらず実質的に一定の電力レベルを維持する、および/または電力レベルとインピーダンス範囲内の実変化との間の実質的に線形の関係を維持するように構成される。
虚数インピーダンス範囲は、第1の虚数インピーダンス値および第2の虚数インピーダンス値によっても定義され得る。第1の虚数インピーダンス値および第2の虚数インピーダンス値は、近似的な最小および最大の虚数インピーダンス値を定義することができる。虚数インピーダンス値の範囲(すなわち、第1の虚数インピーダンス値と第2の虚数インピーダンス値との間の差の大きさ)は、虚数インピーダンス値の大きさと実インピーダンス値の大きさの比(たとえば、第1の実インピーダンス値と第2の実インピーダンス値との間の差の大きさに等しい)によって定義され得る。この比は、1:2、2:1、1:1、2:3、3:2などのうち少なくとも1つであってよい。たとえば、実インピーダンス値の大きさが72Ωであり、比が2:1である場合、虚数インピーダンス値の範囲の大きさは144jΩ(たとえば、最小から最大の範囲)であってよい。別の例では、一実施形態において、第1の実インピーダンス値はほぼ4Ωであってよく、第2の実インピーダンス値はほぼ40Ωであってよく、第1の虚数インピーダンス値はほぼ-4jΩであってよく、第2の虚数インピーダンス値はほぼ50jΩであってよい。広範囲の複素インピーダンス値は、設計パラメータおよび受信機の潜在的な数を考えると、フィルタ回路1126に提示され得る。したがって、本明細書で説明する様々な例示的な実施形態によって企図される範囲および比は、本明細書で提供される特定の例から大幅に変化してよい。
ある実施形態によれば、図13に示される受動または固定フィルタ回路1326(すなわち、フィルタ回路1326の構成要素のほぼすべてが受動回路素子であってよい)が設けられてよい。回路は、リアクタンス性素子の動的スイッチングが欠如している。したがって、フィルタ回路1125は、動作中に負荷が変化すると回路を制御または構成するための制御信号または他のダイナミックロジックを必要としないことがある。当業者なら諒解するように、これによって、コストおよび複雑さが減少することができ、他の利益が提供され得る。
いくつかの実施形態では、ドライバ回路1324の動作周波数がほぼ6.78MHzであるとき、ドライバ回路1324は、6.78MHzの高調波を生成することができる。規制上の要件を満たすことを含む様々な理由のために、フィルタ回路1326は、ドライバ回路1324によって生成される望ましくない高調波を減少させるようにさらに構成され得る。図9および図10などのプロットから得られた情報を使用することによって、フィルタ回路1326は、スペクトル放射マスク要件を(高調波を減少させることによって)満たし、最大電力が送出され得る負荷インピーダンスが、最高効率が達成される負荷を上回ることを保証し、および/またはドライバ回路1324が非常に効率的である負荷インピーダンス値の範囲を拡張するように(様々な実施形態において)設計され得る。
例示的なフィルタ回路動作
図15は、フィルタ回路1326によって変換されたインピーダンス対高効率等高線にマップされたように送信回路1350に提示されるインピーダンスを示すプロットである。たとえば、フィルタ回路1326の動作を説明するために、図15は、理論上の片面ドライバ回路724に適合し図10Bに示される負荷等高線を有するように構成されたフィルタ回路1326の例示的な結果を示す。具体的な値が記載されているが、これらの値は例にすぎず、1つの特定のドライバ回路構成に対するフィルタ回路の動作の説明を目的としており、本明細書で説明する原理に従って、多種多様な他の値が企図されることに留意されたい。2つの円1502および1504が図15に示されている。Rin(XFRM)=0+0jを中心とする1つの円1502は、Xin(TX)=0で、5オームずつの段階の0から1000オームまでのRin(TX)の変化に対するZin(XFRM)を定義する。Rin(TX)が増加するにつれて、経路は反時計回り方向に進む。この円の半径(Rdと定義される)は、図10Bの100%効率の理論上の等高線902に合致するように選択された16.55オームである。マーカはRin(TX)では5オーム離れているので、Zin(TX)=25+j0オームのとき、Zin(XFRM)がピークに達することに留意されたい。これによって、回路のインピーダンス変換比が定義され、必要に応じて設定可能である。Xin(TX)の他の値を考えると、Rin(TX)の変化に関しては、比は、すべてがZin(XFRM)=0,-16.55jを通過する円をもたらすことに留意されたい。
第1の円1502に直交する第2の円1504は、Rin(TX)が25オームで一定に保たれる場合の、5オームずつの段階の-1000から1000までのXin(TX)の変化に対するZin(XFRM)を定義する。第2の円1504は、Zin(XFRM)=16.55-16.55jオームを中心とし、これにより、これらの2つの曲線はZin(XFRM)=16.55+0jオームで強制的に交差させられる。Rin(TX)の他の値を考えるとXin(TX)の変化に関しては、これらの結果から、Zin(XFRM)=0,-16.55jを通過する円がもたらされることに留意されたい。この結果は図16に示されており、図16では、Rin(TX)は、指定よりも広い範囲にわたって変化する。
FET1308によって見られるインピーダンスは、追加された直列インダクタンス1308によって右にシフトされた、図16の同じプロットであってよい。図16に示される結果はさらに、変換のZinを構成する曲線は選択された変換とは無関係であることを示す。Zin(XFRM)対Zin(TX)のマッピングのみが変化する。
図12からの見解を考えると、直列インダクタンス1308の値を選択するために、FET1304によって見られるようなすべての曲線が合う点をどこに置くべきか決められる。たとえば、図10Bは、100%効率を達成する、FET1304におけるインピーダンスを示す。この場合、Rdは16.55オームであった。理論上の切片点はZin(FET)=0+7.74jオームである。
図17は、16.55オームの2倍に等しいRdの経路を示し、これによって、FET1304上のシャントキャパシタ1310も2分の1に減少する。この場合、切片はZload(FET)=0+15.5jオームである。
FET1304への合致を改善し、したがって、Rin(TX)が変化したとき(Xin(TX)=0のみに対してであるが)最高効率を達成するために、直列リアクタンス1308がフィルタ回路1602とFET1304との間に追加される。図18は、最終結果を、図10Bの理論上の電力等高線および効率等高線の上に重ね合わせて示す。
理想的な結果では、効率は、Xin(TX)=0であるとき、すべてのRin(TX)に対して100%であるが、一定の電力等高線は完全な適合ではない。Vd=10Vdcの場合、電力領域が高くなるほど、互いの内部に置かれる円はより小さくなるので、電力は、点線経路に沿って一定量であり、曲線が交差するが、非ゼロのXin(TX)に対しては増加すると予測される。
したがって、図15〜図18は、例示的な実施形態による構成値を有する/構成要素を有するフィルタ回路1326によるインピーダンス変換の動作を示す。
フィルタ回路構成要素を選択する方法
図示のように、フィルタ回路1326の構成要素は、上記で説明した所望のインピーダンス変換を実行するように選択される。一実施形態によれば、説明したインピーダンス変換を提供するフィルタ回路1326の構成要素の値を決定するための方法が提供される。一態様では、この方法は、Zin(TX)からZin(XFRM)への変換を定義する関係から得られる。Zin(TX)はR+jXと定義されてよく、Zin(XFRM)はZin(R,X)と定義されてよい。この形式では、Zin(R,X)は
Figure 2016513448
である。
この方法によれば、2つの変数が、フィルタ回路リアクタンスX1 1328、X2 1330、およびX3 1332を決定するために使用される。Rとして測定された効率等高線に対してZin(R,X)を最も良く適合する第1の変数Rdは、Xが0オームに固定されている間に変化する。これらの値を定義する半円は、Zin(R,X)=0+j*0を中心とし、あるZin(TX)=Rin0+j*0においてRdの最大値に達する。Rの値として定義される変数R0は、X=0であるとき、Zin(R0,0)=Rdとなる。これは、フィルタ回路1326のインピーダンス変換比を定義する。この変換は非線形であることがあるので、変換は1点でなされることがある。
方法は、効率等高線および電力等高線対FET1304における複合負荷を決定することを含む。これは、上記で説明した損失を考慮するために直接測定を使用することであってよい。たとえば、この方法に従って使用され得る例示的な等高線が、図11A、図11B、図12A、および図12Bに示されている。方法によるテスト結果は、FET1304を分路するキャパシタ1310を含むことに留意されたい。このノードにおける合計キャパシタンスは、最高効率領域を決定することができる。
方法は、特定の所望の動作により効率対実負荷または保持電力定数対虚数負荷を増加させることがより好ましいかどうか判断することをさらに含む。これによって、X1 1328とX2 1330とX3 1332とを含む変換によって生成された円の配置が設定される。その後、入力シフティングのために必要とされる直列リアクタンス1308が決定され得る。出力(負荷)シフティングのために必要とされる直列リアクタンスは、TXコイル1314を離調することによって達成され得る。
方法は、測定された効率等高線に最も良く適合するZin(R,0)に対して、上記で説明したRd半円経路半径を選択することをさらに含む。上記で述べたように、この半円は、Zin(R,X)=0+j*0を中心とし、あるZin(TX)=Rin0+j*0においてRdの最大に達する。
方法は、半円経路のこの最大値Rdと交差する全円経路を決定することをさらに含む。この円は、一定効率等高線と直交し、一定電力等高線にほぼ沿って存在する。Zin=Rin0+j*Xinでは、Rin0が固定でXinが可変の場合、得られるZin(Rin0,Xin)は、この円に沿って存在する。
方法は、Zloadがピークであり、Rd+0jに等しい場合、インピーダンスのR0に対する値を選択することをさらに含む。RdおよびR0から、X1 1328、X2 1330およびX3 1332の値は、以下の式に従って決定され得る。
X1(R0) := (2・Rd・R0).5-Rd
X2(R0) := -(2・Rd・R0).5
X3(R0) := (2・Rd・R0).5-R0
一致において、RdおよびR0が与えられると、Zin(R,X)は
Figure 2016513448
に等しい。
フィルタ回路構成の例
図19〜図21は、一実施形態による例示的なフィルタ回路1326の構成に関する結果を示す。特定の数値が提供されているが、値は、フィルタ回路1326の構成要素値の選択の例に関して説明されるべきであり、構成要素の他の値も、本明細書で説明する原理に従って使用されてよいことに留意されたい。フィルタ回路1326の値は、リアクタンス性負荷Xにおける広範囲にわたって実質的に一定の電力を提供するように構成される。値は、両面構成では、ドライバ回路724の各面に使用される値の2倍として示される。この例示的なフィルタのRdおよびR0の値はそれぞれ、17.6および23.3であることがわかった。
各単側波帯変換の得られる例示的な値は、以下のとおりである。
X1=11.0オーム、またはL1=259nH
X2=-28.6オーム、またはC2=820pf
X3=5.4オーム、またはL3=125nH
FET1308では、Cshunt1310の値は、2*287pfと選択される。これは、80pfで推定される各FETキャパシタンスを含む。フィルタ回路1326では、これは、たとえば図12Aおよび図12Bに示されるような一定の電力曲線への適合を最大にするように決定された。これにより、最高効率経路からのオフセットが得られ、この適合は、直列インダクタンス1308を追加することによって起こる。図11Aおよび図11Bから、円半径の選定は35.2オームである。得られるFET負荷経路は、必要に応じて、Rin(TX)=46.6オームでピークに達する。
結果として得られる、指定のZin(TX)負荷範囲に対して両面フィルタ回路1326の変換されたインピーダンスが図19に示されている。次いで、変換されたインピーダンスは、2*516nHのLseries1308によって、所望のFET負荷と合うようにシフトされる。両面フィルタ回路1326は、2*820nHの直列インダクタンスと、820/2pfのシャントキャパシタと、2*25nHの直列インダクタンスとを含む。この最終的な直列インダクタは、TXコイル1314を+10.6オーム離調する(off-tune)だけで実現可能である。
特定のリアクタンスに対する実インピーダンスの変化に対応する「直線」インピーダンスは直交する円に変換されることに留意されたい。これは、図13に示されるような任意のフィルタ回路1326に当てはまる。その上、Zin(TX)=Rin(TX)+0*jと仮定するとZin(XFRM)であることに留意されたい。この結果では、Rin(TX)は、0、5、…75オームと変化する。理想的には、X=0で、Rin(TX)=45オームのとき、Zin(ZFRM)は35.2オームのピークに達する。さらに、Rin(XFRM)のピーク値および場所は、Xin(TX)が変化するにつれて変化する。変換がXin(TX)=0で設計されるのはこういう理由である。その上、Zin(TX)=45オーム+j Xin(TX)による変換。Xin(TX)は、-50、-40…50オームと変化する。図19の他の点は、Zin(TX)の指定範囲を考えた結果になり得るすべての可能な点を示す。
図11A、図11B、図12A、および図12Bのデータの上に変換予測を重ねるために、図19の変換が、負荷ボックスからの測定結果に合致するようにシフトされ得る。関係する2つのリアクタンス性シフトがある。第1のシフトは、FETとそのフィルタ回路との間に2つの直列リアクタンスを追加することである(両面構成の場合)。この追加されたリアクタンス(Xshift)は、各側の合計直列インダクタンスが約820nHであるようにフィルタ回路1326のX1 1328と組み合わされる。
第2のシフトは、変換を行わずにドライバ回路をテストするために使用される2つの600nH直列インダクタンスを除去することである。これらのシフトの後、変換経路は、FET単独に対して測定された電力等高線および効率等高線に重ね合わせ可能である。
図20は、図12Bの測定データに重ね合わされた、この例のためのフィルタ回路1326の経路を示す。上記のように、半円は、固定されたX=0、可変のRの場合であり、全円は、固定されたRin(TX)=45オームおよび可変のXを伴う。わかるように、電力対X等高線は、かなり一定であると予想されるが、電力対可変Rは、Rとともに増加し続ける。線が交差する電力は、Vd=5.5ボルトで35オームのRload(FET)に送出される約1.3ワットであるとわかることに留意されたい。Vdを10ボルトに増加させることによって、この電力は、約4.3ワットに増加するべきである。
図21は、図11Bの測定データに重ね合わされた、この例のためのフィルタ回路1326の経路を示す。上記のように、半円は、固定されたX、可変のRの場合であり、全円は、固定されたRおよび可変のXを伴う。わかるように、効率は、Rload=46、Xload=0では最大ではない。最大は、Rin(TX)を増加させる経路上に存在する、Rload=30、Xload=-20のあたりで生じる。
電力等高線および効率等高線に適合することに加えて、本明細書で説明する方法は、トランスのインピーダンス比を設定することを可能にし得ることに留意されたい。
本明細書において上記で開示されたシステムおよび方法に加えて、1つの付属文書である付属文書Aが付加される。付属文書Aは20ページであり、本明細書で開示される方法およびシステムのうち1つまたは複数によって使用され得るフィルタ回路1326の様々な構成について説明する。付属文書は、特定の構成要素値を有するフィルタ回路を示し得るが、値は、インピーダンス変換の動作および性能の説明のために提供され、本明細書で説明する原理に従って選択される他の実施形態の構成要素値は大きく変化してよいことに留意されたい。
使用され得るドライバ回路1324のさらなる設計特性には、ドライバ回路特性インピーダンス、入力電圧、および直列リアクタンスを含み得る。いくつかの実施形態によれば、フィルタ回路1326の様々な特性は、高効率曲線902および電力等高線と相関し得る所望のインピーダンス変換に到達するように選定され得る。フィルタ回路1326の特性には、所望のポールの数、フィルタ回路のタイプ、またはスタックされるフィルタ回路の数を含み得る。フィルタ回路1326は、様々な形を取り得るリアクタンス性素子のはしご形回路網(ladder network)であってよい。たとえば、はしご形回路網は、リアクタンス性構成要素の組合せを各々含む複数のリアクタンス性段階(すなわち、リアクタンス性回路)を備えてよい。はしご形回路網の単一の値または複数の値のいずれも、所望の応答に基づいて調整されてよい。選定された特性インピーダンスに関係なく単純なリアクタンスシフトを作製するフィルタ回路1326などのいくつかのフィルタ回路は、あまり望ましくないことがある。はしご形回路網は、3つ以上のリアクタンス性素子も含んでよく、その場合、これらの素子すべては、共通パラメータを使用して変化することがある。複数の素子を使用することによって、高調波を大きく減少させることができる。しかしながら、いくつかの場合では、たとえば上記で図14に関して説明したように、フィルタ回路の構成要素の数を減少させることが望ましいことがある。
その上、上記で説明したように、フィルタ回路1326のプロトタイプの級、フィルタのタイプ、カットオフ周波数、および特性インピーダンスも、使用可能な所望のインピーダンス応答を達成するように構成され得る。プロトタイプの級は、構成要素値が他のパラメータに基づいてどのように選定されるかを示し得る。フィルタ回路1326のタイプは、低域、高域、帯域、ノッチ、またはこれらの組合せであってよい。カットオフ周波数は3dB減衰点であってよいが、カットオフ周波数は、プロトタイプの級に応じて変化してよい。特性インピーダンスは、これが単一インピーダンス回路(たとえば、50ΩのRF回路)において使用されている場合、フィルタ回路1326の目標実インピーダンスであってよい。
一実施形態によれば、これらの特性のうちいくつかのセット(たとえば、ドライバ回路設計およびドライバ回路フィルタ直列リアクタンス1108を選択する)を仮定すると、実負荷インピーダンスおよびリアクタンス性負荷インピーダンスをドライバ回路1324が非常に効率的で電力が一定である値に変換する実負荷インピーダンスおよびリアクタンス性負荷インピーダンスの範囲のインピーダンス変換をシステムが実行することを可能にする、選択されていない特性(たとえば、フィルタ回路1326設計)が得られ得る。
別の方法は、直列リアクタンスおよびはしご形回路網(すなわち、フィルタ回路1326)の逆変換を高効率曲線902および一定の電力に適用することを含むことができる。
本明細書で示されるように、ドライバ回路1324は、ドライバ回路1324に提示されるその範囲内のインピーダンスに関係なくインピーダンスの範囲にわたって一定の電流を供給する理想的なAC電流源(最大実負荷の何らかの比を上回るソースインピーダンスを有する)として挙動することができる。特定の一定の電流は、使用される特性の組合せに基づいて選定され得る。したがって、ワイヤレス電力送信機404は、抵抗(すなわち、実インピーダンス)が増加するにつれて、より多くの電力を供給することが可能なことがある。
フィルタ回路1326の構成要素値がひとたび決定されると、フィルタ回路の素子が、異なるインピーダンス値とともに変わる場合、インピーダンス変換は、ドライバ回路1324が効率的で、一定の電力を達成するために望ましいインピーダンスが得られない結果となることがある。たとえば、「望ましくない」変換は、許容差の低い構成要素、たとえば20パーセント変化し得る構成要素を使用することから生じることがある。このフィルタ設計では、類似の構成要素を使用しながら、インピーダンス値の変化は、様々な複素インピーダンスが送信回路1350によってドライバ回路1324に提示されるときドライバ回路1324が効率的であることを可能にするインピーダンス変換を生じ損なうおそれがある。
フィルタ回路の構成によれば、様々な素子のインピーダンスの値は特に、上記で説明した所望の変換を達成するそのような方法で選定される。任意の所与の素子のこれらのインピーダンス値を5%でも変えることによって、著しく異なるインピーダンス変換がもたらされる。したがって、ドライバ回路1124を高効率(たとえば、最高効率の20%以内)で維持する結果になる、上記で説明した所与のインピーダンス変換は、本明細書で説明する原理に従ったフィルタ素子のインピーダンス値の慎重な選択の後、達成される。
図22は、高効率な送信回路を設計するための例示的な方法の流れ図である。送信回路は、受信機デバイスを充電するまたはこれに電力供給するために電力をワイヤレスに出力するように構成され得る。ブロック2202では、負荷によってドライバ回路1324に提示される複素インピーダンス値の第1の範囲にわたって効率閾値で動作するように構成されたドライバ回路1324が選択され得る。選定された特性に基づいて、ブロック2204では、インピーダンス変換を実行して、フィルタ回路1326に提示されたインピーダンスを、複素インピーダンス値の第1の範囲に相関する複素インピーダンス値の第2の範囲に変換するように構成されたフィルタ回路1326が選択され得る。ブロック2206では、ドライバ回路1324に提示されたインピーダンスが複素インピーダンス値の第1の範囲のインピーダンス値に実質的に等しいように複素インピーダンス値の第2の範囲をシフトするように構成されたインピーダンス調整素子1308が選択され得る。
フィルタ回路1326は、送信回路1350とは異なる他のタイプの負荷のインピーダンス値を変換するように構成されてよく、したがって、様々な実施形態の原理は、多種多様な負荷を用いて実施され得ることをさらに理解されたい。したがって、本明細書で説明する実施形態はワイヤレス電力を提供することに限定されず、本発明による例示的な実施形態は、インピーダンス値の範囲を有する任意のタイプの可変負荷をドライバ回路1324が駆動し得る他の状況で適用されてよい。いくつかの実施形態では、送信回路1350は、ドライバ回路1324によって提供された信号の周波数で共振するように構成された送信コイル(またはループアンテナ)を含むことができる。送信回路1350は、上記で説明したように受信機608a、608b、および/または608cを充電するまたはこれに電力供給するために電力をワイヤレスに出力するように構成され得る。送信回路1350は、複数の受信機608a、608b、および608cに電力をワイヤレスに送信するようにさらに構成され得る。受信機608a、608b、および608cの各々は、フィルタ回路1326によって変換され得る広範囲の複素インピーダンス値を送信回路1350が含み得るように、送信回路1350によって見られるインピーダンスを変えることができる。フィルタ回路1326は、インピーダンス値を、非ゼロリアクタンスを有する値に変換することができ、したがって、この値は、抵抗に対応する実部分とリアクタンスに対応する虚数部分とを有する複素インピーダンス値である。
いくつかの実施形態では、フィルタ回路1326は受動回路であってよく、動作するロジックまたは制御信号の追加を必要としないことがある。フィルタ回路1326は、低域フィルタ回路1324であってよい。多種多様なフィルタ回路構成が、例示的な実施形態により使用されてよく、本明細書における原理に従って説明したように選択されてよいことを理解されたい。
ドライバ回路1324によって提供される電力の量は、ドライバ回路1324によって見られるインピーダンスの抵抗部分の量が増加するにつれて増加するように構成され得る。これによって、より多くのワイヤレス電力受信機608a、608b、および608cが送信回路1350から電力を受信するにつれて、効率を維持しながら、より高い電力を継続的に送出することが可能になることがある。その上、フィルタ回路1326は、最大電力が提供され得る、ドライバ回路1324によって見られるインピーダンスの大きさが、ドライバ回路1324の最高効率が提供される、ドライバ回路1324によって見られるインピーダンスの大きさよりも高いように可能になることがある。したがって、ドライバ回路1324は、抵抗(すなわち、実インピーダンス値)の範囲にわたって定電流源として実行することができる。上記で説明したように、ドライバ回路1324は、E級増幅器であってもよいし、スイッチング増幅器などの他の増幅器であってもよい。ドライバ回路1324は、上記で説明したように、他のタイプの増幅器を含んでもよい。しかしながら、注目すべきことに、ある実施形態では、D級回路が電圧源のように機能する。
フィルタ回路1326として示されているが、本明細書で説明する原理によれば、他のタイプの回路、構成要素、またはモジュールが、インピーダンス値の範囲をドライバ回路1324が非常に効率的である複素数値に変換する目的で、上記で説明したインピーダンス変換のタイプを実行するために使用されてよいことをさらに理解されたい。
図13に関して説明したように、フィルタ回路1326の機能のうち1つは、ドライバ回路1324によって生成された望ましくない高調波を除去することである。一態様では、高調波は、送信回路1350からの望ましくない放射を招くことがある。したがって、フィルタ回路1326は、送信回路1350からの放射を減少させて、スペクトル放射要件を満たすように放射を減少させる、ならびに、上記で説明したインピーダンス変換を実行するように構成され得る。たとえば、上記で説明したように、フィルタ回路1326は、送信回路1350の放射性放射(radiated emission)および伝導放射(conducted emission)を排除し受信機から送信機への結合を減少させることが可能な、7次の低域フィルタであってよい。一実施形態では、フィルタ回路1326は、ほぼ20〜250MHzの間の送信機の放射性放射および伝導放射を減少/排除するように構成され得る。フィルタ回路1326は、様々な適用例および電力要件または様々な動作周波数に応じて、他の周波数範囲の放射を排除するようにさらに構成され得ることを理解されたい。
図23は、例示的な一実施形態による、送信回路2300の一部分の別の概略図である。送信回路2300は、放射の減少を目的とする他の構成要素に加えてデュアルドライバ回路2324を備える一例を示す。図示のように、ドライバ回路2324および送信回路2350から電力源2302への放射を減少させるように構成された第1のフィルタ回路2360およびバイパスキャパシタ2370が含まれている。いくつかの実施形態では、送信回路2300は、VDD上にシャントキャパシタを含むことができる。2360のインダクタは、コモンモードチョークであってよい。ドライバ回路2324は、図示のように、第3のフィルタ回路2323を介して送信回路2350を駆動する二重のE級増幅器2324を含む。第3のフィルタ回路2323(二重のフィルタ回路)は、上記で説明したインピーダンス変換を実行するように構成される。第3のフィルタ回路2323は、上記で説明したように、送信回路2350の放射を減少させるようにさらに構成可能である。
図24は、図13に示されるような、ドライバ回路1324からの電力出力の測定された結果を、ドライバ回路1324に提示される負荷インピーダンスの実成分および虚数成分の関数として示す。測定結果は、上記で説明したように、インピーダンスZload(XFRM)がドライバ回路1324に提示されるときの電力等高線を示す。図示のように、電力出力は、任意のXloadにおいてRloadに対して増加しながら、Xloadとはほぼ無関係である。
上記で説明した方法の様々な動作は、様々なハードウェア構成要素および/もしくはソフトウェア構成要素、回路、ならびに/またはモジュールなどの、動作を実行することが可能な任意の適切な手段によって実行され得る。一般に、図に示される任意の動作は、その動作を実行することが可能な対応する機能的手段によって実行され得る。たとえば、送信する手段は、送信回路を含んでよい。駆動するための手段は、ドライバ回路を含んでよい。フィルタリングするための手段は、フィルタ回路を備えてよい。
情報および信号は多種多様な技術および技法のうちいずれかを使用して表され得ることは、当業者には理解されよう。たとえば、上記の説明全体を通じて言及され得るデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場もしくは磁気粒子、光場もしくは光学粒子、またはこれらの任意の組合せによって表され得る。
本明細書で開示される例示的な実施形態に関して説明した様々な例示的な論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップは、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、またはこの両方の組合せとして実装され得ることは、当業者にはさらに理解されよう。ハードウェアおよびソフトウェアのこの互換性を明確に示すために、様々な例示的な構成要素、ブロック、モジュール、回路、およびステップについて、それらの機能に関して上記で全体的に説明してきた。そのような機能をハードウェアとして実装するか、ソフトウェアとして実装するかは、特定の適用例および全体的なシステムに課せられた設計制約に依存する。当業者は、説明した機能を、各特定の適用例のための様々な方法で実装し得るが、そのような実装上の決定は、本発明の例示的な実施形態の範囲からの逸脱を引き起こすと解釈されるべきではない。
本明細書で開示する実施形態に関して説明した様々な例示的な論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ(DSP)、特定用途向け集積回路(ASIC)、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)もしくは他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートゲートまたはトランジスタ論理、ディスクリートハードウェア構成要素、または本明細書で説明する機能を実行するように設計されたこれらの任意の組合せを用いて実装または実行され得る。汎用プロセッサはマイクロプロセッサであってよいが、代替として、プロセッサは、任意の従来のプロセッサ、制御装置、マイクロコントローラ、または状態機械であってよい。プロセッサはまた、コンピューティングデバイスの組合せ、たとえば、DSPとマイクロプロセッサの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、DSPコアと連携する1つもしくは複数のマイクロプロセッサ、または任意の他のそのような構成として実装され得る。
本明細書で開示する例示的な実施形態に関して説明した方法またはアルゴリズムのステップは、ハードウェアで直接実施されてもよいし、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールで実施されてもよいし、これら2つの組合せで実施されてもよい。ソフトウェアモジュールは、ランダムアクセスメモリ(RAM)、フラッシュメモリ、読取り専用メモリ(ROM)、電気的プログラム可能ROM(EPROM)、電気消去可能プログラマブルROM(EEPROM)、レジスタ、ハードディスク、取外し可能ディスク、CD ROM、または当技術分野で知られている任意の他の形態の記憶媒体中に存在し得る。例示的な記憶媒体は、プロセッサが記憶媒体から情報を読み取り、記憶媒体に情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合される。代替として、記憶媒体はプロセッサと一体であってよい。プロセッサおよび記憶媒体はASICに存在し得る。ASICはユーザ端末に存在し得る。代替として、プロセッサおよび記憶媒体は、ユーザ端末に個別構成要素として存在してよい。
1つまたは複数の例示的な実施形態では、説明した機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの任意の組合せで実装され得る。ソフトウェアで実装する場合、機能は、1つまたは複数の命令またはコードとしてコンピュータ可読媒体上に記憶されてもよいし、コンピュータ可読媒体を介して送信されてもよい。コンピュータ可読媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの伝達を容易にする任意の媒体を含めて、コンピュータ記憶媒体と通信媒体の両方を含む。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされ得る任意の利用可能な媒体であってよい。限定ではなく、例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、RAM、ROM、EEPROM、CD ROMもしくは他の光ディスクストレージ、磁気ディスクストレージもしくは他の磁気ストレージデバイス、または命令またはデータ構造の形で所望のプログラムコードを搬送または記憶するために使用され得、コンピュータによってアクセスされ得る任意の他の媒体を含み得る。また、任意の接続は、コンピュータ可読媒体と呼ばれるのが適切である。たとえば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線(DSL)、または赤外線、無線、およびマイクロ波などのワイヤレス技術を使用してウェブサイト、サーバ、または他のリモートソースから送信される場合、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、DSL、または赤外線、無線、およびマイクロ波などのワイヤレス技術は、媒体の定義に含まれる。本明細書で使用する場合、ディスク(disk)およびディスク(disc)としては、コンパクトディスク(CD:compact disc)、レーザディスク(laser disc)、光ディスク(optical disc)、デジタル多用途ディスク(DVD:digital versatile disc)、フロッピー（登録商標）ディスク(floppy disk)、およびブルーレイディスク(Blu-ray（登録商標） disc)があり、ディスク(disk)は通常、磁気的にデータを再生し、ディスク(disc)は、レーザによって光学的にデータを再生する。前述の組合せも、コンピュータ可読媒体の範囲に含まれるべきである。
本明細書で使用するとき、「決定する」という用語は、多種多様な行為を包含する。たとえば、「決定する」は、計算する、算出する、処理する、得る、調べる、検索する(たとえば、テーブル、データベース、または別のデータ構造を検索する)、確認するなどを含むことができる。また、「決定する」は、受信する(たとえば、情報を受信する)、アクセスする(たとえば、メモリ内のデータにアクセスする)などを含むことができる。また、「決定する」は、決める(resolving)、選択する、選定する、確立するなどを含むことができる。
本明細書で開示する方法は、説明した方法を達成するための1つまたは複数のステップまたは行為を含む。方法ステップおよび/または行為は、特許請求の範囲から逸脱することなく、互いと交換され得る。言い換えれば、ステップまたは行為の特定の順序が指定されない限り、特定のステップおよび/または行為の順序および/または使用は、特許請求の範囲から逸脱することなく、修正され得る。
開示した例示的な実施形態の先の説明は、当業者が本発明を行うまたは使用することを可能にするために提供される。これらの例示的な実施形態の様々な修正は、当業者には容易に明らかになろう。本明細書で定義した一般的原理は、本発明の趣旨または範囲から逸脱することなく、他の実施形態に適用され得る。したがって、本発明は、本明細書に示される例示的な実施形態に限定されることを意図するものではなく、本明細書で開示する原理および新規な特徴に一致する最も広い範囲が与えられるべきである。
100 ワイヤレス電力伝達システム
102 入力電力
104 送信機
106 場、エネルギー場
108 受信機
110 出力電力
112 距離
114 送信コイル
118 受信コイル
204 送信機
206 送信回路、ワイヤレス場
208 受信機
210 受信回路
214 送信コイル
218 受信コイル
219 通信チャネル
222 発振器
223 周波数制御信号
224 ドライバ回路
226 インピーダンス変換回路
232 整合回路
234 スイッチング回路
236 バッテリ
350 送信回路、コイル
352 受信コイル、コイル
354 キャパシタ
356 キャパシタ
358 信号
404 送信機、送信機回路、ワイヤレス電力送信機
406 送信回路、固定インピーダンス整合回路
410 制御装置、プロセッサ、送信機電力ドライバ回路
414 送信コイル、コイル
416 負荷感知回路
422 発振器
424 ドライバ回路
460 密閉型検出器
480 存在検出器
506 電力変換回路
508 受信機、RF-DCコンバータ
510 受信回路、DC-DCコンバータ
512 スイッチング回路
514 ビーコン回路
516 プロセッサ
518 受信コイル
550 デバイス
600 ワイヤレス電力伝達システム
604 送信機、ワイヤレス電力送信機
606 場
608a 受信機、受信機デバイス、ワイヤレス電力受信機
608b 受信機、受信機デバイス、ワイヤレス電力受信機
608c 受信機、受信機デバイス、ワイヤレス電力受信機
614 送信回路、送信コイル
616c 通信リンク
618a 受信機、受信コイル
618b 受信機、受信コイル
618c 受信機、受信コイル
619a 通信リンク
619b 通信リンク
636a 負荷
636b 負荷
636c 負荷
638a 受信機、ワイヤレス電力受信機
638b 受信機、ワイヤレス電力受信機
638c 受信機、ワイヤレス電力受信機
702 発振入力信号、入力信号
704 スイッチ、FET
708 直列インダクタンス、インダクタ
710 スイッチシャントキャパシタ、キャパシタ
712 可変インダクタ、可変抵抗
714 直列インダクタ
716 キャパシタ
724 ドライバ回路、E級増幅器
750 送信回路、ワイヤレス電力送信回路
802 効率
804 出力電力、合計出力電力
902 等高線、経路、効率経路、高効率曲線、効率等高線
906a 等高線、効率等高線
906b 等高線、効率等高線
906c 等高線、効率等高線
908 矢印、経路
1006 等高線、電力等高線
1006a 電力等高線、等高線
1006b 電力等高線、等高線
1006c 電力等高線、等高線
1008 経路、矢印
1108 ドライバ回路フィルタ直列リアクタンス
1124 ドライバ回路
1125 フィルタ回路
1126 フィルタ回路
1304 FET
1308 直列インダクタ、直列リアクタンス、FET、直列インダクタンス、インピーダンス調整素子
1310 シャントキャパシタ、キャパシタ
1312 負荷、可変負荷
1314 TXコイル、コイル
1324 ドライバ回路
1326 フィルタ回路
1328 リアクタンス構成要素X1
1330 リアクタンス構成要素X2
1332 リアクタンス構成要素X3
1350 ドライバ回路、送信回路、送信コイル
1406 回路
1408 直列インダクタ、リアクタンス性構成要素、直列L値
1410 リアクタンス性構成要素
1414 コイル
1416 リアクタンス性構成要素
1424 ドライバ回路
1426 フィルタ回路
1430 シャントキャパシタ、リアクタンス性構成要素
1502 円、第1の円
1505 円、第2の円
1602 フィルタ回路
2300 送信回路
2302 電力源
2323 第3のフィルタ回路
2324 ドライバ回路、E級増幅器
2350 送信回路
2360 第1のフィルタ回路
2370 バイパスキャパシタ

Claims (31)

  1. 効率および電力出力レベルを特徴とするドライバ回路であって、インピーダンスを有する送信回路に電気的に接続され、前記送信回路の前記インピーダンスは、抵抗性変化とリアクタンス性変化とを含む複素インピーダンス範囲内にあり、前記複素インピーダンス範囲は、最小実インピーダンス値、最大実インピーダンス値、最小虚数インピーダンス値、および最大虚数インピーダンス値によって定義され、前記最大実インピーダンス値と前記最小実インピーダンス値の比は少なくとも2対1であり、前記最大虚数インピーダンス値と前記最小虚数インピーダンス値との間の差の大きさは、前記最小実インピーダンス値と最大実インピーダンス値との間の差の大きさの少なくとも2倍である、ドライバ回路と、
    前記ドライバ回路に電気的に接続され、前記インピーダンスが前記複素インピーダンス範囲内にあるとき、前記ドライバ回路の前記効率を前記ドライバ回路の最高効率の20%以内であるレベルに維持するように前記送信回路の前記インピーダンスを修正するように構成されたフィルタ回路と
    を備え、
    前記フィルタ回路は、前記複素インピーダンス範囲内の前記リアクタンス性変化にかかわらず、実質的に一定の電力出力レベルを維持するようにさらに構成され、
    前記フィルタ回路は、前記電力出力レベルと前記複素インピーダンス範囲内の前記抵抗性変化との間の実質的に線形の関係を維持するようにさらに構成される、送信機装置。
  2. 前記比は、少なくとも5対1または少なくとも10対1のうち1つである、請求項1に記載の送信機装置。
  3. 前記最小実インピーダンス値はほぼ1オームであり、前記最大実インピーダンス値はほぼ50オームであり、前記最小虚数インピーダンス値はほぼ-50jオームであり、前記最大虚数インピーダンス値はほぼ+50jオームである、請求項1に記載の送信機装置。
  4. 前記最小実インピーダンス値はほぼ1オームであり、前記最大実インピーダンス値はほぼ100オームであり、前記最小虚数インピーダンス値はほぼ-100jオームであり、前記最大虚数インピーダンス値はほぼ+100jオームである、請求項1に記載の送信機装置。
  5. 前記送信回路は、前記フィルタ回路の出力に電気的に接続された送信コイルを備え、前記送信コイルは、1つまたは複数の受信機デバイスを充電するまたはこれに電力供給するのに十分なレベルで電力をワイヤレスに送信するように構成される、請求項1に記載の送信機装置。
  6. 前記送信回路は、1つまたは複数の受信機デバイスを充電するまたはこれに電力供給するのに十分なレベルで電力をワイヤレスに送信するように構成され、前記送信回路からの電力を受信するための前記1つまたは複数の受信機デバイスの配置は、前記送信回路の前記インピーダンスにおける実変化および前記リアクタンス性変化を引き起こす、請求項1に記載の送信機装置。
  7. 前記ドライバ回路は、スイッチとスイッチシャントキャパシタと直列インダクタとを備えるE級増幅器回路を備える、請求項1に記載の送信機装置。
  8. 前記フィルタ回路は1つまたは複数のリアクタンス性構成要素を備え、前記1つまたは複数のリアクタンス性構成要素および前記直列インダクタの値は、前記インピーダンスの前記修正に前記効率および前記電力出力レベルを維持させるように選択される、請求項7に記載の送信機装置。
  9. 前記1つまたは複数のリアクタンス性構成要素は、グランドに、および前記ドライバ回路と前記送信回路との間に電気的に結合された単一シャントキャパシタ回路網からなる、請求項8に記載の送信機装置。
  10. 前記直列インダクタは、前記ドライバ回路と前記フィルタ回路との間で前記インピーダンスのリアクタンス性シフトを引き起こすように構成される、請求項7に記載の送信機装置。
  11. 前記最小実インピーダンス値および前記最大実インピーダンス値は前記抵抗性変化に対応し、前記最小虚数インピーダンス値および前記最大虚数インピーダンス値はリアクタンス性変化に対応する、請求項1に記載の送信機装置。
  12. 前記インピーダンスの抵抗部分の量が増加するにつれて、前記電力出力レベルが増加する、請求項1に記載の送信機装置。
  13. 共振回路を形成するようにキャパシタに直列に電気的に接続されたインダクタンスを有するコイルを備えた前記送信回路であって、
    スイッチとスイッチシャントキャパシタと前記ドライバ回路の出力に電気的に接続された直列インダクタとを備えるスイッチング増幅回路を備える、前記ドライバ回路と、
    前記ドライバ回路と前記送信回路との間に電気的に接続された前記フィルタ回路であって、単一シャントキャパシタ回路網のみを備える前記フィルタ回路と
    をさらに備える、請求項1に記載の送信機装置。
  14. 前記フィルタ回路は、
    半円の半径に対応する第1の値Rdであって、前記半円は、ドライバ回路の効率が前記ドライバ回路の最高効率の少なくとも20%以内である値に対応する前記半円の周辺部に沿った複素インピーダンス値のセットによって定義される、第1の値Rdと、
    所望の変換されたインピーダンスが前記フィルタ回路の入力においてRdに等しいことをもたらす、前記フィルタ回路の負荷における実インピーダンス値に対応する第2の値R0
    から選択された値を有する1つまたは複数のリアクタンス性構成要素を備える、送信機装置。
  15. ワイヤレス電力送信機デバイス用のフィルタ回路の1つまたは複数のリアクタンス性構成要素の構成要素値を選択する方法であって、前記フィルタ回路は、ドライバ回路と送信回路との間に電気的に接続され、方法は、
    前記ドライバ回路の効率が閾値を上回る複素インピーダンス値の第1のセットを決定するステップであって、前記複素インピーダンス値の第1のセットは、半円の経路に沿って複素インピーダンス値に実質的にマッピングされる、ステップと、
    前記ドライバ回路の電力出力が実質的に一定である複素インピーダンス値の第2のセットを決定するステップであって、前記複素インピーダンス値の第2のセットは、前記半円に直交し最大値で前記半円と交差する全円経路に沿って値に実質的にマッピングされる、ステップと、
    前記送信回路の可変複素インピーダンスを前記複素インピーダンス値の第1のセットおよび前記複素インピーダンス値の第2のセットから得られた複素インピーダンス値に修正するインピーダンス変換を提供するように前記構成要素値を選択するステップと
    を含む方法。
  16. 前記構成要素値を選択するステップは、
    前記半円の半径に対応する第1の値Rdを決定するステップと、
    前記フィルタ回路の入力における前記値Rdに等しい所望の変換されたインピーダンスをもたらす、前記フィルタ回路の負荷における実インピーダンス値に対応する第2の値R0を決定するステップと、
    RdおよびR0から得られる前記値に基づいて前記フィルタ回路の前記1つまたは複数のリアクタンス性構成要素の構成要素値を選択するステップと
    を含む、請求項15に記載の方法。
  17. 第1のリアクタンス性構成要素X1の第1の構成要素値は、式
    X1(R0) = (2・Rd・R0).5-Rd
    に従って選択される、請求項16に記載の方法。
  18. 第2のリアクタンス性構成要素X2の第2の構成要素値は、式
    X2(R0) = -(2・Rd・R0).5
    に従って選択される、請求項17に記載の方法。
  19. 第3のリアクタンス性構成要素X3の第3の構成要素値は、式
    X3(R0) = (2・Rd・R0).5-R0
    に従って選択される、請求項18に記載の方法。
  20. 効率および電力出力レベルを特徴とするドライバ回路のインピーダンスを調整する方法であって、前記ドライバ回路は、インピーダンスを有する送信回路に電気的に接続され、前記送信回路の前記インピーダンスは、抵抗性変化とリアクタンス性変化とを含む複素インピーダンス範囲内にあり、前記複素インピーダンス範囲は、最小実インピーダンス値、最大実インピーダンス値、最小虚数インピーダンス値、および最大虚数インピーダンス値によって定義され、前記最大実インピーダンス値と前記最小実インピーダンス値の比は少なくとも2対1であり、前記最大虚数インピーダンス値と前記最小虚数インピーダンス値との間の差の大きさは、前記最小実インピーダンス値と前記最大実インピーダンス値との間の差の大きさの少なくとも2倍であり、方法は、
    前記インピーダンスが前記複素インピーダンス範囲内にあるとき、前記ドライバ回路の最高効率の20%以内であるレベルに前記ドライバ回路の前記効率を維持するように前記送信回路の前記インピーダンスを修正するステップと、
    前記複素インピーダンス範囲内の前記リアクタンス性変化にかかわらず、実質的に一定の電力出力レベルを維持するステップと、
    前記電力出力レベルと前記複素インピーダンス範囲内の前記抵抗性変化との間の実質的に線形の関係を維持するステップと
    を含む方法。
  21. 前記比は、少なくとも5対1または少なくとも10対1のうち1つである、請求項20に記載の方法。
  22. 前記最小実インピーダンス値はほぼ1オームであり、前記最大実インピーダンス値はほぼ50オームであり、前記最小虚数インピーダンス値はほぼ-50jオームであり、前記最大虚数インピーダンス値はほぼ+50jオームである、請求項20に記載の方法。
  23. 前記最小実インピーダンス値はほぼ1オームであり、前記最大実インピーダンス値はほぼ100オームであり、前記最小虚数インピーダンス値はほぼ-100jオームであり、前記最大虚数インピーダンス値はほぼ+100jオームである、請求項20に記載の方法。
  24. 1つまたは複数の受信機デバイスを充電するまたはこれに電力供給するのに十分なレベルで電力をワイヤレスに送信するステップをさらに含む、請求項20に記載の方法。
  25. 1つまたは複数の受信機デバイスを充電するまたはこれに電力供給するのに十分なレベルで電力をワイヤレスに送信するステップをさらに含み、前記送信回路からの電力を受信するための前記1つまたは複数の受信機デバイスの配置は、前記送信回路の前記インピーダンスにおける実変化および前記リアクタンス性変化を引き起こす、請求項20に記載の方法。
  26. 前記ドライバ回路は、スイッチとスイッチシャントキャパシタと直列インダクタとを備えるE級増幅器回路を備える、請求項20に記載の方法。
  27. 前記修正するステップは、1つまたは複数のリアクタンス性構成要素を備えるフィルタ回路で行われ、前記1つまたは複数のリアクタンス性構成要素および前記直列インダクタの値は、前記インピーダンスの前記修正に前記効率および前記電力出力レベルを維持させるように選択される、請求項26に記載の方法。
  28. 前記1つまたは複数のリアクタンス性構成要素は、グランドに、および前記ドライバ回路と前記送信回路との間に電気的に結合された単一シャントキャパシタ回路網からなる、請求項27に記載の方法。
  29. 前記ドライバ回路と前記フィルタ回路との間で前記インピーダンスのリアクタンス性シフトを引き起こすステップをさらに含む、請求項26に記載の方法。
  30. 前記最小実インピーダンス値および前記最大実インピーダンス値は前記抵抗性変化に対応し、前記最小虚数インピーダンス値および前記最大虚数インピーダンス値はリアクタンス性変化に対応する、請求項20に記載の方法。
  31. 前記インピーダンスの抵抗部分の量が増加するにつれて、電力出力レベルを増加させるステップをさらに含む、請求項20に記載の方法。
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