KR20150059113A - 입력 전류 제어 방법, 입력 전류 제어 방법을 이용한 스위치 제어 회로, 및 이를 포함하는 전력 공급 장치 - Google Patents

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엄현철
김영종
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Abstract

전력 스위치를 포함하는 전력 공급 장치의 입력 전류 제어 방법은 상기 전력스위치에 흐르는 스위치 전류를 나타내는 감지 전압을 상기 전력 스위치의 스위칭 주기 동안 적분하여 입력 감지 전압을 생성하는 단계, 상기 입력 감지 전압과 소정의 기준 전압과 상기스위칭 주기에 따라 결정되는 입력 기준 전압을 비교하는 단계, 및 상기 비교 결과에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 포함한다.

Description

입력 전류 제어 방법, 입력 전류 제어 방법을 이용한 스위치 제어 회로, 및 이를 포함하는 전력 공급 장치{INPUT CURRENT CONTROL METHOD, SWITCH CONTROL CIRCUIT, AND POWER SUPPLY COMPRISING THE SWITCH CONTROL CIRCUIT}
도면을 참조한 상세한 설명에 따른 실시 예들은 입력 전류 제어 방법, 입력 전류 제어 방법을 이용한 스위치 제어 회로, 및 스위치 제어 회로를 포함하는 전력 공급 장치에 관한 것이다.
전력 공급 장치에서 전력 공급을 제어하는 전력 스위치에 흐르는 전류(스위치 전류)의 피크가 소정의 전류 제한을 넘지 않도록하여, 전력 공급 장치의 입력 전류를 제어한다. 이 때, 입력 전류를 일정하게 제어하기 위해서는 전류 제한이 변형된다.
예를 들어, 입력 전류를 일정하게 제어하기 위해서 전류 제한은 루트-싸인(√sinewave) 함수 파형일 수 있다. 그러나 이렇게 전류 제한을 변형하더라도, 입력 전류가 정확하고 일정하게 제어되지 않고, 입력 전압의 영교차 시점에 입력 전류의 왜곡이 발생할 수 있다. 아울러, 전류 제한을 설정하기 위해 스위치 제어 IC의 외부 소자들(예를 들어, 커패시터 및 저항등)을 적절히 설정해야 하는 번거로움이 있다.
정확하게 입력 전류를 일정하게 제어할 수 있는 입력 전류 제어 방법, 입력 전류 제어 방법을 이용한 스위치 제어 회로, 및 이를 포함하는 전력 공급 장치를 제공하고자 한다.
실시 예에 따른 전력 스위치를 포함하는 전력 공급 장치의 입력 전류 제어방법은, 상기 전력 스위치에 흐르는 스위치 전류를 나타내는 감지 전압을 상기 전력스위치의 스위칭 주기 동안 적분하여 입력 감지 전압을 생성하는 단계 상기 입력 감지 전압과 소정의 입력 기준 전압을 비교하는 단계 및 상기 비교 결과에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 포함한다.
상기 입력 감지 전압을 생성하는 단계는, 상기 감지전압을 감지 전류로 변환하는 단계 및 상기 감지 전류를 이용하여 제1 커패시터를 충전하는 단계를 포함하고, 상기 입력 감지 전압은 상기 제1 커패시터에 충전된 전압이다.
상기 감지 전류에 의해 제1 커패시터가 충전되는 단계는 상기 입력 감지 전압이 상기 입력 기준전압에 도달할 때까지 수행된다.
상기 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 입력 감지전압이 상기 입력 기준 전압에 도달하는 시점에 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 단게를 포함한다.
상기 입력 전류 제어 방법은, 소정의 기준 전압과 상기 스위칭 주기에 따라 결정되는 상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계를 더 포함한다.
상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계는, 상기 기준 전압을 기준 전류로 변환하는 단계 상기 기준전류를 이용하여 상기 스위칭 주기 동안 제2 커패시터를 충전하는 단계 및 상기 제2 커패시터에 충전된 스위칭 주기 전압의 피크를 상기 스위칭 주기 단위로 샘플링 및 홀딩하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계를 더 포함한다.
상기 제2 커패시터에 충전된 전압은 상기 전력 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어 리셋된다.
상기 제2 커패시터가 충전되는 단계는 소정의 스위칭 인에이블 기간동안에 수행되는 단계를 더 포함한다.
상기 입력 전류 제어 방법은, 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호에 동기되어 상기 스위칭 인에이블 기간을 지시하는 스위칭 인에이블 신호의 레벨에 따라 제1 출력을 생성하는 단계 상기 오실레이터 신호에 동기되어 상기제1 출력의 레벨에 따라 제2 출력을 생성하는 단계 및 상기 제1 출력 및 상기제2 출력을 논리합 연산하고, 연산 결과에 따라 전력스위치의 구동을 위한 게이트 전압을 생성하는 단계를 더 포함한다.
상기 입력 전류 제어 방법은, 상기 전력 공급 장치의 출력 전류에 대응하는 전압과 제1 기준 전압의 차를 증폭한 비교 전압에 상기 전력 공급 장치의 입력 전압에 대응하는 정보를 이용하여 상기 기준 전압을 생성하는 단계를 더 포함한다.
상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계는, 상기 기준 전압과 상기 스위칭 주기를 곱하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계를 포함한다. 상기 기준 전압을 생성하는 단계는, 상기 비교 전압과 상기 입력 전압에 대응하는 정보를 곱하여 상기 기준 전압을 생성하는 단계를 포함한다.
실시 예에 따른 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 회로는, 상기 전력 스위치에 흐르는 스위칭 전류를 나타내는 감지 전압을 상기 전력스위치의 스위칭 주기 단위로 적분하여 입력 감지 전압을 생성하는 입력 전류 계산기 및 상기 입력 감지 전압과 소정의 입력 기준 전압을 비교한 결과에 따라 게이트 오프 신호를 생성하는 입력 전류 비교기를 포함하고, 상기 게이트 오프신호에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시킨다.
상기 입력 전류 계산기는, 상기 감지 전압을 입력받고, 상기 감지 전압에 따르는 감지 전류를 생성하는 제1 전압-전류 컨버터 및 상기 감지 전류에 대응하는 전류로 상기 전력 스위치의 턴 온 기간 동안 제1 커패시터를 충전하여 상기 입력 감지 전압을 생성하는 제1 충전부를 포함한다.
상기 제1 전압-전류 컨버터는, 상기 감지 전압이 입력되는 제1 입력단과 다른 제2 입력단의 전압을 동일하게 제어하는 출력을 생성하는 제1 오차 증폭기 상기 제1 오차 증폭기의 출력이 입력되는 베이스를 포함하는 제1 BJT; 및 상기 제1 BJT의 에미터와 상기 제2 입력단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항을 포함한다. 상기 감지 전류는 상기 제1 BJT와 상기 제1 저항을 통해 그라운드로 흐른다.
상기 입력 전류 계산기는, 상기 제1 BJT의 컬렉터에 연결되어 있고, 상기 감지 전류를 복사하여 상기 제1 커패시터에 전류를 공급하는 제1 전류 미러 회로를 더 포함한다.
상기 제1 충전부는, 상기 제1 커패시터에 병렬 연결되어 있는 제1 트랜지스터를 포함하고, 상기 제1 트랜지스터는 상기 전력 스위치의 턴 온 기간 동안 턴 오프 되어 있다.
상기 스위치 제어 회로는, 소정의 기준 전압과 상기 스위칭 주기를 이용하여 입력 기준 전압을 생성하는 멀티플라이어를 더 포함한다.
상기 멀티플라이어는, 상기 기준 전압을 입력받고, 상기 기준 전압에 따르는 기준 전류를 생성하는 제2 전압-전류 컨버터 상기 기준 전류에 대응하는 전류로 상기 스위칭 주기 동안 제2 커패시터를 충전하여 스위칭 주기 전압을 생성하는 제2 충전부 및 상기 스위칭 주기 전압의 피크를 상기 스위칭 주기 단위로 샘플링 및 홀딩하여 상기 입력 기준전압을 생성하는 샘플/홀딩부를 포함한다.
상기 제2 전압-전류 컨버터는, 상기 기준 전압이 입력되는 제1 입력단과 다른 제2 입력단의 전압을 동일하게 제어하는 출력을 생성하는 제2 오차 증폭기 상기 제2 오차 증폭기의 출력이 입력되는 베이스를 포함하는 제2 BJT; 및 상기 제2 BJT의 에미터와 상기 제2 입력단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제2 저항을 포함하고, 상기 기준 전류는 상기 제2 BJT와 상기 제2 저항을 통해 그라운드로 흐른다.
상기 멀티플라이어는, 상기 제2 BJT의 컬렉터에 연결되어 있고, 상기 기준 전류를 복사하여 상기 제2 커패시터에 전류를 공급하는 제2 전류 미러 회로를 더 포함한다.
상기 제2 충전부는, 상기 제2 커패시터에 병렬 연결되어 있는 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 제2 트랜지스터는 상기 전력 스위치의 턴 온 시점에 동기되어 턴 온 된다.
상기 멀티플라이어는, 상기 제2 커패시터에 공급되는 전류를 제어하는 인에이블 스위치를 더 포함하고, 상기 인에이블 스위치는 스위칭 인에이블 신호에 따라 스위칭 동작하며, 상기 스위칭 인에이블 신호는 상기 전력 스위치의 스위칭 동작 기간을 제어하는 신호이다.
상기 스위치 제어 회로는, 상기 스위칭 인에이블 신호와 상기 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호에 기초하여 상기 전력 스위치의 스위칭시키는 게이트 전압의 출력 여부를 결정하는 게이트 인에이블부를 더 포함한다.
상기 게이트 인에이블부는, 클록단에 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호가 입력되고, 입력단에 상기 스위칭 인에이블 신호가 입력되며, 상기 오실레이터 신호에 동기되어 상기 스위칭 인에이블 신호의 레벨에 따라 제1 출력을 생성하는 제1 D-플립플롭클록단에 상기 오실레이터 신호가 입력되고, 입력단에 상기 제1 출력이 입력되며, 상기 오실레이터 신호에 동기되어 상기 제1 출력의 레벨에 따라 제2 출력을 생성하는 제2 D-플립플롭 상기 제1 출력 및 상기 제2 출력을 논리합 연산하는 논리합 게이트를 포함한다.
상기 입력 전류 계산기는, 상기 감지 전압을 인가되는 제1 저항과 상기제1 저항에 흐르는 감지 전류에 대응하는 전류로 충전되는 제1 커패시터를 포함하고, 상기 멀트플라이어는, 상기 기준 전압이 인가되는 제2 저항과 상기 제2 저항에 흐르는 기준 전류에 대응하는 전류로 충전되는 제2 커패시터를 포함하며, 상기 입력 전류는 상기제1 저항의 저항값과 상기 제1 커패시터의 커패시턴스를 곱한 값을 상기 제2 저항의 저항값과 상기 제2 커패시터의 커패시턴스를 곱한 값으로 나눈 결과에 비례한다.
상기 스위치 제어 회로는, 상기 전력 스위치의 스위칭 동작에 따라 제어되는 출력 전류에 대응하는 전압과 제1 기준 전압의 차를 증폭한 비교 전압에 상기 전력 공급 장치의 입력 전압에 대응하는 정보를 이용하여 상기 기준 전압을 생성하는 제1 멀티플라이어, 및 상기 기준 전압과 상기 전력 스위치의 스위칭 주기를 곱하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 제2 멀티플라이어를 더 포함한다.
실시 예에 따른 전력 공급 장치는, 입력 전압에 전기적으로 연결되어 있는 전력 스위치 및 상기 전력 스위치에 흐르는 스위칭 전류를 나타내는 감지 전압을 상기 전력 스위치의 스위칭 주기 단위로 적분하여 입력 감지 전압을 생성하고, 상기 입력 감지 전압과 소정의 입력 기준 전압을 비교한 결과에 따라 상기전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 포함한다.
상기 스위치 제어 회로는, 소정의 기준 전압을 이용하여 상기 스위칭 주기 단위로 커패시터를 충전하여 스위칭 주기 전압을 생성하고, 상기 스위칭 주기 전압을 상기 스위칭 주기 단위로 샘플링 및 홀딩하여 상기 입력 기준전압을 생성한다.
상기 스위치 제어 회로는, 소정의 스위칭 인에이블 기간을 지시하는 스위칭 인에이블 신호와 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호에 기초하여 상기 전력 스위치를 스위칭시키는 게이트 전압의 출력 여부를 결정한다.
상기 스위칭 인에이블 기간은 상기 입력 전압이 발생하는 기간 중 소정의 동작기간일 수 있다.
실시 예들을 통해 정확하게 입력 전류를 일정하게 제어할 수 있는 입력 전류 제어 방법, 입력 전류 제어 방법을 이용한 스위치 제어 회로, 및 이를 포함하는 전력 공급 장치를 제공한다.
도 1은 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.
도 2는 실시 예에 따른 스위치 제어 회로를 나타낸 도면이다.
도 3은 실시 예에 따른 입력 전압, 오실레이터 신호, 입력 감지 전압, 입력 기준 전압, 스위칭 주기 전압, 감지 전압, 및 감지 전압의 평균을 나타낸 파형도이다.
도 4는 다른 실시 예에 따른 스위치 제어 회로를 나타낸 도면이다.
도 5는 입력 전압의 한 주기를 나타낸 파형도이다.
도 6은 다른 실시 예에 따른 스위칭 인에이블 신호가 하이 레벨로 상승하는 시점을 포함하는 소정 기간 동안, 오실레이터 신호, 게이트 인에이블 신호, 스위칭 주기 전압, 스위치 동작 전압, 입력 기준 전압, 입력 감지 전압, 및 감지 전압을 나타낸 파형도이다.
도 7은 다른 실시 예에 따른 스위칭 인에이블 신호가 로우 레벨로 하강하는 시점을 포함하는 소정 기간 동안, 오실레이터 신호, 게이트 인에이블 신호, 스위칭 주기 전압, 스위치 동작 전압, 입력 기준 전압, 입력 감지 전압, 및 감지 전압을 나타낸 파형도이다.
도 8은 또 다른 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 전력 공급 장치에는 입력 전류를 실시간으로 계산하여 소정의 입력 기준 전류로 제어하는 방법이 적용되어 있다.
실시 예에 따른 입력 전류 계산 방법은 전력 공급 장치에 흐르는 전류(이하, 스위치 전류)를 이용하여 입력 전류를 실시간으로 계산할 수 있다. 실시간으로 계산된 입력 전류는 입력 기준 전류와 비교되고, 입력 전류가 입력 기준 전류에 일치하도록 전력 공급 장치의 스위치(이하, 전력 스위치)의 스위칭 동작이 제어될 수 있다.
구체적으로, 실시 예는 스위치 전류(Isw)를 나타내는 감지 전압(VCS)을 이용하여 입력 전류(Iin)에 대응하는 입력 감지 전압(InV)을 생성하고, 입력 감지 전압(InV)과 입력 기준 전류에 대응하는 입력 기준 전압(InVR)을 비교하며, 비교 결과에 따라 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어한다. 입력 기준 전압(InVR)은 소정의 전압으로 고정되거나, 스위칭 주기에 따라 변할 수 있다. 예를 들어, 스위칭 주기가 고정되어 있는 경우, 입력 기준 전압(InVR)은 일정하게 고정된다. 이하, 도 1을 참조하여 실시 에를 설명한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 전력 공급 장치(1)는 정류 회로(10), 인덕터(L), 커패시터(C), 트랜스포머(20), 정류 다이오드(D), 출력 커패시터(COUT), 전력 스위치(SW), 감지 저항(RS), 및 스위치 제어 회로(40)를 포함한다.
전력 공급 장치(1)의 양 출력단은 부하(30)에 연결되어 있고, 부하(30)의 일 예로 직렬 연결된 복수의 LED가 도 1에 도시되어 있다. 그러나 실시 에가 이에 한정되는 것은 아니다.
교류 입력(AC)은 정류 회로(10)를 통해 정류되고, 정류된 교류 입력은 인덕터(L)와 커패시터(C)로 구성된 LC 필터를 통해 직류가 된다. 정류 회로(10)는 전파 정류 회로인 풀-브릿지 다이오드일 수 있다.
트랜스포머(20)은 입력 전압(Vin)에 연결된 1차측 권선(CO1)과 출력 전압(Vout)에 연결된 2차측 권선(CO2)을 포함한다. 1차측 권선(CO1)과 2차측 권선(CO2)는 소정의 권선비(1차측 권선의 권선수:2차측 권선의 권선수)로 절연 커플링되어 있다.
1차측 권선(CO1)의 일단은 입력 전압(Vin)에 연결되어 있고, 1차측 권선(CO1)의 타단은 전력 스위치(SW)의 일전극(드레인)에 연결되어 있다. 1차측 권선(CO1)에는 전력 스위치(SW)의 온 기간 동안 입력 전류(Iin)에 의한 에너지가 저장된다.
2차측 권선(CO2)의 일단은 정류 다이오드(D)의 애노드에 연결되어 있고, 2차측 권선(CO2)의 타단은 2차측 그라운드에 연결되어 있다. 전력 스위치(SW)의 오프 기간 동안, 1차측 권선(CO1)에 저장된 에너지가 2차측 권선(CO2)로 전달된다.
전력 스위치(SW)는 입력 전압(Vin)에 전기적으로 연결되어 있고, 전력 공급장치의 출력 전력을 제어한다. 전력 스위치(SW)의 게이트는 스위치 제어 회로(40)로부터 공급되는 게이트 전압(VG)이 연결되어 있고, 전력 스위치(SW)의 타전극(소스)는 감지 저항(RS)을 통해 1차측 그라운드에 연결되어 있다. 전력 스위치(SW)는 하이 레벨의 게이트 전압(VG)에 의해 턴 온 되고, 로우 레벨의 게이트 전압(VG)에 의해 턴 오프 된다.
출력 커패시터(COUT)은 전력 공급 장치(1)의 양 출력단 사이에 연결되어 있다. 출력 커패시터(COUT)의 일전극은 정류 다이오드(D)의 캐소드에 연결되어 있고, 출력 커패시터(COUT)의 타전극은 2차측 그라운드에 연결되어 있다.
2차측 권선(CO2)에 흐르는 전류가 정류 다이오드(D)를 통과하다. 정류 다이오드(D)를 통과한 전류는 부하(30)에 공급되고, 출력 전압(Vout)은 출력 커패시터(COUT)에 의하여 평활된다.
스위치 제어 회로(40)는 입력 전류 계산기(100), 멀티플라이어(200), 입력 전류 비교기(300), SR 래치(400), 및 게이트 구동부(500)를 포함한다.
스위치 제어 회로(40)는 감지 전압(VCS)을 이용해 입력 전류(Iin)에 대응하는 입력 감지 전압(InV)과 입력 기준 전압(InVR)을 비교한 결과에 따라 게이트 전압(VG)을 생성한다.
스위치 제어 회로(40)에 적용되는 입력 전류(Iin) 산출 방법은 아래와 같다.
입력 전류(Iin)는 전력 스위치(SW)의 한 스위칭 주기 동안의 스위치 전류(Isw)의 평균이다. 따라서 입력 전류(Iin)는 한 스위칭 주기 동안의 스위치 전류(Isw)의 총량에 비례한다. 즉, 입력 감지 전압(InV)은 한 스위칭 주기 동안의 감지 전압(VCS)을 적분한 결과에 비례한다.
한 스위칭 주기 동안의 스위치 전류(Isw)의 평균을 산출하기 위해서는 스위칭 주기(Ts)로 한 스위칭 주기 동안의 스위치 전류(Isw)의 총량을 나눠야 한다. 즉, 한 스위칭 주기 동안의 감지 전압(VCS)의 적분 결과를 스위칭 주기(Ts)로 나눈 결과(이하, 감지 전압 평균)는 입력 전류(Iin)를 나타낸다.
스위치 제어 회로(40)는 감지 전압 평균이 입력 기준 전류에 대응하는 소정 값에 일치하도록 스위칭 동작을 제어한다. 예를 들어, 스위치 제어 회로(40)는 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR)에 도달할 때, 전력 스위치(SW)를 턴 오프 시킨다.
실시 예에 따른 입력 전류 계산기(100)는 입력 감지 전압(InV)을 생성한다. 즉, 입력 전류 계산기(100)는 감지 전압(VCS)을 적분하여 입력 감지 전압(InV)을 생성한다.
멀티플라이어(200)는 소정의 기준 전압과 스위칭 주기를 곱하여 입력 기준 전압(InVR)을 생성한다.
입력 전류 비교기(300)는 입력 감지 전압(InV)과 입력 기준 전압(InVR)을 비교하고, 비교한 결과에 따라 게이트 오프 신호(GOFF)를 생성한다. 예를 들어, 입력 전류 비교기(300)는 입력 감지 전압(InV)이 입력되는 비반전 단자(+)와 입력 기준 전압(InVR)이 입력되는 반전 단자(-)를 포함하고, 비반전 단자(+)의 입력이 반전 단자(-)의 입력 이상일 때 하이 레벨의 게이트 오프 신호(GOFF)를 생성한고, 그 반대의 경우 로우 레벨의 게이트 오프 신호(GOFF)를 생성한다.
SR 래치(400)는 스위칭 주기를 결정하는 오실레이터 신호(OSC)에 따라 전력 스위치(SW)를 턴 온 시키는 게이트 제어 신호(VC)을 생성하고, 게이트 오프 신호(GOFF)에 따라 전력 스위치(SW)를 턴 오프 시키는 게이트 제어 신호(VC)을 생성한다.
SR 래치(400)는 오실레이터 신호(OSC)가 입력되는 셋단(S), 게이트 오프 신호(GOFF)가 입력되는 리셋단(R), 및 게이트 제어 신호(VC)이 출력되는 출력단(Q)을 포함한다. SR 래치(400)는 셋단(S)의 입력의 상승 에지에 동기되어 하이 레벨의 게이트 제어 신호(VC)를 생성하고, 리셋단(R)의 입력의 상승 에지에 동기되어 로우 레벨의 게이트 제어 신호(VC)를 생성한다.
게이트 구동부(500)는 게이트 제어 신호(VC)에 따라 게이트 전압(VG)을 생성한다. 예를 들어, 게이트 구동부(500)는 하이 레벨의 게이트 제어 신호(VC)에 따라 하이 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성하고, 로우 레벨의 게이트 제어 신호(VC)에 따라 로우 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성한다.
이하, 도 2를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전류 계산기 및 멀티플라이어를 설명한다.
도 2는 실시 예에 따른 스위치 제어 회로를 나타낸 도면이다.
도 2에는 입력 전류 계산기(100)와 멀티플라이어(200)의 구성이 도시되어 있다. 도 2에 도시된 입력 전류 계산기(100)는 감지 전압(VCS)을 스위칭 주기 단위로 적분하는 회로의 일 예이고, 멀티플라이어(200)는 기준 전압(VREF)과 스위칭 주기(Ts)를 곱하여 입력 기준 전압(InVR)을 생성하는 회로의 일 예이다.
먼저, 입력 전류 계산기(100)는 전압-전류 컨버터(110), 전류 미러 회로(120), 및 충전부(130)를 포함한다.
전압-전류 컨버터(110)는 감지 전압(VCS)을 입력받고, 감지 전압(VCS)에 따르는 감지 전류(ICS)를 생성한다. 전압-전류 컨버터(110)는 오차 증폭기(111), BJT(Bipolar-Juction Transistor)(112), 및 저항(R1)을 포함한다.
오차 증폭기(111)는 두 입력단(+, -) 전압을 동일한 전압으로 제어하는 출력을 생성한다. 오차 증폭기(111)의 비반전 단자(+)는 감지 전압(VCS)에 연결되어 있고, 오차 증폭기(111)의 반전 단자(-)는 노드(N1)에 연결되어 있다. 노드(N1)는 저항(R1)의 일단과 BJT(112)의 에미터에 연결되어 있다.
오차 증폭기(111)의 출력단은 BJT(112)의 베이스에 연결되어 있어, 두 입력단(+, -)의 전압차에 따른 오차 증폭기(111)의 출력이 BJT(112)의 베이스에 공급된다. 즉, 오차 증폭기(111)의 출력에 따라 BJT(112)의 베이스 전류가 가변한다. BJT(112)의 베이스 전류에 따라 BJT(112)의 에미터로부터 흐르는 감지 전류(ICS)가 변하므로, 두 입력단(+, -)의 전압 차에 따라 감지 전류(ICS)가 변한다.
예를 들어, 비반전 단자(+)의 전압이 반전 단자(-)의 전압보다 클 때, 베이스 전류가 증가하여 감지 전류(ICS)가 증가한다. 그러면 노드(N1)의 전압이 증가한다. 반대로 비반전 단자(+)의 전압이 반전 단자(-)의 전압보다 작을 때, 베이스 전류는 감소하여 감지 전류(ICS)가 감소한다. 그러면 노드(N1)의 전압이 감소한다.
이와 같은 동작을 통해 노드(N1)의 전압은 감지 전압(VCS)을 따라가고, 감지전류(ICS)는 감지 전압(VCS)을 저항(R1)의 저항 값으로 나눈 값으로 제어된다.
전류 미러 회로(120)는 감지 전류(ICS)를 복사한 전류를 충전부(130)로 공급한다. 실시 예에 따른 전류 미러 회로(120)의 복사비는 1:1인 것으로 가정한다. 즉, 전류 미러 회로(120)를 통해 충전부(130)에 공급되는 전류는 감지 전류(ICS)와 동일한 전류인 것으로 가정한다. 이는 일 예로서 실시 예가 이에 한정되는 것은 아니다.
전류 미러 회로(120)는 두 개의 BJT(121, 122)를 포함하고, 두 개의 BJT(121, 122)의 에미터는 전압(VCC)에 연결되어 있다. 전압(VCC)에 의해 전류 미러 회로BJT(112, 121, 122)가 바이어스 된다.
BJT(121)의 베이스와 콜렉터는 서로 연결되어 있고, BJT(122)의 베이스는 BJT(121)의 베이스에 연결되어 있으며, BJT(122)의 콜렉터는 충전부(130)에 연결되어 있다. 전압(VCC)으로부터 BJT(121)를 통해 1차측 그라운드로 흐르는 감지 전류(ICS)가 복사되어 BJT(122)를 통해 충전부(130) 로 흐른다.
충전부(130)는 감지 전류(ICS)를 이용해 전력 스위치(SW)의 턴 온 기간 동안 커패시터(C1)을 충전하여 입력 감지 전압(InV)을 생성한다.
충전부(130)는 커패시터(C1), 트랜지스터(131), 및 인버터(132)를 포함한다.
커패시터(C1)는 BJT(122)의 콜렉터에 연결되어 있는 일전극 및 1차측 그라운드에 연결되어 있는 타전극을 포함한다. 트랜지스터(131)는 커패시터(C1)의 양단에 병렬 연결되어 있다. 트랜지스터(131)의 드레인은 커패시터(C1)의 일전극에 연결되어 있고, 트랜지스터(131)의 소스는 커패시터(C1)의 타전극 및 1차측 그라운드에 연결되어 있으며, 트랜지스터(131)의 게이트는 인버터(132)의 출력단에 연결되어 있다.
인버터(132)는 게이트 전압(VG)을 입력받아, 게이트 전압(VG)을 반전시켜 출력한다. 따라서 전력 스위치(SW)가 턴 온 되어 있는 기간 동안 트랜지스터(131)는 턴 오프 되어, 커패시터(C1)는 감지 전류(ICS)에 의해 충전된다. 그러면 입력 감지 전압(InV)은 전력 스위치(SW)의 턴 온 기간 동안 증가한다. 그리고 게이트 전압(VG)이 로우 레벨이 되는 시점에 트랜지스터(131)가 턴 온 되어 커패시터(C1)가 방전된다. 그러면, 입력 감지 전압(InV)은 영 전압이 된다.
실시 예에서 인버터(132)는 게이트 전압(VG)을 입력받았으나, 게이트 전압(VG) 대신 게이트 전압(VG)을 제어하는 게이트 제어 신호(VC)가 사용될 수 있다.
멀티플라이어(200)는 전압-전류 컨버터(210), 전류 미러 회로(220), 충전부(230), 및 샘플/홀딩부(240)를 포함한다.
전압-전류 컨버터(210)는 기준 전압(VR)을 입력받고, 기준 전압(VR)에 따르는 기준 전류(IR)를 생성한다. 전압-전류 컨버터(210)는 오차 증폭기(211), BJT(Bipolar-Juction Transistor)(212), 및 저항(R2)을 포함한다.
오차 증폭기(211)는 두 입력단(+, -) 전압을 동일한 전압으로 제어하는 출력을 생성한다. 오차 증폭기(211)의 비반전 단자(+)는 기준 전압(VR)에 연결되어 있고, 오차 증폭기(211)의 반전 단자(-)는 노드(N2)에 연결되어 있다. 노드(N2)는 저항(R2)의 일단과 BJT(212)의 에미터에 연결되어 있다.
오차 증폭기(211)의 출력단은 BJT(212)의 베이스에 연결되어 있어, 두 입력단(+, -)의 전압차에 따른 오차 증폭기(211)의 출력이 BJT(212)의 베이스에 공급된다. 기준 전압(VR)은 일정한 크기의 정전압이므로, 오차 증폭기(211)의 반전 단자(-)의 전압은 기준 전압(VR)으로 유지되고, 기준 전류(IR)는 기준 전압(VR)을 저항(R2)의 저항 값으로 나눈 값이다.
전류 미러 회로(220)는 기준 전류(IR)를 복사한 전류를 충전부(230)로 공급한다. 실시 예에 따른 전류 미러 회로(220)의 복사비는 1:1인 것으로 가정한다. 즉, 전류 미러 회로(220)를 통해 충전부(230)에 공급되는 전류는 기준 전류(IR)와 동일한 전류인 것으로 가정한다. 이는 일 예로서 실시 예가 이에 한정되는 것은 아니다.
전류 미러 회로(220)는 두 개의 BJT(221, 222)를 포함하고, 두 개의 BJT(221, 222)의 에미터는 전압(VCC)에 연결되어 있다. 전압(VCC)에 의해 전류 미러 회로BJT(212, 221, 222)가 바이어스 된다.
BJT(221)의 베이스와 콜렉터는 서로 연결되어 있고, BJT(222)의 베이스는 BJT(221)의 베이스에 연결되어 있으며, BJT(222)의 콜렉터는 충전부(230)에 연결되어 있다. 전압(VCC)으로부터 BJT(221)를 통해 1차측 그라운드로 흐르는 기준 전류(IR)가 복사되어 BJT(222)를 통해 충전부(230)로 흐른다.
충전부(230)는 기준 전류(IR)를 이용해 스위칭 주기(Ts) 동안 커패시터(C2)를 충전하여 스위칭 주기 전압(VTS)을 생성한다. 충전부(230)는 커패시터(C2) 및 트랜지스터(231)를 포함한다.
커패시터(C2)는 BJT(222)의 콜렉터에 연결되어 있는 일전극 및 1차측 그라운드에 연결되어 있는 타전극을 포함한다. 트랜지스터(231)는 커패시터(C2)의 양단에 병렬 연결되어 있다. 트랜지스터(231)의 드레인은 커패시터(C2)의 일전극에 연결되어 있고, 트랜지스터(231)의 소스는 커패시터(C2)의 타전극 및 1차측 그라운드에 연결되어 있으며, 트랜지스터(231)의 게이트에는 오실레이터 신호(OSC)가 입력된다.
실시 예에 따른 오실레이터 신호(OSC)는 스위칭 주기마다 발생하는 하이 레벨의 숏 펄스를 포함한다. 트랜지스터(231)는 스위칭 주기 마다 발생하는 오실레이터 신호(OSC)의 숏 펄스에 의해 턴 온 되어, 커패시터(C2)가 방전된다. 그러면, 스위칭 주기 전압(VTS)은 영 전압이 된다.
샘플/홀딩부(240)는 스위칭 주기 전압(VTS)의 피크를 스위칭 주기(Ts) 단위로 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR)을 생성한다.
이하, 도 3을 참조하여 실시 예에 따른 입력 전류 제어 및 스위칭 제어 방법을 설명한다.
도 3은 실시 예에 따른 입력 전압, 오실레이터 신호, 입력 감지 전압, 입력 기준 전압, 스위칭 주기 전압, 감지 전압, 및 감지 전압의 평균을 나타낸 파형도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)은 시점 T3에 상승하고, 시점 T5 이후에 스위칭 주기가 감소하는 것으로 도시되어 있으나, 이는 실시 예의 설명을 위한 설정으로 실시 예를 제한하지 않는다.
시점 T0에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 숏 펄스가 발생한다. 그러면, PWM 래치(400)는 오실레이터 신호(OSC)에 동기되어 하이 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성하고, 전력 스위치(SW)는 턴 온 된다.
시점 T0부터, 전력 스위치(SW)에 전류가 흐르기 시작하고, 스위치 전류(Isw)는 증가하기 시작한다. 따라서 감지 전압(VCS)도 시점 T0부터 증가하기 시작한다. 시점 T1에 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR)에 도달하면, 전력 스위치(SW)는 턴 오프 된다. 기간 T0-T1 동안 감지 전압(VCS)이 입력 전압(Vin)에 따른 기울기로 상승하고, 입력 감지 전압(InV)도 감지 전압(VCS)의 증가에 따라 상승한다. 입력 감지 전압(InV)의 상승 파형은 2차 함수 형태이다.
구체적으로, 입력 전류 계산기(100)는 감지 전압(VCS)을 적분하므로, 감지 전압(VCS)의 면적(빗금친 부분)에 해당하며, 수학식 1과 같이 입력 감지 전압(InV)이 발생한다.
[수학식 1]
Figure pat00001
수학식 1에서 C1은 커패시터(C1)의 커패시턴스이고, R1은 저항(R1)의 저항값이며, TON은 전력 스위치(SW)의 온 타임으로, 예를 들어 도 3에서는 기간 T0-T1이다. 도 3에 도시된 바와 같이 감지 전압(VCS)이 시간에 대한 1차 함수이므로, 입력 감지 전압(InV)은 1차 함수의 적분 결과인 2차 함수이다.
시점 T2에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 숏 펄스가 다시 발생한다. 전력 스위치(SW)의 한 스위칭 주기 T0-T2 동안, 멀티플라이어(200)는 기준 전압(VR)에 따른 기준 전류(ICS)를 이용하여 커패시터(C2)를 충전한 전압을 생성한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭 주기 전압(VTS)은 소정 기울기로 증가하므로, 시점 T2에서의 충전 전압이 가장 높다. 따라서 입력 기준 전압(InVR)은 아래 수학식 2와 같이 계산된다.
[수학식 2]
Figure pat00002
Ts는 한 스위칭 주기이고, C2는 커패시터(C2)의 커패시턴스이고, R2는 저항(R2)의 저항 값이다. 수학식 2에서 알 수 있듯이, 입력 기준 전압(InVR)은 기준 전압(VR)과 스위칭 주기(Ts)에 비례한다.
입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR)에 도달할 때 전력 스위치(SW)가 턴 오프 되므로, 수학식 1의 입력 감지 전압(InV)과 수학시 2의 입력 기준 전압이 같도록 제어된다. 즉, 수학식 3과 같은 등식이 성립한다.
[수학식 3]
Figure pat00003
앞서 언급한 바와 같이, 스위칭 전류의 한 주기 평균이 입력 전류이고, 스위칭 전류에 비례하는 VCS 전압을 온 기간 동안 적분한 결과를 스위칭 주기 Ts로 나눈 결과는 수학식 4와 같다.
[수학식 4]
Figure pat00004
수학식 4에서 알수 있듯이, 입력 전류(Iin)는 일정한 값으로 제어된다. 이 때, C1과 C2 각각이 분자 및 분모에 있어, 온도 변화등의 이유로 발생할 수 있는 커패시턴스의 변화가 서로 상쇄될 수 있다. 또한, R1과 R2 각각이 분자 및 분모에 있어, 온도 변화등의 이유로 발생할 수 잇는 저항값의 변화가 서로 상쇄될 수 있다. 즉, 입력 전류(Iin)가 온도 변화등의 외부적인 원인으로 변하는 문제를 방지할 수 있다.
시점 T3에 입력 전압(Vin)이 상승하면, 스위칭 전류(Isw)의 상승 기울기가 증가한다. 따라서 감지 전압(VCS)의 상승 기울기도 증가한다. 그러면 입력 감지 전압(InV)도 시점 T3 이전에 비해 빠르게 증가한다. 시점 T4에 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR)에 도달하여 전력 스위치(SW)는 턴 오프 된다.
시점 T5 이후에, 오실레이터 신호(OSC)의 주파수가 증가하여 스위칭 주기가 짧아진다. 그러면, 수학식 4에서 분모가 감소하므로, 감지 전압(VCS)의 평균은 증가한다.
시점 T6에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 숏펄스가 발생하면, 시점 T6의 스위칭 주기 전압(VTS)이 샘플링 및 홀딩되어, 입력 기준 전압(InVR)은 감소한다(수학식 2에서 분자인 Ts가 감소하므로 입력 기준 전압(InVR)은 감소한다).
그러면, 시점 T7에 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR)에 도달하고, 시점 T5 이전에 비해 턴 온 타임(Ton)이 감소한다. 적분 기간이 감소하므로, 감지 전압(VCS)의 평균은 시점 T6이후부터 감소하여 시점 T5 이전의 평균과 동일하게 된다.
이와 같이 입력 전압(Vin)이 변하거나, 스위칭 주기(Ts)가 변해도 감지 전압(VCS)의 평균 즉, 입력 전류(Iin)는 일정하게 제어된다.
이하, 도 4 내지 도 7을 참조하여 다른 실시 예를 설명한다.
도 4는 다른 실시 예에 따른 스위치 제어 회로를 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 입력 전류 계산기(100)는 앞서 설명한 실시 예와 동일하여 동일 도면 부호로 표시하였다.
다른 실시 예에 따른 스위치 제어 회로(50)는 게이트 전압(VG)이 출력되는 구간을 제어하는 게이트 인에이블부(800)와 인에이블 스위치(650)를 더 포함한다. 게이트 인에이블부(800)의 출력인 게이트 인에이블 신호(GE)가 하이 레벨일 때만 스위치 제어 회로(50)는 게이트 전압(VG)을 출력한다. 인에이블 스위치(650)는 외부로부터 공급되는 스위칭 인에이블 신호(ESW)에 따라 스위칭 동작한다. 에를 들어, 인에이블 스위치(650)는 하이 레벨의 스위칭 인에이블 신호(ESW)에 의해 턴 온 되고, 로우 레벨의 스위칭 인에이블 신호(ESW)에 의해 턴 오프된다.
예를 들어, 게이트 구동부(900)는 게이트 인에이블 신호(GE)가 하이 레벨인 기간에서, 게이트 제어 신호(VC)에 따라 게이트 전압(VG)을 생성하고, 게이트 인에이블 신호(GE)가 로우 레벨인 기간에서 로우 레벨의 게이트 전압(VG)을 생성한다. 즉, 전력 스위치(SW)는 게이트 인에이블 신호(GE)가 하이 레벨인 기간에서 스위칭 동작하고, 게이트 인에이블 신호(GE)가 로우 레벨인 기간에서는 오프 상태이다.
디머(도시되어 있지 않음)를 통과한 교류 입력(AC)이 정류 회로(10)를 통해 정류되어 입력 전압(Vin)이 생성될 수 있다. 입력 전압(Vin)의 한 주기 중 특정 기간을 동작 기간으로 설정하고, 한 주기 중 동작 기간을 제외한 기간 중 일부를 입력 전압 제어 기간으로 설정할 수 있다.
도 5는 입력 전압의 한 주기를 나타낸 파형도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)의 한 주기 P1 중 기간 P2는 동작 기간이고, P3는 입력 전압 제어 기간이다.
동작 기간(P2)동안, 전력 스위치(SW)의 부하에 전력을 공급하기 위한 스위칭 동작이 발생하고, 입력 전압 제어 기간(P3) 동안에는 입력 전압(Vin)을 정현파와 같은 특정 파형으로 세이핑하는 동작이 발생한다. 한 주기(P1) 중 동작 기간(P2) 및 입력 전압 제어 기간(P3)를 제외한 기간에는 입력 전압(Vin)이 발생하지 않고, 스위칭 동작 역시 발생하지 않을 수 있다.
스위칭 인에이블 신호(ESW)는 동작 기간(P2) 동안 인에이블 레벨(예를 들어, 하이 레벨)일 수 있다. 게이트 인에이블 신호(GE)는 스위칭 인에이블 신호(ESW)에 기초한 동작 기간(P2)에 대응하는 신호일 수 있다.
이 때 동작 기간(P2)은 부하에 공급되는 출력 전류(Iout)에 따라 제어될 수 있다. 구체적으로, 출력 전류(Iout)에 대응하는 피드백 전압에 따라 동작 기간(P2)이 제어될 수 있다. 피드백 전압이 증가(네거티브 피드백의 경우 출력 전류가 감소하는 경우)할수록 동작 기간(P2)도 증가하고, 반대로 피드백 전압이 감소(출력 전류가 증가하는 경우)할수록 동작 기간(P2)도 감소한다.
그런데, 동작 기간(P2)은 연속적인 값인데 반해, 스위칭 횟수는 불연속적(discrete)인 값이다. 예를 들어, 동작 기간(P2) 동안 스위칭 횟수는 10.2회일 수 있다. 따라서 동작 기간과 스위칭 횟수 간에 차이가 발생하여 전력 공급이 정확하게 제어되지 않을 수 있다.
다른 실시 예에서는 스위칭 인에이블 신호(ESW)(또는 동작 기간)의 인에이블 구간과 스위칭 동작 횟수를 매치(match)시킨다. 이에 대한 내용은 도 6 및 7을 참조하여 후술한다.
도 4에 도시된 바와 같이, 게이트 인에이블부(800)는 두 개의 D-플립플롭(810, 820), 및 하나의 논리 합 게이트(830)를 포함한다. 게이트 인에이블부(800)는 스위칭 인에이블 신호(ESW)와 오실레이터 신호(OSC)에 따라 전력 스위치(SW)의 스위칭 동작에 동기된 게이트 인에이블 신호(GE)를 생성한다.
D-플립플롭(810, 820) 각각은 클록 단(CLK)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 입력단(D)에 입력되는 신호에 따라 출력 신호를 생성하고, 출력단(Q)을 통해 출력 신호를 출력한다. 클록 단(CLK)에 상승 에지가 입력된 시점부터 다음 상승 에지가 입력되는 시점까지의 기간 동안 출력 신호는 일정하게 유지된다.
D-플립플롭(810)의 입력단(D)에는 스위칭 인에이블 신호(ESW)가 입력되고, D-플립플롭(810)의 클록단(CLK)에는 오실레이터 신호(OSC)가 입력되며, 출력단(Q)을 통해 D-플립플롭(810)의 출력 신호가 출력된다.
D-플립플롭(820)의 입력단(D)에는 D-플립플롭(810)의 출력 신호가 입력되고, D-플립플롭(820)의 클록단(CLK)에는 오실레이터 신호(OSC)가 입력되며, 출력단(Q)을 통해 D-플립플롭(820)의 출력 신호가 출력된다.
논리합 게이트(830)은 D-플립플롭(810) 및 D-플립플롭(820)의 출력신호를 논리 합 연산하여 게이트 인에이블 신호(GE)를 생성한다. 논리합 게이트(830)의 두 입력 모두 로우 레벨일 때 게이트 인에이블 신호(GE)는 로우 레벨이 된다.
스위칭 인에이블 신호(ESW)는 스위치 제어 회로(50)의 외부로부터 공급되는 신호로 상승 시점과 하강 시점이 오실레이터 신호(OSC)와 동기화 되지 않을 수 있다. 스위칭 인에이블 신호(ESW)와 오실레이트 신호(OSC) 간의 시간차이만큼 전력공급(powering)이 보상된다. 스위칭 인에이블 신호(ESW)와 오실레이트 신호(OSC) 간의 시간 차이에 따라 입력 기준 전압(InVR1)이 조절되어, 전력 공급이 보상된다. 이에 대한 내용은 도 6 및 7을 참조하여 후술한다.
다른 실시 예에 따른 멀티플라이어(600)은 전압-전류 컨버터(610), 전류 미러 회로(620), 충전부(630), 및 샘플/홀딩부(640)를 포함한다. 전압-전류 컨버터(610), 전류 미러 회로(620) 및 충전부(630)는 앞선 실시예의 전압-전류 컨버터(210), 전류 미러 회로(220), 및 충전부(230)와 유사한 바, 중복되는 설명은 생략한다.
전압-전류 컨버터(610)의 기준 전압(VR1)은 전압 생성부(700)로부터 공급된다. 전압-전류 컨버터(610)는 전압 생성부(700)으로부터 기준 전압(VR1)을 입력받는 오차 증폭기(611), 저항(R2), 및BJT(612)를 포함한다.
오차 증폭기(611)의 비반전 단자(+)에는 기준 전압(VR1)이 공급되고, 오차 증폭기(611)의 반전 단자(-)는 저항(R2)의 일단 및 BJT(612)의 에미터거 연결되어 있다.
전압 생성부(700)는 전류원(710), 저항(R3), 및 커패시터(C3)를 포함한다. 저항(R3)와 커패시터(C3)는 병렬로 연결되어 있고, 전류(IR)가 저항(R3)에 흐를 때 발생하는 전압이 기준 전압(VR1)이다. 저항(R3)의 값을 조절하면 기준 전압(VR1)을 변경할 수 있다. 스위칭 제어 회로(50)가 구현된 IC 외부에 저항(R3)이 위치하는 경우, IC 설계의 변경없이 저항(R3)를 조절하여 기준 전압(VR1)을 조절할 수 있다. 커패시터(C3)는 기준 전압(VR1)을 필터링하여 노이즈를 제거할 수 있다.
전류 미러 회로(620)는 두 개의 BJT(621, 622)를 포함하고, BJT(621)의 베이스와 콜렉터가 서로 연결되어 있고, BJT(621)의 콜렉터는 BJT(612)의 컬렉터에 연결되어 있다. BJT(622)의 베이스는 BJT(621)의 베이스에 연결되어 있고, BJT(621) 및 BJT(622)의 에미터는 전원 전압(VCC)에 연결되어 있다.
전류 미러 회로(620)와 충전부(630) 사이에 인에이블 스위치(650)가 연결되어 있으며, 인에이블 스위치(650)의 온 기간 동안 전류 미러 회로(620)로부터 공급되는 전류에 의해 충전부(630)의 커패시터(C2)가 충전되어 스위칭 주기 전압(VTS1)이 생성된다. 구체적으로 인에이블 스위치(650)는 BJT(622)의 에미터와 충전부(630)의 커패시터(C2)의 일전극 사이에 연결되어 있다.
충전부(630)의 커패시터(C2)의 양단에는 트랜지스터(631)이 병렬 연결되어 있고, 오실레이터 신호(OSC)에 의해 트랜지스터(631)이 턴 온 될 때, 스위칭 주기 전압(VTS1)이 그라운드 레벨로 리셋된다.
샘플/홀딩부(640)는 스위칭 주기 전압(VTS1)의 피크를 스위칭 주기(Ts) 단위로 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)을 생성한다.
구체적으로 샘플/홀딩부(640)는 게이트 제어 신호(VC)가 입력되는 인버터(641), 버퍼(642), 제1 샘플/홀딩부(643), 및 제2 샘플/홀딩부(644)를 포함한다.
인버터(641)은 게이트 제어 신호(VC)를 반전시켜 출력하고, 버퍼(642)는 게이트 제어 신호(VC)를 출력한다.
제1 샘플/홀딩부(643)는 인버터(641)의 출력이 인에이블 레벨(예를 들어, 하이 레벨)일 때 스위칭 주기 전압(VTS1)을 샘플링 홀딩하여 스위치 동작 전압(VTS2)을 생성한다. 제2 샘플/홀딩부(644)는 버터(642)의 출력이 인에이블 레벨(예를 들어, 하이 레벨)일 때 스위치 동작 전압(VTS2)를 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)을 생성한다. 게이트 제어 신호(VC)가 하이 레벨(전력 스위치 SW의 온 기간)일 때, 제2 샘플/홀딩부(644)가 동작하고, 게이트 제어 신호(VC)가 로우 레벨(전력 스위치 SW의 오프 기간)일 때, 제1 샘플/홀딩부(643)가 동작한다.
이하, 도 6 및 도 7을 참조하여 다른 실시 예에 따른 입력 전류 제어 및 스위칭 제어 방법을 설명한다.
도 6은 다른 실시 예에 따른 스위칭 인에이블 신호가 하이 레벨로 상승하는 시점을 포함하는 소정 기간 동안, 오실레이터 신호, 게이트 인에이블 신호, 스위칭 주기 전압, 스위치 동작 전압, 입력 기준 전압, 입력 감지 전압, 및 감지 전압을 나타낸 파형도이다.
시점 T10에 스위칭 인에이블 신호(ESW)가 상승하고, 시점 T11에 오실레이터 신호(OSC)의 상승 에지에 동기되어 D-플립플롭(810)의 출력이 하이 레벨이 될 때, 게이트 인에이블 신호(GE)가 하이 레벨이 된다. 스위칭 인에이블 신호(ESW)가 상승한 시점 T10부터 오실레이터 신호(OSC)의 상승 시점 T11까지의 제1 보상 기간(T10-T11)동안 스위칭 주기 전압(TS1)이 상승하고, 제1 샘플/홀딩부(643)는 스위칭 주기 전압(VTS1)을 받고 전력 스위치(SW)의 오프 기간동안의 스위칭 주기 전압(VTS1)을 샘플링 및 홀딩하여 스위치 동작 전압(VTS2)을 출력한다. 기간 T10-T11 동안, 전력 스위치(SW)는 오프 상태이므로, 스위치 동작 전압(VTS2)은 스위칭 주기 전압(VTS1)과 동일하다.
제2 샘플/홀딩부(644)는 전력 스위치(SW)의 온 기간 동안의 제2 스위칭 주기전압(VTS2)을 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)을 생성한다.
시점 T11에 제2 샘플/홀딩부(644)가 동작을 시작하여 스위치 동작 전압(VTS2)을 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)을 생성한다. 시점 T11에 스위칭 인에이블 신호(ESW)가 하이 레벨이므로, D-플립플롭(810)은 하이 레벨을 출력하고, 논리합 게이트(830)은 하이 레벨의 게이트 인에이블 신호(GE)를 생성한다.
제1 샘플/홀딩부(643)는 전력 스위치(SW)의 오프 기간 동안만 동작하므로, 직전 스위칭 주기에서의 오프 시점의 스위칭 주기 전압(VTS1) 즉, 스위칭 주기 전압의 피크를 스위치 동작 전압(VTS2)으로 홀딩한다. 전력 스위치(SW)의 온 기간 동안 스위치 동작 전압(VTS2)은 일정하게 유지된다.
제2 샘플/홀딩부(644)가 전력 스위치(SW)의 온 기간 동안 스위치 동작 전압(VTS2)을 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)을 생성하므로, 입력 기준 전압(InVR1)은 직전 스위칭 주기에서의 스위칭 주기 전압(VTS1)의 피크에 따라 결정된다.
시점 T11에 전력 스위치(SW)가 턴 온되어 스위치 전류(Isw)가 흐르고, 감지 전압(VCS)은 증가하기 시작한다. 그러면 입력 감지 전압(InV) 역시 2차 함수로 증가하기 시작한다. 증가하던 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR1)의 레벨 VR1에 도달하는 시점 T12에 전력 스위치(SW)가 턴 오프 된다.
시점 T11에 오실레이터 신호(OSC)에 의해 스위칭 주기 전압(VTS1)이 그라운드 전압으로 리셋되고 증가하기 시작한다. 시점 T12부터, 제1 샘플/홀딩부(643)가 동작하여 스위칭 주기 전압(VTS1)을 샘플링 및 홀딩하여 스위치 동작 전압(VTS2)을 생성한다. 따라서, 스위치 동작 전압(VTS2)은 시점 T12부터 증가하기 시작한다.
시점 T13에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 펄스가 발생하고, 전력 스위치(SW)가 턴 온 된다. 제2 샘플/홀딩부(644)는 시점 T13의 스위치 동작 전압(VTS2)을 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)을 생성한다. 즉, 시점 T13부터 입력 기준 전압(InVR1)은 직전 스위칭 주기 T11-T13 동안의 스위칭 주기 전압(VTS1)의 피크로 유지된다. 시점 T13 이후, 입력 기준 전압(InVR1)의 레벨은 VR2이다.
시점 T13부터 감지 전압(VCS)이 증가하기 시작하여 입력 감지 전압(InV) 역시 증가한다. 증가하던 입력 감지 전압(InV)은 입력 기준 전압(InVR1)의 레벨 VR2에 도달하는 시점 T14에 전력 스위치(SW)가 턴 오프 된다.
다음으로, 도 7을 참조하여 다른 실시 예를 이어서 설명한다.
도 7은 다른 실시 예에 따른 스위칭 인에이블 신호가 로우 레벨로 하강하는 시점을 포함하는 소정 기간 동안, 오실레이터 신호, 게이트 인에이블 신호, 스위칭 주기 전압, 스위치 동작 전압, 입력 기준 전압, 입력 감지 전압, 및 감지 전압을 나타낸 파형도이다.
시점 T20에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 펄스가 발생하여, 전력 스위치(SW)가 턴 온 되고, 스위칭 주기 전압(VTS1)이 그라운드 전압으로 리셋되고 증가하기 시작한다. 시점 T20부터 제2 샘플/홀딩부(644)가 동작하고, 시점 T20의 스위치 동작 전압(VTS2)을 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)으로 생성한다. 그러면, 시점 T20부터 입력 기준 전압(InVR1)은 직전 주기의 스위칭 주기 전압(VTS1)의 피크 레벨인 VR3로 일정하게 유지되고, 감지 전압(VCS)이 증가하기 시작하며, 입력 감지 전압(InV)도 증가하기 시작한다.
시점 T21에 스위칭 인에이블 신호(ESW)가 로우 레벨로 감소한다. 그러면 인에이블 스위치(650)가 턴 오프되어, 커패시터(C2)를 충전시키는 전류가 차단되고, 시점 T21부터 스위칭 주기 전압(VTS1)은 커패시터(C2)에 의해 일정하게 유지된다.
시점 T22에 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR)의 레벨 VR3에 도달하면, 전력 스위치(SW)가 턴 오프 된다. 시점 T22부터 제1 샘플/홀딩부(643)가 동작하여 스위칭 주기 전압(VTS1)을 샘플링 및 홀딩하여 스위치 동작 전압(VTS2)를 생성한다. 그럼면 시점 T22부터 스위치 동작 전압(VTS2)는 레벨 VR4가 된다.
시점 T23에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 펄스가 발생하고, 전력 스위치(SW)가 턴 온 된다. 제2 샘플/홀딩부(644)는 시점 T23의 스위치 동작 전압(VTS2)을 샘플링 및 홀딩하여 입력 기준 전압(InVR1)을 생성한다. 즉, 시점 T23부터 입력 기준 전압(InVR1)은 직전 스위칭 주기 T20-T23 동안의 스위칭 주기 전압(VTS1)의 피크로 유지된다. 시점 T23 이후, 입력 기준 전압(InVR1)의 레벨은 VR4이다.
시점 T23부터 감지 전압(VCS)이 증가하기 시작하여 입력 감지 전압(InV) 역시 증가한다. 증가하던 입력 감지 전압(InV)은 입력 기준 전압(InVR1)의 레벨 VR4에 도달하는 시점 T24에 전력 스위치(SW)가 턴 오프 된다.
시점 T21부터 스위칭 인에이블 신호(ESW)는 로우 레벨이므로, 인에이블 스위치(650)는 턴 오프 상태이다. 따라서 시점 T23에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 펄스에 의해 스위칭 주기 전압(VTS1)이 그라운드 레벨로 리셋된 후, 상승하지 않고 그라운드 레벨로 유지된다.
시점 T24부터 제1 샘플/홀딩부(643)이 동작하여 그라운드 레벨의 스위치 동작 전압(VTS2)을 생성한다. 시점 T25의 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 펄스에 의해 게이트 제어 신호(VC)가 하이 레벨로 상승하여 제2 샘플/홀딩부(644)가 동작을 시작한다. 그러면 제2 샘플/홀딩부(644)는 그라운드 레벨의 스위치 동작 전압(VTS2)를 샘플링 및 홀딩하여 그라운드 레벨의 입력 기준 전압(InVR1)을 생성한다.
따라서, 시점 T25에 전력 스위치(SW)는 턴 온 된 후, 바로 턴 오프 된다. 그러면 감지 전압(VCS) 및 입력 감지 전압(InV)은 생성되지 않는다.
시점 T23에 스위칭 인에이블 신호(ESW)는 로우 레벨이므로, 시점 T23에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 펄스에 의해 D-플립플롭(810)의 출력은 로우 레벨이 된다. 시점 T25에 D-플립플롭(820)의 입력은 로우 레벨이므로, 시점 T25에 오실레이터 신호(OSC)의 하이 레벨 펄스에 의해 D-플립플롭(820)의 출력은 로우 레벨이 된다. 즉, 시점 T25에 논리합 게이트(830)의 모든 입력이 로우 레벨이 되므로 게이트 인에이블 신호(GE)는 로우 레벨이 된다.
이와 같이 다른 실시 예는 동작 기간에 따라 스위칭 동작을 연속적으로 제어하기 위해서, 동작 기간의 시작 시점 후의 첫번째 스위칭 동작과 동작 기간의 종료 시점 이후의 마지막 스위칭 동작을 제어한다. 구체적으로 첫번째 스위칭 동작에서의 턴 온 기간과 마지막 스위칭 동작에서의 턴 온 기간을 제어한다.
예를 들어, 동작 기간의 시작 시점 이후의 첫 번째 스위칭 동작 주기인 기간 T11-T13에서의 턴 온 기간은 기간 T10-T11에 따라 결정되는 입력 기준 전압(InVR1)에 따라 결정된다. 즉, 동작 기간의 시작 시점 이후의 첫 번째 스위칭 동작에서, 기간 T10-T11에 비례하는 스위칭 주기 전압(VTS1)의 피크가 입력 기준 전압(InVR1)이 되고, 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR1)에 도달하는 시점에 전력 스위치(SW)가 턴 오프 된다.
또한, 동작 기간의 종료 시점 이후의 마지막 스위칭 동작 주기인 기간 T23-T25의 턴 온 기간은 기간 T20-T21에 따라 결정되는 입력 기준 전압(InVR1)에 따라 결정된다. 즉, 동작 기간의 시작 시점 이후의 마지막 스위칭 동작에서, 기간 T20-T21에 비례하는 스위칭 주기 전압(VTS1)의 피크가 입력 기준 전압(InVR1)이 되고, 입력 감지 전압(InV)이 입력 기준 전압(InVR1)에 도달하는 시점에 전력 스위치(SW)가 턴 오프 된다.
이와 같이 입력 기준 전압(InVR1)이 제어되면, 오실레이터 신호(OSC)의 상승 시점과 스위칭 인에이블 신호간의 시간 차이만큼 전력 공급(powering)이 보상된다.
또 다른 실시 예는 전력 공급을 제어하는 스위치에 흐르는 전류의 평균이 사인파를 따르도록 제어할 수 있다. 스위치 전류의 평균이 입력 전류이다. 또 다른 실시 예는 스위치 전류를 나타내는 감지 전압의 평균이 사인파를 따르도록 제어할 수 있다. CCM(Continuous Conduction Mode) 및 DCM(Discrete Conduction Mode)에 관계 없이 입력 전류가 사인파로 제어되어 역률 보상이 구현될 수 있다.
도 8은 또 다른 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 실시 예와 동일한 구성에 대해서는 동일한 도면 부호가 기재되어 있다. 또한, 도 1의 실시 예와 중복되는 내용 설명은 생략한다.
도 8에 도시된 또 다른 실시 예의 스위치 제어 회로(50)는 두 개의 제1 및 제2 멀티플라이어(51, 52)를 더 포함한다.
오차 증폭기(53)는 출력 전류에 대응하는 전압(예를 들어, VIOUT)과 소정의 제1 기준 전압(예를 들어, VREF1)의 차를 증폭하여 비교 전압(VCOMP)를 생성한다. 구체적으로, 전압(VIOUT)은 반전 단자(-)에 공급되고, 제1 기준 전압(VREF1)은 비반전 단자(+)에 공급된다. 오차 증폭기(53)는 비반전 단자(+)의 입력에서 반전 단자(-)의 입력을 뺀 값을 소정 게인으로 증폭하여 비교 전압(VCOMP)을 생성한다.
제1 멀티플라이어(51)는 비교 전압(VCOMP)에 입력 전압 정보(Vinf)를 곱하여 제2 기준 전압(VREF2)을 생성한다.
제2 기준 전압(VREF2)은 입력 전압 정보(Vinf)가 제1 기준 전압(VREF1)에 따라 스케일링된 사인파일 수 있다. 입력 전압 정보(Vinf)는 입력 전압(Vin)에 대한 정보로서 다양한 방식으로 생성될 수 있다.
제2 멀티플라이어(52)는 제2 기준 전압(VREF2)에 스위칭 주기(Ts)를 곱하여 입력 기준 전압(INVA)을 생성한다.
입력 전류 계산기(55)는 앞서 설명한 실시 예 중 어느 하나에 따라 구현될 수 있다. 즉, 입력 전류 계산기(55)는 감지 전압(VCS)을 적분하여 입력 감지 전압(InV)을 생성한다.
입력 전류 비교기(54)는 입력 감지 전압(InV)과 입력 기준 전압(INVA)을 비교하고, 비교한 결과에 따라 게이트 오프 신호(GOFF)를 생성한다. 예를 들어, 입력 전류 비교기(54)는 입력 감지 전압(InV)이 입력되는 비반전 단자(+)와 입력 기준 전압(INVA)이 입력되는 반전 단자(-)를 포함하고, 비반전 단자(+)의 입력이 반전 단자(-)의 입력 이상일 때 하이 레벨의 게이트 오프 신호(GOFF)를 생성한고, 그 반대의 경우 로우 레벨의 게이트 오프 신호(GOFF)를 생성한다.
입력 감지 전압(InV)과 입력 기준 전압(INVA)이 동일하게 제어되고, 이를 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 5]
K*VREF2*Ts=InV
K*VREF2=InV/Ts
감지 전압(VCS)을 적분한 결과를 스위칭 주기로 나눈 즉, 스위치 전류의 평균이 VREF2*K와 같다. VREF2는 입력 전압 정보(Vinf)에 따르는 사인파이고, K는 소정의 변환 계수 K이므로, 스위치 전류의 평균이 사이파를 따른다. 따라서 입력 전류(Iin)는 사이파이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
전력 공급 장치(1), 정류 회로(10)
인덕터(L), 커패시터(C)
트랜스포머(20), 정류 다이오드(D)
출력 커패시터(COUT), 전력 스위치(SW)
감지 저항(RS), 스위치 제어 회로(40)
입력 전류 계산기(100, 55)
멀티플라이어(200)
입력 전류 비교기(300, 54)
SR 래치(400), 게이트 구동부(500)
전압-전류 컨버터(110, 210, 610)
전류 미러 회로(120, 220, 620)
충전부(130, 230, 630)
샘플/홀딩부(240)
오차 증폭기(111, 211, 611, 53)
저항(R1, R2, R3)
BJT(112, 121, 122, 221, 222, 612, 621, 622)
커패시터(C1, C2, C3)
트랜지스터(131, 231, 631)
인버터(132, 641)
샘플/홀딩부(640)
버퍼(642), 제1 샘플/홀딩부(643)
제2 샘플/홀딩부(644), 인에이블 스위치(650)
전압 생성부(700), 전류원(710)
게이트 인에이블부(800)
D-플립플롭(810, 820)
논리 합 게이트(830)
제1 멀티플라이어(51)
제2 멀티플라이어(52)

Claims (32)

  1. 전력 스위치를 포함하는 전력 공급 장치의 입력 전류 제어 방법에 있어서,
    상기 전력 스위치에 흐르는 스위치 전류를 나타내는 감지 전압을 상기 전력 스위치의 스위칭 주기 동안 적분하여 입력 감지 전압을 생성하는 단계,
    상기 입력 감지 전압과 소정의 입력 기준 전압을 비교하는 단계, 및
    상기 비교 결과에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 포함하는 입력 전류 제어방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 입력 감지 전압을 생성하는 단계는,
    상기 감지 전압을 감지 전류로 변환하는 단계, 및
    상기 감지 전류를 이용하여 제1 커패시터를 충전하는 단계를 포함하고,
    상기 입력 감지 전압은 상기 제1 커패시터에 충전된 전압인 입력 전류 제어 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 감지 전류에 의해 제1 커패시터가 충전되는 단계는 상기 입력 감지 전압이 상기 입력 기준전압에 도달할 때까지 수행되는 입력 전류 제어 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 동작을 제어하는 단계는,
    상기 입력 감지 전압이 상기 입력 기준 전압에 도달하는 시점에 상기 전력 스위치를 턴 오프시키는 단게를 포함하는 입력전류 제어 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    소정의 기준 전압과 상기 스위칭 주기에 따라 결정되는 상기 입력 기준전압을 생성하는 단계를 더 포함하는 입력 전류 제어 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계는,
    상기 기준 전압을 기준 전류로 변환하는 단계
    상기 기준 전류를 이용하여 상기 스위칭 주기 동안 제2 커패시터를 충전하는 단계 및
    상기 제2 커패시터에 충전된 스위칭 주기 전압의 피크를 상기 스위칭 주기 단위로 샘플링 및 홀딩하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계를 더 포함하는 입력 전류 제어 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제2 커패시터에 충전된 전압은 상기 전력 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어 리셋되는 입력 전류 제어 방법.
  8. 제6항에 있어서
    상기 제2 커패시터가 충전되는 단계는 소정의 스위칭 인에이블 기간동안에 수행되는 단계를 더 포함하는 입력 전류 제어방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호에 동기되어 상기 스위칭 인에이블 기간을 지시하는 스위칭 인에이블 신호의 레벨에 따라 제1 출력을 생성하는 단계,
    상기 오실레이터 신호에 동기되어 상기 제1 출력의 레벨에 따라 제2 출력을 생성하는 단계, 및
    상기 제1 출력 및 상기 제2 출력을 논리합 연산하고, 연산 결과에 따라 전력스위치의 구동을 위한 게이트 전압을 생성하는 단계를 더 포함하는 입력 전류 제어 방법.
  10. 제5항에 있어서,
    상기 전력 공급 장치의 출력 전류에 대응하는 전압과 제1 기준 전압의 차를 증폭한 비교 전압에 상기 전력 공급 장치의 입력 전압에 대응하는 정보를 이용하여 상기 기준 전압을 생성하는 단계를 더 포함하는 입력 전류 제어 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계는,
    상기 기준 전압과 상기 스위칭 주기를 곱하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 단계를 포함하는 입력 전류 제어 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 기준 전압을 생성하는 단계는,
    상기 비교 전압과 상기 입력 전압에 대응하는 정보를 곱하여 상기 기준 전압을 생성하는 단계를 포함하는 입력 전류 제어 방법.
  13. 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 회로에 있어서,
    상기 전력 스위치에 흐르는 스위칭 전류를 나타내는 감지 전압을 상기 전력 스위치의 스위칭 주기 단위로 적분하여 입력 감지 전압을 생성하는 입력 전류 계산기, 및
    상기 입력 감지 전압과 소정의 입력 기준 전압을 비교한 결과에 따라 게이트 오프 신호를 생성하는 입력 전류 비교기를 포함하고,
    상기 게이트 오프 신호에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 스위치 제어 회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 입력 전류 계산기는,
    상기 감지 전압을 입력받고, 상기 감지 전압에 따르는 감지 전류를 생성하는 제1 전압-전류 컨버터, 및
    상기 감지 전류에 대응하는 전류로 상기 전력 스위치의 턴 온 기간 동안 제1 커패시터를 충전하여 상기 입력 감지 전압을 생성하는 제1 충전부를 포함하는 스위치 제어 회로.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 전압-전류 컨버터는,
    상기 감지 전압이 입력되는 제1 입력단과 다른 제2 입력단의 전압을 동일하게 제어하는 출력을 생성하는 제1 오차 증폭기,
    상기 제1 오차 증폭기의 출력이 입력되는 베이스를 포함하는 제1 BJT, 및
    상기 제1 BJT의 에미터와 상기 제2 입력단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항을 포함하고,
    상기 감지 전류는 상기 제1 BJT와 상기제1 저항을 통해 그라운드로 흐르는 스위치 제어 회로.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 입력 전류 계산기는,
    상기 제1 BJT의 컬렉터에 연결되어 있고, 상기 감지 전류를 복사하여 상기 제1 커패시터에 전류를 공급하는 제1 전류 미러 회로를 더 포함하는 스위치 제어 회로.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 제1 충전부는,
    상기 제1 커패시터에 병렬 연결되어 있는 제1 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제1 트랜지스터는 상기전력 스위치의 턴 온 기간 동안 턴 오프 되어 있는 스위치 제어 회로.
  18. 제13항에 있어서,
    소정의 기준 전압과 상기 스위칭 주기를 이용하여 입력 기준 전압을 생성하는 멀티플라이어를 더 포함하는 스위치 제어 회로.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 멀티플라이어는,
    상기 기준 전압을 입력받고, 상기 기준 전압에 따르는 기준 전류를 생성하는 제2 전압-전류 컨버터,
    상기 기준 전류에 대응하는 전류로 상기 스위칭 주기 동안 제2 커패시터를 충전하여 스위칭 주기 전압을 생성하는 제2 충전부, 및
    상기 스위칭 주기 전압의 피크를 상기 스위칭 주기 단위로 샘플링 및 홀딩하여 상기 입력 기준전압을 생성하는 샘플/홀딩부를 포함하는 스위치 제어 회로.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제2 전압-전류 컨버터는,
    상기 기준 전압이 입력되는 제1 입력단과 다른 제2 입력단의 전압을 동일하게 제어하는 출력을 생성하는 제2 오차 증폭기,
    상기 제2 오차 증폭기의 출력이 입력되는 베이스를 포함하는 제2 BJT, 및
    상기 제2 BJT의 에미터와 상기 제2 입력단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제2 저항을 포함하고,
    상기 기준 전류는 상기 제2 BJT와 상기제2 저항을 통해 그라운드로 흐르는 스위치 제어 회로.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 멀티플라이어는,
    상기 제2 BJT의 컬렉터에 연결되어 있고, 상기 기준 전류를 복사하여 상기 제2 커패시터에 전류를 공급하는 제2 전류 미러 회로를 더 포함하는 스위치 제어 회로.
  22. 제19항에 있어서,
    상기 제2 충전부는,
    상기 제2 커패시터에 병렬 연결되어 있는 제2 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제2 트랜지스터는 상기전력 스위치의 턴 온 시점에 동기되어 턴 온 되는 스위치 제어 회로.
  23. 제19항에 있어서,
    상기 멀티플라이어는,
    상기 제2 커패시터에 공급되는 전류를 제어하는 인에이블 스위치를 더 포함하고,
    상기 인에이블 스위치는 스위칭 인에이블 신호에 따라 스위칭 동작하며, 상기 스위칭 인에이블 신호는 상기 전력 스위치의 스위칭 동작 기간을 제어하는 신호인 스위치 제어 회로.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 스위칭 인에이블 신호와 상기 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호에 기초하여 상기 전력 스위치의 스위칭시키는 게이트 전압의 출력 여부를 결정하는 게이트 인에이블부를 더 포함하는 스위치 제어 장치.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 게이트 인에이블부는,
    클록단에 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호가 입력되고, 입력단에 상기 스위칭 인에이블 신호가 입력되며, 상기 오실레이터 신호에 동기되어 상기스위칭 인에이블 신호의 레벨에 따라 제1 출력을 생성하는 제1 D-플립플롭,
    클록단에 상기 오실레이터 신호가 입력되고, 입력단에 상기 제1 출력이 입력되며, 상기 오실레이터 신호에 동기되어 상기 제1 출력의 레벨에 따라 제2 출력을 생성하는 제2 D-플립플롭, 및
    상기 제1 출력 및 상기 제2 출력을 논리합 연산하는 논리합 게이트를 포함하는 스위치 제어 회로.
  26. 제18항에 있어서,
    상기 입력 전류 계산기는,
    상기 감지 전압을 인가되는 제1 저항과 상기 제1 저항에 흐르는 감지 전류에 대응하는 전류로 충전되는 제1 커패시터를 포함하고,
    상기 멀트플라이어는,
    상기 기준 전압이 인가되는 제2 저항과 상기 제2 저항에 흐르는 기준 전류에 대응하는 전류로 충전되는 제2 커패시터를 포함하며,
    상기 입력 전류는 상기 제1 저항의 저항값과 상기제1 커패시터의 커패시턴스를 곱한 값을 상기 제2 저항의 저항값과 상기 제2 커패시터의 커패시턴스를 곱한 값으로 나눈 결과에 비례하는 스위치 제어 회로.
  27. 제13항에 있어서,
    상기 전력 스위치의 스위칭 동작에 따라 제어되는 출력 전류에 대응하는 전압과 제1 기준 전압의 차를 증폭한 비교 전압에 상기 전력 공급 장치의 입력 전압에 대응하는 정보를 이용하여 상기 기준 전압을 생성하는 제1 멀티플라이어, 및
    상기 기준 전압과 상기 전력 스위치의 스위칭 주기를 곱하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 제2 멀티플라이어를 더 포함하는 스위치 제어 회로.
  28. 입력 전압에 전기적으로 연결되어 있는 전력 스위치, 및
    상기 전력 스위치에 흐르는 스위칭 전류를 나타내는 감지전압을 상기 전력 스위치의 스위칭 주기 단위로 적분하여 입력 감지 전압을 생성하고,상기 입력 감지 전압과 소정의 입력 기준 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 포함하는 전력 공급 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는,
    소정의 기준 전압을 이용하여 상기 스위칭 주기 단위로 커패시터를 충전하여 스위칭 주기전압을 생성하고,
    상기 스위칭 주기 전압을 상기 스위칭 주기 단위로 샘플링 및 홀딩하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 전력 공급 장치.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는,
    소정의 스위칭 인에이블 기간을 지시하는 스위칭 인에이블 신호와 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 오실레이터 신호에 기초하여 상기 전력 스위치를 스위칭시키는 게이트 전압의 출력 여부를 결정하는 전력 공급 장치.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 스위칭 인에이블 기간은 상기 입력 전압이 발생하는 기간 중 소정의 동작기간인 전력 공급 장치.
  32. 제28항에 있어서,
    상기 스위치 제어 회로는,
    상기 전력 공급 장치의 출력 전류에 대응하는 전압과 제1 기준 전압의 차를 증폭한 비교 전압에 상기 전력 공급 장치의 입력 전압에 대응하는 정보를 이용하여 상기 기준 전압을 생성하는 제1 멀티플라이어, 및
    상기 기준 전압과 상기 전력 스위치의 스위칭 주기를 곱하여 상기 입력 기준 전압을 생성하는 제2 멀티플라이어를 더 포함하는 전력 공급 장치.
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