KR20150023911A

KR20150023911A - 다자극 제어기용 위상 보상

Info

Publication number: KR20150023911A
Application number: KR20157002402A
Authority: KR
Inventors: 크리스토프 호스트 크라흐
Original assignee: 애플 인크.
Priority date: 2008-09-10
Filing date: 2009-09-09
Publication date: 2015-03-05
Also published as: US8237667B2; JP2012502396A; CN102150112B; WO2010030709A1; US8791920B2; JP2014146373A; CN102150112A; KR20130016403A; IL211274A; EP2335139A1; KR101242805B1; US9086750B2; US20100060593A1; EP2335139B1; KR101614261B1; IL211274A0; JP5525531B2; KR20110053272A; JP5830565B2; US20120299880A1

Abstract

다중 자극 복조 프로세스를 위한 보상된 위상 행렬을 결정하는 것이 제공된다. 다중 자극 감지 시스템의 제1 구동 라인이 선택되고, 선택된 구동 라인 상에 자극 신호가 전송된다. 자극 신호로부터 발생하는 채널 이득이 자극 신호로부터 발생하는 수신된 감지 신호로부터 측정된다. 측정된 채널 이들을 공지된 채널 이득과 비교하여, 선택된 구동 라인에 대한 개별 위상 보상을 취득한다. 다수의 구동 라인에 대한 개별 위상 보상 값들로부터 보상된 위상 행렬이 형성된다.

Description

다자극 제어기용 위상 보상{PHASE COMPENSATION FOR MULTI-STIMULUS CONTROLLER}

본 발명은 일반적으로 다자극 센서용 제어기, 구체적으로는 다자극 터치 제어기에서의 위상 지연의 보상에 관한 것이다.

컴퓨팅 시스템에서 작업을 수행하기 위해 버튼 또는 키, 마우스, 트랙볼, 조이스틱, 터치 센서 패널, 터치 스크린 등과 같은 다양한 타입의 입력 장치가 현재 이용 가능하다. 특히, 터치 스크린은 그의 조작의 쉬움 및 자유로움은 물론, 저렴한 가격으로 인해 점점 더 대중화되고 있다. 터치 스크린은 터치 감지면을 갖는 투명 패널일 수 있는 터치 센서 패널, 및 액정 디스플레이(LCD)와 같은 디스플레이 장치를 포함할 수 있으며, 이러한 디스플레이 장치는 부분적으로 또는 완전히 패널 뒤에 배치되어, 터치 감지면이 디스플레이 장치의 가시 영역의 적어도 일부를 커버하게 할 수 있다. 터치 스크린은 사용자가 손가락, 스타일러스 또는 다른 물체를 이용하여 디스플레이 장치에 의해 표시되고 있는 사용자 인터페이스(UI)에 의해 지시되는 위치에서 터치 센서 패널을 터치함으로써 다양한 기능을 수행할 수 있게 한다. 일반적으로, 터치 스크린은 터치 센서 패널 상의 터치 이벤트 및 터치 이벤트의 위치를 인식할 수 있으며, 이어서 컴퓨팅 장치는 터치 이벤트 시에 나타나는 디스플레이에 따라 터치 이벤트를 해석할 수 있고, 이어서 터치 이벤트에 기초하여 하나 이상의 액션을 수행할 수 있다.

상호 용량 터치 센서 패널은 종종 실질적으로 투명한 기판 상에 수평 및 수직 방향으로 행들 및 열들로 배열되는 인듐 주석 산화물(ITO)과 같은 실질적으로 투명한 도전성 재료의 구동 및 감지 라인들의 행렬로 형성될 수 있다. 구동 신호는 구동 라인을 통해 전송되어, 구동 라인 및 감지 라인의 교차점(감지 픽셀)에서 신호 용량을 발생시킬 수 있다. 신호 용량은 구동 신호로 인해 감지 라인에서 발생하는 감지 신호로부터 결정될 수 있다. 일부 터치 센서 패널 시스템들에서는, 다수의 구동 라인을 동시에 자극하여, 감지 라인들에서 합성 감지 신호들을 생성한다. 이러한 시스템들은 몇 가지 이익을 제공하지만, 통상의 다자극 시스템들은 어려움을 유발할 수 있다. 예컨대, 통상의 다자극 시스템에서는, 상이한 구동 라인들이 감지 채널의 감지 신호들에서 상이한 위상 지연들을 유발할 수 있으며, 이는 감지 신호들의 처리에 있어서 효율의 감소를 유발할 수 있다.

전술한 것을 고려하여, 전송 발진기, 전송 발진기의 주파수에 기초하여 복수의 구동 신호를 생성하는 전송 신호부, 다중 터치 센서를 구동하기 위해 구동 신호들을 동시에 전송하는 복수의 전송 채널, 다중 터치 센서의 구동으로부터 발생하는 감지 신호를 수신하는 수신 채널, 수신 발진기, 및 수신 발진기의 주파수에 기초하여 수신된 감지 신호를 복조하여 감지 결과를 취득하는 복조부를 포함하는 다중 터치 센서용 다자극 제어기가 단일 집적 회로(단일 칩) 상에 형성되며, 복조부는 복조기 및 벡터 연산기를 포함한다. 이러한 구현은 통상의 설계들보다 유연한 시스템을 제공할 수 있다. 예컨대, 벡터 연산은 임의의 벡터들의 선택 및 검사를 허락하여, 시스템 설계자들이 예를 들어 감지 시스템의 광범위한 재설계의 필요 없이 상이한 자극 행렬/디코드 행렬 조합들을 검사하고 구현할 수 있게 한다.

도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 컴퓨팅 시스템을 나타내는 도면이다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 예시적인 상호 용량 터치 센서 패널을 나타내는 도면이다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 정상 상태(노터치) 조건에서의 예시적인 픽셀의 측면도이다.
도 2c는 본 발명의 일 실시예에 따른 동적(터치) 조건에서의 예시적인 픽셀의 측면도이다.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 주문형 집적 회로(ASIC) 단일 칩 다중 터치 제어기를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 전송 채널을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 터치 센서 패널의 예시적인 자극을 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예들에 따른 다중 스테이지 벡터 복조 엔진의 예시적인 감지 채널 및 제1 스테이지를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예들에 따른 다중 스테이지 벡터 복조 엔진의 예시적인 제2 스테이지를 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 수신 NCO를 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명의 실시예들에 따른 보상된 위상 행렬을 결정하는 예시적인 방법을 나타내는 도면이다.
도 10a는 본 발명의 실시예들에 따른 단일 칩 다자극 제어기를 포함하는 터치 센서 패널을 구비한 예시적인 이동 전화를 나타내는 도면이다.
도 10b는 본 발명의 실시예들에 따른 단일 칩 다자극 제어기를 포함하는 터치 센서 패널을 구비한 예시적인 디지털 미디어 플레이어를 나타내는 도면이다.
도 10c는 본 발명의 실시예들에 따른 단일 칩 다자극 제어기를 포함하는 터치 센서 패널(트랙 패드) 및/또는 디스플레이를 구비한 예시적인 개인용 컴퓨터를 나타내는 도면이다.

아래의 바람직한 실시예들에 대한 설명에서는, 그 일부를 형성하고, 본 발명을 실시할 수 있는 특정 실시예들을 예시적으로 도시하는 첨부 도면들을 참고한다. 본 발명의 실시예들의 범위를 벗어나지 않고, 다른 실시예들이 이용될 수 있으며, 구조적 변경들이 이루어질 수 있다는 것을 이해해야 한다.

본 발명은 다자극 터치 제어기에서의 위상 지연의 보상에 관한 것이다. 다수의 구동 신호로 단일 감지 라인을 자극할 때, 감지 라인에서 다수의 성분 신호가 생성될 수 있다. 성분 신호들은 합성 감지 신호를 형성하며, 이 신호를 수신하여, 예를 들어 성분 신호들에 포함된 측정 데이터를 취득하기 위한 복조 프로세스에서 사용할 수 있다. 그러나, 개별 성분 신호들은 예컨대 상이한 신호 경로 길이들에 의해 유발되는 상이한 위상 지연들을 가질 수 있다. 성분 신호들은 단일 감지 신호를 형성하도록 중첩되므로, 개별적인 위상 지연 차이를 보상하기가 어려울 수 있다.

예를 들어, 합성 감지 신호로부터 다중 스테이지 벡터 복조 프로세스를 통해 측정 데이터가 취득되는 경우에, 이 프로세스에서 사용되는 디코드 행렬은 성분 신호들의 위상 지연 차이들을 보상하기 위해 위상 보상될 수 있다. 각각의 구동 라인 및 감지 라인 쌍의 위상 보상은 구동 라인을 통해 전송된 자극 신호로 감지 라인을 자극하고, 복조 프로세스를 이용하여 감지 채널 이득을 측정함으로써 결정될 수 있다. 감지 채널 이득은 감지 신호 성분이 복조 신호에 대해 위상 시프트될 때 감소한다. 결과적인 채널 이득을 위상 정렬된 신호들에 대한 공지 채널 이득과 비교하여, 성분 감지 신호의 위상 지연이 결정될 수 있다. 각각의 구동 라인 및 감지 라인 쌍의 개별 위상 지연들을 디코드 행렬에 추가하여, 성분 감지 신호의 개별 위상 지연들을 고려한 위상 보상된 디코드 행렬을 제공할 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 상호 용량 터치 센서 패널과 관련하여 설명되고 예시될 수 있지만, 본 발명의 실시예들은 그에 한정되는 것이 아니라, 자기 용량(self-capacitance) 센서 패널, 및 단일 및 다중 터치 센서 패널 양자, 및 합성 감지 신호를 생성하기 위해 다수의 동시 자극 신호가 사용되는 다른 센서들에 추가로 적용될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 더욱이, 본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 양면 ITO(double-sided ITO: DITO) 터치 센서 패널과 관련하여 설명되고 예시될 수 있지만, 본 발명의 실시예들은 상이한 기판들 상에 또는 커버 유리의 배면 상에 구동 및 감지 라인들이 형성되는 구성, 및 단일 기판의 동일면 상에 구동 및 감지 라인들이 형성되는 구성과 같은 다른 터치 센서 패널 구성들에도 적용될 수 있다는 것을 이해해야 한다.

도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 집적 구동 시스템을 갖는 단일 ASIC 다중 터치 제어기(106)를 사용하는 예시적인 컴퓨팅 시스템(100)을 나타낸다. 터치 제어기(106)는 하나 이상의 프로세서 서브시스템(102)을 포함할 수 있는 단일 주문형 집적 회로(ASIC)이며, 이러한 서브시스템은 예컨대 ARM968 프로세서 또는 유사한 기능 및 능력을 갖는 다른 프로세서와 같은 하나 이상의 메인 프로세서를 포함할 수 있다. 그러나, 다른 실시예들에서, 프로세서 기능은 상태 기계와 같은 전용 로직에 의해 대신 구현될 수 있다. 프로세서 서브시스템들(102)은 예컨대 랜덤 액세스 메모리(RAM) 또는 다른 타입의 메모리 또는 저장 장치, 워치독 타이머 등과 같은 주변 장치들(도시되지 않음)도 포함할 수 있다. 터치 제어기(106)는 예컨대 하나 이상의 감지 채널(도시되지 않음)의 터치 감지 신호(103), 센서(111)와 같은 다른 센서로부터의 다른 신호 등과 같은 신호들을 수신하기 위한 수신부(107)도 포함할 수 있다. 터치 제어기(106)는 예컨대 다중 스테이지 벡터 복조 엔진(109)과 같은 복조부, 패널 스캔 로직(110) 및 예를 들어 전송부(114)를 포함하는 구동 시스템도 포함할 수 있다. 패널 스캔 로직(110)은 RAM(112)에 액세스하고, 감지 채널들로부터 데이터를 자율적으로 판독하고, 감지 채널들에 대한 제어를 제공할 수 있다. 게다가, 패널 스캔 로직(110)은 전송부(114)를 제어하여, 터치 센서 패널(124)의 행들에 선택적으로 인가될 수 있는 다양한 주파수 및 위상의 자극 신호들(116)을 생성할 수 있다.

전송부에 대한 공급 전압을 생성하기 위해 전하 펌프(115)가 사용될 수 있다. ASIC이 처리하는 최대 전압보다 높은 진폭들을 가질 수 있는 자극 신호들(116)(Vstim)은 트랜지스터들을 캐스코딩(cascoding)함으로써 견뎌낼 수 있다. 따라서, 자극 전압은 단일 트랜지스터가 처리할 수 있는 전압 레벨(예컨대, 3.6V)보다 높을 수 있다(예컨대, 6V). 도 1은 전하 펌프(115)를 전송부(114)와 별개로 도시하지만, 전하 펌프는 전송부의 일부일 수 있다.

다른 감지 매체들도 사용될 수 있지만, 터치 센서 패널(124)은 복수의 행 트레이스(예를 들어, 구동 라인들) 및 복수의 열 트레이스(예컨대, 감지 라인들)를 갖는 용량 감지 매체를 포함할 수 있다. 행 및 열 트레이스들은 구리와 같은 다른 투명 및 불투명 재료들도 사용될 수 있지만, 인듐 주석 산화물(ITO) 또는 안티몬 주석 산화물(ATO)과 같은 투명한 도전성 매체로 형성될 수 있다. 일부 실시예들에서, 행 및 열 트레이스들은 서로 직교할 수 있지만, 다른 실시예들에서는 다른 비 데카르트 배향(non-Cartesian orientation)들이 가능하다. 예를 들어, 극좌표계에서, 감지 라인들은 동심원들일 수 있으며, 구동 라인들은 방사상으로 연장하는 라인들일 수 있다(또는 그 반대). 따라서, 본 명세서에서 사용되는 바와 같은 "행" 및 "열", "제1 차원" 및 "제2 차원" 또는 "제1 축" 및 "제2 축"이라는 용어들은 직교 격자들만이 아니라, 제1 및 제2 차원을 갖는 다른 기하 구조의 교차 트레이스들(예컨대, 극좌표 배열의 동심 및 방사상 라인들)도 포함하는 것을 의도한다는 것을 이해해야 한다. 행들 및 열들은 예컨대 실질적으로 투명한 유전체 재료에 의해 분리된 실질적으로 투명한 기판의 단일면 상에, 기판의 대향 면들 상에, 유전체 재료에 의해 분리된 2개의 개별 기판 상에, 기타 등등에 형성될 수 있다.

트레이스들이 서로 위 아래로 통과하는(교차하는)(그러나 서로 전기적으로 직접 접촉하지 않는) 트레이스들의 "교점들"에서, (둘보다 많은 트레이스들이 교차할 수도 있지만) 트레이스들은 본질적으로 2개의 전극을 형성할 수 있다. 행 및 열 트레이스들의 각각의 교점은 용량 감지 노드를 나타낼 수 있고, 픽처 요소(픽셀)(126)로서 간주될 수 있으며, 이는 터치 센서 패널(124)이 터치의 "이미지"를 캡처하는 것으로 간주될 때 특히 유용할 수 있다. (즉, 터치 제어기(106)가 터치 센서 패널 내의 각각의 터치 센서에서 터치 이벤트가 검출되었는지를 결정한 후에, 터치 이벤트가 발생한 다중 터치 패널 내의 터치 센서들의 패턴이 터치의 "이미지"(예를 들어, 패널을 터치하는 손가락들의 패턴)로서 간주될 수 있다.) 행 및 열 전극들 사이의 용량은 주어진 행이 직류(DC) 전압 레벨로 유지될 때는 부유 용량으로서, 주어진 행이 교류(AC) 신호로 자극될 때에는 상호 신호 용량(Csig)으로서 나타난다. 터치 센서 패널 상의 또는 그 근처의 손가락 또는 다른 물체의 존재는, Csig의 함수이고 터치되는 픽셀들에 존재하는 신호 전하(Qsig)의 변화들을 측정함으로써 검출될 수 있다.

컴퓨팅 시스템(100)은 프로세서 서브시스템(102)으로부터 출력들을 수신하고, 출력들에 기초하여 액션들을 수행하기 위한 호스트 프로세서(128)도 포함할 수 있으며, 이러한 액션들은 커서 또는 포인터와 같은 객체의 이동, 스크롤링 또는 패닝(panning), 제어 설정들의 조정, 파일 또는 문서의 열기, 메뉴 보기, 선택하기, 명령어 실행, 호스트 장치에 접속된 주변 장치의 조작, 전화 호출 응답, 전화 호출하기, 전화 호출 종료, 볼륨 또는 오디오 설정들의 변경, 주소, 자주 거는 전화 번호, 수신된 호출, 놓친 호출과 같은 전화 통신과 관련된 정보의 저장, 컴퓨터 또는 컴퓨터 네트워크 상의 로깅, 컴퓨터 또는 컴퓨터 네트워크의 제한 영역들에 대한 권한 있는 개별 액세스의 허가, 컴퓨터 데스크탑의 사용자의 바람직한 배열과 관련된 사용자 프로파일의 로딩, 웹 콘텐츠에 대한 액세스의 허가, 특정 프로그램의 개시, 메시지의 암호화 또는 디코딩 등을 포함할 수 있지만, 이에 한정되지 않는다. 호스트 프로세서(128)는 패널 처리와 관계없을 수 있는 추가 기능들도 수행할 수 있으며, 프로그램 저장 장치(132) 및 장치의 사용자에게 UI를 제공하기 위한 LCD 디스플레이와 같은 디스플레이 장치(130)에 결합될 수 있다. 일부 실시예들에서, 호스트 프로세서(128)는 도시된 바와 같이 터치 제어기(106)와 별개의 컴포넌트일 수 있다. 다른 실시예들에서, 호스트 프로세서(128)는 터치 제어기(106)의 일부로서 포함될 수 있다. 또 다른 실시예들에서, 호스트 프로세서(128)의 기능들은 프로세서 서브시스템(102)에 의해 수행되고, 그리고/또는 터치 제어기(106)의 다른 컴포넌트들 사이에 분산될 수 있다. 디스플레이 장치(130)는 터치 센서 패널 아래에 부분적으로 또는 완전히 배치될 때 이 터치 센서 패널(124)과 더불어 터치 스크린(118)을 형성할 수 있다.

전술한 기능들 중 하나 이상은 예컨대 메모리(예컨대, 주변 장치들 중 하나)에 저장되고 프로세서 서브시스템(102)에 의해 실행되는 또는 프로그램 저장 장치(132)에 저장되고 호스트 프로세서(128)에 의해 실행되는 펌웨어에 의해 수행될 수 있다는 점에 유의한다. 펌웨어는 컴퓨터 기반 시스템, 프로세서를 구비한 시스템과 같은 명령어 실행 시스템, 기구 또는 장치, 또는 명령어 실행 시스템, 기구 또는 장치로부터 명령어들을 호출하여 명령어들을 실행할 수 있는 다른 시스템에 의해 또는 그와 관련하여 사용하기 위해 임의의 컴퓨터 판독 가능 매체 내에 저장 및/또는 운반될 수도 있다. 본 명세서와 관련하여, "컴퓨터 판독 가능 매체"는 명령어 실행 시스템, 기구 또는 장치에 의해 또는 그와 관련하여 사용하기 위해 프로그램을 포함하거나 저장할 수 있는 임의의 매체일 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 전자, 자기, 광, 전자기, 적외선 또는 반도체 시스템, 기구 또는 장치, 휴대용 컴퓨터 디스켓(자기), 랜덤 액세스 메모리(RAM)(자기), 판독 전용 메모리(ROM)(자기), 소거 가능하고 프로그래밍 가능한 판독 전용 메모리(EPROM)(자기), CD, CD-R, CD-RW, DVD, DVD-R 또는 DVD-RW와 같은 휴대용 광 디스크, 또는 컴팩트 플래시 카드와 같은 플래시 메모리, 보안 디지털 카드, USB 메모리 장치, 메모리 스틱 등을 포함할 수 있지만, 이에 한정되지 않는다.

펌웨어는 컴퓨터 기반 시스템, 프로세서를 구비한 시스템과 같은 명령어 실행 시스템, 기구 또는 장치, 또는 명령어 실행 시스템, 기구 또는 장치로부터 명령어들을 호출하여 명령어들을 실행할 수 있는 다른 시스템에 의해 또는 그와 관련하여 사용하기 위해 임의의 운반 매체 내에서 전달될 수도 있다. 본 명세서와 관련하여, "운반 매체"는 명령어 실행 시스템, 기구 또는 장치에 의해 또는 그와 관련하여 사용하기 위해 프로그램을 전송, 전달 또는 운반할 수 있는 임의의 매체일 수 있다. 운반 판독 가능 매체는 전자, 자기, 광, 전자기 또는 적외선 유선 또는 무선 전달 매체를 포함할 수 있지만, 이에 한정되지 않는다.

도 2a는 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 터치 센서 패널(124)의 부분 상세도이다. (도면의 간소화를 위해 도 2a에는 하나의 열에 대한 Cstray만이 도시되지만) 도 2a는 행(204) 및 열(206) 트레이스의 교점에 위치하는 각각의 픽셀(202)에서의 부유 용량(Cstray)의 존재를 나타낸다. 도 2a의 예에서, 전송부(114)에 의해 전송되는 구동 신호들은 터치 패널의 행들에 인가될 수 있다. 예컨대, AC 자극 Vstim(214), Vstim(215) 및 Vstim(217)이 여러 행에 인가되는 반면, 다른 행들은 DC에 접속될 수 있다. Vstim(214), Vstim(215) 및 Vstim(217)은 후술하는 바와 같이 예컨대 상이한 위상들을 갖는 신호들일 수 있다. 행 상의 각각의 자극 신호는 전하 Qsig가 영향받은 픽셀들에 존재하는 상호 용량을 통해 열들 내로 주입되게 한다.

손가락, 손바닥 또는 다른 물체가 영향받은 픽셀들 중 하나 이상에 존재할 때, 주입되는 전하의 변화(Qsig_sense)가 검출될 수 있다. Vstim 신호들(214, 215, 217)은 사인파, 사각파 등의 하나 이상의 버스트를 포함할 수 있다. Vstim 신호들은 하나의 특정 위상, 진폭 및 주파수를 갖는 신호들을 포함할 수 있지만, 사실상 합성 신호일 수 있는데, 예컨대 특정 위상, 진폭 및 주파수를 각각 갖는 다수의 신호를 포함할 수 있다. 각각의 신호 성분은 변조되는 주파수, 위상 또는 진폭일 수 있다. 예컨대, 진폭 변조는 원하지 않는 잡음 소스들이 수신 채널에 들어가는 것을 방지하기 위해 대역이 좁고 고조파를 거의 포함하지 않은 자극 신호를 제공하기 위한 윈도잉 목적으로 사용될 수 있다. 예컨대, 사각파 형상을 갖는 자극 신호를 갖는 것은 더 높은 차수의 고조파를 갖는다. 이러한 더 높은 차수의 고조파들은 자극의 더 높은 차수의 고조파를 갖는 외부 잡음 성분들 사이의 상호 변조로 인해 대역내 잡음 성분들을 유발할 수 있다. 도 2a는 행들(204) 및 열들(206)이 실질적으로 직교하는 것으로 도시하고 있지만, 이들은 전술한 바와 같이 그렇게 정렬될 필요가 없다는 점에 유의한다. 각각의 열(206)은 예를 들어 감지 채널에 접속될 수 있다.

도 2b는 본 발명의 실시예들에 따른 정상 상태(노터치) 조건에 있는 예시적인 픽셀(202)의 측면도이다. 도 2b에는, 유전체(210)에 의해 분리된 열(206) 및 행(204) 트레이스들 또는 전극들 사이의 상호 용량의 전기장 라인들(208)의 전기장이 도시되어 있다.

도 2c는 동적(터치) 조건에 있는 예시적인 픽셀(202)의 측면도이다. 도 2c에서는, 손가락(212)이 픽셀(202) 근처에 배치되었다. 손가락(212)은 신호 주파수들에서 낮은 임피던스의 물체이며, 열 트레이스(204)에서 몸까지의 AC 용량(Cfinger)을 갖는다. 몸은 약 200 pF의 접지에 대한 자기 용량(Cbody)을 가지며, 여기서 Cbody는 Cfinger보다 훨씬 크다. 손가락(212)이 행 및 열 전극들 사이의 일부 전기장 라인들(208)(유전체에서 나와서 행 전극 위의 공기를 통과하는 가장자리 전기장들)을 차단하는 경우, 이러한 전기장 라인들은 손가락과 몸에 고유한 용량 경로를 통해 접지로 분기되며, 결과적으로 정상 상태 신호 용량(Csig)은 △Csig만큼 감소한다. 즉, 결합된 몸과 손가락 용량은 Csig를 (본 명세서에서 Csig_sense로도 지칭될 수 있는) △Csig 양만큼 줄이는 작용을 하며, 접지로의 분기 또는 동적 복귀 경로로서 작용하여, 전기장들의 일부를 차단하여 최종 신호 용량을 줄일 수 있다. 픽셀에서의 신호 용량은 Csig - △Csig이 되며, 여기서 Csig는 정적(노터치) 성분을 나타내고, △Csig는 동적(터치) 성분을 나타낸다. Csig - △Csig는 모든 전기장, 특히 오로지 유전체 재료 내에 남은 전기장들을 차단하기 위한 손가락, 손바닥 또는 다른 물체의 불능으로 인해 항상 0이 아닐 수 있다는 점에 유의한다. 또한, 손가락이 다중 터치 패널 상으로 더 단단히 또는 더 완전히 밀릴 때, 손가락이 펴져서 전기장을 더 많이 차단하는 경향이 있을 수 있으며, 따라서 △Csig는 가변적이고, 손가락이 얼마나 완전하게 패널 상으로 밀리는지(예를 들어, "노터치"에서 "풀터치"까지의 범위)를 나타낼 수 있다는 것을 이해해야 한다.

도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 단일 ASIC 다중 터치 제어기(106)의 상세 블록도이다. 터치 제어기(106)의 수신(RX)부(107)는 다양한 채널들(305)(예컨대, 적외선 센서, 온도 센서 등을 위한 채널들) 및 감지 채널(307)과 같은 총 N개의 수신 채널을 포함한다. 감지 채널들(307)은 오프셋 보상기(309)에 접속된다. 다중 스테이지 벡터 복조 엔진(109)은 디지털 복조부(313), 결과 메모리(315) 및 벡터 연산기(317)를 포함한다. 디지털 복조부(313)는 수신 NCO(319)에 접속되고, 벡터 연산기(317)는 디코드 행렬 RAM(321)에 접속되고, 결과 RAM(323)에 접속된다. 전송(TX)부(114)는 전송 로직(327), 전송 DAC(329) 및 총 M개의 전송 채널(333)을 포함한다. 전송 NCO(335)는 전송 로직 및 TX DAC에 클럭을 제공하며, 전하 펌프(115)는 전송 채널들에 전력을 제공한다. 전송 채널들(333)은 아날로그 버스(339)를 통해 자극 행렬 RAM(337)에 접속된다. 디코드 행렬 RAM(321), 결과 RAM(323) 및 자극 행렬 RAM(337)은 예컨대 RAM(112)의 일부일 수 있다. 프로세서 서브시스템(102)은 예를 들어 디코드 행렬 RAM(321) 내의 디코드 행렬 및 자극 행렬 RAM(337) 내의 자극 행렬을 저장 및 갱신하고, 다중 터치 서브시스템을 초기화하고, 수신 채널들로부터의 데이터를 처리하며, 호스트 프로세서와의 통신을 용이하게 할 수 있다.

도 3은 프로세서 서브시스템(102), 패널 스캔 로직(110) 및 호스트 프로세서(128)를 도시한다. 도 3은 클럭 생성기(343) 및 프로세서 인터페이스(347)도 도시한다. 터치 제어기(106)의 다양한 컴포넌트들은 주변 장치 버스(349)를 통해 서로 접속된다. 프로세서 인터페이스(347)는 프로세서 인터페이스(PI) 접속(353)을 통해 호스트 프로세서(128)에 접속된다.

이제, 본 발명의 실시예들에 따른 터치 제어기(106)의 예시적인 구동 신호 전송 동작이 터치 제어기(106)를 더 상세히 나타내는 블록도인 도 4를 참조하여 설명된다. 전하 펌프(115)에 의해 급전되는 전송 로직(327)은 TX NCO(335)에 기초하여 디지털 신호들을 생성한다. TX DAC(329)는 차동 DAC이며, 전송 로직(327)으로부터의 디지털 신호들을 자극 신호들(Vstim+, Vstim-)로 변환한다. Vstim+는 TX NCO(335)와 동일한 주파수의 파형을 갖는 신호이고, Vstim-는 공통 전압(Vcm)에 대해 반전된 Vstim+의 파형을 갖는 신호이다. 이 예에서, 공통 전압(Vcm)은 2.5V이다. Vstim+는 2.5V의 DC 오프셋 및 4.75V의 최대 진폭을 갖는 주파수 ω의 사인파이다.

Vstim+ = 2.5V + 2.25V*sin(ωt)

Vstim-는 약 2.25V의 DC 오프셋 및 4.75V의 최대 진폭을 갖는 주파수 ω의 사인파이며, Vstim+와 180도의 위상차를 갖는다.

Vstim- = 2.5V + 2.25V*sin(ωt+180°)

물론, 다른 자극 신호들 및 신호 생성 방법들도 이용될 수 있다. 예컨대, TX NCO(335)는 사인파 Vstim+ 및 Vstim- 신호들을 엔빌로프 탐색표(LUT)로부터 생성된 엔빌로프 파형을 갖도록 혼합하기 위한 믹서를 포함할 수 있다. 엔빌로프 쉐이핑/윈도잉 능력은 자극 파형의 스펙트럼 특성들 및 또한 얼마나 많은 에너지가 다중 터치 패널에 입력될지를 제어하는 것을 허가한다는 점에서 유리할 수 있다. 이러한 특성들 모두는 간섭 제거의 양을 제어한다. 더 많은 에너지가 패널에 입력되면, 외부 간섭자들에 대한 간섭 제거가 더 양호해진다. 윈도잉 기능들의 예는 가우스(Gaussian), 체비세프(Chebychev) 또는 직사각(Rectangular)이다. 예컨대, 체비세프 윈도를 사용하는 것은 직사각 윈도에 비해 자극 파형이 주파수 도메인에서 측대역 리플을 감소시켜 복조 후에 더 적은 잡음이 수신 채널에 들어가게 한다.

TX DAC(329)는 아날로그 버스(339)의 개별 라인들에 Vstim+ 및 Vstim-를 제공한다. 버스(339)는 공통 전압(Vcm)을 전달하는 라인 및 접지(gnd)되는 라인도 포함한다. 각각의 전송 채널(333)은 아날로그 MUX(401) 및 버퍼(403)를 포함한다. 아날로그 MUX(401)는 버스(339)의 각 라인에 접속되고, 버퍼(403)에 공급할 구동 신호들 Vstim+, Vstim-, Vcm 또는 gnd 중 하나를 선택할 수 있다. 단일 TX DAC(329)와 함께 아날로그 버스(339) 및 다수의 MUX(401)(각각의 전송 채널에 대해 하나씩)를 사용하는 것은 다른 설계들에 비해 칩 면적을 줄이면서, 상이한 위상들의 자극 신호들이 생성될 수 있게 한다. 그러나, 둘 이상의 TX DAC(329)가 사용될 수 있다. TX DAC(329)는 예를 들어 R2-R DAC, 온도계 코딩된 DAC, 시그마-델타 DAC 또는 다른 타입의 DAC일 수 있다. MUX(401)는 아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이 자극 행렬 RAM(337)에 저장된 자극 행렬(407)에 기초하여 구동 신호를 선택한다. 전송 채널들(333)의 버퍼들(403)은 TX DAC의 출력에서의 최대 자극 전압 레벨에 따라 1의 이득 또는 1보다 큰 이득을 가질 수 있다. 따라서, 버퍼들은 TX DAC로부터의 신호 이득을 올리는 것뿐만 아니라 다중 터치 센서 패널(124)에 의해 그들에게 제공되는 주로 용량성 부하를 구동하는 구동 능력을 제공하는 목적을 제공할 수 있다.

출력 버퍼(403)는 전하 펌프 전원 상에 존재하는 잡음이 VSTM 출력들로 전달되는 것을 방지하는 이익을 제공할 수 있다. 이것은 전하 펌프에 의해 생성되는 VSTM 포트들 상의 원하지 않는 잡음이 신호 대 잡음비를 줄이고 터치 성능에 악영향을 미치는 것을 방지하는 데에 중요하다. 즉, 버퍼들(403)은 각각 음의 피드백을 가지므로 본질적으로 자기 조절 버퍼들이다. 출력 버퍼들(403)의 전원 리플 제거는 전하 펌프 전원 상에 존재하는 임의의 전원 리플을 억제하기에 충분할 수 있다. 일부 실시예들에서, 전송부(114) 내의 버퍼(403)의 사용은 충분한 전원 리플 제거를 제공하여, 비조절 전하 펌프의 사용을 가능하게 할 수 있다. 이것은 전하 펌프의 설계를 더 간단하고 효율적으로 할 수 있게 한다. 더욱이, 전하 펌프 동작 주파수는 자극 주파수의 함수로서 또는 자극 주파수 범위 밖에서 선택되어, 전하 펌프 유발 잡음이 터치 성능에 영향을 미치는 것을 방지할 수 있다.

터치 센서 패널(124)의 다단계 스캔의 각각의 단계 동안, 각각의 MUX(401)는 터치 센서 패널의 대응 구동 라인으로 전송하기 위해 Vstim+, Vstim-, Vcm 또는 GND 중 하나를 선택한다. GND는 대응 출력 버퍼를 사용되지 않는 경우에 이를 저전력 상태가 되게 하여 전력을 보존하는 데 사용될 수 있다. 선택은 자극 행렬(407)에 기초하여 이루어진다. 도 4에 도시된 바와 같이, 자극 행렬(407)의 각각의 행은 스캔 내의 하나의 단계에 대응하며, 행 내의 데이터 값들은 각각의 TX 채널(333)에 대한 구동 신호들의 선택들을 지정한다. 스캔 내의 각각의 단계에 대해, MUX들(401)은 자극 행렬(407)의 행 내의 데이터 값들에 기초하여 구동 신호들을 선택한다. 예를 들어, 제1 단계에서, 도 4의 단계 0 행은 제1 TX 채널의 MUX(401)에 대한 신호 선택(MUX0_SEL), 제2 TX 채널의 MUX(401)에 대한 선택(MUX1_SEL) 등을 지정한다. 각각의 단계에서, MUX들은 상이한 신호 조합들을 선택하여, 다른 단계들에서와 다르게 패널을 자극할 수 있다. 패널 스캔 로직(110)은 주변 버스(349)를 경유하는 접속을 통해 자극 행렬 RAM(337)에 저장된 단계 어드레스를 증가시킴으로써 단계들의 타이밍을 제어할 수 있다. MUX들이 신호들을 선택하면, 신호들은 TX 채널(405)의 버퍼들(403)로 전송되어 패널 센서로 전송된다. 패널 스캔 로직은 주변 장치 버스(349)를 통해 자극 행렬(407)을 변경하여, 예컨대 자극 행렬의 데이터 엔트리 값들을 조정하고, 자극 행렬을 다른 자극 행렬로 교체하는 것 등을 행할 수도 있다는 점에 유의한다.

도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 터치 센서 패널(124)의 예시적인 자극을 나타낸다. 특히, 도 5는 터치 센서 패널(124)의 행들(204)을 통한 구동 신호들의 신호 경로 및 열들(206)을 통한 감지 신호들의 신호 경로를 나타낸다. 도 5는 센서 패널의 스캔의 한 단계 동안의 터치 제어기(106)의 구동 및 센서 패널(124)을 나타낸다. 도 5에서, 터치 제어기(106)는 센서 패널(124)의 M개의 구동 라인(행)(204) 및 N개의 감지 라인(열)에 각각 대응하는 M개의 전송 채널(333) 및 N개의 감지 채널(501)을 갖는 것으로 도시되어 있다. 전송 채널들(333)은 구동 라인들(204)을 통해 구동 신호들 Vstim[0], Vstim[1],..., Vstim[M-1]을 전송한다. 감지 신호들 SenseSig[0], SenseSig[1],..., SenseSig[N-1]은 Vstim으로 구동되는 각각의 픽셀의 감지 라인들(206)에 주입되는 신호 전하들(Qsig)의 결과로서 전술한 바와 같은 픽셀들의 신호 용량들(Csig)에 비례하여 생성된다. 선형 시스템을 가정하면, 감지 라인(206)에 주입되는 총 신호 전하(Qsig_tot)는 감지 채널(C)의 각각의 픽셀에 주입되는 신호 전하들의 합이다.

여기서, Qsig_C(R)은 감지 채널(C)의 구동 라인(R)에 대응하는 픽셀에 주입된 전하이다. 따라서, 위의 식 (1)을 참조하면, 다음과 같다.

센서 패널(124)의 스캔 내의 각각의 단계에서, 구동 라인들(204)이 각각의 단계에 대한 자극 행렬(407) 내의 MUX_SEL 값들에 기초하는 특정 구동 신호들로 구동될 때 각각의 감지 채널에서 Qsig_tot_C가 생성된다. 센서 패널(124)의 완전한 스캔은 복수의 Qsig_tot_C 측정, 즉 단계마다 채널당 하나의 Qsig_tot_C를 생성한다. P개의 단계를 갖는 스캔의 경우, 식 (3)은 감지 채널(C)의 스캔 내의 각각의 단계에 대해 하나씩 일련의 식들로 기재될 수 있다.

여기서, S는 (0에서 P-1까지의) 단계 인덱스이고, C는 (0에서 N-1까지의) 채널 인덱스이고, Qsig_tot_C(S)는 단계 S에서의 감지 채널(C)에 대한 Qsig_tot이고,

는 감지 채널(C)에 대한 Vstim(R,S)의 자극 위상이고, Csig_C(R)은 감지 채널(C)의 구동 라인(R)에 대응하는 픽셀에서의 신호 용량이다.

식 (4)는 다음과 같이 행렬 형태로 기재될 수 있다.

여기서, M_C(R,S) = cos(P_Z_stim_C(R,S))이다.

또는 식 (4)는 다음과 같이 간단한 형태로 기재될 수 있다.

여기서,

는 감지 채널(C)에 대한 위상 행렬이다.

식 (5)의 Vstim ×

부분은 시스템의 특정 처리 방법을 고려한 자극 행렬(407) 내의 구동 신호들의 선택을 나타낸다. 특히, 위상 행렬

내의 엔트리들은 자극 신호들의 위상들의 코사인 값들(Vstim+에 대해 cos(0°) 및 Vstim-에 대해 cos(180°))이다. 이러한 표현은 본 실시예에서 사용되는 특정 복조 프로세스를 설명하여, 이는 도 6을 참조하여 아래에 더 상세히 설명된다. 이 실시예에서는 상이한 감지 채널들이 동일한 위상 행렬을 갖지만, 다른 실시예들에서는 위상 행렬이 감지 채널마다 변할 수 있다.

따라서, 예를 들어, 자극 행렬(407) 내의 행에 의해 정의되는 Vstim 신호들의 각각의 조합인 Vstim 신호들의 상이한 조합으로 채널의 픽셀들을 자극하고, 상이한 자극 조합들로부터 발생하는 감지 신호들로부터의 총 신호 전하들(Qsig_tot_C)을 취득함으로써, 채널의 각각의 픽셀에서의 신호 용량(Csig_C)이 결정될 수 있다.

여기서,

는 디코드 행렬이다.

그러나, 자극 행렬(및 확장에 의해 Vstim ×

)은 스캔 내의 각각의 단계에서 각각의 구동 라인에 대해 선택되는 구동 신호들을 나타내지만, 구동 신호들이 선택될 때 시스템이 실제로 어떻게 자극되는지를 반영하지 못할 수도 있다. 즉, 자극 행렬은 픽셀들의 자극에서의 다른 인자들 및 시스템의 구성 및 동작에 의존할 수 있는 감지 신호들의 측정치를 캡처하지 못할 수 있다. 자극 행렬에 의해 고려되지 않는 하나의 예시적인 인자는 신호 지연의 변화이다. 도 5는 예를 들어 구동 신호들 및 감지 신호들 양자가 이 특정 예에서 상이한 신호 경로 길이를 가질 수 있음을 보여준다.

명료화를 위해, 도 5는 구동 라인들(204a, 204b)(최초 및 최종 구동 라인들)에 대응하는 구동 신호들(511(Vstim[0]) 및 513(Vstim[M-1]), 및 결과적으로 감지 라인(206a)(제1 감지 라인) 상에서 생성되는 감지 신호(SenseSig[0])의 성분 신호들(517, 519) 및 감지 라인(206b)(제2 감지 라인) 상에서 생성되는 감지 신호(SenseSig[1])의 성분 신호들(521, 523)을 나타낸다. 도 5는 각각의 감지 신호가 감지 라인의 픽셀들에서 생성되는 다수의 성분 신호의 중첩에 의해 형성되는 합성 신호임을 보여준다.

도 5는 전송 채널에서 감지 채널까지의 신호 경로의 길이가 특정 구동 라인 및 감지 라인 쌍에 따라 다를 수 있음을 보여준다. 예컨대, 픽셀들로부터 수신 채널까지의 성분 신호들의 신호 경로 길이들이 상이할 수 있다. 예를 들어, 감지 라인(206a)에서, 성분 신호(517)의 경로 길이는 성분 신호(519)의 경로 길이보다 길다. 마찬가지로, 감지 라인(206b)에서, 성분 신호(521)의 경로 길이는 성분 신호(523)의 경로 길이보다 길다. 또한, 구동 신호들의 신호 경로 길이들은 채널에 따라 다를 수 있다. 예를 들어, TransmitC[0]에서 구동 라인(204a)과 감지 라인(206a)의 픽셀(512)까지의 경로 길이는 TransmitC[0]에서 구동 라인(204a)과 감지 라인(206b)의 픽셀(525)까지의 경로 길이보다 짧다. 예를 들어, AC 신호들의 경우, 신호들의 지연의 변화는 성분 신호들의 위상들을 다르게 할 수 있으며, 이는 Qsig_tot_C를 취득하는 데 사용되는 합성 감지 신호(SenseSig)를 형성하는 성분 신호들의 중첩에 반영될 수 있다. 따라서, 자극 행렬(407)(따라서 Vstim ×

)은 감지 신호들이 실제로 어떻게 형성되는지를 정확히 반영하지 못할 수 있는데, 예를 들어 그 이유는 자극 행렬이 시스템에서의 신호 지연들을 설명하지 못하기 때문이다. 식 (4)의 총 신호 전하(Qsig_tot_c)는 감지 신호들로부터 얻어지므로, 결과적인 위상 행렬은 Csig_c 값들에 대한 정확한 결과들을 생성하지 못할 수 있다. 그러나, 식 (4)의 위상 성분들은 예를 들어 특정 구동/감지 라인 쌍과 관련된 위상 지연의 변화와 같은 인자들을 보상하도록 변경될 수 있다.

예를 들어, 채널 내의 각각의 픽셀의 자극 신호와 관련된 위상 지연이 식 (4)의 대응 위상 성분들에 더해질 수 있다.

여기서, φ_c(R)은 감지 채널(C)의 구동 라인(R)과 관련된 위상 지연이다.

변경된 위상 성분들은 해당 채널에 대한 위상 행렬을 보상한다.

여기서, M_C _{_} _comp(R,S) = cos(P_Z_stim_C(R,S) + φ_c(R))이다.

보상된 위상 행렬을 결정하는 예시적인 방법이 도 9와 관련하여 아래에 설명된다. 보상된 위상 행렬의 역은 식 (6)에서 디코드 행렬로서 사용된다.

디코드 행렬

은 디코드 행렬 RAM(321)에 저장될 수 있으며, 감지 신호들로부터 얻어지고 결과 메모리(315)에 저장된 Qsig_tot_c 측정치들과 함께 사용되어, 식 (9)를 계산하여 Csig_c 값들을 결정할 수 있다.

이제, 본 발명의 실시예들에 따라 감지 신호들로부터 Csig_c 값들을 얻는 예시적인 프로세스가 도 6-7을 참조하여 설명된다. 예시적인 프로세스는, 하나의 스테이지에서 신호 복조를 통해 Qsig_tot_c 측정치들을 취득하고, 제2 스테이지에서 벡터/행렬 연산을 수행하여 Csig_c 값들을 결정하는 다중 스테이지 복조/디코드를 구현한다. 도 6은 본 발명의 실시예들에 따른 감지 채널들(307) 중 하나 및 디지털 복조부(313)의 상세들을 나타낸다. 도 6에 도시된 바와 같이, 감지 채널(307)은 전하 증폭기(601), 안티-에일리어스 필터(AAF)(603) 및 아날로그/디지털 변환기(ADC)(605)를 포함한다. 디지털 복조부(313)는 프로그래밍 가능한 지연(607), 믹서(신호 증배기)(609) 및 적분기(611)를 포함한다. 스캔의 각각의 단계에서, 감지 채널(307)의 증폭기(601)는 식 (7)에서 설명된 바와 같은 합성 신호 전하를 프로그래밍 가능한 오프셋 전하와 함께 수신한다. 이어서, 전하 증폭기(307)는 피드백 커패시터(CFB)를 통해 오프셋 보상된 합성 신호 전하를 전압(VSIG)으로 변환하며, 따라서 전치 증폭기의 출력은 Vsig_c = (Qsig_tot_c - Qoff_c)/Cfbk_c가 된다.

일부 예들에서, 감지 신호는 증폭기(601)로 입력되기 전에 오프셋 보상기(309)에 의해 조정될 수 있다. 디지털 신호의 오프셋 조정은 매우 가변적인 자극 행렬들에 의해 생성되는 일부 자극 신호들의 동적 범위를 줄일 수 있다. 특히, 일부 매우 가변적인 자극 행렬들은 감지 신호들이 전하 증폭기(601)의 동적 입력 범위, 즉 전하 증폭기가 포화되기 전에 증폭기가 수용할 수 있는 최대 신호 크기보다 큰 동적 범위를 갖게 할 수 있다. 예를 들어, 자극 행렬이 하다마드(Hadamard) 행렬인 경우, 스캔 내의 단계들 중 하나에서, 모든 채널들은 동일 위상을 갖는 자극 신호들로 구동되며, 모든 결과적인 성분 감지 신호들은 증폭기(601)를 포화시키는 크기를 갖는 합성 감지 신호를 생성하도록 더해지는 것이 가능하다. 이 경우, 전하 증폭기가 포화되는 것을 방지하기에 충분한 전하를 입력 전하로부터 감산하기 위해 오프셋 보상이 이용될 것이다. 스캔 동안의 오프셋 보상은 온더플라이(on-the-fly)로 수행될 수 있는데, 즉 상이한 오프셋 보상이 스캔의 상이한 단계들 동안에 적용될 수 있다.

다른 실시예에서는, 예를 들어 증폭기(601)의 피드백 용량을 조정함으로써 증폭기의 포화가 완화될 수 있다. 이 경우, 개별 감지 채널들이 조정될 수 있지만, 조정은 스캔 내의 각각의 단계에 대해 동일하게 유지된다. 이러한 접근법은, 사용되는 자극 행렬이 스캔 전반에서 채널들에서의 신호들의 동일 또는 유사한 불균형들을 유발하고, 조정의 양이 너무 크지 않을 경우에, 예를 들어 최대 2배 정도인 경우에 수용 가능할 수 있다. 예컨대, 순환 행렬을 자극 행렬로서 사용하는 것은 모든 단계들을 통해 일정한 불균형을 유발한다.

명료화를 위해, 이하에서 Qsig_total에 대한 값을 취득하기 위한 감지 신호의 처리가 감지 채널에 대한 Qsig_total의 단일 Qsig 성분을 얻기 위해 (채널의 픽셀들 중 하나의 자극으로부터 발생하는) 하나의 감지 채널의 감지 신호의 단일 성분을 처리하는 것과 관련하여 설명된다. 그러나, 분석은 모든 성분 신호들에 적용되며, 실제 Qsig_total 결과는 단지 다른 성분 신호들의 개별 Qsig 결과들의 중첩으로서 이해될 수 있다는 것을 이해한다.

자극 신호(Vstim)가 픽셀의 구동 라인에 인가될 때, 자극 신호의 AC 부분(Vstim_AC(t))은 감지 라인에 결합되어, 픽셀의 신호 용량(Csig)에 비례하는 진폭을 갖는 Vstim_AC(t)를 따르는 신호 전하(Qsig(t))가 생성된다. 위의 식 (1)로부터 다음이 얻어진다.

전하 증폭기(601)의 피드백 경로 내의 피드백 용량은 주입된 신호 전하를 전하 증폭기의 VREF의 기준 전압에 대한 출력 전압으로 변환한다.

식 (10)을 이용하여 Qsig(t)를 치환하면 다음 식이 얻어진다.

따라서, 전하 증폭기(601)는 전하 증폭기의 이득 (Csig/Cf)에 의해 스케일링된 자극 진폭 Vamp_out(t)인 진폭을 갖는 신호를 출력한다. 더 일반적으로, 센서 패널(124)은 구동 신호에 진폭 변조, 즉 감지되는 것, 예를 들어 손가락, 수위(water level) 등에 대한 정보를 갖는 진폭 변조를 더한다.

전하 증폭기(601)의 출력은 AAF(603)로 제공된다. AAF(603)는 ADC의 나이퀴스트 샘플링 한계 위의 잡음 성분들을 충분히 감소시켜, 그러한 성분들이 다중 터치 제어기의 동작 주파수 범위로 다시 에일리어싱되는 것을 방지할 수 있다. 더욱이, AAF(603)는 다중 터치 제어기의 주파수 동작 범위 밖의 임의의 잡음을 줄일 수 있으며, 따라서 신호 대 잡음비의 향상을 돕는다. TX DAC의 샘플링 클럭(FCLK_DAC)을 적절히 선택하는 것도 중요할 수 있다. TX DAC 클럭 레이트에서 주파수 FSTM의 신호를 생성하는 것은 n*FCLK_DAC+/-FSTM에서 TX DAC 출력 신호의 스펙트럼 내에 이미지들을 도입할 것이며, 여기서 N=1,2,... 무한대이다. 이미지들은 수신 채널에 입력되는 합성 신호 내에 나타날 것이다. 수신 채널에서 ADC로 합성 신호를 샘플링할 때, 그러한 이미지들은 ADC가 합성 터치 신호를 샘플링하는 샘플링 주파수(FCLK_ADC) 주위에 폴딩될 것이다. 따라서, ADC의 출력은 주파수 성분들, 즉 N*(FCLK_DAC+/-FCLK_ADC)+/-FSTM을 갖는다. DAC 및 ADC 클럭 레이트인 FCLK_DAC 및 FCLK_ADC가 각각 동일 주파수인 경우, 이러한 이미지들은 통과 대역 내에 나타난다. 위의 예에서, 하나의 가능한 주파수 성분은 (FCLK_DAC - FCLK_ADC) + FSTM = FSTM일 것이며, 따라서 SNR을 줄이고, 따라서 터치 성능을 줄이는 바람직하지 않은 대역내 성분으로서 나타날 것이다. 따라서, ADC 샘플링 레이트와 다른 TX DAC 샘플링 주파수(FCLK_DAC)를 선택하는 것이 이롭다. 이것은 이미지들이 통과 대역으로 다시 폴딩되는 것을 방지할 수 있다. 일 실시예에서, FCLK_DAC는 ADC 클럭 레이트(FCLK_ADC)의 2배일 수 있다. 2개의 클럭 소스는 상관되어야 하는데, 즉 동일 마스터 클럭에 기초해야 한다. DAC들은 샘플링 클럭 주파수에서의 동일한 증가를 위해 결합되는 모든 ADC들에 의해 소비되는 전력보다 낮은 전력을 소비할 수 있으므로, DAC 샘플링 클럭이 ADC 샘플링 클럭보다 높은 주파수를 갖게 하는 것이 유리할 수 있다.

ADC(605)에 의해 AAF(603)의 출력은 감지 채널(307)에서 디지털 복조부(313)로 전송되는 디지털 신호로 변환된다. 디지털 복조부(313)는 감지 채널(307)로부터 수신된 디지털 신호를 호모다인(homodyne) 믹싱 프로세스를 이용하여 복조하며, 이러한 믹싱 프로세스에서 신호는 동일 주파수의 복조 신호와 승산된다. 믹싱 프로세스의 효율을 향상시키기 위하여, 감지 채널 출력 신호의 위상을 조정하여 복조 신호의 위상과 매칭시키는 것이 바람직할 수 있다. 전술한 바와 같이, Vstim+로 센서 패널(124)의 픽셀을 자극하고, 결과적인 감지 신호를 처리하는 것은 감지 채널(307)로부터 다음과 같은 출력을 발생시킬 것이다.

여기서, V₀은 Vstim=2.25V의 AC 부분의 진폭이고, θ는 ADC(605)의 신호 출력과 주어진 감지 채널에 대한 복조 신호 사이의 상대 위상 지연이다.

Vstim-로 자극하는 경우, ADC(605)로부터의 결과적인 출력은 다음과 같을 것이다.

상대 위상 지연(θ)은 신호 경로들의 기하 구조, 출력 버퍼들의 동작 등과 같은 시스템의 다양한 요소들에 의해 유발되는 지연들의 총계일 수 있다. 일반적으로, 시스템 내의 다양한 지연들은 2개의 카테고리, 즉 감지 채널의 모든 구동 라인들에 동일하게 적용되는, 본 명세서에서 전역 지연으로 지칭되는 지연들, 및 감지 채널의 구동 라인들 사이에서 변하는, 본 명세서에서 개별 라인 지연으로서 지칭되는 지연들로 분류될 수 있다. 즉, 전역 지연들은 합성 감지 신호의 모든 성분 신호들에 동일하게 영향을 미치는 반면, 개별 라인 지연들은 상이한 성분 신호들에 대해 상이한 양의 지연을 갖는다. 상대 위상 지연은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, DCL은 감지 채널에 영향을 미치는(본 명세서에서 합성 전역 지연으로서 지칭되는) 모든 전역 지연들의 합이고, φ(R)은 감지 채널의 구동 라인(R)과 관련된 개별 라인 지연이다.

식 (15)를 식 (13) 및 (14)에 대입하면 다음이 얻어진다.

전역 지연들은 감지 신호의 모든 성분 신호들에 동일하게 영향을 미치므로, 합성 전역 지연(DCL)이 하나의 채널에 대해 결정되면, 감지 채널 출력 신호의 위상 지연의 전역 부분은 프로그래밍 가능한 지연(607)에 의해 제거되어, 믹서(609)에 입력되는 Vstim+ 및 Vstim- 각각에 대응하는 신호들로서 다음이 산출될 수 있다.

개별 라인 지연들은 감지 신호의 상이한 신호 성분들에 대해 상이하므로, 개별 라인 지연들은 프로그래밍 가능한 지연(607)에 의해 행해지는 위상 조정과 같은 합성 감지 신호에 대한 단일 위상 지연을 이용하는 것만으로는 감지 신호로부터 제거되지 못한다. 그러나, 개별 라인 지연들은 보상된 위상 행렬

에 의해 제거될 수 있으며, 이는 아래에 더 상세히 설명된다.

위상 조정된 신호는 프로그래밍 가능한 지연(607)으로부터 믹서(609)로 전송된다. 믹서(609)는 위상 조정된 신호와, 마스터 발진기(615)에 기초하여 RX NCO(319)에 의해 생성되는 다음과 같은 복조 신호를 승산한다.

믹싱은 디지털 신호들을 이용하여 수행된다는 점에 유의한다. 이것은 일부 이전 설계들에서보다 높은 해상도를 제공할 수 있으며, 이는 잡음 억제를 향상시킬 수 있다.

믹서(609)로부터 출력되는 결과적인 복조 신호는 다음과 같다.

믹서 출력은 적분기(611)에 의해 적분되어, 다음이 산출된다.

적분기는 본질적으로 저역 통과 응답을 가지므로, 고주파 성분인 cos(2ωt + 180°+φ(R))이 제거되고, DC 성분만이 남는다. 적분기(611)에서 결과들의 2C_f의 계수에 의한 스케일링은 적분기(611)로부터 다음과 같은 출력 신호들을 산출한다.

센서 패널(124)의 스캔 내의 각각의 단계(S)에서, 구동 라인들(204)은 해당 단계에 대한 자극 행렬(407) 내의 MUX_SEL 값들에 기초하는 Vstim+ 또는 Vstim- 구동 신호들로 구동되며, 각각의 자극 신호는 각각의 감지 채널에 대한 적분기(611)의 성분 출력 (25) 또는 (26)을 생성한다. 따라서, 채널 C에 대해, 적분기(611)의 출력은 대응 성분들 (25) 및 (26)의 선형 조합이다.

여기서,

식 (27)의 우측은 식 (7)의 우측과 동일하며, V₀은 자극 신호들의 진폭(Vstim)과 동일하고, W_c(R,S)는 보상된 위상 행렬(

)의 성분들과 동일하다. 따라서, 각각의 단계에서의 적분기(611)의 출력 전압(V_int _{_} _scaled _{_} _tot _{_C}(S))은 단지 합성 신호 전하(Qsig_tot_C(S))이다.

채널의 적분기(611)에 의해 출력되는 Qsig_tot_C는 결과 메모리(315)에 기록되어, 디코딩 작업에서 해당 채널에 대한 Csig 값들을 결정하는 데 사용되는 Qsig_tot_C 벡터를 형성한다.

이제, 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 벡터 디코드 동작이 설명된다. 도 3을 참조하면, 벡터 연산기(317)는 메모리(315)로부터 Qsig_tot_C 벡터를 판독하고, 디코드 행렬 RAM(321)으로부터 디코드 행렬

을 판독한다. 이어서, 벡터 연산기(317)는 식 (9)에 따라 Qsig_tot_C 벡터와 디코드 행렬

의 승산을 수행하여, 채널 C에 대한 Csig_C 벡터를 얻는다.

Csig_C 벡터는 결과 RAM(323)에 기록되며, 이는 예를 들어 Csig에 대한 공지된 정적(노터치) 값들과 Csig_C 벡터 성분들을 비교함으로써 터치를 감지하기 위해 프로세서 서브시스템(102), 호스트 프로세서(128) 등과 같은 다른 시스템들에 의해 판독될 수 있다.

도 7은 다중 스테이지 벡터 복조 엔진(109)의 제2 스테이지를 나타낸다. 신호 START_FRAME의 표명시에, 벡터 복조 엔진, 단계 카운터 및 레지스터들이 리셋된다. 제1 단계 후에, 승산기들(701)(각각의 구동 라인(0 내지 M-1)에 대해 하나씩)은 적분기(611)의 출력에서 이용 가능하고 결과 메모리(315)에 저장된 Qsig_tot_C의 디지털 표현과, 단계 0에 대해

에 저장된 대응 디코드 행렬 계수를 승산하며, 그 결과는 신호 LOAD_STEP의 표명 후에 누산기들(703)(1 내지 16)에 각각 축적된다. 제2 단계 후에, 승산기들(701)(0 내지 M-1)은 적분기(611)의 출력에서 이용 가능한 Qsig_tot_C의 디지털 표현과, 단계 1에 대한 디코드 행렬 계수

를 승산하며, 그 결과는 신호 LOAD_STEP의 표명 후에 누산기들(703)(1 내지 16)에 각각 축적된다. 이러한 프로세스는 현재 픽셀 데이터(Csig_C)를 나타내는 누산기들(1 내지 16) 내의 축적된 데이터가 신호 LOAD_PIXEL의 표명 후에 결과 레지스터 RAM(323)에 저장되는 때인 최종 단계 P에 대한 데이터가 처리될 때까지 반복된다. 신호 LOAD_STEP도 다음 단계의 합성 데이터를 처리하기 위한 준비로서 주어진 단계의 종료시에 다중 스테이지 벡터 복조 엔진(109)의 제1 스테이지를 리셋한다는 점에 유의한다. 다중 스테이지 벡터 복조 엔진의 제2 스테이지는 본질적으로 식 (9)의 연산을 수행한다. 승산기들(701)(1-16) 및 누산기들(703)(1-16)은 개별 승산기들로서 구현될 필요가 없으며, 다수의 채널 사이에 공유(즉, 시분할)될 수 있는 단일 승산기 및 누산기로 구현될 수 있다. 이것의 일례가 본 발명과 동일자로 출원된 Thomas Wilson의 "ADVANCED RECEIVE CHANNEL ARCHITECTURE"라는 제목의 미국 특허 출원 제12/208,303호(Atty. Docket No. 106842023800)에 설명되어 있다.

본 예에서와 같은 다중 스테이지 벡터 복조를 구현하는 것은 통상의 설계들보다 유연한 시스템을 제공할 수 있다. 예를 들어, 벡터 연산은 임의의 벡터들의 선택 및 검사를 허락하여, 시스템 설계자들이 예를 들어 감지 시스템의 광범위한 재설계의 필요 없이 상이한 자극 행렬/디코드 행렬 조합들을 검사하고 구현하는 것을 가능하게 할 수 있다. 또한, 벡터 연산 스테이지의 사용은 감지 시스템이 쉽게 반전되지 않는 행렬들을 사용할 수 있게 한다. 예를 들어, (위상 0도 또는 180도의 단일 주파수로 자극하기 위해) 0s, 1s 및 -1s만을 포함하는 하다마드 자극 행렬은 0s, 1s 및 -1s만을 포함하는 역을 갖는다. 그러나, 예를 들어 순환 행렬의 역은 분수들을 포함한다. 행렬 디코드를 이용하는 현재의 구현은 순환 행렬과 같은 행렬들의 사용을 가능하게 한다. 다른 잠재적 이익에서, 시스템의 스케일링을 달성하기가 더 쉬울 수 있다. 예를 들어, 칩 상의 구동기들이 균일하지 않은 경우(예를 들어, 칩에 대한 제조 프로세스가 균일한 구동기들을 생산하지 못하는 경우), 채널들은 불일치를 줄이거나 교정하도록 더 쉽게 스케일링될 수 있다.

이제, 도 3을 참조하여, 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 옵션 특징이 설명된다. 도 3은 디지털 복조부(313)가 감지 채널들(307)로부터 감지 신호들을 수신하는 것에 더하여 다양한 채널들(305)(도 3 참조)과 같은 다른 채널들로부터 예컨대 센서(111)(도 1 참조)로부터의 신호들을 포함할 수 있는 신호들도 수신할 수 있다는 것을 보여준다. 센서(111)는 예컨대 적외선 센서, 온도 센서, 주변 광 센서, 근접도 센서 등일 수 있다. 이러한 다양한 채널 신호들은 예컨대 복조/디코드 프로세스 동안에 예를 들어 시스템을 교정하고, 정보를 표시하고, 추가로 감지하고, 원거리 장을 검출하는 것 등에 이용될 수 있다. 다양한 채널 신호들은 전술한 바와 같은 감지 신호들과 유사하게 복조 및/또는 디코드될 수 있다.

도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 예시적인 수신 NCO(801)를 나타낸다. RX NCO는 사인 위상 누산기(803), 사인 탐색표(805), 믹서(807), 진폭 위상 누산기(809) 및 진폭 탐색표(811)를 포함한다. 프로그래밍 가능한 위상 증가(sine_phase_inc)는 복조 파형의 주파수를 결정한다. 위상 누산기(803)는 사인 위상 증가(sine_phase_inc)를 누산한다. 사인 위상 누산기(803)의 출력은 사인 탐색표(805) 내의 어드레스를 나타낸다. 사인 탐색표(805)로부터의 합성 파형은 일정한 진폭을 가지며, 이어서 엔빌로프와 승산되어 엔빌로프 형상을 갖는다. 엔빌로프 형상은 진폭 탐색표(811)에 저장되고, 진폭 위상 증가(amp_phase_inc)에 의해 설정되는 레이트로 진폭 LUT로부터 검색된다. 사인 위상 증가와 유사하게, 진폭 위상 증가(amp_phase_inc)는 진폭 위상 누산기(809)에 의해 누산된다. 진폭 위상 누산기(809)의 출력은 진폭 RAM 내의 어드레스를 나타낸다. 예를 들어, 사인 탐색표(805)는 정확히 하나의 사인파 사이클을 나타내는 2048개의 계수를 저장할 수 있다. 사인 위상 증가는 16비트 수일 수 있으며, 즉 위상 누산기(809)도 16비트이다. 사인 탐색표(805)는 11비트의 어드레스 공간을 나타내는 2048개의 계수를 저장하므로, 사인 위상 누산기(809) 중 상위 11비트만이 사인 탐색표의 어드레스 포트로 전송될 것이다. 복조 파형이 ADC 클럭 레이트(FCLK_ADC)에서 생성되는 것으로 가정하면, 주어진 자극 주파수(FSTM)에 대한 위상 증가는 phase_inc=2^16*FSTM/FCLK_ADC일 수 있다. 엔빌로프 형상을 갖는 이익은 복조의 통과 대역의 스펙트럼 특성들이 정확히 제어될 수 있다는 것이다. 복조의 주파수 응답은 본질적으로 엔빌로프의 시간 도메인 표현과 사인 탐색표(805)로부터의 사인파의 컨볼루션이다. 예컨대, 직사각 윈도에 대해, 복조의 주파수 도메인 표현은 직사각 윈도의 시간 도메인 표현(sinc 함수 sin(x)/x)과 컨볼루션된 단일 주파수 성분일 것이다. 체비세프 또는 가우스 윈도들과 같은 적절한 윈도 함수들을 이용함으로써, 통과 대역 응답은 주어진 응용에 맞도록 최적화될 수 있다. TX NCO는 유사한 방식으로 구성될 수 있으며, 엔빌로프 형상을 특징화하거나 하지 않을 수 있다.

터치 센서 패널(124)의 스캐닝을 자극하여 터치 이벤트들을 검출하는 것에 더하여, 터치 제어기(106)는 다른 기능들을 수행할 수 있다. 예컨대, 제어기(106)는 터치 검출을 위해 패널(124)을 능동적으로 스캐닝하기 전에 스펙트럼 분석기 기능을 수행할 수 있다. 스펙트럼 분석기 기능에서, 제어기(106)는 상이한 주파수의 구동 신호들로 패널(124)을 구동하여, 최저의 잡음을 갖는 하나 이상의 주파수를 결정한다. 이어서, 저잡음 주파수 또는 주파수들은 능동 스캐닝 단계 동안 패널(124)을 구동하는 데 사용될 수 있다. 예시적인 스펙트럼 분석기 기능은 본 출원과 동일자로 출원되고, 2007년 6월 13일자로 출원되어 현재 미국 특허 공보 제2008/0309625호로 공개된 미국 특허 출원 제11/818,345호의 부분 연속(CIP) 출원인, Christoph Horst Krah, Steve Porter Hotelling, Marduke Yousefpor 및 Tom Wilson의 "SINGLE-CHIP TOUCH CONTROLLER WITH INTEGRATED DRIVE SYSTEM"이라는 제목의 미국 특허 출원 제12/208,334호(Atty. Docket No. 106842007720)에 개시되어 있다.

도 9는 본 발명의 실시예들에 따른 감지 채널에 대한 보상된 위상 행렬을 결정하기 위한 예시적인 프로세스를 나타내는 흐름도이다. 위상 보상된 디코드 행렬을 계산하기 위하여, 주어진 전송 채널 포트와 수신 채널 포트 사이의 개별 위상 지연들이 결정되어야 한다. 채널 이득들이 셋업되고(901), 제1 채널이 선택되며(902), 이어서 제1 행(R)이 자극된다(903). 프로그래밍 가능한 지연(607)(DCL)은 스캔 단계의 종료시에 적분기(611)로부터의 복조 신호가 최대이고, 항 cos(φ(R))이 (자극이 동일 위상인 경우에) 1에 가깝고, 자극의 위상이 180도 다른 경우에 -1에 가까워질 때까지 조정된다(904). 프로세스는 현재의 행이 최종 행인지(즉, 모든 행들이 자극되었는지)를 결정한다(905). 현재 행이 최종 행이 아닌 경우, 프로세스는 행 값을 증가시키고(906), 단계 903으로 복귀한다. 이것은 M개의 DCL 값 (DCL_C(0) 내지 DCL_C(M-1)을 산출한다. 현재의 행이 최종 행인 경우, 프로세스는 현재 채널이 최종 채널인지를 결정한다(907). 현재 채널이 최종 채널이 아닌 경우, 프로세스는 행 값을 증가시키고(908), 단계 902로 복귀한다. 현재 채널이 최종 채널인 경우, 값들 DCL_C(R)에 기초하여 위상 지연 φ_ROW(R)이 계산된다(909).

여기서, φ_ROW는 주어진 행 구동과 수신 채널(C) 사이의 위상 지연이고, fSTM은 자극 주파수이고, fCLK는 ADC 클럭 레이트이다.

주어진 채널(C)에 대한 평균 위상 지연은 다음과 같다.

평균 프로그래밍 가능한 지연(DCL_AVG_C)은 다음과 같이 계산될 수 있다(910).

이제, 행 위상 보상 값들이 계산될 수 있다.

보정된 시스템에서, 이러한 위상 값들은 식 (8)에 따라 위상 보상된 자극 행렬 내에 입력되고(911), 식 (9)에 따라 픽셀 데이터를 복구하기 위하여 디코드 역행렬이 계산된다. DCL_AVG_C는 주어진 채널(C)에 대한 DCL 값을 나타내며, 전술한 절차에 따라 각각의 채널에 대해 개별적으로 계산되어야 하며, 따라서 그 결과는 DCL 벡터 DCL_AVG_C(0:N-1)이다. 위상 지연들은 주파수에 의존할 수 있으므로, 다수의 보상된 위상 행렬이 필요할 수 있다.

도 10a는 본 발명의 실시예들에 따른 보상된 위상 행렬을 포함하는 터치 센서 패널(1024) 및 디스플레이 장치(1030)를 포함할 수 있는 예시적인 이동 전화(1036)를 나타낸다.

도 10b는 본 발명의 실시예들에 따른 보상된 위상 행렬을 포함하는 터치 센서 패널(1024) 및 디스플레이 장치(1030)를 포함할 수 있는 예시적인 디지털 미디어 플레이어(1040)를 나타낸다.

도 10c는 본 발명의 실시예들에 따른 터치 센서 패널(트랙 패드)(1024) 및 디스플레이(1030)를 포함할 수 있는 예시적인 개인용 컴퓨터(1044)를 나타내며, (디스플레이가 터치 스크린의 일부인 실시예들에서) 개인용 컴퓨터의 터치 센서 패널 및/또는 디스플레이는 보상된 위상 행렬을 포함한다.

본 발명의 실시예들은 첨부 도면들과 관련하여 충분히 설명되었지만, 이 분야의 기술자들에게는 다양한 변경들 및 개량들이 명백해질 것이라는 점에 유의해야 한다. 그러한 변경들 및 개량들은 첨부된 청구항들에 의해 정의되는 바와 같은 본 발명의 실시예들의 범위 내에 포함되는 것으로 이해되어야 한다.

Claims

방법으로서,
다자극 감지 시스템의 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들을 측정하는 단계;
상기 측정된 위상 특징들에 기초하여 감지 채널에 의해 수신된 합성 감지 신호들에 인가하기 위해 위상 지연을 계산하는 단계; 및
상기 위상 특징들 및 상기 위상 지연에 기초하여 상기 감지 채널에 의해 수신된 상기 합성 감지 신호들의 성분 신호들에 인가하기 위해 위상 보상 값들을 계산하는 단계
를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들을 측정하는 단계는:
상기 복수의 전송 채널들 중 하나의 전송 채널로부터 자극 신호에 의해 생성된 감지 신호를 상기 복수의 감지 채널들 중 하나의 감지 채널에서 수신하는 단계;
상기 감지 신호를 복조하여 감지 값들을 취득하는 단계;
조절가능한 지연 값을 조절하는 단계; 및
최대 또는 최소 감지 값에 대응하는 조절가능한 지연 값에 기초하여 상기 복수의 전송 채널들 중 상기 하나의 전송 채널 및 상기 복수의 감지 채널 중 상기 하나의 감지 채널의 위상 특징을 결정하는 단계를 포함하는
방법.
제1항에 있어서,
상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들을 측정하는 단계는:
상기 복수의 전송 채널들의 하나의 전송 채널로부터 자극 신호에 의해 생성된 감지 신호들을 상기 복수의 감지 채널들에서 수신하는 단계;
상기 감지 신호들을 복조하여 복수의 감지 값들을 취득하는 단계;
각 감지 채널에 관한 조절가능한 지연 값을 조절하는 단계; 및
대응 감지 채널에 관하여 최대 또는 최소 감지 값에 대응하는 조절가능한 지연 값에 기초하여 상기 복수의 전송 채널들 중 상기 하나의 전송 채널 및 대응 감지 채널들에 관한 위상 특징을 결정하는 단계를 포함하는
방법.
제1항에 있어서,
상기 감지 채널의 상기 합성 감지 신호들에 인가하기 위해 상기 위상 지연을 계산하는 단계는:
상기 감지 채널에 연관된 상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 상기 위상 특징들을 평균하는 단계를 포함하는
방법.
제4항에 있어서,
합성 신호들에 인가하기 위해 상기 위상 보상 값들을 계산하는 단계는:
상기 감지 채널에 의해 수신된 상기 합성 감지 신호들에 인가하기 위해 상기 감지 채널 및 상기 위상 지연에 연관된 상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들 사이의 차이를 계산하는 단계를 포함하는
방법.
제1항에 있어서,
상기 감지 채널에서 수신된 감지 신호들을 복조하는데 사용하기 위하여 메모리에 상기 계산된 위상 지연 및 위상 보상 값들을 저장하는 단계를 더 포함하는
방법.
제1항에 있어서,
상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들은 하나 이상의 자극 주파수들에 대응하는 하나 이상의 주파수들에서 측정되고, 상기 위상 지연 및 위상 보상 값들은 상기 하나 이상의 자극 주파수들의 각각에 관하여 계산되는
방법.
장치로서,
다중 터치 센서 패널을 자극하기 위하여 구동 신호들을 동시에 전송하도록 구성된 복수의 전송 채널들;
상기 다중 터치 센서 패널의 자극에 의해 생성된 감지 신호들을 수신하도록 구성된 복수의 감지 채널들; 및
복조부를 포함하고,
상기 복조부는,
상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들을 측정하고,
상기 측정된 위상 특징들에 기초하여 감지 채널에 의해 수신된 합성 감지 신호들에 인가하기 위하여 위상 지연을 계산하고,
상기 위상 특징들 및 상기 위상 지연에 기초하여 상기 감지 채널에 의해 수신된 상기 합성 감지 신호들의 성분 신호들에 인가하기 위해 위상 보상 값들을 계산하는 것이 가능한
장치.
제8항에 있어서,
상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들을 측정하는 것은:
상기 복수의 전송 채널들 중 하나의 전송 채널로부터 자극 신호에 의해 생성된 감지 신호를 상기 복수의 감지 채널들 중 하나의 감지 채널에서 수신하는 것;
상기 감지 신호를 복조하여 감지 값들을 취득하는 것;
조절가능한 지연 값을 조절하는 것; 및
최대 또는 최소 감지 값에 대응하는 조절가능한 지연 값에 기초하여 상기 복수의 전송 채널 중 상기 하나의 전송 채널 및 상기 복수의 감지 채널들 중 상기 하나의 감지 채널의 위상 특징을 결정하는 것을 포함하는
장치.
제8항에 있어서,
상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들을 측정하는 것은:
상기 복수의 전송 채널들의 하나의 전송 채널로부터 자극 신호에 의해 생성된 감지 신호들을 상기 복수의 감지 채널들에서 수신하는 것;
상기 감지 신호들을 복조하여 복수의 감지 값들을 취득하는 것;
각 감지 채널에 관한 조절가능한 지연 값을 조절하는 것; 및
대응 감지 채널에 관하여 최대 또는 최소 감지 값에 대응하는 조절가능한 지연 값에 기초하여 상기 복수의 전송 채널들 중 상기 하나의 전송 채널 및 대응 감지 채널들에 관한 위상 특징을 결정하는 것을 포함하는
장치.
제8항에 있어서,
상기 감지 채널의 상기 합성 감지 신호들에 인가하기 위해 상기 위상 지연을 계산하는 것은:
상기 감지 채널에 연관된 상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 상기 위상 특징들을 평균하는 것을 포함하는
장치.
제11항에 있어서,
합성 신호들에 인가하기 위해 상기 위상 보상 값들을 계산하는 것은:
상기 감지 채널에 의해 수신된 상기 합성 감지 신호들에 인가하기 위해 상기 감지 채널 및 상기 위상 지연에 연관된 상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들 사이의 차이를 계산하는 것을 포함하는
장치.
제8항에 있어서,
상기 감지 채널에서 수신된 감지 신호들을 복조하는데 사용하기 위하여 상기 계산된 위상 지연 및 위상 보상 값들을 저장하는 메모리를 더 포함하는
장치.
제8항에 있어서,
상기 복수의 전송 채널들 및 감지 채널들의 위상 특징들은 하나 이상의 자극 주파수들에 대응하는 하나 이상의 주파수들에서 측정되고, 상기 위상 지연 및 위상 보상 값들은 상기 하나 이상의 자극 주파수들의 각각에 관하여 계산되는
장치.