KR20150016104A

KR20150016104A - 입력 신호를 출력 신호로 변환하고 입력 신호와 출력 신호 사이에서 기설정된 전달 반응을 생성하는 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20150016104A
Application number: KR20140095591A
Authority: KR
Inventors: 크리펠 볼프강
Original assignee: 크리펠 볼프강
Priority date: 2013-08-01
Filing date: 2014-07-28
Publication date: 2015-02-11
Also published as: DE102013012811A1; KR101647315B1; US20150036831A1; DE102013012811B4; US9326066B2; CN104349245B; CN104349245A

Abstract

고정된 위치의 코일과 움직이는 전기자를 사용하는 전자기 트랜스듀서(25), 센서(13), 파라미터 측정 장치(15), 및 제어기(29)를 포함하여 기계적 또는 음향 출력 신호 p(t)로 입력 신호 z(t)를 변환하는 장치 및 방법. 파라미터 측정 장치(15)는 포화와 자기 소자의 기하학적 배열을 고려하여 트랜스듀서(25)의 비선형 모델의 파라미터 정보 P를 식별한다. 진단 시스템(22)은 신호 왜곡의 물리적 원인을 밝히고 본 트랜스듀서의 설계 및 제조 공정을 최적화하기 위한 정보를 생성한다. 제어기(29)는 비선형 신호 왜곡을 보상하고 전기자의 정지 위치를 안정화하고 기계적 및 열적 과부하에 대해 트랜스듀서를 보호한다.

Description

입력 신호를 출력 신호로 변환하고 입력 신호와 출력 신호 사이에서 기설정된 전달 반응을 생성하는 장치 및 방법{ARRANGEMENT AND METHOD FOR CONVERTING AN INPUT SIGNAL INTO AN OUTPUT SIGNAL AND FOR GENERATING A PREDEFINED TRANSFER BEHAVIOR BETWEEN SAID INPUT SIGNAL AND SAID OUTPUT SIGNAL}

본 발명은 일반적으로 입력 신호를 출력 신호로 변환하고 상기 입력 신호와 상기 출력 신호 사이에서 기설정된 전달 반응을 생성하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 발명은 일반적으로 전자기 트랜스듀서(transducer)의 비선형 모델의 파라미터를 식별하고, 설계 제조시 전자기 트랜스듀서의 특성을 변경하는 것에 의해 그리고 전기 제어에 의해 상기 트랜스듀서의 활성화된 원하지 않는 특성을 보상하는 것에 의해 이 정보를 입력신호(v)와 출력 신호(p) 사이의 이 트랜스듀서의 전송 특성을 수정하기 위해 사용하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 전자기 트랜스듀서는 전기 입력 또는 출력을 각각 구비한 액추에이터(예를 들어, 라우드스피커) 또는 센서(예를 들어 마이크로폰)로 사용될 수 있다.

대부분의 라우드스피커, 헤드폰, 및 다른 전기-음향 장치는 정자기장에서 움직이는 음성 코일을 구비하는 전기 능동 트랜스듀서를 사용한다. 미국 특허 US 4,709,391, US 5,438,625, US 4,709,391, US 5,438,625, US 6,269,318, US 5,523715, 독일 특허 DE 4336608, 미국 특허 US 5,528,695, US 6,931,135, US 7,372,966, US 8,019,088, PCT 국제출원 WO2011/076288A1, 유럽 특허 EP 1743504, EP 2453670, EP 2398253, 및 독일 특허 DE 10 2012 020 271에 개시된 바와 같은 측정 및 제어 어플리케이션에 충분한 정확도를 제공하는 이 종류의 트랜스듀서를 위한 모델이 개발되었다.

전기 신호를 기계적 신호로 그리고 그 반대로 변환하는 전자기 트랜스듀서는 다이어프램을 구비한 구동 핀을 통해 연결된 이동 전기자 및 고정 위치에서 코일을 사용한다. 이 종류의 트랜스듀서는 전기 능동 트랜스듀서에서는 발견되지 않는 몇 가지 원하는 특성(예를 들어, 고효율)을 갖는다. 전자기 이론에 내재된 비선형성은 신호 왜곡의 원인이다. 이 단점은 추가 자석을 사용하는 "평형(balanced)" 전기자를 사용하여 부분적으로 감소될 수 있다.

직접 왜곡 측정 기술은 이 트랜스듀서에 내재된 비선형성의 다른 증상과 고조파 왜곡을 밝힌다. 그러나, 이 측정의 결과는 비선형 전송 동작의 완전한 설명이 되지는 못하지만, 여기 자극의 특정 특성에 의존한다. 전자기 트랜스듀서의 정확한 모델은 물리적 원인에 대한 더 깊은 통찰력을 얻고 임의의 입력 신호에 대하여 큰 신호 성능을 예측하기 위해 요구된다. 전기 능동 트랜스듀서를 위해 개발된 이론은 전자기 트랜스듀서에 대하여 적용할 수 없다. F.V. Hunt는 "Electroacoustics - The Analysis of Transduction and Its Historical Background"(Acoustical Society of America, New York, 1954, 1982)에서 제1 비선형 모델을 개발하였고, 이는 일괄처리 구성요소를 포함하는 전기적 등가 회로에 의해 전자기 트랜스듀서를 설명한다. 인덕턴스 L(x), 전달계수 T(x), 및 자기 강도 Kmag(x)는 전기자의 위치 x에 좌우된다. 이 모델은 J. Jensen, 등이 2011년 3월에 J. Audio Eng. Soc. Vol. 59, No.3에 발표한 논문, " Nonlinear Time-Domain Modeling of Balanced-Armature Receivers"에서 자기장 내의 전기자의 대칭 휴지 위치를 가정하여 홀수 순서 고조파 왜곡의 생성을 예측하는 데 사용되었다. 모든 파라미터는 포화 및 자기이력 없이 자기 물질을 포함하는 이상적인 트랜스듀서의 기하학적 배열로부터 파생된다. 종래 기술은 실재 트랜스듀서에 적용할 수 있는 이 모델의 자유 파라미터를 식별하기 위한 측정 기술을 개시하지 않았다.

본 발명에 따르면 전자기 트랜스듀서의 비선형 모델이 전기자의 포화와 자기이력현상 및 다른 자기 특성을 고려하여 확장된다. 이 확장된 모델은 전기자 위치 x와 전류 i의 함수인, 코일 인덕턴스 L(x,i), 변환 팩터 T(x,i), 및 자기 강도 K_mm(x,i)와 같은 일괄 파라미터 P를 사용하여 전자기 트랜스듀서 내의 비선형 신호 왜곡의 지배적인 원인을 나타낸다. 비선형 파라미터는 전기자 내의 자기 플럭스 φ_A 를 나타내는 비선형 플럭스 함수 f _L (x,i)에 상응한다.

본 발명은 트랜스듀서의 적어도 하나의 상태 변수를 모니터링하여 확장된 모델의 모든 자유 파라미터 P를 식별하는 측정 기술을 개시한다. 전기자 위치 x 또는 다른 기계적 또는 음향 신호의 직접 측정은 저비용의 센서를 필요로 한다. 하드웨어 필요 조건은 단말에서 전기적 신호를 모니터링하고 기계적 파라미터의 확인을 위해 상기 모델을 사용하여 감소될 수 있다. 상기 모델의 자유 파라미터 P의 최적 값은 예측된 상태 변수와 측정된 상태 변수 사이의 평균 제곱 오차를 나타내는 비용 함수를 최소화하여 예측된다. 이 측정은 임의 자극을 재현하는 동안 적응 프로세스로 실현될 수 있다. 측정은 생산 환경에서 또는 대상 애플리케이션에서 발견되는 바와 같은 잡음에 영향을 받지 않는다. 측정 기술은 트랜스듀서의 이론적 작용과 실제 작용을 비교하여 모델의 정확성을 평가한다.

식별된 파라미터를 가지는 확장된 모델은 신호 왜곡과 기하학적 배열에 대한 관계, 구성요소의 재질과 제조시 조립 공정에 의해 발생되는 문제의 물리적 원인을 밝힌다. 트랜스듀서의 진동 및 전달 반응을 정정하기 위해 이 정보를 사용하는 데 2가지 다른 방법이 있다.

파라미터는 개발 과정 동안 설계 선택을 평가하기 위하여 높은 분석 값을 갖는다. 정보는 제조 및 품질 관리를 위해서도 유용하다. 예를 들어, 오프셋 x _off =x _s -x _e 은 전기자의 평형점 x_e를 조절하기 위한 유의미한 특성이다.

전기적 수단 및 신호 처리를 사용한 능동 제어는 트랜스듀서 비선형성의 원하지 않은 효과를 보상하기 위한 또 다른 방법이다. 제어 법칙은 물리적 모델링의 결과로부터 도출된다. 제어 법칙의 자유 파라미터는 적응 측정 기술에 의해 영구적으로 식별되는 파라미터 P에 상응한다. 어떠한 전문가도 트랜스듀서의 특성이 다른 외부 영향과 함께, 노화, 유닛의 피로, 기후, 부하 변동으로 인하여 시간이 지남에 따라 변화하는 동안 최적의 제어를 보장하기 위해 필요하지 않다.

제어 시스템은 바람직하지 않은 비선형 왜곡이 출력 신호에서 보상되는 조건 하에 트랜스듀서의 상태를 합성하도록 상태 예측기를 사용한다. 이것은 제어 법칙이 항상 안정적인 피드 포워드(feed-forward) 구조를 갖도록 한다. 임의의 시간 지연은 전달된 파라미터 벡터 P가 시간이 지남에 따라 서서히 변화하기 때문에 상기 측정 시스템과 제어기 사이에 추가될 수 있다. 본 발명은 측정 시스템으로부터 제어기로 상태 변수의 임의의 피드백을 방지한다.

제어 시스템은 또한 전기자를 대칭점 x_s로 능동 이동시키고 오프셋 x_off을 능동적으로 감소시키는 트랜스듀서의 단말에서의 DC 성분을 생성하기 위해 사용될 수 있다. 이 특징은 낮은 기계적 강도를 가지는 트랜스듀서를 안정화시키고 정적인 공기 압력 변화에 대처하기 위한 작은 의도된 누출을 가지는 폐쇄된-박스 시스템에 요구되는 트랜스듀서를 안정화시키기 위하여 매우 중요하다.

본 발명에 따르면, 제어기는 입력 신호에 과도한 왜곡을 일으키고 유닛에 손상을 일으키는 트랜스듀서의 기계적 및 물리적 과부하를 야기시키는 입력 신호의 높은 진폭에 대한 보호를 제공한다. 보호 시스템은 과부하 상황을 검출하는 트랜스듀서의 상태변수(예를 들어 전기자 위치 x, 입력 전류 i)에 상응하는 상태 예측기에 의해 합성된 상태 벡터 x를 사용한다. 최대 변위 x_lim과 같은 허용 가능 작동 범위의 한계는 측정 시스템에 의해 제공되는 파라미터 벡터 P로부터 자동으로 유도될 수 있다.

이들 및 다른 특징, 태양 및 본 본 발명의 이점은 다음 도면, 상세한 설명 및 청구범위를 참조하여 더 잘 이해될 것이다.

도 1은 평형-전기자 트랜스듀서의 단면도이다.
도 2는 평형-전기자 트랜스듀서의 단순화된 자기 회로를 나타낸다.
도 3은 전기적 및 기계적 구성요소를 모델링하기 위한 일괄 파라미터를 사용하는 평형-전기자 트랜스듀서의 단순화된 모델을 도시한다.
도 4는 중첩된 양의 DC 변위 x_DC로 측정된 평형-전기자 트랜스듀서의 전기 입력 임피던스를 도시한다.
도 5는 중첩된 음의 DC 변위 x_DC로 측정된 평형-전기자 트랜스듀서의 전기 입력 임피던스를 도시한다.
도 6은 본 발명에 따른 평형-전기자 트랜스듀서의 자기 회로를 도시한다.
도 7은 본 발명에 따른 전기적 및 기계적 구성요소를 모델링하기 위한 일괄 파라미터를 사용하는 평형-전기자 트랜스듀서의 확장된 모델을 도시한다.
도 8은 본 발명에 따른 범용 확인 및 제어 시스템을 도시한다.
도 9는 본 발명에 따른 검출기의 실시예를 도시한다.
도 10은 전기자의 위치 x의 함수로 식별된 비선형 인덕턴스 L(x,i=0)을 도시한다.
도 11은 전기자의 평형점 x_e에서 입력 전류 i의 함수로 식별된 비선형 인덕턴스 L(x_e,i)을 도시한다.
도 12는 본 발명에 따른 제어기의 실시예를 도시한다.
도 13은 본 발명에 따른 제어 법칙의 실시예를 도시한다.
도 14는 본 발명에 따른 보호 시스템의 실시예를 도시한다.

이론의 유도는 도 1에 도시된 바와 같은 평형-전기자 장치의 예로 설명되지만 유사한 방법으로 다른 종류의 전자기 트랜스듀서에 적용될 수 있다. 전기자(1)는 자기 회로(11)의 일부인 자석(3)과 자석(5) 사이의 에어 갭(air gap)에 배치된다. 고정된 위치에 배치된 코일(7)은 단자(9)에서 입력 전류 i와 와이어 권선 수 N에 좌우되는 기전력을 생성한다. 기계적 서스펜션(6)은 전기자의 나머지 위치를 결정하고, 구동 로드(10)는 다이어프램(8)에 연결된다.

전술된 종래 기술에서 F.V. Hunt에 의해 개시된 바와 같이, 모델은 자석(3 및 5)이 동일한 기전력을 가진다는 가정에 기초하고,

[수학식 1]

F_m = F₁= F₂

상부 갭과 하부 갭 내의 에어의 자기 저항 R₁(x) 및 R₂(x)은 도 2의 간략화된 자기 회로에 주어진 철의 경로 내의 임의의 다른 저항보다 훨씬 크다. 그러면 상부 및 하부 갭 내의 자속(φ₁, φ₂)은 각각 저항 R₁(x)와 R₂(x)의 역인 비선형 투자도 ρ₁(x), ρ₂(x)를 사용하여

[수학식 2]

[수학식 3]

으로 각각 설명된다.

전기자(1)가 2개의 소자된 자석 사이의 초기 정지 위치 x=0에 대칭으로 배치된 것으로 가정하면, 그 결과의 평형점 x_e는 자석을 자화시킨 후의 대칭점 x_s에 상응한다. 투자도는 x=0에 대한 2개의 에어 갭의 횡단면 A와 길이 D, 공기의 투자율 μ₀을 사용하여

[수학식 4]

[수학식 5]

로 계산될 수 있다.

이 모델링은 도 3에 도시된 바와 같은 평형 전기자의 전기 등가회로로 이르게 하는데, 이는 변환 팩터,

[수학식 6]

,추가 자기 강도,

[수학식 7]

, 코일 인덕턴스,

[수학식 8]

를 포함하여, 자기 저항 힘,

[수학식 9]

을 생성한다. 자기 강도 K_mm(x)는 전기-능동 트랜스듀서에서는 찾을 수 없고 전자기 트랜스듀서의 고유한 특성이다. 이동 질량 M_ms, 코일의 전기 DC 저항 R_e, 및 기계적 시스템에서 손실을 나타내는 기계적 저항 R_ms는 상수인 선형 파라미터이다.

수학식 8의 분모 때문에, 더 높은 주파수 f에서 인덕턴스 L(x)와 전기 입력 임피던스 Z_d(f)는 양의 및 음의 변위 x에 대하여 증가한다. 그러나, 실제 트랜스듀서에서의 실제 측정 결과는 도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이, 평형 위치 x_e에서 임피던스 최대, 및 양의 및 음의 변위에 대한 임피던스의 감소를 보여준다. 또한, F.V Hunt에 의해 개발된 간단한 이론은 비선형 파라미터 특성에서의 비대칭을 야기하는 대칭점 x_s로부터 시작 위치 x=0의 임의의 오프셋을 무시한다.

종래 기술과 반대로, 도 6에 도시된 바와 같은 자기 회로에서 전기자를 나타내는 자기저항 R _a(φ _a) =ρ _a(φ _a)^-1 은 기본 함수,

[수학식 10]

,

[수학식 11]

[수학식 12]

에 상응하여 자기 플럭스 φ _a 에 따라 좌우되는 비선형 함수이고, 여기서 x는 전기자의 절대적인 위치를 나타낸다. 이 위치 x=0은 기계적 서스펜션(suspension)에 의해 결정되고, 소자된 자석(F_m=0)을 구비한 전기자의 초기 정지 위치와 입력 전류가 없는 i=0을 설명한다. 자석(3 및 5)을 자화하고 기자력을 가진(F_m>0) 후, 전기자는 자기 DC 력이 기계적 서스펜션의 복원력과 동일한 평형 위치 x_e로 이동된다. 입력 전류 i≠0는 전기자의 변위 x-x_e를 생성한다.

상부 및 하부 에어 갭에서의 플럭스 φ ₁ 과 φ ₂는 각각

[수학식 13]

[수학식 14]

로 표현될 수 있다.

투자도의 비선형 함수는 상부 및 하부 에어 갭의 투자도가 동일한 경우의 위치 x를 나타내는 대칭점 x_s를 가지는

[수학식 15]

[수학식 16]

에 의해 모델링될 수 있다.

수학식 10에 따라, 전기자 내의 플럭스는

[수학식 17]

로 계산될 수 있고, 여기서 비선형 플럭스 함수는 전기자의 위치 x와 입력 전류 i와 변화하는

[수학식 18]

과 같다.

이 함수는

[수학식 19]

와 같이, 자기 물질의 포화를 나타내는 계수 s_k와 전기자 위치 x에 대한 의존을 나타내는 파라미터 s_x를 가지고 연속 확장으로 추정될 수 있다. 포화를 나타내는 분모에서 두 번째 항

[수학식 20]

은 대부분의 트랜스듀서에서 가장 유력하고 플럭스 함수는 감소한다. 파라미터 s_x가 높으면, 전기자의 위치 x에 의해 생성되는 포화는 분모의 첫 번째 항에서의 기하학적 비선형의 영향을 보상할 수 있다.

도 7의 등가 회로의 좌측 상의 전기 그물은,

[수학식 21]

에 상응하고, 수학식 21은 비선형 인덕턴스(수학식 22) 및 전자기 변환 인자(수학식 24)를 포함하고, 여기서 수학식 22는 수학식 24를 구비하고, 수학식 24는 수학식 25를 구비한다.

[수학식 22]

[수학식 23]

[수학식 24]

[수학식 25]

양 에어 갭 내의 플럭스의 합 φ₁+φ₂은 수학식 26으로 표현될 수 있다.

[수학식 26]

.

전기자 내의 플럭스의 포화가 수학식 20에 따라 주로 비선형이라는 가정 하에, 근사값

[수학식 27]

과, 수학식 26은 플럭스 합(수학식 28)을 제공한다.

[수학식 28]

전체 구동력은 수학식 29로 표현할 수 있고,

[수학식 29]

, 이는 수학식 24에 따른 변환 팩터 T(x,i)와 자기 강도(수학식 30)

[수학식 30]

를 이용한다.

도 7의 균등 회로의 우측 상의 기계적 시스템 내의 힘들 사이의 관계는,

[수학식 31]

로 설명될 수 있고, 이는 기계적 임피던스(수학식 32)를 고려하여, 역 라플라스 변환 L^-1[]과 회선 연산자(convolution operator) *를 사용하고,

[수학식 32]

, 수학식 32는 트랜스듀서의 선형 일괄 파라미터와 기계적 음향적 부하의 임피던스 Z_load(s)를 포함한다.

전기자의 평형점 x_e는,

[수학식 33]

로 찾을 수 있고, 이는 입력 전류 i=0인 수학식 31을 사용한다.

종래의 비선형 인덕턴스L(x,i)와 반대로, 변환 팩터 T(x,i)와 자기 강도 K _mm (x,i)는 변위 x와 전류 i의 비선형 함수이다. 평형-전기자의 미분 방정식은 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 34]

[수학식 35]

[수학식 36]

에 의해 기계적 서스펜션의 강도 K(x)를 멱급수(power series)로 전개한 후, 상기 모델의 자유 파라미터

[수학식 37]

은, 선형 파라미터 벡터

[수학식 38]

와, 자기 회로의 파라미터로 분리될 수 있는 비선형 파라미터 벡터 P_nlin

[수학식 39]

및 기계적 및 음향 서스펜션(mechanic and acoustic suspension)의 파라미터,

[수학식 40]

를 포함한다.

서스펜션의 비선형 기계적 파라미터 P_sus는 또한 전기 능동 라우드 스피커에서 발견될 수 있다. 비선형 자기 파라미터 P_nlin는 이동-코일 트랜스듀서에서 발견되는 인덕턴스 L(x,i) 및 힘 팩터 Bl(x)와 상이하고 이 경우 두 파라미터는 완전히 상이한 곡선 형상을 갖는다. 평형-전기자 트랜스듀서에서, 플럭스 함수f_L(x,i)는 인덕턴스 L(x,i), 변형 팩터 T(x,i), 및 자기 강도 K_mm(x,i)의 유사한 비선형 곡선 형상을 생성한다. 자화된 트랜스듀서에서 생성된 자기 강도 K_mm(x,i)는 전자기 트랜스듀서에 존재하지 않는다.

전자기 트랜스듀서의 확장된 모델은 도 8에 도시된 구성(30)에 대한 근거이다. 평형-전기자 트랜스듀서(25)는 인클로저가 한정된 누출(16)을 가지고 있는 닫힌 박스 시스템(14)에서 작동된다. 트랜스듀서의 단자에서 입력 전류 i와 전압 u는 센서(13)를 사용하여 측정되고 측정 출력(23)에서 최적 파라미터 벡터 P를 생성하는 파라미터 측정 시스템(15)의 입력(17,19) 측에 공급된다. 파라미터 벡터 P는 분석 정보(예를 들어, 전기자의 오프셋 x_off과 같은)를 생성하는 분석 시스템(22)의 입력으로는 물론 제어기(29)의 파라미터 입력(21)에 공급된다. 제어기는 제어 입력(31)에서 입력 신호 v를 수신하고 DA-컨버터(27)와 파워 증폭기(63)를 경유하여 트랜스듀서(25)로 전달되는 제어 출력 신호 u를 생성한다.

본 발명에 따라, 파라미터 벡터 P의 최적 추정은 도 9에 도시된 바와 같이 비선형 모델(73)에 의해 예측된 전압

과 측정된 전압 u 사이의 차로 모델 평가 시스템(71)에서 에러 신호

[수학식 41]

를 연산하는 것에 의해 측정 시스템(15)에서 결정된다.

두 파라미터 추정기(80,84)는 평균 제곱 오차의 최소값

[수학식 42]

에 대한 검색에 의해 벡터 P에서 최적 파라미터 P_lin, P_nlin을 결정한다. 이 목적은 LMS-알고리즘,

[수학식 43]

에 의해 달성될 수 있고, 이는 입력 전류 i를 사용하여 그래디언트 시스템(81,85)에서 생성된 그래디언트 벡터,

[수학식 44]

와 스텝 크기 μ를 가진 시스템(75,79)에 의해 실현된다.

비선형 모델(73)은 수학식 34에 따라 전압

을 생성하는 제1 서브 시스템(91)을 포함하고 모델 평가 시스템(71)의 비-역전 입력에 이 값을 제공한다. 제2 서브시스템(89)은 수학식 35에 따라 위치

[수학식 45]

를 생성하고 서브시스템(87,91)에 이 신호를 공급한다. 제3 서브시스템(87)은 파라미터 P_mag을 사용하는 수학식(19)에 따라 플럭스 함수f_L(x,i)의 순시 값(instantaneous value)를 생성하고 서브시스템(89,91)에 이 값을 공급한다. 측정된 전류 i는 서브시스템(87,89)의 입력이다.

도 10은 파라미터 P_mag을 사용하여 연산된 입력 전류 i=0일 때, 평형점 x _e 으로부터 변위 x-x_e 대 비선형 인덕턴스 L(i=0,x- x _e )를 나타낸다. 최대 인덕턴스에서 위치는 대칭점 x _s 에 상응한다. 더 큰 변위에 대한 인덕턴스의 감퇴는 도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이 더 높은 주파수에서 전기 입력 주파수의 감소에 동의한다. 도 11은 평형점 x _e 에서 입력 전류 i에 대한 인덕턴스 L(i, x _e ) 의 의존을 나타낸다.

본 발명에 따라, 분석 시스템(22)은 개발과 제조 동안 전자기 트랜스듀서를 개량하기 위한 근거인 확인된 파라미터 벡터 P로부터 정보를 이끌어낸다. 벡터 P_mag 내의 대칭점 x _s 는 전기자의 최적의 정지 위치와 평형위치 x _e 에 오프셋 x _off =x _s -x _e 을 보여준다. 자석(3,5)이 자화되지 않고 전기자가 처음 정지 위치 x=0에 있으면, x _s 의 부호와 크기는 한 단계의 기계적 서스펜션의 정지 위치를 조절하는 데 사용될 수 있다. 전기자의 처음 정지 위치 x=0을 대칭점 x _s =0으로 조절한 후, (트랜스듀서가 안정적으로 반응하면) 자화된 자석을 가지는 평형점 x _e =0 또한 처음 정지 위치에 머무를 것이다.

분기 및 다른 불안정적 반응은 조건

[수학식 46]

을 보장하여 회피할 수 있다. 이 조건은 수학식 20에 따른 자기 회로 내의 지배적 포화 및/또는 기계적 서스펜션의 충분한 회복력을 생성하는 것에 의해 실현될 수 있다. P_sus 내의 계수 k_j에 의해 밝혀진 서스펜션의 K(x)-K(0) 내의 비선형 강도 변화는 원하는 전달 특성을 생성하고 트랜스듀서를 안정화시키는 데 사용될 수 있다. 벡터 P_mag 내의 파라미터 s_k는 수학식 19의 분모에서 지배적인 비선형성을 밝히고, 파라미터 s_x는 어떤 상태 변수(전류 i 또는 위치 x)가 이 프로세스에서 가장 큰 영향을 가지는지 보여준다. 이 정보는 비선형 포화가 기하학적 비선형성의 영향을 보상하는, 전기자(1)의 최적 단면적 Aa를 찾기 위해 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 목적에 따라, 확인된 파라미터 벡터 P는 또한 전기 제어기(29)를 사용하고 전체 시스템(제어기(29) + 트랜스듀서(25))에 대하여 원하는 전달 반응을 생성하는 것에 의해 전자기 트랜스듀서의 적극적으로 원하지 않는 비선형성을 보상하는 데 사용될 수 있다.

도 12는 본 발명에 따른 제어기의 실시예를 나타낸다. 입력(31)에서 입력 신호 v는 제어 출력(49)에서 제어 출력 신호 u를 생성하는 제어 법칙 시스템(39)의 입력(43)으로 보호 시스템(42)을 경유하여 공급된다. 제어기는 또한 위치 x, 전류 i 및 트랜스듀서의 다른 상태 변수를 포함하는 상태 벡터 x를 생성하는 상태 예측기(37)를 포함한다.

전기자 움직임의 선형화는 다이어프램(8)에 의한 사운드 방사가 선형 프로세스라 가정하는 동안 트랜스듀서의 선형 음향 출력을 제공할 것이다. 그러므로, 제어기 입력 신호 w 입력과 위치 x 사이의 다음 선형 관계,

[수학식 47]

는 수학식 48에 의해 정의되는 제어 법칙 시스템(39)의 특정 비선형 전달 특성을 요구하고,

[수학식 48]

은 제어 이득,

[수학식 49]

와, 제어 덧셈기,

[수학식 50]

을 갖는다.

도 13은 수학식 48에 따른 가산기(51)와 승산기(65), 수학식 50에 따른 덧셈 서브-제어기(60), 및 수학식 49에 따른 곱셈 서브-제어기(61)를 포함하는 제어 법칙 시스템(39)의 실시예를 도시한다. 제2 서브시스템(89)과 일치하는 비선형 서브시스템(59)은 입력(47)으로부터의 비선형 파라미터 P_mag가 제공되고, 상태 벡터 입력(45)로부터 전기자 위치 x와 전류 i가 제공되고, 전달 시스템(57,55,53)에 공급되는 플럭스 함수 f _L (x,i)의 순시값을 생성한다. 수학식 22에 따라 57에서 생성된 순간 인덕턴스 L(x,i)와 수학식 30에 따라 55에서 자기 강도 K _mm (x,i)는 덧셈 서브 제어기(60)에 공급된다. 수학식 24에 따라 53에서 생성된 변환 팩터 T(x,i)는 덧셈 서브-제어기(60 및 61)에 공급된다.

상태 확장기(37)에서 생성된 상태 벡터 x=[x,v, i _l ,i]^T 또한 속도,

[수학식 51]

,

[수학식 52]

에 의해 생성된 선형 전류 i_l, 및

[수학식 53]

에 의해 생성된 예측된 비선형 전류를 포함한다.

제어기(29)는 또한 오프셋 x _off 을 적극적으로 보상하고 평형점 x _e 가 자기 회로의 대칭점 x _s 와 일치하도록 한다. 이는 전력 증폭기(27)가 제어기(29)에서 생성된 DC 성분을 트랜스듀서(25)로 전달하도록 DC-연결된다. 이는 외부 자극 w와 상부 및 하부 폴 끝에 전기자의 대칭 한계에 의해 생성되는 최대 왕복을 보장한다.

수학식 46에 의해 정의된 바와 같은 불안정 트랜스듀서는 대칭점이 짧은 측정 시간 Tm을 실현하도록 수학식 43에서 높은 단계 크기 파라미터 μ를 사용하여 영구히 업데이트될 때 활성 제어에 의해 안정될 수 있다. 단계 크기 파라미터는 전자기 트랜스듀서(25)가 정적 공기압의 변화에 대하여 보상이 요구되는 작은 공기 누출(16)을 가지는 밀봉된 인클로저(14)에서 동작되는 경우 감소될 수 있다. 밀봉된 공기의 추가적인 강도는 공기가 누출을 통과하는데 필요한 짧은 시간 t _B 동안 평형점을 안정화시킨다. 측정시간 T _m 이 시간 t _B 보다 더 짧으면, 능동 제어는 임의의 오프셋 x _off =x _s - x _e 또는 전기자의 불안정성을 보상할 수 있다. 이 기술은 기계적 서스펜션의 강도 K(x)를 감소시키고 낮은 주파수에서 닫힌 상자(14) 내의 트랜스듀서의 음향 출력을 증가시키는 것을 가능하게 한다.

본 발명의 제3 목적에 따라, 확인된 파라미터 벡터 P는 기계적 과부하 및 열 과부하에 대하여 전자기 트랜스듀서를 보호하는 데도 사용될 수 있다. 도 12에 도시된 보호 시스템(42)의 실시예는 고역 필터(41)에 직렬로 연결된 감쇠기(40), 보호 제어 시스템(35)을 포함한다. 보호 제어 시스템(35)의 출력(102)로부터 제공된 제어 신호 C_T는 열 과부하의 경우에 신호 w에서 모든 스펙트럼 성분을 감쇠한다. 출력(103)의 제어 신호 C_x는 고대역 필터(41)의 컷-오프 주파수를 증가시키고 기계적 과부하의 경우에 저주파 성분을 감쇠한다.

도 14는 입력(104)에서 상태 벡터 x와 입력(101)에서 파라미터 벡터 P를 수신하는 보호 제어 시스템(35)의 실시예를 도시한다. 수학식 34에서 전기 회로의 비선형 모델링은 순간 코일 온도 T_c의 함수인 벡터 P_lin내의 DC 저항 R_e(T_c)의 정확한 추정을 보장한다. R_e(t)의 순시값과 열 제어 시스템(115) 내의 초기값 R_e(t=0)의 비교는 코일 온도의 증가 ΔT=T _c (t)-T _c (t=0)를 보여준다. 코일 온도의 증가가 허용 가능 한계 값 ΔT _lim 을 초과하면 제어 신호 C_T가 열 과부하를 방지하도록 입력 신호 v를 감쇠한다.

제어기의 상태 추정기(37)에서 생성된 전기자의 순간 위치 x(t)는 전기자(1), 서스펜션(6), 구동 핀(10), 다이어프램(8) 및 트랜스듀서의 다른 기계적 소자의 보호를 제공하기 위하여 사용될 수 있다. 전기자 변위의 절대값 |x(t)-x _e |이 허용 가능 변위 한계 Δx _lim 를 초과하면, 기계적 제어 시스템(117)은 제어 신호 C_x를 활성화한다. 변위 한계 Δx _lim 는 파라미터 벡터 P를 수신하는 동작 범위 검출기(125)에 의해 결정된다. 동작 범위 검출기(125)는 최소 검출기(113), 기계적 검출기(119) 및 자기 검출기(121)를 포함한다.

최소값을 찾는 최소 검출기(113)는 자기 검출기(121)에 의해 생성된 한계 x_mag와 기계적 검출기(119)에 의해 생성된 한계 x_sus 사이의 최소값을 찾는다.

자기 검출기(121)는 파라미터 P_mag을 수신하고 2개의 서브-한계를 생성하는데: 제1 서브-한계 x_sat는 수학식 19에 따라 비선형 시스템(107)에 의해 생성된 비선형 플럭스 함수 f_L(x,i)를 사용하여 f _L (x _sat ,i=0)=T _sat 의 값이 허용 가능 임계값 T_sat과 같아지는 위치를 찾아 시스템(105)에 의해 생성된다. 제2 서브-한계 x_D는 시스템(113)에 의해 결정되고, 전기자가 상부 또는 하부 폴 팁을 때리는 위치를 나타내는 파라미터 벡터 P_mag내의 파라미터 D에 상응하는 된다. x _D 및 x _sat 의 최소값이 한계 x_mag을 제공한다.

기계적 검출기(119)는 파라미터 P_sus를 수신하고 수학식 36을 사용하여 비선형 시스템(111)에서 서스펜션(6)의 상대 강도 함수 K(0)/K(x)를 생성한다. 해답자(109)는 비선형 강도의 변수 K(0)/K(x _sus )=T _sus 가 허용 가능 임계값 T_sus과 동일한 경우 한계 x_sus를 찾는다.

1 : 전기자
3, 5 : 자석
6 : 서스펜션
7 : 코일
8 : 멤브레인
9 : 단자
10 : 구동 로드
11 : 자기 회로
13 : 센서
14 : 인클로저
15 : 파라미터 측정 시스템
16 : 기설정된 누출
17, 19 : 입력
21 : 파라미터 입력
22 : 분석 시스템
23 : 측정 출력
25 : 트랜스듀서
27 : 전력 증폭기
29 : 제어기
31 : 제어 입력
35 : 보호 제어 시스템
37 : 상태 예측기
39 : 제어 법칙 시스템
40 : 감쇠기
41 : 고대역 필터
42 : 보호 시스템
45 : 상태 벡터 입력
47 : 입력
49 : 제어 출력
51 : 가산기
53, 55, 57 : 전달 시스템
59 : 비선형 서브시스템
60, 61 : 서브-제어기
65 : 승산기
71 : 모델 평가 시스템
73 : 비선형 모델
75, 79 : LMS
87, 91 : 서브 시스템
101 : 입력
102, 103 : 출력
111 : 비선형 시스템
113 : 최소 검출기
115 : 열 제어 시스템
117 : 기계적 제어 시스템
119 : 기계적 검출기
121 : 자기 검출기

Claims

입력 신호 v(t)를 출력 신호 p(t)로 변환하고 상기 입력 신호 v(t)와 상기 출력 신호 p(t) 사이에서 기설정된 전달 반응을 생성하는 장치(30)에 있어서,
코일(7)과 움직이는 전기자(1)를 구비한 전자기 트랜스듀서(25),
상기 트랜스듀서(25)의 적어도 하나의 상태 변수를 측정하고 상기 측정된 상태 변수를 나타내는 모니터링된 신호 (i(t))를 생성하도록 설정되고 구성된 센서(13);
상기 모니터링된 신호 (i(t))에 기초하여 전자기 파라미터 정보 P를 생성하도록 설정되고 구성되는 파라미터 측정 장치(15)를 포함하고,
상기 파라미터 정보 P는 다음 관계를 나타내고,

여기서 u는 상기 전자기 트랜스듀서(25)의 전기 입력 전압을 나타내고, i는 상기 전자기 트랜스듀서(25)의 입력 전류를 나타내고, x는 상기 움직이는 전기자의 순간 전기자 위치를 나타내고, R_e는 코일(7)의 DC 저항을 나타내고, T(x,i)는 전자기 트랜스듀서(25)의 비선형 전자기 변환 팩터를 나타내고, L(x,i)는 입력 전류 i와 순간 전기자 위치 x에 좌우되는 상기 코일(7)의 비선형 코일 인덕턴스를 나타내는 장치.
제1항에 있어서,
상기 파라미터 정보 P에 기초하여 전기자 위치 x와 입력 전류 i에 따라 상기 움직이는 전기자(1) 내의 상기 자기 플럭스 φ_a의 비선형 의존성을 나타내는 플럭스 함수 f_L(x,i)를 생성하도록 설정되고 구성되는 비선형 장치(59,87)를 추가로 포함하고,
여기서 상기 플럭스 함수 f_L(x,i)는 상기 자기 플럭스 φ_a의 상기 포화 또는 자기이력 현상을 고려하고,
상기 장치는 다음 구성요소,
대칭점 x_s 및 제로 입력 전류 i=0에서 상기 코일 인덕턴스 L(x, i)를 나타내는 선형 인덕턴스 파라미터 L(x_s,0)로 상기 플럭스 함수 f_L(x,i)를 스케일링하여 순간 전기자 위치 x와 입력 전류 i에 따른 상기 코일 인덕턴스 L(x, i)의 비선형 의존성을 생성하도록 설정되고 구성되는 인덕턴스 장치(57);
상기 대칭점 xs와 제로 입력 전류 i=0에서 상기 변환 팩터 T(x,i)를 나타내는 선형 변환 파라미터 T(x_s,0)로 상기 플럭스 함수 f_L(x,i)를 스케일링하여 순간 전기자 위치 x 및 입력 전류 i에 따른 상기 변환 팩터 T(x,i)의 비선형 의존성을 생성하도록 설정되고 구성되는 변환 팩터 시스템(53);
상기 대칭점 xs 및 제로 입력 전류 i=0에서 상기 전자기 강도 K_mm(x,i)를 나타내는 선형 강도 파라미터 K_mm(x_s,0)로 상기 플럭스 함수 f_L(x,i)를 스케일링 하여 순간 전기자 위치 x 및 입력 전류 i에 따른 상기 전자기 강도,

의 비선형 의존성을 생성하도록 설정되고 구성되고, 여기서 전자기 강도 K_mm(x,i) 및 기계적 강도 K(x)는 제로 입력 전류 i=0에 대한 상기 트랜스듀서(25)의 기계적 힘의 평형을 나타내는 자기 강도 시스템(55) 중 적어도 하나를 추가로 포함하는 장치.
제2항에 있어서,
상기 파라미터 정보 P는 전기자 위치 x에 따른 상기 기계적 서스펜션(6)의 상기 기계적 강도 K(x)의 상기 비선형 의존성을 나타내고, 상기 기계적 강도 K(x)는 상기 전기자(1) 내의 상기 자기 플럭스 φ_a에 독립적인 전체 강도 K(x) + K_mm(x,i)의 분수인 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 파라미터 측정 시스템(15)은 상기 트랜스듀서(25)의 전기 신호를 수신하도록 설정되고, 상기 전기 신호는 상기 모니터링된 신호 (i(t))와 상이하고;
상기 파라미터 시스템(15)은
- 상기 전기 신호를 나타내는 추정된 상태 신호 u'를 상기 모니터링된 신호 (i(t)) 및 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 생성하도록 설정되고 구성되는 상기 전자기 트랜스듀서의 비선형 모델(73);
- 상기 추정된 상태 신호 u' 및 상기 전기 신호 사이의 편차를 나타내는 에러 신호 e를 생성하도록 설정되고 구성되는 모델 평가 시스템(71); 및
- 상기 에러 신호 e를 최소화하여 상기 파라미터 정보 P의 업데이트를 생성하도록 설정되고 구성되는 추정기(84)를 추가로 포함하는 장치.
제3항에 있어서,
상기 트랜스듀서(25)에 공급되는 전기 입력 신호를 상기 입력 신호 v와 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 생성하도록 설정되고 구성되는 제어기(29)를 추가로 포함하고,
상기 제어기(29)는,
- 상기 순간 전기자 위치 x와 입력 전류 i를 포함하는 상태 벡터 x를 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 생성하도록 설정되고 구성되는 상태 예측기(37);
- 상기 트랜스듀서(25)의 기계적 또는 열적 과부하를 나타내는 정보를 상기 상태 벡터 x에 기초하여 생성하고, 상기 입력 신호 v를 보정된 신호 w로 변형하기 위하여 상기 정보를 사용하도록 설정되고 구성되는 보호 시스템(42); 및
상기 상태 벡터 x와 상기 파라미터 정보 P를 사용하여 상기 보정된 신호 w에 기초하여 상기 전기 입력 신호를 생성하도록 설정되고 구성되는 제어 법칙 시스템(39)을 포함하는 장치.
제5항에 있어서,
상기 제어 법칙 시스템(39)은,
상기 파라미터 정보 P와 상기 상태 벡터 x에 기초하여 제어 덧셈 β(x)을 생성하도록 설정되고 구성되는 덧셈 서브 제어기(60);
상기 변환 팩터 T(x,i)와 상기 상태 벡터 x의 상기 비선형 특성에 기초하여 제어 이득 α(x)을 생성하도록 설정되고 구성되는 곱셈 서브 제어기(61);
상기 보정된 신호 w에 상기 제어 덧셈 β(x)을 부가하여 합신호 w+β(x)를 생성하도록 설정되고 구성되는 가산기(51); 및
상기 합신호 w+β(x)를 상기 제어 게인 α(x)에 곱하여 상기 전기 입력 신호 u를 생성하도록 설정되고 구성되는 승산기(65)를 포함하는 장치.
제5항 또는 제6항에 있어서,
상기 보호 시스템(42)은,
상기 상태 벡터 x와 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 적어도 하나의 보호 제어 신호 (C_x, C_T)를 생성하도록 설정되고 구성되는 보호 제어 시스템(35); 및
입력 신호 v와 상기 보호 제어 신호 (C_x, C_T)에 기초하여 상기 보정된 신호 w를 생성하도록 설정되고 구성되는 제어가능 전달 소자(41; 40)를 포함하는 장치.
제7항에 있어서,
상기 보호 제어 시스템(35)은,
상기 코일 온도 Δ T 가 기설정된 임계값 Δ T_lim을 초과하면 상기 입력 신호 v의 성분을 감쇠하는 열 제어 신호 C_T를, 상기 파라미터 정보 P에 제공되는 상기 코일(7)의 순간 DC 저항 R_e에 기초하여 생성하도록 설정되고 구성되는 열 제어 서브시스템(115)을 추가로 포함하는 장치.
제7항에 있어서,
상기 보호 제어 시스템(35)은,
상기 전기자의 정지 위치로부터 상기 전기자의 변위의 최대 진폭 Δx_lim을 나타내는 변위 한계를 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 생성하도록 설정되고 구성되는 동작 범위 검출기(125);
상기 기설정된 변위 한계 Δx_lim 및 상기 상태 벡터 x에 기초하여 기계적 제어 신호 C_x를 생성하도록 설정되고 구성되는 기계적 제어 서브시스템(117)을 추가로 포함하며,
상기 보호 제어 신호 C_x는 상기 상태 벡터 x에 의해 제공되는 상기 전기자 위치 x의 상기 순간 변위가 상기 기설정된 변위 한계 Δx_lim를 초과하면 상기 입력 신호 v의 성분을 감쇠하는, 장치.
제9항에 있어서,
상기 동작 범위 검출기(125)는 다음 구성 요소 중,
자기 한계 값 x_mag을 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 생성하도록 설정되고 구성되는 자기 검출기(121);
상기 기계적 서스펜션(6)의 비선형성을 나타내는 상기 파라미터 정보 P 내의 상기 기계적 강도 K(x)에 기초하여 기계적 한계 값 x_sus를 생성하도록 설정되고 구성되는 기계적 검출기(119);
상기 자기 한계 값 x_mag 및 상기 기계적 한계 값 x_sus중 더 작은 값을 상기 변위 임계값 Δx_lim에 할당하도록 설정되고 구성되는 최소 검출기(123) 중 적어도 하나를 포함하고,
상기 자기 한계 값 x_mag은,
상기 트랜스듀서(25)의 에어 갭의 전체 길이(D),
상기 트랜스듀서(25)의 다른 기하학적 특성,
상기 트랜스듀서(25)에서 사용되는 자기 물질의 특성(s_k,s_x) 중 적어도 하나를 고려하는 장치.
제5항에 있어서,
상기 제어기(29)는 상기 전기 입력 신호 u에서 DC 신호를 생성하고, 상기 DC 신호는 상기 전기자(1)의 평형점 x_e를 조정 및 안정화시키도록 설정되고 구성되며,
상기 장치는 상기 DC 신호를 상기 트랜스듀서(25)의 상기 입력으로 전달하도록 설정되고 구성되는 전력 증폭기(5)를 추가로 포함하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 전기자(1)와 연결되는 멤브레인(8);
상기 멤브레인(8)의 움직임에 의해 에어를 압축하도록 설정되고 구성되는 인클로저(14)를 추가로 포함하고,
상기 인클로저(14)는 정적 주변 공기 압력의 변화를 보상하고, 상기 DC 신호를 생성하는데 필요한 측정 시간 T_m보다 더 큰 상기 밀봉된 에어가 누출 통과시키는데 필요한 시간 상수 τ_B를 생성하는 기설정된 누출(16)을 포함하는 장치.
제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 기계적 시스템을 조정하거나 상기 설계를 개선하거나 상기 트랜스듀서의 제조 공정을 제어하는 것에 의해 상기 트랜스듀서의 상기 전달 반응을 수정하기 위한 진단 정보를, 상기 파라미터 정보 P를 기초하여 생성하도록 설정되고 구성되는 진단 시스템(22)을 추가로 포함하는 장치.
코일과 움직이는 전기자에 기초하여 전자기 트랜스듀서(25)를 사용하고 입력 신호 v와 출력 신호 p 사이의 기설정된 전달 반응을 생성하는 것에 의해 상기 입력 신호 v를 상기 출력 신호 p로 변환하는 방법에 있어서,
상기 트랜스듀서(25)의 적어도 하나의 상태 변수를 측정하는 단계;
상기 트랜스듀서의 상기 측정된 상태 변수에 기초하여 모니터링된 신호 (i(t))를 생성하는 단계;
상기 모니터링된 신호(i(t))에 기초하여 전자기 파라미터 정보 P를 생성하는 단계를 포함하고,
상기 파라미터 정보 P는 다음 관계를 나타내고,

여기서 u는 상기 전자기 트랜스듀서(25)의 전기 입력 전압을 나타내고, i는 상기 전자기 트랜스듀서(25)의 입력 전류를 나타내고, x는 상기 움직이는 전기자의 순간 전기자 위치를 나타내고, R_e는 코일(7)의 DC 저항을 나타내고, T(x,i)는 전자기 트랜스듀서(25)의 비선형 전자기 변환 팩터를 나타내고, L(x,i)는 입력 전류 i와 순간 전기자 위치 x에 좌우되는 상기 코일(7)의 비선형 코일 인덕턴스를 나타내는 방법.
제14항에 있어서,
상기 파라미터 정보 P를 사용하여 상기 전기자 위치 x와 입력 전류 i에 따른 상기 전기자 내의 상기 자기 플럭스 φ_a의 상기 비선형 의존성을 나타내고, 상기 자기 플럭스 φ_a의 상기 포화 또는 자기이력 현상을 고려하는 플럭스 함수 f_L(x,i)를 생성하는 단계를 추가로 포함하고,
다음 단계,
- 대칭점 x_s에서 및 제로 입력 전류 i=0에 대한 상기 인덕턴스를 나타내는 선형 인덕턴스 파라미터 L(x_s,0)로 상기 플럭스 함수 f_L(x,i)를 스케일링하여 순간 전기자 위치 x와 입력 전류 i에 따른 상기 코일 인덕턴스

의 비선형 의존성을 생성하는 단계;
- 상기 대칭점 x_s에서 및 제로 입력 전류 i=0에 대한 상기 변환 팩터i)를 나타내는 선형 변환 파라미터 T(x_s,0)로 상기 플럭스 함수 f_L(x,i)를 스케일링하여 순간 전기자 위치 x 및 입력 전류 i에 따른 상기 변환 팩터

의 비선형 의존성을 생성하는 단계;
- 상기 대칭점 x_s 및 제로 입력 전류 i=0에서 상기 전자기 강도 K_mm(x,i)를 나타내는 선형 강도 파라미터 K_mm(x_s,0)로 상기 플럭스 함수 f_L(x,i)를 스케일링 하여 순간 전기자 위치 x 및 입력 전류 i에 따른 상기 전자기 강도,

의 비선형 의존성을 생성하는 단계 중 적어도 하나를 추가로 포함하고, 여기서 전자기 강도 K_mm(x,i) 및 기계적 강도 K(x)는 제로 입력 전류 i=0에 대한 상기 트랜스듀서(25)의 기계적 힘의 평형을 나타내는 방법.
제15항에 있어서,
상기 파라미터 정보 P는 전기자 위치 x에 따른 상기 기계적 서스펜션(6)의 상기 기계적 강도 K(x)의 상기 비선형 의존성을 나타내고, 상기 기계적 강도 K(x)는 상기 전기자(1) 내의 상기 자기 플럭스 φ_a에 독립적인 전체 강도 K(x) + K_mm(x,i)의 분수인 방법.
제14항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 모니터링된 신호(i(t))와 상이한 전기 신호 u로 상기 트랜스듀서(25)를 여기시키는 단계;
초기 값을 상기 파라미터 P에 할당하는 단계;
상기 전자기 트랜스듀서의 비선형 모델(73)을 사용하여 상기 모니터링된 신호 (i(t)) 및 상기 파라미터 정보 P에 기초하여, 상기 전기 신호 u를 나타내는 예측된 상태 신호 u'를 생성하는 단계;
상기 예측된 상태 신호 u' 및 상기 전기 신호 u 사이의 편차를 나타내는 에러 신호 e를 생성하는 단계; 및
상기 에러 신호 e를 최소화하여 상기 파라미터 정보 P의 업데이트를 생성하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
보상 신호 v를 제공하는 단계;
상기 트랜스듀서의 기계적 또는 열적 과부하를 표시하는 보호 정보를 생성하는 단계;
상기 입력 신호 v, 상기 보호 정보, 및 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 보정된 신호 w를 생성하는 단계;
상기 보정된 신호 w 및 상기 파라미터 정보 P에 기초하여, 상기 트랜스듀서의 상기 순간 전기자 위치 x 및 입력 전류 i를 나타내는 상태 벡터 x를 생성하는 단계;
상기 상태 벡터 x와 상기 파라미터 정보 P를 사용하여 상기 보정된 신호 w에 기초하여 상기 전기 입력 신호 u를 생성하는 단계;
상기 트랜스듀서의 상기 전기 입력에 상기 전기 입력 신호 u를 공급하는 단계를 추가로 포함하고,
상기 보정된 신호 w의 성분은 상기 보호 정보가 상기 트랜스듀서의 열적 또는 기계적 과부하를 나타내는 경우 감쇠되는 방법.
제18항에 있어서,
상기 파라미터 정보 P와 상기 상태 벡터 x에 기초하여 제어 덧셈 β(x)를 생성하는 단계;
상기 상태 벡터 x 및 상기 변환 팩터 T(x,i)의 상기 비선형 특성에 기초하여 제어 게인 α(x)를 생성하는 단계;
상기 제어 덧셈 β(x)을 상기 보정된 신호 w에 부가하여 합 신호 w+β(x)를 생성하는 단계; 및
상기 합신호 w+β(x)를 상기 제어 이득 α(x)에 곱하여 상기 전기 입력 신호 u를 생성하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
제18항에 있어서,
상기 상태 벡터 x와 상기 파라미터 정보 P를 사용하여 적어도 하나의 보호 제어 신호 (C_x, C_T)를 생성하는 단계; 및
상기 보호 제어 신호 (C_x, C_T)가 상기 트랜스듀서의 열적 또는 기계적 과부하를 나타내는 경우 상기 입력 신호 v의 스펙트럼 성분을 감쇠하는 것에 의해 상기 보정된 신호 w를 생성하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
제20항에 있어서,
상기 코일의 무시 가능한 가열을 야기하는 낮은 진폭에서 전기 입력 신호 u를 사용하여 상기 트랜스듀서의 초기 DC 저항 R_e(t=0)을 측정하는 단계;
상기 코일의 가열을 야기하는 임의의 전기 입력 신호 u를 사용하여 상기 트랜스듀서의 순간 DC 저항 R_e(t)을 측정하는 단계;
상기 초기 DC 저항 R_e(t=0) 및 순간 DC 저항 R_e(t)에 기초하여 상기 코일 온도의 증가 ΔT를 생성하는 단계;
상기 코일 온도의 증가 ΔT에 기초하여 열 제어 신호 C_T를 생성하는 단계; 및
상기 코일 온도의 증가 ΔT가 기설정된 임계값 ΔT_lim을 초과하면 상기 열 제어 신호 C_T를 사용하여 상기 입력 신호 v의 성분을 감쇠하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
제20항에 있어서,
전기자의 정지 위치에서 전기자의 변위의 최대 진폭을 나타내는 상기 파라미터 정보 P에 기초하여 변위 한계 Δx_lim를 생성하는 단계;
상기 변위 한계 Δx_lim 및 상기 상태 벡터 x에 기초하여, 상기 상태 벡터 x에 의해 제공되는 상기 전기자 위치 x의 순간 변위가 상기 기설정된 변위 임계 Δx_lim를 초과하는 경우 상기 입력 신호 v의 성분을 감쇠하는 상기 보호 제어 신호 C_x를 생성하는 단계를 추가로 포함하는 방법.
제22항에 있어서,
상기 파라미터 정보 P에 기초하여 자기 한계 값 x_mag을 생성하는 단계;
상기 파라미터 정보 P 내의 상기 기계적 강도 K(x)에 기초하여, 상기 기계적 서스펜션의 비선형성을 고려하는 기계적 한계 값 x_sus를 생성하는 단계; 및
상기 자기 한계 값 x_mag 및 기계적 한계값 x_sus 중 더 작은 값을 상기 변위 임계값 Δx_lim을 할당하는 단계를 추가로 포함하고,
상기 자기 한계 값 x_mag ,
상기 트랜스듀서(25)의 에어 갭의 전체 길이(D),
상기 트랜스듀서(25)의 다른 기하학적 특성,
상기 트랜스듀서(25)에서 사용되는 자기 물질의 특성(s_k,s_x) 중 적어도 하나를 고려하는 방법.
제 18 항에 있어서,
파라미터 정보 P에 기초하여 상기 전기 입력 신호 u 내의 DC 신호를 생성하는 단계;
상기 트랜스듀서(25)의 상기 전기 입력으로 상기 DC 신호를 전달하는 단계;
상기 DC 신호를 사용하여 상기 전기자의 평형점 x_e을 대칭점 x_s 또는 임의의 다른 기설정된 위치로 천이하는 단계; 및
상기 파라미터 정보 P를 영구적으로 업데이트하고, 업데이트된 DC 신호를 생성하여 상기 전기자의 평형점 x_e를 안정화시키는 단계를 추가로 포함하는 방법.
제14항 내지 제24항 중 어느 어느 한 항에 있어서,
상기 파라미터 정보 P에 기초하여 상기 트랜스듀서의 상기 전달 반응을 수정하기 위하여 다음 파라미터 중 적어도 하나를 포함하는 진단 정보를 생성하는 단계;
- 변환 팩터 T(x,i)가 최저 비대칭을 보이는 상기 전기자의 위치를 나타내는 상기 대칭점 x_s에서, 전기적 힘과 기계적 힘의 합이 제로가 되는 상기 전기자의 위치를 나타내는 상기 평형점 x_e의 편차를 나타내는 오프셋 파라미터 x_off=x_s-x_e;
- 상기 자기 플럭스의 상기 포화와 상기 전기자 위치 x와 입력 전류 i의 영향을 나타내는 포화 파라미터(s_k _,s_x);
- 상기 전기자의 상기 기계적 서스펜션의 특성을 나타내는 비선형 강도 K(x);
상기 진단 정보에 기초하여, 다음 방법 중 적어도 하나에 의해 상기 트랜스듀서의 설계 및 제조 공정을 수정하는 단계를 추가로 포함하는 방법으로서,
- 최적 정지 위치로의 방향 및 거리를 나타내는 오프셋 파라미터(x_off=x_s-x_e)를 사용하여 상기 최적 정지 위치로 상기 전기자를 변이시키는 방법;
- 상기 포화 파라미터(s_k _,s_x)에 의해 제공되는 상기 정보를 사용하여 상기 전기자 및 다른 자기 트랜스듀서 구성요소의 재질을 선택하는 방법;
- 상기 포화 파라미터(s_k _,s_x)에 의해 제공된 상기 정보를 사용하여 상기 전기자 및 다른 자기 트랜스듀서 구성요소의 최적 형상을 생성하는 방법;
- 상기 비선형 강도 K(x)에 의해 제공되는 상기 정보를 사용하여 상기 기계적 시스템의 최적 형상을 생성하는 방법.