KR20140102284A - 피드백이 내장된 직렬 조명 인터페이스 - Google Patents

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리차드 케이. 윌리암스
케빈 디'안젤로
데이비드 에이. 브라운
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Abstract

다수의 LED 스트링들을 제어하기 위한 시스템은 LED 구동기 IC들의 그룹을 포함하고, 그 각각은 제어되는 LED 스트링에 걸친 순방향 전압 강하의 디지털 표현을 저장하기 위한 전류 감지 피드백(CSFB) 샘플 래치를 포함한다. 각각의 CSFB 래치는 인터페이스 IC에서 시작되기도 하고 종단되기도 하는 직렬 조명 인터페이스(SLI) 버스 내의 레지스터에 결합되어 있다. SLI 버스 상의 데이터가 인터페이스 IC 내로 시프트될 때, 인터페이스 IC는 제어되는 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 가장 높은 순방향 전압 강하를 나타내는 CSFB 워드를 선택하고, 이는 제어되는 LED 스트링들에 대한 적절한 공급 전압을 설정하기 위한 CSFB 신호를 발생시키기 위해 인터페이스 IC에 의해 사용된다.

Description

피드백이 내장된 직렬 조명 인터페이스{SERIAL LIGHTING INTERFACE WITH EMBEDDED FEEDBACK}
관련 출원의 상호 참조
이 출원은, 그 전체가 본 명세서에 참조 문헌으로서 포함되는, 2011년 12월 8일자로 출원된 미국 가특허 출원 번호 제61/568,545호를 우선권으로 주장한다.
이 출원은, 각각이 그 전체가 본 명세서에 참조 문헌으로서 포함되는, 이하의 출원들: 2012년 1월 9일자로 출원된, 발명의 명칭이 "통합 디밍 기능을 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with Integral Dimming Capability)"인 출원 번호 제13/346,625호; 및 2012년 1월 9일자로 출원된, 발명의 명칭이 "개선된 직렬 버스를 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with Improved Serial Bus)"인 출원 번호 제13/346,647호에 관한 것이다.
본 발명은 조명 및 디스플레이 응용들에서 LED들을 구동하기 위한 반도체 소자들과 회로들 및 방법들에 관한 것이다.
컬러 LCD(liquid crystal display, 액정 디스플레이) 및 HDTV(high definition television, 고선명 텔레비전)에서 백라이트로서 백색광을 제공하는 것을 비롯한 조명 응용들에서 램프들 및 전구들을 대체하기 위해 LED들이 점점 더 사용되고 있다. 컬러 LCD 패널을 백라이팅하기 위해, LED 스트링들은 백색 LED들 또는 제어가능한 색 온도를 갖는 백색광을 생성하도록 조절되어 있는 적색, 녹색 및 청색 LED들의 조합들을 포함할 수 있다. 디스플레이 전체를 균일하게 조명하기 위해 이들 LED가 사용될 수 있지만, 특정의 LED 스트링이 조명하는 디스플레이의 그 부분에 대응하는 상이한 전류 및 밝기 레벨들로 각각 구동되는 다수의 LED 스트링들을 이용함으로써, 디스플레이의 성능, 콘트라스트, 신뢰성 및 전력 효율이 향상된다. "로컬 디밍(local dimming)"이라는 용어는 이러한 불균일한 백라이트 밝기를 가능하게 하는 백라이팅 시스템을 말한다. 균일한 백라이팅을 이용하는 LCD보다 전력 절감이 50%만큼 더 높을 수 있다. 로컬 디밍을 사용하면, LCD 콘트라스트 비(contrast ratio)가 플라즈마 TV의 콘트라스트 비에 근접할 수 있다.
각각의 LED 스트링으로부터 방출되는 광의 밝기 및 균일성을 제어하기 위해, LED 전류 및 전압을 정밀하게 제어하는 데 특수 전자 구동기 회로가 이용되어야만 한다. 예를 들어, 직렬로 연결되어 있는 "m"개의 백색 LED들의 스트링은 일관되게 동작하기 위해 약 3.1 내지 3.5(전형적으로 3.3) x "m"인 전압을 필요로 한다. 이 필요 전압을 LED 스트링에 공급하는 것은 일반적으로 DC-DC 컨버터(DC-to-DC converter) 또는 SMPS(switch-mode power supply, 스위치 모드 전원)라고 하는 스텝업(step-up) 또는 스텝다운(step-down) 전압 변환기(voltage converter) 및 조절기(regulator)를 필요로 한다. 다수의 LED 스트링들이 단일의 SMPS로부터 전력을 공급받을 때, 전원의 출력 전압이 LED 스트링들 중 임의의 것에 의해 요구되는 가장 높은 전압을 초과해야만 한다. 요구된 가장 높은 순방향 전압을 사전에 알 수 없기 때문에, 피드백을 사용하여 전원 전압을 동적으로 조절하기 위해 LED 구동기 IC가 충분히 지능적이어야만 한다. 2개 이상의 전원 전압들이 요구되는 경우, 2개 이상의 피드백 신호가 필요하다.
RGB 백라이팅의 경우에, 전압 피드백 요구사항이 훨씬 더 복잡한데, 그 이유는 적색, 녹색 및 청색 LED들이 상당히 상이한 순방향 전압들을 가지며 공통의 전원 레일(power supply rail)을 공유할 수 없기 때문이다. 그 대신에, RGB LED 스트링들은 3개의 상이한 공급 전압들 +VRLED, +VGLED, 및 +VBLED를, 각각, 필요로 하고, 각각은 그 각자의 전원 전압들을 적당한 레벨로 동적으로 조절하기 위해 개별적인 피드백 신호들을 갖는다. 예를 들어, 직렬로 되어 있는 30개의 적색 LED들의 스트링은 제대로 동작하기 위해 66V 초과의 전원을 필요로 하는 반면, 30개의 청색 LED들은 96V 초과의 전원을 필요로 할 수 있고, 30개의 녹색 LED들은 108V 초과의 전원을 필요로 한다.
적절한 전압을 LED 스트링들에 제공하는 것에 부가하여, 백라이트 구동기는 각각의 스트링에서 도통되는 전류 ILED를 ±2% 허용 오차로 정밀하게 제어해야만 한다. 정확한 전류 제어가 필요한 이유는, LED의 밝기가 그를 통해 흐르는 전류에 비례하고 임의의 상당한 스트링간 전류 불일치(string-to-string current mismatch)가 LCD들의 밝기의 변동으로서 명백하게 될 것이기 때문이다. 전류를 제어하는 것 이외에, 각각의 백라이트 영역(region), 구역(zone) 또는 타일(tile)의 밝기를 LCD 화면에서의 대응하는 영상에 동기화시키기 위해, 로컬 디밍은, 타이밍 및 지속기간 둘 다에서, LED 발광의 정밀한 펄스 제어를 필요로 한다.
다른 문제는 백색 LED들의 색 온도(color temperature)가 전류에 따라 변한다는 것이다. 한 예로서, 항상 30 mA를 도통시키는 백색 LED들의 스트링은, 이상적으로는, 50% 듀티 팩터로 온 및 오프 펄싱되는(pulsed on and off) 60 mA를 전달하는 동일한 LED 스트링과 밝기가 동등하다. 그렇지만, 심지어 동일한 밝기에서도, 색 온도가 동일하지 않을 것이다. 각각의 스트링에서 그와 같이 정확하게 전류를 설정하고 유지하는 것은 컬러 LCD 패널에 대해 균일한 백색 백라이트를 달성하는 데 아주 중요하다.
RGB 백라이팅의 경우에, 전류 평형을 유지하는 것은 훨씬 더 복잡한데, 그 이유는 적색, 청색 및 적색 LED들의 광도(luminosity)(즉, 광 출력 또는 밝기)가 실질적으로 상이하기 때문이다. 예를 들어, 동일한 LED 전류에 대해, 적색 LED는 청색 LED보다 더 적은 광을 생성한다. 상이한 색상의 LED들을 제조하는 데 사용되는 반도체 물질들 및 제조 공정들이 상당히 상이하기 때문에 그 차이는 당연하다.
이 배경 기술 섹션에서 기술되는 바와 같이, 로컬 디밍에 대한 공지된 해결책들은 디스플레이 밝기를 제한하고 높은 해결 비용을 겪는다. 예를 들어, LED 구동기 제어 회로를 고전압 전류 싱크 트랜지스터들(high-voltage current sink transistors)의 다수의 채널들과 통합시키려는 초기의 시도들은 문제가 많았는데, 그 이유는 LED 스트링들의 순방향 전압의 불일치가 과도한 전력 손실(power dissipation) 및 과열을 야기했기 때문이다. (보다 나은 채널간 전압 일치를 위해) LED 전류를 낮추고 스트링 내의 LED들의 수를 제한함으로써 전력 손실을 최소화하려는 시도들은, 보다 많은 LED들 및 보다 많은 수의 LED 구동 채널들을 필요로 하여, 비경제적인 것으로 밝혀졌다. 그 결과, 완전히 통합된 LED 백라이트 구동 방식은 소형 디스플레이 패널 또는 아주 비싼 "고급(high-end)" HDTV로 제한되었다.
멀티칩 방식들을 사용하여 전체적인 디스플레이 백라이트 비용을 감소시키려는 그 후의 시도들은 필요한 특징, 기능 및 심지어 안전을 희생시켰다.
예를 들어, 도 1에 도시된 LED들을 구동하는 멀티칩 해결책은 다수의 개별 전류 싱크 DMOSFET들(4) 및 고전압 보호 소자들(3)을 구동하는 인터페이스 IC(6)를 포함한다. 백라이트 시스템은 16개의 LED 스트링들(2A 내지 2Q)[모두 합하여 LED 스트링들(2)라고 함]을 포함하고, LED 스트링들(2A 내지 2Q) 각각은 "m"개의 직렬 연결된 LED들 - 길이가 2개 내지 60개의 LED의 범위에 있음 - 을 포함한다. (유의할 점은, 숫자 0과의 혼동을 피하기 위해, 문자 "O"가 직렬 2A 내지 2Q에서 생략되었다는 것이다.) 각각의 LED 스트링은 그의 전류가 개별 전류 싱크 DMOSFET들(4A 내지 4Q) 중 하나에 의해, 각각, 제어된다. 인터페이스 IC(6)는 고가인 고속 SPI 버스 인터페이스(11)를 통해 전달되는, 백라이트 마이크로컨트롤러(μC)(7)로부터의 명령어들에 응답하여 각각의 LED 스트링에서의 전류를 설정한다. 마이크로컨트롤러(μC)(7)는, 각각의 LED 스트링에 필요한 적절한 조명 레벨들을 결정하기 위해, 스칼라 IC(scalar IC)(8)로부터 비디오 및 영상 정보를 수신한다.
도시된 바와 같이, 모든 LED 스트링(2A 내지 2Q)은, SMPS(switch-mode power supply)(9)에 의해 발생되는, 인터페이스 IC(6)로부터의 피드백을 통한 전류 감지 피드백(current-sense feedback, CSFB) 신호(10)에 응답하여 발생되는 전압 +VLED를 가지는 공통의 LED 전원 레일(12)에 의해 전력을 공급받는다. 공급 전압들은 직렬로 연결되어 있는 LED들의 수 "m"에 따라 변하고, 10개의 LED들에 대한 35 볼트로부터 40개의 LED들의 스트링에 대한 150 볼트까지의 범위에 있을 수 있다. SMPS(9)는 AC 간선(AC main)으로부터 또는, 다른 대안으로서, +24V 입력 등의 다른 입력으로부터 전력을 공급받을 수 있다.
SMPS(9)는 통상적으로 하드 스위칭(hard switching)에서 또는 의사 공진 모드(quasi-resonant mode)에서 동작하는 플라이백 컨버터(flyback converter)를 포함한다. 순방향 변환기(forward converter) 및 Cuk 변환기는, 적용가능하지만, 가격에 민감한 디스플레이 및 TV 시장을 충족시키기에는 일반적으로 너무 고가이고 불필요하게 복잡하다. SMPS(9)가 +24V 입력으로부터 전력을 공급받는 경우에, 그의 동작은 직렬로 연결되어 있는 LED들의 수에 의존한다. LED 스트링의 순방향 전압이 24V 미만(예컨대, 7개 미만의 LED들의 직렬 연결)인 경우, SMPS(9)는 벅 타입 스위칭 조절기(Buck-type switching regulator)를 사용하여 실현될 수 있다. 이와 달리, LED 스트링의 순방향 전압이 24V 초과(예컨대, 8개 초과의 LED들의 직렬 연결)인 경우, SMPS(9)는 부스트 타입 스위칭 조절기(boost-type switching regulator)를 사용하여 실현될 수 있다.
그의 입력 전압에 상관없이, CSFB 신호(10)의 적절한 발생이 디스플레이의 LED 백라이트에 대한 신뢰성있는 동작을 달성하는 데 아주 중요하다. 피드백 신호가 잘못된 경우, LED 공급 전압 +VLED가 너무 높거나 너무 낮을 수 있다. LED 공급 전압이 너무 높은 경우, 전류 싱크 DMOSFET들(4A 내지 4Q)에서 과도한 전력 손실이 일어날 것이다. LED 공급 전압이 너무 낮은 경우, 가장 높은 전류를 필요로 하는 LED 스트링들은, 발광한다 하더라도, 규정된 레벨로 발광하지는 않을 것이다.
CSFB 기능을 구현하기 위해, LED 스트링의 순방향 전압의 정확한 모니터링은 전류 싱크 DMOSFET들(4A 내지 4Q)의 드레인에의 전기적 접속을 필요로 하고, 이는 멀티칩 구현들에 대해 특히 문제가 될 수 있고, 그로 인해 패키지 핀들이 부가되고 부품 비용이 추가된다.
전류 싱크 DMOSFET들(4A 내지 4Q)은 과열을 피하기 위해 개별 DMOSFET들을 사용하여 실현된다. 통상적으로 고전압 개별 MOSFET들인 부가의 개별 MOSFET들(3A 내지 3Q)이, 전류 싱크 DMOSFET(4)에 걸쳐 존재하는 최대 전압을 클램핑하기 위해, 특히 보다 높은 전압들(예컨대, 100V 초과)에서 동작하기 위해, 선택적으로 이용된다.
부품들(3A 내지 3Q) 각각은 개별적인 패키지에서의 개별 소자(discrete device)이고, 그의 인쇄 회로 기판 상에 그를 배치 및 실장하기 위해 픽-플레이스(pick-place) 동작만을 필요로 한다. 전류 싱크 DMOSFET, 클램핑 MOSFET(있는 경우), 및 그의 관련 LED 스트링은 흔히 "채널"이라고 한다.
n-채널 LED 구동기 시스템의 경우, 개별 MOSFET들(3A 내지 3Q) 및 DMOSFET들(4A 내지 4Q)의 각각의 세트는, 그의 대응하는 백색 LED들의 스트링과 함께, "n"번 반복된다. 예를 들어, SMPS 모듈(9)에 부가하여, 16-채널 백라이트 시스템은, 스칼라 IC(8)로부터 발생된 비디오 정보에 응답하여 로컬 디밍을 용이하게 하기 위해, 34개의 부품들, 즉 마이크로컨트롤러, HPC(high-pin-count, 핀 수가 많은) LED 인터페이스 IC, 및 32개의 개별 MOSFET들을 필요로 한다. 이 해결책은 복잡하고 고가이다.
어떤 경우들에, LED 전력을 2개 이상의 전원으로 분할하는 것, 예컨대, 임의의 하나의 전원 및 그의 부품들에서의 전력 손실을 감소시키는 것이 바람직하지만, 종래 기술의 LED 인터페이스 IC들은 다수의 독립적인 피드백 신호들을 지원할 수 없다. RGB 백라이트 디스플레이들의 경우, 이 해결책은 훨씬 더 복잡하고 고가이다. 기존의 그리고 종래의 LED 구동기들 및 제어기들이 집적 회로당 단지 하나의 CSFB 신호를 포함하기 때문에, 3개의 상이한 전원들을 독립적으로 조절하는 것은, 3개의 개별적인 전원과 함께, 3개의 개별적인 LED 인터페이스 IC들을 필요로 하고, 이는 현재의 RGB 백라이팅 해결책들을 엄청나게 고가로 만든다.
어느 경우든지, 많은 수의 개별 부품들의 조립[즉, 높은 BOM(build of materials) 수(high BOM count)]에 의해 PCB 어셈블리가 고가로 되고, 이는 HPC(high pin count) 패키지(6)의 높은 패키지 비용에 의해 더욱 악화된다. LED 구동 시스템의 개개의 채널에 대한 더 많은 회로 상세를 나타낸 도 2a에는, 이러한 많은 수의 핀들의 필요성이 예시되어 있다. 도시된 바와 같이, 각각의 채널은 "m"개의 직렬 연결된 LED들(21)의 스트링, 통합 고전압 다이오드(integral high-voltage diode)(23)를 갖는 캐스코드 클램프(cascode-clamp) MOSFET(22), 전류 싱크 MOSFET(24), 및 전류 감지 I-정밀 게이트 구동기 회로(I-Precise gate driver circuit)(25)를 포함한다.
능동 전류 싱크 MOSFET(24)는 게이트, 소스 및 드레인 연결을 가지는 개별 전력 MOSFET(바람직하게는, 수직 DMOSFET)이다. I-정밀 게이트 구동기 회로(25)는 전류 싱크 MOSFET(24)에서의 전류를 감지하고 정밀한 양의 전류를 도통시키기 위해 그에게 필요한 게이트 구동 전압을 제공한다. 정상 동작 중에, 전류 싱크 MOSFET(24)는 그의 포화 동작 모드(saturated mode of operation)에서 동작하여, 그의 드레인-소스 전압와 무관하게 일정한 전류 레벨을 제어한다. 드레인 전압 및 전류가 동시에 존재하는 결과로서, MOSFET(24)에서 전력이 손실된다.
2가지 목적을 위해 - LED 고장 회로(27)에서의 단락된 LED들의 발생을 검출하기 위해 그리고 CSFB 회로(26)를 통한 시스템의 SMPS로의 피드백을 용이하게 하기 위해 -, 전류 싱크 MOSFET(24)의 드레인 전압의 연속적인 측정이 필요하다. CSFB 회로(26)에 의해 발생된 신호는 +VLED를, 모든 LED 스트링이 발광되도록 보장하기 위해 충분히 높지만 원하지 않는 전력 손실을 가져오는 전류 싱크 DMOSFET(24)에 가해지는 과도한 전압을 피하기 위해 충분히 낮은 적절한 전압으로 동적으로 조절하는 데 아주 중요하다. 단지 하나의 CSFB 신호에 의해, 2개 이상의 전원으로부터 LED들에 전력을 공급하는 것(즉, SMPS에서의 크기, 비용 및 발열을 감소시키기 위해 전력 요구사항을 둘로 분할하는 것)이 가능하지 않다.
전류 싱크 MOSFET(24)는 제어 IC, 구체적으로는, 전류 측정을 위한 소스, 소자를 바이어스시키기 위한 게이트, 그리고 고장 및 피드백 감지를 위한 드레인으로의 3개의 연결을 필요로 한다. 채널당 이들 3개의 연결은 개별 대 IC 인터페이스(28)를 가로질러 나타내어져 있다. 심지어, 캐스코드 클램프 MOSFET(22)가 제거되어 있고 전류 싱크 MOSFET(24)가 HV 통합 다이오드(23)로 나타낸 고전압을 견뎌야만 하는 도 2b에서도, 각각의 채널은 여전히 인터페이스(28)를 가로지르는 채널당 3개의 핀을 필요로 한다. 이 채널당 3개의 핀 요구사항은 도 1에 도시되어 있는 HPC(high-pin count) 인터페이스 IC(6)에 대한 필요성을 설명한다. 16 채널 구동기의 경우, 채널당 3개의 핀의 필요성은 출력들을 위해 48개의 핀을 사용한다. SPI 버스 인터페이스, 아날로그 기능들, 전원들 및 기타를 포함하여, 고가의 64 또는 72-핀 패키지가 필요하다. 설상가상으로, 많은 TV 인쇄 회로 기판 어셈블리 하우스들(printed circuit board assembly houses)은 0.8 또는 1.27 mm보다 작은 핀 피치(pin pitch)를 갖는 패키지들을 솔더링할 수 없다. 0.8 mm 핀 피치를 갖는 72-핀 패키지는 모든 핀들을 설치하는 데 필요한 주변 선형 가장자리를 수용하기 위해 14 x 14 mm 플라스틱 보디를 필요로 한다.
도 1에 도시되어 있는 멀티칩 구조에서의 한가지 중요한 문제는, 그다지 전력 손실이 일어나지 않는 경우, 인터페이스 IC(6) 내의 온도 감지 회로가 인터페이스 IC 자체의 온도만을 검출할 수 있다는 것이다. 안타깝게도, 온도 감지가 가능하지 않은 개별 전류 싱크 DMOSFET들(4)에서 상당한 열이 발생되고 있다. 온도 감지가 없을 때, 시스템이 상태를 검출하거나 교정할 수 없는 경우, 전류 싱크 MOSFET들(4A 내지 4Q) 중 임의의 하나가 과열될 수 있다.
요약하면, 로컬 디밍 기능을 갖는 LCD 패널들의 LED 백라이팅을 위한 현재의 구현들은 비용, 성능, 특징들 및 안전에서 수많은 기본적인 제한들이 있다.
고도로 통합된 LED 구동기 해결책들은 고가의 HPC(high pin count) 패키지들에 패키징되어 있는 고가의 대면적 다이를 필요로 하고, 열을 단일의 패키지에 집중시켜, 구동기를, 전류 싱크 MOSFET들의 선형 동작으로부터 생기는 전력 손실로 인해 보다 낮은 전류로 제한하고, LED 순방향 전압 불일치로부터 생기는 전력 손실로 인해 보다 낮은 전압으로 제한하며, 이는 더 많은 수의 직렬 연결된 LED들에 대해 악화된다.
LED 제어기를 개별 전력 MOSFET들과 결합시키는 멀티칩 해결책들은 BOM 수 및 핀 수가 훨씬 더 많은 HPC(high-pin-count) 패키징을 필요로 한다. 완전히 통합된 LED 구동기들의 핀 수의 거의 3배를 가지는 경우, 16 채널 해결책은 33 내지 49개의 부품들 및 14 mm x 14 mm 정도로 큰 72-핀 패키지를 필요로 할 수 있다. 더욱이, 개별 MOSFET들은 열 감지 또는 과열로부터의 보호를 제공하지 않는다. 단지 하나의 피드백 신호만 있는 경우, 비용 및 복잡도를 증가시키는 부가의 인터페이스 IC들을 포함하지 않으면 이들 LED 구동기는 2개 이상의 LED 전원에 전력을 공급할 수 없다.
이와 유사하게, 이들 기존의 LED 구동기 및 인터페이스 IC들의 사용을 RGB 백라이팅으로 확장하는 것은, 3개의 대형 HPC(high-pin count) 패키지들 및 모든 관련 개별 MOSFET들을 비롯하여, 훨씬 더 높은 BOM 수를 필요로 한다.
로컬 디밍을 갖는 TV에 대한 비용 효과적이고 신뢰성있는 백라이트 시스템에 대해 필요한 것은 개별 MOSFET들을 제거하고 낮은 전체 패키지 비용을 제공하며, 임의의 부품 내의 열의 집중을 최소화하고, 과열(over-temperature) 검출 및 열 보호를 용이하게 하며, 저전압 부품들을 고전압으로부터 그리고 단락된 LED들로부터 보호하고, 상이한 크기의 디스플레이들에 대응하기 위해 유연하게 스케일링되며, LED 전류 및 밝기의 정밀 제어를 유지하는 새로운 반도체 칩 세트이다.
이상적으로는, 커스텀 집적 회로(custom integrated circuit)를 필요로 함이 없이 다양한 수의 채널들, 피드백 신호들, 전원들, 및 상이한 크기의 디스플레이 패널들에 대응하기 위해 유연한 해결책이 확장가능할 것이다.
본 발명에 따른 시스템은 복수의 발광 다이오드(light-emitting diode, LED) 스트링들에 대한 단일의 공급 전압을 설정하기 위해 전류 감지 피드백(current sense feedback, CSFB) 신호를 스위치 모드 전원(switch-mode power supply, SMPS) 모듈로 전송하는 인터페이스 집적 회로(IC)를 포함한다. 복수의 LED 구동기 IC들은 LED 스트링들에서의 전류들을 제어하고 LED 스트링들에 대한 기타 기능들을 제공한다.
각각의 LED 구동기 IC는 적어도 2개의 LED 스트링들(채널들)을 제어하고, LED 구동기 IC 내의 래치들에 기능적으로 링크되는 직렬 조명 인터페이스(serial lighting interface, SLI) 버스 시프트 레지스터를 포함한다. 래치들은 LED 스트링들에서의 전류들을 제어하고 LED 스트링들과 관련한 기타 기능들(LED 스트링에서의 단락 회로 및 개방 회로 그리고 LED 구동기 IC에서의 과도한 온도를 검출하는 것 등)을 제어 또는 모니터링하는 데 사용될 수 있는 디지털 데이터를 저장하는 데 사용된다.
본 발명에 따르면, 각각의 LED 구동기 IC는 각각의 제어되는 LED 스트링에 걸친 순방향 전압 강하를 주기적으로 샘플링하는 회로 및 이러한 샘플들의 디지털 표현을 저장하는 CSFB 샘플 래치(CSFB sample latch)를 포함한다. CSFB 래치는 LED 구동기 IC에 의해 제어되는 LED 스트링들 중 임의의 것에서의 가장 높은 순방향 전압 강하의 디지털 표현을 저장할 수 있다. 각각의 CSFB 래치는 LED 구동기 IC의 SLI 버스 시프트 레지스터 내의 레지스터에 결합되어 있다. 어떤 실시예들에서, LED 스트링을 통과하는 전류를 제어하는 전류 싱크 MOSFET에서의 전압을 감지하는 것에 의해, LED 스트링에 걸친 순방향 전압 강하가 검출된다.
LED 구동기 IC들 내의 각자의 SLI 버스 시프트 레지스터들은 "데이지 체인(daisy chain)" 배열로 SLI 버스 라인들에 의해 서로 직렬로 연결되어 있고, 그로써 인터페이스 IC에서 시작되기도 하고 종단되기도 하는 SLI 버스를 형성한다. 이와 같이, SLI 버스 레지스터들에 이전에 저장되었던 데이터 비트들을 직렬 방식으로 다시 인터페이스 IC로 푸시하는 프로세스에서, 인터페이스 IC로부터 시프트되는 데이터 비트들은 SLI 버스 시프트 레지스터들 및 이들을 연결시키는 SLI 버스 라인들을 통해 직렬로 이동하고 인터페이스 IC로 되돌아온다.
어떤 실시예들에서, SLI 버스 시프트 레지스터는 LED 구동기 IC 내의 CSFB 래치로부터 수신되는 CSFB 데이터를 저장하는 전용 CSFB 레지스터를 포함한다. 이와 유사하게, SLI 버스 시프트 레지스터는 LED 구동기 IC 내의 다른 기능 및 샘플링 래치들과 일대일 관계로 링크되어 있는 다른 전용 레지스터들을 포함할 수 있다.
다른 대안으로서, 바람직한 실시예에서, 각각의 LED 구동기 IC 내의 SLI 버스 시프트 레지스터는 프리픽스 레지스터(prefix register) 및 데이터 레지스터(data register)를 포함한다(즉, SLI 버스 레지스터 내의 레지스터들과 LED 구동기 IC 내의 래치들 간의 일대일 관계). LED 구동기 IC 내의 CSFB 래치 및 다른 래치들은 프리픽스 레지스터 내의 디지털 워드(digital word)(어드레스)에 의해 식별되고, 그에 의해 CSFB 래치에 저장되어 있는 데이터가 데이터 레지스터로 복사될 수 있게 된다. 이 구조는 LED 구동기 IC 상의 값비싼 반도체 "점유 면적(real estate)"을 절감하고 그로써 비용을 상당히 감소시킨다.
어느 실시예에서든지, LED 구동기 IC에 의해 제어되는 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 디지털 워드가 구동기 IC의 SLI 버스 시프트 레지스터 내의 레지스터 내로 판독되어 그 곳에 저장될 수 있다.
인터페이스 IC는 SLI 버스 시프트 레지스터들에 저장되어 있는 CSFB 데이터를 수신할 수 있고 그로부터 LED에 의해 제어되는 LED 스트링들 중 임의의 것의 가장 높은 순방향 전압 강하를 나타내는 CSFB 워드를 선택할 수 있는 회로를 포함한다. 이 워드는 이어서, 제어되는 LED 스트링들 모두에 대한 적절한 공급 전압을 설정하기 위해 SMPS 모듈이 사용하는 CSFB 신호를 발생시키기 위해, 인터페이스 IC에 의해 사용된다.
LED 구동기 IC들에서의 CSFB 데이터의 샘플링은 사전 결정된 간격으로 수행되고, 이들 각각이 있은 후에, 데이터는 다시 인터페이스 IC로 시프트되고, 인터페이스 IC는 이어서 새로운 CSFB 신호를 SMPS 모듈로 송신하여, 공급 전압이 제어되는 LED 스트링들 중의 새로운 가장 높은 순방향 전압 강하에 기초하여 적절히 조절될 수 있게 한다.
이 구성은 상이한 수의 LED 스트링들 및 기타 파라미터들을 포함하는 시스템들에 대한 유연성 및 확장성을 가능하게 한다.
이 구성은 또한 LED 구동 시스템이 상이한 SMPS 모듈들에 의해 상이한 공급 전압들을 공급받는 상이한 LED 스트링 그룹들로 용이하게 분할될 수 있게 한다. 이것은, 예를 들어, 디스플레이가 적색, 녹색 및 청색 LED들의 개별적인 스트링들을 포함할 때(이는 통상적으로 상이한 공급 전압들을 필요로 함) 유용하다. 이 상황에서, 인터페이스 IC는 적색, 녹색 및 청색 LED 스트링들에, 각각, 관련되어 있는 CSFB 워드들을 분리시킬 수 있고 적절한 CSFB 신호들을 상이한 LED 스트링들에 대한 공급 전압들을 제공하는 개별적인 SMPS 모듈들로 송신할 수 있는 회로를 포함한다. SLI 버스 시프트 레지스터들이 전용 CSFB 레지스터들을 포함하는 실시예들에서, CSFB 데이터가 LED 스트링들 중 어느 것에 관련되어 있는지를 식별하기 위해 수신되는 비트들의 수를 카운트하는 것에 의해 분리 프로세스가 수행될 수 있다. SLI 시프트 레지스터들이 프리픽스 레지스터 및 데이터 레지스터를 포함하는 실시예들에서, 프리픽스는 CSFB 데이터가 LED 스트링들 중 어느 것에 관련되어 있는지를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
도 1은 개별 DMOSFET들을 통합된 전류 싱크들 및 보호 전압 클램프들로서 사용하는 LCD 백라이팅을 위한 종래 기술의 다채널 LED 구동 시스템을 나타낸 도면.
도 2a는 개별 전류 싱크 DMOSFET들 및 보호 고전압 캐스코드 클램프 DMOSFET들을 사용하는 개개의 LED 구동 채널의 개략도.
도 2b는 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않고 개별 고전압 전류 싱크 DMOSFET들을 사용하는 개개의 LED 구동 채널의 개략도.
도 3a는 보호 고전압 캐스코드 클램프 DMOSFET들 및 팻 SLI 버스 인터페이스(fat SLI bus interface)를 갖춘, 직렬 버스 제어를 갖는 듀얼 채널 고전압 지능형 LED 구동기의 개략도.
도 3b는 캐스코드 클램프 MOSFET들 및 팻 SLI 버스 인터페이스를 갖지 않고 고전압 전류 싱크 MOSFET들을 사용하는, 직렬 버스 제어를 갖는 듀얼 채널 고전압 지능형 LED 구동기의 개략도.
도 3c는 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않고 고전압 전류 싱크 MOSFET들을 사용하며 프리픽스 다중화된 SLI 버스 인터페이스를 포함하는, 직렬 버스 제어를 갖는 듀얼 채널 고전압 지능형 LED 구동기의 개략도.
도 4a 및 도 4b는 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않고 SLI 직렬 버스 제어를 포함하는 지능형 LED 구동기들을 사용하는 다채널 LED 백라이트 시스템을 나타낸 도면.
도 5는 상당히 감소된 BOM(build-of-materials)을 나타내는, 도 4에 도시된 시스템의 간략화된 개략도.
도 6은 내장된 SLI 버스 제어를 갖는 지능형 백라이팅 시스템의 SLI 버스 기반 제어를 나타낸 개략도.
도 7a는 내장된 CSFB 피드백을 갖고 팻 SLI 버스 인터페이스 및 프로토콜을 사용하는 대응하는 디지털 제어 및 타이밍(digital control and timing, DC&T) 그리고 아날로그 제어 및 감지(analog control and sensing, AC&S) 회로를 갖는 듀얼 채널 LED 구동기의 블록도.
도 7b는 내장된 CSFB 피드백을 갖고 프리픽스 다중화된 SLI 버스를 사용하는 대응하는 디지털 제어 및 타이밍(digital control and timing, DC&T) 그리고 아날로그 제어 및 감지(analog control and sensing, AC&S) 회로를 갖는 듀얼 채널 LED 구동기의 블록도.
도 8은 프리로드(preload) 및 능동 래치들 그리고 내장된 CSFB 기능을 포함하는 대응하는 3 계층 레지스터-래치 아키텍처를 갖는 다기능 프리픽스 다중화된 SLI 버스 레지스터를 나타낸 블록도.
도 9는 LED 구동기 IC로부터 인터페이스 IC까지의 SLI 버스에 내장된 CSFB 신호의 통신 경로를 나타낸 간략화된 도면.
도 10a는 보호 고전압 캐스코드 클램프 DMOSFET 및 팻 SLI 버스를 갖춘, SLI 버스에 내장된 CSFB 및 직렬 버스 제어를 갖는 듀얼 채널 고전압 지능형 LED 구동기의 개략도.
도 10b는 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않고 고전압 전류 싱크 MOSFET들을 사용하며 팻 SLI 버스를 포함하는, SLI 버스에 내장된 CSFB 및 직렬 버스 제어를 갖는 듀얼 채널 고전압 지능형 LED 구동기의 개략도.
도 10c는 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않고 고전압 전류 싱크 MOSFET들을 사용하며 프리픽스 다중화된 SLI 버스를 포함하는, SLI 버스에 내장된 CSFB 및 직렬 버스 제어를 갖는 듀얼 채널 고전압 지능형 LED 구동기의 개략도.
도 11a 및 도 11b는 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖는 지능형 LED 구동기들 및 SLI 버스에 내장된 CSFB 신호를 사용하는 다채널 LED 백라이트 시스템을 나타낸 도면.
도 12는 아날로그 CSFB 회로의 일 실시예를 나타낸 도면.
도 13은 아날로그-디지털 CSFB 변환기의 일 실시예를 나타낸 도면.
도 14는 디지털-아날로그 CSFB 변환기의 일 실시예를 나타낸 도면.
도 15는 듀얼 전원에 대한 내장된 SLI 버스 제어를 갖는 지능형 백라이팅 시스템의 SLI 버스 기반 제어를 나타낸 개략도.
도 16은 팻 SLI 버스 프로토콜을 사용하는 듀얼 전원을 제어하는 인터페이스 IC의 블록도.
도 17은 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜 및 프리픽스 특정 CSFB 신호들을 사용하는 듀얼 전원을 제어하는 인터페이스 IC의 블록도.
도 18은 단일의 SLI 버스 프리픽스를 사용하는 쿼드-CSFB SLI 버스 프로토콜 및 디코딩 시스템의 블록도.
도 19는 대안의 쿼드-CSFB 인코딩된 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜을 사용하는 다수의 전원들을 제어하는 인터페이스 IC의 블록도.
도 20은 구동기 IC당 1 컬러 분할(one-color per driver IC partitioning)을 갖는 트리플 전원에 대한 내장된 SLI 버스 제어를 갖는 지능형 RGB 백라이팅 시스템의 SLI 버스 기반 제어를 나타낸 개략도.
도 21은 구동기 IC당 3 컬러 분할(three-color per driver IC partitioning)을 갖는 트리플 전원에 대한 내장된 SLI 버스 제어를 갖는 지능형 RGB 백라이팅 시스템의 SLI 버스 기반 제어를 나타낸 개략도.
도 22는 4개의 상이한 공급 전압들을 발생시키기 위해 독립적인 피드백 제어를 제공하는, 8개의 전류 싱크 DMOSFET들 및 4개의 독립적인 CSFB 검출 회로들을 통합시키는 8-채널 LED 구동기를 나타낸 도면.
배경 기술 섹션에 기술된 바와 같이, TV 및 대화면 LCD에 대한 기존의 백라이트 해결책들은 복잡하고, 고가이며, 유연성이 없다. 안전 및 신뢰성있는 동작을 희생시키는 일 없이 로컬 디밍(local dimming)을 갖는 LCD에 대한 백라이트 시스템의 비용을 감소시키는 것은, 적어도 개별 MOSFET들을 없애고, 임의의 부품 내에의 열의 집중을 최소화하며, 과열 검출 및 열 보호를 용이하게 하며, 저전압 부품들을 고전압으로부터 보호하는 완전히 새로운 아키텍처를 필요로 한다. 이 목적들을 충족시키는 것만으로는 가정용 소비자 전자제품 시장의 요구하는 비용 목표를 만족시킬 수 있는 정말로 비용 효과적인 해결책을 달성하는 데는 불충분할 수 있지만, 이러한 개선은 저비용 로컬 디밍을 실현하기 위한 이러한 목표를 향한 필요한 첫번째 단계이다.
본 명세서에 기술되어 있는 본 발명은 에너지 효율적인 로컬 디밍 기능을 갖는 대화면 LCD 및 TV에 대한 안전하고 경제적으로 실행가능한 LED 백라이팅 시스템을 실현하기 위한 새로운 비용 효율적이고 확장가능한 아키텍처를 가능하게 한다. 본 명세서에 개시되어 있는 새로운 LED 구동 시스템, 기능 분할, 및 아키텍처는 비용, 기능 및 HPC(high pin count) 패키지에 대한 필요성에서의 앞서 언급한 문제점들을 완전히 제거한다. 새로운 아키텍처는 다음과 같은 것들을 비롯한 특정의 기본적인 전제조건들에 기초하고 있다:
1. 전류 싱크 MOSFET들의 아날로그 제어, 감지, 및 보호는, 다른 IC 내로 분리되어 있지 않는, 그의 관련 전류 싱크 MOSFET들과 함께 기능적으로 통합되어야만 한다.
2. 기본적인 디밍, 위상 지연 기능, LED 전류 제어 및 채널 특정 기능은, 다른 IC 내로 분리되어 있지 않는, 이들이 제어하는 전류 싱크 MOSFET들과 함께 기능적으로 통합되어야만 한다.
3. 시스템 타이밍, 시스템 μC 호스트 협상, 및 특정의 채널에 고유하지 않은 기타 전역적(global) 파라미터들 및 기능들은 전류 싱크 MOSFET들과 함께 기능적으로 통합되어서는 안된다.
4. 지정된 LED 전류, 공급 전압 및 LED 순방향 전압 불일치 요구사항을 만족시키면서 과열을 피하기 위해, 패키징된 소자당 통합된 채널들(즉, 전류 싱크 MOSFET들)의 수가 열 관리를 위해 최적화되어야만 한다.
5. 다채널 LED 구동기들과의 통신 및 그의 제어가, 이상적으로는 중앙 인터페이스 IC에서는 물론 각각의 LED 구동기 IC에서도 총 3개 이하의 패키지 핀을 필요로 하는 LPC(low-pin count, 핀 수가 적은) 방법을 이용해야만 한다. 통신 방법은 구동기 IC 다이 면적 및 비용의 작은 부분만을 구성해야만 한다.
6. 단층 PCB 어셈블리와 양립할 수 있는 저비용 및 LPC(low-pin count) 패키지의 사용을 용이하게 하기 위해 인터페이스 IC 및 구동기 IC에서의 기능적 통합의 레벨이 평형을 이루어야만 한다.
7. 이상적으로는, 시스템이 IC의 상당한 재설계를 필요하지 않고 임의의 수의 채널로 유연하게 스케일링되어야만 한다.
도 1의 종래의 아키텍처(즉, 다수의 개별 전력 MOSFET들을 구동하는 중앙 제어기)는 심지어 상기 목적들 중 하나도 충족시키지 않는데, 주된 이유는 모든 디지털 및 아날로그 정보 처리를 위한 중앙 제어점 또는 "명령 센터"를 필요로 하기 때문이다. 필연적으로, 명령 센터 IC는 그의 μC 호스트와 통신해야만 하는 것은 물론, 모든 전류 싱크 MOSFET를 직접 감지하고 구동해야만 한다. 이러한 높은 정도의 부품 연결은 많은 수의 입력 라인 및 출력 라인을 요구하여, HPC(high pin count) 패키징이 필요해진다.
분산형 LED 구동 아키텍처 개요
종래 기술과 극명하게 달리, 이상의 설계 기준은, 꼭 그럴 필요는 없지만, 중앙 제어를 필요로 하지 않는 시스템인 "분산형(distributed)" 시스템을 기술하고 있다. 개시된 분산형 시스템에서, 인터페이스 IC는 호스트 μC로부터 획득된 정보를 간단한 직렬 통신 프로토콜로 변환하고, 직렬 버스에 연결되어 있는 임의의 수의 지능형 LED 구동기 "위성(satellite)" IC들로 명령어들을 디지털적으로 송신한다.
이상의 기준을 용이하게 하는 LED 구동기의 구현은, 그 전체가 본 명세서에 참조 문헌으로서 포함되는, 발명의 명칭이 "통합 디밍 기능을 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with Integral Dimming Capability)"인 Williams 등의 미국 출원 제13/346,625호에 기술되어 있다. LED 구동기의 대안의 버전은, 그 전체가 또한 본 명세서에 참조 문헌으로서 포함되는, 발명의 명칭이 "개선된 직렬 버스를 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with Improved Serial Bus)"인 Williams 등의 미국 출원 제13/346,647호에 기술되어 있다.
인터페이스 IC 및 LED 구동기 IC에 대한 하드웨어 설명, 및 LED 조명을 제어하는 것에 특히 관련되어 있는 파라미터들을 포함하는 본 발명의 "직렬 조명 인터페이스" 또는 SLI 버스 - 직렬 통신 프로토콜의 몇가지 버전들의 동작을 비롯한, 이들 출원의 주요 개념들이 여기에서 재차 언급된다. 각각의 구동기 IC는, 그의 SLI 버스 디지털 명령어들에 응답하여, 동적 정밀 LED 전류 제어, PWM 밝기 제어, 위상 지연, 및 고장 검출 등의 모든 필요한 LED 구동기 기능들을, 인터페이스 IC의 도움 없이 로컬적으로, 수행한다. 다시 인터페이스 IC에 "데이지 체인(daisy-chain)"으로 연결될 때, 구동기 IC들 중 임의의 것에서 일어나는 개방된 LED, 단락된 LED, 또는 과열 고장 등의 고장 상태들이 또한 다시 인터페이스 IC로 그리고 궁극적으로 호스트 μC로 전달될 수 있다.
2개의 상기 언급한 출원들에 개시되어 있는 기본적인 아키텍처가 유사하지만, 이 출원들의 SLI 버스 프로토콜 및 물리 인터페이스의 실현은 상이하다. 제1 출원에 기술되어 있는 "팻(fat)" SLI 버스 프로토콜에서는, 단일의 SLI 버스 브로드캐스트에서 모든 제어 파라미터들을 모든 LED 구동기 IC에 로드하기 위해 긴 디지털 워드가 이용된다(즉, 모든 구동기 IC의 모든 레지스터에 대한 모든 데이터가 인터페이스 IC로부터 SLI 버스 상으로 한꺼번에 시프트됨). 제2 출원에 기술되어 있는 대안의 버전인, 본 발명의 "프리픽스 다중화된" SLI 버스 프로토콜에서는, 보다 작은 디지털 워드들이 다수의 SLI 버스 브로드캐스트들을 사용하여 특정의 기능 래치들 쪽으로 보내진다.
이용되는 SLI 버스 프로토콜과 상관없이, 각각의 LED 구동기 IC는 아날로그 전류 감지 피드백(CSFB) 입력 핀 및 출력 핀(CSFBI 및 CSFBO)을 포함하고, 이들 핀은, 고전압 스위치 모드 전원(SMPS)에 피드백을 제공하여 LED 스트링들에 전력을 공급하는 전압을 동적으로 조절하기 위해, 다른 구동기 IC들의 CSFBI 핀 및 CSFBO 핀과 그리고 인터페이스 IC와 데이지 체인으로 연결되어 있다. 아날로그 CSFB 신호들은 모든 LED 구동기 IC 상에 2개의 패키지 핀을 필요로 한다. 각각의 LED 구동기 IC는 통합된 채널들의 수에 상관없이 단일의 CSFB 신호만을 출력한다.
SLI 버스를 통해, 모든 위성 LED 구동기 IC는 중앙 대응 인터페이스 IC와 통신하고, 비디오/그래픽 프로세서 또는 스칼라 IC로부터의 SPI 버스 명령들을 해석하며 그가 수신하는 SPI 버스 정보를 SLI 버스 명령들로 변환한다. 그의 번역 임무와 함께, 이 인터페이스 IC는 양호한 전류 일치를 보장하기 위해 필요한 모든 LED 구동기 IC들에 기준 전압을 공급하고, 그들의 동작을 동기화시키기 위해 Vsync 및 그레이 스케일 클록(grey scale clock, GSC) 펄스들을 발생시키고, 잠재적인 고장들이 있는지 모든 LED 구동기 IC를 모니터링한다. 이는 또한 온칩 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(operational transconductance amplifier, OTA)를 사용하여 아날로그 전압 CSFB 신호의 아날로그 전류 CSFB 신호로의 전압-전류 변환을 용이하게 한다. 아날로그 CSFB 신호는 인터페이스 IC 상에 2개의 패키지 핀(CSFBI 및 ICSFB)을 필요로 하고, CSFBI 핀은 LED 구동기 IC들로부터 전압 CSFB 신호를 수신하기 위한 것이고, ICSFB 핀은 전류 CSFB 신호를 SMPS로 전송하기 위한 것이다.
따라서, 정밀 전류 제어 및 디밍, 고장 검출 그리고 CSFB 감지 및 피드백이 시스템 인터페이스 IC가 아니라 고전압 전류 싱크 DMOSFET들과 통합되도록 LED 백라이트 시스템의 기능들을 재분할하는 것에 의해, HPC(high pin count) 패키지들이 제거되고 확장가능한 분산형 시스템이 실현된다.
통합 디밍, 고장 검출 및 CSFB 피드백을 갖는 LED 구동기
통합 전류 싱크 DMOSFET들(55A 및 55B), 통합 고전압 다이오드들(58A 및 58B)을 갖는 캐스코드 클램프 DMOSFET들(57A 및 57B), 정확한 전류 제어를 위한 I-정밀 게이트 구동기 회로들(56A 및 56B), 아날로그 제어 및 감지 회로(60), 그리고 디지털 제어 및 타이밍 회로(59)를 갖는 듀얼 채널 구동기를 포함하는, SLI 버스 통신을 갖는 본 발명의 LED 구동기 IC(51)의 구현이 도 3a에 도시되어 있다. 온칩 바이어스 공급 및 조절기(62)는 IC에 전력을 공급한다.
LED 구동기 IC(51)는 150V 차단 기능 및 ±2% 절대 전류 정확도를 갖는 250mA LED 구동의 2개의 채널의 완전한 제어, 12 비트의 PWM 밝기 제어, 12 비트의 PWM 위상 제어, 8 비트의 전류 제어, LED 개방 상태 및 LED 단락 상태에 대한 고장 검출 그리고 과열 검출을 제공하고, 이들 모두는 고속 SLI 버스를 통해 제어되고 공통의 Vsync 및 그레이 스케일 클록(grey-scale clock, GSC) 신호에 의해 다른 구동기들에 동기화되어 있다. 도시된 구체적인 예가 150V 차단 기능의 정격을 갖는 캐스코드 클램프 DMOSFET들(57A 및 57B)을 나타내고 있지만, 소자들은 필요에 따라 100V부터 300V까지의 동작을 위한 크기로 되어 있을 수 있다. 250mA의 구동기 IC의 전류 정격은 패키지의 전력 손실 및 2개의 LED 스트링들(52A 및 52B)에서의 순방향 전압의 불일치에 의해 설정된다.
동작을 설명하면, LED 구동기 IC(51)는 그의 직렬 입력(SI) 핀에서 데이터 스트림을 수신하고, 이 데이터 스트림은 SLI 버스 시프트 레지스터(61)의 입력에 피드된다. 데이터는 인터페이스 IC(도시 생략)에 의해 공급되는 직렬 클록(SCK) 신호에 의해 설정된 속도로 클록킹된다. 데이터에 대한 최대 클록 속도는 시프트 레지스터(61)를 구현하는 데 사용되는 CMOS 기술에 의존하지만, 심지어 0.5 μm 선폭 공정 및 웨이퍼 생산 라인(wafer fab)을 사용하여, 10MHz에서의 동작이 달성가능하다. SCK 신호가 계속 동작하고 있는 한, 데이터는 시프트 레지스터(61) 내로 시프트될 것이고 궁극적으로 직렬 출력 핀(SO)을 빠져나가 계속하여 직렬 데이지 체인에서의 그 다음 LED 구동기 IC로 간다.
구동기 IC(51)로 보내지게 되어 있는 데이터가 시프트 레지스터(61)에 도착한 후에, SCK 신호는 인터페이스 IC가 데이터를 송신하는 것에 의해 잠깐 중단된다. "팻" SLI 버스 프로토콜을 사용하여, LED 구동기 IC 파라미터들을 제어하는 데 사용되는 모든 직렬 데이터는 한번에 SLI 버스 시프트 레지스터(61) 내로 시프트된다[즉, 데이터가 데이지 체인에서의 모든 구동기 IC 내의 시프트 레지스터(61) 내로 시프트된다]. 단지 하나의 파라미터가 변경되어야만 할지라도, 모든 데이터가 시프트 레지스터들(61) 내에 재기입된다. 그 후에, Vsync 펄스가 시프트 레지스터(61)로부터의 데이터를 디지털 타이밍 및 제어(digital timing and control, DC&T) 회로(59) 내에 포함되어 있는 래치들에 그리고 아날로그 제어 및 감지 회로(AC&S) 회로(60) 내에 포함되어 있는 래치들에 래치하고, 이들 래치는 플립 플롭 또는 정적 RAM을 포함한다. 또한 Vsync 펄스 시에, AC&S 회로(60) 내에 포함되어 있는 고장 래치들 내로 이전에 기입된 임의의 데이터가 SLI 버스 시프트 레지스터(61)의 해당 비트들 내로 복사될 것이다.
직렬 클록 신호(SCK)의 재개는 시프트 레지스터(61) 내의 판독 및 기입 비트들을 계속하여 데이지 체인을 통해 그 다음 IC 내로 이동시킬 것이다. 바람직한 실시예에서, 데이지 체인은 인터페이스 IC에 다시 연결되는 루프를 형성한다. 새로운 데이터를 데이지 체인 내로 송신하는 것은 궁극적으로 시프트 레지스터들에 존재하는 기존의 데이터를 계속하여 루프를 통해 그리고 궁극적으로 다시 인터페이스 IC로 푸시한다. 이러한 방식으로, 인터페이스 IC는 개개의 LED 구동기 IC들과 통신하여 LED 스트링 밝기 및 타이밍을 설정할 수 있고, 개개의 구동기 IC들은 개개의 고장 상태들을 다시 인터페이스 IC로 전달할 수 있다.
이러한 클록킹 방식을 사용하여, LED 전류에 영향을 주거나 플리커를 야기하는 일 없이, 데이터가 많은 수의 구동기 IC들을 통해 고속으로 시프트될 수 있는데, 그 이유는 전류 싱크 DMOSFET들(55A 및 55B)을 제어하는 전류 및 타이밍이 각각의 새로운 Vsync 펄스 시에만 변하기 때문이다. Vsync는 60 Hz부터 960 Hz까지 변할 수 있고, 이 때 그레이 스케일 클록 주파수는 그에 비례하여, 통상적으로 Vsync 주파수의 4096배로 스케일링된다. Vsync가, SLI 버스 클록(SCK) 주파수와 비교하여, 1 kHz 미만으로 느리기 때문에, 인터페이스 IC는 데이터를 수정하여 재송신하거나, 주어진 수직 동기 펄스 지속기간 내에서 여러번 고장 래치에 대해 질의하는 유연성을 가진다.
Vsync 펄스에서 시작하여, DC&T 회로(59)는 적절한 위상 지연 후에 그리고 적절한 펄스 폭 지속기간 또는 듀티 팩터(duty factor)(D) 동안 I-정밀 게이트 구동기 회로들(56A 및 56B)의 출력을 온 및 오프로 토글시키기 위해 2개의 PWM 펄스들을 발생시킨다. I-정밀 게이트 구동기 회로들(56A 및 56B)은, 각각, 전류 싱크 MOSFET들(55A 및 55B)에서의 전류를 감지하고, 각각의 전류 싱크 MOSFET가 각각의 I-정밀 게이트 구동기 회로에 의해 제공되는 PWM 펄스에 의해 인에이블되어 있는 시간 동안 목표 전류를 유지하기 위해 적절한 게이트 구동 전압을 제공한다. I-정밀 게이트 구동기 회로의 동작은 따라서 디지털적으로 온 및 오프 펄싱되지만 아날로그 파라미터인 LED들에서의 전류를 제어하는 "스트로브" 증폭기(strobed amplifier)의 동작이다.
모든 LED 구동기 IC들에 대한 피크 전류는 Vref 신호에 의해 그리고 Iset 저항기(54)의 값에 의해 전역적으로 설정된다. 바람직한 실시예에서, Vref 신호는 인터페이스 IC에 의해 발생되거나, SMPS로부터의 보조 출력으로서 공급될 수 있다.
임의의 하나의 LED 스트링에서의 특정의 전류는 또한 전류 싱크 MOSFET의 전류를 256 내지 4096개의 다른 단계들로 피크 전류 값의 0% 내지 100%의 퍼센트로 각각 조절하는, 8 내지 12 비트 워드를 포함하는, 도트 래치(Dot latch)에 의해 SLI 버스를 통해 제어될 수 있다. 이러한 방식으로, 전류 모드 디지털-아날로그 변환기 또는 "전류 DAC"의 기능을 에뮬레이트하는 LED 전류의 정밀한 디지털 제어가 새로 개시된 아키텍처를 사용하여 가능하다. LCD 백라이팅 응용들에서, 백라이트 밝기를 교정하기 위해, 백라이트 균일성을 향상시키기 위해, 또는 3D 모드에서 동작하기 위해 이 특징이 사용될 수 있다.
도시된 바와 같이, LED 스트링(52A)을 통해 흐르는 전류는 전류 싱크 DMOSFET(55A) 및 대응하는 I-정밀 게이트 구동기 회로(56A)에 의해 제어된다. 이와 유사하게, LED 스트링(52B)을 통해 흐르는 전류는 전류 싱크 DMOSFET(55B) 및 대응하는 I-정밀 게이트 구동기 회로(56B)에 의해 제어된다. 전류 싱크 DMOSFET들(55A 및 55B)에 가해지는 최대 전압은 캐스코드 클램프 DMOSFET들(57A 및 57B)에 의해 제한된다. LED들의 수 "m"가 그다지 크지 않는 한, 전압 +VLED가 PN 다이오드들(58A 및 58B)의 항복 전압을 초과하지 않을 것이고, 전류 싱크 MOSFET들에 대한 최대 전압이 바이어스 회로(62)에 의해 캐스코드 클램프 DMOSFET들(57A 및 57B)에 가해지는 게이트 바이어스보다 한 문턱 전압 아래인 약 10V로 제한될 것이다. 바이어스 회로(62)는 또한 선형 전압 조절기 및 필터 커패시터(53)를 사용하여 24V VIN 입력으로부터 그의 내부 회로를 동작시키기 위한 5볼트 Vcc 전원을 발생시킨다.
전류 싱크 DMOSFET들(55A 및 55B)에 대한 드레인 전압들이 또한 AC&S 회로(60)에 의해 모니터링되고 SLI 버스 시프트 레지스터(61)로부터 그의 SLED 레지스터에 저장되어 있는 과전압 값(over-voltage value)과 비교된다. 드레인 전압이 프로그램된 값 미만인 경우, LED 스트링은 정상적으로 동작하고 있다. 그렇지만, 전압이 거의 규정된 값으로 상승하면, 하나 이상의 LED들이 단락되고 그 특정의 채널에 대해 고장이 검출되고 기록된다. 마찬가지로, I-정밀 게이트 구동기 회로가 요구된 전류를 유지할 수 없는 경우[즉, LED 스트링이 "부족 전류(undercurrent)"로 동작하고 있는 경우], 이는 LED가 고장나서 개방되고 회로 연속성이 상실되어 있다는 것을 의미한다. 그러면, 채널은 턴오프되고, 그의 CSFB 신호는 무시되며, 고장이 보고된다. 이 "부족 전류"를 감지하는 것은, I-정밀 게이트 구동기 회로가 전류 싱크 DMOSFET의 게이트를 가능한 한 "풀 온(full on)"으로 구동하고 있다는 것을 의미하는 포화 상태가 있는지 전류 싱크 DMOSFET를 모니터링하는 것에 의해, 또는 다른 대안으로서, I-정밀 게이트 구동기 회로의 입력 단자들에 걸친 전압 강하를 모니터링하는 것에 의해 수행될 수 있다. I-정밀 게이트 구동기 회로의 입력 단자들에서의 전압이 너무 낮게 떨어지는 경우, 부족 전류 상태가 발생하였고, 그로써 개방 LED 고장을 나타낸다.
과열 상태가 검출되는 경우, 고장이 보고되고 채널은 온인 채로 있으며, 인터페이스 IC가 그 채널을 차단시키라는 명령을 송신하지 않는 한, 도통하고 있다. 그렇지만, 온도가 계속하여 위험한 수준으로 상승하는 경우, AC&S 회로(60)는 채널을 독립적으로 디스에이블시키고 고장을 보고할 것이다. 단락된 LED이든, 개방된 LED이든, 또는 과열이든, 고장의 특성에 상관없이, 고장이 발생할 때마다, AC&S 회로(60) 내의 개방 드레인(open drain) MOSFET가 활성화되고 FLT 핀을 로우(low)로 풀링하여, 고장 상태가 발생했다는 것을 호스트 μC에 신호할 것이다.
AC&S 회로(60)는 또한, 3개의 전압들 중 어느 것이 가장 낮은지를 판정하고 그 전압을 CSFBO 출력 핀으로 전달하기 위해, 2개의 전류 싱크 DMOSFET들(55A 및 55B)의 드레인들에서의 그리고 CSFBI 입력 핀에서의 전압들을 반영하는 아날로그 전류 감지 피드백(CSFB) 신호를 포함한다. 이러한 방식으로, 가장 낮은 전류 싱크 MOSFET 소스 전압, 따라서 가장 높은 순방향 전압 강하를 갖는 LED 스트링이 그 다음 구동기 IC의 입력으로 그리고 궁극적으로 다시 인터페이스 IC로 전달되며, 인터페이스 IC는, 그에 응답하여, SMPS가 LED 스트링들에 대한 전원 레일에 정확한 +VLED를 공급하기 위해 사용하는 CSFB 신호를 발생시킨다. 통합된 전류 감지 피드백 기능은 각각의 LED 구동기 IC 상의 2개의 핀(CSFBI 및 CSFBO)을 사용하고, LED 구동기 IC(51)에 통합되어 있는 채널들의 수에 상관없이, CSFBO 핀 상에 단지 하나의 아날로그 신호만을 출력한다.
기술된 방식으로, 통합 디밍 및 고장 검출 기능을 갖는 LED 구동기 IC(51)는 중앙 인터페이스 IC를 필요로 함이 없이 실현될 수 있다.
이상의 기준을 충족시키는 LED 구동기(65)의 대안의 구현예가 도 3b에 도시되어 있다. LED 구동기 IC(66)에 통합되어 있는 LED 구동기(65)는 통합된 전류 싱크 DMOSFET들을 갖지만 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않는 듀얼 채널 구동기이다. 그 대신에, 전류 싱크 DMOSFET들(72A 및 72B)은 DMOSFET들(72A 및 72B)이 오프 상태에 있을 때 고전압에 견디도록 설계되어 있는 통합 고전압 다이오드들(73A 및 73B)을 포함한다. 통상적으로, 이러한 설계는 100V 미만에서의 동작에 가장 적용가능하지만, 필요한 경우, 150V로 확장될 수 있다. 도 3a의 LED 구동기 IC(51)에서와 같이, I-정밀 게이트 구동기 회로들(71A 및 71B)은 아날로그 제어 및 감지 회로(70)와 디지털 제어 및 타이밍 회로(74)에 의해 제어되는 정확한 전류 제어를 용이하게 한다. 온칩 바이어스 공급 및 조절기(69)는, 이 경우에, 구동기 IC(51)에서와 같이 24V 입력으로부터가 아니라 Vcc로부터 LED 구동기 IC(66)에 전력을 공급한다. 캐스코드 클램프 DMOSFET들이 없는 것 이외에도, 그의 SLI 버스(75)를 통해 제어되는 구동기 IC(66)는 구동기 IC(50)와 유사하게 동작한다.
LED 구동기 IC(66)는 2개의 핀을 사용하는 통합된 전류 감지 피드백 기능을 포함하고, 통합된 채널들의 수에 상관없이, 단지 하나의 아날로그 신호(CSFBO)를 출력한다.
프리픽스 다중화된 SLI 버스(prefix-multiplexed SLI bus)를 사용하는 본 발명의 LED 구동기(80)의 한 구현예가 도 3c에 도시되어 있다. LED 구동기(80)는 듀얼 채널 구동기이고 LED 구동기 IC(81) 상에 형성된다. LED 구동기는 통합 고전압 다이오드들(88A 및 88B)을 갖는 전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B), I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 및 86B), 아날로그 제어 및 감지(AC&S) 회로(85), 그리고 디지털 제어 및 타이밍(DC&T) 회로(89)를 포함한다. 온칩 바이어스 공급 및 조절기(84)는 Vcc 입력으로부터 LED 구동기 IC(81)에 전력을 공급한다.
LED 구동기(80)는 150V 차단 기능 및 ±2% 절대 전류 정확도를 갖는 250mA LED 구동의 2개의 채널의 완전한 제어, 12 비트의 PWM 밝기 제어, 12 비트의 PWM 위상 제어, 8 비트의 전류 제어, LED 개방 상태 및 LED 단락 상태에 대한 고장 검출 그리고 과열 검출을 제공하고, 이들 모두는 고속 SLI 버스를 통해 제어되고 공통의 Vsync 및 그레이 스케일 클록(GSC) 신호에 의해 다른 구동기들에 동기화되어 있다. 도시된 구체적인 예가 150V 차단 기능의 정격을 갖는 전류 싱크 DMOSFET들을 나타내고 있지만, 소자들은 필요에 따라 100V부터 300V까지의 동작을 위한 크기로 되어 있을 수 있다. 250mA의 소자의 전류 정격은 패키지의 전력 손실 및 구동되고 있는 2개의 LED 스트링들에서의 순방향 전압의 불일치에 의해 설정된다. 100V 정격 초과에서, 고전압 캐스코드 클램프 DMOSFET들(도시 생략)을 전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B)과 직렬로 통합시키는 것이 유리하고, 그로써 전류 싱크 MOSFET들(87A 및 87B)은 클램프 전압 초과(즉, 12V 초과)에서의 동작을 필요로 하지 않는다.
동작을 설명하면, LED 구동기 IC(81)는 그의 직렬 입력(SI) 핀에서 데이터 스트림을 수신하고, 이 데이터 스트림은 프리픽스 다중화된 SLI 버스 시프트 레지스터(90)의 입력에 피드된다. 데이터는 인터페이스 IC(도시 생략)에 의해 공급되는 직렬 클록(SCK) 신호에 의해 설정된 속도로 클록킹된다. 데이터에 대한 최대 클록 속도는 시프트 레지스터(90)를 구현하는 데 사용되는 CMOS 기술에 의존하지만, 심지어 0.5 μm 선폭 공정 및 웨이퍼 생산 라인을 사용하여, 10MHz에서의 동작이 달성가능하다. SCK 신호가 계속 동작하고 있는 한, 데이터는 시프트 레지스터(90) 내로 시프트될 것이고 궁극적으로 직렬 출력 핀(SO)을 빠져나가 계속하여 직렬 데이지 체인에서의 그 다음 소자로 간다.
특정의 구동기 IC에 대응하는 데이터가 시프트 레지스터(90)에 도착한 후에, SCK 신호는 인터페이스 IC가 데이터를 송신하는 것에 의해 잠깐 중단된다. 디코더(91)는 제어될 기능 래치 및 채널을 해석하고, SLI 버스 인터페이스(90) 내의 데이터 레지스터를 디지털 제어 및 타이밍(DC&T) 회로(89) 또는 아날로그 제어 및 감지(AC&S) 회로(85) 내의 해당 기능 래치에 연결시키라고 멀티플렉서(92)에 지시한다.
그 후에, Vsync 펄스는 SLI 버스(90) 내의 데이터 시프트 레지스터로부터의 데이터를 DC&T 회로(89) 또는 AC&S 회로(85) 중 어느 하나 내에 포함되어 있는 래치들에 래치하고, 래치들은 플립 플롭 또는 정적 RAM을 포함한다. 디코더가 AC&S 회로(85) 내의 고장 래치를 조사하라고 SLI 버스에 지시하는 경우, 이어서 Vsync 펄스 시에, AC&S 회로(85) 내에 포함되어 있는 고장 래치들 내로 이전에 기입된 임의의 데이터가 SLI 버스 시프트 레지스터(90)의 적절한 비트들 내로 복사될 것이다.
직렬 클록(SCK) 신호의 재개는 시프트 레지스터(90) 내의 판독 및 기입 비트들을 계속하여 데이지 체인을 통해 그 다음 IC 내로 이동시킨다. 바람직한 실시예에서, 데이지 체인은 데이터를 송신하는 인터페이스 IC에 다시 연결되는 루프를 형성한다. 새로운 데이터를 데이지 체인 내로 송신하는 것은 궁극적으로 시프트 레지스터들에 존재하는 기존의 데이터를 계속하여 루프를 통해 그리고 궁극적으로 다시 인터페이스 IC로 푸시한다. 이러한 방식으로, 인터페이스 IC는 개개의 LED 구동기 IC들과 통신하여 LED 스트링 밝기 및 타이밍을 설정할 수 있고, 개개의 구동기 IC들은 개개의 고장 상태들을 다시 인터페이스 IC로 전달할 수 있다.
이러한 클록킹 방식을 사용하여, LED 전류에 영향을 주거나 플리커를 야기하는 일 없이, 데이터가 많은 수의 구동기 IC들을 통해 고속으로 시프트될 수 있는데, 그 이유는 전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B)을 제어하는 전류 및 타이밍이 각각의 새로운 Vsync 펄스 시에만 변하기 때문이다. Vsync는 60 Hz부터 960 Hz까지 변할 수 있고, 이 때 그레이 스케일 클록 주파수는 그에 비례하여, 통상적으로 Vsync 주파수의 4096배로 스케일링된다. Vsync가, 직렬 클록(SCK) 신호의 주파수와 비교하여, 1kHz 미만으로 느리기 때문에, 인터페이스 IC는 데이터를 수정하여 재송신하거나, 연속적인 Vsync 펄스들 사이의 구간에서 여러번 고장 래치에 대해 질의하는 유연성을 가진다.
프리픽스 다중화된 또는 "슬림(slim)" SLI 버스 프로토콜에서, SLI 버스 인터페이스(90) 내의 데이터 레지스터가 단일의 SLI 버스 워드 또는 데이터 패킷으로부터 DC&T 회로(89) 및 AC&S 회로(85) 내의 모든 기능 래치들에 기입할 정도로 충분히 크지 않기 때문에, 인터페이스 IC는 모든 래치들에 로드하기 위해 다수의 SLI 버스 패킷들을 구동기 IC들로 송신해야만 한다. 이 상황은 모든 기능 래치들이 처음으로 개시되는 시동 시에 또는 2개 이상의 기능 래치 내의 데이터가 동시에 변경되어야만 할 때 발생한다. I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 및 86B)을 제어하는 데이터가 몇개의 Vsync 기간들에 걸쳐 다수의 단계들에서 점차적으로 변경될 수 있는 경우(예컨대, 처음에 Φ 래치를 변경하고, 이어서 D 래치를 변경하며, 이어서 도트 래치를 변경하고, 이하 마찬가지임), 보는 사람은 단계 변화들을 비디오 영상에서의 플리커 또는 잡음으로서 인식할 수 있을지도 모른다. 이 잠재적인 문제점을 피하는 몇가지 발명 해결책들이 발명의 명칭이 "개선된 직렬 버스를 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with Improved Serial Bus)"인 앞서 언급한 Williams의 출원 제13/346,647호에서의 섹션 "다수의 기능 래치들에의 동시 로드(Simultaneously Loading Multiple Functional Latches)"에 개시되어 있다.
기능 래치 데이터가 로드된 후에, 그 다음 Vsync 펄스에서 시작하여, DC&T 회로(89)는 적절한 위상 지연 후에 그리고 적절한 펄스 폭 지속기간 또는 듀티 팩터(D) 동안 I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 및 86B)의 출력을 온 및 오프로 토글시키기 위해 2개의 PWM 펄스들을 발생시킨다. I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 및 86B)은, 각각, 전류 싱크 MOSFET들(87A 및 87B)에서의 전류를 감지하고, 전류 싱크 MOSFET들(87A 및 87B)이 I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 및 86B)로부터의 PWM 펄스들에 의해 인에이블되어 있는 시간 동안 목표 전류를 유지하기 위해 적절한 게이트 구동 전압을 제공한다. I-정밀 게이트 구동기 회로들의 동작은 따라서 디지털적으로 온 및 오프 펄싱되지만 아날로그 파라미터인 LED들에서의 전류를 제어하는 "스트로브형" 증폭기의 동작과 유사하다.
모든 LED 구동 회로들에서의 피크 전류는 Vref 신호에 의해 그리고 Iset 저항기(82)의 값에 의해 전역적으로 설정된다. 바람직한 실시예에서, Vref 신호는 인터페이스 IC에 의해 발생되거나, SMPS로부터의 보조 출력으로서 공급될 수 있다. 대안의 실시예에서, 채널 특정 도트 교정(channel-specific Dot correction)이 제거될 수 있고, LED 전류들의 전역적 전류 제어를 용이하게 하기 위해 Vref가 변조될 수 있다.
채널 특정 도트 교정을 할 수 있는 구동기들에서, 임의의 하나의 LED 스트링에서의 전류는 전류 싱크 MOSFET들에서의 전류를 256 내지 4096개의 상이한 단계들로 피크 전류 값의 0% 내지 100%의 퍼센트로 조절하는, 각각, 바람직하게는 8 내지 12 비트 워드를 포함하는 도트 래치에 의해 SLI 버스를 통해 제어될 수 있다. 이러한 방식으로, 전류 모드 디지털-아날로그 변환기 또는 "전류 DAC"의 기능을 에뮬레이트하는 LED 전류들의 정밀한 디지털 제어가 새로 개시된 아키텍처를 사용하여 가능하다. LCD 백라이팅 응용들에서, 백라이트 밝기를 교정하기 위해, 백라이트 균일성을 향상시키기 위해, 또는 3D 모드에서 동작하기 위해 이 특징이 사용될 수 있다.
I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 및 86B)은 물론 AC&S 회로(85)의 구조 및 동작이 발명의 명칭이 "통합 디밍 기능을 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with Integral Dimming Capability)"인 앞서 언급한 Williams 등의 출원 제13/346,625호에 상세히 개시되어 있다.
도시된 바와 같이, LED 스트링(83A)을 통해 흐르는 전류는 전류 싱크 DMOSFET(87A) 및 대응하는 I-정밀 게이트 구동기 회로(86A)에 의해 제어된다. 이와 유사하게, LED 스트링(83B)을 통해 흐르는 전류는 전류 싱크 DMOSFET(87B) 및 대응하는 I-정밀 게이트 구동기 회로(86B)에 의해 제어된다. 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않는 경우, 전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B)에 가해지는 최대 전압은 고전압 다이오드들(88A 및 88B)의 항복 전압 미만의 동작으로 제한된다. 바이어스 회로(84)는 5V Vcc 입력으로부터 내부 칩 바이어스 전압을 발생시킨다.
전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B)에 대한 드레인 전압들이 또한 AC&S 회로(85)에 의해 모니터링되고 SLI 버스(90)로부터 그의 SLED 레지스터에 저장되어 있는 과전압 값과 비교된다. 드레인 전압이 프로그램된 값 미만인 경우, LED 스트링은 정상적으로 동작하고 있다. 그렇지만, 전압이 거의 규정된 값으로 상승하면, 하나 이상의 LED들이 단락되고 그 특정의 채널에 대해 고장이 검출되고 기록된다. 마찬가지로, I-정밀 게이트 구동기 회로가 요구된 전류를 유지할 수 없는 경우[즉, LED 스트링이 "부족 전류"로 동작하고 있는 경우], 이는 LED가 고장나서 개방되고 회로 연속성이 상실되어 있다는 것을 의미한다. 그러면, 채널은 턴오프되고, 그의 CSFB 신호는 무시되며, 고장이 보고된다. 이 "부족 전류"를 감지하는 것은, I-정밀 게이트 구동기 회로가 전류 싱크 DMOSFET의 게이트를 가능한 한 "풀 온"으로 구동하고 있다는 것을 의미하는 포화 상태가 있는지 전류 싱크 DMOSFET를 모니터링하는 것에 의해, 또는 다른 대안으로서, I-정밀 게이트 구동기 회로의 입력 단자들에 걸친 전압 강하를 모니터링하는 것에 의해 수행될 수 있다. I-정밀 게이트 구동기 회로의 입력 단자들에서의 전압이 너무 낮게 떨어지는 경우, 부족 전류 상태가 발생하였고, 그로써 개방 LED 고장을 검출한다.
과열 상태가 검출되는 경우, 고장이 보고되고 채널은 온인 채로 있으며, 인터페이스 IC가 그 채널을 차단시키라는 명령을 송신하지 않는 한, 도통하고 있다. 그렇지만, 온도가 계속하여 위험한 수준으로 상승하는 경우, AC&S 회로(85)는 채널을 독립적으로 디스에이블시키고 고장을 보고할 것이다. 단락된 LED이든, 개방된 LED이든, 또는 과열이든, 고장의 특성에 상관없이, 고장이 발생할 때마다, AC&S 회로(85) 내의 개방 드레인 MOSFET가 활성화되고 FLT 핀을 로우로 풀링하여, 고장 상태가 발생했다는 것을 호스트 μC에 신호할 것이다.
AC&S 회로(85)는 또한, 3개의 전압들 중 어느 것이 가장 낮은지를 판정하고 그 전압을 CSFBO 출력 핀으로 전달하기 위해, 2개의 전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B)의 드레인들에서의 그리고 CSFBI 입력 핀에서의 전압들을 반영하는 아날로그 전류 감지 피드백(CSFB) 신호를 포함한다. 이러한 방식으로, +VLED 전원 레일에 전력을 공급하기 위해, 가장 낮은 전류 소스 전압, 따라서 가장 높은 순방향 전압 강하를 갖는 LED 스트링이 그 다음 LED 구동기의 입력으로 그리고 궁극적으로 다시 SMPS로 전달된다. LED 구동기 IC(81)에 통합되어 있는 통합된 전류 감지 피드백 기능은 2개의 핀을 사용하고, 통합된 채널들의 수에 상관없이, 단지 하나의 아날로그 신호(CSFBO)를 출력한다.
기술된 방식으로, 통합 디밍 및 고장 검출 기능을 갖는 2채널 LED 구동기(81)는 중앙 인터페이스 IC를 필요로 함이 없이 실현될 수 있다.
SLI 버스 인터페이스 IC 및 시스템 응용
도 4의 시스템(100)은 본 개시 내용에 의해 규정된 방식으로 구현되는 로컬 디밍을 갖는 LED 백라이팅을 위한 분산형 시스템의 응용을 예시한 것이다. 동 도면은 공통의 SMPS(108)에 의해 전력을 공급받는 통합 디밍 및 고장 검출을 갖는 일련의 LED 구동기 IC들(81A 내지 81H)을 구동하는 인터페이스 IC(101)를 나타낸 것이다.
LED 구동기 IC들(81A 내지 81H) 각각[때때로 본 명세서에서 개별적으로 LED 구동기 IC(81)라고 함]은 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜을 이용하는 도 3c에 도시된 소자를 포함할 수 있거나, 다른 대안으로서, 도 3a 및 도 3b에 도시된 소자들 등의 팻 버스 프로토콜을 이용할 수 있다. 마찬가지로, 각각의 구동기 IC(81)는 도 3b 및 도 3c에 도시된 것과 같은 고전압 전류 싱크 DMOSFET를 포함할 수 있거나, 다른 대안으로서, 도 3a에 도시된 것과 같은 캐스코드 클램프 보호 전류 싱크 DMOSFET를 통합할 수 있다. 시스템(100)에서, LED 구동기 IC(81)는 멀티플렉서(92) 및 디코더(91)(도 3c에 도시되어 있음) 없이 도시되어 있고, 이러한 기능들이 필요에 따라(즉, 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜이 이용될 때마다) SLI 버스 인터페이스(90) 내에 내장된다는 것을 잘 알 것이다.
3개의 디지털 클록 신호, 하나의 디지털 고장 신호, 및 하나의 아날로그 기준 전압을 포함하는 5개의 공통 신호 라인(107)은 인터페이스 IC(101)를 모든 구동기 IC(81)에 연결시킨다. 타이밍 및 제어 회로(124)는 SPI 버스 인터페이스(122)를 통해 수신되는 A 호스트 μC(도시 생략)로부터의 데이터와 동기하여 Vsync 및 GSC 신호들을 발생시킨다. 타이밍 및 제어 회로(124)는 또한 잠재적인 문제를 즉각 검출하기 위해 FLT 인터럽트 라인을 모니터링한다. 기준 전압원(125)은 양호한 채널간 전류 일치를 보장하기 위해 시스템에 전역적으로 기준 전압을 제공한다. 바이어스 전원 회로(126)는 SMPS(108)에 의해 발생되는 고정된 +24V 전원 레일(110)에 의해 공급되는 VIN 전압으로부터 인터페이스 IC(101)에 전력을 공급한다. 바이어스 전원 회로(126)는 또한 LED 구동기들(81A 내지 81H)에 전력을 공급하기 위해 조절된 공급 전압(Vcc)(바람직하게는 5V)을 발생시킨다. Vcc 공급 전압은 커패시터(102)에 의해 필터링된다.
이 예에서, 각각의 LED 구동기(81A 내지 81H)는 통합 HV 다이오드들(88A 내지 88Q)을 갖는 전류 싱크 DMOSFET들(87A 내지 87Q), I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 내지 86Q), DC&T 회로들(89A 내지 89H), AC&S 회로들(85A 내지 85H), 및 직렬 SLI 버스 인터페이스 시프트 레지스터들(90A 내지 90H)을 포함하는 2개의 고전압 전류 제어 채널을 포함한다. LED 구동기 IC들(81)이, 도 3b에 도시된 구동기 IC(66)와 같이, 캐스코드 클램프를 갖지 않지만, 시스템 구성은, LED 구동기 IC들에 전력을 공급하고 캐스코드 클램프 DMOSFET들의 게이트들을 바이어스하기 위해 Vcc보다는 24V VIN 전원이 사용되는 것을 제외하고는, 도 3a에 도시된 LED 구동기 IC(51)와 똑같이 잘 동작한다.
인터페이스 IC(101) 내의 SLI 회로(123)의 SO 직렬 출력이 라인(113A)을 통해 LED 구동기(81A)의 SI 입력에 연결되고, LED 구동기(81A)의 SO 출력이 라인(113B)을 통해 LED 구동기(81B)의 SI 입력에 연결되며(도시 생략), 기타 등등인 도시된 예에서, LED 구동기들(81)을 연결시키는 라인들(113A 내지 113I)을 포함하는 SLI 버스(113)는 데이지 체인을 포함한다. SLI 버스 라인(113H)은 시스템(100)에 도시되어 있는 마지막 LED 구동기(81H)의 SI 입력에 연결되어 있다. LED 구동기(81H)의 SO 출력은, 차례로, 라인(113I)을 통해 인터페이스 IC(101) 내의 SLI 회로(123)의 SI 입력에 연결되어 있다. 이러한 방식으로, SLI 버스 라인들(113A 내지 113I)[모두 합하여, SLI 버스(113)라고 함]은 인터페이스 IC(101)로부터 나와서 LED 구동기 IC들(81A 내지 81H)[모두 합하여, LED 구동기 IC(81)라고 함] 각각을 통해 다시 그 자신으로 가는 완전한 루프를 형성한다. 인터페이스 IC(101)의 SO 핀으로부터 데이터를 시프트시키는 것은 똑같은 길이의 비트열을 다시 인터페이스 IC(101)의 SI 핀 내로 동시에 반환한다.
SLI 회로(123)는 필요에 따라 SLI 버스 직렬 클록(SCK) 신호를 발생시킨다. LED 구동기 IC들(81)이 칩 어드레스들을 갖지 않기 때문에, SLI 버스(113)를 통해 클록킹되는 비트들의 수는 구동되는 소자들의 수에 적절히 상관되어야만 한다. 구동되는 소자들의 수, 따라서 SLI 버스(113)를 통해 클로킹되는 비트들의 수가 SPI 버스 인터페이스(122)에서의 데이터 교환을 프로그램하는 소프트웨어를 통해, 또는 인터페이스 IC(101)에 대한 하드웨어 수정에 의해 조절될 수 있다. 이러한 방식으로, 시스템(100) 내의 채널들의 수가 디스플레이의 크기와 일치하도록 유연하게 변화될 수 있다. SLI 버스(113)를 통해 시프트되는[즉, 버스(113)를 통해 브로드캐스트되는] 비트들의 수는 이용되는 SLI 버스 프로토콜 및 SLI 버스 시프트 레지스터들(90A 내지 90H) 내의 총 비트 수에 의존한다. 예를 들어, "팻" SLI 버스 프로토콜은 듀얼 채널 LED 구동기당 72 내지 88 비트를 필요로 하는 반면, 프리픽스 다중화된 SLI 버스는, 각각의 구동기 IC에 통합되는 채널들의 수에 상관없이, 실질적으로 더 작다(예컨대, LED 구동기 IC당 고정된 32 비트).
SLI 버스 통신을 제어하기 위해 하드웨어 인터페이스 IC(101)를 사용할 때, 보다 적은 또는 보다 많은 비트들을 시프트 아웃(shift out)시키기 위해 SLI 버스 회로(123)에서의 레지스터들을 수정하는 것은 인터페이스 IC(101)의 제조 또는 설계에서의 수정을 필요로 한다. 대안의 방식은 인터페이스 IC(101)를 데이지 체인에 보다 적은 또는 보다 많은 LED 구동기 IC들을 수용하도록 구동기를 조절하기 위해 소프트웨어를 사용하는 프로그램가능 인터페이스 IC로 대체하는 것을 수반한다.
SMPS(108)로 전달되는 전류 감지 피드백(CSFB) 신호는 아날로그 데이지 체인에 의해 발생되고, 이 때 LED 구동기 IC(81H) 상의 CSFBI 입력 핀은 라인(112I)을 통해 Vcc에 연결되고, LED 구동기 IC(112H)의 CSFBO 출력 핀은 라인(113H)을 통해 LED 구동기(81G)의 CSFBI 입력 핀에 연결되며, 이하 마찬가지이고, 각각의 구동기 IC는 하나의 CSFBI 입력 핀 및 하나의 CSFBO 출력 핀을 포함한다. 마지막으로, 라인(112B)은 LED 구동기 IC(81B)의 CSFBO 출력 핀을 LED 구동기 IC(81A)의 CSFBI 입력 핀에 연결시키고, LED 구동기 IC(81A)는 차례로 그의 CSFBO 출력 핀이 라인(112A)을 통해 인터페이스 IC(101)의 CSFBI 입력 핀에 연결되어 있다. CSFB 신호는 이전의 스트링들보다 더 높은 순방향 전압 강하(Vf)를 가지는 LED 스트링을 구동하는 구동기 IC를 통과할 때마다 전압이 떨어진다.
데이지 체인으로서, 하나의 특정의 전압을 가지는 하나의 공통 라인이 없지만, 오히려 CSFB 전압이 체인에서 제1 LED 구동기 IC로부터 마지막 LED 구동기 IC까지 케스케이드되고, 마지막 라인(112A) 상의 CSFB 전압은 전체 LED 어레이에서 가장 높은 Vf를 갖는 LED 스트링을 나타낸다. 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)(127)는 라인(112A) 상의 마지막 CSFB 신호를 인터페이스 IC(101)의 ICSFB 핀에서의 전류 감지 피드백(CSFB) 신호로 변환하고, 이 신호는 라인(111)을 통해 SMPS(108)로 전달된다. CSFB 신호에 응답하여, SMPS(108)는 과도한 전력 손실 없이 전원 레일(109) 상의 +VLED 전압을 플리커 없는 조명을 위한 최적의 전압으로 구동한다.
시스템(100)에서, SMPS(108)를 구동하기 위해, 인터페이스 IC(101) 및 CSFB 데이지 체인(112A 내지 112I)에 의해 CSFB 신호(111)의 단일의 값만이 발생된다. 2개 이상의 +VLED 공급 전압이 필요한 시스템들(예컨대, 보다 크고 보다 높은 전류의 백라이트 디스플레이들 또는 RGB 백라이팅을 갖는 디스플레이들)에서, 2개 이상의 SMPS에 전력을 공급하기 위해 2개 이상의 인터페이스 IC(101)가 필요하다. 예를 들어, 상이한 색상의 LED들에 대해 전체 시스템(100)을 반복함으로써(즉, 적색 LED들에 대한 하나의 시스템, 청색 LED들에 대한 하나의 시스템, 및 녹색 LED들에 대한 제3 시스템), 비록 비교적 많은 비용이 들어갈지라도, 본 아키텍처가 다중 SMPS 해결책들로 확장될 수 있다. 그에 따라, 인터페이스 IC(101)의 3개의 인스턴스화는 전체로서 공유 SPI 버스를 통해 공통의 백라이트 μC 및 스칼라 IC와 통신할 것이고, 그렇지 않은 경우, 독립적으로 동작할 것이다. 안타깝게도, 이러한 방식은 또한 상호연결 와이어들의 수를 3배로 만들고, PCB 설계를 아주 복잡하게 만든다.
도 5는 SLI 직렬 버스 제어를 갖는 지능형 LED 구동기들을 사용하고 HPC(high-pin count) 패키지 인터페이스 IC를 제거한 상당히 감소된 BOM(build-of-materials)을 나타낸 시스템(100)의 간략화된 블록도이다. 도시된 바와 같이, 16개의 LED 스트링들(83A 내지 83Q)은 단지 8개의 작은 LED 구동기 IC들(81A 내지 81H) - 이들 모두는 호스트 μC(7) 및 스칼라 IC(8)에 응답하여 인터페이스 IC(101) - SLI 버스 라인들(113A 내지 113I)에 의해 제어됨 - 에 의해 구동된다. 32개의 개별 MOSFET들 및 72-핀 인터페이스 IC를 포함하는 도 1과 비교하여, 시스템 비용이 새로운 아키텍처에 의해 크게 감소된다. 상당히 보다 적은 부품들에 의해, 시스템 신뢰성이 또한 향상된다.
시스템(100)은 또한 설치하기 쉬운데, 그 이유는 SLI 버스 프로토콜이 인터페이스 IC(101)와 위성 LED 구동기들(81A 내지 81H) 사이에서만 사용되기 때문이다. μC(7)와 인터페이스 IC(101) 또는 스칼라 IC(8) 사이의 통신은 여전히 통신하기 위해 보다 복잡한 고오버헤드 SPI 버스를 사용한다. 어떤 시스템들에서, 인터페이스 IC(101), 마이크로컨트롤러(7) 및 중간 SPI 버스 인터페이스가 제거될 수 있고, 그 대신에, 전적으로 소프트웨어 제어 하에서 완전 확장가능 시스템을 용이하게 하기 위해 알고리즘적 제어가 스칼라 IC(8) 내로 들어갈 수 있다.
도시된 바와 같이, 시스템(100)에 단지 2개의 아날로그 신호 - 라인들(107) 중 하나 상의 공통 Vref, 및 라인들(113A 및 113I) 상의 데이지 체인형 CSFB 신호 - 만이 존재하고, 아날로그 피드백 전압(CSFB) 또는 선택적으로 아날로그 피드백 전류(ICSFB) 신호 중 어느 하나가 SMPS(108)의 +VLED 출력을 제어한다. SMPS(108)가 그의 피드백 입력에 대해 전압보다도 아날로그 전류를 필요로 하는 경우에, 인터페이스 IC(101)는 그의 CSFBI 핀에서의 아날로그 피드백 전압을 라인(111) 상의 아날로그 피드백 전류 ICSFB 신호로 변환할 필요가 있다. 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(또는 OTA) - 혼합 신호 인터페이스 IC(101) 내에 통합되어 있는 특수 정밀 아날로그 회로 - 가 이 기능을 수행한다. 아날로그 신호들이 적고 고 임피던스(high impedance) 입력들을 갖는 개별 DMOSFET들이 없기 때문에, 시스템(100)이 잡음에 비교적 영향을 받지 않는다.
시스템(100) 내의 SMPS(108)를 제어하기 위해 라인들(112A 내지 112I) 상의 CSFB 신호로부터 도출되는 인터페이스 IC(101)를 통해 공급되는 단일의 CSFB 신호를 이용하기 때문에, 인터페이스 IC(101)는 단일의 SMPS(108)와 관련하여 동작하도록 제한된다. 단지 단일의 전원 및 피드백 신호에 의해, 백라이트 모듈의 최대 전력이 SMPS(108)의 전력 처리 능력으로 제한된다. 높은 전력 레벨에서, 보다 높은 변환기 효율 및 쿨러(cooler) 동작을 유지하기 위해 전원을 다수의 전원들로 "분할"하는 것이 바람직하게 된다. 도시된 구성에서, 사용되는 스위치 모드 전원들의 수를 똑같게 하기 위해 인터페이스 IC(101)의 수를 증가시키지 않으면서 다수의 ICSFB 신호들을 제공하는 것이 가능하지 않다.
더욱이, 단일의 +VLED 전원으로 제한되어 있기 때문에, LED 스트링들의 전압 불일치의 통계적 범위가 스트링들의 수에 따라 증가하여, LED 구동기 IC들(81A 내지 81H)에서의 보다 높은 전력 손실, SMPS(108)로부터 요구되는 보다 높은 전달 전력, 보다 많은 발열, 및 보다 낮은 전체 백라이트 시스템 효율을 가져온다.
시스템(100)에서의 단일의 CSFB 신호는 또한, 전체 시스템이 세배(적색 LED 스트링들을 구동하는 하나의 시스템, 녹색 LED 스트링들을 구동하는 또 하나의 시스템, 및 적색 LED들에 대한 제3 시스템)로 되지 않는 한, RGB 백라이트 모듈들에서의 그의 적용을 방해한다.
심지어 SMPS(108)로의 단일의 CSFB 라인(111)에 의해서도, 모든 LED 구동기 IC(81A 내지 81H)가 여전히 그의 16개의 핀들 중 2개를 아날로그 CSFBI 및 CSFBO 신호들로 복제해야만 하고, 이는 그렇지 않았으면 새로운 특징들을 포함시키기 위해 LED 구동기 채널들의 수를 증가시킬 수 있는 또는 패키지의 열 저항을 저하시키는 데 사용될 수 있는 패키지 핀들의 수를 감소시킨다.
필요에 따라 다수의 CSFB 신호들을 지원하고 모든 LED 구동기 IC 상의 CSFB 기능에 전용되어 있는 2개의 핀을 유익하게도 제거하는 수단이 필요하다.
SLI 버스에 내장된 CSFB를 갖는 LED 백라이팅 시스템
재차 언급하기 위해, 도 5에 도시되어 있는 시스템(100)은 라인들(112A 내지 112I) 상의 전류 감지 피드백 신호들이 LED 구동기 IC들(81)을 인터페이스 IC(101)에 그리고 궁극적으로 라인(111)을 통해 SMPS(108)에 연결시키는 것을 나타내고 있다. 전류 감지 피드백(또는 CSFB)의 기능은 어느 스트링이 가장 높은 순방향 전압을 갖는지를 판정하기 위해 모든 LED 스트링(83)에 걸친 전압을 측정하는 것 및 모든 스트링이 지정된 일정한 전류 레벨에서 동작하는 데 +VLED가 충분하도록 보장하기 위해 모든 LED 스트링들에 전력을 공급하는 하나의 전원 레일(109)의 +VLED 출력을 제어하는 것이다.
이 방식의 한가지 단점은 아날로그 CSFB 신호가 모든 LED 구동기 IC 상에 2개의 핀을 필요로 하고, 이는, 16-핀 패키지 상에서, 핀들 - 열 저항을 개선시키는 데, 기능을 추가하는 데, 또는 구동기 내의 채널들의 수를 증가시키는 데 전용되어 있을 수 있는 핀들 - 중 1/8을 낭비한다는 것이다. 아날로그 CSFB 신호를 사용하는 것의 다른 단점은 RGB 및 다수의 SMPS 백라이트 시스템들에 대한 몇개의 CSFB 신호들을 지원하는 것을 용이하게 하는 편리한 수단이 없다는 것이다.
SLI 버스(113) 상의 신호가 또한 동일한 LED 구동기 IC들(81)을 인터페이스 IC(101)에 상호 연결시키기 때문에, CSFB 신호가 SLI 버스 신호에 디지털적으로 내장될 수 있어, 라인들(112A 내지 112H) 상에 아날로그 CSFB 신호들이 필요 없게 한다. 이것을 하는 것의 장점들이 본 명세서에 개시되어 있다.
도 6은 내장된 CSFB를 갖는 LED 백라이트 시스템(170)을 나타낸 것이다. 이전에 기술한 시스템(100)과 비교하여, CSFB 신호를 SLI 버스에 내장시키기 위해 변경을 필요로 하는 유일한 부품들은 LED 구동기 IC들(174A 내지 174H)[때때로 본 명세서에서 구동기 IC들(174)이라고 함] 및 인터페이스 IC(171)이다. 그에 따라, LED 구동기 IC들(174)은 전압 피드백을 디지털 등가물로 변환하고 정보를 SLI 버스 데이터 스트림(161) 내에 내장시키기 위해 아날로그-디지털 변환기를 포함한다. 디지털 SLI 버스 프로토콜 내에 내장된 이 CSFB 신호는 이후에 인터페이스 IC(171) 내에 포함되어 있는 디지털-아날로그 변환기(또는 DAC)에 의해 다시 아날로그 신호로 변환된다. 그에 따라, SLI 버스 프로토콜 및 인터페이스 내에 내장된 CSFB 기능은 유익하게도 아날로그 CSFB 신호들 및 전용 패키지 핀들의 필요성을 없앤다.
기술된 바와 같이, 내장된 CSFB 기능은 단일의 SMPS 및 +VLED 전원 레일을 제어하도록 구현되어 있다. 본 발명의 내장된 CSFB 방법은 보다 높은 전력의 백라이트 시스템들을 위한 또는 RGB 백라이팅 응용들을 위한 다수의 전원들을 제어하기 위해 용이하게 수정될 수 있다. 본 발명의 이 대안의 실시예는 이 출원에서 나중에 기술되어 있다.
또한 유의할 점은, 본 발명의 다른 실시예들에서, 인터페이스 IC(171)가 제거될 수 있고 그의 기능이 시스템 내의 다른 부품들로 재분배될 수 있다는 것이다. 예를 들어, 디밍, 위상 제어, 도트 교정, 및 고장 관리의 디지털 기능들이 μC(7) 내에서 또는 스칼라 IC(8) 내에서 수행될 수 있는 반면, 아날로그 Vref는 SMPS(108) 내에서 발생되거나, μC(7) 내에 추가되거나, 작은 개별 IC에 의해 제공될 수 있다. 마찬가지로, SLI 버스(161) 상의 CSFB 신호의 디지털 표현을 라인(160) 상의 아날로그 CSFB 피드백 신호로 변환하는 것이 SMPS(108) 내에 통합되거나, μC(7) 내에 추가되거나, 어쩌면 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기 및 Vref를 동일한 작은 IC 내에, 예컨대, 8-핀 패키지 내에 포함할 수 있는 작은 개별 IC에 의해 제공될 수 있다.
CSFB 신호를 SLI 버스(161) 내에 내장시키기 위해, 상이한 SLI 버스 프로토콜들이 이용될 수 있다. 하나의 이러한 프로토콜인 소위 "팻" SLI 버스 프로토콜 및 하드웨어는 모든 SLI 버스 전송에서 모든 채널 및 모든 기능에 대한 모든 파라미터 정보를 포함하는 비교적 긴 디지털 워드를 수반한다. 제2 프로토콜(본 명세서에서 "프리픽스 다중화된" SLI 버스라고 함)은 SLI 버스 명령의 크기를 고정된 길이(예컨대, 32 비트)로 감소시키고, 특정의 갱신이 필요할 때마다 모든 채널 및 기능에 대한 모든 파라미터 데이터를 재브로드캐스트할 필요 없이 변하는 그 파라미터들만을 갱신하는 것을 용이하게 한다. 2개의 SLI 버스 프로토콜 및 각각의 버전에서의 SLI 버스에 내장된 CSFB 기능의 구현이 이하의 섹션에 기술되어 있다.
팻 SLI 버스 프로토콜 및 인터페이스 내에 내장된 CSFB의 구현
SLI 버스에 내장된 CSFB 기능을 갖는 LED 구동기의 한 구현예가 도 7a에 도시되어 있다. 시프트 레지스터들(220A, 221A, 222A, 220B, 221B, 222B, 223, 224 및 225)을 포함하는 SLI 버스 시프트 레지스터(201), 디지털 제어 및 타이밍(DC&T) 회로(202), 그리고 아날로그 제어 및 감지(AC&S) 회로(203)가 LED 구동기 IC(200) 내에 포함되어 있다. 도시된 예는 듀얼 채널 구동기이지만, 다른 수의 채널들이 유사한 방식으로 구현될 수 있다.
LED 구동기 IC(200)는 통상적으로 12 비트 폭인 몇개의 병렬 데이터 버스들에 의해 디지털 DC&T 회로(202)에 연결되어 있는 그리고 또한 4 비트 내지 12 비트 폭의 범위에 있는 각종의 병렬 데이터 버스들에 의해 아날로그 AC&S 회로(203)에 연결되어 있는 디지털 SLI 시프트 레지스터(201)를 포함하는 디지털 신호 및 아날로그 신호 둘 다를 겸비하는 혼합 신호이다.
DC&T 회로(202)의 출력은 Vsync 신호 및 GSK 그레이 스케일 클록 신호에 의해 동기화되어 있는 정밀한 타이밍으로 I-정밀 게이트 구동기 회로들(206A 및 206B) 및 전류 싱크 DMOSFET들(205A 및 205B)을 온 및 오프로 디지털적으로 토글시킨다. 전류 싱크 MOSFET들(205A 및 205B)은, I-정밀 게이트 구동기 회로들(206A 및 206B)에 의해 출력되는 게이트 구동 신호들을 차례로 제어하는 AC&S 회로(203)로부터의 아날로그 신호들에 응답하여, 도시되어 있지 않은 2개의 LED 스트링들에서의 전류들(ILEDA 및 ILEDB)을 제어한다. 게이트 구동 신호들은 전류 싱크 MOSFET들(205A 및 205B) 각각에서 도통하는 전류가 역시 AC&T 회로(203)에 의해 공급되는 기준 전류(Iref)의 고정된 배수이도록 보장하기 위해 피드백을 갖는 증폭기를 사용하는 아날로그이다.
LED 구동기 IC 시스템(200)이 전류 싱크 MOSFET들(205A 및 205B)만을 포함하고 있지만, 회로는 도 3a에 도시된 것과 같은 캐스코드 클램프 LED 구동기 출력 또는 도 3b 및 도 3c에 예시되어 있는 것과 같은 고전압 전류 싱크 버전과 호환된다. 캐스코드 클램프 버전을 구현하기 위해, 2개의 고전압 N-채널 DMOSFET들이 전류 싱크 DMOSFET들(205A 및 205B)과 직렬로 연결되어 있고, 그들의 소스 단자들은 전류 싱크 DMOSFET들의 드레인 단자들에 연결되어 있으며, 그의 드레인들은 구동되고 있는 각자의 LED 스트링들의 양극(anode)에 연결되어 있다.
전류 싱크 DMOSFET들(205A 및 205B)의 드레인 전압 및 소스 전압 둘 다가 LED 검출 회로(215)에 의해 LED 스트링들의 상태를 모니터링하는 데 사용되고, 구체적으로는, 소스 전압들이 개방된 LED 스트링들을 검출하는 데 사용되는 반면, 드레인 전압들은 단락된 LED들을 검출하는 데 사용된다. 고장 설정 래치(fault set latch)(224)는 단락된 LED를 검출하는 데 사용되는 전압 레벨들을 프로그램하는 데 사용될 수 있다.
전류 싱크 DMOSFET들(205A 및 205B)의 드레인 전압들은 또한 가장 높은 LED 전압 강하를 갖는 채널(즉, 최저 드레인 전압을 갖는 DMOSFET)을 결정하기 위해 CSFB 회로(218A)에 의해 사용된다. CSFB 회로(218A)는 전류 싱크 DMOSFET들(205A 및 205B)의 드레인 전압들 중 낮은 쪽과 같은 전압을 아날로그-디지털(A/D) 변환기(218B)로 출력하고, A/D 변환기(218B)는 이 낮은 쪽의 드레인 전압을 그의 등가 디지털 값으로 변환하고, 이를 SLI 버스 시프트 레지스터(201) 내의 CSFB 시프트 레지스터(223)에 저장한다. CSFB 전압이 연속적으로 갱신될 수 있는 동안, LED 스트링들에 전력을 공급하는 비교적 낮은 대역폭의 SMPS를 제어하는 것이 보통 불필요하다. 많은 경우들에 Vsync 펄스당 하나의 샘플로 충분할 수 있다.
동작을 설명하면, 데이터가 클록 속도 SCK로 직렬 입력 핀(SI)을 통해 SLI 시프트 레지스터(201) 내로 클록킹된다. 이것은, Flt 설정에 대한 8 비트 레지스터(224) 및 Flt 상태에 대한 4 비트 레지스터(225)를 포함하는 고장 정보에 대한 12 비트와 함께, 데이터를 채널 A 및 채널 B에 대한 PWM 정시(on-time) 데이터에 대한 12 비트 데이터 레지스터들(220A 및 220B), 채널 A 및 채널 B에 대한 위상 지연 데이터에 대한 12 비트 데이터 레지스터들(221A 및 221B), 채널 A 및 채널 B에 대한 "도트" 전류 데이터에 대한 12 비트 데이터 레지스터들(222A 및 222B) 내로 시프트시키는 것을 포함한다. 그에 부가하여, 내장된 CSFB를 갖는 구동기들에 대해, SLI 버스 시프트 레지스터(201)는 또한 LED 구동기 IC(200)의 CSFB 전압 출력을 나타내는 A/D 변환기(218A)에 의해 출력된 워드를 포함하는 4-비트 레지스터(223)를 포함한다. 새로운 데이터가 클록킹되어 들어올 때, 이들 레지스터 내의 데이터는 SO 핀으로부터 클록킹되어 나간다. SCK 신호를 보류시키는 것은 데이터를 시프트 레지스터들 내에 정적으로 유지시킨다. "채널 A" 및 "채널 B"라는 용어들은 임의적이고, 출력들 및 SLI 데이터 스트림에서의 그들의 대응하는 데이터를 식별하기 위해서만 사용된다.
Vsync 펄스를 수신할 시에, PWM A 레지스터(220A)로부터의 데이터는 D 래치(211A) 내로 로드되고, 위상 A 레지스터(221A)로부터의 데이터는 래치 및 카운터 A 회로(210A)의 Φ 래치(212A) 내로 로드된다. 이와 동시에, PWM B 레지스터(220B)로부터의 데이터는 D 래치(211B) 내로 로드되고, 위상 B 레지스터(221B)로부터의 데이터는 래치 및 카운터 B 회로(210B)의 Φ 래치(212B) 내로 로드된다. GSC 그레이 스케일 클록에서 후속하는 클록 신호들을 수신할 시에, 양쪽 카운터들은 그들의 Φ 래치들(212A 및 212B)에서의 펄스들의 수를 카운트하고, 그 후에, 각각, I-정밀 게이트 구동기 회로들(206A 및 206B)에서의 전류 흐름을 가능하게 하여, 그 특정의 채널에 연결되어 있는 LED 스트링을 발광시킨다. 채널들은 D 래치들(220A 및 220B)에 저장되어 있는 펄스들의 수의 지속기간 동안 인에이블되고 도통하는 채로 있다. 그 후에, 출력들이 오프로 토글되고, 프로세스를 반복하기 위해, 그 다음 Vsync 펄스를 기다린다. 따라서, DC&T 회로(202)는 SLI 버스 데이터에 따라 2개의 PWM 펄스들을 동기화시킨다.
또한, Vsync 펄스에 동기화되어, 도트 A 래치 및 도트 B 래치(222A 및 222B)에 저장되어 있는 데이터가 D/A 변환기들(213A 및 213B) 내로 복사되어, DMOSFET들(205A 및 205B)에서의 전류를 설정한다. 도시된 바와 같이, D/A 변환기들(213A 및 213B)은 LED 스트링들에서의 전류들을 설정하기 위해 Iref의 정밀한 일부분을 제공하는 개별 회로들이다. 다른 대안으로서, 바람직한 실시예에서, I-정밀 게이트 구동기 회로(213A 및 213B)는 이진 가중(binary weighting)을 사용하는 조절가능한 전류 미러를 포함하고, 원하는 최대 전류의 일부분을 설정할 수 있다. 최대 채널 전류를 나타내는 기준 전류(Iref)는 Rset 저항기(204) 및 바이어스 회로(217)에서의 Vref 입력에 의해 설정된다.
고장 검출은 전류 싱크 MOSFET들(205A 및 205B)의 소스 및 드레인 전압들을 고장 래치(214)에 저장되어 있는 값들 - 각각의 Vsync 펄스에서 Flt 설정 레지스터(224)로부터 복사됨 - 과 비교하는 LED 검출 회로(215)를 포함한다. 온도 검출 회로(216)는 LED 구동기 IC의 온도를 모니터링한다. 임의의 고장은 턴온되어 FLT 라인을 로우로 풀링하도록 개방 드레인 MOSFET(219)를 즉각 트리거하여, 인터럽트를 발생시킨다. 고장 정보는 또한 그 다음 Vsync 펄스에서 고장 래치(214)로부터 Flt 상태 레지스터(225) 내로 기입된다.
내장된 CSFB를 갖는 LED 구동기들의 경우, LED 구동기 IC(200)에 대한 CSFB 값을 나타내는 디지털 데이터는, Vsync 펄스에 동기화되어, A/D 변환기(218B)의 출력으로부터 SLI 버스 시프트 레지스터(201) 내의 CSFB 레지스터(223)로 복사된다. CSFB 데이터를 Vsync 펄스당 1회 초과로 새로고침하는 것이 가능하지만, 팻 SLI 버스 프로토콜를 사용하면, 데이터를 A/D 변환기(218B)로부터 CSFB 레지스터(223) 내로 복사하라고 지시하는 데 편리한 특정의 타이밍 펄스가 없다. 부가의 전용 제어 핀이 없는 경우, CSFB 기입 동작은 타이머를 사용하여 수행되어야만 하지만, GSC 및 SCK 클록 신호들이 정상 동작에서 시작 및 정지할 수 있기 때문에, CSFB 값의 오버샘플링을 실행할 간단한 방법이 없다.
도트 기능 및 디지털-아날로그 변환의 구현은 발명의 명칭이 "통합 디밍 기능을 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with Integral Dimming Capability)"인 앞서 언급한 Williams 등의 출원 제13/346,625호에 더 상세히 설명되어 있다. 그 출원은 또한 고장 및 LED 검출 회로들(214 및 215), 기준 전류원(217) 및 전류 감지 피드백(CSFB) 회로(218)의 상세한 회로 구현 예들을 포함하고 있다. 그에 따라, 그 부품들의 상세가 여기서 반복되지 않는다.
기술된 방식으로, 다수의 LED 스트링들에서 전류들의 크기, 타이밍, 및 지속기간을 제어하기 위해서는 물론, LED 스트링들에서의 고장 상태들의 검출을 제어하고 그 발생을 보고하기 위해 그리고 내장된 CSFB 정보를 사용하여 +VLED 공급 전압을 제어하기 위해 직렬 데이터 버스가 사용된다. SLI 프로토콜은 유연하고, 직렬 버스를 통해 송신된 데이터가 제어되고 있는 하드웨어와 일치하는 것, 구체적으로는, 각각의 LED 구동기 IC로 송신되는 비트들의 수가 그 LED 구동기 IC에 의해 요구되는 비트들과 일치하는 것(보통 주어진 LED 구동 시스템 내의 각각의 LED 구동기 IC는 동일한 수의 비트들을 요구함), 그리고 각각의 Vsync 지속기간 동안 송신되는 비트들의 총수가 '각각의 LED 구동기 IC에 의해 요구되는 비트들의 수 x LED 구동기 IC들의 수'와 같을 것만을 요구한다.
예를 들어, 도 7a에서, 도트 교정, 고장 설정 및 고장 보고, 그리고 하나의 CSFB 정보 채널을 포함하는 팻 SLI 버스 프로토콜은 듀얼 채널 구동기 IC당 88 비트(즉, 채널 또는 LED 스트링당 44 비트)를 포함한다. 16개의 LED 스트링들을 제어하는 8개의 듀얼 채널 구동기 IC들이 단일의 SLI 버스 루프에 의해 연결되어 있는 경우, 각각의 Vsync 기간 동안 인터페이스 IC로부터 SLI 버스를 통해 시프트되는 비트들의 총수는 1 킬로비트 미만인 8 x 88(또는 704) 비트이다. SLI 버스가 10MHz로 클록킹되는 경우, 전체 데이터 스트림은 70.4 마이크로초 또는 채널당 4.4 마이크로초 내에 모든 구동기 IC를 통해 모든 채널로 클록킹될 수 있다.
직렬 데이터 버스가 "전자" 데이터 레이트로, 즉 MHz 클록 및 초당 메가비트(Mbits-per-second)의 데이터 레이트를 사용하여 통신하는 반면, LCD 디스플레이 패널 상의 영상을 변경하는 것을 제어하는 데 사용되는 Vsync 또는 "프레임" 레이트는 훨씬 더 느린 속도로 일어나는데, 그 이유는 사람의 눈이 전자 데이터 레이트에 가까운 어떤 속도로 변하는 영상들을 인식할 수 없기 때문이다. 대부분의 사람들이 60 Hz 프레임 레이트(즉, 초당 60개의 영상 프레임)에서 플리커를 인식하지 못하지만, A 대 B 비교에서, 많은 사람들에게, 단지 직접 비교를 사용할 때 120 Hz TV 영상이 60 Hz TV보다 더 "명확한" 것처럼 보인다. 훨씬 더 높은 Vsync 레이트(예컨대, 240 Hz 및 그 이상)에서는, "게이머" 및 비디오 디스플레이 "전문가"만이 대체로 모션 블러(motion blur)의 감소로서 나타나는 어떤 향상을 볼 수 있다고 주장한다. 전자 데이터 레이트와 비교적 느린 비디오 프레임 레이트 사이의 이러한 큰 차이는 백라이트 구동기들에 대한 직렬 버스 통신을 가능하게 한다.
예를 들어, 60 Hz에서, 각각의 Vsync 기간은, 모든 데이터를 모든 구동기 IC들로 송신하는 데 필요한 시간보다 몇자릿수 더 긴, 16.7 밀리초를 소비한다. 8X 주사 속도(scan rate)로 그리고 960 Hz에서 3D 모드로 동작하는 가장 진보된 TV에서도, 각각의 Vsync 기간은 1.04 밀리초를 소비하고, 이는 최대 236개의 채널이 실시간으로 제어될 수 있다는 것을 의미한다. 이 채널 수는 심지어 가장 큰 HDTV에 대해서도 LED 구동기 시스템 요구사항들을 크게 초과한다.
도 7a의 시프트 레지스터(201)에 도시되어 있는 듀얼 채널당 88 비트의 "팻" 프로토콜은 인터페이스 IC가 모든 Vsync 기간 동안 한번 모든 채널의 모든 레지스터 내의 모든 데이터를 기입 또는 판독할 수 있게 한다. "팻(fat)"이라는 용어는 각각의 채널을 제어하는 데 사용되는 디지털 워드의 내용을 말한다. 팻 프로토콜은, 그 LED 구동기 IC에 대한 이전의 데이터 패킷으로부터 아무 것도 변하지 않았을지라도, 주어진 LED 구동기 IC 내의 모든 변수 및 레지스터에 대한 데이터가 인터페이스 IC로부터 그 LED 구동기 IC로 전송되는 각각의 데이터 패킷에 포함될 것을 요구한다.
감소된 데이터 프로토콜(즉, 채널당 보다 적은 비트들을 요구하는 프로토콜)이 사용되는 경우, 데이터를 모든 채널로 송신하는 데 훨씬 더 적은 시간이 걸린다. 팻 프로토콜이 비교적 느린 Vsync 리프레시 레이트(refresh rate)로 인해 타이밍 제한을 갖지 않기 때문에, 데이터 레이트 이점이 없다. 그렇지만, 직렬 통신 프로토콜에서 보다 적은 비트들을 사용하는 것은 LED 구동기 IC들 내의 디지털 시프트 레지스터들 및 데이터 래치들의 크기를 감소시키고, LED 구동기 IC의 면적을 감소시키며, 전체 시스템 비용을 저하시킨다.
예를 들어, 도 7a에서의 LED 구동기 IC(200)에 대해 도시된 88-비트 데이터 집합보다는 64 비트를 사용하는 내장된 CSFB를 갖는 SLI 버스에 대한 대안의 듀얼 채널 데이터 프로토콜이 또한 가능하다. 이러한 데이터 집합은 PWM 밝기 듀티 팩터에 대한 12 비트, 위상 지연에 대한 12 비트, 고장 설정에 대한 8 비트, 및 고장 상태에 대한 4 비트, 그리고 하나의 CSFB 데이터 채널에 대한 4 비트를 포함할 수 있고, 그로써 12 비트 도트 교정 데이터를 제외한다. 그에 따라, 이 구현예에서 각각의 LED 스트링의 개개의 채널 전류 설정 및 밝기 교정이 이용가능하지 않다.
LCD 패널 제조에서, 많은 제조업체들이 균일한 밝기를 위해 디스플레이를 전자적으로 교정하는 것이 너무 고비용이고 따라서 상업적으로 실시가능하지 않은 것으로 생각하고 있다. LED 구동기 IC(200)에 도시되어 있는 설정 저항기(204) 등의 패널의 전류 설정 저항기들의 값을 조절함으로써 전역적 디스플레이 밝기가 여전히 교정될 수 있지만, 백라이트 밝기에서의 백라이트 균일성이 마이크로컨트롤러 또는 인터페이스 IC를 통해 제어될 수 없다. 그 대신에, 패널 제조업체들은 그들의 LED 전원을 유사한 밝기 및 색 온도를 가지는 LED 빈들(bins)로 수동으로 "분류"한다.
유의할 점은, SLI 버스 프로토콜로부터 도트 데이터를 제거하는 것이 전체 디스플레이 밝기 제어 또는 교정을 방해하지 않는다는 것이다. 시스템의 전역적 기준 전압(Vref)을 조절하는 것은 여전히 글로벌 디밍(global dimming) 및 전역적 전류 제어를 수행할 수 있다. 예를 들어, LED 구동기 IC(200)에서, Vref의 값을 조절하는 것은 Iref 발생기(217)에 의해 생성되는 기준 전류(Iref)에 영향을 미친다. Vref 전압이 모든 LED 구동기 IC들에 의해 공유되는 경우, 이 전압을 조절하는 것은, PWM 디밍 제어에 관계없이, 모든 구동기 IC 및 패널의 전체 밝기에 균일하게 영향을 미칠 것이다.
CSFB 기능을 SLI 버스에 내장시키는 것은 팻 SLI 버스 프로토콜로 제한되지 않는다. 이와 달리, 보다 큰 유연성 및 보다 높은 CSFB 피드백 샘플 레이트가 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜 및 인터페이스를 사용하여 보다 편리하게 구현된다.
그에 따라, 긴 디지털 워드 또는 명령어를 직렬 버스를 통해 송신하는 것의 제한들 및 단점들이, 직렬 조명 인터페이스 버스 프로토콜에 추가되고 모든 SLI 버스 통신에 내장되는 "레지스터 어드레스" 또는 "프리픽스"의 사용을 통해 회피될 수 있다. SLI 버스 데이터를 디코딩하고 멀티플렉싱하는 회로와 결합될 때, 내장된 프리픽스 정보는 데이터가 특정의 목표 기능 래치들로만 라우팅될 수 있게 한다.
프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜 및 인터페이스 내에 내장된 CSFB의 구현
데이터를 특정하여 갱신을 필요로 하는 래치들로만 송신하는 것에 의해, "프리픽스 다중화된(prefix multiplexed)" 또는 "슬림(slim)" SLI 버스 아키텍처는 디지털 데이터를 반복하여 그리고 불필요하게 재송신할 필요성, 특히 일정한 채로 있거나 가끔 변하는 중복적인 데이터를 재송신할 필요성을 없애준다. 동작을 설명하면, 초기 설정 후에, 변하게 되는 래치들만이 재기입된다.
고정된 데이터를 포함하는 레지스터는 시스템이 최초에 초기화될 때 단지 한번 기입되고, 그 후에, 인터페이스 IC로부터 SLI 버스를 통한 차후의 통신을 필요로 하지 않는다. 변하게 되는 래치들만이 갱신되기 때문에, SLI 버스를 통해 송신되는 데이터의 양이 크게 감소된다. 본 발명의 이방법은 팻 SLI 버스 방법보다 다음과 같은 몇가지 뚜렷한 장점들을 제공한다:
Figure pct00001
SLI 버스 시프트 레지스터를 통합하기 위해 필요한 비트들의 수가 크게 감소되어, 다이 면적을 절감하고 비용을 저하시키는데, 보다 작은(예컨대, 2 채널) LED 구동기 IC들에서 특히 그렇다.
Figure pct00002
중복적인 데이터가 반복하여 송신되고 있지 않기 때문에, 임의의 주어진 클록 속도에서 SLI 버스의 유효 대역폭이 증가된다.
Figure pct00003
SLI 버스 프로토콜이 융통성을 잃지 않고 고정된 워드 길이들 및 기능들로 표준화될 수 있다.
프리픽스 다중화된 SLI 버스의 한 예가 도 7b의 개략 회로도에 도시되어 있는 LED 구동기 IC(230)의 실시예에 도시되어 있다. 대안의 LED 구동기 IC(230)에 부가하여, 도 7b는 또한 16-비트 프리픽스 레지스터(232) 및 16-비트 데이터 레지스터(233)를 포함하는 SLI 버스 시프트 레지스터(231), 그리고 프리픽스 디코더 및 멀티플렉서(mux) 회로(234)를 나타내고 있다. 데이터 레지스터(231) 내의 데이터는 래치 및 카운터 A(210A) 및 래치 및 카운터 B(210B) 내의 D 래치들(각각, 211A 및 211B) 및 Φ 래치들(각각, 212A 및 212B)로, 디지털 제어 및 타이밍(DC&T) 회로(202) 내의 D/A 변환기들(213A 및 213B) 중 하나로, 또는 아날로그 제어 및 감지(AC&S) 회로(203) 내의 고장 래치 회로(214)로 라우팅된다. 이들 데이터 전송은 프리픽스 레지스터(232)에 포함되어 있는 라우팅 지시들에 따라 프리픽스 디코더 및 멀티플렉서 회로(234)를 통해 행해진다. 이와 같이, 프리픽스 디코더 및 멀티플렉서 회로(234)는 프리픽스 레지스터(232)에 저장되어 있는 16-비트 워드를 디코딩하고 데이터 레지스터(233)에 저장되어 있는 16-비트 데이터(223)를 적절한 D, Φ, 또는 도트 래치 DC&T 회로(202) 또는 AC&S 회로(203)로 멀티플렉싱한다.
고장 래치 회로(214)의 경우에, 멀티플렉서(234)는 양방향으로 동작하여, 데이터 레지스터(233)에 저장되어 있는 데이터가 고장 래치 회로(214)에 기입될 수 있게 하거나, 정반대로, 고장 래치 회로(214)에 저장되어 있는 데이터가 데이터 레지스터(223)에 기입될 수 있게 한다. 이와 유사하게, 프리픽스 레지스터(232)에 저장되어 있는 프리픽스 코드에 따라, A/D 변환기(218B) 내에 들어 있는 CSFB 데이터가 멀티플렉서(234)에 의해 데이터 레지스터(233)에 기입되도록 보내진다.
팻 SLI 버스 프로토콜의 경우에는, 데이터가 Vsync 펄스에 동기하여 기능 래치들과 SLI 버스 레지스터들 간에 복사되지만, 프리픽스 다중화된 SLI 버스에서는, 어떤 기능들이 Vsync 펄스에 동기화될 필요가 없는데, 고장 래치(214)로부터의 고장 정보 및 A/D 변환기(218B)로부터의 CSFB 데이터를 다시 판독하는 경우에 특히 그렇다. 그 대신에, 심지어 Vsync 펄스당 한번보다 더 높은 데이터 레이트로, 데이터가 필요에 따라 LED 구동기 IC로부터 SLI 버스 내로 "풀링"되고 인터페이스 IC에 의해 검사될 수 있다.
바람직한 실시예에서, 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜은 많은 수의 기능 래치들을 어드레싱하는 것의 유연성과 짧은 워드 길이 및 작은 SLI 버스 시프트 레지스터 크기를 유지하는 것 사이의 균형 잡힌 절충을 제공하는 32-비트 워드(즉, 4 바이트 길이)를 포함한다. 도시된 예에서, SLI 버스 프리픽스 레지스터(232)는 16 비트 길이이고 SLI 버스 데이터 레지스터(233)도 역시 16 비트 길이이며, 이는 최대 65,536개의 조합들을 갖는 변수가 65,536개의 상이한 기능 래치들 중 하나로/로부터 일의적으로 기입/판독되는 것을 용이하게 한다.
32 비트에서, 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜은 유연성 및 확장성이 있도록 설계된다. 많은 수의 조합들을 용이하게 함에도 불구하고, SLI 버스 레지스터들에 저장되어 있는 데이터 모두가 사용될 필요는 없다. 보다 적은 래치들 및 채널들이 필요한 경우, 필요한 수의 기능 래치들을 어드레싱하기 위해 프리픽스의 단지 몇 비트만이 디코딩되면 된다. 마찬가지로, 16 비트 미만의 정밀도가 요구되는 경우, 보다 적은 수의 비트들이 SLI 버스 내의 데이터 레지스터에서 사용되고 목표 기능 래치로 멀티플렉싱될 수 있다. 예를 들어, SLI 버스 데이터 레지스터(233)에 들어 있는 데이터가 PWM 밝기 듀티 팩터를 나타내는 경우, 12 비트의 데이터가 멀티플렉싱되어 D 래치(211A) 내로 로드되는 반면, SLI 버스 데이터 레지스터(233)에 들어 있는 데이터가 LED 전류 "도트" 설정을 나타내는 경우, D/A 변환기(213A) 내의 도트 래치에 의해 단지 8 비트만이 필요할 수 있다. A/D 변환기 및 래치(218B)로부터 판독되고 SLI 버스 데이터 레지스터(233) 내로 기입되는 CSFB 데이터는 단지 4-비트 워드를 구성할 수 있다.
따라서, 프리픽스 다중화된 SLI 버스에서는, 데이터가 인터페이스 IC에 의해 SLI 버스 시프트 레지스터(231) 내로 반복적으로 기입되고 이어서 한번에 한 워드씩 순차적 방식으로 몇개의 기능 래치들(211 내지 214) 중 하나 내로 멀티플렉싱된다. 마찬가지로, 데이터가 인터페이스 IC에 의해 요청될 때마다 래치들(214 및 218B)로부터 복사되고, 데이지 체인에서의 시프트 레지스터들을 통해 다시 인터페이스 IC로 순차적 방식으로 시프트된다. 도 7b에 도시되어 있는 LED 구동기 IC(200)에서, 하나의 SLI 버스 데이터 레지스터(233)는 7개의 상이한 기능 래치들로 팬 아웃되고 2개의 기능 래치들로부터 다시 데이터를 판독한다.
프리픽스 다중화된 SLI 버스(230)는 도 7a에 도시되어 있는 팻 SLI 버스와 현저한 대조를 이루며, SLI 버스 시프트 레지스터(201)에서의 각각의 레지스터는 LED 구동기 IC 내의 기능 래치와 일대일 대응관계를 가진다[예컨대, SLI 버스 PWM A 레지스터(220A)는 D 래치(211A)에 대응하고, SLI 버스 위상 A 레지스터(221A)는 Φ 래치(212A)에 대응하며, 이하 마찬가지임]. 이 일대일 대응관계는 팻 SLI 버스 아키텍처가 더 많은 채널을 가지는 LED 구동기 IC들로 확장하는 것을 문제가 많고 비용이 많이 들게 만든다.
따라서, 프리픽스 다중화된 SLI 버스의 팬 아웃 기능은 팻 SLI 버스 프로토콜보다 다채널 LED 구동을 구현하는 더 융통성있고 더 저가인 방식을 제공한다. 이 이유 및 본 명세서에 나중에 고려될 기타 이유들로 인해, 본 발명의 프리픽스 다중화된 SLI 버스는 개선된 직렬 조명 인터페이스 버스 프로토콜, 아키텍처 및 물리 인터페이스를 나타낸다.
프리픽스 디코더 및 멀티플렉서(234)는, 발명의 명칭이 "개선된 직렬 버스를 갖는 저가 LED 구동기(Low Cost LED Driver with improved Serial Bus)"인 앞서 언급한 Williams 등의 출원 제13/346,647호에 기술된 바와 같이, 다양한 방식으로 실현될 수 있다. 하나의 구현예가 도 8의 블록도에 도시되어 있고, SLI 버스 시프트 레지스터(231) 내의 16-비트 프리픽스 레지스터는 2개의 8-비트 레지스터들 - 채널 레지스터(232C) 및 기능 레지스터(232F) - 로 세분된다. 데이터 레지스터(233)는 변경되지 않은 채로 있다. 도시된 바와 같이, 프리픽스 디코더(251)는 어느 LED 채널(255)이 제어될 것인지를 선택하기 위한 채널 선택 출력 라인(254) 및 어느 기능 래치가 조사될 것인지(즉, 기입되거나 판독되는 기능 래치)를 제어하기 위한 기능 선택 출력 라인(252)을 포함하는 2개의 출력 라인을 가진다.
도시된 예에서, 프리픽스 디코더(251)는 라인(254) 상의 채널 선택 신호에 의해 많은 채널들(255) 중 하나를 선택하고, 이어서 라인(252) 상의 기능 선택 신호에 의해 제어될 기능을 선택한다. 기능(256)의 동작을 변경하기 위해, 멀티플렉서(253)는 이어서 데이터 레지스터(233)로부터의 데이터를 프리로드 래치(258)에 기입한다. 데이터는 Vsync 펄스가 발생할 때 - 이 때, 데이터가 프리로드 래치(258)로부터 활성 래치(257) 내로 복사되고, 그로써 아날로그 또는 디지털 기능(258)(예컨대, D, Φ, 도트 등)의 동작 조건들을 변경함 - 까지 프리로드 래치(258)에 유지된다. 활성 래치(257) 내의 데이터는 그 다음 Vsync 펄스가 발생할 때까지 변경되지 않은 채로 있다.
데이터를 프리로드 래치(261)에 기입하고, Vsync 펄스에 동기화되어 데이터를 활성 래치(260)에 복사하며, 그로써 선택된 채널의 동작 조건들을 변경하는 것에 의해, 제어 기능(259)이 유사한 방식으로 변경될 수 있다. 다른 대안으로서, 래치(260) 내의 데이터가 규칙적인 간격으로 제어 기능(259)으로부터 기입되고 프리로드 래치(261) 내로 로드(즉, 샘플링)될 수 있다. 디코더(251)가 대응하는 채널 및 기능을 선택하는 것에 의해, 프리로드 래치(261)에 들어 있는 데이터가 이어서 SLI 버스 시프트 레지스터(231)의 데이터 레지스터(233) 내로 복사된다.
이러한 방식으로, LED 구동기 IC 내의 임의의 수의 채널들(즉, 임의의 수의 LED 스트링들)이 실시간으로 독립적으로 제어될 수 있어, 큰 시프트 레지스터 또는 긴 디지털 워드를 필요로 함이 없이, 공유 SLI 버스 시프트 레지스터(231)를 통한 각각의 제어 기능(256, 259) 및 기타의 정밀한 조절을 용이하게 한다.
도 8에 도시된 바와 같이, 동일한 SLI 버스 시프트 레지스터(231) 및 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜이 CSFB 기능을 내장시키는 데 이용될 수 있다. A/D 변환기의 디지털 출력인 CSFB 신호(262)는 규칙적인 간격으로 샘플링되어 샘플 래치(263) 내에 기입된다. 어떤 실시예들에서, 도 7b에 도시되어 있는 A/D 변환기(218B)에서와 같이, A/D 변환기 및 샘플 래치는 동일한 유닛의 일부이다. 이러한 방식으로, 주어진 채널 및 LED 구동기 IC에 대한 CSFB의 가장 현재의 값이 샘플 래치(263)에 항상 존재한다. 디코더(251)가 대응하는 채널을 선택하고 CSFB 기능을 선택할 때마다, 샘플 래치(263)에 들어 있는 데이터가 이어서 SLI 버스 시프트 레지스터(231)의 데이터 레지스터(233) 내로 복사된다. 임의의 다른 기능과 같이, 적절한 대응하는 프리픽스 코드에 의해 CSFB 데이터가 선택된다. 표 1에서의 프리픽스 코드들은 디코딩을 위한 한 예로서 포함되어 있다:
Figure pct00004
데이터가 SLI 버스 시프트 레지스터(231) 내에 기입된 후에, 데이터는 대응하는 수의 SCK 펄스들에 의해 인터페이스 IC 내로 시프트되어야만 한다. 데이터를 SLI 버스를 통해 완전히 시프트시키는 데 필요한 SCK 펄스들의 수는 '각각의 SLI 버스 시프트 레지스터 내의 비트들의 수 x SLI 버스 내의 SLI 버스 시프트 레지스터들의 수'와 같다. 도 8에 도시되어 있는 고정 길이 32 비트 프로토콜 및 LED 구동기 IC당 하나의 SLI 버스 시프트 레지스터를 가정하면, 데이지 체인에서 인터페이스 IC로부터 가장 멀리 있는 구동기 IC로부터 인터페이스 IC의 CSFBI 입력까지 데이터를 시프트시키는 데 필요한 SCK 펄스들의 총수는 LED 구동기 IC들의 수의 32배이다.
시프트 동안, SLI 버스 시프트 레지스터(233) 내의 데이터의 덮어쓰기를 방지하기 위해 프리픽스 코드가 선택된다. 바람직한 실시예에서, 이 보호는 대응하는 CSFB 샘플 래치들(263)로부터 SLI 버스 데이터 레지스터들(233)에 로드하기 위한 전용 프리픽스 기능 코드(251)(예컨대, 16진수 0E)를 사용하는 것에 의해 달성될 수 있다. 차후의 브로드캐스트 시에, SMPS를 제어하는 피드백 신호을 갱신하기 위해 샘플 래치들(263)로부터의 데이터가 SLI 버스 데이지 체인을 통해 인터페이스 IC 내로 시프트될 때, SLI 버스 시프트 레지스터(233)로부터의/로의 임의의 판독/기입을 방지하기 위해 상이한 프리픽스 코드(예컨대, 16진수 0F)가 사용된다(이 단계를 상기 표 1에서 "CSFB를 실행"이라고 함).
CSFB 기능을 SLI 버스 내에 내장시키는 것은 도 9에 도시되어 있는 LED 구동 시스템(270)의 개략 블록도에 의해 추가로 설명된다. LED 구동기 IC들(272A 및 272H), 인터페이스 IC(273), LED 스트링들(274A, 274B, 274P, 및 274Q) 그리고 스위치 모드 전원(SMPS)(293)이 도시되어 있다. 내장된 CSFB 동작과 관련하여, LED 구동기 IC(272A)는 LED 스트링들(274A 및 274B)을, 각각, 구동하는 전류 싱크 MOSFET들(275A 및 275B), CSFB 회로(291A), 아날로그-디지털(A/D) 변환기(275A), 샘플 래치(277A), 그리고 프리픽스 레지스터(281A) 및 데이터 레지스터(280A)를 포함하는 SLI 버스 시프트 레지스터(282A), 디코더(279A) 및 그의 관련 멀티플렉서(278A)를 사용하는 SLI 버스 통신을 포함한다. PWM 디밍 제어, 도트 교정, 및 고장 검출 등의 LED 구동기 IC(272A) 내의 기타 기능들은 명확함을 위해 제외되어 있다.
이와 유사하게, LED 구동기 IC(272H)는 LED 스트링들(274P 및 274Q)을, 각각, 구동하는 전류 싱크 MOSFET들(275P 및 275Q), CSFB 회로(291H), A/D 변환기(275H), 샘플 래치(277H), 그리고 프리픽스 레지스터(281H) 및 데이터 레지스터(280H)를 포함하는 SLI 버스 시프트 레지스터(282H), 디코더(279H) 및 그의 관련 멀티플렉서(278H)를 사용하는 SLI 버스 통신을 포함한다. 도시되어 있지 않은 기타 LED 구동기 IC들(272B 내지 272G)은 동일한 구성을 가진다. 인터페이스 IC(273)는 데이지 체인 방식으로 배선되어 있는 SLI 버스(294)를 통해 LED 구동기 IC들(272A 내지 272H)에 디지털적으로 연결되어 있고, 각각의 SLI 버스 출력(SO)은 데이지 체인에서의 그 다음 IC의 SLI 버스 입력(SI)으로 배선되어 있다. 체인에서의 마지막 LED 구동기 IC(272H)는 그의 SO 출력이 인터페이스 IC(273)의 SLI 입력에 연결되어 있다. 체인에서의 첫번째 LED 구동기 IC(272A)는 그의 입력이 인터페이스 IC(273)의 SO 출력에[인터페이스 IC(273)의 출력 부분이 도시되어 있지 않음] 또는, 다른 대안으로서, LED 구동기 IC들을 제어하는 데 사용되는 SLI 버스 데이터의 임의의 다른 소스에 연결되어 있다.
인터페이스 IC(273)는 프리픽스 레지스터(285) 및 데이터 레지스터(284)를 포함하는 SLI 버스 시프트 레지스터(283), 디코더(287) 및 그의 관련 멀티플렉서(286), 디지털 크기 비교기(288), LED 구동기 IC들(272A 내지 272H)로부터 획득된 현재 가장 낮은 CSFB 샘플인 디지털 DCSFB 신호를 저장하는 레지스터(289), 디지털-아날로그(D/A) 변환기(290), 및 도 9에 도시되어 있는 LED 구동 시스템(270)에서 ICSFB 신호를 사용하여 SMPS(293)의 피드백 입력에 연결되어 있는 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(291)를 포함하고 있다. 인터페이스 IC(273)는 다음과 같은 2개의 아날로그 출력을 제공할 수 있다: OTA(291)에 의해 출력되는 전류 피드백 신호(ICSFB), 또는, 다른 대안으로서, 전류 피드백 신호보다는 전압을 필요로 하는 SMPS 모듈들에 연결하는 데 사용되는 D/A 변환기(290)에 의해 출력되는 전압 피드백 신호(CSFBO).
ICSFB 신호 및 CSFBO 신호 둘 다는 디지털 전류 감지 피드백 신호(DCSFB)의 아날로그 등가물을 나타낸다. 규칙적인 간격으로 샘플링된 이 디지털 DCSFB 신호는 전류 싱크 MOSFET들(275A 내지 275Q) 상의 가장 낮은 전류 감지(드레인) 전압을 나타내고, 가장 높은 순방향 전압 강하를 갖는 LED 스트링(274A 내지 274Q)을 검출하는 데 사용된다. CSFB 신호(ICSFB 또는 CSFBO의 형태로 되어 있음)는, 어느 것이 가장 높은 순방향 전압 강하를 가지든지 간에, 모든 LED 스트링들(274)에 전력을 공급하기에 충분한 전압(+VLED)을 생성하도록, 차례로 전원 라인(271) 상의 SMPS(293)의 전압(+VLED)을 제어한다.
동작을 설명하면, 인터페이스 IC(273)는 프리픽스 명령을 프리픽스 레지스터(281) 내로 클록킹하여 SLI 버스 데이지 체인을 거쳐 8개의 LED 구동기 IC들(272A 내지 272H) 각각으로 보내어, 각각의 구동기 IC의 멀티플렉서(278)에 샘플 래치(277)의 현재의 샘플 내용을 그의 SLI 버스 시프트 레지스터(282)의 데이터 레지스터(280) 내로 복사하라고 지시한다. 한 예로서, 구동기 IC(272A)에서, 디코더(279A)에 의해 해석되는 프리픽스 레지스터(281A) 내의 프리픽스 명령은 멀티플렉서(278A)에 샘플 래치(277A)의 현재의 샘플 내용을 SLI 버스 시프트 레지스터(282A)의 데이터 레지스터(280A) 내로 복사하라고 지시한다. 동일한 프로세스 및 절차가 다른 LED 구동기 IC들에서 행해진다.
샘플 래치(277A)로부터 SLI 버스 데이터 레지스터(280A) 내로의 데이터 전송 이전에 또는 그와 동시에, CSFB 회로(291A)는 전류 싱크 MOSFET들(275A 및 275B)의 드레인 전압들을 측정하고, 어느 MOSFET가 낮은 쪽의 드레인 전압을 가지는지를 판정하며, 그 낮은 쪽의 드레인 전압을 A/D 변환기(276A)로 전달하고, A/D 변환기(276A)는 그 전압을 그의 디지털 등가물로 변환한다. 결과가 샘플 래치(277A)에 일시적으로 저장된다. 프리픽스 레지스터(281A) 내의 프리픽스 코드를 통해 데이터가 요청될 때 CSFB 전압이 샘플링될 수 있거나, SLI 버스 통신보다 더 빈번히 규칙적인 간격으로 샘플링될 수 있다. 그 결과, 샘플 래치(277A) 내에 들어 있는 데이터는 LED 구동기 IC(272A) 내에 통합되어 있는 2개의 채널들의 가장 낮은 전류 싱크 전압에 관한 가장 현재의 정보를 나타낸다.
전압 샘플링이 Vsync 기간당 적어도 한번 행해져야만 하고, 보다 높은 레이트로 행해져도 괜찮다. 바람직하게는, SMPS(293)의 정확도 및 과도 응답을 개선시키기 위해 전압 샘플링이 Vsync 기간당 2번 또는 3번 행해져야만 한다. Vsync 기간당 3번 초과의 샘플링은 수확 체감(diminishing returns)을 제공하고, 과도한 샘플링(예컨대, Vsync 기간당 10번)은 불필요한 작업들을 수행하기 위해 인터페이스 IC를 사용한다. LED 구동기들(272A 내지 272H)의 A/D 변환기들(277A 내지 277H)에 의해 제공되는 CSFB 데이터가 그들의 대응하는 SLI 버스 데이터 레지스터들(280A 내지 280H)에 로드되면, CSFB 데이터는 데이터 레지스터들로부터 클록킹되어 나와 인터페이스 IC(273) 내로 들어가야만 한다. 이것을 완료하는 데 필요한 SCK 펄스들의 수는 '데이지 체인에 있는 LED 구동기 IC들(272)의 수 x 프로토콜에서의 SLI 버스 시프트 레지스터(282)당 비트들의 수'와 같다(이 경우에, 32 비트 x 8개의 구동기 IC들, 즉 256개의 클록 펄스들).
구동기 IC CSFB 데이터를 인터페이스 IC(273) 내의 SLI 버스(283) 내로 시프트시키는 동안 또는 그 후에, 인터페이스 IC(273)는 어느 CSFB 값이 가장 낮은지를 판정하는 작업을 수행하고 이어서 그 데이터를 사용하여 CSFBO 또는 ICSFB 신호를 SMPS(293)로 전달하며, SMPS(293)는 차례로 그 신호를 사용하여 전원 레일(271) 상의 전압(+VLED)을 설정한다. 데이터가 SLI 버스 시프트 레지스터 데이터 전송의 끝에서 저장되고 분석될 수 있지만, 이것이 또한 실시간으로 수행될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 인터페이스 IC(273)의 SLI 버스 데이터 레지스터(284) 내로 시프트되는 각각의 CSFB 값은 크기 비교기(288)에 의해 이전의 값과 비교되고, 그 이전의 데이터보다 더 낮은 전압을 나타낼 때에만, 레지스터(289) 내로 덮어쓰기된다. 모든 구동기 IC들로부터의 모든 CSFB 데이터가 하나의 SLI 브로드캐스트 사이클 내에 비교된 후에, 레지스터(289) 내의 디지털 데이터 DCSFB는 시스템(270)에서 가장 낮은 CSFB 값을 나타낸다.
본 발명의 다른 측면에서, 데이터가 SLI 버스 데이지 체인을 통해 시프트되는 동안 LED 구동기 IC들(272)에 의한 CSFB 데이터의 덮어쓰기를 방지하기 위해, 프리픽스 레지스터(285) 내의 전용 프리픽스 코드[예컨대, 16진수 코드 "0F"(이진수 "00001111")]가 SLI 버스 시프트 동작 동안에 사용될 수 있다. 데이터 스트림에서 가장 낮은 CSFB 신호를 판정하기 위해, 시프트 동안(즉, 순차적인 SCK 펄스들 동안) 들어오는 데이터의 순차적 비교를 수행하라고 인터페이스 IC(273)에 지시하기 위해, 동일한 프리픽스 코드가 선택될 수 있다. 이 비교 동작에서, 디코더(287)는 멀티플렉서(286)를 디지털 크기 비교기(288)의 입력으로 보낸다. 이 회로는 SLI 버스 레지스터(284) 내의 데이터를 레지스터(289) 내의 데이터와 비교하고, 새로운 데이터가 더 낮은 경우에만 레지스터(289)를 덮어쓰기한다. 모든 LED 구동기 IC로부터의 CSFB 데이터가 인터페이스 IC(273) 내로 시프트될 때까지 이 프로세스가 반복된다. 환언하면, 본 발명의 일 실시예에서, 시프트 동안 멀티플렉서가 SLI 버스 데이터 스트림에 이미 존재하는 CSFB 데이터를 결코 덮어쓰기할 수 없게 하는 특수 프리픽스 코드가 할당될 수 있다.
인터페이스 IC(273)는 이어서 가장 낮은 CSFB 전압의 이 디지털 표현을 SMPS(293)를 제어하는 아날로그 전압 CSFBO 또는 아날로그 전류 ICSFB[모두 합하여, 피드백 신호들(292)이라고 함]로 변환한다. 아날로그 피드백 신호의 특성은 SMPS(293)에 의해 요구되는 피드백의 유형에 의존한다. 아날로그 전압이 필요한 경우, SMPS(293)를 직접 구동하기 위해, 버퍼를 사용하거나 사용함이 없이, D/A 변환기(290)의 CSFBO 전압 출력이 사용될 수 있다. 전류 피드백 신호가 필요한 경우, CSFBO 전압 신호를 전류 신호(ICSFB)로 변환하기 위해 연산 증폭기(OTA)(291)가 사용된다.
SMPS(293)로의 피드백이 전류를 포함하는지 전압을 포함하는지에 상관없이, 폐루프 동작에서, D/A 변환기(290)의 출력 전압은 디지털 크기 비교기(288)에 의해 제공되는 디지털 CSFB 신호(DCSFB)에 응답한다 - 즉, DCSFB 신호의 동적 함수로 된다 -. 이러한 방식으로, 실시간 피드백이 SLI 버스(294)를 통해 디지털적으로 SMPS(293)에 제공될 수 있고, 이는 필요한 레벨의 LED 전류에서 LED 스트링들(274A 내지 274Q)의 적절한 발광을 위한 적당한 전압을 보장하기 위해 LED 전원 출력 전압(+VLED)을 제어하는 것을 용이하게 한다.
SLI 버스에 내장된 CSFB를 갖는 LED 구동기 IC
본 발명에 따른 SLI 버스 통신 및 내장된 CSFB 제어를 갖는 LED 구동 시스템(300)이 도 10a에 도시되어 있다. 도 3a에 도시된 LED 구동기 IC(51)와 유사하게, LED 구동 시스템(300)은 통합된 전류 싱크 DMOSFET들(55A 및 55B), 통합 고전압 다이오드들(58A 및 58B)을 갖는 캐스코드 클램프 DMOSFET들(57A 및 57B), 정확한 전류 제어를 위한 I-정밀 게이트 구동기 회로들(56A 및 56B), 디지털 제어 및 타이밍(DC&T) 회로(59), 및 온칩 바이어스 공급 및 조절기(62)를 갖는 듀얼 채널 구동기 IC(301)를 포함하고 있다. 그렇지만, 이전에 기술한 구동기 IC(51)와 달리, 아날로그 제어 및 감지(AC&S) 회로(310)는, 팻 SLI 버스 시프트 레지스터(311)와 함께, 전류 감지 피드백(CSFB) 정보를 SLI 버스 프로토콜 내에 내장시키도록 수정되었다. SLI 버스 시프트 레지스터는, "팻"이기 때문에, AC&S 회로(310) 내의 샘플 래치[도 9에서의 래치(277)와 동등함]로부터 CSFB 데이터를 수신하는 것에 전용되어 있는 CSFB 레지스터[도 7a에서의 레지스터(223)와 동등함]를 포함한다.
그에 따라, LED 구동기 IC(301)는 150V 차단 기능 및 ±2% 절대 전류 정확도를 갖는 250mA LED 구동의 2개의 채널의 완전한 제어, 12 비트의 PWM 밝기 제어, 12 비트의 PWM 위상 제어, 8 비트의 도트 전류 제어, LED 개방 상태 및 LED 단락 상태에 대한 고장 검출 그리고 과열 검출을 제공하고, 이들 모두는 고속 SLI 버스를 통해 제어되고 공통의 Vsync 및 그레이 스케일 클록(GSC) 신호에 의해 다른 구동기들에 동기화되어 있다. 도시된 구체적인 예가 150V 차단 기능의 정격을 갖는 캐스코드 클램프 DMOSFET들을 나타내고 있지만, 소자들은 필요에 따라 100V부터 300V까지의 동작을 위한 크기로 되어 있을 수 있다. 250mA의 소자의 전류 정격은 패키지의 전력 손실 및 구동되고 있는 2개의 LED 스트링들에서의 순방향 전압의 불일치에 의해 설정된다.
LED 구동기 IC(301) 내의 AC&S 회로(310)는 또한 2개의 전류 싱크 DMOSFET들(55A 및 55B)을 모니터링하는 아날로그 전류 감지 피드백(또는 CSFB) 신호 - 통합된 아날로그-디지털(A/D) 변환기에 의해 CSFB 전압의 디지털 버전(바람직하게는, 길이가 4 비트 이상임)으로 변환됨 - 를 포함한다. 이 디지털 CSFB 신호(또는 DCSFB)는 구동기 IC(301)에서 가장 낮은 전류 소스 전압, 따라서 가장 높은 순방향 강하를 갖는 LED 스트링을 나타낸다. 이 신호는 SLI 버스 시프트 레지스터(311) 내의 CSFB 레지스터로 복사되고 SLI 버스를 통해 인터페이스 IC로 그리고 궁극적으로 다시, +VLED 전원 레일을 공급하는, 시스템 SMPS로 전달된다.
출력 및 입력 CSFB 신호들에 대해, 각각, CSFBO 핀 및 CSFBI 핀을 필요로 하는 이전에 기술한 LED 구동기 IC(51)와 달리, LED 구동기 IC(301)는 그의 CSFB 데이터를 SLI 버스 데이터 스트림에 내장시키고, 구동기에 통합되어 있는 채널들의 수에 상관없이 전류 감지 피드백을 용이하게 하기 위해 추가의 핀을 필요로 하지 않는다. 따라서, CSFBO 핀 및 CSFBI 핀이 LED 구동기 IC(301)를 포함하는 패키지에는 없다. 그에 따라, 아날로그 제어 및 감지 회로(310)는, 팻 SLI 버스 인터페이스(311)와 함께, 전류 감지 피드백(CSFB) 정보를 SLI 버스 프로토콜 내에 내장시키도록 수정되었다.
본 발명에 따른 SLI 버스 통신 및 내장된 CSFB 제어를 갖는 대안의 LED 구동(315)이 도 10b에 도시되어 있다. 듀얼 채널 LED 구동기 IC(316)는 전류 싱크 DMOSFET들(72A 및 72B)을 포함하지만, 캐스코드 클램프 MOSFET들을 생략하고 있다. 그 대신에, DMOSFET들(72A 및 72B)은 오프 상태에서의 고전압에 견디도록 설계되어 있는 통합 고전압 다이오드들(73A 및 73B)을 포함하고 있다. 통상적으로, 이러한 설계는 100V 미만에서의 동작에 가장 적용가능하지만, 필요한 경우, 150V로 확장될 수 있다. LED 구동기(301)에서와 같이, I-정밀 게이트 구동기 회로들(71A 및 71B)은 아날로그 제어 및 감지 회로(320)와 디지털 제어 및 타이밍 회로(74)에 의해 제어되는 정확한 전류 제어를 용이하게 한다. 온칩 바이어스 공급 및 조절기(69)는, 이 경우에, LED 구동기 IC(301)에서와 같이 24V 입력으로부터가 아니라 Vcc로부터 LED 구동기 IC(316)에 전력을 공급한다. 캐스코드 클램프 DMOSFET들이 없는 것 이외에도, LED 구동기 IC(316)는 LED 구동기 IC(301)와 유사하게 동작하고, SLI 버스 인터페이스 및 프로토콜 내에 내장되어 있는 디지털 CSFB 신호를 포함하는 그의 SLI 버스 시프트 레지스터(325)를 통해 제어된다.
출력 및 입력 CSFB 신호들에 대해, 각각, CSFBO 핀 및 CSFBI 핀을 필요로 하는 이전에 기술한 LED 구동기 IC(66)(도 3b)와 달리, LED 구동기 IC(316)는 그의 CSFB 데이터를 SLI 버스 데이터 스트림에 내장시키고, 구동기에 통합되어 있는 채널들의 수에 상관없이 전류 감지 피드백을 용이하게 하기 위해 추가의 핀을 필요로 하지 않는다. 따라서, CSFBO 핀 및 CSFBI 핀이 LED 구동기 IC(316)를 포함하는 패키지에는 없다. 그에 따라, 아날로그 제어 및 감지 회로(320)는, 팻 SLI 버스 인터페이스(325)와 함께, 전류 감지 피드백(CSFB) 정보를 SLI 버스 프로토콜 내에 내장시키도록 수정되었다.
본 발명에 따라 행해지는 내장된 CSFB를 갖는 프리픽스 다중화된 SLI 버스 통신을 사용하는 LED 구동(300)이 도 10c에 도시되어 있다. 듀얼 채널 LED 구동기 IC(331)는 통합 고전압 다이오드들(88A 및 88B)을 갖는 통합된 전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B), 정확한 전류 제어를 위한 I-정밀 게이트 구동기 회로들(86A 및 86B), 아날로그 제어 및 감지 회로(335), 그리고 디지털 제어 및 타이밍 회로(89)를 포함한다. 온칩 바이어스 공급 및 조절기(84)는 Vcc 입력으로부터 IC에 전력을 공급한다.
출력 및 입력 CSFB 신호들에 대해, 각각, CSFBO 핀 및 CSFBI 핀을 필요로 하는 이전에 기술한 LED 구동기 IC(80)(도 3c)와 달리, LED 구동기 IC(331)는 그의 CSFB 데이터를 SLI 버스 데이터 스트림에 내장시키고, 구동기에 통합되어 있는 채널들의 수에 상관없이 전류 감지 피드백을 용이하게 하기 위해 추가의 핀을 필요로 하지 않는다. 따라서, CSFBO 핀 및 CSFBI 핀이 LED 구동기 IC(80)를 포함하는 패키지에는 없다. 그에 따라, 아날로그 제어 및 감지 회로(335)는, 프리픽스 다중화된 SLI 버스 인터페이스(340)와 함께, 전류 감지 피드백(CSFB) 정보를 SLI 버스 프로토콜 내에 내장시키도록 수정되었다.
그렇지 않은 경우, LED 구동기 IC(331)는 150V 차단 기능 및 ±2% 절대 전류 정확도를 갖는 250mA LED 구동의 2개의 채널의 완전한 제어, 12 비트의 PWM 밝기 제어, 12 비트의 PWM 위상 제어, 8 비트의 전류 제어, LED 개방 상태 및 LED 단락 상태에 대한 고장 검출 그리고 과열 검출을 제공하고, 이들 모두는 고속 SLI 버스를 통해 제어되고 공통의 Vsync 및 그레이 스케일 클록(grey-scale clock, GSC) 신호에 의해 다른 구동기들에 동기화되어 있다. 도시된 구체적인 예가 150V 차단 기능의 정격을 갖는 전류 싱크 DMOSFET들을 나타내고 있지만, 소자들은 필요에 따라 100V부터 300V까지의 동작을 위한 크기로 되어 있을 수 있다. 250mA의 소자의 전류 정격은 패키지의 전력 손실 및 구동되고 있는 2개의 LED 스트링들에서의 순방향 전압의 불일치에 의해 설정된다. 100V 정격 초과에서, 고전압 캐스코드 클램프 DMOSFET들(도시 생략)을 전류 싱크 DMOSFET들(87A 및 87B)과 직렬로 통합시키는 것이 유리하고, 그로써 전류 싱크 MOSFET들(87A 및 87B)은 클램프 전압 초과(즉, 12V 초과)에서의 동작을 필요로 하지 않는다.
SLI 버스에 내장된 CSFB를 갖는 LED 구동 시스템 및 인터페이스
도 11에서의 시스템(350)은 본 발명에 따라 구성된 SLI 버스에 내장된 전류 감지 피드백을 포함하는 로컬 디밍을 갖는 LED 백라이팅을 위한 분산형 시스템의 응용을 나타낸 것이다. 동 도면은 공통의 SMPS(353)에 의해 전력을 공급받는 통합 디밍 및 고장 검출을 갖는 일련의 LED 구동기 IC들(316A 내지 316H)을 구동하는 인터페이스 IC(351)를 나타낸 것이다. 동 도면은, 아날로그 CSFB 데이지 체인이 완전히 제거되었고 SLI 버스 프로토콜 및 물리 인터페이스 내에 내장되어 있는 DCSFB 신호로 기능적으로 대체되었다는 것을 제외하고는, 도 4에서의 시스템(100)과 유사하다. 아날로그-디지털 변환이 LED 구동기 IC(316A 내지 316H)에 명확히 도시되어 있지는 않지만, 인터페이스 IC(351)는 SLI 버스에 내장된 DCSFB 디지털 워드로부터 아날로그 피드백 신호를 재구성하는 데 필요한 D/A 변환기(365)의 추가를 나타내고 있다.
LED 구동기 IC들(316A 내지 316H) 각각은, 도 10c의 LED 구동기 IC(331)에 도시된 바와 같이, 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜을 이용할 수 있거나, 다른 대안으로서, 도 10a 및 도 10b의 LED 구동기 IC들(301 및 316)에 도시된 바와 같이, 팻 버스 프로토콜을 이용할 수 있다. 구동기 IC들(316A 내지 316H) 각각은 마찬가지로, 도 10b 및 도 10c에 도시된 바와 같이, 고전압 전류 싱크 MOSFET들을 포함할 수 있거나, 다른 대안으로서, 도 10a에 도시된 바와 같이, 전류 싱크 MOSFET들을 보호하기 위해 캐스코드 클램프 MOSFET들을 통합할 수 있다. 시스템(350)에서, LED 구동기 IC들(316A 내지 316H)는 멀티플렉서(92) 및 디코더(91)없이 도시되어 있고, 이러한 소자들이 필요에 따라(즉, 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜이 이용될 때마다) 구동기 IC들(316A 내지 316H) 내에 포함될 수 있다는 것을 잘 알 것이다. 3개의 디지털 클록 라인, 하나의 디지털 고장 라인, 및 하나의 아날로그 기준 전압 라인을 포함하는 5개의 공통 신호 라인(357)은 인터페이스 IC(351)를 모든 구동기 IC에 연결시킨다. 타이밍 및 제어 회로(363)는 SPI 버스 인터페이스(360)를 통해 수신되는 호스트 μC(도시 생략)로부터의 데이터와 동기하여 Vsync 및 GSC 신호들을 발생시킨다. 타이밍 및 제어 회로(363)는 또한 잠재적인 문제를 즉각 검출하기 위해 FLT 인터럽트 라인을 모니터링한다. 기준 전압원(362)은 양호한 채널간 전류 일치를 보장하기 위해 시스템에 전역적으로 기준 전압(Vref)을 제공한다. 바이어스 전원(361)는 SMPS(353)에 의해 발생되는 고정된 +24V 전원 레일(354) 상의 전원 전압(VIN)으로부터 인터페이스 IC(351)에 전력을 공급한다. 바이어스 회로(361)는 또한 LED 구동기들(316A 내지 316H)에 전력을 공급하기 위해 조절된 공급 전압(Vcc)(바람직하게는 5V)을 발생시킨다. Vcc 전원은 커패시터(362)에 의해 필터링된다.
이 예에서, LED 구동기들(316A 내지 316H) 각각은 통합 HV 다이오드들(73A 내지 73Q)을 갖는 고전압 전류 싱크 DMOSFET들(72A 내지 72Q), I-정밀 게이트 구동기 회로들(71A 내지 71Q), DC&T 회로들(74A 내지 74H), 전류 감지 피드백 검출 및 디지털 DCSFB로의 A/D 변환을 포함하는 AC&S 회로들(320A 내지 320H), 및 SLI 버스 시프트 레지스터들(325A 내지 325H)을 포함하는 2개의 채널을 포함한다. 도 11에 도시되어 있는 LED 구동기 IC들(316A 내지 316H)이 캐스코드 클램프 MOSFET들을 갖지 않지만, 시스템(350)은 또한, LED 구동기 IC들에 전력을 공급하고 캐스코드 클램프 DMOSFET들의 게이트들을 바이어스하기 위해 Vcc보다는 24V VIN 전원이 사용될 수 있는 것을 제외하고는, 도 10a에 도시된 LED 구동기 IC(300)의 방식으로 구성될 수 있다.
3가지 버전들(10a, 10b 또는 10c) 중 임의의 것이 도 11에서의 구동기 IC 박스들(316)에 플러그인될 수 있다.
LED 구동기 IC들(316A 내지 316H)을 연결시키는 SLI 버스(356)는 SLI 버스 라인들(356A 내지 356I)에 의해 데이지 체인으로 서로 연결되어 있는 SLI 버스 시프트 레지스터들(325A 내지325H)을 포함하고, 여기서 인터페이스 IC(351) 내의 SLI 회로(364)의 SO 직렬 출력이 SLI 버스 라인(356A)을 통해 LED 구동기(316A)의 SI 입력에 연결되고, LED 구동기(316A)의 SO 출력이 SLI 버스 라인(356B)을 통해 LED 구동기(316B)의 SI 입력에 연결되며(도시 생략), 이하 마찬가지이다. SLI 버스 라인(356H)은 시스템(350)에 도시되어 있는 마지막 LED 구동기(316H)의 SI 입력에 연결되어 있다. LED 구동기(316H)의 SO 출력은, 차례로, SLI 버스 라인(356I)을 통해 인터페이스 IC(351) 내의 SLI 회로(364)의 SI 입력에 연결되어 있다. 이러한 방식으로, SLI 버스(356)는 인터페이스 IC(351)로부터 나와서 모든 LED 구동기 IC들(316A 내지 316H)[때때로 모두 합하여 LED 구동기 IC들(316)이라고 함]을 통해 다시 그 자신으로 가는 완전한 루프를 형성한다. 인터페이스 IC(350)의 SO 핀으로부터 데이터를 시프트시키는 것은 똑같은 길이의 비트열을 다시 인터페이스 IC(350)의 SI 핀 내로 동시에 반환한다.
SLI 회로(364)는 필요에 따라 SLI 버스 클록 신호(SCK)를 발생시킨다. LED 구동기 IC들(316A 내지 316H)이 칩 어드레스들을 갖지 않기 때문에, SLI 버스(356)를 통해 클록킹되는 비트들의 수는 구동되는 LED 구동기 IC들의 수에 상관되어 있다. SLI 버스(356)를 통해 클로킹되는 비트들의 수가 SPI 인터페이스(360)에서의 데이터 교환을 제어하는 소프트웨어를 수정하는 것에 의해, 또는 인터페이스 IC(351)에 대한 하드웨어 수정에 의해 조절될 수 있다. 이러한 방식으로, 시스템(350) 내의 채널들의 수가 디스플레이의 크기와 일치하도록 유연하게 변화될 수 있다. SLI 버스(356)를 통해 시프트되는[즉, 버스(356)를 통해 브로드캐스트되는] 비트들의 수는 이용되는 SLI 버스 프로토콜 및 SLI 버스 시프트 레지스터들 내의 비트들의 수에 의존한다. 예를 들어, 팻 SLI 버스 프로토콜은 듀얼 채널 LED 구동기당 72 내지 88 비트를 필요로 하는 반면, 프리픽스 다중화된 SLI 버스는, 각각의 구동기 IC에 통합되는 채널들의 수에 상관없이, 실질적으로 더 작다(예컨대, LED 구동기 IC당 고정된 32 비트의 길이).
SLI 버스 통신을 제어하기 위해 인터페이스 IC(351) 내의 하드웨어 제어기가 사용될 때, 보다 적은 또는 보다 많은 비트들을 시프트 아웃시키기 위해 SLI 버스 회로(364)에서의 레지스터들을 수정하는 것은 인터페이스 IC(351)의 제조 또는 설계에서의 수정을 필요로 한다. 대안의 방식은 인터페이스 IC(351)를 데이지 체인에 보다 적은 또는 보다 많은 LED 구동기 IC들을 수용하도록 구동기를 조절하기 위해 소프트웨어를 사용하는 프로그램가능 인터페이스 IC로 대체하는 것을 수반한다.
SMPS(353)로의 전류 감지 피드백은 SLI 버스(356) 내에 내장되어 있는 디지털 전류 감지 피드백(또는 DCSFB) 신호를 포함한다. SLI 버스(356)를 통해 데이터를 시프트시키는 것은 궁극적으로 이 내장된 DCSFB 신호를 인터페이스 IC(351)의 SLI 버스 회로(364)로 반환한다. 이전에 기술된 방식으로, SLI 버스 회로(364)는, 차례로, SLI 버스(356)에서의 가장 낮은 CSFB 워드를 나타내는 DCSFB 워드를 출력하고, D/A 변환기(365)는 그 DCSFB 워드를 아날로그 CSFB 피드백 전압으로 변환한다. 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(366)는 이어서 SMPS(353)의 +VLED 출력을 제어하기 위해 CSFB 피드백 전압을 라인(358) 상의 전류 피드백 ICSFB 신호로 변환한다. 다른 대안으로서, CSFB 피드백 전압 자체는 SMPS(353)를 제어하기 위한 피드백 신호로서 사용될 수 있다. CSFB 데이터를 디지털적으로 내장시키는 것은 시스템(350)을 도 4의 시스템(100)과 대비시키며, 모든 LED 구동기 IC를 아날로그 데이지 체인을 통해 인터페이스 IC에 연결시키는 것은 구동기 IC당 2개의 전용 핀을 필요로 한다.
시스템(350)에서는, 시스템(100)에서와 같이, 인터페이스 IC(351)에 의해 CSFB 피드백 신호(CSFBO 또는 ICSFB)의 단일 값만이 발생된다. 2개 이상의 SMPS가 필요한 응용들(예컨대, 보다 크고 보다 높은 전류의 백라이트 디스플레이들 또는 RGB 백라이팅을 갖는 디스플레이들)에서, 다수의 SMPS 유닛들을 제어하기 위해 2개 이상의 CSFB 출력 전압을 출력하도록 인터페이스 IC가 수정될 수 있다. SLI 버스 데이터 스트림 자체는 다수의 LED 공급 전압 레일들을 독립적으로 제어하기 위해 필요한 정보를 전달하지만, 인터페이스 IC는 이러한 특징을 이용하기 위해 채널 정보를 적절히 분리시키도록 구성되어야만 한다. 본 발명의 다중 피드백, 다중 출력 실시예가 이하에 기술되어 있다.
아날로그 및 디지털 데이터 변환
다시 도 9를 참조하면, 전류 싱크 MOSFET들(275)에 걸쳐 존재하는 전압들이 동적으로 측정되고 SMPS(293)의 출력 전압을 제어하는 데 사용된다. 측정된 전압 및 피드백 신호 둘 다가 아날로그 신호를 포함하는 반면, 본 발명에 따른 SLI 버스에 내장된 CSFB 방법은 LED 구동기 IC들(272)로부터 인터페이스 IC(273)까지의 디지털적으로 인코딩된 피드백 경로를 포함한다. 이러한 시스템은 전류 싱크 MOSFET들(275)에 걸친 전압들을 감지하기 위해 LED 구동기 IC들(272) 내에서의 아날로그-디지털 변환을 필요로 하고, SMPS(293)에 대한 피드백 신호(292)를 발생시키기 위해 인터페이스 IC(273) 내에서의 디지털-아날로그 변환을 필요로 한다.
아날로그 신호들을 디지털 워드들로 그리고 그 반대로 변경하는 것은 데이터 변환에 의존한다. A/D 변환기 및 D/A 변환기의 설계가 기술 분야의 당업자들에게 공지되어 있지만, 아주 다양한 변환기들이 존재하고 디지털 CSFB 기능의 성능 요구사항들을 충족시키도록(그렇지만, 실질적으로 초과하지 않도록) 선택되어야만 한다. 부하 과도현상(load transient)에 너무 느리게 반응하거나 불안정성 및 긴 정착 시간(settling time)을 겪는 데이터 변환기 설계들은 플리커 및 일관성없는 디스플레이 영상을 야기할 수 있고, 극단적인 경우에, 심지어 디스플레이 내의 전자 부품들을 손상시킬지도 모른다. 이와 달리, 정확한 고성능 변환기는 일반적으로 TV 시장에 대해 너무 크고 너무 고가이다.
도 12는 LED 구동기 IC들 내에서 수행되는 감지 및 디지털 인코딩을 위한 회로를 나타낸 것으로서, 여기서 LED 스트링들(274A 및 274B)을 구동하는 MOSFET들(275A 및 275B)의 드레인 연결 상의 전압이 연산 증폭기를 포함하는 CSFB 회로(275)의 플러스 입력들(VinA+ 및 VinB+)에 연결되어 있다. 연산 증폭기의 출력이 그의 마이너스 입력(VinB-)에 연결되어 있는 경우, 연산 증폭기는 그의 플러스 입력들(VinA+ 및 VinB+) 중 가장 마이너스인 것을 증폭하는 단위 이득 증폭기 또는 전압 폴로워로서 기능한다. CSFB 회로(275)의 출력은 또한 A/D 변환기(276)의 입력에 피드된다. 유의할 점은, 전류 싱크 MOSFET들(275A 및 275B)에 대한 I-정밀 게이트 구동기 회로들이 명확함을 위해 도 12에 도시되어 있지 않다는 것이다.
CSFB 회로(275)의 일 실시예에서, 연산 증폭기는 정합하는 입력 P-채널 MOSFET들(401A, 401B 및 401C) 및 전류원(403)을 갖는 차동 입력을 포함한다. 정합하는 N-채널 MOSFET들(402A 및 402B)을 포함하는 전류 미러는 마이너스 입력 P-채널 MOSFET(401A)에서의 전류를 반사한다. N-채널 MOSFET(402B)에서의 전류는 P-채널 MOSFET들(401B 및 401C)에서의 전류와 함께 합산되어, N-채널 MOSFET(404) 및 전류원을 포함하는 능동 부하(405)를 포함하는 제2 증폭기단을 구동한다. 그의 출력으로부터 마이너스 입력 MOSFET(401A)로의 네거티브 피드백(negative feedback)과 함께, 증폭기의 극점-영점 응답을 설정하고 전 동작 범위에 걸쳐 안정성을 유지하기 위해 커패시터(406) 및 저항기(407)를 포함하는 보상 회로망이 포함되어 있다.
동작을 설명하면, 증폭기의 VinA+ 및 VinB+ 입력들에 존재하는 가장 마이너스인 입력은 P-채널 MOSFET들(401B 또는 401C) 중 어느 하나를 그의 병렬 대응부 이상으로 턴온시켜, 증폭기의 출력을 강제로 MOSFET들(401B 및 401C)의 2개의 드레인 전압 중 낮은 쪽으로 되게 만든다. 출력은 이어서 A/D 변환기(276)에 의해 디지털화되고, 요청될 때, SLI 버스 시프트 레지스터 내에 로드된다.
도 12에서의 CSFB 회로(275)가 듀얼 채널 LED 구동기 IC에 대해 도시되어 있지만, 단순히 MOSFET들(401B 및 401C)에 정합되는 P-채널 MOSFET들에 연결된 플러스 입력들을 추가하는 것에 의해 임의의 수의 채널들이 통합될 수 있다. 예를 들어, 제3 플러스 입력이 P-채널 MOSFET(401D)에 연결된 경우, CSFB 회로(275)는 그의 3개의 입력들 중 가장 낮은 것(채널 A, 채널 B 또는 채널 C 중 어느 하나)을 출력할 것이다. 이러한 방식으로, CSFB 회로(275)는 특정의 LED 구동기 IC에서의 임의의 전류 싱크 MOSFET의 가장 낮은 드레인 전압을 검출하고 출력한다.
이전에 기술한 바와 같이, CSFB 회로(275)는 주어진 LED 구동기 IC 내의 전류 싱크 MOSFET들에 걸쳐 존재하는 가장 낮은 전압을 결정한다. 이 아날로그 전압은 아날로그-디지털 변환기(276)에 입력된다. 아날로그-디지털 변환기(276)는 기술 분야의 당업자들에게 공지된 방법들을 사용하여 용이하게 실현될 수 있다. 저항기들(417A 내지 417P)[모두 합하여, 저항기들(417)이라고 함]들을 포함하는 전압 분배기, 대응하는 수의 아날로그 비교기들(418A 내지 418P), 기준 전압(Vref)(416)의 안정적인 공급원, 및 BCD(binary-coded decimal) 디지털 인코더(420)를 포함하는 4-비트 A/D 변환기(276)가 도 13에 도시되어 있다.
도시된 바와 같이, 기준 전압(Vref)은 Vref의 1/16부터 Vref까지의 범위에 있는 16개의 선형적으로 균일한 스텝들로 분할된다. 이 16개의 기준 전압들은 아날로그 비교기들(418A 내지 418P)의 마이너스 입력들에 연결되어 있다. 예를 들어, 저항기(417A)의 보다 플러스인 단자(즉, 접지에 연결되지 않은 쪽)가 비교기(418A)의 마이너스 입력에 연결되어 있다. 이와 유사하게, 저항기(417G)의 보다 플러스인 단자가 비교기(418G)의 마이너스 입력에 연결되어 있으며, 이하 마찬가지이다. 비교기(418P)에의 입력은 기준 전압(Vref)에 직접 연결되어 있다. 아날로그 비교기들(418A 내지 418P)의 플러스 입력들은 A/D 변환기(276)의 입력 단자에 연결되어 있고, 이 입력 단자는 차례로 CSFB 회로(275)의 출력에 연결되어 있다. 비교기(418A)가 직렬 저항기 체인(series resistor chain)(417)의 가장 낮은 전압을 측정하기 때문에, 그의 출력은 변환기의 최하위 비트(또는 LSB)로서 간주될 수 있다. 이와 달리, 비교기(418P)는 가장 높은 전압(즉, Vref보다 더 높은 입력)을 측정하기 때문에, 이는 A/D 변환기(276)의 최상위 비트(또는 MSB)로서 간주될 수 있다.
동작을 설명하면, CSFB 회로(275)에 의해 출력되는 아날로그 전압이 아날로그 비교기들(418A 내지 418P)에의 마이너스 입력들에서의 16개의 기준 전압들과 비교된다. Vref(416)에 의해 전력을 공급받아, 저항기들(417)의 직렬 스트링을 사용하여 개개의 기준 전압들이 발생된다. 임의의 주어진 입력 전압에 대해, A/D 변환기 입력이 어떤 비교기들에서는 기준 전압을 초과하고 다른 비교기들에서는 기준 전압 미만일 수 있다. CSFB 입력이 기준 전압들을 초과하는 그 비교기들의 경우, 대응하는 비교기들의 출력들은 논리 "하이" 상태를 나타낼 것이다. 기준 전압이 CSFB 입력을 초과하는 그 비교기들의 경우, 대응하는 비교기들의 출력들은 논리 "로우" 상태를 나타낼 것이다. 예를 들어, A/D 변환기(276)에의 입력 전압이 비교기(418G)에 입력되는 기준 전압을 단지 약간 초과할 때 비교기들(418A 내지 418G)의 출력들 모두가 하이일 것이고 비교기들(418H 내지 418P)의 출력들 모두가 로우인 채로 있을 것이다.
이러한 방식으로, 16개의 비교기들(418A 내지 418P)의 출력들은 CSFB 회로(275)의 아날로그 CSFB 전압 출력의 디지털 근사치를 나타내는, 고유의 디지털 비트(즉, "1" 및 "0") 조합을 생성한다. 비교기들(418A 내지 418P)의 16개의 출력들은 BCD 인코더(420)에 피드되고, BCD 인코더(420)는 차례로 4-비트 BCD(binary-coded-decimal) 코드를 출력하며, 이 BCD 코드는 이어서 샘플 래치(277)에 디지털 CSFB 데이터로서 저장된다. BCD 인코더(420)는 비교기(418) 출력들의 16개의 가능한 조합들을 일대일 대응관계에 있는 16개의 4-비트 워드들로 변환한다. 한가지 가능한 변환 코드가 이하의 표 2에 나타내어져 있다:
Figure pct00005
샘플 래치(277) 내의 4-비트 DCSFB 데이터는 필요에 따라 SLI 버스 레지스터(280)로 전달되고, 이어서 앞서 기술한 방식으로 SLI 버스를 통해 인터페이스 IC 내로 시프트된다. DCSFB 데이터를 포함하는 샘플 래치(277)를 "샘플 래치"라고 하는 이유는, 아날로그 데이터를 디지털 데이터로 변환하는 프로세스가 유한한 양의 시간이 걸리고(즉, A/D 변환이 순간적이지 않고), 따라서 전압 데이터가 단지 어떤 주기로 "샘플링"되기 때문이다. 더욱이, 앞서 기술한 바와 같이, 비디오 백라이트 시스템에서 프레임 레이트보다 상당히 높은 주파수로(즉, Vsync 주파수의 5배보다 더 빠른 속도로) CSFB 피드백 전압을 샘플링할 강렬한 필요성 또는 이점이 없는 것이 보통이다.
프리픽스 다중화된 SLI 버스의 경우에, 샘플 래치(277) 내의 DCSFB 데이터는 DCSFB 데이터를 판독하기 위한 대응하는 프리픽스 코드에 응답하여 멀티플렉서(278)를 통해 SLI 버스 데이터 레지스터(280) 내로 전달되고, 여기서 프리픽스가 디코딩되고 데이터가 샘플 래치로부터 SLI 버스 시프트 레지스터의 데이터 필드 내로 복사된다. SLI 버스 데이터 레지스터가 16 비트 폭인 프리픽스 다중화된 SLI 버스의 바람직한 실시예에서, LED 구동기 IC로부터 발생된 4-비트 DCSFB 워드가 바람직하게는 표 3에 나타낸 바와 같이 데이터 레지스터의 최하위 4 비트 내로 로드된다:
Figure pct00006
이와 달리, 팻 SLI 버스 프로토콜에서는, 샘플 래치(277) 내의 데이터가, 중간의 멀티플렉서(278)를 필요로 함이 없이, SLI 버스 프로토콜에서의 대응하는 4-비트 워드에 직접 매핑된다. 그에 따라, 각각의 LED 구동기 IC는 IC당 적어도 하나의 DCSFB 워드를 발생시키고 규칙적인 주기로 또는 요청 시에 그 정보를 SLI 버스 데이터 레지스터 내로 로드한다.
각각의 구동기 IC가 그 특정의 IC 내의 전류 싱크 MOSFET들의 가장 낮은 드레인 전압을 나타내는 그 자신의 DCSFB 신호를 발생시키기 때문에, 인터페이스 IC는 모든 채널들 및 구동기 IC들에 대한 가장 낮은 CSFB 전압의 값을 식별하기 위해 디지털 코드들을 분류해야만 한다. 도 14에 도시된 바와 같이, 디지털 레지스터(289)에 저장되어 있는 이 가장 낮은 CSFB 전압은 이어서 다시 D/A 변환기(290)에 의해 아날로그 피드백 신호로 변환되고 아날로그 피드백 신호(292)로서 출력된다. SMPS의 피드백 입력을 구동하기 위해 CSFBO라고 하는 D/A 변환기(290)의 전압 출력이 직접 사용될 수 있거나, 다른 대안으로서, 이 전압을 피드백 전류(ICSFB)로 변환하기 위해 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)(291)가 사용될 수 있다.
4-비트 디지털-아날로그 변환기(290)는 기술 분야의 당업자들에게 공지된 방법들을 사용하여 용이하게 실현될 수 있다. 도 14에 예시되어 있는 한가지 이러한 방법은 저항기들(431 내지 438)을 포함하는 R/2R 래더(ladder) 설계를 이용한다. 각각의 디지털 입력(D0 내지 D3)이 Vcc에서의 논리 "하이" 상태로 또는 접지에서의 논리 "로우" 상태로 바이어스된다. 이들 입력은 저항기 "래더"에 연결되어, 저항기 회로망에 걸쳐 전압 VR을 생성한다. 레지스터(289) 내의 이진 비트 조합을 변경함으로써, 저항기 래더 전압 VR이 동적으로 변화될 수 있다. 구체적으로는, 레지스터(289)가 4-비트 워드를 포함하는 경우, 16개의 가능한 디지털 조합들은 16개의 고유의 등가 회로들을 생성하고, 각각은 독특한 고유의 VR 전압을 가진다. 변하는 부하 임피던스와의 상호작용을 피하기 위해, 전압 폴로워(439)는 래더 출력 전압을 버퍼링한다. 저항기 이진 가중을 사용함으로써, D/A 변환기(290)는 디지털 코드의 아날로그 전압으로의 선형 단조 변환을 생성한다.
다수의 SLI 버스에 내장된 CSFB 신호들을 지원
이전에 기술한 바와 같이, 아날로그 전류 감지 피드백의 제한들 중 하나는 다수의 독립적인 피드백 신호들을 지원하는 유연성이 없다는 것이다. 보다 높은 전력 레벨들을 지원하기 위해 또는 상이한 색상들을 가지는 다수의 LED 스트링들을 구동하기 위해 시스템당 2개 이상의 SMPS가 요구될 때 다수의 피드백 신호들이 필요하다. 예를 들어, 단일의 전원이 과도하게 크고 에너지 비효율적인 보다 크고 보다 밝은 디스플레이들에서 독립적인 +VLED 전원들을 발생시키는 2개의 SMPS 모듈이 필요하다. RGB 백라이팅에서, 적어도 3개의 분리된 전원들 - 적색 LED 스트링들에 전력을 공급하는 하나의 전원, 녹색 LED 스트링들에 전력을 공급하는 하나의 전원, 및 청색 LED 스트링들에 전력을 공급하는 다른 전원 - 이 필요하다. 어떤 경우들에, RGBG 백라이트에서, 4개의 전원이 이용되는데, 그 이유는 최상의 색상 균형(color balance)을 달성하기 위해 하나가 아닌 2개의 녹색 LED 스트링이 필요하기 때문이다. 그에 관계없이, 현재의 시스템들에서, 상이한 출력 전압들을 갖는 다수의 전원들을 지원하는 것은 전체 LED 백라이트 시스템을 2배로 하거나 3배로 하는 것을 필요로 하여, 해결책을 고가로 만들고 다수의 아날로그 피드백 신호들에 결합되는 잡음에 민감하게 만든다.
다수의 DCSFB 신호들을 지원하도록 SLI 버스에 내장된 CSFB 방법을 수정하는 것은 추가의 SMPS 모듈들 이외에 BOM 시스템 비용에 대한 어떤 변경도 없이, SLI 버스 아키텍처에 대한 어떤 변경도 없이, LED 구동기 IC들에 대한 어떤 변경도 없이, 그리고 인터페이스 IC에 대한 최소한의 변경으로, 다수의 아날로그 전류 감지 피드백 신호들의 문제가 되는 쟁점들을 해결한다. 그에 따라, 본 발명에 따라 이루어진 단일의 백라이트 시스템은 간단히 다수의 전원들을 지원하도록 구성될 수 있다.
도 15에 예시된 바와 같이, 본 발명에 따라 이루어진 다중 전원 LED 구동 시스템(450)은 다수의 DCSFB 신호들에 대해 적합하게 되어 있는 개시된 SLI 버스에 내장된 CSFB 방법을 사용하여 8개의 LED 구동기 IC들(174)의 어레이 및 각각의 SMPS 모듈에 대한 독립적인 피드백 라인(452 및 455)을 갖는 2개의 SMPS 모듈(453 및 456)을 제어하는 단일의 인터페이스 IC(451) 및 단일의 SLI 버스 데이지 체인(161)을 포함한다. 이러한 방식으로, 단일의 스칼라 비디오 프로세서 IC(153) 및 마이크로컨트롤러(152)는 2개의 고전압 전원들로부터 개별적인 LED 백라이트 어레이들을 구동할 수 있고, SMPS 모듈들(453 및 456) 각각은 그가 구동하고 있는 LED 스트링들에 대한 최적의 전압으로 동작한다. 정밀한 전류 일치를 위해, 모든 LED 구동기 IC들(174A 내지 174H)은 라인(155) 상의 공통의 Vref 아날로그 기준 전압을 공유한다.
도시된 바와 같은 듀얼 전원 백라이트 시스템(450)에서, LED 스트링들(156A 내지 156H)은 디지털 피드백 신호(DCSFB1)의 함수로서의 전압(+VLED1)으로 동적으로 조절되는 공통의 고전압 전원 레일(454)로부터 전력을 공급받는다. 인터페이스 IC(451)는 LED 구동기 IC들(174A 내지 174D)로부터 검색되는 SLI 버스에 내장된 CSFB 데이터를 조사하고 데이터 스트림에서의 가장 낮은 값을 선택함으로써 DCSFB1의 값을 결정한다. 이 디지털 값은 이어서 전압 피드백 신호(CSFBO1)로서 또는 전류 피드백 신호(ICSFB1)로서 SMPS1 모듈(453)을 제어하는 라인(452) 상의 아날로그 피드백 신호로 변환된다. 이와 유사하게, LED 스트링들(156I 내지 156Q)은 디지털 피드백 신호(DCSFB2)의 함수로서의 전압(+VLED2)으로 동적으로 조절되는 공통의 고전압 전원 레일(457)로부터 전력을 공급받는다. 인터페이스 IC(457)는 LED 구동기 IC들(174E 내지 174H)로부터 검색되는 SLI 버스에 내장된 CSFB 데이터를 조사하고 데이터 스트림에서의 가장 낮은 값을 선택함으로써 DCSFB2의 값을 결정한다. 이 디지털 값은 이어서 전압 피드백 신호(CSFBO2)로서 또는 전류 피드백 신호(ICSFB2)로서 SMPS2 모듈(456)을 제어하는 라인(455) 상의 아날로그 피드백 신호로 변환된다.
DCSFB1 및 DCSFB2 둘 다는 인터페이스 IC(451)가 SLI 버스 라인(161I)을 통해 인터페이스 IC(451) 내로 시프트되는 SLI 버스(161) 상의 데이터 스트림을 조사하고 CSFB 데이터를 구성하는 각각의 워드의 부분 및 그 부분이 어느 구동기 IC로부터 나왔는지를 결정하기 위해 들어오는 비트들을 분류하는 것으로부터 도출된다. 팻 SLI 버스 프로토콜의 경우에, 이러한 분류 기능은 카운터를 사용하여 또는 어느 LED 구동기 IC가 라인(161I) 상으로 도착하고 있는 데이터에 관계되어 있는지를 판정하는 프로그램가능 논리에 의해 달성될 수 있다. CSFB 데이터를 SLI 버스 프로토콜로 인코딩하는 이 방법은 구동기 IC당 단 하나의 CSFB 피드백 신호를 내장시켜 LED 구동기 IC들로부터 다수의 전원들을 제어하는 것을 용이하게 한다. 구동기 IC들(174)이 도 6에 도시된 시스템(170) 등의 단일의 전원 응용들에서 사용되고 앞서 기술된 것들로부터의 수정을 필요로 하지 않지만, 도 15에서의 인터페이스 IC(451)는, 다수의 전원들을 독립적으로 제어하기 위해, 그의 들어오는 CSFB 데이터를 조사하고 2 채널의 피드백으로 파싱하도록 수정되어야만 한다.
LED 구동기 IC들(174E 내지 174H)에 관계되어 있는 CSFB 데이터로부터 LED 구동기 IC들(174A 내지 174D)에 관계되어 있는 CSFB 데이터를 분리시키는 방법이 도 16에 기능적으로 예시되어 있다. SLI 버스 시프트 레지스터(474)에 들어가는 SLI 버스 데이터 스트림(473)은 8개의 개별적인 LED 구동기 IC들(도시 생략)로부터 그리고 그 내에서 발생된 8개의 CSFB 신호들(473A 내지 473H)을 포함하고, 각각의 구동기 IC는 그 자신의 고유의 CSFB 피드백 값을 처리를 위해 인터페이스 IC로 송신한다. 들어오는 CSFB 피드백 데이터를 해석하는 SLI 버스 시프트 레지스터(474)는 앞서 언급한 인터페이스 IC 내에, 예를 들어, 인터페이스 IC(451) 또는 등가물 내에 존재하고, 도시된 바와 같이, 2개의 전원을 제어하기 위한 피드백 신호들(487 및 488)을 출력한다.
CSFB 데이터(472)를 포함하는 팻 SLI 버스 프로토콜(471)이 어느 구동기 IC가 특정의 CSFB 신호를 발생시켰는지에 관한 어떤 정보도 포함하지 않기 때문에, 데이터가 SLI 버스 시프트 레지스터(474) 내로 시프트될 때 데이터의 소스를 식별하기 위해 카운터 또는 프로그램가능 논리가 사용되어야만 한다. 도시된 예에서, LED 구동기 IC들(174A 내지 174D)로부터 발생된 CSFB 데이터 워드들(473A 내지 473D)은 전원(SMPS1)의 출력 전압을 제어하는 반면, LED 구동기 IC들(174E 내지 174H)로부터 발생된 CSFB 데이터 워드들(473E 내지 473H)은 전원(SMPS2)의 출력 전압을 제어한다. 구조적으로 워드들(473A 내지 473H) 각각을 나타내는 디지털 워드(471)는 비CSFB 데이터를 구성하는 비트들 내에 내장된 CSFB 데이터를 나타내는 CSFB 패킷(472)을 포함한다. 도시된 예에서, SMPS2를 제어하는 데 사용되는 데이터 워드들(473E 내지 473H)이 먼저 SLI 버스 시프트 레지스터(474) 내로 시프트되고, 이어서 SMPS1을 제어하는 워드들이 뒤따른다. 이 순서는 임의적이고, 시스템마다 달라질 수 있다. 실제로, SMPS1 및 SMPS2를 제어하는 데이터는 생각컨대 산재되어 있을 수 있어, 분류 프로세스를 추가적으로 복잡하게 만들 수 있을 것이다.
들어오는 SLI 버스 데이터를 구별되는 워드들(473A 내지 473H)로 파싱하고, 각각의 워드에서의 CSFB 데이터 패킷(472)을 분리시키며, 어느 LED 구동기 IC 채널이 데이터를 송신했는지를 식별하기 위해, 카운터(477)는 SCK 펄스들의 수를 카운트하고, 디코더(478)는 대응하는 데이터로 무엇을 해야 하는지 - 그 데이터를 SLI 버스 레지스터로부터 활성 래치 내로 CSFB1 데이터, CSFB2 데이터로서 로드할지 또는 그 데이터를 폐기할지 - 를 해석한다. 구체적으로는, 멀티플렉서(475)는 채널 A, 채널 B, 채널 C 및 채널 D에 대한 SLI 버스 데이터를 비교 1 레지스터(478)로 보내고 채널 E, 채널 F, 채널 G 및 채널 H에 대한 데이터를 비교 2 레지스터(479)로 보낸다. SLI 버스 시프트 레지스터(474)가 전체 팻 SLI 버스 프로토콜 워드(길이가 66 또는 88 비트임)를 포함하지만, 단지 4 비트 폭의 CSFB 패킷(472)만이 비교 레지스터들(478 또는 479)에 로드된다. 모든 다른 비트들은 폐기되거나 인터페이스 IC 내의 다른 레지스터들 및 기능들에 의해 사용된다.
채널-1 CSFB 데이터 패킷들(472)이 비교 1 레지스터(478)에 로드될 때, 들어오는 데이터는 "가장 낮은 CSFB1" 레지스터(480) 내의 데이터와 비교되고, 새로운 데이터가 수치적으로 더 낮은 크기 값을 가지는 경우에만 레지스터(480)를 덮어쓰기한다. 그렇지 않은 경우, "가장 낮은 CSFB1" 내의 데이터는 변경되지 않은 채로 있다. SLI 버스 시프트 동작의 완료 시에 또는 그 다음 Vsync 펄스 시에, DCSFB1 데이터는 이어서 활성 래치 및 D/A 변환기(482)에 로드되고, SMPS1의 출력 전압이 변한다. 아날로그 피드백 신호(487)는 전압 출력(CSFBO1) 또는 전류(ICSFB1)를 포함할 수 있고, 여기서 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)(484)는 CSFBO1 피드백 전압을 ICSFB1 피드백 전류로 변환한다. 유사한 방식으로, 채널-2 CSFB 데이터(472)가 비교 2 레지스터(479)에 로드될 때, 들어오는 데이터는 "가장 낮은 CSFB2" 레지스터(481) 내의 데이터와 비교되고, 새로운 데이터가 수치적으로 더 낮은 크기 값을 가지는 경우에만 레지스터(481)를 덮어쓰기한다. 그렇지 않은 경우, "가장 낮은 CSFB2" 내의 데이터는 변경되지 않은 채로 있다. SLI 버스 시프트 동작의 완료 시에 또는 그 다음 Vsync 펄스 시에, DCSFB2 데이터는 이어서 활성 래치 및 D/A 변환기(483)에 로드되고, SMPS2의 출력 전압이 변한다. 아날로그 피드백 신호(488)는 전압 출력(CSFBO2) 또는 전류(ICSFB2)를 포함할 수 있고, 여기서 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)(486)는 CSFBO2 피드백 전압을 ICSFB2 피드백 전류로 변환한다.
이러한 방식으로, 아날로그 CSFB 신호들(487 및 488)을 통해 2개의 SMPS 출력을 동적으로 제어하기 위해, 카운터(477), 디코더(476), 및 멀티플렉서(475)는 SLI 버스 데이터 스트림을 파싱 및 분류하여, 각각의 LED 구동기 IC로부터의 SLI 버스에 내장된 디지털 CSFB 신호(472)를 추출할 수 있다. 이 개념은, 디코더(476)를 변경하고 추가의 비교 레지스터들 및 D/A 변환기들을 부가하는 것에 의해, 3개 이상의 전원들로 확장될 수 있다. 도시된 바와 같이, 데이터 스트림(473)은 SMPS2를 제어하는 모든 LED 구동기 IC 데이터를 연속적인 워드들(473H 내지 473E)로 그룹화하고, 이어서 순차적인 SLI 버스 워드들(473D 내지 473A)을 포함하는 SMPS1을 제어하는 모든 LED 구동기 IC 데이터가 뒤따른다. 본 발명의 다른 실시예들에서, 2개 이상의 SMPS 모듈들에 대한 CSFB 피드백 데이터가 교번하는 방식 또는 랜덤한 방식으로 산재되어 있을 수 있다. 이와 같이, 디코더(476)는, 분류 루틴을 다양한 시퀀스들에 유연하게 적응시키기 위해, 재구성가능한 논리, FPGA(field programmable gate array), 또는 작은 마이크로컨트롤러 코어를 포함할 수 있다. 유의할 점은, 기동 시에, CSFB 레지스터들이 초기에 가장 높은 값으로 로드된다는 것이다. 그 후에, SLI 버스 데이터에서 가장 최근의 CSFB 데이터가 갱신되어, 영구히 전원 전압을 동적으로 조절한다.
본 발명에 따른 대안의 실시예에서, SLI 버스에 내장된 CSFB 데이터를 분리하여 몇개의 전원들 중 하나에 할당하는 데 필요한 정보가 프로토콜 자체에 기본 제공되어 있을 수 있다. 프리픽스 다중화된 SLI 버스 프로토콜 및 하드웨어 인터페이스에서, 내장된 CSFB 데이터를 개별적인 프리픽스 코드들을 사용하여 추출하고 할당하는 하나의 방법이 도 17에 도시되어 있다. 이 예에서, 디지털 CSFB 데이터에 의해 제어될 SMPS를 식별해주는 프리픽스 코드 및 그의 관련 CSFB 데이터는 각각의 LED 구동기 IC에 의해 발생된 SLI 버스 데이터 스트림에 내장되어 있다. 프리픽스 데이터를 판독하고 디코딩함으로써, 인터페이스 IC는 이어서 피드백 데이터를 해당 SMPS에 용이하게 할당할 수 있다.
한 예로서, SLI 버스 데이터 스트림(493)은 2가지 유형의 CSFB 신호들, 구체적으로는, SMPS1을 제어하기 위한 대응하는 데이터 CSFB1을 갖는 프리픽스 코드 "prefix1"을 포함하는 SLI 버스 워드(491) 및 SMPS2를 제어하기 위한 CSFB2 데이터에 대응하는 "prefix2"를 포함하는 SLI 버스 워드(492)를 내장하고 있다. 이 실시예에서, SLI 버스 데이터 스트림(493)은 SMPS2를 제어하는 4개의 워드(493H 내지 493E) 및 SMPS1을 제어하는 4개의 워드(493D 내지 493A)를 포함한다. SLI 버스 데이터 스트림(493)은 SCK 신호의 제어 하에서 SLI 버스 직렬 시프트 레지스터(494) 내로 순차적으로 시프트되고, 그에 의해 프리픽스 코드가 프리픽스 디코더(495)에 의해 해석되고, 멀티플렉서(496)는 데이터를 해당 기능 래치로 보낸다.
프리픽스 코드가 CSFB1 데이터를 식별해주는 경우, 프리픽스 디코더(495)는 SLI 버스 레지스터(494)의 데이터 필드로부터의 CSFB 데이터를 "비교 1" 레지스터(478) - 도시된 바와 같이, LED 구동기 IC들(A, B, C 및 D)에 대한 CSFB 데이터를 포함함 - 에 로드하라고 멀티플렉서(496)에 지시한다. 비교 1 기능(478)은 이어서, SLI 버스(494)에서의 들어오는 데이터가 "가장 낮은 CSFB1" 레지스터(480)에 현재 존재하는 데이터보다 더 낮은 수치 크기를 가질 때에만, 가장 낮은 CSFB1 래치(480) 내의 데이터를 덮어쓰기하고, 그렇지 않은 경우, 레지스터(480) 내의 데이터는 변경되지 않은 채로 있다. SLI 버스 데이터 스트림(493)에서의 모든 워드들이 SLI 버스 시프트 레지스터(494) 내로 시프트되고 해석된 후에, "가장 낮은 CSFB1" 레지스터(480) 내의 데이터는 CSFB1 데이터의 현재의 디지털 표현(즉, DCSFB1)을 나타낸다. 그 때 또는 그 다음 Vsync 펄스에 동기화되어, DCSFB1 데이터가 활성 래치 및 D/A 변환기(482) 내로 복사되어, 전압 출력(CSFBO1) 또는, OTA(484)에 의한 변환 후에는, 전류 출력(ICSFB1)을 포함하는 아날로그 피드백 출력들(486)을 발생시킨다.
유사한 방식으로, 프리픽스 코드가 CSFB2 데이터를 식별해줄 때, 프리픽스 디코더(495)는 SLI 버스 레지스터(494)의 데이터 필드로부터의 CSFB 데이터를 비교 2 레지스터(479) - 도시된 바와 같이, LED 구동기 IC들(E, F, G 및 H)에 대한 CSFB 데이터를 포함함 - 에 로드하라고 멀티플렉서(496)에 지시한다. 비교 기능(479)은 이어서, SLI 버스(494)에서의 들어오는 데이터가 "가장 낮은 CSFB2" 레지스터(481)에 현재 존재하는 데이터보다 더 낮은 수치 크기를 가질 때에만, "가장 낮은 CSFB2" 래치(481) 내의 데이터를 덮어쓰기하고, 그렇지 않은 경우, 레지스터(481) 내의 데이터는 변경되지 않은 채로 있다. SLI 버스 데이터 스트림(493)에서의 모든 워드들이 SLI 버스 시프트 레지스터(494) 내로 시프트되고 해석된 후에, 가장 낮은 CSFB2 레지스터(481) 내의 데이터는 CSFB2 데이터의 현재의 디지털 표현(즉, DCSFB2)을 나타낸다. 그 때 또는 그 다음 Vsync 펄스에 동기화되어, DCSFB2 데이터가 활성 래치 및 D/A 변환기(483) 내로 복사되어, 전압 출력(CSFBO2) 또는, OTA(485)에 의한 변환 후에는, 전류 출력(ICSFB2)을 포함하는 아날로그 피드백 출력들(487)을 발생시킨다.
도시된 이 예에서, SLI 버스 시프트 레지스터(494) 내로 시프트된 처음 4개의 워드들은 SMPS2의 제어와 연관되어 있는 것들[즉, LED 구동기 IC들(H, G, F 및 E)]이고, 이어서 SMPS1을 제어하는 4개의 워드들이 LED 구동기 IC들(D, C, B 및 A)와 같은 순서로 뒤따른다. 그렇지만, 프리픽스 다중화된 SLI 버스의 경우, 데이터 스트림이 특정의 시퀀스로 제한되지 않는다. 그 대신에, 데이터 시퀀스는 SMPS1 및 SMPS2에 대한 피드백 데이터를 임의의 교번하는 또는 랜덤한 순서로 혼합하고 있을 수 있다. 게다가, 각각의 CSFB 신호에 대해 구별되는 프리픽스 코드를 사용하여, 임의의 수의 CSFB 신호들이 SLI 버스 데이터 스트림 내에 내장될 수 있다.
예를 들어, 이 형식은 RGB 백라이팅 시스템들을 구동하는 것에 따른 3개의 전원을 지원하도록 또는 RGBG 또는 RGYB 백라이팅 방식들에서 유용한 4개의 개별적인 피드백 신호들을 지원하도록 용이하게 적응될 수 있다. RGBG 백라이팅 해결책들은 하나의 SMPS에 의해 전력을 공급받는 적색 LED 스트링들, 다른 SMPS에 의해 전력을 공급받는 청색 LED 스트링들을 이용하고, 현재의 녹색 LED들의 보다 낮은 휘도를 보상하기 위해 2개의 SMPS 모듈들에 의해 전력을 공급받는 녹색 LED 스트링들의 수를 두배로 한다. RGBY 백라이팅에서, 색 온도의 범위를 확장시키기 위해 황색 LED들이 포함되어 잇다. 동일한 시스템이 또한 백색 백라이트를 발생시키는 것보다 실제 영상을 생성하기 위해 RGB, RGBG, 또는 RGBY가 사용되는 사이니지(signage) 응용들에서 사용될 수 있다.
요약하면, 도 17은, 아날로그 피드백 회로망을 필요로 함이 없이 다수의 전원들을 관리하는 유연한 해결책을 생성하기 위해, 다수의 구별되는 CSFB 신호들을 SLI 버스 데이터 스트림에 내장시키는 데 개별적인 프리픽스 코드들이 사용될 수 있다는 것을 나타내고 있다. 대안의 방식은 최대 4개의 CSFB 신호들을 단일의 프리픽스 다중화된 SLI 버스 워드의 데이터 필드에 내장시켜, 하나의 16-비트 SLI 버스 데이터 필드를 4개의 CSFB 4-비트 "니블들(nibbles)"로 분할하는 것이다. CSFB 데이터를 SLI 버스 프로토콜 내에 내장시키는 이러한 대안의 방식은 도 18에 예시되어 있고, 여기서 32-비트 프리픽스 다중화된 또는 "슬림" SLI 버스 프로토콜을 사용하는 하나의 SLI 버스 워드(501)는 16-비트 프리픽스 코드(502E) 및 4개의 4-비트 CSFB 신호들(502A 내지 502D)을 포함한다.
SLI 버스 워드(501)의 데이터 필드에서, CSFB1 워드(502A)는 SLI 버스 데이터 필드에서의 최하위 4 비트(비트 0 내지 비트 3)를 비교하고, CSFB2 워드(502B)는 SLI 버스 데이터 필드에서의 그 다음의 상위 4 비트(비트 4 내지 비트 7)를 비교하며, CSFB3 워드(502C)는 SLI 버스 데이터 필드에서의 그 다음의 상위 4 비트(비트 8 내지 비트 11)를 비교하고, CSFB4 워드(502D)는 SLI 버스 데이터 필드에서의 최상위 4 비트(비트 12 내지 비트 15)를 비교한다.
프리픽스 디코더(503)는 4개의 CSFB 워드들(502A 내지 502D) 모두를 비교 레지스터(505)로 보내라고 멀티플렉서(504)에 지시하는 프리픽스(502E)를 디코딩한다. 비교 레지스터(505)는 이어서 SLI 버스에서의 4-비트 CSFB1 데이터(502A)를 가장 낮은 CSFB 레지스터(506) 내의 CSFB1 데이터와 비교하고, 502A에서의 새로운 데이터가 더 낮을 때에만 레지스터(506) 내의 데이터를 덮어쓰기한다. 비교 레지스터(505)는 동시에 SLI 버스에서의 4-비트 CSFB2 데이터(502B)를 가장 낮은 CSFB 레지스터(506) 내의 CSFB2 데이터와 비교하고, 502B에서의 새로운 데이터가 더 낮을 때에만 레지스터(506) 내의 데이터를 덮어쓰기한다. 이와 동시에, 비교 기능(505)은 502C 내의 데이터를 "가장 낮은 CSFB" 레지스터(506) 내의 CSFB3 데이터와 비교하고, 502D 내의 데이터를 "가장 낮은 CSFB" 레지스터(506) 내의 CSFB4 데이터와 비교한다. 데이터가 직렬 시프트 레지스터(501) 내로 시프트된 후에, "가장 낮은 CSFB" 레지스터(506)는 가장 현재의 CSFB 값들을 포함하고 있다.
레지스터(506) 내의 데이터는 이어서 D/A 변환기들(507 내지 510) 및 트랜스컨덕턴스 증폭기들(511 내지 514)을 사용하여, 실시간으로 또는 그 다음 Vsync 펄스에 동기화되어, CSFB 피드백 출력들(511 내지 518)을 발생시키는 데 사용된다. 레지스터(506)에서의 최하위 4 비트는 SMPS1을 제어하는 데 사용되는 CSFBO1 및 ICSFB1 출력들을 생성하기 위해 D/A 변환기(507) 및 OTA(511)에 의해 처리되는 DCSFB1 데이터를 나타낸다. 이와 유사하게, 연속적인 4-비트 조합으로, 레지스터(506)는 SMPS2를 제어하는 데 사용되는 DCSFB2 데이터, SMPS3를 제어하는 데 사용되는 DCSFB3 데이터, 및 SMPS4를 제어하는 데 사용되는 DCSFB4 데이터를 포함한다. 본 발명에 따라 이루어진 방식으로 기술된 바와 같이, SLI 버스(501)에서의 하나의 다중-CSFB 명령어(multi-CSFB instruction)는 실시간으로 동적으로 최대 4개의 SMPS 출력 전압들을 독립적으로 제어한다.
3개의 SMPS 출력들을 독립적으로 제어하는 다중-CSFB 내장된 SLI 버스의 응용이 도 19에 예시되어 있고, 그에 의해 SLI 버스 데이터 스트림(523)은 9개의 SLI 버스 워드들(523I 내지 523A)의 시퀀스를 포함하고, 각각은 대응하는 데이터 필드 "wxyz"를 갖는 프리픽스 다중화된 SLI 버스 워드(521)에 의해 표현되는 쿼드-CSFB 프로토콜을 따른다. CSFB1에 대한 데이터는 SLI 버스 워드들(523G, 523D 및 523A)의 최하위 4 비트에 인코딩되어 있는 반면, 나머지 비트들은 가능한 가장 높은 디지털 값(즉, 이진수로 1111 또는 16진수로 "F")을 나타낸다. 따라서, SLI 버스 워드들(523G, 523D 및 523A)에서의 데이터는 [1111 1111 1111 wxyz] 형식으로 되어 있는 16-비트 이진 워드들을 포함한다.
유사한 방식으로, CSFB2에 대한 데이터는 SLI 버스 워드들(523H, 523E 및 523B)의 그 다음의 상위 4 비트에 인코딩되어 있는 반면, 나머지 비트들은 가능한 가장 높은 디지털 값(즉, 이진수로 1111)을 나타낸다. 따라서, SLI 버스 워드들(523H, 523E 및 523B)에서의 데이터는 [1111 1111 wxyz 1111] 형식으로 되어 있는 16-비트 이진 워드들을 포함한다. CSFB3에 대한 데이터는 SLI 버스 워드들(523I, 523F 및 523C)의 그 다음의 상위 4 비트에 인코딩되어 있는 반면, 나머지 비트들은 가능한 가장 높은 디지털 값(즉, 이진수로 1111)을 나타낸다. 따라서, SLI 버스 워드들(523I, 523F 및 523C)에서의 데이터는 [1111 wxyz 1111 1111] 형식으로 되어 있는 16-비트 이진 워드들을 포함한다. 도시된 바와 같이, SLI 버스 데이터 스트림(523)에서의 어떤 워드도 CSFB4 데이터를 포함하지 않으며, 따라서 CSFB4 데이터가 여전히 가장 높은 전압 DCSFB 값 1111에 있다.
SLI 버스 데이터(523)는 SLI 버스 시프트 레지스터(524) 내로 직렬로 시프트되고, 프리픽스 디코더(525)에 의해 디코딩되면, 해당 4-비트 니블들을 SLI 버스 데이터(521)로부터, 각각, "비교" 레지스터들(527, 528 및 529)에 기입하라고 멀티플렉서(526)에 지시하고, 아날로그 피드백 신호들(539 내지 541)에서의 차후의 변환을 위해 CSFB1 데이터는 비교 1 레지스터(527)에 로드되고, CSFB2 데이터는 비교 2 레지스터(528)에 로드되며, CSFB3 데이터는 비교 3 레지스터(529)에 로드된다. 도시된 바와 같이, CSFB4 데이터는 어떤 비교 레지스터에도 로드되지 않으며, 따라서 어떤 SMPS 출력에도 영향을 미치지 않는다. 이러한 3 출력 디코딩은 RGB 백라이팅 응용들에 대해 적용가능하다.
하나의 가능한 RGB 백라이트가 도 20에 도시되어 있으며, 여기서 LED 구동기 IC들(562A, 562D 및 562G)은 SMPS1(554)에 대한 CSFB 피드백 신호들(564) 중 하나를 제어 및 제공하여, 적색 LED 스트링들(560A, 560B, 560G, 560H, 560M 및 560N)에 전원 레일(557) 상의 전압(+VLED1)으로 전력을 공급하고; 여기서 LED 구동기 IC들(562B, 562E 및 562H)은 SMPS2(555)에 대한 CSFB 피드백 신호들(564) 중 하나를 제어 및 제공하여, 녹색 LED 스트링들(560C, 560D, 560I, 560J, 560P 및 560Q)에 전원 레일(558) 상의 전압(+VLED2)으로 전력을 공급하며; 여기서 LED 구동기 IC들(562C, 562F 및 562I)은 SMPS3(556)에 대한 CSFB 피드백 신호들(564) 중 하나를 제어 및 제공하여, 청색 LED 스트링들(560E, 560F, 560K, 560L, 560R 및 560S)에 전원 레일(559) 상의 전압(+VLED3)으로 전력을 공급한다.
3개의 CSFB 신호들 모두는 SLI 버스 라인들(563A 내지 563J)을 포함하는 단일의 SLI 버스 데이지 체인 내에 디지털적으로 내장되고, 인터페이스 IC(551)에 의해 개별적인 아날로그 피드백 신호들(564)로 변환되며, μC(552) 및 스칼라 IC(553)로부터의 명령어들에 응답하여, 적색, 녹색 및 청색 LED 공급 전압들(+VLED1, +VLED2, 및 +VLED3)의 동적 제어를, 각각, 용이하게 한다.
시스템(550)에서, 각각의 LED 구동기 IC는 동일한 색상을 가지는 2개의 LED 스트링들을 구동하고 단일의 CSFB 값을 출력한다. 도 21에 도시되어 있는 대안의 실시예에서, 각각의 LED 구동기 IC(612)는 3개의 상이한 LED 스트링들(즉, 하나의 적색 LED 스트링, 하나의 녹색 LED 스트링 및 하나의 청색 LED 스트링)을 제어하고, 3개의 구별되는 CSFB 신호들을 출력한다. 구체적으로는, LED 구동기 IC(612A)는 적색, 녹색 및 청색 LED 스트링들(610A, 610B, 및 610C)을, 각각, 제어하고, LED 구동기 IC(612B)는 적색, 녹색 및 청색 LED 스트링들(610D, 610E, 및 610F)을, 각각, 제어하며, 이하 마찬가지이다. 데이지 체인에서의 마지막 LED 구동기 IC인 구동기(612F)는 적색, 녹색 및 청색 LED 스트링들(610Q, 610R, 및 610S)을, 각각, 제어한다. 각각의 구동기 IC(612)는 SLI 버스(613)에 디지털적으로 내장되어 있는 적색, 녹색 및 청색 피드백 및 전원 제어를 위한 그 자신의 CSFB3, CSFB2 및 CSFB1 피드백 값들을 출력한다.
인터페이스 IC(601)는 SLI 버스 데이지 체인(613)에 의해 전달되는 내장된 CSFB 데이터를 해석하고, 대응하는 전압들(+VLED1, +VLED2, 및 +VLED3)을 가지는 동적으로 조절된 출력들(607, 608 및 609)을 생성하기 위해, SMPS1 모듈(604), SMPS2 모듈(605) 및 SMPS3 모듈(606)을 동적으로 제어하기 위한 3개의 개별적인 아날로그 피드백 신호들(614)을 출력한다. 이러한 방식으로, 스칼라 IC(603), μC(602), 인터페이스 IC(601)는, 6개의 구동기 IC들(612)과 함께, 다수의 아날로그 피드백 루프들을 필요로 함이 없이, SLI 버스 제어를 사용한 18개의 LED 스트링들의 독립적인 동적 제어를 갖는 동적으로 조절가능한 백라이트 시스템을 형성한다.
2개 이상의 CSFB 신호가 구동기 IC 내부에 내장되기 위해서는, 2개 이상의 CSFB 신호가 LED 구동기 IC 내에서 발생되어야만 한다. 도 22는 8개의 전류 싱크 DMOSFET들(653A 내지 653H), 4개의 독립적인 CSFB 검출 회로들(654A 내지 654D), 4개의 구별되는 SMPS 출력 전압들(+VLED1 내지 +VLED4)에 대한 독립적인 피드백 제어를 제공하는 4개의 개별적인 CSFB 신호들(CSFB1 내지 CSFB4)을 내장하는 16-비트 SPI 버스 워드(670)를 생성하는 4개의 개별적인 A/D 변환기들을 통합하는 8-채널 LED 구동기 IC(651)를 나타내고 있다.
동작을 설명하면, LED 스트링들(652A 및 652B)에서의 전류는 전류 싱크 DMOSFET들(653A 및 653B)에 걸쳐 감지 전압들을 생성한다. CSFB 회로(654A)는 이어서 이들 2개의 전압들중 어느 것이 더 낮은지를 판정하고, 낮은 쪽 전압을, 아날로그 피드백 데이터를 4-비트 디지털 워드(CSFB4)로 변환하는 A/D 변환기(655A)로 출력한다. 이와 유사하게, LED 스트링들(652C 및 652D)에서의 전류는 전류 싱크 DMOSFET들(653C 및 653D)에 걸쳐 감지 전압들을 생성한다. CSFB 회로(654B)는 이어서 이들 2개의 전압들중 어느 것이 더 낮은지를 판정하고, 낮은 쪽 전압을, 아날로그 피드백 데이터를 4-비트 디지털 워드(CSFB3)로 변환하는 A/D 변환기(655B)로 출력한다. 마찬가지로, LED 스트링들(652E 및 652F)로부터의 전압 피드백은 A/D 변환기(655C)에 의해 출력되는 CSFB2의 디지털 값을 결정하고, LED 스트링들(652G 및 652H)로부터의 전압 피드백은 A/D 변환기(655D)에 의해 출력되는 CSFB1의 디지털 값을 결정한다.
CSFB4는 샘플 래치(666)의 최상위 4 비트에 저장되고, CSFB3는 그 다음의 하위 4 비트를 차지하며, CSFB2는 그 다음의 하위 4 비트를 차지하고, CSFB1은 샘플 래치(666)의 최하위 4 비트를 채운다. 프리픽스 디코더(667A) 및 프리픽스 코드(669P)에 의해 그렇게 하도록 지시받을 때, 프리로드 래치(666)로부터의 16 비트의 데이터 전부가 멀티플렉서(667B)를 통해 SLI 버스 시프트 레지스터(658)의 데이터 필드(669D) 내로 복사된다. 이 데이터 필드는, 그에 의해, 데이터 집합(670)으로 도시된 바와 같이, 1개가 아니라 4개의 독립적인 4-비트 CSFB 워드들(CSFB4 내지 CSFB1)을 포함한다.
이 CSFB 신호들은, 인터페이스 IC 내로 시프트된 후에, 궁극적으로 +VLED4 내지 +VLED1 전원들의 대응하는 전압 출력들을 도 18에 기술된 방식으로 설정한다. 2 세트의 녹색 LED 스트링들이 개별적인 SMPS 전압들에 의해 전력을 공급받는 RGBG 백라이트에서는 4개의 CSFB 신호들이 유용하다. 다른 대안으로서, 16 비트 모두가 사용될 필요는 없다. 예를 들어, RGB 응용들에서, A/D 변환기(655A)가 제거될 수 있고, 샘플 래치(666)의 최하위 12 비트가 3개의 개별적인 전원들, 예를 들어, 적색 LED 스트링들에 대한 +VLED3, 녹색 LED 스트링들에 대한 +VLED2, 및 청색 LED 스트링들에 대한 +VLED1을 제어하는 데 사용될 수 있다. 3-CSFB, 3-채널 LED 구동기 IC를 실현하기 위해 전류 싱크 MOSFET들(652A 및 652B)을 갖는 미사용 CSFB(654A)를 제거하고 또한 필요하지 않은 전류 싱크 MOSFET들(652D, 652F, 및 652H)을 제거하는데, 이러한 방식은 도 21에 도시된 시스템 예와 부합한다.

Claims (78)

  1. 발광 다이오드(LED) 스트링에 대한 공급 전압을 발생시키는 방법으로서,
    상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하는 단계;
    상기 LED 스트링의 상기 순방향 전압을 나타내는 디지털 워드를 발생시키는 단계; 및
    상기 디지털 워드를 사용하여 상기 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 디지털 워드를 아날로그 전류 감지 피드백(current sense feedback; CSFB) 신호로 변환하는 단계 및 상기 CSFB 신호를 사용하여 상기 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계를 포함하는 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 LED 스트링은 LED 스트링들의 그룹 중 일부분이고, 상기 방법은,
    상기 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 가장 높은 순방향 전압을 검출하는 단계;
    상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 디지털 전류 감지 피드백(CSFB) 워드를 발생시키는 단계; 및
    상기 CSFB 워드를 사용하여 상기 LED 스트링들의 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 CSFB 워드를 직렬 조명 인터페이스(serial lighting interface, SLI) 버스에 저장하는 단계 및 상기 CSFB 워드를 상기 SLI 버스를 따라 인터페이스 집적 회로(integrated circuit, IC)로 시프트시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 CSFB 워드를 아날로그 신호로 변환하는 단계 및 상기 아날로그 신호를 스위치 모드 전원(switch mode power supply; SMPS)으로 전달하는 단계를 더 포함하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 SMPS를 사용하여 상기 LED 스트링들의 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하는 단계는 상기 LED 스트링에 접속된 트랜지스터의 단자에서 전압을 검출하는 단계를 포함하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 트랜지스터는 상기 LED 스트링과의 직렬 경로에 접속되고, 상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하는 단계는 상기 트랜지스터와 상기 LED 스트링 사이의 상기 직렬 경로에 있는 단자에서 전압을 검출하는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 LED 스트링들의 그룹 내의 각각의 LED 스트링의 각각의 기능의 값을 나타내는 디지털 워드를 상기 SLI 버스에 저장하는 단계 및 상기 LED 스트링들의 그룹 내의 각각의 LED 스트링의 상기 각각의 기능의 값을 나타내는 상기 디지털 워드를 사용하여 상기 기능들을 제어하는 단계를 포함하는 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 기능은 상기 LED 스트링에서의 전류의 크기를 포함하는 방법.
  11. 제3항에 있어서, LED 스트링들의 제2 그룹에 대한 제2 공급 전압을 발생시키는 단계를 포함하고, 상기 방법은,
    상기 제2 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 가장 높은 순방향 전압을 검출하는 단계;
    상기 제2 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 제2 디지털 전류 감지 피드백(CSFB) 워드를 발생시키는 단계; 및
    상기 제2 CSFB 워드를 사용하여 상기 LED 스트링들의 상기 제2 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시는 단계
    를 포함하는 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 CSFB 워드를 SLI 버스에 저장하는 단계는 상기 CSFB 워드를 상기 SLI 버스 내의 제1 데이터 레지스터에 저장하는 단계를 포함하고, 상기 방법은 상기 제2 CSFB 워드를 상기 SLI 버스 내의 제2 데이터 레지스터에 저장하는 단계 - 상기 제1 및 제2 데이터 레지스터들은 상기 SLI 버스에 직렬로 접속됨 - 를 더 포함하는 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 CSFB 워드를 상기 제1 데이터 레지스터에 저장하는 단계 및 상기 제2 CSFB 워드를 상기 제2 데이터 레지스터에 저장하는 단계는 제1 레이트로 수행되고, 상기 방법은 상기 CSFB 워드 및 상기 제2 CSFB 워드를 상기 SLI 버스를 따라 제2 레이트로 시프트시키는 단계 - 상기 제2 레이트는 상기 제1 레이트보다 큼 - 를 더 포함하는 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 CSFB 워드를 상기 제1 데이터 레지스터에 저장하는 단계 및 상기 제2 CSFB 워드를 상기 제2 데이터 레지스터에 저장하는 단계는 동시에 수행되는 방법.
  15. 제11항에 있어서, LED 스트링들의 제3 그룹에 대한 제3 공급 전압을 발생시키는 단계를 포함하고, 상기 방법은,
    상기 제3 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 가장 높은 순방향 전압을 검출하는 단계;
    상기 제3 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 제3 디지털 전류 감지 피드백(CSFB) 워드를 발생시키는 단계; 및
    상기 제3 CSFB 워드를 사용하여 상기 LED 스트링들의 제3 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계
    를 포함하고,
    상기 제1 그룹은 적색 LED들을 포함하고, 상기 제2 그룹은 녹색 LED들을 포함하고, 상기 제3 그룹은 청색 LED들을 포함하는 방법.
  16. 발광 다이오드(LED) 스트링에 대한 공급 전압을 발생시키는 방법으로서,
    상기 LED 스트링의 순방향 전압의 값의 저장 위치를 나타내는 어드레스를 프리픽스 레지스터에 로드하는 단계;
    상기 순방향 전압의 상기 값을 나타내는 디지털 워드를 상기 저장 위치로부터 데이터 레지스터로 복사하는 단계; 및
    상기 디지털 워드를 사용하여 상기 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계
    를 포함하는 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 디지털 워드를 아날로그 전류 감지 피드백(CSFB) 신호로 변환하는 단계 및 상기 CSFB 신호를 사용하여 상기 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계를 포함하는 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 LED 스트링은 LED 스트링들의 그룹 중 일부분이고, 상기 방법은,
    상기 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 가장 높은 순방향 전압을 검출하는 단계;
    상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 디지털 전류 감지 피드백(CSFB) 워드를 발생시키는 단계; 및
    상기 CSFB 워드를 사용하여 상기 LED 스트링들의 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 프리픽스 레지스터 및 상기 데이터 레지스터는 직렬 조명 인터페이스(SLI) 버스에 직렬로 접속되고, 상기 방법은 상기 어드레스 및 상기 디지털 워드를 상기 SLI 버스를 따라 인터페이스 집적 회로(IC)로 시프트시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 디지털 워드를 아날로그 신호로 변환하는 단계 및 상기 아날로그 신호를 스위치 모드 전원(SMPS)으로 전달하는 단계를 더 포함하는 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 SMPS를 사용하여 상기 LED 스트링들의 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시는 단계를 더 포함하는 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하는 단계는 상기 LED 스트링에 접속된 트랜지스터의 단자에서 전압을 검출하는 단계를 포함하는 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 트랜지스터는 상기 LED 스트링과 직렬 경로로 접속되고, 상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하는 단계는 상기 트랜지스터와 상기 LED 스트링 사이의 상기 직렬 경로에 있는 단자에서 전압을 검출하는 단계를 포함하는 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 트랜지스터는 상기 LED 스트링과 직렬 경로로 접속되고, 상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하는 단계는 상기 트랜지스터와 상기 LED 스트링 사이의 상기 직렬 경로에 있는 단자에서 전압을 검출하는 단계를 포함하는 방법.
  25. 제24항에 있어서, 상기 LED 스트링들의 그룹 내의 LED 스트링의 기능의 값을 나타내는 제2 디지털 워드를 상기 SLI 버스 내의 제2 데이터 레지스터에 저장하는 단계;
    상기 기능의 값의 저장 위치를 나타내는 제2 어드레스를 상기 SLI 버스 내의 제2 프리픽스 레지스터에 저장하는 단계; 및
    상기 제2 디지털 워드를 사용하여 상기 기능을 제어하는 단계
    를 포함하는 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 기능은 상기 LED 스트링에서의 전류의 크기를 포함하는 방법.
  27. 제16항에 있어서, 제2 LED 스트링의 제2 순방향 전압의 값의 제2 저장 위치를 나타내는 제2 어드레스를 제2 프리픽스 레지스터에 로드하는 단계;
    상기 제2 LED 스트링의 상기 순방향 전압의 상기 값을 나타내는 제2 디지털 워드를 상기 제2 저장 위치로부터 제2 데이터 레지스터로 복사하는 단계;
    상기 순방향 전압과 상기 제2 순방향 전압 중 높은 쪽을 결정하기 위해 상기 디지털 워드와 상기 제2 디지털 워드를 비교하는 단계; 및
    상기 순방향 전압과 상기 제2 순방향 전압 중 높은 쪽을 나타내는 상기 디지털 워드를 사용하여 상기 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계
    를 포함하는 방법.
  28. 제27항에 있어서, 상기 프리픽스 레지스터, 상기 데이터 레지스터, 상기 제2 프리픽스 레지스터 및 상기 제2 데이터 레지스터는 직렬 조명 인터페이스(SLI) 버스에 직렬로 접속되고, 상기 방법은 상기 어드레스, 상기 제2 어드레스, 상기 디지털 워드 및 상기 제2 디지털 워드를 상기 SLI 버스를 따라 인터페이스 집적 회로(IC)로 시프트시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  29. 제28항에 있어서, 상기 CSFB 워드를 상기 제1 데이터 레지스터로 복사하는 단계 및 상기 제2 CSFB 워드를 상기 제2 데이터 레지스터로 복사하는 단계는 제1 레이트로 수행되고, 상기 CSFB 워드 및 상기 제2 CSFB 워드를 상기 SLI 버스를 따라 시프트시키는 단계는 제2 레이트로 수행되고, 상기 제2 레이트는 상기 제1 레이트보다 큰 방법.
  30. 제29항에 있어서, 상기 CSFB 워드를 상기 제1 데이터 레지스터로 복사하는 단계 및 상기 제2 CSFB 워드를 상기 제2 데이터 레지스터로 복사하는 단계는 동시에 수행되는 방법.
  31. 제18항에 있어서, LED 스트링들의 제2 그룹에 대한 제2 공급 전압을 발생시키는 단계를 포함하고, 상기 방법은,
    상기 제2 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 가장 높은 순방향 전압을 검출하는 단계;
    상기 제2 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 제2 디지털 전류 감지 피드백(CSFB) 워드를 발생시키는 단계; 및
    상기 제2 CSFB 워드를 사용하여 상기 LED 스트링들의 제2 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계
    를 포함하는 방법.
  32. 제31항에 있어서, 상기 제2 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압의 제2 저장 위치의 제2 어드레스를 사용하여 상기 LED 스트링들의 제2 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는데 상기 제2 CSFB 워드가 사용되는지를 판정하는 단계를 포함하는 방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 제2 어드레스를 제2 프리픽스 레지스터에 로드하는 단계; 및
    상기 제2 CSFB 워드를 제2 데이터 레지스터로 복사하는 단계
    를 포함하는 방법.
  34. 제33항에 있어서, 상기 프리픽스 레지스터, 상기 데이터 레지스터, 상기 제2 프리픽스 레지스터 및 상기 제2 데이터 레지스터는 직렬 조명 인터페이스(SLI) 버스에 직렬로 접속되고, 상기 방법은 상기 어드레스, 상기 CSFB 워드, 상기 제2 어드레스 및 상기 제2 CSFB 워드를 상기 SLI 버스를 따라 시프트시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  35. 제31항에 있어서, LED 스트링들의 제3 그룹에 대한 제3 공급 전압을 발생시키는 단계를 포함하고, 상기 방법은,
    상기 제3 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 가장 높은 순방향 전압을 검출하는 단계;
    상기 제3 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 제3 디지털 전류 감지 피드백(CSFB) 워드를 발생시키는 단계; 및
    상기 제3 CSFB 워드를 사용하여 상기 LED 스트링들의 제3 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는 단계
    를 포함하고,
    상기 제1 그룹은 적색 LED들을 포함하고, 상기 제2 그룹은 녹색 LED들을 포함하고, 상기 제3 그룹은 청색 LED들을 포함하는 방법.
  36. 제35항에 있어서, 상기 제3 그룹 내의 상기 LED 스트링들 중 임의의 LED 스트링의 상기 가장 높은 순방향 전압의 제3 저장 위치의 제3 어드레스를 사용하여 상기 LED 스트링들의 제3 그룹 내의 각각의 LED 스트링에 대한 상기 공급 전압을 발생시키는데 상기 제3 CSFB 워드가 사용되는지를 판정하는 단계를 포함하는 방법.
  37. 제36항에 있어서, 상기 제3 어드레스를 제3 프리픽스 레지스터에 로드하는 단계; 및
    상기 제3 CSFB 워드를 제3 데이터 레지스터로 복사하는 단계
    를 포함하는 방법.
  38. 제33항에 있어서, 상기 프리픽스 레지스터, 상기 데이터 레지스터, 상기 제2 프리픽스 레지스터, 상기 제2 데이터 레지스터, 상기 제3 프리픽스 레지스터 및 상기 제3 데이터 레지스터는 직렬 조명 인터페이스(SLI) 버스에 직렬로 접속되고, 상기 방법은 상기 어드레스, 상기 CSFB 워드, 상기 제2 어드레스, 상기 제2 CSFB 워드, 상기 제3 어드레스 및 상기 제3 CSFB 워드를 상기 SLI 버스를 따라 시프트시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  39. 발광 다이오드(LED) 구동기 집적 회로(IC)로서,
    LED 스트링에 접속하기 위한 단자;
    상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하기 위한 수단;
    상기 검출하기 위한 수단에 결합된 아날로그-디지털(A/D) 변환기; 및
    상기 A/D 변환기에 결합된 데이터 레지스터
    를 포함하는 LED 구동기 IC.
  40. 제39항에 있어서, 상기 단자에 접속된 트랜지스터를 포함하고, 상기 검출하기 위한 수단은 상기 트랜지스터의 단자에 접속된 회로를 포함하는 LED 구동기 IC.
  41. 제40항에 있어서, 제2 LED 스트링에 접속하기 위한 단자;
    상기 제2 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하기 위한 제2 수단; 및
    검출하기 위한 상기 제1 수단 및 상기 제2 수단에 각각 접속된 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자를 갖는 전류 감지 피드백(CSFB) 회로 - 상기 CSFB 회로는 검출하기 위한 상기 제1 수단에 의해 검출되는 제1 순방향 전압과 검출하기 위한 상기 제2 수단에 의해 검출되는 제2 순방향 전압을 비교하기 위한 것이고, 상기 CSFB 회로의 출력 단자는 상기 A/D 변환기에 결합됨 -
    를 더 포함하는 LED 구동기 IC.
  42. 제41항에 있어서, 상기 CSFB 회로는 상기 제1 순방향 전압 및 상기 제2 순방향 전압 중 높은 쪽을 나타내는 출력 전압을 제공하도록 구성되는 LED 구동기 IC.
  43. 발광 다이오드(LED) 구동 시스템으로서,
    제1 LED 스트링에 접속된 제1 LED 구동기 집적 회로(IC) - 상기 제1 LED 구동기 IC는 상기 제1 LED 스트링에서 제1 순방향 전압을 검출하기 위한 제1 수단, 검출하기 위한 상기 제1 수단에 결합된 제1 아날로그-디지털(A/D) 변환기, 및 상기 제1 A/D 변환기에 결합된 제1 데이터 레지스터를 포함함 -; 및
    제2 LED 스트링에 접속된 제2 LED 구동기 IC - 상기 제2 LED 구동기 IC는 상기 제2 LED 스트링에서 제2 순방향 전압을 검출하기 위한 제2 수단, 검출하기 위한 상기 제2 수단에 결합된 제2 A/D 변환기, 및 상기 제2 A/D 변환기에 결합된 제2 데이터 레지스터를 포함함 -
    를 포함하는 LED 구동 시스템.
  44. 제43항에 있어서, 상기 제1 LED 구동기 IC는 제3 LED 스트링에 접속되고, 상기 제1 LED 구동기 IC는 상기 제3 LED 스트링에서 제3 순방향 전압을 검출하기 위한 제3 수단, 및 검출하기 위한 상기 제1 수단 및 상기 제3 수단에 각각 접속된 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자를 갖는 제1 전류 감지 피드백(CSFB) 회로 - 상기 제1 CSFB 회로는 검출하기 위한 상기 제1 수단에 의해 검출되는 제1 순방향 전압과 검출하기 위한 상기 제3 수단에 의해 검출되는 제3 순방향 전압을 비교하기 위한 것이고, 상기 제1 CSFB 회로의 출력 단자는 상기 제1 A/D 변환기에 결합됨 - 를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  45. 제44항에 있어서, 상기 제2 LED 구동기 IC는 제4 LED 스트링에 접속되고, 상기 제2 LED 구동기 IC는 상기 제4 LED 스트링에서의 제4 순방향 전압을 검출하기 위한 제4 수단, 및 검출하기 위한 상기 제2 수단 및 상기 제4 수단에 각각 접속된 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자를 갖는 제2 CSFB 회로 - 상기 제2 CSFB 회로는 검출하기 위한 상기 제2 수단에 의해 검출되는 제2 순방향 전압과 검출하기 위한 상기 제4 수단에 의해 검출되는 제4 순방향 전압을 비교하기 위한 것이고, 상기 제2 CSFB 회로의 출력 단자는 상기 제2 A/D 변환기에 결합됨 - 를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  46. 제45항에 있어서, 상기 제1 데이터 레지스터 및 상기 제2 데이터 레지스터는 직렬 조명 인터페이스(SLI) 버스에 직렬로 접속되고, 상기 SLI 버스는 인터페이스 다이에 접속된 입력 단자 및 출력 단자를 갖는 LED 구동 시스템.
  47. 제46항에 있어서, 상기 SLI 버스의 상기 출력 단자는 디지털 크기 비교기(digital magnitude comparator)에 결합되고, 상기 디지털 크기 비교기는 가장 낮은 CSFB 레지스터에 결합되는 LED 구동 시스템.
  48. 제47항에 있어서, 상기 디지털 크기 비교기는 상기 가장 낮은 CSFB 레지스터에 저장되어 있는 제1 CSFB 워드와 상기 SLI 버스로부터 출력된 제2 CSFB 워드를 비교하고, 상기 제2 CSFB 워드가 상기 제1 CSFB 워드보다 높은 순방향 전압 강하를 나타내는 경우, 상기 가장 낮은 CSFB 레지스터 내의 상기 제1 CSFB 워드를 상기 제2 CSFB 워드로 대체하도록 구성되는 LED 구동 시스템.
  49. 제48항에 있어서, 상기 가장 낮은 CSFB 레지스터는 디지털-아날로그(D/A) 변환기에 결합되는 LED 구동 시스템.
  50. 제49항에 있어서, 상기 D/A 변환기는 전원에 결합되고, 상기 전원은 상기 제1 LED 스트링, 상기 제2 LED 스트링, 상기 제3 LED 스트링 및 상기 제4 LED 스트링에 대한 전압 공급 라인에 결합되는 LED 구동 시스템.
  51. 제50항에 있어서, 상기 D/A 변환기와 상기 전원 사이에 결합된 연산 증폭기를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  52. 제51항에 있어서, 상기 전원은 스위치 모드 전원을 포함하는 LED 구동 시스템.
  53. 발광 다이오드(LED) 구동기 집적 회로(IC)로서,
    LED 스트링에 접속하기 위한 단자;
    상기 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하기 위한 수단;
    검출하기 위한 상기 수단에 결합된 아날로그-디지털(A/D) 변환기;
    상기 A/D 변환기에 결합된 데이터 레지스터; 및
    프리픽스 레지스터
    를 포함하는 LED 구동기 IC.
  54. 제53항에 있어서, 상기 A/D 변환기와 상기 데이터 레지스터 사이에 결합된 멀티플렉서를 포함하는 LED 구동기 IC.
  55. 제54항에 있어서, 상기 프리픽스 레지스터와 상기 멀티플렉서 사이에 결합된 디코더를 포함하는 LED 구동기 IC.
  56. 제55항에 있어서, 상기 A/D 변환기와 상기 멀티플렉서 사이에 결합된 래치를 포함하는 LED 구동기 IC.
  57. 제56항에 있어서, 상기 단자에 접속된 트랜지스터를 포함하고, 검출하기 위한 상기 수단은 상기 트랜지스터의 단자에 접속된 회로를 포함하는 LED 구동기 IC.
  58. 제57항에 있어서, 제2 LED 스트링에 접속하기 위한 단자;
    상기 제2 LED 스트링의 순방향 전압을 검출하기 위한 제2 수단; 및
    검출하기 위한 상기 제1 수단 및 상기 제2 수단에 각각 접속된 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자를 갖는 전류 감지 피드백(CSFB) 회로 - 상기 CSFB 회로는 검출하기 위한 상기 제1 수단에 의해 검출되는 제1 순방향 전압과 검출하기 위한 상기 제2 수단에 의해 검출되는 제2 순방향 전압을 비교하기 위한 것이고, 상기 CSFB 회로의 출력 단자는 상기 A/D 변환기에 결합됨 -
    를 더 포함하는 LED 구동기 IC.
  59. 제58항에 있어서, 상기 CSFB 회로는 상기 제1 순방향 전압 및 상기 제2 순방향 전압 중 높은 쪽을 나타내는 출력 전압을 제공하도록 구성되는 LED 구동기 IC.
  60. 복수의 발광 다이오드(LED) 구동기 집적 회로(IC)를 포함하는 LED 구동 시스템 - 상기 LED 구동기 IC들 각각은 복수의 LED 스트링에 접속됨 - 으로서,
    상기 LED 스트링들 각각에서 순방향 전압을 검출하기 위한 수단;
    검출하기 위한 상기 수단에 결합된 전류 감지 피드백(CSFB) 회로 - 상기 CSFB 회로는 상기 LED 스트링들의 각각의 순방향 전압들 중 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 출력 신호를 전달하기 위한 것이고, 상기 CSFB 회로의 출력 단자는 아날로그-디지털(A/D) 변환기에 결합됨 -;
    상기 A/D 변환기에 결합된 데이터 레지스터; 및
    상기 데이터 레지스터에 결합된 프리픽스 레지스터
    를 포함하는 LED 구동 시스템.
  61. 제60항에 있어서, 상기 LED 구동기 IC들 각각은 상기 A/D 변환기와 상기 데이터 레지스터 사이에 접속된 멀티플렉서를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  62. 제61항에 있어서, 상기 LED 구동기 IC들 각각은 상기 프리픽스 레지스터 및 상기 멀티플렉서에 접속된 디코더를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  63. 제62항에 있어서, 상기 LED 구동기 IC들 각각은 상기 A/D 변환기와 상기 멀티플렉서 사이에 접속된 샘플 래치를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  64. 제63항에 있어서, 상기 프리픽스 레지스터들 및 상기 데이터 레지스터들은 직렬 조명 인터페이스(SLI) 버스에 직렬로 접속되는 LED 구동 시스템.
  65. 제64항에 있어서, 상기 SLI 버스의 제1 단부는 인터페이스 IC의 입력 단자에 접속되는 LED 구동 시스템.
  66. 제65항에 있어서, 상기 LED 스트링들은 전압 공급 라인에 의해 전압을 공급받는 LED 구동 시스템.
  67. 제66항에 있어서, 상기 인터페이스 IC는 가장 낮은 CSFB 레지스터를 포함하고, 상기 가장 낮은 CSFB 레지스터는 상기 데이터 레지스터들 중 임의의 데이터 레지스터에 저장된 워드에 의해 표현되는 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 CSFB 워드를 보유하기 위한 것인 LED 구동 시스템.
  68. 제67항에 있어서, 상기 가장 낮은 CSFB 레지스터의 출력 단자는 전원에 결합되고, 상기 전원은 상기 전압 공급 라인 상의 전압을 공급하는 LED 구동 시스템.
  69. 제68항에 있어서, 상기 가장 낮은 CSFB 레지스터와 상기 전원 사이에 접속된 디지털-아날로그 변환기를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  70. 제69항에 있어서, 상기 인터페이스 IC는 데이터 레지스터 및 크기 비교기를 더 포함하고, 상기 크기 비교기는 상기 인터페이스 IC의 상기 데이터 레지스터에 저장된 워드와 상기 인터페이스 IC의 상기 데이터 레지스터에 이전에 저장된 워드를 비교하고, 상기 인터페이스 IC의 상기 데이터 레지스터에 저장된 상기 워드가 상기 인터페이스 IC의 상기 데이터 레지스터에 이전에 저장된 상기 워드보다 높은 순방향 전압을 나타내는 경우에만 상기 인터페이스 IC의 상기 데이터 레지스터에 저장된 상기 워드를 가장 낮은 CSFB 레지스터에 기입하기 위한 것인 LED 구동 시스템.
  71. 제70항에 있어서, 상기 인터페이스 IC는 상기 인터페이스 IC의 상기 데이터 레지스터와 상기 크기 비교기 사이에 접속된 멀티플렉서를 더 포함하는 LED 구동 시스템.
  72. 제71항에 있어서, 상기 인터페이스 IC는 프리픽스 레지스터 및 디코더를 더 포함하고, 상기 인터페이스 IC의 상기 프리픽스 레지스터는 상기 인터페이스 IC의 상기 디코더에 접속되고, 상기 인터페이스 IC의 상기 디코더는 상기 인터페이스 IC의 상기 멀티플렉서에 접속되는 LED 구동 시스템.
  73. 제60항에 있어서, LED 스트링들의 적어도 하나의 부가의 그룹 및 LED 구동기 IC들의 적어도 하나의 부가의 그룹을 포함하고, LED 스트링들의 부가의 그룹들의 수는 LED 구동기 IC들의 부가의 그룹들의 수와 일치하고, 상기 적어도 하나의 부가의 그룹 내의 각각의 LED 구동기 IC는 상기 LED 구동기 IC가 접속된 LED 스트링들에서의 가장 높은 순방향 전압을 검출하고 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 워드를 상기 LED 구동기 IC 내의 데이터 레지스터에 저장하기 위한 수단을 포함하고, LED 구동기 IC들의 상기 적어도 하나의 부가의 그룹 각각에서의 상기 데이터 레지스터들은 적어도 하나의 부가의 SLI 버스에 직렬로 접속되는 LED 구동 시스템.
  74. 제73항에 있어서, 상기 적어도 하나의 부가의 SLI 버스는 상기 인터페이스 IC에 접속되는 LED 구동 시스템.
  75. 제74항에 있어서, 상기 인터페이스 IC는 LED 스트링들의 상기 적어도 하나의 부가의 그룹에서 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 워드를 검출하고, LED 스트링들의 상기 적어도 하나의 부가의 그룹에서 상기 가장 높은 순방향 전압을 나타내는 상기 워드에 응답하여, 적어도 하나의 부가의 전원에 대한 제어 신호를 발생시키는 수단을 포함하는 LED 구동 시스템.
  76. 제75항에 있어서, 상기 적어도 하나의 부가의 전원은 적어도 하나의 부가의 전압 공급 라인 상의 적어도 하나의 부가의 공급 전압을 제공하는 LED 구동 시스템.
  77. 제76항에 있어서, 상기 적어도 하나의 부가의 전압 공급 라인은 LED 스트링들의 상기 적어도 하나의 부가의 그룹에 접속되는 LED 구동 시스템.
  78. 제77항에 있어서, 상기 복수의 LED 스트링은 적색 LED들을 포함하고, LED 스트링들의 부가의 제1 그룹은 녹색 LED들을 포함하고, LED 스트링들의 부가의 제2 그룹은 청색 LED들을 포함하는 LED 구동 시스템.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170132029A (ko) * 2016-05-23 2017-12-01 삼성전자주식회사 전압 정보와 온도 정보를 피드백할 수 있는 이미지 센서 칩과 이를 포함하는 이미지 처리 시스템

Families Citing this family (57)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9288861B2 (en) 2011-12-08 2016-03-15 Advanced Analogic Technologies Incorporated Serial lighting interface with embedded feedback
US9232587B2 (en) 2011-09-30 2016-01-05 Advanced Analogic Technologies, Inc. Low cost LED driver with integral dimming capability
US8779696B2 (en) 2011-10-24 2014-07-15 Advanced Analogic Technologies, Inc. Low cost LED driver with improved serial bus
US10621942B2 (en) * 2012-06-06 2020-04-14 Texas Instruments Incorporated Output short circuit protection for display bias
US8901853B2 (en) * 2012-07-11 2014-12-02 Analog Devices, Inc. Multi-string LED drive system
CN102917194B (zh) * 2012-10-19 2015-06-10 深圳创维－Rgb电子有限公司 电视机及其恒流控制装置
US9877361B2 (en) 2012-11-08 2018-01-23 Applied Biophotonics Ltd Phototherapy system and process including dynamic LED driver with programmable waveform
US10328276B2 (en) 2014-02-14 2019-06-25 Applied Biophotonics Ltd. Sinusoidal drive system and method for phototherapy
US11109458B2 (en) 2012-11-08 2021-08-31 Applied Biophotonics Ltd. Phototherapy system with dynamic drive for light-emitting diodes
CN103854596A (zh) * 2012-11-29 2014-06-11 利亚德光电股份有限公司 Led显示器
TWI482141B (zh) * 2013-01-18 2015-04-21 Power Forest Technology 具有調變被驅動元件之電性參數及過壓保護元件之驅動電路
CN103117050B (zh) * 2013-02-05 2016-06-08 深圳市华星光电技术有限公司 用于液晶显示器的补偿电路及液晶显示器
US9999110B2 (en) 2013-06-19 2018-06-12 Dialog Semiconductor Inc. LED driver with comprehensive fault protections
TWI465700B (zh) * 2013-07-19 2014-12-21 Generalplus Technology Inc 內建快速自動測試電路之發光二極體裝置
JP6157639B2 (ja) * 2013-09-19 2017-07-05 フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ 差電圧供給部を有する発光ダイオードのドライバ
CN103605226B (zh) * 2013-11-25 2016-03-23 深圳市华星光电技术有限公司 背光源调节电路及液晶显示装置
CN104066255B (zh) * 2014-07-08 2016-06-22 深圳市磊芯半导体有限公司 一种led驱动电路及其传输方法
CA2956589C (en) * 2014-07-25 2021-04-20 Lutron Electronics Co., Inc. Automatic configuration of a load control system
DE102014219840B4 (de) * 2014-09-30 2016-11-03 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Stromgenerator und Verfahren mit geringem Overhead für Beleuchtungsschaltungen
US10874010B2 (en) * 2014-10-22 2020-12-22 Semisilicon Technology Corp. Pixel-controlled LED light with burnable sequence and method of operating the same
US9930734B2 (en) * 2014-10-22 2018-03-27 Semisilicon Technology Corp. Light emitting diode lamp with burnable function and light emitting diode lamp string with burnable function
US10231303B2 (en) 2014-10-22 2019-03-12 Semisilicon Technology Corp. Light emitting diode lamp receiving contactless burning signal and system for the same and burning address method for the same
US10187935B2 (en) 2014-10-22 2019-01-22 Semisilicon Technology Corp. Light emitting diode lamp with burnable function and light emitting diode lamp string with burnable function
US11570866B2 (en) 2014-10-22 2023-01-31 Semisilicon Technology Corp. Pixel-controlled LED light string and method of operating the same
US11617241B2 (en) 2014-10-22 2023-03-28 Semisilicon Technology Corp. Pixel-controlled LED light string and method of operating the same
TWI563876B (en) * 2015-04-21 2016-12-21 Univ Tamkang High power diode component driving apparatus and method by addresses indexed automatic compensation output power
CN104754843B (zh) * 2015-04-22 2017-04-26 广州市珠江灯光科技有限公司 灯具频闪同步控制方法及装置
US10057965B2 (en) * 2015-05-04 2018-08-21 Fulham Company Limited LED driver and lighting systems technologies
DE102015222504A1 (de) * 2015-11-16 2017-05-18 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Beleuchtungsvorrichtung für ein Kraftfahrzeug
US9816695B2 (en) * 2016-07-22 2017-11-14 Ubleds Co., Ltd. Light emitting diode light strip unit structure
CN110419267A (zh) * 2017-03-09 2019-11-05 昕诺飞控股有限公司 用于确定布置在结构中的部件的地址的设备、系统和方法
CN107454715A (zh) * 2017-08-04 2017-12-08 久心医疗科技（苏州）有限公司 用于自动体外除颤器的led自检电路及方法
KR20190032689A (ko) * 2017-09-18 2019-03-28 삼성디스플레이 주식회사 휘도 조절이 가능한 백라이트 유닛 및 그것을 포함하는 표시 장치
US10937348B2 (en) 2017-11-23 2021-03-02 Facebook Technologies, Llc Analog data shifter for a current mode display
US10849203B2 (en) * 2018-01-02 2020-11-24 Texas Instruments Incorporated Multi-string LED current balancing circuit with fault detection
US10039164B1 (en) * 2018-02-02 2018-07-31 Semisilicon Technology Corp. Sequencing method for light-emitting diode lamp string
US10861380B2 (en) 2018-05-14 2020-12-08 Facebook Technologies, Llc Display systems with hybrid emitter circuits
CN108834274B (zh) * 2018-05-15 2019-10-08 江苏领焰智能科技股份有限公司 灯光控制系统及灯光控制方法
EP4379983A3 (en) * 2018-09-17 2024-08-07 Johnson Systems Inc. Lighting system and method thereof
CN111065187B (zh) * 2018-10-17 2022-04-26 戴洛格半导体（英国）有限公司 电流调节器
US10971061B2 (en) 2019-01-11 2021-04-06 Facebook Technologies, Llc Control scheme for a scanning display
US10517156B1 (en) 2019-01-25 2019-12-24 Lumileds Holding B.V. Hybrid driving scheme for RGB color tuning
US11295828B2 (en) 2019-03-08 2022-04-05 Analog Devices International Unlimited Company Multi-chip programming for phased array
TW202036242A (zh) * 2019-03-29 2020-10-01 致伸科技股份有限公司 輸入裝置
CN111796686A (zh) * 2019-04-03 2020-10-20 致伸科技股份有限公司 输入装置
US10652962B1 (en) 2019-06-27 2020-05-12 Lumileds Llc Dim-to-warm LED circuit
CN110730987B (zh) * 2019-09-10 2023-08-29 京东方科技集团股份有限公司 显示面板及显示装置
TWI753383B (zh) * 2020-03-18 2022-01-21 友達光電股份有限公司 閘極驅動電路
TWI739428B (zh) * 2020-05-14 2021-09-11 鄭錦池 具有節省腳位的發光元件控制模組及顯示器
US11276345B2 (en) * 2020-05-22 2022-03-15 Huayuan Semiconductor (Shenzhen) Limited Company Display device with feedback via parallel connections from distributed driver circuits to a single wire interface
CN111885779A (zh) * 2020-07-29 2020-11-03 无锡奥利杰科技有限公司 照明led的线性驱动电路和照明led
EP4021149A1 (en) * 2020-12-22 2022-06-29 Textron Systems Corporation Light appartus with parallel-arranged leds and per-led drivers
TWI764590B (zh) * 2021-02-25 2022-05-11 明陽半導體股份有限公司 級聯式資料傳輸系統以及資料傳輸單元
US11272596B2 (en) * 2021-05-14 2022-03-08 Dongguan Gateway Plastic And Hardware Lighting Co., Ltd. LED constant-current driver circuit
KR20230007805A (ko) * 2021-07-06 2023-01-13 삼성전자주식회사 아날로그-디지털 변환기
US11297775B1 (en) 2021-07-22 2022-04-12 Boulder Lamp, Inc. LED grow light system with time varying light intensity
CN116403517B (zh) * 2023-06-09 2023-08-29 中科(深圳)无线半导体有限公司 一种led显示系统电源自适应控制方法

Family Cites Families (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU549795A1 (ru) 1975-07-09 1977-03-05 Предприятие П/Я Х-5737 Стабилизатор посто нного напр жени
SU1709351A1 (ru) 1989-12-25 1992-01-30 Восточно-Сибирский технологический институт Устройство поиска неисправных блоков и элементов
RU2103839C1 (ru) 1993-09-01 1998-01-27 Борис Иванович Волков Система цифрового цветного телевидения
JP4081912B2 (ja) 1999-03-31 2008-04-30 株式会社デンソー ディスプレイ装置
JP4495814B2 (ja) 1999-12-28 2010-07-07 アビックス株式会社 調光式ｌｅｄ照明器具
JP2001188498A (ja) 1999-12-28 2001-07-10 Sony Corp Ｌｅｄドライバ
US6754784B1 (en) 2000-02-01 2004-06-22 Cirrus Logic, Inc. Methods and circuits for securing encached information
JP3512710B2 (ja) 2000-05-30 2004-03-31 Ｎｅｃ液晶テクノロジー株式会社 液晶表示装置
TW200540773A (en) * 2004-03-24 2005-12-16 Rohm Co Ltd Organic EL panel driving circuit, organic EL display device and inspection device for organic el panel driving circuit
JP2005309230A (ja) * 2004-04-23 2005-11-04 Tohoku Pioneer Corp 自発光表示モジュールおよび同モジュールを搭載した電子機器、ならびに同モジュールにおける欠陥状態の検証方法
KR101067042B1 (ko) 2004-12-13 2011-09-22 엘지디스플레이 주식회사 표시장치의 구동장치
KR100670581B1 (ko) 2005-02-18 2007-01-17 삼성전자주식회사 Ｌｅｄ구동장치
KR100688538B1 (ko) 2005-03-22 2007-03-02 삼성전자주식회사 디스플레이 패널에서 내부 메모리 스킴 변경을 통한 배치 면적을 최소화하는 디스플레이 패널 구동 회로 및 이를 이용한 디스플레이 패널 회로 구동 방법
RU2427109C2 (ru) 2005-12-20 2011-08-20 Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. Способ и устройство для управления током, подводимым к электронным приборам
DE102006032071B4 (de) 2006-07-11 2008-07-10 Austriamicrosystems Ag Steuerschaltung und Verfahren zum Steuern von Leuchtdioden
US7777704B2 (en) * 2007-01-12 2010-08-17 Msilica, Incorporated System and method for controlling a multi-string light emitting diode backlighting system for an electronic display
US8044612B2 (en) 2007-01-30 2011-10-25 Cypress Semiconductor Corporation Method and apparatus for networked illumination devices
JP4523016B2 (ja) 2007-05-22 2010-08-11 株式会社沖データ 駆動回路、ｌｅｄヘッドおよび画像形成装置
US7956824B2 (en) 2007-07-26 2011-06-07 Stmicroelectronics S.R.L. Light emitting element driver device
US9342266B2 (en) 2007-08-08 2016-05-17 Landmark Screens, Llc Apparatus for dynamically circumventing faults in the light emitting diodes (LEDs) of a pixel in a graphical display
US8253666B2 (en) 2007-09-21 2012-08-28 Point Somee Limited Liability Company Regulation of wavelength shift and perceived color of solid state lighting with intensity and temperature variation
RU2385553C2 (ru) 2007-11-16 2010-03-27 Сергей Борисович Злочевский Источник питания для светодиодов
US9814109B2 (en) * 2007-11-19 2017-11-07 Atmel Corporation Apparatus and technique for modular electronic display control
TWI367050B (en) 2007-12-12 2012-06-21 Au Optronics Corp Color control method for led lighting system
US7843148B2 (en) 2008-04-08 2010-11-30 Micrel, Inc. Driving multiple parallel LEDs with reduced power supply ripple
US20090284445A1 (en) 2008-05-15 2009-11-19 Sheng-Chang Kuo Led data input scheme with sequential scan method and cascade connection for light emitting diode (led) display system
TW200950578A (en) * 2008-05-23 2009-12-01 Semisilicon Technology Corp Parallel-type single-line addressing lamp apparatus
RU2455670C1 (ru) * 2008-07-11 2012-07-10 Шарп Кабусики Кайся Устройство возбуждения подсветки, устройство отображения, снабженное им, и способ возбуждения подсветки
TWI404459B (zh) 2008-07-29 2013-08-01 Starchips Technology Inc 發光二極體之驅動電路及其驅動方法
US20100052558A1 (en) 2008-08-29 2010-03-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Backlight assembly, driving method thereof and display apparatus
JP4849107B2 (ja) 2008-09-03 2012-01-11 セイコーエプソン株式会社 集積回路装置及び電子機器
US8035315B2 (en) * 2008-12-22 2011-10-11 Freescale Semiconductor, Inc. LED driver with feedback calibration
AU2010206770B2 (en) * 2009-01-23 2013-05-02 Med-El Elektromedizinische Geraete Gmbh Stimulation channel conditioning
US8049439B2 (en) * 2009-01-30 2011-11-01 Freescale Semiconductor, Inc. LED driver with dynamic headroom control
US8493003B2 (en) * 2009-02-09 2013-07-23 Freescale Semiconductor, Inc. Serial cascade of minimium tail voltages of subsets of LED strings for dynamic power control in LED displays
US8058810B2 (en) 2009-05-07 2011-11-15 Linear Technology Corporation Method and system for high efficiency, fast transient multi-channel LED driver
US8211240B2 (en) 2009-05-21 2012-07-03 Morgan David H Absorption of organic liquids using inorganic particulates
KR100941509B1 (ko) 2009-06-30 2010-02-10 주식회사 실리콘마이터스 기준 전압 생성 장치, 이를 포함하는 제어 장치 및 제어 장치를 이용하는 ｌｅｄ 발광 장치
US8305007B2 (en) 2009-07-17 2012-11-06 Freescale Semiconductor, Inc. Analog-to-digital converter with non-uniform accuracy
TWI419609B (zh) 2009-08-19 2013-12-11 Novatek Microelectronics Corp 具有同時偵測開路及短路功能之發光二極體裝置及其方法
TW201108186A (en) 2009-08-20 2011-03-01 Ene Technology Inc LED display system and related control method
TW201110809A (en) 2009-09-07 2011-03-16 Grenergy Opto Inc Power source control method for a multi-module LED circuit and related control device and LED circuit
US8344659B2 (en) * 2009-11-06 2013-01-01 Neofocal Systems, Inc. System and method for lighting power and control system
KR20110057594A (ko) 2009-11-24 2011-06-01 삼성전자주식회사 공급전원전압 제어방법, 상기 방법을 실현하는 멀티채널 발광다이오드 구동회로 및 멀티채널 시스템
KR20110114075A (ko) 2010-04-12 2011-10-19 삼성전자주식회사 백라이트 유닛 및 이를 포함한 디스플레이 장치
US8779688B2 (en) 2010-10-25 2014-07-15 Himax Analogic, Inc. Light emitting diode driving circuit
US9232587B2 (en) 2011-09-30 2016-01-05 Advanced Analogic Technologies, Inc. Low cost LED driver with integral dimming capability
US9288861B2 (en) 2011-12-08 2016-03-15 Advanced Analogic Technologies Incorporated Serial lighting interface with embedded feedback
US8779696B2 (en) 2011-10-24 2014-07-15 Advanced Analogic Technologies, Inc. Low cost LED driver with improved serial bus
US9491838B2 (en) 2012-01-26 2016-11-08 Texas Instruments Incorporated LED matrix manager

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170132029A (ko) * 2016-05-23 2017-12-01 삼성전자주식회사 전압 정보와 온도 정보를 피드백할 수 있는 이미지 센서 칩과 이를 포함하는 이미지 처리 시스템

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