KR20140056308A - Uwb 장치를 동작하는 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 적어도 하나의 송신 안테나 및/또는 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 UWB 장치를 동작하는 방법에 관한 것이다. 상기 방법은: 교번하는 극성의 실질적으로 정현파의 시퀀스 및 상이한 진폭을 갖고 특히 5차 가우시안 펄스 신호를 갖는 제어 펄스 신호(13, 13')에 의해 상기 송신 안테나(12) 또는 상기 수신 안테나(12')를 제어하는 단계를 포함하며, 상기 송신 안테나(12)는 상기 송신 안테나(12)에 결합되고 생성될 상기 펄스의 진폭과 관련된 저항을 갖는 제 1 전자 스위치 유닛(16)을 스위칭 온/오프 함으로써 상이한 극성 및 상이한 크기의 전류 펄스를 교번하여 공급받을 수 있고, 각각의 제 1 스위치 유닛(16)은 제 1 스위칭 트랜지스터(18, 19)의 특정한, 특히, 동일한 수를 갖고, 각각은 실질적으로 동일한 온-상태 저항값(R)을 각각 가지며, 제 1 스위치 유닛의 저항은 상기 제 1 스위칭 트랜지스터(18, 19) 중 하나만 사용함으로써 또는 병렬로 연결된 복수의 제 1 스위칭 트랜지스터(18, 19)를 사용하여 서로 조절되며, 상기 제 1 스위치 유닛(16)은 특정 시간적 스키마에 따라 그리고 상기 제어 시간 간격에 대한 미리결정된 길이에 의해 순차적으로 제어된다.

Description

UWB 장치를 동작하는 방법{METHOD FOR OPERATING A UWB DEVICE}
본 발명은 레이더로서 또는 통신 목적으로 UWB(초광대역) 장치를 동작하는 방법에 관한 것이다.
개별 펄스의 송신 및 펄스 형성에 기초하는 레이더 시스템이 존재한다. 또한, 예컨대 아날로그 승산기의 사용에 의해 변조 및 복조를 수행하는 것이 일반적이다.
UWB 확산 스펙트럼을 위해 설계되고 통신을 위해 제공되는 UWB 송신 및 개별적인 수신 유닛이 WO-A-01/93441로부터 알려져 있다. 이러한 알려진 장치에서, 논리 "1" 및 논리 "0"이 생성되고, 이들의 각각은 교번하는 신호 및 개별적인 교번하는 극성을 갖는 복수의 펄스의 개별 시퀀스에 의해 생성되며, 펄스가 서로 따르는 순서는 논리 1과 논리 0 사이에서 이것을 구분 가능하도록 하는데 있어서 상이하다. 본 명세서에서, 상당히 복잡한 증폭기 회로 및 합산 유닛이 사용된다.
연속하는 파형을 갖는 확산 스펙트럼 신호의 송신 및 수신을 위한 장치 및 방법 US-A-2004/0174928로부터 알려져 있다. 이러한 장치에서, 신호는 상이하게 가중되는 개별 펄스에 의해 생성될 것이다.
US-A-2004/0174928과 유사한 방법 및 장치가 WO-A-01/93482로부터 알려져 있다.
WO-A-01/28310은 적응적 고주파 송수신기를 기재한다.
길버트 승산기를 갖는 확산 스펙트럼 코릴레이터(correlator)가 US-B-6/330,274로부터 알려져 있다.
본 발명의 목적은 (특히 자체 내장형 에너지 공급을 갖는 응용에 있어서) 저에너지에도 불구하고 단순하고 신뢰성이 있는 송신 신호 생성 및/또는 수신 신호 처리가 가능한 초광대역(UWB) 장치에 대한 제어를 제공하는 것이다.
상기 목표를 성취하기 위하여, 본 발명에 따라 적어도 하나의 송신 안테나 및/또는 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 UWB 장치를 동작하는 방법이 제공되고, 상기 방법은:
- 교번하는 극성 및 상이한 진폭의 실질적인 정현파 펄스의 시퀀스를 갖고 특히 5차 가우시안 펄스 신호의 파형을 갖는 제어 펄스 신호에 의해 송신 안테나 또는 수신 안테나를 제어하는 단계를 포함하며,
- 송신 안테나에는, 송신 안테나에 결합되고, 생성될 펄스의 진폭과 관련된 저항을 갖는 제 1 전자 스위치 유닛을 스위칭-온/오프 함으로써 상이한 극성 및 상이한 크기의 전류 펄스가 교번하여 공급될 수 있고,
- 각각의 제 1 스위치 유닛은 특정가능한, 특히, 동일한 수의 제 1 스위칭 트랜지스터를 갖고, 각각의 트랜지스터는 실질적으로 동일한 온-상태 저항값을 가지고,
- 제 1 스위치 유닛의 저항은 제 1 스위칭 트랜지스터 중 하나만 사용함으로써 또는 병렬로 연결된 복수의 제 1 스위칭 트랜지스터를 사용하여 조절되며,
- 제 1 스위치 유닛은 특정가능한 시간적 스키마에 따라 순차적으로 그리고 미리결정된 길이의 제어 시간 동안 각각 제어된다.
본 발명에 따라, UWB 장치의 송신 펄스는 상이한 극성 및 상이한 진폭의 개별 펄스의 결합에 의해 생성된다. 이러한 목적으로, 저항기의 형태로 실현되는 전류원이 사용된다. 본 발명의 특정 성격은, 상이한 레벨의 펄스를 생성할 수 있는 상이한 크기의 저항기가 개별 저항기의 총 저항값에 영향을 주는 다수의 전자 스위치(스위치 트랜지스터)의 병렬 배열에 의해 실현되는 것이다.
본 발명에서 제공되는 바와 같이, 시간적으로 제어된 방식으로 생성되는 개별 펄스에 의한 송신 펄스 생성의 개념에 의해, 본 발명의 UWB 장치는 단순히 소량의 에너지를 요구할 것이며, 이는, 특히 자체 내장 동작을 갖는 응용에 있어서 장점이 된다. 본 발명의 UWB 장치는 UWB 레이더 및 UWB 통신 장치로서 사용될 수 있다. UWB 레이더는 검출 영역 내에서 바디, 오브젝트 등의 검출을 위한 역할을 하되, UWB 통신 장치는 송신 안테나에 의한 (변조된) 송신 펄스의 송신에 의한 통신의 목적을 위해 사용되고, 이 펄스는 수신 안테나에 의해 수신될 것이다.
본 발명의 유리한 실시예에 따라, 시간적으로, 연속적으로 제어되는 2개의 스위치 유닛의 제어 시간 간격이 상호 중첩되거나 시간적으로 이격되는 것이 규정된다.
UWB 레이더로서 적용될 때 UWB 장치의 감지 특성을 개선하기 위하여, 펄스 신호가 실질적으로 동일한 정현파 펄스의 90°만큼 위상 변이된 2개의 실질적으로 동일한 시퀀스를 포함하는 것이 적절하다.
수신 안테나에 의해 수신된 수신 신호의 송신 신호와의 상관에 있어서, 상관 신호가 특히 송신 신호와 동일한 방식으로 생성되고, 제 1 스위치 유닛에 유사한 제 2 스위치 유닛의 사용으로 상기 제 2 스위치 유닛은 제 1 스위치 유닛과 동일한 방식으로 시간적 스키마에 따라 순차적으로 제어된다.
또한, 수신 안테나는 한 쌍의 트랜지스터로 구성되는 개별적인 차동 단을 포함하는 적어도 하나의 길버트 승산기와 연결될 경우 적절하고, 길버트 승산기의 차동 단은 그것에 연결된 제 2 스위치 유닛 - 스위칭 온/오프될 수 있으며 이를 통해 펄스 신호는 길버트 승산기에 공급되고 이 펄스 신호는 송신 안테나에 대한 상기 제어 펄스 신호와 실질적으로 유사함 - 을 갖고, 각각의 제 2 스위치 유닛은 특정가능한, 특히 동일한 수의 제 2 스위치 트랜지스터를 포함하고, 각각의 트랜지스터는 실질적으로 동일한 저항값을 가지고, 제 2 스위치 유닛의 저항은 제 2 스위치 트랜지스터 중 하나만을 사용하거나 병렬로 연결된 복수의 제 2 스위치 트랜지스터를 사용하여 설정되며, 제 2 스위치 유닛은 제어 시간 간격에 대한 미리결정된 길이로 그리고 순차적인 방식으로 상기 제 1 스위치 유닛과 실질적으로 동일한 시간적 스키마에 따라 제어된다.
바람직하게는, 수신 안테나는 제 2 길버트 승산기에 결합하고, 2개의 길버트 승산기 중 하나에 송신 안테나에 대한 제어 펄스 신호와 실질적으로 동일한 펄스 신호가 공급되며 2개의 길버트 승산기 중 다른 하나에는 펄스 신호에 대해 90°만큼 위상 변이된 펄스 신호가 공급된다.
본 발명의 추가 유리한 실시예에 따라, 모든 스위치 트랜지스터는 개별적인 스위치-온 저항값을 갖고, 특정가능한 참조값으로부터의 스위치-온 저항값의 편차는 최대 10%, 바람직하게는 최대 5%가 되는 것이 규정된다. 스위치 트랜지스터가
- 단일 반도체 장치에서
또는
- 단일 웨이퍼 상에서 생성되되 상이한 반도체 장치에서
또는
- 공통 배치(common batch)에서 생산되되 상이한 웨이퍼 상의 상이한 반도체 장치에서 형성된다는 점에 있어서 동일한 형태의 이러한 스위치 트랜지스터의 제조가 실현될 수 있다.
그러므로, 일반적으로, 본 발명은 확산 코드를 갖는 확산 스펙트럼 변조 및 복조 방법의 응용에 따라, 특히 송신기와 수신기 사이의 반사성 또는 투과성 오브젝트의 배열을 갖는, 송신기와 수신기 사이의 송신 채널을 통한 신호의 무선 송신 방법에 관한 것이며, 확산 코드 신호는 펄스 폭 T 및 상이한 신호를 갖는 다수 n의 시간적으로 연속하는 진폭 가중된 펄스의 추가에 의해 생성되고, 이 펄스는 펄스 폭 T의 유리부(rational portion) i/k에 의해 서로에 대해 개별적으로 지연되고, i 및 k는 각각 정수가 된다. 특히, 이러한 방식으로 생성된 송신 펄스 및 개별적으로 이러한 방식으로 생성된 확산 코드 신호는 5차 가우시안 펄스의 형태를 갖는다. 이러한 송신 펄스는 상당히 강하며 심지어 다수의 반사도 그 형태를 거의 변형하지 않을 것이다. 그러므로, 본 발명의 UWB 장치가 레이더로서 적용될 때 특히 이러한 송신 펄스는 적합하다.
또한, 펄스의 형태는 폭 및 진폭의 측면에서 변화가능하므로 이는 적절하다. 이러한 펄스는 실질적으로 사인 반파형 신호의 형태를 갖고, 이 형태는 가중되고 시간적으로 지연되며 상이한 사인을 갖는다. 본 명세서에서, 펄스 기간의 도출은 발진기 없이 적절하게 수행된다.
본 발명의 추가 유리한 실시예에 따르면, 펄스는 상호 병렬 직렬 회로를 포함하는 회로 네트워크에서 가중되고, 상기 직렬 회로의 각각은 스위치 및 가중된 저항 및/또는 가중된 전류원을 갖는 것이 규정된다. 또한, 이는, 확산 코드 신호가 송신 신호로서 송신기 측 상에서 및 수신된 신호와의 상관에 대해 수신기 측 상에서 사용될 수 있는 경우 유리하다. 본 명세서에서, 확산 코드 신호의 송신기 측 및 수신기 측 생성을 위한 동일한 회로 또는 유사한 회로를 사용하는 것이 유리하게 가능하다.
본 발명의 방법의 추가 유리한 실시예에 따르면, 적어도 하나의 아날로그 및 적어도 하나의 디지털 입력을 갖는 적어도 하나의 길버트 승산기, 또는 적어도 한 쌍의 차동 단 트랜지스터가 적어도 하나의 가중된 제어가능한 저항 또는 가중된 제어가능한 전류원에 연결되는 길버트 승산기, 또는 확산 코드 신호는 상호 병렬인 직렬 회로를 포함하는 회로 네트워크를 사용하여 생성되고, 상기 직렬 회로의 각각은 스위치 및 가중된 저항 및/또는 가중된 전류원을 갖는 길버트 승산기가 사용되는 것을 규정한다.
펄스가 개별적으로 n개의 펄스를 포함하는 버스트 그룹에 송신될 경우 - n>1 그리고 n은 정수 - 그리고 이러한 버스트 그룹의 각각의 펄스가 계수 m*T/n에 의해 그리고 유리수 a에 의한 진폭 곱셈에 의해 시간적 오프셋을 통해 이러한 버스트 그룹의 다른 펄스 상에 맵핑되는 경우 - T는 펄스 기간이고 m<(n+1)이며 정수가 됨 - 적용가능하다. 본 명세서에서, 예컨대, n은 정수이며 4보다 크거나 같고, 확산 코드 신호를 생성하기 위하여 각각의 양의 펄스에 음의 펄스가 뒤따르고 그 반대가 되며 개별적인 승산기에 양의 펄스 및 음의 펄스의 각각의 쌍이 제공된다.
예컨대, 확산 코드 신호를 생성하기 위해 사용되는 적어도 하나의 또는 다수의 또는 모든 펄스는 스위칭 임계값을 통한 베이스 신호의 통과의 감지로부터 얻어진다. 스위칭 임계값으로서, 디지털 제어 신호의 상승하거나 하락하는 플랭크가 되도록 선택될 수 있고 제어 신호의 개별 플랭크는 플랭크 감지에 의해 식별될 수 있다.
본 발명의 추가 실시예에 따르면, 확산 코드 신호를 생성하는데 사용되는 추가 펄스는 이러한 펄스의 펄스 폭 T의 유리수의 분수 l/j에 의한 제 1 펄스의 지연을 통해 적어도 하나의 제 1 펄스로부터 생성된다 - l 및 j는 각각 정수 - .
본 발명은, 한 측면으로는, 스펙트럼 전력 밀도의 조절의 충족과 낮은 전류 소비를 동반하는 3 GHz 내지 5 GHz의 주파수 범위에서의 UWB 송신기를 표준 디지털 기술로 구현하고 다른 측면으로, 배경 잡음 보다 상당히 낮은 에코 신호의 평가에서의 낮은 전류 소비를 동반하는 UWB 수신기를 표준 디지털 기술로 구현하는 것을 가능하게 한다.
본 발명에 따른 송신 신호 생성에 있어서, 하기의 내용이 적용된다:
- 지연선 및 가중된 스위치의 도움에 의해 송신 버스트에 대한 신호 생성.
- 그렇게 함으로써, 이상적인 신호 형태(주파수 스펙트럼)에 대한 상당히 우수한 근사를 성취함.
- 이 개념은 펄스 기간 동안에만 전류 소비를 유도한다.
- 초기 및 최종 발진 공정은 존재하지 않는다.
- 코일과 같은 특수 구성요소 부분이 사용되지 않는다.
본 발명에 따르면, 수신 및 복조에 있어서, 하기의 내용이 적용된다:
- 지연선과 가중된 스위치의 도움에 의한 길버트 승산기를 위한 탬플릿 생성.
- 수신기에서 송신 신호 생성기 및 탬플릿 생성기를 구동하는 오직 하나의 지연선이 사용된다.
- 스위치 그 자체는 승산기의 구성요소이고, 아날로그 템플릿 신호를 통한 우회는 회피된다. 개선된 길버트 승산기는, 원칙적으로 디지털 신호에 의해 안테나로부터의 아날로그 신호(가중된 스위치)를 곱하는 승산기이다.
- 공급 전력은 펄스 기간 동안에만 요구된다.
- 복조된 신호(DC 평균값)는 비교적 느리게 허용되는 DA 컨버터에 대하여 샘플 회로 및 적분기를 통해 처리될 것이다.
- 2개의 복조기(승산기) 및 2개의 탬플릿(0° 및 90°)의 사용에 의해, 반사된 신호의 양이 항상 감지될 수 있으므로, 동작 감지에서의 상당한 시간 소비를 초래하는, 80psec를 초과하는 단계에서의 "스캐닝"을 회피한다.
본 발명은 2개의 실시예 및 도면을 참조하여 이에 따라 보다 상세히 기재될 것이다. 도면은 이하와 같이 도시된다:
도 1은 예시적인 시스템의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 2는 복수의 가중된 펄스를 포함하는 예시적인 웨이브렛 탬플릿을 도시한다.
도 3은 시간적으로 감소되는 방식으로 구동될 가중 스위치의 네트워크로서 송신 발생기를 도시한다.
도 4는 제어 펄스 발생기 단을 도시한다.
도 5는 길버트 승산기를 도시한다.
도 6은 스위칭가능한 가중된 전류원을 도시한다.
도 7은 적분기를 갖는 샘플/홀드 회로를 도시한다.
도 8은 적분기를 갖는 샘플/홀드 회로 및 길버트 승산기의 상호연결된 배열을 도시한다.
도 9는 타이밍 다이어그램을 도시한다.
도 10은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 UWB 송수신기 구조의 송신 안테나에 관련된 회로의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 11은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 UWB 송수신기 구조의 수신 안테나에 관련된 회로의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 12는 송신 및 수신 안테나를 위한 제어 템플릿을 실현하기 위한 시프트 레지스터의 개략도 및 도 10 및 도 11에 따른 회로의 스위치 유닛에 대한 제어신호의 시간적 오프셋 생성을 위한 타이밍 다이어그램을 도시한다.
도 13은 90°만큼 위상 변이되는 2개의 5차 가우시안 펄스를 생성하기 위한, 도 10 및 도 11에 따른 회로의 드라이버의 제어를 위한 타임 신호를 도시한다.
본 발명의 장치가 적용되는 예시적인 평가 회로가 도 1에 도시된다.
평가 회로는 전문가에게 알려진 바와 같이, 일반적인 신호 SDO, SDI, SCK 및 CS를 갖는, SPI 인터페이스를 포함한다.
상기 인터페이스를 통해, 제어 및 상태 논리가 어드레스되고 제어되며, 이 논리는, 한 측면으로, 평가 회로의 파라미터화를 허용하되 또한 상기 SPI 인터페이스를 통해 측정값을 데이터 처리 시스템(본 명세서에 미도시)에 전달할 수 있다.
디지털 시스템은 비교적 낮은 주파수의 발진기를 포함하고, 이 주파수는 초광대역 신호의 중앙 주파수에 상응하지 않되 그보다 상당히 낮다. 그 때문에, 회로의 전류 소비가 상당히 감소된다. 이는, 송신 주파수를 생성하기 위해 발진기의 방출 - 상세한 설명의 이후 과정에서 기재됨 - 을 허용하는 본 발명의 기본 사상에 의해 고려 가능하다.
제어 및 상태 논리의 카운터/타이머 및 추가 메모리 노드는 송신 및 수신 공정의 발달을 제어할 것이다.
평가 회로의 필수 구성요소는 코드 생성기이며, 이는 제어 및 상태 논리에 의해 송신 및 수신 유닛으로 전달될 비트 시퀀스를 생성할 것이다.
송신 신호는 바이폴라 커넥터(TXP 및 TXN)를 통해 평가 회로를 떠날 것이다. 수신 신호는 커넥터(RXP 및 RXN)를 통해 회로에 도달할 것이다. 그것으로부터, 이 신호는 UWB 수신기와 복조기기를 통과한다.
그것으로부터, (여전히 2상) 신호는 2상 ADC(ADC I 및 ADC Q)에 전달될 것이다.
또한, 평가 회로는 미리결정된 탬플릿을 사용하여 코드 신호(지연)와 코드 생성기에 의해 생성된 코드에 대한 타이밍을 한정하기 위한 제 1 지연선을 포함한다.
코드 플랭크의 경우, TX 신호 생성기는 이제 정의된 형태의 펄스를 생성할 것이다. 펄스 및 그러므로 그 스펙트럼의 형태는 회로에 의해 정의된다. 이는, 펄스 스펙트럼의 중앙 주파수가 발진기에 의해 결정되지 않을 것이며, 한 측면으로는, 이 발진기는 요구되는 정확도를 갖되 다른 측면으로는 상당한 양의 전기 에너지를 요구한다.
도 2는 상이한 높이 및 시간적 위치의 개별적인 펄스로 구성되는 통상적인 버스트를 도시한다. 버스트는 가우시안 분포에 의해 곱해진 사인 및 개별적으로 코사인인 함수의 형태를 갖는다. 그러므로, 이는 Si 함수(sin(x)/x)의 버스트와 유사하다.
이러한 펄스는 웨이브렛으로 사용되어 그렇게 함으로써 원하는 변조된 송신 신호를 생성한다. 개별 펄스는 시간적 지연으로 생성되고 가중된 상태에 추가되어서 버스트 기능이 실현된다. 이것은 예컨대 1 GHz 내지 10 GHz 또는 보다 정확하게 3GHz 내지 5 GHz의 특히 단수 또는 두 자리수의 GHz 범위로 주파수 범위를 맵핑하는 것을 가능하게 한다.
코드 생성기에 의해 한정된 비트 스트림 - 통상적으로 의사 랜덤 비트 스트림임 - 은 플랭크에 의해 펄스의 시간적 위치를 정의한다.
회로 구성의 동적인 가변에 의해, 펄스 형태는 상이한 플랭크에 대하여 폭과 높이가 변경될 수 있다.
직교 버스트를 송신할 수 있도록, π/2로 이동되는, 즉, 예컨대 펄스 폭의 반 만큼 이동되는 펄스가 사용될 수 있고, 이 펄스는 제 2 병렬 변조 라인에 의해 생성된다. 이러한 목적으로, 코드 생성기의 디지털 신호는 제 2 지연선(당업자에게 익숙하므로 미도시)에서 상기 π/2로 지연될 것이다. 이러한 방법은 또한 수신 측 상에 적용될 수 있다.
예시적인 신호 생성기 - 본 명세서에서는 바이폴라 형태 - 가 도 3에서 도시된다. 스위치는 예컨대 트랜지스터와 같이 설계될 수 있다. 스위치의 짧은 폐쇄에 의해, 개별적인 저항에 따라, 개별적인 전류 펄스가 생성되고 송신에 대해 ON에서 그리고 개별적으로 OP에서 픽업될(picked up) 수 있다. 탬플릿 펄스(도 2)의 각각의 피크에 있어서, 스위치는 폐쇄될 것이다.
이러한 경우 제어 펄스는 짧은 지연 체인(도 4)으로부터 생성된다. 본 명세서에서 지연선은 블록(지연)의 공급 전압(VB1)에 의해 교정된다(도 1 참조). 이러한 전압은 예컨대 펄스의 중심 주파수를 결정한다. 스펙트럼 특성의 일치를 보장하기 위하여, 동일한 지연 체인은 송신 신호 생성 및 복조를 위한 탬플릿 생성 모두를 위해 사용될 것이다.
도 4는 선행 기술에 따른 예시적인 디지털 제어 펄스 신호 생성기 단를 도시하고, 이것은, SIN에서의 회로에 공급되는 코드 생성기의 신호로부터 또는 선행 제어 펄스 생성기 단으로부터, DR 및 DT에서 개별 바이폴라 신호의 형태로 다시 제어 펄스 생성기 단를 떠날 2개의 바이폴라 펄스 신호를 생성할 것이다. SIN에서의 디지털 신호는 지연 이후 SOUT에서 다시 회로를 떠날 것이며 그곳으로부터 이어지는 제어 신호 생성기 단에 다시 공급될 수 있다. 이러한 종류의 복수의(예컨대 20개) 단를 연결함으로써, 복수의 펄스 제어 신호 DR[0...n] 및 DT[0...n]가 생성될 것이며 이들은 서로에 대해 동일하게 지연되고 이들의 각각은 추가적으로 바이폴라가 된다.
본 명세서에서, 신호 TEN 및 REN은 송신과 수신 사이의 변화를 허용한다.
게이트(G1, G2, G10 및 G3)는 각각의 단에서 신호를 지연시킬 것이다.
게이트(G4, G5 및 G11)는 이러한 지연 단의 송신 및 수신 펄스의 디커플링을 위한 역할을 한다.
게이트(G6 및 G8)는 송신 및 수신 동작의 스위치-온을 위한 입구의 역할을 한다.
바이폴라 출력을 제공받는 게이트(G7, G12, G9) 및 게이트(GA)는 수신 동작에서 바이폴라 신호(DR)를 구동할 것이다.
본 명세서에서, 이어지는 스위치에 대한 버퍼 회로는 펄스 및 그로 인한 스펙트럼의 형태를 보호할 것이다. 동시에, 제어되어야 할 스위치에 따른 서로에 대한 펄스 (타이밍)의 시간적인 포지셔닝이 유지되어야 한다.
도 5는 본 발명에 따라 유리하게 사용되는, 수신기 측 상의 길버트 승산기를 도시한다.
수신기 측에서, 상기 승산기는 통상적으로 두 번 사용된다(도 8). 이러한 길버트 승산기는 개별적으로 2개의 트랜지스터 쌍(N1, N2 및 N3, N4)을 갖는 2개의 차동 증폭기 단을 포함한다. 이러한 쌍의 각각에는 디지털 제어된 전류원 TSWITCHP이 제공된다. 이들은 도 6에서 예시적인 방식으로 도시된다. 본 발명의 맥락에서, 신호 VDT는 역할을 하지 않는다. 제어 펄스 생성기에 의해 생성된 펄스(도 4)는 서로에 대해 시간적으로 변위되고, 버스 DP 및 DN을 통해 개별적인 제어가능한 전류원에 연결될 것이다.
본 명세서에서 버스 DP의 신호는 제어 펄스 생성기 단의 상기 연결된 어레이에 의해 공급된 신호의 서브셋이다. 같은 것이 버스 DN에도 적용된다.
이러한 신호는, 이제 길버트 승산기(도 4) 내에서, 하나의 전류원의 전류 펄스가 다른 전류원의 전류 펄스에 대하여 π만큼 변위되는 방식으로 가중되고 제어된 전류원을 조절할 것이다. 여기서, 그로 인해 생성된, 상이한 증폭기 단으로의 전류 펄스의 형태는 다시 도 2에 도시된 것과 일치한다.
이를 보장하기 위하여, 게이트(G1, G2, G10 및 G3)에 의한 제어 펄스 생성기 단의 지연은 π/2만큼의 개별 지연에 일치하도록 선택된다.
이것은, 펄스 형태와 지연이 서로로부터 독립되게 선택되지 않음을 의미한다. 대신에, 시뮬레이션과 계산에 의해, 전문가는 시스템의 원하는 동작 범위에서 펄스 형태와 지연이 상기 요건을 상당히 충족시킬 것임을 보장할 수 있을 것이다.
이런 방식으로, 타이밍 탬플릿과 결합하는 제어 펄스 생성기의 지연에 의해 - 지연의 이러한 선택으로부터 일부를 선택하고 선택된 일부를 가중된 전류원과 연결할 것임 (도 6을 참조) - , 이러한 목적을 위해 반송 주파수(carrier frequency)의 로컬 발진기를 필요로 하지 않고 직교 웨이브렛의 기본 패턴이 이용가능해진다.
예컨대, 이제 제어 펄스 생성기의 출력 단자에 얻어진 지연과 동일한 일련 번호를 제공할 경우, 상기 설명은, 즉 제 1 길버트 승산기의 버스 DP의 도관이 짝수의 지연 소자(제어 펄스 생성기 단 출력 단자)에 연결되고 그 버스 DN의 상응하는 도관은 2만큼 증가되는 출력 단자에 연결된다는 것이다. 제 2 길버트 승산기에 있어서, 이는, 그 버스 DP의 도관이 짝수 출력 단자에 대해 1만큼 증가되는 홀수 지연 소자(제어 펄스 생성기 단 출력 단자)에 연결되고, 그 버스 DN의 상응하는 도관은 마찬가지로 2만큼 증가되는 홀수 출력 단자에 연결된다.
그러므로, 2개의 길버트 혼합기의 출력 신호로서, 개별적으로 2개의 신호(ON 및 OP)가 얻어지고, 이는, IAP 및 IAN에 개별적으로 공급되는 안테나 신호의 탬플릿 - 0, π/2, π 및 3/2π의 지연을 공급받음 - 을 제공한다.
이제, 특정 반사만을 필터링 아웃 할 수 있도록, 각각의 쌍의 ON 및 OP가 개별적인 샘플/홀드 회로(도 7)에 저장될 것이다.
이러한 목적으로, 3개의 스위치는 제어 논리에 의해 폐쇄될 것이다. 입력 커패시터가 로딩될 것이다. 스위치가 개방될 때, 그 컨텐츠도 2개의 출력 커패시터에 전달될 것이다.
도 8은 개별적인 길버트 승산기와 개별적인 샘플/홀드 회로의 상호 연결을 도시한다.
ON 및 OP의 쌍 중 하나는 바이폴라 신호 I를 형성하고 다른 쌍은 바이폴라 신호 Q를 형성한다.
이러한 저주파수 신호는 개별적인 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에 의해 개별적인 디지털 상태 단어로 전환될 수 있고 판독될 수 있다(도 1 참조).
도 9는 사용된 타이밍을 다시 도시한다. 버스트 시간 tBurst동안, 송신 공정을 위한 인에이블 신호 TEN는 활성(고)이 될 것이다. 이 시간 동안, 송신 생성기의 가중된 스위치(도 3)에 의해, ON 및 OP 상에 펄스가 생성될 것이며, 그것에 의한 ON 및 OP에 의해 형성된 바이폴라 신호는 도 2에 도시된 바와 같이 TXP-TXN(OP-ON)을 제공할 것이다. 도 9에 따른 이러한 타이밍 다이어그램에서 제 1 다이어그램에서 간격 tBurst이하로 도시된 5개의 펄스는 5개의 양의 사인 반파(positive sine half wave)를 결정할 것이고, 이러한 것에 대한 "스태거링(staggered)" 배열로 이러한 5개의 펄스 아래로 도시되는 4개의 펄스는 도 2에 따른 버스트 신호의 음의 사인 반파를 결정하고 형성할 것이다.
2개의 버스트 사이에서, 시간 tPRF이 흐를 것이며 랜덤 길이를 가질 수 있다.
송신 펄스의 시작 이후, 반사된( 그리고 일반적으로 상당히 교란된) 펄스는 수신 안테나에서 다시 출발할 것이다. 이러한 안테나는 신호 RXP-RXN(IAP-IAN)를 공급할 것이다. 체계적인 탐색에 의해, 송신 펄스의 시작과 수신 위상의 시작 사이의 tDELAY 사이의 지연은 이제, 수신기 DEM(REN)에 대한 인에이블 신호가 펄스의 출발에 의해 활성이 되는 방식으로 설정될 수 있다.
이제, 송신의 경우와 반대로, 4개의 펄스 계열이 생성될 것이다. 이들 중 2개의 펄스는 송신기의 펄스와 일치한다. 나머지 2개의 펄스는 또한 2개의 제 1 펄스 계열과 일치하되 이것에 대해 90°만큼 위상 변이된다. 이러한 신호에 의해, 상기 2개의 길버트 승산기가 제어되고, 이는 신호 0°(VP0-VN0) 및 90°(VP90-VN90)를 공급한다. 이러한 신호는 상기 2개의 샘플/홀드 회로에 의해 스캐닝될 것이다. 후자는 신호 0°(OP0-ON0) 및 90°(OP90-ON90)를 공급할 것이다.
도면은 통합에 의해 0°(OP0-ON0)의 값이 어떻게 상승할지를 도시한다. 입력 신호 RXP-RXN(IAP-IAN)의 위상 관계로 인하여, 90°(OP90-ON90)의 레벨은 변하지 않을 것이다.
종래 기술에 비교되는 본 발명의 장점
종래 기술에서는, 길버트 승산기(도 5)의 하위 신호가 안테나 신호의 공급을 위해 사용된다. 전류 펄스 웨이브렛 생성기에 대한 하위 단 및 상부 승산기 단으로의 안테나 신호의 인피드의 본 발명의 사용에 의해, 회로는 NMOS 트랜지스터의 사용으로 완전히 실현될 수 있고 공간 및 속도의 이득을 초래한다.
확산 스펙트럼 신호의 복조에 대한 길버트 승산기는, 2개의 길버트 승산기로 구성되고, 그 자체의 각각은, 직교 탬플릿의 도움으로 입력 신호를 복조화할 것이며, 이 탬플릿은 전류원에서 트랜지스터의 크기를 통해 구현되는 것을 특징으로 한다(도 6).
특히, 펄스 형태가 회로에 의해 한정될 것이므로 로컬 발진기가 펄스 중앙 주파수를 위해 요구되는 것이 장점이 된다. 폭과 높이의 측면에서의 펄스 형태는 회로에 의해 한정될 것이다.
탬플릿이 송신 및 수신 브랜치에 대해 동일하게 생성되므로, 송신 및 수신 탬플릿에 대한 펄스 형태는 일치한다. 그러므로, 또한, 스팩트럼도 일치한다.
추가 장점은, UWB 레이더가 반사된 신호의 도움으로 공간에서 바디를 감지하고 상당히 교란된 신호 흐름으로부터 반사된 신호를 얻는 것을 가능하게 만드는 것이다.
적절한 레이아웃 측정에 의해, 송신 및 수신 브랜치에서의 전류원 및 개별적으로 스위치 저항은 서로 일치할 것임이 보장될 수 있다.
초광대역 레이더의 송신 파형 생성(도 10)
이러한 실시예에서, 도 2 및 도 14에 따른 5차 가우시안 펄스형 파형이 선택되었다. 신호는 그 상관 특성을 잃지 않고 상당히 다양한 유도 공정(송신, 반사, 수신)의 대상이 될 수 있다. 실질적인 응용에서, 파형이 수신 안테나에 도달하기 전에 5개의 유도 공정을 겪는 경우가 발생할 것이다.
송신에 있어서, 웨이브폼은 추가 여과 없이 요구되는 스펙트럼을 제공한다(Vfg. 9/2010, Allgemeinzuteilung von Frequenzen fur die Nutzung durch Ultrawideband-Anwendungen geringer Leistunger).
송신 신호는 부분적으로 중첩하는 신호에 의해 제어되는 가중된 스위치에 의해 생성된다.
송신기에서, 전력은 신호의 생성 및 송신 동안 소비된다.
스위치 근처에서 언급된 수는 병렬로 연결된 유닛의 수 - 예컨대, 8개의 트랜지스터 포함 - 를 표시한다. 이러한 예시에서, 트랜지스터의 RSDON은 SR이다. 이러한 방식에서, "8"은 R을 의미하고, "1"은 8*R을 의미한다.
드라이버 로드 일치를 위하여, 사용되지 않은 NMOS 트랜지스터가 GND에 연결 될 것이다("더미 로드"로 지칭됨).
초광대역 레이더를 위한 상관기 /복조기를 갖는 수신기(도 11)
수신기는 길버트 승산기로 구성된다. 수신 신호는 승산기 회로의 상위 트랜지스터에 적용될 것이므로 동일한 핀은 송신기 출력과 함께 사용될 수 있다. DC 바이어스 전압 및 일치 요건은 동일하다. 하위 영역은 송신기와 마찬가지로 부분적으로 중첩하는 신호에 의해 제어된 동일한 형태의 가중된 스위치를 포함한다.
수신 신호의 양을 계산하기 위하여, 2개의 동일한 길버트 승산기가 요구된다. 회로 중 하나는 동위상 펄스(Q1, Q3, Q5, Q7, Q9, Q11, Q13, Q15, Q17)에 의해 제어되고 다른 회로는 90°만큼 위상 변이되는 신호(Q1, Q2, Q4, Q6, Q8, Q10, Q12, Q14, Q16)에 의해 제어된다.
송신기에서, 신호의 생성 및 송신 동안에만 전력이 소모된다. 수신기/길버트 승산기는 상관 (시간) 윈도우에서 발생하지 않는 각각의 신호(송신 신호 포함)를 무시한다.
NMOS 트랜지스터(스위치) 근처에서 언급된 수는 병렬로 연결된 유닛의 수를 나타낸다. 이러한 방식에서, "8"은 R을 의미하고, "1"은 8*R을 의미한다.
드라이버 로드 매칭을 위하여, 사용되지 않은 NMOS 트랜지스터가 GND에 연결 될 것이다("더미 로드"로 지칭됨).
탬플릿 타이밍 발생기
도 12가 참조된다.
타이밍 탬플릿 생성기는 플랭크-펄스 컨버터를 위한 플랭크의 시퀀스를 생성하기 위해 요구된다. 탭 지연선(tapped delay line)이 사용된다. 전파 속도는 송신/탬플릿 스펙트럼의 중심 주파수를 결정할 것이며 DC 바이어스 전압에 의해 교정될 수 있다. 출력 Q18 및 Q19을 갖는 지연 셀은 매칭의 목적을 위한 더미이다.
탭 지연선을 포함하는 소위 "탬플릿 타이밍 생성기"는 수신기에 대한 2개의 탬플릿 신호를 생성하는데 사용된다. 펄스는 탬플릿 타이밍 생성기(지연선)을 통해 전파하는 신호의 플랭크로부터 생성된다. 매칭된 드라이버(0 ... 17)는 송신 및 수신 회로에서 가중된 스위치를 제어할 것이다.
수신기는 정확하게 90°만큼 위상 변이되는 2개의 신호를 방출할 것이다. 중심 주파수는 탬플릿 타이밍 생성기에 대하여 바이어스 전압에 의해 조절된다. 피드백 루프로의 지연선의 스위칭 및 생성된 발진기 주파수를 조절함으로써 교정이 수행된다.
타이밍의 완전한 일치를 보장하도록, 송신 및 수신 탬플릿 양쪽을 위한 타이밍을 생성하기 위해 (물리적으로) 동일한 탬플릿 타이밍 생성기가 사용된다.
동위상 신호 및 90°만큼 위상 변이되는 신호를 위한 탬플릿 타이밍 생성기
도 13이 참조된다.
동위상 신호는 예컨대 탬플릿 타이밍 생성기의 홀수 출력에 의해 생성된다. 90°만큼 위상 변이되는 신호는 예컨대 탬플릿 타이밍 생성기의 짝수 출력에 의해 생성된다.
도 10 내지 도 13에 도시된 예시적인 실시예에 따라, 이러한 예시적인 실시예에서 레이더로 형성될 수 있는 UWB 장치(10)는 5차 가우시안 송신 펄스의 주기적인 또는 다른 방식으로, 반복적인 송신에 동작하는 송신 안테나(12)를 포함한다. 본 발명에 따르면, 이러한 펄스는 발진기를 사용하지 않고 생성되며, 이로 인해 감소된 에너지 요건이라는 장점을 갖는다. 도 10 내지 도 13에 도시된 예시적인 실시예에서, 송신 펄스는 반대 극성 및 상이한 진폭의 개별 펄스의 시간적으로 조절된 생성에 의해 생성된다. 이러한 목적으로, 도 10에서 도시된 바와 같이 회로(14)가 송신 안테나(12)의 측면에서 사용된다. 도 10에 따라, 회로 14는 복수의 스위치 유닛(16)을 포함하고, 이 유닛의 각각은 동일한 수의 스위치 트랜지스터(18)를 포함한다. 이러한 예시적인 실시예에서, 각각의 스위치 유닛(16)은 8개의 스위치 트랜지스터(18)를 포함한다. 스위치 트랜지스터18)는 실질적으로 동일한 스위치-온 저항을 갖고, 이는, 스위치-온 저항의 값이 서로 최대 10%, 바람직하게는 5%씩 벗어나는 것을 의미한다.
도 10에 도시된 바와 같이, 상위 로우에 개략적으로 표시된 스위치 트랜지스터(18)는 가중된 저항을 형성하고, 스위치 트랜지스터(18)에 인접한 숫자 "1"은 이 실시예에서 8개의 스위치 트랜지스터(18) 중 단 하나에 의해 저항이 실현되는 것을 표시한다. 현재 예시적인 실시예에서, 저항은 8R이며, 즉, 저항 R을 8로 곱한 것이다. 그러므로, 병렬로 연결된 8개의 스위치 트랜지스터(18)는 R의 양의 저항을 초래할 것이다. 병렬로 연결된 4개의 스위치 트랜지스터(18)는 2R의 양의 저항을 초래할 것이다. 병렬로 연결된 2개의 스위치 트랜지스터(18)는 따라서 4R의 양의 저항을 초래할 것이다. 도 10에서, 개별 가중된 저항을 실현하기 위해 요구되지 않는 스위치 유닛(16) 에 대한 스위치 트랜지스터(18)는 병렬 배열로 매스(mass) 향해 더미 스위치 트랜지스터(19)로서 제 2 로우에서 연결된다.
각각의 스위치 유닛(16)에 대하여, 상이한 수의 스위치 트랜지스터(18)는 병렬로 연결되므로, 스위치 트랜지스터(18)는 가중된 저항을 형성한다. 이제, 가중된 저항이 시간적인 측면에서 상이하게 트리거링되는 드라이버(20)에 의해 시간적인 오프셋 방식으로 제어되는 경우(도 10의 기능 블록(22, 23)을 참조), 그렇게 함으로써 5차 가우시안 송신 펄스를 생성하는 것이 성취된다.
드라이버(20)의 제어는 도 12에 따른 타이밍 생성기(24)의 도움으로 수행된다. 이러한 생성기는 실질적으로 동일한 지연 시간을 갖는 지연 소자(26)의 시퀀스를 포함한다. 출력(Q0 내지 Q19)은 드라이버에 연결되고 도 10에 도시된 바와 같이 드라이버를 통해 스위치 유닛(16)에 연결된다. 이 점에 있어서, 도 10에 따른 회로(14)는, 도 13에 도시된 바와 같이 한 쌍씩 90°만큼 위상 변이되는 5차 가우시안 펄스의 개별 쌍을 반복적으로 생성할 것임이 주목되어야 한다(도 13의 파형(13' 및 13")을 참조). 또한, 타이밍 생성기(24)는 UWB 장치(10)의 수신 브랜치에서 동일한 5차 가우시안 펄스를 생성하기 위한 역할을 한다. 도 11에 따른 회로(14')는 도 10에 따른 회로(14)와 궁극적으로 일치하므로, UWB 레이더의 경우와 마찬가지로 상관의 목적으로, 서로에 대해 시간적으로 정확히 조절된 동일한 신호가 생성될 수 있다. 따라서, 도 11에서, 일치하거나 기능적으로 동일한 구성요소 및 기능 블록에 도 10에서와 마찬가지로 동일한 참조 번호 및 단일 프라임 심볼이 제공된다.
또한, 수신 안테나(12')의 회로(14')는 2개의 길버트 승산기(28, 30)를 포함하고, 이들의 각각은 한 쌍의 트랜지스터(32 및 34)를 포함한다.
도 12 및 도 13에서, 타이밍 생성기(24)의 출력 및 드라이버(20, 20')의 출력에서의 신호 전개가 도시된다. 스위치 유닛(16)에 의해 실현된 가중된 저항과 함께, 송신기 측 및 수신기 측 상에서 도 1에 도시된 바와 같이, 90°만큼 위상 변이된 2개의 5차 가우시안 펄스의 각각의 시간적 시퀀스가 실현된다.
본 발명의 주요 측면
초광대역 레이더를 위한 파형 생성.
송신에 있어서, 파형은 추가 여과를 수행하지 않고 요구되는 스펙트럼을 포함한다.
신호는 그 상관 특성을 잃지 않고도 대다수의 유도 공정(송신, 반사, 수신)의 대상이 되는 것에 적합해야 한다. 실질적인 용도에 있어서, 파형에는 수신기에 도달하기 전에 5개의 유도 공정이 일어나는 경우가 발생할 수 있다. 이러한 이유로, 5차 가우시안 펄스가 사용되는 것이 선호된다. 이러한 기능은, 송신될 때(제 1 유도), 반사될 때(제 2 유도) 그리고 수신될 때(제 3 유도), 변형을 겪지 않는다.
송신기의 전력 소비는 가능한 낮다.
송신 신호의 특징적인 형태는 전압 상승 시간으로부터 생성되지 않는다. 본 발명에 따르면 이 형태는 요구되는 파형을 바로 생성하는 신호를 부분적으로 중첩함으로써 제어되는 가중된 스위치에 의해 생성된다.
본 발명의 장점
낮은 에너지 요건을 갖는 동작
강건한 개념
단순한 구현
낮은 복합도
아주 작은 칩 영역을 요구함
복잡한 필터가 요구되지 않음
LNA(저 잡음 증폭기)가 요구되지 않음
송신 펄스가 디지털식으로 생성되지 않으므로 GHz 발진기가 없음

Claims (7)

  1. 적어도 하나의 송신 안테나 및/또는 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 UWB 장치를 동작하는 방법으로서, 상기 방법은:
    - 교번하는 극성 및 상이한 진폭의 실질적으로 정현파 펄스의 시퀀스를 갖고 특히 5차 가우시안 펄스 신호의 파형을 갖는 제어 펄스 신호(13, 13')에 의해 상기 송신 안테나(12) 또는 상기 수신 안테나(12')를 제어하는 단계를 포함하며,
    - 상기 송신 안테나(12)에는, 상기 송신 안테나(12)에 결합되고, 생성될 상기 펄스의 진폭과 관련된 저항을 갖는 제 1 전자 스위치 유닛(16)을 스위칭 온/오프 함으로써 상이한 극성 및 상이한 크기의 전류 펄스가 교번하여 공급될 수 있고,
    - 각각의 제 1 스위치 유닛(16)은 특정가능한, 특히, 동일한 수의 제 1 스위칭 트랜지스터(18, 19)를 갖고, 각각의 트랜지스터는 실질적으로 동일한 온-상태 저항값(R)을 가지며,
    - 제 1 스위치 유닛의 저항은 상기 제 1 스위칭 트랜지스터(18, 19) 중 하나만 사용함으로써 또는 병렬로 연결된 복수의 제 1 스위칭 트랜지스터(18, 19)를 사용하여 조절되며,
    - 상기 제 1 스위치 유닛(16)은 특정가능한 시간적 스키마(specifiable temporal schema)에 따라 순차적으로 그리고 제어 시간 간격에 대해 미리결정된 길이에 의해 각각 제어되는, UWB 장치를 동작하는 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 시간적으로, 순차적으로 제어되는 2개의 제 1 스위치 유닛(16)의 제어 시간 간격이 상호 중첩되거나 시간적으로 이격되는 것을 특징으로 하는, UWB 장치를 동작하는 방법.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서, 상기 펄스 신호는 실질적으로 동일한 정현파 펄스의 90°만큼 위상 변이된 2개의 실질적으로 동일한 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는, UWB 장치를 동작하는 방법.
  4. 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신 안테나(12')에 의해 수신된 수신 신호의 송신 신호와의 상관에 있어서, 상관 신호가 특히 상기 송신 신호와 동일한 방식으로 상기 제 1 스위치 유닛(16)과 유사한 제 2 스위치 유닛(16)을 사용하여 생성되고, 상기 제 2 스위치 유닛은 상기 제 1 스위치 유닛(16)과 동일한 방식으로 시간적 스키마에 따라 순차적으로 제어되는 것을 특징으로 하는, UWB 장치를 동작하는 방법.
  5. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신 안테나(12')는 한 쌍의 트랜지스터(32, 34)로 구성되는 개별적인 차동 단을 포함하는 적어도 하나의 길버트 승산기(28, 30)와 연결되고, 상기 길버트 승산기(28, 30)의 차동 단은 그에 연결된 제 2 스위치 유닛(16) - 스위칭 온/오프될 수 있으며 이를 통해 펄스 신호가 상기 길버트 승산기(28, 30)에 공급되고 상기 펄스 신호는 상기 송신 안테나(12)에 대한 상기 제어 신호(13, 13')와 실질적으로 유사함 - 을 갖고, 각각의 제 2 스위치 유닛(16)은 특정가능한, 특히 동일한 수의 제 2 스위치 트랜지스터(18, 19)를 포함하고, 각각의 트랜지스터는 실질적으로 동일한 저항값(R)을 가지며, 제 2 스위치 유닛(16)의 저항은 상기 제 2 스위치 트랜지스터(18, 19) 중 하나만을 사용하거나 병렬로 연결된 복수의 제 2 스위치 트랜지스터(18, 19)를 사용하여 설정되며, 상기 제 2 스위치 유닛(16)은 상기 제어 시간 간격에 대한 미리결정된 길이로 그리고 순차적인 방식으로 상기 제 1 스위치 유닛(16)과 실질적으로 동일한 시간적 스키마에 따라 제어되는 것을 특징으로 하는, UWB 장치를 동작하는 방법.
  6. 청구항 3 또는 청구항 5에 있어서, 상기 수신 안테나(12')는 제 2 길버트 승산기에 결합되고, 2개의 길버트 승산기(28, 30) 중 하나에는 상기 송신 안테나(12)에 대한 상기 제어 펄스 신호(13, 13')와 실질적으로 동일한 펄스 신호가 공급되며 상기 2개의 길버트 승산기(28, 30) 중 다른 하나에는 상기 펄스 신호에 대해 90°만큼 위상 변이된 펄스 신호가 공급되는 것을 특징으로 하는, UWB 장치를 동작하는 방법.
  7. 청구항 1 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서, 모든 스위치 트랜지스터(18, 19)는 개별적인 스위치-온 저항값을 갖고, 특정가능한 참조값으로부터의 상기 스위치-온 저항값의 편차는 최대 10%, 바람직하게는 최대 5%가 되는 것을 특징으로 하는, UWB 장치를 동작하는 방법.
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