KR20130129330A

KR20130129330A - 무선 신호 중계를 위한 능동 안테나 어레이 및 방법

Info

Publication number: KR20130129330A
Application number: KR1020127033731A
Authority: KR
Inventors: 게오르그 슈미트; 요하네스 슐리
Original assignee: 유바이다인 인크.
Priority date: 2010-06-03
Filing date: 2011-05-24
Publication date: 2013-11-28
Also published as: CN103053072A; JP2013534082A; US8599861B2; JP5819948B2; ES2534196T3; EP2577798B1; WO2011151224A1; CN103053072B; US20110299456A1; KR101682917B1; EP2577798A1

Abstract

본 개시 내용은 이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이를 교시한다. 능동 안테나 어레이는, 베이스 밴드 유닛, 적어도 하나의 안테나 요소에 의해 단말되는 복수의 트랜스시버 유닛 및 적어도 하나의 링크를 포함한다. 링크는 각각의 복수의 트랜스시버 유닛을 베이스 밴드 유닛으로 연결한다. 링크는 디지털 링크이고, 선택 가능한 페이로드 레이트로 페이로드 신호를 중계한다. 또한, 디지털 링크는, 타이밍 신호가 선택 가능한 페이로드 레이트로 페이로드 신호 내에 임베딩될 때, 고정된 타이밍 레이트로 타이밍 신호를 중계한다. 본 개시 내용은 무선 신호 중계 방법과, 능동 안테나 어레이를 제조하고 상기 방법을 수행하는 컴퓨터 프로그램을 더 교시한다.

Description

무선 신호 중계를 위한 능동 안테나 어레이 및 방법{ACTIVE ANTENNA ARRAY AND METHOD FOR RELAYING RADIO SIGNALS}

[다른 출원에 대한 교차 참조]

본 출원은 2010년 6월 3일 출원된 미국 특허 출원 제12/792,936호에 대한 우선권 및 이익을 주장한다. 본 출원은 2009년 10월 12일 출원된 발명의 명칭이 "A RADIO SYSTEM AND A METHOD FOR RELAYING RADIO SIGNALS"인 미국 특허 출원 제12/577,339호와 관련된다. 또한, 본 출원은, 본 출원과 동시에 출원된 발명의 명칭이 "ACTIVE ANTENNA ARRAY AND METHOD FOR RELAYING RADIO SIGNALS WITH SYNCHRONOUS DATA INTERFACE"인 미국 특허 출원과 관련된다. 상술한 특허 출원의 각각의 전체 개시 내용이 본 명세서에 참조로서 편입된다.

[기술분야]

본 발명의 기술분야는 무선 신호를 중계하는 능동 안테나 어레이에 관한 것이다. 또한, 본 발명의 기술 분야는 이동 통신 네트워크에서 무선 신호를 중계하는 방법에 관한 것이다. 더하여, 본 발명의 기술분야는 제조 공장으로 하여금 능동 안테나 어레이의 제조를 수행하게 하는 컴퓨터 프로그램과, 프로세서로 하여금 이동 통신 네트워크에서 무선 신호를 중계하는 방법을 수행하게 하는 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이다.

이동 통신 네트워크의 이용이 지난 10년간 증가되었다. 이동 통신 네트워크의 운영자는 이동 통신 네트워크의 사용자에 의한 서비스에 대한 증가된 요청을 충족시키기 위하여 베이스 스테이션의 수를 증가시켜왔다. 일반적으로, 베이스 스테이션은 (능동) 안테나 어레이에 연결된다. 무선 신호는 일반적으로 이동 통신 네트워크의 셀로 중계되고, 그 반대도 마찬가지이다. 이동 통신 네트워크의 운영자는 베이스 스테이션의 운영비를 감소시키는 것에 관심을 가진다. 안테나 임베디드형 무선 시스템으로서 무선 시스템을 구현하는 것은 하나의 선택 사항이다. 능동 안테나 어레이로서 형성된 안테나 임베디드형 무선 시스템으로, 무선 시스템의 하드웨어 부품의 일부는 칩 상에서 구현될 수 있다. 따라서, 능동 안테나 어레이는 베이스 스테이션의 비용을 감소시킨다. 안테나 임베디드형 무선 시스템으로서 무선 시스템을 구현하는 것은 베이스 스테이션의 하드웨어 부품을 수용하는데 필요한 공간을 감소시킨다. 무선 시스템의 정상 동작 동안의 전력 소비는 안테나 임베디드형 무선 시스템을 구현하는 경우에 실질적으로 감소된다.

사용자의 수가 증가된다면, 이동 통신 네트워크의 개별 사용자에게 신뢰성 있는 서비스 품질을 제공하는 것이 관심 대상이다. 이동 통신 네트워크 내에서 증가된 사용자의 수를 처리하기 위하여 여러 기술이 제안되어 왔다. 여러 기술 중 하나는 이동 통신 네트워크의 셀 내에서 서비스 커버리지를 향상시키기도록 상이한 방향으로 능동 안테나 어레이에 의해 중계된 빔을 지향시키기 위한 빔 형성 능력을 포함한다. 빔 형성 기술은 능동 안테나 어레이의 안테나 요소의 여러 개 사이의 정의된 위상과 진폭 관계에 의존한다. 송신 경로 및/또는 수신 경로는 적어도 하나의 안테나 요소와 관련된다. 송신 경로 및/또는 수신 경로의 캘리브레이션은 각각의 안테나 요소의 사이의 정의된 위상, 진폭 및 지연 관계를 제공하는데 요구된다. 캘리브레이션은 능동 안테나 어레이의 개별 송신 경로를 따라 축적된 위상, 진폭 및 지연 편차의 예측을 허용한다. 유사하게, 캘리브레이션은 각각의 수신 경로를 따라 축적된 위상, 진폭 및 지연 편차를 예측하는 것을 포함한다. 제2 단계에서, 송신 경로를 따라 축적된 위상, 진폭 및 지연 편차는 보정될 수 있다. 적합한 위상 및 진폭 변경이, 빔 형성 기술을 허용하기 위하여, 능동 안테나 어레이의 개별 송신/수신 경로 사이에서 정의된 위상 및 진폭 관계를 산출하도록 개별 송신/수신 경로에 적용될 수 있다.

현대의 이동 통신 네트워크에서, 페이로드(payload) 신호가 능동 안테나 어레이에 대한 패킷화된 페이로드 신호로서 제공된다. 패킷화된 페이로드 신호의 패킷은 패킷화된 페이로드신호가 디지털 무선 인터페이스에 제공될 때 정의된 시간적 순서를 가진다. 능동 안테나 어레이 내에서, 일부 (데이터) 처리가 패킷화된 페이로드 신호에 적용될 수 있다. (데이터) 처리는 일반적으로 여러 버퍼를 통과하는 패킷화된 페이로드 신호와 PLL에 의해 동기화되는 클록 도메인을 포함한다. 데이터 처리로, 패킷 스트림의 타이밍은 시스템이 재시작(리셋)될 때마다 변동할 수 있다. 종래 기술에서, 패킷화되지 않은 신호로, 무선 스테이션의 제조 동안에 무선 스테이션에 의해 중계되는 경우에, 패킷화되지 않은 페이로드 신호가 따라가는 송신 경로를 캘리브레이션하는 것이 가능하였으며 또한 그것이 일반적인 관례이다.

대응하는 무선 신호가 능동 안테나 어레이의 안테나 요소에 의해 중계될 때까지 디지털 무선 인터페이스에 도달하는 무선 신호가 겪는 지연은, 능동 안테나 어레이의 일관성 있는(coherent) 중계에 대하여 관심을 가진다. 지연은 위기 기반 서비스들뿐만 아니라 각각의 안테나 요소 사이에서의 위상 관계에 영향을 미친다. 지연은 케이블 길이 등에서의 임의의 변경에 의해 영향을 받는다.

종래 기술에서, 예를 들어 케이블과 같은 능동 어레이의 부품이 교체될 때마다, 능동 안테나 어레이를 다시 캘리브레이션하는 것이 필수적이었다. 종래 기술에서 다시 캘리브레이션하는 것은 비경제적이며 시간 소모적이다.

미국 등록 특허 제6,693,588 B1호(Siemens에게 양도됨)는 전자적 위상 제어식 그룹 안테나를 개시한다. 전자적 위상 제어식 그룹 안테나는 모든 레퍼런스 신호에 의해 공유되는 레퍼런스 포인트를 이용하여 캘리브레이션된다. 다운링크(downlink)에서, 서로 구별될 수 있는 이러한 레퍼런스 신호는 그룹 안테나의 개별 안테나 요소에 의해 동시에 송신되고, 공유된 레퍼런스 포인트에서 수신 후에 적합하게 분리된다.

미국 등록 특허 제6,693,588 B1호의 지멘스 시스템은 안테나 요소의 고정된 공간 배치를 개시한다.

도 1a는 종래 기술에 따른 수동 안테나 어레이(1a)를 도시한다. 베이스 스테이션(5)은 수동 안테나 어레이(1a)에 베이스 스테이션 신호(7)를 제공한다. 디지털 인터페이스는 베이스 스테이션(5)과 수동 안테나 어레이(1a)의 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10) 사이에 베이스 스테이션 신호(7)를 반송한다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)은 송신 신호(Tx)를 증폭하기 위하여 송신 신호(Tx)를 전력 증폭기(60)에 전달한다. 송신 신호(Tx)는 일반적으로 이동 통신 시스템의 송신 밴드에서 제공된다는 것이 이해되어야 한다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)을 떠난 신호는 아날로그 도메인 내에서의 송신 신호이다. 증폭기(60)에 입력되는 송신 신호(Tx)는 수동 안테나 어레이(1a)의 송신 밴드로의 업컨버팅을 필요로 한다. 송신 신호(Tx)가 디지털 도메인에 있다면, 송신 신호(Tx)는 디지털-아날로그 변환을 더 필요로 할 것이다. 그러면, 디지털-아날로그 변환은 증폭기(60)에 의한 증폭 전에 디지털-아날로그 컨버터(미도시)에 의해 수행된다. 증폭기(60)를 떠난 아날로그 송신 신호는 개별 송신 경로로 전달된다. 송신 경로의 각각은 아날로그 송신 신호를 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)의 각각에 전달하는 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)를 포함한다. 2 이상의 개별 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)가 각각의 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)에 연결될 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 개별 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)에 입력되기 전에, 아날로그 송신 신호는 수동 피더(feeder) 네트워크(40a)를 통과한다. 수동 피더 네트워크(40a)는 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)의 각각에 의해 단말된 각각의 송신 경로 사이에 고정된 위상, 진폭 및/또는 지연 관계를 부과한다. 수동 피더 네트워크(40a)는 빔 성형의 면에서 단지 적은 유연성을 제공할 뿐이다. 수동 피더 네트워크(40a) 내에서의 부품의 임의의 변경은 증폭기(60)로부터 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)의 각각으로의 경로를 다시 캘리브레이션하는 것을 필요로 할 것이다. 각각의 송신 경로가 증폭기(60)로부터 수동 피더 네트워크(40a) 및 각각의 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)에 걸쳐 진행하고, 각각의 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에 의해 단말된다는 것이 이해되어야 한다.

수동 안테나 어레이(1a)의 개별 수신 경로는 개별 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)로부터 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)와 일반적인 수신 신호(Rx)로서 수신 증폭기(70)에 도달하는 수동 피터 네트워크(40a)를 경유하여 진행한다. 일반적인 수신 신호(Rx)는 수동 피더 네트워크(40a)와 결합하는 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에서 수신된 개별 수신 신호로 형성된다. 피더 네트워크(40a)는 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)의 각각에서 수신된 수신 신호 사이에서 고정된 위상, 진폭 및 지연 관계를 부과한다. 따라서, 개별 수신 신호에 대한 빔 형성 능력은 수동 피더 네트워크(40a)에 의해 제한된다.

수신 신호(Rx)는 아날로그 도메인 내에 있다. 안테나 요소로부터의 개별 수신 신호는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 알려진 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)에 의한 필터링을 받았을 수 있다. 수신 신호(Rx)는 수신 증폭기(70)에 의해 증폭되고, 예를 들어 시그마-델타 아날로그-디지털 컨버터인 아날로그 디지털 컨버터(미도시)를 이용하여 아날로그-디지털 변환된다. 수신 증폭기(70)로부터 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 도달하는 신호는 일반적으로 수동 안테나 어레이(1a)의 베이스 밴드 내에 있다. 수신 증폭기(70)로부터의 수신 신호는 수동 안테나 어레이(1a)의 베이스 밴드와 수동 안테나 어레이(1a)의 송신 밴드 사이의 중간 주파수 밴드 내에 있을 수 있다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)은 디지털 수신 신호로의 필터링과 같은 일부 디지털 신호 처리를 부과할 수 있고, 베이스 밴드 내의 디지털 수신 신호를 베이스 스테이션(5)으로 전달한다.

도 1b는 종래 기술에 따른 능동 안테나 어레이(1a)의 변형례를 도시한다. 도 1b에 도시된 바와 같은 시스템은 일반적으로 공통 하우징 내에 종래 기술에 따른 원격 무선 헤드(RRH; remore radio head)를 공지된 베이스 스테이션과 결합시킨 것과 균등하다. 베이스 스테이션 신호(7)는 베이스 스테이션(5)으로 전달되는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)으로부터의 수신 신호를 포함한다. 도 1b에서, 도 1a의 개별 송신 경로의 듀플렉스 필터(25-1, 25-2, ..., 25-N)는 단일 듀플렉서(25)로 대체된다. 도 1b의 시스템이 도 1a에 도시된 시스템보다 더 비용 효율적이라는 것이 이해될 것이다.

베이스 스테이션(5)과 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10) 사이의 송신 신호와 수신 신호는 디지털 인터페이스를 따라 전달된다. 송신 신호 및/또는 수신 신호는 동상(in phase) 성분(I)과 직교(quadrature) 성분(Q)으로 제공될 수 있다. 동상 성분(I)과 직교 성분(Q)은 OBASI(open base station architecture interface)에 의해 설정된 표준 포맷에 따라 제공되거나 또는 CPRI(common protocol radio interface)로 제공될 수 있지만, 이에 한정되지 않는다.

도 2는 종래 기술에 따른 능동 안테나 어레이(1a)를 도시한다. 도 2의 능동 안테나 어레이(1a)는 도 1에 도시된 바와 같은 수동 피더 네트워크(40a)를 포함하지 않는다. 대신에, 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)가 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)를 단말하고 있다. 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)은 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 각각에 대한 증폭기(60-1, 60-2, ..., 60-N)을 포함한다. 유사하게, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)은, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 각각에 대한 개별 수신 증폭기(70-1, 70-2, ..., 70-N)를 포함한다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)은 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)으로부터 개별 증폭기(60-1, 60-2, ... 60-N)로 개별 송신 신호(Tx-1, Tx-2, ..., Tx-N)를 전달한다. 개별 송신 신호(Tx-1, Tx-2, ..., Tx-N)는 일반적으로 아날로그 도메인 내에 있으며, 능동 안테나 어레이(1a)의 송신 밴드 내에 있다. 디지털-아날로그 변환은 일반적으로 전술한 바와 같이 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 의해 수행된다. 개별 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에서 수신된 수신 신호는 개별 수신 증폭기(70-1, 70-2, ..., 70-N)에서 증폭되어, 개별 수신 신호(Rx-1, Rx-2, ..., Rx-N)로서 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)으로 전달된다. 각각의 수신 신호(Rx-1, Rx-2, ..., Rx-N)는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 의해 결합된다. 개별 수신 신호(Rx-1, Rx-2, ..., Rx-N)의 결합은 베이스 밴드 도메인 내에서 수행된다. 개별 수신 신호(Rx-1, Rx-2, ..., Rx-N)는 아날로그 도메인 내에 있다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)은 일반적으로 아날로그-디지털 변환을 수행한다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)은 개별 수신 신호(Rx-1, Rx-2, ..., Rx-N)를 전역(global) 수신 신호로 결합하고, 전역 수신 신호는 일반적으로 베이스 스테이션(5)으로 전달된다.

개별 송신 신호(Tx-1, Tx-2, ..., Tx-N)는 아날로그 도메인 내이 있고, 능동 안테나 어레이(1a)의 송신 밴드 내에 있다. 개별 송신 신호(Tx-1, Tx-2, ..., Tx-N)는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 의해 생성된다. 개별 송신 신호(Tx-1, Tx-2, ..., Tx-N)로의 분할은 디지털 도메인 또는 아날로그 도메인 내에서 수행될 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같은 능동 안테나 어레이(1a)는 예를 들어 RADAR 애플리케이션 또는 자기 공진 이미징에서 사용되는 위상 어레이(phased array) 안테나로부터 알려져 있다.

위상 어레이 안테나(1a)는 수신의 경우에서도 형성될 수 있다. 개별 수신 신호(Rx-1, Rx-2, ..., Rx-N)는 개별 수신 증폭기(70-1, 70-2, ..., 70-N)에 의해 증폭되어, 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 의해 일반적인 수신 신호로 결합된다. 일반적인 수신 신호로의 결합은 디지털 도메인 및/또는 아날로그 도메인 내에서 수행될 수 있다. 그러나, 이러한 위상 어레이, 즉 도 2에 도시된 바와 같은 능동 안테나 어레이(1a)를 동작시키기 위하여, 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 위상, 진폭 및 지연 관계는 능동 안테나 어레이(1a)에 의해 중계된 의도된 빔을 획득하도록 조심스럽게 캘리브레이션될 필요가 있다. 능동 안테나 어레이(1a)의 구현이 실질적으로 아날로그 도메인 내에서 구축된다면, 능동 안테나 어레이(1a)의 캘리브레이션은 어려우며, 알려진 해결책은 종종 부피가 크고 비경제적이다.

본 발명은 이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이에 관한 것이다. 본 능동 안테나 어레이는 베이스 밴드 유닛, 복수의 트랜스시버 유닛 및 적어도 하나의 링크를 포함한다. 베이스 밴드 유닛은 베이스 스테이션(5)에 연결된다. 복수의 트랜스시버 유닛은 적어도 하나의 안테나 요소에 의해 단말된다. 따라서, 각각의 트랜스시버 유닛은 2 이상의 안테나 요소에 의해 단말될 수 있다. 적어도 하나의 링크는 복수의 트랜스시버 유닛의 각각을 베이스 스테이션 유닛에 연결한다. 적어도 하나의 링크는 디지털 링크이고, 선택 가능한 페이로드 레이트로 페이로드 신호를 중계한다. 적어도 하나의 링크는 고정된 타이밍 레이트로 타이밍 신호를 더 중계한다. 타이밍 신호(T)는 선택 가능한 페이로드 레이트로 파일럿 신호 내에 임베딩된다.

본 발명은 이동 통신에서 무선 신호를 중계하는 방법에 더 관련된다. 본 방법은 고정된 타이밍 레이트로 전역 타이밍 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 전역 타이밍 레이트는 베이스 스테이션으로부터 수신된 페이로드 신호에 응답하여 생성된다. 본 방법은 선택 가능한 페이로드 레이트로 적어도 하나의 페이로드 신호에 전역 타이밍 신호를 임베딩하는 단계를 포함한다. 본 방법은 적어도 하나의 링크를 통해 적어도 하나의 페이로드 신호를 전달하는 단계를 더 포함한다. 본 방법은 전역 타이밍 신호로부터 적어도 하나의 트랜스시버 유닛에 대한 적어도 하나의 로컬 타이밍 신호를 추출하는 단계를 더 포함한다. 본 방법은 로컬 타이밍 신호의 각각에 따라 적어도 하나의 페이로드 신호를 중계하는 단계를 더 포함한다. 선택 가능한 페이로드 레이트는 다음 타이밍 레이트로부터 독립적으로 선택 가능하다.

본 개시 내용은 컴퓨터가 본 개시 내용의 이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이를 제조하게 하기 위한 제어 논리가 내부에 저장된 비일시적인 컴퓨터 사용가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 더 관련된다.

본 개시 내용은 컴퓨터가 본 개시 내용에 따라 개시된 바와 같이 이동 통신 네트워크에서 무선 신호를 중계하게 하기 위한 제어 논리가 내부에 저장된 비일시적인 컴퓨터 사용가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 더 관련된다.

도 1a는 종래 기술에 따른 능동 안테나 어레이를 도시한다.
도 1b는 종래 기술의 능동 안테나 어레이의 변형례를 도시한다.
도 2는 종래 기술에 따른 능동 안테나 어레이의 다른 양태를 도시한다.
도 3은 능동 안테나 어레이의 제1 양태를 도시한다.
도 4는 능동 안테나 어레이의 다른 양태를 도시한다.
도 5는 피드백 경로를 포함하는 능동 안테나 어레이(1)를 도시한다.
도 6은 피드백 경로를 포함하는 능동 안테나 어레이의 다른 양태를 도시한다.
도 7은 분리된 주파수에서 진폭 편차 및 위상 편차의 측정을 도시한다.
도 8은 인밴드(in-band) 송신 위상 보상을 위한 프리 엠퍼시스(pre-emphasis)의 개념을 도시한다.
도 9는 인밴드 수신 위상 보상을 위한 이퀄라이제이션을 도시한다.
도 10은 무선 신호를 중계하는 방법에 대한 도면을 도시한다.
도 11은 편차를 보상하는 단계에 대한 도면을 도시한다.

이제 본 발명이 도면을 기반으로 설명될 것이다. 본 명세서에 설명된 실시예 및 양태는 단지 예이며, 특허청구범위의 보호 범위를 어떠한 방식으로도 제한하지 않는다는 것이 이해될 것이다. 본 발명은 특허청구범위 및 그 균등물에 의해 정의된다. 또한, 일 양태의 특징은 다른 양태의 특정과 조합될 수 있다는 것이 이해될 것이다.

도 3은 본 개시 내용에 따른 능동 안테나 어레이(1)를 도시한다. 능동 안테나 어레이(1)는, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)이 후술될 개별 클록을 포함한다는 점에서, 종래 기술의 능동 안테나 어레이(1a)와 상이하다(도 1 및 2 참조). 도 3에서, 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛 또는 베이스 밴드 유닛(10)을 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에 연결한다. 따라서, 개별 송신 신호(Tx-1, Tx-2, ..., Tx-N)는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)으로 전달되고, (도 1 및 도 2에서 알려진 바와 같이) 더 이상 아날로그 도메인 내이 있지 않는다. 유사하게, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)으로부터의 개별 수신 신호도 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)으로 전달될 때 디지털 도메인 내에 있다. 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)는 디지털 링크이다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)과 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)는 비동기이다. 데이터는 가변 길이의 데이터 프레임 또는 패킷 사이즈를 이용하여 교환된다. 디지털 페이로드 신호 또는 베이스 스테이션 신호(7)와 동기화된 일정한 비트 스트림은 없다.

링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)의 각각은 선택 가능한 페이로드 레이트(payload rate)(Pr)로 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)를 중계한다. 선택 가능한 페이로드 레이트는 가변 패킷 크기를 이용하여 구현될 수 있다. 베이스 스테이션(5)은 일반적으로 일정한 샘플링 레이트에 있는 베이스 스테이션 신호(7)를 포함하는 데이터 스트림을 전달한다. 각각의 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 대한 페이로드 레이트(Pr)가 선택될 수 있다. 페이로드 레이트(Pr)는, 다음에 설명되는 바와 같이, 각각의 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 대하여 시간에 걸쳐 변동할 수 있다.

제1 패킷은 제1 패킷 크기로 각각의 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)를 통해 중계될 수 있으며, 제2 패킷은 제2 패킷 크기로 동일한 각각의 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)를 통해 중계될 수 있다. 따라서, 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 걸친 최대 페이로드 레이트의 일부도 구현 가능하다. 최대 페이로드 레이트의 일부는 상이한 패킷 크기를 이용하여 구현될 수 있다. 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)는 상이한 패킷 크기를 이용하는 경우에 버스트 타입의 전송을 허용한다. 최대 페이로드 레이트는 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 걸쳐 2.4 Gb/s일 수 있지만 여기에 한정되지 않는다. 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 걸친 최대 페이로드 레이트 및 최대 페이로드 레이트의 일부는, 능동 안테나 어레이(1)로 2 이상의 프로토콜에 따른 무선 신호를 중계하는 경우, 분명할 수 있다.

베이스 스테이션 신호(7)는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 도달하는 디지털 인터페이스를 통한 데이터 프레임 또는 데이터 패킷의 잘 정의된 시간적인 순서를 포함한다. 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)를 따라, 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 페이로드 레이트는 변동 가능하며, 따라서 디지털 인터페이스에 걸쳐 베이스 스테이션 신호(7)의 시간적 순서를 반드시 반영하지는 않는다. 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 걸친 버스트 타입의 전송은 베이스 스테이션 신호(7)에 존재하는 지연을 유발하거나 제거할 수 있어, 따라서 베이스 스테이션 신호(7)의 시간적 순서를 방해할 수 있다. 능동 안테나 어레이(1)의 일관성 있는 중계를 위한 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 상의 디지털 데이터 패킷의 시간적 순서를 회복하는 것이 관심 대상이다.

개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)가 디지털 도메인 내의 개별 송신 신호(Tx-1, Tx-2, ..., Tx-N)를 포함한다는 것이 이해되어야 한다. 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)는 디지털 도메인 내의 개별 수신 신호(Rx-1, Rx-2, ..., Rx-N)를 더 포함한다. 도 1 및 2의 능동 안테나 어레이(1a)에서, 임의의 추가 신호 처리와 함께 디지털-아날로그 변환은 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 의해 수행되었다. 도 3의 능동 안테나 어레이(1)는 처리 요소(95-1, 95-2, ..., 95-N)를 포함한다. 처리 요소(95-1, 95-2, ..., 95-N)는 디지털 신호 상의 신호 처리 및/또는 아날로그 신호로부터 디지털 신호(들)의 형성을 수행한다. 처리 요소(95-1, 95-2, ..., 95-N)는 디지털 필터링 요소, 아날로그 필터링 요소, 듀플렉스 필터, 디지털-아날로그 컨버터, 아날로그-디지털 컨버터, 이퀄라이저, 믹서일 수 있으나, 여기에 한정되지 않는다.

개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 가변 페이로드 레이트(Pr)는 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N) 상의 클록을 필요로 하지 않는다. 본 개시 내용은, 페이로드 레이트(Pr)를 가변시키는 경우에, 클록 생성기 주파수, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 또는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)의 수정을 요구하지 않는 분산되고 유연한 클록 스킴을 교시한다. 따라서, 능동 안테나 어레이(1)는, 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)에 대하여 각각의 페이로드 레이트(Pr)를 가변시키는데 있어서 높은 정도의 유연성을 제공한다. 페이로드 레이트(Pr)를 변동시키는 것은 클록 생성기 주파수, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 또는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에서의 임의의 수정을 요구하지 않는다.

페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)에 선택 가능한 페이로드 레이트(Rr)로 전역 타이밍 신호(T)를 임베딩하는 것은, 전역 타이밍 신호(T)의 상승 및/또는 하강 에지가 가 타이밍 레이트(Tr)을 나타내는 정의된 주파수에서 실질적으로 발생하도록, 전역 타이밍 신호(T)를 인코딩함으로써 획득될 수 있다.

중앙 처리 유닛(10)과 개별 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 타이밍 동기화는 베이스 스테이션 신호(7)에 임베딩된 전역 타이밍 신호(T)를 이용하여 수행된다. 전역 타이밍 신호(T)는 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 걸쳐 개별 페이로드 신호(p-P-1, p-P-2, ..., p-P-N)로 임베딩된다.

도 4는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 각각에 대한 개별 타이밍 신호(T-1, T-2, ..., T-N)의 동기화를 더욱 상세히 개시한다. 타이밍 신호(T)는 일반적으로 고정된 타이밍 레이트(Tr)로 제공된다. 타이밍 신호(T)는 베이스 스테이션 신호(7)로부터 중앙 클콕킹 유닛(50)에 의해 추출된다. 중앙 클록킹(clocking) 유닛(50)은 타이밍 신호(T)를 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)로 전달한다. 더욱 정밀하게는, 타이밍 신호(T)는 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 가변 페이로드 레이트(Pr)의 데이터 패키지로 임베딩된다.

트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)은 로컬 타이밍 유닛(55-1, 55-2, ..., 55-N)을 포함한다. 로컬 타이밍 유닛(55-1, 55-2, ..., 55-N)은 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)로부터 로컬 타이밍 신호(T-1, T-2, ..., T-N)를 추출하여 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 걸쳐 전송한다.

로컬 타이밍 유닛(55-1, 55-2, ..., 55-N)이 전역 타이밍 신호(T)의 타이밍 레이트(Tr)를 알고 있다는 것이 이해되어야 한다. 버퍼(미도시)와 조합하여, 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)를 따라 중계된 데이터 패킷의 시간적 순서는 로컬 타이밍 유닛(55-1, 55-2, ..., 55-N)에 의해 추출된 로컬 타이밍 신호(T-1, T-2, ..., T-N)를 이용하여 회복될 수 있다. 따라서, 디지털 베이스 스테이션 신호(7)의 시간적 순서는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 각각에 대하여 회복될 수 있다.

본 개시 내용에서 설명된 분산된 클록 동기화 개념은 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)이 베이스 밴드 처리 유닛(10)의 중앙 클록킹 유닛(50)에 동기화될 수 있게 한다. 완벽한 조건 하에서, 분산된 클록 동기화는 모든 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이에서 동기화를 동시에 제공한다. 그러나, 분산된 클록 동기화는 상이한 케이블 길이, 버퍼와 같은 디지털 부품의 개시(start-up) 효과, 그룹 지연에서의 변동 등과 같은 아날로그 부품의 허용 오차 등으로 인하여 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이에 방해받을 수 있다. 이러한 모든 효과는 시간 지연, 진폭 및 위상이 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이에서 변동하게 할 수 있다.

본 발명이 속하는 기술 분야에서 개별 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 위상 편차, 진폭 편차 및 지연 편차를 측정하는 수단뿐만 아니라, 다음에 설명되는 바와 같이, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 불완전성으로 인한 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 위상 편차, 진폭 편차 및 지연 편차를 보정하는 방법이 알려져 있다. 위상 편차, 진폭 편차 및 시간 편차는 파일럿 신호를 이용하여 그리고/또는 블라인드(blind) 방법에 의해 측정될 수 있다는 것이 알려져 있다. 블라인드 방법은 베이스 스테이션 신호(7)로부터의 페이로드 신호를 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에서 실제로 중계된 페이로드 신호 빔과 비교하는 단계를 포함한다. 디지털 도메인에서, 상관 방법은 2009년 4월 1일 출원된 관련된 미국 특허 출원 제12/577,339호에서 설명된 바와 같이 구현될 수 있다.

도 5는 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)로부터 측정 유닛(15)으로의 피드백 경로(110-1, 110-2, ..., 110-N)를 포함하는 능동 안테나 어레이(1)의 일 양태를 도시한다. 피드백 경로(110-1, 110-2, ..., 110-N)는 피드백 신호(120-1, 120-2, ..., 120-N)를 중계한다. 피드백 신호(120-1, 120-2, ..., 120-N)는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 송신 신호의 캘리브레이션을 위하여 결합된 송신 신호(120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N)를 포함한다. 결합된 송신 신호(120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N)는 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에 의해 전송된 신호의 작은 일부를 포함한다. 결합된 송신 신호(120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N)를 추출하는 수단은 방향성 커플러(미도시)를 포함하지만 이에 한정되지 않는다. 피드백 신호(120-1, 120-2, ..., 120-N)는 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에서 수신된 수신 신호의 작은 부분에 대응하는 결합된 수신 신호(120Rx-1, 120Rx-2, ..., 120Rx-N)를 더 포함한다. 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 입력되는 베이스 스테이션 신호(7) 내의 페이로드 신호와 결합된 송신 신호(120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N) 사이의 비교는 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N)의 계산을 허용한다. 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N)는 송신 위상 편차, 송신 진폭 편차 및 송신 시간 지연을 포함한다. 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N)는 송신시에 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 시간 오정렬의 양을 설명한다.

중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)을 떠나가는 베이스 밴드 신호(7) 내의 수신 신호와 결합된 수신 신호(120Rx-1, 120Rx-2, ..., 120Rx-N)의 비교는 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)를 제공한다. 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)는 수신 위상 편차, 수신 진폭 편차 및 수신 지연 편차를 포함한다. 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N) 및/또는 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N)는 측정 유닛(150)에서 측정된다. 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 및/또는 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)으로 전달된다.

조정 유닛(90-1, 90-2, ..., 90-N)은 능동 안테나 어레이(1)의 일관성있는 중계를 제공하기 위하여 베이스 보상, 진폭 보상 및 지연 보상을 부과한다. 조정 유닛(90-1, 90-2, ..., 90-N)은 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 입력되기 전에 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)에 송신 보상(200Tx-1, 200Tx-2, ..., 200Tx-N)을 적용한다. 송신 보상(200Tx-1, 200Tx-2, ..., 200Tx-N)은 송신 위상 보상, 송신 진폭 보상 및 송신 지연 보상을 포함할 수 있다. 송신 보상(200Tx-1, 200Tx-2, ..., 200Tx-N)을 적용하는 것은 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N)를 실질적으로 보정할 것이다. 따라서, 능동 안테나 어레이(1)의 송신은 실질적으로 일관성이 있을 것이다. 또한, 조정 유닛(90-1, 90-2, ..., 90-N)은 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)으로부터의 수신 신호에 수신 보상(200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N)을 부과한다. 수신 보상(200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N)은 수신 위상 보상, 수신 진폭 보상 및 수신 지연 보상을 포함한다. 수신 보상(200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N)은 능동 안테나 어레이(1)의 일관성있는 수신을 제공하기 위하여 측정 장치(150)에 의해 측정된 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)를 실질적으로 보상할 것이다.

전력 미터(미도시)를 삽입함으로써 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 및/또는 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)의 일부로서 진폭 편파를 측정하는 것은 하나의 선택 사항이다. 전력 미터는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N), 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10) 내에 또는 피드백 경로(110-1, 110-2, ..., 110-N)를 따라 위치될 수 있다. 전력 미터 예를 들어 바렉터(Varacter) 다이오드의 사용은 미국 특허 출원 제12/577,339호의 관련 특허 출원에 설명되어 있다.

송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 및/또는 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N) 내의 위상 편차의 측정이 능동 안테나 어레이(1)를 위한 위상 캘리브레이션을 수행할 수 있도록 요구된다는 것이 이해될 것이다. 위상 편차의 측정은 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N) 상에 수행되거나 전용 파일럿 신호를 주입함으로써 수행될 수 있다. 전용 파일럿 신호는 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 위상 편차의 측정을 허용하는 특수한 특성, 예를 들어, 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에 의해 중계되는 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)에 대한 특수한 상관 특성을 가진다. 따라서, 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)는 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)을 식별하기 위하여 특수한 상관 특성에 의해 인식될 수 있다. 진폭 편차 및 위상 편차는 복소수 값의 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)를 적합한 복소수 인자와 곱함으로써 보상될 수 있다. 복소수 곱셈은 도 5에 도시된 바와 같이 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10) 내에 형성될 수 있다.

이 대신에, 위상 보상 및 진폭 보상은 도 6에 도시된 바와 같이 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 각각에 대하여 독립적으로 수행될 수 있다. 도 6에서, 조정 유닛(90-1, 90-2, ..., 90-N)은 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)으로부터 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 각각으로 이동되었다.

송신 진폭 보상을 위한 다른 선택 사항은 송신 진폭 보상을 위하여 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 송신 증폭기(60-1, 60-2, ..., 60-N)의 아날로그 이득을 가변시키는 것이다. 수신 진폭 보상의 경우, 수신 증폭기(70-1, 70-2, ..., 70-N)의 아날로그 이득은 수신의 경우에 수신 진폭 보상을 획득하기 위하여 개별 수신 증폭기(70-1, 70-2, ..., 70-N)에 대하여 가변될 수 있다.

송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 및/또는 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)의 위상 편차를 보상하기 위하여, 아날로그 위상 시프팅 회로가 아날로그 송신 증폭기(60-1, 60-2, ..., 60-N) 또는 아날로그 수신 증폭기(70-1, 70-2, ..., 70-N) 내에서 사용될 수 있다.

송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 및/또는 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)는 주파수 종속적일 수 있다는 것이 주목될 것이다. 이상적으로는, 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 상의 신호 경로는 신호의 전달 특성에 있어서 실질적으로 "평탄한(flat)" 주파수 거동을 보일 수 있다. 따라서, 위상 측정 및 진폭 측정은 주파수 종속적이지 않을 수 있다. 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 "평탄한" 전달 특성과 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 완벽한 시간 정렬의 이러한 이상적인 경우에, 단일 주파수에서 위상 편차 및 진폭 편차를 측정하는 것이 충분할 수 있다.

실제 시스템에서, "평탄한" 전달 특성의 조건은 일반적으로 주파수에 대하여 만족되지 않는다. 송신 방향 및/또는 수신 방향에서의 신호 전달 특성은 "평탄한 거동"으로부터 실질적으로 벗어날 수 있다. 그러면, 도 7에 도시된 바와 같이 상이한 주파수 포인트에서 위상 편차 및 진폭 편차를 측정하는 것이 관심 대상이다. 빈 원은 주파수에 대한 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이에서의 위상 편차를 나타낸다. 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 및 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N) 내에서의 위상 편차는 실선으로 나타낸 바와 같이 평탄하지 않다. 실선은 위상 편차가 실제로 측정된 주파수 사이의 보간(interpolation)을 실제로 나타낸다(빈 원, 왼쪽 y 축). 유사하게, 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 또는 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N) 내의 진폭 편차는 진폭 편차에 대한 측정된 값 사이에서 도 7 내의 빈 사각형(오른쪽 y 축에 대응)에 의해 나타내 바와 같이 여러 주파수에서 측정될 수 있다.

페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 대역폭이 작은 경우를 직면할 수 있다. 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 진폭 편차 및/또는 위상 편차의 주파수 종속성이 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 대역폭에 비하여 상당히 넓다면, 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 중심 주파수에 대하여 위상 편차 및 진폭 편차에 대한 위상 보정 및/또는 진폭 보정을 수행하는 것이 충분할 수 있다. 더욱 정확하게는, 진폭 및 위상 보상은 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 중심 주파수에만 종속하는 보정항(correction term)에 의해 유도될 수 있다. 상이한 주파수에서의 위상 및 진폭 측정의 보상(도 7에 도시된 바와 같은)은 보정항과 중심 주파수를 이용하여 획득될 수 있다.

트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 진폭 및 위상 전달 특성이 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 대역폭 내에서 상당한 변동을 보인다면, 위상 및/또는 진폭 보상에 대한 다른 스킴이 적용될 수 있다. 송신 방향에서, 인밴드 보상 스킴은 프리 엠퍼시스 유닛(135)을 이용하여 실현될 수 있다. 프리 왜곡 유닛(135)은 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에서 주파수에 대한 실질적으로 선형의 위상 편차와 실질적으로 "평탄한" 진폭 특성과 획득하기 위하여 송신 전에 개별 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)를 프리 왜곡시키도록 도 7에 대하여 논의된 바와 같이 주파수 종속적인 위상 및 진폭 편차의 결과를 이용한다. 프리 왜곡 유닛(135)은 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10) 내에 또는 이 대신에 트랜스시버 유닛의 각각에 대하여 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에서 구현될 수 있다.

도 8에서, 주파수에 대하여 실질적으로 "평탄한" 위상 편차를 갖는 신호(P0)가 왼쪽으로부터 프리 엠퍼시스 유닛(135)으로 입력된다. 프리 엠퍼시스 유닛(135)은 주파수에 대한 위상에서의 선형 증가를 신호(P0)에 추가하여, 이에 의해 프리 엠퍼시스 신호(P1)을 형성한다. 프리 엠퍼시스 신호(P1)는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 송신 경로에 입력된다. 프리 엠퍼시스 신호(P1)는 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N) 내의 위상 편차를 "반전"한 주파수에 대한 위상에서의 변동을 포함한다; 따라서, 주파수에 대한 위상에서의 변동에 대하여 실질적으로 "평탄한" 송신 신호(Tx)를 생성한다.

수신 방향에서, 역(inverse) 보상 스킴이 이퀄라이저에 기초하여 구현될 수 있다. 도 9는 이퀄라이저(130)를 포함하는 인밴드 수신 위상 보상을 도시한다. 주파수에 대하여 실질적으로 "평탄한" 위상 편차를 갖는 수신 신호가 오른쪽으로부터 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에 입력된다. 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)은 수신 신호(Rx)에 주파수 종속적인 위상 변동을 부과한다. 주파수에 대하여 위상에서 실질적으로 선형인 감소를 포함하는 왜곡된 수신 신호(Rxd)가 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 수신 출력에 존재할 것이다. 이퀄라이저(130)는 주파수에 대하여 실질적으로 "평탄한" 전달 특성을 포함하는 단방향 수신 신호를 제공하기 위하여 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)에서 위상 편차를 보정할 수 있다.

이퀄라이저(130)는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 또는 중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10) 내에 존재할 수 있다.

더하여, 본 개시 내용은 이동 통신 네트워크에서 무선 신호를 중계하는 방법(1000)에 관한 것이다.

도 10은 방법(1000)의 흐름도를 도시한다. 단계(1100)는 전역 타이밍 신호(T)의 생성을 포함한다. 전역 타이밍 신호(T)는 고정된 타이밍 레이트(Tr)에 있다. 전역 타이밍 신호(T)는 베이스 스테이션(5)으로부터의 베이스 스테이션 신호(7)에 응답하여 생성된다. 전역 타이밍 신호(T)는 전술한 바와 같이 베이스 스테이션 신호(7) 내에서 신호 성분의 상승 및/또는 하강 에지를 검출함으로써 생성된다.

단계(1200)에서, 전역 타이밍 신호(T)는 적어도 하나의 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N) 내에 임베딩된다. 단계(1300)에서, 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)는 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)를 통해 전달된다.

단계(1400)에서, 로컬 타이밍 신호(T-1, T-2, ..., T-N)가 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에서 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)로부터 추출된다. 전역 타이밍 신호(T)는 로컬 타이밍 신호(T-1, T-2, ..., T-N)의 추출(1400)을 위하여 사용된다.

단계(1500)는 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이에서의 편차 보상을 포함한다. 단계(1600)는 각각의 로컬 타이밍 신호(T-1, T-2, ..., T-N)에 따른 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)의 중계를 포함한다. 선택 가능한 페이로드 레이트(Pr)는 고정된 타이밍 레이트(Tr)로부터 독립적으로 선택 가능하다.

중앙 베이스 밴드 처리 유닛(10)에 도달하는 데이터 패킷의 시간적 순서는 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)가 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)를 통해 중계될 때 보존되지 않는다는 것이 이해되어야 한다. 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)에 걸친 중계는 개별 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에서의 버스트 타입의 중계를 포함할 수 있다. 데이터 패킷의 시간적 순서는 로컬 타이밍 신호(T-1, T-2, ..., T-N)를 이용하여 회복된다(도 3 및 4 참조).

도 11은 각각의 트랜스시버 유닛 사이의 편차 보상 단계(1500)의 상세를 도시한다. 단계(1500)는 좌측 상에서의 송신 편차의 보상과 관련된 방법 단계를 포함한다. 보상 단계(1500)의 대응하는 단계는 오른쪽에서의 수신 편차의 보상에서 도시된다. 먼저, 송신의 경우를 고려한다. 단계(1510 Tx)에서, 결합된 송신 신호(120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N)는, 예를 들어 능동 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N) 가까이 추출된다. 방향성 커플러가 결합된 송신 신호(120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N)의 추출(1510 Tx)을 위하여 사용될 수 있다. 단계(1520 Tx)에서, 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N)가 측정된다. 측정은 측정 유닛(150)을 이용하여 수행될 수 있다.

수신의 경우에, 본 방법은 결합된 수신 신호(120Rx-1, 120Rx-2, ..., 120Rx-N)를 추출하는 단계(1510 Rx)에서 시작한다. 결합된 송신 신호(120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N) 및/또는 결합된 수신 신호(120Rx-1, 120Rx-2, ..., 120Rx-N)는 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에 대하여 또는 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 선택된 그룹에 대하여만 추출될 수 있다.

단계(1520 Rx)는 각각의 결합된 수신 신호(120Rx-1, 120Rx-2, ..., 120Rx-N)와 적어도 하나의 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N) 사이의 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)의 측정을 포함한다. 일반적으로, 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)는 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)의 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)와 결합된 수신 신호(120Rx-1, 120Rx-2, ..., 120Rx-N) 사이에 측정된다.

단계(1530)는 보상 계산을 포함한다. 송신의 경우, 단계(1530)는 송신 보상(200Tx-1, 200Tx-2, ..., 200Tx-N)의 계산(1530 Tx)을 포함한다. 송신 보상(200Tx-1, 200Tx-2, ..., 200Tx-N)은 송신 위상 보상, 송신 진폭 보상, 송신 지연 보상을 포함한다. 계산(1530 Tx)은 도 7에 대하여 논의된 바와 같이 프리 엠퍼시스 유닛(135)에 대하여 주파수 종속적인 보상항을 생성할 수 있다.

수신의 경우, 단계(1530)는 수신 보상(200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N)의 계산(1530 Rx)을 포함한다. 수신 보상의 계산(1530 Rx)은 도 9에 대하여 논의된 바와 같이 이퀄라이저(130)에 대한 보상항을 제공함으로써 획득되는 주파수 종속적인 보상을 포함할 수 있다. 수신 보상(200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N)은 위상 수신 보상, 진폭 수신 보상, 지연 수신 보상을 포함한다. 계산(1530 Rx)은 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)의 측정(1520 Rx)에 기초하고, 가능하게는, 도 7에 대하여 논의된 바와 같이 주파수 종속적인 측정 및 보간을 포함한다.

단계(1540 Tx)는 도 8에 도시된 바와 같이 임의의 송신 편차(ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N)를 보상하기 위하여 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)에 대한 송신 보상(200Tx-1, 200Tx-2, ..., 200Tx-N)의 부과를 포함한다.

단계(1540 Rx)는 도 9에 도시된 바와 같이 예를 들어 이퀄라이저(130)를 이용하여 임의의 수신 편차(ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N)를 보상하기 위하여 수신 신호에 대한 수신 보상(200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N)의 부과를 포함한다.

단계(1540 Rx)는 개별 안테나 요소(85-1, 85-2, ..., 85-N)에서 수신된 수신 신호에 대한 수신 보상(200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N)의 부과를 포함한다.

단계(1500)는 한번에 하나의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에 대하여 또는 동시에 2 이상의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에 대하여 수행될 수 있다. 단계(1500)는 단지 하나의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N)에 대하여만 도시되고, 각각의 트랜스시버 유닛(20-1, 20-2, ..., 20-N) 사이의 편차를 완전히 보상하기 위하여 요구되는 단계(1500)의 여러 번의 반복이 있을 수 있다.

방법(1000)은 조정 가능한 페이로드 레이트(Pr)로 페이로드 신호(P-1, P-2, ..., P-N)를 중계하는 디지털 링크(40-1, 40-2, ..., 40-N)를 포함하는 능동 안테나 어레이(1)의 실질적으로 일관성 있는 중계를 제공한다.

본 개시 내용은 컴퓨터가 본 개시 내용의 이동 통신 네트워크를 위하여 능동 안테나 어레이(1)를 제조하게 하는 제어 논리를 내부에 저장한 비일시적인 컴퓨터 사용 가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 더 교시한다.

본 개시 내용은 본 개시 내용의 이동 통신 네트워크에서 무선 신호를 중계하는 방법(1000)과 함께 논의된 바와 같이 컴퓨터가 이동 통신 네트워크에서 무선 신호를 중계하게 하는 제어 논리를 내부에 저장한 비일시적인 컴퓨터 사용 가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 더 교시한다.

본 발명의 다양한 실시예가 전술되었지만, 이들은 한정이 아닌 예로서 제공되었다는 것이 이해되어야 한다. 형태 및 상세에 있어서의 다양한 변경이 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않으면서 이루어질 수 있다는 것이 관련 기술에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백할 것이다. (중앙 처리 유닛(CPU), 마이크로프로세서, 마이크로컨트롤러, 디지털 신호 프로세서, 프로세서 코어, 시스템 온 칩(SOC) 또는 임의의 다른 장치에 연결되거나 이 내에 있는) 하드웨어를 이용하는 것에 더하여, 구현례는 소프트웨어를 저장하도록 구성된 비일시적인 컴퓨터 사용 가능한(예를 들어, 판독 가능한) 매체 내에 배치된 소프트웨어(예를 들어, 소스, 객체 또는 기계어와 같은 임의의 형태로 배치된 컴퓨터 판독 가능한 코드, 프로그램 코드 및/또는 명령어) 내에 임베딩될 수 있다. 이러한 소프트웨어는 본 명세서에서 설명된 방법 및 장치에 대한 예를 들어 기능, 제조, 모델링, 시뮬레이션, 설명 및/또는 시험을 가능하게 할 수 있다. 예를 들어, 이는 범용 컴퓨터 언어(예를 들어, C, C++), Verilog HDL, VHDL 등을 포함하는 하드웨어 설명 언어(HDL; hardware description language) 또는 다른 사용 가능한 언어를 통해 달성될 수 있다. 이러한 소프트웨어는 반도체, 자기 디스크 또는 광 디스크(예를 들어, CD-ROM, DVD-ROM 등)와 같은 임의의 공지된 비일시적인 컴퓨터 사용 가능한 매체 내에 배치될 수 있다. 또한, 소프트웨어는 컴퓨터 사용 가능한(예를 들어, 판독 가능한) 전송 매체(예를 들어, 반송파 또는 디지털, 광학 또는 아날로그 기반의 매체를 포함하는 임의의 매체) 내에 구체화된 컴퓨터 데이터 신호로서 배치될 수 있다. 본 발명의 실시예들은 인터넷 및 인트라넷을 포함하는 통신 네트워크를 통해 장치를 설명하는 소프트웨어를 제공하고 컴퓨터 데이터 신호로서 소프트웨어를 순차적으로 전송함으로써 본 명세서에서 설명된 장치를 제공하는 방법을 포함할 수 있다.

본 명세서에서 설명된 장치 및 방법은 마이크로프로세서 코어(예를 들어, HDL 내에 구체화됨)와 같은 반도체 지적 소유권 코어 내에 포함되어 집적 회로의 생산에 있어서 하드웨어로 변환될 수 있다. 추가로, 본 명세서에서 설명된 장치 및 방법은 하드웨어 및 소프트웨어의 조합으로서 구체화될 수 있다. 따라서, 본 발명은 임의의 전술한 예시적인 실시예에 의해 한정되어서는 안되며, 하기의 특허청구범위 및 그 균등물에 따라서만 정의되어야만 한다.

1a 능동 안테나 어레이
5 베이스 스테이션
7 베이스 스테이션 신호
10 중앙 베이스 밴드 처리 유닛
20-1, 20-2, ..., 20-N 트랜스시버 유닛
25 듀플렉서
25-1, 25-2, ..., 25-N 듀플렉스 필터
40-1, 40-2, ..., 40-N 링크
50 중앙 클록킹 유닛
60-1, 60-2, ..., 60-N 송신 증폭기
70-1, 70-2, ..., 70-N 수신 증폭기
85-1, 85-2, ..., 85-N 능동 안테나 요소
90-1, 90-2, ..., 90-N 조정 유닛
95-1, 95-2, ..., 95-N 처리 요소
110-1, 110-2, ..., 110-N 측정 유닛에 대한 피드백 경로
120-1, 120-2, ..., 120-N 피드백 신호
120Tx-1, 120Tx-2, ..., 120Tx-N 결합된 송신 신호
120Rx-1, 120Rx-2, ..., 120Rx-N 결합된 수신 신호
150 측정 유닛
200Tx-1, 200Tx-2, ..., 200Tx-N 송신 보상
200Rx-1, 200Rx-2, ..., 200Rx-N 수신 보상
ΔTx-1, ΔTx-2, ..., ΔTx-N 송신 편차
ΔRx-1, ΔRx-2, ..., ΔRx-N 수신 편차
P-1, P-2, ..., P-N 페이로드 신호
T-1, T-2, ..., T-N 로컬 타이밍 신호

Claims

베이스 스테이션에 연결된 베이스 밴드 유닛;
각각이 적어도 하나의 안테나 요소에 의해 단말되는 복수의 트랜스시버 유닛; 및
각각의 상기 복수의 트랜스시버 유닛을 상기 베이스 밴드 유닛에 연결하는 적어도 하나의 링크
를 포함하고,
상기 적어도 하나의 링크는 디지털 링크이고, 선택 가능한 페이로드 레이트로 페이로드 신호를 중계하고, 고정된 타이밍 레이트로 타이밍 신호를 중계하며,
상기 타이밍 신호는 상기 선택 가능한 페이로드 레이트로 상기 페이로드 신호 내에 임베딩되는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 링크는 가변 패킷 길이를 이용하여 상기 페이로드 신호를 중계하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 베이스 스테이션으로부터 수신된 베이스 스테이션 신호에 응답하여 상기 타이밍 신호를 제공하는 중앙 클록킹(clocking) 유닛을 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 타이밍 신호에 응답하여 로컬 타이밍 신호를 추출하는 복수의 로컬 타이밍 유닛을 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
각각의 상기 트랜스시버 유닛에 의해 송신된 송신 신호를 증폭하는 복수의 송신 증폭기를 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
각각의 상기 트랜스시버 유닛에 의해 수신된 수신 신호를 증폭하는 복수의 수신 증폭기를 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
각각의 상기 링크를 통과하는 신호에 가변 지연, 가변 위상 가중치 및 가변 진폭 가중치 중 적어도 하나를 적용하는 적어도 하나의 조정 유닛을 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
각각의 상기 트랜스시버 유닛 내에서의 신호 처리를 위한 적어도 하나의 처리 요소를 포함하고,
상기 적어도 하나의 처리 요소는, 디지털 필터링 요소, 아날로그 필터링 요소, 듀플렉스 필터, 디지털-아날로그 컨버터, 아날로그-디지털 컨버터, 이퀄라이저 및 믹서로 이루어진 그룹으로부터 선택되는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
각각의 상기 안테나 요소로부터 측정 유닛으로의 적어도 하나의 피드백 경로를 포함하고,
상기 피드백 경로는 피드백 신호를 중계하며,
상기 피드백 신호는, 각각의 상기 안테나 요소에 의해 송신된 신호로부터 결합되는 하나 이상의 결합된 송신 신호 또는 각각의 상기 안테나 요소에 의해 수신된 신호로부터 결합되는 하나 이상의 결합된 수신 신호 중 적어도 하나를 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제9항에 있어서,
상기 측정 유닛은, 각각의 상기 트랜스시버 유닛을 이용하여 송신하는 경우에 축적된 송신 편차를 측정하고,
상기 송신 편차는, 진폭 편차, 위상 편차 및 지연 편차 중 적어도 하나를 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
제9항 또는 제10항에 있어서,
상기 측정 유닛은, 각각의 상기 트랜스시버 유닛을 이용하여 수신하는 경우에 축적된 수신 편차를 측정하고,
상기 수신 편차는, 진폭 편차, 위상 편차 및 지연 편차 중 적어도 하나를 포함하는,
이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이.
베이스 스테이션으로부터 수신된 베이스 스테이션 신호에 응답하여 고정된 타이밍 레이트로 전역 타이밍 신호를 생성하는 단계;
선택 가능한 페이로드 레이트로 적어도 하나의 페이로드 신호에서 상기 전역 타이밍 신호를 임베딩하는 단계;
적어도 하나의 링크를 통해 상기 적어도 하나의 페이로드 신호를 전달하는 단계;
상기 전역 타이밍 신호로부터 적어도 하나의 트랜스시버 유닛에 대한 적어도 하나의 로컬 타이밍 신호를 추출하는 단계; 및
상기 로컬 타이밍 신호의 각각에 따라 상기 적어도 하나의 페이로드 신호를 중계하는 단계
를 포함하고,
상기 선택 가능한 페이로드 레이트는 상기 타이밍 레이트로부터 독립적으로 선택 가능한,
이동 통신에서 무선 신호를 중계하는 방법.
제12항에 있어서,
각각의 상기 트랜스시버 유닛 사이의 편차를 보상하는 단계를 포함하는,
이동 통신에서 무선 신호를 중계하는 방법.
제13항에 있어서,
결합된 송신 신호를 추출하는 단계;
각각의 상기 결합된 송신 신호와 상기 적어도 하나의 페이로드 신호 사이의 송신 편차를 측정하는 단계;
송신 보상을 계산하는 단계; 및
송신 보상을 부과하는 단계
를 포함하는,
이동 통신에서 무선 신호를 중계하는 방법.
제13항에 있어서,
결합된 수신 신호를 추출하는 단계;
각각의 상기 결합된 수신 신호와 상기 적어도 하나의 페이로드 신호 사이의 수신 편차를 측정하는 단계;
수신 보상을 계산하는 단계; 및
수신 보상을 부과하는 단계
를 포함하는,
이동 통신에서 무선 신호를 중계하는 방법.
컴퓨터가 이동 통신 네트워크용 능동 안테나 어레이를 제조하게 하기 위한 제어 논리가 내부에 저장된 비일시적인 컴퓨터 사용가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 있어서,
상기 능동 안테나 어레이는,
베이스 스테이션에 연결된 베이스 밴드 유닛;
적어도 하나의 안테나 요소에 의해 단말되는 복수의 트랜스시버 유닛; 및
각각의 상기 복수의 트랜스시버 유닛을 상기 베이스 밴드 유닛에 연결하는 적어도 하나의 링크
를 포함하고,
상기 적어도 하나의 링크는 디지털 링크이고, 선택 가능한 페이로드 레이트로 페이로드 신호를 중계하고, 고정된 타이밍 레이트로 타이밍 신호를 중계하며,
상기 타이밍 신호는 상기 선택 가능한 페이로드 레이트로 상기 페이로드 신호 내에 임베딩되는,
컴퓨터 프로그램 제품.
컴퓨터가 이동 통신 네트워크에서 무선 신호를 중계하게 하기 위한 제어 논리가 내부에 저장된 비일시적인 컴퓨터 사용가능한 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 있어서,
상기 제어 논리는,
컴퓨터가, 베이스 스테이션으로부터 수신된 페이로드 신호에 응답하여 고정된 타이밍 레이트로 전역 타이밍 신호를 생성하게 하는 제1 컴퓨터 판독 가능한 프로그램 코드 수단;
상기 컴퓨터가, 선택 가능한 페이로드 레이트로 적어도 하나의 페이로드 신호에서 상기 전역 타이밍 신호를 임베딩하게 하는 제2 컴퓨터 판독 가능한 프로그램 코드 수단;
상기 컴퓨터가, 적어도 하나의 링크를 통해 상기 적어도 하나의 페이로드 신호를 전달하게 하는 제3 컴퓨터 판독 가능한 프로그램 코드 수단;
상기 컴퓨터가, 상기 전역 타이밍 신호로부터 적어도 하나의 트랜스시버 유닛에 대한 적어도 하나의 로컬 타이밍 신호를 추출하게 하는 제4 컴퓨터 판독 가능한 프로그램 코드 수단; 및
상기 컴퓨터가, 상기 로컬 타이밍 신호의 각각에 따라 상기 적어도 하나의 페이로드 신호를 중계하게 하는 제5 컴퓨터 판독 가능한 프로그램 코드 수단;
를 포함하고,
상기 선택 가능한 페이로드 레이트는 상기 타이밍 레이트로부터 독립적으로 선택 가능한,
컴퓨터 프로그램 제품.