KR20130098433A - 편광 분할 다중화를 사용한 광 데이터 전송 방법 - Google Patents

편광 분할 다중화를 사용한 광 데이터 전송 방법 Download PDF

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Abstract

광 데이터 전송의 방법이 제시되어 있다. 제 1 데이터 신호 및 제 2 데이터 신호는 동일한 샘플링 레이트로 수신된다. 제 3 데이터 신호 및 제 4 데이터 신호는 제 1 및 제 2 데이터 신호를 사용하여 생성되고, 2개의 데이터 신호들은 시간에 걸쳐 변하는 지연 시간에 의해 서로에 대해 지연된다. 제 1 광신호의 위상은 제 3 데이터 신호에 따라 변조되고, 동일한 파장을 가진 제 2 광신호의 위상은 제 4 데이터 신호에 따라 변조된다. 제 1 편광면의 제 1 광신호는 광섬유로 전송되고, 제 1 편광면에 직교하는 제 2 편광면의 제 2 광신호는 광섬유로 전송된다.

Description

편광 분할 다중화를 사용한 광 데이터 전송 방법{METHOD OF OPTICAL DATA TRANSMISSION USING POLARIZATION DIVISION MULTIPLEXING}
본 발명은 편광 분할 다중화를 사용하여 광 데이터 전송을 하는 방법에 관한 것이다.
광 데이터 전송에서, 데이터는 위상 또는 전송 데이터에 따른 광 파장의 위상 및 진폭을 변조함으로써 그리고 각각의 변조 방법의 배치도(constellation diagram)에 따라 전송될 수 있다. 배치도의 각각의 지점은 전송될 데이터 비트들의 유한한 세트를 나타낸다. 전송될 데이터 비트들의 세트에 따라, 위상 또는 광 파장의 위상 및 진폭은 변하여 초래된 신호는 배치도의 각각의 지점에 대응한다. 이러한 변조 방법은 디지털 변조 방법이다. 위상 변조 방법에 대한 예는 대응하는 배치도의 각각의 지점이 2개의 비트들을 나타내는, 직교 위상 편이 변조(QPSK)로 지칭되는 위상 편이 변조(PSK) 방법이다. 광신호의 위상 및 진폭을 변조하는 방법의 예는 대응하는 배치도의 각각의 지점이 4개의 비트들을 나타내는, 16-직교-진폭-변조(QAM)라고 지칭되는 방법이다.
배치도의 하나의 지점에 의해 나타내지는 비트들의 세트는 심볼(symbol)을 지칭한다. 파장의 위상이 변하고 따라서 심볼이 변하는, 레이트(rate)는 심볼 레이트를 지칭한다.
특정한 광 파장의 이러한 변조를 통한 데이터 전송에 대한 데이터 레이트를 증가시키기 위해서, 편광 분할 다중화(PDM)라고 지칭되는 기술이 활용될 수 있다:
- 특정한 파장 및 제 1 편광 상태의 제 1 광신호는 제 1 데이터 스트림(stream)에 따라 변조되고,
- 제 1 편광 상태에 직교하는, 제 2 편광 상태 및 동일한 특정한 파장의 제 2 광신호는 제 2 데이터 스트림에 따라 변조되고,
- 광신호들 모두는 제 1 및 제 2 편광 상태의 결과인 각각의 편광 상태를 가진 결합된 광신호로서 동일한 광섬유를 걸쳐 전송된다.
수신측에서, PDM에 의해 생성되는 2개의 광신호들은 서로에 대한 직교하는 2개의 편광 상태들에 따라 결합된 신호로부터 초래된 광학 필드(optical field)를 샘플링함으로써 획득될 수 있다.
또한 데이터 레이트를 증가시키기 위해서, PDM 기술은 상이한 광 파장들의 광신호들에 적용될 수 있고, 그 다음에 이 상이한 광 파장들의 광신호들은 동일한 광섬유를 걸쳐 전송된다. 이는 파장 분할 다중화(Wavelength Division Multiplexing; WDM)라고 지칭된다.
이상적인 광섬유로 전송될 때, PDM에 의해 생성되는 결합된 광신호의 편광 상태는 전송기에서 그 값에 대해 회전을 겪을 수 있어, 결합된 신호의 편광 상태가 회전된다. 수신측에서, 결합된 신호를 형성하는 편광들의 그 각각의 상태들과 함께 2개의 전송된 광신호들은 2개의 임의의 직교하는 편광 상태들에 따라 수신된 결합된 광신호의 광학 필드를 샘플링한 후에 되돌아올 수 있다.
이상적이지 않은 섬유를 걸친 특정한 편광 상태의 특정한 파장으로 광신호를 전송할 때 발생하는 하나의 효과는 크로스-편광 변조(cross-polarization modulation)로서 알려진 효과이다. 크로스-편광 변조는 동일한 파장에서의 다른 광신호의 생성을 설명하지만 다른 편광 상태는 전송된 광신호의 특정한 편광 상태에 직교한다. 따라서, 크로스-편광 변조 때문에, 제 1 광신호가 제 2 광신호의 편광 상태의 신호 구성 요소들을 생성할 수 있고, 이는 제 2 광신호의 저하를 이끌 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
크로스-위상 변조로서 알려진 효과는 이상적이지 않은 동일한 광섬유를 걸쳐 전송될 때, 다른 광 파장의 위상 상으로의 하나의 광 파장의 영향을 설명한다. 따라서, 동일한 이상적이지 않은 광섬유를 걸친 각각의 파장들을 가진 복수의 광신호들을 전송함으로써 파장 분할 다중화(WDM)를 실행할 때, 다른 광신호들은 서로 위상들을 저하시킬 수 있다.
크로스-편광 변조 및 크로스-위상 변조는 예를 들어, 커 효과(kerr effect)와 같은, 광섬유의 비선형성들에 의해 야기되는 전송 디스토션(transmission distortion)들이다. 커 효과는 차례대로 섬유 내의 전송된 신호의 신호 전력에 의해 야기되는, 섬유 굴절률의 변화로부터 생긴다. PDM 기술들을 사용하는 경우에, 복수의 신호들은 전송되고, 전송된 신호의 각각의 신호 전력은 자기 소유의 랜덤 캐릭터(random character)를 갖는다. 그러므로, 상이한 신호 전력들에 의해 야기되는 전체 커 효과는 또한 랜덤 캐릭터를 갖고, 따라서 차례대로 크로스-위상 변조 및 크로스-편광의 전체 전송 디스토션들은 적시에 변하고 랜덤 캐릭터를 갖는다. 게다가, 광섬유 상에 작용하는 열 응력 또는 기계적 응력과 같은 부가적인 효과들은 차례대로 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터에 또한 추가되는, 광섬유의 응력-유도 복굴절들을 야기할 수 있다.
2개의 직교 편광된 광신호들의 결과인 편광 상태를 가진 결합된 광신호를 수신할 때, 서로에 대해 직교하는 2개의 편광면들 내의 수신된 결합된 광신호를 샘플링함으로써, 2개의 수신된 시간-이산 신호들을 생성하는 것은 보통의 절차이고, 샘플링의 이 편광면들은 2개의 직교 편광된 광신호들이 수신되는 편광 상태들에 대해 반드시 동일하지는 않다. 샘플링의 편광면들은 결합된 광신호를 형성하는 2개의 광신호들의 편광 상태들에 대해 회전될 수 있다. 이 회전은 유한-임펄스 응답(FIR) 필터들의 세트를 사용하여 2개의 수신된 시간-이산 신호들을 필터링함으로써 그리고 2개의 필터링된 시간-이산 신호들을 생성함으로써 보상된다. FIR 필터들의 필터 계수들은 CMA(constant modulus algorithm)를 사용하여 결정된다. 그 다음에 2개의 필터링된 시간-이산 신호들은 그것들로부터 각각의 수신된 시간-이산 데이터 신호들을 복조하기 위해 사용된다.
크로스-편광 효과 및 크로스-위상 변조의 효과는 전송된 광신호들의 저하를 초래할 수 있고 따라서 수신측 상의 필터링된 시간-이산 신호들로부터 데이터 신호들을 복조할 때 비트 에러들을 초래할 수 있다. 비트 에러들을 발생시키는 것은 광신호를 변조하기 전에 전송측 상의 FEC(forward error correction) 인코딩 알고리즘을 사용하여 데이터 비트들을 비트들의 블록으로 인코딩함으로써, 그 다음에 사용된 FEC 알고리즘에 따라 비트들의 수신된 블록을 수신측 상에서 디코딩함으로써 보상될 수 있다. FEC 알고리즘은 블록 당 비트 에러들의 최대 수만을 조정할 수 있다.
상술된 기술들을 함께 사용하여 데이터를 전송할 때, 크로스 편광 및 크로스-위상 변조에 의해 야기되는 비트 에러들의 수는 - 또는 비트 에러 비율(BER)- 전체 시간에서 일정하지 않다는 것이 발명자들에 의해 관찰되었다. 비트 에러들의 피크(peak) - 또는 BER의 피크-는 비트 에러들의 버스트(burst)로 지칭된다. 차례대로 이러한 버스트는 정정가능한 비트들의 수를 초과할 수 있는, FEC 블록들을 초래한다. 그러므로, 데이터 신호의 전송된 데이터 비트들은 FEC 디코딩 후에 수신측 상에서 수정되지 않은 채로 남아있을 수 있다.
그러므로 데이터 전송의 공지된 방법을 개선시키는 것이 본 발명의 목적이다.
문서 D1은 편광 모드 분광(polarization mode dispersion)이 광 시퀀스를 사용하여 광신호를 사전에 변조한 후에 도입되는, 시스템을 개시한다.
문서 D2는 하나의 단일 편광 상태를 가진 단일 변조된 광신호의 동상 신호 성분(in-phase signal component)과 직교 신호 성분(quadrature signal component)이 서로에 대해 지연되어, 이 단일 광신호에 대해 이러한 신호 성분들의 역상관(decorrelation)을 달성하는, 시스템을 개시한다. 그 다음에 단일 편광 상태를 가진 단일 광신호는 편광 다중화를 애뮬레이트(emulate)하는 디바이스에 제공된다.
이 편광 다중화 디바이스는 단일 편광 상태를 가진 단일 광신호를 선택하고 2개의 직교 편광면들 상의 단일 광학 효과의 2개의 지연 버전들을 생성하여, 편광 다중화를 애뮬레이트한다.
문서 D3은 분광 보상이 유한-임펄스 응답 필터(FIR)를 사용하여 수신 디바이스에서 수행되는, 시스템을 개시한다.
광 데이터 전송의 방법이 제시되어 있다. 방법은 상이한 단계들을 포함한다.
제 1 시간-이산 데이터 신호 및 제 2 시간-이산 데이터 신호는 동일한 샘플링 레이트로 수신된다. 제 3 시간-이산 데이터 신호 및 제 4 시간-이산 데이터 신호는 제 1 데이터 신호 및 제 2 데이터 신호를 사용하여, 샘플링 레이트로 생성되고, 제 1 데이터 신호 및 제 2 데이터 신호는 지연 시간에 의해 서로에 대해 지연된다. 지연 시간은 시간에 걸쳐 변한다.
파장과 편광 상태를 가진 제 1 광신호의 위상은 제 3 데이터 신호에 따라 변조된다. 파장과 편광 상태를 가진 제 2 광신호의 위상은 제 4 데이터 신호에 따라 변조된다. 결국, 제 1 및 제 2 광신호는 광섬유로 전송되어, 제 1 광신호의 편광 상태는 제 2 광신호의 편광 상태에 직교한다.
제시된 방법의 달성을 이해하기 위해서, 다음의 고려 사항들이 고려되어야한다. 상기에 약술된 바와 같이, 위상 변조 및 PDM을 사용하여 FEC 인코딩 알고리즘에 의해 제공되는 많은 데이터 신호들을 전송할 때, 단면-편광 효과 및 단면-위상 변조의 효과는 비트 에러들의 버스트 동안 특정한 FEC 블록들에 대한 FEC 알고리즘의 능력을 초과할 수 있는 일정하지 않은 BER을 초래하는 랜덤 캐릭터를 갖는다.
2개의 데이터 신호들을 분리된 편광 상태들의 2개의 광신호들로 변조하기 전에 2개의 데이터 신호들을 서로에 대해 지연시킴으로써, 초래된 광신호들은 또한 서로에 대해 지연된다. 직교 편광 상태들을 가진 광신호들의 이러한 지연은 편광 모드 분광(PMD)으로 지칭되는 효과로부터 알려진 원인 때문이다. 따라서, 2개의 데이터 신호들을 서로에 대해 지연시킴으로써 그리고 또한 시간에 걸쳐 지연을 변화시킴으로써, 랜덤 캐릭터를 가진 전송 디스토션으로서의 PMD의 애뮬레이션(emulation)은 구현된다. 이는 광신호들의 도메인(domain) 내에서 측정들을 하는 것 대신에 시간-이산 데이터 신호들의 도메인에서 행한 측정들에 의해 성취된다. 애뮬레이트된 전송 디스토션으로서의 애뮬레이트된 PMD의 랜덤 캐릭터는 이제 그 자기 소유의 랜덤 캐릭터를 가진 크로스-위상 변조 및/또는 크로스-편광이 전송 디스토션들을 야기할 뿐만 아니라, 애뮬레이트된 PMD의 랜덤 캐릭터가 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터에 기여하기 때문에, 전체 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터를 변화시킨다.
애뮬레이트된 PMD에 의해 야기되는 전송 디스토션은 2개의 광신호들 사이에서의 지연이다. 이 지연은 CMA에 의해 제어되는 FIR 필터들을 사용하는 것에 대해 수신측 상에서 보상받을 수 있다. 따라서, 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터를 변화시킴으로써, 비트 에러들의 버스트에 대한 발생의 가능성은 보다 낮아진다. 따라서, 정정가능한 비트 에러들의 수가 초과되는, 적은 FEC 블록들이 있다. 다시 말해서: 2개의 데이터 신호들 사이에 도입되는 지연이 추가의 전송 디스토션임에도 불구하고, 이 전송 디스토션은 수신측 상에서 보상될 수 있고, 전송 동안 발생하는 모든 신호 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터를 변화시키는 데 동일한 시간에서 도움을 주어, 비트 에러 버스트들의 확률을 감소시킨다.
도 1은 제시된 광 전송 디바이스의 블록도.
도 2는 광 수신 디바이스의 블록도.
도 3은 바람직한 실시예에 따른 제시된 광 전송 디바이스의 블록도.
도 1은 제시된 광 전송 디바이스(OTD)의 블록도를 도시한다. 광 전송 디바이스(OTD)는 시간-이산 데이터 신호(x(k))(여기서 k는 시간-이산 인덱스) 및 시간-이산 데이터 신호(y(k))를 수신하도록 구성되는, 신호 프로세싱 유닛(SPU)을 포함한다. 데이터 신호들(x(k), y(k)) 모두는 동일한 샘플링 레이트로 수신된다. 데이터 신호들(x(k), y(k))은 도 1에 도시되지 않은 FEC 인코딩 유닛에 의해 바람직하게 제공된다. 따라서, 데이터 신호들(x(k), y(k))은 바람직하게는 시간-이산 FEC 인코딩된 데이터 신호들이다.
신호 프로세싱 유닛(SPU)은 데이터 신호들(x(k), y(k))로부터 또한 시간-이산 데이터 신호들(x′(k), y′(k))을 생성한다. 신호 프로세싱 유닛(SPU)은 지연 시간(Δt)에 의해 서로에 대해 데이터 신호들(x(k), y(k))을 지연시키기 위한 적어도 하나의 지연 요소(DE)를 포함한다. 지연 요소(DE)는 바람직하게는 복수의 N개의 필터 계수들을 가진, 시간-이산 유한-임펄스 응답 필터(FIR1)이다. 대안적으로, 지연 요소(DE)는 지연 시간(Δt)에 의해 시간-이산 데이터 신호를 지연시킬 수 있는 메모리 디바이스이다.
도 1의 예에서, 유한-임펄스 응답 필터(FIR1)는 3개의 메모리 요소들을 갖고, 따라서 필터(FIR1)의 임펄스 응답(h(k))은 3개의 필터 계수들의 길이를 갖는다. N=3인 필터 계수들의 수는 오직 본보기로 선택되고 이 수로 제시된 방법을 제한하지 않는다.
출력 신호(x′(k))는 아래의 식과 같이 입력 신호(x(k)) 및 임펄스 응답 (h(k))을 사용하여 설명될 수 있다.
Figure pct00001
입력 데이터 신호들(x(k) 및 y(k)) 사이에서 생성될 수 있는 최대 시간 지연(Δt MAX )은 필터 계수들의 수(N)에 1을 뺀 것을 신호들(x(k), y(k), x′(k), y′(k))의 샘플링 레이트(
Figure pct00002
)로 나눈 것과 동일하다.
Figure pct00003
임펄스 응답(h(k))의 필터 계수들(h k )은 다음의 조건을 충족시키고,
Figure pct00004
이는 필터 계수들의 합이 1인 것을 의미한다. 이는 입력 신호(x(k))의 에너지가 유지되는 것을 보장한다.
바람직하게는, 임펄스 응답(h(k))의 필터 계수들이 선택되어, 필터 계수들 중 하나는 1인 반면, 다른 필터 계수들은 0이다. 이 선택에 의해, 필터(FIR1)는 2개의 입력 신호들(x(k), y(k)) 사이에서 하나의 단일 지연을 야기할 것이다.
대안적으로, 임펄스 응답(h(k))의 필터 계수들이 선택되어, 복수의 필터 계수들은 0보다 크고, 여전히 사전 상술된 다음의 조건을 충족한다.
Figure pct00005
이렇게 함으로써, 필터(FIR1)는 2개의 입력 신호들(x(k) 및 y(k)) 사이에서 아주 짧은 지연을 야기할 것이다.
이 예에서, 입력 신호(y(k))는 변하지 않은 채로 남아있고 출력 신호(y′(k))와 동일하다. 대안적으로, 입력 신호들(x(k), y(k)) 모두는 서로에 대해 입력 신호들(x(k), y(k))을 지연시키도록, 분리된 지연 요소들에 의해 필터링될 수 있다.
신호 프로세싱 유닛(SPU)은 지연 요소(DE)를 제어하여, 지연 시간(Δt)이 시간에 걸쳐 변하는, 제어 유닛(CU)을 포함한다. 지연 요소가 유한 임펄스 응답 필터(FIR1)인 경우에, 제어 유닛(CU)은 필터(FIR1)의 필터 계수들을 제어하여, 필터(FIR1)에 의해 야기되는 지연 시간이 시간에 걸쳐 변한다. 바람직하게, 지연 시간(Δt)은 샘플링 레이트(
Figure pct00006
)보다 상당히 작은 주파수(
Figure pct00007
)로 변하게 된다.
Figure pct00008
제어 유닛(CU)은 신호 프로세싱 유닛(SPU)의 내장된 부분 또는 신호 프로세싱 유닛으로부터 분리된 디바이스인, 하드웨어 디바이스로서 구현될 수 있고, 그럴 경우에 제어 유닛(CU)은 제어 인터페이스를 통해 신호 프로세싱 유닛에 연결된다.
대안적으로, 제어 유닛은 신호 프로세싱 유닛을 러닝 온하는(running on) 소프트웨어에서 구현된다.
시간-이산 출력 데이터 신호들(x′(k), y′(k))은 광 변조 유닛(OMU)에 제공된다. 광 변조 유닛(OMU)은 시간-이산 출력 데이터 신호(x′(k))를 아날로그 전기 데이터 신호(ex′(t))로 변환하고 시간-이산 출력 데이터 신호(y′(k))를 아날로그 전기 데이터 신호(ey′(t))로 변환하기 위한, 적어도 하나의 디지털 아날로그 변환기(DAC1, DAC2)를 포함한다.
광 변조 유닛(OMU)은 광 인터페이스(OIF1)에서 광 신호(OS)를 수신한다. 광 신호(OS)는 생성되고 광 소스 디바이스(optical source device; OSD)에 의해 제공되는데, 이는 바람직하게는 레이저이다. 광 신호(OS)가 생성되고 제공되어, 광신호는 단일의 고정된 파장을 갖고 단일의 편광 상태를 갖는다.
광 변조 유닛(OMU)은 광신호(OS)를 광 변조 디바이스(MZM1)에 제공되는, 광신호(os1(t))로 분할하고 다른 광 변조 디바이스(MZM2)에 제공되는, 광 신호(os2(t))로 분할하기 위한 광 분할 디바이스(OSP)를 포함한다. 광신호(OS)가 분할되어, 광신호들(os1(t) 및 os2(t))은 광신호(OS)와 동일한 파장 및 동일한 편광 상태를 갖는다. 대안적으로, 광신호(OS)가 분할되어, 광신호들(os1(t) 및 os2(t))은 서로에 대해 직교하는 편광 상태들과 동일한 파장을 갖는다.
광 변조 디바이스(MZM1)에서, 광신호(os1(t))의 위상은 아날로그 전기 데이터 신호(ex′(t))에 따라 그리고 위상-편이 키잉 변조 방법(phase-shift keying modulation method)에 따라 변조된다. 따라서, 광신호(os1(t))는 아날로그 전기 데이터 신호(ex′(t))가 생성되는 시간-이산 데이터 신호(x′(k))에 따라 변조된다. 광 변조 디바이스(MZM1)는 바람직하게는 Mach-Zehnder 변조기이다. 광신호(os1(t))가 변조되어, 그 편광 상태는 유지된다. 변조의 결과는 광 변조 디바이스(MZM1)의 출력부에 제공되는 광신호(osm1(t))이다.
광 변조 디바이스(MZM2)에서, 광신호(os2(t))의 위상은 아날로그 전기 데이터 신호(ey′(t))에 따라 그리고 위상-편이 키잉 변조 방법에 따라 변조된다. 따라서, 광신호(os2(t))는 아날로그 전기 데이터 신호(ey′(t))가 생성되는 시간-이산 데이터 신호(y′(k))에 따라 변조된다. 광 변조 디바이스(MZM2)는 바람직하게는 Mach-Zehnder 변조기이다. 광신호(os2(t))가 변조되어, 그 편광 상태는 유지된다. 변조의 결과는 광 변조 디바이스(MZM1)의 출력부에 제공되는 광신호(osm2(t))이다.
광 변조 유닛(OMU)은 광 인터페이스(OIF)에 변조된 광신호(osm1(t))와 변조된 광신호(osm2(t))를 제공한다. 광 인터페이스(OIF)는 편광 빔 콤바이너(PBC)를 포함한다. 편광 빔 콤바이너(PBC)는 편광 상태의 광신호들(osm1(t), osm2(t)) 중 적어도 하나를 회전시킴으로써, 광신호(osm1(t)) 및 광신호(osm2(t))를 결합하여 결합된 출력 신호(osm(t))를 만들어, 광신호들(osm1(t), osm2(t))의 편광 상태들이 서로에 대해 직교한다. 대안적으로, 광신호들(osm1(t) 및 osm2(t))은 광신호들(osm1(t) 및 osm2(t))이 편광 빔 콤바이너(PBC)에 진입하기 전에 서로에 대해 직교하는 편광 상태들을 갖고, 편광 빔 콤바이너(PBC)는 광신호들(osm1(t)) 및 osm2(t))을 결합하여 결합된 광 출력 신호(osm(t))를 만들어, 각각의 편광 상태들의 직교성이 유지된다. 따라서, 결합된 광 출력 신호(osm(t))는 직교 편광 상태들을 가진 2개의 광신호들(osm1(t), osm2(t))을 포함하는 광신호이다.
광신호들(osm1(t), osm2(t))은 바람직하게 선형 편광 상태들인, 직교 편광 상태들을 갖는다. 대안적으로, 광신호들(osm1(t) 및 osm2(t))은 원형 편광 상태들인, 직교 편광 상태들을 갖는다. 또 다른 대안으로서, 광신호들(osm1(t) 및 osm2(t))은 타원형 편광 상태들인, 직교 편광 상태들을 갖는다.
그 다음에, 광 출력 신호(osm(t))는 광 인터페이스(OIF)의 출력부(OP)의 광섬유로 전송된다.
사전에 약술된 바와 같이, 시간-이산 입력 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))을 지연 시간(Δt)을 변화시킴으로써 서로에 대해 지연시키는 것의 이점은, 초래된 광신호들이 또한 서로에 대해 지연된다는 것이고, 이는 PMD로부터 알려진 원인이다. 따라서, 이제 그 자기 소유의 랜덤 캐릭터를 가진 크로스-위상 변조 및 크로스 편광이 전송 디스토션들을 야기할 뿐만 아니라, 애뮬레이트된 PMD의 랜덤 캐릭터가 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터에 기여하기 때문에, 랜덤 캐릭터를 가진 PMD의 애뮬레이션이 구현되고, 이는 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터를 변화시킨다. 따라서, 신호 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터를 변화시킴으로써, 비트 에러들의 버스트에 대한 발생 가능성이 보다 낮아진다. 따라서, 복수의 정정 가능한 비트 에러들이 초과되는, 적은 FEC 블록들이 있다.
본 발명의 성취는 또한 "G.P. Agrawal, 섬유-광 통신 시스템들, 뉴욕, 윌리, 1992"뿐만 아니라 "Q-팩터 및 광학적으로 증폭된 전송 시스템들의 성능 평가에서의 시간 지터(Time jitter)의 역할, F. Matera 및 M. Settembre, 양자 전자공학의 선택된 토픽들의 IEEE 저널, 제 6 권, NO.2, 2000년 3/4월"에 공지되고, 아래의 식과 같은 비트 에러 비율(BER)을 고려하는, Q-팩터에 관하여 설명될 수 있다.
Figure pct00009
Q-팩터의 로그값,
Figure pct00010
은 비선형 디스토션들이 없을 때 광 전송 시스템들의 전송된 광신호의 신호 대 잡음비(SNR)에 대해 거의 선형적으로 관련된다. 커 효과와 같은 비선형 효과들이 있을 시에, 전력이 높을수록, 비선형 디스토션들은 더 악화된다. 주어진 전력과 SNR에 대해, 적은 수의 정정되지 않은 블록 및 개선된 Q-팩터는 신호들(x(k) 및 y(k))을 서로에 대해 지연시키지 않는 것과 비교하여 제시된 방법을 사용할 때 성취된다. 그러므로, 전송 시스템은 FEC 임계치에 대해 보다 높은 Q-팩터 마진(margin)을 갖고 더 확실히 작동할 수 있거나 또는 보다 긴 거리들에 걸쳐 전파를 위해 사용될 수 있다.
애뮬레이트된 PMD에 의해 야기되는 신호 디스토션은 2개의 광신호들 사이에서의 지연이다. 이 지연은 CMA에 의해 제어되는 FIR 필터들을 사용하는 것에 대해 수신측 상에서 보상받을 수 있다. 이러한 수신 디바이스의 예는 도 2에 도시되어 있다.
도 2는 광신호(osm′(t))를 수신하는, 광 수신 유닛(ORU)을 도시한다. 광신호(osm′(t))는 광섬유(OF)를 걸쳐 광신호(osm(t))의 전송으로부터 초래되는 신호이다.
광 수신 유닛(ORU)은 적어도 하나의 광-전기 변환 디바이스(OEC)를 포함한다. 광-전기 변환 디바이스(OEC)는 서로에 대해 직교하는 2개의 편광면들의 수신된 광신호(osm′(t))를 샘플링한다. 하나의 편광면의 광신호(osm′(t))를 샘플링함으로써, 광-전기 변환 디바이스(OEC)는 시간-이산 전기 신호(ux(l))를 생성한다. 다른 편광면의 광신호(osm′(t))를 샘플링함으로써, 광-전기 변환 디바이스(OEC)는 시간-이산 전기 신호(uy(l))를 생성한다. 광-전기 변환 디바이스(OEC)는 바람직하게 적어도 하나의 아날로그-디지털 변환기를 포함한다.
상기에 약술된 바와 같이, 광섬유(OF)를 걸친 전송 때문에, 신호 구성 요소들(os1(t) 및 os2(t))의 결합으로부터 초래된 결합된 신호(osm(t))의 광학 필드의 편광 상태는 전송측에서 그 값에 대해 회전할 수 있다. 수신된 신호(osm′(t))가 샘플링되는, 직교 편광면들은 신호 구성 요소들(os1(t) 및 os2(t))이 수신측에 도달하는, 편광면들과 반드시 동일하지 않다.
광-전기 변환 디바이스(OEC)는 데이터 프로세싱 유닛(DPU)에 시간-이산 전기 신호들(ux(l) 및 uy(l))을 제공한다. 데이터 프로세싱 유닛(DPU)은 모두 M개의 필터 계수들의 필터 길이를 갖는, 적어도 4개의 유한-임펄스 응답 필터(F1, F2, F3, F4)들을 제공한다.
데이터 프로세싱 유닛(DPU)은 전기 신호(ux(l))를 필터들(F1 및 F3)에 제공하고, 전기 신호(uy(l))를 필터들(F2 및 F4)에 제공한다. 필터들(F1 및 F2)의 출력 신호들은 출력 전기 신호(s′x(l))로 결합된다. 필터들(F3 및 F4)의 출력 신호들은 출력 전기 신호(s′y(l))로 결합된다. 입력 전기 신호들(ux(l) 및 uy(l)) 및 출력 전기 신호들(s′x(l) 및 s′y(l))은 필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들을 결정하기 위해 데이터 프로세싱 유닛(DPU)에서 사용된다.
필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들은 "디지털 코히어런트(coherent) 광수신기들: 알고리즘들 및 서브시스템들, Seb J. Savory, 양자 전자공학의 선택된 토픽들의 IEEE 저널, 제 16 권, NO. 5, 9/10월 20102"에 설명된 바와 같은, CM 알고리즘을 사용하여 결정된다. 필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들이 이 알고리즘에 의해 결정되어, 샘플링의 편광면들에 대해 그 구성 요소들(os1(t) 및 os2(t))을 가진 결합된 광신호(osm(t))의 편광 상태의 회전이 보상된다. 따라서, 초래된 전기 신호들(s′x(l) 및 s′y(l))이 그것들로부터 각각의 데이터 신호들을 복조하기 위해 사용될 수 있어, 전송된 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))의 추정치들을 얻을 수 있다. 이 복조는 도 2에 도시되지 않은 복조 유닛에 의해 실행될 수 있다. 그 다음에 전송된 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))의 이 추정치들은 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))의 추정치들로부터 각각의 데이터 스트림들(stream)을 얻기 위해서, 도 2에 도시되지 않은, FEC 디코딩 유닛에 제공될 수 있다.
CM 알고리즘이 필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들을 결정할 수 있어, 또한 신호 구성 요소들(os1(t) 및 os2(t)) 사이의 광섬유 그 자체의 PMD에 의해 야기되는, 지연 시간(Δt OF )이 보상된다는 것이 고려되어야 한다, 게다가, 지연 요소(FIR1)에 의해 전송측 상의 각각의 데이터 신호들(x(k) 및 y(k)) 사이에서 야기되는 지연 시간(Δt)이 또한 CM 알고리즘에 의해 보상받을 수 있다는 것이 도면을 봄으로써 고려되어야한다. 따라서, 상기에 약술된 바와 같이, 도 1에 도시된 지연 요소(FIR1)에 의해 야기된 지연 시간(Δt)은 신호 디스토션들의 전체 모든 랜덤 캐릭터를 변화시키는 것을 돕지만, 광 수신 유닛(ORU)과 같은 수신 유닛에서 보상받을 수 있다.
CM 알고리즘이 보상할 수 있는, 최대 지연 시간(Δt MAX - COMP )은 필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들의 수(M) 및 광신호(osm′(t))가 샘플링되는, 샘플링 레이트(
Figure pct00011
)에 의해 규정된다.
Figure pct00012
도 2에 도시된, 광섬유(OF) 그 자체가 평균 시간 지연(mean time delay; Δt PMD-OF )을 야기하는 PMD를 받기 때문에, 전송측에서 야기되는 시간 지연(Δt)은 사전결정된 임계치(Δt THRESH ) 아래에서 유지되어야한다.
전송측에서 필터(FIR1)에 의해 그리고 광섬유에 의해 야기된 시간 지연들(Δt 및 Δt PMD - OF )이 각각의 변화(
Figure pct00013
,
Figure pct00014
)를 가진 랜덤 프로세스들을 각각 받기 때문에, 이 랜덤 프로세스들의 합은 아래의 식과 같이 나타낼 수 있는 변화(
Figure pct00015
)를 갖는다.
Figure pct00016
따라서, 전체 시간 지연(Δt SUM )은 아래의 식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00017
그러므로, 전체 임계치(Δt THRESH )는 평균 시간 지연(Δt PMD - OF ) 및 CM 알고리즘이 보상할 수 있는 최대 지연 시간(Δt MAX - COMP )으로부터 유도될 수 있다. 이 사전결정된 임계치(Δt THRESH )는 아래의 식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00018
필터(FIR1)에 의해 생성되는 시간 지연(Δt)에 대한 최대 허용 가능 값인, 도 1에 도시된, 제어 유닛(CU)에 나타내기 위한 사전결정된 임계치(Δt THRESH )를 가까이 갖기 위해, 대안적인 해결책들이 가능하다. 제 1 대안책에 따르면, 제어 유닛(CU)에는 외부 소스로부터 사전결정된 임계치(Δt THRESH )가 제공된다. 제 2 대안책에 따르면, 제어 유닛에는 평균 시간 지연(Δt PMD - OF ) 및 최대 지연 시간(Δt MAX - COMP )이 제공되고, 이어서 제어 유닛은 사전결정된 임계치(Δt THRESH )를 결정한다.
제어 유닛(CU)에 평균 시간 지연(Δt PMD - OF )을 제공하는 것 대신에, 제어 유닛(CU)은 증폭기들 및 스위치들과 같은 전송 구성 요소들뿐만 아니라 광섬유(OF)에 의해 야기되는 전체 시간 지연의 지시를 수신할 수 있고, 이어서 제어 유닛(CU)은 사전결정된 임계치(Δt THRESH )를 결정하기 위한 평균 시간 지연(Δt PMD - OF )으로서 전체 시간 지연을 사용한다.
제어 유닛(CU)에 최대 지연 시간(Δt MAX - COMP )을 제공하는 것 대신에, 제어 유닛(CU)은 광신호(osm′(t))가 샘플링되는, 샘플링 레이트(
Figure pct00019
)뿐만 아니라 필터 계수들의 수(M)의 지시를 수신할 수 있고, 이어서 제어 유닛(CU) 그 자체는 최대 지연 시간(Δt MAX - COMP )을 결정한다.
평균 시간 지연(Δt PMD - OF ) 및 최대 지연 시간(Δt MAX - COMP )으로부터, 제어 유닛(CU)은 상술된 바와 같이 사전결정된 임계치(Δt THRESH )를 결정할 수 있다.
상술된 바와 같이, 지연 시간(Δt)은 바람직하게 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))의 샘플링 레이트(
Figure pct00020
)보다 상당히 작은 주파수(
Figure pct00021
)로 변하게 된다.
Figure pct00022
변형 주파수(
Figure pct00023
) 선택의 이점은 도 2에 도시된, 광 수신 유닛(ORU)이 전송측에서 야기되는 동일한 지연 시간(Δt)을 받게 되는 복수의 신호들(ux(l), uy(l))의 값들을 수신할 수 있을 것이라는 점이다. CM 알고리즘은 이 복수의 신호들(ux(l), uy(l))의 값들의 지속 기간 동안 지연 시간(Δt)의 변화에 대응하는 일 없이 필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들을 결정하기 위해 이 복수의 신호들(ux(l), uy(l))의 값들을 사용할 수 있을 것이다. 이는 CM 알고리즘이 필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들을 결정하는 것을 가능하게 할 것이고, 따라서 이 복수의 신호들(ux(l), uy(l))의 값들의 지속 기간 동안 최적화된 값들에 대해 커버링한다(cover).
도 3은 바람직한 실시예에 따른 광 전송 디바이스(OTD)를 도시한다. 광 전송 디바이스(OTD)는 도 1에 대해 사전에 설명된 바와 같이 광 소스 디바이스(OSD), 광 변조 유닛(OMU) 및 광 인터페이스(OIF)를 포함한다. 게다가, 광 전송 디바이스(OTD)는 광신호 프로세싱 유닛(SPU′)을 포함한다.
광신호 프로세싱 유닛(SPU′)은 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))을 수신한다. 광신호 프로세싱 유닛(SPU′)은 입력 데이터 신호(x(k))를 지연시킴으로써 서로에 대해 입력 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))을 지연시키기 위한, 적어도 2개의 지연 요소들(DE1 및 DE3)을 포함한다. 게다가 광신호 프로세싱 유닛(SPU′)은 입력 데이터 신호(y(k))를 지연시킴으로써 서로에 대해 입력 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))을 지연시키기 위한, 2개의 추가의 지연 요소들(DE2 및 DE4)을 포함할 수 있다.
데이터 신호(x(k))에는 지연 요소들(DE1 및 DE3)이 제공된다. 지연 요소(DE1)는 출력 데이터 신호(x1(k))를 제공하고, 지연 요소(DE3)는 출력 데이터 신호(x2(k))를 제공한다.
데이터 신호(y(k))에는 지연 요소들(DE2 및 DE4)이 제공된다. 지연 요소(DE2)는 출력 데이터 신호(y1(k))를 제공하고, 지연 요소(DE4)는 출력 데이터 신호(y2(k))를 제공한다. 바람직하게, 광신호 프로세싱 유닛(SPU′)은 출력 데이터 신호들(y1(k), y2(k))이 입력 데이터 신호(y(k))와 동일할 경우에, 지연 요소들(DE2 및 DE4)을 포함하지 않는다.
출력 데이터 신호(x′(k))는 출력 데이터 신호들(x1(k), y1(k))의 합으로서 결정된다. 출력 데이터 신호(y′(k))는 출력 데이터 신호들(x2(k), y2(k))의 합으로서 결정된다.
제어 유닛(CU)이 지연 요소들(DE1, DE2, DE3, DE4)에 의해 야기되는 지연들을 제어하여, 지연들은 도 1에 도시된 실시예에 대해 사전에 설명된 바와 같이 시간에 걸쳐 변하게 된다. 바람직하게, 지연 요소들(DE1, DE2, DE3, DE4)은 각각의 유한-임펄스 응답 필터들(FIR11, FIR12, FIR13, FIR14)의 형태로 제공되고, 유한-임펄스 응답 필터들(FIR11, FIR12, FIR13, FIR14)의 필터 계수들(h11(k), h12(k), h13(k), h14(k))은 제어 유닛(CU)에 의해 제어된다. 유한 임펄스 응답 필터들(FIR11, FIR12, FIR13, FIR14)은 길이(N)를 갖고 있다.
필터들(FIR11, FIR12, FIR13 및 FIR14)의 필터 계수들(h11(k), h12(k), h13(k) 및 h14(k))은 출력 신호들(x′(k) 및 y′(k)) 상으로 입력 신호들(x(k) 및 y(k))의 에너지를 분포시키기 위해,
Figure pct00024
및
Figure pct00025
바람직하게, 위의 조건들을 준수하여, 신호들(x(k) 및 y(k))의 에너지가 유지되게 된다.
게다가, 필터들(FIR11, FIR12, FIR13 및 FIR14)의 필터 계수들(h11(k), h12(k), h13(k) 및 h14(k))이 바람직하게 선택되어, 출력 신호들(x′(k) 및 y′(k))로부터 초래된 광신호들은 서로에 대해 직교한다.
지연 요소들(DE1, DE2, DE3, DE4)에 의해 야기되는 지연들은 입력 신호들(x(k) 및 y(k)) 사이의 지연을 야기한다. 광 전송 동안의 신호 분포들의 전체 랜덤 캐릭터의 변화인, 이것의 성취는 도 1의 실시예에 대해 상세히 이전에 그리고 이 출원의 도입부에 설명되어 있다.
또한 신호들(x1(k) 및 y1(k))을 신호(x′(k))에 합함으로써 그리고 신호들(x2(k) 및 y2(k))을 신호(y′(k))에 합함으로써 성취된다. 따라서, 입력 신호(x(k))는 출력 신호(y′(k))에 기여하고, 입력 신호(y(k))는 출력 신호(x′(k))에 기여한다.
성취한 것은 데이터 신호들의 도메인 내에서 수행되는 이러한 기여들이 광신호 도메인 내의 도 1에 도시된, 광신호(osm2(t))에 대한 광신호(osm1(t))의 기여들과 동등하다는 것이고, 그 역도 마찬가지이다. 필터들(FIR11, FIR12, FIR13, FIR14)의 필터 계수들이 상술된 조건들을 준수하기 때문에, 데이터 신호들의 도메인 내에서 수행되는 이러한 기여들이 광신호 도메인 내에서 서로에 대해 광신호(osm1(t) 및 osm2(t))의 기여들과 동등하여, 그 구성 요소들(osm1(t) 및 osm2(t))을 가진, 결합된 광신호(osm(t))의 편광 상태의 회전이 애뮬레이트된다. 즉, 입력 신호들(x(k) 및 y(k))의 중첩이 필터 계수들에 대한 상술한 조건들이 충족되는 경우 그 구성요소들(osm1(t) 및 osm2(t))을 가진, 결합된 광신호(osm(t))의 편광 상태의 회전의 애뮬레이터를 허용한다.
필터들(FIR11, FIR12, FIR13, FIR14)의 필터 계수들을 적시에 변화시킴으로써, 제어 유닛(CU)은 또한 결합된 광신호(osm(t))의 편광 상태의 회전의 애뮬레이션을 변화시킬 수 있다. 따라서, 필터들(FIR11, FIR12, FIR13, FIR14)의 필터 계수들을 적시에 변화시킴으로써, 필터들(FIR11, FIR12, FIR13, FIR14)의 지연에 의해 야기되는 랜덤 캐릭터가 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터에 기여할 뿐만 아니라, 결합된 광신호(osm(t))의 편광 상태의 애뮬레이트된 회전에 의해 야기되는 추가의 랜덤 캐릭터가 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터에 기여한다. 따라서, 출력 신호들(x′(k) 및 y′(k))의 생성에 대한 입력 신호들(x(k) 및 y(k))의 중첩은 차례대로 전송 동안 비트 에러 버스트들의 가능성을 줄이는 데 도움을 주는, 전송 디스토션들의 전체 랜덤 캐릭터를 변화시키기 위한 추가의 자유도를 제공한다.
결합된 광신호(osm(t))의 편광 상태의 애뮬레이트된 회전은 도 2에 도시된 광 수신 유닛(ORU)에서 수행되는, CM 알고리즘에 의해 보상받게 될 수 있다.
기술 분야의 숙련자는 다양한 상술된 방법들의 단계들이 프로그램된 컴퓨터들 또는 프로세서들에 의해 실행될 수 있다는 것을 쉽게 인지할 것이다. 설명 및 도면들은 단지 발명의 원리들을 설명한다. 기술 분야의 숙련자들이 비록 여기에 명백하게 설명되거나 도시되지 않았을지라도, 발명의 원리들을 구현하고 그 정신 및 범주 내에서 포함되는 다양한 배열들을 고안할 수 있을 것이라는 것이 이해될 것이다. 게다가, 여기에 언급된 모든 예들은 주로 발명자들에 의해 기술 분야를 발전시키는 데 공헌하는 콘셉트들 및 발명의 원리들을 독자에게 이해시키는 교육학의 목적들만을 위한 것으로서 명확히 의도되고, 이러한 명확하게 언급된 예들 및 조건들에 제한 없이 해석된다. 게다가, 발명의 특정한 예들뿐만 아니라 발명의 원리들, 양태들 및 실시예들을 여기서 언급하는 모든 진술들은 발명의 등가물들을 포함하는 것으로 의도된다.
"프로세서", 대안적으로 "프로세싱 디바이스", "프로세싱 유닛" 또는 "제어 유닛"으로서 라벨이 붙여진 임의의 기능 블록들을 포함하는, 도 1, 도 2 및 도 3에 도시된 다양한 요소들의 기능들은 적절한 소프트웨어와 관련된 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어뿐만 아니라 전용 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 기능들은 단일 전용 프로세서에 의해, 단일 공유 프로세서에 의해 또는 복수의 개별 프로세서들에 의해 제공될 수 있고, 그 중 몇몇은 공유될 수 있다. 게다가, 용어 "프로세서" 또는 "제어 유닛"의 명확한 사용은 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 배타적으로 언급하도록 해석되어서는 안 되고, 제한 없이, 디지털 신호 프로세서(DSP) 하드웨어, 네트워크 프로세서, 응용 주문형 집적 회로(ASIC), 필드 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA), 소프트웨어를 저장하기 위한 읽기 전용 기억장치(ROM), 임의 접근 기억 장치(RAM) 및 비휘발성 저장 장치를 절대적으로 포함할 수 있다. 다른 하드웨어, 종래의 및/또는 주문 제작한 것도 또한 포함될 수 있다.
기술 분야의 숙련자들에 의해 여기의 임의의 불록도들이 발명의 원리들을 구현하는 예시적인 회로의 개념도들을 나타낸다는 것이 이해되어야한다.

Claims (11)

  1. 광 데이터 전송 방법에 있어서,
    - 동일한 샘플링 레이트(sampling rate)로 제 1 시간-이산 데이터 신호(time-discrete data signal)(x(k)) 및 제 2 시간-이산 데이터 신호(y(k))를 수신하는 단계와,
    - 상기 제 1 데이터 신호(x(k))와 상기 제 2 데이터 신호(y(k))를 사용하여, 상기 샘플링 레이트로 제 3 시간-이산 데이터 신호(x′(k)) 및 제 4 시간-이산 데이터 신호(y′(k))를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 데이터 신호(x(k))와 상기 제 2 데이터 신호(y(k))는 시간에 걸쳐 변하는 지연 시간에 의해 서로에 대해 지연되는, 상기 생성 단계와,
    - 파장 및 상기 제 3 데이터 신호(x′(k))에 따른 편광 상태를 가진 제 1 광신호(os1(t))의 적어도 하나의 위상을 변조하는 단계와,
    - 상기 파장 및 상기 제 4 데이터 신호(y′(k))에 따른 편광 상태를 가진 제 2 광신호(os2(t))의 적어도 하나의 위상을 변조하는 단계와,
    - 변조된 제 1 광신호(osm1(t)) 및 변조된 제 2 광신호(osm2(t))를 광섬유로 전송하여, 상기 변조된 제 1 광신호(osm1(t))의 상기 편광 상태가 상기 제 2 변조된 광신호(osm2(t))의 상기 편광 상태에 직교하는, 상기 전송 단계를 포함하는, 광 데이터 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 신호(x(k))와 상기 제 2 데이터 신호(y(k))는 적어도 하나의 유한-임펄스 응답 필터(FIR1)를 사용하여 상기 제 1 데이터 신호(x(k))와 상기 제 2 데이터 신호(y(k)) 중 적어도 하나를 필터링함으로써, 서로에 대해 지연되는, 광 데이터 전송 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 유한-임펄스 응답 필터(FIR1)의 필터 계수들은 시간에 걸쳐 변하는, 광 데이터 전송 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 신호(x(k))와 상기 제 2 데이터 신호(y(k)) 중 적어도 하나는 상기 유한-임펄스 응답 필터(FIR1)에 의해 필터링되고,
    상기 유한-임펄스 응답 필터(FIR1)의 상기 필터 계수들이 선택되어, 필터링된 신호의 에너지가 유지되는, 광 데이터 전송 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 지연 시간은 상기 샘플링 레이트보다 상당히 작은 변동 주파수(variation frequency)로 변하게 되는, 광 데이터 전송 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 지연 시간은 사전결정된 임계치 아래에서 유지되는, 광 데이터 전송 방법.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 시간-이산 데이터 신호(x(k)) 및 상기 제 2 시간-이산 데이터 신호(y(k))는 적어도 2개의 지연 요소들(DE1, DE3)을 사용하여 서로에 대해 지연되고,
    상기 제 1 시간-이산 데이터 신호(x(k)) 및 상기 제 2 시간-이산 데이터 신호(y(k))는 상기 제 3 시간-이산 데이터 신호(x′(k))에 기여하고,
    상기 제 1 시간-이산 데이터 신호(x(k)) 및 상기 제 2 시간-이산 데이터 신호(y(k))는 상기 제 4 시간-이산 데이터 신호(y′(k))에 기여하는, 광 데이터 전송 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 지연 요소들(DE1, DE3)은 유한-임펄스 응답 필터들(FIR11, FIR13)이고,
    상기 유한-임펄스 응답 필터들(FIR11, FIR13)의 필터 계수들이 선택되어, 상기 제 1 데이터 신호(x(k)) 및 상기 제 2 데이터 신호(y(k))의 에너지가 유지되는, 광 데이터 전송 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 유한-임펄스 응답 필터들(FIR11, FIR13)의 상기 필터 계수들이 선택되어, 상기 제 3 데이터 신호(x′(k)) 및 상기 제 4 데이터 신호(y′(k))로부터 초래된 광신호들(osm1(t), osm2(t))은 서로에 대해 직교하는, 광 데이터 전송 방법.
  10. 광 전송 디바이스(OTD)에 있어서,
    - 신호 프로세싱 유닛(SPU, SPU′)으로서,
    ○ 동일한 샘플링 레이트로 제 1 시간-이산 데이터 신호 및 제 2 시간-이산 데이터 신호를 수신하도록 구성되고,
    ○ 상기 제 1 데이터 신호와 상기 제 2 데이터 신호를 사용하여, 상기 샘플링 레이트로 제 3 시간-이산 데이터 신호 및 제 4 시간-이산 데이터 신호를 생성하여, 상기 제 1 데이터 신호와 상기 제 2 데이터 신호가 시간에 걸쳐 변하는 지연 시간에 의해 서로에 대해 지연되도록 구성되는, 상기 신호 프로세싱 유닛(SPU, SPU′)과,
    - 광 변조 유닛(OMU)으로서,
    ○ 파장 및 상기 제 3 데이터 신호에 따른 편광 상태를 가진 제 1 광신호의 위상을 변조하도록 구성되고,
    ○ 상기 파장 및 상기 제 4 데이터 신호에 따른 편광 상태를 가진 제 2 광신호의 위상을 변조하도록 구성되는, 상기 광 변조 유닛(OMU)과,
    - 광 인터페이스(OIF)로서,
    제 1 및 제 2 변조된 광신호를 광섬유로 전송하도록 구성되어, 상기 제 1 변조된 광신호의 상기 편광 상태가 상기 제 2 변조된 광신호의 상기 편광 상태에 직교하도록 하는, 상기 광 인터페이스(OIF)를 포함하는, 광 전송 디바이스(OTD).
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 신호 프로세싱 유닛(SPU, SPU′)은 또한 지연된 제 1 및 제 2 데이터 신호들을 겹쳐 놓음으로써, 상기 제 3 시간-이산 데이터 신호 및 상기 제 4 시간-이산 데이터 신호를 생성하도록 구성되는, 광 전송 디바이스(OTD).
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IL235691B (en) * 2014-11-13 2018-10-31 Israel Aerospace Ind Ltd A method and system for data transmission
US9768880B2 (en) 2015-05-20 2017-09-19 Ciena Corporation Method and system for nonlinear interference mitigation

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030090768A1 (en) * 2001-08-01 2003-05-15 Xiang Liu Long haul optical communication system
US7362977B2 (en) * 2002-09-30 2008-04-22 Lucent Technologies Inc. Method for reduction of non-linear intra-channel distortions
US7787778B2 (en) * 2004-12-10 2010-08-31 Ciena Corporation Control system for a polar optical transmitter
KR100703410B1 (ko) 2005-01-19 2007-04-03 삼성전자주식회사 오프셋 직교위상편이 변조 방법과 이를 이용한 광송신기
JP4781094B2 (ja) * 2005-11-30 2011-09-28 富士通株式会社 光送信装置
JP5227408B2 (ja) 2007-09-14 2013-07-03 セムテック コーポレイション 高速シリアライザ、関連部品、システム、及び方法
JP5338206B2 (ja) 2008-08-29 2013-11-13 富士通株式会社 制御装置，偏波多重光変調器，光送信装置および偏波多重光変調器の制御方法
JP5407403B2 (ja) 2009-02-18 2014-02-05 富士通株式会社 信号処理装置および光受信装置
JP5453875B2 (ja) * 2009-03-27 2014-03-26 富士通株式会社 中継装置、中継方法、受信装置および受信方法
JP5446586B2 (ja) * 2009-08-21 2014-03-19 富士通株式会社 偏波多重光送信器および偏波多重光信号の制御方法
US8195972B2 (en) * 2009-12-01 2012-06-05 Texas Instruments Incorporated Jitter precorrection filter in time-average-frequency clocked systems
JP5482351B2 (ja) * 2010-03-19 2014-05-07 富士通株式会社 光変調装置及び光変調方法
CN101895495B (zh) * 2010-07-15 2012-12-12 北京邮电大学 正交双偏振差分四相相移键控发射与接收的方法及其系统

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