JP6250144B2 - マルチブランチフィルタバンク構造を用いた波長分散補償モジュールを有する光受信機 - Google Patents

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１３年５月３１日に出願された、「ＯＰＴＩＣＡＬ ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＨＡＶＩＮＧ Ａ ＣＨＲＯＭＡＴＩＣ−ＤＩＳＰＥＲＳＩＯＮ ＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ ＭＯＤＵＬＥ ＷＩＴＨ Ａ ＭＵＬＴＩＢＲＡＮＣＨ ＦＩＬＴＥＲ−ＢＡＮＫ ＳＴＲＵＣＴＵＲＥ」と題された米国仮出願第６１／８２９，４４８号の優先権を主張するものである。

本開示は、光通信装置に関し、より詳細には、これに限らないが、波長分散（ＣＤ）補償処理を実行するように構成された光受信機に関する。

本節は、特許請求される（１つまたは複数の）特許のより深い理解を促進することに役立つ可能性がある事柄を導入する。したがって、本節の言説は、この観点で読まれるべきであり、従来技術にあるものまたは従来技術にないものについての承認と理解されるべきでない。

波長分散（ＣＤ）は、光ファイバ送信システムにおける最もよくある悪化のうちの１つである。コヒーレント送信において、ＣＤは、たとえば、光受信機のバックエンドに置かれた特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）として実装されたデジタル信号プロセッサを用いて補償される可能性がある。コヒーレント光受信機の設計者が解決しようと試みる技術的な問題のうちの１つは、ＡＳＩＣの（１つまたは複数の）ＣＤ補償モジュールで補償され得るＣＤの最大量を維持するかまたはさらには増やしながらそれらのＣＤ補償モジュールの複雑さ（およびしたがってそれらに関連する電力消費）を減少させることである。

米国特許出願公開第２０１０／０１５８５２１号明細書 米国特許出願公開第２０１１／００３８６３１号明細書 国際特許出願第ＰＣＴ／ＵＳ０９／３７７４６号 米国特許出願公開第２０１３／０２３０３１２号明細書 米国特許出願公開第２０１２／００５７８６３号明細書 米国特許第８，２６０，１５４号明細書 米国特許第７，６３６，５２５号明細書 米国特許第７，２６６，３１０号明細書 米国特許第７，７４７，１７７号明細書 米国特許出願公開第２００８／０１５２３６１号明細書 米国特許第７，７３４，１９１号明細書 米国特許第７，５７４，１４６号明細書 米国特許第７，４２４，６５１号明細書 米国特許第７，２１２，７４１号明細書 米国特許第６，６８３，８５５明細書

本明細書において開示されるのは、同等の実装の複雑さの従来技術のデバイスによって提供される分散補償の範囲よりも広い分散補償の範囲を提供するように構成された２つの並列の信号処理ブランチを用いた電子的な分散補償モジュールを有する光受信機のさまざまな実施形態である。例示的な実施形態において、信号処理ブランチのそれぞれは、補償される必要がある群遅延の異なるそれぞれの近似に従って構成される有限インパルス応答フィルタのそれぞれのバンクを含む。フィルタバンクによって使用される２つの群遅延の近似は、一方のステップ関数の隣接するステップの間の遷移部が他方のステップ関数の対応するステップの平坦な部分とスペクトル的に揃えられるようにしてそれぞれの複数の量子化されたステップをそれぞれが有する異なるそれぞれのステップ関数に依存する。フィルタバンクは、ステップ関数の隣接するステップの間の遷移部に関連する信号の歪みを減らすように設計された異なるそれぞれの周波数に依存する位相シフトおよび／または振幅スケーリングプロファイルを適用するようにさらに構成され得る。

一実施形態によれば、提供されるのは、光入力信号の複数の電気的なデジタル測定量を生成するために光入力信号を光基準信号と混合するように構成された光電気コンバータと、光入力信号に符号化されたデータを再生するために複数の電気的なデジタル測定量を処理するように構成されたデジタル回路とを含む装置である。デジタル回路は、複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために光入力信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第１の量子化された遅延を加えるようにそれぞれが構成された第１の複数の線形フィルタを有する第１の信号処理ブランチ、および複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために光入力信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第２の量子化された遅延を加えるようにそれぞれが構成された第２の複数の線形フィルタを有する第２の信号処理ブランチを含む。デジタル回路は、処理されたデジタル信号を生成するために第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応するデジタル信号を合成し、処理されたデジタル信号に基づいてデータを再生するように構成される。

別の実施形態によれば、提供されるのは、（Ａ）受信された光信号に対応する群遅延の第１の近似を生成するステップであって、前記第１の近似が、第１のステップ関数に基づき、各ステップが、決まった振幅を有する、生成するステップと、（Ｂ）群遅延の第２の近似を生成するステップであって、前記第１の近似が、第２のステップ関数に基づき、各ステップが、決まった振幅を有し、前記第２のステップ関数が、第１のステップ関数と異なる、生成するステップと、（Ｃ）複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに第１のステップ関数から決定されたそれぞれの第１の量子化された遅延を加えるステップと、（Ｄ）複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに第２のステップ関数から決定されたそれぞれの第２の量子化された遅延を加えるステップと、（Ｅ）処理された電気デジタル信号に対する群遅延に関連する波長分散の影響を少なくとも部分的に補償するようにして処理された電気デジタル信号を生成するために、第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応する電気デジタル信号を合成するステップとを含む信号処理方法である。

さらに別の実施形態によれば、提供されるのは、受信された光信号に対応する群遅延の第１の近似を生成するための手段であって、前記第１の近似が、第１のステップ関数に基づき、各ステップが、決まった振幅を有する、生成するための手段と、群遅延の第２の近似を生成するための手段であって、前記第１の近似が、第２のステップ関数に基づき、各ステップが、決まった振幅を有し、前記第２のステップ関数が、第１のステップ関数と異なる、生成するための手段と、複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに第１のステップ関数から決定されたそれぞれの第１の量子化された遅延を加えるための手段と、複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに第２のステップ関数から決定されたそれぞれの第２の量子化された遅延を加えるための手段と、処理された電気デジタル信号に対する群遅延に関連する波長分散の影響を少なくとも部分的に補償するようにして処理された電気デジタル信号を生成するために、第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応する電気デジタル信号を合成するための手段とを含む装置である。

さまざまな開示される実施形態のその他の態様、特徴、および利点は、例として、下の詳細な説明および添付の図面からより十分に明らかになるであろう。

本開示のさまざまな実施形態が実施され得る光伝送システムのブロック図である。 本開示の実施形態による図１の光伝送システムで使用され得るデジタル回路のブロック図である。 本開示の実施形態による図２のデジタル回路で使用され得るＣＤ補償モジュールのブロック図である。 本開示の実施形態による図２のデジタル回路で使用され得るＣＤ補償モジュールのブロック図である。 本開示の実施形態による図３Ａ−３ＢのＣＤ補償モジュールで実施される信号処理を図式的に示す図である。 本開示の実施形態による図３Ａ−３ＢのＣＤ補償モジュールで使用され得るフィルタリングプロファイルを図式的に示す図である。 本開示の代替的な実施形態による図３Ａ−３ＢのＣＤ補償モジュールで使用され得るフィルタリングプロファイルを図式的に示す図である。 本開示の代替的な実施形態による図２のデジタル回路で使用され得るＣＤ補償モジュールのブロック図である。 本開示のさらに別の代替的な実施形態による図２のデジタル回路で使用され得るＣＤ補償モジュールのブロック図である。 本開示の代替的な実施形態による図３Ａ−３ＢのＣＤ補償モジュールで実施される信号処理を図式的に示す図である。

図１は、本開示のさまざまな実施形態が実施され得る光伝送システム１００のブロック図を示す。システム１００は、（ｉ）コンステレーションシンボルを用いて光を変調し、（ｉｉ）結果として得られた光出力信号１３０を光伝送リンク１４０に加えるように構成された光送信機１１０を有する。システム１００は、送信機１１０から光伝送リンク１４０を介して受信された対応する光入力信号１３０’を適切に処理して対応する元のデータを再生するように構成される光受信機１９０も有する。光伝送リンク１４０が、とりわけ波長分散を含むさまざまな信号の歪みを与えることによって信号１３０を１３０’に変えてしまうことに留意されたい。送信機１１０と受信機１９０との両方は、それぞれ、信号１３０を生成する処理および信号１３０’を復号する処理において同じ選択されたコンステレーションに依拠する。

送信機１１０は、ペイロードデータのデジタル（電気的）入力ストリーム１０２を受信し、そのデジタル（電気的）入力ストリーム１０２をデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１１２に適用する。ＤＳＰ１１２は、入力ストリーム１０２を処理してデジタル信号１１４_１−１１４_４を生成する。そのような処理は、たとえば、送信されるデータに冗長性を加える前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化、および光入力信号１３０’をそのような前置補償がない場合よりも少なく歪ませるさまざまな形態の前置補償処理を含み得る。それぞれのシグナリング間隔（光シンボルまたはシンボル期間に対応するタイムスロットとも呼ばれる）において、信号１１４_１および１１４_２は、それぞれ、Ｘ偏光された（Ｘ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）光を用いる送信を対象とする対応するコンステレーション点の同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分を表すデジタル値を担う。同様に、信号１１４_３および１１４_４は、それぞれ、Ｙ偏光された（Ｙ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）光を用いる送信を対象とする対応するコンステレーション点のＩ成分およびＱ成分を表すデジタル値を運び、Ｙ偏光（Ｙ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）はＸ偏光（Ｘ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）と直交している。

送信機１１０の電気光（Ｅ／Ｏ）コンバータ（フロントエンド回路とも呼ばれることがある）１１６は、デジタル信号１１４_１−１１４_４を変調された光出力信号１３０に変換する。より詳細には、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）１１８_１および１１８_２が、デジタル信号１１４_１および１１４_２をアナログ形式に変換して駆動信号Ｉ_ＸおよびＱ_Ｘをそれぞれ生成する。そして、駆動信号Ｉ_ＸおよびＱ_Ｘが、Ｉ−Ｑ変調器１２４_Ｘを駆動するために通常の方法で使用される。駆動信号Ｉ_ＸおよびＱ_Ｘに基づいて、Ｉ−Ｑ変調器１２４_Ｘは、レーザ光源１２０_Ｘによって供給される光のＸ偏光されたビーム１２２_Ｘを変調し、それによって、変調された光信号１２６_Ｘを生成する。

同様に、ＤＡＣ１１８_３および１１８_４は、デジタル信号１１４_３および１１４_４をアナログ形式に変換して駆動信号Ｉ_ＹおよびＱ_Ｙをそれぞれ生成する。駆動信号Ｉ_ＹおよびＱ_Ｙに基づいて、Ｉ−Ｑ変調器１２４_Ｙは、レーザ光源１２０_Ｙによって供給される光のＹ偏光されたビーム１２２_Ｙを変調し、それによって、変調された光信号１２６_Ｙを生成する。

代替的な実施形態において、レーザ光源１２０_Ｘおよび１２０_Ｙは、（ｉ）Ｘ偏光された光を出力する光スプリッタの出力ポートがＸ偏光されたビーム１２２_Ｘを提供するように構成され、（ｉｉ）Ｙ偏光された光を出力する光スプリッタの出力ポートがＹ偏光されたビーム１２２_Ｙを提供するように構成されるように光スプリッタに結合された単一のレーザ光源によって置き換えられ得る。

偏光ビームコンバイナ１２８は、変調された光信号１２６_Ｘおよび１２６_Ｙを合成して光出力信号１３０を生成する。

光出力信号１３０は、光伝送リンク１４０を介して伝送されているその他の光信号に当技術分野で知られているようにこの信号をアドするように構成された任意選択の光アドドロップマルチプレクサ（ＯＡＤＭ：ａｄｄ−ｄｒｏｐ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）１３６に適用され得る。

リンク１４０は、たとえば、信号の減衰を和らげるために、リンクを通じて伝送されている光信号を増幅するように構成された複数の光増幅器１４４を有する増幅されたリンクであるものとして例示的に示される。唯１つの光増幅器を有するかまたはさらには光増幅器を持たない光リンクも代替的に使用され得ることに留意されたい。リンク１４０の意図された長さを伝播した後、光信号１３０は、光信号１３０’になり、光信号１３０’は、別の任意選択の光アドドロップマルチプレクサ、ＯＡＤＭ１４６によってリンクからドロップされ、処理のために受信機１９０に導かれる。

受信機１９０は、光電気（Ｏ／Ｅ）コンバータ１６０、４つのアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）１６６_１−１６６_４、および光局部発振器（ＯＬＯ）１５６を含むフロントエンド回路１７２を有する。Ｏ／Ｅコンバータ１６０は、（ｉｉ）ＳおよびＲとラベル付けされた２つの入力ポートと、（ｉｉ）１から４とラベル付けされた４つの出力ポートとを有する。入力ポートＳは、光信号１３０’を受信する。入力ポートＲは、ＯＬＯ１５６によって生成された光基準信号１５８を受信する。基準信号１５８は、信号のイントラダインまたはホモダイン検出を可能にするために信号１３０’の光搬送波周波数（波長）に十分に近い光搬送波周波数（波長）を有する。基準信号１５８は、たとえば、出力波長が入力信号１３０’の搬送波波長とほぼ同じである比較的安定した調節可能なレーザを用いて生成され得る。

Ｏ／Ｅコンバータ１６０は、入力信号１３０’と基準信号１５８とを混合して８つの混合光信号（図１に明示的に図示されていない）を生成するように動作する。それから、Ｏ／Ｅコンバータ１６０は、８つの混合光信号を、信号１３０’の２つの直交偏光成分に対応する複素数値を示す４つの電気信号１６２_１−１６２_４に変換する。たとえば、電気信号１６２_１および１６２_２は、それぞれ、信号１３０’のＸ偏光成分に対応するアナログ同相信号およびアナログ直交信号である可能性がある。同様に、電気信号１６２_３および１６２_４は、それぞれ、信号１３０’のＹ偏光成分に対応するアナログ同相信号およびアナログ直交信号である可能性がある。

一実施形態において、Ｏ／Ｅコンバータ１６０は、偏光分岐９０度光ハイブリッド（ＰＤＯＨ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｄｉｖｅｒｓｅ ９０−ｄｅｇｒｅｅ ｏｐｔｉｃａｌ ｈｙｂｒｉｄ）であり、その８つの出力ポートにバランス型フォトディテクタ（ｂａｌａｎｃｅｄ ｐｈｏｔｏ−ｄｅｔｅｃｔｏｒ）が結合されている。さまざまな好適なＰＤＯＨが、たとえば、Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ州ＦｒｅｍｏｎｔのＯｐｔｏｐｌｅｘ ＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎおよびＭａｒｙｌａｎｄ州Ｓｉｌｖｅｒ ＳｐｒｉｎｇのＣｅＬｉｇｈｔ，Ｉｎｃ．から市販されている。システム１００のさまざまな実施形態のＯ／Ｅコンバータ１６０を実装するために使用され得るさまざまなＯ／Ｅコンバータに関するさらなる情報は、たとえば、米国特許出願公開第２０１０／０１５８５２１号および第２０１１／００３８６３１号ならびに（２００９年３月２０日に出願された）国際特許出願第ＰＣＴ／ＵＳ０９／３７７４６号に開示されており、それらの特許出願のすべては、引用によりそれらの全体が本明細書に組み込まれている。

Ｏ／Ｅコンバータ１６０によって生成された電気信号１６２_１−１６２_４のそれぞれは、ＡＤＣ１６６_１−１６６_４のうちの対応する１つでデジタル形式に変換される。任意選択で、電気信号１６２_１−１６２_４のそれぞれは、結果として得られる信号がデジタル形式に変換される前に、対応する増幅器（明示的に図示されていない）において増幅される可能性がある。それから、ＡＤＣ１６６_１−１６６_４によって生成されたデジタル信号１６８_１−１６８_４は、送信機１１０に適用された元の入力ストリーム１０２のデータを再生するためにデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１７０によって適切に処理される。

ＤＳＰ１７０は、デジタル信号１６８_１−１６８_４を復号して元のペイロードデータ１０２を再生するように構成される。特に、ＤＳＰ１７０は、たとえば、図２−９を参照して下でさらに説明されるようにＣＤ補償（ＣＤＣ）処理を実行するように構成される。ＣＤＣ処理に加えて、ＤＳＰ１７０は、（ｉ）信号等化および（ｉｉ）搬送波およびデータ再生（ＣＤＲ：ｃａｒｒｉｅｒ− ａｎｄ ｄａｔａ−ｒｅｃｏｖｅｒｙ）処理などのその他の信号処理を実行するように構成され得る。概して、信号等化は、光伝送リンクにおいて受信される光信号に及ぼされるさまざまなさらなる信号の悪化の悪影響を減らすことを目的とする。そのようなさらなる信号の悪化は、偏光歪み（ＰＤ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）、偏波モード分散（ＰＭＤ）、相加性雑音、およびスペクトル歪みを含む可能性があるがこれらに限定されない。当業者は、これらの信号の悪化が局所的なメカニズムかもしくは分散したメカニズムかのどちらかによって、または両方の種類のメカニズムの組合せによって光リンクで生じる可能性があることを認めるであろう。概して、ＣＤＲ処理は、受信機１９０が比較的低いＢＥＲで送信されたデータを再生することを可能にするために位相雑音および／または局部発振器の位相誤差の悪影響を減らすことを目的とする。本開示のさまざまな実施形態によるＤＳＰ１７０で実施され得るさらなる信号処理の説明は、たとえば、米国特許出願公開第２０１３／０２３０３１２号ならびに米国特許出願第１３／６２８，４１２号（代理人整理参照番号８１１３０３−ＵＳ−ＮＰ、２０１２年９月２７日に出願）および第１３／７２９，４０３号（代理人整理参照番号８１２１７９−ＵＳ−ＮＰ、２０１２年１２月２８日に出願）に見ることができ、それらの特許出願のすべては、引用によりそれらの全体が本明細書に組み込まれている。

図２は、本開示の実施形態によるＤＳＰ１７０（図１）で使用され得るデジタル回路２００のブロック図を示す。デジタル回路２００は、図２においては、（ｉ）デジタル信号１６８_１−１６８_４を受信し、（ｉｉ）再生されたデータストリーム１０２（図１も参照されたい）を生成するように構成されるものとして例示的に示される。代替的な実施形態においては、デジタル信号１６８_１−１６８_４をデジタル回路２００に適用する前にそれらのデジタル信号１６８_１−１６８_４を調整するためにさらなる信号処理モジュールが使用される可能性がある。

理想的には、デジタル信号１６８_１−１６８_２は、それぞれ、光信号１３０の第１の偏光成分（たとえば、Ｘ）のＩおよびＱ成分を表し、デジタル信号１６８_３−１６８_４は、それぞれ、入力信号の第２の偏光成分（たとえば、Ｙ）のＩおよびＱ成分を表す。しかし、概して、光リンクの悪化、受信機の実装の不完全さ、および構成の不正確さが、デジタル信号１６８_１−１６８_４のそれぞれをさまざまな信号の歪みおよび／または（信号１２６_Ｘおよび１２６_Ｙなどの）元の偏光成分の両方からの寄与を有する畳み込まれた信号にする。概して、デジタル回路２００で実施される一連の信号処理は、符号化されたデータが出力データストリーム１０２を生成するために適切に再生され得るようにさまざまな信号の歪みの悪影響を減らし、デジタル信号１６８_１−１６８_４の逆畳み込みをすることを目的とする。

デジタル回路２００は、デジタル信号１６８_１−１６８_４を受信するように構成された信号前処理モジュール２１０を有する。モジュール２１０の１つの機能は、デジタル信号１６８_１−１６８_４を介して受信された信号サンプルを、デジタル回路２００の下流のモジュールで実施される信号処理アルゴリズムに好適な形態に適合させることである可能性がある。たとえば、モジュール２１０は、デジタル信号１６８_１−１６８_４を介して受信された信号サンプルをデジタル信号２１２ａおよび２１２ｂに関する対応する複素数値信号サンプルに変換するように構成され得る。

一実施形態において、モジュール２１０は、フロントエンド回路１７２（図１参照）によって与えられた信号の歪みを減少させるようにやはり構成され得る。前記歪みは、たとえば、Ｏ／Ｅコンバータ１６０のさまざまな電気光構成要素の不正確なバイアス、電力および偏光スプリッタおよび光カプラにおける不完全な信号分割、フォトディテクタのＯ／Ｅ変換の特性の周波数依存性および変動性などによって引き起こされる可能性がある。この目的でモジュール２１０において実施され得る代表的な信号処理方法は、たとえば、米国特許出願公開第２０１２／００５７８６３号に開示されており、その特許出願は、引用によりその全体が本明細書に組み込まれている。

複素数値デジタル信号２１２ａおよび２１２ｂは、それぞれ、ＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂにおけるＣＤＣ処理のためにそれらのＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂに適用され、結果として得られたＣＤＣ処理された信号は、複素数値デジタル信号２２２ａおよび２２２ｂである。本開示のさまざまな実施形態によるＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂの構造および動作に関するさらなる詳細は、下で、図３−９を参照して提供される。ＣＤＣコントローラ２３０は、光伝送リンク１４０によって引き起こされる波長分散の悪影響を大きく減らすかまたは実質的に打ち消すためにＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂ内のさまざまな構成可能な要素を適切に構成する制御信号２３２を生成するように働く。ＣＤＣコントローラ２３０は、デジタル信号２１２ａおよび２１２ｂと、任意選択で、たとえば、図２に示されるようにデジタル回路２００の１つまたは複数の下流のモジュールから受信されるフィードバック信号２６４とに基づいて光伝送リンク１４０の群遅延を推定することによって制御信号２３２を生成する。デジタル回路２００において制御信号２３２を生成するために構成され得る例示的な信号処理方法は、たとえば、米国特許第８，２６０，１５４号、第７，６３６，５２５号、第７，２６６，３１０号に開示されており、それらの特許のすべては、引用によりそれらの全体が本明細書に組み込まれている。

ＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂによって生成されたデジタル信号２２２ａおよび２２２ｂは、２×２ＭＩＭＯ（多入力／多出力）等化器２４０におけるＭＩＭＯ等化処理のためにその２×２ＭＩＭＯ等化器２４０に適用され、結果として得られた等化された信号は、複素数値デジタル信号２４２ａおよび２４２ｂである。一実施形態において、等化器２４０は、（ｉ）偏光多重分離と、（ｉｉ）偏波モード分散（ＰＭＤ）、偏波依存損失（ＰＤＬ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ ｌｏｓｓ）、符号間干渉（ＩＳＩ）、および残留ＣＤなどの特定の信号の悪化の悪影響をさらに減らすことを目的とする信号処理とを実行するように構成されたバタフライ等化器（ｂｕｔｔｅｒｆｌｙ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）である可能性がある。等化器２４０の例示的な実施形態は、たとえば、上で引用された米国特許出願第１３／６２８，４１２号に開示されている。

等化器２４０によって生成されたデジタル信号２４２ａおよび２４２ｂは、それぞれ、搬送波再生モジュール２５０ａおよび２５０ｂに適用される。信号デコーダ２６０と一緒に、搬送波再生モジュール２５０ａおよび２５０ｂは、概して、基準信号１５８の搬送波周波数と光信号１３０’の搬送波周波数との間の周波数の不一致を補償すること、位相雑音の影響を減らすこと、および送信されたデータを再生することを目的とする上述のＣＤＲ処理を実行する。周波数の不一致の補償を実施するために使用され得るさまざまな信号処理技術は、たとえば、米国特許第７，７４７，１７７号および米国特許出願公開第２００８／０１５２３６１号に開示されており、それらの両方は、引用によりそれらの全体が本明細書に組み込まれている。位相誤差の補正を実施するために使用され得る代表的な信号処理技術は、たとえば、上で引用された米国特許出願公開第２０１３／０２３０３１２号に開示されている。

搬送波再生モジュール２５０ａおよび２５０ｂによって生成されたデジタル信号２５２ａおよび２５２ｂは、それぞれ、デコーダ２６０に適用される。デコーダ２６０は、デジタル信号２５２ａおよび２５２ｂによって運ばれた複素数値を用いてそれぞれの受信されたシンボルを有効なコンステレーションに適切にマッピングし、前記マッピングに基づいて対応する符号化されたデータを再生するように構成される。一実施形態において、デコーダ２６０は、光信号１３０のデータの冗長性（もしあれば）に基づいて誤り訂正を実施するデジタル処理を実行する可能性がある。この目的に好適な多くのＦＥＣの方法が、当技術分野で知られている。そのような方法のいくつかの例は、たとえば、米国特許第７，７３４，１９１号、第７，５７４，１４６号、第７，４２４，６５１号、第７，２１２，７４１号、および第６，６８３，８５５号に開示されており、それらの特許のすべては、引用によりそれらの全体が本明細書に組み込まれている。

デコーダ２６０は、デジタル信号２５２ａおよび２５２ｂから再生されたデータをそれぞれデータストリーム２６２ａおよび２６２ｂによって出力する。それから、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２７０が、データストリーム２６２ａおよび２６２ｂを適切に多重化して再生されたデータストリーム１０２を生成する。

図３Ａ−３Ｂは、本開示の実施形態によるＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂ（図２）のうちの１つまたはそれぞれを実装するために使用され得るＣＤＣモジュール３００のブロック図を示す。より詳細には、図３Ａは、ＣＤＣモジュール３００の全体的なブロック図を示す。図３Ｂは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３３２のブロック図を示し、その（ＦＩＲ）フィルタ３３２の複数のインスタンス（コピー）が、たとえば、下でさらに説明されるようにＣＤＣモジュール３００のフィルタバンクで使用される。

図３Ａを参照すると、ＣＤＣモジュール３００は、（ｉ）デジタル信号２１２（たとえば、デジタル信号２１２ａまたは２１２ｂ、図２）を受信し、（ｉｉ）デジタル信号２１２を介して受信された１組のデジタルサンプルをバス３１２上で出力するように構成されたシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）コンバータ３１０を含む。デジタル信号２１２がシリアル化された入力を提供し、周波数ｆ_ｓでクロック制御される場合、Ｓ／Ｐコンバータ３１０は、周波数ｆ_ｃｌｋ＝２ｆ_ｓ／Ｎでクロック制御され、ここで、Ｎは、バス３１２の並列な線の数である。周波数ｆ_ｃｌｋの各クロックサイクルにおいて、Ｓ／Ｐコンバータ３１０は、（ｉ）前のクロックサイクルにおいてデジタル信号２１２を介して受信されたＮ／２個のデジタルサンプルに現在のクロックサイクルにおいてデジタル信号２１２を介して受信されたＮ／２個のデジタルサンプルを付加し、（ｉｉ）高速フーリエ変換（ＦＦＴ）モジュール３２０に転送するために線毎に１つのデジタルサンプルずつバス３１２のＮ本の線にＮ個のデジタルサンプルの結果として得られた組をのせるように構成される。

代替的な実施形態において、デジタル信号２１２は、バス幅Ｎ／２を有するバスで提供される可能性がある。この実施形態において、デジタル信号２１２は、周波数ｆ_ｃｌｋ＝２ｆ_ｓ／Ｎでクロック制御され、Ｓ／Ｐコンバータ３１０は、異なるバス幅、たとえば、デジタル信号２１２を伝える入力バスに関するバス幅Ｎ／２および出力バス３１２に関するバス幅Ｎの２つのバスの間のパラレルパラレルインターフェースとして動作する。

周波数ｆ_ｃｌｋの各クロックサイクルにおいて、ＦＦＴモジュール３２０は、バス３１２で受信されたＮ個のデジタルサンプルの組にフーリエ変換を適用し、それによって、（代替的に「スペクトルサブバンド」と呼ばれる可能性がある）Ｎ個のスペクトルサンプルの組３２２を生成するように構成される。そして、３２２_１および３２２_２とラベル付けされた組３２２の２つのコピーが、それぞれ、「奇数」フィルタバンク３３０_１および「偶数」フィルタバンク３３０_２に適用される。フィルタバンク３３０_１および３３０_２のそれぞれは、Ｎ個のＦＩＲフィルタ３３２を含み、前記ＦＩＲフィルタ３３２のそれぞれは、周波数ｆ_ｃｌｋの各クロックサイクルにおいてＦＦＴモジュール３２０からＮ個のスペクトルサンプルのうちのそれぞれ１つを受信するように構成される。フィルタバンク３３０_１において実行されたフィルタリングの結果は、バス３４４_１に適用されるＮ個のスペクトルサンプルのフィルタリングされた組である。同様に、フィルタバンク３３０_２において実行されたフィルタリングの結果は、バス３４４_２に適用されるＮ個のスペクトルサンプルのフィルタリングされた組である。

図３Ｂを参照すると、ＦＩＲフィルタ３３２は、（ｉ）Ｍ−１個の遅延要素３２８_１−３２８_Ｍ−１、（ｉｉ）Ｍ個の乗算器３３４_１−３３４_Ｍ、および（ｉｉｉ）加算器３３６を含むＭタップＦＩＲフィルタである。ＦＩＲフィルタ３３２は、（ｉ）スペクトルサンプル３２２の第ｉのストリーム３２２_ｉを受信し、（ｉｉ）フィルタリングされたスペクトルサンプルの第ｉのストリーム３３８_ｉを生成するように構成されるものとして例示的に示される。ＦＩＲフィルタ３３２が奇数フィルタバンク３３０_１の一部である場合、ストリーム３３８_ｉは、バス３４４_１の第ｉの線に現れる。ＦＩＲフィルタ３３２が偶数フィルタバンク３３０_２の一部である場合、ストリーム３３８_ｉは、バス３４４_２の第ｉの線に現れる。

遅延要素３２８_１−３２８_Ｍ−１のそれぞれは、時間遅延τを導入するように構成される。一実施形態においては、τ＝Ｔ_ｃｌｋであり、ここで、Ｔ_ｃｌｋ＝１／ｆ_ｃｌｋである。代替的な実施形態においては、τ＝２Ｔ_ｃｌｋである。

乗算器３３４_１−３３４_Ｍのそれぞれは、ストリーム３２２_ｉによって提供されるスペクトルサンプルの対応する遅延されたコピーにそれぞれの係数Ｃ_ｋを掛けるように構成され、ここで、ｋ＝１，２，．．．，Ｍである。係数Ｃ_ｋの値は、たとえば、図４−６を参照して下でさらに説明されるようにＣＤＣコントローラ２３０によって決定され、それから、制御信号２３２（図２参照）を介してフィルタバンク３３０_１および３３０_２のＦＩＲフィルタ３３２に適用され得る。動作中、概して、フィルタバンク３３０_１および３３０_２（図３Ａ）のＦＩＲフィルタ３３２の異なるインスタンス（コピー）は、たとえば、リンク１４０（図１）の分散特性の時間変動を追跡するために経時的に変更され得る係数Ｃ_１−Ｃ_Ｍの異なるそれぞれの組を使用するように構成される。

加算器３３６は、乗算器３３４_１−３３４_Ｍによって生成された出力信号を合計してストリーム３３８_ｉに関するフィルタリングされたスペクトルサンプルを生成するように構成される。一実施形態において、ＦＩＲフィルタ３３２のタップの数（Ｍ）は、２から１２までの間である可能性がある。一部の実施形態においては、それよりもずっと多いタップが同様に使用され得る。

再び図３Ａを参照すると、バス３４４_１および３４４_２が、それぞれ、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）モジュール３５０_１および３５０_２に結合される。周波数ｆ_ｃｌｋの各クロックサイクルにおいて、ＩＦＦＴモジュール３５０_１は、バス３４４_１で受信されたＮ個のフィルタリングされたスペクトルサンプルの組に逆フーリエ変換を適用し、それによって、バス３５２_１のそれぞれの線に現れるＮ個のフィルタリングされた時間領域サンプルの対応する組を生成するように構成される。同様に、ＩＦＦＴモジュール３５０_２は、バス３４４_２で受信されたＮ個のフィルタリングされたスペクトルサンプルの組に逆フーリエ変換を適用し、それによって、バス３５２_２のそれぞれの線に現れるＮ個のフィルタリングされた時間領域サンプルの対応する組を生成するように構成される。

バス３５２_１および３５２_２が、それぞれ、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）コンバータ３６０_１および３６０_２に結合される。周波数ｆ_ｃｌｋの各クロックサイクルにおいて、Ｐ／Ｓコンバータ３６０_１は、たとえば、組の初めからＮ／２個のサンプルを削除することによって、バス３５２_１で受信されたＮ個のフィルタリングされた時間領域サンプルの組をＮ／２個のサンプルへと切り捨てるように構成される。この切り捨ては、Ｓ／Ｐコンバータ３１０において加えられ、前のクロックサイクルに対応するＮ／２個のデジタルサンプルに由来するＮ／２個のフィルタリングされた時間領域サンプルを削除する。残りのＮ／２個のフィルタリングされた時間領域サンプルは、たとえば、バス３５２_１のそれぞれの線から順々に読み出されることによってシリアル化され、それから、クロック周波数ｆ_ｓで出力線３６２_１に出力される。Ｐ／Ｓコンバータ３６０_２は、バス３５２_２で受信されたＮ個のフィルタリングされた時間領域サンプルの組によって同様の動作を実行し、それによって、出力線３６２_２で周波数ｆ_ｓでクロック制御されたフィルタリングされた時間領域サンプルのストリームを生成するように構成される。

周波数ｆ_ｓの各クロックサイクルにおいて、加算器３８０は、出力線３６２_２にＰ／Ｓコンバータ３６０_２によって適用されたフィルタリングされた時間領域サンプルに遅延要素３７０がＮ／４ｆ_ｓの時間遅延を加えた後に、出力線３６２_１および３６０_２にＰ／Ｓコンバータ３６０_１および３６０_２によって出力されたそれぞれのフィルタリングされた時間領域サンプルを合計する。合成された時間領域サンプルの結果として得られるストリームは、複素数値デジタル信号２２２（図２も参照されたい）である。

図４は、本開示の実施形態によるＣＤＣモジュール３００（図３Ａ）で実施される信号処理を図式的に示す。図４の横座標は、横座標で０ＧＨｚの値に対応する光搬送波の周波数に対する周波数を示す。図４の縦軸は、Ｔ_ｃｌｋを単位として群遅延を示す。

直線４０２は、周波数（ｆ）に対する群遅延（Γ_ＣＤ）の典型的な依存性を示す。当技術分野で知られているように、通常、群遅延は、周波数の線形関数である。１組の離散的な値

として表されるとき、群遅延は、たとえば、下のように式（１）を用いて近似され得る。

ここで、ｃ_０は、真空中の光の速度であり、ｆ_０は、光搬送波周波数であり、ＣＤは、群速度分散であり、

は、離散的な周波数ベクトルである。一実施形態においては、ｆ_０≒１９３．１ＴＨｚであり、周波数ベクトル

は式（２）によって表される。

ＣＤＣモジュール３００において実現される信号処理の手法は、以降、それぞれ「奇数分解（ｏｄｄ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）」および「偶数分解（ｅｖｅｎ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）」と呼ばれる式（１）の２つの代替的な式を使用する。ベクトル

の奇数分解は、式（３）によって与えられる。

ここで、

は、

として生成される整数値ベクトルであり、ここで、演算子

は、最も近い整数への丸め（切り上げまたは切り捨てのどちらか）を表し、

は、対応する残りの（Ｔ_ｃｌｋから見て）半端な群遅延からなるベクトルである。図４において、ステップ状の曲線４０４は、式（３）に従って生成された整数値ベクトル

を示し、線４０２によって示される群遅延

に対応する。

ベクトル

の偶数分解は、式（４）によって与えられる。

ここで、

は、

として生成される整数値ベクトルであり、ここで、演算子

は、最も近い整数への切り下げを表し、

は、対応する残りの（Ｔ_ｃｌｋから見て）半端な群遅延からなるベクトルである。図４において、ステップ状の曲線４０６は、式（４）に従って生成され、線４０２によって示される群遅延

に対応するベクトル

を示す。奇数および偶数分解の上記の定義は

という結果となることに留意されたい。

再び図３Ａ−３Ｂを参照すると、一実施形態において、奇数フィルタバンク３３０_１のＦＩＲフィルタ３３２は、下のように構成され得る。第ｉのＦＩＲフィルタ３３２_ｉにおいては、すべてのフィルタ係数Ｃ_１−Ｃ_Ｍ（図３Ｂ参照）が、それらのフィルタ係数のうちの１つを除いてゼロに設定される。非ゼロのフィルタ係数Ｃ_ｋは、式（３）に従って生成された整数値ベクトル

の第ｉの成分の値から導出されるインデックスｋを有する。たとえば、ベクトル

の第ｉの成分がゼロである場合、唯一の非ゼロのフィルタ係数は、乗算器３３４_１に適用される係数Ｃ_１である可能性がある。ベクトル

の第ｉの成分が１である場合、唯一の非ゼロのフィルタ係数は、乗算器３３４_２に適用される係数Ｃ_２である可能性がある。ベクトル

の第ｉの成分が２である場合、唯一の非ゼロのフィルタ係数は、乗算器３３４_３に適用される係数Ｃ_３である可能性があるなどである。奇数フィルタバンク３３０_１のＮ個のＦＩＲフィルタ３３２には合計Ｎ個の非ゼロのフィルタ係数があることに留意されたい。

偶数フィルタバンク３３０_２のＦＩＲフィルタ３３２は、下のように構成され得る。第ｉのＦＩＲフィルタ３３２_ｉにおいては、すべてのフィルタ係数Ｃ_１−Ｃ_Ｍ（図３Ｂ参照）が、それらのフィルタ係数のうちの１つを除いてゼロに設定される。非ゼロのフィルタ係数Ｃ_ｋは、式（４）に従って生成された整数値ベクトル

の第ｉの成分の値から導出されるインデックスｋを有する。たとえば、ベクトル

の第ｉの成分がゼロである場合、唯一の非ゼロのフィルタ係数は、乗算器３３４_１に適用される係数Ｃ_１である可能性がある。ベクトル

の第ｉの成分が１である場合、唯一の非ゼロのフィルタ係数は、乗算器３３４_２に適用される係数Ｃ_２である可能性がある。ベクトル

の第ｉの成分が２である場合、唯一の非ゼロのフィルタ係数は、乗算器３３４_３に適用される係数Ｃ_３である可能性があるなどである。偶数フィルタバンク３３０_２のＮ個のＦＩＲフィルタ３３２には合計Ｎ個の非ゼロのフィルタ係数があることに留意されたい。式（４）のＴ_ｃｌｋ／２の遅延は遅延要素３７０によってＣＤＣモジュール３００において実装されることにも留意されたい。

フィルタバンク３３０_１および３３０_２のＮ個の非ゼロのフィルタ係数がそれぞれベクトル

および

の成分として示される場合、これらのベクトルは、下のように式（５）−（６）によって表され得る。

ここで、シンボル「＊」は、要素単位の乗算を表し、

および

は、それぞれ、フィルタバンク３３０_１および３３０_２の振幅スケーリングプロファイルを定義するベクトルであり、

および

は、式（３）−（４）を参照して上で定義されたベクトルであり、

は、式（２）によって表される周波数ベクトルである。ベクトル

および

は、それぞれ、フィルタバンク３３０_１および３３０_２によって与えられる位相シフトプロファイルを定義することに留意されたい。

図５は、本開示の実施形態によるフィルタバンク３３０_１および３３０_２（図３Ａ）で使用され得る振幅スケーリングプロファイルを図式的に示す。より詳細には、曲線５０２が、ベクトル

（式（５）参照）を図式的に示し、曲線５０４が、ベクトル

（式（６）参照）を図式的に示す。曲線５０２および５０４のそれぞれは、ステップ状の曲線４０４および４０６（図４）のステップに関連する信号の歪みを減らすように位置付けられた複数の三角形の通過帯域に対応する形状を有する。たとえば、曲線５０２の三角形の通過帯域は、（ｉ）三角形の通過帯域の最大が曲線４０４の対応するステップの平坦な部分の中央に置かれ、（ｉｉ）その三角形の通過帯域の端がそのステップから曲線４０４の隣接するステップへの垂直の遷移部と一致するように位置付けられる。同様に、曲線５０４の三角形の通過帯域は、（ｉ）三角形の通過帯域の最大が曲線４０６の対応するステップの平坦な部分の中央に置かれ、（ｉｉ）その三角形の通過帯域の端がそのステップから曲線４０６の隣接するステップへの垂直の遷移部と一致するように位置付けられる。式（７）および（８）は、それぞれ、曲線５０２および５０４に関する数式を与える。

図６は、本開示の代替的な実施形態によるフィルタバンク３３０_１および３３０_２（図３Ａ）で使用され得る振幅スケーリングプロファイルを図式的に示す。より詳細には、曲線６０２が、ベクトル

（式（５）参照）を図式的に示し、曲線６０４が、ベクトル

（式（６）参照）を図式的に示す。曲線６０２および６０４のそれぞれは、ステップ状の曲線４０４および４０６（図４）のステップに関連する信号の歪みを減らすように位置付けられた複数のレイズドコサイン通過帯域に対応する形状を有する。たとえば、曲線６０２のレイズドコサイン通過帯域は、（ｉ）レイズドコサイン通過帯域の最大付近の平坦な部分が曲線４０４の対応するステップの平坦な部分の中央に置かれ、（ｉｉ）そのレイズドコサイン通過帯域の端がそのステップから曲線４０４の隣接するステップへの垂直の遷移部と一致するように位置付けられる。同様に、曲線６０４のレイズドコサイン通過帯域は、（ｉ）レイズドコサイン通過帯域の最大付近の平坦な部分が曲線４０６の対応するステップの平坦な部分の中央に置かれ、（ｉｉ）そのレイズドコサイン通過帯域の端がそのステップから曲線４０６の隣接するステップへの垂直の遷移部と一致するように位置付けられる。

さらなる代替的な実施形態は、ベクトル

および

を実装するためにそれぞれが制御可能なようにして選択されるロールオフ率を有するその他のレイズドコサインフィルタ形状および／または台形フィルタ形状を使用する可能性がある。１未満であるロールオフ率の値は、非ゼロの係数の数を減らす可能性があり、したがって、対応するＡＳＩＣの乗算器の総数を減らすために使用され得る。

図７は、本開示の代替的な実施形態によるＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂ（図２）のうちの１つまたはそれぞれを実装するために使用され得るＣＤＣモジュール７００のブロック図を示す。ＣＤＣモジュール７００は、ＣＤＣモジュール３００（図３Ａ−３Ｂ）と同じ回路要素の多くを使用する。これらの回路要素の説明は、本明細書において繰り返されない。むしろ、ＣＤＣモジュール７００の下の説明は、ＣＤＣモジュール３００と７００との間の違いに焦点を当てる。

ＣＤＣモジュール７００は、ＣＤＣモジュール３００の単一のＳ／Ｐコンバータ３１０と対照的に２つのＳ／Ｐコンバータ３１０（図７においては３１０_１および３１０_２とラベル付けされる）を有する。Ｓ／Ｐコンバータ３１０_１および３１０_２のそれぞれは、デジタル信号２１２のそれぞれのコピーを受信するように構成される。Ｓ／Ｐコンバータ３１０_２によって受信されるデジタル信号２１２のコピーは、Ｓ／Ｐコンバータ３１０_１によって受信されるデジタル信号２１２のコピーに対して遅延時間Ｎ／４ｆ_ｓだけ遅延される。遅延時間は、遅延要素３７０によって与えられ、遅延要素３７０は、図７に示されるように、ＣＤＣモジュール３００のＰ／Ｓコンバータ３６０_２の後のその遅延要素３７０の位置からＣＤＣモジュール７００のＳ／Ｐコンバータ３１０_２の前の位置に移されている。

また、ＣＤＣモジュール７００は、ＣＤＣモジュール３００の単一のＦＦＴモジュール３２０と対照的に２つのＦＦＴモジュール３２０（図７においては３２０_１および３２０_２とラベル付けされる）を有する。ＦＦＴモジュール３２０_１および３２０_２は、図７に示されるように、Ｓ／Ｐコンバータ３１０_１および３１０_２ならびにフィルタバンク３３０_１および３３０_２に結合される。フィルタバンク３３０_１および３３０_２の出力は、加算器７８０を用いて周波数領域において周波数成分同士合計される。ＣＤＣモジュール３００で使用される時間領域加算器３８０は、ＣＤＣモジュール７００においては使用されない。

ＣＤＣモジュール７００は、ＣＤＣモジュール３００の２つのＩＦＦＴモジュール３５０_１および３５０_２と対照的に単一のＩＦＦＴモジュール３５０を有する。また、ＣＤＣモジュール７００は、ＣＤＣモジュール３００の２つのＰ／Ｓコンバータ３６０_１および３６０_２と対照的に単一のＰ／Ｓコンバータ３６０を有する。図７に示されるように、ＣＤＣモジュール７００のＩＦＦＴモジュール３５０は、加算器７８０とＰ／Ｓコンバータ３６０との間に結合される。ＣＤＣモジュール７００のＰ／Ｓコンバータ３６０によって生成される出力は、複素数値デジタル信号２２２（図２および３Ａも参照されたい）である。

図８は、本開示のさらに別の代替的な実施形態によるＣＤＣモジュール２２０ａおよび２２０ｂ（図２）のうちの１つまたはそれぞれを実装するために使用され得るＣＤＣモジュール８００のブロック図を示す。ＣＤＣモジュール８００は、ＣＤＣモジュール３００および７００（図３Ａ−３Ｂおよび７）と同じ回路要素の多くを使用する。これらの回路要素の説明は、本明細書において繰り返されない。むしろ、ＣＤＣモジュール８００の下の説明は、ＣＤＣモジュール８００に固有の特徴に焦点を当てる。

Ｓ／Ｐコンバータ３１０、ＦＦＴモジュール３２０、ならびにフィルタバンク３３０_１および３３０_２を含むＣＤＣモジュール８００のフロント部は、ＣＤＣモジュール３００（図３Ａ参照）のフロント部と同様である。加算器７８０、ＩＦＦＴモジュール３５０、およびＰ／Ｓコンバータ３６０を含むＣＤＣモジュール８００のバック部は、ＣＤＣモジュール７００（図７参照）のバック部と同様である。しかし、ＣＤＣモジュール８００に固有の１つの特徴は、そのＣＤＣモジュール８００が遅延要素３７０を持たないことである。その代わりに、ＣＤＣモジュール８００は、フィルタバンク３３０_１および３３０_２において修正されたフィルタ係数を使用することよって周波数領域でそのＣＤＣモジュール８００の奇数ブランチと偶数ブランチとの間にＮ／４ｆ_ｓ秒またはＮ／４サンプルの差の遅延を加えるように構成される。たとえば、一実施形態において、ＣＤＣモジュール８００のフィルタバンク３３０_１および３３０_２において使用される非ゼロのフィルタ係数を有するベクトル

および

は、下のように表され得る。

周波数領域で上述の差の遅延を導入するフィルタ係数の修正は、たとえば、式（９）−（１０）が式（５）−（６）と比較されるときにより明らかになる。

図９は、本開示の代替的な実施形態によるＣＤＣモジュール３００（図３Ａ）で実施される信号処理を図式的に示す。より詳細には、図９は、図４に示された奇数／偶数分解と異なるベクトル

の代替的な奇数／偶数分解を図式的に示す。

この実施形態において、ベクトル

の奇数分解は、式（１１）によって与えられる。

ここで、

は、

として生成される整数値ベクトルであり、

は、対応する残りの（２Ｔ_ｃｌｋから見て）半端な群遅延からなるベクトルである。図９において、ステップ状の曲線９０４は、式（１１）に従って生成された整数値ベクトル

を示し、線９０２によって示される群遅延

に対応する。

ベクトル

の偶数分解は、式（１２）によって与えられる。

ここで、

は、

として生成される整数値ベクトルであり、ここで、演算子

は、最も近い整数への切り下げを表し、

は、対応する残りの（２Ｔ_ｃｌｋから見て）半端な群遅延からなるベクトルである。図９において、ステップ状の曲線９０６は、式（１２）に従って生成され、線９０２によって示される群遅延

に対応するベクトル

を示す。

図４に示されたベクトル

の奇数／偶数分解を参照して上で与えられた説明に基づいて、当業者は、式（１１）−（１２）によって表され、図９に図式的に示されたベクトル

の奇数／偶数分解に対応するフィルタリングを実現するためにフィルタバンク３３０_１および３３０_２の個々のＦＩＲフィルタ３３２をどのようにして構成すべきかを理解するであろう。

図１−９を参照して上で開示された例示的な実施形態によれば、提供されるのは、光入力信号の複数の電気的なデジタル測定量（たとえば、１６８_１−１６８_４、図１）を生成するために光入力信号（たとえば、１３０’、図１）を光基準信号（たとえば、１５８、図１）と混合するように構成された光電気コンバータ（たとえば、１７２、図１）と、光入力信号に符号化されたデータ（たとえば、１０２、図１）を再生するために複数の電気的なデジタル測定量を処理するように構成されたデジタル回路（たとえば、１７０、図１、２２０、図２）とを含む装置である。デジタル回路は、光入力信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組（たとえば、３２２_１、図３Ａ）のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第１の量子化された遅延（たとえば、

の成分に比例する、式（３）または（１１））を加えて複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンド（たとえば、３４４_１上、図３Ａ）のうちのそれぞれのスペクトルサブバンドを生成するようにそれぞれが構成された第１の複数（たとえば、３３０_１、図３Ａ、７、８）の線形フィルタ（たとえば、３３２、図３Ｂ）を有する第１の信号処理ブランチと、光入力信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組（たとえば、３２２_２、図３Ａ）のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第２の量子化された遅延（たとえば、

の成分に比例する、式（４）または（１２））を加えて複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンド（たとえば、３４４_２のそれぞれの線上、図３Ａ）のうちのそれぞれのスペクトルサブバンドを生成するようにそれぞれが構成された第２の複数（たとえば、３３０_２、図３Ａ、７、８）の線形フィルタ（たとえば、３３２、図３Ｂ）を有する第２の信号処理ブランチとを含む。デジタル回路は、処理されたデジタル信号（たとえば、２２２、図２、３Ａ、７、８）を生成するために第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応するデジタル信号を合成し、処理されたデジタル信号に基づいてデータを再生するように構成される。

上記の装置の一部の実施形態において、第１の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタは、スペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第１の位相シフト（たとえば、式（５）または式（９））を適用するようにさらに構成され、第２の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタは、スペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第２の位相シフト（たとえば、式（６）または式（１０））を適用するようにさらに構成される。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、第１の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタは、それぞれの第１の倍率（たとえば、式（７））を用いてスペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドの振幅をスケーリングするようにさらに構成され、第２の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタは、それぞれの第２の倍率（たとえば、式（８））を用いてスペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドの振幅をスケーリングするようにさらに構成される。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、第１の倍率は、第１のスペクトルの振幅プロファイル（たとえば、５０２、図５、または６０２、図６）を実装するように選択され、第２の倍率は、第１のスペクトルの振幅プロファイルとは異なる第２のスペクトルの振幅プロファイル（たとえば、５０４、図５、または６０４、図６）を実装するように選択される。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、第１のスペクトルの振幅プロファイルは、通過帯域の第１の連なりを含み、第２のスペクトルの振幅プロファイルは、（たとえば、図５または６に示されるように）第１の連なりの振幅の最小が第２の連なりの振幅の最大にスペクトル的に揃えられ、（たとえば、図５または６に示されるように）第２の連なりの振幅の最小が第１の連なりの振幅の最大にスペクトル的に揃えられるように位置付けられた通過帯域の第２の連なりを含む。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、それぞれの第１の量子化された遅延は、スペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに加えられる単一の量子化された遅延であり、それぞれの第２の量子化された遅延は、スペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに加えられる単一の量子化された遅延である。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、複数の電気的なデジタル測定量は、サンプリング周波数ｆ_ｓで生成され、スペクトルサブバンドの第１の組は、Ｎ個のスペクトルサブバンドからなり、それぞれの第１の量子化された遅延のそれぞれは、Ｎ／２ｆ_ｓの整数倍である。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、それぞれの第２の量子化された遅延のそれぞれは、Ｎ／２ｆ_ｓの整数倍であり、スペクトルサブバンドの第２の組は、Ｎ個のスペクトルサブバンドからなる。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、デジタル回路は、処理されたデジタル信号に対する波長分散の影響を線形フィルタに減少させるように構成されたフィルタコントローラ（たとえば、２３０、図２）をさらに含む。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、装置は、光電気コンバータに光入力信号を適用するように構成された光ファイバ（たとえば、１４０、図１）をさらに含み、波長分散の影響は、光ファイバにおける波長分散によって引き起こされる。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態においては、複数のそれぞれの第１の量子化された遅延が、第１のサブセットおよび第２のサブセットを含み、第１のサブセットにおいては、それぞれの第１の量子化された遅延のそれぞれが、それぞれの第２の量子化された遅延の対応する１つよりも大きく、第２のサブセットにおいては、それぞれの第１の量子化された遅延のそれぞれが、それぞれの第２の量子化された遅延の対応する１つに等しい（たとえば、

、図４および９）。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、第１のそれぞれの量子化された遅延のそれぞれは、第２のそれぞれの量子化された遅延の対応する１つよりも正確に１クロックサイクルだけ大きい。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、線形フィルタのそれぞれは、遅延要素（たとえば、３２８_１−３２８_Ｍ−１、図３Ｂ）のそれぞれの連なり、遅延要素のそれぞれの連なりの対応するタップにそれぞれが結合されたそれぞれの複数の乗算器（たとえば、３３４_１−３３４_Ｍ、図３Ｂ）、およびそれぞれの複数の乗算器から受信された複数のデジタル信号を合計するように構成されたそれぞれの加算器（たとえば、３３６、図３）を含む。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、線形フィルタのそれぞれは、それぞれの複数の乗算器の中の単一の乗算器だけが非ゼロのフィルタ係数（たとえば、フィルタ係数Ｃ_１−Ｃ_Ｍのうちの１つ、図３Ｂ）を用いて構成されるように構成される。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、スペクトルサブバンドの第２の組は、スペクトルサブバンドの第１の組のコピーである。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、第１の信号処理ブランチは、複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンドに基づいて時間領域サンプルの第１のシーケンス（たとえば、線３６２_１上、図３Ａ）を生成するように構成された第１の逆フーリエ変換モジュール（たとえば、３５０_１／３６０_１、図３Ａ）を含み、第２の信号処理ブランチは、複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンドに基づいて時間領域サンプルの第２のシーケンス（たとえば、線３６２_２上、図３Ａ）を生成するように構成された第２の逆フーリエ変換モジュール（たとえば、３５０_２／３６０_２、図３Ａ）、および時間領域サンプルの第２のシーケンスの遅延されたコピーを生成するように構成された遅延要素（たとえば、３７０、図３Ａ）を含み、デジタル回路は、時間領域サンプルの第１のシーケンスと時間領域サンプルの第２のシーケンスの遅延されたコピーとを合計することによって処理されたデジタル信号を生成するように構成された加算器（たとえば、３８０、図３Ａ）をさらに含む。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、デジタル回路は、等しい周波数の第１のおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドを合計することによって複数の第３の遅延されたスペクトルサブバンドを生成するように構成された加算器（たとえば、７８０、図８）、ならびに複数の第３の遅延されたスペクトルサブバンドに基づいて処理されたデジタル信号を生成するように構成された逆フーリエ変換モジュール（たとえば、３５０／３６０、図８）をさらに含む。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、第１の信号処理ブランチは、複数の電気的なデジタル測定量から導出された電気入力信号（たとえば、２１２、図７）の第１のコピーに基づいてスペクトルサブバンドの第１の組を生成するように構成された第１のフーリエ変換モジュール（たとえば、３２０_１、図７）を含み、第２の信号処理ブランチは、前記電気入力信号の遅延されたコピーを生成するように構成された遅延要素（たとえば、３７０、図７）と、前記遅延されたコピーに基づいてスペクトルサブバンドの第２の組を生成するように構成された第２のフーリエ変換モジュール（たとえば、３２０_２、図７）とを含む。

上記の装置のいずれかの一部の実施形態において、デジタル回路は、等しい周波数の第１のおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドを合計することによって複数の第３の遅延されたスペクトルサブバンドを生成するように構成された加算器（たとえば、７８０、図７）、ならびに複数の第３の遅延されたスペクトルサブバンドに基づいて処理されたデジタル信号を生成するように構成された逆フーリエ変換モジュール（たとえば、３５０／３６０、図７）をさらに含む。

図１−９を参照して上で開示された別の例示的な実施形態によれば、提供されるのは、受信された光信号（たとえば、１３０’、図１）に対応する群遅延（たとえば、４０２、図４および９）の第１の近似を生成するための手段であって、前記第１の近似が、第１のステップ関数（たとえば、４０４、図４、９０４、図９）に基づき、各ステップが、決まった振幅を有する、生成するための手段と、
群遅延の第２の近似を生成するための手段であって、前記第２の近似が、第２のステップ関数（たとえば、４０６、図４、９０６、図９）に基づき、各ステップが、決まった振幅を有し、前記第２のステップ関数が、第１のステップ関数と異なる、生成するための手段と、複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンド（たとえば、３４４_１上、図３Ａ）のそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組（たとえば、３２２_１、図３Ａ）のそれぞれのスペクトルサブバンドに第１のステップ関数から決定されたそれぞれの第１の量子化された遅延を加える手段と、複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンド（たとえば、３４４_１上、図３Ａ）のそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組（たとえば、３２２_２、図３Ａ）のそれぞれのスペクトルサブバンドに第２のステップ関数から決定されたそれぞれの第２の量子化された遅延を加えるための手段と、処理された電気デジタル信号に対する群遅延に関連する波長分散の影響を少なくとも部分的に補償するようにして処理された電気デジタル信号（たとえば、２２２、図２、３Ａ、７、８）を生成するために、第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応する電気デジタル信号を合成するための手段とを含む装置である。

図１−９を参照して上で開示されたさらに別の例示的な実施形態によれば、提供されるのは、受信された光信号（たとえば、１３０’、図１）に対応する群遅延（たとえば、４０２、図４および９）の第１の近似を生成するステップであって、前記第１の近似が、第１のステップ関数（たとえば、４０４、図４、９０４、図９）に基づき、各ステップが、決まった振幅を有する、生成するステップと、群遅延の第２の近似を生成するステップであって、前記第２の近似が、第２のステップ関数（たとえば、４０６、図４、９０６、図９）に基づき、各ステップが、決まった振幅を有し、前記第２のステップ関数が、第１のステップ関数と異なる、生成するステップと、複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンド（たとえば、３４４_１上、図３Ａ）のそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組（たとえば、３２２_１、図３Ａ）のそれぞれのスペクトルサブバンドに第１のステップ関数から決定されたそれぞれの第１の量子化された遅延を加えるステップと、複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンド（たとえば、３４４_１上、図３Ａ）のそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組（たとえば、３２２_２、図３Ａ）のそれぞれのスペクトルサブバンドに第２のステップ関数から決定されたそれぞれの第２の量子化された遅延を加えるステップと、処理された電気デジタル信号に対する群遅延に関連する波長分散の影響を少なくとも部分的に補償するようにして処理された電気デジタル信号（たとえば、２２２、図２、３Ａ、７、８）を生成するために、第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応する電気デジタル信号を合成するステップとを含む信号処理方法である。

上記の方法の一部の実施形態においては、（たとえば、図４または９に示されたように）第１のステップ関数の隣接するステップの間の遷移部が、第２のステップ関数の対応するステップの平坦な部分の中央とスペクトル的に揃えられ、（たとえば、図４または９に示されたように）第２のステップ関数の隣接するステップの間の遷移部が、第１のステップ関数の対応するステップの平坦な部分の中央とスペクトル的に揃えられる。

本開示は例示的な実施形態の参照を含むが、この説明は、限定的な意味で解釈されるように意図されていない。説明された実施形態のさまざまな修正と、本開示が関連する当業者に明らかである本開示の範囲内のその他の実施形態とは、下の請求項に表される本開示の原理および範囲内にあると見なされる。

一部の実施形態は、単一の集積回路でのあり得る実装を含め、回路に基づくプロセスとして実装され得る。

別途明示的に言及されない限り、それぞれの数値および範囲は、語「約」または「ほぼ」が値または範囲の値の前にあるかのようにおおよその値であるものと解釈されるべきである。

本開示の本質を説明するために説明され、示された部分の詳細、材料、および構成のさまざまな変更が下の請求項に表される本開示の範囲を逸脱することなく当業者によってなされ得ることが、さらに理解されるであろう。

もしあれば、下の方法の請求項の要素は、対応するラベル付けを用いて特定の順序で説明されるが、請求項の説明が、それらの要素の一部またはすべてを実施するための特定の順序を別途示唆しない限り、それらの要素は、その特定の順序で実施されることに限定されるように必ずしも意図されていない。

本明細書における「一実施形態」または「実施形態」との言及は、実施形態に関連して説明された特定の特徴、構造、または特徴が本開示の範囲内の少なくとも１つの実施形態に含まれる可能性があることを意味する。本明細書のさまざまな箇所の語句「一実施形態において」との記載は、必ずしもすべてが同じ実施形態に言及しているわけでなく、別個のまたは代替的な実施形態は、その他の実施形態と必ずしも相互排他的であるわけでない。同じことが、用語「実装」に当てはまる。

さらに、この説明の目的で、用語「結合する」、「結合している」、「結合された」、「接続する」、「接続している」、または「接続された」は、エネルギーが２つ以上の要素の間で運ばれることを可能にされ、必須ではないが、１つまたは複数のさらなる要素の介在が想定される当技術分野で知られているかまたは今後開発される任意の方法に言及する。逆に、用語「直接結合された」、「直接接続された」などは、そのようなさらなる要素がないことを示唆する。

要素および標準に関連して本明細書において使用されるとき、用語、適合性のある は、要素が標準によって完全にまたは部分的に規定された方法でその他の要素と通信し、標準によって規定された方法でその他の要素と通信することが十分に可能であるものとしてその他の要素によって認識されることを意味する。適合性のある要素は、内部的には必ずしも標準によって規定された方法で動作しない。

さまざまな実施形態は、その他の特定の装置および／または方法で実現され得る。説明された実施形態はすべての点において例示的とだけみなされるべきであり、限定的とみなされるべきではない。特に、範囲は、本明細書の説明および図ではなく添付の請求項によって示される。請求項と均等な意味および範囲内に入るすべての変更は、請求項の範囲に包含されるべきである。

「プロセッサ」とラベル付けされたあらゆる機能ブロックを含む、図に示されたさまざまな要素の機能は、専用のハードウェア、および適切なソフトウェアに関連してソフトウェアを実行することができるハードウェアを使用することによって提供され得る。プロセッサによって提供されるとき、機能は、単一の専用プロセッサによって、単一の共有プロセッサによって、または一部が共有される可能性がある複数の個々のプロセッサによって提供され得る。その上、用語「プロセッサ」または「コントローラ」の明示的な使用は、ソフトウェアを実行することができるハードウェアだけを指すと解釈されるべきでなく、限定することなしに、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェアと、ネットワークプロセッサと、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）と、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）と、ソフトウェアを記憶するための読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）と、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）と、不揮発性ストレージとを暗黙的に含む可能性がある。通常のおよび／またはカスタムのその他のハードウェアも、含まれる可能性がある。同様に、図に示されたあらゆるスイッチは、概念的であるに過ぎない。それらの機能は、プログラム論理の演算によって、専用の論理によって、プログラムの制御と専用の論理とのインタラクションによって、またはさらには手動で実行される可能性があり、特定の技術が、状況からより具体的に理解されるように実施者によって選択され得る。

本明細書の任意のブロック図が本開示の原理を具現化する例示的な回路の概念図を示すことは、当業者に理解されるに違いない。同様に、任意のフローチャート、流れ図、状態遷移図、擬似コードなどは、コンピュータ可読媒体内に実質的に表現され、したがって、コンピュータまたはプロセッサによって、そのようなコンピュータまたはプロセッサが明示的に図示されているか否かに関わらず実行され得るさまざまなプロセスを表すことが理解されるであろう。

Claims (10)

1. 光通信のための装置であって、
   光入力信号の複数の電気的なデジタル測定量を生成するために光入力信号を光基準信号と混合するように構成された光電気コンバータと、
   光入力信号に符号化されたデータを再生するために複数の電気的なデジタル測定量を処理するように構成されたデジタル回路とを含み、
   デジタル回路が、
   複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために光入力信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第１の量子化された遅延を加えるようにそれぞれが構成された第１の複数の線形フィルタを有する第１の信号処理ブランチ、および
   複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために光入力信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第２の量子化された遅延を加えるようにそれぞれが構成された第２の複数の線形フィルタを有する第２の信号処理ブランチを含み、
   デジタル回路が、
   処理されたデジタル信号を生成するために第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応するデジタル信号を合成し、
   処理されたデジタル信号に基づいてデータを再生するように構成され、
   複数の電気的なデジタル測定量が、サンプリング周波数ｆ _ｓ で生成され、
   スペクトルサブバンドの第１の組が、Ｎ個のスペクトルサブバンドからなり、
   それぞれの第１の量子化された遅延のそれぞれが、Ｎ／２ｆ _ｓ の整数倍であり、
   それぞれの第２の量子化された遅延のそれぞれが、Ｎ／２ｆ _ｓ の整数倍であり、
   スペクトルサブバンドの第２の組が、Ｎ個のスペクトルサブバンドからなる、装置。
2. 第１の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタが、スペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第１の位相シフトを適用するようにさらに構成され、
   第２の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタが、スペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドにそれぞれの第２の位相シフトを適用するようにさらに構成され、
   第１の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタが、それぞれの第１の倍率を用いてスペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドの振幅をスケーリングするようにさらに構成され、
   第２の複数の線形フィルタの中の各線形フィルタが、それぞれの第２の倍率を用いてスペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドの振幅をスケーリングするようにさらに構成される、請求項１に記載の装置。
3. 第１の倍率が、第１のスペクトルの振幅プロファイルを実装するように選択され、
   第２の倍率が、第１のスペクトルの振幅プロファイルとは異なる第２のスペクトルの振幅プロファイルを実装するように選択され、
   第１のスペクトルの振幅プロファイルが、通過帯域の第１の連なりを含み、
   第２のスペクトルの振幅プロファイルが、
   第１の連なりの振幅の最小が第２の連なりの振幅の最大にスペクトル的に揃えられ、
   第２の連なりの振幅の最小が第１の連なりの振幅の最大にスペクトル的に揃えられるように位置付けられた通過帯域の第２の連なりを含む、請求項２に記載の装置。
4. それぞれの第１の量子化された遅延が、スペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに加えられる単一の量子化された遅延であり、
   それぞれの第２の量子化された遅延が、スペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに加えられる単一の量子化された遅延である、請求項１に記載の装置。
5. デジタル回路が、処理されたデジタル信号に対する波長分散の影響を線形フィルタに減少させるように構成されたフィルタコントローラをさらに含み、
   装置が、光電気コンバータに光入力信号を適用するように構成された光ファイバをさらに含み、波長分散の影響が、光ファイバにおける波長分散によって引き起こされる、請求項１に記載の装置。
6. 複数のそれぞれの第１の量子化された遅延が、第１のサブセットおよび第２のサブセットを含み、
   第１のサブセットにおいて、それぞれの第１の量子化された遅延のそれぞれが、それぞれの第２の量子化された遅延の対応する１つよりも大きく、
   第２のサブセットにおいて、それぞれの第１の量子化された遅延のそれぞれが、それぞれの第２の量子化された遅延の対応する１つに等しい、請求項１に記載の装置。
7. 線形フィルタのそれぞれが、
   遅延要素のそれぞれの連なりと、
   遅延要素のそれぞれの連なりの対応するタップにそれぞれが結合されたそれぞれの複数の乗算器と、
   それぞれの複数の乗算器から受信された複数のデジタル信号を合計するように構成されたそれぞれの加算器とを含み、
   線形フィルタのそれぞれが、それぞれの複数の乗算器の中の単一の乗算器だけが非ゼロのフィルタ係数を用いて構成されるように構成される、請求項１に記載の装置。
8. スペクトルサブバンドの第２の組が、スペクトルサブバンドの第１の組のコピーであり、
   第１の信号処理ブランチが、複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンドに基づいて時間領域サンプルの第１のシーケンスを生成するように構成された第１の逆フーリエ変換モジュールを含み、
   第２の信号処理ブランチが、
   複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンドに基づいて時間領域サンプルの第２のシーケンスを生成するように構成された第２の逆フーリエ変換モジュール、および
   時間領域サンプルの第２のシーケンスの遅延されたコピーを生成するように構成された遅延要素を含み、
   デジタル回路が、時間領域サンプルの第１のシーケンスと時間領域サンプルの第２のシーケンスの遅延されたコピーとを合計することによって処理されたデジタル信号を生成するように構成された加算器をさらに含む、請求項１に記載の装置。
9. 信号処理方法であって、受信された光信号に対応する群遅延の第１の近似を生成するステップであって、前記第１の近似が、第１のステップ関数に基づき、各ステップが、決まった振幅を有する、生成するステップと、
   群遅延の第２の近似を生成するステップであって、前記第２の近似が、第２のステップ関数に基づき、各ステップが、決まった振幅を有し、前記第２のステップ関数が、第１のステップ関数と異なる、生成するステップと、
   複数の第１の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第１の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに第１のステップ関数から決定されたそれぞれの第１の量子化された遅延を加えるステップと、
   複数の第２の遅延されたスペクトルサブバンドのそれぞれ１つを生成するために、受信された光信号に対応するスペクトルサブバンドの第２の組のそれぞれのスペクトルサブバンドに第２のステップ関数から決定されたそれぞれの第２の量子化された遅延を加えるステップと、
   処理された電気デジタル信号に対する群遅延に関連する波長分散の影響を少なくとも部分的に補償するようにして処理された電気デジタル信号を生成するために、第１の遅延されたスペクトルサブバンドおよび第２の遅延されたスペクトルサブバンドに対応する電気デジタル信号を合成するステップとを含む、信号処理方法。
10. 第１のステップ関数の隣接するステップの間の遷移部が、第２のステップ関数の対応するステップの平坦な部分の中央とスペクトル的に揃えられ、
    第２のステップ関数の隣接するステップの間の遷移部が、第１のステップ関数の対応するステップの平坦な部分の中央とスペクトル的に揃えられる、請求項９に記載の方法。
    

Images