KR101819445B1 - 다중브랜치 필터―뱅크 구조를 갖는 색―분산 보상 모듈을 가지는 광학 수신기 - Google Patents

다중브랜치 필터―뱅크 구조를 갖는 색―분산 보상 모듈을 가지는 광학 수신기 Download PDF

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Abstract

비교가능한 구현 복잡도의 종래 기술 디바이스에 의해 제공된 것보다 더 큰 범위의 분산 보상을 제공하도록 구성된 두 개의 병렬 신호-프로세싱 브랜치들을 가진 전자 분산-보상 모듈을 가진 광학 수신기가 개시된다. 일 예시적인 실시예에서, 신호-프로세싱 브랜치들의 각각은 보상될 필요가 있는 그룹 지연의 상이한 각각의 근사에 따라 구성되는 유한-임펄스-응답 필터들의 각각의 뱅크를 포함한다. 필터 뱅크들에 의해 사용된 두 개의 그룹-지연 근사들은, 각각이 각각의 복수의 양자화된 스텝들을 갖는, 상이한 각각의 스텝 함수들에 의존하며, 하나의 스텝 함수에서의 인접한 스텝들 사이에서의 전이들은 다른 스텝 함수에서의 대응하는 스텝들의 편평한 부분들과 스펙트럼 동조된다. 필터 뱅크들은 또한 스텝 함수들에서의 인접한 스텝들 사이에서의 전이들과 연관된 신호 왜곡들을 감소시키도록 설계된 상이한 각각의 주파수-의존적 위상-시프트 및/또는 진폭-스케일링 프로파일들을 적용하도록 구성될 수 있다.

Description

다중브랜치 필터―뱅크 구조를 갖는 색―분산 보상 모듈을 가지는 광학 수신기{OPTICAL RECEIVER HAVING A CHROMATIC-DISPERSION COMPENSATION MODULE WITH A MULTIBRANCH FILTER-BANK STRUCTURE}
관련 출원들에 대한 상호-참조
본 출원은 2013년 5월 31일에 출원되고, "다중브랜치 필터-뱅크 구조를 갖는 색-분산 보상을 가지는 광학 수신기(OPTICAL RECEIVER HAVING A CHROMATIC-DISPERSION COMPENSATION MODULE WITH A MULTIBRANCH FILTER-BANK STRUCTURE)"라는 제목의 미국 가 특허 출원 번호 제61/829,448호로부터의 우선권을 주장한다.
본 개시는 광학 통신 장비에 관한 것이며, 보다 구체적으로, 전적으로는 아니지만, 색-분산(CD) 보상 프로세싱을 수행하도록 구성된 광학 수신기들에 관한 것이다.
이 섹션은 청구된 발명(들)의 보다 양호한 이해를 용이하게 하는 것을 도울 수 있는 양태들을 도입한다. 따라서, 본 섹션의 서술들은 이러한 관점에서 판독될 것이며 종래 기술에 있는 것 또는 종래 기술에 있지 않은 것에 대한 허가들로서 이해되지 않아야 한다.
색 분산(CD)은 광-섬유 송신 시스템들에서의 가장-일반적인 장애들 중 하나이다. 간섭성 송신에서, CD는 예로서 광학 수신기의 백 엔드에 위치된 주문형 반도체(application specific integrated circuit; ASIC)로서 구현된, 디지털 신호 프로세서를 사용하여 보상될 수 있다.
간섭성 광학 수신기들의 설계자들이 해결하려고 시도하는 기술적 문제들 중 하나는 그 안에서 보상될 수 있는 CD의 최대 양을 유지하거나 심지어 증가시키면서 ASIC의 CD-보상 모듈(들)의 복잡도(및 그러므로 그와 연관된 전력 소비)를 감소시키는 것이다.
비교가능한 구현 복잡도의 종래 기술의 디바이스에 의해 제공된 것보다 더 큰 범위의 분산 보상을 제공하도록 구성된 두 개의 병렬 신호-프로세싱 브랜치들을 가진 전자 분산-보상 모듈을 가진 광학 수신기의 다양한 실시예들이 여기에 개시된다. 일 예시적인 실시예에서, 신호-프로세싱 브랜치들의 각각은 보상될 필요가 있는 그룹 지연의 상이한 각각의 근사에 따라 구성되는 유한-임펄스-응답 필터들의 각각의 뱅크를 포함한다. 필터 뱅크들에 의해 사용된 2개의 그룹-지연 근사들은 각각이 각각의 복수의 양자화된 스텝들을 갖는, 상이한 각각의 스텝 함수들에 의존하며, 하나의 스텝 함수에서의 인접한 스텝들 사이에서의 전이는 다른 스텝 함수에서의 대응하는 스텝들의 편평한 부분들과 스펙트럼 동조된다. 필터 뱅크들은 상기 스텝 함수들에서의 인접한 스텝들 사이에서의 전이들과 연관된 신호 왜곡들을 감소시키도록 설계된 상이한 각각의 주파수-의존적 위상-시프트 및/또는 진폭-스케일링 프로파일들을 적용하도록 추가로 구성될 수 있다.
하나의 실시예에 따르면, 장치가 제공되며, 상기 장치는, 광학 입력 신호의 복수의 전기 디지털 측정치들을 생성하기 위해 광학 기준 신호와 상기 광학 입력 신호를 믹싱하도록 구성된 광학-대-전기 변환기; 및 상기 광학 입력 신호에서 인코딩된 데이터를 복구하기 위해 상기 복수의 전기 디지털 측정치들을 프로세싱하도록 구성된 디지털 회로를 포함한다. 상기 디지털 회로는: 각각이 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 광학 입력 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 1 양자화 지연을 적용하도록 구성된, 제 1 복수의 선형 필터들을 가진 제 1 신호-프로세싱 브랜치; 및 각각이 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 광학 입력 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 2 양자화 지연을 적용하도록 구성된, 제 2 복수의 선형 필터들을 가진 제 2 신호-프로세싱 브랜치를 포함한다. 상기 디지털 회로는: 프로세싱된 디지털 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 디지털 신호들을 조합하며; 상기 프로세싱된 디지털 신호에 기초하여 상기 데이터를 복구하도록 구성된다.
또 다른 실시예에 따르면, 신호-프로세싱 방법이 제공되며, 상기 방법은: (A) 수신된 광학 신호에 대응하는 그룹 지연의 제 1 근사치를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 근사치는 제 1 스텝 함수에 기초하며, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 갖는, 상기 제 1 근사치 생성 단계; (B) 상기 그룹 지연의 제 2 근사치를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 근사치는 제 2 스텝 함수에 기초하며, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 갖고, 상기 제 2 스텝 함수는 상기 제 1 스텝 함수와 상이한, 상기 제 2 근사치 생성 단계; (C) 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 1 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 1 양자화 지연을 적용하는 단계; (D) 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 2 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 2 양자화 지연을 적용하는 단계; 및 (E) 프로세싱된 전기 디지털 신호에 대한 그룹 지연과 연관된 색 분산의 효과들을 적어도 부분적으로 보상하는 방식으로 상기 프로세싱된 전기 디지털 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 전기 디지털 신호들을 조합하는 단계를 포함한다.
또 다른 실시예에 따르면, 장치가 제공되며, 상기 장치는: 수신된 광학 신호에 대응하는 그룹 지연의 제 1 근사치를 생성하기 위한 수단으로서, 상기 제 1 근사치는 제 1 스텝 함수에 기초하며, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 갖는, 상기 제 1 근사치를 생성하기 위한 수단; 상기 그룹 지연의 제 2 근사치를 생성하기 위한 수단으로서, 상기 제 1 근사치는 제 2 스텝 함수에 기초하고, 각각의 스텝은 상기 고정된 진폭을 가지며, 상기 제 2 스텝 함수는 상기 제 1 스텝 함수와 상이한, 상기 제 2 근사치를 생성하기 위한 수단; 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 1 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 1 양자화 지연을 적용하기 위한 수단; 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 2 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 2 양자화 지연을 적용하기 위한 수단; 및 프로세싱된 전기 디지털 신호에 대한 상기 그룹 지연과 연관된 색 분산의 효과들을 적어도 부분적으로 보상하는 방식으로 상기 프로세싱된 전기 디지털 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 전기 디지털 신호들을 조합하기 위한 수단을 포함한다.
다양한 개시된 실시예들의 다른 양태들, 특징들, 및 이득들은 예로서, 다음의 상세한 설명 및 첨부한 도면들로부터 보다 완전하게 분명해질 것이다.
도 1은 개시의 다양한 실시예들이 실시될 수 있는 광학 수송 시스템의 블록도.
도 2는 개시의 일 실시예에 따라 도 1의 광학 수송 시스템에서 사용될 수 있는 디지털 회로의 블록도.
도 3a 및 도 3b는 개시의 일 실시예에 따라 도 2의 디지털 회로에서 사용될 수 있는 CD-보상 모듈의 블록도들.
도 4는 개시의 일 실시예에 따라 도 3a 및 도 3b의 CD-보상 모듈에서 구현된 신호 프로세싱을 그래픽으로 도시한 도면.
도 5는 개시의 일 실시예에 따라 도 3a 및 도 3b의 CD-보상 모듈에서 사용될 수 있는 필터링 프로파일들을 그래픽으로 도시한 도면.
도 6은 개시의 일 대안적인 실시예에 따라 도 3a 및 도 3b의 CD-보상 모듈에서 사용될 수 있는 필터링 프로파일들을 그래픽으로 도시한 도면.
도 7은 개시의 일 대안적인 실시예에 따라 도 2의 디지털 회로에서 사용될 수 있는 CD-보상 모듈의 블록도.
도 8은 개시의 또 다른 대안적인 실시예에 따라 도 2의 디지털 회로에서 사용될 수 있는 CD-보상 모듈의 블록도.
도 9는 개시의 일 대안적인 실시예에 따라 도 3a 및 도 3b의 CD-보상 모듈에서 구현된 신호 프로세싱을 그래픽으로 도시한 도면.
도 1은 개시의 다양한 실시예들이 실시될 수 있는 광학 수송 시스템(100)의 블록도를 도시한다. 시스템(100)은 (i) 콘스텔레이션 심볼들을 사용하여 광을 변조하며 (ii) 결과적인 광학 출력 신호(130)를 광학 수송 링크(140)에 인가하도록 구성되는 광학 송신기(110)를 가진다. 시스템(100)은 또한 대응하는 원래 데이터를 복구하기 위해 송신기(110)로부터 광학 수송 링크(140)를 통해 수신된 대응하는 광학 입력 신호(130')를 적절히 프로세싱하도록 구성되는 광학 수신기(190)를 가진다. 광학 수송 링크(140)는 그 중에서도, 색 분산을 포함한 다양한 신호 왜곡들을 도입함으로써 신호(130)를 신호(130')로 변환한다는 것을 주의하자. 송신기(110) 및 수신기(190) 양쪽 모두는 각각 신호(130)를 생성하며 신호(130')를 디코딩하는 프로세스들에서 동일한 선택된 콘스텔레이션에 의존한다.
송신기(110)는 페이로드 데이터의 디지털 (전기) 입력 스트림(102)을 수신하며 그것을 디지털 신호 프로세서(DSP)(112)에 인가한다. DSP(112)는 디지털 신호들(1141 내지 1144)을 생성하기 위해 입력 스트림(102)을 프로세싱한다. 이러한 프로세싱은 예로서, 송신된 데이터에 리던던시를 부가하는, 순방향-에러-정정(FEC) 인코딩, 및 광학 입력 신호(130')가 이러한 사전-보상 프로세싱이 없는 것보다 덜 왜곡되게 하는, 다양한 형태들의 사전-보상 프로세싱을 포함할 수 있다. 각각의 시그널링 간격(또한 광학 심볼에 대응하는 시간 슬롯 또는 심볼 기간으로서 불리우는)에서, 신호들(1141 및 1142)은 X-편광 광을 사용한 송신을 위해 의도된 대응하는 콘스텔레이션 포인트의, 각각 동-위상(I) 성분 및 직교(Q) 성분을 표현하는 디지털 값들을 운반한다. 신호들(1143 및 1144)은 Y-편광 광을 사용한 송신을 위해 의도된 대응하는 콘스텔레이션 포인트의, 각각 I 및 Q 성분들을 표현하는 디지털 값들을 유사하게 운반하며, 여기에서 Y-편광은 X-편광에 직교한다.
송신기(110)의 전기-대-광학(E/O) 변환기(또한 때때로 프론트-엔드 회로로서 불리우는)(116)는 디지털 신호들(1141 내지 1144)은 변조된 광학 출력 신호(130)로 변환한다. 보다 구체적으로, 디지털-대-아날로그 변환기들(DAC들)(1181 및 1182)은 각각 구동 신호들(IX 및 QX)을 생성하기 위해 디지털 신호들(1141 및 1142)을 아날로그 형태로 변환한다. 구동 신호들(IX 및 QX)은 그 후 종래 방식으로, I-Q 변조기(124X)를 구동하기 위해 사용된다. 구동 신호들(IX 및 QX)에 기초하여, I-Q 변조기(124X)는 레이저 소스(120X)에 의해 공급된 광의 X-편광 빔(122X)을 변조하며, 그에 의해 변조된 광학 신호(126X)를 생성한다.
DAC들(1183 및 1184)은 유사하게 각각 구동 신호들(IY 및 QY)을 생성하기 위해 디지털 신호들(1143 및 1144)을 아날로그 형태로 변환한다. 구동 신호들(IY 및 QY에 기초하여, I-Q 변조기(124Y)는 레이저 소스(120Y)에 의해 공급된 광의 Y-편광 빔(122Y)을 변조하며, 그에 의해 변조된 광학 신호(126Y)를 생성한다.
일 대안적인 실시예에서, 레이저 소스들(120X 및 120Y)은 (i) X-편광 광을 출력하는 광학 스플리터의 출력 포트가 X-편광 빔(122X)을 제공하도록 구성되며 (ii) Y-편광 광을 출력하는 광학 스플리터의 출력 포트가 Y-편광 빔(122Y)을 제공하도록 구성되도록 하기 위해 광학 스플리터에 결합된 단일 레이저 소스에 의해 교체될 수 있다.
편광 빔 조합기(128)는 광학 출력 신호(130)를 생성하기 위해 변조된 광학 신호들(126X 및 126Y)을 조합한다.
광학 출력 신호(130)는 이 기술분야에 알려진 바와 같이, 이 신호를 광학 수송 링크(140)를 통해 수송되는 다른 광학 신호들에 부가하도록 구성된 선택적 광학 분기-결합 다중화기(optical add-drop multiplexer; OADM)(136)에 인가될 수 있다.
링크(140)는 링크를 통해 수송되는 광학 신호들을 증폭시키도록, 예로서 신호 감쇄에 대응하도록 구성된 복수의 광학 증폭기들(144)을 가진 증폭된 링크인 것으로 예시적으로 도시된다. 단지 하나의 광학 증폭기들을 갖거나 심지어 갖지 않는 광학 링크가 대안적으로 또한 사용될 수 있다는 것을 주의하자. 의도된 길이의 링크(140)를 전파한 후, 광학 신호(130)는 또 다른 선택적 광학 분기-결합 다중화기(OADM)(146)를 통해 링크로부터 분기되는 광학 신호(130')가 되며, 프로세싱을 위해 수신기(190)로 향해진다.
수신기(190)는 광학-대-전기(O/E) 변환기(160), 4개의 아날로그-대-디지털 변환기들(ADCs)(1661 내지 1664), 및 광학 국소 발진기(OLO)(156)를 포함한 프론트-엔드 회로(172)를 가진다. O/E 변환기(160)는 (i) S 및 R로 라벨링된 두 개의 입력 포트들 및 (ii) 1 내지 4로 라벨링된 4개의 출력 포트들을 가진다. 입력 포트(S)는 광학 신호(130')를 수신한다. 입력 포트(R)는 OLO(156)에 의해 발생된 광학 기준 신호(158)를 수신한다. 기준 신호(158)는 후반 신호의 인트라다인(intradyne) 또는 호모다인(homodyne) 검출을 가능하게 하기 위해 신호(130')의 것에 충분히 가까운 광학-캐리어 주파수(파장)를 가진다. 기준 신호(158)는 예를 들면, 그것의 출력 파장이 입력 신호(130')의 캐리어 파장과 대략 동일한 비교적 안정된 동조가능한 레이저를 사용하여 발생될 수 있다.
O/E 변환기(160)는 8개의 믹싱된 광학 신호들(도 1에 명확하게 도시되지 않음)을 발생시키기 위해 입력 신호(130') 및 기준 신호(158)를 믹싱하도록 동작한다. O/E 변환기(160)는 그 후 8개의 믹싱된 광학 신호들을 신호(130')의 2개의 직교-편광 성분들에 대응하는 복소 값들을 표시하는 4개의 전기 신호들(1621 내지 1624)로 변환한다. 예를 들면, 전기 신호들(1621 및 1622)은 신호(130')의 X-편광 성분에 대응하는, 각각 아날로그 동-위상 신호 및 아날로그 직교 신호일 수 있다. 전기 신호들(1623 및 1624)은 유사하게 신호(130')의 Y-편광 성분에 대응하는, 각각 아날로그 동-위상 신호 및 아날로그 직교 신호일 수 있다.
하나의 실시예에서, O/E 변환기(160)는 그것의 8개의 출력 포트들에 결합된 4개의 밸런싱된 광-검출기들을 가진 편광-다양한 90-도 광학 하이브리드(PDOH)이다. 다양한 적절한 PDOH들은 예로서, 캘리포니아, 프리몬트의 Optoplex Corporation 및 메릴랜드, 실버 스프링의 CeLight, Inc.로부터 상업적으로 이용가능하다. 시스템(100)의 다양한 실시예들에서 O/E 변환기(160)를 구현하기 위해 사용될 수 있는 다양한 O/E 변환기들에 대한 부가적인 정보는 예로서 미국 특허 출원 공개 번호들 제2010/0158521호 및 제2011/0038631호, 및 국제 특허 출원 번호 PCT/US09/37746(2009년 3월 20일에 출원된)에 개시되며, 그 모두는 여기에 전체적으로 참조로서 통합된다.
O/E 변환기(160)에 의해 발생된 전기 신호들(1621 내지 1624)의 각각은 ADC들(1661 내지 1664) 중 대응하는 것에서 디지털 형태로 변환된다. 선택적으로, 전기 신호들(1621 내지 1624)의 각각은 결과 신호가 디지털 형태로 변환되기 전에 대응하는 증폭기(명시적으로 도시되지 않음)에서 증폭될 수 있다. ADC들(1661 내지 1664)에 의해 생성된 디지털 신호들(1681 내지 1684)은 그 후 송신기(110)에 인가된 원래 입력 스트림(102)의 데이터를 복구하기 위해 디지털 신호 프로세서(DSP)(170)에 의해 적절히 프로세싱된다.
DSP(170)는 원래 페이로드 데이터(102)를 복구하기 위해 디지털 신호들(1681 내지 1684)을 디코딩하도록 구성된다. 특히, DSP(170)는 예로서, 도 2 내지 도 9를 참조하여 이하에 추가로 설명되는 바와 같이, CD-보상(CDC) 프로세싱을 수행하도록 구성된다. CDC 프로세싱 외에, DSP(170)는 (i) 신호 등화 및 (ii) 캐리어- 및 데이터-복구(CDR) 프로세싱과 같은, 다른 신호 프로세싱을 수행하도록 구성될 수 있다. 신호 등화는 일반적으로 광학 수송 링크에서 수신된 광학 신호로 부여된 다양한 부가적인 신호 장애들의 해로운 효과들을 감소시키는 것에 관한 것이다. 이러한 부가적인 신호 손상들은, 이에 제한되지 않지만 편광 왜곡(PD), 편광-모드 분산(PMD), 부가 잡음, 및 스펙트럼 왜곡을 포함할 수 있다. 당업자는 이들 신호 장애들이 국소화된 또는 분배된 메커니즘들을 통해, 또는 양쪽 유형들의 메커니즘들 모두의 조합을 통해 광학 링크에서 누적될 수 있음을 이해할 것이다. CDR 프로세싱은 일반적으로 수신기(190)가 비교적 낮은 BER을 갖고 송신된 데이터를 복구할 수 있게 하기 위해 위상 잡음 및/또는 국소-발진기 위상 에러의 해로운 효과들을 감소시키는 것에 관한 것이다. 개시의 다양한 실시예들에 따라 DSP(170)에서 구현될 수 있는 부가적인 신호 프로세싱의 설명은 예로서 미국 특허 출원 공개 번호 제2013/0230312 및 미국 특허 출원 일련 번호 제13/628,412호(2012년 9월 27일에 출원된, 대리인 문서 참조 번호 811303-US-NP) 및 제13/729,403호(2012년 12월 28일에 출원된, 대리인 문서 참조 번호 812179-US-NP)에서 발견될 수 있으며, 그 모두는 여기에 전체적으로 참조로서 통합된다.
도 2는 개시의 일 실시예에 따라 DSP(170)(도 1)에서 사용될 수 있는 디지털 회로(200)의 블록도를 도시한다. 디지털 회로(200)는 (i) 디지털 신호들(1681 내지 1684)을 수신하며 (ii) 복구된 데이터 스트림(102)(또한 도 1 참조)을 생성하도록 구성되는 것으로서 도 2에 예시적으로 도시된다. 대안적인 실시예들에서, 부가적인 신호 프로세싱 모듈들은 예로서, 디지털 회로(200)로의 그것들의 인가 이전에 디지털 신호들(1681 내지 1684)을 조절하기 위해 사용될 수 있다.
이상적으로, 디지털 신호들(1681 및 1682)은 광학 신호(130)의 제 1 편광 성분(예로서, X)의 각각 I 및 Q 성분들을 나타내며, 디지털 신호들(1683 및 1684)은 상기 입력 신호의 제 2 편광 성분(예로서, Y)의 각각 I 및 Q 성분들을 나타낸다. 그러나, 광-링크 장애들, 수신기-구현 결함들, 및 구성 부정확도들은 일반적으로 디지털 신호들(1681 내지 1684)의 각각이 원래 편광 성분들(신호들(126X 및 126Y)과 같은)의 양쪽 모두로부터의 다양한 신호 왜곡들 및/또는 기여들을 가진 컨볼루션된 신호이게 한다. 디지털 회로(200)에서 구현된 신호 프로세싱의 트레인은 일반적으로 인코딩된 데이터가 출력 데이터 스트림(102)을 생성하기 위해 적절히 복구될 수 있도록 다양한 신호 왜곡들의 역효과들을 감소시키며 디지털 신호들(1681 내지 1684)을 디-컨볼루션하는 것에 관한 것이다.
디지털 회로(200)는 디지털 신호들(1681 내지 1684)을 수신하도록 구성된 신호-전-처리 모듈(210)을 가진다. 모듈(210)의 하나의 기능은 디지털 회로(200)의 다운스트림 모듈들에 구현된 신호-프로세싱 알고리즘들에 적합한 형태로 디지털 신호들(1681 내지 1684)을 통해 수신된 신호 샘플들을 적응시키는 것일 수 있다. 예를 들면, 모듈(210)은 디지털 신호들(1681 내지 1684)을 통해 수신된 신호 샘플들로 디지털 신호들(212a 및 212b)에 대한 대응하는 복소-값 신호 샘플들로 변환하도록 구성될 수 있다.
하나의 실시예에서, 모듈(210)은 또한 프론트-엔드 회로(172)(도 1 참조)에 의해 도입된 신호 왜곡들을 감소시키도록 구성될 수 있다. 상기 왜곡들은 예를 들면, O/E 변환기(160)에서 다양한 전기-광학 성분들의 부정확한 바이어싱, 전력 및 편광학 스플리터들 및 광 결합기들에서의 불완전한 신호 분리, 광-검출기들의 O/E 변환 특성들의 주파수 의존성 및 가변성 등에 의해 야기될 수 있다. 이러한 목적을 위해 모듈(210)에서 구현될 수 있는 대표적인 신호-프로세싱 방법들은 예를 들면, 여기에 전체적으로 참조로서 통합되는, 공동 소유된 미국 특허 출원 공개 번호 제2012/0057863호에 개시된다.
복소-값 디지털 신호들(212a 및 212b)은 그 안에서의 CDC 프로세싱을 위해, 각각 CDC 모듈들(220a 및 220b)에 인가되며, 결과적인 CDC-프로세싱된 신호들은 복소-값 디지털 신호들(222a 및 222b)이다. 개시의 다양한 실시예들에 따른 CDC 모듈들(220a 및 220b)의 구조 및 동작에 대한 부가적인 상세들이 도 3 내지 도 9를 참조하여 이하에 제공된다. CDC 제어기(230)는 광학 수송 링크(140)에 의해 야기된 색 분산의 유해 효과들을 상당히 감소시키거나 실질적으로 소거하기 위해 CDC 모듈들(220a 및 220b) 내에서 다양한 구성가능한 요소들을 적절히 구성하는 제어 신호(232)를 발생시키도록 작용한다. CDC 제어기(230)는 예로서, 도 2에 표시된 바와 같이, 디지털 신호들(212a 및 212b), 및 선택적으로 디지털 회로(200)의 하나 이상의 다운스트림 모듈들로부터 수신된 피드백 신호(264)에 기초하여 광학 수송 링크(140)에서 그룹 지연을 추정함으로써 제어 신호(232)를 발생시킨다. 디지털 회로(200)에서 제어 신호(232)를 발생시키기 위해 적응될 수 있는 예시적인 신호-프로세싱 방법들은 예를 들면, 미국 특허 번호들 제8,260,154호, 제7,636,525호, 제7,266,310호에 개시되며, 그 모두는 여기에 전체적으로 참조로서 통합된다.
CDC 모듈들(220a 및 220b)에 의해 발생된 디지털 신호들(222a 및 222b)은 MIMO-등화 프로세싱을 위해 2×2 MIMO(다중-입력/다중-출력) 등화기(240)에 인가되며, 결과적인 등화된 신호들은 복소-값 디지털 신호들(242a 및 242b)이다. 하나의 실시예에서, 등화기(240)는 (i) 편광 역-다중화 및 (ii) 편광-모드 분산(PMD), 편광-의존적 손실(PDL), 심볼-간 간섭(ISI), 및 잔여 CD와 같은, 특정한 신호 장애들의 역 효과들을 추가로 감소시키는 것에 관한 신호 프로세싱을 수행하도록 구성된 버터플라이 등화기일 수 있다. 등화기(240)의 일 예시적인 실시예는 예로서 상기-인용된 미국 특허 출원 일련 번호 제13/628,412호에 개시된다.
등화기(240)에 의해 발생된 디지털 신호들(242a 및 242b)은 각각 캐리어-복구 모듈들(250a 및 250b)에 인가된다. 신호 디코더(260)와 함께, 캐리어-복구 모듈들(250a 및 250b)은 상기-언급된 CDR 프로세싱을 실행하며, 이것은 일반적으로 기준 신호(158) 및 광학 신호(130')의 캐리어 주파수들 사이에서의 주파수 불일치를 보상하고, 위상 잡음의 효과들을 감소시키며, 송신된 데이터를 복구하는 것에 관한 것이다. 주파수-불일치 보상을 구현하기 위해 사용될 수 있는 다양한 신호-프로세싱 기술들이 예로서, 미국 특허 번호 제7,747,177호 및 미국 특허 출원 공개 번호 제2008/0152361호에 개시되며, 그 양쪽 모두는 여기에 전체적으로 참조로서 통합된다. 위상-에러 정정을 구현하기 위해 사용될 수 있는 대표적인 신호-프로세싱 기술들은 예로서, 상기-인용된 미국 특허 출원 공개 번호 제2013/0230312호에 개시된다.
각각 캐리어-복구 모듈들(250a 및 250b)에 의해 발생된 디지털 신호들(252a 및 252b)은 디코더(260)에 인가된다. 디코더(260)는 각각의 수신된 심볼을 동작적인 콘스텔레이션에 적절히 매핑시키기 위해 디지털 신호들(252a 및 252b)에 의해 운반된 복소 값들을 사용하며, 상기 매핑에 기초하여, 대응하는 인코딩된 데이터를 복구하도록 구성된다. 하나의 실시예에서, 디코더(260)는 광학 신호(130)에서의 데이터 리던던시들(만약에 있다면)에 기초하여 에러 정정을 구현하는 디지털 프로세싱을 수행할 수 있다. 이러한 목적에 적합한 많은 FEC 방법들이 이 기술분야에 알려져 있다. 이러한 방법들의 여러 예들이 예로서 미국 특허 번호들 제7,734,191호, 제7,574,146호, 제7,424,651호, 제7,212,741호, 및 제6,683,855호에 개시되며, 그 모두는 여기에 전체적으로 참조로서 통합된다.
디코더(260)는 각각 데이터 스트림들(262a 및 262b)을 통해 디지털 신호들(252a 및 252b)로부터 복구된 데이터를 출력한다. 다중화기(MUX)(270)는 그 후 복구된 데이터 스트림(102)을 발생시키기 위해 데이터 스트림들(262a 및 262b)을 적절히 다중화한다.
도 3a 및 도 3b는 개시의 일 실시예에 따라 CDC 모듈들(220a 및 220b)(도 2) 중 하나 또는 각각을 구현하기 위해 사용될 수 있는 CDC 모듈(300)의 블록도들을 도시한다. 보다 구체적으로, 도 3a는 CDC 모듈(300)의 전체 블록도를 도시한다. 도 3b는 유한-임펄스-응답(FIR) 필터(332)의 블록도를 도시하며, 그것의 다수의 인스턴스들(카피(copy)들)은 예로서, 이하에 추가로 설명되는 바와 같이, CDC 모듈(300)의 필터 뱅크들에서 사용된다.
도 3a를 참조하면, CDC 모듈(300)은 (i) 디지털 신호(212)(예로서, 도 2, 디지털 신호(212a 또는 212b))를 수신하며 (ii) 버스(312) 상에서, 디지털 신호(212)를 통해 수신된 디지털 샘플들의 세트를 출력하도록 구성된 직렬-대-병렬(S/P) 변환기(310)를 포함한다. 디지털 신호(212)가 직렬화된 입력을 제공하며 주파수(fs)에서 클로킹된다면, S/P 변환기(310)는 주파수(fclk=2fs/N)에서 클로킹되며, 여기에서 N은 버스(312)에서 병렬 라인들의 수이다. 주파수(fclk)의 각각의 클록 사이클에서, S/P 변환기(310)는 (i) 이전 클록 사이클에서 디지털 신호(212)를 통해 수신된 N/2 디지털 샘플들에 현재 클록 사이클에서 디지털 신호(212)를 통해 수신된 N/2 디지털 샘플들을 덧붙이며 (ii) 고속-푸리에-변환(FFT) 모듈(320)로의 전달을 위해, 라인당 하나의 디지털 샘플로, 버스(312)의 N개의 라인들 상에 N개의 디지털 샘플들의 결과적인 세트를 배치하도록 구성된다.
일 대안적인 실시예에서, 디지털 신호(212)는 N/2의 버스폭을 가진 버스 상에 제공될 수 있다. 이 실시예에서, 디지털 신호(212)는 주파수(fclk=2fs/N)에서 클로킹되며, S/P 변환기(310)는 상이한 버스폭들, 예로서 디지털 신호(212)를 전달하는 입력 버스에 대한 N/2의 버스폭 및 출력 버스(312)에 대한 N의 버스폭의 두 개의 버스들 사이에서의 병렬-대-병렬 인터페이스로서 동작한다.
주파수(fclk)의 각각의 클록 사이클에서, FFT 모듈(320)은 버스(312) 상에서 수신된 N개의 디지털 샘플들의 세트에 푸리에 변환을 적용하도록 구성되며, 그에 의해 N개의 스펙트럼 샘플들(대안적으로, "스펙트럼 서브-대역들"로서 불리울 수 있는)의 세트(322)를 발생시킨다. 3221 및 3222로 라벨링된, 세트(322)의 두 개의 카피들은 그 후 각각 "홀수" 필터 뱅크(3301) 및 "짝수" 필터 뱅크(3302)에 적용된다. 필터 뱅크들(3301 및 3302)의 각각은 N개의 FIR 필터들(332)을 포함하며, 상기 FIR 필터들(332)의 각각은 주파수(fclk)의 각각의 클록 사이클에서 FFT 모듈(320)로부터 N개의 스펙트럼 샘플들의 각각의 것을 수신하도록 구성된다. 필터 뱅크(3301)에서 수행된 필터링의 결과는 버스(3441)에 적용되는 N개의 스펙트럼 샘플들의 필터링된 세트이다. 유사하게, 필터 뱅크(3302)에서 수행된 필터링의 결과는 버스(3442)에 적용되는 N개의 스펙트럼 샘플들의 필터링된 세트이다.
도 3b를 참조하면, FIR 필터(332)는 (i) M-1 지연 요소들(3281 내지 328M-1); (ii) M개의 곱셈기들(3341 내지 334M); 및 (iii) 가산기(336)를 포함한 M-탭 FIR 필터이다. FIR 필터(332)는 (i) 스펙트럼 샘플들(322)의 제 i 스트림(322i)을 수신하며 (ii) 필터링된 스펙트럼 샘플들의 제 i 스트림(338i)을 발생시키도록 구성되는 것으로서 예시적으로 도시된다. FIR 필터(332)가 홀수 필터 뱅크(3301)의 부분이면, 스트림(338i)은 버스(3441)의 제 i 라인 상에 나타난다. FIR 필터(332)가 짝수 필터 뱅크(3302)의 부분이면, 스트림(338i)은 버스(3442)의 제 i 라인 상에 나타난다.
지연 요소들(3281 내지 328M-1)의 각각은 시간 지연(τ)을 도입하도록 구성된다. 하나의 실시예에서, τ=Tclk이며, 여기에서 Tclk=1/fclk이다. 일 대안적인 실시예에서, τ=2Tclk이다.
곱셈기들(3341 내지 334M)의 각각은 각각의 계수(Ck)로 스트림(322i)에 의해 제공된 스펙트럼 샘플의 대응하는 지연 카피를 곱하도록 구성되며, 여기에서 k=1, 2, ..., M이다. 계수들(Ck)의 값들은 예로서, 도 4 내지 도 6을 참조하여 이하에 추가로 설명되는 바와 같이, CDC 제어기(230)에 의해 결정될 수 있으며, 그 후 제어 신호(232)(도 2 참조)를 통해 필터 뱅크들(3301 및 3302)에서 FIR 필터들(332)에 적용된다. 동작 시, 필터 뱅크들(3301 및 3302)(도 3a)에서 FIR 필터(332)의 상이한 인스턴스들(카피들)은 통상적으로 예로서, 링크(140)(도 1)의 분산 특성들에서의 시간 변화들을 추적하기 위해, 시간에 따라 변경될 수 있는 계수들(C1 내지 CM)의 상이한 각각의 세트들을 사용하도록 구성된다.
가산기(336)는 스트림(338i)에 대한 필터링된 스펙트럼 샘플들을 발생시키기 위해 곱셈기들(3341 내지 334M)에 의해 발생된 출력 신호들을 합산하도록 구성된다. 하나의 실시예에서, FIR 필터(332)에서 탭들의 수(M)는 2 및 12 사이에 있을 수 있다. 일부 실시예들에서, 상당히 더 큰 수의 탭들이 유사하게 사용될 수 있다.
도 3a를 다시 참조하면, 버스들(3441 및 3442)은 각각 역 FFT(IFFT) 모듈들(3501 및 3502)에 결합된다. 주파수(fclk)의 각각의 클록 사이클에서, IFFT 모듈(3501)은 버스(3441) 상에서 수신된 N개의 필터링된 스펙트럼 샘플들의 세트에 역 푸리에 변환을 적용하도록 구성되며, 그에 의해 버스(3521)의 각각의 라인들 상에 나타나는, N개의 필터링된 시간-도메인 샘플들의 대응하는 세트를 발생시킨다. IFFT 모듈(3502)은 유사하게 버스(3442) 상에서 수신된 N개의 필터링된 스펙트럼 샘플들의 세트에 역 푸리에 변환을 적용하도록 구성되며, 그에 의해 버스(3522)의 각각의 라인들 상에 나타나는, N개의 필터링된 시간-도메인 샘플들의 대응하는 세트를 발생시킨다.
버스들(3521 및 3522)은 각각 병렬-대-직렬(P/S) 변환기들(3601 및 3602)에 결합된다. 주파수(fclk)의 각각의 클록 사이클에서, P/S 변환기(3601)는 예로서, 세트의 시작으로부터 N/2 샘플들을 제거함으로써, N/2 샘플들의 아래로 버스(3521) 상에서 수신된 N개의 필터링된 시간-도메인 샘플들의 세트를 절단하도록 구성된다. 이러한 절단은 S/P 변환기(310)에서 부가된 N/2 디지털 샘플들에서 비롯되며 이전 클록 사이클에 대응하는 N/2 필터링된 시간-도메인 샘플들을 제거한다. 나머지 N/2 필터링된 시간-도메인 샘플들은 예를 들면, 버스(3521)의 각각의 라인들로부터 연속적인 순서로 독출됨으로써 직렬화되며 그 후 클록 주파수(fs)에서 출력 라인(3621) 상에서 출력된다. P/S 변환기(3602)는 버스(3522) 상에서 수신된 N개의 필터링된 시간-도메인 샘플들의 세트를 갖고 유사한 동작들을 수행하도록 구성되며, 그에 의해 출력 라인(3622) 상에서 주파수(fs)에서 클로킹된 필터링된 시간-도메인 샘플들의 스트림을 발생시킨다.
주파수(fs)의 각각의 클록 사이클에서, 가산기(380)는 지연 요소(370)가 P/S 변환기(3602)에 의해 출력 라인(3622)에 적용된 필터링된 시간-도메인 샘플들에 N/4fs의 시간 지연을 적용한 후 출력 라인들(3621 및 3622) 상에서 P/S 변환기들(3601 및 3602)에 의해 출력된 각각의 필터링된 시간-도메인 샘플들을 합산한다. 조합된 시간-도메인 샘플들의 결과적인 스트림은 복소-값 디지털 신호(222)(또한 도 2 참조)이다.
도 4는 개시의 일 실시예에 따라 CDC 모듈(300)(도 3a)에 구현된 신호 프로세싱을 그래픽으로 도시한다. 도 4에서의 가로 좌표는 가로 좌표상에서 0 GHz의 값에 대응하는, 광학 캐리어 파의 주파수에 대한 주파수를 도시한다. 도 4에서의 세로 좌표는 Tclk의 유닛들로 그룹 지연을 도시한다.
직선(402)은 주파수(f) 상에서 그룹 지연(ГCD)의 통상적인 의존성을 도시한다. 이 기술분야에 알려진 바와 같이, 그룹 지연은 통상적으로 주파수의 선형 함수이다. 이산 값들의 세트(
Figure 112015115943047-pct00001
)로서 표현될 때, 그룹 지연은 예로서 다음과 같이 식(1)을 사용하여 근사될 수 있다:
Figure 112015115943047-pct00002
(1)
여기에서 c0은 진공에서 광의 속도이고; f0은 광학 캐리어 주파수이고; CD는 그룹-속도 분산이며;
Figure 112015115943047-pct00003
는 이산 주파수 벡터이다. 하나의 실시예에서,
Figure 112015115943047-pct00004
이며, 주파수 벡터(
Figure 112015115943047-pct00005
)는 식(2)에 의해 표현된다:
Figure 112015115943047-pct00006
(2)
CDC 모듈(300)에서 실현된 신호-프로세싱 접근법은 식(1)의 두 개의 대안적인 표현들을 사용하며, 이것은 이후 각각 "홀수 분해" 및 "짝수 분해"로서 불리운다. 벡터(
Figure 112015115943047-pct00007
)의 홀수 분해는 식(3)에 의해 주어진다:
Figure 112015115943047-pct00008
(3)
여기에서
Figure 112015115943047-pct00009
은
Figure 112015115943047-pct00010
로서 생성된 정수-값 벡터이며, 여기에서 연산자(
Figure 112015115943047-pct00011
)는 가장 가까운 정수로의 반올림(위 또는 아래)을 나타내며;
Figure 112015115943047-pct00012
은 대응하는 잔여 단편(Tclk에 대하여) 그룹 지연들로 이루어진 벡터이다. 도 4에서, 계단식 곡선(404)은 식(3)에 따라 생성되며 라인(402)에 의해 도시된 그룹 지연(
Figure 112015115943047-pct00013
)에 대응하는 정수-값 벡터(
Figure 112015115943047-pct00014
)를 도시한다.
벡터(
Figure 112015115943047-pct00015
)의 짝수 분해는 식(4)에 의해 주어진다:
Figure 112015115943047-pct00016
(4)
여기에서
Figure 112015115943047-pct00017
은
Figure 112015115943047-pct00018
로서 생성된 정수-값 벡터이며, 여기에서 연산자(
Figure 112015115943047-pct00019
)는 가장 가까운 정수를 향해 잘라 버림을 표시하며;
Figure 112015115943047-pct00020
은 대응하는 잔여 단편(Tclk에 대하여) 그룹 지연들로 이루어진 벡터이다. 도 4에서, 계단식 곡선(406)은 식(4)에 따라 생성되며 라인(402)에 의해 도시된 그룹 지연(
Figure 112015115943047-pct00021
)에 대응하는 벡터(
Figure 112015115943047-pct00022
)를 도시한다. 홀수 및 짝수 분해의 상기 정의는
Figure 112015115943047-pct00023
를 야기한다는 것을 주의하자.
다시 도 3a 및 도 3b를 참조하면, 하나의 실시예에서, 홀수 필터 뱅크(3301)에서 FIR 필터들(332)은 다음과 같이 구성될 수 있다. 제 i FIR 필터(332i)에서, 모든 필터 계수들(C1 내지 CM)(도 3b 참조)은, 이들 필터 계수들 중 하나를 제외하고, 0으로 설정된다. 비-제로 필터 계수(Ck)는 식(3)에 따라 생성된 정수-값 벡터(
Figure 112015115943047-pct00024
)의 제 i 성분의 값으로부터 도출되는 인덱스(k)를 가진다. 예를 들면, 벡터(
Figure 112015115943047-pct00025
)의 제 i 성분이 0이면, 단지 비-제로 필터 계수만이 계수(C1)일 수 있으며, 이것은 곱셈기(3341)에 적용된다. 벡터(
Figure 112015115943047-pct00026
)의 제 i 성분이 1이면, 단지 비-제로 필터 계수만이 계수(C2)일 수 있으며, 이것은 곱셈기(3342)에 적용된다. 벡터(
Figure 112015115943047-pct00027
)의 제 i 성분이 2이면, 단지 비-제로 필터 계수만이 계수(C3)일 수 있으며, 이것은 곱셈기(3343) 등에 적용된다. 홀수 필터 뱅크(3301)의 N개의 FIR 필터들(332)에서 총 N개의 비-제로 필터 계수들이 있다는 것을 주의하자.
짝수 필터 뱅크(3302)에서 FIR 필터들(332)은 다음과 같이 구성될 수 있다. 제 i FIR 필터(332i)에서, 모든 필터 계수들(C1 내지 CM)(도 3b 참조)이 이들 필터 계수들 중 하나를 제외하고, 0으로 설정된다. 비-제로 필터 계수(Ck)는 식(4)에 따라 생성된 정수-값 벡터(
Figure 112015115943047-pct00028
)의 제 i 성분의 값으로부터 도출되는 인덱스(k)를 가진다. 예를 들면, 벡터(
Figure 112015115943047-pct00029
)의 제 i 성분이 0이면, 단지 비-제로 필터 계수만이 계수(C1)일 수 있으며, 이것은 곱셈기(3341)에 적용된다. 벡터(
Figure 112015115943047-pct00030
)의 제 i 성분이 1이면, 단지 비-제로 필터 계수만이 계수(C2)일 수 있으며, 이것은 곱셈기(3342)에 적용된다. 벡터(
Figure 112015115943047-pct00031
)의 제 i 성분이 2이면, 단지 비-제로 필터 계수만이 계수(C3)일 수 있으며, 이것은 곱셈기(3343) 등에 적용된다. 짝수 필터 뱅크(3302)의 N개의 FIR 필터들(332)에서 총 N개의 비-제로 필터 계수들이 있다는 것을 주의하자. 또한 식(4)에서의 Tclk/2의 지연은 지연 요소(370)에 의해 CDC 모듈(300)에서 구현된다는 것을 주의하자.
필터 뱅크들(3301 및 3302)의 N개의 비-제로 필터 계수들이 각각 벡터들(
Figure 112015115943047-pct00032
및
Figure 112015115943047-pct00033
)의 성분들로서 제공된다면, 이들 벡터들은 다음과 같이 식(5) 및 식(6)에 의해 표현될 수 있다:
Figure 112015115943047-pct00034
(5)
Figure 112015115943047-pct00035
(6)
여기에서 심볼("*")은 요소-단위 곱셈을 나타내고;
Figure 112015115943047-pct00036
및
Figure 112015115943047-pct00037
은 각각 필터 뱅크들(3301 및 3302)의 진폭-스케일링 프로파일들을 정의하는 벡터들이고;
Figure 112015115943047-pct00038
및
Figure 112015115943047-pct00039
은 식(3) 및 식(4)를 참조하여 상기 정의되어 온 벡터들이며;
Figure 112015115943047-pct00040
는 식(2)에 의해 표현된 주파수 벡터이다. 벡터들(
Figure 112015115943047-pct00041
및
Figure 112015115943047-pct00042
)은 각각 필터 뱅크들(3301 및 3302)에 의해 도입된 위상-시프트 프로파일들을 정의한다는 것을 주의하자.
도 5는 개시의 일 실시예에 따라 필터 뱅크들(3301 및 3302)(도 3a)에서 사용될 수 있는 진폭-스케일링 프로파일들을 그래픽으로 도시한다. 보다 구체적으로, 곡선(502)은 벡터(
Figure 112015115943047-pct00043
)(식(5) 참조)를 그래픽으로 도시하며, 곡선(504)은 벡터(
Figure 112015115943047-pct00044
)(식(6) 참조)를 그래픽으로 도시한다. 곡선들(502 및 504)의 각각은 계단식 곡선들(404 및 406)(도 4)의 스텝들과 연관된 신호 왜곡들을 감소시키도록 위치된 복수의 삼각형 통과 대역들에 대응하는 형태를 가진다. 예를 들면, 곡선(502)의 삼각형 통과 대역들은 (i) 삼각형 통과 대역의 최대가 곡선(404)에서 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간에 위치되며 (ii) 상기 삼각형 통과 대역의 에지들이 곡선(404)에서 상기 스텝으로부터 인접한 스텝들로의 수직 전이들과 일치하도록 위치된다. 유사하게, 곡선(504)의 삼각형 통과 대역들은 (i) 삼각형 통과 대역의 최대가 곡선(406)에서 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간에 위치되며 (ii) 상기 삼각형 통과 대역의 에지들이 곡선(406)에서 상기 스텝으로부터 인접한 스텝들로의 수직 전이들과 일치하도록 위치된다. 식(7) 및 식(8)은 각각 곡선들(502 및 504)에 대한 수학적 표현들을 제공한다:
Figure 112015115943047-pct00045
(7)
Figure 112015115943047-pct00046
(8)
도 6은 개시의 일 대안적인 실시예에 따라 필터 뱅크들(3301 및 3302)(도 3a)에서 사용될 수 있는 진폭-스케일링 프로파일들을 그래픽으로 도시한다. 보다 구체적으로, 곡선(602)은 벡터(
Figure 112015115943047-pct00047
)(식(5) 참조)를 그래픽으로 도시하며, 곡선(604)은 벡터(
Figure 112015115943047-pct00048
)(식(6) 참조)를 도시한다. 곡선들(602 및 604)의 각각은 계단식 곡선들(404 및 406)(도 4)의 스텝들과 연관된 신호 왜곡들을 감소시키기 위해 위치된 복수의 상승-코사인 통과 대역들에 대응하는 형태를 가진다. 예를 들면, 곡선(602)의 상승-코사인 통과 대역들은 (i) 상승-코사인 통과 대역의 최대에 가까운 편평한 부분이 곡선(404)에서 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간에 위치되며 (ii) 상기 상승-코사인 통과 대역의 에지들이 곡선(404)에서 상기 스텝으로부터 인접한 스텝들로의 수직 전이들과 일치하도록 위치된다. 유사하게, 곡선(604)의 상승-코사인 통과 대역들은 (i) 상승-코사인 통과 대역의 최대에 가까운 편평한 부분이 곡선(406)에서 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간에 위치되며 (ii) 상기 상승-코사인 통과 대역의 에지들이 곡선(406)에서 상기 스텝으로부터 인접한 스텝들로의 수직 전이들과 일치하도록 위치된다.
부가적인 대안적인 실시예들은 벡터들(
Figure 112015115943047-pct00049
및
Figure 112015115943047-pct00050
)을 구현하기 위해, 각각이 제어 가능하게 선택된 롤-오프 인자를 갖는, 다른 상승-코사인 필터 형태들 및/또는 사다리꼴 필터 형태들을 사용할 수 있다. 1보다 작은 롤-오프 인자의 값은 비-제로 계수들의 수를 감소시킬 수 있으며, 이와 같이 대응하는 ASIC에서 곱셈기들의 총 수를 감소시키기 위해 사용될 수 있다.
도 7은 개시의 일 대안적인 실시예에 따라 CDC 모듈들(220a 및 220b)(도 2) 중 하나 또는 각각을 구현하기 위해 사용될 수 있는 CDC 모듈(700)의 블록도를 도시한다. CDC 모듈(700)은 CDC 모듈(300)(도 3a 및 도 3b)과 많은 동일한 회로 요소들을 사용한다. 이들 회로 요소들에 대한 설명은 여기에서 반복되지 않는다. 오히려, CDC 모듈(700)에 대한 이하의 설명은 CDC 모듈들(300 및 700) 사이에서의 차이들에 초점을 맞춘다.
CDC 모듈(700)은 CDC 모듈(300)에서 단일 S/P 변환기(310)와 대조적으로 두 개의 S/P 변환기들(310)(도 7에서 3101 및 3102로 라벨링된)을 가진다. S/P 변환기들(3101 및 3102)의 각각은 디지털 신호(212)의 각각의 카피를 수신하도록 구성된다. S/P 변환기(3102)에 의해 수신된 디지털 신호(212)의 카피는 S/P 변환기(3101)에 의해 수신된 디지털 신호(212)의 카피에 대하여 지연 시간(N/4fs)만큼 지연된다. 지연 시간은 지연 요소(370)에 의해 도입되며, 이것은 도 7에 표시된 바와 같이, CDC 모듈(300)에서의 P/S 변환기(3602) 후 그것의 위치로부터 CDC 모듈(700)에서 S/P 변환기(3102)의 앞에서의 위치로 이동되었다.
CDC 모듈(700)은 또한 CDC 모듈(300)에서 단일 FFT 모듈(320)과 대조적으로 두 개의 FFT 모듈들(320)(도 7에서 3201 및 3202로 라벨링된)을 가진다. FFT 모듈들(3201 및 3202)은 도 7에 표시된 바와 같이, S/P 변환기들(3101 및 3102) 및 필터 뱅크들(3301 및 3302)에 결합된다. 필터 뱅크들(3301 및 3302)의 출력들은 가산기(780)를 사용하여, 주파수 도메인, 주파수 성분 대 주파수 성분에서 합산된다. CDC 모듈(300)에서 사용된 시간-도메인 가산기(380)는 CDC 모듈(700)에서 사용되지 않는다.
CDC 모듈(700)은 CDC 모듈(300)에서 두 개의 IFFT 모듈들(3501 및 3502)과 대조적으로 단일 IFFT 모듈(350)을 가진다. CDC 모듈(700)은 또한 CDC 모듈(300)에서 두 개의 P/S 변환기들(3601 및 3602)과 대조적으로 단일 P/S 변환기(360)를 가진다. CDC 모듈(700)에서 IFFT 모듈(350)은 도 7에 표시된 바와 같이 가산기(780) 및 P/S 변환기(360) 사이에서 결합된다. CDC 모듈(700)에서 P/S 변환기(360)에 의해 발생된 출력은 복소-값 디지털 신호(222)(또한 도 2 및 도 3a 참조)이다.
도 8은 개시의 또 다른 대안적인 실시예에 따라 CDC 모듈들(220a 및 220b)(도 2) 중 하나 또는 각각을 구현하기 위해 사용될 수 있는 CDC 모듈(800)의 블록도를 도시한다. CDC 모듈(800)은 CDC 모듈들(300 및 700)(도 3a 및 도 3b 및 도 7)과 많은 동일한 회로 요소들을 사용한다. 이들 회로 요소들에 대한 설명은 여기에서 반복되지 않는다. 오히려, CDC 모듈(800)에 대한 이하의 설명은 CDC 모듈(800)에 특정된 특징들에 초점을 맞춘다.
S/P 변환기(310)를 포함하는, CDC 모듈(800), FFT 모듈(320), 및 필터 뱅크들(3301 및 3302)의 전방 부분은 CDC 모듈(300)(도 3a 참조)의 전방 부분과 유사하다. 가산기(780)를 포함하는 CDC 모듈(800), IFFT 모듈(350), 및 P/S 변환기(360)의 후방 부분은 CDC 모듈(700)(도 7 참조)의 후방 부분과 유사하다. 그러나, CDC 모듈(800)에 특정된 하나의 특징은 그것이 지연 요소(370)를 갖지 않는다는 것이다. 대신에, CDC 모듈(800)은 필터 뱅크들(3301 및 3302)에서 수정된 필터 계수들을 사용함으로써 주파수 도메인에서 그것의 홀수 및 짝수 브랜치들 사이에 N/4fs 초들 또는 N/4 샘플들의 차등 지연을 적용하도록 구성된다. 예를 들면, 하나의 실시예에서, CDC 모듈(800)의 필터 뱅크들(3301 및 3302)에서 사용된 비-제로 필터 계수들을 가진 벡터들(
Figure 112015115943047-pct00051
및
Figure 112015115943047-pct00052
)은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112015115943047-pct00053
(9)
Figure 112015115943047-pct00054
(10)
주파수 도메인에서 상기-언급된 차등 지연을 도입하는 필터 계수들의 수정은 예로서, 식(9) 및 식(10)이 식(5) 및 식(6)과 비교될 때 더 분명해진다.
도 9는 개시의 일 대안적인 실시예에 따라 CDC 모듈(300)(도 3a)에서 구현된 신호 프로세싱을 그래픽으로 도시한다. 보다 구체적으로, 도 9는 도 4에 도시된 것과 상이한 벡터(
Figure 112015115943047-pct00055
)의 대안적인 홀수/짝수 분해를 그래픽으로 도시한다.
이 실시예에서, 벡터(
Figure 112015115943047-pct00056
)의 홀수 분해는 식(11)에 의해 주어진다:
Figure 112015115943047-pct00057
(11)
여기에서
Figure 112015115943047-pct00058
은
Figure 112015115943047-pct00059
으로서 발생된 정수-값 벡터이며
Figure 112015115943047-pct00060
는 대응하는 잔여 단편(2Tclk에 대하여) 그룹 지연들로 이루어진 벡터이다. 도 9에서, 계단식 곡선(904)은 식(11)에 따라 생성되며 라인(902)에 의해 도시된 그룹 지연(
Figure 112015115943047-pct00061
)에 대응하는 정수-값 벡터(
Figure 112015115943047-pct00062
)를 도시한다.
벡터(
Figure 112015115943047-pct00063
)의 짝수 분해는 식(12)에 의해 주어진다:
Figure 112015115943047-pct00064
(12)
여기에서
Figure 112015115943047-pct00065
은
Figure 112015115943047-pct00066
로서 발생된 정수-값 벡터이며, 여기에서 연산자(
Figure 112015115943047-pct00067
)는 가장 가까운 정수를 향해 잘라 버림을 표시하며;
Figure 112015115943047-pct00068
은 대응하는 잔여 단편(2Tclk에 대하여) 그룹 지연들로 이루어진 벡터이다. 도 9에서, 계단식 곡선(906)은 식(12)에 따라 생성되며 라인(902)에 의해 도시된 그룹 지연(
Figure 112015115943047-pct00069
)에 대응하는 벡터(
Figure 112015115943047-pct00070
)를 도시한다.
도 4에 도시된 벡터(
Figure 112015115943047-pct00071
)의 홀수/짝수 분해를 참조하여 상기 제공된 설명에 기초하여, 당업자는 식(11) 및 식(12)에 의해 표현된 벡터(
Figure 112015115943047-pct00072
)의 홀수/짝수 분해에 대응하며 도 9에 그래픽으로 도시된 필터링을 실현하기 위해 필터 뱅크들(3301 및 3302)에서 개개의 FIR 필터들(332)을 구성하는 방법을 이해할 것이다.
도 1 내지 도 9를 참조하여 상기 개시된 예시적인 실시예에 따르면, 장치가 제공되며, 상기 장치는: 광학 입력 신호의 복수의 전기 디지털 측정치들(예로서, 도 1, 1681 내지 1684)을 생성하기 위해 광학 기준 신호(예로서, 도 1, 158)와 광학 입력 신호(예로서, 도 1, 130')를 믹싱하도록 구성된 광학-대-전기 변환기(예로서, 도 1, 172); 및 상기 광학 입력 신호에서 인코딩된 데이터(예로서, 도 1, 102)를 복구하기 위해 상기 복수의 전기 디지털 측정치들을 프로세싱하도록 구성된 디지털 회로(예로서, 도 1, 170; 도 2, 220)를 포함한다. 상기 디지털 회로는 각각이 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3441 상에서)의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 광학 입력 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3221)의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 1 양자화 지연(예로서, 식(3) 또는 식(11),
Figure 112015115943047-pct00073
의 성분에 비례하는)을 적용하도록 구성된, 제 1 복수(예로서, 도 3a, 도 7, 도 8, 3301)의 선형 필터들(예로서, 도 3b, 332)을 가진 제 1 신호-프로세싱 브랜치; 및 각각이 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 버스(3442)의 각각의 라인 상에서)의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 광학 입력 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3222)의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 2 양자화 지연(예로서, 식(4) 또는 식(12),
Figure 112015115943047-pct00074
의 성분에 비례하는)을 적용하도록 구성된, 제 2 복수(예로서, 도 3a, 도 7, 도 8, 3302)의 선형 필터들(예로서, 도 3b, 332)을 가진 제 2 신호-프로세싱 브랜치를 포함한다. 상기 디지털 회로는: 프로세싱된 디지털 신호(예로서, 도 2, 도 3a, 도 7, 도 8, 222)를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 디지털 신호들을 조합하며; 상기 프로세싱된 디지털 신호에 기초하여 상기 데이터를 복구하도록 구성된다.
상기 장치의 일부 실시예들에서, 상기 제 1 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 상기 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 1 위상 시프트(예로서, 식(5) 또는 식(9))를 적용하도록 추가로 구성되며; 상기 제 2 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 상기 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 2 위상 시프트(예로서, 식(6) 또는 식(10))를 적용하도록 추가로 구성된다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 상기 제 1 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 각각의 제 1 스케일링 인자(예로서, 식(7))를 사용하여 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역의 진폭을 스케일링하도록 추가로 구성되며; 상기 제 2 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 각각의 제 2 스케일링 인자(예로서, 식(8))를 사용하여 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역의 진폭을 스케일링하도록 추가로 구성된다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 제 1 스케일링 인자들은 제 1 스펙트럼 진폭 프로파일(예로서, 도 5, 502; 또는 도 6, 602)을 구현하기 위해 선택되며; 제 2 스케일링 인자들은 제 1 스펙트럼 진폭 프로파일과 상이한 제 2 스펙트럼 진폭 프로파일(예로서, 도 5, 504; 또는 도 6, 604)을 구현하기 위해 선택된다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 제 1 스펙트럼 진폭 프로파일은 제 1 시리즈의 통과 대역들을 포함하며; 상기 제 2 스펙트럼 진폭 프로파일은 상기 제 1 시리즈에서의 진폭 최소가 제 2 시리즈에서의 진폭 최대와 스펙트럼 동조되며(예로서, 도 5 또는 도 6에 도시된 바와 같이); 상기 제 2 시리즈에서의 진폭 최소가 상기 제 1 시리즈에서의 진폭 최대와 스펙트럼 동조되도록(예로서, 도 5 또는 도 6에 도시된 바와 같이) 위치된 제 2 시리즈의 통과 대역들을 포함한다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 각각의 제 1 양자화 지연은 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 적용된 단일 양자화 지연이며; 각각의 제 2 양자화 지연은 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 적용된 단일 양자화 지연이다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 복수의 전기 디지털 측정치들이 샘플링 주파수(fs)에서 생성되며; 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들은 N개의 스펙트럼 서브-대역들로 이루어지며; 각각의 제 1 양자화 지연들의 각각은 N/2fs의 정수 배이다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 각각의 제 2 양자화 지연들의 각각은 N/2fs의 정수배이며; 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들은 N개의 스펙트럼 서브-대역들로 이루어진다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 디지털 회로는 선형 필터들이 프로세싱된 디지털 신호에 대한 색 분산의 효과들을 감소시키게 하도록 구성된 필터 제어기(예로서, 도 2, 230)를 더 포함한다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 장치는 광학-대-전기 변환기에 광학 입력 신호를 인가하도록 구성된 광학 섬유(예로서, 도 1, 140)를 더 포함하며, 여기에서 색 분산의 효과들은 광학 섬유에서의 색 분산에 의해 야기된다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 복수의 각각의 제 1 양자화 지연들은 제 1 서브세트 및 제 2 서브세트를 포함하며; 상기 제 1 서브세트에서, 각각의 제 1 양자화 지연들의 각각은 각각의 제 1 양자화 지연들의 대응하는 것보다 크며; 상기 제 2 서브세트에서, 각각의 제 1 양자화 지연들의 각각은 각각의 제 2 양자화 지연들의 대응하는 것과 같다(예로서, 도 4 및 도 9,
Figure 112015115943047-pct00075
).
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 제 1 서브세트에서, 제 1 각각의 양자화 지연들의 각각은 정확하게 1 클록 사이클만큼 제 2 각각의 양자화 지연들의 대응하는 것보다 더 크다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 선형 필터들의 각각은: 지연 요소들(예로서, 도 3b, 3281 내지 328M- 1)의 각각의 시리즈; 각각이 지연 요소들의 각각의 시리즈에서의 대응하는 탭에 결합된, 각각의 복수의 곱셈기들(예로서, 도 3b, 3341 내지 334M); 및 각각의 복수의 곱셈기들로부터 수신된 복수의 디지털 신호들을 합산하도록 구성된 각각의 가산기(예로서, 도 3, 336)를 포함한다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 선형 필터들의 각각은 각각의 복수의 곱셈기들에서의 단지 단일 곱셈기만이 비-제로 필터 계수(예로서, 도 3b, 필터 계수들(C1 내지 CM) 중 하나)를 갖고 구성되도록 구성된다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들은 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 카피이다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 제 1 신호-프로세싱 브랜치는 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들에 기초하여 시간-도메인 샘플들(예로서, 도 3a, 라인의 제 1 시퀀스(3621) 상에서)를 생성하도록 구성된 제 1 역-푸리에-변환 모듈(예로서, 도 3a, 3501/3601)을 포함하고; 제 2 신호-프로세싱 브랜치는 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 기초하여 시간-도메인 샘플들의 제 2 시퀀스(도 3a, 라인(3622) 상에서)를 생성하도록 구성된 제 2 역-푸리에-변환 모듈(예로서, 도 3a, 3502/3602); 및 시간-도메인 샘플들의 제 2 시퀀스의 지연 카피를 생성하도록 구성된 지연 요소(예로서, 도 3a, 370)를 포함하며; 상기 디지털 회로는 시간-도메인 샘플들의 제 1 시퀀스 및 시간-도메인 샘플들의 제 2 시퀀스의 지연 카피를 합산함으로써 프로세싱된 디지털 신호를 생성하도록 구성된 가산기(예로서, 도 3a, 380)를 더 포함한다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 디지털 회로는 동일한 주파수들의 제 1 및 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들을 합산함으로써 복수의 제 3 지연 스펙트럼 서브-대역들을 생성하도록 구성된 가산기(예로서, 도 8, 780); 및 상기 복수의 제 3 지연 스펙트럼 서브-대역들에 기초하여 프로세싱된 디지털 신호를 생성하도록 구성된 역-푸리에-변환 모듈(예로서, 도 8, 350/360)을 더 포함한다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 제 1 신호-프로세싱 브랜치는 복수의 전기 디지털 측정치들로부터 도출된 전기 입력 신호(예로서, 도 7, 212)의 제 1 카피에 기초하여 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들을 생성하도록 구성된 제 1 푸리에-변환 모듈(예로서, 도 7, 3201)을 포함하며; 제 2 신호-프로세싱 브랜치는 상기 전기 입력 신호의 지연된 카피를 생성하도록 구성된 지연 요소(예로서, 도 7, 370); 및 상기 지연 카피에 기초하여 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들을 생성하도록 구성된 제 2 푸리에-변환 모듈(예로서, 도 7, 3202)을 포함한다.
상기 장치 중 임의의 것의 일부 실시예들에서, 디지털 회로는 동일한 주파수들의 상기 제 1 및 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들을 합산함으로써 복수의 제 3 지연 스펙트럼 서브-대역들을 생성하도록 구성된 가산기(예로서, 도 7, 780); 및 복수의 제 3 지연 스펙트럼 서브-대역들에 기초하여 프로세싱된 디지털 신호를 생성하도록 구성된 역-푸리에-변환 모듈(예로서, 도 7, 350/360)을 더 포함한다.
도 1 내지 도 9를 참조하여 상기 개시된 또 다른 예시적인 실시예에 따르면, 장치가 제공되고 있으며, 상기 장치는: 수신된 광학 신호(예로서, 도 1, 130')에 대응하는 그룹 지연(예로서, 도 4 및 도 9, 402)의 제 1 근사치를 생성하기 위한 수단으로서, 상기 제 1 근사치는 제 1 스텝 함수(예로서, 도 4, 404; 도 9, 904)에 기초하고, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 갖는, 상기 제 1 근사치를 생성하기 위한 수단; 상기 그룹 지연의 제 2 근사치를 생성하기 위한 수단으로서, 상기 제 1 근사치는 제 2 스텝 함수(예로서, 도 4, 406; 도 9, 906)에 기초하고, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 갖고, 상기 제 2 스텝 함수는 상기 제 1 스텝 함수와 상이한, 상기 제 2 근사치를 생성하기 위한 수단; 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3441 상에서)의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3221)의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 1 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 1 양자화 지연을 적용하기 위한 수단; 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3441 상에서)의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3222)의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 2 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 2 양자화 지연을 적용하기 위한 수단; 및 프로세싱된 전기 디지털 신호에 대한 그룹 지연과 연관된 색 분산의 효과들을 적어도 부분적으로 보상하는 방식으로 상기 프로세싱된 전기 디지털 신호(예로서, 도 2, 도 3a, 도 7, 도 8, 222)를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 전기 디지털 신호들을 조합하기 위한 수단을 포함한다.
도 1 내지 도 9를 참조하여 상기 개시된 또 다른 예시적인 실시예에 따르면, 신호-프로세싱 방법이 제공되고 있으며, 상기 신호-프로세싱 방법은: 수신된 광학 신호(예로서, 도 1, 130')에 대응하는 그룹 지연(예로서, 도 4 및 도 9, 402)의 제 1 근사치를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 근사치는 제 1 스텝 함수(예로서, 도 4, 404; 도 9, 904)에 기초하고, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 갖는, 상기 제 1 근사치 생성 단계; 상기 그룹 지연의 제 2 근사치를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 근사치는 제 2 스텝 함수(예로서, 도 4, 406; 도 9, 906)에 기초하고, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 가지며, 상기 제 2 스텝 함수는 상기 제 1 스텝 함수와 상이한, 상기 제 2 근사치 생성 단계; 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3441 상에서)의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3221)의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 1 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 1 양자화 지연을 적용하는 단계; 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3441 상에서)의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들(예로서, 도 3a, 3222)의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 2 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 2 양자화 지연을 적용하는 단계; 및 프로세싱된 전기 디지털 신호에 대한 상기 그룹 지연과 연관된 색 분산의 효과들을 적어도 부분적으로 보상하는 방식으로 상기 프로세싱된 전기 디지털 신호(예로서, 도 2, 도 3a, 도 7, 도 8, 222)를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 전기 디지털 신호들을 조합하는 단계를 포함한다.
상기 방법의 일부 실시예들에서, 제 1 스텝 함수에서의 인접한 스텝들 사이에서의 전이는 상기 제 2 스텝 함수(예로서, 도 4 또는 도 9에 도시된 바와 같이)에서의 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간과 스펙트럼 동조되며; 상기 제 2 스텝 함수에서의 인접한 스텝들 사이에서의 전이는 상기 제 1 스텝 함수(예로서, 도 4 또는 도 9에 도시된 바와 같이)에서의 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간과 스펙트럼 동조된다.
본 개시는 예시적인 실시예들에 대한 참조들을 포함하지만, 이러한 설명은 제한저인 의미로 해석되도록 의도되지 않는다. 설명된 실시예들, 뿐만 아니라 개시가 관계되는 당업자들에게 분명한, 개시의 범위 내에서의 다른 실시예들의 다양한 수정들은 다음의 청구항들에서 표현된 바와 같이 개시의 원리 및 범위 내에 있는 것으로 간주된다.
몇몇 실시예들은 단일 집적 회로상에서의 가능한 구현을 포함한, 회로-기반 프로세스들로서 구현될 수 있다.
달리 명확하게 서술되지 않는다면, 각각의 수치 값 및 범위는 단어("약" 또는 "대략")가 값 또는 범위의 값에 선행하는 것처럼 근사되는 것으로서 해석되어야 한다.
본 개시의 본질을 설명하기 위해 설명되며 예시된 부분들의 상세들, 자료들, 및 배열들에서의 다양한 변화들은 다음의 청구항들에서 표현된 바와 같이 본 개시의 범위로부터 벗어나지 않고 당업자들에 의해 이루어질 수 있다는 것이 추가로 이해될 것이다.
다음의 방법 청구항들에서의 요소들은, 만약에 있다면, 대응하는 라벨링을 가진 특정한 시퀀스에서 열거되지만, 청구항 열거들이 달리 이들 요소들 중 일부 또는 모두를 구현하기 위한 특정한 시퀀스를 내포하지 않는다면, 이들 요소들은 반드시 상기 특정한 시퀀스에서 구현되는 것으로 제한되도록 의도되는 것은 아니다.
"하나의 실시예" 또는 "일 실시예"에 대한 여기에서의 참조는 실시예와 관련되어 설명된 특정한 특징, 구조, 또는 특성이 본 개시의 범위 내에서 적어도 하나의 실시예에 포함될 수 있다는 것을 의미한다. 명세서에서의 다양한 위치들에서 구절("하나의 실시예에서")의 출현들은 반드시 모두 동일한 실시예를 나타내지도 다른 실시예들의 반드시 상호 배타적인 분리된 또는 대안적인 실시예들을 나타내지도 않는다.
또한 이러한 설명의 목적들을 위해, 용어들("결합하다", "결합하는", "결합된", "연결하다", "연결하는", 또는 "연결된")은 에너지가 둘 이상의 요소들 사이에서 전달되도록 허용되는 이 기술 분야에 알려져 있거나 나중 개발되는 임의의 방식을 나타내며, 하나 이상의 부가적인 요소들의 삽입은, 요구되지 않을지라도, 고려된다. 반대로, 용어들("직접 결합된", "직접 연결된" 등)은 이러한 부가적인 요소들의 부재를 내포한다.
요소 및 표준을 참조하여 여기에 사용된 바와 같이, 용어 '호환가능한'은 요소가 표준에 의해 전체적으로 또는 부분적으로 특정된 방식으로 다른 요소들과 통신한다는 것을 의미하며, 표준에 의해 특정된 방식으로 다른 요소들과 충분히 통신할 수 있는 것으로서 다른 요소들에 의해 인식될 것이다. 호환가능한 요소는 표준에 의해 특정된 방식으로 내부적으로 동작하도록 요구하지 않는다.
다양한 실시예들은 다른 특정된 장치 및/또는 방법들에서 실현될 수 있다. 설명된 실시예들은 제한적인 것이 아닌 단지 예시적인 것으로서 모든 양태들에서 고려될 것이다. 특히, 범위는 여기에서의 설명 및 도면들에 의해서라기보다는 첨부된 청구항들에 의해 표시된다. 청구항들의 등가의 의미 및 범위 내에 있는 모든 변화들이 그것들의 범위 내에서 포괄되어야 한다.
"프로세서들"로서 라벨링된 임의의 기능 블록들을 포함한, 도면들에 도시된 다양한 요소들의 기능들은 적절한 소프트웨어에 관련하여 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어 뿐만 아니라, 전용 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 기능들은 단일 전용 프로세서에 의해, 단일 공유 프로세서에 의해, 또는 그 일부가 공유될 수 있는 복수의 개개의 프로세서들에 의해 제공될 수 있다. 게다가, 용어("프로세서" 또는 "제어기")의 명시적 사용은 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 배타적으로 나타내기 위해 해석되지 않아야 하며, 제한 없이, 디지털 신호 프로세서(DSP) 하드웨어, 네트워크 프로세서, 주문형 반도체(ASIC), 필드 프로그래밍가능한 게이트 어레이(FPGA), 소프트웨어를 저장하기 위한 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 및 비휘발성 저장 장치를 암시적으로 포함할 수 있다. 종래의 및/또는 맞춤형의, 다른 하드웨어가 또한 포함될 수 있다. 유사하게, 도면들에 도시된 임의의 스위치들은 단지 개념적이다. 그것들의 기능은 프로그램 로직의 동작을 통해, 전용 로직을 통해, 프로그램 제어 및 전용 로직의 상호 작용을 통해, 또는 심지어 수동으로 실행될 수 있으며, 특정한 기술은 콘텍스트로부터 보다 구체적으로 이해되는 바와 같이 구현자에 의해 선택가능하다.
여기에서의 임의의 블록도들은 개시의 원리들을 구체화한 예시적인 회로의 개념도들을 나타낸다는 것이 당업자들에 의해 이해되어야 한다. 유사하게, 임의의 플로우 차트들, 흐름도들, 상태 전이도들, 의사 코드 등은 실질적으로 컴퓨터 판독가능한 매체에서 표현되며 이러한 컴퓨터 또는 프로세서가 명시적으로 도시되는지 여부에 관계없이, 컴퓨터 또는 프로세서에 의해 그렇게 실행될 수 있는 다양한 프로세스들을 나타낸다는 것이 이해될 것이다.
100: 광학 수송 시스템 110: 광학 송신기
112: 디지털 신호 프로세서 116: 전기-대-광학 변환기
118: 디지털-대-아날로그 변환기 128: 편광 빔 조합기
136: 광학 분기-결합 다중화기 140: 광학 수송 링크
144: 광학 증폭기 156: 광학 국소 발진기
160: 광학-대-전기 변환기 170: 디지털 신호 프로세서
172: 프론트-엔드 회로 190: 광학 수신기
200: 디지털 회로 210: 신호-전-처리 모듈
230: CDC 제어기 240: 등화기
260: 신호 디코더 300, 700, 800: CDC 모듈
310: S/P 변환기 312: 버스
320: 고속 푸리에 변환 모듈 332: 유한 임펄스 응답 필터
336, 780: 가산기

Claims (10)

  1. 광학 입력 신호의 복수의 전기 디지털 측정치들을 생성하기 위해 광학 기준 신호와 상기 광학 입력 신호를 믹싱하도록 구성된 광학-대-전기 변환기; 및
    상기 광학 입력 신호에서 인코딩된 데이터를 복구하기 위해 상기 복수의 전기 디지털 측정치들을 프로세싱하도록 구성된 디지털 회로를 포함하며,
    상기 디지털 회로는:
    각각의 선형 필터가, 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 광학 입력 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 1 양자화 지연을 적용하도록 구성된, 제 1 복수의 선형 필터들을 가진 제 1 신호-프로세싱 브랜치; 및
    각각의 선형 필터가, 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 광학 입력 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 2 양자화 지연을 적용하도록 구성된, 제 2 복수의 선형 필터들을 가진 제 2 신호-프로세싱 브랜치를 포함하며;
    상기 디지털 회로는:
    프로세싱된 디지털 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 디지털 신호들을 조합하며;
    상기 프로세싱된 디지털 신호에 기초하여 상기 데이터를 복구하도록 구성되고,
    상기 복수의 전기 디지털 측정치들은 샘플링 주파수(fs)에서 생성되고;
    상기 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들은 N개의 스펙트럼 서브-대역들로 이루어지고;
    상기 각각의 제 1 양자화 지연들의 각각은 N/2fs의 정수배이고;
    상기 각각의 제 2 양자화 지연들의 각각은 N/2fs의 정수배이고;
    상기 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들은 N개의 스펙트럼 서브-대역들로 이루어지는, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 또한, 상기 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 1 위상 시프트를 적용하도록 구성되고;
    상기 제 2 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 또한, 상기 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 각각의 제 2 위상 시프트를 적용하도록 구성되고;
    상기 제 1 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 또한, 각각의 제 1 스케일링 인자를 사용하여 상기 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역의 진폭을 스케일링하도록 구성되며,
    상기 제 2 복수의 선형 필터들에서의 각각의 선형 필터는 또한, 각각의 제 2 스케일링 인자를 사용하여 상기 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역의 진폭을 스케일링하도록 구성되는, 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 스케일링 인자들은 제 1 스펙트럼 진폭 프로파일을 구현하기 위해 선택되고;
    상기 제 2 스케일링 인자들은 상기 제 1 스펙트럼 진폭 프로파일과 상이한 제 2 스펙트럼 진폭 프로파일을 구현하기 위해 선택되고;
    상기 제 1 스펙트럼 진폭 프로파일은 제 1 시리즈의 통과 대역들을 포함하며;
    상기 제 2 스펙트럼 진폭 프로파일은:
    상기 제 1 시리즈에서의 진폭 최소가 제 2 시리즈에서의 진폭 최대와 스펙트럼 동조되며;
    상기 제 2 시리즈에서의 진폭 최소가 상기 제 1 시리즈에서의 진폭 최대와 스펙트럼 동조되도록 위치된 상기 제 2 시리즈의 통과 대역들을 포함하는, 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 각각의 제 1 양자화 지연은 상기 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 적용된 단일 양자화 지연이며;
    상기 각각의 제 2 양자화 지연은 상기 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 적용된 단일 양자화 지연인, 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 디지털 회로는 상기 선형 필터들이 상기 프로세싱된 디지털 신호에 대한 색 분산의 효과들을 감소시키게 하도록 구성된 필터 제어기를 더 포함하며;
    상기 장치는 상기 광학-대-전기 변환기에 상기 광학 입력 신호를 인가하도록 구성된 광학 섬유를 더 포함하며, 상기 색 분산의 효과들은 상기 광학 섬유에서의 색 분산에 의해 야기되는, 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    복수의 상기 각각의 제 1 양자화 지연들은 제 1 서브세트 및 제 2 서브세트를 포함하고;
    상기 제 1 서브세트에서, 상기 각각의 제 1 양자화 지연들의 각각은 상기 각각의 제 2 양자화 지연들의 대응하는 것보다 크며;
    상기 제 2 서브세트에서, 상기 각각의 제 1 양자화 지연들의 각각은 상기 각각의 제 2 양자화 지연들의 대응하는 것과 같은, 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 선형 필터들의 각각은:
    지연 요소들의 각각의 시리즈;
    각각이 상기 지연 요소들의 각각의 시리즈에서 대응하는 탭에 결합된, 각각의 복수의 곱셈기들; 및
    상기 각각의 복수의 곱셈기들로부터 수신된 복수의 디지털 신호들을 합산하도록 구성된 각각의 가산기를 포함하며,
    상기 선형 필터들의 각각은 상기 각각의 복수의 곱셈기들에서 단지 단일 곱셈기만이 비-제로 필터 계수를 갖고 구성되도록 구성되는, 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들은 상기 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 카피(copy)이고,
    상기 제 1 신호-프로세싱 브랜치는 상기 복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들에 기초하여 시간-도메인 샘플들의 제 1 시퀀스를 생성하도록 구성된 제 1 역-푸리에-변환 모듈을 포함하고;
    상기 제 2 신호-프로세싱 브랜치는:
    상기 복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 기초하여 시간-도메인 샘플들의 제 2 시퀀스를 생성하도록 구성된 제 2 역-푸리에-변환 모듈; 및
    상기 시간-도메인 샘플들의 제 2 시퀀스의 지연 카피를 생성하도록 구성된 지연 요소를 포함하며;
    상기 디지털 회로는 상기 시간-도메인 샘플들의 제 1 시퀀스 및 상기 시간-도메인 샘플들의 제 2 시퀀스의 지연 카피를 합산함으로써 상기 프로세싱된 디지털 신호를 생성하도록 구성된 가산기를 더 포함하는, 장치.
  9. 신호-프로세싱 방법에 있어서:
    수신된 광학 신호에 대응하는 그룹 지연의 제 1 근사치를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 근사치는 제 1 스텝 함수에 기초하며, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 갖는, 상기 제 1 근사치 생성 단계;
    상기 그룹 지연의 제 2 근사치를 생성하는 단계로서, 상기 제 2 근사치는 제 2 스텝 함수에 기초하고, 각각의 스텝은 고정된 진폭을 가지며, 상기 제 2 스텝 함수는 상기 제 1 스텝 함수와 상이한, 상기 제 2 근사치 생성 단계;
    복수의 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 1 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 1 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 1 양자화 지연을 적용하는 단계;
    복수의 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 것을 생성하기 위해 상기 수신된 광학 신호에 대응하는 제 2 세트의 스펙트럼 서브-대역들의 각각의 스펙트럼 서브-대역에 상기 제 2 스텝 함수로부터 결정된 각각의 제 2 양자화 지연을 적용하는 단계; 및
    프로세싱된 전기 디지털 신호에 대한 상기 그룹 지연과 연관된 색 분산의 효과들을 적어도 부분적으로 보상하는 방식으로 상기 프로세싱된 전기 디지털 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 지연 스펙트럼 서브-대역들 및 상기 제 2 지연 스펙트럼 서브-대역들에 대응하는 전기 디지털 신호들을 조합하는 단계를 포함하는, 신호-프로세싱 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 스텝 함수에서 인접한 스텝들 사이에서의 전이는 상기 제 2 스텝 함수에서 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간과 스펙트럼 동조되며;
    상기 제 2 스텝 함수에서 인접한 스텝들 사이에서의 전이는 상기 제 1 스텝 함수에서 대응하는 스텝의 편평한 부분의 중간과 스펙트럼 동조되는, 신호-프로세싱 방법.
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