KR20120040724A - 전원 장치 - Google Patents

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Abstract

전원 장치는, 별도로 레벨 시프트 및 정류된 후에 그 가산성 조합이 실질적으로 리플없는 DC 출력 파형을 가져오도록 형상화 또는 선택되는 2개 이상의 입력 파형을 포함한다. 전원 장치는 파형 발생기, 스텝 업 또는 다운 변환을 위한 레벨 변환단, 정류단, 및 결합기를 포함할 수 있다. 파형 발생기는 상보형 파형들이 레벨 변환, 정류, 및 가산성 조합된 후에 그 합이 일정할 수 있도록 동일하지만 서로 위상 오프셋되어 있어서, DC 출력 파형의 생성을 위하여 최소한의 평활화를 요구하지 않는 상보형 파형을 생성할 수 있다. 레벨 변환은 변압기들 또는 스위치 커패시터 회로들을 사용하여 수행될 수 있다. 입력 파형들의 특성을 조정하기 위해 DC 출력 파형으로부터 피드백이 사용될 수 있다.

Description

전원 장치{POWER SUPPLY}
관련된 출원 정보
본 출원은 2009년 7월 28일자 미국 가출원 제61/229,217호의 우선권을 주장하며, 그 전체를 본 명세서에서 참조로서 원용한다.
본 발명의 분야는 일반적으로 전원 장치(power supply)들에 관한 것으로서, 더 상세하게는, 다용도 DC 전원 장치에 관한 것이다.
전원 장치 또는 컨버터의 2개의 주요한 종류로는, (1) AC-DC 전원 장치 및 (2) DC-DC 전원 장치가 있다. AC-DC 전원 장치는 일반적으로 그 입력으로서의 AC 라인 전압을 DC 출력 전압으로 변환하는 것이며, 예를 들어, 홈 오디오 증폭기와 같은 적용예에서 볼 수 있다. 이는 일반적으로 선형 전원 장치 또는 스위칭 전원 장치로서 구현될 수 있다. DC-DC 전원 장치는 하나의 기존의 DC 전압을 또 다른 것으로, 예를 들어, 배터리로부터 또 다른 높은 또는 낮은 전압 레벨로 변환한다. 통상적으로, 이는 스위칭 전원 장치로 구현된다. 일반적인 사용을 위하여, DC-DC 전원 장치들은 전압을 변환하고, 또한 입력과 출력 사이의 분리도 제공한다.
종래의 전원 장치의 공통적인 구성요소들로는 변압기, 정류기 및 평활화/저장 커패시터(smoothing/storage capacitor)들을 포함한다. 스위칭 전원 장치에서 공통적으로 활용되는 추가적인 구성요소들로서 EMI(electro magnetic interference)을 막기 위한 제어 IC 칩, 파워 트랜지스터들, 필터링, 및 스크리닝을 포함한다. 지금까지의 더 소형의 장비에 대한 수요는 스위칭 전원 장치들의 우세를 가져왔다.
예를 들어, 홈 오디오 증폭기들에서 사용되는 종래의 선형 전원 장치들은 저주파 고전압 AC 라인 전원을 증폭기 또는 기타의 적용예에 적합한 더 낮은 전압으로 변환하기 위하여 대형이면서 무겁고 고가인 변압기를 사용한다. 고전압 AC 라인 장치는 먼저 더 낮은 AC 전압으로 떨어지고, 그 후 더 낮은 AC 전압 파형이 DC로 정류된다. 그러나, 정류 전압은 연속적이지 않으며, 따라서 증폭기에 대하여 평활한 전압을 제공하기 위해서는 많은 저장 커패시터들이 필요하다. 그렇다 하더라도, DC 전원은, 증폭기 설계 및 레이아웃에서 상당한 주의를 기울이지 않으면, DC 상에 중첩되는 상당한 불규칙성(리플 전압)을 여전히 가지게 되며, 이는 증폭기 출력에서의 청취가능한 잡음(hum and buzz)으로서 나타낼 수 있다.
이러한 전원 장치의 설계는 비교적 간단하고 EMI가 비교적 낮게 방출되는 반면, 변압기는 대형이면서 무겁고 고가이다. 저장 커패시터들 또한 대형이면서 고가이다. 따라서, 이러한 전원 장치 접근법의 전체 용적은 경량이고 작은 프로파일의 설계에서 사용하는 것을 배제시키게 된다. 전원 장치의 전력 손실은 비교적 작은데, 일반적으로 전체 효율을 85 내지 90% 범위로 하고 있다.
선형 전원 장치들을 사용하는 것에 대한 대안은 스위치 모드(switched-mode) 전력 변환 기술을 채용하는 것이다. 이 기술에 있어서, 라인 전압은 우선 최대 라인 전압으로 정류 및 평활화된다. 이는 저장 커패시터가 선형 전원 장치와 비교하여 더 소형이며, 더 저렴하도록 한다. 그 결과의 고전압 DC 신호는, 그 후 소형 변압기를 통해서 낮은 전압으로 하향 변환된 AC 출력 신호를 생성하도록, 매우 높은 주파수(통상, 수십 KHz)에서 쵸핑(chopping)함으로써 더 낮은 전압으로 변환된다. 동작 주파수는 선형 전원 장치가 가지는 것보다 훨씬 더 높기 때문에, 변압기는 종래의 선형 전원 장치에서보다 훨씬 더 작을 수 있다. 그러나, 변압기의 출력 측에서의 AC 신호는 DC를 얻도록 다시 정류되어야만 하고, 선형 전원 장치에서보다 더 작을지라도, 저장 커패시터들로 더 평활화되어야한다. 이러한 전원 장치의 일례는 랩톱 컴퓨터에 동력을 공급하는데 일반적으로 사용되는 외부 전원 장치이다.
이러한 접근법에서 주어지는 하나의 불이익은, 효율을 유지하기 위해서 DC의 초핑이 불연속적인 사각파형을 가지는 고주파 AC를 생성한다는 점이다. 이러한 파형은 무선 주파수 장해(EMI)를 야기하도록 방출하는 고레벨의 매우 높은 주파수들을 발생시킨다. 이러한 방출을 허용가능한 한계까지 감소시키기 위해서는 세심한 설계, 레이아웃 및 스크리닝이 요구된다. 또한, 스위칭 주파수 성분들이 입력 및 출력 라인으로부터 제거되거나 분리될 필요가 있으며, 이는 비용에 추가되는 여분의 자기 성분과 전원 장치의 용적을 요구하게 된다. 이론적으로 매우 높지만, 통상적으로, 효율은 80 내지 90%의 범위에 있다. 전반적으로, 스위치 모드 전원 장치의 크기 및 무게는 종래의 선형 전원 장치에 비해 상당히 감소될 수 있으며, 기본 부품 가격 또한 더 낮아질 수 있다. 그러나, 스위칭 전원 장치의 설계에 내재된 복잡성은 설계 및 보증 비용을 상당히 증가시켜, 여러 달의 시장 적응 시간을 가져올 수 있다.
요컨대, 선형 전원 장치들은 상대적으로 고가이며, 무겁고, 크기 및 외형이 더 큰 경향이 있다. 선형 전원 장치들은 효율 및 낮은 EMI 관점에서 유리하다. 스위칭 전원 장치들은 더 소형이며 더 가벼운 경향이 있다. 더 높은 주파수 동작으로 인해, 스위칭 전원 장치의 변압기들 및 커패시터들은 선형 전원 장치보다 더 작은 경향이 있다. 그러나, 스위칭 전원 장치들은 선형 전원 장치들보다 덜 효율적일 수 있으며, EMI를 현저하게 더 생성할 수 있어서, 필터링 및 스크리닝을 주의가 요구된다. 스위칭 전원 장치들은 또한 더 복잡하여, 제어 회로 및 전력 스위칭 장치들을 필요로 한다. 스위칭 전원 장치들은 설계에 더 시간이 걸리며, 선형 전원 장치들보다 일반적으로 더 고가이다. 이러한 경향은 훨씬 더 소형의 전원 장치들로 향하며, 이는 더 높은 주파수 동작 및 EMI에 관련된 보다 잠재적인 문제를 요구한다.
보다 대형의 전원 장치들은 3상 전력 발생에 활용할 수 있고, 이는 지금까지 기재한 것에 대한 대안의 전원 장치 기술이다. 3상 시스템에 있어서, 3개의 전력선은 상이한 위상들이지만 동일한 주파수의 3개의 교류 전류를 운반하며, 이는 상이한 시간에서 그들의 순시 피크값(instantaneous peak value)에 도달한다. 전류 파형들은 서로 120도 오프셋되어 있다(즉, 각 전류는 다른 2개의 파형들로부터 3분의 1 사이클만큼 오프셋되어 있다). 이러한 파형들의 스태거링은, 감소되었음에도 상당한 리플을 가지며, 에너지가 부하(들)에 지속적으로 제공되도록 한다. 그 결과, 일정한 양의 전력이 전류의 각 사이클에 걸쳐 전송된다. 변압기들은 3상 전력망에 있어서 다양한 지점에서 전압 레벨을 증가 또는 감소하는데 사용될 수 있다. 3상 정류기 브릿지는 흔히 3상의 각 지점에 대하여 2개의 다이오드들을 사용하여 6개의 다이오드들을 포함한다.
3상 전원 장치 시스템들은 몇몇 장점들을 갖지만, 또한 특정의 결점 또는 제한을 가진다. 예를 들어, (변압기에 의한) 레벨 천이 및 각각의 브랜치의 정류를 위한 3개의 세트의 회로뿐만 아니라 최소 3개의 도전체들 또는 전력선들이 일반적으로 요구된다. 또한, 단상 전원 장치 상에서 감소되는 리플이 감소되는 반면, 리플은 여전히 지속적이고, 일반적으로 만족할만한 레벨로 줄이기 위해서 저장 커패시터들을 필요로 한다.
최소한의 EMI를 가지며, 소형이면서 경량이고, 적당히 저렴하게 만들어질 수 있는 전원 장치 또는 컨버터에 대한 필요성이 있다. 또한, 스위칭 전원 장치의 복잡성을 회피하는 이러한 전원 장치에 대한 필요성이 더 있다. 대형 부품에 대한 필요성을 감소시킬 수 있고, 크기 및 외형이 소형이며 경량으로 이루어질 수 있는 전원 장치에 대한 필요성이 더 있다.
일 양태에 있어서, 출력 파형이 DC 출력 파형의 발생을 위한 최소한의 평활화를 요구하도록 하나 이상의 입력 파형들이 형상화되거나 선택되는 전원 장치가 제공된다.
하나 이상의 실시예들에 따르면, 분리 변압기에 제공되기 이전에 하나 이상의 입력 파형들이 형상화되거나 선택되는 전원 장치가 제공된다. 입력 파형들의 속성은 변환된 파형이 DC 출력 파형의 발생을 위해 최소한의 평활화를 요구하지 않도록 형상화되거나 선택된다.
전원 장치는 파형 발생기, 전압 레벨을 증가(또는 감소) 시키는 레벨 변환단, 정류단, 및 신호 결합기를 포함할 수 있다. 파형 발생기는 상보형 파형(complementary waveform)들 각각이 정류되고 조합된 후에, 그 합이 일정하여, DC 출력 파형의 발생을 위한 최소한의 평활화를 요구하지 않도록 상보형 파형들을 발생시킬 수 있다.
일 실시예에 있어서, DC 출력 전원 장치는 파형 발생기, 적어도 하나의 변압기, 정류단, 및 신호 결합기를 포함한다. 파형 발생기는 상보형 파형 각각이 정류및 조합된 후에, 그 합이 일정할 수 있도록 상보형 파형들을 발생시킬 수 있다. 상보형 파형들은, 다른 실시예에 있어서 파형들이 상이한 관계를 가질 수 있더라도, 동일하지만 서로 90도 위상 천이되는 것이 바람직하다. 상보형 파형들은 한 쌍의 변압기들 또는 별도의 권선을 가지는 단일 변압기에 인가될 수 있다. 변압기들의 출력들은 정류단에 제공되어, 한 쌍의 정류 신호들을 출력한다. 정류 신호는 가산되는 경우에, 그 합이 일정한 성질을 갖는다. 정류 신호가 신호 결합기에 제공되어, 신호들을 합산하여 일정한 DC 출력 신호를 생성한다.
특정 실시예에 있어서, 출력 전압이 모니터링되고, 다시 전원 장치의 입력 측에 피드백되되어, 변압기(들)에 인가되기 전에 상보형 파형 신호들의 진폭 또는 다른 특성들을 조정한다.
다른 실시예들에 있어서, 스위치 커패시터 기술은 변압기(들)이 아니라, 상보형 파형들의 전압 레벨을 조정하기 위해(예를 들면, 스텝 업) 사용된다. 다른 관점에 있어서, 전원 장치는 유사한 방식으로 동작한다.
본 명세서에서 기재된 실시예들은 고효율을 유지하는 한편, 약간의 큰 부품들을 가지는 종래의 전원 장치보다 더 작고, 가볍고, 얇고 및/또는 저렴한 것을 포함하는 하나 이상의 이점들을 가져올 수 있다. 전원 장치는 최소한의 EMI 또는 미미한 EMI를 생성하도록 설계될 수 있다. 전원 장치는 설계와 제조 과정에 있어서 더 간결하게 될 수 있기 때문에, 더 빠르게 상용화될 수 있고, 따라서 빠른 제품 설계 사이클을 가져온다.
또 다른 실시예들, 대체예 및 변경예들 또한 본 명세서에서 첨부된 도면에 기재되거나 도시되어 있다.
도 1은 본 명세서에서 개시된 신호 레벨 변환을 위해 하나 이상의 변압기들을 사용하는 DC 출력 전원 장치의 개념적인 블록도이다.
도 2는 일례에 따라 도 1에 도시되는 전원 장치의 동작을 나타내는 일련의 파형도들이다.
도 3은 또 다른 일례에 따라 도 1에 도시되는 전원 장치의 동작을 나타내는 일련의 파형도들이다.
도 4는 도 1의 개념적인 블록도에 따라 개시된 전압 조정된 DC 출력 전원 장치의 실시예의 구성요소들을 나타내는 블록도이다.
도 5는 도 1의 개념적인 블록도에 따라 개시된 전류 조정된 DC 출력 전원 장치의 실시예의 구성요소들을 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 명세서에서 개시된 다양한 실시예들과 관련하여 사용될 수 있는 신호 발생기의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 7은 도 1과 유사한 기술을 사용하지만 스위칭 커패시터 회로들로 구현된 전원 장치의 실시예를 나타내는 개략도이다.
도 8은 본 명세서에서 개시된 DC 출력 전원 장치의 개념적인 블록도이다.
도 9는 본 명세서에서 개시된 다양한 실시예들과 관련하여 사용될 수 있는 신호 발생기의 두 번째 일례를 나타내는 블록도이다.
도 10은 신호 발생기에 의해 출력될 수 있는 한 쌍의 주파수 변조 신호들의 일례를 나타내는 파형도이다.
도 11a 및 도 11b는 각 경우에 상이한 입력 파형들을 사용하여 도 1의 원리에 따라 동작하는 DC 전원 장치의 일부를 나타낸 개략도이다.
도 12는 적분기로서 구성되는 증폭기들을 가지는 DC 전원 장치의 일부를 나타낸 개략도이다.
도 13은 적분기 특성의 트랜스컨덕턴스 증폭기들을 가지는 DC 전원 장치와 관련하여 사용될 수 있는 파형도이다.
도 14는 전력 증폭기를 선형화하기 위한 피드포워드(feedforward) 기술들을 채용하는 DC 전원 장치의 일부를 나타낸 개략도이다.
도 15는 피드포워드 및 피드백(feedback) 기술들 모두를 채용하는 DC 전원 장치의 일부를 나타낸 개략도이다.
도 16은 피드포워드 및 피드백 기술들 모두를 채용하는 DC 전원 장치의 또 다른 실시예를 나타낸 개략도이다.
도 17은 다단 전력 변환 장치를 형성하기 위한 스위칭 커패시터 회로들을 사용하는 실시예를 나타낸 개략도이다.
도 18은 정의 부스터 회로와 부의 부스터 회로의 조합을 가지는 스위칭 커패시터 전원 장치를 나타내는 개략도이다.
하나 이상의 실시예들에 따르면, 하나 이상의 입력 파형이 형성되거나 그렇지 않으면 분리 변압기에 대해 제공되기 이전에 선택되는 전원 장치가 제공된다. 변형된 파형들이 DC 출력 파형의 발생을 위해 최소한의 정류 및/또는 평활화를 필요로 하도록 입력 파형들의 속성이 형상화되거나, 선택되거나, 또는 발생된다.
도 8은 본 명세서에서 개시된 전원 장치(800)의 개념적인 블록도이다. 도 8에 있어서, 신호원(파형) 발생기(805)는 한 쌍의 상보형 파형 신호들(823 및 824)을 발생시킨다. 상보형 파형 신호들(823 및 824)은 레벨 변환단(830)을 통하여 결합된 후에 출력(정류)단(840)에 대하여 일정한 DC 출력 레벨을 제공하도록 선택되며, 여기서, 출력단(840)에서의 저장/평활화 커패시터 요구사항을 최소화하면서 레벨 변환된 신호들이 정류되고 결합된다. 상보형 파형 신호들(823 및 824)은 바람직하게는 본 명세서에서 이후에 설명하는 타입인 것이 바람직하다. 상보형 파형 신호들(823 및 824)은 각각 블록(835 및 836)을 통해서 각각 스텝 업(step up) 또는 스텝 다운(step down)되며, 이는 본 명세서에서 더 상세하게 설명하는 바와 같이, 예를 들어, 하나 이상의 변압기 또는 스위칭 커패시터 네트워크로서 실시될 수 있다. 레벨 변환단(830)은 출력단(840)에 대해 신호들(837 및 838)을 제공한다. 제1 레벨 변환 블록(835)으로부터의 신호(837)가 출력단(840)의 제1 정류기 블록(860)에 제공된다. 제2 레벨 변환 블록(836)으로부터의 신호(839)가 출력단(840)의 제2 정류기 블록(861)에 제공된다. 정류기 블록들(860 및 861) 각각은, 예를 들어, 전파 정류기 브릿지로서 실시될 수 있다. 정류기 블록들(860 및 861)의 정류된 출력 신호들(866 및 867)은 모두 합해지는 경우에 결과가 일정한 DC 레벨이 되도록 하는 속성상 상보형인 파형들이다. 이것을 위하여, 정류된 출력 신호들(866 및 867)이 신호 결합기(870)에 제공되며, 여기서는 정류된 출력 신호들(866 및 867)을 합하거나 그렇지 않으면 결합하여, 저장/평활화 커패시터들에 대한 필요성 없이 속상상 실질적으로 일정한 DC 출력 신호(885)를 제공한다.
도 1은 본 명세서에서 개시된 도 8의 일반적인 원리에 기초하여 신호 레벨 변환을 위하여 하나 이상의 변압기들을 사용하는 DC 출력 전원 장치(100)의 개념적인 블록도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 신호원(파형) 발생기(105)는 신호 라인들(123 및 124) 상에서 한 쌍의 상보형 파형 신호들(VIN1 및 VIN2)을 발생시킨다. 상보형 파형 신호들(VIN1 및 VIN2)은 변압기 단(130)을 통해서 출력단(140)에 결합된 후에 일정한 DC 출력 레벨을 제공하도록 선택되며, 여기서, 출력단(140)에서 저장/평활화 커패시터 요구사항들을 최소화하면서 정류 및 결합된다. 상보형 파형 신호들(VIN1 및 VIN2)은 본 명세서에서 이후에 개시된 타입이 바람직하다. 상보형 파형 신호들(VIN1 및 VIN2)은 변압기 단(130)을 통해서, 보다 상세하게는, 변압기 단(130)의 각각의 변압기들(135 및 136)을 통해서 출력단(140)에 결합된다. 변압기들(135 및 136)은 속성상 전압을 스텝 업 또는 스텝 다운시킬 수 있으며, 상보형 파형 신호들(VIN1 및 VIN2)의 진폭이 동일하다고 가정하면, 특성이 동일한 것이 바람직하다. 변압기들(135 및 136)은 입력 신호들(123 및 124) 및 출력 신호들(137 및 138)에 대하여 별도의 권선을 가지는 단일 변압기로서 물리적으로 구현될 수 있지만, 동일한 자기 코어(magnetic core)(들)를 공유하거나, 그렇지 않으면, 2개의 물리적으로 분리된 변압기들로서 물리적으로 구현될 수 있다.
변압기 단(130)은 출력단(140)에 신호들(137 및 138)을 제공한다. 변압기(135)의 2차 출력으로부터의 신호(137)는 출력단(140)의 제1 정류기 블록(160)에 제공된다. 변압기(136)의 2차 출력으로부터의 신호(138)는 출력단(140)의 제2 정류기 블록(161)에 제공된다. 정류기 블록들(160 및 161) 각각은, 예를 들면, 전파정류 브릿지로서 구현될 수 있다. 정류기 블록들(160 및 161)의 정류된 출력 신호들(166 및 167)은, 모두 더해지는 경우, 그 결과가 일정한 DC 레벨이 되도록 속성상 상보적인 주기 파형들일 수 있다. 이를 위하여, 정류된 출력 신호들(166 및 167)이 신호 결합기(170)에 제공되어, 정류된 출력 신호들(166 및 167)을 합산하고, 저장/평활화 커패시터들을 일반적으로 필요치 않고서, 속성상 실질적으로 일정한 DC 출력 신호(185)를 제공한다. 실제에 있어서, 적은 양의 리플이 발생할 수 있으며, 이는 정류기 블록들(160 및 161)의 출력들에서 및/또는 신호 결합기(170) 후와 같이, 임의의 편리한 위치에서 제공될 수 있는 비교적 작은 평활화 커패시터(들)(도시 생략)로 평활화될 수 있다.
생성된 파형들(VIN1 및 VIN2)의 특성은, 신호들이 변압, 정류, 및 결합(예를 들어, 가산)된 후에, 그 결과의 출력 신호(185)가 일정한 DC 레벨이 되도록 주기적인 파형이 되도록 선택된다. 바람직하게는, 파형들(VIN1 및 VIN2)은 동일한 형상이지만, 90도 만큼 서로 오프셋되어 있다. 또한, 파형들은 EMI의 관점에서 원하지 않을 수 있는 스파이크 또는 기타의 특성들이 없도록 대략 평활한 것이 바람직하다. 신호들(VIN1 및 VIN2)의 적절한 파형의 일례들이 도 1에 도시되어 있으며, 또한, 도 2에 더 상세하게 도시되어 있다. 도 2에서, 그래프들(2A 및 2B)은 파형들(VIN1 및 VIN2)을 각각 나타낸다(도 2에서 파형들(203 및 204)로서 나타냄), 그 각각은 교류 비반전/반전 상승 코사인 파형을 구성하지만, 그 위상은 서로 90도 만큼 오프셋되어 있다. 전파(full-wave) 정류 후에, 그 결과의 파형들(213 및 214)이 도 2C 및 2D)에 도시되어 있으며, 이들은 각각 파형들(VIN1 및 VIN2)에 관한 것이다. 파형들(213 및 214)은 90도 만큼 서로 오프셋되어 있는 정현파들로서, 즉, 사인 코사인 관계를 가지는 것으로서, 원래 파형(VIN1 및 VIN2)의 위상 오프셋을 반영한 것이다. 함께 가산되는 경우, 정류된 파형들(213 및 214)은 도 2E에 도시된 바와 같이 일정한 DC 출력 레벨을 가지는 출력 파형(220)을 가져온다. 즉, 파형(VIN1 및 VIN2)의 정류 및 가산은, 종래의 스위칭 전원 장치에서 보통 요구되는 대형의 저장/평활화 커패시터에 대한 필요없이 일정한 DC 출력 레벨을 가져온다.
도 2의 그래프(2A 및 2B)에 도시되는 파형들(203 및 204) 이외에도, 기타의 파형들 또한 사용되어 동일한 최종 결과를 제공할 수 있다. 도 3은 정류 및 가산 후에 일정한 DC 출력 레벨을 제공하도록 선택되는 상보형의 주기적인 파형들의 제2 일례를 나타낸다. 도 3에서, 그래프 3A 및 3B은 각각 파형 VIN1 및 VIN2 을 나타내며(도 3에서 파형 303 및 304로서 나타냄), 파형들 각각은 교류 비반전/반전 삼각파형의 삼각파를 구성하지만, 위상은 90도 만큼 서로 오프셋되어 있다. 전파 정류 후에, 그 결과의 파형들(313 및 314)이 그래프 3C 및 3D에 도시되어 있으며, 이는 각각 파형 VIN1 및 V1N에 관한 것이다. 정류된 파형(313 및 314) 양측 모두는 대칭 형상을 갖는 정극성의 삼각파형으로서, 서로 90도 만큼 오프셋되어 있어서, 원래의 파형들(VIN1 및 VIN2)의 위상 오프셋을 반영하고 있다. 함께 더해졌을 경우에, 정류된 파형들(313 및 314)은 그래프 3E에 도시된 바와 같이 일정한 DC 출력 레벨을 가지는 출력 파형(320)을 가져온다. 정류된 파형들(313 및 314)이 삼각파 중 상승하는 부분과 하락하는 부분에 대해 동일한 선형적인 기울기를 가지기 때문에, 제1 정류 파형(313)의 전압 감소는 제2 정류 파형(314)의 전압 상승에 매칭하며, 또한 그 반대일 수 있다. 따라서, 파형들(VIN1 및 VIN2)의 정류 및 가산은 일반적으로 종래의 스위칭 전원 장치에 보통 요구되는, 대형의 저장/평활화 커패시터들에 대한 필요성 없이 일정한 DC 출력 레벨을 가져온다.
또한, 도 2 및 도 3에 도시된 파형들(VIN1 및 VIN2) 이외에도, 기타 파형들은 역시 사용될 수 있다. 바람직하게는, 변압 및 전파 정류 후에, 정류된 파형들이 서로 더해져서 일정한 DC 레벨을 가져오게끔 서로 상보적이 되도록 파형들(VIN1 및 VIN2)이 선택되거나 발생된다. 이러한 파형들은 상승하는 기울기 및 곡률이 하락하는 기울기 및 곡률과 동일하도록 속성상 대칭인 정류 파형을 가져오는 주기적인 파형을 포함할 수 있다. 마찬가지로, 정류 파형들은 교번하는 "정극성(positive)" 및 "부극성(negative)" 파동이 형상은 서로 동일하지만 서로 반전되도록 그 중점에 대해 대칭인 것이 바람직하다. 도 2 및 도 3에 도시되는 파형의 예들은 위의 기준을 만족시킨다. 이러한 정류 파형들은 동일하지만 90도 만큼 서로 오프셋되어 있는 경우, 정류 파형의 대칭적인 성질이라는 것은, 일방의 정류 파형에서의 상승이 타방의 정류 파형에서의 하락에 정확히 매칭하여, 일정한 결합된 출력레벨을 가져오는 것을 의미한다.
위와 더불어, VIN1 및 VIN2에 대하여 더 복잡한 파형들이 사용될 수도 있다. 예를 들어, 파형들(VIN1 및 VIN2)은 많은 상이한 고조파들을 포함될 수 있고, 및/또는 시간에 따라 변할 수 있다.
전술한 전력 변환 기술들은 전압 또는 전류에 기초한 전원 장치에 적용될 수 있다. 더 상세한 일례들을 본 명세서에 기재한다.
도 4는 도 1의 개념적인 블록도에 따라 개시된 바와 같이 전압 제어 DC 출력 전원 장치(400)의 실시예의 성분들을 나타낸 블록도이다. 전원 장치(400)는 배터리와 같은 국소 전원 또는 라인 전원과 같은 외부 전원에 의해 공급될 수 있다. 도 4에 있어서, 신호 발생기(405)는 속성상 주기적인 것이 바람직한 한 쌍의 상보형 파형 신호들을 발생시키고, 이들은 일반적으로 VIN1 및 VIN2에 대하여 전술한 특성들을 가진다 - 즉, 이들은 변압기 단을 통해서 결합, 정류, 조합된 후에 일정한 DC 출력을 제공하도록 형상화 또는 선택된다. 상보형의 파형 신호들(412 및 413)이 VCA(voltage controlled amplifier: 전압 제어 증폭기)(415)에 제공되며, 이는 피드백 감지 증폭기(490)를 통해서 DC 출력 신호(485)로부터 수신되는 피드백에 기초하여 파형 신호들(412 및 413)의 진폭을 조정한다. 몇몇 실시예들에 있어서, 전압 제어 증폭기(415)는 생략될 수 있고, 피드백 경로(491) 및 센스 증폭기(490)도 생략될 수 있다.
전압 제어 증폭기(415)는 도 1 및 도 2의 일례와 같이 사용되는 파형들과 유사한 일례를 묘사하는 도 4에 도시되는 중첩 그래프들에서 파형들(423 및 424)에 의해 반영되는 바와 같이, 각각 선형 증폭기들(430 및 431)에 대하여 진폭 조정된 상보형 파형 신호들(VIN1 및 VIN2)의 쌍을 출력한다. 선형 증폭기들(430 및 431)의 전력 입력들은 전원 장치 레일(+V 및 -V)에 연결되고, 이들은 레일에서 레일로 필수적으로 걸치는 증폭된 신호들(432 및 433)을 출력한다(증폭기들(430 및 431)로부터 최소한의 손실을 거침). 하나의 파형의 예에 대한 신호들(432 및 433)의 전압 특성들은, 초기 발생된 파형들이 VIN1 및 VIN2 의 그래프들(423 및 424)에서 나타나는 경우에, 도 4에 도시되는 바와 같이, 각각 중첩 그래프들(440 및 441)에 반영된다. Vp1 및 Vp2의 해당 전류 특성은 중첩 그래프들(442 및 443)(파형들 lp1 및 lp2를 묘사) 각각에 반영된다. 그래프들(440, 441, 442, 및 443)로부터 알 수 있는 바와 같이, 이러한 특정예의 전압 파형들(Vp1 및 Vp2)은 교류 반전 및 비반전 상승 코사인파인 것이 특징인 반면(Vp1 및 Vp2는 동일하지만 서로 90도 만큼 오프셋되어 있슴), 해당하는 직류 파형들(lp1 및 lp2)은 비반전 상승 코사인파의 시간 주기에 해당하는 일정한 정극성의 전류 및 반전 상승 코사인파의 시간 주기에 해당하는 일정한 부극성 전류를 갖는 사각파형의 형태를 취한다. 전압 파형과 마찬가지로, 전류 파형들(lp1 및 lp2)은 동일하지만 서로 90도 만큼 오프셋되어 있다.
제1 선형 증폭기(430)의 출력은 제1 변압기(435)의 1차 권선에 결합된다. 제2 선형 증폭기(431)의 출력은 제2 변압기(436)의 1차 권선에 결합된다. 변압기들(435 및 436)의 2차 권선들은 출력단(440)에 연결되어, 변압기들(435 및 436)로부터 변압기 출력 신호들(437 및 438)을 수신한다. 변압기들(435 및 436)은 상보형 파형 신호들(Vp1 및 Vp2)의 진폭이 동일하다면, 속성상 스텝 업 또는 스텝 다운일 수 있으며, 특성이 동일한 것이 바람직하다. 변압기들(435 및 436)은 입력 신호들(432 및 433) 및 출력 신호들(437 및 438)에 대하여 별도의 분리 권선들을 가지는 단일 변압기로서 물리적으로 실시될 수 있지만, 동일한 자기 코어(들)를 공유하며, 또는 그 밖에도 2개의 별도의 변압기로서 물리적으로 실시될 수 있다. 변압기들(435 및 436)은 낮은 누설 인덕턴스를 가지도록 설계되는 것이 바람직하다.
출력단(450)은, 예를 들어, 전파 정류 브릿지들로서 실시될 수 있는 한 쌍의 정류기 블록들(460 및 461)을 포함하는 것이 바람직하다. 변압기(435)의 2차 출력으로부터의 신호(437)가 출력단(450)의 제1 정류기 블록(460)에 제공된다. 변압기(436)의 2차 출력으로부터의 신호(439)가 출력단(450)의 제2 정류기 블록(461)에 제공된다. 정류기 블록들(460 및 461) 각각은, 예를 들어, 전파 정류 브릿지로서 실시될 수 있다. 정류기 블록들(460 및 461)의 정류 출력 신호들은 모두 더해졌을 경우 그 결과가 일정한 DC 레벨이 되도록 이 경우에는 속성상 상보적이고 주기적인 파형들이다. 이를 위해, 정류기 블록들(460 및 461)의 출력들은 이로부터의 정류 출력 신호들이 가산성 결합하도록, 직렬로 함께 연결되며, 이에 의해 일반적으로 저장/평활화 커패시터들을 필요로 하지 않고서 속성상 실질적으로 일정한 DC 출력 신호(485)를 제공한다. 실제에 있어서, 적은 양의 리플이 발생할 수 있으며, 이는 정류기 블록들(460 및 461)의 출력들에서 및/또는 부하(470)에 걸쳐서와 같이, 임의의 편리한 위치에서 제공될 수 있는 비교적 작은 평활화 커패시터(들)로 평활화될 수 있다. 따라서, 부하(470)는 일정한 DC 출력 공급 신호를 공급받는다.
원한다면, 감지 증폭기(490)를 통해서 피드백이 제공될 수 있으며, 이는 DC 출력 신호(485)를 샘플링하여 전압 제어 증폭기(415)에 전압 피드백 신호를 제공하여, 선형 증폭기들(430 및 431)에 적합하도록 입력 파형들(412 및 413)의 진폭을 차례로 조정한다. 이와 같이, DC 출력 신호(485)는 일정한 전압 레벨에 유지할 수 있다.
전원 장치(400)의 동작은 대략 도 1의 전원 장치(100)와 동일하다. 예를 들어, 입력 파형들(412 및 413)이 도 2의 그래프들(2A 및 2B)에 도시된 주기적인 교류 반전/비반전 상승 코사인파들의 형상을 취하는 경우, 그 결과의 정류 및 조합된 파형들은, 앞서 설명한 바와 같이, 도 2의 그래프들(2C, 2D 및 2E)에 도시된 것과 유사할 것이다. 입력 파형들(412 및 413)이 도 3의 그래프들(3A 및 3B)에 도시된 바와 같이 교류의 반전/비반전 삼각파들의 삼각파형의 형상을 취하는 경우, 그 결과의 정류 및 조합된 파형들은, 앞서 또한 설명한 바와 같이, 도 3의 그래프들(3C, 3D 및 3E)에 도시된 것과 유사할 것이다. 도 1과 같이, 다수의 고조파를 가지거나 시간에 따라 교번하는 파형들을 포함하는 임의의 적절한 주기적인 파형들이 사용될 수 있다. 본 명세서에 기재된 적절한 파형들을 가지고, 전원 장치(400)는 이론적으로 저장/평활화 커패시터들을 요구하지 않고서 일정한 DC 출력 신호(485)를 가져올 수 있다.
도 5는 도 1의 일반적인 접근법에 따른 전원 장치(500)의 또 다른 실시예의 성분들을 나타내는 블록도이다. 전압 제어 DC 출력 전원 장치인 도 4의 전원 장치(400)와 달리, 도 5는 전류 제어 DC 출력 전원 장치(500)를 나타낸다. 도 5에서, 5xx 라고 지칭된 요소들은 도 4에서 동일하게 지칭된 요소들(4xx)의 기능과 대략 유사하다. 전원 장치(500)는 앞서서와 같이 배터리와 같은 국소적인 전원 또는 라인 소스와 같은 외부 전원에 의해 공급된다. 신호 발생기(505)는 한 쌍의 상보형 파형 신호들(512 및 513)을 발생시키며, 바람직하게 속성상 주기적인 것으로, 일반적으로, VIN1 및 VIN2에 대해 앞서 설명한 특성들을 가진다 - 즉, 변압기 단을 통해서 결합, 정류, 및 조합된 후에 일정한 DC 출력을 제공하도록 형성되거나 선택된다. 상보형 파형 신호들(512 및 513)은 전압 제어 증폭기(VCA)(515)에 제공되어, 피드백 감지 증폭기(590)를 통해서 DC 출력 신호(585)로부터 수신되는 피드백에 기초하여 파형 신호들(512 및 513)의 진폭을 조정한다. 몇몇 실시예들에 있어서, 전압 제어 증폭기(515)는 생략될 수 있으며, 피드백 경로(591) 및 감지 증폭기(590)도 생략될 수 있다.
전압 제어 증폭기(515)는 도 1 및 도 2의 유사한 예에서 사용되는 파형들과 유사한 일례를 도시하는 도 5에 나타낸 중첩 그래프들에서 파형들(523 및 524)에 의해 반영된 바와 같이, 각각 선형 트랜스컨덕턴스 증폭기들(530 및 531)에 대하여 진폭 조정된 상보형 파형 신호들(VIN1 및 VIN2)의 쌍을 출력한다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(530 및 531)은 그 입력 전압에 비례하는 전류를 출력하며, 따라서, 전압 제어 전류원으로서 간주될 수 있다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(530 및 531)의 효과는 신호 발생기(505)에 의해 발생되는 파형들(512 및 513)이 동일한 형상의 전류 파형들로 실질적으로 변환될 수 있다는 것이다. 이하 설명하는 바와 같이, 이는 다운스트림 처리에 있어서 장점을 가질 수 있으며, 더 나은 EMI 특성을 가져올 수도 있다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(530 및 531)은 전원 장치 레일들(+V 및 -V)에 연결되어, 변압기들(535 및 536)에 대하여 증폭된 신호들(532 및 533)을 출력한다. 신호들(532 및 533)에 대한 전류 특성들은 초기 발생된 파형들이 VIN1 및 VIN2에 대한 그래프들(523 및 524)에서 나타나는 경우에, 도 5에 도시된 바와 같이, 각각 중첩 그래프들(540 및 541)(파형들(lp1 및 lp2)을 도시함)에 반영된다. 신호들(432 및 433)의 해당 전압 특성들은 각각 중첩 그래프들(542 및 543)(파형들 Vp1 및 Vp2를 나타냄)에 각각 반영된다. 그래프들(540, 541, 542, 및 543)로부터 알 수 있는 바와 같이, 이러한 특정예의 전류 파형들(lp1 및 lp2)은 교류의 반전 및 비반전 상승 코사인파인 것을 특징으로 하는 반면(lp1 및 lp2는 동일하지만 90도 만큼 서로 오프셋되어 있슴), 해당 전압 파형들(Vp1 및 Vp2)은 비반전 상승 코사인파의 시간 주기에 해당하는 일정한 정극성 전압 및 반전 상승 코사인파의 시간주기에 해당하는 일정한 부극성 전압을 가지는 사각파의 형태를 취한다. 전류 파형들(lp1 및 lp2)과 같이, 전압 파형들(Vp1 및 Vp2)은 동일하지만, 서로 90도 만큼 오프셋되어 있다.
제1 트랜스컨덕턴스 증폭기(530)의 출력은 제1 변압기(535)의 1차 권선에 결합된다. 제2 트랜스컨덕턴스 증폭기(531)의 출력은 제2 변압기(536)의 1차 권선에 결합된다. 변압기들(535 및 536)의 2차 권선들은 출력단(540)에 연결되어, 변압기들(535 및 536)로부터 변압기 출력 신호들(537 및 538)을 수신한다. 변압기들(535 및 536)은 속성상 스텝 업 또는 스텝 다운할 수 있으며, 유입 신호들(532 및 533)의 진폭이 동일하다고 가정하면, 특성이 동일한 것이 바람직하다. 변압기들(535 및 536)은 입력 신호들(532 및 533) 및 출력 신호들(537 및 538)에 대하여 별도의 권선들을 가지지만, 동일한 자기 코어(들)를 공유하는 단일 변압기로서 물리적으로 실시될 수 있으며, 또는 그 밖에도 2개의 별도의 변압기들로서 물리적으로 실시될 수 있다.
출력단(550)은, 예를 들어, 전파 정류 브릿지들로서 실시될 수 있는 한 쌍의 정류기 블록들(560 및 561)을 포함하는 것이 바람직하다. 변압기(535)의 2차 출력으로부터의 신호(537)는 출력단(550)의 제1 정류기 블록(560)에 제공된다. 변압기(536)의 2차 출력으로부터의 신호(539)는 출력단(550)의 제2 정류기 블록(561)에 제공된다. 정류기 블록들(560 및 561)의 각각은, 예를 들어, 전파 정류 브릿지로서 실시될 수 있다. 정류기 블록들(560 및 561)의 정류 출력 신호들은 모두 더해졌을 경우에, 그 결과가 일정한 DC 레벨이 되도록 속성상 상보형인 주기적인 파형들이다. 이를 위해, 정류기 블록들(560 및 561)의 출력들은 이로부터의 정류 출력 신호들이 가산적으로 결합되도록 병렬로 함께 연결되며, 이에 의해, 일반적으로 저장/평활화 커패시터들에 대한 필요성 없이, 속성상 실질적으로 일정한 DC 출력 신호(585)를 제공한다. 실제에 있어서, 적은 양의 리플이 발생할 수 있으며, 이는 정류기 블록들(560 및 561)의 출력들 및/또는 부하(570)와 같이, 임의의 편리한 위치에서 제공될 수 있는 비교적 작은 평활화 커패시터(들)(도시 생략)로 평활화될 수 있다. 따라서, 부하(570)는 일정한 DC 출력 공급 신호를 공급받는다.
원한다면, 감지 증폭기(590)를 통해서 피드백이 제공될 수 있으며, 이는 DC 출력 신호(585)를 샘플링하여, 전압 제어 증폭기(515)에 전압 피드백 신호를 제공하며, 이는 트랜스컨덕턴스 증폭기들(530 및 531)에 대하여 적절한 레벨이 되도록 입력 파형들(512 및 513)의 진폭을 차례로 조정한다. 이와 같이, DC 출력 신호(585)는 일정한 전압 레벨에 유지될 수 있다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(530 및 531)이 최대 효율을 위하여 레일에 근접하여 동작하도록, 그렇지만 증폭기들이 선형 동작 영역에 유지되며, 클립이 일어나지 않도록 충분히 멀리서 동작하도록 피드백 루프가 설계되는 것이 바람직하다. 전압 피드백 루프에는, 부하(예를 들어, 저항)의 특성들이 시간에 따라 변동하더라도 전압 레벨이 비교적 일정하게 유지하는 것을 보장하는데 있어서 유용하다. 입력 전압이 다운한다면(예를 들어, 입력 소스로서 배터리를 가짐), 그후 출력 전압이 비교적 일정하게 유지되도록 하기 위하여 전압 피드백이 사용될 수도 있다.
전원 장치(500)의 동작은 도 1의 전원 장치(500)와 대략 유사한 것으로서, 파형 발생기(105)의 출력 신호들(123 및 124)을 전류에 관련하는 것으로 처리한다. 입력 파형들(512 및 513)이 도 2의 그래프들(2A 및 2B)에서 도시된 바와 같이 주기적인 교류의 반전/비반전 상승 코사인파의 형상을 취하는 경우, 그 결과의 정류 및 조합된 파형은, 앞서 설명한 바와 같이, 도 2의 그래프들(2C, 2D, 및 2E)에서 도시되는 바과 유사할 것이다. 입력 파형들(512 및 513)이 도 3의 그래프들(3A 및 3B)에 도시된 바와 같이 교류의 반전/비반전 삼각파를 가지는 삼각파형의 형상을 취하는 경우, 그 결과의 정류 및 조합된 파형들은 또한 앞서 설명한 바와 같이, 도 3의 그래프들(3C, 3D, 및 3E)에 도시된 바과 동일할 것이다. 도 1과 같이, 다수의 고조파를 가지며 또는 시간에 따라 교번하는 파형들을 포함하는 임의의 적절한 주기적인 파형들이 사용될 수 있다. 본 명세서에서 기재된 적절한 파형들로, 전원 장치(500)는 저장/평활화 커패시터들을 이론적으로 요구하지 않고서 일정한 DC 출력 신호(585)를 가져올 수 있다.
대안의 증폭기 배치를 사용하는 전원 장치의 또 다른 실시예가 도 11a 및 도 11b에 도시되어 있다. 이러한 일례에 있어서, 간략화를 위해 전원 장치의 1차 측의 반분만이 도시되어 있으며, 각 경우의 회로는 전원 장치의 1차측 일부를 완성하도록 중복되게 된다. 따라서, 도 11a에 도시되는 변압기(1148)는 도 1의 변압기(135)(T1)에 개념적으로 대응하는 반면, 변압기(136)(T2)에 대응하는 제2 회로 세트 및 제2 변압기는 전원 장치의 1차측 일부를 완성하도록 활용될 수 있다. 마찬가지로, 일차 측의 전원 장치 회로(1102)만이 도 11a 및 도 11b에 도시되어 있기 때문에, 2차 측의 회로도는, 예를 들어, 도 1 또는 도 5에 정류기(160)(R1)(즉, 출력단(550)의 다이오드들(D1 내지 D4))로서 도시된 바와 같이, 일반적으로 반분의 브릿지 회로로 형성되게 된다.
도 11a 및 도 11b의 일반적인 접근법은 푸시-풀 증폭기 설계를 채용하는 것이므로, 변압기(1148)는 2개의 1차 권선들(1147) 외에 단일의 2차 권선(1146)을 가진다.
먼저, 도 11a의 일례를 보면, 전압원(1105 및 1106)은 전압원(1105 및 1106)과 유사하게 첨부된 중첩 그래프들에 도시된 출력 파형들(1112 및 1113)을 각각 출력한다. 파형들(1112 및 1113)은 도 2A에 도시된 주기적인 파형의 정(+)과 부(-)의 하프 사이클과 대략 각각 동일하다. 제1 전압원(1105)은 도 2A의 비반전 상승 코사인파에 해당하는 파형(1112)을 발생시키는 반면, 제2 전압원(1106)은 도 2A의 반전 상승 코사인파에 해당하는 파형을 발생시키지만, 이들 파동들은 듀얼 일차 변압기(1148)의 반전 측에 인가되기 때문에 부(-)가 아니라 정(+)으로 도시되어 있다. 상보형 파형을 발생시키는 제2 변압기(도시 생략)에 있어서, 도 2B에 도시되는 주기적인 파형의 정과 부의 하프-사이클에 각각 대응하는 파형들을 발생시키도록 2개의 동일한 전압원이 제공되게 되며, 도 2A 및 도 2B의 파형들과 마찬가지로 전압 발생기들(1105 및 1106)의 파형으로부터 위상 오프셋되어 있다.
파형들(1112 및 1113) 각각은 일련의 비반전 상승 코사인파를 구성하며, 이는 본 예에 있어서, 서로 180도 만큼 위상 오프셋되어 있다. 선형 증폭기들(1120 및 1121)에 대한 입력들로서 전압원들(1105 및 1106)이 제공되어, 전계 효과 트랜지스터들(FETs)(1130 및 1131)을 차례로 급전한다. 트랜지스터들(1130 및 1131) 각각은 변압기(1148)의 1차 권선들(1147) 중 하나에 연결되고, 각각의 소스는 해당 신호 증폭기(1120 및 1121)의 비반전 입력 및 해당 전류 감지 저항(1116 및 1117)에 연결된다. 또한, 변압기(1148)의 센터탭(1149) 및 증폭기들(1120 및 1121)의 전원 장치 입력들은 분리 전원 장치(1107)에 접속되며, 이는 예를 들어, 일련의 배터리들 또는 기타의 DC 전력원을 포함할 수 있다.
증폭기(1121) 및 트랜지스터(1131)(Q2)와 함께 증폭기(1120) 및 트랜지스터(1130)(Q1)는 소스들(1105 및 1106)에 의해 인가되는 전압 파형들(1112 및 1113)에 의해 정의되는 정의된 전류 출력을 제공하는 푸시풀 증폭기를 형성한다. 전류 파형들은 변압기(1148)에 송출된 후 출력단(도 11a에 도시 생략)에서의 정류를 위해 2차 권선(1146)상에 나타난다.
몇몇 구성들에 있어서, 도 11a의 장치는 단일 극성의 전력 트랜지스터 소자들이 활용될 수 있고, 구동 전압들이 단극성이며 접지 전압을 기준으로 한다는 점에서 이점을 제공할 수 있다.
최적의 성능으로서, 트랜지스터들(1130 및 1131)은 낮은 출력 전류 레벨에서 선형성 및 응답 속도를 개선하기 위해서 영구 대기 전류(permanent quiescent current)를 도전하도록 종래의 방법들에 따라 구성될 수 있다. 그러나, 이러한 대기 전류는 전원 장치의 전반적인 효율을 감소시킬 수 있다. 도 11b에 도시된 약간 변형된 동작상의 배치는 대기 전류의 양을 감소시킬 수 있다. 도 11b의 기본 구조는 도 11a와 동일하지만, 신호 발생기들(1105 및 1106)에 의해 공급되는 파형들은, 전반적인 효율의 감소를 최소화하는 한편, 낮은 출력 전류 레벨에서의 선형성 및 응답의 속도를 개선하도록 변형된다. 주요 구동 파형들(1112 및 1113) 아래에 도시되는 추가의 주기적인 파형들(1197 및 1198)은 동시에 푸시풀 증폭기의 반분 모두에 가산되는 공통 모드 파형의 각 경우의 진폭 확대도이다. 이러한 공통 모드 파형은 트랜지스터들(1130 및 1131)로 하여금 각 주요 파형(1112 및 1113)이 0에 접근하는 영역 주위에서만 대기 전류를 도전시키도록 하고, 도전 주기 밖의 모든 다른 주기들에서는 트랜지스터들(1130 및 1131)이 OFF 바이어싱된다. 공통 모드 전류는 트랜지스터들(1130 및 1131)로 하여금 동작이 요구되기에 앞서서 그 도전 영역에 짧게 진입하여, 턴온 왜곡을 감소시키도록 한다. 출력단(2차 측)의 각각의 반분의 공통 모드 전류는 변압기(1148)에서 취소되어, 변압기 2차 권선들(1146)로부터의 출력에 나타나지 않는다.
공통 모드 파형들이 트랜지스터들(1130 및 1131)을 도전시키는 주기는 도시된 예와 달리 변화될 수 있다. 이와 같이, 대기 전류로 인한 평균 전력 손실은 지속적인 도전의 경우에 비해 상당히 감소될 수 있다.
도 5, 도 11a 및 도 11b에 도시된 전력 증폭기 배치들은, 그 입력들에 송출되는 상보형 파형들을 정확하게 재생하도록 공칭 평탄 주파수 응답을 가지는 선형 트랜스컨덕턴스 증폭기들로서 특성화될 수 있다. 상보형 파형들은 비정현파이며, 따라서, 통상 최적의 성능을 위하여 증폭기들부터 고이득 대역폭 곱(product)을 요구한다.
도 2A 및 도 2B에 도시된 특정의 상보형 파형들의 경우, 이러한 제약은 증폭기들이 적분기들로서 구성될 수 있도록 상보형 파형들의 적절한 변형에 의해 완화될 수 있다. 적분기의 폐쇄 루프 응답은 주파수 증가에 따라서 6dB/octave로 하락하여, 낮은 개루프 대역폭을 가지는 증폭기가 채용될 수 있도록 한다.
이러한 접근법에서 사용될 수 있는 증폭기 구성의 일례가 도 2에 도시되어 있다. 본 실시예에 있어서, 도 11a 및 도 11b에 설계와 같이, 1차측 전원 장치의 반분만이 2개의 변압기 중 하나와 관련되는 회로에 대응하여 도시되어 있다. 앞서 설계와 같이, 본 예에 있어서 변압기(1248)는 단일의 2차 권선(1246)그러나 2개의 1차 권선(1247)을 가진다. 앞서와 같이, 1차 측의 전원 장치 회로(1202)만이 도시되어 있지만, 1차측 회로의 이 반분에 대한 2차측 상의 회로는 예를 들어, 도 1 또는 도 5의 출력단의 반분과 마찬가지의 브릿지 회로를 일반적으로 포함할 것이다. 본 예에 있어서, 한 쌍의 전압원들(1205 및 1206)은 각각 전압원들(1205 및 1206)과 유사하게 첨부된 그래프들에 도시된 출력 파형들(1212 및 1213)을 발생시킨다. 전압원(1205 및 1206)의 출력들은 저항들((1270)(R3) 및 (1271)(R4))을 통해서 각각 선형 증폭기들(1220 및 1221)에 제공되는 한편, 증폭기들(1220 및 1221)은 차례로 전계 효과 트랜지스터들(FETs)(1230 및 1231)을 급전(feed)시킨다. 트랜지스터들(1230 및 1231) 각각은 변압기(1248)의 1차 권선들(1247) 중 하나에 접속되고, 또한, 각각의 소스는 전류 감지 저항들(1216 및 1217) 및 해당 적분 커패시터들(1272(C1) 및 1274(C2))에 각각 접속되며, 그 각각은 저항(1273(R5) 및 1274(R6))에 의해 각각 걸쳐져 있다. 변압기(1249)의 센터텝(1249) 및 증폭기들(1220 및 1221)의 전원 장치 입력들은 분리 전원 장치(1207)에 접속되며, 이는 예를 들어, 일련의 배터리들 또는 기타의 DC 전력원을 포함할 수 있다.
동작에 있어서, 전류 감지 저항들(1216(R1) 및 1217(R2))로부터의 피드백은 DC 안정도를 제공하기 위해 저항들(1273(R5) 및 1274(R6))을 포함하여 커패시터들(1272(C1) 및 1273(C2))에 의해 성취된다. 커패시터들(1272 및 1273)의 적분기 동작은 저항들(1216(R1) 및 1217(R2))의 전압, 즉, 트랜지스터들(1230(Q1) 및 1231(Q2))을 통한 전류가 신호 발생기들(1205 및 1206)에 의해 출력되는 전압, 즉, 전압들(1212 및 1213)의 적분이 되도록 한다. 전류가 원하는 형상에 매칭되도록 하기 위해서, 전압 파형들(1212 및 1213)은 도 2A에 도시된 파형(203)(또는 1차측 전원 회로의 상보 부분의 파형(204))의 미분이 되도록 선택되고, 다시 (도 11a와 마찬가지로) 파형(1212)에 대하여 또한 파형(1213)에 대하여 파형(203)으로부터의 각각의 다른 하프 사이클을 취한다. 파형(1213)은 듀얼 1차 변압기(1248)의 부(-)의 권선에 인가되기 때문에, 파형들은 속성상 양극성(+)으로 도시되어 있다.
커패시터들(1273 및 1274(C1 및 C2))을 빼고 전류 감지 저항들(1216 및 1217(R1 및 R2))을 인덕터로 교체함으로써 대안의 적분기 구성이 구성될 수 있다. 이 경우의 인덕터들을 통한 전류는 이를 가로지르는 전압의 적분이 되게 된다.
전력 증폭기 부분들에 대하여 적분기를 이용하는 것은 이러한 특정예들에 한하지 않는다. 도 5의 전원 장치 회로의 더 일반적인 버전에 있어서, 증폭기들(530 및 531)은 적분기 특성을 가지는 트랜스컨덕턴스 증폭기들로서 구성될 수 있고, 도 5에 도시되는 파형들(523 및 524) 대신에 변형된 전압 파형들로 급전될 수 있다. 이러한 목적으로 변형된 파형들이 도 13의 파형들(1312 및 1313)에 도시되어 있는 한편, 실선은 적분 후에 결과인 파형들(1303 및 1304)을 나타낸다. 변형된 파형들(1312 및 1313)은 각 사이클의 말단부에서 사인 또는 코사인 파형을 반전시켜, 사인 또는 코사인파들의 시퀀스로서 설명될 수 있다. 도 2A 및 도 2B와 같이, 파형들(1312 및 1313) 및 그 결과의 적분된 파형들(1303 및 1304)는 형상이 동일하지만, 서로 위상 오프셋되어 있다.
낮은 대기 전력 드레인의 목적은 다른 방법으로, 예를 들어, 전력 증폭기를 선형화하기 위하여 피드포워드 기술을 채용함으로써 수행될 수 있다. 이러한 접근법이 도 14에 도시되어 있다. 간략화를 위해서, 도 14에 도시된 회로(1402)는 도 11a의 전력 증폭기의 일방에 대응하고, 동일한 성분들의 제2 세트가 완전한 증폭기를 만들기 위해서 도 11a의 전력 증폭기의 타방의 반분에 대응하도록 제공될 수 있으며, 그 후 차례로 회로의 전체 세트가 다시 정류를 위한 상보형 신호 및 전원 장치의 다른 측면상에 결합을 제공하도록 복제될 것이다. 도 14에 있어서, 증폭기(1420), 트랜지스터(1430(Q1)), 및 저항(1416(R1))은 대기 전류가 낮거나 0으로 하여 도 11a과 같이 동작하는 증폭기(A1)를 형성한다. 트랜지스터(1430)(Q1)의 출력(1432)은 듀얼 일차 변압기의 일차 권선들 중 하나에 연결된다(도 11a에 도시되는 변압기(1148)와 유사함). DC 전력원(1407)은 전력을 증폭기들(1420 및 1421)에 공급하고, 또한 변압기의 센터 탭에 연결된다(도 11a의 변압기(1148)의 센터탭에 연결된 DC 소스 신호와 유사함).
증폭기(1421), 트랜지스터(1431)(Q2), 및 저항(1417)(R2)은 A1에 대한 입력 전압(신호 발생기(1405)로부터의 출력) 및 저항(1416)(R1) 상의 출력 전압 사이의 차분을 증폭 및 스케일링하는 저전력 오류정정 증폭기(A2)를 형성한다. 이러한 차분 전압의 스케일링된 버전은 트랜지스터(1430)(Q1)로부터의 전류에 가산되도록 트랜지스터(1431)(Q2)의 전류로 변환된다. 이는 전압원(1405)(V1)으로부터 전압 신호를 수신하여, 트랜지스터(1430)(Q1)의 소스 및 감지 저항(1416)(R1) 사이의 노드에서 전압 신호를 차분하는 차분기(1418)에 의해 부분적으로 성취된다. 따라서, 증폭기(A2)는 A1에서 에러를 보상하는 출력에 정정 전류를 가산한다. 증폭기(A2)로부터 요구되는 정정 전류는 일반적으로 증폭기(A1)로부터의 전류 출력보다 상당히 작고, 따라서, 증폭기(A2)는 증폭기(A1)보다 더 낮은 전력 증폭기가 될 수 있고, 또한, 훨씬 더 작은 대기 전력 소실을 가질 수 있다.
트랜지스터 쌍(1430 및 1431)의 출력(1432)은 도 11a와 마찬가지로 변압기의 일차 권선들 중 하나에 급전될 수 있다. 또 다른 동일하게 구성된 피드포워드 증폭기는 도 11a에서와 같이 변압기의 또 다른 1차 권선에 접속되게 된다. 신호 발생기(1405 및 이에 대응하는 것)는 도 11a와 마찬가지의 신호들 또는 본 명세서에 기재된 바와 같이 다른 실시예들의 신호들을 발생시키도록 구성될 수 있다.
도 14에 도시된 피드포워드 정정을 사용하는 대안으로서는, 도 15의 실시예에 도시되는 배치와 같이 피드포워드 기술 및 피드백 기술 양쪽 모두를 적용하는 것이다. 도 14에서와 같이, 도 15의 회로(1502)는 도 11a의 전력 증폭기의 일방에 대응하고; 유사한 성분들의 제2 세트는 완전한 증폭기를 이루기 위해서 도 11a의 전력 증폭기의 타방의 반분에 해당하게 되며; 그 후 차례로 회로의 전체 세트는 전원 장치의 타방측의 정류 및 조합을 위한 상보형 신호를 제공하기 위해 다시 복제되게 된다. 도 15에 있어서, 증폭기(1520), 트랜지스터(1530)(Q1), 및 임피던스 소자(1516)(Z4)는 낮거나 0인 대기 전류를 가지는 도 11a에서와 같이 동작하는 증폭기(A1)을 형성한다. 증폭기(1521), 트랜지스터(1531)(Q2), 및 임피던스 소자(1517)(Z3)는 저전력 정정 증폭기를 형성한다. 또 다른 임피던스 소자(1572)(Z2)는 증폭기(1520)의 출력으로부터 그 반전 입력까지의 피드백 경로를 형성하고, 임피던스 소자(1571)(Z1)는 트랜지스터(1530)(Q1) 및 임피던스 소자(1516)(Z4) 사이의 노드에 대하여 증폭기(1520)의 반전 입력을 연결시킨다. Z2?Z4 = Z1?Z3인 관계가 만족한다면, 트랜지스터(1530)(Q1)에서의 왜곡은 트랜지스터들(1530(Q1) 및 1531(Q2))을 통한 전류들의 합에 의해 형성되는 출력 전류로부터 상쇄될 수 있다. 따라서, 증폭기 단(A1)은 최대 효율을 위해 낮거나 0인 대기 전류에서 동작할 수 있다.
또한, 임피던스 소자(1572(Z2))가 커패시터로서 선택되고, 임피던스 소자(1516(Z4))는 인덕터로서 선택되고, 임피던스 소자들(1571(Z1) 및 1517(Z3))이 저항이라면, 출력 전류가 신호 발생기(1505)로부터의 입력 전압(V1)의 적분인 한 균형식이 충족될 수 있으며, 이는 도 12에서 도시되는 파형들이 사용될 수 있도록 한다.
또한, 유사한 결과들을 달성하기 위해 임피던스 소자들(Z1 내지 Z4)의 다른 조합들이 사용될 수 있으며, 임피던스 소자들은 단위 회로 소자일 필요는 없으나, 소자들의 네트워크일 수 있다. 예를 들어, 임피던스 소자(1572)(Z2)는 커패시터일 수 있고, 임피던스 소자(1571)(Z1)은 저항과 커패시터의 직렬 조합일 수 있으며, 임피던스 소자(1516(Z4))는 저항일 있으며, 임피던스 소자(1517(Z3))는 저항 및 커패시터의 병렬 조합일 수 있다. 이는 또한 입력으로서 도 12에 도시되는 파형들을 사용할 수 있다. 또 다른 일례로서, 임피던스 소자(1572(Z2))는 커패시터일 수 있고, 임피던스 소자(1571(Z1))는 저항일 수 있고, 임피던스 소자(1516(Z4))는 저항일 수도 있고, 임피던스 소자(1517(Z3))는 커패시터일 수 있다. 이러한 경우, 장치는 도 11a에 도시되는 입력 파형들 또는 다른 적절한 파형들을 사용할 수 있다.
또 다른 대안은 증폭기(1521)의 비반전 입력 단자에 대한 입력상의 필터와 Z3의 임피던스 소자를 결합하는 것이다. 정정 증폭기(A2)의 전송 기능은, 도 16에 도시되는 바와 같이, 피드백 소자들(1675(Z5) 및 1676(Z6))의 추가에 의해 변경될 수도 있다. 예를 들어, 임피던스 소자(1675(Z5))는 저항일 수 있고, 임피던스 소자(1676(Z6))는 커패시터일 수 있다. 증폭기(A2)의 전송 기능은 임피던스 소자(1617(Z3))를 다른 형태의 임피던스 소자로 보이도록 변형될 수 있으며, 예를 들어, 저항으로서 임피던스 소자(1617(Z3))를 구현하여, 임피던스 소자(1617)로서 리액턴스성 소자의 사용을 피하도록 하는 것이 바람직할 수 있다. 다른 관점으로, 도 16은 도 15와 동일하고, 도 16의 성분들(16xx)은 일반적으로 도 15에서 그 해당 성분들(15xx)에 대응한다.
특정 전력 증폭기 구성에 대하여 피드포워드 오류 정정 및 피드포워드 플러스 피드백 정정 기술들을 설명하였지만, 이들은 다른 전력 증폭기 및 관련 설계들에도 적용가능하다.
도 7은 스위치 커패시터들로 구현되는 도 8의 개념도의 원리에 따른 전원 장치(700)의 실시예를 나타내는 블록도이다. 본 명세서에서 기재되는 다른 예들과 같이, 전원 장치(700)는 배터리와 같은 국소적인 전원 또는 라인 소스와 같은 외부 전원에 의해 공급된다. 도 7에 있어서, 이러한 일례에서 한 쌍의 신호 발생기들(705 및 715)을 포함하는 파형 발생기는, 한 쌍의 상보형 파형 신호들(706 및 716)을 발생시키며, 이는 속성상 주기적인 것이 바람직하고, 일반적으로 VIN1 및 VIN2 에 대하여 앞서 설명한 특징을 갖는다 - 즉, 레벨 시프트, 정류, 및 조합된 후에 일정한 DC 출력을 제공하도록 형상화 또는 선택된다. 이러한 파형들의 예들이 주기적인 교류 반전/비반전 상승 코사인 신호 파형들(707 및 717)(일례에 따르면, 각각 파형 신호들(706 및 716)에 대응)로서 도시되어 있다. 상보형 주기 파형 신호들(706 및 716)은 선택적으로는 DC 출력 신호(785)로부터 수신되는 피드백 신호(도시 생략)에 기초하여 파형 신호들(706 및 716)의 진폭을 조정하는 전압 제어 증폭기(VCA)(도시 생략)에 제공될 수 있다.
파형 신호(706)는 트랜스컨덕턴스 증폭기들(731 및 751)에 제공되는 한편, 파형 신호(716)는 트랜스컨덕턴스 증폭기들(741 및 761)에 제공된다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(731, 741, 751, 및 761)은 그 입력 전압에 비례하는 전류를 출력하고, 따라서, 전압 제어 전류원으로서 간주될 수 있다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(731 및 741)의 효과는, 파형 신호들(706 및 716)이 기본적으로 유사한 형상의 전류 파형들(735 및 745)로 변환된다는 것이다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(751 및 761)의 효과는, 파형 신호들(706 및 716)이 기본적으로 유사한 형상의 전류 파형들(755 및 765)로 변환되지만, 파형 신호(706 및 716)가 트랜스컨덕턴스 증폭기들(751 및 761)의 반전 입력들에 연결된다는 사실로 인하여 속성상 반전된다는 것이다. 도 5의 실시예와 같이, 전류 구동 파형으로 변환하는 것은, 다운스트림 처리에 대해 이점을 가질 수 있고, 개선된 EMI 특성들을 가져올 수 있다. 트랜스컨덕턴스 증폭기들(731, 741, 751 및 761)은 앞서 기재되는 바에 유사한 구성일 수 있다.
도 7에 도시된 예에 있어서, 신호들(735 및 745)의 전류 특성들은 교류 반전/비반전 상승 코사인파(신호들(735 및 745)의 전류 파형은 동일하지만 서로 90도 오프셋되어 있슴)를 특징으로 하는 반면, 신호들(735 및 745)에 관련되는 해당하는 전압 파형들은 일반적으로 비반전 상승 코사인파의 시간 주기에 대응하는 일정한 정(+)의 전압 및 반전 상승 코사인파의 시간 주기에 대응하는 일정한 부(-)의 전압을 가지는 사각파형이다. 신호들(735 및 745)의 전류 파형과 같이, 전압 파형들은 동일하지만 서로 90도 오프셋되어 있다. 마찬가지로, 신호들(755 및 765)의 전류 및 전압 특성은 신호들(735 및 745)로부터 반전된다. 따라서, 본 예의 신호들(755 및 765)의 전류 특성은 교류 비반전/반전되어 상승 코사인파(신호들(755 및 765)의 전류 파형은 동일하지만 서로 90도 오프셋 되어 있음)를 특징으로 하는 반면, 신호들(755 및 765)에 관련되는 해당 전압 파형들은 일반적으로 비반전 상승 코사인파의 시간 주기에 대응하는 일정한 정(+)의 전압 및 반전 상승 코사인파의 시간 주기에 대응하는 일정한 부(-)의 전압을 가지는 사각파형이다. 신호들(755 및 765)의 전류 파형들과 같이, 전압 파형들은 동일하지만 서로 90도 오프셋되어 있다.
트랜스컨덕턴스 증폭기들(731, 741, 751 및 761)의 출력들은, 각각 입력 전압 레벨을 스텝 업(또는 다운)하도록 동작하고, 예를 들어, 챠지 부스트 스위치 커패시터(charge-boost switched capacitor) 회로의 원리를 사용하여 일정한 DC 소스 신호(785)로서 부하(770)에 대해 레벨 변환된 출력을 제공하는 유사한 네트워크의 구성요소들에 결합된다. 제1 트랜스컨덕턴스 증폭기(731)의 출력은 다른 단부가 입력 전원 장치 레일(789)에 결합되는 커패시터(732)에 결합된다. 트랜스컨덕턴스 증폭기(731)는 인가 신호의 레벨이 스텝 업(약 2배)시켜, 레벨 변환된 신호(737)를 가져오도록 하는 방식으로 주기적으로 커패시터(732)를 충전하는 역할을 한다. 다이오드(734)는 스텝 업(또는 다운)된 신호(737)를 정류하는 역할을 한다. 마찬가지의 방식으로, 트랜스컨덕턴스 증폭기들(741, 751, 및 761)은 각각 커패시터들(742, 752, 및 762)에 연결되며, 그 각각은 다이오드들(743, 753, 및 763)을 통해서 입력 전원 장치 레일(789)에 각각 연결된다. 커패시터들(742, 752, 및 762) 및 관련된 다이오드들(743, 753, 및 763)은 입력 신호 레벨을 스텝 업(또는 감소)시키는 스위치 커패시터 회로들을 형성하여, 레벨 변환된 신호들(745, 75 및 767)을 가져온다. 정류 다이오드들(744, 754, 및 764)은, 스텝 업(또는 다운)된 신호(737)에 대한 정류 다이오드(734)와 같은 방식으로, 각각 스텝 업(또는 다운) 신호들(747, 757 및 767)을 정류하는 역할을 한다. 도 7에 도시된 예에 있어서, 레벨 변환된 신호들(737 및 757)로부터 파생된 정류 신호들의 가산성 조합은 도 2에서 파형(213)과 마찬가지이다. 레벨 변환된 신호들(747 및 767)로부터 파생된 정류 신호들의 가산성 결합은, 이러한 동일한 예에 있어서, 도 2에 파형(214)과 유사하다 - 즉, 레벨 변환된 신호들(737 및 757)로부터 파생된 정류 신호들의 가산성 조합에 의해 발생되는, 동일한 파형의 90도 오프셋 버전과 유사하다. 전술한 바와 같이, 파형들(213 및 214)의 가산성 결합은 일정한 DC 신호 레벨이다.
따라서, 레벨 변환된 신호들(737, 747, 757 및 767)로부터 파생된 정류 신호 4개 모두를 함께 조합함으로써, 최종적인 결과는 일반적으로 저장/평활화 커패시터를 필요로 하지 않고서, 속성상 실질적으로 일정한 스텝 업(또는 다운)된 DC 신호(785)이다. 실제에 있어서, 적은 양의 리플들이 발생할 수 있으며, 이는 부하(770) 등과 같이, 임의의 편리한 위치에서 제공될 수 있는 비교적 작은 평활화 커패시터(들)(772)로 평활화될 수 있다. 이에 의해 부하(770)에는 일정한 DC 출력 장치 신호를 공급받는다. 4상 설계에서는 또한 장치(789)로부터 취해진 전류는 실질적으로 리플이 없도록 한다. 도 7의 예는 단일 단의 전압 스텝 업을 나타내지만, 동일한 원리가 다단 스텝 업 컨버터에 적용될 수 있다.
일 양태에 있어서, 도 7은 공급 전압(Vsupply)을 대략 배가하는 단일 단의 부스트를 제공하는 커패시터들을 사용하는 속도 부스터를 나타낸다. 이러한 접근법은 또 다른 부스트 단을 생성하도록, 도 17의 실시예에 있어서,예를 들어, 도시된 바와 같이, 또 다른 정류기들 및 커패시터들의 추가에 의해 확장될 수 있다. 도 17에 있어서, 전압 파형들(V1 및 V2)은 도 7의 것들(즉, 파형들(707 및 717)과 유사함)과 동일할 수 있다. 도 17에서 17xx로 지칭된 구성요소들은 일반적으로 도 7에 7xx라고 지칭된 그 대응부에 해당한다. 또한, 제2 스텝 업(또는 스텝 다운)된 DC 신호(1795)가 도 17에 제공된다. 도 7과 동일한 원리들을 사용하여, 추가의 출력 커패시터(1772')이 회로에 더해졌고, 도 7에 도시된 유사한 다이오드/커패시터 구성들을 통해서 다른 충전 커패시터들(1732, 1742, 1752 및 1762)과 동일한 방식으로 다이오드들(1732', 1733', 1743', 1744', 1752', 1753', 1762' 및 1763')을 통해서 충전 커패시터들(1732', 1742', 1752' 및 1762')이 주기적으로 충전된다. 이러한 것이 선택적으로 사용될 수 있지만, 또 다른 전력 증폭기 단이 요구되지 않으며, 장치의 출력 및 입력 리플이 여전히 매우 낮다. 트랜스컨덕턴스 증폭기 출력 상의 전압은 도 7에서와 같이 사각파형을 유지하며, 따라서 도 17의 전반적인 증폭기들은 여전히 고효율로 동작될 수 있다.
도 7 및 도 17에 도시된 정극성(+)의 부스팅를 위해 사용되는 기술은 또한 정류기들의 극성을 변화시키고 정극성 전압 대신에 접지에 충전 정류기를 레퍼런싱함으로써 반전 전원 장치를 생성하도록 사용될 수 있다. 듀얼 부스트 장치 접근법이 전력 증폭기들의 하나의 세트 상에 2단 부스트를 조합할 수 있는 것과 동일한 방식으로, 정극성 반전 부스터로 동일한 것이 행해질 수 있다. 도 18은 정극성 반전 부스터 회로들의 조합을 가지는 전원 장치를 나타내는 개략도이다. 여기서, 회로의 상부의 반분, 즉, 비반전 전원부(1802)는 일반적으로 도 17의 회로와 등가인 반면, 반전 전원 장치부(1803)는 추가되었다. 따라서, 도 18에 있어서, 18xx라고 지칭된 구성요소들은 도 7에서 7xx라고 지칭된 그 대응부에 해당한다. 반전 전원 장치부(1803)에 있어서, 추가의 충전 커패시터들(1836, 1846, 1856, 및 1866)이 충전 커패시터들(1832, 1842, 1852, 및 1862)과 동일한 방식으로 다이오드들(1837, 1838, 1847, 1848, 1857, 1858, 1867, 및 1868)을 통해서 주기적으로 충전되지만, 비록 동일한 입력 파형들을 사용하더라도 정반대의 극성을 가지므로, 그 결과는 출력 커패시터(1876)상의 부극성(-)의 전원 장치 출력 전압(1896)이 된다. 이와 같이, 전원 장치는 동일한 장치에서 정극성의 출력 전압(1885) 및 부극성의 출력 전압(1896) 양쪽 모두를 제공할 수 있다.
도 6은 교류 반전/비반전 상승 코사인파를 가지는 파형을 발생시키기 위해, 본 명세서에서 기재된 다양한 실시예들과 연계하여 사용될 수 있도록 한 신호 발생기(600)의 일례를 나타내는 간략화된 블록도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 신호 발생기(600)는 ±Vs에서 최대치를 가지는 사인파 형태의 출력(603)을 가지는 제1 정현 파형 발생기(602)를 포함할 수 있다. 사인파 신호(603)는 합산기(610)의 입력으로서 결합된다. 합산기(610)의 다른 입력은 +Vs의 고정된 레벨인 DC 입력 신호(608)이다. 그 결과의 신호(607)는 접지와 +Vs 사이에 최대치를 가지는 사인파 신호(603)의 DC 오프셋 버전이다. DC 오프셋 사인파 신호(607)는 2개의 경로로 나누어지는데, 하나의 경로는 아날로그 인버터(604)에 제공되어, 접지와 -Vs 사이에 최대치를 가지는 DC 오프셋 사인파 신호(607)의 위상 반전된 버전을 출력한다. DC 오프셋 사인파 신호(607) 및 반전 DC 오프셋 사인파 신호(609)는 원한다면, 2개의 증폭기들(605 및 606)의 이득이 동일하도록 하여, 이득 조정을 위한 한 쌍의 증폭기들(605 및 606)에 선택적으로 제공될 수 있다. 증폭기들(605 및 606)로부터의 출력들(612 및 613)은 DC 오프셋 사인파들로서, 입력 신호들(607 및 609)과 마찬가지로 서로에 관하여 위상 천이되어 있다. 스위치(620)는 출력(612 및 613) 사이에서 교번하여, 하부의 증폭기(606)로부터의 사인파가 그 최고 피크에 도달하는 때마다 그 사이를 스위칭하며, 이는 상부의 증폭기(605)로부터의 사인파가 그 최저 피크에 도달하는 때와 동일한 때이다. 그 결과는, 도 6에서 출력(V1)으로 의해 도시한 바와 같이, 비반전 및 반전 상승 코사인파들 사이에 원활한 전송을 가지는, 하프 사이클마다 비반전 상승 코사인파와 반전 상승 코사인파 사이를 교번하는 출력 신호(621)가 된다.
출력 신호(621)의 90도 위상 천이된 버전을 발생하기 위하여 유사한 기술이 사용될 수 있다. 신호 발생기(600)는 ±Vs에서 피크치를 가지는 사인파의 형태의 출력(623)을 가지는 제2 정현파형 발생기(622)를 포함할 수 있다. 신호(623)는 신호(603)의 반전된 버전이며, 따라서 신호(623)는 반전된 신호(603)에 의해서만 발생될 수도 있다. 사인파 신호(623)는 합산기(630)에 대한 입력으로서 결합된다. 합산기(630)의 다른 입력은 -Vs의 고정 레벨인 DC 입력 신호(608)이다. 그 결과의 신호(627)는 접지와 -Vs 사이에 피크치를 가지는 사인파 신호(623)의 DC 오프셋 버전이다. DC 오프셋 사인파 신호(627)는 2개의 경로로 나누어지며, 그 하나의 경로는 아날로그 인버터(624)에 제공되어, 접지와 +Vs 사이에 최대치를 가지는 DC 오프셋 사인파 신호(627)의 위상 반전된 버전을 출력한다. DC 오프셋 사인파 신호(627) 및 반전된 DC 오프셋 사인파 신호(629)는, 원한다면, 2개의 증폭기들(625 및 626)의 이득을 동일하도록 하여, 이득 조정을 위한 한 쌍의 증폭기들(625 및 626)에 선택적으로 제공될 수 있다. 증폭기들(625 및 626)로부터의 출력들(632 및 633)은 DC 오프셋 사인파들이며, 입력 신호들(627 및 629)과 마찬가지로 서로에 관하여 위상 천이되어 있다. 스위치(640)는 출력들(632 및 633) 사이를 교번하여, 하부의 증폭기(626)으로부터의 사인파가 그 최고 피크치에 도달하는 때마다 그 사이를 스위칭하며, 이는 상부의 증폭기(625)로부터의 사인파가 그 최저 피크치에 도달하는 때와 동일하다. 그 결과는, 도 6의 출력 V2에 의해 도시된 바와 같이, 비반전 및 반전 상승 코사인파들 사이에 원활한 전송을 가지는, 하프 사이클마다 비반전 상승 코사인파와 반전 상승 코사인파 사이에 교번하는 출력 신호(641)이다.
이와 함께, 출력들(621 및 641)은 본 명세서에서 기재된 변압기 기반의 전원 장치 실시예들의 입력 신호들(VIN1 및 VIN2)로서 사용될 수 있다.
실제 적용예에 있어서, 신호 발생기(600)로부터의 출력 신호(들)는 신호 발생기(600)에서 부주의하게 만들어낼 수 있는 임의의 잔여 DC 성분을 제거하도록 작은 커패시터 또는 고주파수 필터를 통해서 동작일 수 있다. 또한, 다양한 바이어스 전류 조정들 및 다른 구현의 세부사항들은 종래의 잘 알려진 기술에 따라 추가될 수 있다,
주기적인 교류 파형들을 발생시키기 위해 다른 기법들이 대안으로서 사용될 수도 있다. 예를 들어, 전술한 것과 마찬가지의 파형들을 발생시키기 위해 디지털 합성이 사용될 수 있다. 도 9에 도시되는 하나의 이러한 구현예에 따르면, 파형 발생기(900)는 룩업 테이블(905)(예를 들어, ROM 또는 기타의 비휘발성 저장 장치)의 디지털 형태로 파형 데이터를 저장하고, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 시퀀서, 유한 상태 머신, 또는 기타의 컨트롤러의 제어하에 적절한 순서로 이를 판독한다. 각 파형에 대해 하나씩, 한 쌍의 D/A 변환기(DACs)(910 및 911)에 디지털 데이터가 제공될 수 있다. 즉, 제1 DAC(910)는 제1 변환 파형(914)을 출력하고, 제2 DAC(911)는, 앞서 기재된 바와 같이, 동일하지만 제1 변환 파형(914)으로부터의 90도 오프셋된 제2 변환 파형(915)을 출력한다. 변환된 파형들(914 및 915)은 평활화를 위해 필터들(920 및 921)에 제공된다. 이와 함께, 출력들(930 및 931)은, 본 명세서에서 기재된 바와 같이, 변압기 기반의 전원 장치 실시예들에서 입력 신호들(VIN1 및 VIN2)로서 사용될 수 있다.
다른 실시예들에 있어서, 도 2에서 전술한 교류 반전 및 비반전 상승 코사인파들의 특성들을 가지는 파형을 발생시키기 위하여 허브 다이나모(hub dynamo)에 대한 원리와 마찬가지의 동력화된 기계식 발생기가 사용될 수 있다. 이러한 파형 발생기는 본 명세서에서 개시된 본 발명의 전원 장치 설계들의 큰 와트수의 적용예에 특히 적절할 수 있다. 허브 다이나모 발생기는 일반적으로 전선의 코일 내에 자석을 배치하여, 회전축 상에 영구 자석의 회전에 의해 동작한다. 허브 다이나모 발생기의 출력은 교류 반전 및 비반전 상승 코사인파들을 가지는 파형이 되는 것으로 관찰되었다. 예를 들어, 동일한 축상이지만 전선들의 제1 코일로부터 분리된 전선들의 제2 코일 내에서, 제1 자석에 대하여 수직으로 배향된 제2 영구 자석의 추가에 의해서, 상보형 파형들이 발생될 수 있다. 2개의 영구 자석들은 전선들의 2개의 코일들과 같이 동일한 크기 및 물리적인 특성을 가지는 것이 바람직하며, 이는 회전축의 길이를 다라 서로 측방으로 오프셋되어 있을 수 있다. 회전축의 회전은 동력화 기술, 풍력, 또는 기타의 수단을 포함하여 임의의 적절한 수단에 의해 성취될 수 있다. 더 구체적으로, 하나 이상의 자계들에 관하여 상대적인 회전 운동에서 전선들의 코일을 가지는 회전식 AC 전력 발생기를 사용하여 적절한 파형들이 발생될 수 있다.
전원 장치가 비교적 높은 DC 전압을 낮은 DC 전압으로 변환하는데 사용되는 경우, 비교적 높은 전압 DC 소스로부터 생성된 고주파수 AC 파형은, 하나의 양태에서, 본 명세서에 기재된 다양한 실시예들에서 나타낸 바와 같이 하나 이상의 작은 변압기들을 통해서 저전압으로 변환된다. 전원 장치의 설계는 변환된 신호들이 정류된 후에 변압기들로부터 출력 전압을 평활화하기 위해 큰 저장 커패시터들에 대한 필요성을 회피할 수 있도록 한다. 전력 컨버터의 입력 및 출력 양측 모두는 모든 출력 레벨들에서 리플로부터 이론적으로 자유로울 수 있어서, 필터링을 위해 여분의 자속 성분이 필요치 않다. 출력 저장 요구사항의 제거 및 광범위한 필터링의 제거는, 예를 들어, 종래의 스위칭 전원에 비해 크기 및 비용을 감소시킬 수 있다.
전술한 바와 같이, 실제에 있어서, 변압기 단 또는 그 밖의 것으로부터 임의의 잔여 리플을 감소시키기 위해 몇몇 작은 출력 커패시턴스가 필요할 수 있다. 이러한 약간의 리플이 증폭기 단들에 고유한 인덕턴스에 의해 야기될 수 있다. 25KHz의 주기적인 파형들을 가지고 동작하는 50 W 전원 장치에 있어서는 약 300 내지 600 nF의 커패시턴스가 적합한 것으로 예상된다. 이러한 크기의 커패시턴스는 종래의 스위칭된 전원 장치에 대한 필요보다 상당히 더 작다.
출력에서 임의의 잔여 리플을 감소시키기 위해 채용될 수 있는 또 다른 기술로는 LDO(low dropout) 선형 레귤레이터를 사용하는 것이다. LDO 선형 레귤레이터는 일반적으로 출력 신호와 직렬로 배치되는 전력 FET를 포함할 수 있다. 차동 증폭기는 LDO 선형 레귤레이터의 입력 및 출력 사이의 작은 DC 전압차를 유지하는 방식으로 전력 FET를 제어한다. 전압차는 정류 회로의 출력에서 피크-피크 리플 전압보다 더 큰 값으로 유지된다. LDO 선형 레귤레이터는 리플 전압을 소거하고, 필터에 의해 그 출력에서 나타나는 것을 방지하도록 구성된다. 본 명세서에서 기재되고 도시되어 있는 실시예들에 있어서, 잔여 리플 전압은 일반적으로 상당히 작은 것으로 예상되므로, LDO 선형 레귤레이터는 잔여 리플을 감소시키고 제거하기 위한 하나의 옵션이다 - 따라서, 효율을 크게 타협하지 않고서도, 출력에 있도록 요구될 수 있는 작은 평활화 커패시터에 대한 필요성을 경감 또는 제거한다.
본 명세서에서 기재된 몇몇 전원 장치 실시예들은 2개의 변압기들을 사용하여 구축될 수 있다. 이러한 변압기들은 낮은 프로파일을 만들 수 있고, 따라서, 전원 장치 전자기기의 전반적인 크기에 큰 영향을 주지 않는다. 예를 들어, 오디오 시스템용 200 W 전원 장치에 있어서, 크기가 약 1"인 한 쌍의 도넛형의 변압기들이 사용될 수 있다. 그 결과는, 동일한 와트수의 종래의 스위치 전원 장치보다 더 소형인 전원 장치이다.
본 명세서에 기재되는 전원 장치 설계들은 수백 와트의 전력 범위에 한정되지 않지만, 킬로 와트 이상의 훨씬 더 큰 직류-직류 변환 적용예들에서 사용될 수도 있다.
본 명세서에 기재된 전원 장치의 실시예들은 종래의 스위칭된 전원 장치와 비교하여 크게 감소된 EMI를 가질 수 있다. 전압 파형들이 도 2와 같이, 즉, 주기적인 반전/비반전 상승 코사인파들로서 나타나는 경우, 해당 전류 파형은 사각파형이며, 이는 EMI 관점으로부터 원하는 것과는 다소 다르다. 도 5의 실시예는 변압기 단으로 보내지기 전에 반전/비반전 상승 코사인파들을 전류 파형들로 변환함으로써 이들 문제점을 극복한다. 본 실시예에 있어서, 비교적 평활한 전류 파형은 EMI 걱정을 경감시킨다. 대응하는 전압 파형이 사각파형이 되는 반면, 전압 사각파형에 의해 생성되는 정전기 방출은 전류 사각파형으로부터 생성되게 되는 전자기 방출들보다 차폐(shield) 및 다루기가 더 쉽다.
기재된 직류-직류 변환 방법에 의해 발생되는 EMI는 바람직한 입력 및 출력 전압 및 전류 파형들의 낮은 리플 특성으로 인해 매우 낮을 수 있을지라도, 시간에 따라서 상보형 파형들의 주파수를 변조함으로써 효과적인 EMI 방출들을 더 감소시키는 것이 가능하다. 이러한 형태의 변조는 남아있는 간섭의 스펙트럼 성분이 더 넓은 스펙트럼 대역폭에 걸쳐 확산하도록 하여, 임의의 주어진 주파수에서 간섭의 평균 진폭을 감소시킨다. 변조 파형은 속성상 주기적이거나 랜덤(의사 랜덤을 포함)일 수 있다. 주파수 변조된 상보형 파형들(1030 및 1031)의 세트의 도해의 일례가 도 10에 도시되어 있다. 이러한 특정예는 처프 변조(chirp modulation)에 기초한 것으로서, 단지 도해를 위해서 도 10에 과장하여 나타낸 파형들(1030 및 1031)의 파장들에서 시간에 따른 편차를 가진다.
본 명세서에서 기재된 다양한 전원 장치 실시예들의 변압기 단(130, 430, 또는 530)와 연관하여 다양한 상이한 변압기 설계 및 기술들이 사용될 수 있다. 소망하는 적용예에 따라 특정 변압기 설계가 선택될 수 있다. 예를 들어, 변압기들은 1차 및 2차 전선들이 자기 코어 주위에 감기기 전에 함께 트위스트되는 바이필러(bifilar) 권선들을 채용할 수 있고, 이는 누설 인덕턴스를 감소하는 효과를 가질 수 있다. 대안으로서, 1차 및 2차 전선들이 동축으로 조합되는 동축의 권선들은 사용될 수 있으며, 이는 누설 인덕턴스를 크게 감소시킬 수 있다.
변압기의 형상과 구성의 관점에서, 변압기(들)은 도넛형일 수 있고, 또는 그 밖에 잠재적으로 더 간단한 제조뿐 아니라 특히 낮은 프로파일을 성취하도록 편평할 수 있다(나선 모양의 권선을 가짐). 또 다른 선택사항은, 본 명세서에서 그 전체를 참조로서 원용하고 있는, 미국 특허 제4,665,357호에서 대략 기재된 바와 같이, 일련의 중공의 정사각형 형상의 자기 코어들을 통한 권선을 사용하는 것이다. 또 다른 가능성은, 본 명세서에서 그 전체를 참조로서 원용하고 있는, 미국 특허 제4,210,859호에서 대략 기재된 바와 같이, 변압기 1차/2차 권선(트위스트 페어 또는 동축 페어) 중 하나를 정사각형 에지를 가지는 도넛형 자기 코어의 측벽의 오목한 홈에 임베드하는 것이다. 본 예에 있어서, 종래의 도넛형 변압기와 마찬가지로, 타방의 변압기 1차/2차 권선들은 자기 코어 주위에 반복적으로 권취되어 있지만, 1차/2차 권선은 동축 쌍의 트위스트 쌍이다. 이렇게 함으로써, 수직이며 상호작용하지 않는 자계를 제공하며, 증가된 에너지 밀도를 제공한다. 이러한 설계는 2개의 독립적인 변압기들이 동일한 자기 코어를 공유할 수 있도록 한다.
물론, 다른 변압기 설계들도 활용될 수 있다.
본 명세서에 기재된 전원 장치 설계 및 기술은, 국소적인 배터리 전원 장치 또는 그 밖의 DC 출력 레벨로 변환되기 전에 입력 DC 레벨로 먼저 변환되는 라인 장치를 포함하여, 상이한 형태의 전력 입력들에서 사용될 수 있다. AC 라인 전원 장치가 사용되는 경우에, 라인 AC 전압은 고전압 DC를 생성하기 위하여 먼저 정류된다. 그 후 비교적 높은 주파수들에서 직류-직류 변환 처리가 수행되는 한편, 스위치 모드 전력 컨버터와 달리, 이러한 처리를 위해 사용되는 AC 파형들은 매우 낮은 레벨의 무선 주파수 성분들을 가지므로, 전자기 간섭은 문제가 되지 않는다. 평활화되었고 매우 낮은 EMI를 가질지라도, AC 파형은 통상 종래의 스위치 모드 장치보다 배터리보다 더 우수한 매우 높은 효율을 장치가 유지하는 방식으로 사용된다.
본 명세서에서 기재된 특정 실시예들에 따르면, 고전압 DC로부터 생성된 고주파수 AC 파형들은 다시 하나 이상의 작은 변압기들을 통해서 낮은 전압으로 변환된다. 그러나, 특정의 설계에서는 정류 후에 출력 전압을 평활화하기 위한 저장 커패시터에 대한 필요성를 잠정적으로 회피한다. 컨버터의 입력 및 출력 모두는 이론적으로는 모든 출력 레벨에서 리플로부터 자유로울 수 있으므로, 필터링을 위해 여분의 자기 성분이 요구되지 않는다. 출력 저장 요구사항의 제거와 광범위한 필터링의 제거는 스위칭 전원에 비해 일반적으로 크기 및 비용을 감소시킨다.
출력 저장 커패시터들의 제거는 또 다른 이익을 가져온다. 본 명세서에 개시된 실시예들에 따른 전원 장치는 제어 신호에 대해 재빨리 응답할 수 있으므로, 효율적이면서 고품질, 저소음이며, 낮은 EMI를 갖는 오디오 전력 증폭기 용의 고속 트랙킹 전원 장치로서 채용될 수 있다. 배터리로부터나 외부 전원 장치로부터 DC 장치가 이미 이용가능한 경우라면, 입력 정류 및 저장이 생략될 수 있으며, 출력 저장 커패시터들의 제거로 인한 극도로 낮은 프로파일로 전원 장치가 이루어질 수 있다.
이러한 접근법은, EMI 감소에 관련되어 최소한의 손실도 없고, 다투어야할 전원 장치 동적 스위칭 손실도 없으므로, 실제 효율은 90%를 초과할 수 있어서, 효율적인 전원에 이르게 한다.
변압기들을 구동하는 모드에서는, 스위칭 결점의 제거 및 제어 아키텍처의 단순화가 설계 과정을 상당히 간략화할 수 있으며, 스위치 모드 장치에 비해 시장 적응 시간을 줄일 수 있다.
본 명세서에 기재된 본 발명의 전원 장치 설계는, 오디오 장치, 휴대용 전자 장비(예를 들어, 휴대용 컴퓨터, 휴대폰, 또는 무선 장치, 등), 군용, 항전 기기, 의료 장비, 태양력 변환, 전력 분배 등 매우 다양한 적용예의 사용을 찾을 수 있다.
다양한 실시예들에 있어서, 전술한 실시예들에 따라 구축된 전원 장치는 특정 용도를, 예를 들어, 오디오 증폭기 용의 차량 전원 장치로서 자동차 산업에서 찾을 수 있다. 본 명세서에 기재된 실시예들은 EMI의 관점으로부터 비교적 유리하며, 저렴하고, 매우 효율적이며, 더 적은 주요 성분들을 가질 수 있는 한편, 더 작고, 더 가볍고, 및/또는 더 얇은 전원 장치를 가져올 수 있다. 전원 장치의 설계와 생산이 더 단순할 수 있기 때문에, 더 빨리 상용화될 수 있으며, 따라서, 더 빠른 생산 설계 사이클을 가져온다. 무엇보다, 낮은 방출은 인가에 대한 시간과 비용을 감소시킨다. 간단한 설계 과정, 낮은 부품 비용, 및 낮은 인가 비용은 기존의 전원 장치 접근법보다 상당한 비용 절약을 가져온다. 또한, 낮은 프로 파일, 낮은 비용 및 무게, 및 매우 낮은 방출은 스위치 모드 전원 장치 설계들에서 현재 이행하기 매우 어려운 차량 내의 위치에서 본 발명의 전원 장치의 사용을 가능하게 한다.
휴대용 배터리로 동작되는 제품에 있어서, 낮은 프로파일 성능은 현재 성취하기 어려운 폼 팩터(form factor)를 제공한다.
더 일반화되고, 듀티가 큰 전력 분배 적용예에 있어서, 큰 에너지 저장 성분들의 사용없이도 리플없는 출력을 생성하는 성능은 종래의 접근법에 비해 분명한 장점을 가진다.
다양한 실시예들에 있어서, 매우 낮은 입력 및 출력 리플 및 매우 낮은 EMI 방출로서, 저비용, 경량이며, 효율적이고, 격리되어, 빠르게 응답하는 DC 출력 전력 컨버터가 제공된다. 전력 컨버터는 일반적으로 매우 소형의 출력 저장 커패시터를 요구하므로, 매우 낮은 프로파일 구성들에서 구현될 수 있다. 설계 과정 또한 종래의 스위치 모드 컨버터보다 더 간단하여, 더 빠른 설계 처리를 가져온다. 오디오 증폭기에 있어서 유익한 용도일지라도, 개념상 실시되는 일반적인 원리는 매우 다양한 전력 변환 적용예에 이를 적용시킬 수 있도록 한다.
본 명세서에서 기재되는 특정 실시예들은 특정한 특성들을 가지는 2개의 정류 신호들의 조합에 의해 DC 출력 신호를 발생시킨다. 그러나, 적당한 파형들이 선택된다면, 정류 및 가산성 조합되는 3개 이상의 신호들을 가지는 구성들로 동일한 원리가 확장될 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예들이 본 명세서에 기재되었지만, 본 발명의 개념 및 범주 내에서 많은 변형예들이 가능하다. 당업자들이라면 본 명세서 및 도면을 검토한다면 이러한 변형예들을 명확히 알 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 임의의 첨부된 청구항들의 사상과 범주 내에서만 제한되어 진다.

Claims (35)

  1. 제1 파형 및 제2 파형을 출력하는 파형 발생기;
    상기 제1 파형에 결합되는 제1 정류 브릿지 - 상기 제1 정류 브릿지는 제1 정류 신호를 출력함 -;
    상기 제2 파형에 결합되는 제2 정류 브릿지 - 상기 제2 정류 브릿지는 제2 정류 신호를 출력하며, 임의의 시간상에서 상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호의 합은 고정된 값과 동일함 -; 및
    상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호를 연속적이고 가산성으로 결합함으로써 형성되는 상기 고정된 값의 일정한 레벨을 가지는 DC 출력 신호
    를 포함하는 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 파형 발생기와 상기 제1 및 제2 정류 브릿지들 사이에 배치되는 레벨 변환 회로를 더 포함하며, 레벨 변환 신호는 상기 제1 및 제2 파형들의 스텝 업 또는 스텝 다운 버전을 출력하는 전원 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 레벨 변환 회로는, 상기 제1 파형의 상기 스텝 업 또는 스텝 다운 버전에 대응하는 상기 제1 출력을 출력하는 제1 변압기, 및 상기 제2 파형의 상기 스텝 업 또는 스텝 다운 버전에 대응하는 상기 제2 출력을 출력하는 제2 변압기를 포함하는 전원 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 정류 브릿지는 제1 전파(full-wave) 정류기를 포함하며, 상기 제2 정류 브릿지는 제2 전파 정류기를 포함하는 전원 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 레벨 변환 회로는, 상기 제1 파형의 상기 스텝 업 또는 스텝 다운 버전에 대응하는 상기 제1 출력을 출력하는 제1 스위치 커패시터 회로 쌍, 및 상기 제2 파형의 상기 스텝 업 또는 스텝 다운 버전에 대응하는 상기 제2 출력을 출력하는 제2 스위치 커패시터 회로 쌍을 포함하는 전원 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제1 정류 브릿지는 상기 제1 스위치 커패시터 회로 쌍 및 상기 DC 출력 신호 사이에 각각 연결되는 제1 다이오드 쌍을 포함하며,
    상기 제2 정류 브릿지는 상기 제2 스위치 커패시터 회로 쌍 및 상기 DC 출력 신호 사이에 각각 연결되는 제2 다이오드 쌍을 포함하며,
    상기 제1 정류기 쌍 및 제2 정류기 쌍의 각각의 출력은 상기 DC 출력 신호에 연결되는 전원 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 파형 및 상기 제2 파형 각각은 비반전파 및 반전파의 교번하는(alternating) 주기적인 시퀀스를 포함하며, 상기 제1 파형 및 상기 제2 파형은 동일하지만 서로 90도로 오프셋되어 있는 전원 장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 제1 파형 및 상기 제2 파형 각각은 반전 상승 코사인파로 교번하는 단일 사이클의 상승 코사인파들의 주기적인 시퀀스를 포함하는 전원 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    정류 및 가산성 조합 후에 그 가산성 조합이 리플없이 상기 DC 출력 신호에 대하여 일정한 전압 레벨을 생성하도록 상기 제1 파형 및 상기 제2 파형이 선택되는 전원 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 DC 출력 신호의 일정한 전압 레벨은 출력 저장 커패시터 없이 발생되는 전원 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호는 DC 오프셋을 가지는 코사인파형 및 동일한 DC 오프셋을 가지는 사인파형을 각각 포함하는 전원 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 파형 발생기는 하나 이상의 자계에 대하여 상대 회전 운동하는 전선 코일을 가지는 로터리 AC 전력 발생기를 포함하는 전원 장치.
  13. 전원 장치로서,
    제1 파형 및 제2 파형을 출력하는 파형 발생기;
    입력으로서 상기 제1 파형을 수신하는 제1 변압기;
    입력으로서 상기 제2 파형을 수신하는 제2 변압기;
    상기 제1 변압기의 출력에 결합되는 제1 정류 브릿지 - 상기 제1 정류 브릿지는 제1 정류 신호를 출력함 -;
    상기 제2 변압기의 출력에 결합되는 제2 정류 브릿지 - 상기 제2 정류 브릿지는 제2 정류 신호를 출력함 -; 및
    상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호를 연속적이고 가산성으로 조합함으로써 형성되는 DC 출력 신호
    를 포함하는 전원 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 파형 및 상기 제2 파형 각각은 반전 상승 코사인파들과 교번하는 단일 사이클의 상승 코사인파들의 주기적인 시퀀스를 포함하며, 상기 제1 파형 및 상기 제2 파형은 동일하지만 서로 90도로 오프셋되어 있는 전원 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호는 DC 오프셋을 가지는 코사인파형 및 동일한 DC 오프셋을 가지는 사인파형을 각각 포함하는 전원 장치.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 파형 발생기에 제공되는, 상기 DC 출력 신호로부터 도출되는 피드백 신호를 더 포함하는 전원 장치.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 파형 발생기는 전압 제어 증폭기에 결합되는 출력 신호들을 가지는 신호 발생기를 포함하는 전원 장치.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 제1 변압기 앞에 위치되는 상기 제1 주기적인 파형을 증폭하기 위한 제1 증폭기, 및 상기 제2 변압기 앞에 위치되는 상기 제2 주기적인 파형을 증폭하기 위한 제2 증폭기를 더 포함하는 전원 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제1 증폭기 및 상기 제2 증폭기는 트랜스컨덕턴스 증폭기인 전원 장치.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 제1 변압기 및 상기 제2 변압기는 공통 자기 코어를 공유하는 전원 장치.
  21. 제13항에 있어서,
    상기 제1 정류 브릿지는 4개의 다이오드의 제1 세트를 포함하는 전파 정류기이며, 상기 제2 정류 브릿지는 4개의 다이오드의 제2 세트를 포함하는 전파 정류기인 전원 장치.
  22. 전력 변환 방법으로서,
    제1 교류 파형 및 제2 교류 파형을 발생시키는 단계;
    상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형을 정류하여 제1 정류 신호 및 제2 정류 신호를 각각 발생시키는 단계 - 임의의 시간에서 상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호의 합은 고정된 값과 동일함 -;
    상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호를 연속적이고 가산성으로 조합함으로써 상기 고정된 값의 일정한 레벨을 가지는 DC 출력 신호를 형성하는 단계
    를 포함하는 전력 변환 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형을 정류하기 이전에 상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형을 스텝 업 또는 스텝 다운 레벨로 변환하는 단계를 더 포함하는 전력 변환 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형을 스텝 업 또는 스텝 다운 레벨로 변환하는 단계는, 제1 변압기에서 상기 제1 교류 파형을 수신하여 이로부터 제1 레벨 변환된 교류 파형을 출력하는 단계, 및 제2 변압기에서 상기 제2 교류 파형을 수신하여 이로부터 제2 레벨 변환된 파형을 출력하는 단계를 포함하는 전력 변환 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 레벨 변환된 제1 및 제2 교류 파형을 정류하여 제1 정류 신호 및 제2 정류 신호를 각각 발생시키는 단계는, 제1 전파 정류기에 상기 제1 레벨 변환된 교류 파형을 인가하여 상기 제1 정류 신호를 발생시키는 단계, 및 제2 전파 정류기에 상기 제2 레벨 변화된 교류 파형을 인가하여 상기 제2 정류 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 전력 변환 방법.
  26. 제23항에 있어서,
    상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형을 스텝 업 또는 스텝 다운 레벨로 변환하는 단계는, 제1 레벨 변환된 교류 파형을 출력하는 제1 스위치 커패시터 회로 쌍에 상기 제1 교류 파형을 인가하는 단계, 및 제2 레벨 변환된 교류 파형을 출력하는 제2 스위치 커패시터 회로 쌍에 상기 제2 교류 파형을 인가하는 단계를 포함하는 전력 변환 방법.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 제1 스위치 커패시터 회로 쌍 및 상기 DC 출력 신호 사이에 적어도 제1 정류기 쌍을 결합하여 상기 제1 레벨 변환된 교류 파형의 정류를 수행하는 단계, 및
    상기 제2 스위치 커패시터 회로 쌍 및 상기 DC 출력 신호 사이에 적어도 제2 정류기 쌍을 결합하여 상기 제2 레벨 변환된 교류 파형의 정류를 수행하는 단계를 더 포함하는 전력 변환 방법.
  28. 제22항에 있어서,
    상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형 각각은 비반전 및 반전파들의 교번하는 주기적인 시퀀스를 포함하며, 상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형은 동일하지만 서로 90도로 오프셋되어 있는 전력 변환 방법.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형 각각은 반전 상승 코사인파와 교번하는 단일 사이클의 상승 코사인파들의 주기적인 시퀀스를 포함하는 전력 변환 방법.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 제1 정류 신호 및 상기 제2 정류 신호는 DC 오프셋을 가지는 코사인파형 및 동일한 DC 오프셋을 가지는 사인파형을 각각 포함하는 전력 변환 방법.
  31. 제22항에 있어서,
    정류 및 가산성으로 조합된 후에 그 가산성의 조합이 리플없이 상기 DC 출력 신호에 대하여 일정한 전압 레벨을 생성하도록 상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형이 선택되는 전력 변환 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 DC 출력 신호에 대한 상기 일정한 전압 레벨은 출력 저장 커패시터 없이 발생되는 전력 변환 방법.
  33. 제22항에 있어서,
    상기 제1 교류 파형 및 상기 제2 교류 파형은 하나 이상의 자계에 대하여 상대 회전 운동하는 전선 코일을 가지는 로터리 AC 전력 발생기를 이용하여 발생되는 전력 변환 방법.
  34. 제24항에 있어서,
    상기 제1 변압기 및 상기 제2 변압기를 통한 전류 흐름은 갑작스러운 천이, 스텝 또는 불연속성 없이 연속적인 전력 변환 방법.
  35. 전원 장치로서,
    복수의 입력 파형을 출력하는 파형 발생기;
    복수의 정류 브릿지 - 상기 복수의 정류 브릿지 각각은 상기 입력 파형들 중 하나를 수신하고 또한 정류 신호를 출력함으로써 복수의 정류 신호를 발생시키며, 임의의 시간에서 상기 복수의 정류 신호의 합은 고정된 값과 동일함 -; 및
    상기 복수의 정류 신호를 연속적으로 가산성으로 조합함으로써 형성되는 상기 고정된 값의 일정한 레벨을 가지는 DC 출력 신호
    를 포함하는 전원 장치.
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