TWI430553B

TWI430553B - 電源供應器

Info

Publication number: TWI430553B
Application number: TW99124974A
Authority: TW
Inventors: Owen Jones; Lawrence R Fincham
Original assignee: Thx Ltd
Priority date: 2009-07-28
Filing date: 2010-07-28
Publication date: 2014-03-11
Also published as: TW201117544A

Description

電源供應器

本發明之領域大體而言係關於電源供應器，且更具體而言係關於一通用DC輸出電源供應器。

存在兩個主要的電源供應器或轉換器分類：(1) AC至DC及(2) DC至DC。一AC至DC電源供應器通常將作為其輸入之AC線路電壓轉換至一DC輸出電壓且舉例而言，存在於例如家庭音訊放大器等應用中。其通常可實施為一線性或切換式電源供應器。一DC至DC電源供應器自一個現有DC電壓轉換至另一電壓，例如自一電池轉換至另一較高或較低電壓位準。其通常與一切換式電源供應器一起實施。對於一般使用，DC至DC電源供應器轉換電壓且亦提供輸入與輸出之間的隔離。

一習用電源供應器之共同組件包含一變壓器、整流器及平滑/儲存電容器。一切換式電源供應器中普遍利用之額外組件包含一控制IC晶片、功率電晶體、用以防止電磁干擾(EMI)之濾波及屏蔽。對越來越小裝備之要求已導致切換式電源供應器之一優勢。

用於(例如)家庭音訊放大器中之習用線性電源供應器使用一大、笨重、昂貴之變壓器來將一低頻率、高電壓AC線路供應轉換至適於該放大器或其他應用之一較低電壓。首先，將該高電壓AC線路供應降壓至一較低AC電壓，且然後將該較低AC電壓波形整流成DC。然而，該經整流電壓係不連續且因此需要大的儲存電容器來為該放大器提供一平滑電壓。即使如此，該DC供應器仍具有疊加在DC上之一可感覺的不規則性(波紋電壓)，其可在放大器輸出處顯現為一可聽得到的哼聲及蜂音除非對該放大器設計及佈局採取相當大的關注。

儘管此一電源供應器之設計係相對簡單且該EMI發射相對低，但該變壓器係大、笨重且極昂貴。該等儲存電容器亦係大且昂貴。因此，此電源供應器方案之總體積將其排除在用於輕便、低輪廓設計上之外。該電源供應器中之電力損耗係相對低，其中一總效率通常在85至90%之範圍中。

使用線性電源供應器之一替代方案係採用一切換模式電力轉換技術。在此技術中，首先，在全線路電壓下整流及平滑該線路電壓。此相比於線性電源供應器允許儲存電容器為較小且亦較不昂貴。然後，藉由在一極高頻率下(通常為數十kHz)對所得高電壓DC信號斬波以產生藉由一小變壓器向下變壓至一較低電壓之一AC輸出信號而將其轉換至一較低電壓。由於作業頻率比一線性電源供應器之一作業頻率高得多，因此該變壓器可比在一習用線性電源供應器中小得多。然而，不得不再整流該變壓器之輸出側上之該AC信號以獲得DC，且還必須藉助儲存電容器平滑，但係比在一線性電源供應器中小的儲存電容器。此一電源供應器之一實例係通常用於給一膝上型電腦供電之一外部電源供應器。

此方案中欲付出之一個代價係：為保持效率，對DC之斬波產生具有一不連續、方形波形之高頻率AC。此一波形產生高級別之極高頻率，該等極高頻率輻射以引起射頻干擾(EMI)。需要精心的設計、佈局及屏蔽以將此等發射減少至一可接受限度。切換頻率組件亦需要移除或與輸入及輸出線路隔離，從而需要額外磁性組件，此增加供應器之成本及體積。儘管理論上效率能夠係極高，但其通常在80至90%之範圍中。總而言之，該切換模式電源供應器之大小及重量相比於一習用線性電源供應器可明顯減小，且基本組件成本亦可係較低。然而，一切換式電源供應器設計中固有之複雜性明顯增加設計及證明成本且產生數月之一上市時間。

總之，線性電源供應器趨於在大小及輪廓上較大、相對高價且笨重。但其等在效率及低EMI方面係有利的。切換式電源供應器趨於較小且較輕。但由於較高頻率作業，一切換式電源供應器之變壓器及電容器趨於比一線性電源供應器小。然而，切換式電源供應器可比線性電源供應器較不有效，且產生顯著更多之EMI，該EMI需要精心濾波及屏蔽。切換式電源供應器亦係更複雜，從而需要控制電路及功率切換裝置。其等花費較長時間來設計且通常比線性電源供應器更昂貴。趨勢係朝向越來越小電源供應器發展，從而需要較高頻率作業且因此更多關於EMI之潛在問題。

較大的電源供應器可利用三相發電，其係目前為止所闡述之電源供應器技術之一替代電源供應器技術。在一三相系統中，三個電源線路載運相同頻率但不同相位之三個交變電流，其等在不同時間達到其瞬時峰值。電流波形彼此偏移120度(亦即，每一電流自另外兩個波形偏移一循環之三分之一)。波形之此交錯允許能量在減小的但卻無實質波紋之情形下被連續地提供至負載。因此，經由電流之每一循環轉移一恆定量電力。變壓器可用於在一三相電力網路中之各種點處升壓或降壓電壓位準。一三相整流器橋普遍包含六個二極體，其中兩個二極體用於三相系統之每一分支。

儘管三相電源供應器系統具有一些益處，但其等亦經受某些缺點或限制。舉例而言，通常需要最少三個導體或電力線路，以及三組電路用於位準移位(藉助變壓器)及整流每一分支。而且，儘管波紋經由一單相電源供應器減小，但波紋仍係實質的且一般而言需要儲存電容器來將其降低至一可接受位準。

需要可製作成小的、輕便及適當便宜且具有最小EMI之一電源供應器或轉換器。進一步需要避免一切換式電源供應器之複雜性及複雜化之此一電源供應器。進一步需要可減少對大組件之需要且因此可製作成在大小及輪廓方面為小且輕便之一電源供應器。

在一項態樣中，提供一種電源供應器，其中一個或多個輸入波形經塑形或以其他方式經選擇以使得輸出波形需要針對一DC輸出波形之產生進行最小平滑。

根據一項或多項實施例，一電源供應器經提供具有在被提供至一隔離變壓器之前經塑形或以其他方式選擇之一個或多個輸入波形。該等輸入波形之性質經塑形或經選擇以使得經變壓波形不需要針對一DC輸出波形之產生進行平滑或需要進行最小平滑。

該電源供應器可包括一波形產生器、用於升壓(或降壓)電壓位準之一位準轉換級、一整流級及一信號組合器。該波形產生器可產生互補波形，以使得在整流及組合該等互補波形中之每一者之後，其等總和將係恆定的，因此不需要針對一DC輸出波形之產生進行平滑或需要進行最小平滑。

在一項實施例中，一DC輸出電源供應器包括一波形產生器、至少一個變壓器、一整流級及一信號組合器。該波形產生器可產生互補波形，以使得在整流及組合該等互補波形中之每一者之後，其等總和將係恆定的。該等互補波形較佳地係相同但彼此相差90度相位，但在其他實施例中，該等波形可具有一不同關係。將該等互補波形施加至一對變壓器或具有單獨繞組之一單個變壓器。將該等變壓器之輸出提供至該整流級，其輸出一對經整流信號。該等經整流信號具有當相加在一起時其等總和係恆定之屬性。將該等經整流信號提供至該信號組合器，其對該等信號求和且產生一恆定DC輸出信號。

在某些實施例中，監視所述輸出電壓且將其回饋至該電源供應器之輸入側，從而在施加至變壓器之前調整該等互補波形信號之振幅或其他特性。

在其他實施例中，使用一切換式電容器技術代替變壓器來調整(例如，升壓)該等互補波形之電壓位準。在其他方面中，該電源供應器以一類似方式運作。

本文中所闡述之實施例可產生一個或多個優點，包含比一習用電源供應器小、輕、薄及/或不昂貴，具有較少大組件，同時維持高效率。該電源供應器可經設計以產生最小或不顯著EMI。由於該電源供應器設計及製造起來可係較簡單，因此可使其更快速上市，因此產生一較快產品設計循環。

本文中亦闡述或在附圖中圖解說明進一步實施例、替代方案及變化型式。

根據一項或多項實施例，一電源供應器經提供具有在提供至一隔離變壓器之前塑形或以其他方式選擇之一個或多個輸入波形。該等輸入波形之性質經塑形、選擇或以其他方式產生以使得經變壓波形需要針對一DC輸出波形之產生進行最小整流及/或平滑。

圖8係本文中所揭示之一電源供應器800之一概念方塊圖。在圖8中，一信號源(波形)產生器805產生一對互補波形信號823、824。該等互補波形信號823、824經選擇以在藉由一位準轉換級830耦合至一輸出(整流)級840(在其上整流且組合經位準轉換信號)之後提供一恆定DC輸出位準，同時最小化輸出級840中之儲存/平滑電容器需要。該等互補波形信號823、824較佳地係本文中後文所述之一種類型。該等互補波形信號823、824分別經由區塊835、836升壓或降壓，該等區塊可實施為一個或多個變壓器或切換式電容器網路，例如如本文中進一步詳細闡述。位準轉換級830將信號837、838提供至輸出級840。將來自第一位準轉換區塊835之信號837提供至輸出級840之一第一整流器區塊860。將來自第二位準轉換區塊836之信號839提供至輸出級840之一第二整流器區塊861。該等整流器區塊860、861中之每一者可實施為(例如)一全波整流器橋。整流器區塊860、861之經整流輸出信號866、867係性質上互補以使得當在一起求和時，結果係一恆定DC位準之波形。為此，將經整流輸出信號866、867提供至一信號組合器870，該信號組合器對該等經整流輸出信號866、867組合或以其他方式組合該等經整流輸出信號且在通常不需要儲存/平滑電容器之情形下提供性質上大致恆定之一DC輸出信號885。

圖1係本文中所揭示基於圖8之一般原理且使用一個或多個變壓器用於信號位準轉換之一DC輸出電源供應器100之一概念方塊圖。如圖1中所示，一信號源(波形)產生器105在信號線路123、124上產生一對互補波形信號V_IN1 、V_IN2 。該等互補波形信號V_IN1 、V_IN2 經選擇以在藉由一變壓器級130耦合至一輸出級140(在其上整流且組合該等互補波形信號)之後提供一恆定DC輸出位準，同時最小化輸出級140中之儲存/平滑電容器需要。該等互補波形信號V_IN1 、V_IN2 較佳地係本文中後文所述之一種類型。該等互補波形信號V_IN1 、V_IN2 藉由變壓器級130且更具體而言藉由變化器級130之各別變壓器135、136耦合至輸出級140。變壓器135、136性質上可係升壓或降壓，且較佳地在特性上相同(假設該等互補波形信號V_IN1 、V_IN2 之振幅係相同)。可將變壓器135、136實體實施為具有用於輸入信號123、124及用於輸出信號137、138之單獨繞組但共用相同磁芯之一單個變壓器，否則可將其等實體實施為兩個實體分離的變壓器。

變壓器級130將信號137、138提供至輸出級140。將來自變壓器135之副級輸出之信號137提供至輸出級140之一第一整流器區塊160。將來自變壓器136之副級輸出之信號139提供至輸出級140之一第二整流器區塊161。該等整流器區塊160、161中之每一者可實施為(例如)一全波整流器橋。該等整流器區塊160、161之經整流輸出信號166、167可係性質上互補以使得當在一起求和時結果係一恆定DC位準之週期波形。為此，將該等經整流輸出信號166、167提供至一信號組合器170，該信號組合器對經整流輸出信號166、167求和且在通常不需要儲存/平滑電容器之情形下提供性質上大致恆定之一DC輸出信號185。實務中，可能發生少量波紋，其可藉助相對小的平滑電容器(未展示)平滑掉，電容器可提供在任何便利位置中，例如在整流器區塊160、161之輸出處及/或在信號組合器170之後。

所產生波形V_IN1 、V_IN2 之特性經選擇為週期波形，以使得在變壓、整流及組合(例如，相加)該等信號之後，所得輸出信號185係一恆定DC位準。較佳地，波形V_IN1 、V_IN2 形狀上相同，但彼此偏移90度。而且，該等波形較佳地係大體平滑的，沒有自一EMI角度而言可係不期望之尖波或其他特徵。信號V_IN1 、V_IN2 之適合波形之實例展示於圖1中，且亦更詳細地圖解說明於圖2中。在圖2中，圖形2A及2B分別展示波形V_IN1 及V_IN2 (其等在圖2中表示為波形203、204)，該等波形中之每一者構成一交替未經反轉/經反轉升餘弦波形，但相位彼此偏移90度。在全波整流之後，所得波形213、214圖解說明於圖形2C及2D中，其等分別與波形V_IN1 、V_IN2 相關。波形213、214係彼此偏移90度之正弦曲線波形，亦即，具有正弦與餘弦之關係，此反應原始波形V_IN1 、V_IN2 之相位偏移。當相加在一起時，經整流波形213、214產生具有一恆定DC輸出位準之一輸出波形220，如圖形2E中所示。換言之，波形V_IN1 、V_IN2 之整流及求和即產生一恆定DC輸出位準，而通常不需要如習用切換式電源供應器中通常將需要之大的儲存/平滑電容器。

除了在圖2之圖形2A及2B中所圖解說明之波形203、204之外，亦可使用其他波形且該等波形提供一類似最終結果。圖3圖解說明經選擇以在整流及求和之後提供一恆定DC輸出位準之互補週期波形之一第二實例。在圖3中，圖形3A及3B分別繪示波形V_IN1 及V_IN2 (其等在圖3中表示為波形303、304)，該等波形中之每一者構成一三角形波形，該波形具有交替未經反轉/經反轉三角波，但相位彼此偏移90度。在全波整流之後，所得波形313、314展示於圖形3C及3D中，其等分別與波形V_IN1 、V_IN2 相關。經整流波形313、314皆係正三角形波形，其等具有對稱形狀，彼此偏移90度，此反應原始波形V_IN1 、V_IN2 之相位偏移。當相加在一起時，經整流波形313、314產生具有一恆定DC輸出位準之一輸出波形320，如圖形3E中所示。由於經整流波形313、314針對三角波之升高及下降部分具有相同線性斜率，因此第一經整流波形313之電壓之下降匹配第二經整流波形314之電壓之升高且反之亦然。因此，波形V_IN1 、V_IN2 之整流及求和即產生一恆定DC輸出位準，而通常不需要如在習用切換式電源供應器中通常將需要之大的儲存/平滑電容器。

除了圖2及3中所示針對V_IN1 、V_IN2 之波形外，亦可使用其他波形。較佳地，波形V_IN1 、V_IN2 經選擇或經產生以使得在變壓及全波整流之後，該等經整流波形彼此互補以便其等可相加在一起以產生一恆定DC位準。此等波形可包含產生性質上對稱以使其升高斜率及曲率與其下降斜率及曲率相同之經整流波形之週期波形。同樣地，經整流波形較佳地係關於其中點對稱以使得其交替「正」及「負」波在形狀上相同但自彼此反轉。圖2及3中所示之波形實例滿足以上準則。在此等經整流波形係相同但彼此偏移90度之情形下，該等經整流波形之對稱性質意指一個經整流波形之升高將精確匹配另一經整流波形之下降，因此導致一恆定經組合輸出位準。

除上述波形之外，亦可使用更複雜之波形用於V_IN1 、V_IN2 。舉例而言，波形V_IN1 、V_IN2 可由多個不同諧波構成，及/或可隨時間變化。

上文所述電力轉換技術可應用於基於電壓或基於電流之電源供應器。本文中進一步闡述更詳細實例。圖4係展示所揭示的根據圖1之概念方塊圖之一電壓控制DC輸出電源供應器400之一實施例之組件之一方塊圖。電源供應器400可由一本端電源(例如一電池)供應或由一外部電源(例如一線路源)供應。在圖4中，一信號產生器405產生一對互補波形信號412、413，該等互補波形信號較佳地性質上為週期性且通常具有先前針對V_IN1 及V_IN2 所述之特性-亦即，其等經塑形或選擇以在藉由一變壓器級耦合、整流及組合之後提供一恆定DC輸出。將該等互補波形信號412、413提供至一電壓控制放大器(VCA)415，其基於經由回饋感測放大器490自DC輸出信號485接收之回饋而調整波形信號412、413之振幅。在某些實施例中，電壓控制放大器415可和回饋路徑491及感測放大器490一樣省略。

電壓控制放大器415輸出該對經振幅調整互補波形信號V_IN1 及V_IN2 分別至線性放大器430、431，如圖4中所示的覆蓋圖形中之波形423、424所反應，該等覆蓋圖形繪示類似於圖1及圖2之類似實例中所使用之波形之一實例。430、431之功率輸入連接至電源供應器軌道+V及-V，且該等線性放大器輸出經放大信號432及433，該等信號基本上在軌道間跨越(自放大器430、431經受較小損耗)。在初始所產生波形呈現為如針對V_IN1 及V_IN2 之圖形423、424中之情況下，針對一個波形實例之信號432、433之電壓特性分別反應於圖4中所圖解說明之覆蓋圖形440及441(繪示波形Vp1及Vp2)中。Vp1及Vp2之對應電流特性分別反應於覆蓋圖形442及443(繪示波形Ip1及Ip2)中。如可自圖形440、441、442及443看到，針對此特定實例之電壓波形Vp1及Vp2之特性在於交替經反轉及未經反轉升餘弦波(其中Vp1及Vp2係相同但彼此偏移90度)，而對應電流波形Ip1及Ip2呈現方形波之形式，該等方形波具有對應於未經反轉升餘弦波之時間週期之一恆定正電流，及對應於經反轉升餘弦波之時間週期之恆定負電流。與電壓波形類似，電流波形Ip1及Ip2相同但彼此偏移90度。

第一線性放大器430之輸出耦合至一第一變壓器435之主級繞組。第二線性放大器431之輸出耦合至一第二變壓器436之主級繞組。變壓器435、436之副級繞組耦合至一輸出級450，該輸出級自變壓器435、436接收變壓器輸出信號437、438。變壓器435、436性質上可係升壓或降壓，且較佳地在特性上相同(假設互補波形信號Vp1及Vp2之振幅係相同)。可將變壓器435、436實體實施為具有用於輸入信號432、433及用於輸出信號437、438之單獨繞組但共用相同磁芯之一單個變壓器，否則可將其等實體實施為兩個單獨變壓器。變壓器435、436較佳地經設計以具有低洩露電感。

輸出級450較佳地包括一對整流器區塊460、461，其等可實施為(例如)全波整流器橋。將來自變壓器435之副級輸出之信號437提供至輸出級450之一第一整流器區塊460。將來自變壓器436之副級輸出之信號439提供至輸出級450之一第二整流器區塊461。整流器區塊460、461中之每一者可實施為(例如)一全波整流器橋。在此情況下，整流器區塊460、461之經整流輸出信號係週期波形，其等在性質上互補以使得當在一起求和時結果係一恆定DC位準。為此，整流器區塊460、461之輸出串聯結合在一起以使得加性組合來自其等之經整流輸出信號，藉此在通常不需要儲存/平滑電容器之情形下提供性質上大致恆定之一DC輸出信號485。實務上，可能發生少量波紋，該波紋可藉助相對小的平滑電容器(未展示)平滑掉，平滑電容器可提供於任何便利位置處，例如在整流器區塊460、461之輸出處及/或橫跨負載470。因此，給負載470供應一恆定DC輸出供應信號。

若需要，可經由感測放大器490提供回饋，該感測放大器對DC輸出信號485取樣且提供一電壓回饋信號至電壓控制放大器415，該電壓控制放大器又調整輸入波形412、413之振幅以適於線性放大器430、431。以此方式，可將該DC輸出信號485維持在一恆定電壓位準處。

電源供應器400之作業大體類似於圖1之電源供應器100。舉例而言，在輸入波形412、413呈現例如圖2之圖形2A及2B中所圖解說明之週期交替經反轉/未經反轉升餘弦波之形狀之情形下，所得經整流及經組合波形將類似於圖2之圖形2C、2D及2E中所示之彼等波形，如先前所闡釋。在輸入波形412、413呈現例如圖3之圖形3A及3B中所圖解說明之具有交替經反轉/未經反轉三角形波之三角波形之形狀之情形下，所得經整流及經組合波形將類似於圖3之圖形3C、3D及3E中所示之彼等波形，亦如先前所闡釋。與圖1一樣，可使用任何適合週期波形，包含具有多個諧波或隨時間交替之波形。藉助本文中所述之適合波形，電源供應器400理論上可在不需要儲存/平滑電容器之情形下產生一恆定DC輸出信號485。

圖5係展示根據圖1之一般方法之一電源供應器500之另一實施例之組件之一方塊圖。不同於圖4之電源供應器(其係一電壓控制DC輸出電源供應器)，圖5圖解說明一電流控制DC輸出電源供應器500。在圖5中，標記為5xx之元件功能上通常與圖4中類似標記之元件4xx相似。電源供應器500可如前文由一本端電源(例如一電池)供應或由一外部電源(例如一線路源)供應。一信號產生器505產生一對互補波形信號512、513，其等較佳地在性質上為週期性且通常具有先前針對V_IN1 及V_IN2 所述之特性-亦即，其等經塑形或選擇以在藉由一變壓器級耦合、整流及組合之後提供一恆定DC輸出。將互補波形信號512、513提供至一電壓控制放大器(VCA)515，該電壓控制放大器基於經由回饋感測放大器590自DC輸出信號585接收之回饋調整波形信號512、513之振幅。在某些實施例中，電壓控制放大器515可如回饋路徑591及感測放大器590一樣省略。

電壓控制放大器515輸出該對經振幅調整互補波形信號V_IN1 及V_IN2 分別至線性跨導放大器530、531，如圖5中所示之覆蓋圖形中之波形523、524所反應，該等覆蓋圖形繪示類似於圖1及圖2之類似實例中所使用之波行之一實例。跨導放大器530、531輸出與其輸入電壓成比例之一電流，且因此可被視為電壓控制電流源。跨導放大器530、531之效應在於由信號產生器505產生之波形512、513基本上將被轉換至類似形狀之電流波形。如下文所論述，此對於下游處理可具有優點且可產生甚至更佳EMI特性。跨導放大器530、531連接至電源供應器軌道+V及-V，且輸出經放大信號532、533至變壓器535、536。在初始所產生波形呈現為如針對V_IN1 及V_IN2 之圖形523、524中之情況下，信號532、533之電流特性分別反應於圖5中所圖解說明之覆蓋圖形540及541(繪示波形Ip1及Ip2)中。信號532、533之對應電壓特性分別反應於覆蓋圖形542及543(繪示波形Vp1及Vp2)中。如可自圖形540、541、542及543看到，針對此特定實例之電流波形Ip1及Ip2之特性在於交替經反轉與未經反轉升餘弦波(其中Ip1及Ip2係相同但彼此偏移90度)，而對應電壓波形Vp1及Vp2呈現方形波形式，該等方形波具有對應於未經反轉升餘弦波之時間週期之一恆定正電壓，及對應於經反轉升餘弦波之時間週期之恆定負電壓。與電流波形Ip1及Ip2相同，電壓波形Vp1及Vp2相同但彼此偏移90度。

第一跨導放大器530之輸出耦合至一第一變壓器535之主級繞組。第二跨導放大器531之輸出耦合至一第二變壓器536之主級繞組。變壓器535、536之副級繞組耦合至一輸出級550，該輸出級自變壓器535、536接收變壓器輸出信號537、538。變壓器535、536性質上可係升壓或降壓，且較佳地在特性上相同(假設傳入信號532、533之振幅係相同)。可將變壓器535、536實體實施為具有用於輸入信號532、533及用於輸出信號537、538之單獨繞組但共用相同磁芯之一單個變壓器，否則可將其等實體實施為兩個單獨變壓器。

輸出級550較佳地包括一對整流器區塊560、561，其等可實施為(例如)全波整流器橋。將來自變壓器535之副級輸出之信號537提供至輸出級550之一第一整流器區塊560。將來自變壓器536之副級輸出之信號538提供至輸出級550之一第二整流器區塊561。整流器區塊560、561中之每一者可實施為(例如)一全波整流器橋。在此情況下，整流器區塊560、561之經整流輸出信號係週期波形，其等在性質上互補以使得當在一起求和時結果係一恆定DC位準。為此，整流器區塊560、561之輸出並聯結合在一起以使得加性組合來自其等之經整流輸出信號，藉此在通常不需要儲存/平滑電容器之情形下提供性質上大致恆定之一DC輸出信號585。實務中，可能發生少量波紋，其可藉助相對小的平滑電容器(未展示)平滑掉，平滑電容器可提供於任何便利位置中，例如在整流器區塊560、561之輸出處及/或橫跨負載570。因此，給負載570供應一恆定DC輸出供應信號。

若需要，可經由感測放大器590提供回饋，該感測放大器對DC輸出信號585取樣且提供一電壓回饋信號至電壓控制放大器515，該電壓控制放大器又調整輸入波形512、513之振幅以係跨導放大器530、531之一適合位準。以此方式，可將DC輸出信號585維持在一恆定電壓位準處。回饋迴路較佳地經設計以使得跨導放大器530、531靠近軌道運作以達到最大效率，但足夠遠以使得該等放大器仍處在線性操作區中且不限幅。電壓回饋迴路有助於甚至在負載之特性(例如，其電阻)隨時間波動之情形下亦確保電壓位準保持為相對恆定。電壓回饋亦可用於確保若輸入電壓下降(例如，使用一電池作為輸入源)，則輸出電壓將保持相對恆定。

在將波形產生器105之輸出信號123、124視為與電流相關時，電源供應器500之作業大體類似於圖1之電源供應器100。在輸入波形512、513呈例如圖2之圖形2A及2B中所圖解說明之週期交替經反轉/未經反轉升餘弦波之形狀之情形下，所得經整流及經組合波形將類似於圖2之圖形2C、2D及2E中所示之彼等波形，如先前所闡釋。在輸入波形512、513呈例如圖3之圖形3A及3B中所圖解說明之具有交替經反轉/未經反轉三角形波之三角波形之形狀之情形下，所得經整流及經組合波形將類似於圖3之圖形3C、3D及3E中所示之彼等波形，亦如先前所闡釋。與圖1一樣，可使用任何適合週期波形，包含具有多個諧波或隨時間交替之波形。藉助本文中所述之適合波形，電源供應器500理論上可在不需要儲存/平滑電容器之情形下產生一恆定DC輸出信號585。

圖11A及11B中展示使用一替代放大器配置之一電源供應器之另一實施例。在此等實例中，出於簡化之目的，僅展示主級側電源供應器之半部；將複製每一情況下之電路以完成該電源供應器之主級側部分。因此，圖11A中所示之變壓器1148概念上將對應於圖1中之變壓器135(T1)，而將利用一第二組電路及對應於變壓器136(T2)之第二變壓器來完成該電源供應器之主級側部分。同樣地，由於圖11A及11B中僅繪示主級側上之電源供應器電路1102，因此副級側上之電路通常將由如(例如)圖1中展示為整流器160(R1)或如圖5中(亦即，輸出級550之二極體D1至D4)所示之橋電路之半部形成。

圖11A及11B中之一般方法係採用一推挽放大器設計；因此，變壓器1148具有一單個副級繞組1146但兩個主級繞組1147。

首先觀察圖11A之實例，電壓源1105、1106分別產生輸出波形1112及1113，其等繪示於接近電壓源1105、1106之隨附疊置圖形中。波形1112及1113通常分別等同於圖2A中所示週期波形之正半循環及負半循環。第一電壓源1105產生對應於圖2A中之未經反轉升餘弦波之一波形1112，而第二電壓源1106產生對應於圖2A中之經反轉升餘弦波之一波形；但此等波展示為正而非負，此乃因其等施加於雙主級變壓器1148之反轉側。對於產生互補波形之第二變壓器(未展示)而言，將提供兩個類似電壓源以產生分別對應於圖2B中所示週期波形之正半循環及負半循環之波形，且自電壓產生器1105、1106之波形類似地相位偏移，正如圖2A及2B之波形。

波形1112、1113中之每一者構成一系列未經反轉升餘弦波，其等在此實例中係彼此相位偏移180度。將電壓源1105、1106作為輸入分別提供至線性放大器1120、1121，其等又饋送場效應晶體管(FET)1130、1131。晶體管1130、1131中之每一者連接至變壓器1148之主級繞組1147中之一者，且每一者之源極亦連接至各別信號放大器1120、1121之非反轉輸入且至各別電流感測電阻器1116及1117。同樣，變壓器1149之中心分接頭1149及放大器1120、1121之電源供應器輸入連接至一單獨電源供應器1107，其可包括(例如)一系列電池或其他DC電源。

放大器1120及電晶體1130(Q1)連同放大器1121及電晶體1131(Q2)一起形成一推挽放大器，該推挽放大器提供由電壓波形1112、1113界定之一經界定電流輸出，該等電壓波形由源1105及1106施加。將該等電流波形饋送至變壓器1149，且然後出現在副級繞組1146上以供輸出級(圖11A中未展示)進行整流。

在某些組態中，圖11A之裝置可提供一優點，此乃因可利用單極性功率電晶體裝置且驅動電壓可係單極且參照接地。

為達成最佳效能，電晶體1130、1131可係根據習用方法組態以傳導一永久靜態電流以便改良在較低輸出電流位準下回應之線性及速度。然而，此一靜態電流可降低電源供應器之總效率。圖11B中所示之稍微經修改操作配置可減小靜態電流量。圖11B之基本結構類似於圖11A，但由信號產生器1105、1106供應之波形經修改以改良在低輸出電流位準下回應之線性及速度，同時最小化總效率之任何降低。展示於主驅動波形1112、1113之下之額外週期波形1197、1198係在一共模波形同時添加至推挽放大器之兩個半部之每一情形下之振幅擴大視圖。此共模波形致使電晶體1130、1131僅在各別主波形1112、1113接近零之區域周圍傳導靜態電流；在傳導週期外之所有其他週期處，電晶體1130、1131被施偏壓OFF。該共模電流致使電晶體1130、1131在需要其等運轉之前不久進入其傳導區域，因此減小導通畸變。輸出級(在副級側上)之每一半部中之共模電流在變壓器1148中抵消且因此沒有出現在來自變壓器副級繞組1146之輸出中。

其間共模波形致使電晶體1130、1131傳導之週期可與所示實例不同。以此方式，由於該靜態電流所致之平均功率損耗相比於連續傳導情況可係顯著減小。

圖5與圖11A及11B中所繪示之功率放大器配置通常可稱為線性跨導放大器，其等具有一標稱平坦頻率回應，以使得其等準確地重現饋送至其輸入之互補波形。該等互補波形係非正弦曲線且因此通常自放大器需要一高增益頻寬積以達成最佳效能。

在圖2A及2B中所示特定互補波形之情形下，此約束可藉由適當修改該等互補波形而得以放鬆以使得該等放大器可組態為積分器。一積分器之閉迴路回應通常隨著頻率增加以6 dB/octave下降，此允許採用具有一較低開迴路頻寬之一放大器。

此方法可使用之一放大器組態之一項實例展示於圖12中。在此實施例中，與圖11A及11B中之設計一樣，僅圖解說明對應於與兩個變壓器中之一者相關聯之電路的主級側電源供應器之半部。與早期設計一樣，此實例中之變壓器1248具有一單個副級繞組1246但有兩個主級繞組1247。如前文，僅繪示主級側上之電源供應器電路1202，而針對主級側電路之此半部之副級側上之電路通常將包括類似於例如圖1或圖5之輸出級之半部之彼電路之橋電路。在此實例中，一對電壓源1205、1206分別產生輸出波形1212及1213，其等繪示於接近電壓源1205、1206之隨附圖形中。經由電阻器1270(R3)及1271(R4)將電壓源1205、1206之輸出分別提供至線性放大器1220、1221，而放大器1220、1221又饋送場效應電晶體(FET)1230、1231。電晶體1230、1231中之每一者連接至變壓器1248之主級繞組1247中之一者，且其每一者之源極亦分別連接至電流感測電阻1216及1217且至各別積分電容器1272(C1)及1274(C2)，該等積分電容器中之每一者分別由一電阻器1273(R5)及1275(R6)騎跨。變壓器1249之中心分接頭1249及放大器1220、1221之電源供應器輸入連接至一單獨電源供應器1207，其可包括(例如)一系列電池或其他DC電源。

在作業中，來自電流感測電阻器1216(R1)及1217(R2)之回饋係藉助電容器1272(C1)及1273(C2)達成，其中包含電阻器1273(R5)及1274(R6)以提供DC穩定性。電容器1272及1273之積分器作用強迫橫跨電阻器1216(R1)及1217(R2)之電壓且因此通過電晶體1230(Q1)及1231(Q2)之電流成為由信號產生器1205及1206輸出之電壓(亦即，電壓1212及1213)之組成部分。為使彼電流匹配所需形狀，電壓波形1212及1213經選擇係圖2A中所繪示波形203(或針對主級側電源供應器電路之互補區段之波形204)之差分波形，再(類似於圖11A)針對波形1212及波形1213僅每隔半個循環自波形203進行截取。由於波形1213施加至雙主級變壓器1248之負繞組，因此該等波展示為性質上係正。

一替代積分器組態可藉由免除電容器1273及1274(C1及C2)且用電感器替代電流感測電阻器1216及1217(R1及R2)來構造。此情況下，通過電感器之電流將係橫跨其等之電壓之組成部分。

使用一積分器用於功率放大器區段並不限於此等特定實例。在圖5之電源供應器電路之更一般版本中，放大器530及531可組態為具有一積分器特性之跨導放大器，其等饋送有經修改電壓波形代替圖5中所示波形523及524。用於此目的之經修改波形展示為圖13中之波形1312、1313，同時實線展示積分之後所得之波形1303、1304。經修改波形1312、1313可闡述為一序列正弦或餘弦波，其中該正弦或餘弦波形在每一循環結束時反轉。與圖2A及2B一樣，波形1312、1313及所得經積分波形1303、1304形狀上相同，但相位彼此偏移。

低靜態功耗之目標亦可以其他方式實現，舉例而言藉由採用前饋技術來線性化功率放大器。此方法圖解說明於圖14中。為簡化起見，圖14中所示之電路1402對應於圖11A之功率放大器之一個側；將提供對應於圖11A之功率放大器之另一半部之一第二組類似組件以形成一完整放大器；且然後，又將再複製整組電路以提供用於在電源供應器之另一側上進行整流及組合之互補信號。在圖14中，放大器1420、電晶體1430(Q1)及電阻器1416(R1)形成如圖11A中一樣執行之一放大器A1，但具有低至零之靜態電流。電晶體1430(Q1)之輸出1432連接至一雙主級變壓器(類似於圖11A中所示變壓器1148)之主級繞組中之一者。一DC電源1407將電力供應至放大器1420及1421，且該電源亦連接至該變壓器之一中心分接頭(類似於連接至圖11A之變壓器1148之中心分接頭之DC源信號)。

放大器1421、電晶體1431(Q2)及電阻器1417(R2)形成一低功率錯誤校正放大器A2，其放大且調節至A1之輸入電壓(自信號產生器1405輸出)與橫跨電阻器1416(R1)之輸出電壓之間的差。將此差電壓之一經調節版本轉換至通過電晶體1431(Q2)之一電流以添加至來自電晶體1430(Q1)之電流。此一部分係使用差分器1418來達成，該差分器自電壓源1405(V1)接收電壓信號且減去電晶體1430(Q1)之源極與感測電阻器1416(R1)之間的節點處之電壓信號。放大器A2因此將補償A1中之錯誤之一校正電流添加至輸出。自放大器A2需要之校正電流通常比自放大器A1輸出之電流明顯小，且因此放大器A2可係一比放大器A1低之功率放大器，且亦可具有一小得多之靜態功率浪費。

可將電晶體對1430、1431之輸出1432饋送至類似於圖11A之一變壓器之主級繞組中之一者。另一經類似組態之前饋放大器將如圖11A中連接至該變壓器之另一主級繞組。信號產生器(1405及其對等部分)可經組態以產生類似於圖11A或本文中所揭示其他實施例之信號。

使用如圖14中所圖解說明之前饋校正之一替代方案係如圖15之實施例中所示之配置中應用前饋及回饋技術兩者。與圖14一樣，圖15中之電路1502對應於圖11A之功率放大器之一個側；一第二組類似組件將對應於圖11A之功率放大器之另一半部以形成一完整放大器；且然後，又將整組電路再複製以提供用於在電源供應器之另一側上進行整流及組合之互補信號。在圖15中，放大器1520、電晶體1530(Q1)及阻抗元件1516(Z4)形成如圖11A中一樣執行之一放大器A1，但具有低至零之靜態電流。放大器1521、電晶體1531(Q2)及阻抗元件1517(Z3)形成一低功率校正放大器。另一阻抗元件1572(Z2)形成自放大器1520之輸出至其反轉輸入之一回饋路徑，且阻抗元件1571(Z1)連接放大器1520之反轉輸入至電晶體1530(Q1)與阻抗元件1516(Z4)之間的節點。若滿足關係Z2‧Z4=Z1‧Z3，則電晶體1530(Q1)中之畸變可自由通過電晶體1530(Q1)及1531(Q2)之電流之總和形成之輸出電流消除。因此，放大器級A1可在低至零之靜態電流下作業以達成最大效率。

此外，若將阻抗元件1572(Z2)選擇為一電容器，將阻抗元件1516(Z4)選擇為一電感器，且阻抗元件1571(Z1)及1517(Z3)係電阻器，則滿足平衡方程式，同時輸出電流係來自信號產生器1505之輸入電壓V1之組成部分，此允許使用圖12中所示之波形。

阻抗元件Z1至Z4之其他組合亦可用來達成類似結果，且阻抗元件不需要係整體電路元件，而可係元件網路。舉例而言，阻抗元件1572(Z2)可係一電容器，阻抗元件1571(Z1)可係電阻器及電容器之一串聯組合，阻抗元件1516(Z4)可係一電阻器，且阻抗元件1517(Z3)可自電阻器及電容器之一並聯組合。此亦可使用圖12中所示之波形作為輸入。作為另一實例，阻抗元件1572(Z2)可係一電容器，阻抗元件1571(Z1)可係一電阻器，阻抗元件1516(Z4)亦可係一電阻器，且阻抗元件1517(Z3)可係一電容器。在此情形下，裝置可使用圖11A中所示之輸入波形或其他適合波形。

一其他替代方案係組合針對Z3之一阻抗元件與至放大器1521之非反轉輸入端子之輸入上之一濾波器。校正放大器A2之轉移函數亦可藉由如圖16中所示添加回饋元件1675(Z5)及1676(Z6)來更改。舉例而言，阻抗元件1675(Z5)可係一電阻器，且阻抗元件1676(Z6)可係一電容器。放大器A2之轉移函數可經修改以使阻抗元件1617(Z3)看起來如同一不同類型阻抗元件；舉例而言，可期望將阻抗元件1617(Z3)實施為一電阻器，因此避免使用一無功元件作為阻抗元件1617。在其他方面中，圖16與圖15相同，且圖16中之組件16xx大體對應於圖15中之其對等部分組件15xx。

儘管已相關一特定功率放大器組態闡述及圖解說明前饋錯誤校正及前饋加回饋校正技術，但其等亦可應用於其他功率放大器及相關設計。

圖7係展示大體根據圖8之概念圖之原理使用切換式電容器實施之一電源供應器700之一實施例之一方塊圖。與本文中所闡述之其他實例一樣，電源供應器700可由一本端電源(例如一電池)供應或由一外部電源(例如一線路源)供應。在圖7中，包括(在此實例中)一對信號產生器705、715之一波形產生器產生一對互補波形信號706、716，其等較佳地在性質上係週期性且通常具有先前針對V_IN1 及V_IN2 所闡述之特性-亦即，其等經塑形或選擇以在經位準移位、整流及組合之後提供一恆定DC輸出。此等波形之實例展示為週期交替經反轉/未經反轉升餘弦信號波形707及717(根據一項實例，分別對應於波形信號706及716)。互補週期波形信號706、716可視情況提供至一電壓控制放大器(VCA)(未展示)以基於自DC輸出信號785接收之一回饋信號(亦未展示)調整波形信號706、716之振幅。

將波形信號706提供至跨導放大器731及751，同時將波形信號716提供至跨導放大器741及761。跨導放大器731、741、751及761輸出與其輸入電壓成比例之一電流，且因此可視為電壓控制電流源。跨導放大器731及741之效應係將波形信號706、716基本上轉換至類似形狀之電流波形735、745。跨導放大器751及761之效應係將波形信號706、716基本上轉換至類似形狀但性質上反轉之電流波形755、765，性質上反轉係由於波形信號706、716耦合至跨導放大器751及761之反轉輸入之事實所致。與圖5實施例一樣，轉換至一電流驅動波形可對下游處理具有優點且可產生改良之EMI特性。跨導放大器731、741、751及761可係與先前所述之彼等組態類似之組態。

對於圖7中所圖解說明之實例，信號735及745之電流特性之特性可在於交替經反轉/未經反轉升餘弦波(其中信號735及745之電流波形相同但彼此偏移90度)，而與信號735及745相關之對應電壓波形通常係方形波，該等方形波具有對應於未經反轉升餘弦波之時間週期之一恆定正電壓，及對應於經反轉升餘弦波之時間週期之恆定負電壓。與信號735及745之電流波形相同，電壓波形係相同但彼此偏移90度。類似地，信號755及765之電流及電壓特性自信號735及745反轉。因此，針對此實例之信號755及765之電流特性之特性可在於交替未經反轉/經反轉升餘弦波(其中信號755及765之電流波形係相同但彼此偏移90度)，而與信號755及765相關之對應電壓波形通常係方形波，該等方形波具有對應於未經反轉升餘弦波之時間週期之一恆定正電壓及對應於經反轉升餘弦波之時間週期之恆定負電壓。與信號755及765之電流波形相同，電壓波形係相同但彼此偏移90度。

跨導放大器731、741、751及761之輸出各自耦合至一類似組件網路，該等組件運作以使用(例如)一充電增壓切換式電容器電路升壓(或降壓)輸入電壓位準且將一經位準轉換輸出作為一恆定DC源信號785提供至負載770。第一跨導放大器731之輸出耦合至一電容器732，該電容器之另一端耦合至輸入電源供應器軌道789。跨導放大器731用於以致使所施加信號之位準升壓(近似雙倍)之一方式對電容器732週期性充電，因此產生一經位準轉換信號737。二極體734用於整流經升壓(或降壓)信號737。以一類似方式，跨導放大器741、751及761分別耦合至電容器742、752及762，該等電容器中之每一者分別經由二極體743、753及763耦合至輸入電源供應器軌道789。電容器742、752及762以及相關聯二極體743、753及763形成切換式電容器電路，該等電路升壓(或降壓)輸入信號位準，因此產生經位準轉換信號747、757及767。整流二極體744、754及764分別用於以與關於經升壓(或降壓)信號737之整流二極體734相同之方式整流經升壓(或降壓)信號747、757及767。自經位準轉換信號737及757獲取之經整流信號之加性組合係(對於圖解說明於圖7中之實例)類似於圖2中之波形213。自經位準轉換信號747及767獲取之經整流信號之加性組合係(對於此同一實例)類似於圖2中之波形214-亦即，與由自經位準轉換信號737及757獲取之經整流信號之加性組合產生之波形相同之波形之一90度偏移版本。如以上所述，波形213及214之加性組合係一恆定DC信號位準。

因此，藉由將自經位準轉換信號737、747、757及767獲取之所有四個經整流信號組合在一起，最終結果係性質上大致恆定之一經升壓(或降壓)DC信號785，而通常不需要儲存/平滑電容器。實務中，可能發生少量波紋，其可藉助相對小的平滑電容器772平滑掉，電容器772可提供於任何便利位置中，例如橫跨負載770。藉此，給負載770供應一恆定DC輸出供應信號。四相位設計亦確保自供應器789取得之電流係大致無波紋。圖7之實例圖解說明一單個電壓升壓級，但相同原理可應用於一多級升壓轉換器。

在一項態樣中，圖7展示提供一單個增壓級(近似雙倍供應電壓Vsupply)之使用電容器之一電壓增壓器。此方法可藉由如(例如)圖17之實施例中所示添加其他整流器及電容器以產生一其他增壓級來延伸。在圖17中，電壓波形V1及V2可與圖7之彼等電壓波形相同(亦即，類似於波形707及717)。圖17中標記為17xx之組件大體對應於圖7中標記為7xx之其對等部分。另外，一第二升壓(或降壓)DC信號1795提供於圖17中。使用圖7之相同原理，一額外輸出電容器1772'已添加至該電路，且以與經由圖7中所示之類似二極體/電容器組態對其他充電電容器(1732、1742、1752及1762)進行週期性充電類似之一方式，經由二極體1733'、1734'、1743'、1744'、1753'、1754'、1763'及1764'對充電電容器1732'、1742'、1752'及1762'進行週期性充電。不需要其他功率放大器級，但可視情況使用此一其他功率放大器級，且該裝置之輸出及輸入波紋仍係極低。橫跨跨導放大器輸出之電壓保持係一方形波，與圖7一樣，因此，圖17之總放大器仍可以高效率運作。

如圖7及17中所圖解說明之用於正增壓之技術亦可藉由改變整流器之極性及將充電整流器參照接地代替一正電壓用於產生一經反轉電源供應器。以與雙增壓供應器方法可組合一兩級增壓至一組功率放大器上相同之方法，正增壓器及反轉增壓器可同樣如此。圖18係展示具有正增壓器電路及反轉增壓器電路之一組合之一電源供應器之一示意圖。此處，該電路之上半部(亦即，一非反轉電力區段1802)大體等效於圖17之電路，同時已添加一反轉電源供應器區段1803。因此，在圖18中，標記為18xx之組件大體對應於圖7中標記為7xx之其對等部分。在反轉電源供應器區段1803中，以與充電電容器1832、1842、1852及1862類似之方式經由二極體1837、1838、1847、1848、1857、1858、1867及1868對額外充電電容器1836、1846、1856及1866週期性充電，但儘管使用相同輸入波形但具有相反極性，因此結果係橫跨輸出電容器1876之一負電源供應器輸出電壓1896。以此方式，電源供應器可在同一裝置中提供一正輸出電壓1885及一負輸出電壓1896兩者。

圖6係可結合本文中所揭示各種實施例一起使用的用於產生具有交替經反轉/未經反轉升餘弦波之一波形之一信號產生器600之一項實例之一簡化方塊圖。如圖6中所示，信號產生器600可包括一第一正弦曲線波形產生器602，其具有呈在±Vs處具有峰值之一正弦波形式之一輸出603。正弦波信號603作為一輸入耦合至一求和器610。求和器610之另一輸入係一DC輸入信號608，該信號處於一固定+Vs位準處。所得信號607係正弦波信號603之一DC偏移版本，其具有介於接地與+Vs之間的峰值。DC偏移正弦波信號607分裂為兩個路徑，其中一個路徑係提供至一類比反相器604，該類比反相器輸出峰值在接地與-Vs之間的DC偏移正弦波信號607之一相位反轉版本。DC偏移正弦波信號607及經反轉DC偏移正弦波信號609可視情況提供至一對放大器605、606以進行增益調整(若需要)，其中兩個放大器605、606之增益係相同。來自放大器605、606之輸出612、613係DC偏移正弦波，相對於彼此相位移位，此類似於輸入信號607、609。切換器620在輸出612與613之間交替，即在每當來自下部放大器606之正弦波達到上頂峰時(此與來自上部放大器605之正弦波達到其下頂峰係相同時間)在輸出612與613之間切換。結果係一輸出信號621，其每半個循環在一「未經反轉」升餘弦波與一「經反轉」升餘弦波之間交替，其中在未經反轉與經反轉升餘弦波之間具有一平滑轉變，如圖6中由輸出V₁ 所圖解說明。

一類似技術可用於產生輸出信號621之一90度相位移位版本。信號產生器600可包括一第二正弦曲線波形產生器622，其具有呈在±Vs處具有峰值之一正弦波形式之一輸出623。信號623係信號603之一經反轉版本；因此，信號623亦可藉由僅反轉信號603來產生。正弦波信號623作為一輸入耦合至一求和器630。求和器630之另一輸入係一DC輸入信號608，其處於一固定-Vs位準處。所得信號627係正弦波信號623之一DC偏移版本，具有介於接地與-Vs之間的峰值。DC偏移正弦波信號627分裂成兩個路徑，其中一個路徑係提供至一類比反相器624，其輸出具有介於接地與+Vs之間的峰值之DC偏移正弦波信號627之一相位反轉版本。DC偏移正弦波信號627及經反轉DC偏移正弦波信號629可視情況提供至一對放大器625、626以用於增益調整(若需要)，其中兩個放大器625、626之增益係相同。來自放大器625、626之輸出632、633係相對於彼此相位移位之DC偏移正弦波，此類似於輸入信號627、629。切換器640在輸出632與633之間交替，其在每當來自下部放大器626之正弦波達到其上頂峰時(此與來自上部放大器625之正弦波達到其下頂峰係相同時間)在其等之間切換。結果係一輸出信號641，其每半個循環在一「未經反轉」升餘弦波與一「經反轉」升餘弦波之間交替，其中在未經反轉與反轉升餘弦波之間具有一平滑轉變，如圖6中由輸出V₂ 所圖解說明。

輸出621及641一起可用作本文中所揭示基於變壓器之電源供應器實施例中之輸入信號V_IN1 及V_IN1 。

在實務應用中，來自信號產生器600之輸出信號可穿過一小電容器或高頻濾波器以移除任何殘餘DC分量，該殘餘DC分量可係在信號產生器600中因疏忽而形成。另外，可根據此項技術中眾所周知之技術添加各種偏壓電流調整及其他實施方案細節。

另一選擇為，可使用其他技術來產生週期交替波形。舉例而言，可使用數位合成產生與上文所述之彼等波形類似之波形。根據圖9中所圖解說明之一個此實施方案，一波形產生器900以數位形式將波形資料儲存在一查找表905(例如，一唯讀記憶體(ROM)或其他非揮發性記憶體儲存器件)中，且在一微控制器、微序列器、有限狀態機或其他控制器控制下以適當序列將其讀出。可將該數位資料提供至一對數位至類比轉換器(DAC)910、911，一者針對一個波形。亦即，第一DAC 910輸出一第一經轉換波形914，且第二DAC 911輸出一第二經轉換波形915，其與第一經轉換波形914相同但自該第一經轉換波形偏移90度，如先前所闡述。將經轉換波形914、915提供至濾波器920、921以進行平滑。輸出930及931一起可用作本文中所揭示基於變壓器之電源供應器實施例中之輸入信號V_IN1 及V_IN2 。

在其他實施例中，原理上類似於一輪轂式直流發電機(hub dynamo)之一轉子式機械發電機(rotorized mechanical generator)可用於產生具有如先前所闡述且圖2中所圖解說明之交替經反轉及未經反轉升餘弦波之特性之一波形。此一波形產生器可特別適於本文中所揭示本發明電源供應器設計之較大瓦特數應用。一輪轂式直流發電機通常藉由一軸上之一永久磁體之旋轉而運作，其中該磁體設置在一導線線圈內。已觀察一輪轂式直流發電機之輸出係具有交替經反轉及未經反轉升餘弦波之一波形。可(例如)藉由在與該第一磁體相同之軸上添加相對於該第一磁體垂直定向之一第二永久磁體而產生互補波形，該第二永久磁體在與該第一導線線圈分離之一第二導線線圈內。如兩個導線線圈一樣，兩個永久磁體較佳地具有相同大小及物理特性，其等可沿該軸之長度彼此橫向偏移。可藉由任何適合方法達成該軸之旋轉，包含機動化技術、風動力或其他方法。更一般而言，可使用一旋轉AC發電機產生適當波形，該發電機具有相對於一個或多個磁場處於相對旋轉運動中之一導線線圈。

在該電源供應器用於將一相對高DC電壓轉換至一較低DC電壓之情形下，在一項態樣中，藉由一個或多個小的變壓器(例如本文中所述各種實施例中所圖解說明)將自一相對高電壓DC源產生之高頻率AC波形變壓至一較低電壓。該電源供應器之設計可使避免需要大的儲存電容器來在整流經變壓信號之後平滑來自該等變壓器之輸出電壓成為可能。理論上可使電力轉換器之輸入及輸出兩者在所有輸出位準下沒有波紋，以使得不需要額外磁性組件進行濾波。消除輸出儲存需要及消除綜合濾波相比於(例如)一習用切換式供應器可減小大小及成本。

如先前所述，在實務中，可需要某些小的輸出電容來減小來自變壓器級或其他級之任何殘餘波紋。此輕微波紋可係由放大器級中固有之電感引起。預期對於以25 Kilohertz 之週期波形運作之一50瓦特電源供應器，近似300至600 nF之一電容將係充分的。此大小之電容顯著小於一習用切換式電源供應器所需之電容。

用於減小輸出處之任何殘餘波紋可採用之另一技術係使用一低壓降(LDO)線性穩壓器。一LDO線性穩壓器通常可包含與輸出信號串聯設置之一功率FET。一差分放大器以此一方式控制該功率FET以在LDO線性穩壓器之輸入與輸出之間維持一小的DC電壓差。將該電壓差維持在高於整流電路之輸出處之峰值間波紋電壓之一值處。該LDO線性穩壓器經組態以藉助一濾波器除掉波紋電壓且防止該波紋電壓出現在其輸出處。由於在本文中所闡述及圖解說明之實施例中通常預期殘餘波紋電壓係相當小，因此一LDO線性穩壓器係用於減小或消除該殘餘波紋之一個選項-因此減輕或消除對否則可期望在輸出處具有之小的平滑電容器之需要，而不顯著損害效率。

本文中所揭示之某些電源供應器實施例可係使用兩個變壓器構建。此等變壓器可製作成低輪廓且因此不顯著影響電源供應器電子器件之總大小。舉例而言，對於用於一音訊系統之一200瓦特電源供應器而言，可使用一對環形變壓器，其每一者大小近似1"。結果係比類似瓦特數之一習用切換式電源供應器更小型之電源供應器。

本文中所述之電源供應器設計並不限於數百瓦特之功率範圍，而亦可用於大得多的DC至DC轉換應用，其以千瓦特計或更大。

本文中所揭示之一電源供應器之實施例與一習用切換式電源供應器相比可具有顯著減小之EMI。在電壓波形呈現為如圖2中之情形下，亦即，週期經反轉/未經反轉升餘弦波，對應電流波形係一方形波，其自一EMI觀點來看係較不期望的。圖5之實施例藉由在經反轉/未經反轉升餘弦波發送至變壓器級之前將其等變壓至電流波形而克服彼等問題。此實施例中相對平滑的電流波形減輕EMI問題。儘管對應的電壓波形變為一方形波，但由電壓方形波形成之靜電發射比將由一電流方形波形成之電磁發射容易遮蔽及處理。

儘管所述DC至DC轉換方法所產生之EMI可因較佳輸入及輸出電壓及電流波形之低波紋性質而係極低，但可藉由相關於時間調變互補波形之頻率來進一步減小有效EMI發射。此類型之調變將致使殘餘干擾之光譜分量散佈在一較寬光譜頻帶上，因此減小任何給定頻率下干擾之平均振幅。調變波形性質上可係週期性或任意性(包含虛擬任意性)。對一組經頻率調變互補波形1030、1031之一圖解說明之一實例展示於圖10中。此特定實例係基於啁啾調變，其中僅出於圖解說明之目的圖10中誇大波形1030、1031之波長隨時間之偏離。

可結合本文中所述各種電源供應器實施例之變壓器級 (130、430或530)使用各種不同變壓器設計及技術。該特定變壓器設計可係根據所需應用選擇。舉例而言，該等變壓器可採用雙線繞組，其中主級及副級導線在圍繞磁芯纏繞之前絞繞在一起，此可具有減小洩露電感之效應。另一選擇為，可使用同軸繞組，其中主級及副級導線以同軸方式組合，此亦可顯著減小洩露電感。

就變壓器形狀及組態而言，變壓器可係環形，否則可係平面(對於螺旋繞組而言)以達成一特別低的輪廓以及潛在較簡單製造。另一選項係使用通過一系列空心立方體形磁芯之一繞組，例如，如在Herbert之美國專利4,665,357中所大體闡述，該專利如同完全陳述於本文中一般以引用方式併入本文中。又一種可能性係將變壓器主級/副級繞組(如同一雙絞對或同軸對)中之一者嵌入在一已挖空槽中於具有被劃分成方形的邊緣之一環形磁芯之側壁中，例如，如在Meretsky等人之美國專利4,210,859中所大體闡述，該專利如同完全陳述於本文中一般以引用方式併入本文中。在此實例中，另一變化器主級/副級繞組重複地圍繞該磁芯捲繞，類似於一習用環形變壓器，但其中主級/副級繞組係一雙絞對或同軸對。這樣提供正交但不互相作用之磁場，且提供增加的能量密度。此設計允許兩個獨立變壓器共用相同磁芯。

當然，亦可利用其他變壓器設計。

本文中所述之電源供應器設計及技術可用於不同類型之電力輸入，包含一本端電池電力供應，否則一線路供應，其在轉換至一DC輸出位準之前首先轉換至一輸入DC位準。在使用一AC線路電力供應之情形下，首先整流該線路AC電壓以產生一高電壓DC。儘管然後可在相對高頻率下進行DC至DC轉換過程，此不同於切換模式電力轉換器，但用於此過程之AC波形具有極低等級之射頻分量且因此電磁干擾不成為一問題。該AC波形(儘管平滑且具有極低EMI)以此一方式使用以使得該供應器仍保持極高效率，通常如一習用切換模式供應器一樣佳或比其更佳。

根據如本文中所述之某些實施例，再藉由一個或多個小的變壓器將自高電壓DC產生之高頻率AC波形變壓至一較低電壓。然而，特定設計潛在地避免對用以在整流之後平滑輸出電壓之儲存電容器之需要。理論上可使轉換器之輸入及輸出兩者在所有輸出位準下沒有波紋，且因此不需要額外磁性組件來濾波。消除輸出儲存需要及消除綜合濾波相比於一切換式供應器通常減小大小及成本。

消除輸出儲存電容器帶來一進一步益處。根據本文中所揭示實施例之一電源供應器可迅速回應於一控制信號且因此可用作有效、高品質、低雜訊及低EMI音訊功率放大器之一快速追蹤電源供應器。在已存在一DC供應(來自電池或來自一外部電源供應器)之情形下，則輸入整流及儲存可免除且然後由於消除輸出儲存電容器可將該電源供應器製作成具有一極低輪廓。

該方法導致一有效供應，此乃因不存在或存在最小與EMI減小相關聯之損耗且沒有欲應對之電力裝置動態切換損耗，且因此實務中效率可超過90%。

驅動變壓器之模式、消除切換假像及簡化控制架構相比於一切換模式供應器可顯著簡化設計過程且縮短上市時間。

本文中所闡述及圖解說明之本發明電源供應器設計可用於各種應用中，包含音訊裝置、可攜式電子設備(例如，膝上型電腦、蜂巢式電話或無線裝置等)、軍事、航空電子、醫療設備、太陽能轉換、電力分配等應用。

在各種實施例中，根據上文所述實施例構建之一電源供應器可特定用於(例如)汽車工業中作為用於一音訊放大器之一車載電源供應器。如本文中所述實施例可產生一較小、較輕及/或較薄電源供應器，其可係較不昂貴、高效且具有較少主要組件，同時自EMI觀點來看係相對良好。由於該電源供應器設計及生產起來可係較簡單，因此可使其更快速地上市，由此產生一較快產品設計循環。除此之外，低發射減小用於證明之時間及成本。簡單設計過程、低組件成本及低證明成本相比於現有電源供應器方法產生一明顯成本節約。而且，低輪廓、低成本及重量及極低發射允許在一車輛內之位置中使用本發明電源供應器，該等位置當前係極難使用切換模式電源供應器設計來實現。

對於可攜式電池運轉之產品而言，該低輪廓能力提供當前難以達成之形式因數。

對於更一般重負荷電力分配應用而言，能夠在不使用大的能量儲存組件之情形下產生一無波紋輸出相對於習用方法具有獨特之優點。

在各種實施例中，提供一低成本、輕便、有效、隔離的、快速回應DC輸出電力轉換器，其具有一極低輸入及輸出波紋及極低EMI發射。電力轉換器通常需要極小輸出儲存容量，且因此可以極低輪廓組態實施。設計過程亦比一習用切換模式轉換器簡單，此產生一快速設計過程。儘管其有益地可用於音訊放大器，但該概念中所體現之一般原理允許其應用於各種電力轉換應用中。

本文中所述之某些實施例藉由組合具有某些特性之兩個經整流信號產生一DC輸出信號。然而，相同原理可延伸至具有經整流及加性組合之三個或更多個信號之組態(假定選擇充足波形)。

儘管本文中已闡述本發明之較佳實施例，但可存在仍在本發明之概念及範疇內之眾多變化型式。在熟悉此項技術者檢查說明書及圖式之後將明瞭此等變化型式。因此，本發明除了受限於任何隨附申請專利範圍之精神及範疇內之外不受限制。

100．．．DC輸出電源供應器

105．．．信號源(波形)產生器

123．．．信號線路

124．．．信號線路

130．．．變壓器級

135．．．變壓器

136．．．變壓器

137．．．信號

138．．．信號

140．．．輸出級

160．．．第一整流器區塊

161．．．第二整流器區塊

166．．．經整流輸出信號

167．．．經整流輸出信號

170．．．信號組合器

185．．．DC輸出信號

400．．．電壓控制DC輸出電源供應器

405．．．信號產生器

412．．．互補波形信號

413．．．互補波形信號

415．．．電壓控制放大器

430．．．線性放大器

431．．．線性放大器

432．．．經放大信號

433．．．經放大信號

435．．．變壓器

436．．．變壓器

437．．．變壓器輸出信號

438．．．變壓器輸出信號

450．．．輸出級

460．．．整流器區塊

461．．．整流器區塊

470．．．負載

485．．．DC輸出信號

490．．．回饋感測放大器

491．．．回饋路徑

500．．．電源供應器

505．．．信號產生器

512．．．互補波形信號

513．．．互補波形信號

515．．．電壓控制放大器

530．．．線性跨導放大器

531．．．線性跨導放大器

532．．．經放大信

533．．．經放大信

550．．．輸出級

560．．．整流器區塊

561．．．整流器區塊

570．．．負載

585．．．DC輸出信號

590．．．感測放大器

591．．．回饋路徑

602．．．第一正弦曲線波形產生器

603．．．輸出

604．．．類比反相器

605．．．放大器

606．．．放大器

607．．．DC偏移正弦波信號

608．．．DC輸入信號

609．．．經反轉DC偏移正弦波信號

610．．．求和器

612．．．輸出

613．．．輸出

620．．．切換器

621．．．輸出信號

622．．．第二正弦曲線波形產生器

623．．．輸出

624．．．類比反相器

625．．．放大器

626．．．放大器

627．．．DC偏移正弦波信號

629．．．經反轉DC偏移正弦波信號

630．．．求和器

632．．．輸出

633．．．輸出

640．．．切換器

641．．．輸出

705．．．信號產生器

706．．．互補波形信號

715．．．信號產生器

716．．．互補波形信號

731．．．跨導放大器

732．．．電容器

734．．．整流二極體

735．．．電流波形

737．．．經位準轉換信號

741．．．跨導放大器

742．．．電容器

743．．．二極體

744．．．整流二極體

745．．．電流波形

747．．．經位準轉換信號

751．．．跨導放大器

752．．．電容器

753．．．二極體

754．．．整流二極體

755．．．電流波形

757．．．經位準轉換信號

761．．．跨導放大器

762．．．電容器

763．．．二極體

764．．．整流二極體

765．．．電流波形

767．．．經位準轉換信號

772．．．平滑電容器

785．．．DC輸出信號

789．．．電源供應器軌道

805．．．信號源(波形)產生器

823．．．互補波形信號

824．．．互補波形信號

830．．．位準轉換級

835．．．位準轉換區塊

836．．．位準轉換區塊

837．．．信號

838．．．信號

840．．．輸出級

860．．．第一整流器區塊

861．．．第二整流器區塊

866．．．經整流輸出信號

867．．．經整流輸出信號

870．．．信號組合器

885．．．DC輸出信號

905．．．查找表

910．．．數位至類比轉換器

911．．．數位至類比轉換器

914．．．第一經轉換波形

915．．．第二經轉換波形

920．．．濾波器

921．．．濾波器

930．．．輸出

931．．．輸出

1102．．．主級側上之電源供應器電路

1105．．．電壓源

1106．．．電壓源

1107．．．單獨電源供應器

1116．．．電流感測電阻器

1117．．．電流感測電阻器

1120．．．線性放大器

1121．．．線性放大器

1130．．．電晶體

1131．．．電晶體

1146．．．副級繞組

1147．．．主級繞組

1148．．．變壓器

1149．．．中心分接頭

1202．．．主級側上之電源供應器電路

1205．．．電壓源

1206．．．電壓源

1207．．．單獨電源供應器

1216．．．電流感測電阻器

1217．．．電流感測電阻器

1220．．．放大器

1221．．．放大器

1230．．．場效應電晶體

1231．．．場效應電晶體

1246．．．副級繞組

1247．．．主級繞組

1248．．．變壓器

1249．．．中心分接頭

1270．．．電阻器

1271．．．電阻器

1272．．．積分電容器

1273．．．電阻器

1274．．．積分電容器

1275．．．電阻器

1402．．．電路

1405．．．信號產生器

1407．．．DC電源

1416．．．電阻器

1417．．．電晶體

1418．．．差分器

1420．．．放大器

1421．．．放大器

1430．．．電晶體

1431．．．電晶體

1432．．．輸出

1502．．．電路

1505．．．信號產生器

1516．．．阻抗元件

1517．．．阻抗元件

1520．．．放大器

1521．．．放大器

1530．．．電晶體

1531．．．電晶體

1571．．．阻抗元件

1572．．．阻抗元件

1617．．．阻抗元件

1675．．．回饋元件

1676．．．回饋元件

1732．．．充電電容器

1732'．．．充電電容器

1733'．．．二極體

1742．．．充電電容器

1742'．．．充電電容器

1743'．．．二極體

1744．．．二極體

1752．．．充電電容器

1752'．．．充電電容器

1753'．．．二極體

1762．．．充電電容器

1762'．．．充電電容器

1763'．．．二極體

1772'．．．額外輸出電容器

1795．．．第二升壓(或降壓)DC信號

1802．．．未經反轉電力區段

1803．．．反轉電源供應器區段

1832．．．充電電容器

1836．．．充電電容器

1837．．．二極體

1838．．．二極體

1842．．．充電電容器

1846．．．充電電容器

1847．．．二極體

1848．．．二極體

1852．．．充電電容器

1856．．．充電電容器

1857．．．二極體

1858．．．二極體

1862．．．充電電容器

1866．．．充電電容器

1867．．．二極體

1868．．．二極體

1876．．．輸出電容器

1885．．．正輸出電壓

1896．．．負輸出電壓

圖1係如本文中所揭示使用一個或多個變壓器用於信號位準轉換之一DC輸出電源供應器之一概念方塊圖。

圖2係根據一項實例圖解說明圖1中所示電源供應器之作業之一組波形圖。

圖3係根據另一實例圖解說明圖1中所示電源供應器之作業之一組波形圖。

圖4係展示所揭示的根據圖1之概念方塊圖之一電壓控制DC輸出電源供應器之一實施例之組件之一方塊圖。

圖5係展示所揭示的根據圖1之概念方塊圖之一電流控制DC輸出電源供應器之一實施例之組件之一方塊圖。

圖6係圖解說明可結合本文中所揭示各種實施例一起使用之一信號產生器之一項實例之一方塊圖。

圖7係展示使用與圖1類似之一技術但藉助切換式電容器電路實施之一電源供應器之一實施例之一示意圖。

圖8係本文中所揭示一DC輸出電源供應器之一概念方塊圖。

圖9係圖解說明可結合本文中所揭示各種實施例一起使用之一信號產生器之一第二實例之一方塊圖。

圖10係圖解說明可由一信號產生器輸出之一對經頻率調變信號之一實例之一波形圖。

圖11A及11B係根據圖1之原理操作的在每一情況下使用不同輸入波形之一DC電源供應器之一部分之示意圖。

圖12係具有組態為積分器之放大器之一DC電源供應器之一部分之一示意圖。

圖13係可結合具有具一積分器特性之跨導放大器之一DC電源供應器一起使用之波形之一圖。

圖14係採用前饋技術來線性化功率放大器之一DC電源供應器之一部分之一示意圖。

圖15係採用前饋及回饋技術兩者之一DC電源供應器之一部分之一示意圖。

圖16係採用前饋及回饋技術兩者之一DC電源供應器之另一實施例之一示意圖。

圖17係使用切換式電容器電路來形成一多級電力轉換器之一實施例之一示意圖。

圖18係展示具有正增壓器電路及反轉增壓器電路之一組合之一切換式電容器電源供應器之一示意圖。