JP5555627B2 - 電流を生成するための方法および構造 - Google Patents

Description

本発明は、出力電流が制御可能な電源に関する。本発明は、例えば、無線送信器などのための供給電流の提供に適用することができる。

多様な動作電圧が、電子システムにおいて必要となる。通常、これらの動作電圧は、いわゆる電源によって生成される。一般的に、電源は、いわゆる線形電源およびいわゆるスイッチモード電源に分割される。電力半導体が線形電源においていわゆる線形状態において用いられる（すなわち、電流および電圧双方が、これらの電力半導体に対して同時に影響を与える）。電流の値および電圧の値は、１つの動作点から別の動作点へと移動する際に線形に変化する。線形電源の利点として高速応答および高精度調整があり、これにより、出力電圧の高精度および高速の調整が達成される。しかし、線形電源の不利点として、高散逸である（すなわち、低効率）である点がある。散逸は、電圧および電流の積に正比例し、これは、電力半導体にわたって同時に影響を与える。スイッチモード電源において、電力半導体は、２つの端点の間で駆動される（すなわち、スイッチは完全に開くかまたは閉まり）、この場合、電圧および電流は、同時に前記スイッチにわたって影響を与えず、これにより、散逸が低いままとなる。しかし、スイッチモード電源において、異なる電圧レベル間の結合のために誘導分を用いる必要もあり、そのため、誘導分（例えば、インダクタ）の電流は無限に高速に変化することができないため、遅さが発生する。

通常、電子装置の動作電圧は一定である。線形性が良好な無線送信器などのいくつかの特定の用途においても、固定動作電圧に起因して低効率が発生する。その理由は、出力段において電力散逸が発生するからであり、この出力段の散逸は、固定動作電圧と過渡出力電圧との間の差に比例する。換言すれば、前記出力段は、さらなる電圧を散逸に変換することにより、所望の出力電圧を生成する。この種の構造の場合、効率全体が低くなり、最近の方法は、この低効率を改善するために開発されている。この種の１つの方法として、いわゆる「包絡線追跡」方法がある。この方法において、電力供給出力段の電圧を各過渡出力電圧に対応するように制御し、この場合、前記出力段における散逸に変換された電力は低減し、効率は増加する。これは、一般的に所望の特性である。この種の包絡線追跡電力供給は通常、スイッチモードコンバータを並行接続することにより、形成される。このスイッチモードコンバータは、必要な電流を良好な効率および線形電力供給で生成する機能を持ち、出力電圧の高精度調節を取り扱う機能を持つ。主要エネルギーはスイッチモードコンバータで取り扱われるため、システム全体の効率は高い。実際、スイッチモードコンバータの速度が制限された場合、効率的に生成された電力の交流電流成分の周波数において上限が発生する。換言すれば、特定の生成された電力を越えた部分において、線形電力供給の周波数はほとんどの電力を生成しなければならない。この場合、全体的効率が低くなる。例えば、２０ＭＨｚの交流電流成分を含む電力を生成する回路が文献において開示されており、全体的効率は５０％をも下回る。特定の無線送信器（例えば、いわゆるＯＦＤＭＡ送信器（直交周波数分割多元接続））を考えた場合、包絡線追跡回路により、６０ＭＨｚの交流電流成分の電力を良好な効率で生成することができると好適である。

加えて、多様な周波数の電力が、複数の用途（例えば、音声用途（すなわち、音楽再生および電気増幅））および例えば磁気共鳴イメージング装置のいわゆる勾配磁場を生成する用途において、必要となる。これらの用途において、先行技術による解決法では、適切な高周波数電力成分を十分に高い効率で生成することはできない。

公知の電力生成方法の場合、十分に高い周波数の成分を含む電力を十分に高い効率で生成することができないことが、一般的に述べられる。

本発明の目的は、高周波数成分を含む電力の生成をより効果的に行う解決法を達成することがである。本発明による方法は、請求項１の特徴付け部分の記載により、特徴付けられる。本発明による構造は、請求項１１の特徴付け部分の記載により、特徴付けられる。いくつかの好適な実施形態は、従属請求項において記載される。

本発明による方法および構造により、高周波数成分を含む電力／高変化率電力を高い効率で生成することができる。

好適な実施形態において、電流が生成される。前記電流を線形電圧増幅器と共に用いて、無線送信器のための動作電力を生成する。

前記方法の第２の実施形態において、音声信号の再生または増幅のために、電力が生成される。

第３の実施形態において、前記方法を用いて、磁気共鳴イメージング装置の勾配磁場を形成する電流を生成する。

次に、本発明について、添付図面を参照しながらより詳細に説明していく。これらの図面は、例示のために示すものであり、限定的なものではない。

一般的に公知の包絡線追跡回路を示す。 前記包絡線追跡回路の電流曲線形態を示す。 正弦波信号の形態およびその最大上昇速度の点を示す。 いわゆるバックコンバータを示す。 いわゆるバックコンバータのインダクタの電流形態を示す。 本発明による電流生成のための構造を示す。 本発明による前記インダクタの電流を生成するための構造を示す。 本発明による電流を生成するための構造を示す。 電流要素から生成された電流を示す。

図１は、一般的に公知の包絡線追跡回路１を示す。包絡線追跡回路１は、スイッチモードコンバータ２および線形電力供給３の並列接続からなる。電流命令４がスイッチモードコンバータ２に入力され、電圧命令５が線形電力供給３にそれぞれ入力される。この場合、所望の出力電圧および出力電流を出力点６に生成することができる。出力電流の大部分はスイッチモードコンバータ２によって生成されるため、線形電力供給３において高い電力散逸は生成されない。なぜならば、線形電力供給の電力散逸は、線形電力供給に影響を与える電圧とパススルー電流との積に比例し、電流がスイッチモードコンバータを通過する際、電流は理想的な場合においてゼロになるからである。

図２は、図１中の出力電流の交流成分の生成を示す。前記出力交流電流成分の主要部分は、スイッチモードコンバータ７の電流によって生成される。線形段がこれの中に適切な電流成分９を付加し、これにより、電流の合計は所望の全体出力電流８となる。前記スイッチモードコンバータの出力電流７中にはリップル成分が存在する点に留意されたい。そのため、このリップル成分は、前記線形段の出力電流９により、レベリングされる。また、高速変化の状況において、前記線形段は、スイッチモードコンバータが新規電流値に落ち着くまで、必要な高速遷移電流を付与する。

図３は、正弦波信号１０を示す。正弦波信号１０は、ｄｃ電流供給の交流電流成分であり得る。これらの信号を生成するための変化率を調査すれば、信号１０がＡ＊ｓｉｎωｔの形態にある場合（ａは信号の振幅、ωは信号の角度周波数、ｔは時間）、前記信号の経時的導関数をｄ／ｄｔ＝Ａωｃｏｓωｔとして表すことができるということができる。技術的に、この導関数の最大値が最も興味深い。最大値はＡωである。なぜならば、ｃｏｓωｔ項の最大値は１であるからである。換言すれば、信号１０を生成する際、変化率１１Ａωが利用可能でなければならない。図２および図３は電流の交流部分のみを示しており、必要な出力電流は一般的には主要ｄｃ成分を有し、この主要ｄｃ成分は、電流変化の成分が小さくなった場合にも、一定の極性を持つ点に留意されたい。

図４は、一般的なスイッチモードコンバータ回路であるいわゆるバックコンバータを示す。このコンバータは、制御可能スイッチ１２と、ダイオード１３と、インダクタ１４とからなる。この種のコンバータは一般的に包絡線追跡回路において用いられ、インダクタ１４の電流がスイッチモードコンバータの所望の出力電流となるように、用いられる。インダクタ１４の電流の最大変化率を調査することが必要である。なぜならば、この最大変化率により、図３に記載の電気信号成分の最大周波数および最大振幅が決定するからである。

図５は、図４のインダクタにおける電流の形態を示す。この電流は、上昇部分１５および下降部分１６からなる。電流１５の上昇部分は最大上昇変化率に対応し、図４のコンバータの場合、その値は、値＝ｄｌ／ｄｔ＝Ｕ／Ｌとして計算することができる（Ｕは供給電圧Ｖｄｃの値であり、Ｌはインダクタ１４のインダクタンスである）。換言すれば、前記電圧を増加させるかまたは前記インダクタのインダクタンスを低減させることにより、前記変化率を増加させることができる。これは、無限に行うことが可能であること多い。なぜならば、これ無しでは、線形電力供給は再度機能し、このリップルを出力電流全体から除去しなければならないため、電力供給の出力電流のリップルが過度に成長し、効率が低下するからである。

図６は、出力電流を高速に変化させるための本発明による構造を示す。この回路において、いくつかの別個の電流供給１７、１８および１９がある。これらの電流供給１７、１８および１９は、スイッチ２０、２１および２２を通じて出力点に接続される。各電流供給１７、１８および１９の電流は若干一定であり、この場合、個別の電流供給の電流の変化率についてのいかなる特定の速度要求無くスイッチ２０、２１および２２を開閉することにより、出力点２３の電流全体を高速に変化させることができる。スイッチ２０、２１および２２ならびにその制御回路は、少なくとも１００ｋＨｚ、より好適には少なくとも１ＭＨｚ、および最も好適には少なくとも２ＭＨｚで電流をスイッチングできると、好適である。その結果、出力における電流変化率および動作効率の組み合わせが、先行技術の解決法の場合よりもはるかに良好になる。

電流供給の電流において例えばバイナリ重み付けを用いることにより、電流供給１７が１Ａとなり、電流供給１８が２Ａとなり、電流供給１９が４Ａとなり、出力電流はデジタル処理で３ビットで所望の値に設定される。これは、デジタル処理で制御されるシステムにおいて有用な特性である。

図７は、図６の電流供給１７、１８および１９の電流値を所望の値に設定するための回路を示す。インダクタ２８が、供給電圧に接続され、スイッチ２４、２５、２６および２７により点２９と点３０との間に接続され、これにより、所望の電流がインダクタ２８に生成される。ここで、当業者に公知の制御手段（例えば、ピーク電流調整およびヒステリシス電流調整）から利点を得ることができる。ヒステリシス制御が意味するところは、前記インダクタのスイッチは、前記インダクタ内の電流に基づいてスイッチオンされるということであり、すなわち、前記インダクタの電流が所定の閾値だけ設定値を上回ったかまたは下回った場合スイッチの状態は変化する。この電流値を出力点３２に接続することが所望される場合、スイッチ３１は閉められる。そうではない場合、スイッチ３１は開かれる。あるいは、他の公知の手段により（例えば直列抵抗により）または他の一般的に公知の電流調整方法により、電流は調整値に設定され得る。インダクタ以外に、他にもいくつかの公知の電気要素を用いて電流要素を生成してよく、例えば、能動回路は電流要素を生成することができる。

図８も、出力点３８に対して高速に交流電流を生成するための本発明による高効率の方法を示す。接続部は、並列電流要素３３、３４および３５からなる。これらの並列電流要素３３、３４および３５は、供給電圧３６から供給される。明確さのため、２つの電流要素３３および３４のみを完全に図示している。各電流要素３３、３４および３５はインダクタ４３、４４および４５を有する点に留意されたい。バイナリ重み付けされた電流値Ｉｘ、２ｘおよび４ｘが、前記インダクタのために展開される。前記電流値の重みは、他の何らかのもの（例えば、指数的重みまたは他の技術的に有用な重み）であってもよい。電流値は、スイッチ４０および４１によって形成される。これらのスイッチ４０および４１は、適切な制御４２によって駆動される。インダクタ４３に対する電流値を形成するための適切な制御方法４２として、先行技術のいわゆる電流ヒステリシス調整があり、電流は設定値周囲において共振する。電流要素３３および３４の出力スイッチとして、前記インダクタの他端とアースとの間で連結されたスイッチ４８および４９がある。これらのスイッチ４８および４９は、閉状態の間、前記インダクタの電流（あるいは、供給電圧または他の何らかの低インピーダンスの電位）をアースに通過させる。この段において、電流は、最小の損失／散逸でインダクタ内を通過する。

スイッチ４８および４９が開状態である場合、前記電流要素のインダクタの電流は、図中に示すダイオードを通過して、加算点３７へと到達し、この加算点３７から出力点３８へと流れる。他の電流要素も同様の結合を持ち、図中に示すよりも多くの電流要素が存在し得る。この時点で、前記電流要素の出力電流は、制御信号４６および４７のみによって制御可能となり、バイナリ重み付けされた電流の場合、これらの信号は、前記システムを制御しているデジタル信号プロセッサのピンにおいて直線状にされ得る。この時点で、出力電流３８の電流全体の変化率は連結器４８および４９のスイッチング速度のみに依存するため、ここで、出力電流全体を高速に変化させることが可能となる。保護ダイオード３９が出力点３８に接続される。このダイオードは、可能な電圧オーバーを切り換えて供給電圧３６へと戻す。前記電流要素の電流方向も負方向となり、これにより、前記電流要素によって決定される電流量が加算点３７から低減する。前記電流要素の左端は調整端と呼ばれ、各右端は、負荷結合端と呼ばれる。しかし、個別の電流要素の電流極性が瞬間的に異なっていても、出力電流全体は主に一定の極性を有する。

図９は、電流要素５０、５１および５２からの変更電流５３の生成を示す。明確さのため、線形の（すなわち、サイズの等しい）電流要素をここでは用いているが、これらの電流要素は何らかの様態（例えば、バイナリまたは指数的に）で重み付けしてもよい。図９から、電流は変化の時点においてすぐに新規値に変化するため、高速変化率が得られ、そのため、さらに高い周波数電力成分を効果的に生成することが可能であることが分かる。結合が所望の様態で動作した場合、前記電流要素の電流値も交代させることができる。例えば、電流値を較正するか、または、その重みをその時点において適切な値に変更することができる。フル出力電流が長時間（例えば夜間において）不要である場合、前記電流要素の一部または全てをスイッチオフしてもよい。

Claims (14)

1. 高い変換率を伴った電流を生成する方法であって、前記電流は少なくとも２つの別個の電流要素により生成され、各々がスイッチ並びに調整端及び負荷結合端を有するインダクタを含み、
   前記インダクタの電流値は１つ以上の第１のスイッチを通って供給電圧とアースとの間にある調整端のスイッチを切り換えることによって設定され、
   更に前記負荷結合端は第２のスイッチが第１の状態であるとき、第２のスイッチを介して負荷へと切り替わり、かつ前記第２のスイッチが第２の状態であるとき、前記負荷結合端は前記アース又は供給電圧と結合し、
   包絡線追跡が適用され、ここで、高い変換率を伴った電流変換が負荷において要求される際に、前記電流要素は第２のスイッチを通って出力点へ並列に接続され、さらに前記電流要素の電流が負荷において要求されていない際には、前記電流要素が前記アース又は前記供給電圧と接続されることにより特徴付けられる、高い変換率を伴った電流を生成する方法。
2. 前記電流要素はバイナリ重み付けされることにより電流要素の前記電流値が前の電流要素のそれぞれ２倍の電流値となる点において特徴付けられる、請求項１に記載の電流を生成する方法。
3. 前記電流要素の出力は少なくとも１００ｋＨｚの周波数で切り換わる点において特徴付けられる、請求項１に記載の電流を生成する方法。
4. 前記調整端は１つ以上の前記第１のスイッチによって前記供給電圧に接続され且つ第１のダイオードによって前記アースに接続され、端部に結合した前記負荷は前記第２のスイッチによってアースに接続され且つ第２のダイオードによって前記負荷に接続される点において特徴付けられる、請求項１に記載の方法。
5. 前記電流要素の電流の制御のために電流ヒステリシス制御が用いられる点において特徴付けられる、請求項１に記載の方法。
6. 高い変換率を伴った電流を生成する為の構造であって、ここで
   前記構造は少なくとも２つの別個の電流要素を含み、各々がスイッチ及び調整端及び負荷結合端を有するインダクタを含み、
   １つ以上の第１のスイッチは前記インダクタの電流値を設定する為に供給電圧とアースとの間の前記調整端を切り換えるように配置され、
   第２のスイッチは第１の状態において負荷との間の負荷結合端と接続され、且つ第２の状態において前記アース又は前記供給電圧と前記負荷結合端が接続され、
   高い変換率を伴った電流変換が前記負荷において要求される際に、包絡線追跡を適用する為に前記第２のスイッチが出力点に並行に前記電流要素と接続されるように配置され、且つ前記電流要素の前記電流が前記負荷において要求されない際には前記電流要素が前記アース又は前記電圧と接続されるように配置される点において特徴付けられる、高い変換率を伴った電流を生成する為の構造。
7. 前記電流要素がバイナリ―重み付けされていることにより電流要素の出力電流値が前記前の電流要素の電流値のそれぞれ２倍である点において特徴付けられる、請求項６に記載の電流を生成する為の構造。
8. 前記電流要素の出力を少なくとも１００ｋＨｚの周波数で切り換える手段を含む点において特徴付けられる、請求項６に記載の電流を生成するための構造。
9. 前記負荷結合端は前記負荷と前記アースとの間で切り替わり、前記調整端は１つ以上の第１のスイッチのうちの１つによって前記供給電圧に接続され且つ第１のダイオードによって前記アースに接続され、並びに前記負荷結合端は前記第２のスイッチによって前記アースに接続され且つ第２のダイオードによって前記負荷に接続される点において特徴付けられる、請求項６に記載の構造。
10. ヒステリシス制御を用いて前記電流要素の前記電流を制御する手段を更に含むことを特徴とする請求項６に記載の構造。
11. 前記電流要素の前記出力が少なくとも１ＭＨｚの周波数で切り替わる点を特徴とする請求項３に記載の方法。
12. 前記電流要素の前記出力が少なくとも２ＭＨｚの周波数で切り替わる点を特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記切換手段が少なくとも１ＭＨｚの周波数で前記電流要素の前記出力を切替える点を特徴とする請求項８に記載の構造。
14. 前記切換手段が少なくとも２ＭＨｚの周波数で前記電流要素の前記出力を切替える点を特徴とする請求項１３に記載の構造。

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