CN115085510A - 具有多个输出电压的功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本申请的实施例涉及具有多个输出电压的功率转换器。诸如电源系统等装置包括可操作以接收输入电压的开关电容器转换器。开关电容器转换器包括多个谐振电路路径，以将输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压。可操作开关电容器转换器的第一输出以输出第一输出电压；可操作开关电容器转换器的第二输出以输出第二输出电压。

Description

具有多个输出电压的功率转换器
技术领域
本申请涉及转换器领域，特别是具有多个输出电压的功率转换器领域，具体涉及一种装置、系统、方法和计算机可读存储硬件。
背景技术
顾名思义，常规开关电容器DC-DC转换器将所接收的DC输入电压转换成DC输出电压。
在一种常规应用中，常规开关电容器转换器的输入电压落在40VDC至60VDC之间的范围内。在这种情况下，开关电容器转换器中的开关被控制以传输存储在相应电容器中的电荷，从而将输入电压(诸如48VDC)转换成输出电压(诸如12VDC)，以用于所谓的常规4:1开关电容器转换器。换言之，常规开关电容器转换器可以被配置为将48VDC电压转换成12VDC电压。
为了避免开关电容器转换器中的所谓的硬开关，开关电容器转换器中的开关优选地在跨开关电压接近于零并且流过开关的电流接近于零时被开关。
常规开关电容器转换器中的不期望的硬开关可以通过在开关电容器转换器的每一级中放置与相应电容器串联的个体电感器来减轻。这产生谐振(或半谐振)开关转换器。这种开关电容器转换器有时称为开关槽式转换器(STC)。由电感器和电容器的串联连接形成的谐振槽回路具有相关联的谐振频率，该谐振频率是以这些组件的电感和电容为基础的。
一种用于产生输出电压以为负载供电的常规解决方案是实现Dickson电荷泵，Dickson电荷泵可以实现未调节的2:1、4:1和6:1的高效率和功率密度转换器。在某些情况下，Dickson电荷泵是一个4:1的零电压切换开关电容器转换器，它产生未调节的电压输出。
发明内容
实现清洁能源(或绿色技术)对于减少人类对环境的影响非常重要。一般来说，清洁能源包括用于减少能源消耗对环境的总体毒性的任何不断发展的方法和材料。
本公开包括观察到(诸如从绿色能源或非绿色能源接收的)原始能源通常需要被转换成适当形式(诸如期望的AC电压、DC电压等)，才能用于为诸如服务器、计算机、移动通信设备、无线基站等终端设备供电。在某些情况下，能量存储在相应的一个或多个电池资源中。替代地，从电压发生器或电压源来接收能量。
无论能源是来自绿色能源还是非绿色能源，都希望最有效地利用由这样的来源提供的原始能源(诸如存储和后续分配)以减少我们对环境的影响。本公开有助于通过更高效的能源转换来减少我们的碳足迹并且更好地利用能源。
本公开还包括观察到可以提高常规电源的功率转换效率。例如，为此，本文中的实施例包括经由实现多种类型的新型开关电容器转换器来提供改进的功率转换性能的新颖方式。
更具体地，根据一个实施例，一种装置包括可操作以接收输入电压的开关电容器转换器。开关电容器转换器包括多个谐振电路路径，以将输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压。开关电容器转换器的第一输出可操作以输出第一输出电压；开关电容器转换器的第二输出可操作以输出第二输出电压。
在另外的示例实施例中，开关电容器转换器包括调节第一输出电压的幅值的控制器。第二输出电压的幅值与第一输出电压的幅值成比例，并且至少部分基于对第一输出电压的调节被控制。
在另外的示例实施例中，正如其名称所暗示的，开关电容器转换器包括多个开关。控制器控制开关电容器转换器中的开关的状态，以针对在控制开关电容器转换器中的开关的占空比的50％以上的情况从输入电压汲取功率。
在另外的示例实施例中，开关电容器转换器包括变压器。变压器包括多个绕组，以将输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压。在一个实施例中，与变压器中的多个绕组相关联的匝数比控制第一输出电压的幅值和第二输出电压的幅值。
如本文中讨论的开关电容器转换器可以被配置为包括任何数目的谐振电路路径。例如，在一个实施例中，开关电容器转换器包括第一谐振电路路径和第二谐振电路路径。如前所述，开关电容器转换器还包括变压器，变压器包括第一绕组和第二绕组。在另外的示例实施例中，第一谐振电路路径包括第一电容器和变压器的第一绕组；第二谐振电路路径包括第二电容器和变压器的第二绕组。第一绕组感应耦合到第二绕组。
本文中的另外的示例实施例包括经由控制器：i)切换开关电容器转换器的第一开关，以将开关电容器转换器的第一谐振电路路径和绕组电耦合到第二输出，以及ii)切换开关电容器转换器的第二开关，以将开关电容器转换器的第二谐振电路路径和绕组电耦合到第二输出。
在另外的示例实施例中，开关电容器转换器的多个谐振电路路径包括第一谐振电路路径和第二谐振电路路径。第一谐振电路路径和第二谐振电路路径都有助于第一输出电压的生成；第一谐振电路路径和第二谐振电路路径都有助于第二输出电压的生成。
如前所述，如本文中讨论的装置可以被配置为包括控制器。在一个实施例中，基于第一输出电压与设定值的比较，控制器控制输入到开关电容器转换器的输入电压的幅值。
在另外的示例实施例中，控制器在以下各项之间切换：i)将开关电容器转换器的第一谐振电路路径的节点耦合在输入电压与产生第二输出电压的输出节点之间，以及ii)将开关电容器转换器的第二谐振电路路径的节点耦合在输入电压与产生第二输出电压的输出节点之间。
此外，本文中的实施例包括一种装置，其中多个谐振电路路径的谐振频率由多抽头自耦变压器中的绕组限定。
本文中的实施例比常规技术有用。例如，与常规技术相比，本文中讨论的新型电源或功率转换器包括共同提供将输入电压转换成多个输出电压的更高效率的开关电容器转换器和对应的多绕组变压器。这样的实施例在相应输出电压的生成期间提供较低能量损失。
这些和其他更具体的实施例在下面更详细地公开。
注意，本文中讨论的任何资源可以包括执行和/或支持本文中公开的任何或所有方法操作的一个或多个计算机化设备、装置、硬件等。换言之，一个或多个计算机化设备或处理器可以被编程和/或配置为如本文中解释的那样操作以执行如本文中描述的不同实施例。
本文中的其他实施例包括用于执行上面概括的和下面详细公开的步骤和/或操作的软件程序。一个这样的实施例包括一种计算机程序产品，该计算机程序产品包括非暂态计算机可读存储介质(即，任何计算机可读硬件存储介质)，在该非暂态计算机可读存储介质上编码有软件指令以供后续执行。该指令当在具有处理器的计算机化设备(硬件)中执行时编程和/或引起处理器(硬件)执行本文中公开的操作。这样的布置通常被提供作为软件、代码、指令和/或其他数据(例如，数据结构)，该软件、代码、指令和/或数据被布置或编码在诸如光学介质(例如，CD-ROM)、软盘、硬盘、记忆棒、存储器设备等非暂态计算机可读存储介质上、或其他介质，诸如一个或多个ROM、RAM、PROM等中的固件，或者这样的布置通常被提供作为专用集成电路(ASIC)等。软件或固件或者其他这样的配置可以安装到计算机化设备上以引起计算机化设备执行本文中解释的技术。
因此，本文中的实施例涉及支持如本文中讨论的操作的方法、系统、计算机程序产品等。
一个实施例包括一种计算机可读存储介质和/或系统，具有在其上存储的、用于促进生成多个输出电压以为相应多个负载供电的指令。该指令在由计算机处理器硬件执行时引起计算机处理器硬件(诸如一个或多个位于同一位置或位于不同位置的处理器设备或硬件)：经由开关电容器转换器中的多个谐振电路路径的受控切换，将所接收的输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压；经由开关电容器转换器的第一输出，输出第一输出电压；以及经由开关电容器转换器的第二输出，输出第二输出电压。
为清楚起见，添加了上述步骤的顺序。注意，本文中讨论的任何处理步骤都可以以任何合适的顺序执行。
本公开的其他实施例包括软件程序和/或相应硬件，以执行上面概述和下面详细公开的方法实施例步骤和操作中的任何一个。
应当理解，如本文中讨论的系统、方法、装置、计算机可读存储介质上的指令等也可以严格地体现为软件程序、固件、软件、硬件和/或固件的混合体、或单独的硬件，诸如在处理器(硬件或软件)内，或者在操作系统内或者在软件应用内。
进一步注意，尽管本文中讨论的实施例适用于控制开关电容器转换器的操作，但本文中公开的概念可以有利地应用于任何其他合适的电压转换器拓扑。
此外，注意，尽管本文中的每个不同特征、技术、配置等都可能在本公开的不同地方讨论，但意图在于，在合适的情况下，每个概念可以可选地彼此独立地执行或彼此相结合。因此，如本文中描述的一个或多个本发明可以以很多不同方式体现和观察。
此外，注意，本文中对实施例的初步讨论(“发明内容”)并未特意指定本公开或(多个)要求保护的发明的每个实施例和/或增加的新颖方面。相反，该简要描述仅呈现一般实施例和相对于常规技术的对应新颖点。对于(多个)本发明的附加细节和/或可能的观点(排列)，读者可以参考“具体实施方式”部分(其是实施例的概述)和本公开的对应附图，如下面进一步讨论的。
附图说明
图1是示出根据本文中的实施例的包括可操作以产生多个输出电压的开关电容器转换器和多抽头自耦变压器的电源的示例图；
图2是示出根据本文中的实施例的混合开关电容器转换器电路的实现的示例图；
图3是示出根据本文中的实施例的可操作以产生多个输出电压的功率转换器的实现的示例图；
图4是示出根据本文中的实施例的多级电源的实现的示例图；
图5是示出根据本文中的实施例的混合开关电容器转换器和多抽头自耦变压器的实现的示例图；
图6是示出根据本文中的实施例的混合开关电容器转换器的实现的示例图；
图7是示出根据本文中的实施例的多抽头自耦变压器的实现的示例图；
图8是示出根据本文中的实施例的多抽头自耦变压器的实现的示例图；
图9是示出根据本文中的实施例的多抽头自耦变压器的实现的示例图；
图10是示出根据本文中的实施例的生成多个控制信号以控制功率转换器中的相应开关的示例时序图；
图11是示出根据本文中的实施例的与混合开关电容器转换器的操作相关联的信号的示例时序图；
图12是示出根据本文中的实施例的在控制周期的第一部分期间混合开关电容器转换器的操作的示例图；
图13是示出根据本文中的实施例的在控制周期的第一部分中混合开关电容器转换器的等效电路操作的示例图；
图14是示出根据本文中的实施例的在死区时间期间混合开关电容器转换器的操作的示例图；
图15是示出根据本文中的实施例的在控制周期的第二部分期间混合开关电容器转换器的操作的示例图；
图16是示出根据本文中的实施例的在控制周期的第二部分中混合开关电容器转换器的等效电路操作的示例图；
图17是示出根据本文中的实施例的包括混合开关电容器转换器的多级电源的示例图；
图18是示出根据本文中的实施例的可操作以执行一个或多个操作的计算机架构的示例图；
图19是示出根据本文中的实施例的一般方法的示例图；以及
图20是示出根据本文中的实施例的功率转换器电路在电路板上的组装的示例图。
本文中的实施例的前述和其他目的、特征和优点将从本文中的以下更具体的描述中变得明显，如附图所示，在附图中，相同的附图标记在不同的视图中表示相同的部分。附图不一定按比例绘制，而是重点放在说明实施例、原理、概念等上。
具体实施方式
根据一个实施例，诸如电源系统等装置包括可操作以接收输入电压的开关电容器转换器。开关电容器转换器包括多个谐振电路路径以将输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压。开关电容器转换器的第一输出可操作以输出第一输出电压；开关电容器转换器的第二输出可操作以输出第二输出电压。
现在，更具体地，图1是示出根据本文中的实施例的包括可操作以产生多个输出电压的开关电容器转换器和多抽头自耦变压器的电源的示例图。
如本示例实施例中所示，电源100(诸如装置、电子设备等)包括控制器140和电压转换器135。电压转换器135包括初级101(第一级)和次级102(第二级)。
初级101包括开关电容器转换器131，开关电容器转换器131包括开关125、多抽头自耦变压器160的第一初级绕组161-1和第二初级绕组161-2。注意，多抽头自耦变压器160通过非限制性示例实施例的方式示出，并且可以被实例化为任何合适的设备，诸如变压器、变压器设备、变压器装置等。
次级102包括多抽头自耦变压器160的次级绕组162和相关电路系统以生成输出电压123-1和123-2(诸如通常为DC电压)。次级绕组162包括第一次级绕组162-1和第二次级绕组162-2。
注意，本文中描述的每个资源可以以合适的方式实例化。例如，每个控制器140可以被实例化为或包括硬件(诸如电路系统)、软件(可执行指令)或硬件和软件资源的组合。
在操作期间，控制器140产生控制信号105(诸如一个或多个脉宽调制信号)，控制信号105控制开关电容器转换器131中的相应控制开关125的状态。
如进一步所示，开关电容器转换器131接收提供给开关电容器转换器131的输入电压120(Vin，诸如DC输入电压)。如前所述，多抽头自耦变压器160包括第一初级绕组161-1和第二初级绕组161-2。在一个实施例中，初级绕组161至少感应耦合到次级绕组162(次级绕组162本身是一个或多个绕组)。
根据另外的实施例，初级绕组161与次级绕组162串联连接，尽管这可以根据实施例而变化。
如本文中进一步讨论的，电源100的控制器140可控地切换多个电容器和对应的谐振电路路径，包括变压器160(诸如多抽头自耦变压器或其他合适的组件)的初级绕组161，以从输入电压(Vin)经过初级绕组161向次级绕组162传递能量，以产生输出电压123-1和输出电压123-2。
因此，本文中的实施例包括诸如电源100等装置。该装置包括可操作以接收输入电压120的开关电容器转换器131。在一个实施例中，开关电容器转换器131包括多个谐振电路路径，以将输入电压120转换成第一输出电压123-1和第二输出电压123-2。开关电容器转换器131的第一输出133-1可操作以输出第一输出电压123-1；开关电容器转换器131的第二输出133-2可操作以输出第二输出电压123-2。
在另外的示例实施例中，电源100包括控制器140，控制器140控制电压转换器135并且调节第一输出电压123-1的幅值。在一个实施例中，如本文中进一步讨论的，第二输出电压123-2的幅值与第一输出电压123-1的幅值成比例，并且至少部分基于对第一输出电压123-1的调节被控制。
在另外的示例实施例中，如其名称所暗示的并且如前所述，开关电容器转换器131包括多个开关125。控制器140控制开关电容器转换器中的开关125的状态，以针对在控制开关电容器转换器131中的开关125的占空比的50％以上的情况从输入电压120汲取功率。
在另外的示例实施例中，如前所述，开关电容器转换器131包括变压器160。变压器160包括多个绕组以将输入电压120转换成第一输出电压123-1和第二输出电压123-2。在一个实施例中，与变压器160中的多个绕组(诸如绕组161-1、绕组161-2、绕组162等)相关联的匝数比控制第一输出电压123-1的幅值和第二输出电压123-2的幅值。
本文中的实施例比常规技术有用。例如，与常规技术相比，本文中讨论的新型电源或功率转换器包括共同提供将输入电压120转换成多个输出电压123-1和123-2的更高效率的开关电容器转换器和对应的多绕组变压器。这样的实施例在相应输出电压的生成期间提供较低能量损失。
图2是示出根据本文中的实施例的混合开关电容器转换器电路的实现的示例图。
混合开关电容器转换器
在一个实施例中，电压转换器135(诸如所谓的混合开关电容器转换器)生成多个输出电压123(输出电压123-1和输出电压123-2)，其幅值取决于变压器160、诸如多抽头自耦变压器匝数比(N1/N2)。如图2中的电压转换器135包括连接到磁性器件(变压器160)的开关电容器单元(开关电容器转换器131)。
在该示例实施例中，开关电容器单元(SCC)包括耦合到相应开关元件以提供输入电压的第一分压的电容器C1、C2、……、CN。磁性器件(诸如变压器160)包括串联连接的N个绕组，每个绕组具有物理并联的一个或多个绕组，如图2中大体描绘的。在一个实施例中，开关电容器转换器131的所有绕组可以集成到一个磁芯中。
在一个实施例中，开关电容器转换器131可以从其降压特性解释为降压型转换器，因为它以固定比率n将输入电压Vin(输入电压120)分压成输出电压轨Vout。同时，混合开关电容Iin的输入电流乘以相同的固定比率n；在这种情况下，Iout＝n*Iin。
图2中描绘的混合开关电容器(诸如开关电容器转换器131)提供了高效率、高功率密度、可扩展性(即，如果需要，电压转换器135的若干实例可以并联设置)、低辐射电磁噪声和低输出阻抗。图2中描述的磁性器件(诸如变压器160)确保了开关电容器单元的软充电，减少或消除了短路损耗，提高了电容器的利用率和性能，并且从而有助于实现高电容能量密度。
如本文中进一步讨论的，未调节电压转换器135提供卓越的效率和低阻抗行为。如上所述，电压转换器135和对应的开关电容器转换器131可以通过以形成一个或多个串联谐振电路的方式耦合到开关元件的开关电容器单元和磁性器件来形成。有关更多实现细节，请参见下文。
如图2所示，电压转换器135可以被配置为从输入电压Vin(输入电压120)提供一个未调节的轨，其中输出电压(诸如输出电压123-1或输出电压123-2)取决于输入电压120和转换器与输出电流的实际固定比率。考虑图2中提出的转换器和/或任何混合开关电容器转换器，假定电压转换器135以其谐振频率操作并且考虑到所有开关(诸如场效应晶体管或其他合适的组件)都在软开关中运行，则转换器的开环电阻可以通过下式近似估计：
Figure BDA0003547329020000101
其中
Figure BDA0003547329020000111
因此，实际输出电压由下式给出：
Figure BDA0003547329020000112
其中n是由非调节转换器执行的固定比率。
图3是示出根据本文中的实施例的可操作以产生多个输出电压的功率转换器的实现的示例图。
在该示例实施例中，电压转换器135的该实例从输入电压120产生未调节的输出电压(观察轨)。例如，在该示例实施例中，电压转换器135从提供输入电压120的单个输入电压轨供应同一转换器内的两个并联输出电压轨，其中转换器是双相谐振转换器(即，输入被供电的时间段长于占空比的50％)。
在一个实施例中，所提出的电压转换器(诸如图3中的多轨混合开关电容器(M-HSC)转换器)提供高效率、高功率密度、可扩展性(即，可以并行化若干M-HSC)、低辐射电磁噪声、低输出阻抗和因此高瞬态性能。所提出的M-HSC包括连接到磁性器件的开关电容器单元(SCC)，在图3中以最一般的方式示出。注意，磁性器件(诸如变压器160)和对应绕组W11、……、Wi1、……、Wn1、……、确保了开关电容器单元的软充电，减少或消除了短路损耗，提高了电容器的利用率和性能，并且从而有助于实现高电容能量密度。
在M-HSC中，通过合并开关电容器转换器131的开关电容器单元和磁性器件(变压器160)，可以以如图所示的有利方式对电流波形和电压波形进行整形，例如，以产生转换器的整体电阻行为。
在该示例实施例中，M-HSC从单个输入电压提供来自相应轨的两个过电压123-1和123-2，其中它们的输出阻抗取决于另一轨上的实际负载条件(诸如负载118-1和118-2)，因此作为一阶近似的下式是有效的：
Figure BDA0003547329020000121
Figure BDA0003547329020000122
近似实际上是由从Vout1(123-1)到Vout2(123-2)的路径之间存在的损耗给出的，反之亦然。
考虑图3所示的电压转换器135的一般结构，输入电流Iin呈现低RMS，因为这里提出的转换器是双相谐振转换器(即，转换器几乎在整个开关周期都从输入电压接收功率)。
用于供应两个非调节轨的电源架构
如前所述，图3示出了电压转换器135，电压转换器135能够从单个输入电压轨(输入电压120)供应两个单个输出电压轨，其中输出电压123-1和123-2的幅值取决于比率n1(如等式3中所述)和比率n2(如等式4中所述)。这种电源架构允许相应电源供应两个分离的未调节轨，诸如考虑到每个轨上的不同负载情况，仅当每个轨的下垂(droop)电阻相当低或它们具有相似值时。
图4是示出根据本文中的实施例的电源的实现的示例图。
用于供应一个调节轨和一个半调节轨的电源架构
图4示出了一种新颖的电源架构，其中第一级441从电源420(诸如服务器机架上的48VDC配电总线)接收功率(输入电压425)，并且从第二级442提供已调节输出电压(诸如输出电压123-2)且从同一电压转换器135(即，M-HSC转换器)提供第二半调节/已调节输出电压轨(诸如输出电压123-1)。
在一个实施例中，第二级442在其输入处耦合到中间已调节总线电压(诸如接收输入电压120)，并且在其输出处耦合以向负载Ro1(诸如负载118-1)和Ro2(诸如负载118-2)供电。在一个实施例中，第二级442对输入电压120进行分压并且产生两个不同比率的两个不同轨，如等式3和等式4所述，其中两个轨中的一个被调节，而第二轨被半调节/调节。替代地，两个输出电压都可以是未调节的。
考虑图4作为电压转换器135的示例实现，输出电压轨Vout2(输出电压123-2)通过改变输入电压
Figure BDA0003547329020000131
(输入电压120)被控制。
考虑在本示例实施例中，输出电压
Figure BDA0003547329020000132
(输出电压123-2)以参考电压
Figure BDA0003547329020000133
被调节，并且考虑等式3和等式4，下式有效：
Figure BDA0003547329020000134
据此可以得出：
Figure BDA0003547329020000135
将等式6与等式3结合，可以得出：
Figure BDA0003547329020000136
考虑到理想目标
Figure BDA0003547329020000137
所以，
Figure BDA0003547329020000138
上的电压误差由下式给出：
Figure BDA0003547329020000139
从等式8可以看出，电压误差在很大程度上取决于每个轨上的(负载118-1和负载118-2的)实际电阻输出阻抗及其负载条件，因此提供了低阻抗转换器。
在一个实施例中，电压转换器135包括从输出电压123-2中导出的反馈475。图4中的电源指示或表示输出电压123-2的幅值。第一级电压转换器441(诸如降压/升压转换器或其他合适的实体)接收参考设定点电压426和反馈475(诸如表示输出电压123-2的幅值的信号)。在一个实施例中，第一级电压转换器441(诸如DC-DC电压转换器)将输入电压425(诸如48VDC或其他合适的值)转换成第二级442的电压转换器135的输入电压120。更具体地，第一级441基于反馈475(诸如输出电压123-2)与参考设定点电压426之间的差异产生误差电压。基于误差电压，第一级电压转换器441控制幅值输入电压120的幅值，使得输出电压123-2的幅值维持在期望值，诸如由设定点电压426指示的值。
因此，所提出的如图4所示的电力输送架构可以被配置为从同一转换器供应两个输出电压轨：一个调节(输出电压123-1)和第二个半调节/调节(诸如输出电压123-2)。半调节/调节能力由等式8解释，其中低转换器输出阻抗使这种轨被半调节/调节。出于这个原因，多轨混合开关电容器转换器用于这种方法。
图5是示出根据本文中的实施例的混合开关电容器转换器和多抽头自耦变压器的实现的示例图。
在该示例实施例中，电压转换器135包括电感器144、电容器Cres1、电容器Cres2、产生输入电压120的输入电压源(诸如级441)、开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8、变压器160(诸如包括绕组161-1、绕组161-2、绕组162-1和绕组162-2)。
电压转换器135包括：i)包括电容器Cres1和初级绕组161-2的串联连接的第一谐振电路路径，以及ii)包括电容器Cres2和初级绕组161-1的第二谐振电路路径。在一个实施例中，两个谐振电容器都与多抽头自耦变压器160的漏电感Lk谐振。注意，电压转换器135可以被配置为包括任何数目的谐振电路路径。如本文中讨论的谐振电路路径的切换产生输出电压123-1和输出电压123-2。
如图所示，图5中的电源包括电压源Vin、开关电容器转换器131和变压器160。
开关电容器转换器131(诸如硬件、电路等装置)包括多个开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8(诸如场效应晶体管或任何其他合适类型的开关)。此外，开关电容器转换器150包括多个电路元件，包括电感器Lzvs、电容器Cres1和电容器Cres2。
此外，在该示例实施例中，变压器160包括初级绕组161-1(诸如N1匝)、初级绕组161-2(诸如N1匝)、次级绕组162-1(诸如N2匝)和次级绕组162-2(诸如N2匝)。与初级绕组161和/或次级绕组162相关联的绕组(N1、N2等)的数目可以是任何合适的值并且取决于实施例而变化。
在一个实施例中，变压器160的初级绕组和次级绕组的组合串联连接。例如，初级绕组161-1与次级绕组162-1串联连接；初级绕组161-2与次级绕组162-2串联连接；次级绕组162-1与初级绕组162-2串联连接。
在一个实施例中，所有的绕组161-1、162-1、162-2和161-2串联连接并且彼此磁耦合，如图所示。例如，根据另外的实施例，绕组162(诸如抽头的次级绕组、或串联连接的多个次级绕组)感应耦合到第一初级绕组161-1和第二初级绕组161-2。换言之，如图所示，第一初级绕组161-1、第二初级绕组161-2和(多个)次级绕组162彼此磁耦合。
如果需要，次级绕组162可以是中心抽头绕组，以促进从中心抽头绕组的相应输出生成输出电压123。
此外，在该示例实施例中，开关Q1的漏极节点(D)和开关Q4的漏极节点(D)连接到输入电压源Vin并且接收输入电压120。
此外，开关Q1的源极节点(S)耦合到开关Q2的漏极节点(D)(在节点213处)。开关Q4的源极节点(S)耦合到开关Q5的漏极节点(D)(在节点214处)。开关Q2的源极节点(S)耦合到节点211。开关Q5的源极节点(S)耦合到节点212。
电容器Cres1连接在节点213与初级绕组161-2的相应节点H之间。电容器Cres2连接在节点214与初级绕组161-1的相应节点A之间。
电感器Lzvs(电感器144)并联耦合到初级绕组161，并且设置在节点211与节点212之间。
开关Q3的漏极(D)连接到节点211；开关Q3的源极(S)接地。开关Q6的漏极(D)连接到节点212；开关Q6的源极(S)接地。
次级绕组162的中心抽头(com节点)输出电流Iout和对应输出电压123以驱动负载118(又称为Ro)。
开关Q7的源极节点连接到节点211；开关Q7的漏极节点连接到输出133-2；开关Q8的源极节点连接到节点212；开关Q7的漏极节点连接到输出133-2。
电压转换器135产生从输出133-1输出到负载118-1的相应输出电压123-1。电压转换器135产生从输出133-2输出到负载118-2的相应输出电压123-2。
所提出的多轨混合开关电容器转换器的技术实现
如本公开的前面部分中所示，本文中的另外的示例实施例包括一种转换器，该转换器包括开关电容器单元和至少一个磁性结构，该磁性结构供应具有不同电压的并联的两个电压轨。图5是所提出的M-HSC转换器(诸如电压转换器135)的特定实施例的示例，该转换器支持零电压切换(switching)混合开关电容器转换器，该零电压切换混合开关电容器转换器具有供应两个输出轨(诸如输出电压123-1和输出电压123-2)以驱动负载118-1和118-2的多抽头自耦变压器(诸如变压器160)。
在一个实施例中，由于输出电阻阻抗对两个电压轨中的每个的固有依赖性，两个输出电压123的幅值在负载瞬态期间统调(诸如一起移动)。
多轨混合开关电容器M-HSC转换器(电源500)的该示例实施例包括形成两个开关电容器单元的交错飞跨电容器结构，该交错飞跨电容器结构连接到如图5所示的多抽头自耦变压器(MTA)。添加与多抽头自耦变压器(诸如变压器160)并联的附加电感，诸如电感器144，以实现所有MOSFET的零电压切换(ZVS)。注意，电感器144也可以集成到MTA中以达到更高的功率密度。所提出的MR-HSC可以供应两个并联的电源轨Vout1(输出电压123-1)和Vout2(输出电压123-2)。
在另外的示例实施例中，每个输出电压轨(来自输出133-1和输出133-2)的电压的幅值取决于多抽头自耦变压器匝数比(N1/N2)。输入电压Vin(输入电压120)和输出电压
Figure BDA0003547329020000171
(输出电压123-1)由下式给出：
Figure BDA0003547329020000172
考虑图5中报告的电路，输出电压
Figure BDA0003547329020000173
为
Figure BDA0003547329020000174
所以输入电压Vin与输出电压
Figure BDA0003547329020000175
之比由下式给出：
Figure BDA0003547329020000176
据此，所提出的M-HSC通过仅设计N1和N2之间的比率可以将其自身扩展到不同转换比率，这实际上导致了具有不同比率(即，3比1、4比1、5比1、6比1、7比1、8比1等)的新的一系列未调节多轨混合开关DC-DC转换器。
所有开关(Q1-Q8)可以划分为两个开关组：第一开关组由Q1、Q3、Q5和Q8组成(诸如信号S1等控制逻辑PWMH驱动开关Q1、Q3、Q5和Q8的相应栅极)，并且第二开关组(Q2、Q4、Q6和Q7)使用相同占空比相对于第一组由180°相移PWM信号控制(诸如信号S2等控制逻辑PWML驱动开关Q2、Q4、Q6和Q7的相应栅极)。
控制器140产生驱动开关Q1、Q3、Q5和Q8的栅极的控制信号S1和驱动开关Q2、Q4、Q6和Q7的栅极的控制信号S2。
图5中的电压转换器135以固定频率和理想的接近50％的占空比操作，以获取最小RMS电流。
图5中提出的电路(电压转换器135)利用多抽头自耦变压器(变压器160)的漏电感对飞跨电容器Cres1和Cres2进行软充电。在一个实施例中，这些电容器实际上充当飞跨电容器，从而能够使用例如与经典LLC拓扑相比在变压器160的输入侧具有较低电压等级的场效应晶体管(诸如开关Q1-Q8)。
图6是示出根据本文中的实施例的混合开关电容器转换器的实现的示例图。
在该示例实施例中，电压转换器135包括电感器144、电容器Cres1、电容器Cres2、产生输入电压120的输入电压源(诸如级441)、开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8、变压器160(诸如包括绕组161-1、绕组161-2、绕组162-1和绕组162-2)。
如图所示，图6中的电源还包括电压源Vin、开关电容器转换器131和变压器160。
电压转换器135包括：i)包括电容器Cres1和初级绕组161-2的串联连接的第一谐振电路路径，以及ii)包括电容器Cres2和初级绕组161-1的第二谐振电路路径。在一个实施例中，两个谐振电容器都与多抽头自耦变压器160的漏电感Lk谐振。注意，电压转换器135可以被配置为包括任何数目的谐振电路路径。
开关电容器转换器131(诸如硬件、电路等装置)包括多个开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8(诸如场效应晶体管或任何其他合适类型的开关)。此外，开关电容器转换器131包括多个电路元件，包括电感器Lzvs、电容器Cres1和电容器Cres2。
此外，在该示例实施例中，变压器160包括初级绕组161-1(诸如N1匝)、初级绕组161-2(诸如N1匝)、次级绕组162-1(诸如N2匝)和次级绕组162-2(诸如N2匝)。与初级绕组161和/或次级绕组162相关联的绕组(N1、N2等)的数目可以是任何合适的值并且取决于实施例而变化。
在一个实施例中，变压器160的初级绕组和次级绕组的组合串联连接。例如，初级绕组161-1与次级绕组162-1串联连接；初级绕组161-2与次级绕组162-2串联连接；绕组162-1与绕组162-2串联连接。
在一个实施例中，所有的绕组161-1、162-1、162-2和161-2串联连接并且彼此磁耦合，如图所示。
例如，根据另外的实施例，绕组162(诸如分接的次级绕组、或串联连接的多个次级绕组)感应耦合到第一初级绕组161-1和第二初级绕组161-2两者。换言之，如图所示，第一初级绕组161-1、第二初级绕组161-2和(多个)次级绕组162(162-1和162-2)彼此磁耦合。如果需要，次级绕组162可以是中心抽头绕组，以促进从中心抽头绕组的相应输出生成输出电压123。
此外，在该示例实施例中，开关Q1的漏极节点(D)和开关Q4的漏极节点(D)连接到输入电压源Vin。
此外，开关Q1的源极节点(S)耦合到开关Q2的漏极节点(D)(节点213)。开关Q4的源极节点(S)耦合到开关Q5的漏极节点(D)(节点214)。
开关Q2的源极节点(S)耦合到节点215和输出133-2。开关Q5的源极节点(S)耦合到节点216和输出133-2。节点215和节点216表示同一节点。
如进一步所示，开关Q7的漏极节点(D)在节点215处耦合到开关Q2的源极节点(S)。开关Q7的源极节点(S)在节点211处耦合到开关Q3的漏极节点(D)。开关Q7的漏极节点(D)也耦合到节点215和输出133-2。
开关Q8的漏极节点(D)在节点216处耦合到开关Q5的源极节点(S)。开关Q8的源极节点(S)在节点212处耦合到开关Q6的漏极节点(D)。开关Q8的漏极节点(D)耦合到节点216和输出133-2。
电容器Cres1连接在节点213与初级绕组161-2的相应节点H之间。电容器Cres2连接在节点214与初级绕组161-1的相应节点A之间。
诸如Lzvs等电感器144并联耦合到初级绕组161，并且设置在节点211与节点212之间。
开关Q3的漏极(D)连接到节点211；开关Q3的源极(S)接地。开关Q6的漏极(D)连接到节点212；开关Q6的源极(S)接地。
次级绕组162的中心抽头(com或公共节点)输出电流Iout和对应输出电压123-1，以驱动负载118-1(又称为Ro)。
电压转换器135产生从输出133-1输出到负载118-1的相应输出电压123-1。电压转换器135产生从输出133-2输出到负载118-2的相应输出电压123-2。
为了降低开关Q7和Q8上的电流应力，提高轨
Figure BDA0003547329020000201
的供电能力，在图6中，提出了图5所示电路的修改，其中所有的开关可以划分为两个开关组：第一开关组由Q1、Q3、Q5和Q8组成(诸如信号S1等控制逻辑PWMH)，并且第二开关组(Q2、Q4、Q6和Q7)使用相同占空比相对于第一组由180°相移PWM信号(诸如信号S2等控制逻辑PWML)控制。
在本示例实施例中，控制器140产生驱动开关Q1、Q3、Q5和Q8的栅极的控制信号S1和驱动开关Q2、Q4、Q6和Q7的栅极的控制信号S2。在一个实施例中，图6中的电压转换器135给出了分别在等式9和等式10中描述的输入电压Vin相对于输出电压轨
Figure BDA0003547329020000202
和
Figure BDA0003547329020000203
的相同传递函数。
图7是示出根据本文中的实施例的多抽头自耦变压器的实现的示例图。
在电压转换器135中实现变压器160(诸如多抽头自耦变压器)的一个好处是高效率和高功率密度，与经典LLC转换器相比，能够使用较低额定电压的MOSFET(诸如用于开关Q1-Q8)，并且允许选择实现固有地提供高电容密度的II类陶瓷电容器(诸如Cres1和Cres2)。
此外，如前所述，诸如Lzvs等附加电感器144(替代地，经由多抽头自耦变压器的磁化电感实现的)提供感应能量，以确保电压转换器135中的所有开关(诸如MOSFET)的ZVS转变。
除了这些好处，变压器160的另一好处是与经典LLC转换器相比的固有的较低绕组损耗；所有FET(诸如开关Q1-Q8)的整体传导应力降低，从而提供更高的可靠性电源。
如图7所示，所提出的多抽头自耦变压器160的一个示例包括：4个绕组。所有绕组串联布置，从终端节点in1(节点a)开始并且到终端节点in2(节点h)结束。更具体地，初级绕组161-1(在节点a与节点b之间)、次级绕组162-1(在节点c与节点d之间)、次级绕组162-2(在节点e与节点f之间)和初级绕组161-2(在节点g与节点h之间)的组合串联连接在节点in1与节点in2之间。变压器160包括在节点in1、抽头节点ph1、抽头节点com、抽头节点ph2和节点in2处的所谓的抽头。
在图7的该示例实施例中，多抽头自耦变压器161的四个绕组在公共磁芯910上或周围缠绕，以形成多抽头自耦变压器。如前所述，变压器160的绕组包括：i)由在节点in1与节点ph1之间以及在节点in2与节点ph2之间的初级绕组形成的第一组绕组(任何合适数目的绕组)；ii)第二组绕组(任何合适数目的绕组)，包括次级绕组162-1和次级绕组162-2，诸如在节点PH1与节点PH2之间。
因此，如图7所示，变压器160包括4个绕组。所有绕组串联排列，从端子in1开始，如图1所示，到in2。该结构更详细地解释如下：四绕组多抽头自耦变压器如图7所示，其中绕组缠绕在一个磁芯上。绕组可以划分为两组绕组：第一组由在in1-ph1与in2-ph2之间的绕组形成(即，称为“输入绕组组”)，而第二组由在com-ph1与com-ph2之间的绕组形成(即，称为“输出绕组组”)。输入绕组从开关电容器网络接收能量，而输出绕组耦合到输出。基于这个假定并且考虑理想的多抽头自耦变压器160，并且考虑到磁动势(MMF)由输出侧的
Figure BDA0003547329020000221
和
Figure BDA0003547329020000222
建立，它必须通过由
Figure BDA0003547329020000223
和
Figure BDA0003547329020000224
建立的输入侧的mmf进行计算。在这种情况下，下式始终有效：
Figure BDA0003547329020000225
图8是示出根据本文中的实施例的多抽头自耦变压器的实现的示例图。
为了进一步提高电压转换器135的磁性组件(变压器160)的性能，本文中的实施例可以包括实现图8中的变压器160-10。
如先前在等式9和等式10中所述，输入电压120与输出电压123之间的实际比率取决于N1与N2之间的比率。相反，如果在电压转换器135中实现如图8所述的多抽头矩阵自耦变压器，则诸如Vin等输入电压120与输出电压
Figure BDA0003547329020000226
(输出电压123-1)和输出电压
Figure BDA0003547329020000227
(输出电压123-2)之间的比率由下式给出：
Figure BDA0003547329020000228
Figure BDA0003547329020000229
图9是示出根据本文中的实施例的多抽头自耦变压器的实现的示例图。
所示实施例是具有M个内线绕组元件的多抽头矩阵自耦变压器的示例，其中
Figure BDA00035473290200002210
并且
Figure BDA00035473290200002211
变压器160-11可以在图5和图6中提出的转换器中实现为M-HSC电路的对应磁性组件。
此外，如果使用MMTA阵列，如图9所述，
Figure BDA00035473290200002212
个绕组在对应输入侧串联连接，而
Figure BDA00035473290200002213
个绕组在对应输出侧并联连接。如果使用多抽头矩阵自耦变压器阵列，则输入电压Vin与输出电压
Figure BDA0003547329020000231
和输出电压
Figure BDA0003547329020000232
之间的比率由下式给出：
Figure BDA0003547329020000233
Figure BDA0003547329020000234
其中M是在输入绕组处串联连接和在输出绕组处并联连接的绕组数。在所提出的拓扑中使用MMTA的好处是，它可以在并联连接的输出绕组之间分流，从而减少输出绕组回路的漏电感并且降低整体绕组损耗。
图10是示出根据本文中的实施例的生成多个控制信号以控制功率转换器中的相应开关的示例时序图。
通常，如图表1020所示，控制器140产生控制信号105-2(又称为控制信号S2)以作为控制信号105-1(又称为控制信号S1)的反相。每个控制信号的脉宽约为49％或其他合适的脉宽调制值。
在时间T0至时间T1之间，当控制信号105-1(处于逻辑高电平)将该组开关Q1、Q3、Q5和Q8控制为接通状态(低阻抗或短路)时，控制信号105-2(逻辑低)将该组开关Q2、Q4、Q6和Q7控制为断开状态(非常高的阻抗或开路)。
相反，在时间T2至时间T3之间，当控制信号105-2(逻辑高)将该组开关Q2、Q4、Q6和Q7控制为接通状态时，控制信号105-1(逻辑低)将该组开关Q1、Q3、Q5和Q8控制为断开状态。
注意，时间T1至时间T2之间的持续时间、时间T3至时间T4之间的持续时间、T5至T6之间的持续时间等表示电源100中的开关(Q1-Q6)中的每个被停用为断开状态的所谓的死区时间。
如进一步所示，控制信号105是循环的。例如，后续周期的控制信号105的设置与时间T0至时间T4之间的周期的设置相同。更具体地，由控制器140在时间T3至时间T7之间产生的控制信号105(控制信号S1和S2)的设置与在时间T0至时间T3之间的控制信号105的设置相同，等等。
在一个实施例中，控制器110控制可以以任何合适的频率生成的控制信号的频率(时段是T0至T4之间的时间)。
此外，如前所述，控制器110根据死区持续时间将控制信号105的脉冲持续时间控制在49％左右，尽管控制信号105可以以任何合适的脉冲宽度调制值生成。
图11是示出根据本文中的实施例的与混合开关电容器转换器的操作相关联的信号的示例时序图。
在该示例实施例中，如前所述，图表1100中的电压Vx指示初级绕组161-1与次级绕组162-1之间的节点211处的电压；电压Vy指示初级绕组161-2与次级绕组162-2的节点212处的电压。
Icres1表示通过电容器Cres1和初级绕组161-2的串联组合(谐振电路路径)的电流；Icres2表示通过电容器Cres2和初级绕组161-1的串联组合(谐振电路路径)的电流。
Izvs表示通过电感器Lzvs的电流。
Iout1表示与输出电压123-1相关联的、并且由输出133-1提供给动态负载118-1的输出电流。
Iout2表示与输出电压123-2相关联的、并且由输出133-2提供给动态负载118-2的输出电流。
图12是示出根据本文中的实施例的在控制周期的第一部分期间混合开关电容器转换器的操作的示例图。
如前所述，控制器140在时间T0至时间T4之间以不同模式操作。
四个子区间(T0-T1、T1-T2、T2-T3和T3-T4)描述如下：
1.t0-t1：在t＝t0，开关Q1、Q3、Q5和Q8在零电压切换中导通，并且第一谐振模式转变发生在电容器Cres1与多抽头自耦变压器160的漏电感之间，而第二谐振模式转变发生在电容器Cres2与变压器160的漏电感之间。与时间T0和时间T1相关联的开关的状态在图12中示出，其中开关Q1、Q3、Q5和Q8为接通，Q2、Q4、Q6和Q7为断开。在这个阶段，Cres1从输入电压源Vin(输入电压120)被软充电，而Cres2被软放电。当Cres1＝Cres2时，通过每个电容器Cres1和Cres2的RMS(均方根)电流相同。考虑通过Cres1和Cres2的实际谐振电流之间的完美平衡
Figure BDA0003547329020000251
并且考虑
Figure BDA0003547329020000252
因此
Figure BDA0003547329020000253
在这种情况下，下式在这个阶段有效：
Figure BDA0003547329020000254
其可以写为：
Figure BDA0003547329020000255
因此，在阶段t0-t1(时间T0至时间T1)期间，两个轨
Figure BDA0003547329020000256
(输出电压123-1)和
Figure BDA0003547329020000257
(输出电压123-2)在图13所述的等效电路中如所示地被供电。在阶段t0-t1，轨
Figure BDA0003547329020000258
由Q8的漏极和Q5的源极供电，但流入Cres2漏极Q5的电流的一部分也流向轨
Figure BDA0003547329020000259
如图12和图13所示。
图13是示出根据本文中的实施例的在控制周期的第一部分中混合开关电容器转换器的等效电路操作的示例图。
这是关于该转换器如何为并联的两个未调节轨供电以便在时间T0至时间T1之间操作的一个示例。
图14是示出根据本文中的实施例的在死区时间期间混合开关电容器转换器的操作的示例图。
2.t1-t2：在t＝t1，开关Q1、Q3、Q5和Q8断开，Q2、Q4、Q6和Q7断开，并且Q1的寄生电容被充电到
Figure BDA00035473290200002510
Q3被充电到2Vout1，Q5被充电到
Figure BDA0003547329020000261
Q8被充电到2Vout1，而使用t＝t1时存储在Lzvs电感中的感应能量，Q2、Q4、Q6和Q7的寄生电容被放电到零。当Q2、Q4、Q6和Q7的电容被放电到零时，它们的体二极管开始导通以使得ZVS开启。拓扑状态如图14所示。启用ZVS操作的电流
Figure BDA0003547329020000262
表示为
Figure BDA0003547329020000263
由下式给出：
Figure BDA0003547329020000264
相同的等式对变压器160的磁化电感有效，其中唯一的区别来自电感的实际模型。
如前所述，这种方法的主要好处中的一个是，由于开关电容器单元和磁性器件的组合，所有FET都在软开关中运行，因为所有开关都面临来自Lzvs电感的感应能量。一旦存储在Lzvs电感或MTA中的集成Lzvs中的感应能量高于对所有FET进行充电和放电以在死区区间t1-t2或t3-t4内实现零电压切换行为所需要的电容能量，就实现了软开关条件。换言之，电压转换器135在时间T1-T2至T3-T4之间的操作与图14所示和上面描述的相同。
图15是示出根据本文中的实施例的在控制周期的第二部分期间混合开关电容器转换器的操作的示例图。
3.t2-t3：在t＝t2，开关Q2、Q4、Q6和Q7以零电压切换导通，开关Q1、Q3、Q5和Q8断开。在t＝t2之后，谐振转变发生在Cres1与多抽头自耦变压器的漏电感之间，而第二谐振模式转变发生在Cres2与多抽头自耦变压器的漏电感之间。与阶段1(t0-t1)类似，但不同的是，Cres2从输入电压源Vin被软充电，而Cres1被软放电。拓扑状态如图15所示。与阶段1(t0-t1)类似，变压器160中的电流依赖性可以限定如下：考虑通过Cres1和Cres2的实际谐振电流之间的完美平衡
Figure BDA0003547329020000265
并且考虑
Figure BDA0003547329020000266
因此
Figure BDA0003547329020000271
在这种情况下，下式在这个阶段有效：
Figure BDA0003547329020000272
其可以写为：
Figure BDA0003547329020000273
图16是示出根据本文中的实施例的混合开关电容器转换器的等效电路操作和控制周期的第二部分的示例图。
在阶段t2-t3期间，轨
Figure BDA0003547329020000274
和
Figure BDA0003547329020000275
都被供电，如图16所述的等效电路所示。在阶段t2-t3期间，轨
Figure BDA0003547329020000276
由Q7的漏极和Q2的源极供电，但流入Cres1漏极Q5的电流的一部分也流向轨
Figure BDA0003547329020000277
如图12和图13所示。这是关于该转换器如何同时产生输出电压123-1和输出电压123-2作为并联的两个未调节轨的一个示例。
1.t3-t4：在t＝t3，开关Q2、Q4、Q6和Q7断开，Q4的寄生电容被充电到
Figure BDA0003547329020000278
Q6被充电到2Vout1，Q2被充电到
Figure BDA0003547329020000279
Q7被充电到2Vout1，而Q1、Q3、Q5和Q8的寄生电容被放电到零。当Q1、Q3、Q5和Q8的电容被放电到零时，它们的体二极管开始导通以使得ZVS开启。拓扑状态如图14所示。启用ZVS的电流为
Figure BDA00035473290200002710
这对应于
Figure BDA00035473290200002711
因此
Figure BDA00035473290200002712
是确定所有开关何时达到ZVS条件的良好指标。在t＝t4，开关Q1、Q3、Q5和Q8在ZVS中导通，这对应于开关周期Tsw的一个周期。
在该部分中示出了主要的转换操作，从中可以得到，转换器在几乎整个开关周期Tsw中由输入电压Vin供电，因此图5和图6所示的转换器是图3所示的通用电路的一个示例，其中双相谐振转换器是电路的一个特性。
如前所述，如本文中讨论的电压转换器135和开关电容器转换器131可以被配置为包括任何数目的谐振电路路径。例如，在一个实施例中，开关电容器转换器131包括第一谐振电路路径(诸如电容器Cres1和绕组161-2)和第二谐振电路路径(诸如电容器Cres2和绕组161-1)。
如上所述，参考图5，并且根据施加在图10中的控制信号，控制器140执行：i)当开关Q8断开时，将开关Q7切换到接通状态以在T0至T1之间的时间将第一谐振电路路径(诸如电容器Cres2以及开关电容器转换器的绕组161-1和绕组162-1)电耦合到输出133-2，以及ii)当开关Q7断开时，将开关Q8切换到接通状态以在T2至T3之间的时间将第二谐振电路路径(诸如电容器Cres1以及开关电容器转换器的绕组161-2和绕组162-2)电耦合到输出133-1。
第一谐振电路路径和第二谐振电路路径都有助于第一输出电压123-1的生成；第一谐振电路路径和第二谐振电路路径都有助于第二输出电压123-2的生成。
在另外的示例实施例中，参考图5和10，控制器140在将第一谐振电路路径的节点213(诸如在电容器Cres1的终端处)连接到提供输入电压120的电压源与连接到输出133-2之间进行切换。更具体地，在时间T0至T1之间，控制器140将开关Q1激活到接通状态并且将开关Q2停用到断开状态。这将第一谐振电路路径的节点213连接到提供输入电压120的输入电压源。在时间T2至T3之间，控制器140将开关Q2激活到接通状态并且将开关Q1停用到断开状态。这将第一谐振电路路径的节点213连接到输出133-2。
以相反的方式，控制器140控制第二谐振电路路径。例如，再次参考图5和10，控制器140在将第二谐振电路路径的节点214(诸如节点214或电容器Cres2的终端)耦合到输入电压120与耦合到输出133-2之间进行切换。更具体地，在时间T0至T1之间，控制器140将开关Q5激活到接通状态并且将开关Q4停用到断开状态。这将第二谐振电路路径的节点214连接到输出133-2。在时间T2至T3之间，控制器140将开关Q4激活到接通状态并且将开关Q5停用到断开状态。这将第二谐振电路路径的节点214连接到产生输入电压120的电压源。
图17是示出根据本文中的实施例的包括混合开关电容器转换器的多级电源的示例图。
如本示例实施例中所示，类似于图4，如本文中讨论的图17中的电源可以包括非反相降压升压转换器(第一级441)和电压转换器135(诸如多轨混合开关电容器)作为第二级，第二级供应包括输出电压123-1和输出电压123-2的两个轨电压。
在一个实施例中，如图17所示，可能的电源架构的示例如图4所示，其中第一级441是来自调节M-HSC的输入
Figure BDA0003547329020000291
的输入电压Vin(即，来自总线轨48-V)的非反相降压升压。输入电压
Figure BDA0003547329020000292
的调节如图4所示，其中升降压(第一级441)通过感测输出电压
Figure BDA0003547329020000293
进行调节，并且如图所示，输出电压
Figure BDA0003547329020000294
为半调节/已调节，其中考虑到等式8，最大电压误差由下式给出：
Figure BDA0003547329020000295
通过调节M-HSC的输入电压120的幅值，以调节两个输出轨电压中的一个，诸如输出电压123-1或输出电压123-2、例如
Figure BDA0003547329020000296
以及考虑到图4中给出的演示和对应描述，如果允许等式21中所述的与连接到
Figure BDA0003547329020000297
的负载规格的最大电压误差偏差，则输出电压
Figure BDA0003547329020000298
也得到调节。
图18是根据本文中的实施例的用于实现如前所述的任何操作的计算机系统的示例框图。
如本文中讨论的任何资源(诸如控制器140等)可以被配置为包括计算机处理器硬件和/或对应的可执行指令以执行如本文中讨论的不同操作。
如图所示，本示例的计算机系统1850包括互连1811，该互连1811提供以下各项的耦合：计算机可读存储介质1812，诸如非暂态类型的介质(其可以是可以在其中存储和检索数字信息的任何合适类型的硬件存储介质)；处理器1813(计算机处理器硬件)；I/O接口1814；和通信接口1817。
(多个)I/O接口1814支持与储存库1880和输入资源1892的连接。
计算机可读存储介质1812可以是任何硬件存储设备，诸如存储器、光存储、硬盘驱动器、软盘等。在一个实施例中，计算机可读存储介质1812存储指令和/或数据。
如图所示，计算机可读存储介质1812可以用控制器应用140-1(诸如包括指令)编码以执行本文中讨论的任何操作。
在一个实施例的操作期间，处理器1813通过使用互连1811访问计算机可读存储介质1812，以便启动、运行、进行、解释或以其他方式执行存储在计算机可读存储介质1812上的控制器应用140-1中的指令。控制器应用140-1的执行产生控制器过程140 2以执行如本文中讨论的任何操作和/或过程。
本领域技术人员将理解，计算机系统1850可以包括其他进程和/或软件和硬件组件，诸如控制硬件资源的分配和使用以执行控制器应用140-1的操作系统。
根据不同实施例，注意，计算机系统可以驻留在各种类型的设备中的任何一种中，包括但不限于电源、开关电容器转换器、功率转换器、移动计算机、个人计算机系统、无线设备、无线接入点、基站、电话设备、台式电脑、笔记本电脑、笔记本、上网本电脑、大型计算机系统、掌上电脑、工作站、网络计算机、应用服务器、存储设备、诸如相机等消费电子设备、摄像机、机顶盒、移动设备、视频游戏控制台、手持视频游戏设备、外围设备(诸如交换机、调制解调器、路由器、机顶盒、内容管理设备、手持遥控设备、任何类型的计算或电子设备)等。计算机系统1850可以驻留在任何位置，或者可以被包括在任何网络环境中的任何合适的资源中以实现如本文中讨论的功能。
现在将通过图19中的流程图讨论不同资源支持的功能。注意，以下流程图中的步骤可以按任何合适的顺序执行。
图19是示出根据本文中的实施例的示例方法的流程图1900。注意，上面讨论的概念会有一些重叠。
在处理操作1910中，经由开关电容器转换器131中的多个谐振电路路径的受控开关，开关电容器转换器131将所接收的输入电压120转换成第一输出电压123-1和第二输出电压123-2。
在处理操作1920中，开关电容器转换器131的第一输出133-1输出第一输出电压123-1。
在处理操作1930中，开关电容器转换器131的第二输出133-2输出第二输出电压。
图20是示出根据本文中的实施例的电路板上的功率转换器电路的组装的示例图。
在该示例实施例中，组装器2040接纳基板2010(诸如电路板)。
组装器1040还将控制器140和电压转换器135以及对应组件固定(耦合)到基板2010。
通过电路路径2021(诸如一个或多个迹线、电导体、电缆、电线等)，组装器2040将控制器140耦合到电压转换器135。注意，诸如控制器140、电压转换器135和对应组件等组件可以以任何合适的方式固定或耦合到基板2010。例如，电源100中的组件中的一个或多个可以焊接到基板，插入基板2010上的插座，等等。
进一步注意，基板2010是可选的。电路路径2022可以设置在提供电压转换器135与负载118之间的连接性的电缆中。
在一个非限制性示例实施例中，负载118设置在其自身基板上、与基板2010无关；负载118的基板直接或间接连接到基板2010。控制器140或功率转换器135的任何部分可以设置在插入基板2010的插座的独立较小板上。
经由一个或多个电路路径2022(诸如一个或多个迹线、电缆、连接器、电线、导体、导电路径等)，组装器2040将电压转换器135耦合到负载118。在一个实施例中，电路路径2022的第一迹线将从电压转换器135生成的输出电压123-1传送到负载118-1。电路路径2022的第二迹线将从电压转换器135生成的输出电压123-2传送到负载118-2。
因此，本文中的实施例包括一种系统，该系统包括：基板2010(诸如电路板、独立板、母板、旨在耦合到母板的独立板、主机等)；电压转换器135，包括如本文所述的对应组件；以及负载118-1和118-2。如前所述，基于通过一个或多个电路路径2022从电压转换器135传输到负载118的输出电压123和对应电流的传输来对负载118供电。
注意，负载118可以是任何合适的电路或硬件，诸如一个或多个CPU(中央处理单元)、GPU(图形处理单元)和ASIC(专用集成电路，诸如包括一个或多个人工智能加速器的专用集成电路)，它们可以位于基板1010上或设置在远程位置。
再次，注意，本文中的技术非常适合用于电源应用。然而，应当注意，本文中的实施例不限于在这样的应用中使用，并且本文中讨论的技术也非常适合于其他应用。
虽然本发明已经参考其优选实施例被具体地示出和描述，但是本领域技术人员将理解，在不脱离由所附权利要求限定的本申请的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上做出各种改变。这样的变化旨在被本申请的范围覆盖。因此，本申请的实施例的前述描述不旨在限制。相反，对本发明的任何限制在以下权利要求中给出。

Claims (27)

1.一种装置，包括：
开关电容器转换器，可操作以接收输入电压，所述开关电容器转换器包括多个谐振电路路径以将所述输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压；
第一输出，可操作以输出所述第一输出电压；以及
第二输出，可操作以输出所述第二输出电压。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一输出电压的幅值被调节；以及
其中所述第二输出电压的幅值与所述第一输出电压的所述幅值成比例，并且所述第二输出电压的幅值至少部分基于对所述第一输出电压的调节而被控制。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器中的开关被控制，以针对控制所述开关电容器转换器中的所述开关的占空比的50％以上的情况从所述输入电压汲取功率，用于产生所述第一输出电压和所述第二输出电压。
4.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器包括变压器，所述变压器包括多个绕组以将所述输入电压转换成所述第一输出电压和所述第二输出电压。
5.根据权利要求4所述的装置，其中与所述变压器中的所述多个绕组相关联的匝数比相对于所述第二输出电压的幅值控制所述第一输出电压的幅值。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个谐振电路路径包括第一谐振电路路径和第二谐振电路路径；
其中所述开关电容器转换器包括变压器，所述变压器包括第一绕组和第二绕组；
其中所述第一谐振电路路径包括第一电容器和所述变压器的所述第一绕组；以及
其中所述第二谐振电路路径包括第二电容器和所述变压器的所述第二绕组。
7.根据权利要求6所述的装置，其中所述第一绕组感应耦合到所述第二绕组。
8.根据权利要求1所述的装置，还包括：
第一开关，可操作以将所述开关电容器转换器的第一谐振电路路径和绕组电耦合到所述第二输出；以及
第二开关，可操作以将所述开关电容器转换器的第二谐振电路路径和绕组电耦合到所述第二输出。
9.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个谐振电路路径包括第一谐振电路路径和第二谐振电路路径；
其中所述第一谐振电路路径和所述第二谐振电路路径有助于所述第一输出电压的生成；以及
其中所述第一谐振电路路径和所述第二谐振电路路径有助于所述第二输出电压的生成。
10.根据权利要求1所述的装置，还包括：
控制器，可操作以基于所述第一输出电压与设定值的比较来控制所述输入电压的幅值。
11.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个谐振电路路径的谐振频率由多抽头自耦变压器中的绕组限定。
12.根据权利要求1所述的装置，还包括：
控制器，可操作以在以下项之间切换：i)将所述开关电容器转换器的第一谐振电路路径的节点耦合在所述输入电压与产生所述第二输出电压的输出节点之间，以及ii)将所述开关电容器转换器的第二谐振电路路径的节点耦合在所述输入电压与产生所述第二输出电压的所述输出节点之间。
13.一种系统，包括：
电路基板；以及
其中根据权利要求1所述的装置被固定到所述电路基板，所述装置可操作以：i)经由所述第一输出电压为第一负载供电，以及ii)经由所述第二输出电压为第二负载供电。
14.一种方法，包括：
接纳电路基板；以及
在所述电路基板上制造根据权利要求1所述的装置。
15.一种方法，包括：
在开关电容器转换器处：
接收在开关电容器转换器处的输入电压；
经由所述开关电容器转换器中的多个谐振电路路径，将所述输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压；
经由所述开关电容器转换器的第一输出，输出所述第一输出电压；以及
经由所述开关电容器转换器的第二输出，输出所述第二输出电压。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括：
调节所述第一输出电压的幅值；以及
控制所述第二输出电压的幅值与所述第一输出电压的幅值成比例，所述第二输出电压至少部分基于对所述第一输出电压的调节而被控制。
17.根据权利要求15所述的方法，还包括：
控制所述开关电容器转换器中的开关，以针对在控制所述开关电容器转换器中的所述开关的占空比的50％以上的情况从所述输入电压汲取功率。
18.根据权利要求15所述的方法，其中所述开关电容器转换器包括变压器，所述方法还包括：
控制流过所述变压器的多个绕组的电流，以将所述输入电压转换成所述第一输出电压和所述第二输出电压。
19.根据权利要求18所述的方法，其中与所述变压器中的所述多个绕组相关联的匝数比控制所述第一输出电压的幅值和所述第二输出电压的幅值。
20.根据权利要求15所述的方法，其中所述多个谐振电路路径包括第一谐振电路路径和第二谐振电路路径；
其中所述开关电容器转换器包括变压器，所述变压器包括第一绕组和第二绕组；
其中所述第一谐振电路路径包括第一电容器和所述变压器的所述第一绕组；以及
其中所述第二谐振电路路径包括第二电容器和变压器的所述第二绕组。
21.根据权利要求20所述的方法，其中所述第一绕组感应耦合到所述第二绕组。
22.根据权利要求15所述的方法，还包括：
控制第一开关的操作以将所述开关电容器转换器的第一谐振电路路径和绕组电耦合到所述第二输出；以及
控制第二开关的操作以将所述开关电容器转换器的第二谐振电路路径和绕组电耦合到所述第二输出。
23.根据权利要求15所述的方法，其中所述多个谐振电路路径包括第一谐振电路路径和第二谐振电路路径；
通过来自所述第一谐振电路路径和所述第二谐振电路路径的第一电流的贡献生成所述第一输出电压；以及
通过来自所述第一谐振电路路径和所述第二谐振电路路径的第二电流的贡献生成所述第二输出电压。
24.根据权利要求15所述的方法，还包括：
基于所述第一输出电压与设定值的比较来控制所述输入电压的幅值。
25.根据权利要求15所述的方法，其中所述多个谐振电路路径的谐振频率由多抽头自耦变压器中的绕组限定。
26.根据权利要求15所述的方法，还包括：
在以下项之间切换：i)将所述开关电容器转换器的第一谐振电路路径的节点耦合在所述输入电压与产生所述第二输出电压的输出节点之间，以及ii)将所述开关电容器转换器的第二谐振电路路径的节点耦合在所述输入电压与产生所述第二输出电压的所述输出节点之间。
27.一种计算机可读存储硬件，其上存储有指令，所述指令在由计算机处理器硬件执行时使所述计算机处理器硬件：
经由开关电容器转换器中的多个谐振电路路径的受控切换，将所接收的输入电压转换成第一输出电压和第二输出电压；
经由所述开关电容器转换器的第一输出，输出所述第一输出电压；以及
经由所述开关电容器转换器的第二输出，输出所述第二输出电压。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115629664A (zh) * 2022-12-23 2023-01-20 苏州浪潮智能科技有限公司 服务器的供电控制方法及装置、服务器的电源供应模块

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3945668A1 (en) 2020-07-31 2022-02-02 Schneider Electric IT Corporation Soft switched voltage source inverter
US11728747B2 (en) * 2020-07-31 2023-08-15 Schneider Electric It Corporation Soft switched voltage source inverter
US11742764B2 (en) * 2021-02-04 2023-08-29 Maxim Integrated Products, Inc. Resonant power converters including coupled inductors

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8929109B2 (en) * 2012-11-30 2015-01-06 Chung-Shan Institute Of Science And Technology Double-output half-bridge LLC serial resonant converter
WO2017049191A1 (en) * 2015-09-18 2017-03-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. Modular parallel technique for resonant converter
US10615701B2 (en) * 2017-07-14 2020-04-07 Futurewei Technologies, Inc. Hybrid resonant converter
CN110932560B (zh) * 2017-12-26 2021-03-30 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 直流-直流转换器
US10224802B1 (en) * 2018-06-04 2019-03-05 Astec International Limited Methods for extending holdup times and/or reducing bulk capacitors in multi-stage switching power supplies

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115629664A (zh) * 2022-12-23 2023-01-20 苏州浪潮智能科技有限公司 服务器的供电控制方法及装置、服务器的电源供应模块

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