CN113394967A - 多级功率转换 - Google Patents

Abstract

本公开的实施例涉及多级功率转换。一种装置包括第一功率转换器和第二功率转换器。第一功率转换器将输入电压转换为第一输出电压；第二功率转换器将第一输出电压转换为向负载供电的第二输出电压。第二功率转换器包括与磁性设备组合的开关电容器转换器。开关电容器转换器提供电容性能量传输；磁性设备提供磁能传输。另外，第二功率转换器通过电容性能量传输和磁能传输提供第一输出电压到第二输出电压的未调节转换。为了将第二输出电压的幅度保持在期望范围或设置点值内，第一功率转换器基于第二输出电压的幅度与期望设置点参考电压的比较来调节第一输出电压的幅度。

Description

多级功率转换

技术领域

本发明的各种实施例一般涉及多级功率转换，具体地，涉及相关的装置、方法、系统和计算机可读存储硬件。

背景技术

诸如由Google^TM、Facebook^TM等公司运营的数据中心为我们的社会提供不可缺少的服务。全世界所有数据中心的能量消耗大约是总电能使用的2％。因此，数据中心提供商一直在寻求提高功率转换的效率，以便节省能量或能够增加现有数据中心中的服务器的CPU/GPU/ASIC等的功率。机器学习和人工智能架构需要非常强大的GPU或定制设计的ASIC来满足所需的计算功率。

需要更高的电压分配和高效的转换系统来减少损耗并增加转换系统的总功率密度。在过去的几年中，机架级的48V直流已经由供应商引入，使得若干不同的场景能够向诸如CPU/ASIC/GPU的数字负载提供高功率。这些架构例如由开放计算联盟协调，当前OCP 3.0是支持机架内48V直流分配的最现代的架构。

现代微处理器和ASIC需要低输入电压，通常为1V直流或甚至更低(路线图低至0.4V)，以及可达1000安培或更高的高电流。在这样的应用中，有几种属性正在推动期望的解决方案：

i)高功率密度：小覆盖区和低高度允许将转换器靠近负载(即，ASIC或微处理器)放置，减少PDN(功率输送网络)寄生损耗，并且例如从有源衬底或插入器中的ASIC的底部、或从处于CPU板自身上的侧面/底部，实现到负载的功率。

ii)快速瞬态响应和低输出电压纹波：ASIC和微处理器需要可以达到1000A/μ0的极快的电流瞬变，并且系统需要将输出电压保持在严格的调节内。尤其是，电压下冲可能导致CPU故障。此外，需要低电压纹波(通常小于20mV)，因此需要相的并行。

iii)效率高：首先，效率是数据中心运营支出的关键参数，其次，效率是当将功率级移动靠近负载以防止额外加热时的前提条件。

iv)低EMI噪声：由于功率级与负载的期望接近度(例如负载处于有源衬底内或插入器中的CPU下方)，需要避免EMI干扰。这通常需要零电压开关并且在磁性结构中没有气隙，以避免高频数据线和功率输送路径之间的任何耦合。

传统的处理器集成了称为完全集成的电压调节器模块(FIVR)的内部电压调节器模块(VRM)，以减轻对外部VRM级的需求。FIVR模块需要大量的设计和技术工作。因此，尽可能靠近诸如ASIC/CPU/GPU等的负载实现的功率转换为所有无法使用FIVR技术的公司创造了价值。

传统的降压解决方案在这种应用中是良好的候选方案，因为对于给定的功率和瞬态要求，该方案固有的潜力是由增加开关频率和减小降压转换器的输入电压来缩小电感器的尺寸。然而，以多相(phase)方法实现的降压转换器需要额定具有全输入电压的电感器和晶体管。在这种情形下，由于高功率密度要求而难以实现低电感器损耗。此外，由于直流磁通量与负载的相关性，核心损耗与负载有关。为了减轻高直流和交流磁通密度，需要更大的电感，因此VRM模块通常被放置在CPU或ASIC的一侧，在该侧上，功率输送网络(PDN)的影响是功率容量和瞬态性能的限制因素。这是最要考虑的，因为现今这种ASIC要求在高电流和低电压下的极快的电流转换。

发明内容

本公开包括观察到可以提高包括开关电容器转换器的传统电源的功率转换效率。例如，为此，本文的实施例包括通过开关电容器转换器提供功率转换的改进性能和对应输出电压的高效生成的新颖方式。

更具体地，本文的实施例包括一种装置，该装置包括第一功率转换器和第二功率转换器。第一功率转换器将输入电压转换为第一输出电压；第二功率转换器将第一输出电压转换为向负载供电的第二输出电压。在另外的示例实施例中，第二功率转换器包括与磁性设备(即磁性硬件)组合的开关电容器转换器。开关电容器转换器提供电容性能量传输；磁性设备提供磁能传输。另外，第二功率转换器通过电容性能量传输和磁能传输提供第一输出电压到第二输出电压的未调节转换。为了将第二输出电压的幅度保持在期望范围或设置点值内，基于第二输出电压的幅度与期望设置点参考电压的比较，第一功率转换器调节第一输出电压的幅度。

根据进一步的示例实施例，开关电容器转换器接收第一输出电压；磁性设备输出第二输出电压。

本文的进一步的实施例包括将开关电容器转换器级实现为包括多个开关电容器单元。磁性设备电耦合至与多个开关电容器单元相关联的开关元件。磁性设备和多个开关电容器单元的组合形成至少一个谐振电路路径。

在更进一步的示例实施例中，开关电容器转换器包括多个电容器；该磁性设备包括耦合至开关电容器转换器的一个或多个输入绕组。通过控制器，多个电容器在包括磁性设备的输入绕组的电路路径中被可控地开关，以将第一输出电压转换成第二输出电压。如前所述，磁性设备包括输出第二输出电压的一个或多个输出绕组。

在进一步的示例实施例中，第二功率转换器是非隔离式功率转换器。

根据又进一步的示例实施例，第二功率转换器在操作第二功率转换器的每个开关控制周期中提供从接收的第一输出电压到第二输出电压的相应能量的输送。更具体地，在一个实施例中，开关电容器转换器和磁性设备在相等持续时间的时间间隔中传输能量。更进一步地，在每个供电周期内，由电容性能量传输(例如在相应的开关控制周期的第一部分期间)和磁能传输(例如在相应的开关控制周期的第二部分期间)为负载供电，从而减少第二功率转换器的无源和有源组件中的总传导损耗。

第二功率转换器可以被配置为包括任意数量的开关电容器转换器。例如，在一个实施例中，第二功率转换器至少包括并联连接的第一开关电容器转换器和第二开关电容器转换器。第一开关电容器转换器和第二开关电容器转换器中的每个开关电容器转换器将第一输出电压转换为第二输出电压。

本文中的又进一步的实施例包括监测资源。监测资源监测第一开关电容器转换器和第二开关电容器转换器两者中的开关的体二极管导通状况。监测资源还基于检测到的体二极管导通状况来动态地调整所述第一开关电容器转换器和所述第二开关电容器转换器的死区时间设置。在一个实施例中，控制每个不同功率转换器的死区时间的调整使第一开关电容器转换器的阻抗与第二开关电容器转换器的阻抗基本上相等。例如，如前所述，相应电源的多个功率转换器中的每个功率转换器可以被配置为并行操作，并且多个功率转换器以相同的开关频率操作。本文的某些实施例包括单独地调制各个不同功率转换器(或级)的死区时间，而不改变应用于每个功率转换器的公共开关频率以提供用于相应功率转换器的最低阻抗设置。

根据进一步的示例实施例，开关电容器转换器中的开关通过由磁性设备提供的感应能量在零电压开关模式中被操作。

在更进一步的示例实施例中，与磁性设备相关联的磁芯的尺寸不取决于额定电流，而是取决于第二输出电压。

本文的进一步的实施例实现开关电容器转换器以包括一个或多个谐振电路路径。一个或多个谐振电路路径在其谐振频率附近的操作减小了开关电容器转换器的无功阻抗，其中开关电容器转换器仅变为完全或几乎是电阻性的。

本文的更进一步的的实施例包括，通过相应的控制器操作第一功率转换器，以至少部分地基于由第二输出电压供应给负载的电流量来调节输入电压到第一输出电压的转换。

注意，本文的实施例比常规技术有用。例如，与传统技术相比，本文所述的新颖电源通过独特调节和对电容性能量和磁能的传输提供了将输入电压转换成相应输出电压的高效率。

将在下面更详细地公开这些和其它更具体的实施例。

注意，如本文所讨论的任何资源可以包括一个或多个计算机化设备、装置、硬件等，执行和/或支持本文所公开的任何或所有方法操作。换句话说，一个或多个计算机化设备或处理器可以被编程和/或配置为如本文所解释的那样操作以执行如本文所描述的不同实施例。

本文中的其它实施例包括用于执行上文概述和下文详细公开的步骤和/或操作的软件程序。一个这样的实施例包括计算机程序产品，其包括非暂时性计算机可读存储介质(即，任何计算机可读硬件存储介质)，在非暂时性计算机可读存储介质上对软件指令编码以用于随后执行。当在具有处理器的计算机化设备(硬件)中执行时，所述指令用程序指示和/或使处理器(硬件)执行本文公开的操作。这样的布置通常被提供为布置或编码在非暂时性计算机可读存储介质上的软件、代码、指令和/或其它数据(例如，数据结构)，所述非暂时性计算机可读存储介质诸如光学介质(例如，CD-ROM)、软盘、硬盘、记忆棒、存储器设备等，或其它介质诸如一个或多个ROM、RAM、PROM等中的固件，或作为专用集成电路(ASIC)等。软件或固件或其它这样的配置可以被安装到计算机化设备上以使计算机化设备执行在此解释的技术。

因此，本文的实施例针对支持如本文所讨论的操作的方法、系统、计算机程序产品等。

一个实施例包括计算机可读存储介质和/或系统，该计算机可读存储介质和/或系统具有存储在其上的指令，以用于促进生成输出电压以对负载供电。这些指令在由计算机处理器硬件执行时使计算机处理器硬件(例如一个或多个位于同一位置或不同位置的处理器设备或硬件)：通过第一功率转换器的控制，将输入电压转换为第一输出电压；通过第二功率转换器的控制，将所述第一输出电压转换成向负载供电的第二输出电压，第二功率转换器包括提供电容性能量传输的开关电容器转换器和提供磁能传输的磁性设备，第二功率转换器通过电容性能量传输和磁能传输提供第一输出电压到第二输出电压的未调节转换；并且通过第一功率转换器的控制，基于第二输出电压的幅度与期望设置点参考电压的比较来调节第一输出电压的幅度。

为了清楚起见，已经添加了上述步骤的排序。注意，可以以任何适合的顺序执行如本文所讨论的任何处理步骤。

本公开的其它实施例包括软件程序和/或相应硬件，以执行上面概述并在下面详细公开的任何方法实施例步骤和操作。

应当理解，如本文所讨论的系统、方法、装置、计算机可读存储介质上的指令等也可以严格地被实现为软件程序、固件，实现为软件、硬件和/或固件的混合，或者实现为诸如在处理器(硬件或软件)内、或者在操作系统内或在软件应用内的单独硬件。

还要注意，尽管如本文所讨论的实施例适用于控制包括一个或多个调节功率转换器级和一个或多个开关电容器转换器的电源的操作，但本文所公开的概念可有利地应用于任何其它适合的电压转换器拓扑。

另外，注意，尽管本文的不同特征、技术、配置等中的每个可以在本公开的不同地方讨论，但是在适合的情况下，意图是概念中的每个概念可以可选地彼此独立地或彼此组合地执行。因此，如本文所述的一个或多个本发明可以以许多不同的方式实施和查看。

此外，注意，本文实施例的初步讨论(实施例的简要描述)有目的地不指定本公开或要求保护的本发明的每个实施例和/或递增的新颖方面。相反，本简要描述仅呈现了一般实施例和相对于常规技术的相应新颖点。对于本发明的其它细节和/或可能的观点(排列)，读者可以参考本公开的具体实施方式部分(其是实施例的概述)和相应的附图，如下面进一步讨论的。

附图说明

图1是示出根据本文实施例的包括多级功率转换器的电源的示例图，该多级功率转换器包括第一功率转换器和第二功率转换器。

图2是示出根据本文的实施例的功率转换器的示例图。

图3是示出根据本文实施例的控制器和包括开关电容器转换器和磁性硬件的电源的更详细再现的示例图。

图4是示出根据本文的实施例的控制信号的时序的示例时序图。

图5是示出根据本文的实施例的控制信号和输出信号的时序图的示例图。

图6是示出根据本文的实施例的控制混合开关电容器转换器中的开关的第一模式的示例图。

图7是示出根据本文的实施例的混合开关电容器转换器中的开关的死区时间或禁用的示例图。

图8是示出根据本文的实施例的控制混合开关电容器转换器中的开关的第二模式的示例图。

图9是示出根据本文的实施例的混合开关电容器转换器中的开关的死区时间或禁用的示例图。

图10是示出根据本文的实施例的实现为多抽头自耦变压器的磁性设备的细节的示例图。

图11是示出根据本文的实施例的实现为多抽头矩阵自耦变压器(具有2个基本自耦变压器的MMTA)的磁性设备的细节的示例图。

图12是示出根据本文的实施例的(矩阵)多抽头自耦变压器(具有M个基本自耦变压器)的细节的示例图。

图13是示出根据本文的实施例的电源电压(Vsupply)到输入电压的转换的示例图。

图14是示出根据本文的实施例的电源的示例图。

图15是示出根据本文的实施例的电源的示例图。

图16A和图16B是示出根据本文的实施例的电源的示例图。

图17是示出根据本文的实施例的电源的示例图。

图18A和图18B组合以形成示出根据本文的实施例的电源的示例图。

图19是示出根据本文的实施例的电源和对应组件的示例图。

图20是示出根据本文的实施例的电路的示例图。

图21是示出根据本文的实施例的电路的示例图。

图22是示出根据本文的实施例的电路模型的示例图。

图23是示出根据本文的实施例的体二极管导通监测器的示例图。

图24是根据本文的实施例的示例时序图。

图25是示出根据本文的实施例的传导损耗的控制的示例时序图。

图26是示出根据本文的实施例的可操作以执行一个或多个操作的计算机架构的示例图。

图27是示出根据本文的实施例的一般方法的示例图。

图28是示出根据本文的实施例的电路板上的电源的制造的示例图。

从以下在附图中示出的更具体的描述中，本文的实施例的前述和其它目的、特征和优点将变得显而易见，在附图中，相同的附图标记在不同的视图中始终表示相同的部件。附图不一定是按比例的，而是重点在于示出实施例、原理、概念等。

具体实施方式

根据一个实施例，如本文进一步讨论的，一种装置(诸如电源、电路、设备、硬件等)包括第一功率转换器和第二功率转换器。第一功率转换器将输入电压转换为第一输出电压；第二功率转换器将第一输出电压转换为向负载供电的第二输出电压。第二功率转换器包括与磁性硬件组合的开关电容器转换器。开关电容器转换器提供电容性能量传输；磁性硬件提供磁能传输。另外，第二功率转换器通过电容性能量传输和磁能传输提供第一输出电压到第二输出电压的未调节转换。

在一个实施例中，顾名思义，未调节的第二功率转换器和对应的未调节的开关电容器转换器的实现意味着开关电容器转换器将输入电压转换成输出电压，而没有实现从输出电压到例如控制器的反馈路径，该反馈路径用于修改开关电容器转换器的开关操作(诸如开关频率、占空比等)以将输出电压维持在精确的期望设置点值。换句话说，开关电容器转换器将输入电压转换成输出电压，而不基于由来自(在开关电容器转换器中的)输出电压的反馈所捕获的输出电压误差来校正输出电压的幅度，例如，如在典型的调节电压转换器应用中会发现的那样。输出电压的幅度取决于组件(开关、电容器值、电感器值、变压器绕组等)的选择以及开关电容器转换器在期望设置(诸如开关频率、占空比等)下的对应操作。

然而，为了进一步将第二输出电压的幅度维持在期望范围内或在设置点值处，第一功率转换器基于第二输出电压的幅度与期望设置点参考电压的比较来调节第一输出电压的幅度。

现在，更具体地，图1是示出根据本文实施例的包括第一功率转换器和第二功率转换器的电源的示例图。

如该示例实施例中所示，电源100(诸如装置、电子设备、电子电路等)包括控制器140、控制器141和多个电压转换器，诸如功率转换器111(也称为电压转换器)和功率转换器112(也称为电压转换器)。

注意，可以以任何适合的方式实例化如本文所述的资源中的每个资源。例如，控制器140、控制器141、开关电容器转换器131、磁性设备160(即，磁性硬件)等中的每个均可以被实例化为或包括硬件(诸如电路)、软件(可执行指令)，或被实例化为硬件和软件资源的组合(在适用的情况下)。

控制器141被配置为控制功率转换器111。功率转换器111耦合至功率转换器112。控制器140被配置为控制功率转换器112。

作为操作电源100的具体示例，通过基于输出电压反馈信号122-1与参考电压103的比较生成控制信号104，第一功率转换器111(诸如调节电压转换器)将输入电压120(诸如交流和/或直流电压)转换成第一输出电压121。第二功率转换器112(例如未调节的电压转换器)接收输出电压121，并且将第一输出电压121转换成向负载118供电的(第二)输出电压123(Vout)。

在一个实施例中，输出电压123是输出电压121的比率。

在一个非限制性示例实施例中，如图1中进一步所示，第二功率转换器112包括与磁性设备160组合的开关电容器转换器131。在包括通过由控制器140提供的开关与开关电容器转换器131集成的磁性设备160的这样的实现方式中，开关电容器转换器131提供与接收的输出电压121相关联的能量的电容性能量传输；磁性设备160提供使能量传输到输出电压123的磁能传输。

在非限制性示例实施例中，第二功率转换器112是非隔离功率转换器。

根据进一步的示例实施例，如前所述，应注意，第二功率转换器112可以被配置为通过相应的电容性能量传输和磁能传输提供第一输出电压121到第二输出电压123的未调节转换。为了将第二输出电压123的幅度维持在期望的范围或设置点值内(如由参考电压103所指示的，其可以被动态选择以实现不同幅度的输出电压123)，控制器141控制与第一功率转换器111相关联的开关。由控制信号104提供的控制基于第二输出电压123的幅度与期望设置点参考电压103的比较来调节第一输出电压121的幅度。在图2中讨论了附加细节。

再次参考图1，功率转换器112的开关电容器转换器131转换第一输出电压121；磁性设备160输出第二输出电压123。

如果期望，控制器141可以被配置为通过包括输出电压反馈信号122-1的任何适合的一个或多个参数来监测和控制第一功率转换器112。在一个实施例中，控制器140另外监测由功率转换器112(例如从电压123)供应到负载118的电流量(例如电流反馈)。在这种实例中，控制器141操作第一功率转换器111以至少部分地基于由第二输出电压123供应到负载118的电流量来调节输入电压120到第一输出电压121的转换。

在一个实施例中，顾名思义，未调节的第二功率转换器112和对应的开关电容器转换器131的实现意味着开关电容器转换器131将从功率转换器111接收到的输出电压121转换成输出电压123，而没有实现从输出电压123到开关电容器转换器131中的控制器的反馈路径，该反馈路径修改开关电容器转换器131的开关操作条件以将输出电压123维持在精确的期望设置点值。相反，开关电容器转换器131的实现包括组件的选择以及开关电容器转换器131在期望的开关频率下的对应操作，使得开关电容器转换器131将接收到的输出电压121转换成输出电压123，而不基于来自输出电压123(在开关电容器转换器中)的反馈来校正输入到输出的转换误差，如在典型的调节电压转换器应用中会发现的那样。然而，为了进一步将第二输出电压123的幅度维持在期望范围内或维持在期望设置点电压值处，如图所示，第一功率转换器111基于输出电压123的幅度与期望设置点参考电压103的比较来调节第一输出电压121的幅度(固有地调节输出电压123的幅度)。

因此，本文的实施例包括实现没有反馈控制回路的功率转换器112。在这种实例中，与开关电容器转换器131相关联的操作控制(诸如开关频率的控制等)不依赖于输出电压123的幅度相对于期望设置点值的变化。如前所述，与在开关电容器转换器131中缺少实现输出电压反馈控制回路相关联的任何缺点，通过实现由控制器141和功率转换器111实现的外反馈控制回路得以解决。

注意，本文的实施例比常规技术有用。例如，与传统技术相反，并且如本文进一步讨论的，如本文描述的新颖电源提供通过独特的第一级调节(诸如通过功率转换器111)和对电容性能量和磁能的第二级传输(诸如通过功率转换器112)将输入电压转换成相应输出电压的高效率。

如本文进一步讨论的，电源100可以被配置为包括任何数量的开关电容器转换器。例如，在一个实施例中，电源100至少包括并联连接的第一开关电容器转换器和第二开关电容器转换器。在这种实例中，第一开关电容器转换器和第二开关电容器转换器中的每个开关电容器转换器均将第一输出电压转换为第二输出电压。本文的进一步实施例包括如图14至图19中所讨论的不同配置。

图2是示出根据本文的实施例的功率转换器的示例图。

在该非限制性示例实施例中，功率转换器111被配置为降压转换器，其包括电压源220、开关Q11、开关Q12、电感器225和输出电容器235。

尽管图2中的功率转换器111是降压转换器配置，但是注意，功率转换器111可以被实例化为提供如本文所述的调节的任何适合类型的电压转换器。

如图所示，开关Q11与开关Q12串联连接在输入电压120和相应的接地参考之间。通过基于控制信号104-1和104-2来开关开关Q11和Q12，耦合开关Q11的源极节点和开关Q12的漏极节点的节点296提供经过电感器225的电流237，从而生成输出电压121。

在一个实施例中，控制器141基于一个或多个反馈参数来控制开关Q11和Q12的开关。例如，如前所述，控制器141接收输出电压反馈信号122-1，该反馈信号从如前所述在图1中的被提供用于为负载118供电的输出电压123得出。再次参照图2，通过比较器250，控制器141将输出电压反馈信号122-1(例如输出电压123本身或微分信号)与参考电压103进行比较。如前所述，参考电压103是用以控制输出电压123的幅度的期望设置点。

基于由比较器240所提供的比较，比较器240基于输出电压反馈信号122-1和参考电压103之间的差产生相应的误差电压255。误差电压的幅度根据输出电压123的幅度处于调节中或脱离调节的程度(相对于参考电压103)而变化。

如进一步所示，控制器141的PWM控制器260基于误差电压255的幅度控制开关Q11和Q12的开关操作。例如，如果误差电压255指示(功率转换器112的)输出电压123小于参考电压103的幅度，则PWM控制器260在相应的开关控制周期中增加激活高侧开关Q11的占空比(从而降低激活低侧开关Q12的占空比)。

相反，如果误差电压255指示(功率转换器112的)输出电压123大于参考电压103的幅度，则PWM控制器260在相应的开关控制周期中减小激活高侧开关Q11的占空比(从而增加激活低侧开关Q12的占空比)。

更具体地，如本领域所公知的，控制器141在不同时间控制开关Q11和Q12中的每个开关的接通和断开，以防止输入电压120短路到接地参考电压。例如，当开关Q11被激活为接通状态时，开关Q12被禁用为断开状态。相反，当开关Q11被禁用到断开状态时，开关Q12被激活到断开状态。

通过随着控制相应开关Q11和Q12的调制而发生脉冲中的变化，控制器141控制输出电压121的生成，使得输出电压123保持在期望电压范围内。

图3是示出根据本文的实施例的开关电容器转换器的示例图。

如图所示，电源100包括电压源Vin、开关电容器转换器131和磁性设备160，例如多抽头自耦变压器或便于磁能输送的其它适合的资源。

在该示例实施例中，开关电容器转换器131(诸如硬件、电路等的装置)包括多个开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6(诸如场效应晶体管或任何其它适合类型的开关)。另外，开关电容器转换器150包括多个电路组件，电路组件包括电感器Lzvs、电容器Cres1和电容器Cres2。

此外，在该示例实施例中，磁性设备160(例如变压器)包括输入绕组161-1(例如N1匝)、输入绕组161-2(例如N1匝)、输出绕组162-1(例如N2匝)和输出绕组162-2(例如N2匝)。

在一个实施例中，绕组161-1和161-2被认为是与磁性设备160相关联的输入绕组。绕组162-1和162-2被认为是与磁性设备160相关联的输出绕组。

与输入绕组161和/或输出绕组162相关联的绕组(N1、N2等)的数量可以是任何适合的值并且根据实施例而变化。

在一个实施例中，磁性设备160的输入绕组和输出绕组的组合是串联连接的。例如，输入绕组161-1与输出绕组162-1串联连接；输出绕组162-1与输出绕组162-2串联连接；输出绕组162-2与输入绕组161-2串联连接。

根据另外的实施例，输出绕组162(例如抽头输出绕组，或串联连接的多个输出绕组)感应地(磁性地)耦合至第一输入绕组161-1和第二输入绕组161-2。换句话说，如图所示，第一输入绕组161-1、第二输入绕组161-2和输出绕组162彼此磁性地(感应地)耦合。顾名思义，磁性设备160促进磁能传输。

注意，如果期望，输出绕组162可以是中心抽头绕组，便于从中心抽头绕组的相应输出生成输出电压123。

此外，在该示例实施例中，开关Q1的漏极节点(D)和开关Q4的漏极节点(D)连接至输入电压源Vin。

此外，开关Q1的源极节点(S)耦合至开关Q2的漏极节点(D)(节点213)。开关Q4的源极节点(S)耦合至开关Q5的漏极节点(D)(节点214)。开关Q2的源极节点(S)耦合至节点211。开关Q5的源极节点(S)耦合至节点212。

电容器Cres1连接在节点213和输入绕组161-2的相应节点之间。电容器Cres2连接在节点214和输入绕组161-1的相应节点之间。

电感器Lzvs并联耦合至输入绕组161，并且被布置在节点211和212之间。

开关Q3的漏极(D)连接至节点211；开关Q3的源极(S)接地。开关Q6的漏极(D)连接至节点212；开关Q6的源极(S)接地。

输出绕组162的中心抽头(com节点)输出电流Iout和相应的输出电压123以驱动负载118(也称为Ro)。

在非限制性示例实施例中，输出电压123的幅度是Vin/8。因此，如果输出电压121是8V直流，则输出电压123的幅度是1v直流。然而，如本文所讨论的，可以调节电源100中的组件的设置以产生任何适合的值的输出电压123(Vout)。通常，输出电压123是Vout＝Vin*(N2/(2*(2N2+N1)))，其中N1＝输入绕组161上的匝数，并且N2是每个输出绕组162上的匝数。

在一个实施例中，N1被定义为每个输入绕组的匝数，而N2被定义为每个输出绕组的匝数；在该情况下，Vout＝Vin*N2/(2*(2*N2+N1))。

如进一步所示，在操作期间，控制器140产生控制信号105-1和105-2，以控制开关电容器转换器中的相应开关。

此外，在该示例实施例中，由控制器140生成的控制信号105-1驱动相应开关Q1、Q3和Q5的栅极(G)。因此，控制信号105-1控制开关Q1、Q3和Q5中的每个开关的状态。

控制信号105-1驱动开关Q1、Q3和Q5的相应栅极(G)。因此，控制信号105-2控制开关Q2、Q4和Q6中的每个开关的状态。

注意，这里描述的每个开关可以是任何适合的设备，例如(金属氧化物半导体)场效应晶体管、双极结型晶体管等。

电容器Cres1和Cres2的设置可以是任何适合的值。在一个实施例中，当Cres1＝Cres2时，如本文所述的电压转换器135提供更好的性能，并且即使Cres1≠Cres2也工作良好。

电感器Lzvs可以是任何适合的值。参见下文与图5相关联的讨论，其指示电感器Lzvs的示例设置以向电源100中的开关提供零电压开关。

再次参考图3，在一个实施例中，可选地存在与磁性设备160并联的附加电感(例如电感器Lzvs)，以实现用于一个或多个开关Q1至Q6的零电压开关(ZVS)。如下面进一步讨论的，Lzvs电感备选地可以集成在磁性设备160中(例如在相应的核心中具有间隙或者使用具有较低磁导率的核心)。因此，本文的实施例包括在零电压开关模式中通过由磁性设备提供的能量对所述开关电容器转换器131中的开关进行开关。

如前所述，电源100中的开关被分成两个开关组：第一开关组包括由相应控制信号105-1控制的同时受控的开关Q1、Q3和Q5，并且第二开关组包括由相应控制信号105-2控制的同时受控的开关Q2、Q4和Q6，该控制信号通常相对于控制信号105-1的时序有180度相移。

在一个实施例中，控制信号105的脉宽调制近似50％，以获得最小RMS电流。

在该示例实施例中，输出电压123的幅度取决于匝数(输入绕组与输出绕组的绕组比N1/N2的#)。

在一个实施例中，开关频率不直接改变输出电压123的幅度，但是通常它因为损耗基于以下因素而增加或减少而改变：i)Fres和Fsw之间的差，其中Fres是由Cres1或Cres2和当Cres1＝Cres2时多抽头自耦变压器的泄漏形成的储能电路的谐振频率，以及ii)转换器中的实际传导损耗，该转换器实际上总体给出了转换器的电阻特性。

本文的实施例包括实现开关电容器转换器以包括一个或多个谐振电路路径。如下面进一步讨论的，如果期望，控制器140可以被配置为监测与一个或多个谐振电路路径相关联的开关的操作(例如体二极管导通状况)。控制器140控制与控制信号105相关联的开关频率，使得每个相应的谐振电路路径在其谐振频率附近操作，从而降低开关电容器转换器的无功阻抗，其中开关电容器转换器仅变成几乎是电阻性的。另外，在一个实施例中，通过监测相应开关的体二极管的电压，控制器通过保持相同的总开关频率Fsw来调制(改变)死区时间幅度。因此，各个开关的接通时间也在变化。通常，死区时间的变化不是那么重要，并且不会显著影响谐振回路的阻抗。本文的实施例包括限制与开关电容器转换器相关联的开关损耗，这降低了转换器的等效电阻(较低损耗)。

本文中的又一些实施例包括利用多抽头自耦变压器160的漏电感Lk在不同控制周期期间对电容器Cres1和Cres2进行(软)充电。例如，在一个实施例中，电容器Cres1和Cres2用作飞跨电容器，使得与经典LLC拓扑相比能够在输入侧开关电容器转换器131处使用较低电压场效应晶体管。

注意，如本文所述的开关电容器转换器131的另一益处是此电路的对称特性。例如，如本文进一步讨论的，通过电源100的实现：i)在相应控制周期中的不同时间从输入电源Vin(电压121)几乎连续地向开关电容器转换器131供电，与其它技术相比，减小了输入电流纹波，ii)在开关电容器转换器的等效谐振回路开关电路路径(例如包括电容器Cres1和输入绕组161-2的第一谐振电路路径以及包括电容器Cres2和输入绕组161-1的第二谐振电路路径)中，两个谐振电容器都与磁性设备160(例如多抽头自耦变压器)的漏电感Lk谐振。

在一个实施例中，如果Cres1≠Cres2，则谐振转换是不平衡的，这实际上对于操作而言不是问题。通常，如果差值基于公差(即±10％±20％)是在Cres1和Cres2之间的最大差值，转换器仍然以高效率运行。在这种实例下，由于ZVS操作，转换器仍然工作良好。

因此，本文的实施例包括将开关电容器转换器131级实现为包括多个开关电容器单元。例如，第一开关电容器转换器单元包括电容器Cres1；第二开关电容器转换器单元包括电容器Cres2。磁性设备160电耦合至与多个开关电容器单元相关联的开关元件。例如，电容器Cres1耦合至磁性设备160的绕组161-1；电容器Cres2耦合至磁性设备160的绕组161-2。磁性设备160和多个开关电容器单元的组合形成多个谐振电路路径。

还要注意，所提出的功率转换器131的高效率和高功率密度的一个使能因素是实现较低额定电压场效应晶体管的能力和实现固有地提供高电容密度的II类陶瓷电容器(诸如电容器Cres1和Cers2)的能力。

此外，如前所述，附加电感器Lzvs提供感应能量，以确保例如在所有开关状况期间开关电容器转换器131中的所有场效应晶体管的ZVS转换。例如，存储在电感器Lzvs中的能量在诸如时间T1和T2之间、时间T3和T4之间等死区时间期间向相应开关的寄生电容器提供电荷，如下面进一步讨论的。

图4是示出根据本文的实施例的控制开关电容器转换器和相应的电压转换器的控制信号的生成的示例图。

通常，如在图表300中所示，控制器140产生控制信号105-2，其是控制信号105-1的反相。每个控制信号的脉冲宽度约为49％或其它适合的脉宽调制值。

在时间T0和时间T1之间，当控制信号105-1(处于逻辑高)将一组开关Q1、Q3和Q5控制为接通状态(低阻抗或短路)时，控制信号105-2(逻辑低)将一组开关Q2、Q4和Q6控制为断开状态(非常高的阻抗或开路)。

相反，在时间T2和时间T3之间，当控制信号105-2(逻辑高)将一组开关Q2、Q4和Q6控制为接通状态时，控制信号105-1(逻辑低)将一组开关Q1、Q3和Q5控制为断开状态。

注意，时间T1和时间T2之间的持续时间、时间T3和时间T4之间的持续时间、T5和T6之间的持续时间等表示所谓的死区时间，在该死区时间期间，功率转换器112中的每个开关(Q1-Q6)被禁用到断开状态。

如进一步所示，控制信号105是周期性的。例如，用于随后周期的控制信号105的设置与用于时间T0和时间T4之间的周期的控制信号的设置相同。更具体地，在时间T3和时间T7之间由控制器140产生的控制信号105的设置与在时间T0和时间T3之间的控制信号105的设置相同，等等。

在一个实施例中，控制器140控制频率或可以以任何适合的频率生成控制信号的接通时间持续时间(即，避免体二极管导通)(时间段是T0和T4之间的时间)。

另外，如前所述，控制器140根据死区时间持续时间将控制信号105的脉冲持续时间控制为大约49％，尽管可以以任何适合的脉宽调制值生成控制信号105。

如本文进一步讨论的，某些实施例包括调节并联操作的一个或多个功率转换器112中的每个功率转换器的死区时间。

输出电压123的幅度取决于多抽头自耦变压器160的匝数比(N1/N2)。输入电压Vin和输出电压Vout之间的比率由以下等式给出：

Vin/Vout＝4+[(2*N1)/N2]

因此，通过仅设计N1和N2之间的比率，如本文所述的功率转换器可扩展到不同的转换比率，这实际上导致要求具有不同的可能比率Vin/Vout(例如5比1、6比1、7比1、8比1、...)的新系列的未调节混合直流-直流转换器。

注意，本文的其它实施例利用多抽头自耦变压器160的漏电感来对充当飞跨电容器的电容器Cres1和Cres2进行软充电，从而使得与传统(经典)LLC转换器拓扑相比，能够在开关电容器转换器131的输入侧使用较低电压相关的MOSFET。开关Q1和Q4阻止输入电压的一部分，这可以由下面的等式定义：

Vmax(Q1,Q4)＝Vin/2+Vout*N1/N2

在操作期间，开关Q2和开关Q5必须阻挡全部输入电压Vin，而开关Q3和Q6必须阻挡2*Vout。

如前所述，如本文所描述的电源的另一益处是其对称特性，其提供以下益处：在每个阶段期间，在任何时间从输入电源Vin对动态负载118供电，从而减少输出电压123上的电流/电压纹波。

功率转换器112还在操作第二功率转换器112的每个开关控制周期中提供从接收的第一输出电压121到第二输出电压123的相应能量的输送。在一个实施例中，开关电容器转换器131和磁性设备160在相等持续时间的时间间隔中传输能量。更进一步地，基于电容性能量传输(由开关电容器转换器131提供)和磁能传输(由磁性设备160提供)的组合，在每个供电周期(诸如在时间T0和T4、T4到T8之间等)中对负载118供电，从而减少第二功率转换器112的无源组件和有源组件中的总传导损耗。

注意，存在多种类型的可能的谐振转换器：

i)单相谐振转换器：在单谐振中，电流仅在一个供电相中从输入总线电压流向转换器。直接从输入或从开关电容器提供功率。

ii)多相谐振转换器：所提出的ZVS抽头混合SCC(例如开关电容器转换器131)是双相谐振转换器，因为双相谐振转换器在一个开关周期内呈现两个供电相。在这种情形下，与单相谐振转换器相比，输入电流纹波较小。减小的纹波在面临高电流变化的应用中是有用的。

在一个实施例中，在图3中所示的开关电容器转换器131和相应的集成磁性设备160(也称为ZVS抽头混合SCC)在任何时候都从输入被供电，这是因为ZVS抽头混合SCC是双相谐振转换器。因此，由于对于每个开关周期，能量总是从转换器的输入传输到输出，ZVS抽头混合SCC作为HSC-CM是有价值的候选。

还要注意，在一个实施例中，输出电压123(Vout)的幅度取决于匝数(与输入绕组161和输出绕组162相关联的绕组N1和N2的#)；N1是每个输入绕组的匝数，并且N2是每个输出绕组的匝数。注意，由于开关电容器转换器131的电阻特性以及由于变压器160的电阻对总电阻提供了重要贡献，因此输出电压123的幅度还取决于实际电流。

在这种实例中，在此存在输入和输出之间的以下关系：Vin/Vout＝4+[(2*N1)/N2])以及控制信号105的开关频率。通常，如果开关电容器转换器131工作在与其谐振频率相差很远的开关频率，则由于损耗(即，不可能如LLC中那样调制电压增益)，输出电压相对于期望值的变化较大。因此，最好消除输出电压123关于开关频率(fsw)的依赖性。这些可以被选择为任何适合的设置。因此，开关电容器转换器120的属性可以被修改，以将任何输入电压电平转换为相应期望的(诸如未调节的)输出电压电平。

对于所提出的电源100和ZVS抽头混合SCC(诸如功率转换器112)的高效率和高功率密度的一个使能因素是使用较低额定电压开关(MOSFET)的机会和使用固有地提供高电容密度的II类陶瓷电容器的机会。此外，附加电感器L_zvs或者可选地磁性设备160(诸如多抽头自耦变压器(MTA))的磁化电感提供感应能量，以确保所有开关的ZVS转换。另外，注意到与传统LLC转换器相比，多抽头自耦变压器具有固有的显著较少的绕组损耗。

本文实施例的另一益处包括软开关方案，即使FET在不同电压状况下进行开关，软开关方案也为所有开关创建零电压开关操作。通常，软开关能力由存储在L_ZVS电感中的能量或由磁性设备160的磁化电感(MTA)以及由所有FET的固有输出电容C_oss来限定。在一个实施例中，软开关操作依赖于很少的参数，并且因此转换器不需要任何特殊的控制系统来在所有场景中实现软开关。本文实施例的另一益处是所有FET和绕组的传导损耗减小，如先前所讨论，该传导损耗由在每个控制开关周期中使用两种能量传输模式(即，电能和磁能传输模式)来减轻。

将在下面讨论能量传输模式的进一步细节。与混合开关电容器转换器112相关联的概念可以扩展到充当混合开关电容器电流倍增器的任何转换器。

图5是示出根据本文的实施例的输出信号的时序图的示例图。

在该示例实施例中，如前所述，电压Vx指示输入绕组161-1和输出绕组162-1之间的节点211处的电压；电压Vy表示输入绕组161-2和输出绕组162-2的节点212处的电压。

Icres1表示通过电容器Cres1和输入绕组161-2的串联组合的电流；Icres2表示通过电容器Cres2和输入绕组161-1的串联组合的电流。

Izvs表示经过电感器Lzvs的电流。

Is1表示经过输出绕组162-1的电流；Is2表示经过输出绕组162-2的电流。

Iout(电流Is1和电流Is2的总和)表示由多抽头自耦变压器160的输出绕组162的中心抽头提供给动态负载118的输出电流(Iout)。在时间T0和时间T1之间，当包括电容器Cres1和输入绕组161-2的谐振电路路径通过开关Q1的激活而耦合至输入电压时，相应的所生成的电流Is1贡献了大部分电流以产生电流Iout。相反，在时间T2和时间T3之间，当包括电容器Cres2和输入绕组161-1的谐振电路路径通过开关Q2的激活而耦合至输入电压时，相应的所生成的电流Is2贡献了大部分电流以产生电流Iout。

因此，开关电容器转换器131包括多个电容器；磁性设备160包括耦合至开关电容器转换器131的一个或多个输入绕组(例如绕组161-1和161-2)。通过控制器140，多个电容器Cres1和Cres2在包括磁性设备160的输入绕组161-1和161-2的电路路径中可控地被开关，以将第一输出电压121转换成电压Vx和Vy。磁性设备160包括将电压Vx和Vy转换为输出电压123的一个或多个输出绕组162-1和162-2。

图6是示出根据本文实施例的控制开关电容器转换器和电压转换器中的开关的第一模式(阶段#1)的示例图。

对于阶段#1，在时间T0和时间T1之间，开关Q2、Q4和Q6被断开；在ZVS和零电流开关(ZCS)中，开关Q1、Q3和Q5接通，并且在电容器Cres1和多抽头自耦变压器的漏电感之间发生第一谐振模式转换，而在电容器Cres2和诸如多抽头自耦变压器的磁性设备160的漏电感之间发生第二谐振模式转变。

在这种实例下，在阶段#1期间，电容器Cres1从输入电压源Vin软充电，而电容器Cres2软放电。

更具体地，如前所述，磁性设备160(例如多抽头自耦变压器)的输入绕组161包括第一节点211和第二节点212。在时间T0至时间T1(第一谐振频率模式)期间，控制器140创建将电容器Cres1连接至输入电压Vin的第一开关电路路径；控制器140还通过将电容器Cres2连接至节点212来创建第二开关电路路径。如前所述，在这种实例中，电容器Cres1通过输入电压Vin软充电，电容器Cres2(充电到Vin/2的飞跨电容器)软放电。因此，在阶段#1期间，两个谐振电路路径在不同程度上都有助于生成向负载118供电的输出电压123。

当电容基本上相等时，例如Cres1的电容＝Cres2的电容，经过每个电容器的RMS(均方根)电流近似相同。如果在经过电容器Cres1和Cres2的实际谐振电流之间存在完美的平衡，则i(Cres1)(t)＝-i(Cres2)(t)，并且考虑到i(Cres1)(t)＝Ires(t)，可以得出Is2(t)＝2*Ires(t)。在这种情形下，下面的等式在阶段#1中是有效的：

N1*Ires(t)+N1*Ires(t)＝N2*Is1(t)-N2*Is2(t)

其可以被写为：

Is1(t)＝[(2*N1)/N2+2]*Ires(t)，如图5所示。

在这种阶段#1中，转换器通常基于Cres1和Cres2的实际值呈现两种谐振模式。例如，Cres1面临具有由Fres1＝1/(2*pi*sqrt(Cres1*Lk))定义的谐振开关的谐振电流，其中Lk是多抽头自耦变压器的泄漏。

而Cres2面临具有由Fres2＝1/(2*pi*sqrt(Cres2*Lk))定义的谐振开关的谐振电流，其中Lk是多抽头自耦变压器的泄漏。

该转换器比现有技术的直流-直流转换器变压器具有更好的铜利用率。在一个实施例中，由于磁性设备160的所有绕组串联连接，如在MTA和MMTA结构中所述，所以该磁性设备呈现两种能量传输模式。例如，在T0到T1期间，i_(i_s1)(t)为负载供电，并且这实际上呈现了磁传输模式，而i_(i_s2)(t)通过电传输模式被供电给负载。这种特性通过减小绕组和开关的电流应力来提高转换效率。

图7是示出根据本文的实施例的开关电容器转换器和电压转换器中的所有开关的死区时间或禁用的示例图。

在时间T1和时间T2之间，控制器140断开开关Q1、Q3和Q5。Q1的寄生电容充电至Vin/2+Vout*N1/N2；开关Q3充电至2*Vout；开关Q5以输入电压Vin充电，而开关Q2、Q4和Q6的寄生电容使用存储在电感器Lzvs中的感应能量放电至零。当开关Q2、Q4和Q6的电容放电至零时，它们的体二极管开始导通以使ZVS能够接通。如图5所示，使ZVS能够工作的电流Izvs(T1)被表示为i(Lzvs，pk))，其由以下等式给出：

在一个实施例中，Lzvs的值强烈地依赖于应用，基本上它依赖于输入电压、输出电压和在应用中使用的MOSFET。

相同的等式对于MTA或MMTA的磁化电感是有效的，其中唯一的差别来自电感的实际模型。

如所讨论的，由于开关电容器单元和磁性设备的组合，这种方法的主要益处中的一个主要益处在于，所有FET都以软开关运行，因为所有开关都面临来自L_zvs电感的感应能量。一旦存储在L_zvs电感中或在MTA中集成的L_zvs中的感应能量高于对所有FET充电和放电所需的电容能量，则实现软开关状况，以便在死区时间间隔T1到T2或T3到T4内实现零电压开关特性。

图8是示出根据本文实施例的控制开关电容器转换器和电压转换器中的开关的第二模式(也称为阶段#3)的示例图。

对于阶段#3，在时间T2与时间T3之间，在T＝T2时，在ZVS和ZCS中接通Q2、Q4和Q6；开关Q1、Q3和Q5断开；在ZVS和零电流开关(ZCS)中，并且第一谐振模式转换发生在电容器Cres1和多抽头自耦变压器的漏电感之间，而第二谐振模式转换发生在电容器Cres2和诸如多抽头自耦变压器等的磁性设备的漏电感之间。

在这种实例下，在阶段#3期间，电容器Cres2从输入电压源Vin软充电，而电容器Cres1软放电。

更具体地，如前所述，磁性设备160(例如多抽头自耦变压器)的输入绕组161包括第一节点211和第二节点212。在时间T2至时间T3(第二谐振频率模式)期间，控制器140创建通过开关Q4将电容器Cres2连接至输入电压Vin的第一开关电路路径；控制器140还通过将电容器Cres1连接至节点211来创建第二开关电路路径。如前所述，在这种实例中，电容器Cres1(飞跨电容器)软放电，电容器Cres2(充电到Vin/2)软充电。因此，在阶段#3期间，两个谐振电路路径在不同程度上都有助于生成向负载118供电的输出电压123。

当电容基本上相等时，例如Cres1的电容＝Cres2的电容，经过每个电容器的RMS(均方根)电流近似相同。如果在通过电容器Cres1和Cres2的实际谐振电流之间存在完美的平衡，则ICres1(t)＝-ICres2(t)，并且考虑ICres1(t)＝Ires(t)，则得到Is1(t)＝2*Ires(t)。在这种情形下，下面的等式在阶段#3中是有效的：

-N1*Ires(t)-N1*Ires(t)＝N2*Is1(t)-N2*Is2(t)

其可以被写为：

Is2(t)＝[(2*N1)/N2+2]*Ires(t)，如图5所示。

该转换器包括两个单独的谐振回路电路。在这种实例中，基于Cres1和Cres2的实际值，存在两个谐振频率。例如，Cres1面临具有由Fres1＝1/(2*pi*sqrt(Cres1*Lk))定义的谐振开关的谐振电流，其中Lk是多抽头自耦变压器的泄漏。

而Cres2面临具有由Fres2＝1/(2*pi*sqrt(Cres2*Lk))定义的谐振开关的谐振电流，其中Lk是多抽头自耦变压器的泄漏。

在时间间隔T2至T3期间，i_(i_s2)(t)为负载118供电，并且这实际上呈现了磁传输模式，而是通过电传输模式i_(i_s1)(t)被供电给负载。

图9是示出根据本文的实施例的开关电容器转换器和电压转换器中的所有开关的死区时间或禁用的示例图。

在时间T3和时间T4之间，控制器140断开开关Q2、Q4和Q6，并且开关Q4的寄生电容充电至Vin/2+Vout*N1/N2，开关Q2以输入电压Vin充电，开关Q6被充电至2*Vout，同时开关Q1、Q3和Q5的寄生电容放电至零。

当开关Q1、Q3和Q5的电容放电至零时，它们各自的体二极管开始导通以使ZVS能够接通。使能ZVS的电流是Izvs(t3)，其对应于-IL(zvs，pk)。因此，IL(zvs，pk)是建立所有开关何时达到ZVS状况的良好指标。

在t＝T4时，在ZVS和ZCS(零电流开关)中开关Q1、Q3和Q5被接通，结束开关时间段(即，时间T0至时间T4)。

如在电源100在不同阶段(在图6-9中)的操作中所强调地，电源100转换器在所有负载状况下实现ZVS状况，而不管组件的公差如何。

在一个实施例中，如果预期的ZVS状况是针对最坏情况(Vin＝V(in，min)和Lzvs+公差(Lzvs))设计的，则如本文所述的转换器可以在所有输入电压的所有负载状况下和在使得本文的实施例适于大规模制造的负载状况下实现软开关操作。此外，如先前所报告的，如本文所述的功率转换器112的磁性设备160可以利用引起较低绕组和核心损耗的多抽头矩阵变压器(也称为MMTA)来实现。

图10是示出根据本文实施例的多抽头自耦变压器的细节的示例图。

在功率转换器112中将磁性设备160实现为多抽头自耦变压器的一个益处是高效率和高功率密度，从而使得能够与传统的LLC转换器相比使用较低额定电压的MOSFET(诸如用于开关Q1-Q4)，并且使得能够选择实现固有地提供高电容密度的II类陶瓷电容器(例如用于Cres1和Cres2)。

此外，如前所述，附加电感器Lzvs(备选地通过多抽头自耦变压器的磁化电感实现)提供感应能量，以确保功率转换器112中的所有开关(例如MOSFET)的ZVS转换。

除了这些益处外，磁性设备160(诸如多抽头自耦变压器)的另一益处是与传统LLC转换器相比固有的较低绕组损耗；所有FET(例如开关Q1-Q6)的总传导应力减小，从而提供可靠性更高的功率。

如图3和图10所示，所提出的诸如多抽头自耦变压器之类的磁性设备160的一个示例包括：4个绕组。所有绕组串联布置，从端子节点in1(节点a)开始并且在端子节点in2(节点h)结束。更具体地，输入绕组161-1(在节点a和节点b之间)、输出绕组162-1(在节点c和节点d之间)、输出绕组162-2(在节点e和节点f之间)和输入绕组161-2(在节点g和节点h之间)的组合被串联连接在节点in1和节点in2之间。在一个实施例中，诸如多抽头自耦变压器之类的磁性设备160包括在节点in1、抽头节点ph1、抽头节点com、抽头节点ph2和节点in2处的所谓抽头。

下面的讨论提供了与磁性设备160的实施例的磁性结构相关联的进一步理解。

更具体地说，在图10的这个示例实施例中，多抽头自耦变压器161的四个绕组缠绕在公共磁芯910上或周围，形成多抽头自耦变压器。如前所述，磁性设备160的绕组包括：i)第一组输入绕组(任何适合数量的绕组)，其由节点in1和节点ph1之间以及节点in2和节点ph2之间的输入绕组形成；ii)第二组输出绕组(任何适合数量的绕组)包括例如在节点PH1和节点PH2之间的输出绕组162-1和输出绕组162-2。

基于这种假设，并且如果考虑理想的多抽头自耦变压器并且考虑到磁动势(MMF)由输出侧的Is1(也称为Iph1)和Is2(也称为Iph2)建立，则该磁动势必须由输入侧的MMF来抵消，该输入侧的MMF由Iin1和Iin2建立。在这种情形下，以下等式总是有效的：

N1*Iin1+N1*Iin2＝N2*iph1+N2*iph2

图11是示出根据本文实施例的多抽头自耦变压器的细节的示例图。

为了进一步提高所提出的功率转换器112的性能，图3中的磁性设备160(例如多抽头自耦变压器或其它适合的实体)可以由图11所示的增强的多抽头自耦变压器160-10代替。

在图11的这个示例实施例中，多抽头自耦变压器160-10是包括两个互连元件的多抽头矩阵自耦变压器。注意，互连绕组元件的数量可以根据实施例而变化。例如，如本文所述的磁性设备160可以包括任何数量的串联连接的输入绕组；磁性设备160可以包括任意数量的并联连接的输出绕组。

在图11的这个示例实施例中，多抽头矩阵自耦变压器160-10的实例包括：i)串联连接在节点a和b之间的多个(两个)输入绕组161-11和161-12(每个N1匝)，ii)并联连接在节点c和d之间的多个输出绕组162-11和162-12(每个N2匝)，iii)并联连接在节点e和f之间的多个输出绕组162-21和162-22(每个N2匝)，iv)串联连接在节点g和h之间的多个输入绕组161-21和161-22(每个N1匝)。

如前所述，输入电压和输出电压之间的实际比率取决于绕组N1和N2之间的比率以及串联或并联的绕组数量。当多抽头矩阵自耦变压器(例如图11中的多抽头自耦变压器160-10)在前述附图的开关电容器转换器131中实现时，输入电压Vin与输出电压Vout之间的比率由以下等式给出：

Vin/Vout＝4+2*(2N1)/N2

图12是示出根据本文实施例的矩阵多抽头自耦变压器的细节的示例图。

为了进一步提高所提出的功率转换器112的性能，磁性设备160可实施为如图12所示的增强的多抽头自耦变压器160-11。

如图12所示，多抽头自耦变压器160-11中的输入绕组和输出绕组的数量可以根据实施例而变化。例如，在图10的上述情况下，存在M＝2个输入绕组和输出绕组。

还要注意，如本文所述的在开关电容器转换器131中实现的磁性设备160可以包括任何数量的M(任何整数值，例如M＝2、M＝3、M＝4等)个输入绕组(串联连接)和M(任何整数值，例如M＝2、M＝3、M＝4等)个第二绕组(并联连接)。

例如，多抽头矩阵自耦变压器160-11包括：串联耦合在节点a和节点b之间的多个输入绕组N1M＝N12＝N11＝...＝N1，并联耦合在节点c和节点d之间的多个输出绕组N2M＝N21＝N22＝...＝N2，并联耦合在节点e和节点f之间的多个输出绕组(N21、N22、...N2M)，串联耦合在节点g和节点h之间的多个输入绕组(N11、N12、...N1M)。

在这种实例中，输入电压Vin和输出电压Vout之间的比率由以下等式给出：

Vin/Vout＝4+2(M*N1)/N2

其中M(例如整数值1、2、3、4、5、6等中的任意一个)是在输入侧串联连接的绕组的数量和在输出绕组的输出侧并联连接的绕组的数量。

在所提出的拓扑中，将磁性设备160作为多抽头自耦变压器实现为如本文所述的磁性设备160的益处在于，该磁性设备可以在并联连接的输出绕组之间分配电流，从而减小输出侧环路电感的漏电感并且减小总绕组损耗；此外，如果设计适当，这允许消除通量。

在一个实施例中，X＝Y。注意，磁性设备160可被配置为包括串联连接在节点a和b之间的X个输入绕组；以及串联连接在节点g和h之间的X个输入绕组。在同一电路中，磁性设备160可被配置为包括并联连接在节点c和d之间的X个输出绕组；以及并联连接在节点e和f之间的X个第二绕组。

图13是示出根据本文的实施例的功率转换器的示例图。

在该示例实施例中，电源100包括电压转换器1310，电压转换器包括电压源Vsupply、开关Q21、Q22、Q23和Q24、电感器1330和1340、电容器1351、1352和1353。

在该示例实施例中，控制器142生成控制信号S21、S22、S23和S24。控制信号S21、S22、S23和S24控制相应开关Q21、Q22、Q23和Q24的状态，以将接收的电压Vsupply转换为输入电压120。

注意，图13中的电压转换器1310的实现仅通过非限制性示例实施例示出。可以以任何适合的方式实现电压转换器1310。

还要注意，本文的实施例使得可以在接近负载118的高功率电平处达到高功率密度。例如，在一个实施例中，磁性组件(例如磁性设备160)的尺寸不再由输出电流水平限定。通过这样做，我们只能克服传统降压转换器的局限性。

更具体地，图14示出示例功率分配架构：第一级(中间总线调节器，例如功率转换器111的实例)从电源(Vin，例如服务器机架上的48V分配总线)接收功率，并且将调节的输出电压(VIBR，例如输出电压121)提供给第二级功率转换器(HSC-CM，例如功率转换器112)。第二级在其输入处耦合至中间的调节的总线电压且在其输出处耦合至数字负载(例如负载118)。

在一个实施例中，第二级(功率转换器112)以给定比率对输入电压在其输出处进行分压。当功率转换器112产生到div负载118上的大输出电流时，第二级易于下降。第二级(HSC-CM)不提供调节。根据进一步的示例实施例，第一级(例如功率转换器111)接收与第二级的输出电压123(Vout)成比例的反馈信号(例如输出电压反馈信号122-1)。

由于负载118的动态特性将影响输出电压(Vout)，其中沿着第二级的输出与负载本身之间的寄生元件存在潜在电压降，因此当对应的相应迹线(例如，如所示的反馈路径1420)提供尽可能接近负载118的输出电压Vout的电压读数时，反馈信号较好。理想地，负载118本身将通过例如测量诸如CPU(中央处理单元)之类的负载本身内的电压来提供该反馈。

本文的实施例在两个主要方面是新颖的并有创造性的：首先通过使用非隔离功率级(例如功率转换器112)作为电流倍增器，其次通过通过HSC-CM(功率转换器112)向负载118同时提供电功率传输和磁功率传输。

本文中的进一步实施例更具体地提出了一种作为电流倍增器的混合开关电容器转换器，其包括开关电容器元件与多抽头自耦变压器的组合。

在一个实施例中，图14中的HSC-CM将直流电压123V_out传输到负载118。如前所述，除了损耗外，电压123Vout是其输入调节电压V_IBC的电压121的固定部分。HSC-CM的电压比阶跃(voltage ratio step)由设计固定，由n＝V_IBR/V_out限定，该电压比阶跃可以通过HSC-CM装置的开关电容器(SC)单元和在该HSC-CM装置内的对应磁性结构的实现方案两者来调整。

在一个实施例中，图14中的HSC-CM(例如功率转换器112)是以非常低的输出阻抗为特征的非隔离功率转换器。

根据进一步的实施例，图14中描述的架构中的HSC-CM被实现为电流倍增器和分压器，该HSC-CM在不同的情况下实际上呈现非理想的特性。例如，

-在给定的负载电流I_out下：HSC-CM具有产生电压降的内部有效电阻R_HSc-CM，电压降可以由以下等式定义：

△V_droop＝R_HSC-CM*I_out

通常，HSC-CM的输出电压大致呈现对负载的线性相关性，如以下等式中所示。

在这种调节实际直流输出电压的情形中，IBC调节V_IBR以便在HSC-CM的输出上获得目标电压V_ID(即，数字负载的目标V_core功率输入电压)。

-在负载转换i_out下：在瞬态事件(负载118的电流消耗的变化)期间，HSC-CM的等效无功阻抗会降低系统的调节能力。为了获得最佳动态性能，本文的实施例包括操作HSC-CM以基本上具有电阻特性(即，在HSC-CM的输出电流变化期间减少电压突降)。

在基于降压多相转换器的典型电压调节应用中，在电流变化期间的特性分别在正负载跳变和负负载跳变之间、或在负载增加和负载释放之间呈现强不对称性。

在负载增加(负载的电流消耗增加)期间，当从输出电容器获取负载的电荷时，输出电压123下降，在这种情形下，高带宽控制系统(由控制器140提供)可以通过在负载增加时快速反应来减轻这种特性。实际上，在这个阶段，电感从输入接收电荷，这实际上允许降压的输出电感中的高转换速率。

相反，在负载释放期间(负载的电流消耗瞬时减小)，输出电压123易于过冲，这是因为输出电感器中存储的能量和另外的寄生电感继续向负载传递功率。在现有技术的多相降压转换器中，输入电压可以在12V和6V之间变化，而输出电压可以在1.8V和0.7V之间变化。

在任何情况下，与用于减小输出电流的电感器两端的负驱动电压相比，用于增大输出电流的电感器两端的驱动电压总是大的。因此，在降压转换器对动态负载变化的响应中存在不可避免的不对称性。

在使用PID的电压模式控制系统中，最小化过冲的唯一方法是减小输出电感器的值和/或在多相降压的输出上添加更多的去耦电容器。相反，在如本文所述的所提出的功率架构系统中，通过将混合开关电容器(HSC)实施为电流倍增器来供应数字负载，在输出电流的负载增加和负载释放期间实现对称特性。这种特性是由于HSC-CM的阻抗而实现的，HSC-CM实际上表现为具有集总电阻特性的储能电容器。

为了实现将功率从例如48V传输到负载点的整个功率系统的甚至更好的性能，可以在中间总线调节器转换器级之前添加附加级(中间总线转换器)。该架构有助于减小中间总线调节器上的电压应力，并且允许使用较低电压开关(诸如MOSFET)，并且因此允许使用用于IBR级的更好的FoM，诸如Ron*Qg和Ron*Qoss。

图15示出所提出的、具有附加中间总线转换器1310的功率系统架构，该附加中间总线转换器将输入电压Vin的一部分提供给中间总线调节器111。值得注意的是，在此概念中，中间总线转换器1310和混合开关电容器电流倍增器(HSC-CM)112两者均是未调节的，而中间总线调节器(中间级，例如功率转换器111)是调节的，如其名称所建议地提供调节。

多轨功率分配架构

由于例如人工智能(AI)应用中的现代多核心处理器可能具有高达几百个单独的核心，因此例如核心的组的输入电压可能彼此不同。换句话说，对于处理器可能存在不是一个输入电压，而是对于诸如AI芯片之类的数字负载需要几个至例如十几个变化的输入电压。

因此，本文的实施例提出了图14所示的功率架构的扩展，以用于如图16A所示的多轨负载。

每个电压节点耦合至中间总线调节器和HSC-CM的串联连接。

在图16A中，N个中间总线调节器转换器111-1、111-2、111-3等从相同的输入源(输入电压120)接收功率，将功率转换到经过不同的HSC-CM转换器112分配给电压核心轨

的

轨(即，一个或多个HSC-CM可以对于由

限定的相同电压核心并联放置)。

在图16B中，M个中间总线调节器转换器111-1、111-2、111-3等从M个输入源接收功率，将功率转换到经过不同的HSC-CM分配到电压核心轨

的

轨(即，一个或多个HSC-CM可对于由

定义的相同电压核心并联放置)。

所提出的功率系统架构中的均流策略

在用于数字负载的典型多相降压转换器中，若干功率级被并行化以便实现高效率和高瞬态性能。在所提出的架构中，如图14所示，对于HSC-CM需要类似的方法，而中间总线调节器转换器可以实现为一级或多级方法。图17是具有用于HSC-CM的多相方法的所提出的功率系统架构的示例。

在图17所示的情形下，并联的HSC-CM(112-1、1112-2、112-3等)之间的均流是每个HSC-CM的输出阻抗R_HSC-CM的函数。参考等式(2)，在存在轻微阻抗变化的情况下，并联的转换器级的相同输出电压推动不同的输出电流。所提出的HSC-CM转换器具有对组件变化的高固有公差。换句话说，在实际设计中，仅期望并联级的输出阻抗的微小变化，这允许即使在每个相中没有单独的电流控制的情况下也操作所述系统。

然而，通过匹配所有输出阻抗R_HSC-CM的算法，或者通过改变每个功率转换器级的开关频率f_sw和/或接通时间供电相(即，在一个开关周期内供电相的持续时间)而至少补偿差异，可以在每个HSC-CM阶段之间实现有源均流控制策略。在一个实施例中，该算法使用从每个HSC-CM收集的电流信息和输出电压的值。

备选地，注意，均流控制可以通过使用如图18A和图18B所示的用于中间总线调节器的多级方法来实现。在这种情况下，每个HSC-CM或(如图18A和图18B所示)每组并行的HSC-CM接收单独调节的中间总线电压。由于所有HSC-CM共享相同的输出电压，所以可以通过改变相应的中间总线电压来调节HSC-CM级的组的阻抗差异。这种架构策略在调节系统中不存在缺点，因为在这种应用中的调节电压是核心电压。

混合开关电容器-电流倍增器(HSC-CM)

如上所述，所提出的HSC-CM包括连接至磁性设备的开关电容器单元(SCC)，如图19中以最一般的方式所示。

开关电容器单元(SCC)包括耦合至开关元件以提供输入电压的第一分压的电容器。该磁性设备包括N个串联的绕组，每个绕组具有一个或多个物理上并联的绕组，如图19总体所示。所有的绕组布置可以集成到一个磁芯中(磁性设备160)。这种单核心策略对于功率密度产生了很大的优点，但不是必需的。

HSC-CM可以从其降压特性解释为降压型转换器，因为它以固定比率n将输入电压V_IBR分压到输出电压轨V_out，同时，HSC-CM的输入电流I_IBR乘以相同的固定比率n，从而得到I_out＝n*I_IBC。

如图19所示的所提出的HSC-CM被设计成提供高效率、高功率密度、可扩展性(即，若干HSC-CM可以被并行化)、低辐射电磁噪声(即，适于集成到数字负载的有源衬底中)、低输出阻抗以及因此的高瞬态性能。磁性硬件1920确定为包括开关电容器单元的HSC-CM的一般化，并且是磁性的。诸如图19所示的一个或多个磁性设备的磁性硬件1920的实现确保开关电容器单元的软充电，从而减少或消除短路损耗，改善电容器的利用率和性能，并且因此有助于实现高电容能量密度。通常，磁性设备产生电感性阻抗，而开关电容器单元呈现电容性特性。

在HSC-CM中，合并开关电容器单元和磁性设备使得能够以有利的方式对电流波形和电压波形进行整形，例如创建转换器的整体电阻特性。此外，包括开关电容器单元和磁性设备的结构实现了两个不同的功率传输模式，从V_IBR至V_out，其中第一个是磁性功率传输模式(即，在隔离的直流-直流转换器中，经过变压器传输功率)，并且第二个是电功率传输模式(即，在传统的开关电容器转换器中，在电路径内的电容之间传输功率)。

HSC-CM可以被设计为独立级而无需任何调节，从而提供输入电压除以固定比率n以及输入电流乘以相同的固定比率n。在这种情形下，可以大大降低设计的复杂性。然而，HSC-CM可以执行内部调节，即，其可以通过在某些边界内调制开关频率f_sw和接通时间(即，负载的供电阶段发生的时间)两者来调节其输出阻抗。注意，如本文所述的阻抗调节实现了均流能力。

在HSC-CM中，通过并入零电压开关ZVS和/或零电流开关ZCS操作，可以实现高效率和低输出阻抗。

根据进一步的示例实施例，如图19所示的HSC-CM是通过合并开关电容器单元和磁性设备而形成的，其中两个元件都耦合至诸如低压MOSFET或GaN HEMT之类的开关元件。开关电容器单元和磁性设备都呈现非理想的特性(即，电容器中的ESR损耗、交流和直流电阻以及磁性设备中的核心损耗)。此外，需要考虑来自HSC-CM的开关(例如FET)中的传导损耗和开关损耗，以及PCB(印刷电路板)损耗。在HSC-CM转换器中具有给定量的电阻损耗的情况下，可以定义称为R_HSC-CM的HSC-CM的等效电阻阻抗(即，是HSC-CM的开环输出电阻)。考虑到固定的输入电压，在给定的负载电流I_out下，较低的R_HSC-CM将引起HSC-CM中的较小的输出电压降。此外，低R_HSC-CM在闭环操作中是有利的，因为它降低了在HSC-CM的输入处所需的电压转换速率，这对于调节HSC-CM的输出电压V_out是必要的。因此，通过改进开关电容器单元、磁性设备、最小化PCB损耗以及对于开关元件使用优良技术来最小化R_HSC-CM，从而实现HSC-CM的优选实施例。

用作未调节的转换器的谐振转换器表现出优异的效率和低阻抗特性。如前所述，本文的一个实施例包括由开关电容器单元和磁性设备形成的HSC-CM，所述磁性设备以形成一个或多个串联谐振电路的方式耦合至开关元件。一种控制策略是确保HSC-CM中的电流波形的谐振特性，其中开关频率等于或接近形成串联谐振电路的储能电路的谐振频率。通过在相应电压转换器的谐振频率处或附近操作，并且通过使所有开关在零电压开关和/或零电流开关中运行，每个串联谐振电路储能电路的无功阻抗被减小或抵消。在这种实例下，每个HSC-CM的输出阻抗基本上呈现期望的电阻特性R_HSC-CM，而不是无功特性。

通常，在串联谐振回路中，高Q因子定义了具有低电阻阻抗的高无功阻抗，然而，为了实现更好的瞬态性能，在所提出的功率架构中，优选的是低Q因子(即，小于10)。在这种情形下，HSC-CM也充当储能电容，因为串联谐振回路中的低Q因子和低电阻(例如在串联RC电路中选择低电感值和用于电容器的高值)正在创建电容性存储元件。HSC-CM的这种存储的电容性能量可以在HSC-CM的输出上的电流转换期间提供储能能量。

在HSC-CM中，不需要Q因子的高值(即，高于45)，因为即使在低Q因子的情况下也能保证软开关操作。这可能是有益的，因为谐振功率转换(即LLC拓扑)的现有技术需要高Q因子以便实现零电流开关ZCS状况。

混合开关电容器-电流倍增器中的电流感测策略

在一个实施例中，电流感测的实现方式保护系统免受短路事件或任何异常过载状况。如前所述，所提出的HSC-CM包括开关电容器单元和相应的一个或多个磁性设备。电流感测可以被包括在电容器单元和/或磁性设备中的任一者/两者中。为了在HSC-CM级实现高效率性能，优选的是无损电流感测方法，因此，这里提出两种一般的电流感测方法：

·开关电容器单元中的电流感测：作为无损电流感测方法的可能良好候选者可以通过控制器140通过感测形成开关电容器单元的电容器两端的电压来实施。在这种电流感测方法中，在适合的电容器两端感测的电压的导数部分dV/dt(即，在开关电容器单元中，一个或多个电容器两端的纹波电压对于预测HSC-CM的实际输出电流是有用的)与负载成比例。

·磁性设备中的电流感测：通过控制器140，通过耦合形成一个HSC-CM转换器的磁性设备的一个或多个绕组，可以实现备选的电流感测系统。在这种情形下，一个或多个辅助绕组连接在磁性设备上，以便测量在连接至辅助绕组的绕组中流动的实际电流。

用于HSC-CM的有源单元阻抗控制算法

在HSC-CM中，通过利用用于所有开关(例如FET(场效应晶体管))的软开关操作的典型对称特性，可以实现有源阻抗优化。事实上，通常，利用磁性设备的存在，混合开关电容器可以在零电压开关ZVS中操作。典型地，HSC转换器从磁性设备中的感应能量建立ZVS操作。当HSC-CM没有实现ZVS操作时，HSC-CM的输出电阻会显著增加，因此一旦多个HSC-CM被并联放置，则在这种转换器中应当实施有源算法以确保适当的ZVS操作。

本文中的实施例呈现了能够保证并联HSC-CM转换器的ZVS操作的可能的控制系统(诸如保持例如ZVS抽头混合SCC的控制系统，但是实际上相同的概念可以应用于在ZVS中操作的任何混合开关电容器)，维持简单的控制系统和实现方法。

用于以MTA实现的ZVS抽头混合SCC的电流感测

如前所述，功率转换器112(例如HSC-CM)中的磁性设备160的存在允许使用无损电流感测方法。在以MTA实现的ZVS(零电压开关)抽头混合SCC(开关电容器电路)的一个实施例中，存在4个绕组，从其中可以估计在绕组中流动的实际交流/直流(即，如果感测系统被置于seC₁和/或sec₂，则为直流电流)电流。

在图20中，磁性设备160(例如通过自耦变压器实现)连接至两个辅助绕组(标记为aux1和aux2)，所述两个辅助绕组实际上连接至它们的由R_com和C_com形成的补偿网络。为了解释，图20中的电路2010示出连接至辅助绕组的一个输出绕组。

如图20的电路2010中进一步所示，还示出绕组sec₁的寄生电阻R_sec1(即，绕组的等效电阻)和寄生电感L_ksec1。如图所示，通过具有相同绕组匝的aux₁与sec₁耦合，可以抵消感应电压(即，在磁性设备160中所示的情形中)。C_com两端电压上的共模电压表示输出电压，并且不面临sec₁两端的电压纹波)，从而允许对磁性设备160使用传统直流R(直流电阻)方法(即，用于利用无损电流感测方法感测降压转换器的电感中的实际电流)。在这种情形下，如果电路2010中的网络被适当地补偿(即，在示例电路2010中R_comC_com＝L_ksec1/R_sec1)，则电流监测资源(诸如控制器140或其它适合的实体)通过感测C_com两端的电压来计算输出绕组中的电流。这种方法可以应用于输入绕组(pry1和pry2)，但是实际上-由于共模电压较高-，图20中所提出的磁性设备160的解决方案更适于感测sec₁和/或sec₂绕组上的电流。此外，这种电流感测方法可以容易地扩展到多抽头自耦变压器实现方式。

在所提出的功率架构中作为混合开关电容器-电流倍增器的ZVS抽头混合SCC

如前所述，图1的电源100中的功率转换器112(以及图14中的HSC-CM)被实现为未调节电流倍增器模块，其基本上对来自功率转换器111(诸如调节中间总线V_IBR)的输出电压121进行分压，并且利用由设计定义的固定值将V_IBR节点处的实际电流倍增为功率转换器112的输出电压123(HSC-CMV_out)。如前所述，如果ZVS抽头混合SCC被用作HSC-CM，则从HSC-CM的输入到输出的电流的倍增值由MTA(多抽头自耦变压器)绕组或MMTA绕组的比率N₁/N₂来限定。如先前所报告的，在功率转换器111(中间调节器总线级)处建立输出电压V_out的调节，其可以根据应用的要求而被设计为具有任何降压、降压/升压和升压或者具有隔离或非隔离转换器拓扑。

由于高动态要求，在中间总线调节器(功率转换器111)中期望相对高的开关频率，并且因此需要至少部分零电压开关操作。

如前所述，图15示出包括三级的备选功率架构，其中第一级可以是任何适合的功率转换器(诸如IBC未调节降压型转换器或其它适合的资源)，并且第二级可以是任何适合的功率转换器，诸如任何调节的降压、降压/升压和升压转换器等或其它适合的资源。这种架构的优点是，利用具有较低额定电压的MOSFET技术的改进的FoM的优势，以低输入电压运行调节转换器。

为了理解所提出的功率系统架构的益处，将仅解释图14中报告的两级架构方法。然而，所有证据都可以应用于图15中报告的第二功率系统架构。

考虑图14所示的功率系统架构，在不存在来自IBC调节级的任何调节的情况下，并且在假设V_IBC对于任何负载状况都是恒定的情况下，HSC-CM的输出电压将取决于实际负载状况，因为HSC-CM的输出电阻不是可忽略的。为了理解对整个系统的调节的影响，需要输出阻抗的精确模型。

对于HSC-CM，输出阻抗与每个SC单元和磁性设备的总电阻以及开关(MOSFET)电阻成比例。将具有MTA的ZVS抽头混合SCC看作是HSC-CM，输出阻抗的实部取决于谐振电容器C_res1和C_res2的ESR、MOSFET电阻R_ds，on和MTA的寄生电阻。

在使用ZVS抽头混合SCC的情况下的HSC-CM的输出阻抗

为了理解在考虑具有MTA的ZVS抽头混合SCC作为所提出拓扑的情况下的HSC-CM的实际输出阻抗，需要MTA的等效模型。图21包括测试电路，其定义了在t₃-t₄期间的供电相的实际寄生网络。如图21所示，电路2110，用于定义MTA的实际寄生阻抗的测试条件是通过将com与ph₂节点短路来实现的。可以进行相同的测试以在阶段t₁-t₂期间评估等效寄生网络，并且由于两个供电相是对称的，所以根据应用于电路2110的测试条件，等效电路可以表示为图21的电路2120。

如前所述，在ZVS抽头混合SCC中，飞跨电容器C_res1和C_res2的软充电是通过C_res1与L_k/2以及C_res2与L_k/2之间的谐振来实现的，这在MTA的L_k支配两个谐振转换所面临的等效回路电感的假设下是正确的。通常，被设计为HSC-CM的MTA需要低R_ac，这通常通过交错MTA的绕组来实现，这又引起低漏电感L_k。在这种情形下，谐振转换还取决于电容器和FET的寄生电感，因此需要使用MTA的ZVS抽头混合SCC的改进模型。

图21中的电路2130是MTA的最终等效模型，包括ZVS抽头混合SCC的整个结构的寄生效应，其中：

-L_k定义MTA的漏电感

-R_ac定义MTA的寄生电阻

-L_disc包括ZVS抽头混合SCC的FET的寄生电感和谐振回路内所有电容器的寄生电感

-R_disc包括陶瓷电容器的ESR、FET的R_ds，on和谐振路径中的PCB电阻。

将ZVS抽头混合SCC拓扑视为HSC-CM，在转换器以其谐振频率运行并且两个谐振转换匹配(即C_res1＝C_res2)的假设下，并且考虑到所有FET以软开关运行，转换器的开环电阻可以由以下等式近似估计：

其中

考虑到用ZVS抽头混合SCC实现的HSC-CM的固定输入电压，所提到的输出电阻在HSC-CM的输出处引起电压降，然而，由于MTA/MMTA的低R_ac以及由于低R_disc(即，由于在该应用中可以使用低电压类FET)，实际输出电压V_out下降被减轻。此外，由于存在两个开关电容器单元，总输出阻抗进一步减小，因此，在该方法中输出电压降显著减小。这表明ZVS抽头混合SC转换器是用作所提出的功率架构的混合开关电容器电流倍增器的非常合适的候选。

使用ZVS抽头混合SCC作为HSC-CM的所提出的功率架构的闭环特性

考虑图14中所示的功率架构，其中通过调节V_IBR电压并且通过将ZVS抽头混合SCC实现为HSC-CM来实现调节V_out，系统调节在闭环操作下利用了低电阻输出阻抗的优势。此外，IBC调节级所需的电压转换速率显著降低。然而，如前所述，形成HSC-CM的优选串联谐振电路需要低Q因子。在这种情形下，所提出的ZVS抽头混合SCC的等效串联谐振电路充当HSC-CM。

在ZVS抽头混合SC转换器中，如已经讨论的，存在两种谐振模式，这两种谐振模式取决于MTA或MMTA的漏电感，并且取决于两个谐振电容器C_res1和C_res1。假设两个谐振电路路径具有相同的寄生电感(即，每个串联谐振回路具有

)并且C_res＝C_res1＝C_res2，由此得出，两个串联谐振电路呈现相同的等效谐振回路(并且在相同的谐振频率下操作)。这种特性对于操作未调节的HSC-CM的可选方案是期望的。在这种情形下，Q因子由以下等式定义：

如所讨论的，HSC-CM功率转换器还充当储能电容器。这在低Q因子的情况下是正确的，因为存储的串联电容能量与C_res成比例。因此，在负载电流转换期间，串联谐振回路中的低Q因子降低了ZVS抽头混合SCC的输出上的电压突降。低Q因子有利于HSC-CM的高带宽性能。

在一个实施例中，需要调节输入电压V_IBR(图14)或输出电压121(图1)，以便在HSC-CM的输出上获得目标电压123(即，通过使用ZVS抽头混合SCC)；这是通过使用从HSC-CM的输出电压得出的反馈信号(即，感测到的接近数字负载的反馈信号)来实现的。在这种情形下，总的瞬态性能还取决于中间总线调节器转换器，该中间总线调节器转换器可以例如以降压、降压/升压或升压拓扑或通过其它适合的技术来实现。

考虑到用降压衍生拓扑实现的IBC转换器，图22示出功率架构的简化等效小信号模型。图22所示的等效小信号模型2200包括利用降压转换器拓扑(由主参数L_out、DCR、C_out，buck和ESR_buck定义)实现的中间总线调节器。相反，如前所述，由于每个HSC-CM单元的电阻，HSC-CM呈现主要的电阻特性，其由ESR_hsc建模。然而，如所讨论的，Q因子在整体瞬态性能中起作用，因此需要添加电感特性L_p(即，L_p包括HSC-CM的电感特性和从中间总线调节器到每个HSC-CM单元的PDN电感)。此外，必须添加通过C_out，LF建模的HSC-CM的储能电容特性，(即，包括在转换器的输出上报告dHSC-CM的电容特性以及放置在转换器的输出电压轨上的实际输出电容)。最后，在负载处，在一个实施例中，存在功率输送网络(PDN)阻抗，其可以由电感L_pdn(定义HSC-CM和数字负载之间的电感)、R_pdn(定义HSC-CM和数字负载之间的电阻)以及C_out，HF(定义放置在数字输入功率负载附近的实际电容)近似地定义。

从这种小信号模型，得出总的瞬态性能也取决于中间总线调节器转换器的带宽BW，然而，由于存在混合开关电容器电流倍增器，减轻了对这种级的要求。这种期望的特性来自于以下事实，即，IBR级处的输出电流比HSC-CM级的输出电流低n倍。

ZVS抽头混合SCC作为HSC-CM的多相方法和均流策略

为了实现高效率和瞬态性能，如先前所报告的，需要使单独的HSC-CM级并行化。如先前在缺少有源均流算法的情况下所报告的，自然地根据每个HSC-CM的实际输出电阻来提供所述均流。在ZVS抽头混合SCC中，输出阻抗取决于R_cell，这实际上取决于MTA阻抗、FET电阻、电容的ESR电阻和软开关状况。通常，可以在设计级别容易地实现几乎相同的磁性设备(即，对于每个单元相同的MTA/MMTA)、FET电阻和电容电阻。然而，如先前所报告的，在ZVS抽头混合SCC中，软开关操作取决于MTA、MMTA的实际磁化电感或外部电感L_ZVS；因此，所有的开关至少在零电压开关中操作。在这种情形下，在小误差内更容易匹配每个ZVS抽头混合SCC的输出阻抗作为HSC-CM工作。因此，如果实现不同单元之间的最佳磁化电感匹配，则可以容易地实现作为HSC-CM工作的每个ZVS抽头混合SCC的R_cell，而不需要任何附加的有源控制算法。

利用ZVS抽头混合SCC实现的并行HSC-CM中的均流优化

如前所述，用作HSC-CM的多ZVS抽头混合SCC可以并行放置，而不会遭受太多的均流问题，因为组件之间的公差不会显著影响并行放置的ZVS抽头混合SCC(或任何HSC-CM拓扑)之间的输出电阻差。然而，如果没有实现软开关，则输出阻抗将改变。因此，对于ZVS抽头混合SCC提出了一种有源控制系统，其能够保证开关元件的软开关，而没有体二极管导通、或其至少非常有限。这里示出的系统算法可以扩展到在ZVS中操作的任何混合开关电容器转换器。

在ZVS抽头混合SCC中，考虑图3，在死区时间操作期间(即在t₁-t₂和t₃-t₄期间，参考图5)，每个FET的寄生输出电容分别放电或充电，以便实现ZVS状况。这种操作模式代表了非理想的特性。

考虑图3所示的转换器，存储在L_zvs中的感应能量(其可以可选地集成在MTA或MMTA中)通过提供对每个FET的寄生电容进行充电和放电所需的感应能量(感应能量实际上被称为电容能量)来确保ZVS操作。通常，在这种系统中，实现ZVS所需的基本条件是感应能量高于电容能量。现在，通过考虑这种状况，存在如何操作转换器的三种不同情形：

·短死区时间：如果在PWM_A(信号105-1)和PWM_B(信号105-2)之间没有足够的死区时间，则pc 112中的FET两端的V_ds电压不能实现ZVS，并且转换器在部分硬开关中运行。

·正确的死区时间：如果在PWM_A和PWM_B之间的死区时间足以建立ZVS、而FET没有长体二极管导通的情况下，则转换器在最佳工作点运行。

·更长的死区时间：如果在PWM_A和PWM_B之间的死区时间过长，则体二极管导通会导致FET中的额外损耗。

如所强调的，ZVS抽头混合SCC在ZVS操作期间在所有FET(开关)中呈现对称特性，即使FET驻留在不同的电压域中(这是混合开关电容器转换器的典型特性)。因此，通过感测(监测)Q₃和Q₆两端的V_ds电压(即，例如利用对FET封装内部/外部的实际漏极-源极电压的开尔文感测)，这里的实施例包括检测转换器中所有FET的体二极管导通。通常，注意，这可以通过感测其低侧FET V_ds而作为一般概念扩展到任何混合开关电容器转换器。

因此，这里的实施例包括与控制器140相关联的监测资源2340。参考图17，监测资源2340-1监测第一开关电容器转换器(例如功率转换器112-1)中的相应开关的体二极管导通状况，监测资源2340-2监测与第二开关电容器转换器(例如功率转换器112-2)相关联的体二极管导通状况，监测资源2340-3监测与第三开关电容器转换器(例如功率转换器112-3)相关联的体二极管导通状况，等等。

在一个实施例中，基于与功率转换器112-1中的第一开关电容器转换器关联的检测到的体二极管导通状况(检测到的开关Q3的漏极D和源极S两端的电压以及检测到的开关Q6的漏极D和源极S两端的电压)，监测资源2340-1和对应的控制器140还动态地调节第一开关电容器转换器(功率转换器112-1)的死区时间设置；基于与第二开关电容器转换器相关联的检测到的体二极管导通状况，监测资源2340-2和对应的控制器140还动态地调节(功率转换器112-2中的)第二开关电容器转换器的死区时间设置；基于与功率转换器112-3中的第三开关电容器转换器相关联的检测到的体二极管导通状况，监测资源2340-3和控制器140还动态地调节第三开关电容器转换器(功率转换器112-3)的死区时间设置；等等。

在一个实施例中，如下面进一步讨论的，单独控制功率转换器112-1、112-2、112-3等的操作的动态调节的频率设置使功率转换器的阻抗彼此相等。

考虑图23中描绘的系统，理想地被滤波(即，仅高频噪声被滤波，因为系统必须检测体二极管正向电压降的小变化)的

和

与每个功率转换器112相关联，这两个电压与内部体二极管正向电压V_body(取决于FET的技术，通常可以在200mV和700mV之间)减去固定阈值V_th(这是必需的，因为体二极管电压根据系统运行的条件或FET的技术可以改变)进行比较。通过监测，图23中的监测资源2340检测输出信号D何时上升。当在低侧FET之一中发生体二极管导通时，来自监测资源2340的信号D的幅度上升。

由于系统的对称性，如果在相应的开关电容器转换器的开关Q₃中发生体二极管导通，则在相同的开关周期内，在开关Q₆中也发生这种情况，反之亦然。这里的实施例包括监测每个受监测的功率转换器112中的一个或两个开关，并且然后推断ZVS操作何时在该功率转换器的所有开关中发生。

在HSC-CM多相系统中，为了尽可能多地减少输出电压纹波，并联放置的每个HSC-CM的供电相被对称地相移，并且每个HSC-CM呈现其被称为

的主PWM(即，其中k从1变化到M，其中M是并行的相)。在这种情形下，所有相都以相同的开关频率运行，减少了实现工作和频率差拍问题。

现在，仅考虑一个单元，该单元代表其自己的主单元

其中上升沿定义

的上升沿(即，考虑图3，

称为Q₁、Q₃和Q₅FET)，并且下降沿定义

的上升沿(即，考虑图3，

称为Q₁、Q₃和Q₅FET)。

图24示出图3中所提出的转换器的监测的主要波形：

1.t₀-t₁：在t＝t₀，所有的开关都断开并且Q₄的寄生电容以

充电，Q₂以输入电压V_in充电，Q₆以2V_out充电，而Q₁、Q₃和Q₅的寄生电容以零进行充电。在t₀-t₁之间，所有FET的体二极管导通，增加了损耗，如图24所示。

2.t₁-t₂：在t＝t₁，开关Q₁、Q₃和Q₅在ZVS状况下接通，并且在C_res1和多抽头自耦变压器的漏电感之间发生第一谐振模式转换，而第二谐振模式转换则发生在C_res2和MTA的漏电感之间。该模式的持续时间由

如图24中所报告的那样定义。

3.t₂-t₃：在t＝t₂，开关Q₁、Q₃和Q₅断开，并且Q₁的寄生电容充电到

Q₃充电到2V_out，Q₅以输入电压V_in充电，而Q₂、Q₄和Q₆的寄生电容放电到零。如图24中所报道的，在t＝t₃时达到了这种状况。

4.t₃-t_4：在t＝t₃，所有的开关都断开并且Q₁的寄生电容以

充电，Q₃以2V_out充电，Q₅以输入电压V_in充电，而Q₂、Q₄和Q₆的寄生电容以零充电。在t₂-t₄之间，所有FET的体二极管导通，增加了损耗。

5.t₄-t₅：在t＝t₄，开关Q₂、Q₄和Q₆通过ZVS接通。在t＝t₄之后，C_res1与多抽头自耦变压器的漏电感之间发生谐振转换，同时在C_res2与多抽头自耦变压器的漏电感之间发生第二谐振模式转变。该模式的持续时间由

如图24中所报告的那样定义。

6.t₅-t₆：在t＝t₅，开关Q₂、Q₄和Q₆断开，并且Q₄的寄生电容充电到

Q₂以输入电压V_in充电，Q₆充电到2V_out，而Q₁、Q₃和Q₅寄生电容放电到零。如图24中所报道的，在t＝t₆时达到了这种状况。

7.t₆-t₇：在t＝t₆，所有的开关断开并且Q₄的寄生电容以

充电，Q₂以输入电压V_in充电，Q₆以2V_out充电，而Q₁、Q₃和Q₅的寄生电容以零伏充电。在t₆-t₇之间，所有FET的体二极管之间导通，增加了损耗，并且在t＝t₇，开关周期结束，如图24中所报告的。

考虑到

与

之间的死区时间对于任何周期都相等，但是实际上根据体二极管导通状况而变化，因此得到

并且该值依赖于前一开关周期

的体二极管导通状况。然而，考虑图24，在DT_i＝DT_i-1-△T这种情形下，在前一个开关周期中，存在体二极管导通，因此

(其中△T是固定值时间值，即，1ns/2ns/3ns/.../10ns，取决于控制器的时间分辨率)。改变为

8.t₇-t₈：在t＝t₇，开关Q₁、Q₃和Q₅在ZVS下接通，并且在C_res1和多抽头自耦变压器的漏电感之间发生第一谐振模式转换，而第二谐振模式转换则发生在C_res2和MTA的漏电感之间。这种模式的持续时间由

限定，即在前一个开关周期期间，发生体二极管导通事件，如图24所示。

9.t₈-t₉：在t＝t₈，开关Q₁、Q₃和Q₅断开，并且Q₁的寄生电容充电到

Q₃充电到2V_out，Q₅以输入电压V_in充电，而Q₂、Q₄和Q₆的寄生电容被放电到零。在t＝t₉达到该状况，并且该阶段的持续时间是DT_i+1＝DT_i-△T，如图24所示。

10.t₉-t₁₀：在t＝t₉，开关Q₂、Q₄和Q₆通过ZVS接通。在t＝t₉之后，C_res1与多抽头自耦变压器的漏电感之间发生谐振转换，同时在C_res2与多抽头自耦变压器的漏电感之间发生第二谐振模式转变。这种模式的持续时间由

限定，即在前一个开关周期期间，发生体二极管导通事件，如图24所示。

11.t₁₀-t₁₁：在t＝t₁₀，开关Q₂、Q₄和Q₆断开，并且Q₄的寄生电容充电到

Q₂以输入电压V_in充电，Q₆充电到2V_out，而Q₁、Q₃和Q₅寄生电容放电到零。在t＝t₁₁达到该状况，并且该阶段的持续时间是DT_i+1＝DT_i-△T，如图24所示。

重要的是注意到在t₈-t₉和t₁₀-t₁₁之间的死区时间操作期间，没有体二极管导通。因此，这里实现了最佳状况。然而，控制系统不将其操作条件固定在结束于t＝t₁₁的开关周期内所实现的时序条件，而是实际上呈现在最佳运行条件周围的抖动特性，此外，可能发生扰动(即，温度变化和输出电流变化或由于组件老化而引起的漂移)。

12.t₁₁-t₁₂：在t＝t₁₁，开关Q₁、Q₃和Q₅在ZVS下接通，并且在C_res1和多抽头自耦变压器的漏电感之间发生第一谐振模式转换，而第二谐振模式转换则发生在C_res2和MTA的漏电感之间。这种模式的持续时间由

限定，因为在前一个开关周期期间，没有发生体二极管导通事件，并且因此死区时间持续时间DT_i+2＝DT_i+1+△T，如图24所示。在t＝t₁₁，开关周期结束。

13.t₁₂-t₁₃：在t＝t₁₂，开关Q₁、Q₃和Q₅断开，并且Q₁的寄生电容充电到

Q₃被充电到2V_out，Q₅以输入电压V_in充电，而Q₂、Q₄和Q₆的寄生电容放电到零。如图24中所报道的，在t＝t₁₃时达到了这种状况。

14.t₁₃-t₁₄：在t＝t₁₃，所有的开关都断开并且Q₁的寄生电容以

充电，Q₃以2V_out充电，Q₅以输入电压V_in充电，而Q₂、Q₄和Q₆的寄生电容以零充电。在t₁₃-t₁₄之间，所有FET的体二极管导通，增加了损耗。

t₁₂-t₁₄之间的阶段的持续时间是DT_i+2＝DT_i+1+△T。

15.t₁₄-t₁₅：在t＝t₁₄，开关Q₂、Q₄和Q₆通过ZVS接通。在t＝t₁₄之后，C_res1与多抽头自耦变压器的漏电感之间发生谐振转换，同时在C_res2与多抽头自耦变压器的漏电感之间发生第二谐振模式转变。这种模式的持续时间由

限定，因为在前一个开关周期期间，没有发生体二极管导通事件，如图24所示。

16.t₁₅-t₁₆：在t＝t₁₅，开关Q₂、Q₄和Q₆断开，并且Q₄的寄生电容充电到

Q₂以输入电压V_in充电，Q₆充电到2V_out，而Q₁、Q₃和Q₅寄生电容放电到零。如图24中所报道的，在t＝t₁₆时达到了这种状况。

17.t₁₆-t₁₇：在t＝t₁₆，所有的开关断开并且Q₄的寄生电容以

充电，Q₂以输入电压V_in充电，Q₆以2V_out充电，而Q₁、Q₃和Q₅的寄生电容以零伏充电。在t₁₆-t₁₇之间，所有FET的体二极管之间导通，增加了损耗，并且在t＝t₁₇，开关周期结束，如图24中所报告的。

如图24所示的示例功率转换器112的操作是考虑HSC-CM的一个单元的示例。这种方法可以扩展到由索引k标识的并行放置的M个HSC-CM。即，以类似的方式监测图17中的不同功率转换器中的每个功率转换器，以控制操作功率转换器中的对应开关电容器转换器的死区时间。

图25示出在t＝t₄之后对于所有单元实现的从在t＝t₀启动时的使能信号到稳态状况的示例操作(图20的时间标度与图19中的时间标度基准不同)。所有子间隔描述如下：

1.t₀-t₁：在t＝t₀，发生电路的启动(即，利用外部热插拔电路或从实际上具有其启动例程的调节的IBC，在这种情形下，IBC的启动使能信号对于HSC-CM是相同的)。从图25也可以得出，对于所有的开关电容器转换器，开关频率是恒定的。因此，开关频率被认为是设计参数。此外，所有的相都以设计所定义的相同T_on＝T_start启动。在t＝t₁，启动完成(即，转换器已经达到其标称操作状况

其中n是HSC-CM的转换比，并且V_tol是由设计固定的电压耐受度(即，50mV)。

2.t₁-t₂：在t＝t₁，用于每个单元的在图24中所示的算法开始工作。相位k(相位k表示图24中报告的示例)可以例如呈现由监测资源2340检测到的它们的FET中的体二极管导通；因此在t＝t₁+T_sw，相位k的接通时间增加。同样对于相位k+1，体二极管可以导通。然而，由于相位k-1不呈现如由相应的监测资源2340(可能处于硬开关中)所检测的体二极管导通，所以接通时间被减少△T。在t＝t₂，相位k+1处达到其稳态状况(在体二极管周围抖动，并且非体二极管导通)。

3.t₂-t₃：相位k+1在最佳状况点附近抖动(可以在任何时间被扰动)，并且在t＝t₃，相位k-1达到其稳态状况。

4.t₃-t₄：相位k+1和相位k-1在它们的最佳状况点附近抖动，并且在t＝t₄，相位k达到其稳态状况。

5.从t＝t₄：图25中呈现的所有相位在它们的最佳点周围抖动，基本上在体二极管周围抖动并且非体二极管导通，如由相应的监测资源2340检测到的。在这种状况下，体二极管传导损耗几乎为零，因为△T主要是控制器的分辨时间(即2ns、5ns、10ns等)。

因此，本文的实施例包括监测并行操作以生成输出电压123的多个功率转换器112-1、112-2、112-3等中的每个功率转换器。如前所述，监测资源2340监测与每个相应开关电容器转换器相关联的导通状况，并且基于监测所述导通状况的反馈来控制每个相应开关电容器转换器(在控制各个功率转换器开关电容器转换器的每个连续周期中增加和减少死区时间)，如图24和图25所示。例如，在不同的控制周期上重复地调节与体二极管导通和非体二极管导通的状况之间的对应开关的开关相关联的各个死区时间设置，确保了图17中的并联的开关电容器转换器中的每个开关电容器转换器的传导损耗几乎为零。

使用ZVS抽头混合SCC将HSC-CM作为高密度未调节电流倍增器来供应核心电压轨

如先前所报告的，系统的带宽还取决于从HSC-CM到数字负载的功率输送网络，如图22所示，因此，与传统解决方案相比，转换器的尺寸减小已经改进了整体效率和瞬态能力。ZVS抽头混合SCC是作为HSC-CM操作的有效候选，因为它可以达到高功率密度。事实上，在ZVS抽头混合SCC中，如在任何混合开关电容器转换器中一样，核心尺寸由输出电压限定，因此，低电压操作实现了极高的功率密度。此外，核心磁通密度不依赖于负载电流，因此通过减小绕组中的电流密度并增加FET数量，可以实现保持高性能的高功率密度。此外，软开关操作确保了低辐射EMI噪声。

在HSC-CM中的多抽头自耦变压器实现方式

在实现多抽头自耦变压器(磁性设备160)时，多个抽头节点提供来自连接至HSC-CM的开关电容器单元和输出电容器的输入和输出绕组的磁性耦合和电耦合。如已经报道的，MTA的磁化电感和泄漏分别确保用于所有FET的ZVS操作和开关电容器单元的软充电。

在设计或/和制造多抽头自耦变压器时，可以独立控制多抽头自耦变压器的磁化电感和泄漏。对于要求给定N₁匝和N₂匝的应用，通过控制核心的等效面积Ae，并且还通过控制核心的等效磁导率(即，在核心中具有气隙或使用低磁导率材料)，本文的实施例使得能够调制多抽头自耦变压器的磁化电感。在图10中，报告了多抽头自耦变压器构造方案。参考图3中的示例所示的转换器，这里的实施例包括如何连接磁性设备160的节点的各种可选方案，如下：

·案例a：节点a连接至in₁，b和c在多抽头自耦变压器在内部或外部短路，以减少总体铜损，然后连接至ph₁，最小化高电流路径(例如在图6中，高RMS电流路径沿顺时针方向通过开关Q3、绕组162-1和负载118的组合)。然后d和e在内部或外部短路在一起，并且都连接至图10中的com节点。f和g在内部或外部短路，并且连接至ph₂，最小化图6中报告的高电流路径，如先前所论述。节点h连接至in₂。

·案例b：节点a连接至in₂，b和c在多抽头自耦变压器在内部或外部短路，以减少总体铜损，并且然后连接至ph₂，最小化高电流路径(例如，在图8中，高RMS电流路径沿逆时针方向通过开关Q6、绕组162-2和负载118的组合)。然后d和e在内部或外部短路在一起，并且都连接至图3所示的com节点。f和g在内部或外部短路，并且连接至ph₁，最小化图8中报告的高电流路径，如先前所论述。节点a连接至in₁。

通常，所提出的充当HSC-CM的ZVS抽头混合SCC提供低电压核心轨以供应数字负载。在这种情形下，所需的等效截面A_e与实际输出电压和开关周期的持续时间成比例。在这种情形下，由于需要低电压和高频操作，所以整个系统可以在小的核心体积中实现，从而减少核心损耗和铜损耗。此外，由于来自输入和输出绕组的电耦合，除了磁耦合外，所提出的HSC-CM中的MTA可以通过选择最佳绕组和核心结构来减少总绕组损耗。

图26是用于实现根据本文的实施例的如先前所讨论的操作中的任一个操作的计算机系统的示例框图。

如本文所讨论的任何资源(诸如控制器140、控制器141等)可以被配置为包括计算机处理器硬件和/或相应的可执行指令，以执行如本文所讨论的不同操作。

如图所示，本示例的计算机系统2650包括互连2611，该互连耦合诸如非暂时性类型的介质(其可以是其中可以存储和检索数字信息的任何适合类型的硬件存储介质)之类的计算机可读存储介质2612、处理器2613(计算机处理器硬件)、I/O接口2614和通信接口2617。

(一个或多个)I/O接口2614支持连接到存储库2680和输入资源2692。

计算机可读存储介质2612可以是任何硬件存储设备，例如存储器、光存储、硬盘驱动器、软盘等。在一个实施例中，计算机可读存储介质2612存储指令和/或数据。

如图所示，计算机可读存储介质2612可以用控制器应用140-1(例如，包括指令)编码以执行如本文所讨论的任何操作。

在一个实施例的操作期间，处理器2613通过使用互连2611来访问计算机可读存储介质2612，以便启动、运行、执行、解释或以其它方式执行存储在计算机可读存储介质2612上的控制器应用140-1中的指令。控制器应用140-1的执行产生控制器过程140-2，以执行如本文所讨论的任何操作和/或过程。

本领域技术人员将理解，计算机系统2650可以包括其它过程和/或软件和硬件组件，诸如控制硬件资源的分配和使用以执行控制器应用140-1的操作系统。

根据不同的实施例，注意，计算机系统可以驻留在各种类型的设备中的任何一种设备中，包括但不限于电源、开关电容器转换器、功率转换器、移动计算机、个人计算机系统、无线设备、无线接入点、基站、电话设备、台式计算机、膝上型计算机、笔记本计算机、上网本计算机、大型计算机系统、手持式计算机、工作站、网络计算机、应用服务器、存储设备、诸如相机、摄录机、机顶盒、移动设备、视频游戏控制台、手持式视频游戏设备之类的消费电子设备、诸如开关、调制解调器、路由器、机顶盒、内容管理设备、手持式远程控制设备之类的外围设备、任何类型的计算或电子设备等。计算机系统2650可以驻留在任何位置，或者可以被包括在任何网络环境中的任何适合的资源中，以实现这里讨论的功能。

现在将通过图27中的流程图来讨论由不同资源支持的功能。注意，以下流程图中的步骤可以以任何适合的顺序执行。

图27是示出根据本文实施例的示例方法的流程图2700。注意，关于如上所述的概念将存在一些重叠。

在处理操作2710中，第一功率转换器111将输入电压120转换为第一输出电压121。

在处理操作2720中，第二功率转换器112将第一输出电压121转换成向负载118供电的第二输出电压123。如前所述，第二功率转换器112包括提供电容性能量传输的开关电容器转换器131和提供磁能传输的磁性设备160。第二功率转换器112通过电容性能量传输和磁能传输提供第一输出电压121到第二输出电压123的调节的或未调节的转换。

在处理操作2730中，基于第二输出电压123的幅度与期望设置点参考电压103的比较，第一功率转换器112调节第一输出电压121的幅度。

图28是示出根据本文实施例的电路板上的功率转换器电路的制造的示例图。

在该示例实施例中，制作机2840接纳衬底2810(诸如电路板)。

制作机2840还将电源100(和如前所述的相应组件)附着到衬底2810。通过电路路径2822(诸如一个或多个迹线等)，制作机2840将电源100耦合至负载118。在一个实施例中，电路路径2821将输出电压123输送到负载118。

因此，本文的实施例包括一种系统，包括：衬底2810(例如电路板、独立板、母板、注定耦合至母板的独立板等)；电源100，包括相应组件(诸如本文所述的功率转换器111、功率转换器112、控制器140、控制器141等)；以及负载118。如前所述，基于输出电压123通过一个或多个电路路径2822从电源100到负载118的输送来对负载118供电。

注意，本文的进一步实施例包括一种系统(如图28所示)，包括：电路衬底2810和布置在衬底2810上的负载118。电源100(装置)附着到电路衬底2810，并且通过输出电压123(诸如通过一个或多个电路路径2822)为负载118供电。

注意，负载118可以是任何适合的电路或硬件，例如一个或多个CPU(中央处理单元)、GPU(图形处理单元)和ASIC(专用集成电路，例如包括一个或多个人工智能加速器的那些专用集成电路)，该电路或硬件可以处于衬底2810上或布置在远程位置。

再次注意，本文的技术非常适合用于电源应用。然而，应当注意，本文的实施例不限于在这样的应用中使用，并且本文讨论的技术也非常适合于其它应用。

尽管已经参照本发明的优选实施例具体示出和描述了本发明，但是本领域技术人员应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的本申请的精神和范围的情况下，可以进行形式和细节上的各种改变。这些变化旨在被本申请的范围所覆盖。因此，本申请的实施例的前述描述不是限制性的。相反，本发明的任何限制都呈现在所附权利要求中。

Claims (31)

1.一种装置，包括：

第一功率转换器，可操作以将输入电压转换成第一输出电压；

第二功率转换器，可操作以将所述第一输出电压转换成向负载供电的第二输出电压，所述第二功率转换器包括提供电容性能量传输的开关电容器转换器和提供磁能传输的磁性设备，所述第二功率转换器通过所述电容性能量传输和所述磁能传输提供所述第一输出电压到所述第二输出电压的未调节转换；并且

所述第一功率转换器可操作以基于所述第二输出电压的幅度与期望设置点参考电压的比较来调节所述第一输出电压的幅度。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器接收所述第一输出电压，并且所述磁性设备输出所述第二输出电压。

3.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器级包括多个开关电容器单元；并且

其中所述磁性设备电耦合至与所述多个开关电容器单元相关联的开关元件。

4.根据权利要求3所述的装置，其中所述磁性设备和所述多个开关电容器单元的组合形成至少一个谐振电路路径。

5.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器包括多个电容器；

其中所述磁性设备包括耦合至所述开关电容器转换器的输入绕组，所述多个电容器在包括所述磁性设备的所述输入绕组的电路路径中可控地开关，以将所述第一输出电压转换成所述第二输出电压；并且

其中所述磁性设备包括输出绕组，所述输出绕组可操作以输出所述第二输出电压。

6.根据权利要求1所述的装置，其中所述第二功率转换器是非隔离的功率转换器。

7.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器和所述磁性设备在相等持续时间的时间间隔中传输能量。

8.根据权利要求1所述的装置，其中在操作所述第二功率转换器的每个开关控制周期中，所述第二功率转换器提供从所接收的所述第一输出电压到所述第二输出电压的相应能量的输送。

9.根据权利要求1所述的装置，其中所述第二功率转换器包括并联连接的第一开关电容器转换器和第二开关电容器转换器，所述第一开关电容器转换器和所述第二开关电容器转换器中的每个开关电容器转换器可操作以将所述第一输出电压转换成所述第二输出电压。

10.根据权利要求9所述的装置，还包括：

监测资源，所述监测资源可操作以：i)监测所述第一开关电容器转换器和所述第二开关电容器转换器两者中的开关的体二极管导通状况，以及ii)基于检测到的体二极管导通状况来动态调整所述第一开关电容器转换器和所述第二开关电容器转换器的死区时间设置。

11.根据权利要求10所述的装置，其中动态调整的所述设置使所述第一开关电容器转换器的阻抗与所述第二开关电容器转换器的阻抗相等。

12.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器中的开关通过由所述磁性设备提供的能量而在零电压开关模式中被操作。

13.根据权利要求1所述的装置，其中所述负载在每个供电周期中由所述电容性能量传输和所述磁能传输供电，从而减少所述第二功率转换器的无源组件和有源组件中的总传导损耗。

14.根据权利要求1所述的装置，其中与所述磁性设备相关联的磁芯的大小不取决于额定电流，而是取决于所述第二输出电压。

15.根据权利要求1所述的装置，其中所述开关电容器转换器包括谐振电路路径；并且

其中所述谐振电路路径在其谐振频率附近的操作减小了所述开关电容器转换器的无功阻抗，其中所述开关电容器转换器变为电阻性的。

16.根据权利要求1所述的装置，其中第一功率转换器可操作以至少部分地基于由所述第二输出电压向所述负载供应的电流量来调节所述输入电压到所述第一输出电压的转换。

17.一种方法，包括：

通过第一功率转换器，将输入电压转换为第一输出电压；

通过第二功率转换器，将所述第一输出电压转换成向负载供电的第二输出电压，所述第二功率转换器包括提供电容性能量传输的开关电容器转换器和提供磁能传输的磁性设备，所述第二功率转换器通过所述电容性能量传输和所述磁能传输提供所述第一输出电压到所述第二输出电压的转换；以及

通过所述第一功率转换器，基于所述第二输出电压的幅度与期望设置点参考电压的比较来调节所述第一输出电压的幅度。

18.根据权利要求17所述的方法，还包括：

通过所述开关电容器转换器，接收所述第一输出电压；以及

通过所述磁性设备，输出所述第二输出电压。

19.根据权利要求17所述的方法，其中所述开关电容器转换器级包括多个开关电容器单元；并且

其中所述磁性设备电耦合至与所述多个开关电容器单元相关联的开关元件，所述方法还包括：

在谐振电路模式中操作所述磁性设备与所述多个开关电容器单元的组合，以将所述第一输出电压转换成所述第二输出电压。

20.根据权利要求17所述的方法，其中所述开关电容器转换器包括多个电容器；

其中所述磁性设备包括耦合至所述开关电容器转换器的输入绕组，所述方法还包括：可控地开关在包括所述磁性设备的所述输入绕组的电路路径中的所述多个电容器，以将所述第一输出电压转换成所述第二输出电压。

21.根据权利要求17所述的方法，其中所述第二功率转换器是非隔离的功率转换器。

22.根据权利要求17所述的方法，还包括：

控制所述开关电容器转换器和所述磁性设备的操作，以在相等持续时间的时间间隔中传输能量。

23.根据权利要求17所述的方法，其中所述第二功率转换器包括并联连接的第一开关电容器转换器和第二开关电容器转换器，所述第一功率转换器和所述第二功率转换器中的每个功率转换器可操作以将所述第一输出电压转换成所述第二输出电压，所述方法还包括：

i)监测所述第一开关电容器转换器和所述第二开关电容器转换器两者中的开关的体二极管导通状况，以及ii)基于检测到的体二极管导通状况来动态调整所述第一开关电容器转换器和所述第二开关电容器转换器的死区时间设置。

24.根据权利要求23所述的方法，还包括：

其中通过动态调整的所述设置，使所述第一开关电容器转换器的阻抗与所述第二开关电容器转换器的阻抗相等。

25.根据权利要求17所述的装置，还包括：

通过由所述磁性设备提供的能量在零电压开关模式中操作所述开关电容器转换器中的开关。

26.根据权利要求17所述的方法，还包括：

通过在每个供电周期内由所述电容性能量传输和所述磁能传输对负载供电，减少所述第二功率转换器的无源组件和有源组件中的总传导损耗。

27.根据权利要求17所述的方法，其中所述开关电容器转换器包括谐振电路路径，所述方法还包括：

在所述谐振电路路径的谐振频率附近操作所述谐振电路路径，从而引起所述开关电容器转换器的无功阻抗减小。

28.根据权利要求17所述的方法，还包括：

通过所述第一功率转换器，至少部分地基于由所述第二输出电压供应给所述负载的电流量，来调节所述输入电压到所述第一输出电压的转换。

29.一种系统，包括：

电路衬底；

负载；并且

其中根据权利要求1所述的装置被附着到所述电路衬底并且通过所述第二输出电压为所述负载供电。

30.一种方法，包括：

接纳电路衬底；以及

在所述电路衬底上制造根据权利要求1所述的装置。

31.一种计算机可读存储硬件，具有存储在其上的指令，所述指令在由计算机处理器硬件执行时使所述计算机处理器硬件：

通过第一功率转换器，将输入电压转换为第一输出电压；

通过第二功率转换器，将所述第一输出电压转换成向负载供电的第二输出电压，所述第二功率转换器包括提供电容性能量传输的开关电容器转换器和提供磁能传输的磁性设备，所述第二功率转换器通过所述电容性能量传输和所述磁能传输提供所述第一输出电压到所述第二输出电压的转换；以及

通过所述第一功率转换器，基于所述第二输出电压的幅度与期望设置点参考电压的比较来调节所述第一输出电压的幅度。

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