KR20110095090A - 다중 안테나 ｏｆｄｍ 송, 수신 방법 및 송, 수신기 - Google Patents

다중 안테나 ｏｆｄｍ 송, 수신 방법 및 송, 수신기 Download PDF

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KR20110095090A KR1020100034843A KR20100034843A KR20110095090A KR 20110095090 A KR20110095090 A KR 20110095090A KR 1020100034843 A KR1020100034843 A KR 1020100034843A KR 20100034843 A KR20100034843 A KR 20100034843A KR 20110095090 A KR20110095090 A KR 20110095090A
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Abstract

다중 안테나 OFDM 송신기는 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 부그룹 생성부; 상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 IFFT 수행부; 상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 OFDM 신호 후보 생성부; 및 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 선택부를 포함한다.

Description

다중 안테나 ＯＦＤＭ 송, 수신 방법 및 송, 수신기{METHOD OF OFDM TRANSMITTING, RECEIVING USING MULTIPLE ANTENNA AND TRANSMITTER, RECEIVER THEREOF}
아래의 실시예들은 송, 수신 방법 및 송, 수신기에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 다중 안테나 OFDM 송, 수신 방법 및 송, 수신기에 관한 것이다.
본 발명은 지식경제부 및 정보통신연구진흥원의 IT원천기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2005-S-002-05, 과제명: 스펙트럼 사용효율 개선을 위한 Cognitive radio 기술 개발].
직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing: 이하, OFDM)는 다중 경로 페이딩(fading)에 강인한 특성으로 광대역에서 고속 데이터 전송을 용이하게 한다. 따라서, 디지털 방송 시스템뿐만 아니라 무선 랜, 차세대 이동 통신 시스템 등에 활발히 적용되고 있다.
그러나, OFDM 신호는 단일 반송파 신호보다 peak-to-average power ratio (이하, PAPR)이 크기 때문에 OFDM 시스템 구현 시 송신 증폭기의 전력 효율을 감소시키고, 단일 반송파 시스템보다 상대적으로 고가의 High Power Amplifier (HPA)를 필요로 한다.
본 발명의 일실시예는 전송하고자 하는 데이터 심볼의 수보다 송신 안테나의 수가 많은 경우, 안테나 (공간) 다양성을 얻으면서도 적은 복잡도로 PAPR을 줄일 수 있는 다중 안테나 OFDM 송, 수신 방법 및 송, 수신기를 제공한다.
본 발명의 일실시예는 제안한 OFDM 신호 후보 생성 방법을 이용함으로써 수신 측이 부가 정보 없이도 OFDM 신호를 복조할 수 있는 다중 안테나 OFDM 송, 수신 방법 및 송, 수신기를 제공한다.
본 발명의 일실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기는 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 부그룹 생성부; 상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 IFFT 수행부; 상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 OFDM 신호 후보 생성부; 및 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 선택부를 포함한다.
상기 부그룹 생성부는 상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들에 인접한 주파수 영역 데이터 심볼들, 상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 중 등간격으로 떨어져 있는 상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 또는 랜덤한 위치의 상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 중 적어도 하나를 이용하여 상기 복수 개의 부그룹들로 나눌 수 있다.
상기 OFDM 신호 후보 생성부는 상기 부분 신호들 간의 상관성 및 중첩 비율이 낮도록 상기 부분 신호들을 조합하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성할 수 있다.
상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들은 아래의 수학식을 만족할 수 있다.
[수학식]
Figure pat00001
(여기서,
Figure pat00002
은 m번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나 신호를 나타내며, m 번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나에 p 번째 부그룹의 할당 여부를 가리키는 지시자로 p 번째 부그룹이 할당되면 1을 갖고 할당되지 않으면 0을 갖음.
또한,
Figure pat00003
는 p번째 부그룹의 부분 신호를 나타냄.)
이 때, 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들은 복수 개의 송신 안테나들에 비슷한 수의 상기 부그룹이 할당되도록 아래의 수학식을 만족할 수 있다.
[수학식]
Figure pat00004
(여기서, P는 부그룹의 수이고, n t 는 안테나의 수를 나타냄.
Figure pat00005
는 m 번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나에 p번째 부그룹의 할당 여부를 가리키는 지사자로 p 번째 부그룹이 할당되면 1을 갖고, 할당되지 않으면 0을 가짐.
상기 OFDM 신호 후보 생성부는
아래의 수학식과 같이 다수개의 OFDM 신호 후보들의 지시자 사이의 해밍 거리가 최대가 되는 지시자를 선택하여 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성할 수 있고,
[수학식]
Figure pat00006
(여기서,
Figure pat00007
은 m 번째 후보의 j 번째 안테나에 대한 부그룹별 안테나 매핑을 가리키는 지시자 벡터를 나타내고,
Figure pat00008
는 배타합 (exclusive OR)을,
Figure pat00009
는 해밍 무게 (Hamming weight)를 나타냄.)
상기 OFDM 신호 후보 생성부는 상기 부분 신호들의 조합에 대하여 위상을 변환하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보를 생성할 수 있다.
상기 선택부는 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 각각의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 기초로 상기 복수 개의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기는 주파수 영역에서의 심볼열을 적어도 두 개의 STBC(Space Time Block Code) 심볼열들로 부호화 하는 시공간 부호화부; 상기 적어도 두 개의 STBC 심볼열들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 부그룹 생성부; 상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 IFFT 수행부; 상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 OFDM 신호 후보 생성부; 및 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 선택부를 포함한다.
본 발명의 일실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신 방법은 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 단계; 상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 단계; 상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 단계; 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계; 및 상기 선택된 OFDM 신호 후보에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입하여 송신 안테나로 송신하는 단계를 포함한다.
상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 단계는 상기 부분 신호들 간의 상관성 및 중첩 비율이 낮도록 상기 부분 신호들을 조합하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성할 수 있다.
상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들은 아래의 수학식을 만족할 수 있다.
[수학식]
Figure pat00010
(여기서,
Figure pat00011
은 m번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나 신호를 나타내며,
Figure pat00012
는 m 번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나에 p 번째 부그룹의 할당 여부를 가리키는 지시자로, p번째 부그룹이 할당되면 1을 갖고, 할당되지 않으면 0을 가지며,
Figure pat00013
는 p번째 부그룹의 부분 신호를 나타냄)
상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계는 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 각각의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 기초로 상기 복수 개의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신 방법은 주파수 영역에서의 심볼열을 적어도 두 개의 STBC(Space Time Block Code) 심볼열들로 부호화 하는 단계; 상기 적어도 두 개의 STBC 심볼열들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 단계; 상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 단계; 상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 단계; 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계; 및 상기 선택된 OFDM 신호 후보에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입하여 송신 안테나로 송신하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 신호 수신 방법은 복수의 송신 안테나들을 갖는 송신기 및 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 수신기 사이의 채널 주파수 응답을 추정하는 단계; 상기 채널 주파수 응답을 기초로 상기 송신기로부터 전송된 OFDM 신호의 후보들인 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 계산하는 단계; 상기 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 이용하여 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계; 및 상기 선택된 어느 하나를 기초로 상기 송신기에 의해 송신된 데이터 심볼들을 복조하는 단계를 포함한다.
상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계는 실제 부반송파별 수신 전력과 상기 OFDM 신호 후보들 각각의 부반송파별 수신 전력 사이의 차가 최소가 되도록 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계일 수 있다. 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계는 실제의 수신 신호와 상기 OFDM 신호 후보들 각각에 대한 예상되는 수신 신호 사이의 거리가 최소가 되도록 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 최대 우도 기법을 적용하는 단계일 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 각각의 부그룹마다 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 수행함으로써 전체적으로 수행되는 고속 푸리에 역변환의 수를 크게 줄여 복잡도를 줄일 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 부그룹으로 형성된 부분 신호를 서로 다른 안테나에 대응하여 OFDM 신호 후보를 생성함으로써 수신기가 송신기로부터 선택된 OFDM 신호 후보에 대한 부가 정보를 받지 않고도 비교적 간단한 방법으로 신호 후보를 검출할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 다중 안테나 OFDM 신호 후보를 선택할 때 상관도가 낮은 신호를 선택하도록 함으로써 PAPR 성능을 향상시킬 수 있다.
도 1은 SLM(SeLective Mapping) 기반의 PAPR(Peakto-Average Power Ratio, 이하 PAPR) 줄임 기법을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기를 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 부그룹 생성 방법을 나타낸 도면이다.
도 4는 n t =2, P=4일 때 클러스트 기반의 부그룹을 이용한 M=3인 다중 안테나 OFDM 신호 후보를 생성하는 예를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기를 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신기를 나타내 블록도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신 방법을 나타내 흐름도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 신호 후보의 수에 따른 PAPR의 CCDF 성능을 나타낸 그래프이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 부그룹 안테나 매핑 방법에 따른 PAPR의 CCDF 성능을 나타낸 그래프이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신기에서 신호 후보 검출을 적용할 때의 비트 오류율을 나타낸 그래프이다.
이하, 본 발명에 따른 실시예들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 그러나, 본 발명이 일실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 또한, 각 도면에 제시된 동일한 참조 부호는 동일한 부재를 나타낸다.
OFDM 신호는 부반송파 수가 N이고, 주파수 영역 k 번째 부반송파로 전송되는 변조 심볼이
Figure pat00014
일 때 이산 시간 영역에서 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure pat00015
이산 시간 OFDM 신호를 벡터로 표현하면
Figure pat00016
이고 이 신호의 PAPR은 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00017
여기서,
Figure pat00018
은 기대값을 나타냄.
PAPR을 줄이는 기법으로 다양한 방법들이 적용될 수 있으며, 그 중 신호 왜곡 없이 회로의 논리적 구성이 단순한 selective mapping (SLM) 방식에 대하여 도 1을 참조하여 설명한다.
도 1은 SLM(SeLective Mapping) 기반의 PAPR(Peakto-Average Power Ratio, 이하 PAPR) 줄임 기법을 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 송신기는 부반송파로 전송될 데이터 심볼
Figure pat00019
에 M개의 다른
Figure pat00020
(110)을 각각 곱한다. 그 다음 (여기서,
Figure pat00021
는 원소간 곱을 나타낸) 고속 푸리에 역변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 IFFT)(130)하여 다음과 같이 M개의 OFDM 신호 후보를 생성할 수 있다.
Figure pat00022
(여기서,
Figure pat00023
이다.)
최종적으로 송신기는 M 개의 신호 후보 가운데 PAPR이 가장 작은 후보
Figure pat00024
를 선택(150)하여 송신할 수 있다.
한 OFDM 신호를 생성했을 때, PAPR이
Figure pat00025
보다 클 확률이
Figure pat00026
라고 가정하자. 그러면, 같은 데이터 심볼로부터 서로 독립인 M개의 OFDM 신호를 생성한 뒤 PAPR이 가장 작은 신호를 선택할 경우는
Figure pat00027
이 되므로 PAPR이
Figure pat00028
보다 클 확률이 줄어들게 된다.
이렇게 서로 독립적인 OFDM 신호 후보를 다수 생성한 뒤 PAPR이 작은 신호를 선택하여 전송하는 방법이 MIMO 방식에 적용될 수 있다.
예를 들어, 두 안테나로 전송하고자 하는 주파수 영역의 데이터 심볼
Figure pat00029
와
Figure pat00030
를 길이가 L인 P=N/L 서브 블록
Figure pat00031
으로 나눈다고 가정하자. 여기서, 두 안테나로 전송할 데이터 심볼을 각 서브 블록마다 안테나 인덱스를 바꾸거나 위상을 바꿈으로써 OFDM 신호 후보로 만들 수 있다.
이 경우 다음과 같이 서로 다른 4가지의 다중 안테나 OFDM 신호를 생성하는 주파수 영역의 데이터 심볼들
Figure pat00032
이 생성된다.
Figure pat00033
이러한 과정을 서브 블록마다 수행하면 서로 다른 주파수 영역에서 총 M=
Figure pat00034
의 다중 안테나 심볼열을 생성할 수 있다. 이렇게 생성된 다중 안테나 심볼열을 안테나 별로 각각 고속 푸리에 역변환(IFFT)함으로써 시간 영역의 OFDM 신호
Figure pat00035
를 얻어 총 M 개의 다중 안테나 OFDM 신호 후보
Figure pat00036
들을 만들 수 있다.
그 후, 각 신호 후보들의 안테나 별 PAPR을 계산한다. 마지막으로, 각 신호 후보마다 PAPR이 가장 큰 경우를 선택하고, 그 중 PAPR 값이 최소인 후보를 선택하여 전송한다.
이렇게 다중 안테나 OFDM 신호 후보를 생성할 때 단일 안테나에서 위상만을 바꾸는 방법보다 다중 안테나 사이의 서브 블록을 교환함으로써 더 많은 수의 신호 후보를 만들 수 있다.
그러나, 이 경우 신호 후보의 수가 증가함에 따라 신호 후보를 생성하는데 있어 복잡도가 증가하고, 수신기가 복조를 위해 어떤 신호 후보가 전송되었는지를 알아야 하므로 문제가 된다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기를 나타낸 블록도이다.
본 발명의 일 실시 예에서는 송신 안테나의 수(n t )가 2 이상인 다중 안테나 OFDM 송신기에서의 안테나 스위칭 다양성 기법을 고려한다.
안테나 스위칭 다양성 기법은 부반송파의 수가 N인 OFDM 신호의 주파수 영역 데이터 심볼
Figure pat00037
을
Figure pat00038
으로 나누어 각각 다른 송신 안테나로 전송할 수 있다.
즉, 예를 들어 송신 안테나의 수(n t )가 2일 때 데이터 심볼
Figure pat00039
은
Figure pat00040
,
Figure pat00041
와 같은 2개로 나누어져 각각 다른 송신 안테나로 전송될 수 있다.
본 발명의 일 실시예는 PAPR을 줄이기 위하여 데이터 심볼들
Figure pat00042
을부그룹들
Figure pat00043
로 나누고, 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성한다.
그 후, 안테나마다 전송하는 부분 신호들의 조합을 다르게 하여 다중 안테나 OFDM 송신기의 OFDM 신호 후보들을 생성할 수 있다.
여기서, 부그룹
Figure pat00044
의
Figure pat00045
번째 원소는 (여기서,
Figure pat00046
)다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00047
∏p 는 p번째 부그룹을 구성하는 데이터 심볼의 부반송파 인덱스의 집합으로 상호 배타적(
Figure pat00048
)이고,
Figure pat00049
가 되도록
Figure pat00050
인 특징을 갖는다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기(200)는 부그룹 생성부(230), IFFT 수행부(240), OFDM 신호 후보 생성부(250) 및 선택부(260)를 포함한다.
또한, 다중 안테나 OFDM 송신기(200)는 채널 부호화부(210), 변조 심볼 대응부(220), 순환전치 삽입부(270) 및 안테나(280)를 더 포함할 수 있다.
채널 부호화부(210)는, 송신하고자 하는 정보 비트열에 대한 오류 정정 부호화와 인터리빙(interleaving)을 수행한다.
변조 심볼 대응부(220)는, 채널 부호화부(210)의 출력에 대해 예를 들어, BPSK, QPSK, QAM 등과 같은 변조 심볼을 대응시킨다.
부그룹 생성부(230)는, 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나눈다. 즉, 변조 심볼 대응부(220)의 출력을 이용하여 주파수 영역에서의 데이터 심볼들
Figure pat00051
을 복수 개(예를 들어, P개)의 부그룹들
Figure pat00052
로 나눈다.
부그룹 생성부(230)는 이에 앞서 데이터 심볼들에 대한 직/병렬 변환 또한 수행할 수 있다.
또한, 부그룹 생성부(230)는 도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 인접한 주파수 영역 데이터 심볼들, 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 중 등간격으로 떨어져 있는 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 또는 랜덤한 위치의 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 중 적어도 하나를 이용하여 복수 개의 부그룹들로 나눌 수 있다. 복수 개의 부그룹을 나누는 방법에 대하여는 도 3 및 도 4를 참조해 설명한다.
IFFT 수행부(240)는, 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 수행한다.
즉, IFFT 수행부(240)는, 복수 개의 부그룹들
Figure pat00053
을 고속 푸리에 역변환(IFFT)하여 시간 영역에서의 부분 신호
Figure pat00054
로 변환할 수 있다.
여기서, 시간 영역에서의 각 부분 신호들
Figure pat00055
은 고속 푸리에 역변환(IFFT)과정의 선형성으로 인해
Figure pat00056
을 만족한다.
OFDM 신호 후보 생성부(250)는 부분 신호들 각각이 서로 다른 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성한다. 이 때, OFDM 신호 후보 생성부(250)는 후술하는 [수학식 1-1], [수학식 1-2] 또는 [수학식 3]을 만족하는 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들
Figure pat00057
을 생성할 수 있다.
[수학식 1-1]
Figure pat00058
여기서,S j (m)은 m번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나 신호를 나타내고,
Figure pat00059
는 지시자 벡터로서, m째 OFDM 신호 후보의 j째 안테나에 p째 부그룹이 할당되면 1인 지시자를, 할당되지 않으면 0인 지시자를 나타낸다. 또한,
Figure pat00060
는 p번째 부그룹의 부분 신호를 나타내고,
Figure pat00061
인 특성을 지닐 수 있다.
또한, 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들은 복수 개의 송신 안테나들에 비슷한 수의 부그룹이 할당되도록 아래의 [수학식 1-2]을 만족할 수 있다.
[수학식 1-2]
Figure pat00062
여기서, P는 부그룹의 수이고, n t 는 안테나의 수를 나타낸다.
예를 들어, OFDM 신호 후보 생성부(250)는
Figure pat00063
=2이고 P=4인 경우에 M=3인 서로 다른 OFDM 신호 후보들을 만들 수 있으며, m 번째 후보의 j 번째 안테나에 대한 지시자 벡터
Figure pat00064
와 그에 따른 신호 후보들은 아래의 [수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00065
실시예에 따라서 OFDM 신호 후보 생성부(250)는 부분 신호들의 조합에 대하여 위상을 변환하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보를 생성할 수도 있다.
즉, OFDM 신호 후보 생성부(250)는 각 신호 후보들의 PAPR값이 좀 더 독립적으로 나타나도록 부분 신호들의 조합에 대하여 위상을 변환하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보를 생성할 수 있다. 이를 위해 상술한 [수학식 1-1]의 다중 안테나 신호 후보들 사이의 상관을 줄여서 아래의 [수학식 3]과 같이 부분 신호들의 조합에 대하여 위상을 변환할 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00066
여기서,
Figure pat00067
는 m번째 OFDM 신호 후보를 생성할 때 p 번째 부분 신호에 가해지는 위상 변환값을 나타낸다
이와 같은 위상 변환에 의해 OFDM 신호 후보의 수를 늘리지 않고도 PAPR 값 간의 상관도가 적게 나타나도록 할 수 있다.
또한, OFDM 신호 후보 생성부(250)는 부분 신호들 간의 상관성 및 중첩 비율이 낮도록 부분 신호들을 조합하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성할 수 있다.
예를 들어, n t =2이고 P=4일 때 상술한 [수학식 3]에 의한 OFDM 신호 후보의 한 실시예는 [수학식 1-1]의 경우와 동일하게 M = 3개의 신호 후보만이 만들어지며, m 번째 후보의 j 번째 안테나에 대한 지시자 벡터
Figure pat00068
와 m 번째 후보의 부분 신호별 위상 변환 벡터
Figure pat00069
에 따른 OFDM 신호 후보의 예는 다음의 [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 4]
Figure pat00070
또한, OFDM 신호 후보 생성부(250)는 아래의 [수학식 5]와 같이 다수개의 OFDM 신호 후보들의 지시자 사이의 해밍 거리가 최대가 되는 지시자를 선택하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성할 수 있다.
예를 들어, M 개의 OFDM 신호 후보들을 생성할 때, PAPR 성능이 좋도록 하기 위해서는 OFDM 신호 후보들 사이의 상관성을 줄여야 한다. 또한, 다중 안테나 OFDM 수신기에서 OFDM 신호 후보에 대한 부가 정보가 없이도 OFDM 신호 후보를 검출할 수 있는 확률을 높이기 위해서는 복수 개의 송신 안테나 별로 OFDM 신호 후보들 사이에 공통되는 부분 신호의 수가 적어야 한다.
따라서, 이를 위해 다음의 [수학식 5]와 같이 각 안테나 별로 OFDM 신호 후보들의 지시자 사이의 해밍 거리가 최대가 되도록 지시자를 선택할 수 있다.
[수학식 5]
Figure pat00071
여기서,
Figure pat00072
은 m 번째 후보의 j 번째 안테나에 대한 지시자 벡터를 나타내고,
Figure pat00073
는 배타합 (exclusive OR)을,
Figure pat00074
는 해밍 무게 (Hamming weight)를 나타낸다.
예를 들어, n t =2,P=8,M=7일 때 위의 [수학식 5]와 같은 조건을 만족하도록 다음과 같이 지시자를 선택할 수 있다.
Figure pat00075
이 경우 서로 다른 임의의 두 OFDM 신호 후보에 대한 안테나 별 지시자의 해밍 거리가 항상
Figure pat00076
이므로, 서로 다른 OFDM 신호 후보에 대해 안테나 별로 서로 다른 부그룹이 2개씩 있음을 알 수 있다.
선택부(260)는 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택한다.
또한, 선택부(260)는 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 각각의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 기초로 복수 개의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
선택부(260)는 적어도 둘의 신호 후보에 대한 안테나 별 PAPR을 계산하고, 각 OFDM 신호 후보들의 PAPR(즉, 안테나 PAPR의 최대값)을 얻은 뒤 각 후보의 PAPR을 최소로 하는 OFDM 신호 후보
Figure pat00077
를 선택할 수 있다.
예를 들어, M개의 OFDM 신호 후보에 대해 다중 안테나 OFDM 송신기는 PAPR이 가장 작은 후보 인덱스
Figure pat00078
를 선택하여 해당 신호를 전송하게 된다.
선택부(260)에서 선택된 OFDM 신호 후보들은 순환 전치 삽입부(270)에서 순환 전치(cyclic prefix) 삽입 후, 아날로그 신호
Figure pat00079
로 변환되어 각 안테나(280) 별로 전송된다.
순환 전치 삽입부(270)는 복수 개의 송신 안테나들 별로 선택된 OFDM 신호에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입한다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 부그룹 생성 방법을 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, 3A는 클러스터 기반으로 주파수 영역에서의 데이터 심볼들에 인접한 데이터 심볼들(부반송파 심볼들)을, 3B는 콤(Comb) 기반으로 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 중 등간격으로 떨어져 있는 데이터 심볼들(부반송파 심볼들)을, 3C는 랜덤 기반으로 랜덤한 위치의 주파수 영역에서의 데이터 심볼들(부반송파 심볼들)을 이용하여 복수 개의 부그룹을 구성한 것을 나타낸다.
도 4는 nt=2,P=4일 때 클러스트 기반의 부그룹을 이용한 M=3인 다중 안테나 OFDM 신호 후보를 생성하는 예를 나타낸 도면이다.
도 4를 참조하면, 도 3A의 클러스터 기반의 부그룹 형성 방법과 상술한 [수학식 2]의 지시자를 적용할 때에 세 OFDM 신호 후보들의 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 안테나에 대응시킨 결과를 볼 수 있다.
이러한 대응 방식은 안테나의 수가
Figure pat00080
이고 부그룹의 수가 P일 때 총
Figure pat00081
개의 서로 다른 OFDM 신호 후보를 만들 수 있다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기를 나타낸 도면이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기(500)는 시공간 부호화부(530), 부그룹 생성부(540), IFFT 수행부(550), OFDM 신호 후보 생성부(560) 및 선택부(570)를 포함한다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신기(500)는 채널 부호화부(510), 변조 심볼 대응부(520), 순환 전치 삽입부(580) 및 안테나(590)를 더 포함할 수 있다.
정보 비트열은 채널 부호화부(510)와 변조 심볼 대응부(520)를 거쳐 변조 심볼
Figure pat00082
로 변환된다.
시공간 부호화부(530)는 변조 심볼
Figure pat00083
로 주파수 영역에서의 심볼
Figure pat00084
을 구성하고, 이를 적어도 두 개의 STBC(Space Time Block Code) 심볼열들, 예를 들어,
Figure pat00085
와
Figure pat00086
로 부호화 할 수 있다. 또한, 시공간 부호화부(530)는 이에 앞서 직/병렬 변환을 수행할 수 있다.
부그룹 생성부(540)는 적어도 두 개의 STBC 심볼열들을 각각 상기 도 2 내지 도 4를 통해 설명한 부그룹 생성 방법에 의해 복수 개의 부그룹들로 나눈다. 예를 들어, 두 개의 STBC 심볼열
Figure pat00087
와
Figure pat00088
은 부그룹
Figure pat00089
와
Figure pat00090
으로 나누어 질 수 있다.
IFFT 수행부(550)는 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행한다.
즉, IFFT 수행부(550)는 부그룹
Figure pat00091
와
Figure pat00092
에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환(IFFT)을 수행하여 이들 부그룹들 각각에 대응하는 시각 영역에서의 부분 신호
Figure pat00093
와
Figure pat00094
들을 생성할 수 있다.
OFDM 신호 후보 생성부(560)는 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성한다. 이 때 m 번째 OFDM 신호 후보의 j번째 안테나 신호는 상술한 [수학식 3]를 확장하여 아래의 [수학식 6]과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00095
여기서,
Figure pat00096
는 송신 심볼 에너지를 같게 하기 위한 상수이다.
선택부(570)는 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택한다.
예를 들어, 선택부(570)는 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 가운데 PAPR을 최소로 하는 OFDM 신호 후보
Figure pat00097
를 선택할 수 있다.
순환 전치 삽입부(580)는 안테나(590) 별로 선택부(570)에서 선택된 OFDM 신호 후보에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입한다.
그러면 다중 안테나 OFDM 송신기는 그 출력을 아날로그/RF 신호
Figure pat00098
로 변환하여 각 안테나 별(590)로 전송할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 6을 참조하면, 채널 추정과 OFDM 신호 후보에 대한 검출 기능이 독립적인 수신 전력 비교 방법과 잡음 전력 추정 방법을 이용하는 다중 안테나 OFDM 수신기를 볼 수 있다.
다중 안테나 OFDM 수신기는 적어도 하나의 안테나(610)로 수신된 신호를 기저 대역 이산 신호로 변환한 뒤, 순환 전치 제거부(620)를 통해 상기 기저 대역 이산 신호로부터 순환 전치(cyclic prefix)를 제거한다. 순환 전치가 제거된 기저 대역 이산 신호는 FFT부(630)를 거쳐 [수학식 7]과 같은 주파수 영역의 수신 심볼로 변환될 수 있다. 즉, k째 부반송파 수신 심볼은 아래의 [수학식 7]과 같이 변환될 수 있다.
[수학식 7]
Figure pat00099
여기서,
Figure pat00100
는 송신 변조 심볼 에너지, p(k)는 k째 부반송파 데이터 변조 심볼이 속한 부그룹 인덱스를 나타낸다.
또한, X k 는 k째 부반송파 변조 심볼이고,
Figure pat00101
는 송신된 후보 신호
Figure pat00102
이 p번째 부그룹
Figure pat00103
를 전송되는 송신 안테나 인덱스이다.
Figure pat00104
는
Figure pat00105
번째 후보의 j 번째 안테나의 p째 부분 신호에 대한 지시자이고,
Figure pat00106
는 덧셈 백색 정규 잡음을 나타낸다.
채널 추정부(640)는 복수의 송신 안테나들을 갖는 송신기 및 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 수신기 사이의 안테나 별 채널 주파수 응답(
Figure pat00107
)을 추정한다.
또한, 채널 추정부(640)는 상기 안테나 별 채널 주파수 응답(
Figure pat00108
)을 기초로 송신기로부터 전송된 OFDM 신호의 후보들인 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 계산할 수 있다.
다중 안테나 OFDM 수신기가 [수학식 7]의 주파수 영역의 수신 심볼로부터 송신된 데이터 심볼(
Figure pat00109
)을 복조하기 위해서는
Figure pat00110
를 알아야 한다.
여기서,
Figure pat00111
에 대한 정보는 안테나 별 채널 주파수 응답(
Figure pat00112
)과 전송된 신호 후보의 인덱스(
Figure pat00113
)로부터 얻을 수 있다.
신호 후보 검출부(650)는 수신 전력을 비교하는 방법 또는 잡음 전력을 추정하는 방법에 의해 OFDM 신호 후보의 인덱스(
Figure pat00114
)를 얻은 뒤, 그 결과로부터
Figure pat00115
를 생성한다.
또한, 신호 후보 검출부(650)는 상기 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 이용하여 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택(검출)할 수 있다.
SLM 기반 기술에서는 송신기가 선택한 신호 후보의 인덱스(
Figure pat00116
)에 대한 정보를 부가 정보(side information)로서 수신기에 보내는 방법을 사용한다. 이 경우 매 OFDM 심볼마다 부가 정보를 보내야 하므로 오버헤드를 증가시키고 송, 수신기의 전송 효율을 낮추게 된다.
따라서, 본 발명의 일실시예에 따른 신호 후보 검출부(650)는 비교적 간단한 방법으로 신호 후보의 인덱스(
Figure pat00117
)를 검출함으로써 부가 정보가 없이도 송신된 OFDM 신호를 복조할 수 있도록 하는 방법을 이용한다.
다중 안테나 OFDM 신호 수신기는 먼저 프리앰블 심볼(preamble symbol) 등을 이용하여 안테나 별 채널 주파수 응답(
Figure pat00118
)을 독립적으로 추정할 수 있다.
이 경우 OFDM 신호 후보의 인덱스(
Figure pat00119
)에 대한 추정값(
Figure pat00120
)을 얻는 방법으로는, 예를 들어, 수신 전력을 비교하는 방법과 잡음 전력을 추정 방법을 적용할 수 있다.
즉, 수신 전력을 비교하는 방법은 신호 후보 검출부(650)가 [수학식 8]과 같이 OFDM 신호 후보마다의 예상 채널에 대한 수신 전력값을 계산하고, 각 부반송파별로 실제 수신 신호의 전력과 OFDM 신호 후보들 각각의 수신 전력 사이의 오차의 제곱이 최소가 되는 OFDM 신호 후보를 선택하는 것이다.
[수학식 8]
Figure pat00121
여기서, Y k 는 k째 부반송파 수신 심볼이며,
Figure pat00122
는 m째 신호 후보가 전송된 경우 k째 부반송파에서의 등가 복소 채널 진폭이다.
또한, 잡음 전력을 추정하는 방법은 [수학식 9]과 같이 각 부그룹 별로 송신 안테나로 전송할 때의 송신 신호에 대한 인덱스를 추정할 수 있다. 즉, 신호 후보 검출부(650)가 실제의 수신 신호와 OFDM 신호들 각각에 대한 예상되는 수신 신호 사이의 거리가 최소가 되도록 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
[수학식 9]
Figure pat00123
여기서,
Figure pat00124
는 송신 변조 심볼의 성상도를 나타낸다.
실시예에 따라서 다중 안테나 OFDM 수신기가 이에 대응되는 다중 안테나 OFDM 송신기로부터 부가 정보를 받지 않고 송신된 데이터 심볼(
Figure pat00125
)들을 복조할 수 있다.
이 경우, 다중 안테나 OFDM 수신기는 부그룹에 귀속된 파일럿 심볼을 이용하여 부그룹마다 독립적으로 채널 추정을 수행할 수 있다. 여기서 다중 안테나 OFDM 송신기는 부그룹의 심볼들(
Figure pat00126
) 가운데 일부를 파일럿 심볼로 할당하여 송신할 수 있다. 그러면 다중 안테나 OFDM 수신기는 수신된 심볼들을 다음의 [수학식 10]과 같이 부그룹 별로 분리할 수 있다.
[수학식 10]
Figure pat00127
여기서,
Figure pat00128
이다.
즉, 부그룹 별로 채널 주파수 응답이 다르게 되므로 부그룹에 전송된 파일럿 심볼을 이용하여
Figure pat00129
를 부그룹 별로 각각 추정한 뒤, 그 추정값을 이용하여 송신된 데이터 심볼들을 복조할 수 있다.
복조부(660)는 후보 신호 검출부(650)에서 선택된 어느 하나를 기초로 송신기에 의해 송신된 데이터 심볼(
Figure pat00130
)들을 코히이런트(coherent)하게 복조할 수 있다.
채널 복호부(670)는 복조부(660)에서의 복조 결과에 대하여 디인터리빙(de-interleaving)과 채널 복호를 수행하여 정보 비트열을 복원할 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신기를 나타내 블록도이다.
도 7을 참조하면, 다른 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신기는 도 6과 같은 OFDM 신호 후보의 검출 과정 없이 부그룹 별 채널 추정으로 데이터 심볼을 검출한다.
다중 안테나 OFDM 수신기는 안테나(710)로 수신된 신호를 기저 대역 이산 신호로 변환한 뒤 순환 전치 제거부(720)에 의해 이산 신호로부터 순환 전치(cyclic prefix)를 제거한다.
순환 전치가 제거된 이산 신호는 FFT부(730)를 거쳐 [수학식 7]과 같은 주파수 영역의 수신 데이터 심볼로 변환된다. 부그룹별 채널 추정부(740)는
Figure pat00131
를 추정하고, 상기 추정값에 의해 복조부(750)가 송신 데이터 심볼을 복조한다.
복조 결과는 채널 복호부(760)로 전달되어 디인터리빙과 채널 복호로 정보 비트열을 복원될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 송신 안테나 수(
Figure pat00132
)가 3 이상인 다중 안테나 OFDM 송, 수신기에서 STBC와 안테나 스위칭 다양성 기법(S. M. Alamouti, "A simple transmit diversity technique for wireless communications," IEEE J. Select. Area Commun., vol. 16, no. 1, pp. 1522, Feb. 1998)을 결합한 기법을 고려할 수 있다.
이 기법은 PAPR 감소 기법을 적용하지 않을 경우에 두 STBC 출력
Figure pat00133
와
Figure pat00134
를 서로 다른 안테나로 전송하는 것이다. 예로 송신 안테나 수가 4일 때 송신 안테나별 IFFT 입력 심볼열은
Figure pat00135
Figure pat00136
Figure pat00137
,
Figure pat00138
와 같이 대응될 수 있다.
상술한 도 5와 같이 STBC를 이용하는 다중 안테나 OFDM 송신기에 대응되는 다중 안테나 OFDM 수신기에서의 복조 방법은 다음과 같다.
예를 들어, 송신 안테나의 수(
Figure pat00139
)가 3 이상인 다중 안테나 OFDM 수신기에 STBC와 안테나 스위칭 다양성 기법 및 PAPR 감소 기술을 적용할 경우에, 다중 안테나 OFDM 수신기에서 수신하는 주파수 영역의 데이터 심볼은 [수학식 11]과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 11]
Figure pat00140
여기서,
Figure pat00141
는 선택된 OFDM 신호 후보
Figure pat00142
에서
Figure pat00143
째 STBC 심볼의 p째 부그룹
Figure pat00144
이 송신되는 안테나 인덱스를 나타낸다.
상기 수신된 주파수 영역의 데이터 심볼을 복조하기 위한 방법으로는 STBC가 없을 때의 기술 방식과 유사하게 안테나 별 채널 주파수 응답(
Figure pat00145
)과 OFDM 신호 후보의 인덱스(
Figure pat00146
)를 독립적으로 추정하는 방법 및 부그룹 별로 채널을 추정하여 암묵적으로 OFDM 신호 후보를 추정하는 방법을 고려할 수 있다.
여기서, 안테나 별 채널 주파수 응답(
Figure pat00147
)에 대해 독립적으로 추정이 가능할 경우, OFDM 신호 후보의 인덱스(
Figure pat00148
)를 추정하는 방법으로는 2가지가 가능하다.
하나는 [수학식 12]과 같이 각 부반송파별로 실제 수신 신호의 전력과 OFDM 신호 후보들 각각의 수신 전력 사이의 오차의 제곱이 최소가 되도록 선택하는 방법과, 다른 하나는 [수학식 13]과 같이 시공간 부호 심볼을 등화(equalizing)한 뒤 모든 신호 후보에 대해 최소 거리를 갖는 후보(
Figure pat00149
)를 선택하여 잡음 전력을 추정하는 방법이다.
[수학식 12]
Figure pat00150
여기서, N은 부반송파 수이고,
Figure pat00151
는 m 번째 신호 후보로 전송될 때에 해당하는 k번째 부반송하에서의 복소 채널 진폭이다.
[수학식 13]
Figure pat00152
여기서,
Figure pat00153
,
for
Figure pat00154
부그룹 별 채널 추정의 경우에는 다중 안테나 OFDM 송신기는 부그룹마다 STBC 부호 심볼별로 직교하는 파일럿 심볼을 포함하여 전송할 수 있고, 이에 대응되는 수신기는 수신된 심볼을 다음과 같이 부그룹 별로 분리한다.
Figure pat00155
여기서,
Figure pat00156
이고
Figure pat00157
는
Figure pat00158
의 k째 원소이다.
그 다음 각 STBC 부호 심볼별로 파일럿으로
Figure pat00159
을 독립적으로 추정하여 STBC 부호 심볼의 복조 방법으로 송신 데이터 심볼을 얻을 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 송신 방법은 부그룹들로 나누는 단계(810), 고속 푸리에 역변환을 수행하는 단계(820), OFDM 신호 후보들을 생성하는 단계(830), 선택하는 단계(840) 및 순환 전치를 삽입, 송신하는 단계(850)를 포함한다.
단계 810은 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나눈다.
단계 820은 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행한다.
단계 830은 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성한다.
단계 830은 부분 신호들 간의 상관성 및 중첩 비율이 낮도록 상기 부분 신호들을 조합하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성할 수 있다. 여기서, 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 상술한 [수학식 1-1] 및 [수학식 1-2]를 만족할 수 있다.
단계 840은 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택한다. 단계 840은 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 각각의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 기초로 상기 복수 개의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
단계 850은 선택된 OFDM 신호 후보에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입하여 송신 안테나로 송신한다.
또한, 실시예에 따라서는 STBC 심볼을 이용하여 다중 안테나 OFDM 신호를 송신할 수 있다. 이 경우, 주파수 영역에서의 심볼을 적어도 두 개의 STBC(Space Time Block Code) 심볼들로 부호화 하고, 적어도 두 개의 STBC 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나눈다.
그 후, 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행한다.
부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하고, 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택한다.
마지막으로 선택된 OFDM 신호 후보에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입하여 송신 안테나로 송신한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신 방법을 나타내 흐름도이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신 방법은 채널 주파수 응답을 추정하는 단계(910), 주파수 응답을 계산하는 단계(920), OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계(930) 및 데이터 심볼을 복조하는 단계(940)를 포함한다.
단계 910은 복수의 송신 안테나들을 갖는 송신기 및 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 수신기 사이의 채널 주파수 응답을 추정한다.
단계 920은 채널 주파수 응답을 기초로 상기 송신기로부터 전송된 OFDM 신호의 후보들인 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 계산한다.
단계 930은 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 이용하여 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택한다. 단계 930에서 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택함에 있어서 수신 전력의 차이 또는 잡음 전력을 비교하는 방법을 이용할 수 있다.
수신 전력의 차이를 이용할 경우, 단계 930은 실제의 수신 전력과 상기 OFDM 신호 후보들 각각의 수신 전력 사이의 차가 최소가 되도록 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
또한, 잡음 전력을 이용하여 어느 하나를 선택하는 경우, 단계 930은 실제의 수신 신호와 상기 OFDM 신호 후보들 각각에 대한 예상되는 수신 신호 사이의 거리가 최소가 되도록 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
단계 940은 선택된 어느 하나를 기초로 상기 송신기에 의해 송신된 데이터 심볼들을 복조한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 신호 후보의 수에 따른 PAPR의 CCDF 성능을 나타낸 그래프이다.
도 10을 참조하면, 안테나 스위칭 다양성을 적용한 다중안테나 OFDM 시스템에서 N=128,
Figure pat00160
=2, P=8이고, QPSK를 적용할 때 [수학식 3]에 의한 다중안테나 OFDM 신호 후보를 M=2,4,8,16개 생성할 때 PAPR이 문턱값보다 큰 확률을 나타내는 PAPR의 CCDF (complementary cumultative distribution function)를 보인 것이다.
여기서, `Original (Tx=2)'는 PAPR 감소 기법을 적용하지 않은 다중 안테나 OFDM 신호이고, `Prop'는 본 발명의 일실시예에 따른 PAPR 감소 기법을 적용한 때의 OFDM 신호이며, 'SSLM'은 Robert F.H. Fischer and M. Hoch, "Peak-to-average power ratio reduction in MIMO OFDM" ICC 2007, pp. 762-767, Jun.2007 에서 제시한 SLM 기반의 PAPR 감소 기법에 의한 경우의 OFDM 신호이다.
도 10을 통해 볼 수 있듯이 같은 M=16일 때 본 발명의 일실시예에 따른 방식이 SSLM 방식보다 더 좋은 성능을 나타냄을 볼 수 있다. 특히, SSLM은 두 안테나에서 고속 푸리에 역변환(IFFT)를 M번 수행하는 반면 본 발명의 일실시예에 따른 방식은 부그룹 수만큼 고속 푸리에 역변환을 수행한다. 따라서, M=16일 때 SSLM 방식은 고속 푸리에 역변환을 32번, 본 발명의 일실시예에 따른 방식은 고속 푸리에 역변환을 8번 수행하게 되고, 적은 복잡도로 SSLM과 비슷한 PAPR 성능을 제공함을 볼 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 부그룹 안테나 매핑 방법에 따른 PAPR의 CCDF 성능을 나타낸 그래프이다.
도 11을 참조하면, 안테나 스위칭 다양성을 적용한 다중 안테나 OFDM 송, 수신기에서 N=128,
Figure pat00161
=2, P=8이고, QPSK 변조를 적용하여 [수학식 3]에 의한 다중 안테나 OFDM 신호 후보를 생성한다고 가정하자.
이 때, [수학식 5]를 고려하여 M개의 OFDM 신호 후보를 선택한 경우('Dist')와[수학식 5]를 고려하지 않고 임의로 M개의 OFDM 신호 후보를 선택한 경우('Rand')의 성능에 있어서, 같은 후보 수에 대해 부분 신호에 대한 안테나에 대응하는 지시자의 거리가 최대가 되도록 선택한 경우의 PAPR 성능이 더 좋아짐을 볼 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 OFDM 수신기에서 신호 후보 검출을 적용할 때의 평균 신호대잡음비 (
Figure pat00162
)에 따른 비트 오류율을 나타낸 그래프이다.
도 12를 참조하면, 안테나 스위칭 다양성을 적용한 다중 안테나 OFDM 송, 수신기에서 N=128,
Figure pat00163
=2, P=8이고, IEEE 802.11 무선랜이 사용하는 길쌈 부호화 방식과 QPSK 변조를 적용한다고 가정하자.
수신기에서 신호 후보의 인덱스에 대한 부가 정보 없이 [수학식 8]로
Figure pat00164
를 추정할 경우의 비트 오류율 성능을 보인 것이다. 이때, 길쌈 부호의 길이는 7이며, 부호화율은 1/2이다.
도 12를 통해 볼 수 있듯이
Figure pat00165
을 정확히 알 때('Perfect Est.'와
Figure pat00166
을 추정할 때의 비트 오류율 성능은 해당 신호 대 잡음비 영역에서 후보의 수에 따라 약간의 차이를 보일 뿐, 그다지 크지 않음을 볼 수 있다. 따라서, 본 발명의 일실시예에 따라 신호 후보에 대한 부가 정보 없이도 송신 데이터 심볼을 복조할 수 있음을 알 수 있다.
이하 생략된 내용이라 하더라도 도 2 내지 도 7을 통해 기술한 다중 안테나 OFDM 송, 수신기에 관련된 내용은 도 8내지 도 9을 통한 다중 안테나 OFDM 송, 수신 방법에서도 적용될 수 있다.
상술한 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통해 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가지 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
210 : 채널 부호화부
220 : 변조 심볼 대응부
230 : 부그룹 생성부
240 : IFFT 수행부
250 : OFDM 신호 후보 생성부
260 : 선택부
270 : 순환 전치 삽입부
280 : 안테나

Claims (17)

  1. 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 부그룹 생성부;
    상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 IFFT 수행부;
    상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 OFDM 신호 후보 생성부; 및
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 선택부
    를 포함하는 다중 안테나 OFDM 송신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 부그룹 생성부는
    상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들에 인접한 주파수 영역 데이터 심볼들, 상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 중 등간격으로 떨어져 있는 상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 또는 랜덤한 위치의 상기 주파수 영역에서의 데이터 심볼들 중 적어도 하나를 이용하여 상기 복수 개의 부그룹들로 나누는 다중 안테나 OFDM 신호 송신기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM 신호 후보 생성부는
    상기 부분 신호들 간의 상관성 및 중첩 비율이 낮도록 상기 부분 신호들을 조합하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들은 아래의 수학식을 만족하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신기.
    [수학식]
    Figure pat00167

    (여기서,S j (m)은 m번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나 신호를 나타내며,
    Figure pat00168
    는 지시자 벡터로서, m째 OFDM 신호 후보의 j째 안테나에 p째 부그룹이 할당되면 1인 지시자를, 할당되지 않으면 0인 지시자를 나타냄. 또한,
    Figure pat00169
    는 p번째 부그룹의 부분 신호를 나타냄.)
  5. 제4항에 있어서,
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들은 복수 개의 송신 안테나들에 비슷한 수의 상기 부그룹이 할당되도록 아래의 수학식을 만족하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신기.
    [수학식]
    Figure pat00170

    (여기서, P는 부그룹의 수이고, n t 는 안테나의 수를 나타냄.
    Figure pat00171
    는 m 번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나에 p 번째 부그룹의 할당 여부를 가리키는 지시자로 p 번째 부그룹이 할당되면 1을 갖고, 할당되지 않으면 0을 가짐)
  6. 제4항에 있어서
    상기 OFDM 신호 후보 생성부는
    아래의 수학식과 같이 다수개의 OFDM 신호 후보들의 지시자 사이의 해밍 거리가 최대가 되는 지시자를 선택하여 상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신기.
    [수학식]
    Figure pat00172


    (여기서,
    Figure pat00173
    은 m 번째 후보의 j 번째 안테나에 대한 부그룹별 안테나 매핑을 가리키는 지시자 벡터를 나타내고,
    Figure pat00174
    는 배타합 (exclusive OR)을,
    Figure pat00175
    는 해밍 무게 (Hamming weight)를 나타냄.)
  7. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM 신호 후보 생성부는
    상기 부분 신호들의 조합에 대하여 위상을 변환하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보를 생성하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 선택부는
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 각각의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 기초로 상기 복수 개의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신기.
  9. 주파수 영역에서의 심볼열을 적어도 두 개의 STBC(Space Time Block Code) 심볼열들로 부호화 하는 시공간 부호화부;
    상기 적어도 두 개의 STBC 심볼열들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 부그룹 생성부;
    상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 IFFT 수행부;
    상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 OFDM 신호 후보 생성부; 및
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 선택부
    를 포함하는 다중 안테나 OFDM 송신기.
  10. 주파수 영역에서의 데이터 심볼들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 단계;
    상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 단계;
    상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 단계;
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 OFDM 신호 후보에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입하여 송신 안테나로 송신하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 OFDM 송신 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 단계는
    상기 부분 신호들 간의 상관성 및 중첩 비율이 낮도록 상기 부분 신호들을 조합하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들은 아래의 수학식을 만족하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신 방법.
    [수학식]
    Figure pat00176

    (여기서,
    Figure pat00177
    은 m번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나 신호를 나타내며,
    Figure pat00178
    는 m 번째 OFDM 신호 후보의 j 번째 안테나에 p 번째 부그룹의 할당 여부를 가리키는 지시자로 p 번째 부그룹이 할당되면 1을 갖고, 할당되지 않으면 0을 갖으며,
    Figure pat00179
    는 p번째 부그룹의 부분 신호를 나타냄)
  13. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계는
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 각각의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 기초로 상기 복수 개의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 다중 안테나 OFDM 신호 송신 방법.
  14. 주파수 영역에서의 심볼열을 적어도 두 개의 STBC(Space Time Block Code) 심볼열들로 부호화 하는 단계;
    상기 적어도 두 개의 STBC 심볼열들을 복수 개의 부그룹들로 나누는 단계;
    상기 복수 개의 부그룹들 각각에 대응하는 시간 영역에서의 부분 신호들을 생성하기 위하여 상기 복수 개의 부그룹들에 대해 개별적으로 고속 푸리에 역변환을 수행하는 단계;
    상기 부분 신호들 각각이 복수 개의 송신 안테나들 중 어느 하나로 전송될 수 있도록 상기 부분 신호들의 조합을 이용하여 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들을 생성하는 단계;
    상기 적어도 둘의 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 OFDM 신호 후보에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입하여 송신 안테나로 송신하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 OFDM 송신 방법.
  15. 복수의 송신 안테나들을 갖는 송신기 및 적어도 하나의 수신 안테나를 갖는 수신기 사이의 채널 주파수 응답을 추정하는 단계;
    상기 채널 주파수 응답을 기초로 상기 송신기로부터 전송된 OFDM 신호의 후보들인 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 계산하는 단계; 및
    상기 OFDM 신호 후보들 각각에 대응하는 주파수 응답을 이용하여 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 어느 하나를 기초로 상기 송신기에 의해 송신된 데이터 심볼들을 복조하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 OFDM 신호 수신 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계는
    실제 부반송파별 수신 전력과 상기 OFDM 신호 후보들 각각의 부반송파별 수신 전력 사이의 차가 최소가 되도록 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계인 다중 안테나 OFDM 신호 수신 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 단계는
    실제의 수신 신호와 상기 OFDM 신호 후보들 각각에 대한 예상되는 수신 신호 사이의 거리가 최소가 되도록 상기 OFDM 신호 후보들 중 어느 하나를 선택하는 최대 우도 기법을 적용하는 단계인 다중 안테나 OFDM 신호 수신 방법.
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