KR20090074591A - 사이클릭 프리픽스가 없는 신호를 처리하는 중계기 기반의통신 시스템 및 그 방법 - Google Patents

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KR20090074591A
KR20090074591A KR1020080000428A KR20080000428A KR20090074591A KR 20090074591 A KR20090074591 A KR 20090074591A KR 1020080000428 A KR1020080000428 A KR 1020080000428A KR 20080000428 A KR20080000428 A KR 20080000428A KR 20090074591 A KR20090074591 A KR 20090074591A
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Abstract

사이클릭 프리픽스가 없는 신호를 처리하는 중계기 기반의 통신 시스템 및 그 방법이 개시된다. 사이클릭 프리픽스가 없는 신호를 처리하는 중계기 기반의 통신 시스템은 중계 신호 생성 장치 및 신호 수신 장치를 포함한다. 중계 신호 생성 장치는 소스 노드로부터 중계 노드로 전송된 소스 신호를 수신하여 수신 신호를 검출하는 신호 수신부, 상기 수신 신호로부터 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 추출하고, 상기 제1 시간 구간과 구별되는 제2 시간 구간에서 상기 수신 신호와 상기 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성하는 신호 변환부, 상기 변환된 신호를 기초로 공간 주파수 블록 부호화(Space Frequency Block Code, SFBC) 기법(scheme)에 따라 상기 소스 신호와 협력하는(cooperating) 중계 신호를 생성하는 중계 신호 생성부 및 목적 노드로 상기 생성된 중계 신호를 전송하는 신호 전송부를 포함한다.
Figure P1020080000428
공간 주파수 블록 부호화, 사이클릭 프리픽스, SFBC, 중계 노드, 중계 신호, 협력 다이버시티

Description

사이클릭 프리픽스가 없는 신호를 처리하는 중계기 기반의 통신 시스템 및 그 방법{COMMUNICATION SYSTEM BASED ON RELAY FOR PROCESSING SIGNAL WITHOUT CYCLIC PREFIX AND METHOD OF ENABLING THE COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 소스 노드로부터 전송된 소스 신호와 협력하는 중계 신호를 생성하고, 목적 노드가 소스 신호 및 중계 신호를 수신하는 기술과 관련된 것이다. 특히, 본 발명은 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 소스 신호 및 중계 신호를 이용하여 주파수 효율을 향상시키는 기술과 관련된 것이다.
최근 사용자 및 서비스 사업자들은 언제, 어디서나 저렴한 가격으로 고속, 고품질의 통신 서비스를 요구하고 있다. 고속의 데이터 전송률을 달성하기 위해 사용되는 기술들에는 대표적으로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기법이 있다.
OFDM 기법은 주파수 선택적 페이딩의 영향을 거의 받지 않고 신호를 전송할 수 있는 장점이 있다. 다만, OFDM 기법에도 여러 가지 한계가 존재하는데, 이러한 한계를 극복하기 위하여 제안되는 기술 중 크게 주목을 받고 있는 것이 다중 안테나(Multi Antenna)를 이용한 통신 기술이다.
무선으로 신호를 수신하는 수신기는 부피, 면적 및 전력 측면에서 제한을 받게 되므로, 일반적으로 다중 안테나는 송신기에 설치된다. 송신기에 복수개의 안테나가 설치함으로써, 수신기의 복잡도가 감소될 수 있고, 다중 경로 페이딩으로 인한 성능 감소가 개선될 수 있다.
다만, 송신기가 사용자의 이동 단말기인 경우, 복수의 안테나들을 이동 단말기에 설치하는 것도 어렵다. 이동 단말기에 설치된 복수개의 안테나들을 통한 송신 다이버시티 효과를 얻기 위해서는 그 안테나들은 충분히 떨어져 있어야 하기 때문에, 이동 단말기에 설치된 복수의 안테나들은 이동 단말기의 크기가 커질 수 있기 때문이다.
따라서, 사용자의 이동 단말기의 크기를 작게 유지하면서도 높은 송신 다이버시티 효과를 얻을 수 있는 중계기 기반의 공간 주파수 블록 부호화 통신 시스템에 관한 기술들이 제시되고 있다. 이 때, 중계기 기반의 공간 주파수 블록 부호화 통신 시스템은 대표적으로 소스 노드, 중계 노드 및 목적 노드를 포함한다. 이 때, 소스 노드로부터 전송된 소스 신호와 중계 노드로부터 전송된 중계 신호는 공간 주파수 블록 부호화된 신호로서, 목적 노드는 무선 채널을 통해 소스 신호 및 중계 신호를 수신함으로써 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
다만, 일반적으로, 소스 신호 및 중계 신호는 사이클릭 프리픽스를 포함한다. 사이클릭 프리픽스는 심볼들 사이 또는 채널들 사이의 간섭을 방지하기 위해 삽입된다. 다만, 사이클릭 프리픽스가 차지하는 시간 길이가 길어질수록 데이터가 차지하는 시간 길이가 감소하므로, 높은 데이터 전송률을 달성하는 데에 문제가 발 생한다.
따라서, 사이클릭 프리픽스를 사용하지 않고도 중계기 기반의 공간 주파수 블록 부호화 통신 시스템을 구현할 수 있는 기술이 필요하다.
본 발명의 일실시예에 따른 중계 신호 생성 장치는 소스 노드로부터 중계 노드로 전송된 소스 신호를 수신하여 수신 신호를 검출하는 신호 수신부, 상기 수신 신호로부터 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 추출하고, 상기 제1 시간 구간과 구별되는 제2 시간 구간에서 상기 수신 신호와 상기 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성하는 신호 변환부, 상기 변환된 신호를 기초로 공간 주파수 블록 부호화(Space Frequency Block Code, SFBC) 기법(scheme)에 따라 상기 소스 신호와 협력하는(cooperating) 중계 신호를 생성하는 중계 신호 생성부 및 목적 노드로 상기 생성된 중계 신호를 전송하는 신호 전송부를 포함한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 신호 수신 장치는 소스 노드로부터 목적 노드로 전송된 소스 신호 및 중계 노드로부터 상기 목적 노드로 전송된 중계 신호를 수신하여 수신 소스 신호 및 수신 중계 신호를 검출하는 신호 수신부 -상기 소스 신호 및 상기 중계 신호는 공간 주파수 블록 부호화 기법에 따라 부호화된 것임.-, 상기 수신 소스 신호로부터 추출된 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 상기 소스 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제1 채널의 제1 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태가 되도록 상기 수신 소스 신호를 변환하고, 상기 수신 중계 신호로부터 추출된 제2 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 상기 중계 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제2 채널의 제2 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 상기 수신 중계 신호를 변환하는 신호 변환부 및 상기 변환된 수신 소스 신호 및 상기 변환된 수신 중계 신호를 주 파수 영역에서의 신호들로 변환하는 푸리에 변환기를 포함한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 중계 노드의 중계 신호 생성 방법은 소스 노드로부터 중계 노드로 전송된 소스 신호를 수신하여 수신 신호를 검출하는 단계, 상기 수신 신호로부터 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 추출하고, 상기 제1 시간 구간과 구별되는 제2 시간 구간에서 상기 수신 신호와 상기 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성하는 단계, 상기 변환된 신호를 기초로 공간 주파수 블록 부호화(Space Frequency Block Code, SFBC) 기법(scheme)에 따라 상기 소스 신호와 협력하는(cooperating) 중계 신호를 생성하는 단계 및 목적 노드로 상기 생성된 중계 신호를 전송하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 목적 노드의 신호 수신 방법은 소스 노드로부터 목적 노드로 전송된 소스 신호 및 중계 노드로부터 상기 목적 노드로 전송된 중계 신호를 수신하여 수신 소스 신호 및 수신 중계 신호를 검출하는 단계 -상기 소스 신호 및 상기 중계 신호는 공간 주파수 블록 부호화 기법에 따라 부호화된 것임.-, 상기 수신 소스 신호로부터 추출된 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 상기 소스 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제1 채널의 제1 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태가 되도록 상기 수신 소스 신호를 변환하고, 상기 수신 중계 신호로부터 추출된 제2 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 상기 중계 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제2 채널의 제2 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 상기 수신 중계 신호를 변환하는 단계 및 상기 변환된 수신 소스 신호 및 상기 변환된 수신 중계 신호를 주파수 영역에서의 신호들로 변환하는 단계를 포함한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 시간에 따른 소스 노드, 중계 노드 및 목적 노드를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, S는 소스(Source) 노드, R은 중계(Relay) 노드, D는 목적 노드(Destination)을 나타낸다. 이 때, 소스 노드는 사용자의 이동 단말기일 수 있고, 목적 노드는 기지국일 수 있다.
소스 노드는 목적 노드로 전송하고자 하는 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00001
를 T1 시간 동안 중계 노드로 전송한다. 이 때, 소스 노드와 중계 노드 사이에는 무선 채널이 형성되고, 그 무선 채널의 벡터는
Figure 112008000265702-PAT00002
로 표현될 수 있다. 이 때, 소스 노드와 중계 노드 사이에는 다중 경로가 존재할 수 있고, 이에 따라
Figure 112008000265702-PAT00003
는 다중 경로 페이딩 채널 벡터로서,
Figure 112008000265702-PAT00004
와 같이 표현될 수 있다. 여기서, LSR은 소스 노드와 중계 노드 사이에 형성된 채널의 채널 임펄스 응답의 길이이다.
중계 노드는 T1 시간 동안 무선 채널을 통하여 소스 노드로부터 전송된 소 스 신호
Figure 112008000265702-PAT00005
를 수신한다. 이 때, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00006
는 무선 채널을 통하여 전송되므로, 중계 노드가 수신하는 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00007
는 하기 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00008
(
Figure 112008000265702-PAT00009
: 잡음,
Figure 112008000265702-PAT00010
: 소스 노드와 중계 노드 사이의 채널의 에너지 계수,
Figure 112008000265702-PAT00011
: 소스 노드와 중계 노드 사이의 채널의 채널 매트릭스)
또한, T1 시간 동안 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00012
를 무선 채널을 통하여 수신한 중계 노드는 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00013
을 기초로 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00014
를 생성한다. 이 때, 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00015
과 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00016
는 공간 주파수 블록 부호화 방식으로 부호화된 신호이다. 즉, 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00017
는 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00018
와 협력하므로, 송신 다이버시티 효과가 발생할 수 있다.
결국, 소스 노드와 중계 노드가 협력하여 복수의 안테나를 가진 가상 송신 기로 동작함으로써 송신 다이버시티 효과가 얻어질 수 있다. 따라서, 보다 적은 수의 안테나를 소스 노드에 설치함에도 불구하고 중계 노드의 안테나를 이용하여 송신 다이버시티 효과가 얻어질 수 있으므로, 소스 노드가 보다 작은 크기로 제작될 수 있다.
이 때, T2 시간 동안 소스 노드와 중계 노드는 각각 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00019
와 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00020
를 목적 노드로 전송한다. 이 때, 목적 노드는 기지국일 수 있고, 중계 노드는 일반적으로 설치되어 있는 중계기일 수 있다. 이 때,
Figure 112008000265702-PAT00021
는 소스 노드와 목적 노드 사이에 형성되는 무선 채널의 채널 벡터이며,
Figure 112008000265702-PAT00022
는 중계 시스템과 목적 노드 사이에 형성되는 무선 채널의 채널 벡터를 나타낸다. 여기서,
Figure 112008000265702-PAT00023
이고, LRD는 중계 노드와 목적 노드 사이에 형성된 채널의 채널 임펄스 응답의 길이이다. 또한,
Figure 112008000265702-PAT00024
이고, LSD는 소스 노드와 목적 노드 사이에 형성된 채널의 채널 임펄스 응답의 길이이다.
도 2는 본 발명의 일실시예의 따른 소스 신호를 생성하는 장치를 나타낸 블록도이다.
도 2를 참조하면, 소스 신호를 생성하는 장치는 심볼 맵퍼(210), 직렬/병렬 변환기(Serial to Parallel converter, 220), 고속 푸리에 역변환기(Inverse Fast Fourier Transformer: IFFT, 230) 및 병렬/직렬 변환기(Parallel to Serial converter, 240)를 포함한다.
입력 데이터는 심볼 맵퍼(210)로 입력된다. 이 때, 입력 데이터는 인코딩 및 인터리빙된 데이터일 수 있다. 그리고, 심볼 맵퍼(210)는 다양한 모듈레이션 방식들을 이용하여 입력 데이터를 맵핑하여 데이터 심볼을 생성할 수 있다. 예를 들어, 심볼 맵퍼(210)는 입력 데이터를 2M-PSK(Phase Shift Keying, PSK), 2M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 방식으로 맵핑할 수 있다.
또한, 직렬/병렬 변환기(220)는 맵핑된 데이터 심볼을 시간에 따라 병렬적으로 분리하여 고속 푸리에 역변환기(230)로 출력한다. 이 때, 고속 푸리에 역변환기(230)는 맵핑된 데이터 심볼을 시간 영역 신호로 변환하고, 변환된 시간 영역 신호를 병렬/직렬 변환기(240)로 출력한다. 최종적으로, 변환된 시간 영역 신호는 병렬/직렬 변환기(240)를 통과함으로써 소스 신호(
Figure 112008000265702-PAT00025
)가 생성된다.
아래에서 설명하겠지만, 일반적으로 소스 신호(
Figure 112008000265702-PAT00026
)는 부채널(sub-channel)들 사이에서 발생하는 간섭 및 인접한 심볼들 사이에 발생하는 간섭을 방지하기 위해 사이클릭 프리픽스를 포함한다. 그리고, 소스 신호(
Figure 112008000265702-PAT00027
)가 사이클릭 프리픽스를 포함함으로써 수신단은 채널 매트릭스를 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태로 표현할 수 있다.
다만, 본 발명은 소스 신호(
Figure 112008000265702-PAT00028
)가 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 경우, 수신단이 수신 신호를 간단한 연산을 통하여 변환함으로써 써큘란트 매트릭스 형태의 채널 매트릭스를 얻을 수 있는 기법을 제공한다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 중계 신호의 성질을 설명하기 위해 도시한 도면이다.
도 3와 도시된 블록들은 중계 신호의 특성을 설명하기 위한 것일 뿐, 본 발명의 중계 신호가 반드시 도 3에 도시된 블록들을 통하여 생성되는 것은 아니다. 즉, 아래에서 설명하겠지만, 본 발명의 소스 신호(
Figure 112008000265702-PAT00029
) 및 중계 신호(
Figure 112008000265702-PAT00030
)는 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않을 수 있으며, 중계 신호는 시간 영역에서 다양한 연산을 통하여 생성될 수 있다.
도 2를 참조하면, 소스 노드로부터 전송된 소스 신호(
Figure 112008000265702-PAT00031
)가 사이클릭 프리픽스를 포함하는 경우, 사이클릭 프리픽스는 사이클릭 프리픽스 제거기(311)를 통하여 제거되며, 사이클릭 프리픽스가 제거된 후 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00032
은 상기 수학식 1과 표현될 수 있다.
이 때, 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00033
은 에너지 정규화부(312)를 통하여 에너지의 크기가 1인 단위 에너지(unity energy) 신호
Figure 112008000265702-PAT00034
로 정규화된다. 이 때, 단위 에너지 신 호
Figure 112008000265702-PAT00035
은 하기 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00036
이 때, 단위 에너지 신호
Figure 112008000265702-PAT00037
은 직렬/병렬 변환기(313)을 통하여 시간 영역에서 분리되며, 이산 푸리에 변환기(Dicrete Fourier Transformer, DFT, 314)를 통하여 주파수 영역 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00038
로 변환된다.
이 때, 주파수 영역 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00039
중 짝수 번째 주파수 성분에 해당하는 스펙트럼은
Figure 112008000265702-PAT00040
로 표현될 수 있고, 홀수 번째 주파수 성분에 해당하는 스펙트럼은
Figure 112008000265702-PAT00041
로 표현될 수 있다. 이 때,
Figure 112008000265702-PAT00042
은 0부터 N/2-1까지 범위에 속하는 정수이다.
주파수 영역 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00043
는 공액화부(315) 및 순서 교환부(316)를 통하여 하기 수학식 3과 같이 부호화된다.
Figure 112008000265702-PAT00044
Figure 112008000265702-PAT00045
(은 0부터 N/2-1까지 범위에 속하는 정수임.)
상기 수학식 3을 참조하면, 수학식 3에 표현된 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00046
는 공간 주파수 블록 부호화 방식으로 부호화되었음을 알 수 있다.
또한, 주파수 영역에서의 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00047
은 이산 푸리에 역변환기(Inverse Discrete Fourier Transformer: IDFT, 317)를 통해 시간 영역 신호로 변환되고, 변환된 시간 영역 신호는 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter, S/P, 318)를 통해 통합되어 시간 영역에서의 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00048
가 생성된다.
또한,
Figure 112008000265702-PAT00049
는 사이클릭 프리픽스 부가기(319)를 통하여 사이클릭 프리픽스를 포함한다. 추후, 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00050
는 목적 노드로 전송되는데, 사이클릭 프리픽스는 목적 노드와 중계 노드 사이에 형성된 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(Circulant matrix) 형태가 되도록 하기 위해 삽입되는 것이다.
그러나, 본 발명에 따르면, 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00051
가 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않더라도, 목적 노드는 목적 노드와 중계 노드 사이에 형성된 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(Circulant matrix) 형태가 되도록 수신 신호를 변환 또는 조작할 수 있다. 수신 신호를 변환하는 구성과 관련하여서는, 도 4 내지 도 6과 관련하여 설명한다.
최종적으로 생성된 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00052
에 대해 주파수 영역에서의 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00053
은 하기 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00054
Figure 112008000265702-PAT00055
Figure 112008000265702-PAT00056
(F: 고속 푸리에 변환 행렬,
Figure 112008000265702-PAT00057
: Kronecker product 연산자)
이 때, 본 발명의 일실시예에 따른 중계 신호 생성 장치는 시간 영역에서의 연산을 통해 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00058
를 생성할 수 있다. 결국, 상기 수학식 4에서 주파수 영역에서의 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00059
와 등가이고, 상기 수학식 4에 표현된 연산을 수행하지 않으면서도, 시간 영역에서의 간단한 연산들을 통해 시간 영역에서의 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00060
이 생성될 수 있다.
이하에서는 시간 영역에서의 연산들을 이용하여 중계 신호가 생성되는 과정에 대해서 설명한다.
단위 에너지 신호
Figure 112008000265702-PAT00061
, 주파수 영역에서의 단위 에너지 신호
Figure 112008000265702-PAT00062
에서,
Figure 112008000265702-PAT00063
의 공액 값을
Figure 112008000265702-PAT00064
이라고 하면,
Figure 112008000265702-PAT00065
에 대응하는 시간 영역에서의 신호는 하기 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00066
((A)N은 A를 N으로 나눈 나머지임.)
즉, 이산 푸리에 변환(DFT)의 symmetry property를 이용하여
Figure 112008000265702-PAT00067
에 대응하는 시간 영역 신호는
Figure 112008000265702-PAT00068
로 표현될 수 있다. 이 때, 아래 첨자 N은, 예를 들어
Figure 112008000265702-PAT00069
의 경우 A를 N으로 나눈 나머지를 반환하는 것으로, 모듈로(modulo) 연산이다.
상기 수학식 5의 양변을 이산 푸리에 변환하면, 하기 수학식 6이 생성될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00070
(여기서, W는 root of unity complex multiplicative constants임.)
이 때,
Figure 112008000265702-PAT00071
의 짝수 번째 주파수 성분과 홀수 번째 주파수 성분 각각은 하기 수학식 7에 나타난 De와 Do를 이용하여 산출될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00072
Figure 112008000265702-PAT00073
즉,
Figure 112008000265702-PAT00074
또는
Figure 112008000265702-PAT00075
에 상기 수학식 6에 표현된 De를 곱하면
Figure 112008000265702-PAT00076
또는
Figure 112008000265702-PAT00077
의 짝수 번째 주파수 성분이 계산될 수 있고, 또는
Figure 112008000265702-PAT00079
에 Do를 곱하면
Figure 112008000265702-PAT00080
또는
Figure 112008000265702-PAT00081
의 홀수 번째 주파수 성분이 계산될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00082
Figure 112008000265702-PAT00083
(k: 주파수 인덱스)
상기 수학식 8에서 주파수 영역에서의 곱셈 연산은 시간 영역에서 컨볼루션(convolution) 연산으로 대체될 수 있으므로, 상기 수학식 8에 표현된 등식은 시간 영역에서 하기 수학식 9과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00084
(
Figure 112008000265702-PAT00085
은 길이 N에 대한 순환 컨볼루션(circular convolution) 연산임.)
이 때,
Figure 112008000265702-PAT00086
및
Figure 112008000265702-PAT00087
는 n=0 또는 n=N/2인 경우를 제외하고는 모두 '0'이므로,
Figure 112008000265702-PAT00088
및
Figure 112008000265702-PAT00089
는 하기 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00090
즉,
Figure 112008000265702-PAT00091
또는
Figure 112008000265702-PAT00092
의 홀수 번째 주파수 성분
Figure 112008000265702-PAT00093
및 짝수 번째 주파수 성분
Figure 112008000265702-PAT00094
을 계산하기 위하여 주파수 영역에서의 복잡한 연산이 필요하지 않으며, 상기 수학식 10에 표현된 바와 같이,
Figure 112008000265702-PAT00095
에 대한 공액화 연산, 타임 시프트 연산 및 컨볼루션 연산을 통하여
Figure 112008000265702-PAT00096
및
Figure 112008000265702-PAT00097
에 각각 대응하는
Figure 112008000265702-PAT00098
및
Figure 112008000265702-PAT00099
가 계산될 수 있다.
따라서, 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00100
는 이산 푸리에 변환의 frequency shift property를 이용하여 하기 수학식 11과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00101
결국, 본 발명에 따르면, 주파수 영역에서의 연산을 수행하지 않고도 상기 수학식 11과 같이 시간 영역에서 공액화 연산, 타임 시프트 연산 및 컨볼루션 연산을 이용하여 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00102
가 생성될 수 있다.
즉, 주파수 영역에서 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00103
를 생성하는 상기 수학식 4에 표현된 연산이 상기 수학식 11과 같이 시간 영역에서 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00104
를 생성하는 시간 영역 연산으로 대체될 수 있는 것이다. 따라서, 본 발명에 따르면, 주파수 영역에서 의 연산으로 인한 복소수들 사이의 곱셈 연산 횟수가 감소될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 중계 신호 생성 장치를 나타낸 블록도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 중계 신호 생성 장치는 신호 변환부(410) 및 중계 신호 생성부(420)를 포함한다.
중계 노드는 소스 노드로부터 전송된 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00105
를 T1 시간 구간 동안 중계 노드와 소스 노드 사이에 형성된 채널을 통하여 수신하여 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00106
를 검출한다. 이 때, 도 2와 관련하여 설명한 바와 같이 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00107
는 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 신호이므로, 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00108
도 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 신호이다. 그리고, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00109
에 LSR개의 0(zero)이 추가(padding)된 신호를
Figure 112008000265702-PAT00110
라고 하면, 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00111
은 하기 수학식 12와 같이 표현될 수 있다. 여기서, 중계 노드는 T2 시간 구간 동안 소스 노드로부터 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00112
를 수신하지 않으므로, 중계 노드는 소스 노드가
Figure 112008000265702-PAT00113
을 전송하는 것으로 볼 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00114
수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00115
가 사이클릭 프리픽스를 포함하는 경우, 중계 노드는 중계 노드와 소스 노드 사이에 형성된 채널의 채널 매트릭스
Figure 112008000265702-PAT00116
를 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태로 표현할 수 있으나, 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00117
가 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 경우, 일반적으로 는 써큘란트 매트릭스 형태로 표현되지 않는다.
다만, 본 발명의 일실시예에 따른 신호 변환부(410)는 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00119
에 대해 간단한 덧셈 연산을 이용하여
Figure 112008000265702-PAT00120
가 써큘란트 매트릭스 형태로 표현될 수 있도록 한다.
신호 변환부(410)는 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00121
로부터 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 추출하고, 제1 시간 구간과 구별되는 제2 시간 구간에서 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00122
와 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성한다. 여기서, 제1 시간 구간은 고 속 푸리에 변환 시간 구간의 마지막 시점으로부터 LSR개의 샘플에 해당하는 시점까지의 시간 구간일 수 있으며, 제2 시간 구간은 고속 푸리에 변환 시간 구간의 최초 시점으로부터 LSR개의 샘플에 해당하는 시점까지의 시간 구간일 수 있다.
즉, 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00123
에 대하여 고속 푸리에 변환 시간 구간(FFT time duration)의 마지막 시점으로부터 LSR개의 샘플들이 추출될 수 있다. 여기서, LSR은 소스 노드와 중계 노드 사이에 형성된 채널의 채널 임펄스 응답의 길이이다.
그리고, 신호 변환부(410)는 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00124
에 대하여 추출된 샘플들을 고속 푸리에 변환 시간 구간(FFT time duration)의 시작 시점으로부터 LSR개의 샘플들에 더하여 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00125
를 생성할 수 있다. 즉, 수신 신호를
Figure 112008000265702-PAT00126
이라고 할 때, 수신된 변환 신호
Figure 112008000265702-PAT00127
는 하기 수학식 13과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00128
(N은 고속 푸리에 변환 시간 구간(FFT time duration)임.)
이 때, 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00129
는 하기 수학식 14와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00130
상기 수학식 14를 참조하면,
Figure 112008000265702-PAT00131
는 N x N 써큘란트 매트릭스로서
Figure 112008000265702-PAT00132
의 k 번째 행, l 번째 원소는
Figure 112008000265702-PAT00133
와 같다. 여기서, (k-l) mod N은 (k-l)을 N으로 나눈 나머지이다.
결국, 본 발명의 신호 변환부(410)는 간단한 덧셈 연산을 통하여 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00134
를 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00135
로 변환함으로써, 써큘란트 매트릭스 형태의 채널 매트릭스
Figure 112008000265702-PAT00136
를 유도할 수 있다. 즉, 본 발명에 따르면, 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00137
를 생성하는 과정에서 발생하는 약간의 잡음 증가를 제외하면, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00138
가 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않더라도 써큘란트 매트릭스 형태의 채널 매트릭스
Figure 112008000265702-PAT00139
를 유도할 수 있다.
따라서, 본 발명에 따르면, 사이클릭 프리픽스가 필수적이지 않으므로, 사이클릭 프리픽스가 차지하는 시간 구간 동안 데이터가 할당될 수 있으므로, 주파수 효율 및 데이터 전송률이 증가할 수 있다.
또한, 중계 신호 생성부(420)는 파워 정규화부(421), 공액화 및 시간 반전 수행부(422) 및 N/2 circular shift 수행부(423), 제1 곱셈부(424), 제2 곱셈부(425) 및 덧셈부(426)를 포함한다. 중계 신호 생성부(420)에 대해서는 도 3과 관련하여 상세히 설명한 바 있으므로, 자세한 설명은 생략한다.
파워 정규화부(421)는
Figure 112008000265702-PAT00140
의 파워를 정규화하여
Figure 112008000265702-PAT00141
를 생성한다. 그리고, 공액화 및 시간 반전 수행부(422)는 rC(
Figure 112008000265702-PAT00142
)를 생성한다. 또한, rC는 N/2 circular shift 수행부(423), 제1 곱셈부(424), 제2 곱셈부(425) 및 덧셈부(426)를 통하여 처리되어 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00143
가 생성된다. 보다 구체적으로, 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00144
는 상기 수학식 11과 같이 표현될 수 있다.
따라서, 본 발명에 따르면, 중계 신호 생성 장치는 소스 신호가 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않더라도 수신 신호에 대한 간단한 덧셈 연산을 통하여 소스 신호와 협력하는 중계 신호를 생성할 수 있다. 게다가, 중계 신호는 주파수 영역에서의 연산이 아닌 시간 영역에서의 연산을 통하여 생성될 수 있으므로, 중계 신호를 생성하는 데에 소비되는 계산량이 크게 줄어들 수 있다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 중계 노드가 수신한 수신 신호를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 중계 노드는 소스 노드로부터 전송된 소스 신호를 소스 노드 및 중계 노드 사이에 형성된 채널을 통하여 수신한다. 이 때, 소스 노드 및 중계 노드 사이에 형성된 채널은 다중 경로 페이딩(multi-path fading) 채널이다.
소스 신호는 hSR(0), hSR(1), hSR(LSR-1)을 통하여 소스 노드로부터 중계 노드로 전송된다. 따라서, 중계 노드는 hSR(0), hSR(1), hSR(LSR-1) 각각에 대응하는 시간 차를 두고 수신 신호 rR[n]을 검출한다.
이 때, hSR(0)에 상응하는 rR[n]은 고속 푸리에 변환 시간 구간 내에 포함되지만, hSR(1) 및 hSR(LSR-1)은 고속 푸리에 변환 시간 구간 내에 포함되지 않는다. 이 때, 중계 노드는 수신 신호 rR[n]로부터 고속 푸리에 변환 시간 구간의 마지막 시점부터 LSR개의 샘플 시점까지 해당하는 샘플들을 추출한다.
그리고, 중계 노드는 수신 신호 rR[n]의 고속 푸리에 변환 시간 구간의 시 작 시점부터 LSR개의 샘플 시점까지 해당하는 샘플들에 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성한다.
따라서, 본 발명에 따르면, 소스 신호가 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않더라도, 수신 신호에 대한 간단한 덧셈 연산을 통하여 변환된 수신 신호를 생성할 수 있으며, 변환된 수신 신호를 이용하여 써큘라 매트릭스 형태를 갖는 채널 매트릭스를 유도할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 목적 노드의 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 목적 노드의 신호 수신 장치는 신호 변환부(610), 직렬/병렬 변환기(620), 고속 푸리에 변환기(630), SFBC 컴바이너(Space Frequency Block Code combiner, 640) 및 주파수 영역 등화기(Frequency Domain Equalizer, 650) 및 병렬/직렬 변환기(660)를 포함한다.
목적 노드는 T2 시간 구간 동안 소스 노드로부터 전송된 소스 신호 및 중계 노드로부터 전송된 중계 신호를 수신하여 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00145
를 검출한다. 이 때, 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00146
는 수신 소스 신호 및 수신 중계 신호를 포함한다.
중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00147
및 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00148
에 Lmax=max(LSD , LRD) 개의 0(zero)이 추가(padding)된 신호를 각각
Figure 112008000265702-PAT00149
및
Figure 112008000265702-PAT00150
라고 한다면, 목적 노드는 T1 시간 동안 신호를 수신하지 않으므로 중계 노드 및 소스 노드가
Figure 112008000265702-PAT00151
및
Figure 112008000265702-PAT00152
를 전송하는 것으로 볼 수 있다. 따라서, 목적 노드가 수신한 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00153
는 하기 수학식 15와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00154
(ERD: 목적 노드 및 중계 노드 사이에 형성된 채널(HRD)에 대한 목적 노드에서의 에너지 계수, ESD: 소스 노드 및 목적 노드 사이에 형성된 채널(HSD)에 대한 목적 노드에서의 에너지 계수, nD: 잡음)
이 때, 목적 노드의 신호 변환부(610)는 수신 소스 신호로부터 추출된 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 소스 노드 및 목적 노드 사이에 형성된 제1 채널의 제1 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 수신 소스 신호를 변환한다. 게다가, 목적 노드의 신호 변환부(610)는 수신 중계 신호로부터 추출된 제2 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 중계 노드 및 목적 노드 사이에 형성된 제2 채널의 제2 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 수신 중계 신호를 변환한다.
소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00155
및 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00156
는 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않으므로, HRD 및 HSD는 써큘란트 매트릭스 형태로 표현되지 않지만, 신호 변환부(610)가 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00157
를 변환함으로써 써큘란트 매트릭스 형태의 채널 매트릭스가 유도될 수 있다.
즉, 목적 노드의 신호 변환부(610)은 중계 노드의 신호 변환부와 마찬가지로 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00158
로부터 고속 푸리에 변환 시간 구간의 마지막 시점부터 Lmax개의 샘플들을 추출할 수 있으며, 추출된 샘플들을 고속 푸리에 변환 시간 구간의 처음 시점부터 Lmax개의 샘플들에 더하여 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00159
를 생성할 수 있다.
목적 노드의 신호 변환부(610)를 통하여 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00160
는 하기 수학식 16과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00161
(n'D: 변환된 수신 신호의 잡음,
Figure 112008000265702-PAT00162
이고,
Figure 112008000265702-PAT00163
임.)
상기 수학식 16을 참조하면, HRD 및 HSD는 써큘란트 매트릭스 형태의 H'RD 및 H'SD로 변환되었음을 알 수 있다. 결국, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00164
및 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00165
가 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않더라도, 목적 노드의 신호 변환부(610)는 수신 신호에 대한 간단한 덧셈 연산을 통하여 HRD 및 HSD를 써큘란트 매트릭스 형태의 H'RD 및 H'SD로 변환할 수 있다.
이 때,
Figure 112008000265702-PAT00166
은 도 3과 관련된 설명을 참조하면, 하기 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00167
Figure 112008000265702-PAT00168
(
Figure 112008000265702-PAT00169
는 Kronecker product 연산임.)
상기 수학식 17을 이용하여 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00170
는 하기 수학식 18과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00171
상기 수학식 18을 참조하면,
Figure 112008000265702-PAT00172
부분은 하기 수학식 19와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00173
(
Figure 112008000265702-PAT00174
: 중계 노드와 목적 노드 사이에 형성된 채널의 주파수 응답,
Figure 112008000265702-PAT00175
: 소스 노드와 중계 노드 사이에 형성된 채널의 주파수 응답,
Figure 112008000265702-PAT00176
,
Figure 112008000265702-PAT00177
)
이 때, 복수의 부채널들에 대하여 인접한 부채널들 사이에 존재하는 채널 주파수 응답에는 유사성이 존재한다. 따라서,
Figure 112008000265702-PAT00178
이용하여, 상기 수학식 19는 하기 수학식 20과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00179
결국, 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00180
는 하기 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00181
Figure 112008000265702-PAT00182
Figure 112008000265702-PAT00183
Figure 112008000265702-PAT00184
상기 수학식 21의
Figure 112008000265702-PAT00185
는 직렬/병렬 변환기(620)를 통해 시간적으로 분리된다. 또한, 시간적으로 분리된
Figure 112008000265702-PAT00186
는 고속 푸리에 변환기(630)를 통해 주파수 영역에서의 신호
Figure 112008000265702-PAT00187
로 변환된다. 이 때,
Figure 112008000265702-PAT00188
는 하기 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00189
이 때, SFBC 컴바이너(640)는
Figure 112008000265702-PAT00190
를 엠엠에스이(Minimum Mean Square Error, MMSE) 기준(criterion)에 따라 컴바이닝한다. 또한, 주파수 영역 등화기(650)는 SFBC 컴바이너(640)의 출력을 주파수 영역에서 등화한다.
그리고,
Figure 112008000265702-PAT00191
는 하기 수학식 23과 같이 짝수 번째 주파수 성분과 홀수 번째 주파수 성분으로 분리될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00192
Figure 112008000265702-PAT00193
상기 수학식 23과 인접한 부채널들 사이에 존재하는 채널 주파수 응답의 유사성을 이용하면, 하기 수학식 24가 도출될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00194
상기 수학식 24를 참조하여, 엠엠에스이(Mimimum Mean Square Error, MMSE) 기준(criterion)에 따라 컴바이닝된 신호 Yk 및 등화된 신호
Figure 112008000265702-PAT00195
는 하기 수학식 24와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00196
그리고,
Figure 112008000265702-PAT00197
는 하기 수학식 26과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00198
또한, 시간 영역에서의 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00199
의 추정값은 하기 수학식 27과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00200
도 1 내지 도 6에 도시되지 아니하였으나, 본 발명의 일실시예에 따른 중계 노드의 중계 신호 생성 방법은 소스 노드로부터 중계 노드로 전송된 소스 신호를 수신하여 수신 신호를 검출하는 단계, 상기 수신 신호로부터 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 추출하고, 상기 제1 시간 구간과 구별되는 제2 시간 구간에서 상기 수신 신호와 상기 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성하는 단계, 상기 변환된 신호를 기초로 공간 주파수 블록 부호화(Space Frequency Block Code, SFBC) 기법(scheme)에 따라 상기 소스 신호와 협력하는(cooperating) 중계 신호를 생성하는 단계 및 목적 노드로 상기 생성된 중계 신호를 전송하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 목적 노드의 신호 수신 방법은 소스 노드로부터 목적 노드로 전송된 소스 신호 및 중계 노드로부터 상기 목적 노드로 전송된 중계 신호를 수신하여 수신 소스 신호 및 수신 중계 신호를 검출하는 단계 -상기 소스 신호 및 상기 중계 신호는 공간 주파수 블록 부호화 기법에 따라 부호화된 것임.-, 상기 수신 소스 신호로부터 추출된 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 상기 소스 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제1 채널의 제1 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태가 되도록 상기 수신 소스 신호를 변환하고, 상기 수신 중계 신호로부터 추출된 제2 시간 구간에 대응하는 샘플 들을 이용하여 상기 중계 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제2 채널의 제2 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 상기 수신 중계 신호를 변환하는 단계 및 상기 변환된 수신 소스 신호 및 상기 변환된 수신 중계 신호를 주파수 영역에서의 신호들로 변환하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따른 중계 노드의 중계 신호 생성 방법 및 목적 노드의 신호 수신 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따라 직접 통신 모드 또는 중계 노드 활용 모 드에 따라 통신하는 소스 노드, 중계 노드 및 목적 노드를 나타낸 도면이다.
도 7을 참조하면, 소스 노드는 목적 노드와 형성된 채널
Figure 112008000265702-PAT00201
의 채널 상태에 따라 직접 통신 모드 또는 중계 노드 활용 모드 중 어느 하나를 통신 모드로 선택하고, 선택된 통신 모드에 따라 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00202
를 중계 노드 또는 목적 노드로 전송한다.
Figure 112008000265702-PAT00203
의 채널 상태는 신호 대 간섭 및 잡음 비에 따라 판단될 수 있다. 즉, 신호 대 간섭 및 잡음 비가 미리 설정된 임계값보다 크다면,
Figure 112008000265702-PAT00204
의 채널 상태가 좋은 것으로 판단될 수 있고, 신호 대 간섭 및 잡음 비가 미리 설정된 임계값보다 작거나 같다면,
Figure 112008000265702-PAT00205
의 채널 상태가 좋지 않은 것으로 판단될 수 있다.
Figure 112008000265702-PAT00206
의 채널 상태가 좋은 경우, 소스 노드는 직접 통신 모드를 통신 모드로 선택하고, 목적 노드로 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00207
를 T1+T2 시간 구간 동안 전송한다. 이 때, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00208
는 사이클릭 프리픽스를 포함하며, 목적 노드는 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00209
에 대한 수신 신호로부터 사이클릭 프리픽스를 제거한 후, 그 수신 신호를 검출한다. 결국,
Figure 112008000265702-PAT00210
의 채널 상태가 좋은 경우, 소스 노드는 굳이 중계 노드를 활용하 지 않고, 직접적으로 목적 노드로 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00211
를 전송함으로써 높은 데이터 전송률을 달성할 수 있다.
다만,
Figure 112008000265702-PAT00212
의 채널 상태가 좋지 않은 경우, 소스 노드는 중계 노드 활용 모드를 통신 모드로 선택하고, 중계 노드를 이용하여 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00213
를 목적 노드로 전송한다. 즉, 소스 노드는 T1 시간 구간 동안 중계 노드로 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00214
를 전송하며, 소스 노드 및 중계 노드는 T2 시간 구간 동안 목적 노드로 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00215
및 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00216
를 전송한다. 여기서, 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00217
는 공간 주파수 블록 부호화 기법에 따라 생성된 신호로서, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00218
와 협력하는 신호이다.
이 때, 중계 노드는 소스 노드 및 중계 노드 사이에 형성된 채널의 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00219
에 대한 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00220
를 변환하고, 변환된 수신 신호
Figure 112008000265702-PAT00221
를 이용하여 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00222
를 생성한다. 여기서, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00223
및 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00224
는 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 신호이며, 이와 관련한 설명은 상술한 바 있으므로, 여기서는 생략한다.
결국, 본 발명에 따르면, 소스 노드는 목적 노드와 형성된 채널
Figure 112008000265702-PAT00225
의 채널 상태에 따라 적절한 통신 모드를 선택함으로써 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 특히, 소스 노드가 중계 노드 활용 모드를 통신 모드로 선택한 경우, 소스 신호
Figure 112008000265702-PAT00226
및 중계 신호
Figure 112008000265702-PAT00227
는 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않으므로 데이터 전송률이 극대화될 수 있다.
다만, 소스 노드가 직접 통신 모드 또는 중계 노드 활용 모드 중 어느 하나를 통신 모드로 선택한 경우, 소스 노드는 선택된 통신 모드와 관련된 모드 선택 정보를 중계 노드 및 목적 노드로 전달할 필요가 있다.
이상에서는, 주로 공간 주파수 블록 부호화(SFBC) 기법에 본 발명이 적용되는 경우에 대해 설명하였으나, 본 발명은 공간 시간 블록 부호화 기법(STBC) 기법에도 적용될 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 소스 노드, 중계 노드 및 목적 노드를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예의 따른 소스 신호를 생성하는 장치를 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 중계 신호의 성질을 설명하기 위해 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 중계 신호 생성 장치를 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 중계 노드가 수신한 수신 신호를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 목적 노드의 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따라 직접 통신 모드 또는 중계 노드 활용 모드에 따라 통신하는 소스 노드, 중계 노드 및 목적 노드를 나타낸 도면이다.

Claims (24)

  1. 소스 노드로부터 중계 노드로 전송된 소스 신호를 수신하여 수신 신호를 검출하는 신호 수신부;
    상기 수신 신호로부터 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 추출하고, 상기 제1 시간 구간과 구별되는 제2 시간 구간에서 상기 수신 신호와 상기 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성하는 신호 변환부;
    상기 변환된 신호를 기초로 공간 주파수 블록 부호화(Space Frequency Block Code, SFBC) 기법(scheme)에 따라 상기 소스 신호와 협력하는(cooperating) 중계 신호를 생성하는 중계 신호 생성부; 및
    목적 노드로 상기 생성된 중계 신호를 전송하는 신호 전송부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 신호 변환부는
    상기 소스 노드 및 상기 중계 노드 사이에 형성된 채널의 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태가 되도록 상기 변환된 수신 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 시간 구간의 길이는 상기 소스 노드 및 상기 중계 노드 사이에 형성된 채널의 채널 임펄스 응답의 길이를 고려하여 미리 결정되는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 중계 신호 생성부는
    시간 영역에서 상기 변환된 수신 신호를 처리하여 상기 중계 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 중계 신호 생성부는
    시간 영역에서 상기 변환 신호에 대하여 공액화 연산 및 타임 시프트 연산을 수행하여 상기 중계 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 목적 노드는 상기 중계 신호를 수신하여 목적 노드 수신 신호를 검출하고, 상기 목적 노드 수신 신호에서 미리 결정된 시간 구간에 속하는 샘플들을 상기 목적 노드 수신 신호에 더하여 변환된 목적 노드 수신 신호를 생성하고, 상기 변환된 목적 노드 수신 신호를 주파수 영역에서의 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 소스 노드 및 상기 중계 신호 생성부는
    사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 상기 소스 신호 및 상기 중계 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 신호 수신부는
    제1 시간 슬롯에서 상기 소스 신호를 수신하여 상기 수신 신호를 검출하고,
    상기 신호 전송부는
    상기 목적 노드로 상기 제1 시간 슬롯과 구별되는 제2 시간 슬롯에서 상기 중계 신호를 전송하는 것을 특징으로 하는 중계 신호 생성 장치.
  9. 소스 노드로부터 목적 노드로 전송된 소스 신호 및 중계 노드로부터 상기 목적 노드로 전송된 중계 신호를 수신하여 수신 소스 신호 및 수신 중계 신호를 검출하는 신호 수신부 -상기 소스 신호 및 상기 중계 신호는 공간 주파수 블록 부호화 기법에 따라 부호화된 것임.-;
    상기 수신 소스 신호로부터 추출된 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 상기 소스 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제1 채널의 제1 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태가 되도록 상기 수신 소스 신 호를 변환하고, 상기 수신 중계 신호로부터 추출된 제2 시간 구간에 대응하는 샘플들을 이용하여 상기 중계 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 제2 채널의 제2 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 상기 수신 중계 신호를 변환하는 신호 변환부; 및
    상기 변환된 수신 소스 신호 및 상기 변환된 수신 중계 신호를 주파수 영역에서의 신호들로 변환하는 푸리에 변환기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 신호 변환부는
    상기 수신 소스 신호로부터 추출된 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 상기 제1 시간 구간과 구별되는 시간 구간에서 상기 수신 소스 신호와 더하고, 상기 수신 중계 신호로부터 추출된 제2 시간 구간에 대응하는 샘플들을 상기 제2 시간 구간과 구별되는 시간 구간에서 상기 수신 중계 신호와 더하여 상기 수신 소스 신호 및 상기 수신 중계 신호를 변환하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 주파수 영역에서의 신호들을 엠엠에스이(Minimum Mean Square Error, MMSE) 기준(criterion)에 따라 컴바이닝(combining)하는 컴바이너(combiner)
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 컴바이너의 출력을 주파수 영역에서 등화하는 주파수 영역 등화기(Frequency Domain Equalizer, FDE)
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 제1 시간 구간의 길이 및 상기 제1 시간 구간의 길이는 상기 제1 채널의 채널 임펄스 응답의 길이 및 상기 제2 채널의 채널 임펄스 응답의 길이에 따라 미리 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 중계 신호는 시간 영역에서의 연산을 통하여 상기 중계 노드에 의해 생성된 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  15. 제9항에 있어서,
    상기 소스 신호 및 상기 중계 신호는 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  16. 소스 노드로부터 중계 노드로 전송된 소스 신호를 수신하여 수신 신호를 검 출하는 단계;
    상기 수신 신호로부터 제1 시간 구간에 대응하는 샘플들을 추출하고, 상기 제1 시간 구간과 구별되는 제2 시간 구간에서 상기 수신 신호와 상기 추출된 샘플들을 더하여 변환된 수신 신호를 생성하는 단계;
    상기 변환된 신호를 기초로 공간 주파수 블록 부호화(Space Frequency Block Code, SFBC) 기법(scheme)에 따라 상기 소스 신호와 협력하는(cooperating) 중계 신호를 생성하는 단계; 및
    목적 노드로 상기 생성된 중계 신호를 전송하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 중계 노드의 중계 신호 생성 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 변환된 수신 신호를 생성하는 단계는
    상기 소스 노드 및 상기 중계 노드 사이에 형성된 채널의 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스(circulant matrix) 형태가 되도록 상기 변환된 수신 신호를 생성하는 단계인 것을 특징으로 하는 중계 노드의 중계 신호 생성 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 중계 신호를 생성하는 단계는
    시간 영역에서 상기 변환된 수신 신호를 처리하여 상기 중계 신호를 생성하는 단계인 것을 특징으로 하는 중계 노드의 중계 신호 생성 방법.
  19. 제16항 내지 제18항 중 어느 한 항의 방법을 실행하기 위한 프로그램이 기록되어 있는 것을 특징으로 하는 컴퓨터에서 판독 가능한 기록 매체.
  20. 소스 노드 및 목적 노드 사이에 형성된 채널의 채널 상태를 인지하는 채널 상태 인지부;
    상기 채널 상태에 따라 직접 통신 모드 또는 중계 노드 활용 모드 중 어느 하나를 통신 모드로 선택하는 모드 선택부; 및
    상기 선택된 통신 모드에 따라 소스 신호를 생성하는 소스 신호 생성부
    를 포함하고,
    상기 직접 통신 모드는 사이클릭 프리픽스를 포함하는 상기 소스 신호를 상기 목적 노드로 직접(directly) 전송하는 모드이고,
    상기 중계 노드 활용 모드는 중계 노드를 활용하여 상기 사이클릭 프리픽스가 생략된 상기 소스 신호를 상기 목적 노드로 전송하는 모드인 것을 특징으로 하는 소스 신호 생성 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 중계 노드는
    공간 주파수 블록 부호화 기법을 이용하여 상기 사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는 상기 소스 신호와 협력하는 중계 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 소스 신호 생성 장치.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 중계 노드는
    상기 소스 노드 및 상기 중계 노드 사이에 형성된 채널의 채널 매트릭스가 써큘란트 매트릭스 형태가 되도록 상기 소스 신호에 대한 수신 신호를 변환하고, 상기 변환된 수신 신호를 이용하여 상기 중계 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 소스 신호 생성 장치.
  23. 제20항에 있어서,
    상기 모드 선택부는
    상기 소스 노드 및 상기 목적 노드 사이에 형성된 채널에 대한 신호 대 간섭 및 잡음 비(Signal to Interference and Noise Ratio, SINR)에 따라 상기 직접 통신 모드 또는 상기 중계 노드 활용 모드 중 어느 하나를 상기 통신 모드로 선택하는 것을 특징으로 하는 소스 신호 생성 장치.
  24. 제20항에 있어서,
    상기 선택된 통신 모드와 관련된 모드 선택 정보를 상기 중계 노드 및 상기 목적 노드로 전달하는 선택 정보 전달부
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 소스 신호 생성 장치.
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