KR100897347B1 - 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를감소시키는 장치 및 그 방법 - Google Patents

직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를감소시키는 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치 및 그 방법을 개시한다.
본 발명에 의하면, 종래의 I-PTS 방식에 본 발명을 적용하면 성능의 취약점이 보완되어 직교주파수분할다중화(OFDM) 통신시스템에서 다중 반송파 사용으로 인한 가장 큰 문제점인 높은 PAPR을 줄일 수 있을 뿐 아니라 그것으로 인해 발생하는 비선형왜곡 또한 최소화 할 수 있고 그에 따른 고출력 증폭기의 전력효율을 증가 시킬 수 있어 고품질 통신이 가능하며, 종래의 PTS방식의 문제점인 많은 서브블록 컴비네이션의 수를 줄일 수 있어 처리지연 시간을 최소화하여 보다 더 좋은 전송속도를 가져오는 이점을 제공하여, 결과적으로 사용자의 통신망 환경을 대폭 개선하는 효과를 제공한다.

Description

직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치 및 그 방법 {Apparatus for PAPR reduction of OFDM signal and method thereof}
도 1은 본 발명에 따른 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치의 구성을 블록으로 도시한 것이다.
도 2는 본 발명에 따른 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 방법의 흐름을 도시한 것이다.
도 3은 도 1의 장치의 구성에 전달, 가공되는 신호를 표시하고 기능별로 부분적으로 재구성한 것이다.
도 4는 본 발명에 따른 전송 방법을 적용한 경우의 BER 성능 향상의 결과를 도시한 것이다.
도 5는 비선형 TWTA에 의해 왜곡된 OFDM 신호의 PSD를 도시한 것이다.
본 발명은 통신에 관한 것으로서, 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템(OFDM)에서 필수적으로 사용되는 다수의 반송파들로 인해 생기는 피크전력 대 평균전력 비(PAPR) 특성을 개선하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중화((Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하 OFDM 이라고 함) 시스템은 현재 차세대 mobile radio communication system등의 여러 시스템의 전송 기법으로 사용하기 위한 가장 유력한 후보로 고려되어지고 있다. OFDM 신호는 시리얼 데이터 심볼을 다수의 직교 서브 채널로 다중화 하여 스펙트럼 효율을 극대화하였고, 주파수 선택적 채널 환경에서 기존의 단일 반송파 변조 시스템보다 더 좋은 성능을 보여주고 있다.
또한 송수신단에서의 변복조가 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT, 이하 IFFT라고 함)과 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT, 이하 FFT라고 함)을 이용하여 처리하여 좀 더 효율적인 모뎀 설계가 가능하다. 따라서 현재 이것은 IEEE802.11a(WLAN), European HIPERLAN/2, Japanese MMAC, 유럽의 디지털 방송인 DAB와 DVB-T와 같은 여러 시스템의 표준으로 채택되고 있다.
하지만 이러한 장점에도 불구하고, 직교 주파수분할 다중화(OFDM) 시스템은 높은 피크전력 대 평균전력비(PAPR)을 가지는 단점이 존재한다. 이 같은 높은 PAPR은 OFDM 신호 전송에 필요한 고출력전력증폭기(HPA)를 비선형 영역으로 이끌게 되어 OFDM 신호의 비선형 왜곡을 발생시켜 BER(bit error rate) 성능 저하를 야기시킨다. 또한 대역외 방사(out-of-band radiation)와 부반송파들 사이의 상호변조(Intermodulation)는 다수 반송파 신호들의 주파수 확산(spectral growth)을 야기시켜 전송 전력 증폭기는 선형 영역에서의 운영을(예를 들면 큰 입력 백오프(Input backoff)를 요구) 요구하게 되는데 이것은 전력 변화의 비효율과 가격 상승을 초래한다. 더욱이 이것은 모바일 장치들의 배터리 수명의 나쁜 영향을 끼치게 되고 따라서 저가 장치(low-cost application)에서 OFDM 시스템의 잠재적 이점들이 높은 PAPR로 인해 그 가치가 떨어질 수도 있다. 따라서 PAPR를 감소시키기 위한 OFDM 통신 시스템 연구들은 매우 중요하며 여러 가지 방법과 방안이 연구되고 있다.
최근에 PAPR를 감소시키는 여러 가지 방법들이 제안되고 있다. 그 중 대표적으로 진폭 클리핑(Amplitude clipping), 블록 코딩(Block coding), 위상(Phase) 조정 방법이 있다. 클리핑 방법은 신호의 크기가 임의로 정해진 값보다 커지게 되면 강제로 그 크기를 일정한 값으로 잘라내는 방법이다. 이 방법은 가장 간단한 방법이라고 할 수 있지만 비선형 연산으로 인한 대역 내(In-band) 노이즈를 야기시키며 그것에 따라 OFDM 신호의 BER 성능이 열화되고 대역 외(Out-of-band) 인접 채널 간섭(adjacent channel interference)이 발생하게 된다.
블록코딩 방법은 높은 PAPR을 가지는 신호에 코딩테이블을 이용한 코딩 기법을 적용하여 전송하는 방식으로 오류 정정 기능과 신호의 무왜곡 전송을 이끌 수 있지만 스펙트럼 효율과 코딩 테이블의 크기가 커짐에 따라 그에 따른 복잡도와 계산량이 상승하는 단점이 있다.
위상회전 방식으로는 부분전송시퀀스(Partial Transmit Sequence, 이하 PTS라함)와 선택적 매핑(Selective mapping, 이하 SLM이라 함)이 있다. PTS와 SLM 방식은 모두 비선형 왜곡 없이 PAPR을 감소시키는데 상당히 효율적인 방법이다.
PTS는 길이 N을 가지는 입력 심볼 시퀀스를 여러 개의 서브블록(Subblock) 나누어 각각의 블록 별로 IFFT를 수행하고 시간 도메인으로 변환된 각각의 서브블 록에 다른 위상회전 요소들을 곱한 후 모두 더해줌으로써 동위상의 피크 신호 값들을 줄일 수 있게 되어 PAPR를 낮추게 하는 방식이다. 하지만 이 방식은 위상회전 요소들과 서브블록의 수가 증가함에 따라 그 계산량이 상당히 증가하게 된다.
PTS방식과 유사하게 위상회전 요소를 사용하는 SLM방식은 길이 N의 동일한 입력 데이터에 V개의 통계적으로 독립인 길이 N의 시퀀스를 주파수 도매인에서 곱해서 그 중 가장 낮은 PAPR을 가지는 시퀀스를 전송하는 방식이다. 이것 또한 서브블록의 수에 민감한 PTS방식과 마찬가지로 위상회전 요소와 V개의 통계적으로 독립인 시퀀스가 수가 증가함에 따라 IFFT과정이 V개가 필요하게 되고 그에 따라 복잡도 또한 증가한다.
따라서 이와 같은 PTS의 복잡도를 줄이기 위한 방법으로 제안된 방식은 순환적 부분전송시퀀스(Iterative partial transmit sequence, 이하 I-PTS이라 함) 방식이다. 비록 I-PTS는 기존의 PTS방식보다는 약간의 성능 열화는 존재하지만 계산상의 복잡도를 크게 줄일 수 있어 서브 옵티멀(Sub-optimal)한 기법으로 사용될 수 있다.
종래의 PTS 방식에서 최적의 위상회전 요소를 찾는데 있어 서브블록과 위상회전 요소의 모든 조합을 고려하였지만(예를 들면 서브블록 V=4 이고 1,-1의 두 가지 위상회전 요소를 사용한 경우 2^4가지의 서브블록 조합이 고려됨) I-PTS 방식은 플립핑 알고리즘을 통해 1, -1의 두 가지 위상회전 요소만을 사용하여 제일 처음에는 모든 서브블록에는 1의 위상회전 요소를 이용하여 PAPR를 측정하고 다음 하나의 서브블록만을 -1로 플립핑하여 PAPR 측정한 후, 그 값이 이전 값과 비교하여 더 작 게 되면 -1의 위상회전 요소를 최적의 위상회전 요소로 유지하고 그렇지 않으면 기존의 위상회전 요소로 유지한다.
이와 같은 방식으로 V개의 모든 서브블록을 플립핑 함으로써 기존의 PTS의 서브블록 결합의 복잡도를 V개의 덧셈을 가진 V개의 집합으로 줄일 수 있다. 하지만 I-PTS 방식은 계산상의 복잡도를 기존의 PTS방식보다는 상당히 줄일 수 있었지만 최적의 서브블록 결합 조합을 이끄는 PTS방식보다는 그 만큼 PAPR을 감소시키는 성능이 열화되는 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적인 과제는, 상기의 성능 열화의 문제점들을 해결하기 위해, 최소의 비선형 왜곡을 가지는 OFDM 신호를 전송함으로써 변조 방식의 종류와 부반송파의 수에 관계없이 피크전력 대 평균전력 비(PAPR)를 효과적으로 감소시키고 또한 최소의 비선형 왜곡을 가지기 위한 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치 및 그 방법을 제공하는데 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명에 의한, 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치는, 직교 주파수 분할 다중화 통신(OFDM)에 있어서, 순차적으로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하는 직병렬변환부; 상기 병렬로 변환된 데이터를 서브 블록으로 나누는 블록 분할부; 상기 각 서브 블록을 역고속 푸리에 변환하는 역푸리에 변환부; 각각의 변환된 서브 블록에 위상회전 요소를 곱하고 순차적으로 플립핑하여 위상회전 된 OFDM 전송 후보 심볼 들을 생성하는 플리핑부; 및 상기 OFDM 전송 후보 심볼들 중에서 비선형 왜곡 정도가 가장 작은 신호를 최종 전송 심볼로 선택하는 선택부;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 장치는, 전송시각에 따라 변하는 고출력전력증폭기의 비선형적인 특성을 추정하는 추정부;를 더 포함하며, 상기 선택부는 상기 OFDM 전송 후보 심볼 모두에 대해 상기 고출력전력증폭기를 통과시켜 상기 추정부를 통해 추정한 비선형 왜곡 OFDM 전송 후보 심볼과 상기 고출력전력증폭기를 통과시키기 전의 대응하는 OFDM 전송 후보 심볼 사이의 편차를 측정하여 가장 작은 편차값을 가지는 OFDM 전송 후보 심볼을 최종 전송 심볼로 선택하는 것을 특징으로 한다.
상기 다른 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명에 의한, 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 방법은, 직교 주파수 분할 다중화 통신(OFDM)에 있어서, 순차적으로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하는 단계; 상기 병렬로 변환된 데이터를 서브 블록으로 나누는 단계; 상기 각 서브 블록을 역고속 푸리에 변환하는 단계; 각각의 변환된 서브 블록에 위상회전 요소를 곱하고 순차적으로 플립핑하여 위상회전 된 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성하는 단계; 및 상기 OFDM 전송 후보 심볼들 중에서 비선형 왜곡 정도가 가장 작은 신호를 최종 전송 심볼로 선택하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고 상기 방법은, 상기 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성한 후에, 전송시각에 따라 변하는 고출력전력증폭기의 비선형적인 특성을 추정하는 단계;를 더 포함하며, 상기 최종 전송 심볼로 선택하는 단계에서, 상기 OFDM 전송 후보 심볼 모두에 대해 상기 고출력전력증폭기를 통과시켜 상기 추정부를 통해 추정한 비선형 왜곡 OFDM 전송 후보 심볼과 상기 고출력전력증폭기를 통과시키기 전의 대응하는 OFDM 전송 후보 심볼 사이의 편차를 측정하여 가장 작은 편차값을 가지는 OFDM 전송 후보 심볼을 최종 전송 심볼로 선택하는 것을 특징으로 한다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 일 실시예를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치의 구성을 블록으로 도시한 것이다.
이 장치는, 순차적으로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하는 직병렬변환부(100), 상기 병렬로 변환된 데이터를 서브 블록으로 나누는 블록 분할부(110), 각 서브 블록을 역고속 푸리에 변환하는 역푸리에 변환부(120), 각각의 변환된 서브 블록에 위상회전 요소를 곱하고 순차적으로 플립핑하여 위상회전 된 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성하는 플리핑부(130), 전송시각에 따라 변하는 고출력전력증폭기의 비선형적인 특성을 추정하는 추정부(140) 및 OFDM 전송 후보 심볼들 중에서 비선형 왜곡 정도가 가장 작은 신호를 최종 전송 심볼로 선택하는 선택부(150)를 포함한다.
도 2는 본 발명에 따른 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 방법의 흐름을 도시한 것이다.
순차적으로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하고(200 단계), 상기 병렬로 변환된 데이터를 서브 블록으로 나누며(210 단계), 상기 각 서브 블록을 역고속 푸리에 변환하고(220 단계), 각각의 변환된 서브 블록에 위상회전 요소를 곱하고 순차적으로 플립핑하여 위상회전 된 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성하고(230 단계), 상기 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성한 후에, 전송시각에 따라 변하는 고출력전력증폭기의 비선형적인 특성을 추정하여(240 단계), 상기 OFDM 전송 후보 심볼들 중에서 비선형 왜곡 정도가 가장 작은 신호를 최종 전송 심볼로 선택하여 전송한다(250 단계).
도 3은 도 1의 장치의 구성에 전달, 가공되는 신호를 표시하고 기능별로 부분적으로 재구성한 것이다.
도 3의 직/병렬변환, 불록분할 블록(100)은 도 1의 직/병렬변환부 및 블록분할부를 모두 포함하는 것이며, IFFT(120)는 도 1의 역푸리에변환부(120)와 같은 것이며 참조번호 135의 구성은 v 개의 서브 블록을 더해서 x(n)이라는 신호를 생성하는 구성부이며, HPA(155)는 고출력전력증폭기(high-pwer amplifier)이다. 도 1도 도 5와 같이 추정부(140)의 출력이 선택부(150)로 귀환될 수 있는 것이며, 단지 도 1에는 이와 같은 데이터 전달의 경로가 생략된 것이다.
직/병렬변환부(100)는 순차적으로 입력되는 데이터를 병렬로 변환한다. 이와 같은 변환은 상용의 소자를 사용하여 용이하게 실시될 수 있다. 이와 같이 병렬로 변환된 결과는,
Figure 112007038496191-pat00001
의 서브캐리어를 가지는 OFDM 신호열
Figure 112007038496191-pat00002
로 표시될 수 있다.
그리고 이 신호열은 다음의 수학식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112007038496191-pat00003
여기서
Figure 112007038496191-pat00004
는 입력 데이터 심볼 시퀀스이고, t는 이산 시간 인덱스를 나타낸다. N은 일반적으로 매우 크기 때문에 중심 극한 이론에 따라 x(t)는 가우시안 분포로 대략화 되어진다. 이것이 OFDM 신호가 기타 단일 캐리어 시스템보다 더 높은 PAPR을 가지는 이유가 될 것이다.
OFDM 신호의 PAPR은 보통 신호의 최대 파워에 대한 신호의 평균 파워의 비율로 정의되는데, 그 식은 다음과 같다.
Figure 112007038496191-pat00005
여기서 E[ㆍ]는 기댓값으로 정의한다.
또한 N개의 서브 캐리어를 가지는 OFDM 신호의 이론적인 최대 PAPR 값은 10log(N)dB이며, 실제 PAPR 값 측정을 위해 오버샘플링 팩터를 다음과 같이 L
Figure 112007038496191-pat00006
4 설정하여 각 샘플들로부터 좀 더 정확한 PAPR을 측정할 수 있다.
도 1의 블록 분할부(110)는 위와 같은 주파수 도메인 OFDM 입력 시퀀스
Figure 112007038496191-pat00007
를 V개의 디스조인트(disjoint) 서브블록
Figure 112007038496191-pat00008
들로 나눈다.
각각의 서브 블록에 실리는 데이터는 서로 교차되지 않고 일정 수의 연속된 서브 캐리어에 할당되고 또한 각각의 서브 블록에 데이터가 실리지 않는 부분은 숫자 0을 삽입하여 역푸리에변환부의 입력으로 제공된다.
그리고 역푸리에변환부(120)에서는 서브 블록들에 대해 역고속 푸리에 변환을 하고, 그 결과에 플리핑부(130)가 작용하여 전송 후보 심볼들을 생성한다. 역고속 푸리에 변환 시에 역고속 이산 푸리에 변환을 할 수 있다.
M개의 전송 후보 심볼은 다음과 같은 식에 따라 나타난다.
Figure 112007038496191-pat00009
여기서
Figure 112007038496191-pat00010
를 부분 전송 시퀀스(Partial Transmit sequence)라고 부르며,
Figure 112007038496191-pat00011
는 위상회전 요소로써 보통
Figure 112007038496191-pat00012
값은 모든 서 브블록과 곱하게 되고, 곱해진 서브블록들은 도 3의 참조번호 135의 구성부에서 모두 더해짐으로써 하나의 위상 회전되어진 OFDM 심볼을 구성하게 된다. 또한 M은 전송 후보 신호
Figure 112007038496191-pat00013
들의 수를 나타낸다.
그러나 앞에서도 언급하였듯이 본 발명에서 사용되는 방법은 일종의 반복적 부분 전송 시퀀스 방식(Iterative Partial Transmit Sequence)으로, 통상적인 부분 전송 시퀀스 방법과는 다르게 낮은 복잡도를 위하여 위상회전요소를 통상의 경우와 같은
Figure 112007038496191-pat00014
값을 사용하는 대신 {1, -1}을 사용한다. 또한 1과 -1을 곱한 서브블록들의 모든 컴비네이션 조합(
Figure 112007038496191-pat00015
)을 만들어 OFDM 전송 후보 심볼로 생성하지 않고, 플립핑 알고리즘을 통해 전송 후보 심볼의 수를 V개로 줄인다.
플립핑 과정은 다음과 같다.
모든
Figure 112007038496191-pat00016
에
Figure 112007038496191-pat00017
의 위상회전 요소를 곱한 후에 수학식 3을 따르는 결합된 OFDM 신호, 즉 하나의 OFDM 전송 후보 심볼을 선정하고, 다음 위상 회전 요소를 플립핑한 후 그 결합된 신호와 전 신호의 PAPR을 비교한 후 새로운 신호의 PAPR값이 더 낮으면 기존의 위상회전 요소는 플립핑된 새로운 위상회전 요소로 저장되고, 이것 또한 OFDM 전송 후보 심볼로 선정된다. 그 반대의 경우에는 기존의 위상회전 요소로 유지되며 그 결과도 마찬가지로 OFDM 전송 후보 심볼로 선정된다.
이렇게 선정된 OFDM 전송 후보 심볼들은 각각 비선형 HPA(155)를 통과하게 되는데 이것들 중 비선형 왜곡 정도가 가장 작은 신호 즉, HPA를 통과하기 전후 신 호의 편차값이 가장 작은 신호가 최종 전송 심볼로 선택부(150)에서 선택된다.
이 경우 편차로는 평균제곱오차(mean square error; 이하 MSE라고 함)를 사용할 수 있으며, 그 결과 MSE값이 가장 작은 신호가 최종 전송 심볼로 선택되는 것이다.
MSE에 대한 식은 다음과 같다.
Figure 112007038496191-pat00018
여기서 L은 좀 더 정확한 피크 값을 찾기 위한 오버샘플링 인덱스가 되고 r(n)은 r(t)의 샘플된 신호로 HPA(155)를 통과하고 난 신호를 나타낸다. 따라서 위와 같은 MSE값을 계산하기 위해서는 정확한 r(n) 신호의 값을 추정해야 하지만 실제로 그것을 측정하기는 쉽지가 않다.
비선형 HPA(155)의 특성을 정확히 파악해야 하는데 보통 RF(radio-frequency) 전송 증폭기로 사용하는 비선형 HPA는 크기 대 크기(AM-AM)와 크기 대 위상(AM-PM) 변환 특성을 가지고 있고, 그 특징은 장비의 노후화, 온도변화, 공급전력 변화등 때문에 시간에 따라 변하는 특성을 가지고 있다. 따라서 좀 더 정확한 HPA 특성 파악이 필요하지만 실제 HPA의 AM-AM과 AM-PM의 특성을 정확히 알기는 힘들므로 좀 더 가능한 범위 내에서 방법을 찾아야할 필요가 있으며, 본 발명에서는 적응 비선형 추정기인 추정부(140)를 사용한다. 이것은 AM-AM과 AM-PM이 서로 독립 적이고 그러므로 독립적으로 추정될 수 있다는 이점을 제공한다.
Figure 112007038496191-pat00019
여기서 x(n)과 r(n)은 각각 HPA(155)를 통과하기 전후의 OFDM 전송 신호를 나타내고, ρ(n)과 θ(n)는 입력신호의 크기와 위상성분을 각각 표현한다. 또한 d(n)과
Figure 112007038496191-pat00020
는 각각 시간 n 일때 HPA(155) 출력에서 AM-AM과 AM-PM의 변화량의 값을 각각 나타낸다.
Figure 112007038496191-pat00021
여기서 적응 비선형 추정기인 추정부(155)의 출력 신호는
Figure 112007038496191-pat00022
으로 표현하고
Figure 112007038496191-pat00023
각각 추정부(155)를 통해 추정된 크기와 위상의 오프셋(offset)이다. 따라서 위의 식을 이용하여 비선형 HPA(155)를 통과하기 전후의 OFDM신호의 크기와 위상 오프셋 값을 최소 평균 자승 (Least Mean Square) 업데이트 방식을 이용하여 추정할 수 있다. 아래 식이 그에 관한 수학식이다.
Figure 112007038496191-pat00024
위의 식은 최적화 이론의 그레디언트 알고리즘(gradient algorithm)을 이용하여 추정하는 방식으로 현재의 HPA를 통과한 신호와 그것을 추정한 신호사이의 차이가 최소가 되도록 하여 다음 신호를 추정한다. 여기서
Figure 112007038496191-pat00025
와
Figure 112007038496191-pat00026
는 위의 적응 알고리즘(adaptive algorithm)을 위한 최적의 오프셋 계수를 찾기 위한 스텝 사이즈(step size)를 나타내며 위와 같은 수학식을 통해 HPA(155)의 변환 계수들의 값들을 하나 하나씩 추정해 낼 수 있다.
Figure 112007038496191-pat00027
여기서
Figure 112007038496191-pat00028
는 그레디언트 벡터(gradient vector)를 나타내며 이것을 이용하여 적응 알고리즘의 관한 식은 아래와 같다.
Figure 112007038496191-pat00029
따라서 위의 수학식 7,8을 이용하여 다음과 같은 수학식을 얻을 수 있었으며 이렇게 추정된 HPA에 의한 크기와 위상의 변화량은 아래 식과 같은 과정을 통해 최종적으로 추정된 신호를 얻을 수 있다.
Figure 112007038496191-pat00030
여기서 |ㆍ| 와 ∠ 는 각각 크기와 위상을 나타내며 위 수학식 7에서 추정된 HPA의 AM-AM과 AM-PM 변환 계수들을 이용하여 HPA(155)를 통과한 OFDM 신호를 추정해 낼 수 있다. 따라서 수학식 4번에서 나타내는 MSE 값을 얻는 방법이 수학식 8에서 얻은 값을 통해 다음 식으로 대략화 될 수 있다.
Figure 112007038496191-pat00031
이 결과를 낮은 서브블록 결합 복잡도를 가지지만 기존의 PTS보다는 성능이 떨어진다는 단점을 가진 I-PTS에 적용할 수 있다.
이 경우 최소의 MSE 값을 가지는 OFDM 심볼의 인덱스는 다음의 식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112007038496191-pat00032
여기서 MSEi는
Figure 112007038496191-pat00033
번째의 OFDM 전송후보 심볼의 MSE 값을 나타낸다.
앞에서 설명된 것과 같이 I-PTS 의 V 개의 전송후보 심볼들을 각각 상기에 설명된 본 발명에 따른 방식을 적용하여 최소의 MSE값을 가지는 즉, 최소의 비선형 왜곡을 지닌 OFDM 신호를 선택하여 전송하여, 종래의 단지 PAPR만을 감소시키는데 중점을 두는 방식들보다 HPA의 비선형 왜곡 성분들도 고려하고 있다. 그 결과 본 발명에 따른 방법을 채택한 결과가 종래의 PAPR 값만을 줄이는 방식보다는 더 좋은 BER 성능을 나타낸다.
도 4는 본 발명에 따른 전송 방법을 적용한 경우의 BER 성능 향상의 결과를 도시한 것이다. 도 4에서 오리지날 OFDM 심볼과 종래의 PTS 방법(Conventional PTS)과 단순히 I-PTS만을 적용하였을 경우(Conventional I-PTS) 그리고 본 발명에 따른 방법(Proposed EI-PTS)을 비교해 놓은 것으로, HPA에 대한 모델은 TWTA(Traveling wave tube amplifier) 모델을 사용하여 IBO(Input Back Off)값은 5.5dB로 설정하였고 AWGN 채널상에서 16-QAM 변조를 통해 실험한 결과이다. 또한 서브 캐리어 수 N을 128로 설정하고 서브블록의 수 V=4 또는 16으로 결정하여 각각의 방식들을 비교한 것이다.
도 4의 결과로부터 알 수 있듯이 본 발명에 따른 방식(Proposed EI-PTS)의 성능이 기존의 방식보다 크게 향상되는 것을 알 수 있고 종래의 단순히 I-PTS만을 적용한 방식은 종래의 PTS방식보다 더 적은 전송 후보 심볼을 가지고 있기 때문에 성능이 좋지 않음을 알 수 있으며, 그것을 보완하기 위해 I-PTS방식에 적응 비선형 추정기를 통한 최소의 비선형 왜곡을 가지는 신호를 전송하는 본 발명에 따른 방식의 성능은 기존의 PTS방식을 뛰어넘는다. 예를 들면 V=4일 때, 각각의 방식들의 0.01% BER은 오리지날 OFDM 29 dB, 종래의 I-PTS와 PTS, 그리고 본 발명에 따른 방법이 적용된 EI-PTS방식은 각각 약 27, 26.5, 26 dB를 나타냄으로써 본 발명에 따른 방식은 기존의 I-PTS방식 보다 대략 1dB 정도 성능이 개선된 것을 알 수 있다.
도 5는 비선형 TWTA에 의해 왜곡된 OFDM 신호의 PSD를 도시한 것이다. 이러한 높은 PAPR로 인해 발생하는 비선형 왜곡은 주파수 대역에서의 대역외 방사와 주파수 퍼짐 현상을 야기 시킨다. 도 5에서 볼 수 있듯이 개선되지 않은 OFDM신호(unmodified)와 본 발명에 따른 방법이 적용된방식(EI-PTS)이 적용된 OFDM 신호들을 비교한 결과 본 발명에 따른 방식이 적용된 OFDM 신호가 훨씬 더 적은 대역외 방사의 양을 나타내는 것과 TWTA의 OBO(Output Back Off) 값에 따라 대역외 방사의 양이 달라짐을 알 수 있다. 또한 비선형 TWTA의 OBO 값이 8 dB이고 V=4일 경우 본 발명에 따른 방식의 OFDM 신호는 -50 dB이하의 대역외 방사의 양을 나타낸다.
상기의 설명과 같이 본 발명이 적용된 방식을 사용하는 경우 종래의 경우보다 더 좋은 성능을 얻을 수 있다는 것을 알 수 있다.
본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발 명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 본 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 상기의 설명에 포함된 예들은 본 발명에 대한 이해를 위해 도입된 것이며, 이 예들은 본 발명의 사상과 범위를 한정하지 않는다. 상기의 예들 외에도 본 발명에 따른 다양한 실시 태양이 가능하다는 것은, 본 발명이 속한 기술 분야에 통상의 지식을 가진 사람에게는 자명할 것이다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
또한 본 발명에 따른 상기의 각 단계는 일반적인 프로그래밍 기법을 이용하여 소프트웨어적으로 또는 하드웨어적으로 다양하게 구현할 수 있다는 것은 이 분야에 통상의 기술을 가진 자라면 용이하게 알 수 있는 것이다.
그리고 본 발명의 일부 단계들은, 또한, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, CD-RW, 자기 테이프, 플로피디스크, HDD, 광 디스크, 광자기 저장장치 등이 있으며, 또한 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로 저장되고 실행될 수 있다.
본 발명에 의하면, 종래의 I-PTS 방식에 본 발명을 적용하면 성능의 취약점이 보완되어 직교주파수분할다중화(OFDM) 통신시스템에서 다중 반송파 사용으로 인한 가장 큰 문제점인 높은 PAPR을 줄일 수 있을 뿐 아니라 그것으로 인해 발생하는 비선형왜곡 또한 최소화 할 수 있고 그에 따른 고출력 증폭기의 전력효율을 증가 시킬 수 있어 고품질 통신이 가능하며, 종래의 PTS방식의 문제점인 많은 서브블록 컴비네이션의 수를 줄일 수 있어 처리지연 시간을 최소화하여 보다 더 좋은 전송속도를 가져오는 이점을 제공하여, 결과적으로 사용자의 통신망 환경을 대폭 개선하는 효과를 제공한다.

Claims (8)

  1. 직교 주파수 분할 다중화 통신(OFDM)에 있어서,
    순차적으로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하는 직병렬변환부;
    상기 병렬로 변환된 데이터를 서브 블록으로 나누는 블록 분할부;
    상기 각 서브 블록을 역고속 푸리에 변환하는 역푸리에 변환부;
    각각의 변환된 서브 블록에 위상회전 요소를 곱하고 순차적으로 플립핑하여 위상회전 된 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성하는 플리핑부;
    상기 OFDM 전송 후보 심볼들 중에서 비선형 왜곡 정도가 가장 작은 신호를 최종 전송 심볼로 선택하는 선택부; 및
    전송시각에 따라 변하는 고출력전력증폭기의 비선형적인 특성을 추정하는 추정부;를 더 포함하며,
    상기 선택부는 상기 OFDM 전송 후보 심볼 모두에 대해 상기 고출력전력증폭기를 통과시켜 상기 추정부를 통해 추정한 비선형 왜곡 OFDM 전송 후보 심볼과 상기 고출력전력증폭기를 통과시키기 전의 대응하는 OFDM 전송 후보 심볼 사이의 편차를 측정하여 가장 작은 편차값을 가지는 OFDM 전송 후보 심볼을 최종 전송 심볼로 선택하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 선택부가 측정하는 편차는 추정된 비선형 왜곡 OFDM 전송 후보 심볼과 상기 추정된 비선형 왜곡 OFDM 전송 후보 심볼에 대응하는 OFDM 전송 후보 심볼 사이의 평균 제곱 오차(mean square error; MSE)임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 블록 분할부는 각각의 서브 블록에 실리는 데이터가 서로 교차되지 않고 일정 수의 연속된 서브 캐리어(subcarrier)에 할당되고 또한 각각의 서브 블록에 데이터가 실리지 않는 부분은 숫자 0을 삽입하여 서브 블록을 생성하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 역푸리에 변환부는 역 고속 이산 푸리에 변환을 하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 플리핑부의 위상회전 요소는 1, -1의 값임을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 장치.
  7. 직교 주파수 분할 다중화 통신(OFDM)에 있어서,
    순차적으로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하는 단계;
    상기 병렬로 변환된 데이터를 서브 블록으로 나누는 단계;
    상기 각 서브 블록을 역고속 푸리에 변환하는 단계;
    각각의 변환된 서브 블록에 위상회전 요소를 곱하고 순차적으로 플립핑하여 위상회전 된 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성하는 단계; 및
    상기 OFDM 전송 후보 심볼들 중에서 비선형 왜곡 정도가 가장 작은 신호를 최종 전송 심볼로 선택하는 단계;를 포함하며,
    상기 OFDM 전송 후보 심볼들을 생성한 후에, 전송시각에 따라 변하는 고출력전력증폭기의 비선형적인 특성을 추정하는 단계;를 더 포함하여,
    상기 최종 전송 심볼로 선택하는 단계에서, 상기 OFDM 전송 후보 심볼 모두에 대해 상기 고출력전력증폭기를 통과시켜 상기 추정하는 단계를 통해 추정한 비선형 왜곡 OFDM 전송 후보 심볼과 상기 고출력전력증폭기를 통과시키기 전의 대응하는 OFDM 전송 후보 심볼 사이의 편차를 측정하여 가장 작은 편차값을 가지는 OFDM 전송 후보 심볼을 최종 전송 심볼로 선택하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중화 신호의 피크 전력 대 평균 전력비를 감소시키는 방법.
  8. 삭제
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