KR20110033058A

KR20110033058A - 수신기 및 방법

Info

Publication number: KR20110033058A
Application number: KR1020100091703A
Authority: KR
Inventors: 오바이오마 쉐도지 도날드 오크하이
Original assignee: 소니 주식회사
Priority date: 2009-09-22
Filing date: 2010-09-17
Publication date: 2011-03-30
Also published as: CN102143112A; JP5527847B2; GB0916648D0; GB2473674A; US20110069790A1; EP2312801B1; JP2011071990A; EP2312801A2; EP2312801A3; US8774295B2

Abstract

수신기가 파일럿 부반송파들은 물론 데이터 전달 부반송파들을 포함하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 심볼들로부터 데이터를 검출하여 복원한다. 수신기는 채널 추정 처리기 및 채널 추정치 후처리기를 포함한다. 채널 추정 처리기는 수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 파일럿 부반송파에 대한 채널 전달 함수의 샘플을 발생하도록 구성되어 있는 파일럿 획득 유닛(pilot acquisition unit), 및 파일럿 획득 유닛에 의해 제공되는 파일럿 도출된 샘플들로부터 수신된 OFDM 심볼에서의 각각의 부반송파 위치에서 채널 전달 함수의 샘플들을 제공하는 채널 전달 함수의 추정치를 발생하도록 구성되어 있는 채널 추정기(channel estimator)를 포함한다. 채널 추정치 후처리기는 채널 추정 처리기로부터 수신된 채널 전달 함수의 추정치를 처리하여 채널 전달 함수의 처리된 버전을 발생하도록 구성되어 있다. 채널 추정치 후처리기는 제어기 및 복수의 예측 필터들을 포함하고 있다. 제어기는, 채널 추정 처리기에 의해 제공된 채널 전달 함수의 추정치에 대해 채널 전달 함수의 처리된 버전에서의 잡음을 감소시키기 위해, 복수의 예측 필터들을 사용해 채널 추정 처리기에 의해 생성된 채널 전달 함수의 추정치를 필터링하여 채널 전달 함수의 처리된 버전을 형성하도록 구성되어 있다.

Description

수신기 및 방법{RECEIVER AND METHOD}

본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 심볼들로부터 데이터를 검출하고 복원하는 수신기 및 방법에 관한 것이며, OFDM 심볼들은 복수의 데이터 전달 부반송파들(data bearing sub-carriers) 및 복수의 파일럿 전달 부반송파들(pilot bearing sub-carriers)을 포함하고 있다.

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 사용하여 데이터가 전달되는 무선 통신 시스템의 일례들이 다수 있다. 예를 들어, DVB(Digital Video Broadcasting) 표준들에 따라 동작하도록 구성되어 있는 시스템들은 OFDM을 사용한다. OFDM은 일반적으로 병렬로 변조되는 K개의 협대역 부반송파들(단, K는 정수임)을 제공한다고 말할 수 있으며, 각각의 부반송파는 QAM(Quadrature Amplitude Modulated) 심볼 또는 QPSK(Quadrature Phase-shift Keying) 심볼 등의 변조된 데이터 심볼을 전달한다. 부반송파들의 변조는 주파수 영역에서 이루어지고 전송을 위해 시간 영역으로 변환된다. 데이터 심볼들이 부반송파들을 통해 병렬로 전달되기 때문에, 동일한 변조된 심볼들이 무선 채널의 가간섭성 시간(coherence time)보다 길 수 있는 장기간 동안 각각의 부반송파를 통해 전달될 수 있다. 부반송파들이 병렬로 동시에 변조됨으로써 변조된 반송파들이 결합되어 OFDM 심볼을 형성한다. 따라서, OFDM 심볼은 각각이 서로 다른 변조 심볼들로 동시에 변조된 복수의 부반송파들을 포함한다.

수신기에서 데이터를 검출하여 복원하는 것을 용이하게 해주기 위해, OFDM 심볼은 수신기가 알고 있는 데이터-심볼들을 전달하는 파일럿 부반송파들을 포함할 수 있다. 파일럿 부반송파들은, 수신기에서 데이터 심볼들을 검출하여 복원하는 것을 용이하게 해주기 위해, OFDM 심볼이 통과한 채널의 채널 전달 함수를 추정하는 데 사용될 수 있는 위상 및 타이밍 기준을 제공한다. 몇몇 일례들에서, OFDM 심볼들은 OFDM 심볼에서 동일한 상대 주파수 위치에 있는 CP(Continuous Pilot) 반송파들 및 SP(Scattered Pilot) 둘다를 포함한다. SP는 연속적인 심볼들 사이에서 OFDM 심볼에서의 그의 상대적 위치를 변경하여, 감소된 중복성으로 채널의 임펄스 응답을 더욱 정확하게 추정하는 기능을 제공한다.

수신기가 전달될 데이터를 검출하여 복원할 수 있도록 OFDM 심볼들이 통과한 채널의 영향을 감소시키기 위해, OFDM 심볼에서의 부반송파 위치들 각각에서 채널 전달 함수의 추정치를 발생할 필요가 있다. SP 및 CP가 OFDM 심볼들에 제공되어 있지만, 몇몇 일례들에서, 이전에 수신된 OFDM 심볼들로부터의 파일럿 심볼들을 저장할 필요없이 또는 모든 부반송파 위치에 파일럿을 제공하기 위해 충분한 OFDM 심볼들이 수신될 때까지 기다릴 필요없이, OFDM 심볼들 내의 부반송파 위치들 각각에서 채널 전달 함수의 추정치를 발생할 수 있는 것이 바람직하다.

본 발명의 일 실시 형태에 따르면, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 심볼들로부터 데이터를 검출하여 복원하는 수신기가 제공된다. OFDM 심볼은 데이터가 전송되는 복수의 데이터 전달 부반송파 및 파일럿 데이터가 전송되는 복수의 파일럿 전달 부반송파를 포함하고, 파일럿 부반송파들은 파일럿 부반송파 패턴에 따라 OFDM 심볼들 내에 배열되어 있다. 수신기는 채널 추정 처리기(channel estimation processor) 및 채널 추정치 후처리기(channel estimate post processor)를 포함한다. 채널 추정 처리기는 수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 파일럿 부반송파에 대한 채널 전달 함수의 샘플을 발생하도록 구성되어 있는 파일럿 획득 유닛(pilot acquisition unit), 및 파일럿 획득 유닛에 의해 제공되는 파일럿 도출된 샘플들로부터 수신된 OFDM 심볼에서의 각각의 부반송파 위치에서 채널 전달 함수의 샘플들을 제공하는 채널 전달 함수의 추정치를 발생하도록 구성되어 있는 채널 추정기(channel estimator)를 포함한다. 채널 추정치 후처리기는 채널 추정 처리기로부터 수신된 채널 전달 함수의 추정치를 처리하여 채널 전달 함수의 처리된 버전을 발생하는 동작을 하도록 구성되어 있다. 채널 추정치 후처리기는 제어기 및 복수의 예측 필터들을 포함하고 있다. 제어기는, 채널 추정 처리기에 의해 제공된 채널 전달 함수의 추정치에 대해 채널 전달 함수의 처리된 버전에서의 잡음을 감소시키기 위해, 복수의 예측 필터들을 사용해 채널 추정 처리기에 의해 생성된 채널 전달 함수의 추정치를 필터링하여 채널 전달 함수의 처리된 버전을 형성하도록 구성되어 있다.

본 발명의 실시 형태들은 OFDM 심볼 전체에 걸쳐 배치된 파일럿 부반송파 신호들을 이용하여 OFDM 심볼이 통과한 채널의 전달 함수의 추정치를 발생하는 기법을 제공한다. 상세하게는, 이전에 수신된 파일럿 부반송파들로부터 도출된 채널 전달 함수의 이전에 저장된 샘플들에 대해 시간 영역에서의 보간/외삽을 수행하지 않고 채널 전달 함수의 추정이 달성된다. 이를 위해, 채널 추정 처리기가 수신된 OFDM 심볼에서의 부반송파 위치들 각각에 대한 채널 전달 함수의 샘플들을 생성하는 채널 추정기 및 채널 추정치 후처리기를 구비하고 있다. 채널 추정치 후처리기는 현재 수신된 OFDM 심볼(인트라 OFDM 심볼, 심볼마다)로부터 금방 도출된 샘플들로부터의 채널 전달 함수의 추정치를 형성하는 것에 의해 부분적으로 야기될 수 있는 추정치에서의 잡음을 가능한 한 감소시키는 것에 의해 채널 전달 함수의 추정치를 처리한다. 보다 상세하게는, 채널 추정치 후처리기는 제어기 및 복수의 예측 필터들을 포함하고 있다.

본 발명의 실시 형태들의 목적은 이전의 OFDM 심볼들로부터의 이전에 수신된 파일럿 부반송파들의 시간 방향 보간/외삽에 전혀 의존하지 않거나 덜 의존하고 채널 전달 함수의 보다 정확한 추정치를 발생하는 기법을 제공하는 데 있다. 이를 위해, 현재 수신되는 OFDM 심볼의 파일럿 부반송파들로부터 발생된 주파수 차원에서의 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 필터링하기 위해 복수의 예측 필터들이 결합되어 사용된다. 초기의 수렴 기간 후에 미리 정해진 수의 샘플들에 대해 예측 필터들이 효과적일 수 있다는 것을 알았다. 미리 정해진 효과적인 동작 기간 이후에, 예측 필터들이 발산할 수 있다. 즉, 예측 필터들이 점점 감소하는 정확도를 갖는 채널 전달 함수의 추정치를 생성한다. 따라서, 본 발명의 실시 형태들은 제어기에 의해 제어되는 2개 이상의 예측 필터를 포함하는 채널 추정치 후처리기를 제공한다.

한 일례에서, 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들은 먼저 미리 정해진 수의 OFDM 심볼들에 대한 전달 함수의 추정치를 발생하는 데 사용되는 제1 예측 필터에 입력될 수 있다. 시뮬레이션 분석에 의해 사전 설정된 기간 후에(이 기간 후에 예측 필터가 발산하기 시작함), 채널 전달 함수의 추정치가 수렴된 상태에 있는 제2 예측 필터에 의해 필터링된다. 이어서, 초기화 단계 동안에, 제1 예측 필터가 채널 전달 함수의 정확한 추정치에 수렴할 때까지 제1 예측 필터가 다시 병렬로 실행될 수 있도록, 제1 예측 필터가 재설정되고 채널 전달 함수의 추정치를 필터링하는 데 사용된다. 이 때에, 제어기는 전달 함수의 추정치를 발생하기 위해 출력을 다시 제1 예측 필터로 전환시키고, 제2 예측 필터가 이어서 재설정되고, 이어서 이 프로세스가 반복된다.

다른 일례에서, 채널 전달 함수의 제1 처리된 버전이 예측 필터들 중 제2 예측 필터에 의해 필터링되어 채널 전달 함수의 제2 처리된 버전을 출력에 형성할 수 있도록, 2개 이상의 예측 필터들이 직렬로 연결될 수 있다. 그로써, 채널 전달 함수의 추정치의 2-단계 처리가 형성될 수 있다. 이러한 2-단계 구성은 이점을 제공하는데, 그 이유는 주파수 응답의 변화율에 대해 외삽 프로세스를 수행하는 예측 필터의 스텝 크기 계수 μ를 선택하는 절충이 있기 때문이다. 그로써, 스텝 크기 값 μ에 상관없이, 외삽 필터는 어떤 범위의 지연 확산(delay spread)에 걸쳐 비효과적일 것이다. 이 문제를 해결하기 위해, 서로 다른 처리 계수들을 사용하여, 서로 다른 가능한 유형들의 다중-경로 채널에 대응하기 위해 종속-접속 외삽 필터들이 사용될 수 있다. 게다가, 2개의 예측 필터들을 병렬로 사용하여 발산에 의한 문제점을 제거하는 기법이 복수의 단계들과 결합될 수 있으며, 따라서 각각의 단계가 복수의 예측 필터들을 갖는다.

다른 일례에서, 채널 추정치 후처리기는 복수의 예측 필터들의 출력에 제공되는 채널 전달 함수 추정치의 처리된 버전을 필터링하도록 구성되어 있는 평균 필터(averaging filter) 및 연속적인 OFDM 심볼들에서 동일한 위치들에 있는 파일럿 부반송파들을 비교하여 채널 전달 함수의 변화율의 상대 척도(relative measure)를 결정하고 또 채널 전달 함수의 변화율에 비례하여 평균 필터의 효과를 제어하도록 구성되어 있는 필터 제어기(filter controller)를 포함할 수 있다. 그로써, 더 높은 변화율을 갖는 채널 전달 함수에 대해 평균 필터가 꺼질 수 있거나, 그의 효과가 감소될 수 있다.

몇몇 일례들에서, 채널 추정기는 OFDM 심볼들의 파일럿 데이터 전달 부반송파들에 의해 제공되는 채널 전달 함수의 파일럿 위치 샘플들을 수신하고 또 주파수 영역에서 파일럿 전달 부반송파들로부터 도출된 샘플들의 선형 외삽을 수행함으로써 수신된 OFDM 심볼에서의 부반송파들 각각에 대한 채널 전달 함수의 샘플들을 발생하도록 구성되어 있는 선형 외삽기(linear extrapolator)를 포함할 수 있다. 선형 외삽은 수신된 OFDM 심볼들이 통과한 채널 전달 함수와 채널 전달 함수의 추정치를 형성하는 것 사이의 지연을 감소시킬 수 있다.

채널 추정치 후처리기는 또한 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 처리된 채널 전달 추정치의 대응하는 샘플들과 비교함으로써 주파수 영역에서 수신된 OFDM 심볼의 샘플들 각각에서 잡음 전력의 추정치를 발생하도록 구성되어 있는 잡음 전력 추정기(noise power estimator)도 포함할 수 있다. 몇몇 일례들에서, 엣지 효과(edge effect)를 감소시키기 위해, 주파수 영역에서 OFDM 심볼의 각각의 엣지로부터의 미리 정해진 수의 샘플들 내의 잡음 전력 샘플들이, OFDM 심볼에서의 다른 샘플들로부터 그 미리 정해진 수에 대응하는 샘플들을 복사함으로써, 발생된다.

본 발명의 다양한 추가의 측면들 및 특징들이 첨부된 특허청구범위에 한정되어 있다.

이제부터 본 발명의 실시 형태들에 대해 첨부 도면들을 참조하여 단지 일례로서 설명할 것이며, 도면들에서 유사한 부분에는 대응하는 참조 번호들이 부기되어 있다.
도 1은 통상적인 DVB-T2 송신기 체인(transmitter chain)을 나타낸 개략도.
도 2는 통상적인 DVB-T2 프레임 구조를 나타낸 개략도.
도 3은 통상적인 DVB-T2 수신기 체인(receiver chain)을 나타낸 개략도.
도 4는 일반적인 OFDM 심볼 시퀀스를 나타낸 개략도.
도 5는 채널 전달 함수의 추정치를 발생하기 위해 처리되는 복수의 OFDM 심볼들에 대한 파일럿 부반송파 신호들을 나타낸 도면.
도 6은 ZOH(zero order hold) 동작에 대한 잡음-제거 채널 추정치 후처리기(de-noising channel estimate post processor)의 일례를 나타낸 도면.
도 7은 본 발명에 따른 도 3에 도시된 채널 추정기를 형성할 수 있는 최상위 레벨의 구성요소들을 나타낸 개략 블록도.
도 8은 도 7에 도시된 채널 추정치 후처리기의 개략 블록도.
도 9는 도 8에 도시된 채널 추정치 후처리기의 일부를 형성하는 예측 필터의 개략 블록도.
도 10은 도 9에 도시된 외삽 필터의 동작을 나타낸 부분적으로 개략적인 부분 흐름도.
도 11은 도 9에 도시된 예측 필터들의 수렴 및 발산의 효과를 나타낸 그래프.
도 12는 본 발명의 일 실시 형태에 따른, 예측 필터들 중 하나가 최적 처리점에서 사용되도록 제1 및 제2 예측 필터의 쌍의 동작을 나타낸 그래프.
도 13은 정적 및 동적 채널에 대한 다중-경로 채널에서 주파수 영역에서의 선택적 페이딩의 변형을 나타낸 그래프.
도 14는 도 8에 도시된 채널 추정치 후처리기에 의해 사용되는 2-단계 채널 추정 기법의 개략 블록도.
도 15는 도 7에 도시된 채널 추정기의 일부를 형성하는 적응적 μ 계산기의 개략 블록도.
도 16은 도 15에 도시된 적응적 μ 계산기의 동작을 나타낸 부분적으로 개략적인 부분 흐름도.
도 17은 동적으로 변하는 채널을 추정하는 ZOH(zero order hold) 기법의 동작을 나타낸 그래프.
도 18은 도 7에 도시된 채널 추정기의 일 실시 형태에서 사용되는 시간 차원 선형 외삽기(time dimension linear extrapolator)의 동작을 나타낸 그래프.
도 19는 DVB-T2 P2 심볼에서의 시간 차원 외삽을 나타낸 복수의 OFDM 심볼들들에 대한 파일럿 및 데이터 부반송파들을 나타낸 그래프.
도 20은 도 7에 도시된 채널 추정기 내에서 수행되는 잡음 전력 추정 프로세스를 나타낸 부분적으로 개략적인 부분 흐름도.

이제부터 DVB T2 표준을 참조하여 본 발명의 실시 형태들에 대해 기술할 것이지만, 본 발명이 DVB T2 표준으로 제한되지 않고 DVB-H, DVB-T 또는 DVB C2 등의 다른 DVB 표준들에 또는 실제로 OFDM 및 OFDM 심볼들 내의 분산된 파일럿 부반송파들을 이용하여 일반적인 전달 함수의 추정치를 발생하는 다른 통신 시스템들에 적용될 수 있다는 것을 잘 알 것이다.

도 1은, 예를 들어, DVB-T2 표준에 따라 비디오 이미지들 및 오디오 신호들을 전송하는 데 사용될 수 있는 OFDM 송신기의 예시적인 블록도를 제공한다. 도 1에서, 프로그램 소스(1)는 OFDM 송신기에 의해 전송될 데이터를 발생한다. 비디오 코더(2) 및 오디오 코더(4) 및 데이터 코더(6)는 전송될 비디오, 오디오 및 기타 데이터를 발생하며, 이들은 프로그램 멀티플렉서(10)에 입력된다. 프로그램 멀티플렉서(10)의 출력은 비디오, 오디오 및 기타 데이터를 전달하는 데 필요한 다른 정보를 갖는 멀티플렉싱된 스트림을 형성한다. 멀티플렉서(10)는 연결 채널(12)을 통해 스트림을 제공한다. 서로 다른 분기 A, B, 기타에 입력되는 많은 이러한 멀티플렉싱된 스트림들이 있을 수 있다. 간단함을 위해, 분기 A에 대해서만 기술할 것이다.

도 1에 도시된 바와 같이, OFDM 송신기는 멀티플렉서 적응 및 에너지 분산 블럭(multiplexer adaptation and energy dispersal block)(22)에서 스트림을 수신한다. 멀티플렉서 적응 및 에너지 분산 블럭(22)은 데이터를 랜덤화하고, 적절한 데이터를 스트림의 오류 정정 인코딩을 수행하는 전방 오류 정정 인코더(forward error correction encoder)(24)에 입력한다. DVB-T2의 일례에서 LDCP/BCH 인코더 출력인 인코딩된 데이터 비트들을 인터리빙하는 비트 인터리버(bit interleaver)(26)가 제공된다. 비트 인터리버(26)로부터의 출력은 비트들의 그룹을, 인코딩된 데이터 비트들을 전달하는 데 사용되어야 하는, 변조 방식의 성상점(constellation point)에 매핑하는 비트-성상 매퍼(bit into constellation mapper)(28)에 입력된다. 비트-성상 매퍼(28)로부터의 출력은 실수 성분 및 허수 성분을 나타내는 성상점 표시(constellation point label)이다. 성상점 표시는 사용되는 변조 방식에 따라 2개 이상의 비트들로부터 형성되는 데이터 OFDM 심볼을 나타낸다. 이것을 데이터 셀(data cell)이라고 할 수 있다. 이러한 데이터 셀들은 시간-인터리버(30)를 통과하며, 그의 효과는 다수의 LDPC 코드 워드들(code words)로부터 얻어지는 데이터 셀들을 인터리빙하는 것이다.

데이터 셀들은 프레임 작성기(frame builder)(32)에 의해 수신되며, 데이터 셀들은 다른 채널들(31)을 통해 도 1의 분기 B 및 C에 의해 생성된다. 프레임 작성기(32)는 이어서 많은 데이터 셀들을 OFDM 심볼들을 통해 전달될 시퀀스들로 형성하고, 이 때 OFDM 심볼은 다수의 데이터 셀들을 포함하고, 각각의 데이터 셀은 부반송파들 중 하나 상으로 매핑된다. 부반송파들의 수는 1k, 2k, 4k, 8k, 16k 또는 32k 중 하나를 포함할 수 있는 시스템의 동작 모드에 의존하게 되며, 이들 각각은, 예를 들어, 이하의 표에 따라 서로 다른 수의 부반송파들을 제공한다.

모드별 부반송파들의 최대수

모드	부반송파들
1K	853
2K	1705
4K	3409
8K	6913
16K	13921
32K	27841

각각의 OFDM 심볼 내에서 전달되는 데이터 셀들의 시퀀스는 이어서 OFDM 심볼 인터리버(33)로 전달된다. OFDM 심볼은 이어서 파일럿 및 내장 신호 형성기(36)로부터 입력되는 파일럿 및 동기화 신호들을 소개하는 OFDM 심볼 작성기 블록(OFDM symbol builder block)(37)에 의해 발생된다. OFDM 변조기(38)는 이어서 시간 영역에서의 OFDM 심볼을 형성하고, 이 OFDM 심볼은 보호 구간 삽입 처리기(40)에, 이어서 디지털-아날로그 변환기(42)에, 마지막으로 OFDM 송신기에 의해 안테나(46)로부터 궁극적으로 브로드캐스트하기 위해 RF 프런트 엔드(44) 내의 RF 증폭기에 입력된다.

DVB-T2 시스템의 경우, OFDM 심볼당 부반송파들의 수가 파일럿 및 기타 예약된 부반송파들의 수에 따라 변할 수 있다. DVB-T2 표준에 따른 "수퍼 프레임"의 예시적인 설명이 도 2에 도시되어 있다.

따라서, DVB-T2에서는, DVB-T와 달리, 데이터를 전달하는 부반송파들의 수가 고정되어 있지 않다. 방송국들은 각각이 OFDM 심볼마다 데이터의 부반송파들의 범위를 제공하는 1k, 2k, 4k, 8k, 16k, 32k로부터 동작 모드들 중 하나를 선택할 수 있으며, 이러한 모드들 각각에 대해 이용가능한 최대값은 각각 1024, 2048, 4096, 8192, 16384, 32768이다. DVB-T2에서, 물리 계층 프레임은 많은 OFDM 심볼들로 이루어져 있다. 통상적으로, 프레임은 프리앰블, 즉 도 2에 도시된 바와 같이 P1 OFDM 심볼로 시작하며, 이 P1 OFDM 심볼은 모드의 표시를 비롯한 DVB-T2 배포의 구성에 관한 시그널링 정보를 제공한다. P1 OFDM 심볼 다음에 하나 이상의 P2 OFDM 심볼들(64)이 오고, 그 다음에 다수의 페이로드 전달 OFDM 심볼들(66)이 온다. 물리 계층 프레임의 끝은 FCS(frame closing OFDM symbol)(68)로 표시된다(그렇지만, 이것은 모드가 간단한 주파수 보간 전용 모드가 아니고 또 PP8 파일럿 패턴이 아닌 경우만이며, 이에 대해서는 이하에서 기술할 것임). DVB-T2 프레임 구조에 대해 이하에서 더 상세히 설명한다. 각각의 동작 모드에 대해, 부반송파들의 수가 각각의 유형의 OFDM 심볼마다 서로 다를 수 있다. 게다가, 대역폭 확장이 선택되는지 여부, 톤 예약(tone reservation)이 인에이블되어 있는지 여부에 따라, 또한 어느 파일럿 부반송파가 선택되었는지에 따라 각각에 대해 부반송파들의 수가 변할 수 있다.

도 3은 본 기법에서 사용될 수 있는 수신기의 예시적인 일례를 제공한다. 도 3에 도시된 바와 같이, OFDM 신호가 안테나(100)에 의해 수신되고 튜너(102)에 의해 검출되며, 아날로그-디지털 변환기(104)에 의해 디지털 형태로 변환된다. 이하에서 더 기술하는 바와 같이, 몇몇 실시 형태들에서, 수신된 OFDM은 2개의 개별적인 안테나 그룹들에 의해 전송된 OFDM 심볼의 2개의 버전의 조합일 수 있다. 채널 추정기 및 정정기(channel estimator and corrector)(110)와 내장 시그널링 디코딩 유닛(embedded signalling decoding unit)(111)과 함께 FFT 처리기(Fast Fourier Transform)(108)를 사용하여 데이터가 OFDM 심볼로부터 복원되기 전에, 보호 구간 제거 처리기(guard interval removal processor)(106)는 수신된 OFDM 심볼로부터 보호 구간을 제거한다. 복조된 데이터가 디매퍼(de-mapper)(112)로부터 복원되 OFDM 심볼 디인터리버(114)에 입력되며, 디인터리버(114)는 디인터리빙된 데이터로 출력 데이터 스트림을 재발생하기 위해 수신된 데이터 OFDM 심볼의 역매핑을 수행하는 동작을 한다. 이와 유사하게, 비트 디인터리버(bit de-interleaver)(116)는 비트 인터리버(26)에 의해 수행되는 비트 인터리빙을 거꾸로 행한다. 도 3에 도시된 OFDM 수신기의 나머지 부분들은 오류들을 정정하고 소스 데이터의 추정치를 복원하는 오류 정정 디코딩(118)을 수행하기 위해 제공되어 있다.

OFDM 심볼들은 수신기에서 동기화 및 오류 정정을 하는 데 사용될 수 있는 파일럿 데이터를 포함하고 있을 수 있다. 파일럿 데이터는 각각의 OFDM 심볼의 부반송파들에 걸쳐 분산되어 있음으로써 다수의 파일럿 부반송파들을 제공한다. 전송 이전에, 파일럿 데이터가 증가된 전력 레벨에서 기지의 위상 및 진폭으로 각각의 OFDM 심볼 내의 파일럿 부반송파들을 통해 삽입된다. 따라서, 프레임 동기화 및 시간 동기화와 더불어, 파일럿 데이터가 수신기에서 OFDM 심볼이 전송되는 채널의 채널 응답을 추정하는 데 사용될 수 있다. 수신기가 채널 응답의 추정치를 갖는 경우, 채널 응답을 고려하기 위해 수신된 OFDM 심볼들이 정정될 수 있다. 파일럿 부반송파들은 통상적으로 각각의 OFDM 심볼 내의 부반송파들에 걸쳐 분산되어 있고, 따라서 시간 및 주파수 둘다에서 채널 응답의 변동들이 수신기에서 추정될 수 있다. 예를 들어, DVB-T 표준에서는, 하나의 정적 파일럿 부반송파 패턴이 사용되는 반면, DVB-T2에서는, 8개의 파일럿 부반송파 패턴들(PP1 내지 PP8)이 있고, 이들 각각이 특정의 FFT 크기 및 보호 간격 조합에서 최적으로 동작하도록 설계되어 있다.

도 4는 어떤 기간에 걸쳐 전송되는 OFDM 심볼들의 시퀀스의 처음 32개 부반송파들을 나타낸 것이다. OFDM 심볼들은 수평축을 따라 나타낸 OFDM 부반송파들(k) 및 수직축을 따라 있는 OFDM 심볼의 시간상 위치(L)를 갖는 2차원 격자(401)를 형성한다. 각각의 개별적인 원은 특정의 OFDM 심볼 상의 특정의 부반송파의 값을 나타낸다. 이것을 셀(cell)이라고 한다. 각각의 수평 행의 셀들(305)은 OFDM 심볼의 처음 32개의 부반송파들을 나타낸다. 2차원 어레이(401)로부터 알 수 있는 바와 같이, 연속 파일럿 부반송파들(403)은 각각의 OFDM 심볼에서 동일한 셀을 차지하는 반면, 분산 파일럿 부반송파들(404)의 위치는 반복하는 사이클에서 OFDM 심볼마다 다르다. 파일럿 부반송파들의 위치들은 이상에서 기술한 사전 정의된 파일럿 부반송파 패턴들에 따라 결정된다. 각각의 DVB-T2 파일럿 부반송파 패턴은 2개의 값, Dx 및 Dy으로 특징지워진다. Dx는 각각의 OFDM 심볼에서 분산 파일럿 부반송파들 사이의 간격을 나타내고, Dy는 동일한 부반송파 위치에서 분산 파일럿 부반송파들을 갖는 OFDM 심볼들을 분리시키는 OFDM 심볼들의 수를 나타낸다. 도 4에 도시된 OFDM 심볼 시퀀스는 Dx=6 및 Dy=4를 갖는 PP3 파일럿 부반송파 패턴을 나타낸 것이다. 도 4에 나타낸 바와 같이, OFDM 심볼들은 데이터 전달 셀들(405) 사이에 연속 파일럿 셀들(403) 또는 분산 파일럿 셀들(404)을 가질 수 있다.

채널 추정의 개선

본 기법의 실시 형태들은 OFDM 심볼들이 통과한 채널 전달 함수의 추정치를 형성하는 데 필요한 동작들의 개선을 제공한다. 상세하게는, 본 기법은, 예를 들어, DVB-T2 규격의 원래의 의도에 더 충분히 부합하기 위해 프레임별로 채널 및 잡음 추정을 수행하고자 하는 것으로부터 안출되었다. 프레임별로 채널 및 잡음 추정을 수행하는 것은 OFDM 통신 시스템의 성능을 향상시킬 것인데, 그 이유는 이 시스템이, 예를 들어, 긴 FEF(Future Extension Frames) 프레임의 결과, 파일럿 부반송파들에 의해 제공되는 채널의 샘플들의 전송의 단절에 더 잘 대처할 수 있게 될 것이기 때문이다. 이것은 동적 채널 상태에서 특히 그렇다. 프레임별로 추정하는 것은 또한 시간-차원 채널 추정을 필요로 하는 기법들과 비교하여 채널 추정 획득 시간도 개선시킬 것이다. 그에 부가하여, 수신된 OFDM 심볼로부터의 파일럿 부반송파들에 의해서만 제공되는 채널 전달 함수의 샘플들로부터 채널 전달 함수의 추정치를 발생하는 것은 하드웨어 비용도 절감시킬 것이다.

따라서, 본 기법의 실시 형태들의 목적은, OFDM 심볼들 내의 이전의 위치들에서 전송되었던 이전의 파일럿 부반송파들을 저장하는 것에 의한 상당한 메모리 또는 지연을 필요로 하지 않고, 가능한 한 정확하게 채널의 추정치를 제공하는 데 있다. 따라서, 본 기법의 목적은 수신된 OFDM 심볼 내의 부반송파 심볼들 각각에서 채널 전달 함수의 추정치를 발생할 수 있으면서도 채널 전달 함수의 추정치를 발생하는 데 시간 방향 외삽에 대한 의존성을 줄이는 것에 있다. 따라서, 예를 들어, OFDM 심볼(305)은, 양호하게는 서로 다른 부반송파 위치들에서 이전의 OFDM 심볼들로부터 도출된 파일럿 데이터에 의존하지 않고, 부반송파 위치들 각각에서 채널 전달 함수의 추정치를 제공받아야만 한다.

잡음이 많은 채널 추정

모든 OFDM 심볼에 대한 프레임내 채널 추정(intra-frame channel estimation)을 발생하는 한가지 기법은 ZOH(zero-order-hold) 채널 추정이라고 하는 기법이다. ZOH 채널 추정은 이전에 수신된 OFDM 심볼들로부터 도출된, 위상이 벗어난 분산 파일럿들을 사용한다. 도 5 및 도 6은 이전의 OFDM 심볼들로부터 저장된 파일럿 부반송파 데이터를 사용하여 부반송파 위치들 각각에서 채널 전달 함수의 추정치를 발생하는 ZOH 채널 추정 기법의 예시적인 일례를 제공한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 16개의 부반송파 위치들을 갖는 8개의 OFDM 심볼들에 대한 도 4에 도시된 것과 유사한 다이어그램이 제공되어 있다.

도 5에서, 데이터를 전달하는 부반송파들(501)은 백색, 즉 음영 처리되지 않은 것으로 나타내어져 있는 반면, 분산 파일럿 신호들을 전달하는 부반송파들(502)은 흑색으로 나타내어져 있다. 이전의 분산 파일럿 위치들로부터의 파일럿 부반송파 데이터를 저장함으로써, 각각의 이후의 OFDM 심볼이 그 위치에서의 채널 전달 함수의 추정치를 제공받을 수 있다. 따라서, 종국에 8번째 OFDM 심볼(506)에서, 부반송파들 각각은 채널 전달 함수의 추정치를 제공받는다.

ZOH 채널 추정 기법에서의 문제점은 정적 채널 및 동적 채널 둘다에서 심각하게 열화된 잡음 전력 추정치를 갖는 잡음이 많은 채널 추정치가 얻어질 수 있다는 것이다. 채널 추정치를 개선하기 위해, ZOH 출력을 쓸모있는 것으로 만들기 위해 이하에 기술되는 예시적인 실시 형태들에 따른 잡음 감소 기법들이 제공된다. 간단한 방식에서, 채널 추정치들로부터 잡음을 제거하고 또한 더 나은 잡음 전력 추정치를 제공하기 위해 평균 필터를 사용하는 것이 통상적이다. 이러한 평균 필터는 '리키-버킷(leaky-bucket)' 필터의 형태로 되어 있을 수 있다. 따라서, 도 6에 도시된 바와 같이, ZOH 파일럿 포착 회로(512)로 나타낸 바와 같이 이전의 OFDM 심볼들로부터 파일럿 데이터를 저장함으로써 포착된 그 파일럿 데이터를 필터링하기 위해 리키 버킷 필터(510)가 제공된다. 따라서, 부반송파 위치들 각각에 대해 ZOH 파일럿 포착 처리기(512) 및 리키 버킷 필터(510)가 제공된다. 출력(514)에, 부반송파들 각각에 대해 채널 전달 함수의 추정치가 제공되며, 모두 합하여 채널 추정치(516)로 나타내어져 있다. 게다가, OFDM 심볼들에 의해 전달되는 데이터를 나중에 디코딩하는 것을 돕기 위해, ZOH 파일럿 포착 회로(512)의 입력에서의 파일럿 부반송파와 리키 버킷 필터(510) 사이의 차를 비교하는 감산 유닛(520)을 사용하여 잡음 전력 추정치가 출력(518)에 발생된다.

예시적인 채널 추정기

도 7은 본 기법에 따라 동작하는 채널 추정기(110)의 예시적인 일례를 제공한다. 도 7에서, 채널 추정기(110)는 수신된 OFDM 심볼에서 각각의 파일럿 부반송파에 대한 채널 전달 함수의 샘플을 발생하도록 구성되어 있는 파일럿 획득 유닛(701)을 포함하는 채널 추정 처리기(700)를 포함한다. 파일럿 획득 유닛(701)은 수신된 OFDM 심볼들의 파일럿 부반송파들에 의해 발생된 채널 전달 함수의 샘플들을 제거하고 이러한 샘플들을 동작 모드에 따라 선택될 수 있는 3개의 외삽기 유닛(702, 704, 706) 각각에 입력한다. 채널 추정 처리기(700) 내에 포함되어 있는 3개의 외삽기 유닛(702, 704, 706)은 시간-방향 외삽기(702), 주파수 전용 모드 외삽기(704) 또는 선형 외삽기(706)를 포함하며, 이들 각각이 채널 추정기를 형성한다. 채널 추정 처리기(700)는 파일럿 획득 유닛(701)에 의해 파일럿 부반송파들로부터 도출되는 파일럿 위치 샘플들로부터 OFDM 심볼에서의 각각의 부반송파 위치에서 채널 전달 함수의 샘플들을 제공하는 채널 전달 함수의 추정치를 발생하도록 구성되어 있으며, 이 추정치는 스위칭 유닛(708)의 출력에서 형성된다.

채널 추정기는 외삽기들(702, 704, 706) 중 하나 이상에 의해 형성된다. 시간-방향 외삽기(702)는 수신된 데이터의 시간 차원 외삽을 제공하며, 따라서 이전에 수신된 파일럿 부반송파들에 기초하여 채널 전달 함수의 샘플들의 장래의 예측을 제공한다. 주파수 전용 모드 보간기(704)의 목적은 주파수 차원에서의 보간만을 사용하여 OFDM 심볼들 내의 부반송파 위치들 각각에서 채널 전달 함수의 샘플의 추정치를 발생하는 데 있다. 파일럿 획득 유닛(701)에 의해 추출된 파일럿 데이터를 처리하는 채널 추정기의 다른 일례는 이하에서 더 상세히 기술하게 될 선형 외삽기(706)이다. 선형 외삽기(706)는 수신된 신호를 지연시키지 않고 채널 전달 함수의 파일럿-발생 샘플들 사이에서 외삽하는 데 사용된다. 즉, 선형 외삽기(706)는 이전에 수신된 파일럿 데이터에 기초하여 채널 전달 함수의 샘플들을 발생하지 않는다.

시간 방향 외삽기(702), 주파수 전용 모드 보간기(704) 및 선형 외삽기(706)의 출력은 스위칭 유닛(708)을 통해 입력되며, 이 스위칭 유닛(708)은 각자의 파일럿 데이터 처리기들(702, 704, 706)로부터의 출력들 중 하나를 선택하고 이러한 발생된 채널 전달 함수의 샘플들을 각자의 연결 채널들(716, 718, 720)을 통해 채널 추정치 후처리기(710)는 물론 적응적 μ 계산기(712) 및 잡음 전력 추정 회로(714)에 입력한다. 채널 추정치 후처리기(710)의 동작에 대해 적응적 μ 계산기(712)와 더불어 곧 설명할 것이다. 적응적 μ 계산기(712)는 출력 채널(715)을 통해 플래그를 제공하는 동작을 하도록 구성되어 있고, 이 플래그는 1/1 또는 1/16인 μ의 가능한 값 중 하나 또는 다른 하나를 선택하는 추가의 스위치(722)에 의해 수신된다. μ의 값은 리키 버킷 평균 필터(724)에서 출력 채널(726)을 통해 채널 전달 함수의 추정치를 출력하기 전에 채널 추정치 처리기의 출력을 처리하는 데 사용된다.

채널 전달 함수의 추정치는 또한 추가의 출력(728)을 통해 잡음 전력의 추정치를 발생하는 잡음 전력 추정 회로(714)의 추가의 입력에도 입력된다. 잡음 전력 추정 회로(714)는 또한 추가의 입력(730)을 통해 시간 예측 모드로부터 도출된 잡음 추정치를 받는다.

도 7에 도시된 채널 추정기(110)는 OFDM 심볼들 각각으로부터 수신된 파일럿 부반송파들로부터 도출된 채널 전달 함수의 샘플들로부터 도출된 채널 전달 함수의 추정치를 개선하기 위해 몇가지 기법들을 이용한다. 이러한 기법들에 대해 이하의 단락들에서 차례로 기술할 것이다. 그렇지만, 이러한 기법들이 모두 도 7에서 동작하는 것으로 기술되어 있지만, 이들 각각이 다른 기법들과 독립적으로 또 개별적으로 적용될 수 있다는 것을 잘 알 것이며 또 실시 형태들이 하나 이상의 기법에서만 동작하는 채널 추정기를 포함할 수 있다는 것을 잘 알 것이다. 이제부터, 이러한 기법들에 대해 설명할 것이다.

채널 추정치 후처리기

이제부터, 도 7에 도시된 채널 추정치 후처리기의 일례에 대해 도 8을 참조하여 설명할 것이다. 도 8은, 예를 들어, 외삽기들(702, 704, 706) 중 하나로부터 도출되는 채널의 추정치의 2-단계 후처리기를 포함한다. 2-단계 채널 후처리기는 제1 단계(801) 및 제2 단계(802)로 이루어져 있으며, 이들 각각은 제1 및 제2 예측 필터(803, 804, 806, 808) 및 제어기(814)에 의해 제어되는 스위치(810, 812)를 포함한다. 제1 단계(801)의 출력은, 엣지 효과 이동 회로(edge effect mitigation circuit)(816)를 통과한 후에, 제2 단계(802)에 입력된다. 제2 단계(802)도 스위치(812)의 출력에 엣지 효과 이동 회로(818)를 포함하고, 스위치(812)는 제1 단계(801)에서와 같이 제1 또는 제2 예측 필터들(806, 808) 로부터의 출력들 중 하나를 제공한다. 제2 단계(802)의 엣지 효과 이동 유닛(818)의 출력에 몇가지 기법들을 사용하여 처리된 채널 추정치가 제공되고, 이러한 기법들 각각에 대해 이하의 단락들에서 설명할 것이다.

또한, 도 8에는 'A' 샘플들(822)의 오프셋과 동일한 양에 대응하여 샘플들을 지연시키는 제1 버퍼(822) 및 오프셋 'B' 샘플들의 버퍼를 도입하는 제2 버퍼(824)가 도시되어 있다. 오프셋 'B' 샘플들에 대한 제2 버퍼(824)로부터의 출력은 계산 회로(821)의 제2 입력(826)에 제공되고, 이로부터 제2 단계(802)로부터의 출력 채널(820)을 통해 제공되는 채널 추정치가 차감되어 오차 신호를 형성한다. 이 오차 신호는 오차 신호의 제곱 크기를 형성하는 추가의 계산 회로(830)에 입력되고, 이 제곱 크기는 이어서 엣지 복사 및 리키 버킷 필터(edge copy and leaky bucket filter)(832)와 결합되어 그의 출력에 선형 예측 또는 주파수 전용 채널 전달 함수 추정 기법들을 위한 잡음 전력 추정을 형성한다. 가산기(834)는 엣지 복사 및 리키 버킷 회로(832)의 출력에 제공되는 잡음 추정치를 채널(836)을 통해 수신되어 오프셋 'A' + 오프셋 'B' 샘플들의 양만큼 추가의 버퍼(838)에 의해 버퍼링된 잡음 전력 추정치와 결합시키며, 따라서 엣지 복사 및 리키 버킷 필터(832)로부터의 출력과 결합될 때, 가산기(834)는 출력(840)에 총 잡음 전력 추정치를 제공한다.

도 8에 도시된 채널 추정치 후처리 회로(710)는, 예를 들어, 선형 외삽기(806)에 의해 발생된 채널 추정치를 예측 필터링하는 기법을 이용한다. 따라서, 이상에서 설명한 바와 같이, 도 7에 도시된 채널 추정기(110)의 일부를 이루고 있는 채널 추정 후처리기는 OFDM 심볼들의 파일럿 부반송파들로부터 수신된 파일럿 데이터로부터 발생된 채널 전달 함수의 추정치의 정확도를 향상시키는 데 도움을 주는 기법들의 조합을 사용한다. 이러한 기버들을 더 잘 이해하기 위해, 이들 각각에 대해 이하의 단락들에서 설명할 것이다.

주파수 방향 채널 추정치 잡음 제거

앞서 살펴본 바와 같이, 도 5 및 도 6에 도시된 ZOH 및 리키 버킷 필터 기법이 정적 채널들에서 무난한 성능을 제공할 수 있지만, 동적 채널들에서는 시간-차원 잡음 제거 블럭(리키-버킷 필터)의 동작이 ZOH 블럭에 의해 제공된 채널 추정치를 '스미어링(smearing)'시키게 된다. 이러한 이유는 필터링이 채널에 존재하는 도플러의 레벨에 따라 동적 채널 특성들 중 일부 또는 그 전부를 평균하게 되기 때문이다. 이로 인해 차례로 동적 채널들에서의 채널 추정이 나빠지게 된다. 따라서,본 발명의 실시 형태들의 목적은 가능한 한 많은 잡음을 제거함과 동시에 동적 채널의 채널 특성들을 보존하는 데 있다.

한가지 이러한 기법은 주파수축에 차원을 둔 적응적 필터를 사용하는 것을 포함한다. NLMS (Normalized Least Mean Square) 외삽 필터의 사용은 동적으로 변하는 채널을 보다 정확하게 따라가고 따라서 이용가능한 파일럿들에 의해 제공되는 전달 함수의 샘플들로부터 채널을 보다 정확하게 추정하는 데 도움이 될 수 있다. 도 8에 예측 필터들로서 도시된 채널 후처리기에 나오는 예측 필터들(802, 804, 806 및 808) 중 하나의 일례가 도 9에 보다 상세히 예시되어 있다.

도 9에서, 채널의 외삽된 샘플들이 제1 입력(900)을 통해 N개의 탭들을 갖는 시프트 레지스터(902) 내로 수신된다. 각각의 탭은 곱셈기(904)에 제공되는 가중 계수 w_i와 곱해진다. 곱셈기들(904) 각각의 출력은 합산 유닛(906)에 입력되고, 이 합산 유닛(906)은, 수신된 샘플들로부터 채널의 추정치를 생성하기 위해, 시프트 레지스터(902)의 멤버 회로들 각각으로부터의 각자의 출력들을 곱셈기 유닛(904)에서 탭 가중치들 w_i와 곱한 후에 이들을 결합시킨다. 채널의 추정치가 출력(908)을 통해 제공되고 각각의 부반송파에 대해 채널 전달 함수의 샘플을 제공한다.

본 기법에 따르면, NLMS 필터들이 수렴된 상태에서 동작하고 있는 실질적으로 연속적인 기간을 제공하기 위해 도 9에 도시된 NLMS 필터들 중 2개가 직렬로 사용된다. 이러한 이유는 정적 채널에서 느린 수렴(작은 스텝 크기)을 갖는 외삽기가 원하지 않는 가동 지연(start-up delay)을 유입시키는 대가로 빠른 수렴 속도(큰 스텝 크기)를 갖는 외삽기보다 더 많은 잡음을 제거할 수 있기 때문이다. 이것을 염두에 두면, 잡음 감소에 최대 역점을 두고 있는 외삽기들을 선택하는 것이 가능하다. 이것은 수렴 이후의 어떤 시점에서 고품질의 추정치들이 도출될 수 있는 것으로 예상할 수 있다는 것을 의미한다. 원하는 채널 추정치로부터 잡음의 역상관(de-correlation)을 좌우하는 식은 다음과 같다.

기본적인 NLMS 방정식을 형성하는 이 식에서, L은 샘플 번호이고, T는 외삽기 탭 번호이며, W_L _,T는 샘플 'L', 탭 'T'에 대한 탭 계수이고,, K^* _L,T는 각각의 탭 'T'에서 외삽기 입력 샘플들의 공액(conjugate)이며, e_L은 샘플 'L'에 대한 외삽기로부터의 오차이다.

NLMS 필터에 의해 제공되는 이러한 잡음 제거 기법은 주파수축에 차원을 두고 있으며, 이는 수렴에 관련된 문제점들이 감소될 수 있게 해주는데, 그 이유는 제1 심볼의 처음 몇개의 반송파들만이 영향을 받기 때문이다. 이와 반대로, 시간-차원 방식은 처음 몇개의 심볼들에 영향을 주며 따라서 획득 지연이 악화된다.

오프셋 파라미터 사용

이상에서 기술한 NLMS 기법의 일부로서, 탭 가중치들 W_L.T가 시프트 레지스터(902)로부터의 샘플들 중 하나를 필터링된 채널 추정치의 출력(908)과 비교함으로써 발생되는 오차 신호에 따라 조정된다. 이를 위해, 계산 유닛(910)은 시프트 레지스터(902)의 메모리 요소들 중 하나로부터 제공된 샘플들로부터 결합기(906)의 출력에서의 샘플들을 차감하여 출력(912)에 오차 신호를 형성하도록 구성되어 있다. 이 오차 신호는 이어서 시프트 레지스터(902)에 보유되어 있는 수신된 채널 추정치의 샘플들 각각의 크기로 정규화되고, 이는 진폭 형성 회로(amplitude forming circuit)(914) 및 가산기(916)에 의해 수행된다. 결합된 진폭은 이어서 역수 형성 회로(reciprocal forming circuit)(918) 및 결합기/곱셈기(920)를 사용하여 그 결합된 진폭의 역수를 형성함으로써 오차 신호로 나누어진다.

결합기(920)의 출력에 제공되는 정규화된 오차 신호는 출력 채널(922)로부터 일련의 곱셈기들(924) 각각에 입력되고, 시프트 레지스터(902)의 각자의 탭들 각각에 보유되어 있는 복소 샘플들의 공액을 갖는 정규화된 오차 값에 의해 스케일링된다. 이어서, 곱셈기(924)로부터의 곱해진 출력을 값 μ을 사용하여 스케일링하기 위해 추가의 곱셈기(926)가 사용된다. μ 스케일링된 출력값은 이어서, 결합기(928)에 피드백되는, 지연 요소를 사용하여 이전의 샘플로부터 지연된 것에 현재의 출력값을 가산하는 역할을 하는 가산기(928)에 입력되며, 이 지연 요소는 결합기(928)의 출력에 지연 요소(930)로 도시되어 있다. 체인의 출력에 시프트 레지스터(902)의 각각의 탭에 대한 대기값 W_L,T가 형성되며, 이 대기값은 이어서 결합기들(904)에서 파일럿 상태로부터 추출된 외삽된 샘플들에 대해 예측 필터를 사용함으로써 채널 추정치로부터 잡음을 효과적으로 제거하여 채널 추정치를 출력(908)에 형성하는 데 사용된다. 따라서, 도 9에 도시된 예측 필터는 앞서 제시된 식을 구현하여 정규화된 최소 평균 제곱 오차 필터링 기법을 형성한다. 사실상, 이것은 입력된 채널 추정치로부터 잡음을 역상관시켜 출력 또는 처리된 채널 추정치를 형성하는 역할을 한다.

잘 알 것인 바와 같이, 오차 신호가 시프트 레지스터(902)의 탭들 중 하나로부터 형성되기 때문에, 예측 필터의 출력에서 잡음-제거된 채널 추정치의 샘플과 예측 필터의 입력에 제공된 것 사이에 지연이 있다. 따라서, 이러한 오프셋을 고려하기 위해 채널 추정기의 출력에서 천이가 필요하다. 이 때문에, 도 8에 도시된 채널 추정치 후처리기(710)에 오프셋 버퍼들(822, 824, 838)이 존재한다. 그 효과가 도 10에 예시되어 있다.

도 9 및 도 10에서, 'offset' 파라미터는 오차가 발생된 지점을 나타내고, 보통 입력 데이터 체인/FIFO에서 'offset+1' 번호의 레지스터이다. 상기 도 9에서, 오프셋 파라미터가 '1'로 설정되고, 따라서 오차가 2번 탭으로부터 계산된다. 따라서, 사실상 외삽기의 출력이 외삽기 메모리에서 'offset+1' 파라미터에 의해 지정된 탭 위치에 현재 있는 잡음이 많은 추정치에 대한 깨끗한 추정치이다. 앞서 언급한 바와 같이, 오프셋 파라미터의 한가지 결과는 심볼의 끝에 있는 'offset'개의 샘플들에 대해 품질 외삽이 이용가능하지 않게 될 것이라는 것이며, 예를 들어, 마지막 반송파 'Kmax'(단, Kmax는 심볼당 반송파들의 수임)가 외삽기 메모리에 입력될 때, 출력에서의 추정치에 대한 실제 위치가 반송파 'Kmax-offset'에 대한 것으로 되고, 따라서 마지막 'offset'개의 반송파들에 대한 깨끗한 추정치들을 획득하기 위해 남아 있는 데이터가 더 이상 없다. 그에 부가하여, 출력 데이터와 입력 데이터 사이에서 재정렬(re-alignment)이 필요한데, 그 이유는 반송파 'Kmax'에서 클럭킹이 중단되어 있기 때문이다. 이것이, 외삽기 탭들의 수가 9인 것으로 가정하여, 도 10에 예시되어 있다.

도 10은 9-탭 시프트 레지스터(1000)가 시프트 레지스터들 Dn(단, n은 1 내지 9임)의 번호 부여와 관련하여 화살표(1001)로 나타낸 방향으로 입력되는 채널의 샘플들을 수신하는 프로세스를 나타낸 것이다. 오프셋 값이 4인 경우, 즉 오차 신호가 지연 D5를 갖는 탭으로부터 발생되는 경우, 채널 추정치의 출력에서의 대응하는 오프셋은 'Kmax-offset'이어야 하고, Kmax는 시프트 레지스터 요소 D9 내의 샘플과 같다. 따라서, 탭 1에서의 입력이 시퀀스(1002)로 나타내어지는 경우, 오프셋이 이용가능하기 전에는 예측 출력이 'offset=4'개의 샘플의 지연을 나타내는 시퀀스(1004)에 나타낸 것과 같고, 오프셋이 이용가능한 이후에는 입력과 출력 사이에 'Kmax-offset'개의 샘플의 지연이 있다.

현재, 예측된 심볼의 끝에 있는 간극은 원래의 입력 샘플들의 값들로부터 복사함으로써 채워진다. 이것을 엣지 효과 이동이라고 하며, 도 8에 도시된 엣지 효과 이동 회로(816, 818)에 의해 수행되고, 이에 대해서는 나중에 더 상세히 설명할 것이다.

NMLS 외삽된 발산

도 9에 나타낸 NLMS 외삽기는 폐루프 시스템이고 따라서 피드백 메카니즘을 사용하여 잡음을 신호로부터 역상관시킨다. 오차 정규화 특징은 탭 계수들의 발산을 감소시키는 것을 돕는다. 그렇지만, 이 감소가 항상 충분한 것은 아니며, 스텝-크기(μ 인자) 및 필터가 재설정되기 전에 처리되어야만 하는 샘플들의 수에 의존한다. 이것은 주어진 탭들의 수 및 스텝-크기 파라미터에 대해, NLMS 외삽기가 주어진 수의 샘플들 이후에 잡음을 신호로부터 역상관시키는 능력을 상실하게 될 것이라는 것을 의미한다.

이 효과를 설명하기 위해, 각각이 36개의 레지스터 탭들을 갖는 2개의 NLMS 외삽기의 출력 신호 샘플 값들의 도표의 예시적인 그래프 표현이 도 11에 제공되어 있다. 제1 NLMS 외삽기에서, '1/16'의 스텝-크기 인자 μ는 출력 샘플들(1100)을 생성하는 데 사용되고, 제2 NLMS 외삽기에서 '1/100'의 스텝-크기 인자 μ가 샘플들(1102)을 생성하는 데 사용된다. 그들의 입력을 통과한 설정된 수의 샘플들에 대해 이들 일례 둘다가 실행된다. 도 11로부터 알 수 있는 바와 같이, 1/16의 큰 스텝-크기 μ를 갖는 외삽기(1100)가 더 빠르게 수렴하지만, 1/100의 작은 스텝-크기를 갖는 외삽기(1102)보다 더 빠르게 발산을 겪는다. 이것으로부터, NLMS 외삽기의 파라미터들에 상관없이, 외삽기가 종국에 발산할 것이라고 추론될 수 있고, 스텝 크기, 탭들의 수, 기타 등등으로 인해 어떤 것들이 다른 것들보다 더 오래 걸린다 외삽기의 발산을 감소시키기 위해 다양한 방법들이 사용될 수 있다. 이전의 설계들에서 사용되는 한가지 방법은 발산의 효과를 감소시키기 위해 탭 계수 인자 W_L,T를 '감소(leak)'시키는 것이지만, 이것이 발산을 완전히 제거하지는 않는다.

따라서, 사실상, 외삽 필터들이 초기화 기간 이후 발산하기 시작하기 이전에 미리 정해진 수의 샘플들에 대해 정확하게 동작할 것이다. 게다가, 미리 정해진 기준에 따라 스텝 크기가 선택될 수 있게 해줄 수 있는 예측 필터를 형성하는 것이 바람직하며, 예를 들어, 나중에 설명하게 될 것인 바와 같이, 채널이 변하는 속도는 필터가 더 빠르게 수렴할 수 있게 해주기 위해 더 큰 μ를 필요로 할 것이다.

본 기법에 따르면, 발산의 효과를 피하기 위해, 2개의 외삽기가 직렬로 사용된다. 이 기법은 평가에 의해 외삽기가 미리 정해진 수의 샘플들 후에 발산할 것이라는 것을 알고 있는 경우 이 발산이 일어나기 전에 외삽기를 재설정하는 것이 가능하고 따라서 한쪽의 외삽기가 그의 재설정 및 수렴전 상태에 있는 동안에 다른쪽 외삽기가 그의 출력에 유효한 데이터를 제공하는 원리에 기초하여 동작한다. 따라서, 도 8에 도시된 채널 추정치 후처리기(710)는 각각의 스테이지에서 2개의 스테이지(801, 802) 각각에 대해 한쌍씩의 외삽기 필터(802, 804 및 806, 808)를 포함하고 있다. 이것이 도 12에 예시되어 있다.

도 12에서 알 수 있는 바와 같이, 제1 예측 필터의 동작이 라인(1200)에 의해 그래프로 나타내어져 있고, 제2 예측 필터의 동작이 아래쪽 라인(1202)에 의해 그래프로 나타내어져 있다. 도 12에서, x축은 주어진 수의 샘플들을 나타내고, 그로써 "기본 주기"라고 한다. 이 알고리즘은 먼저 '2 x 기본 주기' 개의 샘플들 및 '6 x 기본 주기' 개의 샘플들의 유효 동작 범위보다 작은 수렴 시간을 가능하게 해줄 NLMS 외삽기에 대한 파라미터들을 선택하는 동작을 하거나, 다른 대안으로서, 기본 주기가 그 대신에 외삽기 파라미터들과 일치하도록 선택될 수 있다. 유의할 점은, 넓은 범위의 수렴 및 유효 주기 범위가 사용될 수 있고 따라서 이상에서 주어진 숫자들이 결코 전수적인 것은 아니라는 것이다.

알고리즘의 동작에 관련된 한가지 주의사항은 재설정 이후 처음 '3 x 기본 주기' 개의 샘플들의 최대 수에 대해, 출력 데이터가 정확한 채널 추정치를 나타내지 않고 샘플들의 실제 수가 스텝-크기 및 외삽기에서 이용되는 탭들의 수에 의존한다는 것이다. 어쨋든, 이 알고리즘이 주파수 차원이고 OFDM 시스템에서 사용되기 때문에, 시간-차원 추정기보다 성능이 더 나을 것인데, 그 이유는 최소한 제1 심볼 동안에 채널 추정치가 있게 될 것이기 때문이다.

또한, 도 12에서, 박스들(1204)은 예측 필터에 의해 처리될 때의 심볼들을 나타낸다. 즉, 이러한 심볼들 각각으로부터의 파일럿 데이터가 차례로 처리된다. 속이 채워져 있는 박스들(1206 및 1208)은 예측 필터들이 각각 그들의 최적 성능으로 동작하고 있는 기간들을 나타낸다. 위쪽 라인(1200)으로부터 알 수 있는 바와 같이, 초기화 기간(1210) 이후에, 예측 필터들은 평탄한 라인(1202)을 갖는 출력과 입력 사이에서 대응하는 수렴으로 동작한다. 수직 라인(1214)으로 나타낸 바와 같이, 설정된 수의 심볼들 또는 샘플들 후에, 예측 필터가 재설정된다. 이어서, 예측 필터는 추가의 수렴된 기간(1218)을 위해 제2 수렴 기간(1216) 동안 수렴하기 시작한다. 아래쪽 라인(1202)로부터 알 수 있는 바와 같이, 제2 예측 필터는 필터들 각각에서의 수렴된 수평 라인 성능의 적어도 일부가 채널 추정치들을 출력하는 데 이용가능하도록 반대 위상으로 동작하도록 구성되어 있다. 따라서, 예측 필터들 중 적어도 하나가 임의의 시점에서 수렴된 상태에서 동작하고 따라서 채널 추정치의 출력을 발생하는 데 사용될 수 있도록 제어기는 그 예측 필터들 각각이 직렬로 동작하도록 구성한다. 이것은 도 8에 도시된 스위치(800, 812)를 작동시킴으로서 달성된다.

다중-경로 지연-확산 고려사항들

주 경로(main path)와 에코 경로(echo path) 사이에 짧은 상대 지연들을 갖는 다중-경로 채널들에서, 그 결과의 채널 응답은 낮은 변화 기울기를 갖는 주파수 차원 선택성을 나타낼 것이다. 긴 상태 지연들을 갖는 다중-경로 채널들에 대해서는 그 반대가 말해질 수 있으며, 이 경우에, 주파수 선택성은 채널 널들(channel nulls) 또는 감쇠들의 수의 증가 및 채널 증폭으로 인해 더 급한 기울기를 갖게 될 것이다. 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)의 일례가 도 13에 예시되어 있다.

도 13은 2개의 예시적인 채널에 대한 진폭 대 주파수의 그래프를 제공한다. 라인(1301)으로 예시된 제1 채널은 주 경로와 에코 경로 사이에 비교적 짧은 지연을 갖는 다중-경로 채널에 대한 주파수 응답에 대응한다. 이와 반대로, 제2 그래프(1302)는 주 경로와 에코 경로 사이에 비교적 긴 지연을 갖는 다중-경로 채널에 대한 주파수 응답을 나타낸 것이다. 따라서, 제2 그래프(1302)는 긴 다중-경로 지연 확산의 결과로서 수가 증가하는 주파수 널들 사이에 더 급한 기울기를 제공한다.

따라서, 주파수 응답의 변화율과 관련하여 외삽 필터의 스텝 크기 계수 μ를 선택하는 절충이 있다. 그로써, 스텝 크기 값 μ에 상관없이, 외삽 필터는 어떤 범위의 지연 확산(delay spread)에 걸쳐 비효과적일 것이다. 이러한 문제점을 해결하기 위해, 도 14에 예시된 바와 같이 도 8에 도시된 일례와 분리되어 있는 종속-접속 외삽기들이 사용된다. 도 14는 본 기법의 한 측면에 따른 2-스테이지 구성을 나타낸 것이며, 여기서 채널 추정치 후처리기는 2-스테이지 프로세스의 2개의 섹션으로 이루어져 있다. 본 발명의 실시 형태들에 따르면, 2-스테이지 프로세스는 서로 다른 가능한 유형들의 다중-경로 채널에 대응하기 위해 채널 추정치들을 순차적으로 처리하는 데 사용된다.

도 14에서, 제1 스테이지 외삽 필터(801)는, 그 필터들 중 하나가 수렴된 상태에서 동작하고 있도록 하기 위해, 이상에서 설명한 바와 같이 직렬로 동작하는 한쌍의 병렬 외삽 필터들을 제공한다. 따라서, 이상에서 설명한 바와 같이, 스위치(810)는 출력 채널 추정치를 형성하기 위해 현재 선택되어 있는 외삽 필터들 중 하나로부터 출력을 스위칭하는 데 사용된다. 대응하는 구성이 제2 스테이지(802)에 제공되어 있다. 다중-경로 채널은 주 경로와 에코 경로 사이에 비교적 긴 지연들 및 주 경로와 에코 경로 사이에 비교적 짧은 지연들을 가질 수 있다. 따라서, 처리가 주파수 영역에서 수행되고 있기 때문에, 다중-경로의 유형들의 변동이 주파수 영역에서 주파수 선택적 페이딩을 야기할 수 있다.

짧은 지연 확산을 갖는 채널에 큰 스텝-크기 계수를 갖는 외삽기를 사용하는 것이 작은 스텝 크기를 갖는 외삽기와 비교하여 그만큼 많은 잡음을 제거할 수는 없을 것이지만, 채널의 형상을 유지할 것이다. 이와 마찬가지로, 긴 지연 확산을 갖는 채널에 작은 스텝 크기 계수를 갖는 외삽기를 사용하는 것에 의해 채널 응답의 '스미어링' 또는 과다 필터링(over filtering)이 야기될 수 있다. 이러한 이유는 적응적 필터링 프로세스의 통과-대역이 그의 입력에 있는 신호에 대해 너무 작을 수 있기 때문이다. 이것이 특히 중요한 이유는 외삽기가 주파수 차원축에서 사용되기로 되어 있기 때문이며, 환언하면, 하나의 외삽기가 주파수 축에서 사용되는 경우, 잡음 제거 프로세스가 비효과적이게 될 일정 범위의 지연 확산이 있게 될 것이며, 이는 사용되는 스텝-크기 계수와 상관없을 것이다.

따라서, 이러한 문제점을 해결하기 위해, 외삽기 성능의 특성들을 유리하게 사용하는 것이 가능하다. 큰 스텝-크기가 채널의 '형상'을 보존할 수 있다는 사실을 사용함으로써, 외삽기들의 캐스케이드(이 경우에, 2개이고 큰 스텝-크기를 가짐)의 사용을 이용하는 것이 가능하다. 제1 스테이지의 기능은 입력 신호로부터 얼마간의 잡음을 제거함과 동시에 정확한 채널 추정치의 형상을 보존하는 것이다. 유의할 점은, 이 스테이지에서, 출력이 꽤 잡음이 있고 어쩌면 시스템에서의 잡음 레벨에 따라 사용할 수 없게 될 것이다.

제2 스테이지는 제1 스테이지로부터의 채널의 형상을 보존하면서 제1 스테이지의 출력으로부터 나머지 잡음의 대부분을 제거하기 위한 것이다. 이러한 구성은 보간 기능들, 기타에 대해 최소한의 비용으로 양호한 필터링을 유지하게 위해 종속-접속 FIR 필터링의 구성과 유사하다. 유의할 점은, 가능한 한 많은 잡음을 제거함과 동시에 채널 추정치의 스미어링을 피하도록 이들 스테이지 둘다가 큰 스텝 크기를 갖는 외삽기들을 사용한다는 것이다.

이러한 기법을 사용하는 것에 의해 OFDM 심볼의 보호 구간 및 그 이상까지의 다중-경로 지연들을 갖는 채널들에 대해 채널 추정치들에서의 잡음을 적절히 제거하는 것이 가능하게 된다.

정적 대 동적 채널 동작

도 7 및 도 14에 도시된 바와 같이, 주파수축 외삽 이후에 채널 추정치에 남아 있는 잔류 잡음(residual noise)을 제거하기 위해 정적 채널에 어떤 시간-기반 필터를 제공하기 위해 리키 버킷 필터(724)가 채널 추정 예측 필터들(801, 802)의 출력에 제공되어 있다. 리키 버킷 필터의 동작은 채널이 동적인지 정적인지에 따라 각각 1과 1/16 사이에서 리키 버킷 필터의 스텝-크기를 스위칭하는 제어기(712)에 의해 제어된다.

정적 채널들에서, 시간-기반 필터링 방식의 사용에 의해 더 나은 채널 추정치가 얻어지는데, 그 이유는 이러한 동작이 주파수축 외삽 이후에 채널 추정치들에 남아 있는 잔류 잡음을 제거하기 때문이다. 가장 통상적인 필터링 방식은 리키 버킷 필터의 사용이다. 주파수축 외삽의 순간 획득 속성을 보존하기 위해, 외삽기의 출력에 이러한 시간-기반 필터를 위치시키는 것이 최상이다. 이렇게 함으로써 적절한 채널 추정치들이 항상 이용가능하며 이러한 추정치들이 필터링 프로세스로 인해 시간 차원에서 더 좋게 된다. 그렇지만, 앞서 설명한 바와 같이, 이러한 직접적인 방식으로 시간-기반 필터를 사용하는 것은 동적 채널 상황에서 채널 추정치들의 품질을 떨어뜨릴 것이다. 따라서, 정적 채널들에 대해 시간-기반 필터링의 사용을 보존하는 것이 바람직하다. 이러하기 때문에, 이용가능한 유일한 다른 옵션은 동적 채널에서 이러한 필터링 방식을 사용하지 않는 것이며, 그 결과 채널이 얼마나 동적일 수 있는지의 등급 부여 프로세스(grading process)가 필요하게 되며, 이에 대해서는 이하의 섹션에서 설명한다.

그렇지만, 직접적인 방식으로 이러한 시간-기반 필터를 사용하는 것은 채널이 변하는 경우 채널 추정치들의 품질을 떨어뜨릴 수 있다. 그렇지만, 정적 채널들에서는 시간-기반 필터링을 사용하는 것이 중요하다. 따라서, 리키 버킷 필터에 제공되는 스케일링 인자는 채널의 동적 상태에 따라 조정된다.

적응적 μ 계산기

OFDM 전송에서, 연속 파일럿은 모든 심볼에 존재하고 항상 동일한 반송파 위치에 있으며, 이러한 반송파들의 그룹에 대한 진폭 변화의 기울기를 모니터링함으로써, 채널에 존재하는 동적성(dynamicity)의 레벨에 등급을 부여하는 것이 가능하다.

도 15는 동적 채널들에 대해 리키 버킷 필터를 효과적으로 끄는 μ의 값을 선택하는 역할을 하는 적응적 μ 계산기(712)의 일례를 제공한다. 도 15에서, 리키 버킷 평균 필터(1503)는 입력(1501)에서 연속 파일럿 값들을 수신하는 것으로 도시되어 있다. 리키 버킷 필터(1503)의 출력은 입력(1504)을 통해 입력되는 제어 신호의 제어 하에서 출력을 지연시키는 역할을 하는 앵커 RAM 유닛(anchor RAM unit)(1502)에 입력된다. 앵커 RAM(1502)으로부터의 출력은 앵커 RAM(1502)으로부터의 출력을 리키 버킷 평균 필터(1503)로부터의 출력에서 차감하는 감산 회로(1506)에 입력된다. 감산 회로(1506)로부터의 출력은, 역시 제어 유닛(814)(도 15에 도시되어 있지 않음)으로부터 카운트 값을 수신하는 활성 영역 게이트(1508)에 입력된다. 제어 입력(1504)은 OFDM 심볼들에 대한 심볼 값들의 수를 제공하고 또 Dy개의 심볼들만큼 떨어져 있는 연속적인 OFDM 심볼들에 파일럿 반송파들이 존재할 시에 카운트하는 모듈로 5 x Dy 심볼 카운터를 제공한다. 활성 영역 게이트 유닛(1508)의 출력은 절대합 계산기(1510)에 입력된다. 절대합 계산기(1510)의 출력은 리키 버킷 평균 필터(1512)에 입력된다. 리키 버킷 평균 필터(1512)는 변수 α를 제공하는 제어 입력(1514)을 수신하도록 구성되어 있다. 리키 버킷 필터(1512)의 출력은 리키 버킷 필터의 출력(1520)을 문턱값(1522)과 비교함으로써 리키 버킷 필터의 아날로그 출력을 출력(1518)에서의 이진 플래그 값으로 변환하는 신호 처리 회로(1516)에 입력된다. 따라서, 리키 버킷 평균 필터(1512)의 출력이 채널(1522)을 통해 제공되는 문턱값보다 높은 경우, 출력(1518)에서의 플래그가 상승되고, 이것은 채널 추정치 처리기(710)의 출력에 있는 리키 버킷 평균 필터를 끄는 데 사용된다.

도 15의 장치에서 사용되는 기법은 그의 동작의 중심에서 모듈로 5 x Dy 심볼 카운터를 사용한다. 이는 일정 범위의 지정된 심볼들에 걸쳐 파일럿 진폭들의 평균 차이를 측정하기 위한 것이다. 이 차이는, 프로세스의 시작에서 필터를 사용하는 것으로 인해, 정적 채널들에서 최소이고 동적 채널들에서 현저하게 된다.

도 15에 도시된 적응적 μ 계산기의 동작이 도 16에 개략적으로 나타내어져 있다. 도 16은 도 15에 도시된 적응적 μ 계산의 동작의 개념적 표현을 제공한다. 도 16에서, 화살표(1601)로 나타내어져 있는 시간에 대한 채널값들이 그래프로 나타내어져 있다. 따라서, 위쪽 그래프(1602)는 동적 채널의 그래프를 나타내고, 아래쪽 그래프(1604)는 정적 채널의 존재를 나타낸다. 실선(1606, 1608 및 1610)은 도 15에 도시된 적응적 μ 계산기가 박스들(1612)로 나타낸 OFDM 심볼들로부터 포착된 연속 파일럿들을 사용하여 연속 파일럿들을 처리함으로써 활성인 영역들을 나타낸다. 그에 대응하여, 아래쪽 점선(1604)과 관련한 실선들은 적응적 μ 계산기가 활성인 영역들을 나타내고, 이들은 채널이 정적인지 동적인지르르 판정하기 위해 적응적 μ 계산기에 의해 사용될 수 있는 연속 파일럿들을 포함하는 심볼들에 대응한다. 따라서, 이러한 실선 영역들(1614, 1616 및 1618)은 채널이 정적인지 동적인지를 판정하기 위해 연속 파일럿들이 처리되는 영역들을 나타낸다.

2개의 중요한 동작 기간들이 있으며, 제1 기간은 데이터 포착 심볼 시간이고, 제2 기간은 활성 차이 계산 영역이다. 데이터 포착 심볼은 카운터 값이 1인 심볼로서 정의되고, 활성 영역은 카운터가 '3xDy' 내지 '5xDy - 1'의 범위 내에 있는 심볼들로서 정의된다.

평균 프로세스는 활성 영역 동안에만 시작되고, 따라서 활성 영역에 걸쳐 데이터의 범위로부터 포착된 심볼 동안의 데이터를 차감함으로써, 진폭 기울기가 구해질 수 있다. 통합된 기울기의 추가적인 필터링은 문턱값 비교를 위한 더 정적인 기준값을 제공한다. 이러한 추가적인 필터링 프로세스는 시간 멀티플렉싱된 필터 계수의 사용을 포함하며, 이 계수는 카운터가 3xDy 내지 4xDy의 범위에 있는 심볼들 동안에 보다 좁은 대역 필터링을 수행하고, 카운터가 '4xDy+ 1' 내지 '5xDy-1'의 범위에 있는 심볼들 동안에 보다 넓은 대역 필터링을 수행한다. 이것은, 데이터 포착 심볼에 더 가까운 것으로 인해 3xDy 내지 4xDy로부터 얻어진 기울기들이 '4xDy+ 1' 내지 '5xDy-1'로부터 얻어진 기울기들보다 신뢰성이 떨어질 수 있기 때문에, 획득된 결과들을 균형을 이루기 위해 행해진다.

마지막으로, 관찰 및 분석에 의해 도출된 문턱값과 비교함으로써, 채널의 동적성에 대한 결정이 행해질 수 있다. 유의할 점은, 도 6에서, 각각의 직사각형 박스가 'Dy'개 심볼들을 나타낸다는 것이다.

동적 채널에서의 ZOH(Zero Order Hold) 불완전

동적 채널에서, 주파수축 외삽 필터들(802, 804, 806, 808)에서는, ZOH 채널 추정기로부터 도출된 입력들에 대해 상기한 바와 같이, 채널에 존재하는 도플러 천이에 따라 시간-천이된 채널 추정치가 얻어질 수 있다. 통상적으로, 도플러가 높을수록, 성능이 떨어진다. 이것은 주파수축 외삽의 효과로 인해 ZOH 채널 추정치에 의해 제공되는 계단 응답(step response)의 중간을 추종하는 예측된 채널 추정치가 얻어진다는 사실로 인한 것이다. 이상적으로는, 시간상으로 볼 때, 동적 채널에서 양호한 채널 추정치들을 유지하기 위해, 예측된 채널 추정치가 상승하는 경사의 바깥쪽 엣지를 추종하고 하강하는 경사의 안쪽 엣지를 추종해야만 한다.

도 17은 ZOH 채널 추정기를 사용하여 채널 추정치를 정확하게 추정하는 데 있어서 지연의 효과의 예시를 제공한다. 알 수 있는 바와 같이, 이것은 채널에 존재하는 도플러 주파수에 따라 나타나게 되는 채널 추정치 간의 시간 천이를 나타낸다.

도 17에서, 실선(1701)은 추정될 채널을 나타내는 반면, 가는 선(1702)은 스텝 값(1704)으로 나타낸 채널의 ZOH 추정치에 의해 제공되는 채널의 값들을 추종함으로써 예측된 채널을 나타낸다. 따라서, 채널 추정에서 ZOH로부터 생성되는 평균 예측값을 구함으로써 예측된 채널 추정치가 계산된다. 이 결과, 수평 화살표(1706)로 나타낸 상대 지연이 있다는 것을 알 수 있다.

ZOH 채널 추정에 기초하여 채널을 예측하는 것에 의해 야기되는 이 지연을 해결하기 위해, 도 7에 도시된 선형 외삽기(706)에 의해 수행되는 시간-기반 선형 외삽 프로세스가 사용된다. 이것은 기본적으로 다음과 같은 선의 간단한 수학 방정식에 대해 효과가 있다.

y=mx+c

단,

y = 출력 또는 파일럿 진폭

m = 경사 기울기

x = 심볼 인덱스

c = 오프셋 파라미터

ZOH 채널 추정치 대신에 선형 외삽기를 사용하는 목적은 주로 높은 도플러의 동적 채널에서 주파수축 외삽기의 출력에서 채널 응답의 '시간-천이'를 감소시키는 데 있다. 그의 성질로 인해 선형 외삽기를 사용하면 주파수축 외삽기(CEPP)의 입력에서 노이즈가 더 많은 채널 추정치가 얻어질 것이며, 따라서 외삽기가 특히 신호대 잡음비가 낮은 정적 채널들에서 더 열심히 동작해야 한다. 그렇지만, 시간-차원 저역 통과 필터의 사용은 선형 외삽기에 의해 부가되는 이러한 추가의 잡음의 효과를 감소시킬 수 있다.

시간상에서 하나의 반송파 'Z'에 대한 선형 외삽기의 동작의 분석이 시간-차원 선형 외삽기의 의도된 동작을 나타내는 도 18에 제공되어 있다. 도 18에 도시된 바와 같이, ZOH 값들로부터 평균값을 예측하기 보다는, ZOH 값들에만 기초하여 채널을 예측하는 것에 의해 야기되는 지연을 감소시키기 위해 ZOH 값들에 대해 선형 외삽기가 사용된다. 선형 외삽기(706)의 동작이 도 18에 도시되어 있다. 도 18에서, 도 17에 도시된 ZOH 그래프(1702)의 스텝 값들의 일례가 y = mx + c의 직선 그래프에 대한 상기 방정식에 따라 선형 외삽을 적용하기 위해 선형 외삽기를 사용하여 생성되는 실선(1802)으로 나타내어져 있다. 제3 곡선(1804)은 채널의 이상적인 추정치 위치를 나타낸다. 알 수 있는 바와 같이, 채널의 추정치와 선형 외삽기에 의해 생성된 추정치 사이의 지연이 상당히 감소되었다.

오프셋 파라미터(c)가 반송파 Z(Y_new)에 대한 ZOH 출력의 값으로서 정의된다. 경사 기울기가 반송파 Z(Y_new)에 대한 ZOH 출력과 반송파 Z(Y_old)의 마지막 선형 예측된 값의 값 사이의 차이로서 정의되고, 'Dy' 파라미터에 의해 정규화된다.

심볼 지수가 현재의 심볼에서 반송파 Z의 위상으로서 정의되며, 0은 동위상이고, 1은 하나의 심볼에 대해 위상이 벗어난 것이며, 2는 2개의 심볼에 대해 위상이 벗어난 것이고, 기타 등등이다.

DVB-T 및 DVB-T2 시스템에서, OFDM 심볼들의 반복하는 시간 분할된 프레임이 발생된다. 프레임의 시작은 P2 심볼을 포함한다. P2 심볼은 OFDM 심볼에 걸쳐 모든 위치에서 파일럿 반송파들을 포함한다. 그로써, 이상에서 설명한 선형 예측기가 P2 심볼들로부터의 파일럿 반송파들을 사용하여 시작될 수 있으며, 따라서 선형 외삽기에 의해 제고된 채널의 추정치의 정확도를 향상시킨다. 따라서, 도 19에 예시된 바와 같이, 제1 심볼(1901)은 모든 부반송파 위치에 파일럿 심볼들을 갖는 P2 심볼을 나타낸다. 그 다음 OFDM 심볼(1902)은 실선(1904)으로 나타낸 바와 같이 존재하는 분산 파일럿들을 가질 것이고, 따라서 약하게 음영 처리된 위치(1906)로 나타낸 이전의 파일럿 값의 ZOH를 사용하여 발생되는 다른 위치들에 반송파들이 없다. 추가의 분산 부반송파 파일럿들이 후속하는 OFDM 심볼들에 걸쳐 위치들(1904)로 나타낸 바와 같이 변하는 위치들에 제공될 것이다. 그렇지만, 임의의 하나의 부반송파를 통해 2개의 파일럿 심볼들이 제공되는 경우, 선형 예측 필터는, 이상에서 설명한 바와 같이, 이전의 분산 파일럿들에 의해 제공되는 채널의 이전의 샘플들 사이에서 선형 보간함으로써 그 부반송파 위치에서 그 다음 채널 샘플의 값을 예측하는 동작을 할 수 있다. 따라서, 선형 예측이 채널의 2개의 샘플들을 갖자마자, 이는 차후의 OFDM 심볼이 그 부반송파 위치에서 그 다음 파일럿 부반송파를 제공할 때까지 그 다음 샘플들을 예측할 수 있다. 예를 들어, 부반송파 위치(1908)에서, P2 심볼인 제1 OFDM 심볼은 파일럿 샘플을 제공하는 부반송파(1910)를 제공한다. 그 다음 2개의 OFDM 심볼들은 그 부반송파 위치에서 파일럿 신호를 갖지 않으며, 따라서 심볼 2 및 심볼 3(1912)에 대한 ZOH 값을 사용하여 채널 추정치가 제공된다. 그 후에, 제4 OFDM 심볼(1914)은 이상에서 설명한 선형 예측 기법을 사용하여 이들 위치에서 채널 샘플들을 예측하기 위해 어떤 더 많은 번호들 5, 6 및 7로 표시되어 있는 그 다음 3개의 OFDM 심볼들(1916)에 대해 나중에 사용될 수 있는 파일럿 신호를 제공한다. 마지막으로, 심볼 번호 8에서, 그 지점에 있는 채널을 나타내는 데 사용될 수 있고 또 후속하는 값들을 예측하는 선형 예측 프로세스에서 나중에 사용될 수 있는 추가의 파일럿 신호가 그 부반송파 위치(1918)에 제공된다.

유의할 점은, DVB-T 수신기에서 사용하기 위해, P2 심볼들이 존재하지 않으며 따라서 선형 외삽이 시작될 수 있기 전에 'Dy'개 심볼들까지, 즉 ZOH 값이 사용될 그 지점에 이르기까지 기다려야만 한다.

엣지 효과 이동

잔류 타이밍 오프셋 등의 수신기 내에서의 결점들 및 채널 임펄스 응답의 필터링 동안의 필터 위치의 변화로 인해, 주파수축 외삽이 심볼의 전단 엣지(leading edge)에서 열화를 겪을 수 있다. 이러한 열화는 또한 통상적으로 OFDM 채널 대역의 경계에서 롤오프(roll-off)하는 튜너 필터의 형상에 의해서도 야기될 수 있다.

이러한 열화에 대처하기 위해 시간-기반 리키 버킷 필터가 정적 채널에 사용되고 있다는 것을 염두에 두면, 모든 심볼의 엣지에서 주어진 일련의 반송파들에 대한 원래의 (잡음이 많은) 데이터를 보유하는 것이 가능하며, 이는 더 나은 채널 추정치를 제공하고 성능을 향상시키는 것을 돕는다.

잡음 전력 추정

등화 프로세스의 중요 부분은 CSI(channel state information, 채널 상태 정보) 값들이 계산되기 위해 잡음 전력 추정치를 도출하는 것이다. 이 계산은 주파수-차원 외삽기의 출력(정적 채널의 경우 필터링된 출력)으로 선형 외삽 출력을 차감함으로써 간단히 행해진다. 이것이 도 20에 도시되어 있다.

이상에서 설명한 바와 같이, 오류 정정 및 디코딩 기법들을 돕기 위해 또한 채널로부터 수신되는 OFDM 심볼들의 등화를 돕기 위해 채널 상태 정보를 발생하는 것이 중요하다. 도 20은 이상에서 설명한 선형 예측 및 후처리 기법들과 함께 사용될 수 있는 잡음 전력 추정 기법의 일례를 제공한다. 따라서, 잡음 전력 추정 유닛(714)이 도 20에 도시된 일례에 예시되어 있다.

도 20에 도시된 바와 같이, 선형 예측 필터의 출력이 계산 회로(821)에 입력되고, 선형 예측 처리기(706)로부터의 출력을 채널 추정 처리기(820)의 출력으로부터 차감하여 오차 신호를 출력(2002)에 형성하는 데 사용된다. 크기 형성 회로(830)는 엣지 복사 및 리키 버킷 처리기(832)에 나중에 입력되는 오차의 크기를 형성하는 데 사용된다. 알 수 있는 바와 같이, 엣지 복사 및 리키 버킷 처리기는 박스(2006)로 나타낸 바와 같이 OFDM 심볼의 주된 부분으로부터의 잡음 전력 추정치들의 값들을 처리한다. 엣지 효과를 처리하는 데 충분한 샘플들이 있음으로써 심볼의 엣지들에서 도출된 잡음 전력 추정치가 인위적으로 더 높게 되는 것을 완화시키기 위해, 심볼 샘플들이 영역(2008, 2010) 내에 있는 OFDM 심볼(2006)의 유용한 부분으로부터 어두운 박스(2012, 2014)로 나타낸 영역으로 복사된다. 그로써, 예를 들어, 도 20에 나타낸 바와 같이, 예를 들어, 엣지들에 있는 12개의 샘플들이 인접한 반송파들로부터 복사된 것이다. 따라서, 주파수 대역 전체에 걸쳐 일정한 레벨의 잡음 전력을 유지하기 위해, 잡음 전력 추정에서 이 엣지 효과 이동 프로세스를 형성할 필요가 있다. 따라서, 보다 일정한 레벨의 추정치당 잡음을 제공하기 위해 잡음 전력이 리키 버킷 필터(832)를 사용하여 시간 차원에서 필터링된다.

본 명세서에서 이전에 기술된 실시 형태들에 대해 다양한 수정들이 행해질 수 있다. 예를 들어, 이상에서 기술한 채널 외삽기를 이루고 있는 특정의 구성 부분들, 예를 들어, 선형 보간기, NLMS 필터 및 채널 추정기 유닛이 논리적 표시라는 것을 잘 알 것이다. 따라서, 이 구성 부분들이 제공하는 기능들이 이상에서 설명하고 도면에 도시된 형태와 정확하게 일치하지 않는 방식들로 기재되어 있을 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 측면들은, 플로피 디스크, 광 디스크, 하드 디스크, PROM, RAM, 플래쉬 메모리 또는 이들 또는 기타 저장 매체의 임의의 조합 등의 데이터 서브-캐리어 상에 저장되어 있거나, 이더넷, 무선 네트워크, 인터넷 또는 이들 또는 기타 네트워크들의 임의의 조합 등의 네트워크를 거쳐 데이터 신호를 통해 전송되거나, 또는 ASIC(application specific integrated circuit) 또는 FPGA(field programmable gate array) 또는 종래의 등가 장치를 적응시키는 데 사용하기에 적합한 기타 구성가능 또는 맞춤 회로 등의 하드웨어로 구현되는, 프로세서 상에서 구현될 수 있는 명령어들을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품의 형태로 구현될 수 있다.

본 발명의 실시 형태들은 또한 DVB-C2라고 하는 케이블 전송 표준 등의 기타 적절한 전송 표준들에서 응용될 수 있다. DVB-C2의 일례에서, OFDM 심볼들이 무선 주파수 부반송파를 통해 전송 및 수신되지 않고 케이블을 통해 전송 및 수신되며 따라서 송신기 및 수신기 구조의 적절한 개조가 행해질 수 있다는 것을 잘 알 것이다. 그렇지만, 본 발명이 DVB에서의 응용으로 제한되지 않고 전송 또는 수신에 대한 기타 표준들(고정식 및 이동식 둘다)로 확장될 수 있다는 것을 잘 알 것이다.

Claims

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 심볼들로부터 데이터를 검출하여 복원하는 수신기로서,
상기 OFDM 심볼들은 데이터가 전송되는 복수의 데이터 전달 부반송파들(data bearing sub-carriers) 및 파일럿 데이터가 전송되는 복수의 파일럿 전달 부반송파들(pilot bearing sub-carriers)을 포함하고, 상기 파일럿 부반송파들은 파일럿 부반송파 패턴에 따라 상기 OFDM 심볼들 내에 배열되어 있으며,
상기 수신기가,
수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 파일럿 부반송파에 대한 채널 전달 함수의 샘플을 발생하도록 구성되어 있는 파일럿 획득 유닛(pilot acquisition unit), 및 상기 파일럿 획득 유닛에 의해 제공되는 파일럿 도출된 샘플들(pilot derived samples)로부터 상기 수신된 OFDM 심볼에서의 각각의 부반송파 위치에서 상기 채널 전달 함수의 샘플들을 제공하는 상기 채널 전달 함수의 추정치를 발생하도록 구성되어 있는 채널 추정기(channel estimator)를 포함하는 채널 추정 처리기(channel estimation processor), 및
상기 채널 추정 처리기로부터 수신된 상기 채널 전달 함수의 추정치를 처리하여 상기 채널 전달 함수의 처리된 버전을 발생하는 동작을 하도록 구성되어 있는 채널 추정치 후처리기(channel estimate post processor)를 포함하며,
상기 채널 추정치 후처리기가,
제어기, 및 복수의 예측 필터들을 포함하고,
상기 제어기가, 상기 채널 추정 처리기에 의해 제공된 상기 채널 전달 함수의 추정치에 대해 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전에서의 잡음을 감소시키기 위해, 상기 복수의 예측 필터들을 사용해 상기 채널 추정 처리기에 의해 생성된 상기 채널 전달 함수의 추정치를 필터링하여 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전을 형성하도록 구성되어 있는, 수신기.
제1항에 있어서,
상기 복수의 예측 필터들이 제1 및 제2 예측 필터들을 포함하고,
상기 제1 및 제2 예측 필터들 각각이 상기 제어기의 제어 하에서 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 동시에 수신하도록 구성되어 있으며,
상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전이 상기 제1 및 제2 예측 필터들 중 하나가 수렴된 상태에 있는 기간 동안에 발생되도록 상기 제어기가 상기 제1 및 제2 예측 필터들을 교대로 사용하도록 구성되어 있는, 수신기.
제1항에 있어서,
상기 복수의 예측 필터들이 상기 예측 필터들 중 제1 예측 필터를 갖는 제1 스테이지 및 상기 예측 필터들 중 제2 예측 필터를 갖는 제2 스테이지로 형성되고,
상기 제1 스테이지의 상기 제1 예측 필터가,
상기 채널 추정 처리기로부터 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 수신하고,
상기 OFDM 심볼들의 상기 부반송파 위치들 각각에서 상기 채널 전달 함수의 추정치를 제공하는 상기 처리된 채널 전달 함수의 제1 버전을 발생하도록 구성되어 있으며,
상기 제2 스테이지의 상기 제2 예측 필터가,
상기 제1 예측 필터로부터 상기 처리된 채널 전달 함수의 상기 제1 버전의 샘플들을 수신하고,
상기 OFDM 심볼들의 부반송파 위치들 각각에서 상기 채널 전달 함수의 추정치를 제공하는 상기 처리된 채널 전달 함수의 제2 버전을 발생하도록 구성되어 있고,
상기 제2 버전이 상기 채널 추정 처리기에 의해 제공되는 상기 채널 전달 함수의 추정치에 대해 상기 채널 전달 함수의 상기 제1 버전에 존재할 수 있는 잡음을 감소시키기 위해 처리되는, 수신기.
제3항에 있어서,
상기 제1 스테이지가 상기 제1 예측 필터 및 제3 예측 필터를 포함하고, 상기 제1 및 제3 예측 필터들이 제1 예측 필터 쌍을 형성하며, 상기 제2 스테이지가 상기 제2 예측 필터 및 제4 예측 필터를 포함하고, 상기 제2 및 제4 예측 필터들이 제2 예측 필터 쌍을 형성하며,
상기 제어기가,
상기 제1 스테이지 필터들 중 상기 제1 및 제3 예측 필터들 각각이 상기 채널 추정 처리기로부터 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 동시에 수신하고, 상기 제1 및 제3 예측 필터들 중 하나가 수렴된 상태에 있는 기간 동안에 상기 제1 또는 제3 예측 필터들의 출력을 교대로 선택하여 상기 채널 전달 함수 추정치의 제1 처리된 버전을 형성함으로써, 상기 채널 전달 함수의 상기 제1 처리된 버전을 발생하도록 구성하고,
상기 제2 스테이지 필터들 중 상기 제2 및 제4 예측 필터들 각각이 상기 채널 전달 함수의 상기 제1 처리된 버전의 샘플들을 동시에 수신하고, 상기 제2 및 제4 예측 필터들 중 하나가 수렴된 상태에 있는 기간 동안에 상기 제2 및 제4 예측 필터들의 출력의 샘플들을 교대로 선택하여 상기 채널 전달 함수 추정치의 제2 처리된 버전을 형성함으로써, 상기 채널 전달 함수의 상기 제2 처리된 버전을 발생하도록 구성하는 동작을 하도록 구성되어 있는, 수신기.
제3항에 있어서, 상기 제1 및 제2 스테이지들 내의 상기 예측 필터들 각각이 서로 다른 수렴 계수 μ를 사용하는, 수신기.
제1항에 있어서,
상기 채널 추정치 후처리기가,
상기 복수의 예측 필터들의 출력에 제공되는 상기 채널 전달 함수 추정치의 상기 처리된 버전을 필터링하도록 구성되어 있는 평균 필터(averaging filter), 및
상기 수신된 OFDM 심볼들의 파일럿 부반송파들을 수신하고, 연속적인 OFDM 심볼들에서 동일한 위치들에 있는 상기 파일럿 부반송파들을 비교함으로써, 상기 채널 전달 함수들의 변화율의 상대 척도를 결정하고, 높은 변화율을 갖는 채널 전달 함수들에 대해 상기 평균 필터에 의해 수행되는 평균 계산(averaging)을 감소시키기 위해, 상기 채널 전달 함수의 변화율에 비례하여 상기 평균 필터의 효과를 제어하도록 구성되어 있는 필터 제어기(filter controller)를 포함하는, 수신기.
제6항에 있어서, 상기 필터 제어기에 의해 비교되는 상기 파일럿 부반송파들이 연속 파일럿들인, 수신기.
제1항에 있어서,
상기 채널 추정기가,
상기 OFDM 심볼들의 상기 파일럿 데이터 전달 부반송파들에 의해 제공되는 상기 채널 전달 함수의 상기 파일럿 위치 샘플들을 수신하고 또 주파수 영역에서 상기 파일럿 전달 부반송파들로부터 도출된 샘플들의 선형 외삽(linear extrapolation)을 수행함으로써 상기 수신된 OFDM 심볼에서의 부반송파들 각각에 대한 상기 채널 전달 함수의 샘플들을 발생하도록 구성되어 있는 선형 외삽기(linear extrapolator)를 포함하는, 수신기.
제1항에 있어서, 상기 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 상기 처리된 채널 전달 추정치의 대응하는 샘플들과 비교함으로써 주파수 영역에서 상기 수신된 OFDM 심볼의 샘플들 각각에서 잡음 전력의 추정치를 발생하도록 구성되어 있는 잡음 전력 추정기(noise power estimator)를 포함하는, 수신기.
제9항에 있어서, 주파수 영역에서 상기 OFDM 심볼의 각각의 엣지로부터의 미리 정해진 수의 샘플들 내의 잡음 전력 샘플들이 상기 OFDM 심볼에서의 다른 샘플들로부터 그 미리 정해진 수에 대응하는 샘플들을 복사함으로써 발생되는, 수신기.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 심볼들로부터 데이터를 검출하여 복원하는 방법으로서,
상기 OFDM 심볼들은 데이터가 전송되는 복수의 데이터 전달 부반송파들 및 파일럿 데이터가 전송되는 복수의 파일럿 전달 부반송파들을 포함하고, 상기 파일럿 부반송파들은 파일럿 부반송파 패턴에 따라 상기 OFDM 심볼들 내에 배열되어 있으며,
상기 방법이,
수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 파일럿 부반송파에 대해 상기 채널 전달 함수의 샘플을 발생하는 단계,
파일럿 획득 유닛에 의해 제공되는 파일럿 도출된 샘플들로부터 상기 수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 부반송파 위치에서 상기 채널 전달 함수의 샘플들을 제공하는 상기 채널 전달 함수의 추정치를 발생하는 단계, 및
상기 채널 전달 함수의 처리된 버전을 발생하기 위해 상기 채널 전달 함수의 상기 추정치를 처리하는 단계 - 상기 처리하는 단계는 채널 추정 처리기에 의해 제공된 상기 채널 전달 함수의 추정치에 대해 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전에서의 잡음을 감소시키기 위해, 복수의 예측 필터들을 사용해 상기 채널 전달 함수의 추정치를 필터링하여 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전을 형성하는 단계를 포함함 - 를 포함하는, 방법.
제11항에 있어서,
상기 복수의 예측 필터들이 제1 및 제2 예측 필터들을 포함하고,
상기 필터링하는 단계가,
상기 제1 및 제2 예측 필터들 각각이 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 동시에 수신하도록 구성하는 단계, 및
상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전이 상기 제1 및 제2 예측 필터들 중 하나가 수렴된 상태에 있는 기간 동안에 발생되도록 상기 제1 또는 제2 예측 필터들로부터 출력을 교대로 선택하는 단계를 포함하는, 방법.
제11항에 있어서,
상기 복수의 예측 필터들이 상기 예측 필터들 중 제1 예측 필터를 갖는 제1 스테이지 및 상기 예측 필터들 중 제2 예측 필터를 갖는 제2 스테이지로 형성되고,
상기 방법이,
상기 제1 스테이지의 상기 제1 예측 필터에 의해 수신될 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들이 상기 처리된 채널 전달 함수의 제1 버전을 발생하도록 구성하는 단계, 및
상기 제2 스테이지의 상기 제2 예측 필터에 의해 수신될 상기 채널 전달 함수의 상기 제1 처리된 버전의 샘플들이 상기 처리된 채널 전달 함수의 제2 버전을 발생하도록 구성하는 단계 - 상기 제2 버전이 상기 채널 추정 처리기에 의해 제공되는 상기 채널 전달 함수의 추정치에 대해 상기 채널 전달 함수의 상기 제1 버전에 존재할 수 있는 잡음을 감소시키기 위해 처리됨 - 를 포함하는, 방법.
제13항에 있어서,
상기 제1 스테이지가 상기 제1 예측 필터 및 제3 예측 필터를 포함하고, 상기 제1 및 제3 예측 필터들이 제1 예측 필터 쌍을 형성하며, 상기 제2 스테이지가 상기 제2 예측 필터 및 제4 예측 필터를 포함하고, 상기 제2 및 제4 예측 필터들이 제2 예측 필터 쌍을 형성하며,
상기 필터링하는 단계가,
상기 제1 스테이지 필터들 중 상기 제1 및 제3 예측 필터들 각각이 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 동시에 수신하도록 구성하는 단계,
상기 제1 및 제3 예측 필터들 중 하나가 수렴된 상태에 있는 기간 동안에 상기 채널 전달 함수 추정치의 상기 제1 처리된 버전을 형성하기 위해 상기 제1 또는 제3 예측 필터들의 출력을 교대로 선택하는 단계,
상기 제2 스테이지 필터들 중 상기 제2 및 제4 예측 필터들 각각이 상기 채널 전달 함수의 상기 제1 처리된 버전의 샘플들을 동시에 수신하도록 구성하는 단계, 및
상기 제2 및 제4 예측 필터들 중 하나가 수렴된 상태에 있는 기간 동안에 상기 채널 전달 함수 추정치의 상기 제2 처리된 버전을 형성하기 위해 상기 제2 및 제4 예측 필터들의 출력을 교대로 선택하는 단계를 포함하는, 방법.
제13항에 있어서, 상기 제1 및 제2 스테이지들 내의 상기 예측 필터들 각각이 서로 다른 수렴 계수 μ를 사용하는, 방법.
제11항에 있어서,
상기 수신된 OFDM 심볼들의 파일럿 부반송파들을 수신하는 단계,
상기 채널 전달 함수의 변화율의 상대 척도를 결정하기 위해 연속적인 OFDM 심볼들에서 동일한 위치들에 있는 상기 파일럿 부반송파들을 비교하는 단계,
평균 필터를 사용하여 상기 복수의 예측 필터들의 출력에 제공되는 상기 채널 전달 함수 추정치의 상기 처리된 버전을 필터링하는 단계, 및
높은 변화율을 갖는 채널 전달 함수들에 대해 상기 평균 필터에 의해 수행되는 평균 계산을 감소시키기 위해 상기 채널 전달 함수의 변화율에 비례하여 상기 평균 필터의 효과를 제어하는 단계를 포함하는, 방법.
제16항에 있어서, 비교되는 상기 파일럿 부반송파들이 연속 파일럿들인, 방법.
제11항에 있어서, 상기 채널 전달 함수의 추정치를 발생하는 단계가 선형 외삽기를 사용하여 상기 OFDM 심볼들의 상기 파일럿 데이터 전달 부반송파들에 의해 제공되는 상기 채널 전달 함수의 상기 파일럿 위치 샘플들을 필터링하여 주파수 영역에서 상기 파일럿 전달 부반송파들로부터 도출된 샘플들의 선형 외삽을 수행함으로써 상기 수신된 OFDM 심볼에서의 부반송파들 각각에 대한 상기 채널 전달 함수의 샘플들을 발생하는 단계를 포함하는, 방법.
제11항에 있어서, 상기 채널 전달 함수의 추정치의 샘플들을 상기 처리된 채널 전달 추정치의 대응하는 샘플들과 비교함으로써 주파수 영역에서 상기 수신된 OFDM 심볼의 샘플들 각각에서 잡음 전력의 추정치를 발생하는 단계를 포함하는, 방법.
제19항에 있어서, 주파수 영역에서 상기 OFDM 심볼의 각각의 엣지로부터의 미리 정해진 수의 샘플들 내의 잡음 전력 샘플들을, 상기 OFDM 심볼에서의 다른 샘플들로부터 그 미리 정해진 수에 대응하는 샘플들을 복사함으로써, 발생하는 단계를 포함하는, 방법.
수신기로서,
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 심볼들을 검출하는 검출기 - 상기 OFDM 심볼들은 데이터가 전송되는 복수의 데이터 전달 부반송파들 및 파일럿 데이터가 전송되는 복수의 파일럿 전달 부반송파들을 포함하고, 상기 파일럿 부반송파들은 파일럿 부반송파 패턴에 따라 상기 OFDM 심볼들 내에 배열되어 있음 -,
수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 파일럿 부반송파에 대한 채널 전달 함수의 샘플을 발생하도록 구성되어 있는 파일럿 획득 유닛(pilot acquisition unit), 및 상기 파일럿 획득 유닛에 의해 제공되는 파일럿 도출된 샘플들로부터 상기 수신된 OFDM 심볼에서의 각각의 부반송파 위치에서 상기 채널 전달 함수의 샘플들을 제공하는 상기 채널 전달 함수의 추정치를 발생하도록 구성되어 있는 채널 추정기(channel estimator)를 포함하는 채널 추정 처리기(channel estimation processor), 및
상기 채널 추정 처리기로부터 수신된 상기 채널 전달 함수의 추정치를 처리하여 상기 채널 전달 함수의 처리된 버전을 발생하는 동작을 하도록 구성되어 있는 채널 추정치 후처리기(channel estimate post processor)를 포함하며,
상기 채널 추정치 후처리기가,
제어기, 및 복수의 예측 필터들을 포함하고,
상기 제어기가, 상기 채널 추정 처리기에 의해 제공된 상기 채널 전달 함수의 추정치에 대해 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전에서의 잡음을 감소시키기 위해, 상기 복수의 예측 필터들을 사용해 상기 채널 추정 처리기에 의해 생성된 상기 채널 전달 함수의 추정치를 필터링하여 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전을 형성하도록 구성되어 있는, 수신기.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 심볼들로부터 데이터를 검출하여 복원하는 장치로서,
상기 OFDM 심볼들은 데이터가 전송되는 복수의 데이터 전달 부반송파들 및 파일럿 데이터가 전송되는 복수의 파일럿 전달 부반송파들을 포함하고, 상기 파일럿 부반송파들은 파일럿 부반송파 패턴에 따라 상기 OFDM 심볼들 내에 배열되어 있으며,
상기 장치가,
수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 파일럿 부반송파에 대해 상기 채널 전달 함수의 샘플을 발생하는 수단,
파일럿 획득 유닛에 의해 제공되는 파일럿 도출된 샘플들로부터 상기 수신된 OFDM 심볼 내의 각각의 부반송파 위치에서 상기 채널 전달 함수의 샘플들을 제공하는 상기 채널 전달 함수의 추정치를 발생하는 수단, 및
상기 채널 전달 함수의 처리된 버전을 발생하기 위해 상기 채널 전달 함수의 상기 추정치를 처리하는 수단 - 상기 처리하는 수단은 채널 추정 처리기에 의해 제공된 상기 채널 전달 함수의 추정치에 대해 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전에서의 잡음을 감소시키기 위해, 복수의 예측 필터들을 사용해 상기 채널 전달 함수의 추정치를 필터링하여 상기 채널 전달 함수의 상기 처리된 버전을 형성하는 수단을 포함함 - 을 포함하는, 장치.
컴퓨터 상에 로드될 때 상기 컴퓨터로 하여금 제11항에 따른 방법을 수행하게 하는 컴퓨터 실행가능 명령어들을 제공하는, 컴퓨터 프로그램.
제23항에 따른 컴퓨터 프로그램을 기록하고 있는 기록 매체를 갖는, 데이터 서브-캐리어.