JP5527847B2 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数のデータサブキャリアと、複数のパイロットサブキャリアとを有する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexed）シンボルを受信するための受信装置及び受信方法に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を利用してデータが通信される無線通信システムとして、多くの例が存在する。例えば、ＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）規格に準拠して動作するように構成されたシステムが、ＯＦＤＭを利用する。一般に、ＯＦＤＭは、Ｋ個の並行して変調された狭帯域サブキャリア（ここで、Ｋは整数）を提供するものとして説明される。ここで、各サブキャリアは、直交振幅変調（ＱＡＭ: Quadrature Amplitude Modulated）シンボル又は直交位相変調（ＱＰＳＫ: Quadrature Phase-shift Keying）シンボル等の変調されたデータシンボルを通信する。これらのサブキャリアの変調は、周波数領域において形成され、時間領域において変換されて送信される。データシンボルは、複数のサブキャリア上で並行して通信されるため、各サブキャリア上で同じ変調シンボルが長期間にわたって通信されることがある。この期間は、無線チャネルのコヒーレンス時間より長いこともある。サブキャリアは同時に並行して変調されるため、これらの変調されたキャリアが組み合わさって、ＯＦＤＭシンボルを形成する。したがって、ＯＦＤＭシンボルは、他の変調シンボルと並行して変調された複数のサブキャリアを有する。

受信装置におけるデータの検出及び再生を促進するために、ＯＦＤＭシンボルは、受信装置にとって既知のデータシンボルを通信するパイロットサブキャリアを有する場合がある。このパイロットサブキャリアは、位相及びタイミングの基準を提供する。この基準を用いて、ＯＦＤＭシンボルが送信されるチャネルのチャネル伝達関数を推定し、受信装置におけるデータシンボルの検出及び再生を促進することができる。いくつかの例では、ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボルにおいて同じ相対周波数位置に留まる連続パイロット（ＣＰ: Continuous Pilot）キャリアと、分散パイロット（ＳＰ: Scattered Pilot）との両方を有する。ＯＦＤＭシンボルにおけるＳＰの相対的な位置は、連続したシンボル間で変化するため、チャネルインパルス応答の推定を、より正確に、冗長さを抑えて行うことができるようになる。

国際公開第２００８／１２９０４７号 国際公開第２００５／１１７３７７号 米国特許出願公開２００７／００９２０１５号明細書 欧州特許出願公開１０３０４８８号明細書

受信装置が通信によりデータを検出及び受信することができるように、ＯＦＤＭシンボルが通過するチャネルの影響を減少させるため、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置それぞれについてのチャネル伝達関数の推定値を生成することが必要である。しかしながら、分散パイロット及び連続パイロットは、ＯＦＤＭシンボルにより供給される。従って、幾つかの例では、以前に受信されたＯＦＤＭからのパイロット信号を記憶したり、全てのサブキャリア位置についてのパイロットの提供のために、ＯＦＤＭシンボルが受信されるまで待機したりする必要なく、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置それぞれについてのチャネル伝達関数の推定値を生成することができるようにすることが好ましい。

本発明の一実施形態によれば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルからデータを検出及び受信する受信装置が提供される。ＯＦＤＭシンボルは、データが送信される複数のデータサブキャリアと、パイロットデータを送信する複数のパイロットサブキャリアとを有する。パイロットサブキャリアは、パイロットサブキャリアパターンに応じて、ＯＦＤＭシンボル内に配置される。受信装置は、チャネル推定処理部と、チャネル推定ポスト処理部とを有する。チャネル推定処理部は、受信されたＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキャリアのそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを生成するパイロット取得部と、前記パイロット取得部から提供されたパイロット生成サンプルに基づいて、受信されたＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置のそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを提供するチャネル伝達関数の推定値を生成するチャネル推定部とを有する。チャネル推定ポスト処理部は、チャネル伝達関数の処理バージョンを生成するために、前記チャネル推定処理部から受信されたチャネル伝達関数の推定値を処理する。チャネル推定ポスト処理部は、制御部と、複数の予測フィルタとを有する。制御部は、前記チャネル推定処理部によって提供されるチャネル伝達関数の推定値に対する、チャネル伝達関数の処理バージョンにおいて、ノイズ低減効果のための、チャネル伝達関数の処理バージョンを形成するために、前記複数の予測フィルタを使用して、前記チャネル推定処理部によって生成されたチャネル伝達関数の推定値をフィルタする。

本発明の一形態によれは、ＯＦＤＭシンボル全体に亘って配置されたパイロットサブキャリア信号を利用して、ＯＦＤＭシンボルが通過するチャネルの関数の伝達の推定値を生成する技術を提供することができる。特に、チャネル伝達関数の推定は、以前に受信されたパイロットサブキャリアから得られたチャネル伝達関数における、以前に保存されたサンプルに対する時間領域内での補間法／外挿法の実行を必要とせずに達成される。そのため、チャネル推定処理部は、チャネル推定部を備え、受信されたＯＦＤＭシンボル内において、サブキャリア位置それぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを生成する。チャネル推定ポスト処理部は、現在受信されたＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボル内、シンボルベースによるシンボル上）から得られたサンプルから、チャネル伝達関数の推定値を形成することによって、推定値内のノイズをできる限り低減させることにより、チャネル伝達関数の推定値を処理する。より具体的には、チャネル推定処理部は、制御部と、複数の予測フィルタとを有する。

本発明の一形態は、以前のＯＦＤＭシンボルによる以前に受信されたパイロットサブキャリアにおける、時間領域の補間法／外挿法に全く依存せずに（あるいは、依存度を低減して）、より正確な、チャネル伝達関数の推定値を生成する技術を提供することを目的としている。そのため、複数のフィルタは、現在受信されたＯＦＤＭシンボルのパイロットサブキャリアから生成された、周波数領域におけるチャネル伝達関数の推定値のサンプルをフィルタするために、組み合わせて使用される。予測フィルタは、最初の収束期間の経過後における、所定数のサンプルでは、効果的であることが知られている。所定の効果的な期間の経過後では、予測フィルタは発散する。すなわち、予測フィルタのチャネル伝達関数の推定値は、正確さが低減する。本発明の一形態では、それ故、制御部によって制御される一つ以上の予測フィルタを有するチャネル推定ポスト処理部を備える。

一つの形態では、チャネル伝達関数の推定値のサンプルは、所定数のＯＦＤＭシンボルのためのチャネル伝達関数の推定値を生成する第１の予測フィルタから、最初に供給されてもよい。シュミレーション解析により予め設定された期間の経過後、第１のフィルタは発散を開始し、チャネル伝達関数の推定値は、収束された状態にある第２の予測フィルタによってフィルタされる。第１の予想フィルタは、そのとき、リセットされ、初期化段階の期間内の間、正確なチャネル伝達関数の推定値が生成可能なように第１の予測フィルタが収束するまで、第２の予測フィルタと同時に第１の予測フィルタが再び働くことができる効果により、チャネル伝達関数の推定値を処理する。この時点で、制御部は、チャネル伝達関数の推定値を生成するために、第１の予測フィルタの出力に再び切り替え、また、第２のフィルタは、そのとき、リセットされる。そして、この処理が繰り返される。

さらに別の形態では、２またはそれ以上のフィルタは、直列に接続されてもよく、従って、チャネル伝達関数の第１の処理バージョンは、出力において、チャネル伝達関数の第２の処理バージョンを形成する第２の予測フィルタによってフィルタされてもよい。そのような、チャネル伝達関数の推定値の２ステージ処理が形成されてもよい。このような２つのステージの配置は、周波数応答の変化率に関して外挿処理を実行する予測フィルタのための、ステップサイズ係数（co-efficient）μの選択に幅があるので、有利である。そのようなステップサイズ値μにかかわらず、遅延発散の、特定の範囲では、外挿フィルタは効果がない。このような問題に取り組むため、外挿フィルタの直列接続は、異なる処理係数を使用して、マルチパスチャネルの異なる可能形態に対応させることができる。さらに、発散に関する問題を取り除くために、２つの予測フィルタを同時に使用する技術は、各ステージに複数の予測フィルタを有する複数のステージの組み合わせとすることができる。

さらに別の形態では、チャネル推定ポスト処理部は、複数の予測フィルタの出力で提供されるチャネル伝達関数の推定値の処理バージョンをフィルタする平均化フィルタと、連続的なＯＦＤＭシンボル内の同じ位置で、パイロットサブキャリアを比較することによって、チャネル伝達関数の変化率の相対的な大きさを測定し、チャネル伝達関数の変化率に比例する平均化フィルタの効果を制御するフィルタ制御部とを有していてもよい。このような平均化フィルタは、高い変化率を有するチャネル伝達関数の影響を除去、又は低減することができる。

さらに別の形態では、チャネル推定部は、ＯＦＤＭシンボルのパイロットデータサブキャリアにより提供されるチャネル伝達関数のパイロット位置サンプルを受信し、周波数領域内のパイロットサブキャリアから得られるサンプルの線形外挿の実行により、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアそれぞれについてのチャネル伝達関数のサンプルを生成する線形外挿部を有していてもよい。線形外挿法は、チャネル伝達関数の推定の形成と、ＯＦＤＭシンボルが通過するチャネル伝達関数との間の遅延を減少させることができる。

チャネル推定ポスト処理部は、チャネル伝達関数の推定値のサンプルと、処理されたチャネル伝達関数の推定値の対応サンプルとを比較することによって、周波数領域内の受信ＯＦＤＭシンボルの各サンプルのそれぞれについて、ノイズ電力の推定値を生成するノイズ電力推定部を有していてもよい。幾つかの例では、エッジ効果を減少させるため、周波数領域内におけるＯＦＤＭシンボルの各エッジから所定数のサンプルに含まれるノイズ電力サンプルは、ＯＦＤＭシンボルの他のサンプルから所定数であるサンプルに対応するサンプルのコピーによって生成される

本発明の種々のさらなる態様及び特徴は、添付の特許請求の範囲において規定される。

典型的なＤＶＢ−Ｔ２送信装置のチェーンを示す概略図である。 典型的なＤＶＢ−Ｔ２のフレーム構造を示す概略図である。 典型的なＤＶＢ−Ｔ２受信装置のチェーンを示す概略図である 一般的なＯＦＤＭシンボルのシーケンスを示す概略図である。 チャネル伝達関数の推定値を生成処理が実行される、複数のＯＦＤＭシンボルについてのパイロットサブキャリアを示す図である。 ゼロオーダホルドによるノイズ除去チャネル推定ポスト処理部の一例を示す図である。 図３に示すチャネル推定部を形成する各部を示す平面外略ブロック図である。 図７に示すチャネル推定ポスト処理部の概略ブロック図である。 図８に示すチャネル推定ポスト処理部の一部を形成する予測フィルタを示す概略ブロック図である。 図９に示す外挿フィルタの動作の一部概略、一部フロー図である。 図９に示す外挿フィルタの収束及び発散の影響を表示するための図である。 第１の予測フィルタと、第２の予測フィルタの動作を示す図であり、これにより、各フィルタは、本発明の一形態に従って、最適な処理位置で使用される。 静的チャネル及び動的チャネルにおける、マルチパスチャネル内の周波数領域での選択フェーディングのバリエーションを示す図である。 図８に示すチャネル推定ポスト処理部を使用した、２ステージチャネル推定技術を示す概略ブロック図である。 図７に示すチャネル推定部の一部を形成する適応μ演算部を示す概略ブロック図である。 図１５に示す適応μ演算部の動作を示す一部概略、一部フロー図である。 動的変化チャネルを推定するためのゼロオーダホルド技術の動作を示す図である。 図１７に示す、チャネル推定部の一形態で使用される時間領域の線形外挿部の動作を示す図である。 ＤＶＢ−Ｔ２、ＴＰシンボルにおける、時間領域外挿法を示す図であり、複数のＯＦＤＭシンボル上のパイロット及びサブキャリアを示す図である。 図７に示すチャネル推定部内において実行されるノイズ電力推定処理を示す図である。

これより、本発明の実施形態を、添付の図面を参照して、例示としてのみ説明する。図面において、同様の部分には対応する参照符号が付される。

本発明の実施の形態は、ＤＶＢ−Ｔ２規格を例に挙げて説明するが、本実施形態は、ＤＶＢ−Ｔ２規格に限定されるものではなく、例えば、ＤＶＢ−Ｈ、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｃ２等のような他のＤＶＢ規格に適用することができる。あるいは、本実施形態は、一般的な伝達関数の推定値を生成するために、ＯＦＤＭと、ＯＦＤＭシンボル内の分散パイロットサブキャリアとを利用する他の通信システムにも適用することができる。

図１は、ＤＶＢ−Ｔ２規格に従って、例えばビデオ画像及び音声信号を送信するために用いることができるＯＦＤＭ送信装置の例示的なブロック図を示す。図１では、プログラムソース１が、ＯＦＤＭ送信装置によって送信されるべきデータを生成する。ビデオ符号化部２、音声符号化部４及びデータ符号化部６は、送信されるべきビデオデータ、音声データ及び他のデータを生成し、これらのデータはプログラム多重化部１０に供給される。プログラム多重化部１０の出力は、ビデオデータ、音声データ及び他のデータを送信するために必要な他の情報と多重化された多重化ストリームを形成する。多重化部１０は、接続チャネル１２上にストリームを供給する。このような多重化ストリームは、種々の異なるブランチＡ、Ｂ等に供給されるように、多数存在してもよい。簡潔にするために、ブランチＡのみを説明する。

図１に示すように、ＯＦＤＭ送信装置は、多重適応化／エネルギー拡散部２２においてストリームを受信する。多重適応化／エネルギー拡散部２２は、データをランダム化し、適切なデータを、ストリームの誤り訂正符号化を実行する前方誤り訂正符号化部２４に供給する。ビットインタリーバ２６は、符号化されたデータビットをインタリーブするために設けられる。この符号化されたデータビットは、ＤＶＢ−Ｔ２の例の場合、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティチェック）／ＢＣＨ（Bose-Chaudhuri-Hocquenghem）符号化部の出力である。ビットインタリーバ２６からの出力は、ビット配置マッピング部２８に供給される。ビット配置マッピング部２８は、ビットのグループを、符号化データビットを搬送するために用いられる配置点にマッピングする。ビット配置マッピング部２８からの出力は、実成分及び仮想成分を表す配置点ラベルである。配置点ラベルは、用いられる変調方式に応じて、２つ以上のビットから形成されたデータＯＦＤＭシンボルを表す。これらはデータセルと呼ばれる。これらのデータセルは、タイムインタリーバ３０を通過する。タイムインタリーバ３０は、複数のＬＤＰＣコードワードから得られたデータセルをインタリーブする。

データセルは、図１におけるブランチＢ及びブランチＣによって生成されたデータセルと共に、他のチャネル３１を介して、フレームビルダ３２によって受信される。その後、フレームビルダ３２は、多数のデータセルを、複数のＯＦＤＭシンボルで搬送されるべき複数のシーケンスに形成する。ここで、１つのＯＦＤＭシンボルは、複数のデータセルを有し、各データセルはサブキャリアのうちの１つにマッピングされる。サブキャリアの数は、システムの動作モードに応じて、１Ｋ、２Ｋ、４Ｋ、８Ｋ、１６Ｋ又は３２Ｋ等があり、これらは、例えば以下の表の例に従って、それぞれ異なる数のサブキャリアを提供する。

各ＯＦＤＭシンボルにおける搬送されるべきデータセルのシーケンスは、ＯＦＤＭシンボルインタリーバ３３に送られる。その後、パイロット信号及び埋込信号形成部３６から供給されたパイロット信号及び同期信号を挿入するＯＦＤＭシンボルビルダ部３７によって、ＯＦＤＭシンボルが生成される。その後、ＯＦＤＭ変調部３８が、時間領域においてＯＦＤＭシンボルを形成し、このＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボル間のガードインターバルを生成するガード挿入処理部４０に供給され、その後、デジタル−アナログ変換部４２に供給され、最後に、ＲＦフロントエンド４４内のＲＦ増幅部に供給され、その結果、ＯＦＤＭ送信装置によってアンテナ４６から放送される。

ＤＶＢ−Ｔ２システムでは、１つのＯＦＤＭシンボル当たりのサブキャリアの数は、パイロットの数及び他の予備サブキャリアの数に応じて変動する。図２は、ＤＶＢ−Ｔ２規格に従う「スーパーフレーム」の一例を示す。

したがって、ＤＶＢ−Ｔ２では、ＤＶＢ−Ｔとは異なり、データを搬送するサブキャリアの数は固定ではない。放送業者は、１Ｋモード、２Ｋモード、４Ｋモード、８Ｋモード、１６Ｋモード、３２Ｋモードのうちの１つの動作モードを選択することができる。これらの動作モードはそれぞれ、ＯＦＤＭシンボル当たりのデータ搬送用サブキャリアの範囲を示しており、各モードにおける利用可能なサブキャリアの最大数は、それぞれ１０２４、２０４８、４０９６、８１９２、１６３８４、３２７６８である。ＤＶＢ−Ｔ２では、物理層フレームは、多数のＯＦＤＭシンボルからなる。図２に示すように、フレームは、典型的にはプリアンブル（Ｐ１）ＯＦＤＭシンボル６２から開始する。このＰ１ ＯＦＤＭシンボル６２は、動作モードの提示等、ＤＶＢ−Ｔ２設備の構成に関するシグナリング情報を提供する。このＰ１ ＯＦＤＭシンボル６２の次に、１つ又は複数のＰ２ ＯＦＤＭシンボル６４が続く。次に、複数のペイロード搬送ＯＦＤＭシンボル６６が続く。この物理層フレームの終端は、フレームクローズＯＦＤＭシンボル（ＦＣＳ）６８によってマークされる（ただし、これは動作モードが直線周波数のみのモードでなく、後述するＰＰ８パイロットパターンでもない場合のみである）。ＤＶＢ−Ｔ２のフレーム構造は、後により詳細に説明する。各動作モードについて、サブキャリアの数は各シンボルのタイプによって異なり得る。さらに、サブキャリアの数は、帯域幅の拡大が選択されたか否か、トーンリザベーションが可能となっているか否か、及び、どのパイロットサブキャリアパターンが選択されたかに応じてそれぞれ異なり得る。

図３は、本発明の実施形態の技術と共に用いることができる受信装置の例を説明するための図である。図３に示すように、ＯＦＤＭ信号は、アンテナ１００によって受信され、チューナ１０２によって検出され、アナログ−ディジタル変換部１０４によってディジタル形式に変換される。後に詳細に説明するが、いくつかの実施形態では、受信されたＯＦＤＭ信号は、２つの別々のアンテナグループによって送信された２つのバージョンのＯＦＤＭシンボルの組み合わせであってもよい。ガードインターバル除去処理部１０６は、周知の技術により、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理部１０８をチャネル推定／補正処理部１１０と共に用いて、埋込シグナリング復号部１１１と協働して、受信されたＯＦＤＭシンボルからデータが再生される前に、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを除去する。復調されたデータは、デマッピング部１１２から再生され、シンボルデインタリーバ１１４に供給される。シンボルデインタリーバ１１４は、受信したデータＯＦＤＭシンボルを逆マッピングして、デインタリーブされたデータを有する出力データストリームを再生成するように動作する。同様に、ビットデインタリーバ１１６は、ビットインタリーバ２６によって実行されたインタリーブを逆インタリーブする。図３に示すＯＦＤＭ受信装置の残りの部分には、誤りを訂正し、ソースデータの推定値を再生するための誤り訂正符号化部１１８が設けられる。

ＯＦＤＭシンボルは、受信装置において同期及び誤り訂正のために用いられるパイロットデータを有する。パイロットデータは、各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア全体に分散され、これにより、複数のパイロットサブキャリアが提供される。各ＯＦＤＭシンボルの送信前に、ブースト電力レベル並びに既知の位相及び振幅において、各ＯＦＤＭシンボルにおけるパイロットサブキャリアにパイロットデータが挿入される。したがって、パイロットデータを、フレーム同期及び時間同期に用いると共に、受信装置により、ＯＦＤＭシンボルが送信されるチャネルのチャネル応答を推定するために用いることができる。受信装置がチャネル応答の推定値を得ると、受信されたＯＦＤＭシンボルは、このチャネル応答を利用して訂正される。典型的には、パイロットサブキャリアは、各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア全体に分散されるため、受信装置において、時間領域及び周波数領域の両方におけるチャネル応答の変動を推定することができる。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格では、単一の静的パイロットサブキャリアパターンを採用しているのに対し、ＤＶＢ−Ｔ２では、８つのサブキャリアパターン（ＰＰ１〜ＰＰ８）が存在するという点で異なる。各サブキャリアパターンは、特定のＦＦＴサイズとガードインターバルとの組み合わせに対して最適に動作するように設計されている。

図４は、或る期間にわたって送信される一連のＯＦＤＭシンボルにおける最初の３２個のサブキャリアを示す図である。ＯＦＤＭシンボルは、横軸によって示されるＯＦＤＭサブキャリア（ｋ）と、縦軸によって示されるＯＦＤＭシンボルの時間的位置（Ｌ）とにより、２次元配列４０１を形成する。個々の円は、特定のＯＦＤＭシンボル上の特定のサブキャリアの値を示す。これらをセルと呼ぶ。セルの横列３０５は、ＯＦＤＭシンボルの最初の３２個のサブキャリアを示す。２次元配列４０１から分かるように、連続パイロットサブキャリア４０３は、各ＯＦＤＭシンボルにおいて同じセルの位置を占めるのに対し、分散パイロットサブキャリア４０４の位置は、ＯＦＤＭシンボル間で変動し、一定のサイクルで繰り返す。パイロットサブキャリアの位置は、上述の所定のパイロットサブキャリアパターンに応じて決定される。ＤＶＢ−Ｔ２の各サブキャリアパターンは、２つの値Ｄｘ及びＤｙによって特徴付けられる。Ｄｘは、各ＯＦＤＭシンボルにおける分散パイロットサブキャリア間の間隔を表し、Ｄｙは、ＯＦＤＭシンボルの数を表す。Ｄｙは、同じサブキャリア位置での分散パイロットサブキャリアによって、ＯＦＤＭシンボルを区切る。図４に示すＯＦＤＭシンボルのシーケンスは、Ｄｘ＝６、Ｄｙ＝４のＰＰ３パイロットサブキャリアパターンを示す。図４に示すように、ＯＦＤＭシンボルは、データセル４０５の間で、連続パイロットセル４０３又は分散パイロットセル４０４を搬送する。

（チャネル推定の改善）
本発明の実施の形態は、ＯＦＤＭシンボルが通過するチャネルのチャネル伝達関数の推定値を形成するために要求される演算の改善を提供する。特に、本実施形態は、例えば、ＤＶＢ−Ｔ２規格の本来の基準に十分に従うように、一フレーム毎にチャネル及びノイズの推定を実行するという要求から考案された。一フレーム毎のチャネル及びノイズの推定の実行は、ＯＦＤＭ通信システムの性能を改善する。このＯＦＤＭ通信システムは、例えば、ＦＥＦ（Future Extension Frame）のような長いフレームの結果、パイロットサブキャリアによって提供されるチャネルサンプルの送信における破損が生じてしまうということ対して、より良く対処することができるためである。これは、動的チャネルの環境において特に顕著である。一フレーム毎の推定は、時間領域のチャネル推定を要する技術に比べて、チャネル推定の取得時間も改善することができる。加えて、受信されたＯＦＤＭシンボルのパイロットサブキャリアによって、そのときに提供されるチャネル伝達関数のサンプルによる、チャネル伝達関数の推定は、ハードウェアのコストも削減することができる。

本実施形態では、それ故、ＯＦＤＭシンボル内の以前の位置として送信された以前のパイロットサブキャリアを記憶することによる、大掛かりなメモリや、遅延を必要とせずに、できるだけ正確にチャネル推定値を提供することを目的としている。従って、本実施形態では、受信されたＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアシンボルそれぞれについて、チャネル伝達関数の推定値を生成することができる期間において、チャネル伝達関数の推定値の生成のための、時間領域外挿法への依存を減少させることを目的としている。好ましくは、異なるサブキャリア位置で以前のＯＦＤＭシンボルから得られたパイロットデータへ依存せずに、例えば、ＯＦＤＭシンボル３０５には、各サブキャリアシンボルそれぞれについてのチャネル伝達関数の推定値が提供される。

（ノイズチャネル推定）
全てのＯＦＤＭチャネルについての、イントラフレームのチャネル推定値を生成する一つの技術として、ゼロオーダホルドチャネル推定が知られている。ゼロオーダホルドチャネル推定では、以前に受信されたＯＦＤＭシンボルによって得られた、位相が一致しない分散パイロットが用いられる。図５及び図６は、以前のＯＦＤＭシンボルによって保存されたパイロットサブキャリアのデータを使用して、各サブキャリア位置それぞれについて、チャネル伝達関数の推定値を生成する技術である、ゼロオーダホルドチャネル推定技術の一例を示す図である。図４と類似する図５は、１６のサブキャリア位置を有する８つのＯＦＤＭシンボルによって与えられる。

図５では、データ５０１を搬送するためのサブキャリアは、白か、または陰影なしで表されるのに対して、分散パイロット信号５０２を搬送するサブキャリアは、黒で表示される。以前の分散パイロット位置によるパイロットサブキャリアデータの保存により、後続の各ＯＦＤＭシンボルは、その位置でのチャネル伝達関数の推定値によって与えられる。従って、最終的には、８番目のＯＦＤＭシンボル５０６では、各サブキャリアは、チャネル伝達関数の推定によって与えられる。

ゼロオーダホルドチャネル推定における問題は、静的及び動的チャネルの何れであっても、大幅に劣化したノイズ電力の推定によって、結果的にノイズチャネル推定となってしまう点である。チャネル推定のノイズの悪化を改善する技術は、ゼロオーダホルドの出力を使用可能とする後述の実施形態によって与えられる。直接的には、チャネル推定からノイズを取り除くための平均化フィルタを用い、これに加えて、より良いノイズ電力推定を提供する。このような平均化フィルタは、「リーキーバケツ」（漏れバケツ）方式のフィルタが用いられてもよい。従って、図６に示すようにリーキーバケツフィルタ５１０は、ゼロオーダホルドパイロットキャプチャ回路５１２による以前のＯＦＤＭシンボルからのパイロットデータの記憶によって得られたパイロットデータをフィルタするのに用いられる。従って、ゼロオーダホルドパイロットキャプチャ回路５１２及びリーキーバケツフィルタ５１２は、各サブキャリア位置のために用いられている。そこからの出力５１４は、各サブキャリアのための、チャネル推定値５１６全体で表されるチャネル伝達関数の推定値を提供する。さらに、ＯＦＤＭシンボルにより搬送されたデータの後の符号化を支援するために、減算部５２０を使用した出力５１８によって、ノイズ電力推定値が生成される。減算部５２０は、ゼロオーダホルドパイロットキャプチャ回路５１２及びリーキーバケツフィルタの入力で、パイロットサブキャアの間の差を比較する。

（チャネル推定部の一実施形態）
図７は、本発明の一実施形態に係るチャネル推定部１１０を示す図である。図７に示すように、チャネル推定部１１０は、チャネル推定処理部７００を含む。チャネル推定処理部７００は、パイロット取得部７０１を含む。パイロット取得部７０１は、受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロットサブキャリアそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを生成する。パイロット取得部７０１は、受信されたＯＦＤＭシンボルのパイロットサブキャリアによって生成されたチャネル伝達関数のサンプルを取り出し、これらのサンプルを、動作のモードによって選択される３つの外挿部７０２、７０４、７０６へそれぞれ供給する。３つの外挿部７０２、７０４、７０６は、チャネル推定部を形成する、時間領域外挿部７０２、周波数オンリーモード外挿部７０４、線形外挿部７０６を含むチャネル推定処理部７００に含まれる。チャネル推定処理部７００は、パイロット取得部７０１によってパイロットサブキャリアから得られたパイロット位置サンプルから、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置について、チャネル伝達関数のサンプルを提供するチャネル伝達関数の推定値を生成する。チャネル伝達関数の推定値は、スイッチング部７０８の出力により形成される。

チャネル推定部は、一又はそれ以上の外挿部７０２、７０４、７０６によって形成される。時間領域外挿部７０２は、受信されたパイロットサブキャリアに基づくチャネル伝達関数のサンプルの未来予測を提供する、受信データの時間領域外挿法を提供する。周波数オンリーモード外挿部（補間部）７０４は、周波数領域内のみにおいて、補間法を用いて、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置それぞれについての、チャネル伝達関数のサンプルの推定値を生成する。チャネル推定部の他の例では、パイロット取得部７０１により抽出されたパイロットデータを処理するのは、線形外挿部７０６である。これについては、以下で詳細に述べられる。線形外挿部７０６は、受信された信号の遅延を伴わないで、生成されたチャネル伝達関数のサンプルをパイロット間で外挿する。つまり、線形外挿部７０６は、予め受信されたパイロットデータに基づかないで、チャネル伝達関数のサンプルを生成する。

時間領域外挿部７０２、周波数オンリーモード外挿部（補間部）７０４、線形外挿部７０６の出力は、スイッチング部７０８を通される。スイッチング部７０８は、各パイロットデータ処理部７０２、７０４、７０６から一つの出力を選択し、生成されたチャネル伝達関数のサンプルをチャネル７１６、７１８、７２０を介して、チャネル推定ポスト処理部７１０、適応μ演算部７１２及びノイズ電力推定回路７１４へ供給する。チャネル推定ポスト処理部７１４の動作については、適応μ演算部７１２と共に、簡潔に説明する。適応μ演算部７１２は、出力チャネル７１５にフラグを提供するために用いられている。出力チャネル７１５は、１／１または１／１６であるμの可能値のうち、どちらか一方を選択する追加スイッチ７２２によって受信される。μの値は、出力チャネル７２６によるチャネル伝達関数の推定値の出力の前に、チャネル推定処理部の出力を処理するために、リーキーバケツフィルタ７２４によって使用される。

チャネル伝達関数の推定値は、追加出力７２８においてノイズ電力の推定値を生成するノイズ電力推定回路７１４の追加入力にも供給される。ノイズ電力推定回路７１４は、時間領域モードから得られたノイズ推定値を追加入力７３０において受信する。

図７に示すチャネル推定部１１０は、各ＯＦＤＭシンボルから受信されたパイロットサブキャリアから得られたチャネル伝達関数のサンプルから得られたチャネル伝達関数の推定値の改善のために、幾つかの技術を利用している。これらの技術については、以降で順に説明する。しかし、図７を用いて説明されるこれらの技術について、他の技術とは無関係かつ独立して適用可能であることと、本実施形態は、一又はそれ以上の技術のみによって動作するチャネル推定部を含むことを理解されたい。これらの技術については、以下で説明する。

（チャネル推定ポスト処理部）
図７に示されるチャネル推定ポスト処理部の一例は、図８を参照して説明される。図８は、例えば、外挿部７０２、７０４、７０６のうちの一つから得られるチャネル推定値の、２ステージのポスト処理部を含む。２ステージのチャネルポスト処理部は、第１のステージ８０１と、第２のステージ８０２とを含む。第１のステージ８０１及び第２のステージ８０２は、制御部８１４によって制御される、第１及び第２の予測フィルタ８０３、８０４、８０６、８０８と、スイッチ８１０、８１２とを含む。エッジ効果低減回路８１６通過後における、第１のステージ８０１の出力は、第２のステージへ供給される。第２のステージも、第１のステージ８０１と同様に、第１又は第２の予測フィルタ８０６、８０８の出力のうちの一方がスイッチ８１２から供給されるエッジ効果低減回路８１８を有する。第２のステージ８０２におけるエッジ効果低減部８１８の出力によるチャネル推定は、後段で説明される各技術のうちの幾つかの技術を使用して実行される。

図８に示される第１のバッファ８２２は、 ‘Ａ’サンプル８２２のオフセットと等しい量のサンプルに相当するサンプルを遅延させ、第２のバッファ８２４は、オフセットＢサンプルのバッファを導入する。オフセット ‘Ｂ’サンプルのための第２のバッファ８２４からの出力は、演算回路８２１の第２の入力８２６へ供給され、チャネル推定値が減じられる。チャネル推定値は、誤差信号を形成するために、出力チャネル８２０によって第２のステージ８０２から供給される。誤差信号は、誤差信号の２乗振幅（squared magnitude）を形成する追加的な演算回路８３０に供給される。誤差信号の２乗振幅は、線形予測または周波数オンリーチャネル伝達関数推定技術のためのノイズ電力推定値をその出力において形成するエッジコピー及びリーキーバケツフィルタ部８３２で結合される。加算部８３４は、エッジコピー及びリーキーバケツフィルタ部８３２の出力として供給されるノイズ推定値と、チャネル８３６によって受信されるノイズ電力推定値とを結合する。チャネル８３６からのノイズ電力推定値は、追加バッファ８３２によるオフセットＡ及びオフセットＢのサンプルの加算によって、バッファされている。従って、エッジコピー及びリーキーバケツフィルタ部８３２からの出力が結合されたとき、出力８４０によってノイズ電力推定値の合計値が提供される。

図８に示すチャネル推定ポスト処理回路７１０は、例えば、線形外挿部８０６によって生成されたチャネル推定値の予測フィルタリングの技術が利用されている。従って、図８に示す、チャネル推定部１１０の一部を形成する上述のチャネル推定ポスト処理部は、ＯＦＤＭシンボルのパイロットサブキャリアから得られるパイロットデータから生成されるチャネル伝達関数の推定値の精度を向上させる技術の組み合わせが使用されている。これらの技術のより良い理解のために、これらの技術については、後段において説明される。

（周波数領域におけるチャネル推定のノイズ除去）
上述では、図５及び図６に示すゼロオーダホルド及びリーキーバケツフィルタ技術は、静的チャネルでは、満足な性能を提供することができるが、動的チャネルでは、時間領域におけるノイズ除去ブロック（リーキーバケツフィルタ）の処理は、ゼロオーダホルドブロックから提供されるチャネル推定値を‘汚す’（smear）。これは、上記フィルタリングは、チャネル内のドップラーのレベルに依存する、幾つかのあるいは全ての動的チャネル特性を平均化するためである。これが、動的チャネルにおいて、貧弱なチャネル推定を引き起こす。本発明の実施の形態では、それ故、同じ時間で動的チャネルのチャネル特性を維持しつつ、できるだけ多くのノイズを取り除くことを目的としている。

そのような技術のうちの一つは、周波数軸で領域化された適応フィルタを使用する。ＮＬＭＳ（Normalized Least Mean Square）外挿フィルタの使用は、動的変化チャネルを、より正確に追跡することができ、ひいては、使用可能なパイロットから提供される伝達関数のサンプルから、より正確にチャネルを推定することができる。図８において、予測フィルタとして、チャネルポスト処理部内に現れている、予測フィルタ８０２、８０４、８０６、８０８のうちの１つは、図９においてさらに詳細に図示されている。

図９では、外挿されたチャネルのサンプルは、第１の入力９００によって、Ｎ個のタップを有するシフトレジスタ９０２に受信される。各タップは、重み係数Ｗ_ｉに乗算され、これは、乗算部９０４で実行される。各乗算部９０４の出力は、受信されたサンプルからチャネル推定値を生成するために、乗算部９０４によってタップの重みＷ_ｉが乗算された後、加算部９０６に供給され、シフトレジスタ９０２の各回路からの各出力が結合される。チャネルの推定値は、出力９０８によって提供され、また、チャネル推定値は、チャネル伝達関数の各サブキャリアサンプルを提供する。

本実施形態では、図６に示すＮＬＭＳフィルタの２つは、ＮＬＭＳフィルタが収束した状態で動作する実質的な連続期間を提供するために、直列で使用されている。これは、静的チャネルでは、遅い収束性を有する（小さなステップサイズの）外挿部は、速い収束性を有する（大きなステップサイズの）外挿部よりも、多くのノイズを除去することができるが、不要な開始遅れの導入が損失となるためである。この点を考慮し、ノイズ低減に焦点を当てた主要なエンファシスを有する推定部を選択することができる。これは、収束後のある時点では、高品質な推定値が得られることが期待されることを意味している。要求されるチャネル推定からノイズの非相関性（de-correlation）を管理する方程式を以下に示す。

この方程式は、基本方程式を形成し、Ｌは、サンプル数であり、Ｔは、外挿部のタップ数であり、Ｗ_Ｌ，Ｔは、サンプル‘Ｌ’、タップ‘Ｔ’のタップ係数であり、Ｋ^＊ _Ｌ，Ｔは、各タップ‘Ｔ’についての外挿部入力サンプルの共役であり、ｅ_Ｌは、サンプル‘Ｌ’についての外挿部からの誤差信号である。
ＮＭＬＳフィルタによって提供されるこのノイズ除去技術は、周波数軸で領域化される。この技術は、最初のシンボルの最初の幾つかのキャリアのみの影響を受けるので、収束に関する問題を緩和することができる。一方、時間領域によるアプローチは、最初の幾つかのシンボルに影響を及ぼし、従って、結果としてより悪い取得遅延となってしまう。

（オフセットパラメータの使用）
上述のＮＬＭＳ技術の一環として、タップの重みＷ_Ｌ，Ｔは、シフトレジスタ９０２からのサンプルのうちの１つと、フィルタされたチャネル推定９０８の出力との比較によって生成された誤差信号に応じて適応される。このため、演算部９１０は、出力９１２によって誤差信号を形成するために、シフトレジスタ９０２のメモリ要素の一つから供給されたサンプルから、加算部９０６の出力によるサンプルを減じる。誤差信号は、シフトレジスタ９０２によって保持された受信チャネル推定値の各サンプルの大きさによって標準化される。この処理は、振幅形成回路９１４及び加算部９１６によって実行される。合成振幅は、逆数形成回路９１８と、加算／乗算部９２０とを使用したその合成振幅の逆数の形成によって、誤差信号により除算される。

加算部９２０の出力による標準化された誤差信号は、出力チャネル９２２から、一連の乗算部９２４それぞれに供給され、シフトレジスタ９０２の各タップで保持された複素サンプルの共役を含む標準化誤差信号の値によって基準化される。追加的な乗算部９２６は、乗算部９２４からの乗算出力を、値μによって基準化する。μで基準化された出力値は、加算部９２８へ供給される。加算部９２８は、加算部９２８にフィードバックされた遅延要素を使用して、現在の出力値と、以前のサンプルによって遅延させられた出力値とを加算する。遅延要素は、加算部９２８の出力で遅延要素９３０として表されている。チェーンの出力は、シフトレジスタ９０２の各タップの待機値Ｗ_Ｌ，Ｔのために形成される。待機値Ｗ_Ｌ，Ｔは、出力９０８でチャネル推定値を形成するために、パイロット状態から得られた予測サンプル上の予測フィルタの使用により、チャネル推定値からノイズを効果的に取り除く加算部９０４で使用される。従って、図９に示す予測フィルタは、標準化された最小二乗平均誤差のフィルタリング技術を形成するために、上記方程式を実行する。実際上、これは、出力又は処理されたチャネル推定値の形成のために、入力チャネル推定値からノイズを非相関（de-correlate）させるのに役立つ。

当然、誤差信号は、シフトレジスタ９０２のタップの一つから形成されるので、予測フィルタの出力としてノイズが除去されたチャネル推定値のサンプルと、予測フィルタの入力として供給されるサンプルとの間には、遅延が発生する。従って、このオフセットを考慮すると、シフトは、チャネル推定部の出力が要求される。それ故に、オフセットバッファ８２２、８２４、８３８は、図８に示されるチャネル推定ポスト処理部７１０内に存在している。この効果は、図１０に示されている。

図９及び図１０に示される‘オフセット’パラメータは、誤差信号が発生されるポイントを示し、通常、チェーン／ＦＩＦＯの入力データにおいて‘ｏｆｆｓｅｔ＋１’で番号付けられたレジスタである。図９では、オフセットパラメータは、１がセットされ、そして、誤差は、２番目のタップから算出される。実質的に、外挿部の出力は、外挿部のメモリ内における‘オフセット＋１’パラメータによって指定されたタップ位置において、ノイズ推定値が容易に浄化される。上述のように、オフセットパラメータの１つの結論は、品質外挿法では、シンボルの一端において、サンプルのオフセット数が使用できない点である。例えば、最後のキャリア‘Ｋｍａｘ’（ここで、Ｋｍａｘは、シンボル毎のキャリア数）が外挿部のメモリに入力されたとき、出力による推定値の現実の位置は、‘Ｋｍａｘ−ｏｆｆｓｅｔ’である。従って、キャリアの最後のオフセット数では、きれいな推定値を得るためのデータが左側にない。加えて、クロッキングは、キャリア‘Ｋｍａｘ’で停止されるので、出力データ及び入力データ間で再配列（re-alignment）が要求される。図１０では、外挿部のタップ数が９であるとした場合が示されている。

図１０では、シフトレジスタＤｎ（ここで、ｎは、１から９までの値に等しい）の番号付けに対応する矢印１００１によって示された方向で供給されるチャネルのサンプルを受信する、９つのタップシフトレジスタ１０００の処理が示されている。仮に、オフセット値が４に等しいとすると、つまり、誤差信号が遅延Ｄ５のタップから生成されたとすると、そのとき、チャネル推定値の出力内の対応オフセットは、‘Ｋｍａｘ−ｏｆｆｓｅｔ’が要求される。ここで、Ｋｍａｘは、シフトレジスタ要素Ｄ９内のサンプルに等しい。従って、シーケンス１００２によって示されるタップ１での入力では、予測出力は、シーケンス１００４によって示される。シーケンス１００４は、オフセット前の‘ｏｆｆｓｅｔ＝４’のサンプルの遅延は有効であり、その後では、‘Ｋｍａｘ−ｏｆｆｓｅｔ’サンプルの入力及び出力の間に遅延があることを示している。

一般に、予測シンボルの一端におけるギャップは、オリジナル入力サンプルの値のコピーによって満たされる。これは、エッジ効果低減として知られ、図８に示すエッジ効果低減回路８１６、８１８によって実行される。これについては、後に詳細に説明される。

（ＮＭＬＳ外挿発散）
図９に示されるＮＬＭＳ外挿部は、閉じたループシステムであり、従って、信号からノイズを非相関させるフィードバック機構が使用されている。誤差標準化特性は、タップ係数の発散を減少させるのに役立つ。しかしながら、この減少は、必ずしも十分ではなく、フィルタがリセットされる前に処理されなければならないステップサイズ（μ係数）及びサンプル数に依存する。これは、付与タップ数及びステップサイズパラメータのために、ＮＭＬＳ外挿部は、付与サンプル数後の信号からのノイズを非相関させる性能を失うことを意味する。

この効果を示すために、図１１に示す一例では、出力信号サンプル値のパイロットは、それぞれ３６個のレジスタタップを有する２つのＮＬＭＳ外挿部から提供される。第１のＮＬＭＳ外挿部では、‘１／１６’のステップサイズ係数μは、出力サンプル１１００を生成するのに用いられ、第２のＮＬＭＳ外挿部は、‘１／１００’のステップサイズ係数μによってサンプル１１０２を生成する。両方の例は、それらの入力を通過するサンプルのセット数で動作する。図１１から分かるように、１／１６の広いサイズのμ１１００における外挿部では、速く収束するが、１／１００の小さいステップサイズ１１０２の外挿部よりも素早く発散する点に難がある。これは、ＮＬＭＳ推定部のパラメータに関連せずに、それらは、結局、発散し、取得は、そられのステップサイズ、タップ数等に起因して他のものよりも長いことから推論される。外挿部の発散を低減するために様々な方法を使用することができる。以前の方式で用いられている１つの方法は、発散の影響を低減させるために、タップ係数因子Ｗ_Ｌ，Ｔを‘漏らす’。しかし、この方法では、完全には、発散を取り除くことができない。

従って、実質的に外挿フィルタは、初期化期間後、発散開始前の所定数のサンプルでは、正確に動作する。さらに、所定の基準に応じてステップサイズが選択されるようにすることができる予測フィルタを形成することが好ましい。例えば、以降で説明されるように、チャネルが変化されるレートは、より素早くフィルタを収束させるために、大きなμ値が要求される。

発散の影響を回避する技術では、２つの推定部は、協同で使用される。この技術は、以下の原理にしたがって働く。すなわち、仮に所定数のサンプルの後に、外挿部が発散することが知られていた場合、この発散の発生前に、外挿部をリセットすることが可能である。
そして、一方の外挿部がリセットされ、発散前の状態にされている間、他方の外挿部は、有効なデータを出力として提供する。図８に示すチャネル推定ポスト処理部は、それ故、２のステージ８０１、８０２において、各ステージに１対のフィルタ８０３、８０４、８０６、８０８を有している。これが図１２に示されている。

図１２に示されているように、第１の予測フィルタの動作は、ライン１２００によって図示されており、第２の予測フィルタの動作は、低い方のライン１２０２によって図示されている。図１２では、ｘ軸は、付与サンプル数を示しており、これにより、‘基本期間’と呼ばれる。このアルゴリズムは、ＮＬＭＳ外挿部のための、最初の選択パレメータによって動作し、‘２ｘ基本期間’のサンプル数及び‘６ｘ基本期間’のサンプルの有効動作領域よりも少ない収束時間を許容する。あるいは、代わりに、基本期間は、外挿部のパラメータに一致するように選択的に選択されてもよい。注目すべき点は、収束の幅領域及び有効期間領域が使用されており、それ故、上述の付与数が完全ではない点である。

アルゴリズムの動作に関する１つの警告は、リセット及び最初の‘３ｘ基本期間’サンプルの最大値の後では、出力データは、正確なチャネル推定値を示さず、実際のサンプル数は、ステップサイズと、外挿部に用いられるタップ数とに依存する点である。どのような場合でも、このアルゴリズムは、周波数領域で領域化され、また、ＯＦＤＭシステムにおいて使用されており、最初のシンボルの間は、少なくともチャネル推定値があるので、時間領域推定部よりも良い処理を実行することができる。

図１２にも示されているように、ボックス１２０４は、予測フィルタによって処理されるシンボルを表している。つまり、これらの各シンボルからのパイロットデータは、順番に処理される。ボックス１２０６、１２０８は、予測フィルタが、それぞれ、それらの最適性能で動作する期間を示している。上方のライン１２００から分かるように、初期化期間１２１０後に、予測フィルタは、フラットライン１２０２の入力及び出力間において、対応収束によって動作する。サンプルまたはシンボルのセット数の後、予測フィルタは、垂直ライン１２１４で示されているように、リセットされる。予測フィルタは、その後、第２の収束期間１２１６、さらに先の収束期間１２１８の間は、収束を開始する。低い方のライン１２０２から分かるように、第２の予測フィルタは、逆位相で動作するので、各フィルタ上における収束水平ライン性能の少なくとも一部が、チャネル推定値の出力に使用することができる。従って、制御部は、協同で動作する各予想フィルタを配列するので、これらの予測フィルタのうちの少なくとも１つが、何れかの時点において、収束状態で動作し、それ故、チャネル推定値の出力を生成することができる。これは、図８に示すスイッチ８１０、８１２の動作によって実現される。

（マルチパス遅延発散の考慮）
メインパスと、エコーパスとの間で短い相対遅延を有するマルチパスチャネル内における、リザルティングチャネル応答は、変化の低勾配で、周波数領域の選択性を示す。反対に、マルチパスチャネルの長い相対遅延では、周波数の選択性は、チャネル・ナル（ゼロ）の数の増加、又は、減衰及びチャネル増幅に起因する急勾配を有する。例えば、周波数の選択的なフェーディングは、図１３に示されている。

図１３では、２つの例示的なチャネルでの、周波数に対する振幅のプロットが示されている。ライン１３０１で示される第１のチャネルは、メインパスと、エコーパスとの間で相対的に短い遅延を有するマルチパスチャネルの周波数応答に対応している。一方、第２のプロット１３０２は、メインパスと、エコーパスとの間で相対的に長い遅延を有するマルチパスチャネルの周波数応答を示している。従って、第２のプロット１３０２は、長いマルチパスの遅延発散によって、数が増加された周波数・ナル（ゼロ）の間で、急勾配となる。

従って、周波数応答の変化率に関して、外挿フィルタのためのステップサイズ係数（co-efficient）μの選択には、幅がある。そのようなステップサイズ値μにかかわらず、遅延発散の特定の範囲では、外挿フィルタは効果がない。この問題に取り組むため、図１４に示されているように、外挿部の直列接続は、図８に示す例から独立して示されている。図１４は、チャネル推定ポスト処理部が、２つのステージプロセスにおける２つのセクションで形成された、本発明の一実施形態に係る２つのステージ配列を示している。本発明の一形態によれば、マルチパスチャネルの異なる可能形態に対応させるために、２つのステージプロセスは、連続してチャネル推定値を処理する。

図１４では、フィルタのうちの１つが収束状態で動作することを確実とするために、第１のステージの外挿フィルタ８０１は、上述のように直列で動作する一対の並列外挿フィルタを含む。従って、上述のように、スイッチ８１０は、出力チャネル推定の形成において、現在、選択される外挿フィルタのうちの１つからの出力を切り替える。対応配列は、第２ステージ８０２で提供される。マルチパスチャネルは、メインパスと、エコーパスとの間で相対的に長い遅延を持つことができ、また、マルチパスチャネルは、メインパスと、エコーパスとの間で相対的に短い遅延を持つことができる。従って、処理は、周波数領域で実行されるので、マルチパスの種類の変化は、周波数領域で周波数の選択的なフェーディングをもたらす。

短い遅延発散のチャネル内において、大きなステップサイズ係数を有する外挿部の使用は、小さいステップサイズの外挿部と比べて、多くのノイズを取り除くことはできないが、チャネルの外形を維持することができる。同様に、長い遅延発散のチャネル内において、小さなステップサイズ係数を有する外挿部の使用は、‘汚れ（smearing）’または、チャネル応答のオーバーフィルタリングを生じさせる。これは、適応フィルタ処理の通過帯域は、入力の信号にとって小さすぎるためである。これは、外挿部が周波数領域軸で使用されるので、特に重大な意味を持つ。仮に、信号外挿部が周波数軸で使用されると、そのとき、そこには、ノイズ除去処理が無効である遅延発散の領域が存在し、また、これは、使用されるステップサイズ係数と関係がないためである。

この問題を解決するために、外挿部の性能の特性を有利に使用することができる。大きなステップサイズは、チャネルの‘外形（shape）’を維持することができるという事実を使用することによって、外挿部の直列接続（カスケード）の使用を採用することができる（２つの場合では、大きなステップサイズが用いられている）。第１のステージの機能は、同じ時間で実際のチャネル推定値の外形の維持しつつ、入力チャネルから幾つかのノイズを取り除くことである。注目すべき点は、このステージでの出力は、かなりノイジーであり、システム内のノイズのレベルへの依存によってほとんど使い物にならない点である。

第２のステージは、第１のステージによってチャネルの外形が維持されている間、第１のステージの出力から、ノイズの残りのほとんどを取り除く。この配列は、補間機能のために、最小限のコストで良好なフィルタリングを維持する直列ＦＩＲフィルタの配列と似ている。注目すべき点は、両方のステージは、大きなステップサイズである外挿部が使用さられているので、可能な限り多くのノイズが除去されている時間と同じ期間は、チャネル推定値の汚れ（smearing）の発生が回避される点である。

このような技術の使用は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル又はそれを超えるまで、マルチパス遅延を有するチャネルにおけるチャネル推定値内のノイズの適切な除去を可能とする。

（静的ｖｓ動的チャネルオペレーション）
図７及び図１４に示すように、チャネル推定予測フィルタ８０１、８０２の出力について、リーキーバケツフィルタ７２４は、周波数軸外挿部の後方で、チャネル推定値内に残されたどのような残余ノイズも取り除く、静的なチャネル基本フィルタとして用いられている。リーキーバケツフィルタの動作は、チャネルが動的であるか、または、静的であるかに応じて、シーキーバケツフィルタのステップサイズを１及び１／１６の間で切り替える制御部７１２によって制御される。

静的チャネルでは、時間ベースのフィルタリング手法の使用は、より良いチャネル推定値の取得が可能となる。この動作は、周波数軸外挿部の後方で、チャネル推定値内に残されたどのような残余ノイズも取り除くことができるためである。一般的なフィルタリング手法のほとんどは、リーキーバケツフィルタを使用する。周波数軸外挿部の瞬時の取得物を維持するため、外挿部の出力について、時間ベースのフィルタのようなフィルタを配置するのがよい。このようにすることは、妥当なチャネル推定値が常に使用することができることと、推定値が、時間領域でのフィルタリング処理によって、より良くなることを確実にする。しかしながら、上述したように、このような直接的な方法による時間ベースのフィルタリングの使用は、動的なチャネル状態で、チャネル推定値の品質を妥協している。それ故、動的なチャネルで、時間ベースのフィルタリングの使用を維持することが好ましい。この場合、使用可能な唯一の他の選択肢は、動的なチャネルにおいて、このフィルタリング手法のスイッチをオフとすることである。従って、チャネルが、どのくらい動的であるかについての格付け処理への必要性が、現在、要求されている。これは、後段において説明される。

しかしながら、直接的な方法による時間ベースのフィルタのようなフィルタの使用は、チャネルが変化する場合に、チャネル推定値の品質を妥協している。しかしながら、静的なチャネル内での時間ベースのフィルタリングの使用は、重要である。従って、リーキーバケツフィルタから提供されるスケーリング因子は、チャネルの動的状態に応じて、適応される。

（適応μ演算部）
ＯＦＤＭ伝送では、連続パイロットは、現在、全てのシンボルに存在し、また、一群のキャリアのための、振幅変更の勾配を監視することによって、いつも同じキャリア位置に存在する。従って、チャネル内の動的性のレベルを格付けすることが可能である。

図１５では、動的チャネルで、効果的にリーキーバケツフィルタをオフにするμ値を選択する適応μ演算部７１２の一例が示されている。図１５では、リーキーバケツ平均化フィルタ１５０３は、入力１５０１で連続パイロット値を受信する。リーキーバケツフィルタ１５０３の出力は、入力１５０４で供給される制御信号の制御下において、遅延を生じさせるアンカーＲＡＭ１５０２に供給される。アンカーＲＡＭ１５０２からの出力は、リーキーバケツ平均化フィルタ１５０３の出力から、アンカーＲＡＭ１５０２からの出力を減算する減算回路１５０６に供給される。減算回路１５０６からの出力は、能動領域ゲート１５０８に入力される。能動領域ゲートは、制御部８１４（図１５では、図示せず）からカウント値も受信する。制御入力１５０４は、ＯＦＤＭシンボルとシンボル値のカウントを提供し、また、Ｄｙシンボルから分離された連続的なＯＦＤＭシンボルのパイロットキャリアの存在をカウントするモジュロ５ｘＤｙシンボルカウンタを提供する。能動領域ゲート１５０８の出力は、絶対和演算部１５１０へ供給される。絶対和演算部１５１０の出力は、リーキーバケツ平均化フィルタ１５１２へ供給される。リーキーバケツ平均化フィルタ１５１２は、変数α１５１４を供給する制御入力も受信する。リーキーバケツ平均化フィルタ１５１２の出力は、信号処理回路１５１６へ供給される。信号処理回路１５１６は、リーキーバケツ平均化フィルタの出力１５０２と、閾値１５２２との比較によって、リーキーバケツフィルタのアナログ出力を、２値フラグ値に変換し、出力１５１８で出力する。従って、仮に、リーキーバケツ平均化フィルタ１５１２の出力がチャネル１５２２で供給される閾値を超える場合、そのときの、出力１５１８におけるフラグは上昇され、この信号は、チャネル推定処理部７１０の出力において、リーキーバケツ平均化フィルタをオフとするのに使用される。

図１５に示される装置で用いられている技術では、その動作の中核として、モジュロ５ｘＤｙシンボルカウンタが使用されている。その目的は、特定のシンボルの領域の範囲外で、パイロット振幅の差の平均を測定するためである。この差は、処理の開始時におけるフィルタの使用により、静的なチャネルで最小となり、動的なチャネルでは、顕著となる。

図１５に示される適応μ演算部の動作は、図１６の概略図で示されている。図１６は、図１５に示された適応μ演算部の動作の概念図である。図１６では、時間に対するチャネル値は、矢印１６０１で示されている。従って、上方のプロット１６０２は、動的なチャネルのプロットを示し、下方のプロット１６０４は、静的なチャネルの存在を示す。実線１６０６、１６０８、１６１０は、ボックス１６１２で示された、ＯＦＤＭから得られた連続パイロットを使用した連続パイロットを処理することにより、図１５に示される適応μ演算部が能動的となる領域を示している。それに応じて、下方の点線１６０４に対する実線は、適応μ演算部が能動的となる領域を示している。これらは、連続パイロットを含むシンボルに対応し、チャネルが静的であるか、又は動的であるかを決定する適応μ演算部によって使用されることができる。これらの実線領域１６１４、１６１６、１６１８は、それ故、チャネルが静的であるか、または動的であるかを決定するために連続パイロットが処理される領域を示している。

２つの重要な動作期間があり、１つ目は、データ取得シンボル時間であり、２つ目は、能動差演算領域である。データ取得シンボルは、カウンタ値が１であるシンボルとして定義され、また、能動領域は、カウンタが‘３ｘＤｙ’から‘５ｘＤｙ−１’の領域内であるシンボルとして定義される。

平均化処理は、能動領域の間でのみ開始され、従って、能動領域に亘るデータの領域から、取得シンボルの間におけるデータを減算することで、振幅勾配が決定される。統合された（consolidated）勾配の追加的なフィルタリングは、閾値比較のための、より静的な参照値を提供する。この追加的なフィルタリング処理は、時間多重化フィルタ係数の使用を含む。この係数は、カウンタが‘３ｘＤｙ’から‘４ｘＤｙ’の領域内であるシンボルの間で、狭帯域フィルタリングを実行する。また、この係数は、カウンタが‘４ｘＤｙ＋１’から‘５ｘＤｙ−１’の領域内であるシンボルの間で、広帯域フィルタリングを実行する。これは、データ取得シンボルへのこれらの近接近により、‘３ｘＤｙ’から‘４ｘＤｙ’までの領域で得られた勾配は、‘４ｘＤｙ＋１’から‘５ｘＤｙ−１’までの領域で得られた勾配よりも信頼度が低いので、得られた結果を釣り合わせるために行なわれる。

最後に、閾値の比較によって、観察と解析から得られるのは、その決定は、チャネルの動的性において、作り出されるということである。注目すべき点は、図６では、各矩形のボックスは、‘Ｄｙ’シンボルを示している点である。

（動的チャネル内における、ゼロオーダホルドの欠点）
動的チャネルでは、ゼロオーダホルドから得られた入力を含む周波数軸外挿フィルタ８０３、８０４、８０６、８０８は、チャネル内のドップラーシフトに依存する、時間シフトチャネル推定となってしまう。典型的には、高いドップラーでは、性能が悪い。これは、周波数軸外挿部の影響は、ゼロオーダホルドチャネル推定によって提供されたステップ応答の中間を追跡する予測チャネル推定値をもたらすという事実に起因する。理想的には、動的チャネルにおいて、良好なチャネル推定値を維持するために、後で示されるように、予測チャネル推定値は、上り勾配のエッジの外側及び下り勾配のエッジの内側を追跡する。

図１７は、ゼロオーダホルド推定部を使用して、チャネル推定値を正確に推定する場合の、遅延の影響を示す図である。図から分かるように、チャネル推定値の間の時間シフトは、チャネル内のドップラー周波数に依存にして大きくなる。

図１７では、実線１７０１は、推定されたチャネルを示している。一方、細線１７０２は、ステップ値１７０４によって示されたゼロオーダホルドチャネル推定値によって提供されたチャネルの値の追跡により生成された予測チャネルを示している。従って、予測チャネル推定値は、チャネル推定値として、ゼロオーダホルドで生成された平均予測値の決定によって、算出される。結果として、水平矢印１７０６によって示される相対遅延があることが分かる。

ゼロオーダホルドチャネル推定値に基づくチャネル予測に起因する、この遅延に対処するために、図７に示す線形外挿部７０６によって実行される時間ベースの線形外挿処理が使用される。これは、基本的には、線形のサンプル数式に基づいて、実行される。
ｙ＝ｍｘ＋ｃ
ここで、
ｙ＝出力、またはパイロット振幅
ｍ＝傾斜勾配
ｘ＝シンボルインデックス
ｃ＝オフセットパラメータ

ゼロオーダホルドチャネル推定の代わりに、線形外挿部を使用する目的は、主に、高いドップラー動的チャネルにおいて、周波数軸外挿部の出力について、チャネル応答の‘時間シフト’を減少させるためである。線形外挿部の使用は、その性質に起因して、周波数軸外挿部（ＣＥＰＰ）の出力で、よりノイジーなチャネル推定値を発生させ、従って、静的チャネルの低いＳＮ比で、特に激しく働く外挿部が要求される。しかしながら、時間領域ローパスフィルタの使用は、線形外挿部によって加えられた余分なノイズの影響を低減させることができる。

時間内での信号キャリア‘Ｚ’のための線形外挿部の動作の解析は、図１８に示されている。図１８は、時間領域線形外挿部の動作を表している。図１８に示すように、ゼロオーダホルド値から平均値を予測するというよりも、むしろ、線形外挿部は、ゼロオーダホルド値にのみ基づくチャネルの予測に起因する遅延を減少させるために、ゼロオーダホルド値に使用される。線形外挿部７０６の動作は、図１８に示されている。図１８では、図１７に示すゼロオーダホルドプロット１７０２のステップ値の一例は、ｙ＝ｍｘ＋ｃの線形プロットによる上述の方程式に応じて、線形外挿を適用する線形外挿部の使用により生成された実線１８０２で表される。３番目の曲線１８０４は、チャネルの理想的な推定位置を示している。図に示すように、チャネルの推定値と、線形外挿部によって生成された推定値との間の遅延は、大幅に減少されている。

オフセットパラメータ（ｃ）は、キャリアＺ（Ｙｎｅｗ）のためのゼロオーダホルド出力の値として定義される。傾斜勾配は、キャリアＺ（Ｙｎｅｗ）のためのゼロオーダホルド出力と、キャリアＺ（Ｙｏｌｄ）の、線形予測値の最後の値との間の差として定義され、‘Ｄｙ’パラメータによって標準化される。

シンボルインデックスは、カレントシンボル内のキャリアＺの位相として定義され、１つのシンボルに対して、同相で０であり、異相で１であり、２つのシンボルに対して異相で２等とされる。

ＤＶＢ−Ｔシステム及びＤＶＢ−Ｔ２システムでは、ＯＦＤＭシンボルの、反復時間分割フレームが生成される。フレームのスタートは、Ｐ２シンボルを含む。Ｐ２シンボルは、ＯＦＤＭシンボルの全体に亘って全ての位置において、パイロットキャリアを有する。上述の線形予測部は、Ｐ２シンボルからのパイロットキャリアの使用を開始することができ、それ故、線形外挿部から提供されたチャネル推定値の精度を向上させることができる。従って、図１９に示されるように、最初のシンボル１９０１は、全てのサブキャリア位置でパイロットシンボルを有するＰ２シンボルを表している。次ＯＦＤＭシンボル１９０２は、実線１９０４で表される分散パイロットを有しており、他の位置では、キャリアを有していない。他の位置は、それ故、明るい陰影位置１９０６で示された以前のパイロット値のゼロオードホルドを使用して生成される。追加的な分散サブキャリアパイロットは、後のＯＦＤＭシンボル全体に亘る位置に提供され、位置１９０４によって示されるように位置が変化する。しかしながら、一度、２つのパイロットシンボルが任意のサブキャリアから提供されると、線形予測フィルタは、以前の分散パイロットによって提供されるチャネルの以前のサンプル間での、線形外挿により、上述のように、サブキャリア位置において、次のチャネルサンプルの値を予測することができる。従って、線形予測部が２つのチャネルサンプルを有していると、すぐに、次のＯＦＤＭシンボルがサブキャリア位置として、次のパイロットサブキャリアを提供するまで、次のサンプルを予測することが可能となる。例えば、サブキャリア位置１９０８では、Ｐ２シンボルである最初のＯＦＤＭシンボルが、パイロットサンプルを提供するサブキャリア１９１０を提供する。次の２つのＯＦＤＭサンプルは、そのサブキャリア位置で、パイロット信号を有しておらず、従って、チャネル推定値は、２番目及び３番目のシンボル１９１２のため、ゼロオーダホルド値を使用して生成される。その後、４番目のＯＦＤＭシンボル１９１４は、上述の線形予測技術を使用して、５、６、７でラベルされた次の３つのＯＦＤＭシンボル１９１６の位置で、チャネルサンプルを予測するために、次の３つのＯＦＤＭシンボル１９１６で使用されるパイロット信号を提供する。最後に、シンボル数８では、追加的なパイロット信号は、その位置でチャネルを表すのに用いられ、かつ、後に、次の値を予測するための線形予測処理に用いられるサブキャリア位置１９１８を提供する。

注目すべき点は、ＤＶＢ−Ｔ受信装置での使用では、Ｐ２シンボルは存在せず、従って、線形外挿が開始される前の‘Ｄｙ’シンボルまで待つことが要求され、その位置までは、ゼロオーダホルド値が使用される点である。

（エッジ効果の低減）
例えば、残余タイミングオフセットや、チャネルインパルス応答のフィルタリングの間でフィルタ位置を変化させる受信装置の欠点に起因して、周波数軸外挿部は、シンボルのリーディングエッジで、劣化に悩まされる。この劣化は、典型に、ＯＦＤＭチャネル帯域のエッジでロールオフするチューナフィルタの状態によっても引き起こされる。

これらの劣化に対抗するために、また、時間領域のリーキーバケツフィルタの、静的チャネル内での使用を考慮して、全てのシンボルのエッジにおいて、付与キャリアのセットのための、オリジナル（ノイジー）データを維持することができる。これは、より良いチャネル推定値を提供することができ、また、性能の改善の役に立つ。

（ノイズ電力推定）
同等化処理の重要な要素は、チャネル状態情報（ＣＳＩ：channel state information）値を計算するために、ノイズ電力推定値を得ることである。この演算は、周波数領域外挿部の出力（静的チャネルである場合の、フィルタ出力）による、線形外挿部の出力の減算によって、単純に実行される。これは、図２０に示されている。

上述のように、チャネル状態情報を生成することは、誤差補正及び復号技術を支援するため、また、チャネルから受信されたＯＦＤＭシンボルの同等化の支援のために重要である。図２０には、上述の線形外挿部と、ポスト処理技術との結合によって使用されるノイズ電力推定技術の一例が示されている。ノイズ電力推定部７１４は、図２０において、一例として示されている。

図２０に示すように、線形予測フィルタの出力は、演算回路８２１に供給される。演算回路８２１は、出力２００２において、誤差信号を形成するために、チャネル推定処理部８２０の出力から、線形予測処理部７０６からの出力を減算する。マグニチュード形成回路８３０は、エッジコピー及びリーキーバケツ処理部８３２に供給される誤差の大きさを形成するのに使用される。図から分かるように、エッジコピー及びリーキーバケツ処理部は、ボックス２００６によって表された、ＯＦＤＭシンボルの主部からのノイズ電力推定値の値を処理する。エッジ効果の処理のための十分なサンプルがあることを確実にするために、シンボルのエッジで得られた、軽減されたチャネル電力推定値は、人工的に高くされる。シンボルサンプルは、領域２００８、２０１０内の、ＯＦＤＭシンボル２００６の有用な部分から、ダークボックス２０１２、２０１４で示される領域へコピーされる。例えば、図２０に示されるように、例えば、エッジでの１２のサンプルは、近接したキャリアからコピーされる。従って、周波数帯域の全体で、ノイズ電力を一貫したレベルに維持するために、ノイズ電力推定での、エッジ効果低減処理を形成することが必要である。従って、ノイズ電力は、より一貫性のある、推定値毎のノイズのレベルを提供するために、リーキーバケツフィルタ８３２を使用した時間領域でフィルタされる。

以上で説明した実施形態には、種々の変更を加えることができる。例えば、上述のチャネル外挿部を構成する特定の構成要素、例えば、線形補間部、ＮＬＭＳフィルタ、及びチャネル推定部は、論理上のブロックであることが理解される。したがって、これらの構成要素が提供する機能は、上述し、図示した形式に厳密には準拠しない方法で表されてもよい。例えば、本発明の態様は、プロセッサ上で実行可能な命令を有するコンピュータプログラム製品の形で実装されてもよい。このコンピュータプログラム製品は、フロッピー（登録商標）ディスク、光ディスク、ハードディスク、ＰＲＯＭ、ＲＡＭ、フラッシュメモリ、又はこれらの若しくは他の記憶媒体の任意の組み合わせ等のデータ搬送媒体に保存されるか、或いはイーサネット（登録商標）、無線ネットワーク、インターネット、又はこれらの若しくは他のネットワークの任意の組み合わせ等のネットワーク上でデータ信号を介して送信されるか、或いはハードウェアにおいてＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit: 特定用途向け集積回路）又はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array: フィールドプログラマブルゲートアレイ）又は従来の等価な機部において用いられるのに適した他の構成可能な若しくは特注の回路として実装される。

また、本発明の実施形態は、ＤＶＢ−Ｃ２として知られるケーブル送信規格等の他の適当な送信規格において用いられてもよい。ＤＶＢ−Ｃ２の例では、ＯＦＤＭシンボルは無線周波数サブキャリアを介して送受信されるのではなく、ケーブルを介して送受信されるため、送信装置及び受信装置の構成に適宜変更が加えられる。しかし、本発明の実施形態はＤＶＢ用途に限定されず、固定及び移動の両方の送受信用の他の規格に拡張されてもよいことを理解されたい。

Claims (20)

1. データを送信する複数のデータサブキャリアと、パイロットサブキャリアパターンに応じて、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボル内に配置され、パイロットデータを送信する複数のパイロットサブキャリアとを有するＯＦＤＭシンボルからデータを検出及び受信する受信装置であって、
   受信ＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキャリアのそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを生成するパイロット取得部と、前記パイロット取得部から提供されたチャネル伝達関数のサンプルから、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置のそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを提供するチャネル伝達関数の推定値を生成するチャネル推定部とを有するチャンネル推定処理部と、
   複数の予測フィルタと、前記チャネル推定処理部によって提供されるチャネル伝達関数の推定値に対する、チャネル伝達関数の処理バージョンにおいて、ノイズ低減効果のためのチャネル伝達関数の処理バージョンを形成するために、前記複数の予測フィルタを使用して、前記チャネル推定処理部によって生成されたチャネル伝達関数の推定値をフィルタする制御部とを有し、チャネル伝達関数の処理バージョンを生成するために、前記チャネル推定処理部から受信されたチャネル伝達関数の推定値を処理するチャネル推定ポスト処理部と
   を具備し、
   前記複数の予測フィルタは、前記制御部の制御下において、チャネル伝達関数の推定値のサンプルを同時に受信する第１予測フィルタ及び第２の予測フィルタを有し、
   前記制御部は、チャネル伝達関数の処理バージョンが、前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で生成されるように、前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタを交互に使用する
   受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記チャネル推定処理部からチャネル伝達関数の推定値のサンプルを同時に受信し、ＯＦＤＭシンボルの各サブキャリア配置についてのチャネル伝達関数の推定値を提供するチャネル伝達関数の第１の処理バージョンを生成する前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタを有する第１のステージと、
   前記第１のステージから、チャネル伝達関数の第１の処理バージョンのサンプルを同時に受信し、チャネル推定処理部から提供されるチャネル伝達関数の推定値に対する、チャネル伝達関数の第１の処理バージョン内に存在するノイズを減少する処理が実行される第２の処理バージョンであって、ＯＦＤＭシンボルの各サブキャリア配置についてのチャネル伝達関数の推定値を提供するチャネル伝達関数の第２の処理バージョンを生成する第３の予測フィルタ及び第４の予測フィルタを有する第２のステージと
   をさらに有し、
   前記制御部は、
   前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で、チャネル伝達関数の第１の処理バージョンを形成するために、前記第１の予測フィルタ又は前記第２の予測フィルタの出力を交互に選択することによって、チャネル伝達関数の第１の処理バージョンを生成し、
   前記第３の予測フィルタ及び前記第４の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で、チャネル伝達関数の推定値の第２の処理バージョンを形成するために、前記第２の予測フィルタ及び前記第４の予測フィルタの出力によるサンプルを交互に選択することによって、チャネル伝達関数の第２の処理バージョンを生成する
   受信装置。
3. 請求項２に記載の受信装置であって、
   前記第１のステージ及び前記第２のステージの前記各予測フィルタは、異なる収束係数μを使用する
   受信装置。
4. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記チャネル推定ポスト処理部は、
   前記複数の予測フィルタの出力で提供されるチャネル伝達関数の推定値の処理バージョンをフィルタする平均化フィルタと、
   受信ＯＦＤＭシンボルのパイロットサブキャリアを受信し、連続的なＯＦＤＭシンボル内の同じ位置で、パイロットサブキャリアを比較することによって、チャネル伝達関数の変化率の相対的な大きさを測定し、前記平均化フィルタによって実行される高い変化率を有するチャネル伝達関数の平均化処理を減少させる効果によって、チャネル伝達関数の変化率に比例する平均化フィルタの効果を制御するフィルタ制御部と
   を有する受信装置。
5. 請求項４に記載の受信装置であって、
   前記フィルタ制御部によって比較されるパイロットサブキャリアは、連続パイロットでる
   受信装置。
6. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記チャネル推定部は、ＯＦＤＭシンボルのパイロットデータサブキャリアにより提供されるチャネル伝達関数のパイロット位置サンプルを受信し、周波数領域内のパイロットサブキャリアから得られるサンプルの線形外挿の実行により、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアそれぞれについてのチャネル伝達関数のサンプルを生成する線形外挿部を有する
   受信装置。
7. 請求項１に記載の受信装置であって、
   チャネル伝達関数の推定値のサンプルと、処理されたチャネル伝達関数の推定値の対応サンプルとを比較することによって、周波数領域内の受信ＯＦＤＭシンボルの各サンプルのそれぞれについて、ノイズ電力の推定値を生成するノイズ電力推定部をさらに具備する
   受信装置。
8. 請求項７に記載の受信装置であって、
   周波数領域内におけるＯＦＤＭシンボルの各エッジから所定数のサンプルに含まれるノイズ電力サンプルは、ＯＦＤＭシンボルの他のサンプルから所定数であるサンプルに対応するサンプルのコピーによって生成される
   受信装置。
9. データを送信する複数のデータサブキャリアと、パイロットサブキャリアパターンに応じて、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボル内に配置され、パイロットデータを送信する複数のパイロットサブキャリアとを有するＯＦＤＭシンボルからデータを検出及び受信する受信方法であって、
   受信ＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキャリアのそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを生成し、
   パイロット取得部から提供されたチャネル伝達関数のサンプルから、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置のそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを提供するチャネル伝達関数の推定値を生成し、
   チャネル推定処理部によって提供されるチャネル伝達関数の推定値に対する、チャネル伝達関数の処理バージョンにおいて、ノイズ低減効果のためのチャネル伝達関数の処理バージョンを形成するために、複数の予測フィルタを使用して、チャネル伝達関数の推定値をフィルタすることを含み、チャネル伝達関数の処理バージョンを生成するために、チャネル伝達関数の推定値を処理し、
   前記複数の予測フィルタは、チャネル伝達関数の推定値のサンプルを同時に受信する第１予測フィルタ及び第２の予測フィルタを有し、
   前記フィルタするステップは、
   チャネル伝達関数の処理バージョンが、前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で生成されるように、前記第１の予測フィルタ又は前記第２の予測フィルタの出力を選択する
   受信方法。
10. 請求項９に記載の受信方法であって、
    前記複数のフィルタは、第１のステージに配置された前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタと、第２のステージに配置された第３の予測フィルタ及び第４の予測フィルタを含み、
    前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタは、前記チャネル推定処理部からチャネル伝達関数の推定値のサンプルを同時に受信し、ＯＦＤＭシンボルの各サブキャリア配置についてのチャネル伝達関数の推定値を提供するチャネル伝達関数の第１の処理バージョンを生成し、
    前記第３の予測フィルタ及び前記第４の予測フィルタは、前記第１のステージから、チャネル伝達関数の第１の処理バージョンのサンプルを同時に受信し、チャネル推定処理部から提供されるチャネル伝達関数の推定値に対する、チャネル伝達関数の第１の処理バージョン内に存在するノイズを減少する処理が実行される第２の処理バージョンであって、ＯＦＤＭシンボルの各サブキャリア配置についてのチャネル伝達関数の推定値を提供するチャネル伝達関数の第２の処理バージョンを生成し、
    前記フィルタするステップは、
    前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で、チャネル伝達関数の第１の処理バージョンを形成するために、前記第１の予測フィルタ又は前記第２の予測フィルタの出力を交互に選択し、
    前記第３の予測フィルタ及び前記第４の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で、チャネル伝達関数の推定値の第２の処理バージョンを形成するために、前記第２の予測フィルタ及び前記第４の予測フィルタの出力によるサンプルを交互に選択する
    受信方法。
11. 請求項１０に記載の受信方法であって、
    前記第１のステージ及び前記第２のステージの前記各予測フィルタは、異なる収束係数μを使用する
    受信方法。
12. 請求項９に記載の受信方法であって、さらに、
    受信ＯＦＤＭシンボルのパイロットサブキャリアを受信し、
    チャネル伝達関数の変化率の相対的な大きさを測定するために、連続的なＯＦＤＭシンボル内の同じ位置で、パイロットサブキャリアを比較し、
    前記複数の予測フィルタの出力により提供されるチャネル伝達関数の推定値の処理バージョンを、平均化フィルタでフィルタし、
    前記平均化フィルタによって実行される高い変化率を有するチャネル伝達関数の平均化処理を減少させる効果によって、チャネル伝達関数の変化率に比例する平均化フィルタの効果を制御する
    受信方法。
13. 請求項１２に記載の受信方法であって、
    比較されるパイロットサブキャリアは、連続パイロットである
    受信方法。
14. 請求項９に記載の受信方法であって、
    チャネル伝達関数の推定値を生成するステップは、
    周波数領域内のパイロットサブキャリアから得られるサンプルの線形外挿の実行により、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアそれぞれについてのチャネル伝達関数のサンプルを生成する線形外挿部により、前記チャネル推定部は、ＯＦＤＭシンボルのパイロットデータサブキャリアにより提供されるチャネル伝達関数のパイロット位置サンプルをフィルタする
    受信方法。
15. 請求項９に記載の受信方法であって、さらに、
    チャネル伝達関数の推定値のサンプルと、処理されたチャネル伝達関数の推定値の対応サンプルとを比較することによって、周波数領域内の受信ＯＦＤＭシンボルの各サンプルのそれぞれについて、ノイズ電力の推定値を生成する
    受信方法。
16. 請求項１５に記載の受信方法であって、
    ノイズ電力を生成するステップは、
    ＯＦＤＭシンボルの他のサンプルから所定数であるサンプルに対応するサンプルのコピーによって、周波数領域内におけるＯＦＤＭシンボルの各エッジから所定数のサンプルに含まれるノイズ電力サンプルを生成する
    受信方法。
17. データを送信する複数のデータサブキャリアと、パイロットサブキャリアパターンに応じて、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボル内に配置され、パイロットデータを送信する複数のパイロットサブキャリアとを有するＯＦＤＭシンボルからデータを検出する検出部と、
    受信ＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキャリアのそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを生成するパイロット取得部と、前記パイロット取得部から提供されたチャネル伝達関数のサンプルから、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置のそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを提供するチャネル伝達関数の推定値を生成するチャネル推定部とを有するチャンネル推定処理部と、
    複数の予測フィルタと、前記チャネル推定処理部によって提供されるチャネル伝達関数の推定値に対する、チャネル伝達関数の処理バージョンにおいて、ノイズ低減効果のためのチャネル伝達関数の処理バージョンを形成するために、前記複数の予測フィルタを使用して、前記チャネル推定処理部によって生成されたチャネル伝達関数の推定値をフィルタする制御部とを有し、チャネル伝達関数の処理バージョンを生成するために、前記チャネル推定処理部から受信されたチャネル伝達関数の推定値を処理するチャネル推定ポスト処理部と
    を具備し、
    前記複数の予測フィルタは、前記制御部の制御下において、チャネル伝達関数の推定値のサンプルを同時に受信する第１予測フィルタ及び第２の予測フィルタを有し、
    前記制御部は、チャネル伝達関数の処理バージョンが、前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で生成されるように、前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタを交互に使用する
    受信装置。
18. データを送信する複数のデータサブキャリアと、パイロットサブキャリアパターンに応じて、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボル内に配置され、パイロットデータを送信する複数のパイロットサブキャリアとを有するＯＦＤＭシンボルからデータを検出及び受信する装置であって、
    受信ＯＦＤＭシンボル内のパイロットサブキャリアのそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを生成する第１の生成手段と、
    前記第１の生成手段から提供されたチャネル伝達関数のサンプルから、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア位置のそれぞれについて、チャネル伝達関数のサンプルを提供するチャネル伝達関数の推定値を生成する第２の生成手段と、
    前記第２の生成手段によって提供されるチャネル伝達関数の推定値に対する、チャネル伝達関数の処理バージョンにおいて、ノイズ低減効果のためのチャネル伝達関数の処理バージョンを形成するために、複数の予測フィルタを使用して、チャネル伝達関数の推定値をフィルタするフィルタ手段を有し、チャネル伝達関数の処理バージョンを生成するために、チャネル伝達関数の推定値を処理する処理手段と
    を具備し、
    前記複数の予測フィルタは、前記フィルタ手段の制御下において、チャネル伝達関数の推定値のサンプルを同時に受信する第１予測フィルタ及び第２の予測フィルタを有し、
    前記フィルタ手段は、チャネル伝達関数の処理バージョンが、前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタのうちの１つが収束した状態の期間内で生成されるように、前記第１の予測フィルタ及び前記第２の予測フィルタを交互に使用する
19. コンピュータに、請求項９に記載の受信方法の各ステップを実行させるためのコンピュータ実行可能な命令を有するプログラム。
20. 請求項１９に記載のプログラムを記録した記録媒体。

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