KR20110030471A

KR20110030471A - 이동통신시스템에 있어서의 통신장치 및 통신방법

Info

Publication number: KR20110030471A
Application number: KR1020107028502A
Authority: KR
Inventors: 히데카즈 타오카; 테츠시 아베
Original assignee: 가부시키가이샤 엔티티 도코모
Priority date: 2008-05-23
Filing date: 2009-05-20
Publication date: 2011-03-23
Also published as: JP5116635B2; US20110182337A1; EP2285028A4; WO2009142236A1; EP2285028A1; CN102100026B; JP2010004517A; CN102100026A; US8681886B2

Abstract

통신장치는, MMSE법으로 결정된 스트림마다의 제1 신호품질 q1로부터, 각 스트림에 대해서 데이터 변조방식을 결정하는 처리부(52)와, 데이터 변조방식의 하에서, 제1 신호품질 q1에 대응하는 제2 신호품질 q2를 스트림마다 결정하는 처리부(54)와, 어느 스트림의 제1 신호품질 q1(1)과, 어느 스트림과는 다른 하나 이상의 스트림의 제2 신호품질 q2(2)로부터 도출된 보정값 Δq(1)을 더해, 어느 스트림에 대해서 제3 신호품질 q3(1)을 구하는 처리부와, 제3 신호품질 q3(1)에 대응하는 채널 부호화율 Rk를 스트림마다 결정하는 처리부(58)를 갖는다. 결정된 데이터 변조방식 및 채널 부호화 방식은, 후속의 스트림의 전송에 사용된다.

Description

이동통신시스템에 있어서의 통신장치 및 통신방법{Communication device and communication method in mobile communication system}

본 발명은 이동통신의 기술분야에 관련한 것으로, 특히 멀티 인풋 멀티 아웃풋(MIMO) 방식 및 적응변조채널 부호화(AMC) 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용되는 통신장치 및 통신방법에 관련한 것이다.

이동통신의 고속화, 대용량화, 다양화 및 고품질화 등의 요청은 최근 더더욱 강해지고 있다. 특히 고속 대용량화의 관점에서는, MIMO 방식의 통신기술이 주목받고 있다. MIMO 방식에서는, 복수의 송신 스트림 각각이 공간 내를 각각 다른 형태로 전파하도록 함으로써, 전송속도 또는 신호품질의 향상을 도모한다. 수신측에서는 복수의 스트림을 적절히 분리해야 한다. 신호분리법에는 몇 가지의 기술이 이미 제안되고 있다. 일 예로서, 최소 이승평균 오차(MMSE:Minimum Mean Square Error)법, 최우(最尤)추정 검출(MLD:Maximum Likelihood Detection)법, 연산량 삭감형 MLD(예:QRM―MLD)법 등을 들 수 있다.

시간과 함께 변화하는 채널상태에 따라서 적절한 전송 레이트로 전송함으로써, 시스템 전체의 스루풋(throughput)을 개선하는 관점에서, 적응변조채널 부호화(AMC:Adaptive Modulation and Channel Coding) 방식이 수행되어도 좋다.

도 1은 AMC 방식의 원리를 설명하기 위한 도이다. 도 1은 특정한 MCS로 달성가능한 스루풋을 신호품질 SINR의 관점에서 모식적으로 표현한 것이다. 달성가능한 전송 레이트는, MCS1, MCS2 및 MCS3의 순으로 높아지고 있다. MCS는, Modulation and Coding Scheme의 약자이다. 데이터 변조방식은, 예를 들면, M₁＝QPSK, M₂＝16QAM, M₃＝64QAM, … 등과 같이 정해져 있어도 좋다. 채널 부호화율은, R₁＝1/8, R₂＝2/8, R₃＝3/8, … 등과 같이 정해져 있어도 좋다. 데이터 변조방식과 채널 부호화 방식은 달성가능한 전송 레이트에 따라서 미리 조합이 미리 정해져 있다(예를 들면 MCS1, MCS2, …). 채널상태의 좋고 나쁨은 SNR 등의 신호품질의 좋고 나쁨으로 추정할 수 있다. 일반적으로, 신호품질이 좋을수록 높은 전송 레이트를 사용할 수 있으며, 스루풋은 커진다. 반대로, 신호품질이 나쁘면, 낮은 전송 레이트밖에 사용할 수 없으며, 스루풋은 작아진다. 도시한 예의 경우, 어느 신호품질 q1에 대응하여, MCS1도 MCS2도 사용가능하나, 보다 높은 전송 레이트(스루풋)를 달성하는 관점에서는, MCS2(데이터 변조방식이 16QAM이며, 채널 부호화율이 1/2이다.)가 사용되어야 한다. MCS를 고르는 판단기준은, 예를 들면, 개개의 유저의 스루풋을 늘리는 기준이어도 좋으며, 시스템 전체의 스루풋을 늘리는 기준이어도 좋다. 혹은 반대로, 데이터 전송의 확실성을 우선하여 MCS1이 선택되어도 좋다. 이와 같이 AMC에서는 채널상태에 따라서 상응하는 전송 레이트가 적절히 사용되기 때문에, 적절한 MCS를 선택하는 것은, 링크 어댑테이션이라고도 언급된다.

MIMO 방식의 경우, 송신 스트림수는 복수 존재하며, 그 각각이 다른 형태의 채널상태(즉, 전송로)로 전송된다. 따라서 MIMO 방식의 경우, 송신 스트림마다 AMC를 수행할 여지가 있다.

도 2는 송신 및 수신에 각각 2개의 안테나가 마련되고, 신호분리에 MLD법이 사용되는 경우의 시스템 예를 나타낸다. 도시한 예에서는, 스트림 ＃1이 채널 부호화되고, 인터리브(interleave)되며, 데이터 변조된 후에 안테나 ＃1로부터 송신된다. 마찬가지로, 스트림 ＃2도 별도 채널 부호화되고, 인터리브되며, 데이터 변조된 후에 안테나 ＃2로부터 별개로 송신된다. 수신측에서는 2개의 안테나 ＃1, ＃2에서 수신된 신호는 신호분리의 처리에 맡겨지고, 각 스트림에 신호분리된다. 분리 후의 각 스트림은 따로따로 디인터리브(deinterleave)되고, 채널 복호된다. 한편, 신호분리 전의 수신신호에 기초하여 채널추정이 수행되며, 그 결과, 링크 어댑테이션(link adaptation)이 수행되게 된다. 링크 어댑테이션의 판정결과(적절한 MCS)는, 송신측에 피드백되고, 이후의 스트림의 전송에 사용된다.

도 2에 도시되는 바와 같은 시스템 예의 경우, 신호분리 전의 수신신호［r₁, r₂］^T는 다음 식과 같이 표현할 수 있다(단, 'T'는 전치를 나타낸다.).

각 기호의 의미는 다음과 같다.

r_i:i번째의 수신안테나에서 수신된 신호

h_ij:j번째의 송신안테나 및 i번째의 수신안테나간의 채널 변동(채널 행렬요소)

n_i:i번째의 수신안테나에서의 잡음

s_j:j번째의 스트림의 심볼, E｛│s_j│²｝＝1(E는 기대값를 나타낸다)

σ²:잡음전력.

신호분리에 MLD법이 아닌, MMSE법이 사용되는 경우, 신호분리 후의 스트림 각각에 대해서, 신호품질 SINR은 간이하게 도출할 수 있다. 보다 구체적으로는, 스트림 ＃1에 관한 신호품질 SINR_MMSE(1) 및 스트림 ＃2에 관한 신호품질 SINR_MMSE(2)는, 다음 식과 같이 산출할 수 있다.

따라서, 도 1에 도시되는 바와 같은 원리에 기초하여, 신호품질에 상응하는 MCS를 스트림마다 용이하게 결정할 수 있다. 스트림 ＃1에 대해서는 SINR_MMSE(1)을 사용하여, 스트림 ＃2에 대해서는 SINR_MMSE(2)를 사용하여 적절한 MCS를 각각 결정할 수 있다.

이에 대해서 MLD법에서는, 심볼군 및 MCS의 조합 전부를 검색해서, 최적의 심볼군 및 MCS가 추정되기 때문에, MMSE법과 비교하여 수신 특성은 좋아지는 것을 기대할 수 있다. 그러나 MLD법이 사용되는 경우, 스트림마다 신호품질 SINR을 구하는 것은 용이하지 않다. 주지와 같이, MLD법에서는 동시에 송신된 복수의 스트림 중에 복수의 심볼을 한데로 묶은 심볼군을 상정하여, 모든 가능한 심볼군 중, 가장 확실할 것 같은 심볼군을 특정함으로써, 송신된 복수의 심볼을 추정한다. 예를 들면, 스트림수가 2인 경우,

라는 심볼군 또는 심볼의 페어(pair)가 상정된다. s₁은 스트림 ＃1에 포함되어 있는 심볼을 나타낸다. s₂는 스트림 ＃2에 포함되어 있는 심볼을 나타낸다. T는 전치를 나타낸다. 'Q²'를 심볼군 전제의 집합이라고 하면, MLD법으로 최종적으로 검출되는 심볼군 S_ML은 다음과 같이 쓸 수 있다.

실제의 수신신호 r과, 채널 변동(채널 행렬 H로 표현된다)의 영향을 받은 심볼군 s와의 사이의 거리(심볼 컨스텔레이션(symbol constellation) 내에서의 유클리드 거리(Euclid distance)의 이승(square)으로 평가된다)의 가장 작은 심볼군이, S_ML이 된다. 스트림마다가 아니라, 전(全) 스트림으로부터의 심볼군마다 신호 검출이 수행되기 때문에, 스트림마다의 신호품질 SINR을 구하는 것은, MMSE법의 경우만큼 용이하지는 않다. 각 스트림의 SINR이 불명확한 채이면, 도 1에 도시되는 것과 같은 원리에 기초하여 AMC를 수행하는 것은 곤란하게 되어 버린다. 그래서, 다음과 같이 해서 스트림마다의 SINR을 추정하는 것을 생각할 수 있다.

도 3은, MIMO 방식에서 AMC 방식을 채용할 때의 방법예를 설명하기 위한 도이다. 도면 중의 기능 블록은, 종래의 통신장치의 링크 어댑테이션부에 관련지어진다. 도시한 예에서는, 제1 및 제2의 2개의 스트림이 전송되고, 제1 스트림의 데이터 변조방식에 대해서, QPSK, 16QAM, 64QAM의 3가지가 마련되고, 각각 M₁, M₂, M₃으로 표현된다. 제2 스트림의 데이터 변조방식에 대해서도, QPSK, 16QAM, 64QAM의 3가지가 마련되고, 각각 M₁, M₂, M₃으로 표현된다. 도면 중, 'for i＝1:3 … end'는, 제1 스트림에 관한 데이터 변조방식 Mi의 변수 i를 1, 2, 3으로 변화시키면서 반복계산을 수행하는 것을 나타낸다. 'for j＝1:3 … end'는, 제2 스트림의 데이터 변조방식 Mj의 변수 j를 1, 2, 3으로 변화시키면서 반복계산을 수행하는 것을 나타낸다. 채널 부호화율은 K종류 마련되어 있는 것으로 한다(R₁, R₂, …, R_K). 또, 제1 및 제2 스트림의 전체에서 달성가능한 전체적인 스루풋을 향상시키는 관점에서, MCS가 선택되는 것으로 한다.

도시한 예에서는, 먼저, 어떠한 변조방식의 조합 Mi, Mj에 관해, 유니온 바운드 심볼 오류확률(union bound symbol error probability) 계산부에서 심볼 에러 레이트가 스트림마다 추정된다. m번째의 스트림의 심볼 에러 레이트 SER(m)은, 다음 식으로 추정된다(이에 대해서는, 비특허문헌 1 참조.).

각 기호의 의미는 다음과 같다.

m:스트림 인덱스

s_m:벡터 s의 m번째의 요소

c_m:벡터 c의 m번째의 요소

Pr(c, s):벡터 s를 벡터 c로 잘못 추정해 버릴 확률

K:벡터 s의 개수

Es:총송신전력

Ns:스트림수

Q():Q 함수.

유니온 바운드 심볼 오류확률 계산부에서 스트림마다 추정된 심볼 에러 레이트 SER(1), SER(2)는, 각각 AWGN_SNR 맵핑부에서 신호품질(도시한 예에서는, 희망신호전력 대 비희망전력 비) SINR(1), SINR(2)로 변환된다. AWGN_SNR 맵핑부는, 가법(加法)성 가우시안 노이즈(additive Gaussian noise)를 고려하여, 특정한 심볼 에러 레이트로 달성가능한 희망신호전력 대 비희망전력 비 SINR을 스트림마다 구한다. 제1 스트림에 관한 레이트 선택부에서는, 데이터 변조방식 Mi 및 SINR(1)로부터, 대응하는 채널 부호화율 R_k1이 도출된다. 제2 스트림에 관한 레이트 선택부에서는, 데이터 변조방식 Mj 및 SINR(2)로부터, 대응하는 채널 부호화율 R_k2가 도출된다. 신호품질과 MCS(데이터 변조방식 및 채널 부호화율의 조합)와의 대응관계는, 예를 들면 도 4에 도시되는 바와 같이, 미리 정해져 있다. 스루풋 산출부에서는, 데이터 변조방식 및 채널 부호화율의 조합에 기초하여, 스루풋(bps/Hz)이 스트림마다 계산된다. 각 스트림으로 달성가능한 스루풋은 합성되고, 합성 후의 스루풋은, 도면 중 'Thr_e'로서 도시된다. 합성 후의 스루풋 Thr_e가 소정의 임계값 Max_Thr보다 큰 경우, 각 스트림에 대해서 도출된 데이터 변조방식 및 채널 부호화율은, 데이터 전송에 사용되는 후보로 설정된다.

선행기술문헌

비특허문헌 1:3GPP R1-020325, Lucent Technologies, PARC with APP decoding for HSDPA

그러나 상기의 방법에서는, 모든 데이터 변조방식의 조합 및 모든 심볼군에 대해서 상기의 계산(도 3)을 수행할 필요가 있으며, 연산량이 상당히 많고 복잡하다. 이것은, 배터리나 연산 리소스가 모자란 이동단말에서 특히 불리해진다. 또한, 상기의 계산법에서는 식(8) 및 (9)를 사용하여 심볼 오류율 SER(m)을 계산하여, 각 스트림의 SINR을 근사하게 하고 있다. 따라서, 심볼 오류율 SER(m)의 정밀도가 나쁜 경우, 링크 어댑테이션에 따른 스루풋 개선효과도 떨어져 버리는 것이 우려된다.

본 발명의 과제는, MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 링크 어댑테이션의 간이화 및 고정밀도화를 도모하는 것이다.

본 발명의 일 형태에서 사용되는 통신장치는, MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용된다.

본 통신장치는,

MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용되는 통신장치에 있어서,

최우추정법과는 다른 신호검출법으로 결정된 스트림마다의 기준신호품질로부터, 각 스트림에 대해서 데이터 변조방식을 결정하는 처리부와,

각 스트림의 기준신호품질 및 데이터 변조방식으로부터, 각 스트림이 받는 간섭량에 따른 보정값를 결정하는 처리부와,

어느 스트림의 기준신호품질 및 보정값을 더해, 상기 어느 스트림에 대해서 레이트 결정용 신호품질을 결정하는 처리부와,

상기 레이트 결정용 신호품질에 대응하는 채널 부호화율을 스트림마다 결정하는 처리부를 가지며,

결정된 데이터 변조방식 및 채널 부호화 방식은, 후속의 스트림의 전송에 사용되는 통신장치이다.

본 발명의 일 형태에 따르면, MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 링크 어댑테이션의 간이화 및 고정밀도화를 도모할 수 있다.

도 1은 AMC의 원리를 설명하기 위한 도이다.
도 2는 송신 및 수신에 각각 2개의 안테나가 마련되어 있는 경우의 시스템 예를 나타내는 도이다.
도 3은 MIMO 방식으로 AMC를 수행할 때의 종래법을 설명하기 위한 도이다.
도 4는 데이터 변조방식 및 채널 부호화율의 조합예를 나타내는 도이다.
도 5a는 제1 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타내는 도이다.
도 5b는 변형예를 나타내는 도이다.
도 6은 데이터 변조방식, 심볼 오류율 SER 및 신호품질 SINR의 상호관계를 모식적으로 나타내는 도이다.
도 7은 제1 실시예에 따른 동작예를 나타내는 흐름도이다.
도 8은 제2 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타내는 도이다.
도 9는 제3 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타내는 도이다.
도 10은 제4 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타내는 도이다.
도 11은 제5 실시예에 따른 동작을 설명하기 위한 도이다.
도 12는 제1, 제2 스트림의 데이터 변조방식의 조합을 마련하는 방법예를 나타내는 도이다.
도 13은 제6 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타내는 도이다.
도 14는 제6 실시예에서 사용되는 동작예의 흐름도를 나타낸다.
도 15는 제6 실시예에서 사용되는 다른 동작예의 흐름도를 나타낸다.
도 16은 제1 실시예에 관한 시뮬레이션 결과를 나타내는 도이다.
도 17은 시뮬레이션에 사용된 파라미터 제원(諸元)을 나타내는 도이다.
도 18은 제1, 제4 및 제5 실시예에 관한 시뮬레이션 결과를 나타내는 도이다.

본 발명의 일 형태에 따른 통신장치는, MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용된다. 최우추정법과는 다른 신호검출법(MMSE)으로 결정된 스트림마다의 기준신호품질 q1(편의상, 제1 신호품질이라고도 언급된다)로부터, 각 스트림에 대해서 데이터 변조방식을 결정하는 처리부(52)와, 각 스트림의 기준신호품질 q1 및 데이터 변조방식으로부터, 각 스트림이 받는 간섭량(편의상, 제2 신호품질 q2라고도 언급된다)에 따른 보정값 Δq를 결정하는 처리부(54, 56)와, 어느 스트림의 기준신호품질 q1 및 보정값 Δq를 더해, 상기 어느 스트림에 대해서 레이트 결정용 신호품질 q3(편의상, 제3 신호품질이라고도 언급된다)을 결정하는 처리부(가산부)와, 상기 레이트 결정용 신호품질 q3(편의상, 제3 신호품질이라고도 언급된다)에 대응하는 채널 부호화율을 스트림마다 결정하는 처리부(58)를 갖는다. 결정된 데이터 변조방식 및 채널 부호화 방식은, 후속의 스트림의 전송에 사용된다.

이로 인해, 각 스트림에서 가능성이 있는 데이터 변조방식 모든 조합을 검색하지 않고, 각 스트림에 적절한 MCS를 간이하게 찾아낼 수 있으며, 또, 보정값을 이용함으로써 MCS 추정 정밀도를 향상시킬 수 있다. 즉, 링크 어댑테이션의 간이화 및 고정밀도화를 도모할 수 있다.

각 스트림의 데이트 변조방식의 후보는, 복수의 선택지 중에서 선택되며, 선택된 데이터 변조방식에 대해서 상기 채널 부호화율이 결정되어도 좋다. 복수의 스트림에서 달성가능한 스루풋이 높아지도록, 각 스트림의 데이터 변조방식 및 채널 부호화율이 결정되어도 좋다. 이는, 복수의 후보를 고려함으로써, 단독의 후보밖에 고려하지 않은 경우보다도 확실히 고(高)스루풋화를 도모하는 관점에서 바람직하다.

데이터 변조방식의 상기 복수의 선택지 중에서, 각 스트림의 기준신호품질에 대응하는 주(主)후보가 도출되고, 적어도 상기 주후보에 대해서 상기 채널 부호화율이 결정되어도 좋다. 상기 주후보의 레이트와 소정의 레벨만큼 다른 레이트를 갖는 부(副)후보가, 제1 및 제2 스트림 각각에 대해서 결정되고, 상기 제1 및 제2 스트림의 데이터 변조방식의 모든 가능한 조합 중, 상기 주후보 또는 상기 부후보를 포함하는 소정의 조합에 대해서, 각 스트림의 채널 부호화율 및 스루풋이 산출되어도 좋다. 이는, 가능한 모든 후보 중, 확실할 것 같은 일부의 후보에 한정하여 계산을 수행함으로써, 계산효율의 향상을 도모하는 관점에서 바람직하다.

상기 주후보 또는 상기 부후보를 포함하는 소정의 조합은, 상기 제1 스트림의 주후보 및 상기 제2 스트림의 주후보의 조합(주, 주) 또는 상기 제1 스트림의 주후보의 레이트보다 높은 레이트를 갖는 부후보 및 상기 제2 스트림의 주후보의 레이트보다 낮은 레이트를 갖는 부후보의 조합(부, 부)을 포함해도 좋다. 이는, 복수의 선택지 중, 데이터 스루풋을 가능한 한 일정하게 유지할 수 있는 후보를 도출하는 관점에서 바람직하다.

상기 최우추정법과는 다른 신호검출법은, 최소 이승평균 오차(MMSE)법이어도 좋다. MMSE법은 비교적 간이하게 스트림마다의 신호품질을 산출할 수 있다. 이 신호품질은, 데이터 변조방식을 특정하는데 사용된다. 적절한 데이터 변조방식을 발견할 때, 신호품질의 정밀도는 그다지 높지 않아도 되기 때문에, 그 목적으로 MMSE법을 이용하는 것은, 연산처리의 효율화를 도모하는 관점에서 바람직하다.

스트림간 간섭을 무시할 수 있는 경우의 신호품질 SINR_free와 상기 기준신호품질 q1＝SINR_MMSE와의 차분에 비례하도록, 상기 보정값Δq＝α(SINR_free―SINR_MMSE)가 산출되어도 좋다. 이는, MCS를 최종적으로 특정하는 레이트 결정용 신호품질 q3이, 상한값 SINR_free 이하이며, 하한값 SINR_MMSE 이상인 것이 확실히 보장되는 관점에서 바람직하다.

또한, 상기 보정값의 산출에 사용되는 비례계수 α는, 스트림이 받는 간섭량의 취득하는 값에 따라서 미리 정해져 있어도 좋다. MLD법에서는, 어느 스트림에 관해서 다른 스트림은 간섭 스트림이 되고, 어느 스트림의 검출 정밀도는 간섭 스트림의 검출 정밀도에 의존한다. 간섭 스트림의 검출 정밀도에 관련하는 q2에 따라서 비례계수를 정해 두는 것은, 스트림간의 간섭의 정도에 따라서, 레이트 결정용 신호품질 q3을 상한값 또는 하한값 중 어느 것에 근접시킬지를 적절히 조절하는 관점에서 바람직하다.

어느 스트림의 상기 보정값의 산출에 사용되는 비례계수는, 무선채널상태 및/또는 타 스트림의 데이터 변조방식에 따라서 결정되어도 좋다.

적은 연산량으로 데이터 변조방식을 특정하는 관점에서는, 상기 최우추정법과는 다른 신호검출법이, 제로 포싱(ZF:Zero Forcing)법인 것이 바람직하다. 또, 신호분리법으로서, 연산량 삭감형 MLD법(QR 분해를 이용한 최우추정법(QRM-MLD법), Sphere decoding법 외)을 이용하는 경우는, 채널 행렬을 삼각화하여 얻어지는 행렬과 노이즈 전력으로부터 제1 통신품질을 추정할 수도 있다. 이렇게 함으로써, 신호분리법과 공통의 회로를 이용할 수 있다.

어느 스트림에 대한 레이트 결정용 신호품질 q3이 소정값을 초과한 경우, 상기 어느 스트림의 데이터 변조방식이 변경되어도 좋다. 이것은, 상기 보정값 Δq가 큰 경우, 레이트 결정용 신호품질 q3은 기준신호품질 q1보다 상당히 커지고, 상응하는 데이터 변조방식이 바뀔 가능성이 있다. 데이터 변조방식을 바꿀 자유도를 남기는 것은, 보다 상응하는 MCS를 결정하는 관점에서 바람직하다. 또한, 어느 스트림에 대한 레이트 결정용 신호품질 q3이 소정값을 초과한 경우, 상기 어느 스트림과는 다른 스트림의 채널 부호화율도 변경되어도 좋다. 데이터 변조방식이 바뀌면, 그 스트림의 심볼 오류율도 바뀌고, 다른 스트림에 미치는 간섭도 바뀌고, 나아가서는 다른 스트림으로 선택되는 MCS가 바뀔지도 모른다. 이와 같은 동작에 적절히 추종하는 관점에서는, 데이터 변조방식의 변경에 따라서 채널 부호화율을 바꿀 자유도도 남기는 것이 바람직하다. 또, 상기 소정값은, 변조방식마다 정함으로써, 보다 유연하게 MCS 제어가 가능해진다.

스트림이 받는 간섭량은, 각 스트림의 심볼 오류율(SER) 또는 희망신호전력 대 비희망전력 비(SINR) 및 데이터 변조방식으로부터 도출되어도 좋다.

상기 통신장치는, 유저장치에 마련되어 있어도 좋으며, 기지국장치에 마련되어도 좋다.

본 발명의 일 형태에 따른 통신방법은, MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용된다. 본 방법은, 최우추정법과는 다른 신호검출법으로 결정된 스트림마다의 기준신호품질로부터, 각 스트림에 대해서 데이터 변조방식을 결정하는 단계와, 각 스트림의 기준신호품질 및 데이터 변조방식으로부터, 각 스트림이 받는 간섭량에 따른 보정값를 결정하는 단계와, 어느 스트림의 기준신호품질 및 보정값을 더해, 상기 어느 스트림에 대해서 레이트 결정용 신호품질을 결정하는 단계와, 상기 레이트 결정용 신호품질에 대응하는 채널 부호화율을 스트림마다 결정하는 단계를 갖는다. 결정된 데이터 변조방식 및 채널 부호화 방식은, 후속의 스트림의 전송에 사용된다.

설명의 편의상, 본 발명이 몇 가지의 실시예 또는 항목으로 나눠서 설명되나, 각 구분은 본 발명에 본질적이지 않으며, 2 이상의 실시예 또는 항목에 따로따로 기재된 사항이 필요에 따라서 조합해서 사용되어도 좋다. 발명의 이해를 돕기 위해 구체적인 수치예를 이용하여 설명이 이루어지나, 특별히 단서가 없는 한, 그들 수치는 단순한 일 예에 불과하며 적절한 어떠한 값이 사용되어도 좋다.

실시예 1

도 5a는 본 발명의 일 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타낸다. 도 5a는, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51), 데이터 변조방식 선택부(52-1, 52-2), SER 계산부(54-1, 54-2), 보정값 계산부(56-1, 56-2), 레이트 계산부(58-1, 58-2)가 도시되어 있다. MMSE 베이스의 SINR 계산부(51) 이외의 요소는, 스트림마다 마련되어 있으며, 도시한 예에서는 스트림수는 2이다. 단, 스트림수는 2보다 많아도 좋다. 도 5a에 도시되어 있는 기능요소의 전부 또는 일부는 유저장치에 구비되어 있어도 좋으나, 설명의 편의상, 도시한 기능요소 전부가 유저장치에 구비되어 있는 것으로 한다.

MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)는, 최소 이승평균 오차법(MMSE)으로 수신신호로부터 각 스트림의 신호를 검출한다. 상술한 바와 같이, 수신신호 r은 다음 식으로 표현된다.

각 기호의 의미는 다음과 같다.

r_i:i번째의 수신안테나에서 수신된 신호

n_i:i번째의 수신안테나에서의 잡음

σ²:잡음전력

MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)는, 각 스트림에 관한 신호품질을 계산한다. 본 실시예에서는, 신호품질은, 다음 식과 같이 희망신호전력 대 비희망전력 비 SINR_MMSE(1) 및 SINR_MMSE(2)로 표현되나, 신호품질은 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 양으로 표현되어도 좋다.

MMSE법에서는 스트림마다의 신호품질을 MLD법보다도 간이하게 계산할 수 있다. 설명의 편의상, 제1 스트림에 대해서 계산된 신호품질 SINR_MMSE(1)은, 제1 신호품질 q1(1)(또는 제1 기준신호품질 q1(1))이라고 언급된다. 제2 스트림에 대해서 계산된 신호품질 SINR_MMSE(2)는, 제1 신호품질 q1(2)(제1 기준신호품질 q1(2))라고 언급된다. 일반적으로, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)에서 m번째의 스트림에 대해서 계산된 신호품질 SINR_MMSE(m)은, 제1 신호품질 q1(m)이라 언급되어도 좋다.

본 실시예에서는, 각 스트림에 대해서 제1 신호품질 q1(1), q1(2)를 마련하는 방법은 MMSE법이지만, 이것은 본 발명에 필수가 아니다. 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 방법이 사용되어도 좋다. 단, 본 실시예는 MLD법에 의한 연산부담의 경감을 도모하려고 하고 있기 때문에, 제1 신호품질 q1(1), q1(2)의 계산법도, MLD법과는 다른, 보다 간이한 신호검출법인 것이 바람직하다. 예를 들면, 제로 포싱법(ZF법)이 사용되어도 좋으며, 연산량 삭감형의 MLD법(QRM-MLD법)이 사용되어도 좋다.

제1 스트림에 관한 데이터 변조방식 선택부(52-1)는, 제1 신호품질 q1(1)에대응하는 데이터 변조방식 Modulation(1)을 결정한다. 신호품질과 데이터 변조방식과 채널 부호화 방식과의 대응관계는, 예를 들면 도 4에 도시되는 바와 같이, 미리 결정되어 있다. 도 4에 도시되어 있는 바와 같이, MCS는 전송 레이트의 순으로 배열되어 있으며, 어느 데이터 변조방식 안에서 다양한 채널 부호화율이 바뀌어지고 있다. 즉, 전송 레이트는 데이터 변조방식으로 대별되고, 채널 부호화율로 더욱 세분된다. 따라서 MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)에서 계산된 제1 신호품질 q1(1), q1(2)가 고정밀도가 아니었다고 해도, 데이터 변조방식이라면 대부분 경우 정확히 특정할 수 있다. 후술하는 바와 같이, 이 시점에서 결정된 데이터 변조방식은, 어느 조건하에서 나중의 시점에서 변경되어도 좋다.

제2 스트림에 관한 데이터 변조방식 선택부(52-2)도 마찬가지로, 제1 신호품질 q1(2)에 대응하는 데이터 변조방식 Modulation(2)를 결정한다.

제1 스트림에 관한 SER 계산부(54-1)는, 전단(前段)에서 마련된 제1 신호품질 q1(1) 및 데이터 변조방식 Modulation(1)에 기초하여, 제2 신호품질 q2(1)을 계산한다. 본 실시예에서는, 제2 신호품질 q2(1)은, 스트림간의 간섭 정도를 나타내는 양으로 표현되고, 일 예로서 심볼 오류율 SER(Symbol Error Rate)로 표현되나, 제2 신호품질은 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 양으로 표현되어도 좋다.

도 6은 어떠한 데이터 변조방식의 하에서 심볼 오류율 SER 및 신호품질 SINR이 어떠한 관계에 있는지를 모식적으로 나타낸다. 이와 같은 관계는 경험적으로 또는 시뮬레이션에 의해 고정밀도로 마련할 수 있다.

제2 스트림에 관한 SER 계산부(54-2)도, 전단에서 마련된 제1 신호품질 q1(2) 및 데이터 변조방식 Modulation(2)에 기초하여, 제2 신호품질 q2(2)를 계산한다. 본 실시예에서는, 제2 신호품질 q2(2)도, 심볼 오류율 SER로 표현되나, 제2 신호품질은 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 양으로 표현되어도 좋다.

제1 스트림에 관한 보정값 계산부(56-1)는, 제2 스트림에 관한 제2 신호품질 q2(2)(심볼 오류율)에 기초하여, 제1 스트림에 관한 보정값 Δq(1)을 계산한다. 본 실시예에서는, 제1 스트림에 관한 제1 신호품질 q1(1)은 SINR로 표현되고 있기 때문에, 보정값 Δq(1)은 ΔSINR(1)로 표현되어도 좋다. 보정값 ΔSINR(1)은 다음 식으로 표현된다.

이 경우에 있어서의 계수 α는, 제2 스트림에 관한 제2 신호품질에 기초하여 다음과 같이 계산된다.

이와 같이 산출된 보정값 Δq(1)＝ΔSINR(1)과 제1 신호품질 q1(1)이 가산되고, 제3 신호품질 q3(1)이 다음 식과 같이 도출된다.

［수 9］

제3 신호품질 q3(1)은, 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 양으로 표현되어도 좋으나, 제1 신호품질과 동일하게 표현되는 것이 바람직하다. 본 실시예에서는 그것은 SINR로 표현되며, MLD법에 있어서의 스트림마다의 등가적인 SINR과 관련되어, SINRe(equivalent SINR)로 표현된다.

또한, 계수 α가 상기와 같이 정의되는 것은 필수가 아니며, 다양하게 정의되어도 좋다. 예를 들면, 제1 스트림에 관한 계산에 사용되는 계수 α가, 제2 스트림의 데이터 변조방식에 따라서 변화하도록 정의되어도 좋다. 혹은, 계수 α는 무선채널상태(예를 들면, 평균 SNR 등으로 표현되어도 좋다)에 따라서 변화하도록 정의되어도 좋다.

본 실시예에서는, 제2 통신품질로서 SER을 계산하고 있으나, 스트림마다의 SER을 계산하는 것은 본 발명에 필수가 아니다. 예를 들면, 도 5b에 도시되는 바와 같이, 제1 통신품질 q1 및 데이터 변조방식으로부터 보정값 Δq가 직접적으로 보정값 계산부에서 도출되어도 좋다. 이렇게 함으로써 SER을 산출하는 단계를 등가적으로 생략해도 좋다.

제2 스트림에 관한 보정값 계산부(56-2)는, 제1 스트림에 관한 제2 신호품질 q2(1)(심볼 오류율)에 기초하여, 제2 스트림에 관한 보정값 Δq(2)를 계산한다.

레이트 계산부(58-1)는, 제1 스트림에 관해서 산출된 제3 신호품질 q3(1)에 기초하여, 전송 레이트를 결정한다. 이 경우에 있어서의 전송 레이트는, 어느 특정한 데이터 변조방식의 하에서, 제3 신호품질 q3(1)에 따라서 채널 부호화율을 바꿈으로써 결정된다. 예를 들면, 도 4와 같이 MCS가 정해져 있으며, 제1 신호품질 q1(1)에 의해, 제1 스트림의 데이터 변조방식이 16QAM으로 결정되었다고 하자. 이 경우, MCS5∼MCS10 중의 어느 하나가, 선택된다. 어느 것이 선택되는지는, 제3 신호품질 q3(1)에 따라서 결정된다.

레이트 계산부(58-2)는, 제2 스트림에 관해서 산출된 제3 신호품질 q3(2)에 기초하여, 전송 레이트를 결정한다.

이와 같이, 도 3에 도시되는 바와 같은 전(全) 후보의 망라적인 검색을 필요로 하지 않고, 데이터 변조방식 Modulation(1), Modulation(2) 및 채널 부호화율 Rate(1), Rate(2)를 간이하게 도출할 수 있다.

본 실시예에서 사용되는 계산의 원리를 설명한다. 상술한 바와 같이, 2개의 송신 스트림을 수신하는 경우, 수신신호는 다음과 같이 쓸 수 있다.

이는, 상기의 수식(2)와 동일하다. MLD법으로 신호검출이 수행되는 경우, 복수의 스트림으로부터의 신호를 한꺼번에 검출하기 때문에, 제1 스트림 s₁의 검출 정밀도는, 제2 스트림 s₂의 검출 정밀도에도 의존한다. 제1 스트림 s₁에 있어서 제2 스트림 s₂는 간섭 스트림이 된다. 제2 스트림 s₂의 심볼 오류율 q2(2)＝SER(2)가 적고, 제2 스트림을 고품질로 검출할 수 있는 경우, 제1 스트림 s₁에 있어서의 간섭은 적어진다. 따라서,

의 극한에서는, 제1 스트림 s₁의 제3 신호품질 SINRe(1)은,

이라 쓸 수 있다. 기호의 의미는, 상술한 바와 같다. 통상의 통신상황에서는 어떠한 간섭이 존재하기 때문에, 제3 신호품질은 이 SINR_free보다도 적다.

반대로, 제2 스트림 s₂의 제2 신호품질 q2(2)＝SER(2)가 크고, 제2 스트림을 고품질로는 검출할 수 없는 경우, 제1 스트림 s₁에 있어서의 간섭도 커진다. 그러나, 제1 스트림의 신호품질을 산출할 때, MMSE법으로 구한 정도의 정밀도는 확보할 수 있을 것이다. 따라서, MMSE법으로 구한 제1 신호품질 q1＝SINR_MMSE(1)을, 제3 신호품질 q3(1)＝SINRe(1)의 하한으로 생각할 수 있다.

계수 α는 0 이상 1 이하의 수이며,

인 것을 고려하면, 제3 신호품질 q3(1)＝SINRe(1)은, 하한값 SINR_MMSE(1) 및 상한값 SINR_free와의 사이에 있는 것을 알 수 있다. 상한값 및 하한값의 사이의 어디에 있는지는, 계수 α의 값으로 조정된다. 제2 스트림을 고품질로 검출할 수 있는 경우, q2(2)＝SER(2)는 제로에 가까워지고, 이때 제3 신호품질 q3(1)은 상한값에 근접해진다. 반대로, 제2 스트림을 고품질로 검출할 수 없는 경우, q2(2)＝SER(2)는 커지고, 이때 제3 신호품질 q3(1)은 하한값에 근접해진다. 이와 같은 경향을 보정값 Δq(1)에 반영하기 때문에, 수식(10) 및 (11)에 도시되는 바와 같은 정의가 이루어지고 있다. 이와 같이, 제1 스트림에 대한 등가적인 SINR을 구할 때, 제2 스트림에 관한 정보가 관련되어지기 때문에, 도 5a에서는, 어느 스트림의 SER 계산부 각각의 출력처가, 다른 스트림의 보정값 계산부에 연결되어 있다.

계수 α를 이와 같이 정의하는 것은 본 발명에 필수가 아니나, 상기의 성질 또는 경향을 간이하게 반영하는 관점에서는, 이와 같이 정의하는 것이 바람직하다.

또한, 수식(12)는,

와 같이 변형할 수도 있다. 이와 같은 관점에서는, SINRe(1)은, SINR_MMSE(1)과 SINR_free의 가중 평균값으로서 도출된다고도 말할 수 있다.

상기의 설명은 제1 스트림에 관련하고 있으나, 당연히 제2 스트림에 대해서도 동일한 설명이 가능하다.

도 5a에 도시되어 있는 기능요소의 전부 또는 일부가 유저장치에 구비되어 있어도 좋다. 후자의 경우, 예를 들면, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)가 유저장치에 마련되고, 다른 기능요소가 기지국장치에 마련되어 있어도 좋다. 혹은, 상향링크의 경우, 도시한 기능요소 전부가 기지국장치에 구비되어 있어도 좋다. 도시한 요소 전부가 유저장치에 구비되어 있는 것은, 적절한 MCS를 조속히 결정하는 등의 관점에서 바람직하다. 일부의 기능을 기지국장치에 마련하는 것은, 유저장치의 배터리나 연산 리소스를 절약하는 관점에서 바람직하다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 동작예의 흐름도를 나타낸다. 먼저, MMSE법으로 각 스트림의 제1 신호품질 q1(상기의 예에서는, SINR)이 계산된다(Step1). 다음으로, 계산된 제1 신호품질 q1을 사용하여 각 스트림의 데이터 변조방식이 선택된다(step2). 다음으로, 데이터 변조방식 및 제1 신호품질 q1에 기초하여, 각 스트림의 제2 신호품질 q2(상기의 예에서는, 심볼 오류율(SER))가 계산된다(step3). 다음으로, 스트림 각각에 있어서의 간섭 스트림의 정보를 사용하여, 제3 신호품질 q3(상기의 예에서는, SINRe)이 계산된다(step4). 그리고, 계산된 제3 신호품질 q3에 기초하여, 채널 부호화율이 결정되고, MCS가 최종적으로 결정된다.

그런데, 제3 신호품질 q3은, 제1 신호품질 q1에 보정값 Δq를 더한 것이며, q3은 q1 이상의 값을 취하고 있었다.

q3이 q1보다 커진다는 것은, 신호품질이 보정값으로 보정되면, 적절한 데이터 변조방식이 바뀔지 모른다는 것을 의미한다(도 1 참조). 도 1의 예의 경우, 보정 전의 적절한 데이터 변조방식은 16QAM이었으나, q3에 대응하는 보정 후에 적절한 데이터 변조방식은 64QAM이다. 이와 같은 사정이 도 7의 흐름의 단계4(step4)에서 판명된 경우, 흐름은 step2로 되돌아가고, 그 스트림에 관한 변조다치수가 늘어나고, 동일한 수순이 반복된다. 상술한 바와 같이, MLD법에서는, 어느 스트림의 검출 정밀도는, 다른 스트림(간섭 스트림)의 검출 정밀도에도 의존한다. 따라서, 어느 스트림에 대해서 데이터 변조방식이 변경된 경우, 다른 스트림에 끼치는 간섭의 영향도 바뀐다. 예를 들면, 도 5a의 제1 스트림의 데이터 변조방식이 변경된 경우, 변경 후의 데이터 변조방식으로부터 도출된 제2 신호품질 q2(1)이, 제2 스트림의 보정값 계산부(56-2)에 입력된다. 그 결과, 제2 스트림에 관한 제3 신호품질q3(2)도 바뀌고, 레이트 선택부(58-2)에서 선택되는 제2 스트림에 대한 채널 부호화율도 바뀔지도 모른다. 통상, 어느 스트림의 변조다치수가 늘어난 경우, 다른 스트림에 끼치는 간섭이 증대하고, 다른 스트림의 변조방식 혹은 부호화율을 낮추지 않으면 안 되는 경우도 있다. 따라서, 이로 인한 스루풋의 열화도 고려하여 최종적으로 최적의 변조방식, 부호화율의 조합을 결정하는 것이 바람직하다.

실시예 2

복수의 스트림의 각각에 MCS가 따로따로 설정되는 것은 필수가 아니다. 예를 들면, 2개의 스트림에 같은 데이터 변조방식 및 같은 채널 부호화율이 사용되어도 좋다.

도 8은 이와 같은 관점에서 마련된, 제2 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타낸다. 대체로 도 5a와 동일하나, 하나의 데이터 변조방식 선택부(52)가 2개의 스트림에 공통으로 사용되고 있는 점, 하나의 레이트 선택부(58)가 2개의 스트림에 공통으로 사용되고 있는 점이 다르다. 단, 제2 신호품질 q2(1), q2(2)의 계산 및 보정값 Δq(1), Δq(2)의 계산은, 도 5a의 경우와 마찬가지로 스트림을 구별하면서 수행된다. 상술한 바와 같이, 각 스트림은 서로 간섭을 끼치는 관계에 있기 때문이다.

송신측에서 송신 스트림간의 인터리브와 같은 처리를 수행하는 경우는, 복수의 스트림의 품질이 동등해진다. 이와 같은 시스템의 경우, 스트림마다의 링크 어댑테이션을 수행하지 않고, 복수의 스트림에 대해서 평균적인 링크 어댑테이션을 수행함으로써, 피드백에 요하는 정보량(오버헤드)을 적게 할 수 있다.

실시예 3

도 9는 제3 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타낸다. 본 실시예에서는, MIMO 방식 및 AMC 방식에 더해서, 직교 주파수분할 다중(OFDM)방식도 사용된다. 도시한 예에서는, L개의 서브캐리어에 관한 처리가 도시되어 있으나, 이들의 서브캐리어는, 예를 들면 어느 유저장치에 할당된 주파수대역(하나 이상의 리소스 블록)에 포함되어 있는 것으로 한다. 도면 중의 구성요소는 대체로 도 5a에서 설명완료된 것과 동일하나, 데이터 변조방식 선택부(52-1, 52-2) 및 레이트 선택부(58-1, 58-2)를 제외하고, 서브캐리어마다 처리가 수행되는 점이 다르다.

MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)는, 예를 들면 SINR인 제1 신호품질을 스트림마다 그리고 서브캐리어마다 마련한다. 무선전파로의 채널상태는, 엄밀하게는 서브캐리어마다 다르기 때문이다.

제1 스트림에 관한 데이터 변조방식 선택부(52-1)는, 제1 스트림에 관한 L개의 서브캐리어의 제1 신호품질을 수신하고, 하나의 데이터 변조방식 Modulation(1)을 선택한다. L개의 다양한 서브캐리어마다의 SINR로부터 하나의 평균적인 상호정보(MI:Mutual Information)를 구하고, 그 평균 MI로부터 하나의 데이터 변조방식을 도출하는 기술에 대해서는, 예를 들면 다음의 문헌에서 설명되고 있다.

3GPP, R1-060987, NTT DoCoMo, Ericsson, Fujitsu, Mitsubishi Electric, NEC, Panasonic, Sharp, Toshiba, "Link Adaptation Scheme for Single-antenna Transmission in E-UTRA Downlink".

데이터 변조방식은 스트림당 하나 선택되나, 제2 신호품질 q2 및 보정값은 서브캐리어마다 계산되고, 제3 신호품질 q3도 서브캐리어마다 마련된다. 이들 서브캐리어마다 마련된 제3 신호품질 q3에 기초하여, 레이트 선택부(58-1, 58-2)는, 데이터 변조방식 및 채널 부호화율의 어떠한 조합을 각각 하나 결정한다. 이렇게 해서, 제1 스트림의 데이터 변조방식 Modulation(1) 및 채널 부호화율 Rate(1), 제2 스트림의 데이터 변조방식 Modulation(2) 및 채널 부호화율 Rate(2)가 마련된다.

실시예 4

실시예 1―3에서는, 데이터 변조방식 선택부(도 5a의 52-1, 52-2)가 MMSE 처리 후의 SINR로부터 데이터 변조방식을 일의로 도출하고, 이후 그 데이터 변조방식은 원칙으로서 고정된다. 제1, 제2 스트림에 사용되어도 좋은 데이터 변조방식이 각각 N가지 있었다고 하면, 2 스트림의 경우, 모든 가능한 데이터 변조방식의 조합은, N²가지 존재한다. 이들 N²개의 조합 중, SINR로부터 도출된 데이터 변조방식의 조합은, 상당히 확실할 것으로 예상된다. 그러나, 다른 N²―1개의 조합 전부가 항상 부적절하다고도 말하기 어렵다. 이와 같은 관점에서, 본 발명의 제4 실시예에서는, 각 스트림의 데이터 변조방식의 조합은 하나로 고정되지 않고, 다른 조합도 고려된다.

도 10은 제4 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타낸다. 대체로 도 10은 도 5a와 동일하며, 동일한 요소에는 같은 참조번호가 부여되어 있다. 본 실시예에서는, 각 스트림의 데이터 변조방식의 조합 전부가 고려되기 때문에, 도 5a에 도시되어 있는 데이터 변조방식 선택부(52-1, 52-2)는 도시되어 있지 않다. 단, 데이터 변조방식 선택부와 같은 처리부가 존재해서는 안 되는 것이 아니라, 데이터 변조방식의 조합(M1i, M2i)을 SER 계산부에 제공하는 처리부가 존재해도 좋다. 도 5a와는 달리, 도 10에서는 레이트 선택부(58-1, 58-2) 후에, 스루풋 계산부(60-1, 60-2) 및 합성부(62)가 도시되어 있다. 본 실시예에서는, 각 스트림의 스루풋의 합계 스루풋 Thr_e가 최대가 되도록, 데이터 변조방식의 조합 및 대응하는 채널 부호부율이 결정된다.

구체적으로는, 미리 각 스트림의 데이터 변조방식의 페어＝(Mi, Mj)의 후보가 복수개 마련된다. 설명의 간명화를 도모하기 위해, 2 스트림의 경우가 상정되고 있다. 문맥으로부터 명백하듯이, '데이터 변조방식의 조합' 및 '데이터 변조방식의 페어'는 동의(同義)적으로 사용되고 있다. 데이터 변조방식의 조합의 각각에 대해서, 실시예 1―3에서 설명완료된 심볼 에러 레이트 SER, 보정값 ΔSINR 및 채널 부호화율 등의 계산이 수행되고, 2개의 스트림의 합계 스루풋이 가장 높아지는 데이터 변조방식의 페어 및 대응하는 채널 부호화율이 최종적으로 선택되고, 이후의 실제의 통신에 사용된다.

예를 들면 각 스트림의 데이터 변조방식의 선택지가, QPSK, 16QAM 및 64QAM의 3가지가 있는 경우, 2 스트림의 데이터 변조방식의 조합 총수는, 9가지이며, 이들 9가지의 조합 전부에 대해서, 실시예 1―3에서 설명완료된 보정값 ΔSINR 및 채널 부호화율 등의 계산이 수행된다. 도면 중, 'for i＝1:3 … end'는, 제1 스트림에 관한 데이터 변조방식 Mi의 변수 i를 1, 2, 3으로 변화시키면서 반복계산을 수행하는 것을 나타낸다. 'for j＝1:3 … end'는, 제2 스트림의 데이터 변조방식 Mj의 변수 j를 1, 2, 3으로 변화시키면서 반복계산을 수행하는 것을 나타낸다. 채널 부호화율은 K종류 마련되어 있다(R₁, R₂, …, R_K).

이 예의 경우, 9가지 모두에 대해서 계산을 요하지만, 각 스트림의 데이터 변조방식으로부터 채널 부호화율을 도출하기까지의 사이에, 종래의 유니온 바운드의 심볼 에러 레이트의 계산(도 3)은 불필요하기 때문에, 본 실시예에서의 연산부담은 종래보다도 여전히 가볍다. 본 실시예에 따르면, 복수의 데이터 변조방식 페어의 전부에 대해서 스루풋을 조사하기 때문에, 데이터 변조방식의 선택의 자유도가 넓고, 확실한 고스루풋화를 도모하는 것을 기대할 수 있다.

실시예 5

제4 실시예에서는, 스트림수가 P개인 경우, 데이터 변조방식의 조합 총수 N^P개의 조합의 전부에 대해서 각 스트림의 스루풋을 구하는 계산이 수행되고 있었다. 본 발명의 제5 실시예는, 검토하는 조합수를 줄임으로써, 연산부담의 경감을 도모한다.

도 11은 제5 실시예에서 수행되는 2개의 단계와, 각 단계에 있어서의 처리내용을 나타낸다. 본 실시예에서는 단계 1, 2의 2단계의 처리가 수행된다.

단계 1에서는, 데이터 변조방식의 조합이 추려진다. 이를 수행하기 위해, 우선, 무선전파로를 지나서 수신된 각 스트림의 신호품질이 산출된다. 신호품질은, 제1 실시예의 경우와 마찬가지로, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)에 의해 산출되어도 좋다. 신호품질은, 제1 실시예에서 설명완료된 수식(4) 및 (5)와 같이 희망신호전력 대 비희망전력 비 SINR_MMSE(1) 및 SINR_MMSE(2)로 표현되어도 좋다. 신호품질은 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 양으로 표현되어도 좋다. 제1 실시예의 경우와 동일하게, 제1 스트림에 대해서 계산된 신호품질 SINR_MMSE(1)은, 제1 신호품질 q1(1)(또는 제1 기준신호품질 q1(1))이라고 언급된다. 제2 스트림에 대해서 계산된 신호품질 SINR_MMSE(2)는, 제1 신호품질 q1(2)(제1 기준신호품질 q1(2))라고 언급된다. 본 실시예에서는, 각 스트림에 대해서 제1 신호품질 q1(1), q1(2)를 마련하는 방법은 MMSE법이지만, 이것은 본 발명에 필수가 아니다. 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 방법이 사용되어도 좋다.

다음으로, 데이터 변조방식의 조합이 결정된다. 이 결정은 변조방식 세트 결정부(111)에서 수행된다. 변조방식 세트 결정부(111)는, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)로부터의 제1 신호품질 q1(1), q1(2)를 입력으로서 수신하고, 제1, 제2 스트림의 데이터 변조방식의 조합 (M₁₁, M₂₁), (M₁₂, M₂₂), …, (M_1N, M_2N)을 마련한다. 이들의 조합이 전부 마련된 후에 단계 2의 수순이 수행되어도 좋으며, 혹은 단계 2의 수순에서 필요로 된 경우에 그때마다 조합이 마련되어도 좋다. 설명의 편의상, 조합 총수는 N개이도록 도시되어 있으나, N²개보다 적은 적절한 어떠한 수의 조합이 마련되어도 좋다(N은, 각 스트림에서 사용될지도 모르는 데이터 변조방식의 수이다.).

단계 2에서는, 데이터 변조방식 및 채널 부호화율의 조합인 MCS가 결정되고, 그 MCS는 이후의 통신에 사용된다. 데이터 변조방식의 조합(M1i, M2i)이 결정된 후에, 보정값, 채널 부호화율 및 스루풋 등을 계산하는 처리는, 제4 실시예에서 설명된 것과 동일하다.

상기의 단계 1에 있어서, 각 스트림의 제1 신호품질 q1(1), q1(2)로부터, 데이터 변조방식의 조합(M1i, M2i)을, 가능성이 있는 총수(N²개)보다 적게 마련하는 방법의 구체예를 이하에 설명한다.

도 12는 데이터 변조방식의 조합을 마련하는 방법예를 나타낸다. 이 방법은 전형적으로는 도 11의 변조방식 세트 결정부(11)에서 수행된다.

단계 1에서는, 데이터 변조방식의 기준이 되는 조합이 결정된다. 상술한 바와 같이 MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)(도 11)에서는, 제1 및 제2 스트림 각각에 대해서 신호품질이 계산되고, 예를 들면, 제1 스트림에 대해서 제1 신호품질 q1(1)＝SINR_MM _SE(1)이 계산된다. 제2 스트림에 대해서도 제1 신호품질 q1(2)＝SINR_MMSE(2)가 계산된다. 신호품질과 데이터 변조방식·부호화율의 대응관계는 기지이기 때문에, 이들의 제1 신호품질 q1(1), q1(2)로부터 데이터 변조방식을 각각 도출할 수 있으며, 그 데이터 변조방식의 페어는 편의상 '기준 페어'라 언급된다. 또, 기준 페어에 포함되는 데이터 변조방식은, 복수의 데이터 변조방식의 '주후보'라 불러도 좋다. 도 12에 도시되는 예에서는, 제1 스트림에 대해서 16QAM이 도출되고, 제2 스트림에 대해서도 16QAM이 도출되고 있다. 따라서 기준 페어는 (16QAM, 16QAM)으로 표현된다. 주후보는 16QAM이다.

단계 2에서는, 기준 페어로부터 하나 이상의 2차적인 페어가 도출된다. 2차적인 페어를 도출하는 하나의 방법은, 기준 페어의 제1 스트림의 변조 오더를 1레벨 내리고, 제2 스트림의 변조 오더를 1레벨 올리는 것이다. 현재의 예의 경우,

기준 페어는, (M1, M2) ＝ (16QAM, 16QAM)이며,

2차 페어는, (M1, M2) ＝ (QPSK, 64QAM)이 된다.

2차적인 페어를 도출하는 또 하나의 방법은, 반대로, 기준 페어의 제1 스트림의 변조 오더를 1레벨 올리고, 제2 스트림의 변조 오더를 1레벨 내리는 것이다. 현재의 예의 경우,

기준 페어는, (M1, M2) ＝ (16QAM, 16QAM)이며,

2차 페어는, (M1, M2) ＝ (64QAM, QPSK)가 된다.

'기준 페어' 중의 '주후보' 16QAM로부터 도출된 QPSK나 64QAM은, '부후보'라 불려도 좋다.

단계 3에서는, 단계 2에서 마련된 기준 페어 및 2차 페어가, 데이터 변조방식의 조합 후보로서 마련된다. 이들의 조합 후보에 대해서는, 도 11의 단계 2에 있어서 스루풋 등이 계산된다. 단계 2의 기준 페어에도 2차 페어에도 해당하지 않는 조합 후보에 대해서는, 도 11의 단계 2에 있어서의 스루풋 등은 계산되지 않는다. 현재의 예의 경우, 제1 및 제2 스트림에서 가능한 모든 데이터 변조방식의 조합은, 9가지 존재하고 있었다. 본 실시예에 따르면, 이들 9가지 조합 중,

(M1, M2) ＝ (16QAM, 16QAM), (QPSK, 64QAM) 및 (64QAM, QPSK)

의 3개의 조합에 대해서만 스루풋 등의 계산이 수행되고, 다른 조합에 대해서는 계산되지 않는다. 이와 같이 하여 연산부담의 경감이 도모된다.

상기의 예에서는, 기준 페어의 변조 오더를 1레벨 상하(increasing/decreasing)시킴으로써, 2차 페어가 도출되고 있다. 기준 페어로부터 어떠한 페어를 도출하는 관점에서는, 기준 페어의 제1 스트림의 주후보(16QAM)를 불변하게 유지하고, 제2 스트림의 변조 오더를 상하시켜도 좋다. 이 경우,

(M1, M2) ＝ (16QAM, 16QAM), (16QAM, QPSK) 및 (16QAM, 64QAM)

과 같은 조합을 얻을 수 있다. 기준 페어의 제2 스트림의 주후보(16QAM)를 불변하게 유지하고, 제1 스트림의 변조 오더를 상하시키면,

(M1, M2) ＝ (16QAM, 16QAM), (QPSK, 16QAM) 및 (64QAM, 16QAM)

과 같은 조합을 얻을 수 있다. 이와 같이 기준 페어의 주후보의 변조 오더를 상하시킴으로써, 부후보를 도출할 수 있다.

그런데, 제1 스트림의 변조 오더를 내린다는 것은, 제1 데이터 스트림의 레이트를 내리게 되고, 제1 데이터 스트림의 스루풋은 저하하게 되나, 이는 반대로 제1 스트림의 신호품질을 향상시키게 된다. 제1 스트림의 신호품질이 높아지면, 제2 스트림에 끼치는 간섭은 적어지고, 그 결과, 제2 스트림의 신호품질도 향상하는 것을 기대할 수 있다. 이 때문에, 제2 스트림의 변조 오더를 올려도 좋다. 제2 스트림의 변조 오더를 올리면, 제2 스트림의 스루풋은 향상한다. 이와 같이, 기준 페어의 제1 스트림의 변조 오더를 내리는 한편, 제2 스트림의 변조 오더를 올림으로써, 2차 페어가 마련된 것으로 한다. 이 경우, 제1 스트림의 스루풋은 저하하지만, 제2 스트림의 스루풋은 향상하기 때문에, 제1 및 제2 스트림을 종합한 경우의 스루풋은 대폭으로는 바뀌지 않을 것이 예상된다. 따라서 달성가능한 스루풋을 같은 정도로 유지하면서, 기준 페어로부터 2차 페어를 도출하는 관점에서는, 상기와 같이 기준 페어 중의 일방의 주후보의 변조 오더를 올림으로써 일방의 부후보를 마련하고, 타방의 주후보의 변조 오더를 내림으로써 타방의 부후보를 마련하는 것이 바람직하다. 또, 상기 예에서는, 변조 오더를 1레벨 상하시키고 있으나, 복수 레벨 상하시켜도 좋다.

실시예 6

상기의 실시예 1―5에서는, 심볼 에러 레이트 SER의 계산이나 신호품질 q3＝q1＋Δq의 계산 때, 제1 신호품질 q1이 사용되고 있었다(도 5a, 도 5b, 도 8, 도 9, 도 11). 이 경우에 있어서의 제1 신호품질 q1은, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)에서 계산되는 양이며, 신호품질의 하한값이다. 그러나, 심볼 에러 레이트 SER의 계산이나 신호품질 q3＝q1＋Δq의 계산 때, 제1 신호품질 q1에 하한값이 사용되는 것은 필수가 아니다. 오히려, 제1 신호품질 q1의 고정밀도화로 인해, SER나 q3의 정밀도도 향상하는 것을 기대할 수 있다. 본 발명의 제6 실시예에서는, SER나 q3의 계산에 사용되는 제1 신호품질 q1로서, 하한값보다도 개선된 것이 사용되고, 계산의 고정밀도화가 도모된다.

도 13은, 본 실시예에 따른 통신장치의 링크 어댑테이션부를 나타낸다. 대체로 도 13은 도 5a, 도 10과 동일하며, 동일한 요소에는 같은 참조번호가 부여되어 있다. 본 실시에서는, 반복계산 때, 제3 신호품질 q3＝q1＋Δq가, SER 계산부(54) 및 q3을 출력하는 합성부에, 피드백 경로(131, 132)를 통해서 피드백된다. 단, 반복계산의 초회의 경우, MMSE 베이스의 SINR 계산부로부터의 신호품질 q1＝SINR이, SER 계산부(54) 및 q3을 출력하는 합성부에 입력된다. 일단, 제3 신호품질 q3이 산출되면, 그 q3이 SER 계산부(54) 및 합성부에 부여되고, 이후 반복적으로 계산이 수행된다.

도 14는, 본 실시예에서 사용되는 동작예를 나타낸다. 단계 1에서는, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)에 있어서, 제1 및 제2 스트림 각각에 대해서 신호품질 q1(1), q1(2)의 초기값이 계산된다. 설명의 편의상, q1(1)＝SINR1, q1(2)＝SINR2로 한다. 단계 1에서는, 제1 및 제2 스트림에 대한 데이터 변조방식 M1i, M2i도 설정된다. 데이터 변조방식의 조(組) M1i, M2i는, 제1―3 실시예와 같이, MMSE 베이스의 SINR 계산부(51)에 따른 SINR1 및 SINR2로부터 각각 도출되어도 좋다. 혹은, 데이터 변조방식의 조 M1i, M2i는, 제4 실시예와 같이, 모든 가능한 조합 중 어느 것이어도 좋다. 또한, 제5 실시예와 같이, 기준 페어로 설정되어도 좋다. 단계 1에서는, 반복변수 update₁ 및 update₂도 초기 설정된다(설명의 편의상, 초기값은 각각 1로 한다.).

단계 2에서는, 각 스트림이 다른 스트림으로부터 받는 간섭량 q2(1), q2(2)에 기초하여, 보정값 Δq(1) 및 Δq(2)가 계산되고, 제3 신호품질 q3(1), q3(2)가 어느 조건 하로 갱신된다. 본 실시예에서는 신호품질은 SINR로 표현되고 있으나, 다른 양으로 표현되어도 좋다. 구체적으로는, 제2 스트림에 관한 반복변수 update₂가 1이었을 경우, 제1 스트림의 제3 신호품질 q3(1)이 갱신되고, 그렇지 않으면 불변으로 유지된다.

SINR1' ＝ SINR1＋ΔSINR1(update₂＝1인 경우)

SINR1' ＝ SINR1(update₂＝0인 경우)

마찬가지로, 제1 스트림에 관한 반복변수 update₁이 1이었을 경우, 제2 스트림의 제3 신호품질 q3(2)가 갱신되고, 그렇지 않으면 불변으로 유지된다.

SINR2' ＝ SINR2＋ΔSINR2(update₁＝1인 경우)

SINR2' ＝ SINR2(update₁＝0인 경우)

단계 3에서는, 반복변수 update₁ 및 update₂가 갱신된다. 제1 스트림에 관해서, 보정값 Δq(1)＝ΔSINR₁이 양이었을 경우, 제1 스트림의 반복변수 update₁은 1로 설정되고, 그렇지 않으면 0으로 설정된다. 제2 스트림에 관해서, 보정값 Δq(2)＝ΔSINR₂가 양이었을 경우, 제2 스트림의 반복변수 update₂는 1로 설정되고, 그렇지 않으면 0으로 설정된다. 또, 단계 3에서는, 제1 신호품질 q1(1) 및 q1(2)가 제3 신호품질 q3(1) 및 q3(2)로 갱신된다(SINR1＝SINR1' 및 SINR2＝SINR2').

단계 4에서는, 반복계산을 속행할지 여부가 판정된다. 구체적으로는, 제1 및 제2 스트림 쌍방의 반복변수가 함께 0인지 여부가 판정되고, 함께 제로가 아니었을 경우, 흐름은 단계 2로 되돌아가고, 반복계산이 계속된다. 함께 제로였던 경우, 흐름은 종료한다.

제1 스트림의 반복변수 update₁은, 제1 스트림의 품질이 플러스방향으로 개선된 경우에만 1로 설정되고, 불변이었을 경우(0인 경우) 및 열화한 경우(음인 경우), 반복변수 update₁은 0으로 설정된다. 제2 스트림의 반복변수 update₂도, 제2 스트림의 품질이 플러스방향으로 개선된 경우에만 1로 설정되고, 불변이었을 경우(0인 경우) 및 열화한 경우(음인 경우), 반복변수 update₁은 0으로 설정된다. 따라서 단계 4에서는, 제1 및 제2 스트림이 함께 최적값에 달한 경우에 흐름이 종료되고, 어느 일방에 개선의 여지가 있는 경우에는 단계 2로 되돌아가서 반복계산을 수행하도록 하고 있다.

단계 2에서는, 제1 스트림의 신호품질 q3(1)의 갱신판정기준에 제2 스트림의 반복변수 update₂가 사용되고 있다. 이는, 도 13 등에 있어서, 일방의 스트림의 보정값 계산부(56)의 입력이, 타방의 스트림의 SER 계산부(54)의 출력처로부터 부여되고 있는 것에 대응한다. 상술한 바와 같이, 제2 스트림의 품질이 향상하고, 심볼 에러 레이트 SER이 낮아진 경우, 신호검출시에 제2 스트림이 제1 스트림에 끼치는 간섭도 적어지고, 제1 스트림의 품질도 향상하는 것을 기대할 수 있다. 단계 2에 있어서, 제2 스트림의 반복변수 update₂가 1이었다고 하는 것은, 선행하는 갱신 단계에 있어서, 제2 스트림의 품질이 플러스방향으로 개선되었다는 것을 나타낸다. 이 경우, 제1 스트림의 품질도 더 개선할 수 있는 것을 기대할 수 있기 때문에, 제1 스트림의 품질 SINR₁이 보정값 ΔSINR₁과 함께 갱신되고 있다. 마찬가지로, 단계 2에 있어서, 제1 스트림의 반복변수 update₁이 1이었다고 하는 것은, 선행하는 갱신 단계에 있어서, 제1 스트림의 품질이 플러스방향으로 개선되었다는 것을 나타낸다. 이 경우, 제2 스트림의 품질도 더 개선할 수 있는 것을 기대할 수 있기 때문에, 제2 스트림의 품질 SINR₂가 보정값 ΔSINR₂와 함께 갱신되고 있다.

본 실시예에서는 흐름의 반복의 판단기준으로서, 1 또는 0의 2값의 값을 취하는 반복변수 update₁ 및 update₂가 사용되고 있으나, 이는 일 예에 불과하다. 각 스트림의 품질 SINR이 최적값에 달하고 있는지 여부를 판단할 수 있는 적절한 어떠한 판단기준이 사용되어도 좋다. 단, 그 판단의 간이화를 도모하는 관점에서는, 본 실시예와 같이 2값의 반복변수를 사용하는 것이 바람직하다.

그런데, 출력을 입력으로 피드백하여 반복계산이 수행되는 경우, 그 출력은 어느 정도 고정밀도로 산출되고 있는 것이 바람직하다. 그렇지 않았을 경우, 피드백에 의한 갱신 후의 출력은 반대로 정밀도 열화를 초래하고, 계산값의 불안정화를 초래할지도 모르기 때문이다. 이와 같은 관점에서는, 제1 및 제2 스트림의 품질이 비교적 좋은 경우에만 도 14의 반복계산을 수행하고, 그렇지 않은 경우는 반복계산을 수행하지 않는 것을 생각할 수 있다. 제1 및 제2 스트림의 품질이 좋은지 여부는, 적절한 어떠한 판단기준으로 판단되어도 좋다. 일 예로서, 제10 식에서 등장한 계수 α를 사용할 수 있다.

도 15는, 본 실시예에서 사용되는 다른 동작예를 나타낸다. 단계 3 이외의 단계에 대해서는 도 14를 참조하면서 이미 설명했기 때문에, 중복적인 설명은 생략된다. 단계 3에서는, 반복변수 update₁ 및 update₂가 갱신된다. 제1 스트림에 관해서, 계수 α₁이었을 경우, 제1 스트림의 반복변수 update₁은 1로 설정되고, 그렇지 않으면 0으로 설정된다. 제2 스트림에 관해서, 계수 α₂이었을 경우, 제2 스트림의 반복변수 update₂는 1로 설정되고, 그렇지 않으면 0으로 설정된다. 또, 단계 3에서는, 제1 신호품질 q1(1) 및 q1(2)가 제3 신호품질 q3(1) 및 q3(2)로 갱신된다(SINR1＝SINR1' 및 SINR2＝SINR2')

상기의 제15 식에 따르면, 제1 스트림의 신호품질은, 하한값 SINR_MMSE(1)과 상한값 SINR_free의 사이에 있다. 제2 스트림의 신호품질도, 하한값 SINR_MMSE(2)와 상한값 SINR_free의 사이에 있다.

계수 α₁이 1인 경우, 제1 스트림의 신호품질은 SINR_free＝│h₁│²/σ²가 되고, 이는 다른 스트림 간섭을 무시할 수 있는 상황을 나타낸다. 마찬가지로, 계수 α₂가 1인 경우, 제2 스트림의 신호품질은 SINR_free＝│h₂│²/σ²가 되고, 이도 다른 스트림 간섭을 무시할 수 있는 상황을 나타낸다. 도 15에 도시되는 단계 3에서는, 이와 같이 양호한 통신상황의 경우에 한해서 반복변수 update₁ 및/또는 update₂가 1로 설정되고, 함께 1로 설정되어 있던 경우에만 반복계산이 수행된다(단계 4). 이와 같이 함으로써, 계산 정밀도의 불안정화를 배려하면서 고정밀도화를 도모할 수 있다.

계수 α₁ 및 α₂의 구체예는, 제11 식에 도시되어 있으나, 이에는 한정되지 않는다. 예를 들면 계수는 심볼 에러 레이트 SER뿐 아니라, 데이터 변조방식 등에 따라서 변화시켜도 좋다. 설명의 간명화를 도모하기 위해, 단계 3에서는 계수 α₁ 및 α₂가 엄밀히 1로 동일한 경우에 반복변수 update₁ 및 update₂가 갱신되고 있으나, 그 경우에만 한정되지 않고, 예를 들면 1에 가까운 경우(│1－α│＜ε, ε는 양의 작은 값)로 갱신되어도 좋다.

실시예 7

도 16은 제1 실시예에 관한 시뮬레이션 결과의 그래프를 나타낸다. 가로축은 수신 브랜치당 평균 SNR(dB)이며, 신호품질에 상당한다. 세로축은 스펙트럼 효율(spectrum efficiency)(dps/Hz)이며, 단위 주파수당 스루풋에 상당한다. 이는, 신호품질의 좋음에도 대응한다. 도 17은 도 16의 시뮬레이션을 수행할 때에 사용된 파라미터 제원을 나타낸다.

도면 중, 동그라미 표시로 플롯된 데이터는, MMSE법으로 신호검출 및 링크 어댑테이션이 수행된 경우의 그래프(종래예)를 나타낸다. 사각 표시로 플롯된 점은, 본 발명의 제1 실시예에 따른 방법으로 신호검출 및 링크 어댑테이션이 수행된 경우의 그래프를 나타낸다. 도시되어 있는 바와 같이, 평균 SNR이 나빴던 경우, 스펙트럼 효율은 제1 실시예의 경우도 종래의 경우도 큰 차는 없다. 그러나, 평균 SNR이 좋아짐에 따라, 제1 실시예의 경우는 종래예의 경우보다도 스펙트럼 효율이 개선되는 것을 알 수 있다. 이와 같이, 제3 신호품질 q3(상기의 예에서는, SINRe)은 제1 신호품질 q1(상기의 예에서는, SINR_MMSE) 이상이 된다.

도 18은 제1, 제4 및 제5 실시예에 관한 시뮬레이션 결과의 그래프를 나타낸다. 이 예에서도 2×2 MIMO 방식이 상정되고 있으며, 멀티 패스수는 1이며, 비상관 채널이 상정되고 있다. 이 시뮬레이션 결과의 경우, 제1 실시예에 관한 그래프는 동그라미 표시로 플롯되어 있으며, 역삼각 표시로 플롯되어 있는 종례예(MMSE)의 경우보다 개선되어 있는 것을 알 수 있다. 이 점은 도 16과 동일하다. 제4 실시예는 모든 가능한 데이터 변조방식의 조합(9가지)에 대해서 스루풋을 계산하고, 최적의 조합을 선택한다. 따라서, 사각 표시로 그래프가 플롯되어 있는 제4 실시예는, 제1 실시예보다도 개선되어 있다. 제5 실시예는, 모든 가능한 데이터 변조방식의 조합(9가지) 중, 기준 페어와 2차 페어에 대해서만 스루풋을 계산하고, 그들 중에서 최적의 조합을 선택한다. 기준 페어도 2차 페어도 아닌 페어에 대해서는 계산되지 않는다. 도시되어 있는 바와 같이, 마름모형 표시로 그래프가 플롯되어 있는 제5 실시예는, 제4 실시예와 같은 정도의 스루풋을 달성하고 있다. 제5 실시예는 실시예 4 실시예보다 적은 연산부담으로 마무리된다. 따라서 연산효율의 관점에서는, 제5 실시예는 상당히 바람직하다는 것을 알 수 있다.

본 발명은 MIMO 방식 및 AMC가 사용되는 적절한 어떠한 이동통신시스템에서 사용되어도 좋다. 예를 들면 본 발명은, HSDPA/HSUPA 방식의 W-CDMA 시스템, LTE 방식의 시스템, IMT-Advanced 시스템, WiMAX, Wi-Fi 방식의 시스템 등에 적용되어도 좋다.

이상 본 발명은 특정 실시 예를 참조하면서 설명되어 왔으나, 이들은 단순한 예시에 불과하며, 당업자는 다양한 변형예, 수정예, 대체예, 치환예 등을 이해할 것이다. 예를 들면, 상기의 예에서는 2 안테나에 의한 2 스트림의 전송이 설명되었으나, 안테나수나 스트림수는 그것보다 많아도 좋다. 발명의 이해를 돕기 위해 구체적인 수치예를 이용하여 설명이 이루어졌으나, 특별히 단서가 없는 한, 그들의 수치는 단순한 일 예에 불과하며 적절한 어떠한 값이 사용되어도 좋다. 발명의 이해를 돕기 위해 구체적인 수식을 이용하여 설명이 이루어졌으나, 특별히 단서가 없는 한, 그들의 수식은 단순한 일 예에 불과하며 적절한 어떠한 수식이 사용되어도 좋다. 실시예 또는 항목의 구분은 본 발명에 본질적이지 않으며, 2 이상의 실시예 또는 항목에 기재된 사항이 필요에 따라서 조합하여 사용되어도 좋다. 설명의 편의상, 본 발명의 실시예에 따른 장치는 기능적인 블록도를 이용하여 설명되었으나, 그와 같은 장치는 하드웨어로, 소프트웨어로 또는 그들의 조합으로 실현되어도 좋다. 본 발명은 상기 실시 예에 한정되지 않으며, 본 발명의 정신으로부터 일탈하지 않고, 다양한 변형예, 수정예, 대체예, 치환예 등이 본 발명에 포함된다.

본 국제출원은 2008년 5월 23일에 출원한 일본국 특허출원 제2008-136019호에 기초하는 우선권을 주장하는 것이며, 그 일본국 특허출원의 전 내용을 본 국제출원에 원용한다.

본 국제출원은 2008년 11월 5일에 출원한 일본국 특허출원 제2008-284767호에 기초하는 우선권을 주장하는 것이며, 그 일본국 특허출원의 전 내용을 본 국제출원에 원용한다.

51 MMSE 베이스의 SINR 계산부
52 데이터 변조방식 선택부
54 SER 계산부
56 보정값 계산부
58 레이트 계산부
60 스루풋 계산부
62 합성부
111 변조방식 세트 결정부

Claims

MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용되는 통신장치에 있어서,
최우추정법과는 다른 신호검출법으로 결정된 스트림마다의 기준신호품질을 산출하는 처리부;
각 스트림에 대해서 데이터 변조방식을 결정하는 처리부;
각 스트림의 기준신호품질 및 데이터 변조방식으로부터, 스트림 각각이 다른 스트림으로부터 받는 간섭량에 따른 보정값를 결정하는 처리부;
어느 스트림의 기준신호품질 및 보정값을 더해, 상기 어느 스트림에 대해서 레이트 결정용 신호품질을 결정하는 처리부;
상기 레이트 결정용 신호품질에 대응하는 채널 부호화율을 스트림마다 결정하는 처리부;를 가지며,
결정된 데이터 변조방식 및 채널 부호화 방식은, 후속의 스트림의 전송에 사사용되는 것을 특징으로 하는 통신장치.
제 1항에 있어서,
각 스트림의 데이터 변조방식의 후보가, 복수의 선택지 중에서 선택되어, 선택된 데이터 변조방식에 대해서 상기 채널 부호화율이 결정되고,
소정의 데이터 변조방식 및 채널 부호화율 결정기준에 있어서 최적의, 각 스트림의 데이터 변조방식 및 채널 부호화율이 결정되는 통신장치.
제 2항에 있어서,
데이터 변조방식의 상기 복수의 선택지 중에서, 각 스트림의 기준신호품질에 대응하는 주후보가 도출되고, 적어도 상기 주후보에 대해서 상기 채널 부호화율이 결정되는 통신장치.
제 3항에 있어서,
상기 주후보의 레이트와 소정의 레벨만큼 다른 레이트를 갖는 부후보가, 제1 및 제2 스트림 각각에 대해서 결정되고,
상기 제1 및 제2 스트림의 데이터 변조방식의 모든 가능한 조합 중, 상기 주후보 또는 상기 부후보를 포함하는 소정의 조합에 대해서, 각 스트림의 채널 부호화율 및 스루풋이 산출되는 통신장치.
제 4항에 있어서,
상기 주후보 또는 상기 부후보를 포함하는 소정의 조합은,
상기 제1 스트림의 주후보 및 상기 제2 스트림의 주후보의 조합; 또는
상기 제1 스트림의 주후보의 레이트보다 높은 레이트를 갖는 부후보 및 상기 제2 스트림의 주후보의 레이트보다 낮은 레이트를 갖는 부후보의 조합;을 포함하는 통신장치.
상기 제 1항에 있어서,
상기 최우추정법과는 다른 신호검출법이, 최소 이승평균 오차(MMSE)법인 통신장치.
제 1항 내지 제 6항 중 어느 한 항에 있어서,
스트림간 간섭을 무시할 수 있는 경우의 신호품질과 상기 기준신호품질과의 차분(difference)에 비례하도록, 상기 보정값이 산출되는 통신장치.
제 7항에 있어서,
상기 보정값의 산출에 사용되는 비례계수는, 스트림이 받는 간섭량의 취득하는 값에 따라서 미리 정해져 있는 통신장치.
제 8항에 있어서,
어느 스트림의 상기 보정값의 산출에 사용되는 비례계수는, 무선채널상태 및/또는 다른 스트림의 데이터 변조방식에 따라서 결정되는 통신장치.
제 1항에 있어서,
상기 최우추정법과는 다른 신호검출법이, 제로 포싱(ZF:Zero Forcing)법인 또는 QR 분해를 이용한 최우추정법(QRM-MLD)인 통신장치.
제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서,
어느 스트림에 대한 상기 레이트 결정용 신호품질이 소정값을 초과한 경우, 상기 어느 스트림의 데이터 변조방식이 변경되는 통신장치.
제 11항에 있어서,
어느 스트림에 대한 상기 레이트 결정용 신호품질이 소정값을 초과한 경우, 상기 어느 스트림과는 다른 스트림의 채널 부호화율도 변경되는 통신장치.
제 1항 내지 제 12항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 보정값을 도출하기 위한 간섭량은, 각 스트림의 심볼 오류율(SER) 또는 희망신호전력 대 비희망전력 비(SINR) 및 데이터 변조방식으로부터 도출되는 통신장치.
제 1항 내지 제 13항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 보정값을 가산한 기준신호품질을 재차, 기준신호품질로서, 보정값을 반복계산하는 통신장치.
제 14항에 있어서,
상기 보정값의 값에 따라서, 상기 반복처리의 유무를 판단하는 것을 특징으로 하는 통신장치.
제 1항 기재의 통신장치를 구비한 유저장치.
제 1항 기재의 통신장치를 구비한 기지국장치.
MIMO 방식 및 적응변조채널 부호화 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용되는 통신방법에 있어서,
최우추정법과는 다른 신호검출법으로 결정된 스트림마다의 기준신호품질을 산출하는 단계;
각 스트림에 대해서 데이터 변조방식을 결정하는 단계;
각 스트림의 기준신호품질 및 데이터 변조방식으로부터, 스트림 각각이 다른 스트림으로부터 받는 간섭량에 따른 보정값를 결정하는 단계;
어느 스트림의 기준신호품질 및 보정값을 더해, 상기 어느 스트림에 대해서 레이트 결정용 신호품질을 결정하는 단계;
상기 레이트 결정용 신호품질에 대응하는 채널 부호화율을 스트림마다 결정하는 단계;를 가지며,
결정된 데이터 변조방식 및 채널 부호화 방식은, 후속의 스트림의 전송에 사사용되는 통신방법.
제 18항에 있어서,
각 스트림의 데이터 변조방식의 후보가, 복수의 선택지 중에서 선택되어, 선택된 데이터 변조방식에 대해서 상기 채널 부호화율이 결정되고,
복수의 스트림에서 달성가능한 스루풋이 높아지도록, 각 스트림의 데이터 변조방식 및 채널 부호화율이 결정되는 통신방법.
제 19항에 있어서,
데이터 변조방식의 상기 복수의 선택지 중에서, 각 스트림의 기준신호품질에 대응하는 주후보가 도출되고, 적어도 상기 주후보에 대해서 상기 채널 부호화율이 결정되는 통신방법.
제 20항에 있어서,
상기 주후보의 레이트와 소정의 레벨만큼 다른 레이트를 갖는 부후보가, 제1 및 제2 스트림 각각에 대해서 결정되고,
상기 제1 및 제2 스트림의 데이터 변조방식의 모든 가능한 조합 중, 상기 주후보 또는 상기 부후보를 포함하는 소정의 조합에 대해서, 각 스트림의 채널 부호화율 및 스루풋이 산출되는 통신방법.
제 21항에 있어서,
상기 주후보 또는 상기 부후보를 포함하는 소정의 조합은,
상기 제1 스트림의 주후보 및 상기 제2 스트림의 주후보의 조합; 또는
상기 제1 스트림의 주후보의 레이트보다 높은 레이트를 갖는 부후보 및 상기 제2 스트림의 주후보의 레이트보다 낮은 레이트를 갖는 부후보의 조합;을 포함하는 통신방법.
상기 제 18항에 있어서,
상기 최우추정법과는 다른 신호검출법이, 최소 이승평균 오차(MMSE)법인 통신방법.
제 18항 내지 제 23항 중 어느 한 항에 있어서,
스트림간 간섭을 무시할 수 있는 경우의 신호품질과 상기 기준신호품질과의 차분에 비례하도록, 상기 보정값이 산출되는 통신방법.
제 24항에 있어서,
상기 보정값의 산출에 사용되는 비례계수는, 스트림이 받는 간섭량의 취득하는 값에 따라서 미리 정해져 있는 통신방법.
제 25항에 있어서,
어느 스트림의 상기 보정값의 산출에 사용되는 비례계수는, 무선채널상태 및/또는 다른 스트림의 데이터 변조방식에 따라서 결정되는 통신방법.
제 18항 내지 제 26항 중 어느 한 항에 있어서,
어느 스트림에 대한 상기 레이트 결정용 신호품질이 소정값을 초과한 경우, 상기 어느 스트림의 데이터 변조방식이 변경되는 통신방법.
제 27항에 있어서,
어느 스트림에 대한 상기 레이트 결정용 신호품질이 소정값을 초과한 경우, 상기 어느 스트림과는 다른 스트림의 채널 부호화율도 변경되는 통신방법.