KR20110015037A - 멀티플 피드백 루프를 이용한 ｌｅｄ 드라이버 - Google Patents

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Abstract

LED 드라이버는 적어도 두 개의 상호 연결되고 연관된 피드백 루프를 포함한다. 하나의 피드백 루프는 LED 스트링에 직렬로 연결된 스위치의 온/오프 타임들 듀티 싸이클을 제어한다. 그리고 다른 피드백 루프는 상기 LED 스트링에 인가되는 DC 전압을 제공하는 스위칭 전력 변환기내에 전력 스위치의 온/오프 타임들의 듀티 싸이클을 제어한다. 본 발명의 LED 드라이버는 전력 효율 및 비용 효율의 방법으로, LED 밝기의 빠른 제어와, 멀티플 LED 스트링간의 전류 공유를 동시에 제공할 수 있다.

Description

멀티플 피드백 루프를 이용한 ＬＥＤ 드라이버{LED DRIVER WITH MULTIPLE FEEDBACK LOOPS}
아래 실시예들은 LED(light-emitting diode) 드라이버에 관한 것으로, 보다 특정하게는 멀티플 피드백 루프를 이용하는 LED 드라이버에 관련된다.
LED들은 예컨대, 건축화조명(architectural lighting), 자동차 전조등 및 미등(automotive head and tail light), 액정 표시 장치(liquid crystal display device)를 위한 백라이트, 플래시라이트(flashlight) 등과 같은 다양한 전자 어플리케이션(electronics application)에 적용된다. 백열등 및 형광등과 같은 일반적인 조명 소스(lighting source)와 비교하여, LED는 높은 효율성(high efficiency), 좋은 방향성(good directionality), 컬러 안정성(color stability), 높은 신뢰성(high reliability), 긴 수명, 작은 크기 및 환경 안전성 등의 상당한 장점을 가진다.
LED는 전류 드라이브 장치이므로, LED에 흐르는 전류를 조절함은 LED 장치를 위한 기술에 있어 중요한 제어이다.
DC(direct current) 전압 소스로부터 LED의 큰 배열을 드라이브하기 위하여, 부스트 전력 변환기(boost power converter)와 같은 DC-DC 스위칭 전력 변환기는 LED 전류를 조절하기 위해, 피드백 루프와 함께 이용될 수 있다.
도 1은 부스트 변환기를 이용하는 종래의 LED 드라이버를 보여주는 도면이다.
상기 LED 드라이버는 서로 직렬로 연결된 LED들(110) 및 입력 DC 전압에 커플링된 부스트 DC-DC 전력 변환기(100), 및 제어 회로(102)를 포함한다. 일반적으로, 부스트 변환기(100)는 인덕터(inductor) L, 다이오드(diode) D, 캐패시터(capacitor) C 및 스위치(switch) S1을 포함한다. 부스트 변환기(100)는 도면의 간단함을 위해 생략된 다른 컴포넌트를 포함할 수 있다. 부스트 컴버터(100)의 구조 및 동작은 일반적으로, 그것의 출력 전압 Vout이 스위치 S1의 턴-온/턴-오프 타임들의 듀티 싸이클에 의해 결정된다는 점으로 잘 알려져있다. 출력 전압 Vout은 LED들(110)을 통해 흐르는 전류를 제공하기 위하여, LED들(110)의 스트링에 인가된다. 제어 회로(102)는 상기 LED들(110)을 통해 흐르는 전류(104)를 검출하고, 상기 스위치의 듀티 싸이클을 제어하기 위하여 상기 검출된 전류(104)를 기초로, 제어 신호(106)을 생성한다. 제어 회로(102)는 다양한 제어 스킴 중 하나로 스위치 S1을 제어할 것이다. 예컨대, 상기 제어 스킴은 펄스 폭 복조(pulse width modulation, PWM), 펄스 주파수 변조(pulse frequency modulation, PFM), 일정한 온-타임 또는 오프-타임 제어(constant on-time or off-time control), 및 히스테리시스/슬라이딩-모드 제어(hysteretic/sliding-mode control) 등이 될 수 있다. 제어 회로(102) 및 신호 경로들(104 및 106)은 도 1의 종래의 LED 드라이버를 위한 단일 피드백 루프를 형성시킬 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 LED 드라이버들에 대한 두 가지 주된 변경은 속도 및 전류 공유가 될 수 있다.
빠른 스위칭 속도는 상기 LED 드라이버에서 요구된다. 왜냐하면, LED 밝기를 자주 조절할 필요가 있기 때문이다. 빠른 스위칭 속도는 펄스 폭 변조(PWM)을 이용하는 디밍 제어(dimming control)에 특히 유용하다. 왜냐하면, 상기 디밍 제어는 LED가 빛이나 노로드(no load)로부터 헤비로드(heavy load)로 혹은 그 반대로 빠르게 전환될 필요가 있기 때문이다. LED 드라이버의 속도는 작은 신호 성능에 의해 측정될 수 있다. 상기 부스트 변환기에서 고유의 우반평면(right-half-plane, RHP)으로 인해, 종래의 LED 드라이버의 속도는 대부분의 LED 장치가 무엇을 요구하는 지에 따라 제한될 수 있다.
전류 공유는 제조 과정에 의한 LED들의 파라미터 가변성(parameter variability)으로 인해 필요하다. LED의 멀티플 직렬-스트링이 병렬로 연결된 경우, LED의 포워드 전압(
Figure pct00001
)에서의 작은 실수는 전류 밝기에서 커다란 차이를 발생시킬 수 있다. 전류 공유는 다양한 방법으로 시도되어 왔다. 그 중 하나는 분리 전력 변환기(separate power converter)를 이용한 멀티플 LED 스트링 각각을 드라이브하는 것이다. 그러나, 이러한 방법은 높은 컴포넌트 계산, 높은 실행 비용, 및 큰 사이즈의 단점이 있을 수 있다.
다른 방법은 하나의 LED 스트링을 각각 드라이빙하는 전류 미러들을 사용하는 것이다. 상기 다른 방법의 예시는 2003년 3월 25일, Volk에 의해 발행된 미국 특허 6,538,39에서 볼 수 있다. 그러나, 이러한 전류 미러들을 사용하는 방법은 효율이 낮을 수 있다. 즉, LED들의 포워드 전압이 다른 경우, 병렬로 연결된 LED 스트링에 인가되는 전력 변환기의 출력 전압(
Figure pct00002
)은 가장 높은 콤바인 포워드 전압(combined forward voltage)(
Figure pct00003
)을 가진 LED 스트링보다 높아야 한다. 가장 높은 것보다 낮은 콤파인 포워드 전압을 가진 LED 스트링에는 전압 디퍼런스가 있으며, 상기 전압 디퍼런스는 상기 가장 낮은 콤바인 포워드 전압(
Figure pct00004
)을 가진 LED 스트링에서 나타나는 가장 높은 전압 디퍼런스를 이용하여, 각각의 전류 미러에 인가된다. 상기 전류 미러들에 의해 소멸되는 전력이 조명에 이용되지 못함에 따라, 전체 효율이 낮아진다. 이는 특히, LED 스트링간의 콤파인 포워드 전압의 디퍼런스가 큰 경우에 전체 효율이 더 낮아질 것이다.
또 다른 방법으로, 2003년 9월 9일, Bohn에 의해 발행된 미국 특허 6,618,031에서는 멀티플 LED 스트링 각각을 연달아 턴온하는 방법을 보여준다. 그러나, 상기의 또 다른 방법은 LED 드라이버에게 더 빠른 다이나믹 반응을 요구할 수 있으며, 전력 변환기 효율이 낮은 상태에서 전력 변환기가 딥 불연속 모드(deep discontinuous mode, DCM)으로 동작하도록 한다.
본 발명의 실시예들은 적어도 두 개의 분리되고, 상호 연결(interlock)되고, 연관된 피드백 루프(closed feedback loop)들을 포함하는 LED 드라이버를 포함한다. 하나의 피드백 루프는 상기 LED 스트링의 온/오프 타임들의 듀티 싸이클을 제어하고, 다른 피드백 루프는 상기 병렬로 연결된 LED 스트링들에 인가되는 DC 전압을 제공하는 스위칭 전력 변환기에서 전력 스위치의 온/오프 타임들의 듀티 싸이클을 제어한다.
각각의 기능을 수행하는 두 개의 피드백 루프에 의해, 본 발명의 실시예에 따른 LED 드라이버는 LED 밝기를 빠르게 제어할 수 있으며, 동시에, 전력 효율 및 비용 효율 방식으로 멀티플 LED 스트링간의 정확한 전류 공유를 달성시킬 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 특징 및 장점은 아래 명세서에 상술된 내용에 의해 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 실시예에 따른 도면, 상세한 설명 및 청구범위로부터 다양한 수정 및 변형을 진행함에 따라, 추가적으로 나타날 수 있다. 나아가, 설명된 실시예에 사용된 언어는 가독성(readability) 및 교육적인 목적(instructional purposes)을 위해 선택되었으며, 본 발명의 목적을 한정시키거나 기술하기 위해 선택된 것은 아니다.
도 1은 부스트 컨버터를 이용하는 종래의 LED 드라이버를 보여주는 도면.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 멀티플 피드백 루프를 이용하는 LED 드라이버를 보여주는 도면.
도 3은 본 발명의 제2 실시예에 따른 멀티플 피드백 루프를 이용하는 LED 드라이버를 보여주는 도면.
도 4는 본 발명의 제3 실시예에 따른 멀티플 피드백 루프를 이용하는 LED 드라이버를 보여주는 도면.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의해 사용되는 주파수 보상 네트워크의 일례를 보여주는 도면.
도 6은 도 3에 도시된 크기 비교기의 일례를 보여주는 도면.
도 7a는 도 4에 도시된 크기 비교기의 일례를 보여주는 도면.
도 7b는 도 4에 도시된 크기 비교기의 다른 일례를 보여주는 도면.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 이하 상술되는 설명, 구성 및 방법의 실시예들은 본 발명의 원리로부터 벗어나지 않게 다양하게 수정 및 변형될 수 있다. 첨부된 도면을 이용하여 본 발명의 몇몇의 실시예들을 설명할 것이다.
실시 가능한 유사한 또는 동일한 부재 번호들은 도면들에서 사용될 수 있고, 유사한 또는 동일한 기능을 지시할 수 있다. 그 도면들은 본 발명의 실시예들을 묘시하고, 이는 단지 설명의 목적들만을 위한 것이다. 이 기술분야에서 숙련된 기술자는 다음의 기술로부터 쉽게 다음을 파악할 수 있다. 즉, 기술자는 여기에서 설명되는 방법들 및 구조들의 대체적인 실시예들은 여기에서 기술되는 본 발명의 원리로부터 벗어나지 않는 한 구현될 수 있음을 파악할 수 있다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 멀티플 피드백 루프를 이용하는 LED 드라이버를 보여주는 도면이다. 상기 LED 드라이버는 전자 장치(electronic device)의 일부가 될 수 있다. 상기 LED 드라이버는 부스트-타입 DC-DC 전력 변환기(boost-type DC-DC power converter)(100), MOSFET 스위치 S2, 및 피드백 제어 회로(feedback control circuit)들(202, 204)로 구성된다. 비록 스위치 S2가 LED 스트링(110)에서 제1 LED의 양극(anode) 및 부스트 변환기(100) 간에 직렬로 연결되더라도, 스위치 S2는 LED 스트링(110)에 있는 마지막 LED의 음극(cathode) 및 그라운드(graound) 사이에서, 멀티플 LED들(110)의 스트링에 직렬로 연결된다. 부스트 변환기(100)는 일반적인 것으로, 인덕터(inductor) L, 다이오드(diode) D, 캐패시터(capacitor) C 및 MOSFET 스위치(switch) S1을 포함할 수 있다. 부스트 변환기(100)는 본 발명에서 설명의 간단함을 위해 생략된 다른 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 부스트 컨버터(100)의 구조 및 동작은 그것의 출력 전압 Vout이 듀티 사이클에서 얼마나 오래 턴 온 되는 지에 따라 결정된다는 점으로 잘 알려져 있다. 출력 전압 Vout는 LED들(110)에 흐르는 전류를 공급하기 위하여, LED들(110)에 인가된다. 스위치 S1는 다양한 제어 스킴 중 하나에 의해 제어될 것이다. 상기 다양한 제어 스킴은 펄스 폭 복조(PWM), 펄스 주파수 변조(PFM), 일정한 온-타임 또는 오프-타임 제어, 및 히스테리시스/슬라이딩-모드 제어 등이 될 수 있다. 부스트 변환기가 상기 전력 변환기(100)로 이용되더라도, 부스트, 벅-부스트(buck-boost), 플라이백(flyback) 등을 포함하여 다른 토폴로지를 이용하는 다른 타입들의 전력 변환기들은 부스트 전력 변환기(100) 대신에 사용될 수 있다.
피드백 제어 회로(202)는 연관된 피드백 루프의 일부를 형성하며, 증폭기 Amp1, 주파수 보상 네트워크 FreqComp1 및 비교기 Comp1을 포함한다. 피드백 제어 회로(204)는 다른 연관된 피드백 루프의 일부를 포함하며, 증폭기 Amp2, 주파수 보상 네트워크(frequency compensation network) FreqComp2 및 비교기 Comp2를 포함한다.
증폭기들 Amp1 및 Amp2는 전압-대-전압 연산 증폭기(voltage-to-voltage operational amplifier), 전압-대-전류 트랜스컨덕턴스 증폭기(voltage-to-current transconductance amplifier), 전류-대-전압 트랜스-레시스턴스 증폭기(current-to-voltage trans-resistance amplifier) 및 전류-대-전류 미러(current-to-current mirror) 등과 같이 다양한 타입의 증폭기가 될 수 있다. 증폭기들 Amp1 및 Amp2는 디지털 회로에서 실행될 수 있다. 주파수 보상 네트워크 FreqComp1, FreqComp2는 레시스터 및 캐패시터 네트워크로 구성되고, 인터그래이터(integrator)로서 수행한다.
증폭기 Amp1, Amp2의 증폭기 타입에 따라서, 주파수 보상 네트워크 FreqComp1, FreqComp2는 도 2에 도시된 바와 같이 증폭기 출력으로부터 입력으로 연결되거나, 증폭기 출력으로부터 AC(alternating current) 그라운드로 연결되거나, 및/또는 증폭기 출력으로부터 증폭기 Amp1, Amp2에 대한 입력 신호가 분배된 포트로 연결될 수 있다. 마찬가지로, 주파수 보상 네트워크 FreqComp1, FreqComp2는 디지털 회로에서 실행될 수 있다. 컴포넌트(210)는 저항성있고(resistive), 유도성을 가지며(inductive)(계기용 변류기(current transformers)), 기생적인(parasitic)(MOS RDS(ON) 및 인덕터 DC 레시스턴스) 감지와 같이 다양한 형태로 구현될 수 있는 전류 센서를 나타낸다. 그러나, MOS 게이트 드라이버와 같은 주변 회로들은 설명의 간단함을 위하여 도 2에서 생략하도록 한다.
도 2에 도시된 제1 실시예에서, 피드백 회로(feedback circuitry)는 두 개의 상호 연결되고 연관된 피드백 루프들 Loop1, Loop2를 포함한다. 제1 피드백 루프(Loop1)는 전류 센서(210), 증폭기 Amp1 및 비교기 Comp1를 구비한 피드백 제어 회로(202)로부터의 컴포넌트들을 포함한다. 제1 피드백 루프(Loop1)는 전류 센서(210)을 이용하여 LED들(110)에 흐르는 전류를 감지한다. 그리고, 제1 피드백 루프(Loop1)는 제어 신호(206)을 이용하여 스위치 S2의 듀티 싸이클을 제어하며, 이에 따라, 스위치 S2가 스위칭 싸이클에서 턴되었다가 오프되는 동안, LED들(110)에 흐르는 상기 감지된 전류에 적어도 일부 기초하여, 스위치 S2의 온-타임들 및/또는 오프-타임들을 각각 제어한다. 제2 피드백 루프(Loop2)는 전류 센서(210), 증폭기들 Amp1, Amp2 및 비교기 Comp2를 구비한 피드백 회로들(202, 204)로부터의 컴포넌트들을 포함한다. 제2 피드백 루프(Loop2)는 증폭기 Amp1의 출력 전압(
Figure pct00005
)을 감지한다. 그리고, 제2 피드백 루프(Loop2)는 제어 신호(208)을 이용하여 스위치 S1의 듀티 싸이클을 제어하며, 이에 따라, 스위치 S1이 스위칭 싸이클에서 턴 온되었다가 오프되는 동안, 증폭기 Amp1의 출력 전압(
Figure pct00006
)에 적어도 일부 기초하여, 스위치 S1의 온-타임들 및/또는 오프-타임들을 각각 제어한다. 이러한 두 개의 피드백 루프들(Loop1 및 Loop2)는 아래에서 설명되는 서로 다른 제어 목적들을 위하여, 서로 다른 주파수 도메인에서 동작한다.
제1 피드백 루프( Loop1 )의 동작
LED 스트링(110)을 통해 흐르는 LED 전류는 전류 센서(210)에 의해 감지되고, 증폭기 Amp1에 입력 신호로서 제공된다. 증폭기 Amp1에 대한 다른 입력 신호는 LED 밝기에 대응하여, 미리 선정된 레퍼런스 전류 신호(reference current signal) CurRef.이다. 상기 LED 전류 및 CurRef.간의 디퍼런스는 주파수 보상 네트워크 FreqComp1에 의한 주파수 보상을 이용하여, 증폭기 Amp1에 의해 증폭된다. 증폭기 A1 및 주파수 보상 네트워크 FreqComp1은 적용된 주파수 보상을 이용하여, 트랜스임피던스 에러 증폭기(transimpedance error amplifier)를 형성한다. 이후, 증폭기 Amp1의 출력(
Figure pct00007
)는 비교기 Comp1에 분배되고, 레퍼런스 램프 신호 Ramp1와 비교된다. 이때, 레퍼런스 램프 신호 Ramp1는 톱니(saw-tooth), 삼각(triangular) 또는 다른 타입의 파형을 이용하며, Comp1에서, 펄스 폭 변조(PWM) 신호(206)을 생성할 수 있는 주기적인 신호가 바람직하다. 스위치 S2는 PWM 신호(206)에 따라 턴 온되고 턴 오프된다. 추가적으로, PWM 신호(206)은 디지털 회로들에서 명확한 램프 신호(explicit ramp signal)없이도 생성될 수 있다. 레퍼런스 램프 신호 Ramp1를 고려하는 경우, PWM 신호(206)의 PWM 듀티 싸이클 D는 오직(solely) 증폭기 출력(
Figure pct00008
)의 DC 레벨에 의해 결정된다. LED 스트링(110)을 통해 흐르는 LED 전류(
Figure pct00009
)는 스위치 S2가 온인 경우에 흐른다고 가정한다.
LED 밝기에 대응하여, LED 스트링(110)을 통해 흐르는 전류의 평균 LED 전류(
Figure pct00010
)는
Figure pct00011
의 일부이고, 듀티 싸이클 D에 의해 아래의 수학식 1과 같이 할당될 수 있다.
[수학식 1]
Figure pct00012
만약, LED들의 밝기가 변경되면, 전류 레퍼런스 CurRef.는 조절될 수 있다. 이에 따라, 증폭기 출력 전압(
Figure pct00013
)의 레벨은 증폭기 Amp1 및 그에 따라 변경되는 스위치 S2의 PWM 듀티 싸이클에 의해 다시 결정될 것이다. 주파수 보상 네트워크 FreqComp1의 로-패스 특성으로 인해,
Figure pct00014
는 평균 LED 전류(
Figure pct00015
)가 레퍼런스 전류 코멘드(reference current command) CurRef.와 매치되고, 그에 따라 제어의 정확도가 달성될 때까지, 정상 상태를 유지하지 못할 수 있다. 게다가,
Figure pct00016
이 정상 상태를 유지하는 시간은 종래의 LED 드라이버에 비해 상당히 속도가 증가한 스위치 S2의 스위칭 주파수의 일부 싸이클처럼 짧아질 수 있다. 그러므로, 제1 피드백 루프(L1)은 LED 전류를 빠르게 제어할 수 있다.
제1 피드백 루프( Loop1 )의 동작
부스트 변환기(100)의 출력 전압 Vout는 일정치이상 바이어스되고, 이에 따라 스위치 S2가 온 되는 경우, LED 스트링(110)을 통해 상당한 전류 흐름이 발생할 수 있다. 반면, 다른 측의 LED 전류 및 전압 간의 지수적인 관계(exponential relation)로 인하여, 앞서 말한 LED의 포워드 전압보다 너무 높은 출력 전압 Vout를 가지는 것은 장치에 부하를 주기 때문에 바람직하지 않을 수 있다. 제2 피드백 루프(Loop2)는 상기 출력 전압 Vout의 최상의 바이어스을 위해 설계될 수 있다.
앞서 언급한 바와 같이, 증폭기 전압(
Figure pct00017
)은 스위치 S2의 듀티 싸이클을 결정한다. 또한, 제2 피드백 루프(Loop2)에서, 증폭기 출력 전압(
Figure pct00018
)은 증폭기 Amp2의 입력을 제공한다. 증폭기 Amp2의 다른 입력은 미리 선정된 레퍼런스 듀티 싸이클 값(DCRef.)이다.
Figure pct00019
및 DCRef.간의 디퍼런스는 주파수 보상 네트워크 FreqComp2DP에 의한 주파수 보상을 이용하여, 증폭기 Amp2에 의해 증폭된다. 증폭기 Amp2의 출력 전압(
Figure pct00020
)는 주기적인 다른 램프 신호 Ramp2와 비교되고, 스위치 S1의 온/오프 듀티 싸이클을 제어하기 위하여 PWM 제어 신호(208)을 생성한다. 만약,
Figure pct00021
또는 DCRef. 중 하나에서 변경이 있으면, 증폭기 Amp2는
Figure pct00022
를 조절하고, 이에 따라 스위치 S1의 듀티 싸이클은 다른 레벨에서 부스트 전력 변환기(100)의 출력 전압 Vout를 바이어스시킬 수 있다. Vout 상의 작은 변경은 증폭기 출력 전압(
Figure pct00023
)을 번갈아 바꾸는 다이오드 전류(
Figure pct00024
)상에 상당한 조정을 야기할 수 있다. 주파수 보상 네트워크(FreqComp2)는 증폭기 출력 전압(
Figure pct00025
)이 안정된 상태에서 DCRef.로 유지하는 것을 가능하게 하도록 설계된다. Loop1과 같이, Loop2의 컴포넌트는 디지털 회로에서 실행될 수 있다.
유지하는 시간의 관점에서, 제2 피드백 루프(Loop2)는 제1 피드백 루프(Loop1)보다 많은 컴포넌트를 포함할 수 있다. 이러한 컴포넌트는 부스트 변환기 전력 스테이지(100)에서의 컴포넌트가 해당되며, 루프 역학 반응(loop dynamic response )을 상당히 떨어뜨릴 수 있다. 그 결과, 제2 피드백 루프(Loop2)의 크로스오버 주파수는 제1 피드백 루프(Loop1)의 크로스오버 주파수보다 매우 낮아질 수 있다. 이러한 두 개의 피드백 루프는 Loop1을 이용한 빠른 로드 반응 및 L2를 이용한 시스템 안정성을 각각 만족시키기 위하여, 서로 다른 주파수 도메인에서 설계될 수 있다. 빠른 로드 반응(Loop1) 및 시스템 안정성(Loop2)을 이용하여, 각각의 피드백 루프에 의해 별도로 제공되는 두 개의 분리된 피드백 루프들을 제공하는 것은, 안정성-속도간의 트레이드오프(stability-speed tradeoff)를 위한 필요를 만족시킨다. 다시 말해서, 본 발명의 실시예에 따른 LED 장치는 종래의 LED 장치와는 다르게, 빠른 로드 반응 및 안정된 출력 바이어스를 달성시킬 수 있다.
최상의 출력 바이어싱은 스위치 S2에 의해 요구된 듀티 싸이클을 나타내는 DCRef.의 선택에 의해 결정된다. 루프 다이나믹(loop dynamic) 및 LED 디밍 범위(LED dimming range)의 관점으로 해석될 수 있다.
루프 다이나믹에 의해, 전력 변환기 출력 전압 Vout는 디밍 제어 요구의 속도로 변경되지 못할 수 있다. CurRef.가 매번 업데이트되면, 제1 피드백 루프(Loop1)는 스위치 S2의 듀티 싸이클 D을 다소 일정한 Vout 이하의 새로운 밝기 세팅으로 빠르게 조정한다. 그러므로, 스위치 S2의 듀티 싸이클 D는 LED 밝기에 비례한다.
스위치 S2의 듀티 싸이클 D를 위한 최대 값이 1(100%)일 때, (*즉석의*) DCRef.는 아래의 수학식 2에 의해 계산될 수 있다.
[수학식 2]
Figure pct00026
여기서, max(CurRef)는 최대로 가능한 CurRef.이고, 어플리케이션에 의해 결정된다.
만약, 듀티 싸이클 D는 CurRef./max(CurRef.) 보다 크고, 그 결과 CurRef.이 최대 레벨로 진행되면, 듀티 싸이클이 100%로 포화상태이기 때문에, LED들(110)을 통해 흐르는 전류는 새로운 명령에 응답하지 못할 수 있다. 그러나, 디밍 범위의 관점에 의하면, (전원이 꺼지기 전에) LED 밝기의 최대 및 최소간의 비(ratio)를 최대화하는 것이 바람직하다. 최소 밝기는 제한된 상승 하강 시간(finite rise and fall time)과 같이 실행 강제에 의해 제한되는 스위치 S2의 최소 듀티 싸이클에 대응한다. 그리고, 상기 LED들의 디밍 범위를 최대화하는 것은 스위치 S2의 듀티 싸이클에 대응될 수 있다. 수학식 2를 이용하여, 스위치 S2의 최적 듀티 싸이클(
Figure pct00027
)은 아래의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
Figure pct00028
상기 수학식 3에서의 값들은 연관된 피드백 루프(Loop1)를 과잉 공급하고, LED 디밍 범위의 낭비 및 장치의 과부하를 발생시킬 수 있다. 실제의 설계에서,
Figure pct00029
는 파라메터 변경(parameter variation) 및 제조 허용 오차(and manufacturing tolerance)를 위해, 수학식 3에서의 값 이하로 선택될 것이다.
다시 말해서, 본 발명의 실시예에 따른 상기 LED 드라이브 기법은 두 개의 분리되고, 상호 연동되는 피드백 루프, LED 전류에 대한 한 번의 제어, 전력 변환기의 출력 전압에 대한 다른 한 번의 제어를 통해 빠른 속도 및 강력한 안정성을 달성할 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 상기 LED 드라이브 기법은 최대 디밍 범위 및 최소 장치 부하를 실현하는 최적의 출력 바이어스 방식을 제공한다. LED 드라이버에 대한 스위치 S2의 추가는 컴포넌트의 수 및 비용에 대해 작은 증가이고, 필요하다면 스위치 S2는 LED의 전원을 완전히 종료시키는 데 사용될 수 있다. 상기 부스트 LED 드라이버는 LED 스트링(110)에 병렬로 연결된 스위치 S2 없이는 LED 스트링(100)을 완전히 턴오프시키지 못할 수 있다.
도 3은 본 발명의 제2 실시예에 따른 멀티플 피드백 루프를 이용하는 LED 드라이버를 보여주는 도면이다. 도 3에 도시된 실시예는 예컨대, 도 2에 도시된 예시에서 두 개의 LED 스트링들과 같이 멀티플 LED 스트링들을 제공할 수 있다. 도 3에 도시된 제2 실시예는 LED들의 추가적인 스트링(306), LED 스트링(306)에 병렬로 연결된 스위치 S3, 및 제3 피드백 제어 회로(304), 전류 센서(312) 및 자가-선택 크기 비교기(self-selective magnitude comparator)이 추가된 것을 제외하고, 도 2에 도시된 제1 실시예와 실질적으로 동일하다. LED 스트링(306)은 LED 스트링(110)과 병렬로 연결된다. 부스트 전력 변환기(100), 제1 피드백 제어 회로(202) 및 제3 피드백 제어 회로(204)는 도 2에 도시된 제1 실시예들에서 대응하는 것들과 실질적으로 동일하다. 부스트 전력 변환기(100)의 출력 전압 Vout는 LED 스트링(110 및 306) 각각에 인가된다. 또한, 두 개의 LED 스트링(110 및 306)은 제1 및 제3 피드백 제어 회로들(202 및 304) 각각을 통해 동일한 전류 레퍼런스 CurRef.를 공유할 수 있다. 그러므로, 두 개의 LED 스트링(110 및 306)은 동일한 밝기를 가지는 것으로 설계될 수 있다. 제3 피드백 제어 회로(304)는 증폭기 Amp3, 주파수 보상 네트워크 FreqComp3 및 비교기 Comp3를 포함한다.
도 3에 도시된 제2 실시예에서의 피드백 회로는 세 개의 상호 연결되고 연관된 피드백 루프들(Loop1, Loop2 및 Loop3)를 포함한다. 제1 피드백 루프(Loop1)는 전류 센서(210), 증폭기 Amp1, 주파수 보상 네트워크 FC1 및 비교기 Comp1를 구비한 피드백 루프 제어 회로(202)로부터의 컴포턴트들을 포함한다. 제1 피드백 루프(L1)는 전류 센서(210)을 이용하여, 다이오드(110)을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 제어 신호(206)을 이용해 스위치 S2의 듀티 싸이클을 제어한다. 제3 피드백 루프(L3)는 전류 센서(312), 증폭기 Amp3, 주파수 보상 네트워크 FreqComp3 및 비교기 Comp3을 구비한 피드백 제어 회로(304)로부터의 컴포턴트들을 포함한다. 제3 피드백 루프(L3)는 제1 피드백 루프(L1)와 유사하게, 전류 센서(312)를 이용하여, LED들(306)을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 제어 신호(316)을 이용해 스위치 S3의 듀티 싸이클을 제어한다.
제2 피드백 루프(Loop2)는 전류 센서(210, 312), 증폭기 Amp1, Amp2, Amp3, 비교기 Comp2 및 주파수 보상 네트워크 FreqComp1, FreqComp2, FreqComp3를 구비한 모든 3개의 피드백 회로(202, 304, 204)로부터의 컴포넌트들을 포함한다. 제2 피드백 루프(Loop2)는 증폭기 Amp1 및 Amp3의 출력을 감지하고, 제어 신호(208)을 이용하는 스위치 S1의 듀티 사이클을 제어한다. 스위치들 S2 및 S3의 듀티 싸이클이 제어 루프 포화(saturation)를 피하기 위해 상한(upper bound)에 의해 제한되어야 함에 따라, 스위치들 S2 및 S3를 위한 듀티 싸이클들 중 큰 것이 제2 피드백 루프(Loop2)에서의 레귤레이션을 위해 선택된다. 따라서, 자가-선택적 크기 비교기 (302)는 증폭기 Amp1 및 Amp3의 출력 전압들(
Figure pct00030
,
Figure pct00031
)을 각각의 입력 신호들(308, 310)로서 수신하고 비교한다. 그리고, 자가-선택적 크기 비교기(302)는 두 신호들(308, 310) 중에서 큰 신호를 선택하고, 상기 선택된 신호(314)를 출력 신호로서 출력한다. 출력 신호(314)는 예컨대, 증폭기 Amp1, Amp3의 더 큰 출력 전압들(
Figure pct00032
,
Figure pct00033
)이 될 수 있으며, 이는 증폭기 Amp2에 입력된다. 증폭기 Amp2에 대한 다른 입력은 미리 선정된 레퍼런스 듀티 싸이클 값인 DCRef.이다. 신호(314) 및 DCRef.간의 디퍼런스는 주파수 보상 네트워크 FreqComp2을 위한 적정한 주파수 보상을 이용하여, 증폭기 A2에 의해 증폭된다. 증폭기 Amp2의 출력 전압(
Figure pct00034
)는 주기적인 다른 램프 신호(Ramp2)와 비교되며, 도 2에 도시된 제1 실시예와 마찬가지로 스위치 S1의 온/오프 듀티 싸이클을 제어하기 위한 PWM 제어 신호(208)을 생성한다.
종래에서 평행 드라이브 접근법을 이용하는 LED 드라이버와 비교해보면, 도 3에 도시된 제2 실시예는 상당한 장점을 가질 수 있다. 첫째, 제2 실시예는 전력 컴포넌트나 LED 드라이버의 크기를 더 추가하지 않는다. 둘째, 제2 실시예는 부스트 변환기를 불연속 제어 모드(DCM) 또는 동작의 다른 특정 모드로 제한하지 않는다. 셋째, 제2 실시예의 제어 정확도는 LED 전류 및 연관된-루프 피드백 컨트롤에 대한 직접적인 측정에 의해, 제한된 정확도를 가진 오픈-루프 측정 및 장치 매칭에 좌우되는 종래의 전류 미러들이나 순차적인 조명 기법(sequential lighting approach)보다 보장될 수 있다. 마지막으로, 제2 실시예에서의 전원 효율은 종래의 전류 미러 기법보다 높다. 앞서 설명한 바와 같이, 전류 미러들 각각은 각각에 대응하는 LED 스트링 및 가장 높은 포워드 전압 강하를 가지는 LED 스트링 간의 포워드 전압 디퍼런스를 지원해야 하기 때문에, 전류 미러들은 낮은 효율을 가진다. 제2 실시예는 이러한 문제를 극복할 수 있다. 왜냐하면, 이러한 포워드 전압 디퍼런스는 각각의 피드백 제어 루프들(Loop1 및 Loop2)에 의해 LED 스트링들간의 듀티 싸이클 디퍼런스로 변환되기 때문이다. 스위칭 장치에 흐르는 온-상태 전압이 이론적으로 제로(zero)가 되면, 효율상의 이득이 상당량 높아질 수 있다. 특히, 이는 LED 스트링 전압의 미스매치(mismatch)가 큰 경우가 해당된다.
도 4는 본 발명의 제3 실시예에 의한 LED 드라이버를 보여주는 도면이다.
도 3에 도시된 제2 실시예에서의 병렬 장치 스킴은 레드-그린-블루(Red-Green-Blue, RGB) 3가지 컬러를 가진 장치 LED들로 확장될 수 있으며, 상기 컬러들 각각에 의해 서로 다른 밝기를 필요로 할 수 있다. 제3 실시예에서는 레드, 그린, 및 블루 컬러들 각각에 대응하는 3개의 LED 스트링들의 병렬 장치가 가능하다. 제3 실시예는 LED들의 추가적인 스트링(406), LED 스트링(406)에 직렬로 연결된 스위치 S4, 제4 피드백 제어 회로(404), 전류 센서(414) 및 자가-선택적 크기 비교기(402)가 추가된 것을 제외하고, 도 3에 도시된 제2 실시예와 실질적으로 동일하다. 부스트 전력 변환기(100), 제1 피드백 제어 회로(202), 제2 피드백 제어 회로(204) 및 제3 피드백 제어 회로(304)는 도 3에 도시된 제2 실시예와 실질적으로 동일하다. 부스트 전력 변환기(100)의 출력 전압 Vout는 LED 스트링(110, 306 및 406) 각각에 인가된다. 제2 실시예와는 다르게, 3개의 LED 스트링(110, 306 및 406)은 제1, 제3 및 제4 피드백 제어 회로(202, 304, 404)에 각각 인가되는 기 분리된 전류 레퍼런스(CRred, CRgreen 및 CRblue)을 가지며, 이러한 전류 레퍼런스 각각은 서로 다른 값을 가질 수 있다. 이에 따라, 각각의 색깔을 위한 서로 다른 밝기가 작동될 수 있다. 제4 피드백 제어 회로(404)는 증폭기 Amp4, 주파수 보상 네트워크 FreqComp4 및 비교기 Comp4를 포함한다
제3 실시예에서의 피드백 회로는 4개의 상호 연동하고, 연관된 피드백 루프들(Loop1, Loop2, Loop3 및 Loop4)을 포함한다. 제1 피드백 루프(Loop1)는 전류 센서(210), 증폭기 Amp1, 주파수 보상 네트워크 FreqComp1 및 비교기 Comp1를 구비한 피드백 제어 회로(202)로부터의 컴포넌트들을 포함한다.
제1 피드백 루프(Loop1)는 전류 센서(210)을 이용하여 LED들(110)에 흐르는 전류를 감지한다. 그리고, 제1 피드백 루프(Loop1)는 제어 신호(206)을 이용하여 스위치 S2의 듀티 싸이클을 제어한다. 제3 피드백 루프(L3)는 전류 센서(312), 증폭기 Amp3, 주파수 보상 네트워크 FreqComp3 및 비교기 Comp3을 구비한 피드백 제어 회로(304)로부터의 컴포턴트들을 포함한다. 제3 피드백 루프(L3)는 전류 센서(312)를 이용하여, LED들(306)을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 제1 피드백 루프(L1)과 유사하게, 제어 신호(316)을 통한 전류 레퍼런스(CRgreen)에 따라 스위치 S3의 듀티 싸이클을 제어한다. 제4 피드백 루프(Loop4)는 전류 센서(414), 증폭기 Amp4, 주파수 보상 네트워크 FreqComp4 및 비교기 Comp4를 구비한 피드백 제어 회로(404)로부터의 컴포넌트들을 포함한다. 제4 피드백 루프(Loop4)는 전류 센서(414)를 이용하여 LED들(406)을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 제1 및 제3 피드백 루프(Loop1 및 Loop3)와 유사하게, 전류 레퍼런스(CRblue)에 따라, 제어 신호(418)를 이용하여 스위치 S4의 듀티 싸이클을 제어한다.
제2 피드백 루프(Loop2)는 전류 센서(210, 312 및 414), 증폭기 Amp1, Amp2, Amp3 및 Amp4, 주파수 보상 네트워크 FreqComp1, FreqComp2, FreqComp3 및 FreqComp4 및 비교기 Comp2를 구비한 4개의 피드백 회로(202, 304, 404, 204)로부터의 컴포넌트들을 포함한다. 제2 피드백 루프(Loop2)는 증폭기 Amp1, Amp3 및 Amp4의 출력 전압을 감지하고, 제어 신호(208)을 이용하여 스위치 S1의 듀티 싸이클을 제어한다. 스위치들 S2, S3 및 S4의 듀티 싸이클은 제어 루프 포화를 피하기 위해 상한에 의해 제한되어야 함에 따라, 제2 피드백 루프(Loop2)에서의 레귤레이션을 위하여 스위치들 S1, S2, S3 및 S4에 대한 각각의 듀티 싸이클들 중 가장 큰 것이 선택된다. 그러므로, 자가-선택적 크기 비교기(402)는 증폭기 Amp1, Amp3 및 Amp4의 출력 전압들(
Figure pct00035
,
Figure pct00036
,
Figure pct00037
)을 각각의 입력 신호들(408, 410, 412)로서 수신하고, 뿐만 아니라 각각의 전류 레퍼런스들(CRred, CRgreen 및 CRblue)을 수신한다. 그리고, 자가-선택적 크기 비교기(402)는 3개의 신호(408, 410 및 412) 중 하나를 출력 신호(416)으로서 선택하며, 상기 선택된 신호는 전류 레퍼런스 신호들 각각에 대하여 듀티 싸이클의 비가 가장 큰 것과 연괸된 신호(예컨대, max (D/CurRef))가 될 수 있다. 상기의 선택 과정은 LED 스트링(110, 306 및 406)에서 전류 디퍼런스가 다르기 때문에, 간단할 수 있다. 출력 신호(416)는 증폭기 Amp2에 입력된다. 증폭기 Amp2에 대한 다른 입력은 미리 선정된 레퍼런스 듀티 싸이클 비인 D/CRef.이다. 신호(416) 및 D/CRef. 간의 디퍼런스는 주파수 보상 네트워크 FreqComp2를 위한 적정한 주파수 보상을 이용하여, 증폭기 A2에 의해 증폭된다. 증폭기 Amp2의 출력 전압(
Figure pct00038
)은 주기적인 다른 램프 신호(Ramp2)와 비교되며, 도 2 및 도 3에 도시된 제1/제2 실시예와 마찬가지로 스위치 S1의 온/오프 듀티 싸이클을 제어하기 위하여 PWM 제어 신호(208)을 생성한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의해 사용되는 주파수 보상 네트워크의 일례를 보여주는 도면이다. 도 2, 3 및 4에 도시된 실시예를 이용함에 따라, 주파수 보상 네트워크(500)는 증폭기(502)의 하나의 입력에 연결된 종단(510) 및 증폭기(502)의 출력에 연결된 다른 종단(512)를 이용하여, 증폭기(502)에 연결된 것을 보여준다. 예컨대, 주파수 보상 네트워크(500)는 도 2, 3 및 4에서 FreqComp1으로 나타낸 것이고, 증폭기(502)는 도 2, 3 및 4에서 Amp1로 나타낸 것일 수 있다. 도 5는 도 2, 3 및 4에 나타난 증폭기 결합인 다른 주파수 보상 네트워크-을 도시할 수 있다. 예컨대, 상기 증폭기 결합은 FreqComp2-Amp2 결합, FreqComp3-Amp3 결합, 및 FreqComp4-Amp4 결합이 해당될 수 있다. 주파수 보상 네트워크(500)는 캐패시터(506)에 직렬로 연결된 저항기(508) 및 저항기(508)에 병렬로 연결된 캐패시터(504)를 포함한다-즉, 캐패시터(506) 결합-. 주파수 보상 네트워크(500)는 DC 정확도 및 시스템 안정성을 허용하면서, 낮은 주파수들에서 증폭기(502)의 두 입력 간의 디퍼런스의 적분기(integrator)로서의 기능을 수행한다.
도 6은 도 3에 도시된 크기 비교기의 일례를 보여주는 도면이다.
상기 일례의 크기 비교기(302)는 다이오드 OR 회로(diode OR circuit)가 이용되었지만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 크기 비교기(302)는 서로 병렬로 연결된 다이오드들(602 및 604) 및 다이오드들(602 및 604)의 음극에 연결된 저항기(608)을 포함한다. 다이오드들(602 및 604)은 신호들(308, 310)을 수신하고, 저항기(608)에 흐르는 출력 전압(314)으로 임포즈(impose)되기 위한 가장 큰 전류를 가진 신호들(308, 310) 중 하나를 선택한다.
도 7a는 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 4에 도시된 크기 비교기의 일례를 보여주는 도면이다. 도 7a에 도시된 크기 비교기(700)는 도 4에 도시된 크기 비교기로서 사용될 수 있다. 크기 비교기(702)는 연관된 스위치 S2, S3, S4의 듀티싸이클을 나타내는 증폭기 Amp1, Amp3, Amp4의 출력 전압들(
Figure pct00039
,
Figure pct00040
,
Figure pct00041
)을 각각의 입력 신호 408, 410, 412로서 수신한다. 드라이버(702, 704, 706)는 레드, 그린, 블루에 대응하는 전류 레퍼런스에 대한 듀티 싸이클들의 비(D/CurRef)를 나타내는 신호들(708, 710, 712)을 생성하기 위하여, 레드, 그린, 블루를 위한 전류 레벨에 대응하는 각각의 신호들(408, 410, 412) =을 CRred, CRgreen, CRblue로 드라이빙한다. 비교기(714)는 신호들(708, 710, 712)을 비교하고, 상기 3 개의 신호들(708, 710, 712) 중 가장 큰 것을 출력 신호(416)으로서 선택한다. 예컨대, 상기 선택된 신호는 각각의 전류 레퍼런스 신호에 대한 듀티 싸이클들의 비가 가장 큰 것을 가진 신호(max(D/CurRef))가 될 수 있다. LED의 평균 전류가 밝기에 비례한다고 가정하면, 도 7A의 회로는 어느 LED 스트링(110, 306, 406)이 밝기 비에 대해 가장 높은 듀티 싸이클을 가졌는 지를 식별할 수 있다. 만약, 듀티 싸이클이 가장 높지만, 전류가 낮다면, 다른 제2 피드백 루프(Loop2)는 LED 드라이버(100)의 출력 전압을 재조정한다. 이에 따라, 각각의 LED 스트링(110, 306, 406)의 로컬 전류 루프(Loop1, Loop3, Loop4)는 과잉 공급하지 않는다.
도 7b는 도 4에 도시된 크기 비교기의 다른 일례를 보여주는 도면이고, 본 발명의 다른 실시예에 따라 디지털 도메인(digital domain)에 적용되었다. 또한, 도 7b의 크기 비교기(750)는 도 4에 도시된 크기 비교기(402)로 사용될 수 있다. 크기 비교기(750)는 앞서 말한 평균 LED 전류 및 LED 밝기 간의 선형적인 관계(linear relation)를 가정한다. 그러나, 몇몇의 단계에서는 상기 평균 LED 전류 및 LED 밝기간의 관계가 선형적이 아닐 수 있다. 크기 비교기(750)는 LED 전류 및 LED 밝기간의 매핑들을 저장하는 룩업테이블(look-up table, LUT)(756)을 이용하여, 상기 평균 LED 전류 및 LED 밝기간의 가능한 비-선형성을 수용한다. 이에 따라, 룩업테이블(756)에 저장된 매핑들은 선형이거나 혹은 아니여도 된다. 룩업 테이블(756)은 퍼런스 전류(CRred, CRgreen, 및 CRblue)를 수신하고, 크기 비교기(758)에 저장된 매핑들을 이용하여, 각각의 LED 스트링들(110, 306 및 406)을 위한 듀티 싸이클((DCred*, DCgreen* 및 DCblue*)을 선택하여 출력한다. 비교기(758)는 연관된 스위치 S2, S3, S4의 듀티 싸이클을 나타내는 증폭기(Amp1, Amp3 및 Amp4)의 출력 전압(VC1, VC3 및 VC4)를 각각의 입력 신호들(408, 410 및 412)로서 수신한다. 그리고, 비교기(758)는 실제로 가장 크게 원해진 듀티 싸이클(the largest actual-to-desired duty cycle ratio) (Max (DC / DC*))을 출력 신호(416)으로서 출력한다. 이는 도 7A에 도시된 드라이버들(702, 704 및 706) 및 비교기(714)의 결합과 유사할 수 있다. 제2 피드백 루프(Loop 2)의 남은 부분은 (i) 최대 DC/DC* 비가 로컬 포화를 막기 위하여, 몇몇의 설계 여백을 가진 개체(unity)(1)보다 이하이고, (ii) 상기 최대 DC/DC*는 개체보다 훨씬 아래이기 때문에, LED 디밍 비는 최대화될 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (21)

  1. 서로 직렬로 연결된 하나 이상의 LED들의 제1 LED 스트링을 드라이빙하기 위한 LED(light-emitting diode) 드라이버 시스템에 있어서,
    입력 DC(Direct Current) 전압을 수신하고, 상기 제1 LED 스트링에 인가되는 출력 DC 전압을 생성하는 스위칭 전력 변환기-상기 스위칭 전력 변환기는 제1 스위치에 의해 스위칭됨-;
    상기 제1 LED 스트링과 직렬로 연결된 제2 스위치;
    상기 제1 LED 스트링을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 상기 제1 LED 스트링을 통해 상기 감지된 전류 및 제1 전류 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제2 스위치의 온-타임(on-time)들 또는 오프-타임(off-time)들을 제어하는 제1 피드백 제어 루프; 및
    상기 제2 스위치의 상기 온-타임들 및 상기 오프-타임들의 듀티 싸이클 및 듀티 싸이클 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제1 스위치의 온-타임들 또는 오프-타임들을 제어하는 제2 피드백 제어 루프
    를 포함하는 LED 드라이버 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 피드백 제어 루프는
    상기 제1 LED 스트링과 커플링되고, 제1 감지 전류 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 LED 스트링을 통해 흐르는 전류를 감지하는 제1 전류 센서;
    상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스를 수신하고, 제1 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제1 증폭기;
    상기 제1 디퍼런스 신호 및 제1 램프 신호를 수신하고, 상기 제2 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제1 제어 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 디퍼런스 신호를 상기 제1 램프 신호와 비교하는 제1 비교기
    를 포함하는 LED 드라이버 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 램프 신호는 주기적인 신호인 LED 드라이버 시스템.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제1 LED 스트링에 있는 상기 적어도 하나의 LED의 밝기는 제1 전류 레퍼런스에 의해 조절되는 LED 드라이버 시스템.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 제2 피드백 제어 루프는
    제1 전류 센서;
    제1 증폭기;
    상기 제1 디퍼런스 신호 및 듀티 싸이클 레퍼런스를 수신하고, 제2 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 디퍼런스 신호 및 상기 듀티 싸이클 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제2 증폭기;
    상기 제2 디퍼런스 신호 및 제2 램프 신호를 수신하고, 상기 제1 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제2 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 디퍼런스 신호를 상기 제2 램프 신호와 비교하는 제2 비교기
    를 포함하는 LED 드라이버 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기의 상기 출력 DC 전압은 상기 듀티 싸이클 레퍼런스에 의해 조절되는 LED 드라이버 시스템.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 제1 피드백 제어 루프는
    상기 제1 증폭기에 커플링된 주파수 보상 네트워크를 더 포함하고,
    상기 제1 증폭기 및 상기 주파수 보상 네트워크는
    상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스의 디퍼런스를 증폭시키는 트랜스임피던스 에러 증폭기를 형성하는
    더 포함하는 LED 드라이버 시스템.
  8. 제1항에 있어서
    제2 LED 스트링에 직렬로 연결된 제3 스위치-상기 제2 LED 스트링은 상기 제1 LED 스트링에 병렬로 연결됨; 및
    상기 제2 LED 스트링을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 상기 제2 LED 스트링을 통해 상기 감지된 전류 및 제2 전류 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제3 스위치의 온-타임들 또는 오프-타임들을 제어하는 제3 피드백 제어 루프
    를 더 포함하는 LED 드라이버 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 전류 레퍼런스 및 상기 제2 전류 레퍼런스는 서로 동일한 LED 드라이버 시스템.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제1 LED 스트링 및 상기 제2 LED 스트링은 서로 다른 컬러에 대응하고,
    상기 제1 전류 레퍼런스 및 상기 제2 전류 레퍼런스는 서로 다른 LED 드라이버 시스템.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 제1 피드백 제어 루프는
    제1 LED 스트링에 커플링되고, 제1 감지 전류 신호를 생성하기 위하여 상기 제1 LED 스트링을 통해 흐르는 상기 전류를 감지하는 제1 전류 센서;
    상기 제1 감지 전류 센서 및 상기 제1 전류 레퍼런스를 수신하고, 제1 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여 상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제1 증폭기; 및
    제1 디퍼런스 신호 및 제1 램프 신호를 수신하고, 상기 제2 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제1 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제1 디퍼런스 신호를 상기 제1 램프 신호와 비교하는 제1 비교기
    를 포함하고,
    상기 제3 피드백 제어 루프는
    제2 LED 스트링에 커플링되고, 제2 감지 전류 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 LED 스트링을 통해 흐르는 상기 전류를 감지하는 제2 전류 센서;
    상기 제2 감지 전류 신호 및 상기 제2 전류 레퍼런스를 수신하고, 제2 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 감지 전류 신호 및 상기 제2 전류 레퍼런스 간의 디퍼런스를 증폭시키는 제2 증폭기; 및
    상기 제2 디퍼런스 신호 및 제2 램프 신호를 수신하고, 상기 제3 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제2 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 디퍼런스 신호를 상기 제2 램프 신호와 비교하는 제2 비교기
    를 포함하고,
    상기 제2 피드백 제어 루프는
    상기 제1 전류 센서;
    상기 제2 전류 센서;
    상기 제1 증폭기;
    상기 제2 증폭기;
    상기 제1 디퍼런스 신호 및 상기 제2 디퍼런스 신호 중에서 큰 신호 선택하는 크기 비교기(magnitude comparator);
    제3 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여 상기 크기 비교기의 출력 및 듀티 싸이클 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제3 증폭기; 및
    상기 제3 디퍼런스 신호 및 제3 램프 신호를 수신하고, 상기 제1 스위치의 상기 온-타임들 및 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제3 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제3 디퍼런스 신호를 상기 제3 램프 신호와 비교하는 제3 비교기
    를 포함하는 LED 드라이버 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 크기 비교기는
    상기 제1 전류 레퍼런스에 대한 상기 제1 디퍼런스 신호의 제1 듀티 싸이클의 제1 비(ratio)를, 상기 제2 전류 레퍼런스에 대한 상기 제2 디퍼런스 신호의 제2 듀티 싸이클의 제2 비와 비교하고, 상기 연관된 제1 비 및 상기 연관된 제2 비 중 큰 것을 가지고 상기 제1 디퍼런스 신호 또는 상기 제2 디퍼런스 신호 중 하나를 선택하는
    LED 드라이버 시스템.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 전력 변환기는 부스트 변환기(boost converter)인
    LED 드라이버 시스템.
  14. 제1항에 있어서,
    제2 LED 스트링에 직렬로 연결된 제3 스위치-상기 제2 LED스트링은 상기 제1 LED 스트링에 병렬로 연결됨-;
    상기 제2 LED 스트링을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 상기 제2 LED 스트링을 통해 상기 감지된 전류 및 제2 전류 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제3 스위치의 온-타임들 또는 오프-타임들을 제어하는 상기 제3 피드백 제어 루프;
    제3 LED 스트링에 직렬로 연결된 제4 스위치-상기 제3 LED 스트링은 상기 제1 및 제2 LED 스트링에 병렬로 연결됨-;
    상기 제3 LED 스트링에 흐르는 전류를 감지하고, 상기 제3 LED 스트링을 통해 감지된 전류 및 제3 전류 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제4 스위치의 온-타임들 또는 오프-타임들을 제어하는 제4 피드백 제어 루프
    를 포함하고,
    상기 제1 LED 스트링, 상기 제2 LED 스트링 및 상기 제3 LED 스트링은 레드, 그린, 및 블루 컬러들 각각에 대응하고,
    상기 제1 전류 레퍼런스, 상기 제2 전류 레퍼런스, 및 상기 제3 레퍼런스는 각각의 대응하는 상기 레드, 그린 및 블루 컬러들의 원하는 밝기로 인해 서로 다른 LED 드라이버 시스템.
  15. 서로 직렬로 연결된 하나 이상의 LED들로 구성된 제1 LED 스트링;
    입력 DC(Direct Current) 전압을 수신하고, 상기 제1 LED 스트링에 인가되는 출력 DC 전압을 생성하는 스위칭 전력 변환기-상기 스위칭 전력 변환기는 제1 스위치에 의해 스위칭됨-;
    상기 제1 LED 스트링과 직렬로 연결된 제2 스위치;
    상기 제1 LED 스트링을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 상기 제1 LED 스트링을 통해 상기 감지된 전류 및 제1 전류 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제2 스위치의 온-타임(on-time)들 또는 오프-타임(off-time)들을 제어하는 제1 피드백 제어 루프; 및
    상기 제2 스위치의 상기 온-타임들 및 상기 오프-타임들의 듀티 싸이클 및 듀티 싸이클 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제1 스위치의 온-타임들 또는 오프-타임들을 제어하는 제2 피드백 제어 루프
    를 포함하는 전자 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제1 피드백 제어 루프는상기 제1 LED 스트링과 커플링되고, 제1 감지 전류 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 LED 스트링을 통해 흐르는 전류를 감지하는 제1 전류 센서;
    상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스를 수신하고, 제1 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제1 증폭기;
    상기 제1 디퍼런스 신호 및 제1 램프 신호를 수신하고, 상기 제2 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제1 제어 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 디퍼런스 신호를 상기 제1 램프 신호와 비교하는 제1 비교기
    를 포함하는 전자 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제2 피드백 제어 루프는
    제1 전류 센서;
    제1 증폭기;
    상기 제1 디퍼런스 신호 및 듀티 싸이클 레퍼런스를 수신하고, 제2 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여, 상기 제1 디퍼런스 신호 및 상기 듀티 싸이클 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제2 증폭기;
    상기 제2 디퍼런스 신호 및 제2 램프 신호를 수신하고, 상기 제1 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제2 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 디퍼런스 신호를 상기 제2 램프 신호와 비교하는 제2 비교기
    를 포함하는 전자 장치.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 제1 피드백 제어 루프는
    상기 제1 증폭기에 커플링된 주파수 보상 네트워크(frequency compensation network)를 더 포함하고,
    상기 제1 증폭기 및 상기 주파수 보상 네트워크는
    상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스 간의 디퍼런스를 증폭시키는 트랜스임피던스 에러 증폭기(transimpedance error amplifier)를 형성하는
    더 포함하는 전자 장치.
  19. 제15항에 있어서
    제2 LED 스트링에 직렬로 연결된 제3 스위치-상기 제2 LED 스트링은 상기 제1 LED 스트링에 병렬로 연결됨-; 및
    상기 제2 LED 스트링을 통해 흐르는 전류를 감지하고, 상기 제2 LED 스트링을 통해 상기 감지된 전류 및 제2 전류 레퍼런스에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제3 스위치의 온-타임들 또는 오프-타임들을 제어하는 제3 피드백 제어 루프
    를 더 포함하는 전자 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제1 피드백 제어 루프는
    제1 LED 스트링에 커플링되고, 제1 감지 전류 신호를 생성하기 위하여 상기 제1 LED 스트링을 통해 흐르는 상기 전류를 감지하는 제1 전류 센서;
    상기 제1 감지 전류 센서 및 상기 제1 전류 레퍼런스를 수신하고, 제1 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여 상기 제1 감지 전류 신호 및 상기 제1 전류 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제1 증폭기; 및
    제1 디퍼런스 신호 및 제1 램프 신호를 수신하고, 상기 제2 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제1 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제1 디퍼런스 신호를 상기 제1 램프 신호와 비교하는 제1 비교기
    를 포함하고,
    상기 제3 피드백 제어 루프는
    제2 LED 스트링에 커플링되고, 제2 감지 전류 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 LED 스트링을 통해 흐르는 상기 전류를 감지하는 제2 전류 센서;
    상기 제2 감지 전류 신호 및 상기 제2 전류 레퍼런스를 수신하고, 제2 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 감지 전류 신호 및 상기 제2 전류 레퍼런스 간의 디퍼런스를 증폭시키는 제2 증폭기; 및
    상기 제2 디퍼런스 신호 및 제2 램프 신호를 수신하고, 상기 제3 스위치의 상기 온-타임들 또는 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제2 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제2 디퍼런스 신호를 상기 제2 램프 신호와 비교하는 제2 비교기
    를 포함하고,
    상기 제2 피드백 제어 루프는
    상기 제1 전류 센서;
    상기 제2 전류 센서;
    상기 제1 증폭기;
    상기 제2 증폭기;
    상기 제1 디퍼런스 신호 및 상기 제2 디퍼런스 신호 중에서 가장 큰 신호 선택하는 크기 비교기(magnitude comparator);
    제3 디퍼런스 신호를 생성하기 위하여 상기 크기 비교기의 출력 및 듀티 싸이클 레퍼런스간의 디퍼런스를 증폭시키는 제3 증폭기; 및
    상기 제3 디퍼런스 신호 및 제3 램프 신호를 수신하고, 상기 제1 스위치의 상기 온-타임들 및 상기 오프-타임들을 제어하기 위한 제3 제어 신호를 생성하기 위하여 상기 제3 디퍼런스 신호를 상기 제3 램프 신호와 비교하는 제3 비교기
    를 포함하는 전자 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 크기 비교기는
    상기 제1 전류 레퍼런스에 대한 상기 제1 디퍼런스 신호의 제1 듀티 싸이클의 제1 비를, 상기 제2 전류 레퍼런스에 대한 상기 제2 디퍼런스 신호의 제2 듀티 싸이클의 제2 비와 비교하고, 상기 연관된 제1 비 및 상기 연관된 제2 비 중 큰 것을 기초로, 상기 제1 디퍼런스 신호 또는 상기 제2 디퍼런스 신호 중 하나를 선택하는
    전자 장치.
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