KR20100134650A - 교류를 조절된 직류 전류 출력으로 변환하기 위한 친환경 전원공급장치 - Google Patents

교류를 조절된 직류 전류 출력으로 변환하기 위한 친환경 전원공급장치 Download PDF

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파스칼 레벤스
로니 반 로이즈
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테크티움 엘티디.
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Abstract

AC를 조절된 DC 출력 전류로 변환하기 위한 전원공급장치는, 2개의 직력 스위치 모드 전원공급유닛을 이용하며, 제1 전원공급유닛은 중간의 리플 특성을 가지는 중간 DC 출력 전압을 제공하고, 이 출력은 제2 전원공급유닛으로 제공되며, 제2 전원공급유닛은 DC/DC 컨버터로서 동작하여 낮은 리플과 양호한 레귤레이션을 가진 원하는 출력을 제공한다. 다이오드 정류기 조립체는 저장/평활 커패시터를 가지지 않고, 또는 종래의 전원공급장치에 비해 매우 작은 하나의 커패시턴스를 가진다. 대용량의 정류기 출력 리플은 두개의 전원공급유닛을 사용하여 극복되는데, 적어도 하나는 그 출력단에 평활 커패시터를 가진다. 이 커패시터에 저장된 대부분의 에너지는 AC 반 사이클 마다 이용된다. 이와 같은 전원공급장치는 향상된 지속 시간을 제공한다. 전원공급장치는 또한 이중 버스트 구성을 사용함으로써 낮은 대기 전력 소모를 가지도록 구성된다.

Description

교류를 조절된 직류 전류 출력으로 변환하기 위한 친환경 전원공급장치{ENVIRONMENTALLY FRIENDLY POWER SUPPLY FOR CONVERTING AC TO A REGULATED DC OUTPUT CURRENT}
본 발명은 전원공급장치에 관한 것으로, 특히 벽-플러그 AC 어댑터에 관한 것으로, 고효율이면서 대기 전력 소모가 낮은 벽-플러그를 제공하는 것에 관한 것이다.
모바일 전화, 랩탑 컴퓨터 등과 같은 이동식 전자 장치에 전원을 공급하고, 또는 배터리를 충전하는데 사용되는 충전기(chargers)나 어댑터(adaptor) 또는 트레블 컨버터(travel converter)로 대중에게 알려진 AC 메인에 의해 전원공급된 DC 전원공급장치가 통상적인 전원공급장치로 많이 사용된다. "고효율" 타입의 이런 전원공급장치는 일반적으로 저장소(reservoir)로 출력과 평활(smoothing)의 목적으로 사용되는 커패시터와 함께 정류기 브리지를 사용하는데, 스위치 모드 타입의 DC/DC 컨버터, 통상적으로는 펄스폭변조(PWM) 전원공급장치로 피딩하며, 또한 커패시터는 그 출력이 평활되어 조절된(regulated), 낮은 전압 DC 출력을 생성한다. 이런 전원공급장치의 효율은 이전 이용되는 선형 조절 전원공급장치에 비해 높지만, 최근 효율을 더 증가시키기 위해 환경을 고려한 경향이 있어 왔고, 특히 이들이 메인 공급기에 연결되어 있을 때 전류를 부하에 전달하지 않고 유닛의 대기 소모를 감소시키는 것이 고려되고 있다.
또한 종래 전원공급장치에 비해 벽-플러그 효율을 향상시키며 대기 전력 소모를 감소할 수 있는 전원공급장치에 대한 요구가 있다.
본 명세서의 본 섹션 그리고 본 명세서의 다른 섹션에서 언급되는 각각의 공보는 그 전문이 참조로서 본 명세서에 포함된다.
본 발명은 AC 공급을 원하는 조절된 DC 출력 전류로 변환하기 위한 신규의 전원공급장치를 제공하는 것을 목적으로 한다. 전원공급장치는 두개의 전원공급유닛을 직렬로 이용하는데, 첫번째는 AC/DC 컨버터로서, AC 메인 입력을 받아 중간 정도 또는 약한 정도의 리플 특성을 지닌 중간 DC 출력 전압을 제공하며, 이 출력은 두번째의 전원공급유닛으로 입력되며, 두번째 전원공급유닛은 DC/DC 컨버터로 동작하여 낮은 리플 특성과 양호한 레귤레이션을 가진 원하는 출력을 제공한다. 용어 "리플(ripple)"은 본 출원서 및 청구항에서 AC 메인 공급기의 영점 교차점(cross-over point)으로부터 발생되는 출력에서의 전압 강하(voltage drops)로 언급될 수도 있으며, 입력 전압이 어떤 기간에서 제로 전압 위치를 교차하면 전류는 통상적으로 이 기간 동안 저장 커패시터와 같은 대체 소스(alternative source)로부터 공급된다. 다이오드 정류 브리지 또는 다른 정류 조립 배열체는 이런 타입의 종래의 전원공급장치에서의 것과 상이한데, 그 출력단에 저장/평활(reservoir / smoothing) 커패시터의 연결없이 효율적으로 사용하는 점에서 상이하다. 커패시터가 정류 출력단에 사용되면, 그런 종래의 전원공급장치의 값보다 상당히 작은 값의 것이 사용되며, 평활기능보다는 통상적으로 입력 RFI 필터의 일부로서 기능한다. 그러나, 정류기 조립체 출력단에서의 필수인 저장/평활 커패시턴스의 부재는 큰 리플을 가진 정류 출력 전류로 결과된다. 이런 큰 출력 리플은 본 발명의 전원공급장치에서 두개의 직렬 전원공급유닛의 사용에 의해 극복되며, 이런 정류 출력 리플을 감소하기 위한 설계된 어떤 평활기능이라도 첫번째 전원공급유닛의 출력단에서 커패시터를 사용하는 것에 의해 달성된다. 첫번째 전원공급유닛의 출력단에서 상기 커패시터는 회로에서 저장/평활 기능을 충족한다. 평활기능은 AC 전압이 정격출력전압을 제공하는데 요구되는 것보다 아래로 떨어졌을 때 부하에 전류를 연속으로 공급하기 위해 AC/DC 컨버젼 전원공급장치에서 필수적이다. 전원공급유닛은 스위치 모드의 전원공급기일 수도 있으며, 이들은 효율이 좋고, 쉽게 제어되며, 본 출원서에서 설명되는 회로 구조는 어떤 종류의 전원공급유닛 또는 전압 컨버터를 사용해서 통상적으로 적용될 수 있는 것으로 이해되어야 한다. 본 출원서 및 청구항에 용어 컨버터가 사용되는데, 이 용어는 AC/DC 또는 DC/DC이든, 전압 변환, 전원공급장치를 의미한다.
두개의 직렬 전원공급모듈의 사용은 첫번째 전원공급모듈을 최소 레벨의 조절(regulation)하고, 비교적 높은 레벨의 리플을 가진 출력을 가지도록 사용하고, 반면 원하는 조절 레벨과 낮은 리플은 두번째의 전원공급모듈의 출력에서 획득된다. 이 조합은 정류 조립체의 출력단 또는 제1 스위치 모드 전원공급모듈의 출력단에서, 전원공급장치에 사용된 어떤 저장 커패시터라도 종래기술의 전원공급장치에서의 값보다 실질적으로 작은 값으로 되는 것을 가능하게 하며, 따라서 공간을 절약하고 효율이 향상된다. 이들 두개의 장소에 맞는 그런 커패시턴스는 본 발명의 특징인 두개의 특성을 가진다. 첫번째로, 낮은 리플 레벨을 유지하고 그들의 저장된 에너지 모든 사이클 또는 반 사이클의 일부분만을 방출하는 것이 허용되는 종래의 저장/평활 커패시터와 달리, 본 발명의 전원공급장치의 커패시터 또는 커패시터들은 이들에 저장된 대부분의 에너지가 AC 사이클 또는 반 사이클마다 이용되는 것을 허용한다. 두번째로, 이들이 최상위로 되는 AC 사이클의 일부분 동안만 메인으로부터 전류를 인출하는 종래의 소용량의 전원공급장치에 이용된 종래의 저장/평활 커패시터와 달리, 본 발명의 전원공급장치의 커패시터 또는 커패시터들은 AC 사이클의 대부분 동안 전류를 인출한다. 비록 출력 전압에 대응하여(in step) 전체 AC 사이클 또는 반 사이클 동안 저장/평활 커패시터가 메인으로부터 전류를 강제로 인출하도록 하는 액티브 업 컨버터 제어를 사용하는 파워 팩터 수정 회로(power factor correction circuits)가 존재하긴 하지만, 본 발명의 커패시터와 달리, 이런 회로는 대용량의 종래 저장/평활 커패시터로 동작하고, 이들은 사이클 또는 반사이클 마다 그들의 저장된 에너지의 대부분을 방출하지는 않는다. 전형적인 종래의 전원공급장치는 하기하는 바와 같이 저장 커패시터 에너지의 약 30%를 사용할 수 있지만, 본 출원서에 설명되는 전원공급장치의 구성은 저장 커패시터 에너지의 80% 이상을 통상적으로 사용한다.
본 출원서에 설명된 전원공급장치에서의 저장 커패시터의 사용을 위해 언급되는 구성은 최소의 용량을 가지는 정류 출력에 유리한 배열이며, RFI 입력 필터, 첫번째 스위치 모드 전원공급모듈의 출력단에서의 커패시터에 사용된다 하더라도, 전원공급장치의 메인 저장/평활 커패시터로서 기능한다.
본 발명에 따른 각종 전원공급장치의 다른 이점은 첫번째 스위치 모드 전원공급장치가 정격 출력보다 높은 중간 전압을 출력한다는 점이다. 결과적으로, 첫번째 스위치 모드 전원공급장치에 의해 공급되는 전류는 하나의 스위치 모드 전원공급장치를 사용하는 것보다 작으며, 따라서 메인 저장/평활 커패시터를 통한 리플 전류와 하기하는 바와 같이 중간 전류 흐르는 직렬 구성요소로부터의 손실 모두에 있어서, 비교적 높은 누출 전류를 가지는 높은 값의 알루미늄 커패시터를 사용하지 않아도 되므로 저항성 소멸 손실(resistive dissipation losses)이 감소된다. 두번째 스위치 모드 전원공급장치로서 낮은 입력/출력 정격 전압을 가진 DC/DC 컨버터의 사용은 이 두번째 전원공급장치가 고효율을 가지게 하며, 전체 전원공급장치의 효율이 높아진다.
두개의 직렬 전원공급모듈에서, 첫번째 모듈은 두번째 전원공급모듈의 출력단에서 장치에 의해 요구되는 것보다 높은 중간 전압을 출력하게 하도록 사용하는 것은, 본 출원서에 기재된 전원공급장치의 더 유용한 구성, 즉 두개의 전원공급장치가 물리적으로 분리된 구성을 가능하게 한다. 이 구성은 다음의 이점을 가진다. 첫번째 전원공급모듈은 AC 벽 소켓으로 삽입되는 플러그에 병합될 수 있고, 반면 두번째 전원공급모듈은 전원이 공급될 부하 또는 장치속으로 플러깅되는 것일 수 있다. 종래 기술의 AC/DC 벽 충전기 전원공급장치에서, 모든 회로는 벽 소켓으로 삽입되는 플러그에 병합되고, 출력 전원을 부하 장치로 운반하는 와이어는 부하 장치가 요구하는 전체 정격 전류를 운반한다. 이런 전원공급장치 구성에 따르면, 와이어는 벽 소켓에서의 첫번째 전원공급모듈을 부하 장치로 플러깅된 두번째 전원공급모듈에 연결하는데, 두 모듈 사이의 높은 전압으로 인해, 와이어는 종래 기술의 설계에서와 같이 동일한 레벨의 전류를 운반할 필요가 없다. 그러므로 이 와이어는, 저항성 소모로 인해 에너지가 손실되는 종래 기술 설계의 것보다 얇은 단면(cross section)을 가질 수 있다. 또한, 와이어는 종래보다 좋은 가요성을 가지므로, 벽 플러그 유닛에 병합된 릴(reel)에 권취될 수 있다. 또한 장치에 대해 최종 조절된 전압은 두번째 스위치 모드 전원공급모듈의 버퍼링 동작을 통해 공급되기 때문에, 얇은 연결 와이어에서의 추가적인 전압 강하가, 종래의 연결 코드에서보다 크다고 할지라도, 장치에 대한 출력 전압의 레벨에 영향을 주지 않는다.
전술한 신규의 전원공급 구조의 다른 이점은, 이중 버스트 구성(double burst configuration)을 사용하여, 전원공급장치가 매우 낮은 대기 전력 소모를 가지도록 구성될 수 있다는 점이다. 이 구성에 따르면, 각각의 스위치 모드 전원공급장치의 출력에 걸리는 전압은 모니터링되고 - 바람직하게는 전압 레벨이 미리결정된 각각의 전압 레벨 위로 상승하면 출력 노드의 부재를 알리는 저 전압 검출 구성요소에 의함 - , 전원공급장치는 모두 완전 셧 다운되며, 그에 따라 구성요소 누출에 의해 기인되는 전원공급장치의 전력 소모가 감소된다. 두개 구성요소의 전원공급장치는, 모니터링된 전압이 각각의 전원공급장치의 두번째 미리결정된 값의 아래로 강하되는 것에 의해 부하 전류 요구(demand)가 통지될 때 복귀(awake) 된다. 부하가 없고, 전압 검출기가 전류 누출로 인한 스위치-온 임계값에 도달하지 않으면, 전원공급장치는 출력 전압을 상위 컷오프 레벨(upper cut-off level)로 상승시키는 전류 버스트를 공급하고, 이는 전원공급장치를 다시 셧 다운시킨다. 이들 버스트의 기간은 매우 짧고, 전체 소모는 매우 낮다.
또한, 이하에 상세히 설명하겠지만, 구성 및 회로 구조로 인해, 본 명세서에 설명되는 전원공급장치의 파워 팩터는 종래의 기술보다 양호한 단일 스테이지, AC/DC 전원공급장치로 만들어질 수 있다. 이와 같이 모바일 전자 장치에 전원을 공급하는 소형 AC/DC 전원공급장치는 파워 팩터 수정 회로를 사용하지 않는 것이 일반적이다. 본 발명의 전원공급장치의 파워 팩터의 개선은 추가적인 액티브 파워 팩터 수정 회로의 병합 없이 달성된다. 이러한 파워 팩터 개선은 리소스들의 보존(conservation)에도 기여한다.
다른 바람직한 스위치 모드 전원공급장치에 있어서, 컨버터 입력으로의 피드백되는 제어는, 가정용 전원공급장치에 사용되는 비교적 크고 고가인 구성요소인 광결합기(optocoupler)를 사용할 필요가 없다. 본 출원서에서는 슬립 모드에 있는 전원공급장치를 깨워야 할 때 스위치 모드 공급장치를 시작하기 위해, 출력 커패시터 상의 전압으로부터 스위치 모드 전원공급장치 제어로 되돌아가는 피드백을 제공하도록 펄스 폭 변조 공급장치의 메인 변압기(transformer)로 사용된다. 스위치 모드 공급장치가 그 슬립 모드에 있는 동안, 고주파수 변압기가 사용되지 않고, 따라서 이 기능을 수행하는데 있어 자유롭다.
배터리 구동 장치가 아닌 중요 장치에 전원을 공급하는데 사용되는 전원공급장치는 단기간의 메인 공급기 드롭아웃(drop out) 동안 장치가 계속 동작시키는 상당한 지속(hold up) 시간을 가져야만 한다는 요구가 증가되고 있다. 본 명세서에 개시된 일례의 전원공급장치는 긴 지속 시간을 갖고 사용되도록 적응되며, 종래 기술의 전원공급장치에 비해 장점을 가진다. 메인 에너지 저장 커패시터는 제1 컨버터의 출력단에 위치되고, 이들은 동일한 공칭(nominal) DC 전압, 즉 제1 컨버터의 출력 전압으로 항상 충전되는데, AC 공급 입력 전압에서의 충전과는 독립적이어서 커패시터는 메인 동작 조건과 무관하게 지속 시간을 유지하는데 필요한 정확한 양의 에너지를 제공하도록 선택될 수 있다. 따라서 메인 공급기가 완전히 드롭-오프하기 전에 그 최소값까지 내려가더라도, 이들 전원공급장치의 저장 커패시터는 동일한 전압 레벨, 즉 제1 컨버터 정격 출력 전압으로 충전될 수 있다. 제1 컨버터의 효과는 저장 커패시터를 A/C 메인 전원공급장치의 안정성과 무관하게 하고, 따라서 이들 전원공급장치는 종래의 공급기에 비해 엄격하지 않은 커패시터 요건을 가진 지속 시간을 획득하도록 해준다.
본 발명의 예시적인 구현에 따르면, AC 공급을 DC 출력으로 변환하는 전원공급장치에 있어서,
(i) 상기 AC 공급과 연결되어 정류된 전류를 제공하는 정류기 조립체;
(ii) 상기 정류된 전류를 입력받아 제1 DC 출력전류를 제공하는 제1 변환기;
(iii) 상기 제1 DC 출력전류를 입력받아 제2 DC 출력전류를 제공하는 제2 변환기; 및
(iv) 상기 제1 변환기의 출력에 배치되어 상기 입력된 AC 공급의 영점교차(zero-crossing) 동안 상기 제1 DC 출력전류의 전압강하를 감소시키는 적어도 하나의 캐패시터를 포함하고,
적어도 하나의 캐패시터의 정전용량은 상기 캐패시터에 저장된 에너지의 주요 부분으로서 상기 AC 공급의 모든 반 주기(every half cycle) 동안 방전되는 전원공급장치가 제공된다.
이 전원공급장치에서 제1 변환기는 적어도 상기 AC 공급의 각 반주기의 주요 부분 동안 상기 정류된 출력전류를 입력한다. 또한, 제1 변환기로 입력되는 정류된 전류는, 입력된 AC 공급의 영점교차 동안 그 피크 전압의 상당 부분에서 전압강하를 가진다. 이 전압 강하는 피크 레벨에서 50% 정도이다.
이와 같은 전원공급장치에서, 제1 변환기는, 상기 제2 변환기의 출력전압보다 높은 출력전압을 유리하게 제공한다. 이 출력 전압은 제2 변환기의 출력전압보다 적어도 1/3배 높은 출력전압을 제공한다. 이들 경우 모두에서, 제1 변환기에서 감소된 절류가 흘러 그 내부에서 전력 소모가 감소된다.
전원공급장치에서 제2 변환기는, 충분히 작은 입출력전압비(output to input voltage ratio)로 동작하여, 제2 변환기는 정류된 출력전류가 상기 제2 변환기로 직접 입력되어 얻어지는 것보다 실질적으로 높은 효율을 가진다.
본 발명의 예시적인 전원공급장치에 따르면, 적어도 하나의 커패시터는, 전원공급장치가 그 정격 레벨에서 DC 출력 전압을 제공할 때, 제1 DC 출력 전류가 입력 AC 공급의 영점 교차 동안 제1 컨버터의 출력 전압의 적어도 25%의 전압 강하를 가지도록 값을 가진다. 대안적으로, 적어도 하나의 커패시터는, 전원공급장치가 그 정격 레벨에서 DC 출력 전압을 제공할 때, 제1 DC 출력 전류가 입력 AC 공급의 영점 교차 동안 제1 컨버터의 출력 전압의 적어도 50%의 전압 강하를 가지도록 값을 가진다.
또한, 전술한 전원공급기 중 어느 하나에서, 전원공급장치의 스위치-온(switch-on) 동안 상기 제1 변환기의 정류된 전류에 기인한 상기 입력은, 돌입전류(inrush current)를 충분히 감소시켜 전원공급장치로 하여금 돌입전류보호(inrush current protection)의 필요성이 없어진다. 또한, AC 공급의 각 주기의 주요 부분을 초과하여 상기 제1 변환기에 의한 정류된 출력전류의 이용은, 전원공급장치의 전력 인자(power factor)의 증가를 유발한다.
다른 예시적인 실시예는 전술한 전원공급기를 포함하고, 정류기 조립체 및 상기 제1 변환기는, 제2 변환기로부터 물리적으로 분리된 모듈 내에 배치되어 상기 제2 변환기와 플렉시블 접속 코드(flexible connection cord)에 의해 연결된다. 이런 전원공급장치에서, 모듈은, 적어도 하나의 캐패시터를 더 포함한다. 모듈은, 월 소켓(wall socket)으로부터 AC 전원(AC power)를 수신하는 월 플러그(wall plug)의 한 부분이며, 제2 변환기는 전원공급장치의 부하소자(load device)로의 연결을 위한 플러그의 한 부분이고 또는 모바일 전자 장치에 배치될 수도 있다. 전원공급장치는 접속 코드가 사용되지 않을 때 보관되는 입출가능 릴(retractable reel)을 더 포함할 수도 있다.
다른 예시적인 실시예는,
(i)순차적으로 접속된 적어도 제1 및 제2 변환기들;
(ii)상기 제1 변환기의 출력쪽으로 접속된 적어도 하나의 제1 캐패시터;
(iii)상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압을 모니터링하여, 상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압이 제1 설정된 레벨(predetermined level)을 초과하면 상기 제1 변환기를 슬립모드로 진입시키고, 상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압이 제2 설정된 레벨 아래로 떨어지면 상기 제1 변환기를 슬립모드로부터 복귀시키는 전압 검출부;
(iv)상기 제2 변환기의 출력쪽으로 접속된 적어도 하나의 제2 캐패시터; 및
(v)상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압을 모니터링하여, 상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압이 제1 선택레벨(preselected level)을 초과하면 상기 제2 변환기를 슬립모드로 진입시키고, 상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압이 제2 선택레벨 아래로 떨어지면 상기 제2 변환기를 슬립모드로부터 복귀시키는 전압 검출부를 포함하는 전원공급장치일 수도 있다.
이와 같은 전원공급장치에서, 요구되는 부하전류가 없을 때, 제1 변환기는 상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압을 상기 제1 설정된 레벨로 올리기 위하여 복귀될 수 있고, 제2 변환기는 상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압을 상기 제1 선택 레벨로 올리기 위하여 복귀될 수 있다. 또한, 전원공급장치로부터 요구되는 부하전류가 없을 때, 전원공급장치는 복귀신호들(arousal signals)에 대한 상기 변환기들의 반응도를 유지하기 위하여 요구되는 것과, 누설성분(leakage component)에 의해 손실되는 것 외에 근본적으로 동작전류를 소비하지 않는 슬립모드로 진입한다.
또한, 이들 전원공급장치에서, 제1 및 제2 변환기 중 각각은, 오직 미리 정의된 낮은 전류 한계점(lower current limits) 아래로 전류를 제공하기 위하여 적응되고, 전원공급장치로부터 이끌려진 전류가 변환기들 둘 다의 상기 미리 정의된 낮은 전류 한계점보다 낮은 제2 한계점 아래로 떨어지면 상기 변환기들 중 적어도 어느 하나는 상기 변환기들의 적어도 하나의 캐패시터가 충전되어 복귀될 때까지 슬립모드로 진입한다. 그러한 경우, 변환기들 둘 다의 상기 미리 정의된 낮은 전류 한계점은 선택되어 오직 미리 정의된 최소 전원공급효율을 유지하기 위한 레벨로 전류를 제공한다. 전원공급장치로부터 이끌려진 전류가 상기 제2 한계점 아래로 떨어지면, 상기 적어도 하나의 변환기는, 변환기의 미리 정의된 낮은 전류 한계점보다 큰 버스트들 내에서 전류를 제공하고, 버스트들 사이에서 슬립모드로 진입한다.
이들 마지막 언급된 전원공급장치에서, 정류기 조립체와 제1 변환기는 물리적으로 상기 제2 변환기와 분리되고, 상기 변환기들은 접속 코드에 의해 접속된다. 이러한 전원공급장치에서, 모듈은 적어도 하나의 커패시터를 더 포함할 수도 있다. 제1 변환기는 월 소켓(wall socket)으로부터 AC 전원을 수신하는 월 플러그(wall plug)의 일부분이고, 제2 변환기는 전원공급장치의 부하소자(load device)와 연결하는 플러그(plug)의 일부분인 것이 편리하다. 전원공급장치는 접속 코드가 사용되지 않을 때 보관되는 입출가능 릴(retractable reel)을 더 포함한다.
또한, 대안적인 실시예는,
(i)DC 전류를 수신하는 입력부;
(ii)상기 입력된 DC 전류로부터 고주파 AC 전류를 생성하는 스위칭 회로부;
(iii)1차측 권선을 통해 상기 고주파 AC 전류를 수신하고, 상기 고주파 AC 전류를 목표 전압 레벨로 출력하는 2차측 권선을 구비한 고주파 변압기;
(iv)상기 고주파 AC 전류에서 DC 출력 전류로 변환된 것을 정류하는 정류기; 및
(v)상기 2차측 권선과 자기적으로 결합된 상기 고주파 변압기 상의 추가적인 1차측 권선을 구비하고,
상기 2차측 권선 상에 주입된 신호는 상기 2차측 권선으로부터 전기적으로 고립된 신호를 상기 추가적인 1차측 권선 내로 유도하여 상기 스위치 모드 전원공급장치의 기능을 제어하는데 사용할 수 있는 스위치 모드 전원공급장치를 포함한다.
이러한 스위치 모드 전원공급장치는, DC 입력 전류를 제공하기 위하여 AC 메인 공급기와 연결하는 정류기 조립체를 더 포함한다. 이 경우, DC 출력 전류는 상기 AC 메인 공급기로부터 고립되며, 이 고립은 광 결합기(optocoupler)의 필요없이 유리하게 얻어질 수 있다.
본 발명에 따른 전원공급장치의 다른 유용한 구현에 따른, AC 공급을 DC 출력으로 변환하는 전원공급장치는,
(i) AC 공급과 연결되어 정류된 전류를 제공하는 정류기 조립체;
(ii) 정류된 전류를 입력받아 제1 DC 출력전류를 제공하는 제1 변환기;
(iii) 제1 DC 출력전류를 입력받아 제2 DC 출력전류를 제공하는 제2 변환기; 및
(iv) 제1 DC 출력전류 내에서 전압강하를 감소시키기 위하여 상기 제1 변환기의 출력측에 배치된 적어도 하나의 캐패시터를 포함하고, 적어도 하나의 캐패시터의 정전용량은 상기 AC 공급이 중지된 다음에 상기 전원공급장치가 연속적으로 설정된 시간 동안 설정된 출력전원레벨을 제공하기 위하여 제한된 상기 제1 DC 출력전류 내에서의 전압강하와 동일하다.
이런 전원공급장치에서, 적어도 하나의 캐패시터의 정전용량은 캐패시터에 저장된 에너지의 주요 부분으로서 설정된 시간 동안 방전되고, 전원공급장치는 상기 전원공급장치의 출력의 설정된 부분을 연속적으로 제공하고, 특히 적어도 하나의 캐패시터는, 근본적으로 AC 공급 전압의 허용된 변화와 관계없이 상기 제1 변환기에 의해 설정된 상수 전압이 충전되며, 특히, 적어도 하나의 캐패시터는, 근본적으로 AC 공급 전압 표준이 사용되는 것과 관계없이 상기 제1 변환기에 의해 설정된 상수전압이 충전된다.
본 발명은 도면을 참조한 다음의 상세한 설명에 의해 보다 명확하게 이해된다.
도 1은 펄스-폭 변조(PWM) DC/DC 컨버터를 피딩하는 커패시터 평활 정류기 브리지를 사용하는, 종래기술의 월 전원공급기의 회로의 개략적인 개요를 도시한 도면.
도 2는 도 1의 종래기술의 전원공급장치의 정류기 출력을 나타낸 도면.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따라 구성되고 동작하는, 두개의 직렬 스위치 모드 전원공급유닛을 사용하는 벽 충전기 전원공급장치의 개략적인 아웃라인 회로도.
도 4의 4a는 도 3의 전원공급장치의 브리지 출력 전압의 그래프.
도 4의 4b는 출력 커패시터가 없이, 도 3의 실시예의 제1 스위치 모드 전원공급장치의 출력 전압의 그래프.
도 4의 4c는 제1 스위치 모드 전원공급장치에 출력 커패시터를 추가함에 따른 도 4b의 그래프에서의 효과를 나타낸 도면.
도 5는 도 3의 실시예의 이중 스테이지의 전원공급장치가 이중 버스트 구성을 사용하여 어떻게 동작하여 대기 전류가 실질적으로 감소하는지를 개략적으로 도시한 도면.
도 6은 이중 버스트 구성을 사용하여 도 5의 실시예의 제1 스위치 모드 전원공급유닛의 출력 전압의 그래프.
도 7은 이중 버스트 구성을 사용하여 도 5의 실시예의 제2 스위치 모드 전원공급유닛의 출력 전압의 그래프.
도 8a 내지 도 8d는 도 3 또는 도 5에 기재된 이중 스테이지 전원공급장치가 벽 소켓 AC/DC 전원공급장치로부터 전원이 공급되는 부하 장치까지 세형(fine) 및/또는 긴형상(longer)의 와이어를 어떻게 사용하는지를 나타내는 도면.
도 9는 도 8a 내지 도 8d에 기재된 스프릿 전원공급장치의 추가적인 어플리케이션을 나타내는 도면으로, 셀룰러 전화기와 같은 이동 장치에 유리하게 사용될 수 있음을 나타내는 도면.
도 10은 도 5의 이중 스테이지 전원공급장치의 광결합기 없는 구현의 예를 도시한 도면.
펄스폭변조(PWM) DC/DC 컨버터(12)가 공급하는 캐패시터 스무드된(smoothed) 정류기 브릿지(10)를 이용한 벽 AC 전원 공급장치 종래 기술의 개략적 회로도를 도시한 도 1을 참조한다. 우선, 브릿지(10)로부터 정류된 출력은 하나 또는 두 개의 인덕터(13) 및 한 쌍의 캐패시터 소자(small value)(15)를 포함하는 파이 섹션 필터(pi-section filter)인 RFI 필터를 통하여 직접 전달될 수 있다. 상기 필터는 AC 모선으로 되돌아가는 전원 공급장치 내의 내부적으로 발생한 노이즈의 방사선을 방지하고 일반적으로 규제사항에 의해 지시된다. 도 1에 도시된 제1 실시예에서, 단 하나의 캐패시터(14)는 레저부아/스무딩(reservoir/smoothing) 목적을 위해 도시되지만, 또한 각각의 레저부아/스무딩(reservoir/smoothing) 캐피시터는 이들 사이의 인덕턴스 또는 레지스터와 함께 이용될 수 있다는 것이 이해된다. 일반적으로 레저부아/스무딩(reservoir/smoothing) 캐피시터(14)는 전해 캐패시터 (electrolytic capacitor)이다. 이들은 높은 전압에서 동작하고 스무딩에 알맞은 레벨을 제공하기 위해 충분히 높은 캐패시턴스를 구비할 필요가 있기 때문에, 전해 캐패시터는 다양한 콤포넌트(components)가 필수적이다. 220V의 AC 주입력(main input)에 의해 동작하는 일반적인 5W, 5V 전원 공급장치 때문에, 스무딩 캐패시터(14)는 일반적으로 10μF 내지 25μF 정도일 것이고 적어도 350V 동작 전압으로 정격될 것이다. 전술한 10μF 캐패시터는 상대적으로 큰 물리적 크기, 일반적으로 10mm(직경)×8mm(길이)를 구비한다. 또한, 전술한 큰 캐패시터 값은 스위치 온 상태인 캐패시터로 돌입전류(inrush current)를 제한하기 위해 입력 레지스터와 같은 전류 제한 콤포넌트(16)의 이용을 지시한다. 전원 공급장치에서 보통 그렇듯, 전파 정류(full wave rectification)가 가정되기 때문에, 캐패시터의 전류 충전(topping-up current)은 반 싸이클(half cycle)마다 행해진다. 레저부아/스무딩(reservoir/smoothing) 캐피시터의 목적은 가능한 작은 리플(ripple)을 이용하고 캐패시터의 크기와 가격에 상응하는 출력을 제공하기 위함이기 때문에, 전술한 전류 충전은 높은 전류의 상대적으로 짧은 펄스에서 발생한다. 이는 입력 전류가 반 사이클의 일부분을 통하여 캐패시터를 충전 가능하다는 것을 의미한다. 일반적으로 옵토커플러 아이솔레이션(optocoupler isolation)(19)을 이용한 피드백 루프(feedback loop)는 출력 전압의 요구된 제어를 제공하기 위하여 PWM의 출력과 입력 사이를 연결(bridging)하는데 필요하다.
정류기 브릿지로부터의 출력은 도 2에 도시된다. 리플 레벨은 이용된 레저부아/스무딩(reservoir/smoothing) 캐피시터의 값에 관련되고 전술한 바람직한 전원 공급장치 및 25μF 캐패시터에 대하여, 리플은 DC 출력 레벨의 약 30%이다. 더 큰 용량의 캐패시터, PWM DC/DC 컨버터에 적용될 필요가 있는 더 적은 리플 및 정밀 전원 공급장치는 용량이 더 큰 캐패시터와 리플의 상당히 낮은 레벨을 이용하지만, 5V로 규정된 출력의 잘 설계된 PWM 전원 공급장치는 문제없이 50V 이상의 입력 전압 리플을 처리가능하다. 큰 스무딩 캐패시터(14)의 장점에 의해 PWM 컨버터로의 입력 리플은 상대적으로 낮기 때문에, 도 1에 도시된 PWM 전원 공급장치의 규정된 출력에 상대적으로 작은 값 캐패시턴스(18)를 이용가능하다. 또한, 레저부아 탑 업과 같은 각각의 반 사이클 정류기 장치로부터 얻어진 전류 펄스Ⅰ는 도 2에 도시된다.
도 3을 참조하면 공지된 내용에 전술된 타입의 바람직한 신규 벽전하 전원 공급장치의 개략적 회로도를 도시한 도 3을 참조한다. 일반적으로 전술한 전원 공급장치는 휴대용 전자기기 동작에 이용되거나 메인 전원(main power)의 AC 전원으로부터 배터리를 충전하기 위해 이용된다. 충전기는 AC 전압의 매우 광범위한 범위(일반적으로 85V 내지 256V 사이)의 입력하며, 메인 전원의 이용가능한 전원을 포함하고, 5V의 규정된 DC 전압에 1 암페어(ampere)의 전류를 출력(예를 들어 5W 출력)하기 위해 구성되어 있을 수 있다.
공지된 전원 공급장치의 동작을 설명하기 위하여 5V, 5W 전원 공급장치의 예가 본 내용에 이용될지라도, 이는 전적으로 바람직한 실시예임이 강조되고, 본 발명은 특정 실시예를 위해 이용되는 값에 의해 한정되지 않는다.
또한, 일반적으로 전파 정류(full wave rectification)가 전술한 전원 공급장치에 이용될지라도, 전류 펄스가 AC 공급장치의 반 파장마다 발생하는 것과 같은 전원 공급장치로 간주되는 동일한 고려사항은 반파 정류(half wave rectification)에 적용될 수 있다. 따라서, 반 사이클 및 사이클의 조건은 이용된 정류의 종류와 관련된 본 명세서에 교환가능하도록 제안되고 교환가능하도록 청구된 것으로 이해된다.
또한, 이들 예의 전원 공급장치는 펄스폭변조(PWM) 전원 공급 장치를 활용하여 설명하였지만, 또한 이들 예는 제어 전원 공급 장치의 임의의 다른 타입을 이용하여 실행가능하다.
충전기는 규정 요건, 전류 또는 임펜딩(impending)에 의해서나 동작의 시장원리에 의해 둘 중 하나에 의해 지시되는 다수의 장점을 갖도록 구비된다. 특히, 충전기는 자원을 낭비하지 않는 수행 파라미터를 구비하도록 친환경적으로 설계된다. 다음은 본 명세서에서 제공해야하는 충전기에 대한 제한적이지 않은 특징 목록이다.
(ⅰ) 메인 공급(main supply)에 연결되지만 로드에 전류가 공급되지 않을 때대기 전류(standby current)는 매우 낮다. 일반적으로 종래 기술로 만든 충전기에 보편화된 300mW까지 소비되는 것과 비교하여, 바람직한 5V, 5W 전원 공급장치는 대기 상태에서 30mW 보다 적게 방산(dissipate) 되도록 설계된다.
(ⅱ) 높은 벽면 플러그 효율. 종래 기술로 만든 충전기에 보편화된 70% 효율성과 비교하여 본 명세서에 설명된 것과 같이 구성된 전원 공급장치는 적어도 80%에서 바람직하게 85%까지의 효율성을 갖도록 설계된다.
(ⅲ) 높은 역률(power factor). 종래 기술로 만든 AC/DC 충전기에 보편화된 역률이 0.5 내지 0.6인 것과 비교하여, 본 명세서의 바람직한 전원 공급장치는 적어도 0.85 이상의 코사인(ψ)을 갖도록 설계된다. 종래 기술 장치의 성능이 좋지 않은 역률은 다이오드 정류 브릿지의 출력에 이용된 용량이 큰 레저부어 캐패시터 때문에 반 사이클 각각의 단기 세그먼트를 거친 전류의 큰 펄스가 인출된다. 액티브 컨트롤 피쳐(active control feature)를 이용함으로서, 아래에 설명될 것이며 각각의 AC 반 사이클(전파 정류)의 상당 부분을 통한 메인으로부터 인출된 전류의 특성 때문에, 본 명세서에 설명된 토폴로지에 따라 구성된 전원 공급장치는 0.9의 역률을 달성해야한다.
(ⅳ) 낮은 볼륨 장치. 본 명세서에 따른 AC 벽 어댑터 충전기는 종래 기술로 만들어진 충전기 보다 더 낮은 볼륨을 구비하도록 제조되며, 이는 시장에 더 잘 수용될 수 있는 제품을 생산할 뿐만 아니라, 제품 생산과정에 더 적은 원자재를 이용한다.
(ⅴ) 좋은 홀드-업 타임(hold-up time) 특성. 본 명세서에 따른 바람직한 전원 공급장치는 메인 공급이 강하되는 것을 방지하기 위하여 긴 홀드-온 타임(hold-on time)을 제공할 수 있도록 구성될 수 있고, 비슷한 비율의 종래 전원 공급장치 보다 더 신뢰성을 갖춘 더 적은 볼루미너스(voluminous), 더 저렴한 캐패시터를 이용하여 수행되는 일반적으로 종래 기술로 만들어진 전원 공급장치에 가능한 것보다, 장점은 캐패시터에 저장된 전원의 활용이 상당히 큰 비율에서 발생한다.
도 3에 도시된 본 명세서의 전원 공급장치의 바람직한 실시예는 도 1에 도시된 종래 기술로 만들어진 전원 공급장치와 상이하다. 도 3은 제2 PWM 공급기(33)에 공급되는 제1 PWM 공급기(32)가 직렬연결된 두 개의 PMW 공급기를 포함한다. 제1 공급기 PWM1은 바람직한 출력전압보다 더 높은 다수의 시간일 수 있는 비교적 좋지 않게 조정된 출력전압에 DC/DC 유닛으로서 구성된다. DC/DC 변환기로서 구성된 PWM2는 상기 출력을 이용하고 바람직한 전압에 잘 조정된 출력을 발생한다. 이 배열은 상기 공지된 목적 대부분을 달성할 수 있도록 점층적으로 동작되는 다수의 장점을 제공한다.
우선, 도 3의 전원 공급장치는 정류기의 출력에 레저부아/스무딩 캐패시터를 이용하지 않는다. 본 명세서의 5V, 5W의 바람직한 전력 공급장치에 대하여, 다이오드 브릿지 출력(또는 "레저부아" 와 "스무딩" 캐패시터)에 이용된 "레저부아 캐패시터"(30)는 도 1에 도시된 종래 기술로 만들어진 공급기에 이용된 10μF 값 레저부아 캐패시터의 일부분인 0.1μF 정도의 공급기의 캐패시터는 종래 공급기의 레저부아 캐패시터로부터 완전이 상이한 수용가능한 캐패시터 크기에 상응하는 가능한 많은 브릿지 출력을 스무드(smooth)하기 위한 기능을 수행한다. 반면에, 도 3의 PWM1로 들어가는 입력에 도시된 캐패시터 또는 캐패시터들, 기능은 AC 메인으로 되돌려 보내지는 방사선을 방지하기 위한 규정된 RFI 필터 장치로서 적합한 인덕터 또는 인덕터들(31)을 포함한다. PWM1로의 입구에 이들의 위치 때문에, 본 명세서에서 이들은 "입력 캐패시터" 또는 "입력 캐패시터들"으로 불린다.
도 3의 바람직한 전원 공급장치에 이용된 입력 캐패시터의 작은 값 때문에, 사실상 각각의 반 사이클에 돌입전류를 충전하지 않으며, 도 1의 전류 리미터(16)가 제거될 수 있는 것과 같다. 따라서, 이 구성요소에 방산되는 낭비되는 에너지를 절약한다. 이용된 0.1μF 입력 캐패시터는 종래 공급기에 이용된 캐패시터보다 물리적인 크기에 있어서 상대적으로 작다. 또한, 물리적 크기의 장점, 낮은 캐패시턴스 값이 일부 μF 이상정도의 스무딩 캐패시터를 이용한 종래 공급기에 필요한 전해 캐패시터 보다 나은 세라믹 캐패시터를 실질적으로 이용하도록 된다. 세라믹 캐패시터는 낮은 누출과 전해 캐패시터보다 전반적으로 더 나은 고주파를 구비한다. 세라믹 캐패시터의 사용은 일반적으로 유용하며, 특히 RFI 필터 장치에서 수행능력이 향상된다.
하지만, 작은 입력 캐패시터와 같은 것을 이용한 결과로서, 정류기 장치 출력 내의 리플 레벨은 상대적으로 종래 기술로 만들어진 공급기보다 더 크다. 도 4의 4a는 도 3의 바람직한 전력 공급장치를 위한 정류기 장치 출력 전압의 그래프를 나타낸다. 입력 캐패시터가 매우 작기 때문에 나타나는 것으로부터 이는 거의 피크 사이가 완전히 비어있고, 효과적인 레저부아 캐패시터로서 동작하지 않는다. 입력 캐패시터가 전혀 이용되지 않는다면(RFI 필터가 필요하지 않은 상황에서), 브릿지 출력 전압은 각각의 반 사이클에 제로로 낮아진다. AC 파형이 제로 크로싱(zero-crossing)을 만드는 매 시간마다. 따라서, 본 발명의 전원 공급장치는 제1의 스위치된 모드 전원 공급장치 모듈 PWM1 대부분의 기간 동안 정류기 장치로부터 전류를 얻는다.
작은 입력 캐패시터의 결과로서, 브릿지의 출력 전압은 수십 볼트 정도의 최소 또는 그 이하로부터 변화될 것이다. 스무스하지 않은 정류기 장치의 최대 출력 전압까지. 도 3에 도시한 실시예에서, 이는 250V AC 벽 공급을 위하여 약 60V에서부터 최대 360V까지가 되도록 볼 수 있는데, 예를 들어 일부 300V 이상의 범위이다. 도 3에 도시된 실시예에서, PWM1은 15V의 DC 출력 정격 전압을 제공하도록 구성되지만, 작은 입력 캐패시터(30) 때문에, PWM1의 출력 전압은 또한 큰 리플을 구비할 것이다. 도 4에 도시된 것과 같이 AC 제로-크로싱(zero-crossing) 주변에 각각의 반 사이클 일부동안 출력전압이 상당히 떨어진다. 전동 장치의 동작을 저하시킬 수 있는 이 하락을 극복하기 위해, 캐패시터(35)는 PWM1의 출력에 추가된다. 도 4의 4c에 도시된 출력이 획득되는 것과 같은 더 적당한 리플을 이용하여 도 4의 4b에 도시된 출력 특성의 하락을 충족시킨다. 따라서, PWM1의 출력 캐패시터(35)는 정류기 장치의 레저부아 캐패시터로서 동작하도록 고려될 수 있다. 정류기 출력에서 종래의 위치에 위치되지 않지만 제1 스위치 모드 전원 공급장치 모듈 PWM1 보다 낫다. 최소 리플 레벨은 이용된 캐패시터(35)의 크기에 관련된다. 캐패시터(35)가 충분히 크다면, 수천 μF 설명된 바람직한 전원 공급장치에 대하여 약 4,000μF 까지 이동식 장치와 함께 이용하기 위해 수용될 수 있는 레벨인 50mV 정도의 매우 작은 리플을 이용하여 안정한 DC 출력을 획득할 수 있다. 큰 캐패시터가 이용되었다면, 안정한 출력의 요구사항을 수행하기 위해 PWM2는 필요하지 않을 것이다. 상대적으로 낮은 전압에서 동작하는 캐패시터의 크기는 다이오드 브릿지의 350V 피크 출력에서 동작하기 위해 10μF 정도의 캐패시터 보다 상당히 작다. 따라서, PWM의 입력으로부터 출력으로 효과적으로 이동되는 레저부아 캐패시터를 포함한 하나의 PWM만을 이용한 본 실시예는 도 1에 도시된 타입의 종래 전원 공급장치의 비슷한 정격과 비교된 전원 공급기의 크기를 감소시킬 수 있다.
그러나, 본 발명의 전력 공급장치의 특성을 향상시키기 위해, 도 3을 다시 참조한다. 캐패시터(35)에서 출력이 제2 PWM(33)의 입력이며, DC/DC 변환 단계가 수행되고, 이 때 5V의 바람직한 출력 전압으로 낮아진다. 상기 PWM이 PWM1의 DC 출력을 이용하여 좋은 조정(regulation)을 제공할 수 있다. 따라서, 이는 캐패시터(35)의 값을 감소시킬 수 있다. 1 내지 2 정도 크기에 의해 일반적으로 15V, 5W의 바람직한 출력을 위하여 100μF 정도까지 감소한다. 그 후, PWM1으로부터의 출력은 15V의 리플 레벨이 일반적으로 6V까지 떨어지지만, 광범위한 입력 전압 범위는 PWM2 공급기에 의해 쉽게 처리될 수 있다. PWM2의 출력에서, 작은 캐패시터(37)는 출력 필터로서 이용되고, PWM2의 대기 상태와 관련하여 본 명세서에서 설명된 낮은 전압 검출기(detector)에 대한 샘플링 포인트(sampling point)를 제공하기 위하여 이용된다. 바람직한 실시예의 당면한 장점은 PWM1의 출력에 일반적으로 100μF, 16V인 정격 캐패시터의 크기이며, 7mm (직경) ×4mm (높이) 정도인 PWM1이고, 이는 하나의 PWM1이 사용되어야 한다면 필수적인 정격 캐패시터인 4000μF, 5V 보다 상당히 작다. 이는 도 1의 종래 기술의 전원 공급장치에 비하여 실질적인 마케팅 장점을 포함한 설명된 전원 공급장치를 제공한다. 또한, 가격 및 자원 이용 절약도 수반한다.
본 실시예의 더 작은 캐패시터(35)의 더 높은 에너지 활용률은 부가적인 장점이다. 캐패시터에 저장된 에너지(E)는 수식에 의해 제공된다. 여기서, V는 캐패시터(C)의 전압이다. 종래 기술의 큰 레저부아/스무딩 캐패시터를 이용한 전원 공급장치에서, 저장된 에너지는 높다. 왜냐하면, 캐패시터(C)의 값이 높지만, 리플 레벨이 매우 작은 상태가 유지되기 때문이다. 저장된 에너지의 매우 일부분은 전원 공급장치에 의해 활용된다. 일부 사이클 동안 출력을 제공하기 위하여, 정류기 브릿지로부터의 입력 전압이 다음의 캐패시터 전압과 같을 때, 활용된 에너지는 다음 수식에 의해 제공된다. 그 수식은
Figure pct00001
이며, 최대 이론 에너지 활용도를 위한 실제 비율은 다음 수식에 의해 제공된다.
Figure pct00002
여기서 V1과 V2는 피크와 캐패시터의 최소 전압이다. 종래의 공급기의 리플 V1-V2는 매우 작기 때문에, 활용된 에너지의 일부 또한 작다. 큰 허용 리플 전압을 갖춘 본 명세서의 전원 공급장치의 다양한 실시예에 따르면, V1과 V2 사이의 차이가 매우 크기 때문에 캐패시터의 활용된 에너지는 상당히 크다. 따라서, 캐패시터(35)의 에너지 활용의 일부는 상당히 높고, 저장된 에너지의 대부분이 PWM1의 출력 하락을 충족시키기 위해 이용된다.
그러나, 전원 공급장치 내의 추가 PWM 모듈에 따른 부가적인 가격은 캐패시터(35)의 감소된 크기 때문에 전원 공급장치의 가격 감소 이상이다. 이 부가적인 가격은 제2 PWM(33)의 이용에 의해 획득되는 추가적 이점이 실현되는 본 발명의 전원 공급장치를 통해 상쇄된다.
본 전원 공급장치는 출력전압 조정(regulation) 및 PWM2에서 실행되는 전류 조정을 이용하는 두 개의 변환기를 포함한다. PWM1은 전압이 6V로 하락하는 것을 허용하는 리플 레벨을 이용하여 PWM2에 조정된 약 15V DC 입력을 제공하는 버퍼 DC 전원(power source)로서 효과적으로 동작한다. 종래 공급장치에 이용된 것과 같은, 큰 입출력 전압비를 이용한 AC/DC 스위치 모드 전원 공급장치와 작은 입출력 전압비를 이용한 DC/DC 스위치 모드 전원 공급장치인 PWM2 사이의 고유의 차이점 때문에, 이 분할은 전반적으로 단일 단계 전원 공급장치와 비교하여 더 좋은 효율성을 제공한다. 높은 전압 메인 입력을 구비한 AC/DC 스위치 모드 전원 공급장치 회로는 일반적으로 출력으로부터 입력을 물리적으로 분리시키는 토폴로지를 구비해야만 하고, 따라서 회로는 임의의 공동 접지(common ground) 없이 플로팅(floating)되어야 한다. 상기 토폴로지에 의해 수행되는 제약은 언급된 전원 공급장치의 효율성 달성을 제한할 수 있다. 또한, 입출력 전압비는 매우 크며, 360V AC 피크로부터 높게 조정된 5V DC 출력으로 낮아지기 때문에, 높은 효율성 달성이 어려울 수 있다. 반면에, PWM2와 같은 DC/DC 변환기는 공동 접지 구성 및 작은 입출력 전압비를 이용하는 더 간단한 회로 토폴로지를 구비하고, 따라서 매우 높은 효율성을 달성할 수 있다. 아래에 더 잘 설명된다. 또한, PWM1이 AC/DC 공급기로서 기능할지라도, 입력 AC 정류기가 PWM1의 기능성에 포함되고 그 결과 입력과 출력 사이에 분리를 제공하기 위한 플로팅한 배치를 구비한다. 동작의 PWM1의 상태는 상당히 완화된다. 요구된 출력 조정이 덜 중요하고 입출력 전압비가 종래 단일 유닛 공급기의 입출력 전압비보다 낮다. PWM1을 위해 요구된 조정 레벨의 상당한 감소 때문에, PWM1의 피드백 회로는 종래 공급기보다 더 간단하며, 따라서 구성 가격을 절약한다.
또한, 두 직렬 PWM 유닛을 이용함에 따라 발생하는 효율성 증가를 위한 더 특별한 이유가 있다. 도 5에 도시된 것과 같이, 각각의 PWM 내에 일반적으로 입력 스위칭과 제어 회로(55), 고주파 변압기(56) 및 다이오드 정류기(57)가 있다. 일반적으로 다이오드 정류기를 거치면 대략 0.6V의 하락이 있다. 도 1의 종래의 실시예에 따르면, 5V 출력을 제공하는 실시예의 PWM 유닛에 대하여, 다이오드를 통한 0.6V의 하락은 5V 출력 전압의 약 12%를 나타낸다. 반면에, 도 3에 도시된 본 발명의 실시예에서, 0.6V 다이오드 하락은 PWM1의 15V 출력의 약 4%만을 나타낸다. PWM 유닛 내의 전력 손실이 3 인자(factor)에 의해 감소하는 것과 같이. 절대적 손실 측면에서 이러한 비교를 설명하면, 종래 기술의 5V, 5W 단일 PWM 전원 공급장치에서 1 암페어의 정격 전류는 다이오드를 거치면 600mW로 방산될 것이다. 여기서 동일한 5W 정격의 15V 전원 공급장치에서, 본 명세서에서 설명된 두 부분으로 된 변환기 구조를 이용하면, 330mA 전류는 다이오드를 거치면 200mW로 방산될 것이다. 그렇게 함으로써 제1 PWM 유닛의 효율성은 증가한다. 돌입 전류 리미터의 필요성을 배재하기 때문에 절약된 전력을 포함하는, PWM1의 낮은 전류 출력의 결과의 조합은 PWM1에 대하여 90%의 효율성을 달성할 수 있다. PWM1로부터 더 높은 DC 출력의 이용에 대한 또 다른 장점은 고주파 변압기(56)의 기생 저항(parasitic reluctance)이 감소되는 것이다. 제2 전압은 5V 출력이 하나의 PWM 공급기에 직접 제공되는 것보다 약 세배 더 크다. 이는 기생 저항의 영향을 중화시키는 구성요소를 절약하며, 전반적인 효율성 향상에 유리하다.
또한, PWM2가 낮은 전압만으로 동작하기 때문에, 간단한 다이오드 정류기 대신에 동시에 동작하는 MOSFET 정류기를 이용하여 구성될 수 있다. 그렇게 함으로써 정류기 효율성이 증가하여, 95%까지 도달할 수 있다. 정류기의 낮은 전류비 때문에, 90%의 효율성이 PWM1를 위해 달성될 수 있다면, 개시된 새로운 전원 공급장치의 전반적인 효율성은 약 90% ×95% =85%가 될 것이다. 따라서, 두 개의 PWM의 이용은 전원 공급장치의 효율성을 상당히 증가시킬 수 있다.
또한, PWM1을 위한 작은 입력 캐패시터의 이용은 전원 공급장치의 역률을 향상시키도록 동작한다. 여기서 레저부아 캐패시터의 크기는, 300 내지 360V와 같이, 작은 양에 의해 캐패시터를 충전시키기 위해 필요한 다이오드 브릿지의 크기와 동일하다. 사이클의 일부분을 통해 얻은 입력 전류의 펄스는 장치의 역률을 저하시킨다. 작은 입력 캐패시터는 PWM1 출력이 상당히 하락되도록 하며, 본 발명의 바람직한 전원 공급장치에서 15V에서부터 6V로 떨어진다. 입력 캐패시터를 재충전하기 위해, 공급기는 AC 사이클(캐패시터가 이용되지 않는다면, 기본적으로 AC 사이클 전체에 걸쳐)의 상당히 긴 부분을 거쳐 AC 메인으로부터 전류를 얻어내며, 따라서 역률이 종래의 공급기와 비교하여 향상된 것과 같이, 장기간을 거쳐 적은 전류를 이용한다.
이와 같은 많은 공급기, 특히 이동 전화기의 공급기는 대기상태(stand-by state)에서 시간이 많이 소비된다. 환경적인 측면에서의 장점일지라도, 이용하는 동안 전력 손실의 감소는 일반적으로 공급기를 통해 얻은 대기상태 전류에서 달성 될 수 있는 임의 감소로부터 발생하는 환경적인 장점과 비교하여 매우 작다. 도 1에 도시된 것과 같은 종래의 공급기에서, 최적의 대기상태는 일반적으로 출력 캐패시터(18)로부터 매우 작은 누설과 구동회로가 있는 것을 확인함으로써 획득된다. 사실상 전류는 PWM에 의해 전달될 필요가 없는 것과 같이. 그러나, PWM 공급기는 지속적으로 동작하고, 비록 사실상 전달되는 전류가 없을지라도, 공급기의 스위칭 FET와 다른 제어 장치는 출력 전압 조정 동작이 지속적으로 이루어진다. 이는 슬립모드 때 종래의 공급기의 300mW 방산을 달성하는 제어 기능이다.
도 3에 도시한 두 단계 전원 공급장치가 대기상태 전류가 감소되는 것을 어떠한 방법으로 동작하는지 계략적으로 나타낸 도 5를 참조한다. 바람직하게 종래의 공급기와 비교하여 바람직하게 1 정도의 크기까지 시스템은 "두 개의 버스트(double burst)" 배열로 불릴 수 있는 것에 의해 동작한다. 공급기는 제어 전력이 PWM 내에 이용되는 것이 없는 것과 같이, 로드된 상태가 없는 것이 감지될 때, 두 개의 PWM을 완전히 셧다운(shut down)함으로서 동작한다. 상기 공급기는 각각의 PWM 단계의 출력 전압을 모니터링하기 위해 낮은 전압 검출기(LVD's)(51,52)를 추가함으로서 도 3에 도시된 것과 상이하다. 일반적으로, 각각의 LVD는 내부의 정밀 전압 참조를 이용하는 비교기(comparator)를 포함한다. 각각의 LVD는 출력 전압이 로드 되지 않은 상태를 나타내는 것과 같을 때 공급기의 PWM을 셧다운시키기 위해 다음 버스트의 발생까지 동작한다.
먼저, 보는 바와 같이 PWM1은 전원공급장치의 각성모드(awakening mode)의 전체 동작을 나타내며, PWM1이 대기모드(standby mode)일 때, 전원공급장치는 완전히 정지(shut down)된다. 그리고 제어기능은 요청받을 때 전원공급장치가 깨어날 수 있도록 명령해야만 한다. LVD(52)의 동작 기능은 하기에서 설명될 것이다. 구성요소(53)는 전원공급장치로 입력되는 메인 전압으로부터 출력의 분리(isolation of the output)를 제공하는 광 커플러이다. 선택적으로 제공되는 이러한 분리방법은 아래에서 설명하는 바와 같이 도 10에 도시된 바람직한 전원공급장치에 도시되었다. 깨우기 위한 신호는 PWM1 출력 캐패시터(35)의 전압을 모니터링함으로써 결정된다. LVD(52)에서 제어요소(control components)가 전원공급장치 상의 부하에 의해 야기된 캐패시터(35)의 전압 강하를 검출하는 순간 그들은 PWM1의 스위칭 회로(55)가 동작을 시작하도록 명령하고, PWM1은 캐패시터(35)를 충전시키기 위하여 전류를 공급하며, 부하의 동작에 필요한 전류를 공급한다.
지금부터 5V로 공칭(nominal) 조절된 출력을 갖는 PWM2를 참조하여 설명한다. PWM2의 출력 조절 특성은 현재 부하가 없을 때, 혹은 이끌려진 전류가 매우 작을 때 출력전압이 대략 5.2V까지 매우 천천히 상승하도록 설계된다. 저전압 검출기(51)는 입력전압이 5.2V에 도달할 때, PWM2를 완전히 정지시키는 신호를 출력하여 PWM2가 근본적으로 이끄는 전류가 전혀 없도록 PWM2의 공급 전압을 차단할 수 있다. 보통 LVD는 1㎂ 정도의 매우 낮은 전류를 이끌기 때문에 LVD의 소비전력은 무시할 수 있다. LVD는 입력전압이 PWM2의 공칭 5V 출력에 비해 약간 작을 때, 예를 들면 4.9V일 때, 다시 PWM2를 온으로 스위치하고, 다시 동작 버스트(burst of operation)에서 출력전압을 올리도록 선택된다. 부하가 없는 조건하에서, 200㎲ 정도의 PMW2의 공급을 얻을 수 있다. LVD가 다시 PWM2를 스위치 오프시킬 때, 전압은 5.2V까지 상승한다. 공급 상에 부하가 없다면, 출력전압은 오직 누설에 의해 매우 천천히 하강하여 5.2V에서 4.9V까지 하강하는데 0.5초 정도가 소요된다. PWM2 공급의 듀티 주기(duty cycle)는 200×10-6/0.5 정도, 즉 0.02%가 된다. 버스트는 고전류로 진행할 때, 짧은 기간일지라도 공급기의 효율성과 같은 PWM2의 출력전압은 도 6에 개략적으로 도시된다. 여기서 버스트 동작의 효과는 5.2V로 되돌아가는 출력 전압을 높이는 것으로 나타난다. 전원 공급장치의 출력이 로드되어 있다면, 얻어진 전류는 출력전압이 5.2V에 도달하는 것으로부터 방지될 것이고, 로드 요구사항에 따르면 PWM은 공급기의 보통 전류 제어 모드(nomal current controlled mode) 내에 로드되기 위해 공급되는 전류가 스위치 온(switched on) 상태로 유지될 것이다. PWM2에 대한 슬립모드에서의 총 전류 소비는 공급기의 입력 캐패시터(35)로부터 출력 캐패시터(37)까지 단지 10정도 일 수 있다.
또한, PWM1은 버스트 모드 배열에서 동작한다. 옵토커플러 아이솔레이션(optocoupler isolation)(53)을 이용하는 LVD(52)는 PWM1의 출력을 모니터하고, 선택된 실시예에서, 공급기의 출력전압이 15V에 도달할 때 PWM1이 셧다운되도록 제작된다. 로드되지 않은 상태동안, 출력전압은 콤포넌트를 거쳐 누출되기 때문에 낮아지고, LVD(52) 회로는 선택된다. 전압이 더 낮은 레벨인 약 12V로 하락할 때 일반적으로 다시 PWM1에 스위치온 시키고, 캐패시터를 15V의 공칭 전압(nominal voltage)으로 재충전시키기 위하여. 또한 PWM2에 대하여, 재충전 버스트 동작 시간은 200μs정도일 수 있다. 도 4의 4c에 도시된 것처럼, 전압을 6V로 저하시키는 것보다, 12V로 이용되는 것과 같은 비교적 높은 턴온(turn-on) 전압이 낫다. 이는 셧다운 상태 동안에 로드 전류가 요구될 때, 행해진다. 도 7의 그래프의 로드가 적용된 시간 지점에 관계없이, 당면한 전류 공급기를 시작하기 위해서는 캐패시터(35) 내의 충분한 에너지가 있어야 한다. 캐패시터(35)에 전압이 6V로 하락되도록 허용되고 전류가 시간 지점에서 요구되었다면, PWM2는 캐패시터(35) 내에 저장된 에너지로부터 조정된 바람직한 출력전압을 즉시 공급할 수 없다. 최소 전압 강하가 12V와 같은 비교적 높은 전압으로 제한되는 것은 로드의 응용프로그램에 빠른 응답을 보장한다.
150μF 정도의 캐패시터(35)에 대하여, 저장된 에너지는 또 다른 버스트가 필요하기 전에, 캐패시터의 전압 저하가 매초 흐르는 것을 허용하는 것이다. 크게 상이한 스위치온/스위치오프 전압 범위에 의해 발생하는 긴 간격은 슬립모드 상태인PWM1에 의해 얻어진 전류가 매우 낮은 것을 의미한다. 그 결과는 버스트 동작 듀티 사이클은 매우 짧기 때문에, 슬립모드 소비가 주로 PWM1의 시간 길이가 끝남에 의해 주로 결정되는 것이다.
전원공급장치가 정격 출력 아래에서 잘 동작하는 경우, 전원공급장치가 공급하는 전류 출력과 상관없이 존재하는 다양한 회로 소자에 의해 정전 전류가 사용되기 때문에, 전원공급장치의 효율은 일반적으로 떨어진다는 것이 일반적으로 알려져 있다. 본 발명의 다양한 전원공급장치의 예의 구조는 낮은 출력 레벨에서 동작할 경우에도 우수한 효율로 전원공급장치가 동작을 지속하도록 한다. 이는 이중 버스트 동작이 어떤 전류도 공급되지 않는 대기 모드 뿐만 아니라 공급되는 전류가 낮은 저 전원에서도 동작하도록 정렬함으로써 달성될 수 있다. 이는 전원공급장치의 규정에 맞춤으로써 달성된다. 표준의, 높은 전류의 동작 상태하에서,전원공급장치 제어는 부착된 부하의 전류 요구가 충족되었다는 것을 보장하여 출력 전압의 안정성을 유지한다. 부하가 감소하면, 전원공급장치에 의해 부하에 공급될 필요가 있는 전류는 적어진다.
전원공급장치 동작의 이러한 모드에 따라, PWM에 의해 제공될 수 있는 최소 전류는 몇몇 사전결정된 레벨로 한정되며, 사전설정된 레벨 이하로는 전류 출력이 떨어지지 않는다. 부하가 지속적으로 감소하면, 전류는 사전설정된 레벨 아래로 떨어질 수 없으며, 초과 전류는 전압이 상승하게 하는 부하에 의해 요구되지 않는다. 전압 증가가 PWM 공급기에 결합된 LVD에 의해 검출되자마자, PWM은 셧다운되고, 따라서 유사 대기(quasi-standby) 상태로 들어간다. 그러나, 어떤 전류도 공급기로부터 유도되지 않는 실제 대기 상태와 달리, 이 경우에는 그럼에도 불구하고 낮은 전류가 유도되고, 이 전류는 PWM 공급기의 출력 전압을 빠르게 다시 풀다운시켜서 전원공급장치를 재활성화시키고, 유사 대기 상태로 존재한다. 따라서 전원공급장치는 저전류에서 버스트 동작 모드로 스위치인 또는 스위치아웃한다. 반드시 높은 반복율의 버스트 동작 모드인 이 동작 모드는 낮은 전류를 공급할 경우에도 효율이 만족스러운 레벨로 유지되는 것을 보장하는데, 공급기가 우수한 효율의 상당한 전류 레벨을 공급하거나 어떤 전류 공급도 없는 차단 상태이기 때문이다. 이 상태에서, 버스트 동작은 반드시 실제 대기 상태 동안 보다 상당히 높은 비율로 발생하는데, 전류 누설만이 PWM 공급을 궁극적으로 초래하여 전류의 버스트를 제공한다.
요약하면, 이 예시적인 전원공급장치는 다수의 상이한 모드에서 동작할 수 있다.
1. 대기 또는 슬립 모드(sleep mode)로서, 컨버터가 모두 휴지 상태(asleep)이고, 저장 커패시터 또는 커패시터의 전압은 언제 PWMM을 자극하여 커패시터(들)의 가득 채울 전류의 버스트를 제공하는지를 검출하기 위해 모니터링된다. 버스트 다운은 일반적으로 컨버터의 최고 정격 레벨에서 공급되어 우수한 동작 효율을 유지하게 한다.
2. 표준 동작으로서, PWM1의 전류 제어가 전류 및 출력 전압 중 적어도 하나를 모니터링함으로써 부하 요구에 출력 전류를 부합시키는 것을 보장하는 동안 중간 또는 높은 전류 최저치를 사용하는 표준동작이다. 어떤 버스트 모드 동작도 여기에 사용되지 않는다.
3. 저전류 모드로서, 전원공급장치가 동작의 버스트 모두 형태로 동작할 경우, 부하 요구에 부합하기 위해 최고 레벨의 전류 버스트를 제공함으로써, 우수한 효율이 유지되는 것을 보장한다. 전류 요구가 떨어지면, 버스트는 덜 빈번해지지만, 각 버스트 내의 전류 레벨은 감소하지 않는다.
이러한 상이한 모드의 제어는 두 개의 컨버터, PWM1 및 PWM2의 출력에 있는 저장 커패시터(들)의 전압을 모니터링함으로써 실행된다.
한편으로는, 공급이 제공되기 전에 몇 분의 일 밀리 초 이하의 임의의 순간에 동작하기 위해 회로가 준비되고, 다른 한편으로는 사용하지 않을 경우 회로가 반드시 완벽하게 휴지상태가 되는 것을 보장하기 위해, 논리 회로가 PWM1에 요구된다.
그러나, 공급기가 꺼지고, 처음으로 켜지면, PWM1이 스스로 스위치온 할 수 있도록, 광결합기(optocoupler)에 대해 사용가능한 전압은 전혀 없다. 따라서, PWM1의 적절한 스위치온을 위해 광결합기에 사용가능한 전압이 존재하여 전원공급장치가 언제나 동작하도록 준비되는 것을 보장하기 위해서는 논리회로가 반드시 제공되어야 한다. 광결합기가, 저전류 슬립 모드의 수행을 저하시킨 이후, 슬립 모드에 있는 동안 전류를 유도하도록 허용될 수 없다. 따라서 광결합기는 전류가 유도된 경우에만 동작하고, 전류가 유도되지 않으면 꺼진다.
어떻게 전술된 두 개의 직렬 전원공급장치 모듈을 사용하는 이중 전원공급장치 토포그래피가 어떻게 종래 기술의 전원공급장치의 것보다 더 작은 단면 연결 코드를 갖는, 부하 장치에 전원을 공급하기 위한 월소켓 전원공급장치를 제공하도록 유용하게 사용될 있는지를 예시하는 도8a 내지 도8d를 참고로 한다. 도8a는 부하 장치(도시되지 않음) 안에 꽂기 위한 플러그(83)에 전원공급장치의 출력을 연결하는 저전압 코드(82)를 구비한, 월소켓(81)에 꽂기 위한 종래 기술의 AC/DC 전원공급장치(80)를 예시한다. 도8b는 도3 및 도5에 도시된 회로 토포그래피에 따라 제작되고, PWM1 및 PWM2로 표기된 두 개의 펄스 폭 변조 전원공급장치 모듈(85)을 포함하는 예시적인 전원공급장치(85)의 기계적 외형을 나타낸다. 이 전원공급장치(85)를 부하 장치 플러그(83)에 연결하는 코드(82)는 도8a에 도시된 종래 기술의 설계에 사용된 것과 유사하다.
본 발명에 기재된 전원공급장치의 두 개의 전원공급장치 모듈이 물리적으로 분리된 더 유리한 구조를 예시하는 도8c를 참고로 한다. PWM1으로 표기된 제 1 전원 공급 모듈(86)은 AC 월 소켓(81)에 꽂기 위한 플러그에 포함된다. PWM2로 표기된 제 2 전원 공급 모듈(88)은 부하 장치에 연결하기 위한 플러그 안에 포함된다. 월 플러그에 있는 제 1 전원 공급 모듈(86)과 부하 장치에 꽂힌 전원 공급 모듈(88)을 연결하는 코드(87)는 부하 장치에 의해 요구되는 전압보다 높은 전압, 일반적으로 15V에서, 일반적으로 5개당 순서로 전류를 운반한다. 따라서 이 코드 내의 전류는 도8a에 도시된 종래 기술 설계의 연결 코드(82)의 전류 및 전원공급장치 모듈 모두가 월 플러그(wall plug, 85)에 포함되는 도8b에 도시된 새로운 전원공급장치 설계의 전류보다 낮은데, 일반적으로 3배 더 낮다. 도8c에 도시된 스플릿(split) 전원공급장치 모듈 구조의 연결 코드(87)는 따라서 도8a 및 도8b의 연결 코드보다 얇은 단면일 수 있다.
스플릿 전원공급장치 모듈 구조는 다수의 장점을 갖는다.
(ⅰ) 월 플러그(86)로부터 장치 플러그(88)로의 저전류 흐름은 종래 기술의 전원공급장치보다 낮은 연결 코드(87)의 저항 손실이 있다는 것을 의미한다. 이것은 질좋고 게다가 유연한 전선을 사용하거나 동일한 단면의 전선을 사용하여 획득한 증가된 효율 면에서 구현될 수 있다. 얇은 전성이 사용되고, 코드를 따라 전압 하강 및 손실이 있더라도, 그러한 전압 하강은 제 2 전원공급장치 모듈 PWM2에서 보상될 수 있다.
(ⅱ) 두 전원공급장치 모듈은 작은 물리적 크기로 구성될 수 있다. 제 1 전원공급장치 모듈 PWM1은, 종래 기술의 설계에 일반적으로 사용된 대형 평활 커패시터의 제거때문에, 표준 벽면 플러그보다 너무 크지 않은 플러그에 끼워지도록 충분히 작게 만들어질 수 있다. 마찬가지로 DC/DC 컨버터인 제 2 전원 공급 모듈 PWM2는 부하 장치에 연결하기 위한 표준 플러그보다 물리적으로 너무 크지 않은 플러그에 끼워지도록 충분히 작게 만들어질 수 있다.
(ⅲ) 얇은 연결 코드(87)가 사용될 경우, 종래 기술의 연결 코드보다 작은 부피를 차지할 것이며, 도8d에 도시된 바와 같이, 리트랙터블 릴(retractable reel, 89)에 편리하게 저장할 수 있으며, 따라서 사용하기 전개되지 경우 깔끔하게 숨겨진다. 릴(89)은 벽면 플러그(86)내에 포함되어 특히 콤팩트한 장치를 만든다.
내부 배터리를 충전하거나 장치에 전원을 공급하기 위한 USB 입력(95)을 구비한 셀룰러 폰(93)과 같은 이동장치에 유용하게 사용될 수 있는, 도8a-8d에 기재된 스프리트 전원공급장치의 추가적인 애플리케이션이 개략적으로 예시된 도9를 참고로 한다. 도8a-8d의 벽면 플러그 유닛(86)과 동등한 벽면 플러그 유닛(91)이 AC 메인 전원공급장치에 플러그인 되도록 조정되는데, 이 예에서는 80 내지 250V로 도시된다. 이전 도면에 PWM1으로 도시된, 정류기 브리지 및 DC/AC 컨버터, 및 출력 저장소/평활 커패시터(92)를 포함한다. 이 커패시터는 상대적으로 작은 전해질의 또는 탄탈룸 커패시터 중 하나 또는 세라믹 커패시터일 수 있는데, 상대적으로 낮은 커패시턴스 값은 컨버터의 출력에서 견디는 높은 리플 레벨때문에 허용된다. 이 출력의 도표가 도4c에 도시된 것과 유사하게, 그래프 94에 도시되었다.
벽면 플러그 유닛(91)으로부터 출력 코드가 모바일 전화기(93)의 USB 입력으로 플러그인 되도록 조정된다. 이 입력 포트는 이 애플리케이션의 이전 도면의 PWM2 전원공급장치 유닛에 의해 구현된, DC/DC 컨버터(96)에 제공한다. DC/DC 컨버터로부터의 출력은 장치의 내부 배터리(97)를 충전하거나 컨트롤러(98)를 사용하여 전화기 자체에 전원을 공급하기 위해 사용될 수도 있다. 동작은 DC/DC 컨버터(96)로부터의 낮은 리플 레벨을 사용하여 수행된다. 이 컨버터는 또한 전화기의 LI-이온 내부 배터리를 충전하기 위한 적절한 충전 전류 특성을 제공한다.
이러한 셀룰러 폰 애플리케이션을 위해, 벽면 플러그 유닛의 출력은 DC 입력 전압의 영점 교차 동안 최고 9V까지 오르고 5V까지 떨어진다. 이러한 출력은 셀룰러 폰의 USB 입력 소켓에 입력하기에 적합한데, USB 입력 소켓은 일반적으로 USB 공급기에 대해 허용되는 하한인 4.4V로부터 최고 10V까지의 DC 입력을 수용할 수 있다. 이러한 구현은 USB 입력을 갖는 셀룰러 전화기를 충전하기 위한 벽면 어댑터의 준비를 가능하게 하는데, 본 발명의 전술된 전원공급장치 체계의 다른 장점과 마찬가지로 벽면 어댑터는 경량이고, 고효율이고 작은 크기이다.
본 발명의 전원공급장치에서. 도5에 예시된 바와 같이, PWM1이 대기 모드인 경우, 완벽하게 정지하고, 제어 기능은 PWM1의 출력 커패시터(35)의 전압 레벨에 의해 결정되는 것처럼, 필요할 경우 PWM1이 깨도록 명령해야 한다. 그 순간 부하가 전원공급장치에 인가되는 경우처럼, 커패시터(35)의 전압 강하가 검출되고, PWM1의 스위칭 회로(55)는 동작을 시작하라는 명령을 받고, PWM1은 커패시터(35)를 다시 채우고 부하 요구에 전원을 공급하기 위해 전류를 공급한다. 도5의 전원공급장치는 AC/DC 컨버터가 제어되는 시점에서 DC/DC 컨버터의 저전압 전원공급장치 출력을 AC/DC 컨버터로 입력시 제공되는 메인 전압으로부터 분리하기 위해 광결합기(53)를 사용하여 지금까지 기재되었는데, 저전압 전원공급장치 출력과 사용자가 접촉할 수 있다. 이러한 광결합기는 도1의 종래 기술의 전원공급장치에 도시된다.
그러나 광결합기는 상대적으로 비싼 부품이고, 회로 보드 상에 값비싼 실제 장치를 사용한다. 추가의 예시적인 전원공급장치를 예시하는 도10을 참고로 하는데, 여기서 AC/DC 컨버터로의 제어 피드백이 광결합기를 사용할 필요없이 달성된다. 슬립 모드로부터 깨울 필요가 있을 경우 PWM1을 개시하기 위해 출력 커패시터의 전압으로부터 PWM 공급 제어에 다시 피드백을 제공하기 위해 펄스 폭 변조 공급기 PWM1의 메인 트랜스포머가 사용된다. PWM1이 슬립 모드인 동안, 높은 주파수 트랜스포머가 사용되지 않아서, 이 기능을 수행하기 쉽다.
도10에서, 컨버터 PWM1의 개별 기능 부품들은 이 특정 구현의 동작을 예시하기 위해 도시된다. 도5에 도시된 전원공급장치와 공통으로, 도10의 전원공급장치는 두 개의 직렬 DC/DC 전압 컨버터-PWM1 및 PWM2를 포함한다. 컨버터 PWM1은 종래 기술의 펄스 폭 변조 전원공급장치와 다른데, 고주파수 트랜스포머(100)는 추가의 1차 권선(101)을 갖고, 메인 1차 권선(102)을 갖는다. 메인 입력 전압 및 출력단에 직접 연결된 제 1 컨버터 PWM1 사이에 분리를 여전히 제공하는 동안 슬립 모드로부터 제 1 컨버터 PWM1을 깨우기 위한 제어 신호를 전송하는데 추가 권선이 사용된다. 이 추가 권선은 따라서 종래의 예시적인 전원공급장치의 광결합기의 기능을 충족시키고, 종래기술의 전원공급장치의 기능도 충족시킨다.
구현은 다은과 같은 방식으로 동작한다. 전술된 구현에서처럼, 출력 커패시터(35)의 전압은 제어 부품(52)에 의해 모니터링된다. 출력 커패시터의 전압이 커패시터(35)에 전류를 흘리기 위해 필요한, 미리 정해진 양만큼 떨어지는 것을 제어 부품(52)이 검출하는 순간, 커패시터로부터의 누설을 곧바로 보충하기 위해 또는 출력에 연결된 부하로의 전원 제공을 시작하기 위해, 제 1 컨버터 PWM1은 이 전류가 흐르도록 하기 위해 깨워진다. 제어 부품(52)은 정류기 다이오드(57)를 걸쳐서 연결된 FET(103)의 게이트에 펄스를 먼저 인가함으로써 이를 시행한다. FET는 순간적으로 클로즈되어, 트랜스포머의 제 2 권선(104)을 이차적으로 전류의 펄스를 제공하는 커패시터(35)에 연결한다. 커패시터는 트랜스포머의 1차단 상의 추가 제어 권선(101)에 등가 전류 펄스를 유도한다. 이 펄스는 구성되고, 슬립 모드로부터 PWM1을 일깨우기 위해 신호를 사용하는, PWM1의 제어 회로(55)의 피드백 입력(FB)에 인가된다. 도10에 도시되지 않은 추가 논리 회로가 PWM1의 제어 회로가 대기 모드인 경우에도 검출되도록 이 시작 신호가 가능하게 하기 위해 필요하다. 깨워질 때, PWM1 제어 회로(55)는 출력 SW로부터 제어 펄스를 출력하여 MOSFET(106)를 켜서 전류 버스트가 제 1 권선(102)을 통해 흘러 커패시터(35)를 다시 채운다. 일정한 표준 전원 출력 동작 동안, MOSFET(106)는 저항(R)을 통해 흐르는 초기 전류를 모니터링하는 전류 센스 입력(CS)을 사용하는 1차단(102)을 통한 제어 회로(55)로의 전류를 제어하는 데 사용된다. 또한, 일정한 표준 전원 출력 동작 동안, 류 입력은 제어 기능으로 사용하기 위해, 커패시터(35)의 전압을 샘플링하도록 사용될 수 있다.
이 장치는 두 개의 장점을 갖는다. 첫 번째로, 광결합기를 사용할 필요없이, 트랜스포머(100)에 의해 분리가 제공된다. 두 번째로, 트랜스포머의 2차부(104)에 전류 펄스를 제공하기 위해 사용된 동일한 FET 스위치는 트랜스포머 출력 전류의 동기화된 정류를 수행하기 위해서도 사용될 수 있다. 스위치 온 될 경우 FET를 걸치는 전압 강하는 순방향 바이어스 다이오드(57)를 걸치는 0.6V 강하와 비교하여, 20mV로 낮을 수 있다. 동기화된 정류의 사용은 정류기 다이오드(57)에 걸친 전원 손실 대부분을 절감하고, 대체로 PWM2에 대해 도5에 기재된 방식과 유사한 방식으로 PWM1의 효율을 증가시킨다.
도10에서, 제 1 컨버터 PWM1의 경계는 출력 커패시터 전압 모니터링 회로(52) 및 MOSFET(103) 및 정류 다이오드(57)를 포함하도록 그려진, 점선 경계선으로 도시된다. PWM1의 일부분으로서 부품의 포함, 배제가 임의의 결정이고, 이 구현을 어떤 식으로도 한정하기 위한 것이 아님을 이해할 수 있을 것이다.
도10에서, 제어 입력은 제어 신호의 소스와 독립적으로 PWM1에만 인가된다. 따라서, 도10은 두 개의 직렬 전압 컨버터를 사용하여 이 명세서에 기재된 유형의 전원공급장치에 분리된 제어 입력 기능성을 제공하기 위한 추가적인 1차 권선의 사용을 예시하는데, 이 개념은 단일 PWM 유닛을 포함하는 종래 기술의 펄스 폭 변조 전원공급장치에서 폭넓은 애플리케이션을 갖는다는 것을 이해할 수 있으며, 이 진보된 구현은 전술된 이중 컨버터 토폴로지를 한정하기 위한 것으로 이해되지 않아야 한다. 분리된 트랜스포머 권선 제어의 이 양태의 특히 유용한 사용은 전원공급장치가 슬립 모드이고 제어 신호가 전원공급장치를 깨우기 위해 사용될 경우의 사용을 설명한다. 그러나, 이를테면 전원공급장치의 스위치된 모드 주파수로부터 제거된 변조 주파수를 사용함으로써, 시스템이 정상적으로 동작할 경우에도 분리된 제어 기능 신호를 제공하도록 추가 권선이 사용될 수 있다는 것이 가능하다.
중요 장치에 전원을 공급하기 위해 사용되는, 일반적으로 배터리 구동 장치가 아닌, 전원공급장치가 상당한 지속 시간(hold up time)을 가져야 하는 필요성이 오늘날 증가하고 있다. 전원공급장치의 지속 시간은 입력 메인 전원이 강하할 수 있는 동안의 기간으로 정의되는데, 전원공급장치는 설계하고자 하는 장치를 구동하기에 충분한 전류를 여전히 출력한다. 선진국에서 사용하기 위해, 10 또는 20msec의 순서의 지속 시간이 일반적으로 필요한데, 즉, AC 본선의 완전한 주기의 1/2, 또는 완전한 주기이다. 전기 공급이 덜 믿을만한 덜 개발된 지역에서는, 주기의 2 내지 3배의 지속 시간, 즉 최고 60msec가 일반적으로 필요하다. 이러한 길이의 지속 시간은 종래 기술의 전원공급장치에서 저장소/평활 기능성을 위해 필요한 것보다 훨씬 큰 저장 커패시터를 사용함으로써 달성되며, 전원공급장치는 주요부 입력이 없는 동안 저장 커패시터로부터 출력을 전달할 수 있다는 것을 보장하기 위해 사용된다.
그러나, 정류기 브리지의 출력부에 저장 커패시터를 갖는 종래 기술의 전원공급장치에서 긴 지속 시간을 제공하는 것은 이 기능을 위해 사용되는 커패시터에 매우 엄격한 요구를 한다. 이러한 커패시터는 주요부 전원이 최대 가능한 레벨에 있을 경우 예상되는 최고 피크 전압에서 등급이 매겨지는 전압이고, 동시에 전압이 최소 가능한 레벨일 때의 지점에서 주요부 전원이 차단될지라도 전원공급장치의 정격 출력을 제공하는 것을 지속할 수 있는 용량이어야 한다. 예를 들어, 일명 220V AC 주요부 전원으로 사용하기 위한 종래의 전원공급장치를 고려한다. 전원공급장치가 정확하게 동작해야 하는 전압의 범위는 180V 내지 260V이다. 예상되는 최대 피크 전압을 견디기 위해, 커패시터는 400V로 정해진다. 그러나 전압 강하 동안 동작을 지속하기 위해 충분한 저장을 구비하기 위해, 용량은 오직 190V의 전압으로 충전되는 경우 유지 기간 동안 입력 전류를 제공하는 것이다. 따라서 이 두 개의 파라미터는 사용되는 커패시터에 대한 높은 동작 전압 및 높은 용량을 말한다. 85V 내지 264V에서 동작하는 범용 전원공급장치를 갖는 상태는 더욱 심각하다. 전압 입력 범위의 하단에서 동작을 지속시키기 위해 필요한 초과 용량 때문에, 명목상의 입력 전압에서 사용될 경우, 이러한 커패시터는 커패시터 안에 저장된 에너지의 일부만을 사용한다. 따라서, 여러 주기의 동작에 대해 85V에 에너지를 저장하기 위해 충분한 용량을 갖는 전원공급장치가 정격 220V에서 사용될 경우, 커패시터에 저장된 에너지의 일부만이 활용된다.
본 발명의 전술된 예시적인 전원공급장치는 상당한 지속 시간으로 사용하도록 적용되고, 종래 기술의 전원공급장치 이상의 즉각적인 장점이 명백해진다. 메인 에너지 저장 커패시터는 제 1 컨버터의 출력부에 배치되기 때문에, AC 공급 입력 전압에 상관없이, 동일한 명목상의 DC 전압, 즉, PWM1의 출력 전압으로 항상 충전되어, 주요부 동작 조건과 상관없이, 지속 시간을 브리지하기 위해 정확하게 필요한 에너지 량을 제공하도록 선택될 수 있다. 따라서 주요부 공급이 완전히 강하하기 전에 최소값까지 감소할 경우에도, 이 전원공급장치의 저장 커패시터는 반드시 동일한 전압 레벨, 즉 제 1 컨버터 정격 출력 전압에서 항상 충전될 것이다. 즉, 제 1 컨버터의 효과는 AC 주요부 전원공급장치의 안정성으로부터 저장 커패시터를 분리하는 것이다. 또한, 주요부 레벨보다 낮은 전압 레벨 지점에서 이 저장 커패시터의 위치는 낮은 전압 정격 커패시터가 사용될 수도 있다는 것을 의미한다. 이러한 두 개의 특징은 유용한 비용, 물리적 크기 및본 발명에 기재된 예시적인 전원공급장치로의 수행을 제공한다.
이러한 이중 모듈 전원공급장치에 사용될 저장 커패시터의 선택은 지속 시간 보상이 포함되는지 여부와 개념적으로 동일하다. 저장 커패시터는 AC 제로 교차 지점 기간이던지 또는 AC 공급이 완전히 차단되던지 입력 AC 전압이 전류와 부하를 제공하기에 불충분한 경우, 기간을 브리지하기 위한 것이다. 물론 필요한 커패시터에 대한 기준은 전술된 것과 다른데, 단지 고려사항은 AC 주기의 제로 교차 지점 동안의 전압 감소이다. 지금 사용될 기준은 전원공급장치가 동작하도록 설계하기 위해 최대 지속 시간 동안, 저장 커패시터는 제 2 DC/DC 컨버터를 통해 부하를 지속적으로 작동시키기 위해 에너지의 대부분을 충전하도록 허용된다는 것이다.이 기준은 어떤 지속 시간도 필요하지 않은 전원공급장치의 경우보다 큰 커패시터를 사용할 것을 분명히 지시하지만, 여전히 커패시터 내에 저장된 대부분의 에너지 활용의 특징이며, 입력에 커패시터를 구비한 종래 기술의 전원공급장치의 동작으로부터 그런 동작을 기술한다. 차이점은 사용되어야할 저장된 에너지의 대부분이 1/2 주기 기간이라기 보다는 정격 유지 기간이라는 것이다. 그러나, 긴 지속 시간을 제공하기 위한 커패시터를 구비한 전원공급장치는, 주기 대 주기 레벨에서 저장 용량의 가장 충분한 사용의 최적의 요구를 더 이상 충족시키지 못하고, 커패시터는 더 이상 충족되지 않을 수 있는 AC 공급기의 각각의 1/2 주기 동안 커패시터에 저장된 에너지 대부분으 사용되는 기준보다 일반적으로 큰 값일 것이다.
다수의 수치적인 보기가 지속 시간에 대해, 본 명세서에 기재된 예시적인 전원공급장치의 장점을 예시하기 위해 제공된다.
커패시터에 저장된 에너지는 E=V2.C/2이다. 소정의 지속 시간에 대해 충분한 에너지를 공급하기 위해 커패시터에 저장될 필요가 있는 에너지는 지속 시간과 출력 전원을 곱하여 얻어진다. 지속 시간 커패시터의 정격 전압은 최대 입력 전압에 따라 선택되고, 그 커패시턴스는 최소 입력 전압에 따라 선택된다.
세 가지 예가 고려된다.
1. 종래 기술의 표준 220 전원공급장치(동작 전압 180 - 265V)
2. 범용의 종래 기술의 전원공급장치(85 - 265V)
3. 이중 컨버터 토폴로지를 구비한 본 명세서의 전원공급장치
1. 220V 전원공급장치
커패시터 정격 전압은 400V이지만, 커패시터는 최대 예상 피크 전압에서 370V까지만 충전된다.
전체 저장된 에너지 : V2 .C/2 = 3702C/2 = 68,450.C
잠재적으로 저장된 전체 에너지에 대해 커패시터의 실제 저장된 에너지의 백분율을 계산하기 위해, 2 단계의 계산이 수행된다.
(a)
최소 피크 입력 전압 V2 = (180.
Figure pct00003
-2)=253V
(정류기 다이오드를 걸친 전압 강하에 대해 2V를 뺀다.)
최대 피크 입력 전압 : V1 = 265.
Figure pct00004
)= 370V
지속 시간으로 인한 어떤 전압 강하도 고려하지 않고, 잠재적으로 저장된 전체 에너지에 대해, 최소 전압에서 저장된 에너지는 다음과 같다.
(V2/V1)2 = (253/370)2 = 47%
따라서, 허용될 수 있는 최소의 AC 주 전압에서, 커패시터는 허용되는 최대 주 전압에서 저장될 수 있는 에너지의 47%만 저장한다.
(b)
이제 어떤 입력 전류도 이용가능하지 않고, 커패시터 전압은 커패시터 에너지가 부하로 흘러드는 것처럼 떨어지는 동안 계산은 지속 시간으로부터 발생하는 전압 강하로 발생한다. 여전히 전원공급장치가 기능적이라고 여기는 동안 사용가능한 전압의 최대 강하는 220V 전원공급장치에 대해 80V로 인정된다. 따라서, 최소 커패시터 전압은 253V로부터 80V, 즉 173V로 떨어질 수 있다.
따라서, 지속 시간의 마지막에 활용될 저장 에너지의 일부가, 최소 커패시터 전압이 173V 일 경우, 지속 시간의 시작에 대해, 최소 커패시터 전압 이 253V일 경우에 다음과 같이 주어진다.
(2532 - 1532)/2532 = 53%
결론적으로, 커패시터의 사용가능한 저장 에너지의 47%의 53%, 즉 25%만이 종래 기술의 AC/DC 220V 표준 전원공급장치인 경우 사용된다.
동일한 계산이 범용 입력 전압 전원공급장치에 대해 수행될 경우, 명목상 85V 내지 265V를 사용할 수 있고, 그 결과는 커패시터의 사용가능한 저장 에너지의 오직 6%만이 지속 시간의 기간 동안 부하에 전달하도록 사용된다.
이 계산이 본 발명에 기재된 유형의 전원공급장치에 대해 수행될 경우, 출력 커패시터의 명목상의 전압이 반드시 AC 공급 전압의 변화에 독립적이기 때문에, 지속 시간 고려를 위한 것이 아닐 경우, 커패시터는 활용되는 커패시터에 저장된 에너지의 100%를 구비한 것으로 여겨질 수 있다.
지연 시간 강하에 관해서, 여전히 전원공급장치를 기능적인 것으로 여기는 동안 사용가능한 전압의 최대 강하는 명목상 32V 전원공급장치에 대해 19.5V로 인정된다. 따라서 최소 커패시터 전압은 32V로부터 19.5V, 즉 12.5로 떨어질 수 있다.
따라서, 지속 시간의 마지막에 의해 활용되는 저장 에너지의 일부는 최소 커패시터 전압이 12.5V인 경우, 지속 시간의 시작시의 값에 대해, 최소 커패시터 전압이 32V인 경우, 다음과 같이 주어진다.
(322 - 12.52)/322 = 85%
결론적으로, 커패시터의 사용가능한 저장 에너지의 85%는 이 경우에 사용되며, 종래 기술의 전원공급장치보다 에너지 저장시 훨씬 더 효율적인 전원공급장치를 만든다.
계산은 통상적인 표준 전원공급장치와 비교하여 본 발명의 전원공급장치에 사용되는 커패시터의 크기 차이를 예시하기 위해 수행될 수 있다. 전형적인 예로서 20msec 지속 시간으로 30W 전원공급장치를 사용하여, 이 지속 시간을 구현하기 위해 필요한 저장 에너지는 지속 시간과 출력 전원을 곱하여서 주어진다.
E = 20 x 10-3.40 = 0.8 Joule
전원공급장치의 비효율성을 계산하기 위해, 저장 커패시터는 지속 시간 동안 부하에 전원을 제공하기에 충분한 출력을 전원공급장치가 전달하게 하도록 약 0.9Joule을 공급하도록 설계되어야 한다. 계산은 이 40W 전원공급장치 예에 필요한 저장 커패시터에 대한 하기의 특성을 나타낸다.
(ⅰ) 표준 220V 종래 기술의 전원공급장치
68μF, 400V 정격, 크기는 일반적으로 직경 20mm x 길이 35mm
(ⅱ) 범용의 85 내지 264V 종래 기술의 전원공급장치
270μF, 400V 정격, 크기는 일반적으로 직경 30mm x 길이 40mm
(ⅲ) 본 발명에 따라 구성된 범용 전원공급장치
2200μF, 35V 정격, 크기는 일반적으로 직경 16mm x 길이 25mm
살펴본 바와 같이, 본 발명에 기재된 바와 같이 진보된 전원공급장치 토폴로지의 사용은 상당히 작은 크기, 낮은 동작 전압 및 이런 이유로 높은 신뢰성, 및 종래 기술의 전원공급장치보다 낮은 비용의 커패시터를 사용하여 필요한 지속 시간을 제공할 수 있게 한다.
본 발명이 여기에 기재되고 특별히 도시된 것에 한정되지 않다는 것을 당업자라면 알 수 있다. 본 발명의 영역은 여기에 기재된 다양한 특징의 조합 및 부조합만 아니라 본 발명을 읽는 당업자에게 발생할 수 있고 종래 기술에 없는 변화 및 개조를 포함한다.

Claims (34)

  1. AC 공급을 DC 출력으로 변환하는 전원공급장치에 있어서,
    상기 AC 공급과 연결되어 정류된 전류를 제공하는 정류기 조립체;
    상기 정류된 전류를 입력받아 제1 DC 출력전류를 제공하는 제1 변환기;
    상기 제1 DC 출력전류를 입력받아 제2 DC 출력전류를 제공하는 제2 변환기; 및
    상기 제1 변환기의 출력에 배치되어 상기 입력된 AC 공급의 영점교차(zero-crossing) 동안 상기 제1 DC 출력전류의 전압강하를 감소시키는 적어도 하나의 캐패시터를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 캐패시터의 정전용량은 상기 캐패시터에 저장된 에너지의 주요 부분으로서 상기 AC 공급의 모든 반 주기(every half cycle) 동안 방전되는 전원공급장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 변환기는,
    적어도 상기 AC 공급의 각 반주기의 주요 부분 동안 상기 정류된 출력전류를 입력하는 전원공급장치.
  3. 제 1 항 및 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 변환기로 입력되는 상기 정류된 전류는,
    입력된 AC 공급의 영점교차 동안 전압강하를 가지고, 상기 입력된 AC 공급의 피크 전압(peak voltage)의 상당 부분이 되는 전원공급장치.
  4. 제 1 항 및 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 변환기로 입력되는 상기 정류된 전류는,
    입력된 AC 공급의 영점 교차 동안 전압강하를 가지며, 상기 입력된 AC 공급의 피크 전압(peak voltage)의 50%가 되는 전원공급장치.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 변환기는,
    상기 제2 변환기의 출력전압보다 높은 출력전압을 제공하는 전원공급장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제1 변환기는,
    상기 제2 변환기의 출력전압보다 적어도 1/3배 높은 출력전압을 제공하는 전원공급장치.
  7. 제 5 항 및 제 6 항에 있어서,
    상기 제1 변환기를 흐르는 감소된 전류의 결과는,
    그 내부에서 전력 소모를 감소시키는 전원공급장치.
  8. 제 5 항 및 제 6 항에 있어서,
    상기 제2 변환기는,
    상기 정류된 출력전류가 상기 제2 변환기로 직접 입력되는 경우 얻을 수 있는 것보다 실질적으로 높은 효율을 가지는 상기 제2 변환기에 비해 충분히 작은 입출력전압비(output to input voltage ratio)로 동작하는 전원공급장치.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 변환기의 출력에 배치된 적어도 하나의 캐패시터는,
    상기 전원공급장치가 상기 전원공급장치의 정격레벨(rated level)로 DC 출력전류를 제공할 때, 상기 제1 변환기의 출력전압의 적어도 25%로 입력된 AC 공급의 영점 교차 동안에 전압 강하를 갖는 상기 제1 DC 출력전류와 동일한 값을 가지는 전원공급장치.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 변환기의 출력에 배치된 적어도 하나의 캐패시터는,
    상기 전원공급장치가 상기 전원공급장치의 정격레벨(rated level)로 DC 출력전류를 제공할 때 상기 제1 변환기의 출력전압의 적어도 50%로 입력된 AC 공급의 영점 교차 동안에 전압 강하를 갖는 상기 제1 DC 출력전류와 동일한 값을 가지는 전원공급장치.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전원공급장치의 스위치-온(switch-on) 동안 상기 제1 변환기의 정류된 전류에 기인한 상기 입력은,
    돌입전류(inrush current)를 충분히 감소시켜 상기 전원공급장치로 하여금 돌입전류보호(inrush current protection)의 필요성이 없어지도록 하는 전원공급장치.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 AC 공급의 각 주기의 주요 부분을 초과하여 상기 제1 변환기에 의한 정류된 출력전류의 이용은,
    상기 전원공급장치의 전력 인자(power factor)의 증가를 유발하는 전원공급장치.
  13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정류기 조립체 및 상기 제1 변환기는,
    상기 제2 변환기로부터 물리적으로 분리된 모듈 내에 배치되어 상기 제2 변환기와 플렉시블 접속 코드(flexible connection cord)에 의해 연결된 전원공급장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 모듈은,
    상기 적어도 하나의 캐패시터를 더 포함하는 전원공급장치.
  15. 제 13 항 또는 제 14 항에 있어서,
    상기 모듈은,
    월 소켓(wall socket)으로부터 AC 전원(AC power)를 수신하는 월 플러그(wall plug)의 한 부분이며,
    상기 제2 변환기는,
    상기 전원공급장치의 부하소자(load device)로의 연결을 위한 플러그의 한 부분인 전원공급장치.
  16. 제 13 항 또는 제 14 항에 있어서,
    상기 제2 변환기는,
    이동식 전자장치(mobile electronic device) 내에 배치된 전원공급장치.
  17. 제 13 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 접속 코드가 사용되지 않을 때 보관되는 입출가능 릴(retractable reel)을 더 포함하는 전원공급장치.
  18. 순차적으로 접속된 적어도 제1 및 제2 변환기들;
    상기 제1 변환기의 출력쪽으로 접속된 적어도 하나의 제1 캐패시터;
    상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압을 모니터링하여, 상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압이 제1 설정된 레벨(predetermined level)을 초과하면 상기 제1 변환기를 슬립모드로 진입시키고, 상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압이 제2 설정된 레벨 아래로 떨어지면 상기 제1 변환기를 슬립모드로부터 복귀시키는 전압 검출부;
    상기 제2 변환기의 출력쪽으로 접속된 적어도 하나의 제2 캐패시터; 및
    상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압을 모니터링하여, 상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압이 제1 선택레벨(preselected level)을 초과하면 상기 제2 변환기를 슬립모드로 진입시키고, 상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압이 제2 선택레벨 아래로 떨어지면 상기 제2 변환기를 슬립모드로부터 복귀시키는 전압 검출부
    를 포함하는 전원공급장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 전원공급장치로부터 요구되는 부하전류가 없을 때,
    상기 제1 변환기는 상기 적어도 하나의 제1 캐패시터의 전압을 상기 제1 설정된 레벨로 올리기 위하여 복귀될 수 있고, 상기 제2 변환기는 상기 적어도 하나의 제2 캐패시터의 전압을 상기 제1 선택레벨로 올리기 위하여 복귀될 수 있는 전원공급장치.
  20. 제 18 항 및 제 19 항에 있어서,
    상기 전원공급장치로부터 요구되는 부하전류가 없을 때,
    상기 전원공급장치는 복귀신호들(arousal signals)에 대한 상기 변환기들의 반응도를 유지하기 위하여 요구되는 것과, 누설성분(leakage component)에 의해 손실되는 것 외에 근본적으로 동작전류를 소비하지 않는 슬립모드로 진입하는 전원공급장치.
  21. 제 18 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 변환기 중 각각은,
    오직 미리 정의된 낮은 전류 한계점(lower current limits) 아래로 전류를 제공하기 위하여 적응되고, 상기 전원공급장치로부터 이끌려진 전류가 상기 변환기들 둘 다의 상기 미리 정의된 낮은 전류 한계점보다 낮은 제2 한계점 아래로 떨어지면 상기 변환기들 중 적어도 어느 하나는 상기 변환기들의 적어도 하나의 캐패시터가 충전되어 복귀될 때까지 슬립모드로 진입하는 전원공급장치.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 변환기들 둘 다의 상기 미리 정의된 낮은 전류 한계점은 선택되어 오직 미리 정의된 최소 전원공급효율을 유지하기 위한 레벨로 전류를 제공하는 전원공급장치.
  23. 제 21 항 및 제 22 항에 있어서,
    상기 전원공급장치로부터 이끌려진 전류가 상기 제2 한계점 아래로 떨어지면, 상기 적어도 하나의 변환기는,
    상기 변환기의 미리 정의된 낮은 전류 한계점보다 큰 버스트들 내에서 전류를 제공하고, 버스트들 사이에서 슬립모드로 진입하는 전원공급장치.
  24. 제 18 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 변환기는,
    물리적으로 상기 제2 변환기와 분리되고, 상기 변환기들은 접속 코드에 의해 접속된 전원공급장치.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 제1 변환기는,
    월 소켓(wall socket)으로부터 AC 전원을 수신하는 월 플러그(wall plug)의 일부분이고,
    상기 제2 변환기는,
    상기 전원공급장치의 부하소자(load device)와 연결하는 플러그(plug)의 일부분인 전원공급장치.
  26. 제 24 항 및 제 25 항에 있어서,
    상기 접속 코드가 사용되지 않을 때 보관되는 입출가능 릴(retractable reel)을 더 포함하는 전원공급장치.
  27. 스위치 모드(switched mode) 전원공급장치에 있어서,
    DC 전류를 수신하는 입력부;
    상기 입력된 DC 전류로부터 고주파 AC 전류를 생성하는 스위칭 회로부;
    1차측 권선을 통해 상기 고주파 AC 전류를 수신하고, 상기 고주파 AC 전류를 목표 전압 레벨로 출력하는 2차측 권선을 구비한 고주파 변압기;
    상기 고주파 AC 전류에서 DC 출력 전류로 변환된 것을 정류하는 정류기; 및
    상기 2차측 권선과 자기적으로 결합된 상기 고주파 변압기 상의 추가적인 1차측 권선을 구비하고,
    상기 2차측 권선 상에 주입된 신호는 상기 2차측 권선으로부터 전기적으로 고립된 신호를 상기 추가적인 1차측 권선 내로 유도하여 상기 스위치 모드 전원공급장치의 기능을 제어하는데 사용할 수 있는 스위치 모드 전원공급장치.
  28. 제 30 항에 있어서,
    상기 DC 입력 전류를 제공하기 위하여 AC 메인 공급기와 연결하는 정류기 조립체를 더 포함하는 스위치 모드 전원공급장치.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 DC 출력 전류는 상기 AC 메인 공급기로부터 고립된 스위치 모드 전원공급장치.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 DC 출력 전류는 광 결합기(optocoupler)의 필요없이 상기 AC 메인 공급기로부터 고립되는 스위치 모드 전원공급장치.
  31. AC 공급을 DC 출력으로 변환하는 전원공급장치에 있어서,
    상기 AC 공급과 연결되어 정류된 전류를 제공하는 정류기 조립체;
    상기 정류된 전류를 입력받아 제1 DC 출력전류를 제공하는 제1 변환기;
    상기 제1 DC 출력전류를 입력받아 제2 DC 출력전류를 제공하는 제2 변환기; 및
    상기 제1 DC 출력전류 내에서 전압강하를 감소시키기 위하여 상기 제1 변환기의 출력측에 배치된 적어도 하나의 캐패시터를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 캐패시터의 정전용량은 상기 AC 공급이 중지된 다음에 상기 전원공급장치가 연속적으로 설정된 시간 동안 설정된 출력전원레벨을 제공하기 위하여 제한된 상기 제1 DC 출력전류 내에서의 전압강하와 동일한 전원공급장치.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 캐패시터의 정전용량은 상기 캐패시터에 저장된 에너지의 주요 부분으로서 상기 설정된 시간 동안 방전되고, 상기 전원공급장치는 상기 전원공급장치의 출력의 설정된 부분을 연속적으로 제공하는 전원공급장치.
  33. 제 31 항 및 제 32 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 캐패시터는,
    근본적으로 AC 공급 전압의 허용된 변화와 관계없이 상기 제1 변환기에 의해 설정된 상수전압이 충전되는 전원공급장치.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 캐패시터는,
    근본적으로 AC 공급 전압 표준이 사용되는 것과 관계없이 상기 제1 변환기에 의해 설정된 상수전압이 충전되는 전원공급장치.
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