KR20100114442A - 방송 수신 시스템 및 방송 신호 처리 방법 - Google Patents

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Abstract

방송 송/수신 시스템 및 방송 신호 처리 방법이 개시된다. 상기 방송 수신 시스템에서 방송 신호 처리 방법은, 의사 랜덤 노이즈(PN) 신호, 시스템 정보(SI) 신호, 데이터 신호를 포함하는 방송 신호를 수신하는 단계, 상기 방송 신호를 복조하는 단계, 상기 복조된 방송 신호에 포함된 채널 왜곡을 보상하는 단계, 상기 채널 왜곡이 보상된 방송 신호 중 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 상기 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트 중 어느 하나로부터 상기 SI 신호를 검출하고 디코딩하여 복조 및 데이터 디코딩 정보를 추출하는 단계, 및 상기 추출된 데이터 디코딩 정보에 따라 상기 채널 등화된 데이터 신호를 디코딩하는 단계를 포함할 수 있다.
중국, 지상파, DTV, 시스템 정보

Description

방송 수신 시스템 및 방송 신호 처리 방법{Broadcast receiving system and method of processing broadcast signal}
본 발명은 방송 신호를 송신하는 방송 송신 시스템, 상기 방송 신호를 수신하는 방송 수신 시스템, 및 방송 송/수신 시스템에서의 방송 신호 처리 방법에 관한 것이다.
중국향 지상파 DTV 표준은 Advanced Digital Television Broadcast - Terrestrial (ADTB-T) 방식과 Time Domain Synchronous - Orthogonal Frequency Division Multiplexing (TDS-OFDM ) 방식을 모두 포함한다.
상기 ADTB-T 방식은 미국의 ATSC 8-VSB와 유사한 싱글 캐리어(single carrier ; SC) 변조 방식(modulation scheme)이다. 이 방식은 높은 비트(bit) 속도와 함께 전체적으로 성능이 우수해 High Definition Television (HDTV) 고정 수신에 적합하다. 그러나 ATSC와는 달리, 상기 ADTB-T는 향상된 등화기 트레이닝 시퀀스(equalizer training sequence), 확장된 코딩(coding), 그리고 더 긴 인터리버(interleaver)로 인하여 모바일 수신에 더 적합한 특성이 있다.
상기 TDS-OFDM 방식은 기존의 사이클릭 프리픽스 OFDM(Cyclic Prefix OFDM ; 이하 CP-OFDM)과 유사한 멀티 캐리어(multi carrier ; MC) 변조 기법(modulation scheme)이다. 상기 TDS-OFDM 방식으로 전송되는 데이터는 역이산푸리에변환(Inverse Discrete Fourier Transform ; IDFT)를 사용하고, 가드 구간에서는 사이클릭 프리픽스(CP) 대신 의사 랜덤 노이즈(pseudo-random noise ; PN) 시퀀스를 트레이닝 시퀀스(training sequence)로 사용한다. 즉, 상기 PN은 수신측에서 프레임 동기, 채널 추정, 위상 잡음 트랙킹 기능 구현을 위한 훈련 신호로 사용된다. 이렇게 함으로써, 전송 오버헤드(overhead)를 줄이고, 채널의 사용 효율을 높이며, 수신 시스템 내 동기부와 채널 추정부의 성능을 향상시킬 수 있다.
그런데, 중국향 지상파 DTV 표준에서는 시스템 정보(System Information ; SI) 신호의 전송 위치를 명시하지 않고 있다. 그런데, SI 신호의 전송위치가 정해지지 않은 상태에서 송신 시스템과 수신 시스템을 개발하게 되면, 서로 일치하지 않은 SI 신호의 전송 위치로 인해 왜곡이 생기게 되고, 이로 인해 수신 시스템의 전체적인 성능이 저하되게 된다.
따라서 본 발명의 목적은 각종 왜곡에 강인한 위치를 SI 신호의 전송 위치로 제안함으로써, 수신 시스템에서 에러 없이 SI 신호를 복조하여 처리할 수 있도록 하는 방송 수신 시스템 및 방송 신호 처리 방법을 제공함에 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 시스템은, 의사 랜덤 노이즈(PN) 신호, 시스템 정보(SI) 신호, 데이터 신호를 포함하는 방송 신호를 수신하는 신호 수신부, 상기 방송 신호를 복조하는 복조부, 상기 복조된 방송 신호에 포함된 채널 왜곡을 보상하는 채널 등화기, 상기 채널 왜곡이 보상된 방송 신호 중 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 상기 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트 중 어느 하나로부터 상기 SI 신호를 검출하고 디코딩하여 복조 및 데이터 디코딩 정보를 추출하는 시스템 정보 디코더, 및 상기 시스템 정보 디코더에서 추출된 데이터 디코딩 정보에 따라 상기 채널 등화된 데이터 신호를 디코딩하는 데이터 디코딩부를 포함한다.
본 발명에 따른 하나의 신호 프레임은 프레임 헤더와 프레임 바디로 구성되고, 상기 프레임 헤더는 상기 PN 신호를 포함하고, 상기 프레임 바디는 상기 SI 신호와 데이터 신호를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법은, 의사 랜덤 노이즈(PN) 신호, 시스템 정보(SI) 신호, 데이터 신호를 포함하는 방송 신호 를 수신하는 단계, 상기 방송 신호를 복조하는 단계, 상기 복조된 방송 신호에 포함된 채널 왜곡을 보상하는 단계, 상기 채널 왜곡이 보상된 방송 신호 중 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 상기 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트 중 어느 하나로부터 상기 SI 신호를 검출하고 디코딩하여 복조 및 데이터 디코딩 정보를 추출하는 단계, 및 상기 추출된 데이터 디코딩 정보에 따라 상기 채널 등화된 데이터 신호를 디코딩하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
본 발명은 각종 왜곡에 강인한 위치(예를 들어, PN의 컨스텔레이션 포인트, 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트)를 SI 신호의 전송 위치로 설정함으로써, 서로 일치하는 SI 전송 위치로 인해 수신 시스템에서 에러 없이 SI 신호를 복조하여 처리할 수 있으므로 수신 시스템의 성능 저하를 방지할 수 있다.
이하 상기의 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당해 기술분야에 종사하는 기 술자의 의도 또는 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 함을 밝혀두고자 한다.
본 발명에 따른 방송 송신 시스템, 방송 수신 시스템, 및 방송 신호 처리 방법을 설명함에 있어서, 이하 본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 지상파 DTV 방송을 실시예로 설명하며, 특히 중국향 지상파 DTV 방송을 실시예로 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 중국향 지상파 DTV 방송을 위한 데이터 프레임 구조를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 분 프레임(Minute frame)은 하나 이상의 슈퍼 프레임을 포함하고, 하나의 슈퍼 프레임은 하나 이상의 신호 프레임을 포함한다. 즉, 데이터 프레임 구조의 기본 단위는 신호 프레임이다. 그리고 데이터 프레임의 톱 레이어를 캘리더 데이 프레임(Calendar Day Frame ; CDF)이라 한다.
상기 신호 프레임은 프레임 헤더(frame header)와 프레임 바디(frame body)부분으로 구성된다. 상기 프레임 헤더와 프레임 바디 신호의 베이스밴드 심볼 레이트는 같다(예, 7.56Msps).
상기 프레임 헤더 부분은 PN 시퀀스로 구성되고, 프레임 헤더 길이는 3가지옵션이 있다. 그리고, 프레임 헤더 신호는 I와 Q가 같은 4QAM 변조 방식을 채용한다.
상기 프레임 바디 부분은 데이터 블록으로서, 시스템 정보(SI)가 실리는 부분과 실제 데이터가 실리는 부분으로 구성된다. 상기 SI는 36개의 심볼로 구성되고, 상기 데이터는 3744개의 심볼로 구성된다. 즉, 상기 프레임 바디 부분은 모두 3780개의 심볼을 포함한다. 프레임 바디 길이는 500μs(3780*1/7.56μs)이다.
상기 슈퍼 프레임의 시간 길이는 125 ms로 정의하고, 8개의 슈퍼 프레임은 1 s이다. 따라서 타임 시스템(timing system, 예를 들면, GPS)과 시간을 맞추기에 편리하다.
상기 분 프레임의 시간 길이는 1분이고, 480개의 슈퍼 프레임을 포함한다.
상기 CDF는 한 개 자연일을 주기로 주기적으로 반복하고, 1440개의 분 프레임으로 구성되며, 시간은 24시간이다.
도 2는 본 발명에 따른 방송 송신 시스템의 일 실시예를 보인 구성 블록도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송신 시스템은 랜덤화부(randomization unit)(110), 순방향 오류 정정부(forward error correction unit)(120), 채널 코딩부(130), 시스템 정보 산출부(140), 제1 다중화부(150), 프레임 바디 처리부(160), 프레임 헤더 산출부(170), 프레임 형성부(180), 필터부(190) 및 전송부(200)를 포함한다.
상기 랜덤화부(110)는 입력되는 데이터를 랜덤화(randomization)한다. 여기서 상기 랜덤화부(110)로 입력되는 데이터는 비트 스트림 형식이다.
상기 순방향 오류 정정부(120)는 랜덤화된 데이터에 대해 순방향 오류 정정 부호화를 수행한다. 여기서, 상기 FEC 부호화는 아웃터 코드(outer code)와 인너 코드(inner code)를 연접하여 수행된다. 상기 아웃터 코드로는 BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) 코드를, 인너 코드로는 LDPC(Low Density Parity Check) 코드를 이용할 수 있다. 이때, FEC 부호화의 구체적인 파라미터는 예를 들어, 표 1과 같다.
번호 블록 길이(bit) 정보 비트 대응되는 코딩 효율
Code rate 1 7488 3088 0.4
Code rate 2 7488 4512 0.6
Code rate 3 7488 6016 0.8
BCH (762, 752)는 BCH(1023, 1013)를 짧게(shorten)하여 형성된 것이다. 752 비트 데이터 스크램블링 코드 앞에 261 비트의 0을 추가하여 1013 비트가 되고, 이것을 인코딩하여 1023 비트(정보 비트가 앞에 있음)가 된다. 이 후 앞의 261 비트의 0을 버리고 762 비트의 BCH 코드 워드를 형성한다. 상기 BCH 코드 워드를 생성하는 다항식은 하기 수학식 1과 같다.
Figure 112009047257345-PAT00001
상기 각 코드 레이트에서 FEC 부호화는 예를 들어, 동일한 BCH 코드를 사용할 수 있다.
다음으로, LDPC 코드의 생성 매트릭스 Gqc의 구조는 하기 수학식 2와 같다.
Figure 112009047257345-PAT00002
상기 수학식 2에서, I는 bxb 스텝 유닛 매트릭스, O는 bxb 스텝 제로 매트릭스이고, Gi,j는 bxb 순환 매트릭스이고, i는 0 이상 k-1 이하이고, j는 0 이상 c-1이하이다.
상기 채널 코딩부(130)는, 상기 FEC 부호화된 데이터를 채널 코딩(channel coding)한다. 여기서 상기 채널 코딩은, 심볼 매핑(symbol mapping), 인터리빙(interleaving) 등을 통해 이루어질 수 있다.
상기 심볼 매핑은 FEC 부호화된 데이터 즉, 비트 스트림을 심볼 스트림(symbol stream)으로의 컨스텔레이션 매핑(constellation mapping)을 수행한다. 즉, FEC 부호화된 비트 스트림을 균일한 nQAM(Quadrature Amplitude Modulation)(여기서 n은 컨스텔레이션 포인트 수량) 심볼 스트림으로 전환한다. 이때 제일 먼저 진입한 첫 번째 비트는 심볼 코드 워드 LSB이다.
상기 심볼 컨스텔레이션 매핑의 예로는 64QAM, 32QAM, 16QAM, 4QAM 및 4QAM-NR 등이 있으며, 파워 노멀라이제이션(power normalization)를 고려하여 여러 심볼 컨스텔레이션 매핑의 평균 파워가 하기의 수학식 3에서와 같이 거의 같아지게 하였다.
Figure 112009047257345-PAT00003
도 3 내지 도 6은 중국향 지상파 DTV 방송에서 사용되는 심볼 컨스텔레이션 매핑을 표현한 예이다.
즉, 도 3은 64QAM 심볼 컨스텔레이션 매핑의 예를 보이고 있으며, 입력되는 비트 스트림의 매 6비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼(b5b4b3b2b1b0)에 대응된다.
상기 컨스텔레이션 심볼의 컨스텔레이션 매핑은 I 성분(in-phase component)은 b2b1b0이고, Q 성분(quadrature component)은 b5b4b3이다. 그리고 컨스텔레이션 포인트는 I, Q가 각각 1, 3, 5, 7이고, 평균 파워는 42이다.
도 4는 32QAM 심볼 컨스텔레이션 매핑의 예를 보이고 있으며, 입력되는 비트 스트림의 매 5비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼(b4b3b2b1b0)에 대응된다. 32QAM은 다른 QAM 모드와 달리, 심볼의 각 비트가 I, Q로 구분되지 않는다. 그리고, 컨스텔레이션 포인트는는 I, Q가 각각 1.5, 4.5, 7.5이고, 평균 파워는 45이다.
도 5는 16QAM 심볼 매핑의 예를 보이고 있으며, 입력되는 비트 스트림의 매 4비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼(b3b2b1b0)에 대응된다. 상기 컨스텔레이션 심 볼의 컨스텔레이션 매핑은 I 성분 = b1b0이고, Q 성분 = b3b2 이다. 그리고, 컨스텔레이션 포인트는 I, Q가 각각 2, 6이고, 평균 파워는 40이다.
도 6은 4QAM 심볼 매핑의 예를 보이고 있으며, 입력되는 비트 스트림의 매 2비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼(b1b0)에 대응된다. 상기 컨스텔레이션 심볼의 컨스텔레이션 매핑은 I 성분 = b0이고, Q 성분 = b1이다. 그리고, 컨스텔레이션 포인트는 I, Q가 각각 4.5이고, 평균 파워는 40.5이다.
한편, 4QAM-NR은 상기 4QAM 심볼 매핑 전 NR 근접 직교 인코딩 매핑(Nordstrom Robinson (NR) near orthogonal encoding mapping)을 증가한 것이다.
상기 채널 코딩부(130)는 상기 심볼 컨스텔레이션 매핑을 수행하여 형성된 심볼 스트림을 심볼 단위로 인터리빙한다. 여기서 심볼 단위의 인터리빙은 시간 영역 인터리빙 인코딩(time domain interleaving encoding)으로 여러 개의 심볼 프레임(symbol frame)의 기본 데이터 블록(data block) 사이에서 진행한다. 예를 들어, 데이터 신호(즉, 데이터 코드(data code)의 컨스텔레이션 심볼)의 기본 데이터 블록 사이의 인터리빙은 컨스텔레이션 심볼에 기반한 컨벌브 인터리브 인코딩(convolve interleave encoding)을 채용할 수 있다. 상기 채널 코딩부(130)에서 인터리빙되어 출력되는 데이터가 신호 프레임 내 프레임 바디의 데이터 부분에 실려 전송된다.
상기 시스템 정보 발생부(140)는 시스템 정보(SI)를 생성하여 다중화부(13)로 출력한다. 상기 SI는 매 신호 프레임에 필요한 복조(demodulation)와 복호(decoding) 정보를 제공하고, 심볼 매핑 방식, LDPC 부호화(encoding)의 부호화 율(code rate), 인터리브(interleave) 모드 정보, 프레임 바디 모드 정보 등을 포함한다. 중국향 지상파 DTV 방송에서는 스프레드 스펙트럼(spread spectrum) 기술을 채용하여 상기 SI를 전송하는데, 최종 SI 심볼은 PN처럼 I와 Q가 동일한 4QAM으로 매핑하여 전송한다.
이와 같이 상기 SI에는 복조 및 복호에 필요한 정보가 담겨 있으므로, 수신 시스템의 정상 동작을 위해서 수신 시스템에서 반드시 복조되어야 한다. 하지만, 현재 중국향 지상파 DTV 방송 표준안에서는 SI의 전송 위치를 명시하지 않고 있다.
따라서 본 발명은 수신 시스템의 정상적인 동작을 위하여 도 3 내지 도 6과 같은 컨스텔레이션 다이어그램에서 SI의 전송 위치를 최대한 왜곡에 강인한 곳으로 설정하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 SI의 전송 위치는 뒤에서 상세히 설명하기로 한다.
상기 다중화부(150)는 채널 코딩부(130)에서 인터리빙된 데이터와 SI 발생부(140)에서 발생된 SI를 다중화하여 프레임 바디 처리부(160)로 출력한다.
상기 프레임 바디 처리부(160)는 상기 다중화부(150)에서 다중화되어 출력되는 데이터와 SI 신호를 처리하여 신호 프레임 내 프레임 바디를 형성한다. 상기 형성된 프레임 바디 부분은 프레임 형성부(180)로 출력된다. 즉, 상기 프레임 바디 처리부(160)는 상기 프레임 바디 내 데이터의 비트 스트림은 4/16/32/64QAM 중 하나로 변조하고, SI는 4QAM으로 변조한 후 시간 영역 신호로 변환한다. 이때 상기 프레임 바디 처리부(160)의 프레임 바디의 데이터 처리 과정에 따라, SC 변조와 MC 변조로 나뉘어진다.
상기 프레임 헤더 발생부(170)는 수신 시스템에서 훈련 신호(training sequence)로 사용할 프레임 헤더 신호를 생성하여 프레임 형성부(180)로 출력한다. 일 실시예로, 상기 프레임 헤더 발생부(170)는 프레임 헤더 신호로서 일정 규칙에 의해 PN 시퀀스를 생성한다.
상기 프레임 형성부(180)는 프레임 바디 처리부(160)의 출력과 프레임 헤더 발생부(170)의 출력을 다중화하여 신호 프레임을 형성한 후 필터부(190)로 출력한다. 즉, 상기 프레임 헤더 발생부(170)에서 생성된 프레임 헤더 신호를 상기 프레임 바디 처리부(160)에서 형성된 프레임 바디 앞 단에 배치하여 신호 프레임을 형성한다.
상기 필터부(190)는 프레임 형성부(180)에서 출력하는 신호 프레임을 Squared Root Raised Cosine (SRRC) 필터를 통과시켜, 대역폭을 제한한다(예를 들어, 8MHz bandwidth). 즉, 상기 필터부(190)는 SRRC 필터를 채용하여 베이스밴드 펄스 쉐이핑(baseband pulse shaping)을 진행하여 심볼 간 간섭(interference)을 방지할 수 있다. 이때 상기 SRRC 필터의 롤 오프 팩터(roll off factor)는 0.05이다.
그리고 전송부(200)는 상기 필터부(190)의 출력 신호를 직교 업 컨버전(orthogonal up conversion)하여 RF(Radio Frequency) 신호를 형성하여 수신 시스템으로 전송한다.
이때 상기 프레임 헤더 발생부(170)에서 생성되는 프레임 헤더는 PN 시퀀스로 구성되고 3가지 선택적 프레임 헤더 모드가 있다. 이때 프레임 헤더 모드에 따 라 프레임 헤더의 길이는 달라지지만, 프레임 바디 길이와 슈퍼 프레임의 길이는 변화하지 않는다. 도 7 내지 9는 본 발명과 관련하여 각 시퀀스 생성 구조를 위한 선형 피드백 쉬프트 레지스터(linear feedback shift register; 이하 LFSR이라 한다)의 구성 블록도의 예들을 도시한 도면이다. 이하 도 7 내지 9를 참조하여 보다 구체적으로 설명하면, 다음과 같다.
먼저, 프레임 헤더 모드 1(Frame header mode 1)을 채용한 PN 시퀀스는 사이클릭 익스텐션(Cyclic Extension)한 8 스템 엠 시퀀스(8 step m sequence)라 정의한다. 한 개 LFSR로 실현할 수 있고 "0"은 +1 값(value)으로, "1"은 -1 값(value)으로, 즉 이진법 심볼로 매핑 변환한다.
길이(Length)가 420개 심볼인 프레임 헤더 신호(frame header signal, PN 420)는 한 개 프리-앰블(pre-amble), 한 개 PN 255 시퀀스와 한 개 포스트-앰블(post-amble)로 구성된다. 상기 프리-앰블과 포스트-앰블은 PN 255 시퀀스의 사이클릭 익스텐션이라 정의하고, 그 중에서 프리-앰블 길이는 82개 심볼이고 포스트-앰블 길이는 83개 심볼이다. LFSR의 초기(initial) 조건은 PN 시퀀스의 위상(phase)을 확정한다. 프레임 헤더 모드 1에서 한 개 슈퍼 프레임(super frame)은 225개 신호 프레임(signal frame)으로 구성된다. 매 슈퍼 프레임에서 각 신호 프레임의 프레임 헤더는 서로 다른 위상인 PN 신호를 채용하여 신호 프레임 태그(frame tag)로 한다.
시퀀스 PN 255를 생성하는 LFSR의 생성 다항식은 하기의 수학식 4와 같이 정의할 수 있다.
Figure 112009047257345-PAT00004
그리고, PN 420 시퀀스는 도 7에서 보여주는 LFSR로 생성할 수 있다.
도 7을 참조할 때, LFSR의 초기 상태에 기반하여 255개 서로 다른 위상인 PN 420 시퀀스를 생성할 수 있고 순서번호 0부터 순서번호 254까지이다. 여기 본 명세서에서는 그 중의 225개 PN 420 시퀀스를 선택하고 순서번호 0부터 순서번호 224까지이다. 매 슈퍼 프레임이 시작할 때 LFSR은 순서번호가 0인 초기 상태로 리셋(reset)된다.
프레임 헤더 신호의 평균 전력은 프레임 바디 신호의 평균 전력의 2배이다. 또한, 프레임 순서 번호를 지시하는 것을 요구하지 않을 때 PN 시퀀스는 위상 변화를 실현하지 않아도 되고, 순서번호가 0인 PN 초기 위상을 사용할 수 있다.
다음으로, 프레임 헤더 모드 2(Frame header mode 2)는 10 스텝 최대 길이인 의사 랜덤(Pseudo-random) 이진법 시퀀스를 채용하고, 프레임 헤더 신호의 길이는 595개 심볼이다.
상기 의사 랜덤 이진법 시퀀스는 10 비트인 쉬프트 레지스터 그룹으로 생성하고, 그 생성 다항식은 예를 들어, 수학식 5와 같다.
Figure 112009047257345-PAT00005
상기 10 비트의 쉬프트 레지스터 그룹의 초기 위상은, 0000000001이고, 매 신호 프레임이 시작될 때 리셋한다.
도 8을 참조할 때, PN 시퀀스의 앞의 595 코드는 "0"을 +1 값으로 "1"을 -1 값으로, 즉 이진법 심볼로 매핑 변환한다. 이 경우, 한 개 슈퍼 프레임은 216개의 신호 프레임으로 구성되고, 매 슈퍼 프레임에 각 신호 프레임의 프레임 헤더는 동일한 PN 시퀀스를 채용할 수 있다.
프레임 헤더의 평균 전력과 프레임 바디 신호의 평균 전력은 같다.
마지막으로 프레임 헤더 모드 3(Frame header mode 3)을 채용한 PN 시퀀스는 사이클릭 익스텐션한 9 스텝 엠 시퀀스(9 step m sequence)라 정의한다. 한 개 LFSR로 실현할 수 있고 "0"을 +1 값으로, "1"을 -1 값으로, 즉 이진법 심볼로 매핑 변환한다.
상기 프레임 헤더 모드 3는 길이가 945개 심볼인 프레임 헤더 신호(PN 945), 한 개 프리-앰블, 한 개 PN 511 시퀀스와 한 개 포스트-앰블로 구성된다. 상기 프리-앰블과 포스트-앰블은 PN 511 시퀀스의 사이클릭 익스텐션이라 정의하고, 상기 프리-앰블과 포스트-앰블의 길이는 모두 217개 심볼이다. LFSR의 초기 조건은 PN 시퀀스의 위상을 확정한다. 이 경우 한 개 슈퍼 프레임은 200개 신호 프레임으로 구성된다. 매 슈퍼 프레임에서 각 신호 프레임의 프레임 헤더는 서로 다른 위상인 PN 신호를 채용하여 신호 프레임 태그로 한다.
시퀀스 PN 511을 생성하는 LFSR의 생성 다항식은 하기 수학식 6과 같이 정의한다.
Figure 112009047257345-PAT00006
PN 945 시퀀스는 도 9의 LFSR로 생성할 수 있다.
도 9를 참조할 때, LFSR의 초기 상태에 기반하여 511개 서로 다른 위상인 PN 945 시퀀스를 생성할 수 있고 순서번호 0부터 순서번호 510까지 이다. 본 명세서에서는 200개 PN 945 시퀀스를 선택하고 순서번호 0부터 순서번호 199까지를 나타낸다. 매 슈퍼 프레임이 시작될 때 LFSR은 순서번호가 0인 초기 위상으로 리셋된다.
또한, 프레임 헤더 신호의 평균 전력은 프레임 바디 신호의 평균 전력의 2배이다. 그리고 프레임 순서번호를 지시하는 것을 요구하지 않을 때에는 PN 시퀀스는 위상 변화를 실현하지 않아도 되고 순서 번호가 0인 PN 초기 위상을 사용한다.
상술한 바와 같이, 프레임 헤더 신호는 3가지 프레임 헤더 모드가 있다. 즉, 서로 다른 애플리케이션에 적응하기 위해 3가지 길이(420, 595, 945)의 PN 모드를 사용한다. 상기 PN은 ±1의 2진 심볼로 매핑 변환한다. 즉, I와 Q가 동일한 4QAM으로 매핑하여 전송한다. 이때 상기 프레임 헤더 모드에 따라 프레임 헤더의 길이는 달라지고, 상기 슈퍼 프레임을 형성하는 신호 프레임의 수도 달라진다. 하지만, 프레임 바디 길이와 슈퍼 프레임의 길이는 변화하지 않는다.
상기 프레임 헤더 신호로 사용하는 PN은 수신 시스템에서 시스템 동기와 채널 추정, 그리고 채널 등화에 사용된다.
상기 PN420과 PN945의 평균 파워는 프레임 바디 신호의 평균 파워의 2배이다. 즉, 상기 PN595의 전송위치는 프레임 바디 신호의 평균 파워가 2배가 되는 위치가 된다. 이때, 각 QAM 모드 별로 프레임 바디 신호의 평균 파워가 다르므로, 상기 PN420과 PN945의 전송 위치는 도 3 내지 도 6에서 네모로 표시하였다. 즉, 64QAM에서 PN420과 PN945의 전송 위치는 (6.48, 6.48), (-6.48, -6.48)가 되고, 32QAM에서 PN420과 PN945의 전송 위치는 (6.71, 6.71), (-6.71, -6.71)가 되고, 16QAM에서 PN420과 PN945의 전송 위치는 (6.32, 6.32), (-6.32, -6.32)가 되고, 4QAM에서 PN420과 PN945의 전송 위치는 (6.36, 6.36), (-6.36, -6.36)가 된다.
상기 PN595의 평균 파워는 프레임 바디 신호의 평균 파워와 같다. 즉, 상기 PN595의 전송위치는 프레임 바디 신호의 평균 파워 위치가 된다. 이때, 각 QAM 모드 별로 프레임 바디 신호의 평균 파워가 다르기 때문에, 상기 PN595의 전송위치는 도 3 내지 도 6에서 세모로 표시하였다. 즉, 64QAM에서 PN595의 전송 위치는 (4.58, 4.58), (-4.58, -4.58)가 되고, 32QAM에서 PN595의 전송 위치는 (4.74, 4.74), (-4.74, -4.74)가 되고, 16QAM에서 PN595의 전송 위치는 (4.47, 4.47), (-4.47, -4.47)가 되고, 4QAM에서 PN595의 전송 위치는 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5)가 된다.
한편, SI는 일 실시예로, 스프레드 스펙트럼(spread spectrum) 기술을 채용하여 전송하며, 최종 SI 심볼은 프레임 헤더 신호의 PN처럼 I와 Q가 동일한 4QAM으로 매핑하여 전송한다.
이때 상기 SI 신호의 전송 위치는 다양하게 선택할 수 있다. 본 발명에서는 이미 정해진 PN 전송위치와 데이터 전송위치, 그리고 파워 노멀라이제이션(power normalization) 관점을 고려하여 크게 두 가지 경우(case 1, case 2)를 실시예로 설명하기로 한다.
Case 1. 프레임 바디 신호의 평균 파워 ( PN 전송위치)
앞에서 설명한 바와 같이, SI 신호의 전송방법은 I와 Q가 동일한 4QAM 매핑 방식이다. 이는 프레임 헤더 신호의 PN의 전송방법과 동일하다.
따라서 본 발명의 제1 실시예에서는 프레임 바디 신호의 평균 파워 위치를 SI 신호의 전송위치로 설정한다. 즉, 상기 SI 신호의 전송위치는 프레임 헤더 내 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트가 된다. 이때, 각 QAM 모드 별로 프레임 바디 신호의 평균 파워가 다르기 때문에, 상기 SI 신호의 전송위치는 도 3 내지 도 6에서 case 1(즉, 세모)로 표시하였다. 즉, 64QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (4.58, 4.58), (-4.58, -4.58)가 되고, 32QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (4.74, 4.74), (-4.74, -4.74)가 되고, 16QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (4.47, 4.47), (-4.47, -4.47)가 되고, 4QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5)가 된다.
상기 case 1에서와 같이 PN의 전송위치 즉, PN의 컨스텔레이션 포인트를 SI 신호의 전송 위치로 사용한다면, PN과 SI의 전송 방식이 동일하므로 수신 시스템 입장에서는 PN과 동일한 복원기법을 적용하여 복원이 가능하다는 장점이 있다. 하지만, 전송 위치(constellation point)가 소수점으로 표현되며 소수점은 0.5의 배수로 정확히 나누어 떨어지지 않으므로, 하드웨어로는 정확한 SI 전송위치를 표현하기 힘들다는 단점이 있다.
Case 2. 최외곽 컨스텔레이션 포인트 (데이터 전송위치)
상기 프레임 헤더 신호의 PN은 기지 시퀀스(known sequence)이기 때문에, 수신 시스템에서는 수신되는 PN 신호를 정확히 알아낼 수 있다는 특징이 있다. 반면, SI 신호는 수신 시스템에서 알고 있는 신호가 아니라는 점에서 데이터와 동일하다.
따라서 본 발명의 제2 실시예에서는 데이터의 전송 위치(constellation point)를 SI 신호의 전송 위치(constellation point)로 설정한다. 이 경우, 다양한 컨스텔레이션 포인트가 있기 때문에 SI 신호 전송위치에 대한 기준이 있어야 한다.
상기 SI 신호 전송위치에 대한 기준을 위해, SI 신호의 전송방법인 I와 Q가 동일한 4QAM의 에러 확률을 구하면 다음과 같다.
도 10은 본 발명에 따른 SI 신호 전송방식의 신호 셋(signal set)을 나타낸다. 이를 해석하기 쉽게 1차원으로 표현한 것이 도 11이다. 도 11에서 각 신호의 분포는 가우시안(Gaussian) 분포를 따르며, 평균은 ±d/2이고 분산은 N0/2라고 하 자. 이 때, s1 신호를 보냈을 때 이를 s2 신호로 결정하거나, 그 반대의 경우를 에러가 발생했다고 한다. 그 확률은 다음의 수학식 7과 같이 표현한다.
Figure 112009047257345-PAT00007
Figure 112009047257345-PAT00008
Figure 112009047257345-PAT00009
Figure 112009047257345-PAT00010
Pr(decide s1s2 sent) = Pr(s1s2) = Pr(decide s2s1 sent) = Pr(s2s1)
여기서, Pr(s1
Figure 112009047257345-PAT00011
s2)는 신호 s2를 보냈는데 신호 s1이 될 확률이고, Pr(s2
Figure 112009047257345-PAT00012
s1)는 신호 s1을 보냈는데 신호 s2가 될 확률이다.
그리고 부가적인 백색 가우시안 노이즈(Additive White Gaussian Noise ; AWGN) 상황 하에서 상기 수학식 7의 확률을 계산하면 다음의 수학식 8과 같다.
Figure 112009047257345-PAT00013
상기 수학식 8에서, Q 함수를 분석하면 분산 N0는 정해져 있는 값이므로, 두 신호 셋(signal set)의 거리인 d에 의존적인 함수임을 알 수 있다. Q 함수는 도 12와 같은 모양을 가지고 있다. Q 함수는 에러 함수(erf(x))와 다음의 수학식 9와 같은 관계가 있다.
Figure 112009047257345-PAT00014
erf(x) = 1 - 2Q()
즉, Q 함수의 변수가 클수록 에러 확률이 작아지게 된다. 다시 말하면, 두 신호 셋의 거리 d의 값이 클수록 에러 확률이 작아지는 것이다. 그러므로 case 2를 선택할 경우, 에러 확률 관점에서 보면 SI 신호 전송위치로 적합한 컨스텔레이션 포인트는 각 QAM 모드의 데이터 컨스텔레이션 포인트들 중 최외곽 컨스텔레이션 포인트가 된다.
이때, 각 QAM 모드 별로 데이터의 최외곽 컨스텔레이션 포인트가 다르기 때문에, 상기 SI 신호의 전송위치는 도 3 내지 도 6에서 case 2로 표시하였다. 즉, 64QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (7.0, 7.0), (-7.0, -7.0)이 되고, 32QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5)가 되고, 16QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (6.0, 6.0), (-6.0, -6.0)이 되고, 4QAM에서 SI 신호의 전송 위치는 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5)가 된다.
상기 case 2에서와 같이 데이터의 컨스텔레이션 포인트들 중 최외곽 컨스텔레이션 포인트를 SI 신호의 전송 위치로 사용한다면, 하드웨어 측면에서 상기 case 1의 방법보다 복잡성이 감소(constellation point가 정수 혹은 소수점 첫째 자리까지 표현)하게 되고, 또한 AWGN 하에서 하기의 표 2와 같이 에러 확률이 감소하여 왜곡에 보다 강인하다는 장점이 있다. 이는 SI 신호가 수신 시스템에서 수행할 복조, 디코딩(demodulation, decoding) 등에 필요한 정보를 가지고 있다는 점에서 강점으로 작용한다.
Figure 112009047257345-PAT00015
상기 표 2의 경우, case 1과 case 2의 d 값의 비교를 보이고 있다. 이때, case 1은 일 실시예로, PN595 모드의 PN 전송 위치를 SI 전송 위치로 고려하고 있다.
수신 시스템
도 13은 본 발명에 따라 방송 수신 시스템의 일 실시예를 보인 구성 블록도이다. 수신 시스템의 각 블록은 아래와 같은 동작을 수행하며, 위와 같은 특징을 갖는 중국향 지상파 DTV 방송 송신 시스템에서 처리되어 전송되는 방송신호를 수신한다.
도 13을 참조하면, 방송 수신 시스템은 튜너(tuner)(701), 자동이득제어기(auto gain controller; AGC)(702), A/D 컨버터(analog/digital converter; ADC)(703), 베이스밴드 처리부(704), 재샘플러(resampler)(705), SRRC(Square Root Raised Cosine)부(706), 캐리어 복구부(707), 타이밍 복구부(708), 데이터 처리부(709), PN 상관기(PN correlator)(710), 채널 추정기(channel estimator)(711), 제1 FFT부(712), 제2 FFT부(713), 채널 등화기(714), SI 디코더(715), 타임 디인터리버(time deinterleaver)(716), 저장부(717), 심볼 디맵퍼(symbol demapper)(718), LDPC 디코더(LDPC decoder)(719), BCH 디코더(BCH decoder)(720), 디스크램블러(descrambler)(721), 및 A/V 디코더(722)를 포함할 수 있다.
본 발명은 설명의 편의를 위해, 튜너(701), 자동이득제어기(702), A/D 컨버터(703)를 신호 수신부라 하고, 베이스밴드 처리부(704), 재샘플러(resampler)(705), SRRC(Square Root Raised Cosine)부(706), 캐리어 복구부(707), 타이밍 복구부(708), PN 상관기(PN correlator)(710)를 복조부라 하기로 한다. 그리고 타임 디인터리버(time deinterleaver)(716), 저장부(717), 심볼 디맵퍼(symbol demapper)(718), LDPC 디코더(LDPC decoder)(719), BCH 디코더(BCH decoder)(720), 디스크램블러(descrambler)(721), 및 A/V 디코더(722)를 데이터 디코딩부라 하기로 한다.
이하 첨부된 도 13을 참조하여 방송 수신 시스템을 구성하는 각 구성 블록에 대해 설명하면, 다음과 같다.
상기 튜너(701)는 특정 채널을 튜닝하고 튜닝된 채널을 통해 전송되는 RF 대역(450Mhz~860Mhz) 신호를 베이스밴드(baseband) 아날로그 신호로 변환한다.
상기 자동이득제어기(AGC)(702)는 상기 A/D 컨버터(ADC)(703)에 일정한 크기의 신호를 인가하기 위해서 파워 노멀라이제이션(power normalization)을 수행한다.
상기 A/D 컨버터(ADC)(703)는 상기 튜너(701)에서 출력되는 베이스밴드 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다.
상기 베이스밴드 처리부(704)는 상기 A/D 컨버터(703)에서 디지털 신호로 변환된 신호로부터 상기 캐리어 복구부(707)에서 추정된 주파수 옵셋을 제거한 후 상기 재샘플러(705)로 출력한다.
상기 재샘플러(705)는 주파수 옵셋이 제거된 신호로부터 상기 타이밍 복구부(708)에서 추정된 타이밍 옵셋을 제거하여 상기 SRRC부(706)로 출력한다.
상기 SRRC부(706)는 송신 시스템의 SRRC에서와 같이 수신 신호의 대역폭을 제한한 후 상기 데이터 처리부(709)와 PN 상관기(710)로 출력한다.
상기 PN 상관기(710)는 상기 SRRC부(706)에서 출력되는 신호와 송/수신측의 약속에 의해 이미 알고 있는 PN과의 상관 계수를 구하여 상기 캐리어 복구부(707)와 타이밍 복구부(708)로 출력한다. 즉, 상기 PN 상관기(710)는 프레임 헤더(Frame header)와 PN의 상관계수를 구한다. 또한 상기 PN 상관기(710)의 상관 계수로부터 프레임 헤더 구간을 검출할 수 있다.
상기 캐리어 복구부(707)는 상기 PN 상관 계수를 이용하여 수신된 신호의 주파수 옵셋을 추정한 후 베이스밴드 처리부(704)로 출력한다.
상기 타이밍 복구부(708)는 상기 PN 상관 계수를 이용하여 수신된 신호의 타이밍 옵셋(timing offset)을 추정한 후 상기 재샘플러(705)로 출력한다.
상기 데이터 처리부(709)는 상기 SRRC부(706)에서 출력되는 신호로부터 ACI(adjacent channel interference)와 CCI(co-channel interference)를 제거하여 제1 FFT부(712)로 출력한다.
상기 채널 추정기(711)는 상기 PN 계수를 이용하여 수신 신호의 채널을 추정하여 제2 FFT부(713)로 출력한다. 즉, 신호 프레임 내 프레임 헤더 구간에서 수신 신호의 채널을 추정한다.
상기 제1 FFT부(712)는 상기 데이터 처리부(709)에서 처리된 신호를 FFT하여 주파수 영역으로 변환한다.
상기 제2 FFT부(713)는 상기 채널 추정기(711)에서 추정된 채널을 FFT하여 주파수 영역으로 변환한다.
상기 채널 등화기(714)는 제2 FFT부(713)에서 출력되는 주파수 영역의 채널 추정값을 이용하여 상기 제1 FFT부(712)에서 출력되는 주파수 영역의 수신 신호의 채널 왜곡을 보상한다. 즉, 상기 채널 왜곡의 보상은 추정된 채널의 역 필터링으로서, 주파수 영역에서 이루어진다.
상기 채널 등화기(714)에서 채널 보상된 신호는 SI 디코더(715)와 타임 디인터리버(716)로 출력된다.
상기 SI 디코더(715)는 각 QAM 별로 SI 신호의 전송 위치를 알고 있으므로, 상기 채널 등화기(714)의 출력으로부터 SI 신호를 검출하여 디코딩한다.
예를 들어, 송신 시스템에서 SI 신호를 case 1의 방식으로 전송하였다고 가정하면, PN의 컨스텔레이션 포인트가 상기 SI 신호의 전송 위치가 된다. 이때는 상기 PN의 컨스텔레이션 포인트로부터 SI 신호를 검출한다. 예를 들어, 데이터 신호가 64QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (4.58, 4.58), (-4.58, -4.58) 이 되고, 32QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (4.74, 4.74), (-4.74, -4.74)가 되고, 16QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (4.47, 4.47), (-4.47, -4.47) 이 되고, 4QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5)가 된다.
다른 예로, 송신 시스템에서 SI 신호를 case 2의 방식으로 전송하였다고 가정하면, 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트가 상기 SI 신호의 전송 위치가 된다. 이때는 상기 데이터 신호의 최외각 컨스텔레이션 포인트로부터 SI 신호를 검출한다. 예를 들어, 데이터 신호가 64QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (7.0, 7.0), (-7.0, -7.0)이 되고, 32QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5)가 되고, 16QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (6.0, 6.0), (-6.0, -6.0)이 되고, 4QAM 방식으로 전송된다면 SI 신호의 전송 위치는 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5)가 된다.
상기 SI 디코더(715)는 검출된 SI 신호에 대해 4QAM 방식의 역으로 디매핑하여 상기 SI 신호에 포함된 각 정보를 추출하여 해당 블록으로 출력한다. 상기 SI는 매 신호 프레임에 필요한 심볼 매핑 방식, LDPC 부호화(encoding)의 부호화 율(code rate), 인터리브(interleave) 모드 정보, 프레임 바디 모드 정보 등을 포함한다. 즉, 상기 SI 디코더(715)에서 추출된 시스템 정보는 매 신호 프레임에 필요한 복조(demodulation)와 복호(decoding) 정보들이다. 상기 복조에 필요한 정보는 복조부로 출력되고, 복호에 필요한 정보는 데이터 디코딩부로 출력된다. 예를 들어, 심볼 매핑 방식은 심볼 디맵퍼(718)로, LDPC 부호화(encoding)의 부호화 율(code rate)은 LDPC 디코더(717)로, 인터리브(interleave) 모드 정보는 타임 인터리버(716)으로, 프레임 바디 모드 정보는 데이터 처리부(709)로 출력된다.
상기 타임 디인터리버(716)는 상기 저장부(717)를 이용하여 상기 채널 등화기(714)에서 출력되는 신호 중 데이터 심볼을 상기 SI 디코더(715)에서 출력되는 인터리브 모드 정보에 따라 송신 시스템의 역으로 디인터리빙하여 심볼 디맵퍼(718)로 출력한다.
상기 심볼 디맵퍼(718)는 상기 SI 디코더(715)에서 출력되는 심볼 매핑 방식에 따라 상기 디인터리빙된 데이터 심볼을 LDPC 코드워드(codeword)로 디매핑(demapping)한 후 LDPC 디코더(719)로 출력한다.
상기 LDPC 디코더(719)는 상기 SI 디코더(715)에서 출력되는 LDPC 코드 레이트(code rate)에 따라 상기 심볼 디맵퍼(718)에서 출력되는 LDPC 코드워드를 BCH 코드워드로 디코딩하여 BCH 디코더(720)로 출력한다.
상기 BCH 디코더(720)는 상기 LDPC 디코더(719)에서 출력되는 BCH 코드워드를 스크램블링 코디드 비트 스트림(scrambling coded bit stream)으로 디코딩하여 디스크램블러(721)로 출력한다.
상기 디스크램블러(721)은 스크램블링 코디드 비트 스트림을 데이터 스트림(data stream)으로 디스크램블링(descrambling)하여 A/V 디코더(722)로 출력한다.
상기 A/V 디코더(722)는 상기 디스크램블러(721)에서 디스크램블링된 데이터 스트림으로부터 오디오 스트림과 비디오 스트림을 분리하고, 분리된 오디오 스트림과 비디오 스트림을 각 알고리즘으로 디코딩한다.
이와 같이 본 발명은 각종 왜곡에 강인한 위치(예를 들어, PN의 컨스텔레이션 포인트, 최외곽 컨스텔레이션 포인트)를 SI 신호의 전송 위치로 결정함으로써, 서로 일치하는 SI 전송 위치로 인해 수신 시스템에서 에러 없이 SI 신호를 복조하여 처리할 수 있으므로 수신 시스템의 성능 저하를 방지할 수 있다.
본 발명에서 언급한 수치들은 바람직한 실시 예이거나, 단순한 예시인 바, 상기 수치들에 본 발명의 권리범위가 제한되지는 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
본 발명은 상술한 실시 예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
도 1은 본 발명에 따른 중국향 지상파 DTV 방송을 위한 데이터 프레임의 구조를 보인 도면
도 2는 본 발명에 따른 송신 시스템의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 3은 본 발명에 따른 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램에서 SI 전송 위치의 일 예를 보인 도면
도 4는 본 발명에 따른 32QAM 컨스텔레이션 다이어그램에서 SI 전송 위치의 일 예를 보인 도면
도 5는 본 발명에 따른 16QAM 컨스텔레이션 다이어그램에서 SI 전송 위치의 일 예를 보인 도면
도 6은 본 발명에 따른 4QAM 컨스텔레이션 다이어그램에서 SI 전송 위치의 일 예를 보인 도면
도 7 내지 도 9는 본 발명에 따른 각 시퀀스 생성 구조를 위한 선형 피드백 쉬프트 레지스터(linear feedback shift register; LFSR, 이하 LFSR이라 한다)의 일 예를 보인 구성 블록도
도 10은 본 발명에 따른 SI 신호 전송방식의 신호 셋(signal set)의 일 예를 보인 그래프
도 11은 도 10을 1차원으로 표현한 도면
도 12는 본 발명에 따른 Q 함수의 일 예를 보인 그래프
도 13은 본 발명에 따른 방송 수신 시스템의 일 실시예를 보인 구성 블록도

Claims (16)

  1. 의사 랜덤 노이즈(PN) 신호, 시스템 정보(SI) 신호, 데이터 신호를 포함하는 방송 신호를 수신하는 단계;
    상기 방송 신호를 복조하는 단계;
    상기 복조된 방송 신호에 포함된 채널 왜곡을 보상하는 단계;
    상기 채널 왜곡이 보상된 방송 신호 중 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 상기 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트 중 어느 하나로부터 상기 SI 신호를 검출하고 디코딩하여 복조 및 데이터 디코딩 정보를 추출하는 단계; 및
    상기 추출된 데이터 디코딩 정보에 따라 상기 채널 등화된 데이터 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    하나의 신호 프레임은 프레임 헤더와 프레임 바디로 구성되고, 상기 프레임 헤더는 상기 PN 신호를 포함하고, 상기 프레임 바디는 상기 SI 신호와 데이터 신호를 포함하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 64QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그 램의 (4.58, 4.58), (-4.58, -4.58) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 32QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (4.74, 4.74), (-4.74, -4.74) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 16QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (4.47, 4.47), (-4.47, -4.47) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 4QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 64QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (7.0, 7.0), (-7.0, -7.0) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 32QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 16QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (6.0, 6.0), (-6.0, -6.0) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 4QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템의 데이터 처리 방법.
  11. 의사 랜덤 노이즈(PN) 신호, 시스템 정보(SI) 신호, 데이터 신호를 포함하는 방송 신호를 수신하는 신호 수신부;
    상기 방송 신호를 복조하는 복조부;
    상기 복조된 방송 신호에 포함된 채널 왜곡을 보상하는 채널 등화기;
    상기 채널 왜곡이 보상된 방송 신호 중 PN 신호의 컨스텔레이션 포인트와 상기 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트 중 어느 하나로부터 상기 SI 신호를 검출하고 디코딩하여 복조 및 데이터 디코딩 정보를 추출하는 시스템 정보 디코더; 및
    상기 시스템 정보 디코더에서 추출된 데이터 디코딩 정보에 따라 상기 채널 등화된 데이터 신호를 디코딩하는 데이터 디코딩부를 포함하는 방송 수신 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    하1나의 신호 프레임은 프레임 헤더와 프레임 바디로 구성되고, 상기 프레임 헤더는 상기 PN 신호를 포함하고, 상기 프레임 바디는 상기 SI 신호와 데이터 신호를 포함하는 방송 수신 시스템.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 시스템 정보 디코더는
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 64QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (7.0, 7.0), (-7.0, -7.0) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템.
  14. 제 11 항에 있어서, 상기 시스템 정보 디코더는
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 32QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템.
  15. 제 11 항에 있어서, 상기 시스템 정보 디코더는
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 16QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (6.0, 6.0), (-6.0, -6.0) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템.
  16. 제 11 항에 있어서, 상기 시스템 정보 디코더는
    상기 SI 신호가 데이터 신호의 최외곽 컨스텔레이션 포인트와 같은 위치에 할당되고, 상기 데이터 신호가 4QAM 방식이라면, 상기 SI 신호는 64QAM 컨스텔레이션 다이어그램의 (4.5, 4.5), (-4.5, -4.5) 컨스텔레이션 포인트로부터 검출하는 방송 수신 시스템.
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