KR20100095460A - 전압원 컨버터 제어 방법 및 전압 변환 장치 - Google Patents

전압원 컨버터 제어 방법 및 전압 변환 장치 Download PDF

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Abstract

스위칭 엘리먼트 (7) 의 직렬 연결을 포함하는 적어도 하나의 위상 레그 (phase leg) 를 갖는 전압원 컨버터를 제어하는 방법에 있어서, 각각의 상기 스위칭 엘리먼트는 턴-오프 유형의 적어도 2 개의 반도체 디바이스 (16, 17), 이 반도체 디바이스와 병렬로 연결된 적어도 2 개의 프리-휠링 (free-wheeling) 다이오드 (18, 19) 및 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터 (20) 를 갖고, 각각의 상기 스위칭 엘리먼트는 펄스폭 변조 패턴 (Pulse Width Modulation pattern) 에 따라서 제어되어, 각각의 스위칭 엘리먼트는, 그 스위칭 엘리먼트에 대한 톱니 전압 파형이 그 스위칭 엘리먼트에 속하는 기준 교류 전압을 교차할 때마다 스위칭 엘리먼트의 단자들에 걸쳐 제로 전압을 인가하는 것과 스위칭 엘리먼트의 커패시터에 걸친 전압을 인가하는 것 사이에서 변화하도록 스위칭된다.

Description

전압원 컨버터 제어 방법 및 전압 변환 장치{A METHOD FOR CONTROLLING A VOLTAGE SOURCE CONVERTER AND A VOLTAGE CONVERTING APPARATUS}
본 발명은, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하고, 교류 전압에서 직류 전압으로 변환하도록 구성되고, 컨버터의 직류 전압측의 2 개의 대향 극들을 연결하고 스위칭 엘리먼트의 직렬 연결을 포함하는 적어도 하나의 위상 레그 (phase leg) 를 갖는 전압원 컨버터를 제어하는 방법으로서, 각각의 상기 스위칭 엘리먼트는 턴-오프 유형의 적어도 2 개의 반도체 디바이스, 이 반도체 디바이스와 병렬로 연결된 적어도 2 개의 프리-휠링 다이오드 (free-wheeling diode) 및 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터를 갖고, 위상 출력부를 형성하는 상기 직렬 연결의 중간 지점은 컨버터의 교류 전압측에 연결되도록 그리고 위상 레그를 상부 밸브 브랜치 및 하부 밸브 브랜치로 분할하도록 구성되며, 각각의 스위칭 엘리먼트의 상기 반도체 디바이스는 그 스위칭 엘리먼트에 대해 a) 제 1 스위칭 상태 및 b) 제 2 스위칭 상태 중 하나의 상태를 획득하도록 제어되며, 여기서, 상기 위상 출력부에서 결정된 상기 교류 전압을 획득하기 위해, 상기 a) 에 대해서는 상기 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터에 걸친 전압이 스위칭 엘리먼트의 단자에 걸쳐 인가되고, 상기 b) 에 대해서는 제로 전압이 스위칭 엘리먼트의 단자에 걸쳐 인가되는, 상기 전압원 컨버터를 제어하는 방법뿐만 아니라 첨부된 독립적인 장치 청구항의 전제부에 따라서 교류 전압을 직류 전압으로 변환하고 그리고 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 장치에 관한 것이다.
제어되는 컨버터는 임의의 수의 상기 위상 레그를 가질 수도 있지만, 통상적으로 그 교류 전압측에서 3-상 교류 전압을 갖기 위해 3 개의 이러한 위상 레그를 갖는다.
이러한 유형의 전압원 컨버터는 모든 종류의 상황에서 사용될 수도 있고, 여기서, 직류 전압은 교류 전압으로 변환되거나 또는 그 반대로 변환되며, 이러한 용도의 예는 통상의 직류 전압이 3-상 교류 전압으로 변환되고 그리고 그 반대로 변환되는 HVDC(High Voltage Direct Current)-플랜트의 스테이션이 있고, 또는 교류 전압이 직류 전압으로 먼저 변환된 후 이것이 교류 전압으로 변환되는 소위 백-투-백-스테이션이 있다. 그러나, 본 발명은 이러한 어플리케이션으로 제한되지 않지만, 머신, 비히클 등에 대한 구동 시스템의 상이한 유형에서와 같은 다른 어플리케이션도 또한 고려될 수 있다.
상기 방법을 통해서 제어되는 유형의 전압원 컨버터는, 예를 들어 DE 101 03 031 A1 및 WO 2007/023064 A1 을 통해 공지되어 있고, 통상적으로 멀티-셀 컨버터 또는 M2LC 로 지칭된다. 이러한 유형의 컨버터의 기능화에 대해 이들 공개 문헌이 참조된다. 컨버터의 상기 스위칭 엘리먼트는 상기 공개 문헌에서 나타난 것 이외의 다른 외형을 가질 수도 있고, 예를 들어, 스위칭 엘리먼트가 본 명세서의 도입부에서 언급된 2 가지 상태 사이에서 스위칭되도록 제어할 수 있는 한, 각각의 스위칭 엘리먼트는 2 개 이상의 상기 에너지 저장 커패시터를 갖는 것이 가능하다.
본 발명은, 주로, 고전력을 전송하도록 구성된 전압원 컨버터의 제어에 대해 명시되지만 제한적이지 않고, 이하, 본 발명을 제한하지 않고 본 발명을 분명하게 하기 위해 고전력을 전송하는 경우가 그 이유를 들어 논의될 것이다. 이러한 전압원 컨버터가 고전력을 전송하도록 이용된 경우, 이것은 또한, 고전압이 핸들링된다는 것을 의미하고, 컨버터의 직류 전압측의 전압이 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸친 전압에 의해 결정되고 통상적으로 이들 전압 합계의 1/2 이 되도록 설정된다는 것을 의미한다. 이는, 비교적 많은 수의 이러한 스위칭 엘리먼트들이 직렬로 연결되거나 또는 각각의 상기 스위칭 엘리먼트에서 많은 수의 반도체 디바이스들이 직렬로 연결된다는 것을 의미하고, 스위칭 엘리먼트들의 수가 적어도 8 과 같이 비교적 많은 경우 (이는 대략 20 개일 수도 있다) 이러한 유형의 전압원 컨버터는 특히 관심 대상이 된다는 것을 의미한다. 상기 위상 레그에 직렬로 연결되는 많은 수의 이러한 스위칭 엘리먼트는, 이러한 스위칭 엘리먼트로 하여금 제 1 스위칭 상태와 제 2 스위칭 상태 사이에서 변경하도록 제어하고 상기 위상 출력부에서 정현 전압에 매우 가까운 교류 전압을 미리 획득하는 것을 가능하게 할 것이라는 것을 의미한다. 이는, 턴-오프 유형의 적어도 하나의 반도체 디바이스 및 이 반도체 디바이스와 역병렬로 연결된 적어도 하나의 프리-휠링 다이오드를 갖는 스위칭 엘리먼트를 갖는 DE 101 03 031 A1 에서의 도 1 에 도시된 유형의 공지된 전압원 컨버터에서 통상적으로 사용되는 것보다 실질적으로 더 낮은 스위칭 주파수에 의해 미리 획득될 수도 있다. 이는, 실질적으로 더 낮은 스위칭 손실을 획득하는 것을 가능하게 하고, 또한 고조파 전류 (harmonic current) 및 전파 간섭 (radio interference) 의 필터링의 문제를 상당히 감소시켜서, 이에 따라 장비가 저렴해질 수도 있다.
본 명세서의 도입부에 정의된 유형의 방법은 전술한 DE 101 03 031 A1 및 WO 2007/033852 A1 을 통해서 공지된다. WO 2007/033852 A1 은 DE 101 03 031 A1 에 따른 제어 방법의 진전된 개발이라 불리는 제어 방법을 설명한다. 이러한 제어 방법은, 직류 전압 극들 사이의 스위칭 엘리먼트의 상기 직렬 연결로 각각의 상기 스위칭 상태에서 동일한 수의 스위칭 엘리먼트를 유지시키기 위해 상부 밸브 브랜치 및 하부 밸브 브랜치내에서 스위칭 엘리먼트를 스위칭하는 동기 제어로부터 시작하고, 그로부터의 편차는 밸브 브랜치 전류를 제어하기 위해 컨버터의 위상 레그들 사이의 전류를 밸런싱하는 것을 회피할 목적으로 수행된다. 몇몇 경우에, 이러한 공지된 제어 방법은 복잡성의 정도 및 비용과 관련한 것과 같은 결점을 가질 수도 있다.
본 발명의 목적은 특정 장점을 가지고 만족스럽게 기능하는 것으로 앞서 설명되고 이미 공지되어 있는 방법에 대한 대안책인 도입부에 정의된 유형의 방법, 예를 들어, 컨버터의 동작 컨디션의 변화에 대해 강건하고 빠르게 반응하는 유형 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 목적은 이하의 단계들을 더 포함하는 방법을 제공함으로써 획득된다.
● 각각의 스위칭 엘리먼트는, 상기 제어를 위해 한 쪽에서는 주어진 개별적인 톱니 전압 (saw tooth voltage) 이 주어지고, 스위칭 엘리먼트의 톱니 전압은 인접하는 이러한 톱니 전압들 사이에서 서로에 대해 2π/(pN) 의 위상 시프트를 가진 채 시간 경과에 따라 동일하지만 균등하게 분배되고, 여기서, p 는 기준 교류 전압의 주기/톱니 전압의 주기로서 정의된 펄스 수이고, N 은 상기 위상 레그 내의 스위칭 엘리먼트의 수이고, 다른 한 쪽에서는, 다른 상기 스위칭 엘리먼트의 주파수 및 위상과 동일한 주파수 및 위상을 갖는 개별적인 상기 기준 교류 전압이 주어지고,
● 상기 스위칭 엘리먼트는 펄스 폭 변조 패턴에 따라서 제어되어, 각각의 스위칭 엘리먼트는 그 스위칭 엘리먼트에 대한 톱니 전압 파형이 그 스위칭 엘리먼트에 속하는 기준 교류 전압을 교차할 때마다 상기 스위칭 상태를 제 1 스위칭 상태에서 제 2 스위칭 상태로 그리고 그 반대로 변화시키도록 스위칭되고,
● 각각의 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸친 전압은, 컨버터의 제어 도중에 측정되고 기준 직류 전압과 비교되며,
● 이 비교의 결과는 상기 비교의 결과에 근거하여 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭을 설정하기 위한 피드백 전압 신호로서 사용된다.
각각의 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸친 실제 전압에 적응된 개별적인 기준 교류 전압 및 분배된 개별적인 톱니 전압을 갖는 펄스폭 변조 패턴에 따른 스위칭 엘리먼트의 이러한 제어 방법은 매우 강건하고 극도로 빠른 제어를 초래하여, 컨버터의 교류 전압측에 연결된 교류 전압 네트워크상에서 지락 (earth fault) 과 같은 다른 방해 요소 및 고조파에 대한 낮은 감도를 갖는 극히 평탄한 교류 전압 커브가 획득될 수도 있다. 중요한 이슈는 실질적으로 동일한 레벨에서 스위칭 엘리먼트의 에너지 저장 커패시터에 걸친 전압을 유지하는 것이며, 이는 이러한 전압을 측정하고 이러한 측정 결과에 따라 개별적인 기준 교류 전압을 적응시킴으로써 획득된다.
모든 톱니 전압이 동일한 위상을 갖고 대신에 상기 위상 시프트에 의해 서로에 대해 시간 경과에 따라 상기 개별적인 기준 교류 전압을 균일하게 분배하도록 고려됨에 유의해야 하며, 청구항 1 에 정의된 것과 같이 본 발명은 이를 커버하는 것으로 의도된다.
본 발명의 실시형태에 따르면, 상기 기준 직류 전압은 컨버터의 직류 전압측의 상기 극들에 걸친 직류 전압을 측정함으로써 획득된다. 그후, 각각의 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸쳐 측정된 전압이 2×UD/N 과 비교될 수도 있고, 여기서 UD 는 상기 극들에 걸쳐서 측정된 직류 전압이다. 스위칭 엘리먼트의 단자들에 걸친 직류 전압의 합계의 1/2 인 상기 극들에 걸친 직류 전압을 갖는 것이 적합하다.
상기 기준 직류 전압은 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸쳐 측정된 전압의 평균을 계산함으로써 획득될 수도 있다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭은, 모든 상기 스위칭 엘리먼트에 대해 이러한 측정된 전압의 평균인 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸쳐 측정된 직류 전압에 대한 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭에 대응하는 중간 기준 교류 전압의 진폭에 비해 낮게 되도록 또는 높게 되도록, 측정된 상기 직류 전압과 상기 평균 전압의 차이에 따라 제어된다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 2 개의 이러한 개별적인 기준 교류 전압들의 진폭의 차이가 이들 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸쳐 측정된 전압의 차이에 비례하게 되도록, 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭을 설정할 때 비례 제어가 이용되고, 이는 전술한 이점을 초래하는 제어를 수행하여 평탄한 교류 전압 커브 형상을 획득하면서 실질적으로 동일한 레벨로 에너지 저장 커패시터에 걸친 전압을 유지시키는 간단한 방식을 구성할 것이다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 컨버터의 상기 교류 전압측의 교류 전압은 컨버터의 제어 도중에 측정되고, 이 교류 전압의 진폭은 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭을 설정할 때 사용된다. 이는, 컨버터의 상기 교류 전압측의 교류 전압의 변동 (fluctuation) 시에 상기 제어의 반응을 개선한다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 상기 펄스 수 p 는 정수가 아닌 것으로 설정된다. 이는 각각의 스위칭 엘리먼트가 기준 교류 전압의 사이클마다 그 톱니 전압의 상이한 위상을 가질 것임을 의미하며, 이것은 그 스위칭 엘리먼트의 에너지 저장 커패시터에 걸쳐서 전압의 밸런싱 효과를 부여한다. 이는, 펄스 수 p 를 정수가 아닌 것으로 설정함으로써, 매우 낮은 펄스 수가 선택될 수도 있는 것으로 밝혀졌고, 직렬로 연결된 상이한 스위칭 엘리먼트들에 걸친 전압이 실질적으로 동일하고, 평탄한 교류 전압 커브 형상이 획득될 수 있도록 보장하는 것으로 밝혀졌다. 펄스 수가 낮을수록 컨버터의 스위칭 손실이 낮고, 이는 이러한 특성이 매우 바람직한 것이라는 것을 분명히 한다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 정수가 아닌 상기 펄스 수는 상기 제어 도중에 연속적으로 또는 간헐적으로 변화하여, 스위칭 엘리먼트에 걸친 상기 전압에 추가적인 밸런싱 효과를 가져서 훨씬 낮은 펄스 수를 선택하는 것을 가능하게 한다. 그후, 펄스 수는 컨버터의 제어 도중에 펄스 수 인터벌 내에서 증가 및 감소하도록 제어될 수도 있다. "펄스 수가 정수가 아닌 것으로 설정된다" 는, 이 펄스 수가 펄스 수의 상기 변화 도중에 일시적으로 정수인 경우를 커버하도록 해석되는 것으로 의도된다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 이 방법은, N≥8, N 은 12-32 이거나 또는 N 은 16-24 인 컨버터에 대해 수행된다. 이들은, 장비를 필터링할 때 낮은 요구사항에 의해 평탄한 교류 전압 커브 형상을 획득하기 위한 상기 위상 레그에서의 스위칭 엘리먼트의 적절한 수이다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 상기 펄스 수 p 는 <10, <8 또는 <5, 및 ≥2 로 설정된다. 다른 주파수가 적용가능하지만, 상기 교류 전압의 주파수는 보통 50Hz 또는 60Hz 이고, 예를 들어, 5 의 펄스 수는 공지된 2 개의 레벨 전압원 컨버터에 대해서보다 대략 5-10 배 더 낮은 500Hz 또는 600Hz 의 상기 펄스 폭 변조에서의 스위칭 주파수를 의미하고, 따라서, 상당히 낮은 스위칭 손실을 초래한다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 상기 방법은 N=16 및 펄스 수 p 가 3 < p < 4, 예를 들어, 3.4 가 되도록 설정된 컨버터에 대해 수행된다. 직렬로 연결된 이러한 다수의 스위칭 엘리먼트를 갖는 조합의 낮은 펄스 수는 전술한 본 발명의 이점을 야기하는 것으로 밝혀졌다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 상기 펄스 수는 10 을 초과하는 정수가 되도록 설정된다. 본 발명에 따른 제어 방법은 정수인 펄스 수에 대해서도 잘 기능하지만, 실질적으로 동일한 레벨에서 상이한 스위칭 엘리먼트에 걸쳐서 직류 전압의 허용가능한 유지 (maintaining) 를 초래하기 위해서는, 펄스 수가 10 을 초과하여야 하며, 이는, 펄스 수를 정수가 아닌 것으로 설정함으로써 펄스 수가 더 낮은 것보다 더 높은 스위칭 손실이 있는 것을 의미한다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 상기 제어에 사용되는 상기 개별적인 톱니 전압은 하나 걸러 하나는 상기 상부 밸브 브랜치에 속하고, 하나 걸러 다른 하나는 상기 하부 밸브 브랜치에 속하게 되도록 시간이 지남에 따라 분배되고, 이는 본 발명에 따른 제어 방법의 간단함에 기여한다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 상기 스위칭 엘리먼트에서 반도체 디바이스는 IGBT 또는 GTO 이지만, 턴-오프 유형의 다른 반도체 디바이스도 가능하다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, HVDC (High Voltage Direct Current) 를 전송하기 위한 직류 전압 네트워크에 연결된 상기 직류 전압측 및 교류 전압 네트워크에 속하는 교류 전압 위상 라인에 연결된 교류 전압측을 갖는 전압원 컨버터가 제어된다. 이는, 높은 스위칭 손실 및 강건함과 신속함의 요구조건을 갖는 문제들이 특별히 강조된, 본 발명의 특정 관심 어플리케이션을 구성한다.
본 발명의 다른 실시형태에 따르면, 1kV - 1200kV, 10kV-1200kV 또는 100kV-1200kV 인 상기 2 개의 극들에 걸친 직류 전압을 갖도록 구성된 전압원 컨버터가 제어된다.
또한, 본 발명은 첨부된 독립적인 장치 청구항에 따라서 교류 전압을 변환하기 위한 장치에 관한 것이다. 이러한 장치의 이점 및 유리한 특징 그리고 첨부된 종속하는 장치 청구항에 정의된 그 실시형태는 본 발명에 따른 방법의 전술된 논의로부터 명백하게 나타난다.
또한, 본 발명은 첨부된 청구항에 따라서 전력을 전송하기 위한 플랜트에 관한 것이다.
본 발명은, 대응하는 첨부된 청구항에 따른 컴퓨터 프로그램 및 컴퓨터 판독가능 매체에 관한 것이다. 방법 청구항의 첨부된 세트에서 정의된 본 발명에 따른 방법은 논의되고 있는 프로그램 단계가 제공된 컴퓨터 프로그램에 의해 영향을 받을 수도 있는 프로세서로부터 프로그램 명령을 통해서 수행되는 것이 적합함이 쉽게 이해된다.
또한, 본 발명의 이점 뿐만 아니라 유리한 특징은 후술하는 설명으로부터 명백하게 될 것이다.
첨부된 도면을 참조하여, 이하는 예시로서 인용된 본 발명의 실시형태들의 세부사항이 후술된다.
도 1 은 본 발명에 따른 방법에 의해 제어되는 유형의 전압원 컨버터의 매우 간략화된 도면이다.
도 2 및 도 3 은 본 발명에 따른 방법에 의해 제어되는 전압원 컨버터의 일부일 수도 있는 2 개의 상이한 공지된 스위칭 엘리먼트들을 나타낸다.
도 4 는 본 발명에 따른 전압을 변환하기 위한 장치를 매우 개략적으로 나타내는 간략화된 도면이다.
도 5 는 전압원 컨버터의 일 스위칭 엘리먼트에 대한 도 4 에 따른 장치의 일부의 더욱 상세한 도면이다.
도 6 은 도 1 및 도 4 에 따른 전압원 컨버터의 위상 레그 내의 16 개의 스위칭 엘리먼트들 중 6 개에 대해 개별적인 톱니 전압 및 펄스 폭 변조 패턴에 따라서 제어를 수행하는데 사용된 기준 교류 전압을 나타내는 그래프이다.
도 7 은 중간 기준 교류 전압의 진폭에 비해 낮아진 진폭을 갖는 스위칭 엘리먼트에 대한 개별적인 기준 교류 전압 및 하나의 스위칭 엘리먼트의 톱니 전압을 개략적으로 도시한다.
도 8 내지 도 11 은 도 1 에 따른 전압원 컨버터의 일 위상 레그를 제어하는 방법에 대해 수행된 시뮬레이션을 도시한다.
도 8(a) 는 컨버터의 교류 전압측의 교류 전압 대 시간이고, 도 8(b) 는 8 개의 상부 스위칭 엘리먼트의 커패시터의 전압이고, 도 8(c) 는 8 개의 하부 스위칭 엘리먼트의 커패시터의 전압이다.
도 9(a) 는 도 1 에 따른 전압원 컨버터에서 상부 스위칭 엘리먼트의 일 커패시터에서의 방해시에 컨버터의 교류 전압측의 교류 전압 대 시간이고, 도 9(b) 는 8 개의 상부 스위칭 엘리먼트의 커패시터의 전압이고, 도 9(c) 는 8 개의 하부 스위칭 엘리먼트의 커패시터의 전압이다.
도 10(a) 는 어떤 스텝이 그 내부에서 나타나는 중간 기준 교류 전압 대 시간이고, 도 10(b) 는 도 1 에 따른 전압원 컨버터에서 16 개의 스위칭 엘리먼트의 커패시터에 걸친 전압이고, 도 10(c) 는 컨버터의 교류 전압측에서의 교류 전압을 나타낸다.
도 11(a) 는 기준 교류 전압에 부가된 고조파 신호를 갖는, 중간 기준 교류 전압 대 시간이고, 도 11(b) 는 도 1 에 따른 전압원 컨버터에서 16 개의 스위칭 엘리먼트의 커패시터에 걸친 전압이고, 도 11(c) 는 컨버터의 교류 전압측에서의 교류 전압을 나타낸다.
도 1 은, 본 발명에 따른 제어 방법이 적용될 수도 있는 전압원 컨버터 (1) 의 일반적인 구성을 매우 간략하게 도시한다. 이 컨버터는 고전압 직류 전류를 전송하기 위한 직류 전압 네트워크와 같은, 컨버터의 직류 전압측의 대향 극 (5, 6) 에 연결된 3 개의 위상 레그 (2-4) 를 갖는다. 각각의 위상 레그는 박스로 나타난 스위칭 엘리먼트 (7) 의 직렬 연결 (이 경우, 16 개) 을 포함하고, 이 직렬 연결은 상부 밸브 브랜치 (8) 및 하부 밸브 브랜치 (9) 의 2 개의 동일한 부분으로 분할되고, 컨버터의 교류 전압측에 연결되도록 구성되어 있는 위상 출력부를 형성하는 중간 지점 (10-12) 으로 분리된다. 위상 출력부 (10 - 12) 는 가능하면 트랜스포머를 통해서 3 상 교류 전압 네트워크, 부하 등에 연결될 수도 있다. 또한, 필터링 장비는 상기 교류 전압측의 교류 전압의 형상을 개선시키기 위해 상기 교류 전압측상에 배열된다.
제어 기구 (13; control arrangement) 가 스위칭 엘리먼트 (7) 를 제어하기 위해 그 컨버터에 의해 배열되어 직류 전압을 교류 전압으로 그리고 그 반대로 변환하고, 이 제어 기구가 컨버터를 제어하기 위해 어떻게 조립되고 구성되는지는 바로 본 발명의 모든 것이고 이는 이하 더욱 상세하게 설명될 것이다.
본 발명에 따른 방법은, 턴-오프 유형의 적어도 2 개의 반도체 디바이스, 이 반도체 디바이스와 병렬로 연결된 적어도 2 개의 프리 휠링 (free wheeling) 다이오드 및 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터를 갖는 유형의 스위칭 엘리먼트 (7) 를 갖는 전압원 컨버터의 제어를 위해 의도된 것이고, 이러한 스위칭 엘리먼트의 2 가지의 예시가 도 2 및 도 3 에 도시된다. 스위칭 엘리먼트의 단자 (14, 15) 는 위상 레그를 형성하는 스위칭 엘리먼트의 직렬 연결에서 인접하는 스위칭 엘리먼트들에 연결되도록 구성된다. 이러한 경우, 반도체 디바이스 (16, 17) 는 다이오드 (18, 19) 와 병렬로 연결된 IGBT 이다. 에너지 저장 커패시터 (20) 는 다이오드와 반도체 디바이스의 각각의 직렬 연결과 병렬로 연결된다. 하나의 단자 (14) 는 2 개의 반도체 디바이스들 사이의 중간 지점뿐만 아니라 2 개의 다이오드들 사이의 중간 지점에 연결된다. 다른 단자 (15) 가 에너지 저장 커패시터 (20) 에 연결되는데, 도 2 에 따른 실시형태에서는 그 일 측에 연결되고, 도 3 에 따른 실시형태에서는 그 다른 측에 연결된다. 도 2 및 도 3 에 도시된 것과 같은 각각의 반도체 디바이스 및 각각의 다이오드는 전압이 처리되기 쉽게 하기 위해 두 개 이상이 직렬로 연결될 수도 있고, 이렇게 직렬로 연결된 반도체 디바이스는 동시에 제어되어 하나의 단일 반도체 디바이스로서 작용할 수도 있다.
도 2 및 도 3 에 도시된 스위칭 엘리먼트는, a) 제 1 스위칭 상태 및 b) 제 2 스위칭 상태 중 하나의 상태를 획득하도록 제어될 수도 있고, 여기서, a) 에 대해서는 커패시터 (20) 에 걸친 전압이 단자 (14, 15) 에 걸쳐 인가되고 그리고 b) 에 대해서는 제로 전압이 단자 (14, 15) 를 걸쳐 인가된다. 도 2 에서 제 1 스위칭 상태를 획득하기 위해 반도체 디바이스 (16) 는 턴 온되고 반도체 디바이스 (17) 는 턴 오프되며, 도 3 에 따른 실시형태에서의 반도체 디바이스 (17) 는 턴 온되고 반도체 디바이스 (16) 는 턴 오프된다. 스위칭 엘리먼트는 반도체 디바이스의 상태를 변화시킴으로써 제 2 상태로 스위칭되어, 도 2 에 따른 실시형태에서 반도체 디바이스 (16) 는 턴 오프되고 반도체 디바이스 (17) 는 턴 온되며, 도 3 에서 반도체 디바이스 (17) 는 턴 오프되고 반도체 디바이스 (16) 는 턴 온된다.
도 4 는, 도면을 간략화하기 위해 전체 10 개의 스위칭 엘리먼트만이 남겨져 있는, 도 3 에 도시된 유형의 스위칭 엘리먼트에 의해 도 1 에 따른 컨버터의 위상 레그가 어떻게 형성되는지를 좀 더 상세하게 나타내는 도면이다. 제어 기구 (13) 는 그 반도체 디바이스를 제어함으로써 스위칭 엘리먼트들을 제어하도록 구성되어, 이 반도체 디바이스들은 제로 전압 또는 커패시터에 걸친 전압을 전달하여 상기 직렬 연결에서의 다른 스위칭 엘리먼트들의 전압에 부가된다. 여기서, 트랜스포머 (21) 및 필터링 장비 (22) 가 표시되어 있다. 각각의 밸브 브랜치가 위상 리액터 (50, 51) 를 통해 위상 출력부 (10) 에 어떻게 연결되는지를 도시하고, 이러한 위상 리액터는 위상 출력부 (10, 11 및 12) 에 대해 도 1 에 도시되어 있어야만 하지만 도면의 간략화를 위해 도시되지 않았다.
이제, 본 발명에 따른 방법이 도 5 및 도 6 을 또한 참조하여 설명될 것이다. 제어 기구 (13) 의 일부가 도 5 에 더욱 상세하게 나타난다. 제어 기구는 위상 레그의 각각의 스위칭 엘리먼트의 제어를 위해 개별적인 톱니 전압 (24) 을 전달하도록 구성된 제 1 수단 (23) 을 포함한다. 이러한 스위칭 엘리먼트의 톱니 전압은 인접하는 이러한 톱니 전압들 사이에서 서로에 대해 2π/pN 의 위상 시프트를 가진 채 시간 경과에 따라 동일하지만 균일하게 분포되고, 여기서, p 는 기준 교류 전압 (25) 의 주기/톱니 전압 (24) 의 주기로서 정의된 펄스 수이고, N 은 위상 레그 내의 스위칭 엘리먼트의 수이다. 도면을 간략화하기 위해, 도 1 에 따른 전압원 컨버터의 위상 레그에 대한 16 개의 스위칭 엘리먼트 중 오직 6 개의 톱니 전압만이 도 6 에 도시된다.
제어 기구는 또한 다른 상기 스위칭 엘리먼트의 주파수 및 위상과 동일한 주파수 및 위상을 갖는 각각의 상기 스위칭 엘리먼트에 개별적인 상기 기준 교류 전압 (25) 을 전달하도록 구성된 제 2 수단 (26) 을 포함한다. 또한, 제어 기구는 펄스 폭 변조 패턴에 따라서 스위칭 엘리먼트를 제어하도록 구성된 제어 수단 (27) 을 포함하고, 그리하여 그 스위칭 엘리먼트에 대한 톱니 전압 파형이 스위칭 엘리먼트에 속하는 기준 교류 전압을 교차할 때마다 각각의 스위칭 엘리먼트가 상기 스위칭 상태를 제 1 스위칭 상태에서 제 2 스위칭 상태로 그리고 그 반대로 변경시키도록 스위칭된다. 이는, 예를 들어, 도 6 에 도시된 기준 교류 전압 (25) 이 톱니 전압 (24') 에 속한다고 가정하는 경우 단자 (15, 14) 에 걸쳐서 제로 전압을 전달하기 위해 교차점 (28) 에서 다음 교차점 (29) 까지 반도체 디바이스 (16) 는 턴 온 될 수도 있고 반도체 디바이스 (17) 은 턴 오프될 수도 있고, 교차점 (29) 에서 2 개의 단자 (15, 14) 사이에서 커패시터 (20) 에 걸쳐서 전압 Uc 를 인가하기 위해 다음 교차점 (30) 까지 반도체 디바이스 (16) 가 턴 오프되고 반도체 디바이스 (17) 은 턴 온될 수도 있다는 것을 의미한다.
기준 교류 전압 (25) 은 컨버터의 교류 전압측의 전압의 주파수와 동일한 주파수, 예를 들어, 50Hz 또는 60Hz 를 가질 것이다. 제 2 수단 (26) 은, 각각의 스위칭 엘리먼트의 커패시터 (20) 에 걸친 전압을 측정하도록 구성된 제 1 부재 (31), 모든 스위칭 엘리먼트에서 커패시터에 걸쳐서 측정된 전압의 평균을 계산하는 부재 (40) 에 의해 전달될 수도 있는 기준 직류 전압과 그 직류 전압을 비교하여 구성된 제 2 부재 (32), 및 상기 비교의 결과에 기초하여 각각의 상기 스위칭 엘리먼트에 대한 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭을 계산하고 설정하도록 구성된 제 3 부재 (33) 를 포함한다. 제 4 부재 (34) 는 도 5 에 도시되고, 컨버터의 직류 전압측의 극 (5, 6) 에 걸쳐서 직류 전압을 측정하고 이 측정 결과를 상기 비교를 위해 제 2 부재 (32) 로 전달하도록 구성된다. 이는, 사실상, 그 스위칭 엘리먼트에 속하는 커패시터 (20) 에 걸친 전압이 위상 레그의 모든 스위칭 엘리먼트 커패시터의 평균 전압으로부터 벗어날 때, 단일 스위칭 엘리먼트에 대한 개별적인 기준 교류 전압의 진폭이 상승되거나 저하됨을 의미한다. 도 7 은 개별적인 기준 교류 전압 (25) 의 진폭이 스위칭 엘리먼트에 대해 어떻게 변화되는지를 나타내는데, 여기서 이 스위칭 엘리먼트에 대한 개별적인 톱니 전압만이 도 7 에 도시된다. 따라서, 이 스위칭 엘리먼트의 펄스 폭 변조 패턴은 도 7 에 도시된 커브 (25 및 24") 의 교차점에 의해 결정될 것이다. 각각의 스위칭 엘리먼트에 대한 기준 교류 전압을 개별적으로 조절하는 방법이 스위칭 엘리먼트들의 커패시터에 걸친 직류 전압에 대한 밸런싱 효과를 갖는 것으로 발견되어, 스위칭 엘리먼트의 커패시터의 전압이 상기 평균 직류 전압 미만으로 낮아지는 경우에는 기준 교류 전압의 진폭의 조절이 이 커패시터에 걸친 전압을 상승시키는 경향이 있을 것이고, 이 전압이 상기 평균 직류 전압보다 더 큰 경우에는 그 반대일 것이다.
또한, 제어 기구는 PWM 에 대한 제어 부재 (27) 에 상기 펄스 수 p 를 제공하고 전력 소모의 필요에 따라 컨버터의 교류 전압측의 교류 전류에 대한 상기 기준 교류 전압의 위상 포지션 등을 제공하도록 구성된 메인 제어 유닛 (35) 을 포함한다. 또한, 제어 유닛 (35) 은 컨버터의 교류 전압측에 현재 존재하는 교류 전압의 수단 (41) 에 의한 측정에 기초하여 기준 교류 전압의 진폭에 영향을 줄 수도 있다.
교류 전압의 50Hz 의 주파수 3.37 의 펄스 수에 대해 전술한 바와 같은 본 발명에 따른 방법에 의해 제어된 도 1 에 따른 컨버터의 위상 레그에 대한 시뮬레이션이 행해졌다. 이 시뮬레이션은, 정수가 아닌 수를 펄스 수로서 선택하는 것은 상이한 스위칭 엘리먼트들의 커패시터에 걸친 전압의 밸런싱 효과를 가져서 낮은 펄스 수가 선택될 수도 있다는 것을 나타낸다. 3 의 펄스 수를 갖는 시뮬레이션은, 이들 커패시터 전압이 이 경우 일정하지 않을 것이고 출력 교류 전압은 매우 왜곡될 것이라는 것을 나타낸다.
도 8(a) 는 3.37 의 펄스 수에 대한 상기 시뮬레이션을 통해서 계산된 교류 전압 대 컨버터의 교류 전압측의 시간을 나타낸다. 도 8(b) 및 도 8(c) 는 상부 밸브 브랜치 및 하부 밸브 브랜치 각각의 커패시터의 전압을 나타낸다. 이는, 이러한 전압이 실질적으로 일정한 레벨에 유지되고, 제어 체계로부터 초래되는 교류 전압은 낮은 펄스 수임도 불구하고 비교적 평탄하고 규칙적인 형상을 가져서 낮은 필터 용량을 요구하는 것으로 나타난다.
도 9(a) 내지 도 9(c) 는 상부 밸브 브랜치내의 제 1 스위칭 엘리먼트의 커패시터의 방해가 있는 경우의 도 8(a) 내지 도 8(c) 에 대응한다. 이러한 방해는 본 발명에 따른 제어 체계로부터 초래되는 교류 전압에 영향을 주지 않는 것으로 관찰된다. 펄스 폭 변조 패턴의 어떠한 변화도 행해지지 않는다.
도 10 은, 기준 교류 전압의 변화시에 본 발명에 따른 제어 방법의 응답이 얼마나 빠른지를 나타내고, 여기서 이러한 변화는 예를 들어 컨버터의 교류 전압측으로 연결하는 교류 전압 네트워크에서의 지락으로부터 발생할 수도 있다. 도 10(a) 는 기준 교류 전압을 나타내고 스텝 S 가 그 내부에서 어떻게 생성되는지를 나타내며, 도 10(b) 는 모든 16 개의 스위칭 엘리먼트 커패시터에 걸친 전압을 나타내고, 도 10(c) 는 컨버터의 교류 전압측에서 초래되는 교류 전압을 나타낸다. 응답은 매우 신속하고 커패시터의 전압은 매우 빠르게 정상으로 돌아가는 것이 관찰될 수도 있다.
마지막으로, 도 11 은 컨버터의 교류 전압측에서 나타나는 고조파 신호에 대한 본 발명에 따른 제어 방법의 낮은 감도를 나타내는 것으로 사용된다. 10% 의 11 번째 고조파 전압이 상기 시뮬레이션에서 도 11(a) 에 나타난 기준 교류 전압에 부가된다. 도 11(b) 는 모든 16 개의 스위칭 엘리먼트 커패시터의 전압을 나타내고, 도 11(c) 는 컨버터의 출력 교류 전압을 나타내는데, 여기서 본 발명에 따른 제어 방법은 고조파의 출현에 대해 매우 강건한 것으로 나타난다.
제어에 이용된 개별적인 톱니 전압은 하나 걸러 하나가 상부 밸브 브랜치에 속하고 하나 걸러 다른 하나가 하부 밸브 브랜치에 속하도록 시간이 지남에 따라 분배되게끔 제어가 수행되는 것이 바람직하지만 필수적이지는 않다.
물론, 본 발명은, 전술한 실시형태에 어떤 방식으로든 제한되는 것은 아니며, 첨부된 청구항에서 정의된 바와 같이 본 발명의 기본적인 아이디어를 벗어나지 않는 한 그 변형에 대한 수많은 가능성이 당업자에게는 명백할 것이다.

Claims (33)

  1. 직류 전압을 교류 전압으로 변환하고, 교류 전압에서 직류 전압으로 변환하도록 구성된 전압원 컨버터로서, 상기 전압원 컨버터의 직류 전압측의 2 개의 대향 극들 (5, 6) 을 연결하고 스위칭 엘리먼트 (7) 의 직렬 연결을 포함하는 적어도 하나의 위상 레그 (phase leg; 2 ~ 4) 를 갖는 상기 전압원 컨버터를 제어하는 방법으로서,
    각각의 상기 스위칭 엘리먼트는 턴-오프 유형의 적어도 2 개의 반도체 디바이스 (16, 17), 상기 반도체 디바이스와 병렬로 연결된 적어도 2 개의 프리-휠링 (free-wheeling) 다이오드 (18, 19) 및 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터 (20) 를 갖고,
    위상 출력부를 형성하는 상기 직렬 연결의 중간 지점 (10 ~ 12) 은, 상기 전압원 컨버터의 교류 전압측에 연결되도록 그리고 상기 위상 레그를 상부 밸브 브랜치 (8) 및 하부 밸브 브랜치 (9) 로 분할하도록 구성되어 있고,
    각각의 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 반도체 디바이스는, 그 스위칭 엘리먼트에 대해 a) 제 1 스위칭 상태 및 b) 제 2 스위칭 상태 중 하나의 상태를 획득하도록 제어되며, 여기서, 상기 위상 출력부에서 결정된 상기 교류 전압을 획득하기 위해, 상기 a) 에 대해서는 상기 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터에 걸친 전압이 상기 스위칭 엘리먼트의 단자에 걸쳐 인가되고, 상기 b) 에 대해서는 제로 전압이 상기 스위칭 엘리먼트의 단자에 걸쳐 인가되고,
    각각의 상기 스위칭 엘리먼트 (7) 는, 상기 제어를 위해 한 쪽에서는 개별적인 톱니 전압 (24; saw tooth voltage) 이 주어지고 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 톱니 전압은 인접하는 이러한 톱니 전압들 사이에서 서로에 대해 2π/(pN) 의 위상 시프트를 가진 채 시간 경과에 따라 동일하지만 균등하게 분배되고, 여기서 p 는 기준 교류 전압의 주기/상기 톱니 전압의 주기로서 정의된 펄스 수이고, N 은 상기 위상 레그 내의 스위칭 엘리먼트의 수이며, 다른 한 쪽에서는, 다른 상기 스위칭 엘리먼트의 주파수 및 위상과 동일한 주파수 및 위상을 갖는 개별적인 상기 기준 교류 전압 (25) 이 주어지고,
    상기 스위칭 엘리먼트는 펄스 폭 변조 패턴에 따라서 제어되어, 각각의 상기 스위칭 엘리먼트는, 그 스위칭 엘리먼트에 대한 톱니 전압 파형이 그 스위칭 엘리먼트에 속하는 기준 교류 전압을 교차 (28 - 30) 할 때마다 상기 스위칭 상태를 상기 제 1 스위칭 상태에서 상기 제 2 스위칭 상태로 변화시키고, 상기 제 2 스위칭 상태에서 상기 제 1 스위칭 상태로 변화시키도록 스위칭되고,
    각각의 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터 (20) 에 걸친 전압은 상기 전압원 컨버터의 제어 도중에 측정되고 기준 직류 전압과 비교되며,
    이 비교의 결과는 상기 비교의 결과에 기초하여 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭을 설정하기 위한 피드백 제어 신호로서 사용되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준 직류 전압은 상기 전압원 컨버터의 상기 직류 전압측의 상기 극들에 걸친 직류 전압을 측정함으로써 획득되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준 직류 전압은 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸쳐 측정된 전압의 평균을 계산함으로써 획득되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 개별적인 기준 교류 전압 (25) 의 진폭은, 모든 상기 스위칭 엘리먼트들에 대해 측정된 이러한 전압의 평균인 그 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸쳐 측정된 직류 전압에 대한 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭에 대응하는 중간 기준 교류 전압의 진폭에 비해 낮게 되도록 또는 높게 되도록, 측정된 상기 직류 전압과 상기 평균 전압의 차이에 따라 제어되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    각각의 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터 (20) 에 걸쳐 측정된 상기 전압은 2×UD/N 과 비교되고, 여기서 UD 는 상기 극들에 걸쳐 측정된 직류 전압인 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    2 개의 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭의 차이가 이들 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터에 걸쳐 측정된 전압의 차이에 비례하게 되도록, 상기 개별적인 기준 교류 전압 (25) 의 진폭을 설정할 때 비율 제어가 이용되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압원 컨버터의 상기 교류 전압측에서의 교류 전압은 상기 전압원 컨버터의 제어 도중에 측정되고, 이 교류 전압의 진폭은 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭을 설정할 때 사용되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 펄스 수 p 는 정수가 아닌 것으로 설정되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 펄스 수는 상기 제어 도중에 연속적으로 또는 간헐적으로 변화되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 펄스 수는 상기 전압원 컨버터의 제어 도중에 펄스 수 인터벌 내에서 상승 및 하강하도록 제어되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압원 컨버터 제어 방법은, N≥8 이고, N 은 12-32 이거나 또는 N 은 16-24 인 컨버터에 대해 수행되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 펄스 수 p 는 <10, <8 또는 <5, 및 ≥2 으로 설정되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  13. 제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,
    상기 전압원 컨버터 제어 방법은, N=16 인 컨버터에 대해 수행되고, 상기 펄스 수 p 는 3<p<4, 예를 들어 3.4 로 설정되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  14. 제 1 항 내지 제 7 항 또는 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 펄스 수는 10 초과의 정수가 되도록 설정되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  15. 제 1 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어에 사용된 상기 개별적인 톱니 전압 (24) 은 하나 걸러 하나는 상기 상부 밸브 브랜치에 속하고 하나 걸러 다른 하나는 상기 하부 밸브 브랜치에 속하게 되도록 시간이 지남에 따라 분배되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  16. 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 반도체 디바이스 (16, 17) 로서 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 또는 GTO (Gate Turn-Off thyristor) 를 갖는 컨버터가 제어되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  17. 제 1 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    HVDC (High Voltage Direct Current) 를 전송하기 위한 직류 전압 네트워크에 연결된 상기 직류 전압측 및 교류 전압 네트워크에 속하는 교류 전압 위상 라인에 연결된 교류 전압측을 갖는 전압원 컨버터가 제어되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  18. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,
    1kV-1200kV, 10kV-1200kV 또는 100kV-1200kV 인 상기 2 개의 극들에 걸친 직류 전압을 갖도록 구성된 전압원 컨버터가 제어되는 것을 특징으로 하는 전압원 컨버터 제어 방법.
  19. 교류 전압에서 직류 전압으로 변환하고, 직류 전압에서 교류 전압으로 변환하는 장치로서,
    전압원 컨버터를 포함하고,
    상기 전압원 컨버터는, 상기 전압원 컨버터의 직류 전압측의 대향 극들 (5, 6) 을 연결하고 스위칭 엘리먼트 (7) 의 직렬 연결을 포함하는 적어도 하나의 위상 레그 (2-4) 를 가지며,
    각각의 상기 스위칭 엘리먼트는 턴-오프 유형의 적어도 2 개의 반도체 디바이스 (16, 17), 상기 반도체 디바이스와 병렬로 연결된 적어도 2 개의 프리 휠링 다이오드 (18, 19) 및 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터 (20) 를 갖고,
    위상 출력부를 형성하는 상기 직렬 연결의 중간 지점 (10-12) 은, 상기 전압원 컨버터의 교류 전압측에 연결되도록 그리고 상기 위상 레그를 상부 밸브 브랜치 (8) 및 하부 밸브 브랜치 (9) 로 분할되도록 구성되고,
    상기 변환 장치는, 각각의 상기 스위칭 엘리먼트에 대해 a) 제 1 스위칭 상태 및 b) 제 2 스위칭 상태 중 하나의 상태를 획득하도록 각각의 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 반도체 디바이스를 제어하도록 구성된 제어 기구 (13; control arrangement) 를 포함하고, 여기서 상기 위상 출력부에서 결정된 상기 교류 전압을 획득하기 위해, 상기 a) 에 대해서는 상기 적어도 하나의 에너지 저장 커패시터 (20) 에 걸친 전압이 상기 스위칭 엘리먼트의 단자에 걸쳐 인가되고 그리고 상기 b) 에 대해서는 제로 전압이 상기 스위칭 엘리먼트의 단자에 걸쳐 인가되고,
    상기 제어 기구는, 각각의 상기 스위칭 엘리먼트의 제어를 위해 개별적인 톱니 전압 (24) 을 전달하도록 구성된 제 1 수단 (23) 으로서, 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 톱니 전압은 인접하는 이러한 톱니 전압들 사이에서 서로에 대해 2π/pN 의 위상 시프트를 가진 채 시간 경과에 따라 동일하지만 균일하게 분배되고, 여기서 p 는 기준 교류 전압의 주기/상기 톱니 전압의 주기로서 정의된 펄스 수이고, N 은 상기 위상 레그 내의 스위칭 엘리먼트의 수인, 상기 제 1 수단, 각각의 상기 스위칭 엘리먼트에 다른 상기 스위칭 엘리먼트의 주파수 및 위상과 동일한 주파수 및 위상을 갖는 개별적인 상기 기준 교류 전압 (25) 을 전달하도록 구성된 제 2 수단 (26), 및 각각의 상기 스위칭 엘리먼트가 그 스위칭 엘리먼트에 대한 상기 톱니 전압 파형이 그 스위칭 엘리먼트에 속하는 상기 기준 교류 전압을 교차할 때마다 상기 스위칭 상태를 상기 제 1 스위칭 상태에서 상기 제 2 스위칭 상태로 변경하고, 상기 제 2 스위칭 상태에서 상기 제 1 스위칭 상태로 변경하는 것으로 스위칭되도록 펄스 폭 변조 패턴에 따라서 상기 스위칭 엘리먼트를 제어하도록 구성된 제어 수단 (27) 을 포함하고,
    상기 제 2 수단 (26) 은 각각의 상기 스위칭 엘리먼트 (7) 의 상기 에너지 저장 커패시터 (20) 에 걸친 전압을 측정하도록 구성된 제 1 부재 (31), 기준 직류 전압과 그 직류 전압을 비교하도록 구성된 제 2 부재 (32), 및 상기 비교 결과에 기초하여 각각의 상기 스위칭 엘리먼트에 대한 상기 개별적인 기준 교류 전압의 진폭을 계산하고 설정하도록 구성된 제 3 부재 (33) 를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 변환 장치는, 상기 전압원 컨버터의 상기 직류 전압측의 상기 극들 (5, 6) 에 걸친 직류 전압을 측정하고 상기 비교를 위해 상기 제 2 부재 (32) 로 이 측정 결과를 전달하도록 구성된 제 4 부재 (34) 를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 제어 기구는 상기 스위칭 엘리먼트의 상기 에너지 저장 커패시터 (20) 에 걸쳐 측정된 전압의 평균을 계산하고 상기 기준 직류 전압으로서 이 평균을 전달하도록 구성된 부재 (40) 를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  22. 제 19 항 내지 제 21 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 변환 장치는, 상기 전압원 컨버터의 제어 도중에 상기 전압원 컨버터의 상기 교류 전압측의 교류 전압을 측정하도록 구성된 수단 (41) 를 포함하고,
    상기 제 2 수단 (26) 은 상기 개별적인 기준 교류 전압 (25) 의 진폭을 설정할 때 이 교류 전압의 진폭을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  23. 제 19 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 수단 (23) 은 정수가 아닌 펄스 수 p 를 갖는 개별적인 톱니 전압을 전달하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 제 1 수단 (23) 은 상기 제어 도중에 연속적으로 또는 간헐적으로 변화하는 펄스 수를 갖는 개별적인 톱니 전압을 전달하도록 구성된 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  25. 제 19 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 위상 레그의 상기 스위칭 엘리먼트의 수 N 은 ≥8, 12-32 또는 16-24 인 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 위상 레그의 상기 스위칭 엘리먼트의 수 N 은 16 이고,
    상기 제 1 수단은, 3 < p < 4, 예를 들어 3.4 의 펄스 수 p 를 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  27. 제 19 항 내지 제 26 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 엘리먼트의 상기 반도체 디바이스 (16, 17) 는 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 또는 GTO (Gate Turn-Off thyristor) 인 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  28. 제 19 항 내지 제 27 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압원 컨버터는, HVDC (High Voltage Direct Current) 를 전송하기 위해 직류 전압 네트워크에 연결된 상기 직류 전압측 및 교류 전압 네트워크에 속하는 교류 전압 위상 라인에 연결된 교류 전압측을 갖도록 구성된 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  29. 제 19 항 내지 제 28 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압원 컨버터는 1kV-1200kV, 10kV-1200kV 또는 100kV-1200kV 인 상기 2 개의 극에 걸친 직류 전압을 갖도록 구성된 것을 특징으로 하는 전압 변환 장치.
  30. 스테이션을 통해서 연결된 직류 전압 네트워크 및 적어도 하나의 교류 전압 네트워크를 포함하는 전력을 전송하는 플랜트로서,
    상기 스테이션은, 상기 직류 전압 네트워크 및 상기 교류 전압 네트워크 사이에서 전력의 전송을 수행하도록 구성되고, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하고 그리고 그 반대로 변환하도록 구성된 적어도 하나의 전압원 컨버터를 포함하며,
    상기 플랜트의 상기 스테이션은 제 19 항 내지 제 29 항 중 임의의 한 항에 기재된 전압 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전송 플랜트.
  31. 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터에서 실행될 때, 제 1 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 기재된 전압원 컨버터 제어 방법을 수행하기 위한 소프트웨어 코드 부분을 포함하고, 디지털 컴퓨터의 내부 메모리로 직접 로딩가능한, 컴퓨터 프로그램.
  32. 제 31 항에 있어서,
    적어도 부분적으로 인터넷과 같은 네트워크를 통해서 제공된, 컴퓨터 프로그램.
  33. 프로그램이 기록된 컴퓨터 판독가능 매체로서,
    상기 프로그램은 컴퓨터로 하여금 제 1 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 기재된 전압원 컨버터 제어 방법을 수행하게 하도록 구성되어 있는, 컴퓨터 판독가능 매체.
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