KR20150035501A - Ｍ２ｌｃ 시스템 및 이의 제어 방법 - Google Patents

Ｍ２ｌｃ 시스템 및 이의 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20150035501A
KR20150035501A KR20147028363A KR20147028363A KR20150035501A KR 20150035501 A KR20150035501 A KR 20150035501A KR 20147028363 A KR20147028363 A KR 20147028363A KR 20147028363 A KR20147028363 A KR 20147028363A KR 20150035501 A KR20150035501 A KR 20150035501A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
m2lc
output phase
phase
output
modules
Prior art date
Application number
KR20147028363A
Other languages
English (en)
Inventor
마크 프란시스 에일로
케네스 스티븐 버튼
월터 길버트 배리
Original Assignee
커티스-라이트 일렉트로-메카니칼 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 커티스-라이트 일렉트로-메카니칼 코포레이션 filed Critical 커티스-라이트 일렉트로-메카니칼 코포레이션
Publication of KR20150035501A publication Critical patent/KR20150035501A/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
    • H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
    • H02J3/1864—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein the stepless control of reactive power is obtained by at least one reactive element connected in series with a semiconductor switch
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/10—Flexible AC transmission systems [FACTS]

Abstract

본 발명은 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템에 관한 것이다. 상기 시스템은 적어도 2 개의 출력 위상 모듈들 내로 배열된 복수의 직렬 연결된 2-단자 M2LC 셀들을 포함한다. 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈은 인덕턴스 및 이와 연계된 유효 커패시턴스를 갖는다. 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈은 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 유효 커패시턴스와 인덕턴스의 고유 공진 주파수가 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 작동 주파수; 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 스위칭 주파수; 및 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 M2LC 셀들 중 어느 하나의 스위칭 주파수 중 적어도 하나보다 크도록 구성된다.

Description

Ｍ２ＬＣ 시스템 및 이의 제어 방법{Ｍ２ＬＣ SYSTEM AND METHOD FOR CONTROLLING SAME}
본 출원은 35 U.S.C.§119(e)에 근거하여 2012년 3월 9일에 출원된 미국 가출원 No. 61/608,759의 조기 출원 일자의 이익을 주장한다.
본 출원은, 일반적으로 그리고 다양한 실시예에서, 모듈러 멀티레벨 변환기(Modular Multilevel Converter: M2LC) 시스템 및 상기 M2LC 시스템을 제어하는 방법에 관련된 발명을 개시한다.
도 1은 예시적인 멀티레벨 모듈러 변환기(M2LC) 시스템을 나타낸다. M2LC 시스템은 출력 위상 모듈들(예를 들어, 위상 A, 위상 B, 위상 C)로서 배열되는 복수의 2-레벨 M2LC 셀들(서브시스템들)을 포함하며, 각각의 출력 위상 모듈은 복수의 직렬-연결된 2-레벨 M2LC 셀들을 포함한다. 도 1에 도시된 대표적인 M2LC 셀은, 2 개의 스위칭 디바이스, 2 개의 다이오드, 커패시터 및 2 개의 단자들을 포함하는 2-레벨 M2LC 셀이다. 2 개의 상이한 전위(예를 들어 0 볼트 또는 Vcap) 중 하나가 2 개의 단자에 걸쳐 존재할 수 있도록, 2 개의 스위칭 디바이스들이 제어될 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 각각의 출력 위상 모듈들은 포지티브 DC 버스(+ Bus)에 연결된 포지티브 암(positive arm: "N" 레벨 포지티브 암) 및 네거티브 DC 버스(- Bus)에 연결된 네거티브 암(negative arm: "N" 레벨 네거티브 암) 내로 배열되며, 여기서 "N"은 주어진 암 내의 2-레벨 M2LC 셀들의 개수이다. "N"개의 2-레벨 M2LC 셀들은 포지티브 또는 네거티브 DC 버스에 대해 N+1개의 암 전압 레벨을 생성한다. 위상 A 포지티브 암에 대해, 개개의 M2LC 셀들은 0 pA, 1pA, 및 (N-1)pA로 정해질 수 있다. 이와 유사하게, 위상 A 네거티브 암에 대해, 개개의 M2LC 셀들은 0 nA, 1nA, 및 (N-1)nA로 정해질 수 있다. 주어진 출력 위상 모듈에 대해, 포지티브 및 네거티브 암들은 인덕터에 의해 분리될 수 있다.
M2LC 시스템은, 출력 전압 품질 및 유용성과 관련하여, 복잡한 정류 다중-권선 변압기(complicated rectified multi-winding transformer)에 속박될(tethered) 필요 없이, 이른바 캐스케이디드 H 브릿지 토폴로지(Cascaded H bridge topologies)와 유사한 성능을 갖는 비교적 새로운 전압원 브릿지 토폴로지이다. 하지만, M2LC 시스템의 결과적인 DC 버스는, 흐르는 전류가 연속적이고, 에너지 저장부가 각각의 직렬 연결된 M2LC 셀에 상주해(resident) 있기 때문에 DC 버스가 본질적으로 높은 인덕턴스, 공진, 및 재해적 버스 오류 조건들(catastrophic bus fault conditions)에 영향을 받지 않는다는 점에서, 종래의 전압원 변환기들과 다르다.
(DC 전압원으로부터 공급되는) 도 1에 도시된 M2LC 시스템에 대해, 일반적인 제어 또는 변조 목적은, 원하는 출력 전압을 생성하기 위해 M2LC 셀들 내의 스위칭 디바이스들을 제어하여, 주어진 출력 위상 모듈의 여하한의 포지티브 또는 네거티브 암의 M2LC 셀 출력 전압의 합이 항상 VDC 공급 전압이 되게 하는(sums to) 것이다.
통상적으로, 기존의 M2LC 시스템들은 원하는 기본 출력 전압(fundamental output voltage)을 디벨롭(develop)시키고자, 암-내 인덕터(inter-arm inductor)를 충분히 큰 사이즈(통상적으로, 시스템 크기의 3 내지 5 %)가 되도록 하여, 변조 시 암들에 생성되는 바람직하지 않은 전류 고조파(unwanted current harmonics)(>= 제 2 고조파)를 필터링한다. 이러한 큰 인덕터들은 전형적으로 표준 전기 등급 강철(standard electrical grade steel)로 만들어짐에 따라, 통상적으로 크고 무거울 뿐만 아니라, 상당한 자성 및 도체 손실을 갖는다. 또한, 비교적 낮은 공진 주파수로 인해, 그들의 높은 인덕턴스 값과 관련하여, M2LC 셀들의 필터 커패시터들의 직렬 연결에 의해 형성되는 위상 커패시턴스의 유효 값으로 공진이 이루어진다. 스위치 함수(switch function)로 인해, 이 위상 커패시턴스의 값은 작동점에 관계없이 일정하며, 필터 커패시턴스의 값과 함께 직렬 M2LC 셀들의 개수에 의존한다. 도 1에 도시된 주어진 M2LC 셀의 스위칭 함수는, M2LC 셀이 그 2 개의 출력 단자들 사이에 "Vcap"의 전압을 생성할 때 값 "1"을 나타내고, M2LC 셀이 그 2 개의 출력 단자들 사이에 단락 조건(short circuit condition)을 생성할 때 값 "0"을 나타내는 함수이다.
그 결과, 이 공진 값은 통상적으로 M2LC 셀들의 작동 출력 주파수와 스위칭 주파수 둘 모두에 근접하거나 그 이하였다. 이는, 제어 시스템들이 시간에 걸쳐 커패시터 전압의 평균 값을 제어하고, M2LC 셀들의 작동 및/또는 스위칭 주파수에 의해 여기(excite)될 수 있는 암 전류의 공진 조건들에 대해 전위를 제어할 필요성을 요구한다. 추가적으로, 이러한 낮은 공진 주파수들로 인해 M2LC 토폴로지의 대다수의 모터 구동 어플리케이션들에 통상적으로 요구되는 조건인 높은 출력 전류 및 낮은 작동 주파수에서 셀 필터 커패시터들의 리플 전압(ripple voltage)을 제어하기 어렵고 비효율적이게 되었다.
종래의 M2LC 토폴로지들은 암에 생성되는 고조파 전류의 대부분을 필터링하기 위해 인덕터를 충분히 큰 사이즈가 되도록 하지만, 그 결과 암들의 위상의 공진 주파수는 그 위상에서의 M2LC 셀들의 스위칭 주파수보다 훨씬 더 낮아지게 된다. 이후에 설명되는 바와 같이, 이는 기본 출력 전류의 주성분이 셀 필터 커패시터들로 흐르게 함에 따라, 매우 큰 값의 커패시터 전압 리플을 생성하여 낮은 작동 주파수에서 발생하는 것으로 볼 수 있다.
이러한 높은 리플 전압을 제어하기 위해 최근 제안된 한 가지 방법은 원하는 출력 전압을 생성하는 기준 신호들에 공통 모드 신호(common mode signal)를 추가하는 것이었다. 또한, 낮은 공진 값들로, 이 공통 모드 신호는 주파수가 낮거나 더 낮아야 여하한의 의미 있는 효과를 갖는다. 또한, 이 신호는, 이 리플 전압을 제한하도록 추가되거나 주입될 때, 원하는 출력 전압 파형의 품질에 대해 상당한 간섭을 일으킨다(interferes). 또한, 원하는 출력 주파수가 증가함에 따라, 원하는 출력 전압의 크기를 제어하고 디벨롭시킬 필요성을 가지고, 낮은 출력 주파수에서 M2LC 셀들의 필터 커패시터들의 리플 전압을 제어하거나 트레이드-오프(trade-off)할 수 있는 능력은, 추가되거나 주입된 공통 모드 신호의 크기에 의해서만 제어될 수 있다. 이러한 타입의 보상은 매우 비선형적일 수 있고, 원하는 값의 기본 출력 전압에 상당한 영향을 줄 수 있으며, 상당한 출력 왜곡을 도입할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들이 아래의 도면들과 연계하여 예시로서 본 명세서에 설명되며, 동일한 참조 부호는 동일하거나 유사한 요소들을 나타낸다.
도 1은 예시적인 멀티레벨 모듈러 변환기(M2LC) 시스템을 나타내는 도면;
도 2는 M2LC 시스템의 다양한 실시예들을 나타내는 도면;
도 3은 도 2의 M2LC 시스템의 여하한의 주어진 위상의 역학(dynamics)의 표현(representation)을 예시한 도면;
도 4는 도 2의 M2LC 시스템의 암 전류의 응답을 설명하는 2차 역학 방정식(2nd order dynamical equation)을 나타낸 도면;
도 5a 내지 도 5b는 다양한 실시예들에 따른 도 2의 M2LC 시스템의 시스템 제어 모듈의 기능의 상위 레벨 표현(high level representations)을 예시한 도면; 및
도 6a 내지 도 9d는 다양한 작동 조건들에서의 7-레벨 M2LC 시스템에 대한 시뮬레이션 결과들을 나타낸 도면이다.
본 발명의 도면 및 설명의 적어도 일부분은 본 발명의 명확한 이해에 관련 있는 요소들을 예시하지만, 간명함을 위해, 당업자가 본 발명의 일부분을 포함할 수 있다고 여길 수 있는 다른 요소들을 생략하여 간략하게 나타내었음을 이해하여야 한다. 하지만, 이러한 요소들은 해당 기술분야에 잘 알려져 있고, 이러한 요소들이 본 발명을 더 쉽게 이해하는데 도움을 주지 않기 때문에, 이러한 요소들의 설명은 본 명세서에 제공되지 않는다.
도 2는 복수의 M2LC 셀들(12)을 갖는 M2LC 시스템(10)의 다양한 실시예들을 예시한다. M2LC 시스템(10)은, M2LC 셀들(12)이 출력 위상 모듈들로서 배열되고, 또한 각각의 출력 위상 모듈이 포지티브 암(14) 및 네거티브 암(16) 내로 배열되며, 주어진 출력 위상 모듈이 그 출력 위상 모듈에 대한 인덕턴스 및 커패시턴스를 정의한다는 점에서, 도 1의 M2LC 시스템과 유사하다. 하지만, 이후에 더 자세히 설명되는 바와 같이, 도 1의 M2LC 시스템과 대조적으로, 출력 위상 모듈들은, 주어진 출력 위상 모듈에 대해 출력 위상 모듈의 유효 커패시턴스와 인덕턴스의 고유 공진 주파수가 출력 위상 모듈의 작동 주파수, 출력 위상 모듈의 스위칭 주파수, 및 M2LC 셀들(12) 중 어떤 것의 스위칭 주파수보다 크도록 구성된다.
주어진 출력 위상 모듈의 인덕턴스는 다수의 상이한 방식들로 결정론적으로(deterministically) 구현될 수 있다. 예를 들어, 다양한 실시예들에 따르면, 인덕턴스는 포지티브 암(14)과 네거티브 암(16) 사이에 결정론적으로 크기가 정해진 유도성 필터(18)를 포함함으로써 결정론적으로 구현될 수 있다. 또한, 유도성 필터(18)는 출력 위상 모듈의 포지티브 암(14)과 네거티브 암(16) 사이에 연결된 2 개의 인덕터를 갖는 것으로 도시되어 있지만, 유도성 필터(18)는 출력 위상 모듈의 포지티브 암(14)과 네거티브 암(16) 사이에 연결된 여하한의 수(예를 들어, 1 개, 2 개, 3 개, 4 개 등)의 인덕터를 포함할 수 있다.
또한, 도 2에 도시된 바와 같이, M2LC 시스템(10)은 로컬 제어 모듈(20) 및 시스템 제어 모듈(22)을 포함할 수 있다. 간명함을 위해 도시되어 있지는 않지만, 로컬 제어 모듈(20)은 M2LC 셀(12)의 스위칭 디바이스들에 통신가능하게(communicably) 연결됨을 이해할 것이다. 또한, 도 2에는 하나의 로컬 제어 모듈(20)만이 도시되어 있지만, 각각의 M2LC 셀들(12)은 각각 그 자신의 로컬 제어 모듈들(20)을 포함할 수 있음을 이해할 것이다. 시스템 제어 모듈(22)은 M2LC 셀 스위칭 함수들을 제어하며, 로컬 제어 모듈(20)에 통신가능하게 연결된다. 간명함을 위해, 도 2에는 시스템 제어 모듈(22)이 단지 하나의 로컬 제어 모듈(20)에 통신가능하게 연결된 것으로 도시되어 있다. 하지만, M2LC 시스템(10)은 복수의 로컬 제어 모듈들(20)을 포함할 수 있고, 시스템 제어 모듈(22)은 복수의 로컬 제어 모듈들(20)에 통신가능하게 연결될 수 있음을 이해할 것이다. 시스템 제어 모듈(22)의 기능은 아래에 더 자세히 설명될 것이다.
도 3은 도 2의 M2LC 시스템(10)의 어느 주어진 위상의 역학의 표현을 예시한다. 전류원(출력 전류 ioa)은 포지티브 암과 네거티브 암 둘 모두로부터 전류가 흐르게 하는 출력부에 연결되어 있는 것으로 도시되어 있다. 결과적인 암 전류(iarm)의 역학은 이 정의된 출력 전류의 함수인 것으로 나타내어질 수 있으며, M2LC 셀들(12)의 스위칭 함수는 단지 유효 인덕턴스(L), 저항(R) 및 유효 위상 커패시턴스(C)에 의해 영향을 받거나 필터링되는 것으로 나타내어질 수 있다. 후자의 경우, 각각의 암의 커패시턴스 기능들이 합산될 때, 유효 위상 커패시턴스는 항상 일정한 것처럼 보인다. 달리 말하면, 주어진 위상에 대한 유효 위상 커패시턴스 다음의 수학식과 같다:
Figure pct00001
여기서, saP는 포지티브 암의 스위칭 함수들의 합이고, saN는 네거티브 암의 스위칭 함수들의 합이다. 따라서, 위상의 완전한 역학은 도 4에 도시된 2차 역학 방정식을 이용하여 모델링될 수 있음을 나타낼 수 있으며, Isak는 암 전류 여진 함수(arm current forcing function)이고, 상태 변수 ick는 인덕터 전류를 나타내며, fr은 위상 또는 극(pole)의 공진이다.
도 4의 관점에서, 공진 주파수는 암 인덕턴스 ½ L 및 M2LC 셀 커패시턴스 C의 선택에 의해 제어될 수 있다. 이후 더 자세히 설명되는 바와 같이, M2LC 셀들의 스위칭 주파수보다 더 큰 공진 주파수를 유도하기 위해 L의 값을 충분히 작게 함으로써, 낮은 출력 작동 주파수에서 이 전압 리플을 상쇄시키거나, 대안적으로 필터 커패시터들의 크기가 정상 작동 주파수에서 감소되도록 하기 위해, 몇몇 변조 기술들이 이용될 수 있다. 추가적으로, 이 접근법을 이용하면, 작고 경량이며 강력한 철 기반 암 필터들을 선호하여(in favor of small light weight powered iron based arm filters), 크고 고비용이며 무거운 철/구리 기반 인덕터들이 제거될 수 있다. 상승된 암 전류를 오프셋(offset)하기 위해 다소 높은 정격 스위칭 디바이스를 유도하는 트레이드-오프는 현 IGBT 기반 스위치 기술과의 비용 효율적인 타협이다.
도 3 및 도 4와 연계된 정보의 관점에서, 암-내 인덕터들의 크기는 셀 필터 커패시터들의 값과 관련하여 충분히 작아서, 공진 주파수는 원하는 기본 출력 주파수, 기본 M2LC 암 주파수, 또는 M2LC 시스템(10)의 원하는 출력 전압 및 주파수를 디벨롭시키도록 변조된 M2LC 셀들(12)의 스위칭 주파수보다 충분히 크다.
또한, 도 3 및 도 4와 연계된 정보의 관점에서, 기본 커패시터 전류를 상쇄시키는데 요구되는 공통 모드 스위칭 조건을 디벨롭하는데 사용되는 방법은 원하는 출력 전압 파형을 생성하는데 사용되는 기준 신호와 완전히 독립적이어야 하며, 이 상쇄 정도는 기본 출력 전압 값에 영향을 주지 않고 또한 출력 전압 파형의 품질에 상당한 영향을 주지 않고, 커패시터 리플 전압의 값을 제한하는데 필요한 정도로 제어될 수 있다.
아래에 더 자세히 설명되는 바와 같이, M2LC 시스템(10)의 시스템 제어 모듈(22)은 요구되는 기본 출력 전압을 생성하는데 사용되는 암의 M2LC 셀 스위칭 함수들의 위상 시프트의 각도(degree)를 제어하는데 이용될 수 있다. 그 결과, M2LC 셀 스위칭 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분은 본질적으로 동일하며, 커패시터 리플 전압을 제어하는데 사용되는 위상 시프트의 각도와 독립적이다. 더욱이, M2LC 셀 스위칭 함수들의 비-기본 스펙트럼 성분들 또한, 이들이 위상 시프트의 값에 따라 다양한 각도로 상쇄되는 것을 제외하고는, 본질적으로 동일하다.
시스템 제어 모듈(22)은 M2LC 셀 스위칭 함수들의 위상 시프트의 각도를 제어하기 위해 변조의 두 가지 기본 형태 중 어느 하나, 즉 멀티-레벨 사인/펄스 폭 변조(PWM) 또는 멀티-레벨 공간 벡터 중 어느 하나를 이용할 수 있다. 시스템 제어 모듈(22)은 앞서 설명된 위상 시프팅 함수를 구현하기 위해 이러한 변조 기술들 중 어느 하나를 수정하도록 구성될 수 있다.
도 5a 및 도 5b는 다양한 실시예들에 따른 M2LC 시스템(10)의 시스템 제어 모듈(22)의 기능의 상위 레벨 표현을 예시한다. 시스템 제어 모듈(22)(또는 그 기능적 등가물)은 원하는 M2LC 셀 스위칭 함수들을 생성하는데 이용될 수 있다. 도 5a는 멀티-레벨 사인/PWM 변조 기술이 M2LC 셀 스위칭 함수를 생성하여 커패시터 전압 리플을 제어할 수 있는 방식을 나타내고, 도 5b는 멀티-레벨 공간 벡터 변조 기술이 M2LC 셀 스위칭 함수를 생성하여 커패시터 전압 리플을 제어할 수 있는 방식을 나타낸다.
시스템 제어 모듈(22)은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어, 및 이의 조합으로 구현될 수 있으며, M2LC 시스템(10)의 더 상위 레벨 제어기(허브 제어기)에 상주할 수 있다. 다른 실시예들에 따르면, 시스템 제어 모듈(22)은 M2LC 셀들(12)의 1 이상의 로컬 제어 모듈들(20) 사이에 분포될 수 있다. 소프트웨어를 이용하는 실시예들에 대해, 소프트웨어는 여하한의 적절한 컴퓨터 언어(예를 들어, C, C++, 자바, 자바스크립트, 비주얼 베이직, VB스크립트, 델파이)를 이용할 수 있으며, 여하한의 타입의 기계, 구성요소, 물리적 또는 가상 장비(virtual equipment), 저장 매체, 또는 디바이스로 명령을 전달할 수 있는 전파 신호(propagated signal)에서 영구적으로 또는 임시로 구현될 수 있다. 시스템 제어 모듈(22)이 소프트웨어(예를 들어, 소프트웨어 어플리케이션, 컴퓨터 프로그램)로서 구현되는 실시예들에 대해, 소프트웨어는 컴퓨터-판독 매체(예를 들어, 디스크, 디바이스, 및/또는 전파 신호)에 저장될 수 있어, 컴퓨터가 매체를 읽을 때, 본 명세서에 설명된 함수들이 실행된다.
도 5a에서는, 값 0과 1 사이에서 제어될 수 있는 단순 스칼라 함수(오메가)를 이용하여 캐리어 파형들 간의 위상 시프트 각도를 제어하기 위해 전형적인 멀티레벨 PWM 변조기(classic multilevel PWM modulator)가 수정된다. 오메가 = 0일 때, 멀티레벨 변조기는 M2LC 셀들을 전형적인 2-레벨 브릿지처럼 함께 스위칭한다. 이는, 2-레벨 브릿지가 그 암들의 기본 전류를 상쇄시키는 것과 동일한 방식으로 커패시터 전압 리플의 최소 값을 생성한다. 오메가 = 1.0일 때, 도시된 바와 같이 삼각형 파형들이 2π/N(이 예시에서, N=6)의 값에 의해 고르게 이격되는 경우 최적의 멀티-레벨 변조가 달성된다. 이 경우, M2LC 셀 커패시터들은 작동 주파수 및 출력 전류 레벨과 일치하는 전압 리플의 값을 생성할 것이며, M2LC 셀 커패시터들의 기본 전류 상쇄가 일어나지 않는다.
실제로, 오메가는 0.1과 1.0 사이에서 제어될 수 있다. (DC 시작점 또는 매우 낮은 출력 주파수 기계 제어에 사용되는) 0.1에서, 상당한 기본 리플 전압이 상쇄된다(암의 공진 주파수가 스위칭 주파수보다 크다고 가정함). 상당한 공통 모드 전압이 M2LC 셀들(12)의 스위칭 주파수에서 생성되더라도, 출력 파형은 여전히 멀티레벨 스위칭의 각도를 나타낸다. 실제로, 오메가 = 0.1에서도, 스위치들의 dv/dt는 오메가 = 1.0 조건에서와 동일하다.
도 5b에서는, 위상 시프트의 각도를 제어하기 위해 상태 벡터 변조(State Vector Modulation)가 이용된다. 이 경우, 특정 샘플 시간에 원하는 기준을 가장 가깝게 맞춘(most closely fits) 시간 평균 스위치 함수를 연산함으로써, 본질적으로 동일한 M2LC 셀 스위칭 함수들의 세트가 생성된다.
어느 경우에서도, 이는 M2LC 셀들(12)에 의해 제어되는 출력 단자가 포지티브 DC 버스, 또는 대안적으로 네거티브 DC 버스 중 어느 하나에 완전히 연결되는 시간의 "윈도우"를 생성하는 이 M2LC 셀 스위칭 함수들의 작용(act)임을 유의한다. 이 "윈도우" 동안에, 암의 공진 주파수가 셀 스위칭 주파수, 및 이에 따른 "윈도우"의 주파수보다 크다고 가정한다면, M2LC 셀 필터 커패시터들의 기본 전류 성분이 상쇄될 수 있다. 더 작은 시간 윈도우(더 큰 오메가의 값)는 M2LC 셀들(12)의 필터 커패시터들의 기본 전류를 상쇄하는데 있어 덜 효과적이지만, 더 높은 각도의 출력 전압 파형이 달성된다. 이러한 방식으로, 커패시터 전압 리플 및 출력 전압 품질[소위, 고조파 전압 계수(Harmonic Voltage Factor) 또는 HVF] 둘 모두를 최적화하기 위해, 오메가는 M2LC 시스템(10)의 출력 기본 주파수에 따라 변동될 수 있다.
시뮬레이션들
도 4에 도시된 역학 모델을 이용하여 7-레벨 M2LC 시스템(암당 6 개의 스위칭 M2LC 셀들)에 대해 시뮬레이션들이 수행되었다. 600 Hz의 M2LC 셀 스위칭 주파수 및 30 Hz(통상적으로 중간 범위 주파수)에서 작동하는 M2LC 시스템에 대해 네 가지 경우가 시뮬레이션되었으며, 모두 정격 출력 전류에서 작동한다.
처음 3 개의 시뮬레이션들에서, 암-내 인덕턴스(L)의 크기는 M2LC 셀 필터 커패시터들에 따라 크기가 결정되므로, 위상 공진 주파수(fr)는 스위칭 주파수의 약 1.5 배 또는 약 900 Hz이다. 오메가 = 1.0, 0.5 및 0.1에 대응하는 도 5a에 도시된 변조 방식(modulation scheme)에 의해 생성된 위상 시프트들이 시뮬레이션되었다. 또한, 이러한 조건들은 도 5b에 도시된 공간 벡터 방식(Space Vector scheme)에 의해 이론적으로 디벨롭될 수 있다.
오메가 = 0.1인 제 4 시뮬레이션에서는, 위상 인덕턴스(L)가 증가되었으며, 이는, 위상의 공진이 셀 스위칭 주파수(fc) 또는 위상의 결과적인 2-레벨 윈도우 스위칭 주파수보다 충분히 크지 않다면, 기본 전류 상쇄가 어느 변조기 기술(또는 여타의 공통 모드 상쇄 기술)로도 효율적이지 않음을 나타낸다.
시뮬레이션 1
도 6a 내지 도 6d는 제 1 시뮬레이션에 대한 결과들을 나타내며, 이때 fout = 30 Hz, fc = 600 Hz, fr = 930 Hz, 오메가 = 1.0이다. 이 도면들에 나타낸 바와 같이, M2LC 셀 스위칭 함수들(도 6a)은 본질적으로 동일하지만(동일한 기본파 및 고조파), 최고 품질 출력 전압(HVF = 0.028)을 생성하도록 최적으로 위상 시프트되었으며, 스위치 함수들의 기본 값은 1.179였다(도 6b). 도 6d에 나타낸 바와 같이, 필터 커패시터 전압 리플은 평균 커패시터 전압의 거의 20 %였다(1.183).
시뮬레이션 2
도 7a 내지 도 7d는 제 2 시뮬레이션에 대한 결과들을 나타내며, 이때 fout = 30 Hz, fc = 600 Hz, fr = 930 Hz, 오메가 = 0.5이다. 이 도면들에 나타낸 바와 같이, M2LC 셀 스위칭 함수들(도 7a)은 여전히 본질적으로 동일하지만, 위상 시프트가 50 % 감소된다. 고조파 전압 계수(도 7b)가 실질적으로 개선되었지만, 스위치 함수들의 기본 값은 동일하게 유지되었다. 필터 커패시터 전압 리플(도 7d)은 거의 12 %(1.117), 또는 시뮬레이션 1의 값의 거의 절반이었다.
암 전압(VAarm)과 관련해, 도 6c와 비교하여 도 7c의 암 전류(iarm)의 공진 성질을 유의한다. 기본 전류는 본질적으로 M2LC 시스템의 포지티브 및 네거티브 DC 버스들에서 상쇄되었다. 하지만, 여기서 대가(price)는 스위치들의 다소 더 높은 피크 전류였다.
시뮬레이션 3
도 8a 내지 도 8d는 제 3 시뮬레이션에 대한 결과들을 나타내며, 이때 fout = 30 Hz, fc = 600 Hz, fr = 930 Hz, 오메가 = 0.1이다. 이 도면들에 나타낸 바와 같이, M2LC 셀 스위칭 함수들(도 8a)은 10 % 감소된다. 고조파 전압 계수(도 8b)는 더욱 개선되었지만, 스위치 함수들(도 8b)의 기본 값은 이전의 두 시뮬레이션들에서와 동일하게 본질적으로 유지된다. 필터 커패시터 전압 리플(도 8d)은 셀 커패시터 평균 전압의 5 %일 뿐이다. 이 낮은 레벨의 출력 전압 리플은 정격 전류에서 매우 낮은 출력 주파수들(심지어 DC)로 떨어질 것임을 유의한다.
시뮬레이션 4
도 9a 내지 도 9d는 제 4 시뮬레이션에 대한 결과들을 나타내며, 이때 fout = 30 Hz, fc = 600 Hz, fr = 160 Hz, 오메가 = 0.1이다. 이 시뮬레이션에 대하여, 위상 공진 주파수가 셀 스위칭 주파수보다 낮게 한 값으로 암-내 인덕턴스가 증가되었다. 한편, 시뮬레이션 4는 시뮬레이션 3에 이용된 동일한 작동 조건을 이용하였다. 이 도면들에 나타낸 바와 같이, 위상 공진 주파수가, M2LC 셀 스위치 함수들이 위상 시프트될 때 M2LC 셀 스위칭 주기에 기인하는 위상 윈도우 "+ 버스 대 - 버스(+ bus to - bus)" 스위칭 주파수보다 심지어 다소 더 낮을 때, 위상 시프트된 셀 스위칭 함수들(도 9d)의 기본 커패시터 전류 상쇄 효과가 완전히 제거되었다. 또한, 이는, 도 9c의 암 전류가 도 8c에서와 같이 더 이상 스위칭 주파수에 의해 여기되지 않았다는 사실에 의해 명백해졌다.
상기의 관점에서, 앞서 설명된 변조 기술과 더불어 M2LC 셀 스위칭 주파수보다 큰 위상 공진 주파수의 선택과 연계하여 이용될 때, M2LC 시스템(10)은 정격 토크 조건들 하에서 동기 기계(synchronous machines)와 함께 이용될 수 있음을 이해할 것이다.
상기의 설명에서 어떠한 것도 본 발명을 요소들의 어떤 특정 재료, 지오메트리, 또는 방위로 제한하는 것을 의미하지 않는다. 다수의 부분/방위 대체물들은 본 발명의 범위 내의 것으로 고려되며, 이는 당업자라면 명백히 알 수 있는 것이다. 본 명세서에서 설명된 실시예들은 단지 예시로만 제시되었으며, 본 발명의 범위를 제한하는데 사용되지 않아야 한다.
본 발명이 이러한 적용의 특정 실시예들에 관하여 설명되었지만, 당업자는 본 명세서에서의 기술내용의 견지에서 청구된 발명의 사상으로부터 벗어나지 않으면서 또는 청구된 발명의 범위를 넘어서지 않으면서 추가 실시예 및 수정예를 생성할 수 있다. 따라서, 본 명세서에서 도면 및 설명은 단지 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위해 제공되며, 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 해석되지 않아야 함을 이해할 것이다.

Claims (20)

  1. 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템(modular multilevel converter system)에 있어서,
    적어도 2 개의 출력 위상 모듈들 내로 배열된 복수의 직렬 연결된 2-단자 M2LC 셀들을 포함하고, 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈은 인덕턴스 및 이와 연계된 유효 커패시턴스를 가지며, 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈은, 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 유효 커패시턴스와 상기 인덕턴스의 고유 공진 주파수가:
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 작동 주파수;
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 스위칭 주파수; 및
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 M2LC 셀들 중 어느 하나의 스위칭 주파수;
    중 적어도 하나보다 크도록 구성되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 M2LC 셀들에 통신가능하게 연결된 시스템 제어 모듈을 더 포함하는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 M2LC 셀들의 필터 커패시터들의 기본 출력 주파수 전압 리플(fundamental output frequency voltage ripple)을 최소화하도록 구성되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 M2LC 셀들에 위상-시프트된 스위치 함수들(phase-shifted switch functions)을 적용하도록 구성되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은:
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 제 1 M2LC 셀에 제 1 스위치 함수를 적용하고;
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 제 2 M2LC 셀에 제 2 스위치 함수를 적용하도록 구성되며, 상기 제 2 스위치 함수는 상기 제 1 스위치 함수에 대해 위상 시프트되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분들은 본질적으로 크기 및 위상이 같은 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분들은 위상 시프트의 값과 독립적인 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  8. 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템에 있어서,
    적어도 2 개의 출력 위상 모듈들 내로 배열된 복수의 직렬 연결된 2-단자 M2LC 셀들 - 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈은 인덕턴스의 전체 값을 정의하며, 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈은:
    포지티브 암(positive arm); 및
    네거티브 암(negative arm)을 포함함 -; 및
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 2-단자 M2LC 셀들에 통신가능하게 연결된 시스템 제어 모듈을 포함하고, 상기 시스템 제어 모듈은 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 M2LC 셀들의 필터 커패시터들의 기본 출력 주파수 전압 리플을 최소화하도록 구성되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 M2LC 셀들에 위상-시프트된 스위치 함수들을 적용하도록 구성되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  10. 상기 시스템 제어 모듈은:
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 제 1 M2LC 셀에 제 1 스위치 함수를 적용하고;
    상기 출력 위상 모듈들 중 제 1 출력 위상 모듈의 제 2 M2LC 셀에 제 2 스위치 함수를 적용하도록 구성되며, 상기 제 2 스위치 함수는 상기 제 1 스위치 함수에 대해 위상 시프트되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분들은 본질적으로 크기 및 위상이 같은 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분들은 위상 시프트의 값과 독립적인 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템.
  13. 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템을 제어하는 방법에 있어서,
    M2LC 시스템의 제 1 출력 위상 모듈의 암의 제 1 M2LC 셀에 제 1 스위치 함수를 적용하는 단계; 및
    상기 M2LC 시스템의 제 1 출력 위상 모듈의 암의 제 2 M2LC 셀에 제 2 스위치 함수를 적용하는 단계를 포함하고, 상기 제 2 스위치 함수는 상기 제 1 스위치 함수에 대해 위상 시프트되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들을 적용하는 단계는, 본질적으로 크기 및 위상이 같은 상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분들을 적용하는 단계를 포함하는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분들은 위상 시프트의 값과 독립적인 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들 간의 위상 시프트의 양을 제어하는 단계를 더 포함하는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 M2LC 시스템의 제 1 출력 위상 모듈의 암의 제 3 M2LC 셀에 제 3 스위치 함수를 적용하는 단계를 더 포함하고, 상기 제 3 스위치 함수는 상기 제 1 및 제 2 스위치 함수들에 대해 위상 시프트되는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2 및 제 3 스위치 함수들의 각각의 기본 스펙트럼 성분들은 본질적으로 크기 및 위상이 같은 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2 및 제 3 스위치 함수들의 기본 스펙트럼 성분들은 각각의 위상 시프트들의 값들과 독립적인 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 2 및 제 3 스위치 함수들 간의 위상 시프트의 양을 제어하는 단계를 더 포함하는 모듈러 멀티레벨 변환기 시스템 제어 방법.
KR20147028363A 2012-03-09 2013-03-08 Ｍ２ｌｃ 시스템 및 이의 제어 방법 KR20150035501A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201261608759P 2012-03-09 2012-03-09
US61/608,759 2012-03-09
PCT/US2013/029845 WO2013134628A1 (en) 2012-03-09 2013-03-08 M2lc system and method for controlling same

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20150035501A true KR20150035501A (ko) 2015-04-06

Family

ID=49113514

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR20147028363A KR20150035501A (ko) 2012-03-09 2013-03-08 Ｍ２ｌｃ 시스템 및 이의 제어 방법

Country Status (9)

Country Link
US (1) US9372493B2 (ko)
EP (1) EP2823565A4 (ko)
KR (1) KR20150035501A (ko)
CA (1) CA2866862A1 (ko)
CO (1) CO7160031A2 (ko)
EA (1) EA032907B1 (ko)
IN (1) IN2014DN08268A (ko)
MX (1) MX345133B (ko)
WO (1) WO2013134628A1 (ko)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102012202173B4 (de) * 2012-02-14 2013-08-29 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb eines mehrphasigen, modularen Multilevelstromrichters
US20150288287A1 (en) * 2012-09-21 2015-10-08 Aukland Uniservices Limited Modular multi-level converters
DE102013219466A1 (de) * 2013-09-26 2015-03-26 Siemens Aktiengesellschaft Multilevelumrichter
EP2854282A1 (en) * 2013-09-30 2015-04-01 Alstom Technology Ltd Submodule identification in a modular multilevel converter by means of measuring signal propagation times from the central controller
US9966874B2 (en) * 2014-01-15 2018-05-08 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Power-cell switching-cycle capacitor voltage control for modular multi-level converters
DE102015116271A1 (de) 2015-09-25 2017-03-30 Gottfried Wilhelm Leibniz Universität Hannover Verfahren zum Betrieb eines modularen Multilevel-Stromrichters, modularer Multilevel-Stromrichter sowie Computerprogramm
CN209134293U (zh) * 2016-01-19 2019-07-19 西门子股份公司 多电平转换器
DE102017211543A1 (de) * 2017-07-06 2019-01-10 Siemens Aktiengesellschaft Modularer Mehrpegelenergiewandler
EP3713073A1 (de) * 2019-03-19 2020-09-23 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichter und verfahren zu dessen regelung
CN110504688B (zh) * 2019-08-12 2020-12-29 上海交通大学 具备交直流故障不间断运行能力的固态变压器及控制方法
EP4027506A1 (de) * 2021-01-08 2022-07-13 Siemens Energy Global GmbH & Co. KG Stromrichter und verfahren zum betreiben des stromrichters
DE102022117740B3 (de) 2022-07-15 2024-01-18 Gottfried Wilhelm Leibniz Universität Hannover, Körperschaft des öffentlichen Rechts Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-Multilevel-Umrichters, Hybrid-Multilevel-Umrichter und Computerprogramm

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0793823B2 (ja) 1988-02-01 1995-10-09 株式会社日立製作所 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置
DE19838389C1 (de) 1998-08-24 2000-03-09 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines abschaltbaren Stromrichterventils mit der Reihenschaltzahl Zwei oder größer
US6301130B1 (en) * 1999-09-01 2001-10-09 Robicon Corporation Modular multi-level adjustable supply with parallel connected active inputs
DE10031778A1 (de) 2000-06-29 2002-01-24 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Regelung der Stromanstiegsgeschwindigkeit
DE10217889A1 (de) 2002-04-22 2003-11-13 Siemens Ag Stromversorgung mit einem Direktumrichter
US7206343B2 (en) 2003-01-24 2007-04-17 Intersil Americas Inc. High resolution digital pulse width modulator for DC-DC voltage converter
US7499290B1 (en) 2004-05-19 2009-03-03 Mississippi State University Power conversion
US7518886B1 (en) 2005-02-18 2009-04-14 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multiphase soft switched DC/DC converter and active control technique for fuel cell ripple current elimination
DE102005040549A1 (de) 2005-08-26 2007-03-15 Siemens Ag Pulswiderstand
DE102005040543A1 (de) 2005-08-26 2007-03-01 Siemens Ag Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern
DE102005041087A1 (de) 2005-08-30 2007-03-01 Siemens Ag Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern
JP2009507462A (ja) 2005-09-09 2009-02-19 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト 電気エネルギー伝送のための装置
DE102005045090B4 (de) 2005-09-21 2007-08-30 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
DE102005045091B4 (de) * 2005-09-21 2007-08-30 Siemens Ag Steuerverfahren zur Redundanznutzung im Störungsfall eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
US8963369B2 (en) 2007-12-04 2015-02-24 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US7768805B2 (en) 2007-03-09 2010-08-03 General Electric Company Clean input UPS with fast rectifier control and improved battery life
WO2009086927A1 (en) * 2008-01-08 2009-07-16 Abb Technology Ag A method for controlling a voltage source converter and a voltage converting apparatus
DE102008007659A1 (de) 2008-02-06 2009-02-19 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter
DE102008014898B4 (de) * 2008-03-19 2018-09-27 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Steuerung eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern bei niedrigen Ausgangsfrequenzen
US8922957B2 (en) 2008-04-30 2014-12-30 Keysight Technologies, Inc. Dynamic switch contact protection
DE102008022617A1 (de) 2008-05-07 2009-11-19 Siemens Aktiengesellschaft Windenergiepark mit einer Vielzahl von Windenergieanlagen
DE102008022618A1 (de) 2008-05-07 2009-12-31 Siemens Aktiengesellschaft Stromversorgungseinrichtung
JP4934703B2 (ja) * 2009-07-21 2012-05-16 株式会社日立製作所 電力変換装置
WO2011150964A1 (en) * 2010-06-01 2011-12-08 Abb Technology Ag Precision switching for carrier based pwm
KR101776984B1 (ko) * 2010-09-09 2017-09-08 벤쇼, 인코포레이티드 모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템을 제어하는 시스템 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
MX2014010819A (es) 2015-04-13
EA032907B1 (ru) 2019-08-30
CO7160031A2 (es) 2015-01-15
EP2823565A1 (en) 2015-01-14
WO2013134628A1 (en) 2013-09-12
CA2866862A1 (en) 2013-09-12
EP2823565A4 (en) 2015-09-02
US20130234681A1 (en) 2013-09-12
IN2014DN08268A (ko) 2015-05-15
MX345133B (es) 2017-01-18
US9372493B2 (en) 2016-06-21
EA201400999A1 (ru) 2015-03-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9372493B2 (en) M2LC system and method for controlling same
Lee et al. New modulation techniques for a leakage current reduction and a neutral-point voltage balance in transformerless photovoltaic systems using a three-level inverter
Akagi et al. Voltage balancing control for a three-level diode-clamped converter in a medium-voltage transformerless hybrid active filter
US8472215B2 (en) Grid-tie inverter for interconnecting AC voltage to electric power grid
Quan et al. Impact of PWM schemes on the common-mode voltage of interleaved three-phase two-level voltage source converters
JP5624577B2 (ja) 車両用電力変換装置
JP2013537393A (ja) モジュール式の多電圧値出力変換器装置を制御する装置及び方法
Shu et al. One‐inductor‐based auxiliary circuit for dc‐link capacitor voltage equalisation of diode‐clamped multilevel converter
Maswood et al. Comparative study of multilevel inverters under unbalanced voltage in a single DC link
Chebabhi et al. A new balancing three level three dimensional space vector modulation strategy for three level neutral point clamped four leg inverter based shunt active power filter controlling by nonlinear back stepping controllers
Deng et al. Space vector modulation method for modular multilevel converters
Wang Switching-cycle control and sensing techniques for high-density SiC-based modular converters
Ghias et al. Voltage balancing strategy for a five-level flying capacitor converter using phase disposition PWM with sawtooth-shaped carriers
Devi et al. Comparative study on different five level inverter topologies
Kang A modified cascade transformer-based multilevel inverter and its efficient switching function
KR20120041805A (ko) 기본 기준 파형으로의 제 3 고조파 콤포넌트의 추가
Behera et al. A novel cascaded transformer coupled multilevel inverter with reduced number of switches for high power applications
Mohzani et al. Natural balancing of the neutral point voltage for a three-phase NPC multilevel converter
Sabarimuthu et al. An adaptive current control strategy for a three phase Shunt Active Filter
Chen et al. Four hundred hertz shunt active power filter for aircraft power grids
Sarwer et al. Design and investigation of a triple boost multilevel inverter with self‐balanced switched capacitors and reduced voltage stress
Chakraborty et al. A simplified dual-stage model predictive controller for modular multilevel converters
JP2016226224A (ja) モジュラーマルチレベル変換器
KR102542941B1 (ko) 저주파 누설전류를 감소시킬 수 있는 충전 장치
Zhong et al. A hybrid discontinuous PWM algorithm of balancing neutral point voltage for 3L‐NPC inverter

Legal Events

Date Code Title Description
N231 Notification of change of applicant
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right