KR20100058584A

KR20100058584A - Ｃｆｏ 및 ｉ/ｑ 불평형의 보정계수 산출방법, 이를 이용한 보정방법 및 파일럿신호 송신방법

Info

Publication number: KR20100058584A
Application number: KR1020107006354A
Authority: KR
Inventors: 하이 린; 가츠미 야마시타
Original assignee: 고리츠다이가쿠호징 오사카후리츠다이가쿠
Priority date: 2007-09-27
Filing date: 2008-09-27
Publication date: 2010-06-03
Also published as: CN101809910A; JP5344701B2; EP2194665B1; US20100208783A1; WO2009041671A1; EP2194665A4; JPWO2009041671A1; EP2194665A1

Abstract

OFDM방식의 통신시스템은 주파수의 유효 이용 및 멀티 패스에의 내성을 높일 수 있으므로 현재 실용화가 진행되고 있다. 그러나 OFDM방식은 스펙트럼이 중첩된 다중화신호이므로, CFO가 존재하는 경우에는 캐리어 사이의 직행성이 붕괴되어 에러율 특성이 열화한다. 또, I/Qtls호의 복조에 있어서도 π/2 위상이 다른 국부발진신호를 얻기가 어려우므로 I/Q신호 간에서 불평형이 발생하여 에러율 특성이 열화한다. 본 발명에서는 새로운 파일럿신호를 제안하고, CFO나 I/Q 불평형의 보정을 위한 보정 값을 해석적으로 구하며, 각각을 이용하여 이들 왜곡을 보정하는 방법을 제공한다. 또, 본 발명은 OFDM방식에 관계없이 파일럿신호가 있는 프로토콜에는 모두 적용할 수 있다.

Description

ＣＦＯ 및 Ｉ/Ｑ 불평형의 보정계수 산출방법, 이를 이용한 보정방법 및 파일럿신호 송신방법{CFO AND I/Q IMBALANCE CORRECTION COEFFICIENT CALCULATION METHOD, AND CORRECTION METHOD USING THE SAME, AND PILOT SIGNAL TRANSMISSION METHOD}

본 발명은 다이렉트 컨버젼 수신기에서의 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 및 I/Q 불평형의 보정방법에 관한 것이다.

최근, 저비용의 수신단말기를 소비자에게 공급하기 위한 목적에서 다이렉트 컨버젼 수신기(DCR)가 주목되고 있다. DCR이란 베이스밴드신호로 변환할 때에 중간주파수를 개재하지 않고 직접 베이스밴드신호로 변환하는 수신기이며, 종래의 수퍼 헤테로다인방식의 수신기에 비해서 수신기의 소형화·저 비용화·저 소비전력화가 가능하다는 특징이 있다.

그러나 RF대 신호에서 직접 베이스밴드신호로 변환함에 따라서 직류 오프셋 및 I/Q 불평형의 문제가 새롭게 발생한다. 직류 오프셋이란 국부발진기(LO)의 신호와 LO로부터 RF부로 누설된 신호의 자기 믹싱에 의해 발생하는 것이다. 또, I/Q 불평형이란 I상 성분과 Q상 성분이 이상적인 상태로부터 왜곡됨으로써 발생하는 것이다.

DCR에서는 수신신호를 I상 성분과 Q상 성분으로 분해하므로 π/2 위상 차를 갖는 RF대 캐리어 신호가 필요하다. 그러나 고주파의 신호에서 정확하게 π/2의 위상 시프트량을 갖는 LO의 제공은 곤란하므로, I상 성분과 Q상 성분이 이상적인 상태로부터 왜곡되는 주파수 비 선택성 I/Q 불평형이 발생한다.

또, 광대역의 통신시스템에서는 I 브랜치와 Q 브랜치에 설치된 필터 등 아날로그 부품의 특성의 차이에 의해서도 주파수 선택성 I/Q 불평형이 발생한다. 이들 I/Q 불평형에 의해 이미지 간섭이 발생하여 에러율특성이 현저하게 열화 한다(비 특허문헌 1).

한편, 직교주파수분할 다중(OFDM)방식은 주파수의 유효 이용 및 멀티 패스에 대한 내성을 높일 수 있는 통신방식이며, DAB, DVB 및 IEEE 802. 11a 등의 각종 무선통신방식으로 채용되고 있다. 그러나 OFDM신호는 스펙트럼이 중첩된 다중화신호이므로, 캐리어 주파수 오프셋(CFO)이 존재하는 경우에는 캐리어 간 간섭(ICI)이라고 불리는 캐리어 간의 직교성의 붕괴가 발생하여 에러율특성이 현저하게 열화 한다. 또, 여기서 캐리어 주파수 오프셋(CFO)이란 송수신기에서의 LO의 주파수와 수신기에서의 LO가 일치하지 않는 경우를 말한다.

저 가격의 다이렉트 컨버젼 OFDM 수신기를 실용화하기 위해서는 RF대에서 발생하는 직류 오프셋의 제거, CFO 보정 및 I/Q 불평형의 보정의 문제를 해결하지 않으면 안 된다. 일반적으로 직류 오프셋은 AC 커플링보다 전단(前段)에서 제거할 수 있다. 따라서 CFO 보정 및 I/Q 불평형의 보정의 문제가 매우 중요한 과제가 된다.

OFDM 통신방식에서의 CFO 추정이나 보정에 관한 연구는 상당 수준 이루어져 있다. 이들 연구는 LO의 진폭 차와 위상 차밖에 고려하지 않는 주파수 비 선택성 I/Q 불균형의 보정, I 브랜치와 Q 브랜치에 설치된 필터 등 아날로그 부품의 특성의 차이를 고려한 주파수 선택성 I/Q 불균형의 보정, 주파수 선택성 I/Q 불균형 하에서의 CFO 보정 등이 소개되어 있다.

그러나 주파수 비 선택성 및 주파수 선택성 불균형도 고려한 CFO 보정의 시도는 적으며, 비 특허문헌 2가 알려진 정도이다.

이하에는 비 특허문헌 2에 의해 알려진 방법을 간단하게 설명한다. 또, 본 명세서에서는 식 중에서 대(소)의 진한 글자는 행렬(열 벡터)로서 사용된다. 또, 문장 중에는 벡터 X 등과 같이 문자의 앞에 「벡터」라는 단어를 붙인 경우도 있다. 또, 식 중에서 상단에 부가한 첨자의 「H의 변형」, 「이탤릭문자의 T」, 별표(asterisk), 긴 十자(칼 표시)는 각각 애르미트 행렬(hermitian matrix), 전치(轉置), 공역 및 유사 역행렬(pseudo-inverse matrix)로서 사용된다. 또, 하단에 붙인 첨자의 「이탤릭문자 I 및 Q」는 동상(I 브랜치) 및 직교(Q 브랜치)성분으로 사용된다. 또, 문자의 머리에 기호가 붙은 것은 해트 A(A라는 문자 위에 해트(hat)라는 기호가 붙은 것) 등으로 표기하는 경우도 있다.

도 13에는 I/Q 불평형을 고려한 DCR의 수학적 모델을 나타낸다. 안테나 및 앰프에서 수신된 수신신호 브리브(breve) r(t)는 I 브랜치와 Q 브랜치의 2 계통의 신호로 나누어진다. 또, 여기서 「브리브 r」은 「r」의 위에 상측으로 개방된 괄호 마크가 붙은 문자를 나타낸다. 이들 신호는 승산기에 의해 승산이 되어서 저역 통과 필터를 통과한다. 그 후 스위치에 의해 디지털신호로 변환되는 것으로 생각된다. I 브랜치와 Q 브랜치의 디지털신호는 r_I(k) 및 r_Q(k)라고 한다.

LO에 의해 발생한 주파수 비 선택성 I/Q 불균형은 진폭 차 α와 위상 차 φ에 의해 특징지어지며, 주파수 선택성 I/Q 불균형은 G_I(f) 및 G_Q(f)의 주파수특성을 갖는 2개의 실계수 저역 통과형 필터에 의해 모델화되어 있다. 단, G_I(f) 및 G_Q(f)는 절대치 f>B/2에서 0이며, B는 대역 폭이다. 한편, CFO는 주파수 오프셋 △f를 갖는 중간주파수 fc로 변조된 RF대에서의 다음 식의 수신신호 브리브 r(t)에 의해 표시할 수 있다.

브리브 r(t)는 (1)식의 좌변이다.

여기서 (1)식의 우변 중의 틸데(tilde) r(t)는 다운 컨버전 된 수신신호이고, (2)식으로 나타낸다. 또, 틸데 「r(t)」는 「r」 위에 「~」가 붙은 문자를 나타낸다.

또, (2)식 중의 s(t) 및 h(t)는 송신신호 및 채널 응답을 베이스밴드신호로 한 경우의 표현이다. s(t) 및 h(t) 사이에서 「×」를 원(○)으로 둘러싼 표시는 컨볼류션 연산을 나타내는 기호이다. 또, 틸데 r_I(t) 및 틸데 r_Q(t)는 I 브랜치 및 Q 브랜치에서의 베이스밴드신호이다. 또, 「j」는 허수 단위이다.

이때, 비 특허문헌 1과 2에서의 도출에 따르면 다운 컨버젼 된 베이스밴드 신호 r(t)는 다음 식이 된다.

단, c₁(t) 및 c₂(t)는 (4)식 및 (5)식으로 표시된다.

나이키스트의 샘플링정리(Nyquist Sampling Theorem)를 만족하는 주기 T_S의 AD변환기(ADC)에 의해 상기 식을 이산화한다. 이때 c₁(t), c₂(t) 및 h(t)가 L₁T_S, L₂T_S 및 L_hT_S의 전개를 갖는다고 하면 (6)식의 이산시간신호가 얻어진다.

여기서, 상기 식의 우변에 있는 「r」의 위에 좌우의 화살표가 붙은 기호를 각각 「좌 화살표 r(k)」, 「우 화살표 r(k)」라고 부른다. 「좌 화살표 r(k)」, 「우 화살표 r(k)」는 각각 이하의 (7)식, (8)식과 같이 표시된다.

여기서, 상기 식의 좌변은 「좌 화살표 r(k)」이고, 가장 우변에서 굵은(진한) 글자 h의 위에 좌 화살표가 붙은 것을 「벡터 좌 화살표 h」라고 부른다. 또, c₁은 벡터 c₁으로 고쳐쓸 수 있다.

여기서, 상기 식의 좌변은 「우 화살표 r(k)」이고, 가장 우변에서 굵은(진한) 글자 h의 위에 우 화살표가 붙은 것을 「벡터 우 화살표 h」라고 부른다. 또, c₂는 벡터 c₂로 고쳐쓸 수 있다.

단, 벡터 h는 (h₀, …, h_Lh _-1)의 전치 행렬, 벡터 c₁은 (c₁ _,0, …, c₂ _, _L2 _-1)의 전치 행렬, 벡터 c2는 (c₂ _,0, …, c₂ _, _L2 _-1)의 전치 행렬이다. 또, 벡터 h, 벡터 c₁ 및 벡터 c₂를 다음과 같이 나타낸다.

여기서, 좌 화살표 r(k)는 소망(所望)의 신호이고, 우 화살표 r(k)는 I/Q 불평형에 의한 이미지 간섭신호이다. 또, 「벡터 좌 화살표 h」 및 「벡터 우 화살표 h」는 좌 화살표 r(k) 및 우 화살표 r(k)에 대한 합성 채널을 나타내는 것이다. 또, 「벡터 좌 화살표 r(k)」 및「벡터 우 화살표 r(k)」는 주파수 비 선택성의 I/Q 불평형에 관한 α와 φ를 갖는 벡터 c₁ 및 벡터 c₂를 포함하고 있다.

또, 여기에서는 N개의 샘플링으로 이루어지는 OFDM 시스템을 고려한다. 또, OFDM방식에서는 대역 폭 B는 f₀=B/N의 간격을 갖는 N개의 서브채널로 분해되는 점에서 나이키스트의 샘플링주기는 T_s=1/(Nf₀)가 된다. 또, 캐리어 주파수 오프셋 CFO는 ε=△f/f₀에 의해 표시되는 정규화 CFO를 나타낸다. 따라서 이후 「△fkT_s」를 나타내기 위해서는 △f와 T_s를 각각 대입한 「εk/N」으로 나타낸다.

이상의 준비 하에서 먼저 종래 알려진 방법에 대해서 약간의 설명을 한다. 본 발명의 이해가 용이해지기 때문이다.

<MPP에 의거한 보정법>

도 14는 비 특허문헌 2의 CFO 및 I/Q 불평형 보정에 이용되는 파일럿신호(이하 「MPP」라 한다)이다. MPP는 동일의 심벌로 이루어지나, 우수 번째의 심벌에는 π/4의 위상 회전이 되어 있다. 또, 이후의 설명에서는 CFO 추정, I/Q 불평형 보정 및 CFO 보정의 3단계에 의해서 보정이 이루어진다.

완전한 타이밍의 동기 하에 길이 N_GI의 가드 인터벌(GI)을 제거한 해트 M개의 수신 파일럿 샘플을 다음 식과 같이 배열한다. 또, 해트 M은 「M」의 위에 산 형상의 기호인 해트(hat) 기호를 표시한 것과 동일하다.

단, 해트 r(m, k)=r((m-1) 해트 K+k)는 제 m번째의 수신 파일럿 심벌의 제 k번째의 샘플을 나타낸다. 이때 행렬 해트 R의 제 k번째 열 벡터인 해트 r(k)는 다음 식이 된다.

단,

(13)식은 복수의 선스펙트럼의 추정의 문제이므로 NLS 수법에 의해 CFO 추정은 다음 식이 된다. 또, NLS 수법은 비 특허문헌 3에 의한다.

단,

한편, 주파수 선택성 불균형은 Q 브랜치에 길이 L의 FIR 필터 x를 설치함으로써 보정이 된다. 여기에서는 이해를 용이하게 하기 위해 보정 필터를 비 특허문헌 2에서 제시된 I 브랜치 대신에 Q 브랜치에 설치한다. 또, 필터 x는 벡터이며, 이후 벡터 x라고도 기재한다.

α를 G_Q(f)의 일부로 간주하고, 보정 필터의 주파수 응답 X(f)를 αG_Q(f)·X(f)=G_I(f)로 설정한다.

g(t)=Fu^-1{G_I(f)}, 또, 벡터 g를 그 이산시간 표현으로 하는 동시에, g(t)가 실계수에 의해, 필터에 의해서 보정된 신호는 다음 식이 된다. 또, Fu^-1은 푸리에 역변환을 나타낸다.

여기서, (14)식의 좌변을 도트(dot) r(k)라고 부르며, 우변 중에 있는 r의 위에 도트가 2개 있는 것을 더블 도트 r(k)라고 부른다. 더블 도트 r(k)는 (21)식과 같이 된다.

단, 더블 도트 r(k)는 CFO에 의해 영향을 받은 신호이다. 이때 더블 도트 r(k)의 실수부 및 허수부는 다음 식이 된다.

상기 두 식은 tanφ 및 secφ에 상당하는 2개의 이득계수요소 β 및 χ에 의해 보정된 주파수 비 선택성 불균형의 신호에 대한 비대칭 보정을 나타내고 있다. 또, 이 점에 대해서는 비 특허문헌 4에 기재가 있다.

도 15는 CFO 보정을 고려한 전체 구조이며, 동 도면에서 해트 L=(L-1)/2로 하고 있다. 디지털신호가 된 r_I(k) 및 r_Q(k)는 이하와 같이 보정된다. 먼저, r_Q(k)에 대해서 보정필터 x를 작용시켜서 도트 r_Q(k)를 얻는다. 한편, r_I(k)는 (k-해트L) 기간 지연되어서 신호 도트 r_I(k)가 된다. 이 도트 r_I(k)를 β배 한 신호와 도트 r_Q(k)에 필터 χ를 작용시킨 신호의 합을 더블 도트 r_Q(k)라 한다.

도트 r_I(k)를 더블 도트 r_I(k)로 하고 더블 도트 r_Q(k)를 허수부로 한 복소 신호 더블 도트 r(k)가 I/Q 불평형이 보정된 신호이다. 이 더블 도트 r(k)에 CFO의 보정분을 승산함으로써 I/Q 불평형과 CFO가 보정된 신호를 얻는다. 또, 명백하게 χ는 벡터 x에 포함된다는 점에서 보정의 문제는 벡터 x 및 β의 최적화 문제가 된다.

CFO 추정치 해트 ε이 주어진 때,

을 정의하면 벡터 x 및 β의 최적 값은 다음 식이 된다(비 특허문헌 2).

여기서,

명백하게 벡터 x 및 β는 CFO 추정치 해트 ε에 의존한다. 마지막으로, CFO의 수정은 간단한 위상 회전에 의해 실행한다.

비 특허문헌 1 : M. Valkama, M. Renfors, and V. Koivunen, "Advanced method for I/Q imbalance compensation in communication receivers" IEEE Trans. SignalProcessing, vol.49, no.10, pp.2335-2344, Oct. 2001. 비 특허문헌 2 : G. Xing, M. Shen and H. Liu, "Frequency Offset and I/Q Imbalance Compensation for Direct-Conversion Receivers", IEEE Trans. WirelessCommun, vol.4, no.2, pp.673-680, Mar. 2005. 비 특허문헌 3 : P. Sotica and R. Moses, "Introduction to Spectral Analysis" Englewood Cliffs, Nj : Prentice-Hall, 1997. 비 특허문헌 4 : J. K. Cavers, and M. W. Liao, "Adaptivecompensation for imbalance and offset losses in direct conversiontransceivers", IEEE Trans. Veh. Technol., vol.42, no.4, pp.581-585, Nov. 1993.

비 특허문헌 2는 수정한 주기 파일럿(MPP)에 의거하고 있으나, 이 방법은 CFO 추정 없이는 I/Q 불균형의 보정계수를 얻을 수 없다. 따라서 CFO 추정의 문제는 매우 중요한 과제가 된다.

CFO 추정은 정확한 타이밍 동기와 비선형 최소 2승 문제(NLS)를 해결할 필요가 있다. 정확한 타이밍 동기는 기술적으로 용이하지 않다. 또, 비선형 최소 2승 문제의 해법은 비교적 간단하기는 하나, 1차원 탐색을 필요로 한다는 점에서 실용화에서는 큰 장해가 된다.

또, MPP에 의거하는 보정법은 현실에 있어서 다음과 같은 곤란성이 수반된다.

1. 평가함수(19 식)에서의 CFO 추정은 비선형 최소 2승 문제의 해법, 즉, 1차원 탐색을 필요로 한다는 점에서 실용화에 있어서는 큰 장해가 된다.

2. (27 식)에서의 벡터 x 및 β의 최적 값은 CFO 추정 후에 밖에 계산할 수 없다. 따라서 유효한 계산수법인 병렬처리를 실행할 수 없다.

3. 정확한 CFO 추정을 하기 위해서는 수신 파일럿 심벌이 우수 번째인가 기수 번째인가를 알 필요가 있다. 이를 위해서는 정확한 타이밍 동기를 취할 필요가 있으나, 자동이득제어(AGC) 및 AC 커플링에 의한 직류 오프셋의 누설에 의한 전단(前段)의 파일럿 심벌의 소실 때문에 정확한 타이밍 동기를 취하기는 일반적으로 어렵다.

4. 우수 번째의 파일럿 심벌만이 π/4의 위상회전을 하고 있으므로 각 심벌에 블록 간 간섭을 피하는 가드 인터벌의 삽입이 필요하다. 이 점이 파일럿 구간을 증가시키며, 또한, CFO 추정의 범위를 좁히는 요인이 된다.

본 발명은 상기 과제를 감안하여 이루어진 것으로, 확장한 주기 파일럿(GPP)을 제안하며, CFO 및 I/Q 불평형에 관한 불평형 계수를 동시에 추정할 수 있는 방법을 제공하는 것이다. 이를 위해서 본 발명은 파일럿신호의 송신방법과 CFO 및 I/Q 불평형의 보정계수를 구하는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명은 상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로, 복소 복조기의 I 브랜치 및 Q 브랜치의 디지털화된 출력데이터를 소정의 수만큼 순번으로 취득하여, 이 데이터에 의해서 작성된 행렬 연산에 의해 CFO 추정치와 I/Q 불평형의 보정계수를 해석적으로 구하는 방법을 제공하는 것이다.

보다 구체적으로는, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 CFO를 추정하는 방법으로, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (34)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (37)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (35)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (38)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 (34)식과 (37)식으로부터 얻은 (46)식의 행렬과의 곱이 상기 (34)식, (37)식, (35)식, (38)식으로부터 얻은 (45)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과, 상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소로부터 (48)식에 의거하여 CFO 추정치 ε을 구하는 공정을 갖는 CFO 추정방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 I/Q 불평형을 보정하기 위한 보정계수를 산출하는 방법으로, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (34)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (37)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (35)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (38)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 (34)식과 (37)식으로부터 얻은 (46)식의 행렬과의 곱이 상기 (34)식, (37)식, (35)식, (38)식으로부터 얻은 (45)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과, 상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 및 CFO의 값 ε으로부터 (49)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 β를 구하는 공정과, 상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 이외의 요소 및 상기 CFO의 값 해트 ε으로부터 (50)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 벡터 x를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정계수의 산출방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과, 상기 Q 데이터와 청구항 2의 방법으로 구한 벡터 x의 곱을 취하는 공정과, 상기 I 데이터를 청구항 2의 방법으로 구한 β배 하는 공정과, 상기 I 데이터를 β배 한 데이터와 상기 벡터 x와의 곱을 취한 Q 데이터를 더하여 Q_C 데이터로 하는 공정과, 상기 I 데이터를 실수부로 하고, 상기 Q_C 데이터를 허수부로 한 복소수를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로, 청구항 3에서 구한 상기 복소수를 청구항 1의 방법으로 구한 CFO 추정치에 의거하여 보정하는 공정을 갖는 신호의 보정방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 CFO를 추정하는 방법으로, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (51)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (53)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (52)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (54)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 (51)식과 (53)식으로부터 얻은 (61)식의 행렬과의 곱이 상기 (51)식, (53)식, (52)식, (54)식으로부터 얻은 (60)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과, 상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소로부터 (63)식에 의거하여 CFO 추정치 ε을 구하는 공정을 갖는 CFO 추정방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 I/Q 불평형을 보정하기 위한 보정계수를 산출하는 방법으로, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (51)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (53)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (52)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (54)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 (51)식과 (53)식으로부터 얻은 (61)식의 행렬과의 곱이 상기 (51)식, (53)식, (52)식, (54)식으로부터 얻은 (60)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과, 상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 및 CFO의 값 ε으로부터 (64)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 β를 구하는 공정과, 상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 이외의 요소 및 상기 CFO의 값 해트 ε으로부터 (65)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 벡터 x를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정계수 산출방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과, 상기 I 데이터와 청구항 6의 방법으로 구한 벡터 x의 곱을 취하는 공정과, 상기 Q 데이터를 청구항 2의 방법으로 구한 β배 하는 공정과, 상기 Q 데이터를 β배 한 데이터와 상기 벡터 x와의 곱을 취한 I 데이터를 더하여 I_C 데이터로 하는 공정과, 상기 Q 데이터를 실수부로 하고 상기 Q_C 데이터를 허수부로 한 복소수를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로, 청구항 7에서 구한 상기 복소수를 청구항 5의 방법으로 구한 CFO 추정치에 의거하여 보정하는 공정을 갖는 신호의 보정방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 CFO를 추정하는 방법으로, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과, 상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과, 상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 실수부로 하고, 상기 Q 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 허수부로 하는 P-K개의 복소 데이터를 제 1행으로 하고, 상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 실수부로 하고, 상기 Q 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 허수부로 하는 P-K개의 복소 데이터를 제 2행으로 하는 (72)식의 행렬 R을 작성하는 공정과, 부호 판정을 하려고하는 CFO 추정치 ε의 절대치에 의거하여 (78)식의 행렬을 작성하는 공정과, 상기 (72)식과 (78)식의 곱을 계산하는 공정과, 상기 계산결과인 행렬의 제 1행의 노름과 제 2행의 노름을 비교하여 상기 제 1행의 노름이 상기 제 2행의 노름보다 큰 때에는 상기 ε의 부호를 정(正)으로 판단하는 CFO의 부호판정방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, Short TS와 Long TS를 가지며 인접하는 심벌끼리의 위상 차가 없는 파일럿신호를 포함하는 신호를 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 I/Q 불평형을 보정하는 보정계수를 산출하는 방법으로, Short TS와 Long TS에서 각각 소정의 서브 캐리어를 선택하여 (82)식의 행렬을 작성하는 공정과, 상기 Short TS의 서브 캐리어의 요소로 (83)식의 대각행렬을 작성하는 공정과, 상기 Long TS의 서브 캐리어의 요소로 (84)식의 대각행렬을 작성하는 공정과, 소정의 값보다 절대치가 작은 CFO의 값으로 (92)식의 대각행렬을 작성하는 공정과, 상기 (82)식, (83)식, (89)식으로부터 (90)식을 작성하는 공정과, 상기 (82)식, (84)식, (89)식으로부터 (91)식을 작성하는 공정과, 상기 Short TS의 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (86)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Short TS의 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (85)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Long TS의 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (88)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 Long TS의 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (87)식의 행렬로 하는 공정과, 상기 (85)식, (86)식, (87)식, (88)식, (90)식, (91)식으로부터 (94)식을 작성하는 공정과, 상기 (86)식, (88)식, (90)식, (91)식으로부터 (95)식을 얻는 공정과, 상기 (94)식과의 곱이 (95)식과 같은 벡터를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정계수 산출방법을 제공하는 것이다.

또, 본 발명은, 주 신호와 파일럿신호를 시간 다중화하여 송신하는 송신방법으로, 상기 주 신호와 파일럿신호를 시분할 다중화하는 공정과, 상기 시분할 다중화 시에 상기 파일럿신호에 소정의 위상 차를 부여하는 공정을 갖는 송신방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 특징은 선형 최소 2승(LLS) 알고리즘을 해석함으로써 CFO 및 불균형의 계수를 모두 해석적으로 얻을 수 있어서 계산 부하를 대폭으로 경감할 수 있게 된다. 이는, 통신기기에서는 보정을 위한 부하가 가벼우며, 빈번하게 수신상태를 보정할 수 있다는 것을 의미한다. 따라서 수신상태가 변화하는 이동통신에는 매우 적합한 보정방법이라고 할 수 있다. 또한, 종래의 주기 파일럿(PP)이 GPP에 포함된다는 점에서 CFO에서의 부호 판정의 애매성 및 제로 CFO의 보정문제에 대한 대처에 의해 본 발명은 예를 들어 IEEE 802. 11a WLAN과 같이 파일럿신호에 위상 차가 설정되어 있지 않은 경우에도 적용할 수 있다.

도 1은 본 발명의 파일럿신호의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 보정방법을 실시하는 장치의 구성의 일례를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 보정방법의 신호의 작성방법의 일례를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 보정방법을 실시하는 장치의 구성의 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 보정방법의 신호의 작성방법의 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 보정방법의 신호의 작성방법의 또 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 7은 IEEE 802. 11a WLAN의 데이터 구성을 나타내는 도면이다.
도 8은 실시 예 2의 발명의 보정방법의 흐름을 나타내는 도면이다.
도 9는 CFO와 SNR의 관계를 시뮬레이션한 결과를 나타내는 도면이다.
도 10은 BER과 SNR의 관계를 시뮬레이션한 결과를 나타내는 도면이다.
도 11은 BER과 타이밍의 관계를 시뮬레이션한 결과를 나타내는 도면이다.
도 12는 BLER과 SNR의 관계를 시뮬레이션한 결과를 나타내는 도면이다.
도 13은 I/Q 불평형이 발생할 때의 다이렉트 컨버젼 방식의 수신기의 모델을 나타내는 도면이다.
도 14는 종래의 파일럿신호의 구성을 나타내는 도면이다.
도 15는 I/Q 불평형과 CFO를 보정하는 회로 구성을 나타내는 도면이다.

본 명세서에서는 보정의 이론적 근거를 설명하기 위해 수식을 다수 이용한 설명을 가장 먼저 한다. 그리고 다음에 구체적인 실시에 관해서 설명한다.

1) 및 2)는 불평형 보정계수의 최적 값이 CFO 추정 후에 밖에 계산할 수 없다는 점으로부터, 3) 및 4)는 MPP의 특수한 구조로부터 발생한다.

상기의 문제 모두를 해결하기 위해 본 발명은 파일럿 심벌로서 도 1에 도시하는 GPP를 이용하는 점을 특징으로 한다. GPP는 가드 인터벌을 포함하지 않는 동일의 심벌 군으로 구성되고, 2개의 인접하는 심벌 사이에는 공통의 위상회전 θ를 갖는다. 명백하게, 채널과의 중첩 후에 CFO 및 I/Q 불평형이 존재하지 않으면 파일럿 구간 내에서의 KT_s 떨어진 임의의 2개의 수신 샘플은 다음의 관계가 있다.

또, CFO는 존재하나 I/Q 불평형이 존재하지 않는 경우에는 다음 식이 된다.

단, φ=2πεK/N은 미지의 CFO인 ε의 함수이다.

파일럿 구간 내의 P+2 해트 L개의 수신샘플에서 I/Q 불평형을 도 15에 의해 보정하는 동시에 P개의 샘플을 이하에 나타내는 2개의 해트 P×1 벡터에 배치한다.

단, 해트 P=P-K. 이때 벡터 r₁ _,I 및 벡터 R₁ _,Q를,

및

로 정의하면 도 1로부터 다음 식의 관계를 얻는다.

또, n을 n+K로 함으로써 다음 식을 얻는다.

이들 식으로부터 다음의 관계를 얻는다.

명백하게, 불평의 보정이 정확하게 이루어져 있으면 상기 2개의 벡터는 (31)식의 관계 식을 만족함으로써 (38)식의 관계가 된다.

(36)식 및 (37)식을 (38)식에 대입하면 다음 식이 얻어진다.

상기 식으로부터 cos(φ+θ)-βsin(φ+θ) 및 벡터 xsin(φ+θ), 즉, CFO 및 불평형의 계수가 벡터 r₁ _,I, -벡터 R₁ _,Q 및 r₂ _,I로부터 동시에 얻을 수 있음을 알 수 있다.

3개의 미지의 파라미터 φ, β 및 벡터 x를 얻기 위해서는 cos(φ+θ)-βsin(φ+θ) 및 벡터 xsin(φ+θ)만으로는 불충분하다. 그러나 다행스럽게도 (40)식이 성립하고 있다.

따라서 cos(φ+θ)-βsin(φ+θ)가 주어지는 (43)식의 관계도 얻을 수 있다.

그래서 (41)식 및 (43)식을 결합한 (44)식을 얻는다.

여기서, 벡터 Λ와 벡터 r_I는 (45)식과 (46)식과 같이 표시된다.

여기서, 벡터 0은 해트 P×1의 요소 수를 갖는 제로벡터이다.

상기 식에서 P≥K+해트 L+2이면 벡터 Λ는 열 정칙인 행렬이 된다.

그래서, LLS 알고리즘을 이용함으로써 (L+2)×1차원의 벡터 u가 (47)에 의해 얻어진다. 이 벡터 u의 1번째와 2번째의 요소에는 CFO인 ε과 β만이 포함되어 있고, 3번째 이후의 요소에는 벡터 x만이 포함되어 있다.

즉, CFO 추정 및 I/Q 불평형 보정계수를 행렬 u의 요소를 이용하여 해석적으로 구할 수 있다. 또, (47)식에서는 행렬 u를 구하기 위해 행렬 Λ의 유사 역행렬을 구하는 것으로 나타냈다. 그러나 (47)식으로부터 행렬 u를 구하는 방법은 특히 이 방법에 한정되지는 않으며, 다른 공지의 방법을 사용해도 좋다. 구체적으로는, 가우스 조단(Gauss-Jordan)에 의한 해석법과 같은 방법을 이용해도 좋다. 또, 본 명세서에서는 단지 (47)식으로부터 「벡터 u를 구한다」 혹은 「벡터 u를 구하는 공정」이라고 부른다.

이하, CFO 추정 및 I/Q 불평형 보정계수를 기재한다.

상기와 같이 본 발명에서는 수신한 파일럿신호로부터 CFO의 추정치 및 I/Q 불평형을 보정하는 보정 값을 Q 브랜치의 신호를 보정함으로써 해석적으로 구했다. 그러나 I 브랜치와 Q 브랜치는 위상이 다를 뿐으로, 기본적으로 동일한 신호이다. 따라서 I 브랜치 측의 신호를 보정하여 동일한 방법으로 CFO의 추정치와 I/Q 불평형의 보정 값을 구할 수 있다.

도 2는 I 브랜치 측의 신호를 보정하는 경우의 개념도이다. 보정의 이론적인 설명은 이하와 같다. 파일럿 구간 내에서 KTS 떨어진 임의의 2개의 수신샘플에 (31)식의 관계가 있는 것까지는 동일하다. 여기서부터, 파일럿 구간 내의 P+2 해트 L개의 수신샘플을 2개의 해트 P×1 벡터에 배치할 때 I 측의 신호와 Q 측의 신호를 대체한다. 즉, (34)식 이후에서 구한 r₁ _,I와 R₁ _,Q를 r₁ _,Q와 R₁ _,I로 치환한다.

또, n=n+K로 함으로써 다음 (53)식 및 (54)식을 얻는다.

이에 의해 수정된 I 브랜치 및 Q 브랜치의 신호인 벡터 더블 도트 r1과 벡터 더블 도트 r2는 (55)식과 (56)식과 같이 표시된다.

불평형 보정이 정확하게 이루어져 있으면 (30)식은 I 브랜치, Q 브랜치에 관계없이 성립하므로, (30)식에 상기 2개의 식 (55)식 및 (56)식을 대입한다. 그 결과 이하의 (57)식을 얻는다.

또, 벡터 더블 도트 r1과 벡터 더블 도트 r2에는 (40)식의 관계도 성립하므로 이하의 (58)식도 얻는다.

이들 식을 결합하여 (44)식과 마찬가지로 이하의 (59)식을 얻는다.

또, 여기서 행렬 Λ와 행렬 r_Q는 다음의 (60)식 및 (61)식으로 표시된다.

행렬 u는 (62)식과 같이 유사행렬을 이용하여 표시되며, 공지의 해법 등을 이용하여 벡터 u를 구한다.

따라서 CFO 추정치와 I/Q 불평형의 보정계수를 나타내면 (63)식, (64)식 및 (65)식과 같이 된다.

이상으로부터 CFO 및 I/Q 불평형의 동시 보정에 필요한 정보가 수신 파일럿으로부터 벡터 Λ 및 벡터 r_I를 계산함으로써 모두 얻어졌다. 실제로 삼각함수의 계산은 룩업 테이블에 의해 구할 수 있다. 표 1에는 GPP에 의거하는 수법과 MPP에 의거하는 수법의 계산 부하를 나타내고 있다. 또, MPP에 의거하는 수법의 CFO 추정에 관한 계산량은 고려하고 있지 않다. 해트 M=2인 때 rank(벡터 E(-N/(8 해트 K)))=1의 관계를 가지므로, min(해트 M)=3이 된다. min(해트 P)=(L+3)/2이고, 또, 일반적으로 L<K의 조건을 만족하므로, 본 발명은 매우 적은 계산량이 된다. 일반성을 상실하지 않고, θ=π/2라 하면 CFO의 추정범위는 I/Q 불평형을 고려하지 않은 경우의 절반인 ε은 (-N/4K, N/4K)의 범위에 포함된다. 또한, (40)식은 n≥에 대해서 성립하므로, 본 발명은 타이밍 오차에 대해서 강함을 알 수 있다. 본 발명은 패킷 간의 위상 차가 θ이기만 하면 최초의 쪽의 패킷을 취득할 수 없어도 CFO나 I/Q 불평형의 보정 값을 구할 수 있기 때문이다.

다음에 본 발명의 실제에 대해서 상세하게 설명한다. 도 2에 본 발명의 구성을 나타낸다. 신호를 발신하는 발신기(1)는 방송국이라도 좋고, 개인 소유의 송신기라도 좋다. 본 발명에서는 발신기(1)는 신호 원(2)과 파일럿신호 발생기(3)와 합성기(4) 및 주파수 변환기(5)를 포함한다. 또, 출력 앰프(6)와 안테나(7)를 포함해도 좋다. 여기서, 파일럿신호는 심벌마다 위상이 θ 다른 신호를 보낸다. 또, 파일럿신호는 신호 원이 발신하는 원 신호와 시간 다중화된다. 본 발명은 수신 측이 수신하고 있는 것은 모두 파일럿신호인 기간이 필요하기 때문이다.

합성기(4)의 출력은 주파수 변환기(5)를 거쳐서 송신된다. 주파수 변환기(5)는 부호화를 위한 기능을 포함해도 좋으며, 송신되는 신호의 형식은 특히 한정되지 않는다. 예를 들어 OFDM방식이라도 좋고 FM변조방식이라도 좋다. 본 발명의 송신기는 파일럿신호마다 소정의 위상 차를 부여한다. 이는 파일럿신호 신호발생기(3)가 해도 좋고 합성기(4)가 해도 좋다. 위상 차를 부여하는 간격은 고정이라도 좋고 가변이라도 좋다. 수신기 측이 동일 위상 차의 구간을 알고 있는 것이 좋다. 또, 통상은 심벌마다 위상 차를 바꾸는 것이 바람직하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

한편, 수신기(10)는 안테나(11)와, 앰프(12)와, 주파수 변환기와 필터(17, 18), 스위칭소자(19, 20) 및 제어기(30)를 포함한다. 주파수 변환기는 복소 주파수 변환기이다. 통상 국부발신기 LO(15)와 승산기(13, 14)와 위상변환기(16)를 포함한다.

앰프(12)의 출력은 I 브랜치 및 Q 브랜치로 나누어진다. I 브랜치 측의 신호는 국부발신기 LO(15)로부터의 캐리어 신호를 승산기(13)에서 승산한다. 또, Q 브랜치 측의 신호는 국부발신기 LO(15)의 캐리어 신호의 위상을 π/2 어긋나게 한 신호를 승산기(14)에서 승산한다.

I 브랜치 및 Q 브랜치 신호는 각각 저역 통과 필터(17, 18)를 통과하여 불필요한 고주파성분이 제거된다. 그 후 충분한 샘플링주파수를 갖는 AD변환기(19, 20)에서 디지털신호로 변환된다. I 브랜치 및 Q 브랜치의 신호는 각각 제어기(30)에 입력된다.

다음에, 제어기(30)의 처리에 대해서, Q 브랜치 측의 신호를 보정하는 경우에 대해서 설명한다. 도 1에서는 제어기(30) 중의 처리에 따른 처리부가 있는 것처럼 기재하고 있으나, 주로 소프트웨어가 행하는 처리이다. 물론, 전용 하드웨어를 제작하여 실행시켜도 좋다. 또, 이하에서는 I 브랜치 측에서 디지털화된 신호를 I 데이터라고 하고, Q 브랜치 측에서 디지털화된 신호를 Q 데이터라고 한다. Q 데이터 및 I 데이터가 입력되면 제어기(30)는 각각의 데이터로부터 보정 값 계산부(28)에서 보정 값을 산출한다. 산출한 보정 값은 각각 필터부(21), 배수부(22), CFO 보정신호 발생부(27)에 통지된다.

제어부(30)에 입력된 Q 데이터에 대해서는 보정 값에 의거한 필터 x가 작용한다. 한편, I 데이터는 β배 되어서 필터 x의 작용을 받은 Q 데이터와 가산부(23)에서 가산된다. 가산된 결과인 신호는 허수부(24)에서 허수 단위 「j」가 부여되고, 가산부(25)에서 I 데이터와 가산된다. 이 허수 단위가 부여된 신호를 Qc신호라고 부른다. 이 가산부(25)의 출력은 복소수이다. 이 복소수는 I/Q 불평형이 보정된 데이터로 되어 있다. 다음에 복소수는 승산기(26)에서 CFO 추정치인 ε을 보정하는 값을 복소수로 하여 승산된다. 이상과 같이 하여 구해진 복소수는 CFO도 I/Q 불평형도 보정된 송신신호이다.

다음에 보정 값 계산부의 처리를 더 상세하게 설명한다.

도 3에는 디지털화된 I 데이터 및 Q 데이터에서의 수신한 파일럿신호의 배열을 나타낸다. 파일럿신호는 복수의 심벌(50)이 존재하는 신호이다. 하나의 심벌에는 K개의 샘플이 있는 것으로 한다. 인접하는 심벌 간(50과 51)은 위상이 θ 어긋난다. 마찬가지로 Q 데이터 52와 53도 위상은 θ 어긋나 있다. 보정 값 계산부(28)는 파일럿신호의 임의의 위치에서부터 데이터를 취득하기 시작한다. 여기서 데이터란 개개의 샘플이다.

데이터를 취득하기 시작하는 타이밍은 특히 한정되지 않는다. 본 발명은 위상이 θ 다른 파일럿신호로부터 소정의 개수의 데이터를 취득할 수 있으면 보정 값을 계산할 수 있기 때문이다.

데이터는 I 데이터 및 Q 데이터의 쌍방으로부터 P개 취득한다. P는 K+해트L+2보다 크면 특히 제한되지 않는다. 여기서 해트 L은 (L-1)/2이다. L은 필터(21)의 단 수(段數)이다. 예를 들어 1 심벌이 16 샘플(K=16)로 구성되는 파일럿신호의 경우에는 해트 L=2 정도로 좋다. 즉, P가 20 이상의 데이터 수이면 충분한 정도의 보정 값을 계산할 수 있다. 또, L은 반드시 기수일 필요는 없으며 만일 우수이면 단수(端數=우수리)를 어느 한쪽으로 올리거나 내려도 좋다.

다음에, 취득한 I 데이터의 최초에서부터 P-K개를 취하여 벡터 r₁ _,I로 하고, K+1번째부터 최후까지의 P-K개의 데이터를 벡터 r₂ _,I로 한다.

한편, 취득한 I 데이터의 최초에서부터 P-K개를 취한다. 여기서 취득한 데이터 각각에 전후 해트 L개분만큼의 데이터를 부가한다. 예를 들어 해트 L이 2개라고 한다. 그리고 Q 브랜치에서 취득한 데이터의 배열이 v1, v2, v3, v4, v5, v6, v7, …이었다고 하자. 여기서 데이터 v3에 주목한 경우에는 (v1, v3, v3, v4, v5,)를 v3에 의거하는 데이터 집합으로 한다. 마찬가지로, 데이터 v4에 주목한 경우에는 (v2, v3, v4, v5, v6, v7)이다.

도 3에서는 이 해트 L을 화살표로 나타내었다. 또, 해트 L은 (L-1)/2이고, L은 필터의 단 수였다. 필터 x의 단 수는 3 내지 4 정도의 단 수로 충분하게 정밀도가 높은 계산이 가능하다.

이와 같이 하여 P-K개의 데이터로부터 (2 해트 +1)×(P-K)의 행렬을 얻는다. 이것을 행렬 R₁ _,Q라 한다. 또, 취득한 데이터의 K+1번째부터 P-K개분의 데이터를 이용하여 마찬가지의 행렬 R₂ _,Q를 만든다.

다음에, 벡터 r₁ _,I와 벡터 r₂ _,I와 행렬 R₁ _,Q와 행렬 R₂ _,Q를 이용하여 행렬 Λ를 (44)식과 같이 만든다. 또, 벡터 r₁ _,I와 벡터 r₂ _,I로부터 벡터 r_I를 (46)식과 같이 작성한다. 그리고 (L+2)×1차원의 벡터 u를 예를 들어 (47)식과 같이 구한다. 이미 설명한 것과 같이, 여기에서의 해법의 방법은 행렬 Λ의 유사 역행렬을 구하는 것만이 아니라 공지의 해법을 이용해도 좋다. 또, 여기서 Q 데이터는 수학적으로는 허수이므로, 벡터 u를 구할 때에는 벡터 r₁ _,I와 벡터 r₂ _,I와 행렬 R₁ _,Q와 행렬 R₂ _,Q의 요소별 계산은 복소수 계산을 하지 않으면 안 된다.

이 결과 구한 벡터 u의 요소를 이용하여 CFO 추정치인 해트 ε, I/Q 불평형의 보정 값인 해트 β 및 벡터 해트 x를 (48)식, (49)식 및 (50)식에 따라서 구한다. 또, θ는 파일럿신호의 심벌 간의 위상 차이므로 기지의 값이다.

이상과 같이 하여 보정 값 계산부는 CFO 추정치와 I/Q 불평형의 보정 값을 구한다.

도 4에는 I 브랜치 측의 신호로 보정을 한 경우에 대한 구성을 나타낸다. 송신기(1) 및 수신기(10)는 기본적으로 동일하다. 단. 수신기(10)는 제어기(40)를 갖는다. 제어기(40) 이외에는 Q 데이터를 보정한 경우와 동일하므로 설명을 생략한다.

제어기에 입력된 I 데이터에 대해서는 보정 값에 의거한 필터 x가 작용한다. 한편, Q 데이터는 배수부(42)에서 β배 되어서 필터 x(41)의 작용을 받은 I 데이터와 가산부(43)에서 가산된다. 이 가산된 데이터를 Ic데이터라고 부른다. 가산된 결과의 신호는 실수로 하여, 허수부(44)에서 허수 단위 「j」가 부여된 Q 데이터와 가산부(45)에서 가산된다. 이 가산기(45)의 출력은 복소수이며, I/Q 불평형이 보정된 데이터이다. 이 복소수에 CFO 추정치인 ε을 보정하는 승산을 복소수의 승산으로 실행한다.

이상과 같이 하여 구해진 복소수의 실수부분은 CFO도 I/Q 불평형도 보정된 신호이다.

다음에 보정 값 계산부의 처리를 더 상세하게 설명한다.

도 5에는 도 3과 마찬가지로 디지털화된 I 데이터 및 Q 데이터의 수신한 파일럿신호의 배열을 나타낸다. I 데이터 측에서 보정을 하는 경우에는 I 데이터로부터 행렬 R₁ _,I와 행렬 R₂ _,I를 만들고, Q 데이터로부터 벡터 r₁ _,Q와 벡터 r₂ _,Q를 작성한다. 이들 4개의 행렬 및 벡터의 작성방법은 도 2와 완전히 동일하다.

다음에, 벡터 r₁ _,Q 및 벡터 r₂ _,Q와 행렬 R₁ _,I 및 행렬 R₂ _,I를 이용하여 행렬 Λ를 (61)식과 같이 작성한다. 그리고 (L+2)×1차원의 벡터 u를 예를 들어 (62)식과 같이 구한다. 이미 설명한 것과 같이 여기에서의 해법의 방법은 행렬 Λ의 유사 역행렬을 구하는 방법만이 아니라 공지의 해법을 이용해도 좋다. 또, 여기서 Q 브랜치의 신호는 수학적으로는 허수이므로, 벡터 u를 구할 때에는 벡터 r₁ _,Q 와 벡터 r_2,Q와 행렬 R₁ _,I 및 행렬 R₂ _,I의 요소별 계산은 복소수 계산을 하지 않으면 안 된다.

이 결과 구한 벡터 u의 요소를 이용하여 CFO 추정치인 해트 ε, I/Q 불평형의 보정 값인 해트 β 및 벡터 해트 x를 (63)식, (64)식 및 (65)식에 따라서 구한다. 또, θ는 파일럿신호의 심벌 간의 위상 차이므로 기지의 값이다.

또, 여기에서는 파일럿신호가 연속하는 경우에 대해서 설명하였으나, 파일럿신호 사이에 소정의 길이의 데이터가 포함되어 있어도 좋다.

도 6에 이와 같은 경우에 대한 수신데이터 구조를 나타낸다. 1 심벌의 파일럿신호 61과 파일럿신호 62 사이에 통신내용을 나타내는 데이터 63이 포함된다. 단, 파일럿신호와 통신내용데이터의 관계는 알고 있다. 이와 같은 경우에는 지금까지 설명한 것과 같이 연속하는 파일럿신호가 아니나, 상기 설명한 본 발명의 보정방법은 이와 같은 경우에도 대응 가능하다.

구체적으로는, 파일럿신호 61의 처음에서부터 파일럿신호 62의 마지막까지를 P로서 설정한다. 그리고 파일럿신호 61의 처음에서부터 파일럿신호 62의 처음까지를 K라 한다. 즉, P를 크게 설정한다. 이와 같이 하면 최초의 데이터 P-K개는 파일럿신호 61 중에서 데이터를 얻을 수 있다. 또, 다음의 P-K개의 데이터 열은 K+1번째부터 P까지의 P-K개의 데이터를 취함으로써 파일럿신호 62로부터 데이터를 얻을 수 있다. 이후는 상기에 설명한 것과 동일한 방법으로 보정을 할 수 있다.

또, 본 발명에서는 CFO와 I/Q 불평형의 보정계수를 구할 수 있으나, CFO만을 다른 방법으로 구하고, 그 CFO값에서 I/Q 불평형의 보정계수를 구해도 좋다. I/Q 불평형의 보정계수는 CFO 추정치를 이용하여 (49)식 및 (50)식에 의해서 구할 수 있기 때문이다.

(실시 예 2)

<실재 표준(實在標準)에 대한 보정법>

무선표준에서의 파일럿은 일반적으로 주기 파일럿(PP)을 이용함으로써 본 발명에서 제공하는 GPP에 의거한 보정법을 적용할 수 있다. 그래서 여기에서는 그 일례를 설명한다. 도 7은 IEEE 802. 11a WLAN 표준의 프리앰블을 나타낸 것이며, 1종류의 트레이닝 계열(TS)로 구성되어 있다. 동 도면에서 Short TS는 각 심벌이 16개의 샘플로 구성된 10개의 동일 파일럿심벌이며, 신호 검출, AGC, 타이밍 동기 및 CFO 조 추정(粗推定)에 이용된다.

한편, Long TS는 각 심벌이 64개의 샘플로 구성된 2개의 동일 파일럿심벌이며, 채널 추정 및 정확한 CFO 추정에 이용된다. 명백하게 Short TS 및Long TS는 양방 모두 PP에 속한다는 것을 알 수 있다.

<PP에 의해 야기되는 문제>

주기 파일럿(PP)은 θ=0으로 설정한 때의 GPP로부터 얻을 수 있다. 구체적으로는 CFO 추정치 및 I/Q 불평형 계수는 (48)식, (49)식 및 (50)식으로부터 다음 식이 된다.

상기 식으로부터 2개의 중요한 문제가 발생한다. 하나는 (66)식이 우함수(偶函數)임에 따라 절대치 해트 ε은 구해지나 CFO 추정치의 부호를 결정할 수 없다는 점에 있다. 다른 하나는 ε=0인 때 (67) 및 (68)식의 분모가 0이 되므로, 동 식으로부터 β 및 벡터 x를 구할 수 없다는 점에 있다. (47)식의 LLS 문제는 병적상태(病的狀態)(해를 구할 수 없는 상태를 말한다)는 아니나. CFO가 0인 경우에는 (44)식에서의 β 및 벡터 x의 항이 소실한다.

실제 MPP에 의거하는 수법에서도 동일한 문제에 마주친다. PP의 각 파일럿심벌은 다음의 파일럿심벌의 사이클 프리픽스로부터 해트 K=K라 두고, 관련하는 식으로부터 π/4의 위상 회전을 제거하면 MPP에 의거한 수법이 된다. 이때 (14)식 및 (17)식은

이 되며, CFO 추정에 대한 평가함수는 다음 식이 된다.

비 특허문헌 2에서 틸데 ε=0인 때에 체크 J(틸데 ε)가 병적상태가 죄는 것이 지적되어 있으나, 더 중요한 문제는 체크 J(틸데 ε)가 틸데 ε의 우함수이고(이는 본 명세서의 마지막에 증명을 한다), ε 및 -ε에 있어서 최대치를 부여하는, 즉, CFO 부합의 애매성이 발생하게 된다.

한편, ε=0 및 π/4의 위상회전 제거의 관계를 (12)식 및 (13)식에 대입하면 해트 r(m, k)=a(k)+b(k)가 되며, 결과적으로 벡터 해트 R_Q(m+1)=벡터 해트 R_Q(m) 및 해트 r_I(m+1)=해트 r_I(m)의 관계 식을 얻는다.

바 ω_m을 ω로 정의한 때, ω=2π 해트 εK/N으로부터 해트 ε=0인 때 바 ω_m은 0이 된다. 따라서 이들 관계를 (28)식 및 (29)식에 대입하면 벡터 A(m)=0 및 벡터 B(m)=0이 되고, 이때 (27)로부터 얻어진 벡터 x 및 β의 최적 해는 의미가 없는 것이 된다.

상기 해석결과로부터, IEEE 802, 11a에 대해서 CFO 및 I/Q 불평형의 동시 보정을 하기 위해서는 CFO의 부호 판정과 CFO가 존재하지 않는 경우의 β 및 벡터 x를 얻는 알고리즘이 필요하게 된다.

Short TS에서의 P개의 샘플을 다음 식의 2×(P-K) 차원의 행렬로 배열한다.

(7)식과 마찬가지 수법에 의해 (5)식으로부터 다음 식을 얻는다.

단,

명백하게 벡터 a 및 벡터 b는 각각 소망의 신호 및 이미지 간섭신호를 나타내고 있다. 일반적으로 I/Q 불평형에 의한 벡터 b의 파워는 벡터 a의 파워보다 작다.

ε은 (-N/2K, N/2K)의 범위에 포함되고, 또 ε=0이 아닌 때에는 벡터 E₁(ε)이 블랭크 행렬이 되며,

단,

이 얻어진다. 또, 벡터 E₁(-ε)은 벡터 E₁(ε)의 열 성분을 대치한 행렬이라는 점에서, 또, E₁(-ε)=E₁ ^*(ε)의 관계를 갖는다는 점에서 다음 식의 관계 식을 얻는다.

이들 2개의 관계 식은 (66)식으로부터 얻어진 절대치 해트 ε의 부호를 (80)식의 제 1행과 제 2행의 파워의 비교에 의해 판정할 수 있음을 시사하고 있다.

바꾸어 말하면, 제 1행의 노름(norm)이 제 2행의 노름보다 크면 CFO의 추정치는 해트 ε이 되고, 제 1행의 노름이 제 2행의 노름보다 작으면 CFO의 추정치는 -절대치 해트 ε이 된다.

이 간단한 CFO의 부호판정을 가지고 CFO의 추정범위가 I/Q 불평형이 존재하지 않는 경우, 즉, ε은 (-N/2K, N/2K)의 범위에 포함시키는 것은 매우 중요하다. 또, 벡터 E₁=0이 단위행렬(unit matrix)이라는 점을 이용하여 종래의 자기상관에 의거한 수법인 (81)식을 이용함으로써 CFO의 유무를 조사한다.

또, 절대치 해트 ε_a<△ε이면 해트 ε=0으로 한다. 단, △ε은 임계치이며, 이는 MPP에 의거하는 수법에서의 체크 J(해트ε)의 탐색해상도와 동일하다.

한편, β 및 벡터 x를 얻기 위해 수신기에서 기지(旣知)인 Short TS 및Long TS의 주파수영역 표현을 이용한다. 특히, Short TS의 FDR에서 12개의 0이 아닌 요소(St, 1, … St, 12)의 전치 행렬이 존재한다. 이 Short TS의 시간영역 표현을 얻기 위해 12개의 고정된 서브 캐리어로 이루어지는 다음 식의 행렬을 이용한다.

단, 벡터 f_N ⁱ는 N×N의 IDFT행렬 F^H의 (i+1) 번째의 열 벡터를 나타낸다. 또, 다음 식의 대각행렬을 구성한다.

마찬가지로 대각행렬 벡터 S_T를 Long TS의 FDR인 마찬가지 12개의 서브 캐리어에 의한 요소로 구축한다.

Short TS의 가장 후미의 4개의 파일럿심벌과 Long TS의 가장 전단(前段)의 파일럿신호를 이용하나, 명백히 그들은 다른 2종류의 OFDM 심벌이다. 먼저, 다음 식을 정의한다.

단, 해트 n은 수신한 t₇의 제 1번째의 샘플의 지표이다. 체크 K를 t₇과 T₁의 샘플 간격으로 하고, 해트 n을 해트 n+해트 K로 함으로써 Long TS에서의 최초의 파일럿심벌에 대한 벡터 r_T _,I 및 벡터 R_T _,Q를 얻을 수 있다.

채널이 프리앰블 구간 불변이고 I/Q 불평형이 보정되면,

단,

의 관계 식을 얻는다.

이때, LLS 알고리즘을 이용하면 (81)식으로부터 최적 해를 다음 식과 같이 얻을 수 있다.

단,

상기 식에서 벡터 Z_t _,I, 벡터 Z_t _,Q, 벡터 Z_T _,I, 벡터 Z_T _,Q는 각각 벡터 Z_t 및 벡터 Z_T의 실수부 및 허수부이다. 벡터 S_t와 벡터 S_T는 같지 않으므로 ε=0이었다고 해도 그림자표시 벡터 A 및 그림자표시 벡터 B는 풀 단위행렬이다. 따라서 CFO가 존재하지 않는 경우에도 (90)식으로부터 β 및 벡터 x를 얻을 수 있다.

실제 이 알고리즘은 ε=0이 아닌 경우에도 적용 가능하나, 계산부하가 크므로 CFO 추정치가 0에 가까운 경우에만 이용된다. 실제 샘플링의 OFDM 심벌을 구성하기 위해서는 Short TS에서의 심벌로 구성 가능하다고는 한정할 수 없다.

이와 같은 경우에는 CFO는 겨우 추정되고 있으나 (86)식의 좌변을 수정하지 않으면 안 된다. 일반성을 상실하지 않고, t₉와 t₁₀만이 이용 가능한 것으로 한다. 이때 벡터 R_t _,Q 및 벡터 r_t _,I의 행 사이즈 N/2가 된다.

을 다음 식으로 나타내는 벡터 Z_t로 치환함으로써 (64)식으로부터 β 및 벡터 x를 얻을 수 있다.

요약하면, CFO 부호검출 및 자기 상관에 의거한 CFO 추정기로 이루어지는 CFO 강화추정법(CEE)과 Short TS 및 Long TS를 이용한 알고리즘을 이용함으로써 GPP에 의거한 수법을 예를 들어 IEEE 802. 11a에 적용할 수 있다. 동기에 대한 PP의 구조와 채널 추정에 대한 파일럿은 일반적이므로 본 발명은 다른 무선표준에도 적용할 수 있다.

또, CFO의 부호의 추정에 관해서는 다음과 같은 판정방법도 가능하다. 행렬 Zt와 행렬 ZT 및 벡터 더블 해트 rt와 벡터 더블 해트 rT를 사용한 부호 판정용의 코스트 함수는 해트 ε이 0이 아닌 조건 하에서 다음의 (99)식이 된다.

J(-절대치 해트 ε)은 CFO의 반대에 상당한다. 따라서 J(-절대치 해트 ε)가 J(절대치 해트 ε)보다 크면 CFO는 정(正)이다. 그 역이면 부(負)이다.

다음에 구체적인 실시에 대해서 설명한다. 본 실시 예에서는 IEEE 802. 11a WLAN의 신호를 예로 한다. 따라서 파일럿신호 간에 위상 차 θ는 없다. 즉, θ=0이다. 하드웨어적인 구성은 도 2와 동일하다.

도 7에 제어부의 처리 흐름을 나타낸다. 처리가 스타트하면(S100), 종료 판정을 하고 나서(S102), 데이터를 취득하여(S104) CFO가 0인가 여부를 조사한다(S106). 이는 CFO를 판정하는 (58)식에서 해트 εa가 △ε보다도 작은가 여부에 의해 판단한다. CFO가 존재하는 경우에는 CFO를 구한다(S108). CFO를 구하는 방법은 기본적으로 실시 예 1에서 설명한 것과 동일한 방법이다. 최종적으로는 (48)식, (49)식 및 (50)식으로부터 CFO 추정치 및 I/Q 불평형의 보정계수인 β와 벡터 x를 구한다.

다음에 CFO의 부호를 판정한다(S110). CFO의 부호판정은 (80)식의 제 1행과 제 2행의 노름을 비교한다. 혹은 (96)식의 판정의 코스트 함수 J를 이용한다. 그리고 CFO의 부호를 결정하고, I/Q 불평형의 보정계수를 구하여(S112) 보정 처리를 한다(S114). 보정 처리는 실시 예 1에서 설명한 보정처리와 동일하다.

CFO가 0으로 판단된 경우에는 (90)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수인 β와 벡터 x를 구한다(S116). 그리고 CFO는 0으로 하여 보정처리를 한다(S114). 보정처리는 CFO가 0이 아닌 경우와 동일한 처리라도 좋다. 또 CFO 보정처리만 스킵해도 좋다. CFO의 보정처리는 I/Q 불평형의 보정이 종료한 후에 하는 처리이기 때문이다.

다음에 각 처리의 내용을 더 상세하게 설명한다.

I 데이터와 Q 데이터가 입력되면 제어기는 Short TS로부터 P개의 샘플을 취득한다. 그리고 최초의 데이터로부터 P-K개의 데이터(이후 「n계열의 데이터」라고 함) 및 K개째에서부터 P-K개의 데이터 (이후 「n+K계열의 데이터」라고 함)를 취득한다. 또, 이들 데이터는 복소수이다. 구체적으로는 I 데이터를 실수부, Q 데이터를 허수부로 한 것이다.

CFO의 판정을 하는 (81)식을 실현하기 위해서는 n계열의 데이터의 공역 복소수와 n+K계열의 복소수의 곱의 총합을 구한다. n계열의 데이터의 공역 복소수란 허수부의 부호에 -1을 곱해서 만든 복소수이다. 복소수끼리의 승산이므로 결과는 복소수가 된다. 따라서 그 총합도 복소수이다. 다음에 그 복소수의 주각(arg)을 구한다. 구체적으로는 실수부와 허수부가 이루는 각도를 아크 탄젠트(arctan) 함수를 사용해서 구한다. 이 주각에 N/(2πK)를 곱한 것이 해트 εa이다.

다음에 CFO의 부호의 판정에 대해서 설명한다. 이 판정에는 (72)식의 행렬 R을 구하고, 행렬 E₂(절대치 해트 ε)의 행렬 곱을 구한다. 행렬 R은 n계열의 데이터를 제 1행에, n+K계열의 데이터를 제 2행에 배치한 행렬이다. 물론 개개의 요소는 복소수이다. 이 행렬 곱의 제 1행의 노름과 제 2행의 노름을 구한다. 노름은 각각의 행의 요소에 공역인 값을 곱해서 그 총합의 2승 근을 취한 것이다.

제 1행째의 노름이 제 2행째의 노름보다 크면 CFO의 추정치는 절대치 그대로이고, 그렇지 않으면 CFO의 추정치는 절대치에 -1을 곱한 값이다.

다음에 CFO가 0으로 판단된 경우의 처리에 대한 설명이다. Short TS의 t7에서부터 t10까지의 4개의 심벌로부터 12개의 0이 아닌 요소(S_t _,1, …S_t _,12)를 선택한다. 특히 여기에서는 64의 서브 캐리어로부터 4, 8, 12, 16, 20, 24, 40, 44, 48, 52, 56, 60의 전체 12개의 서브 캐리어가 0이 아닌 요소를 전송하는 것이었던 것으로 한다.

그리고 (93)식의 서브 캐리어로 이루어지는 행렬을 만든다. 또, 각 요소는 다음의 IDFT 행렬 F^H의 (i+1) 번째의 열 벡터이다. IDFT는 통신시스템의 규정으로부터 알 수 있다.

또, 각각의 요소는 (83)식의 대각행렬로 해 둔다.

동일한 과정을 Long TS에서도 실시한다. 선택하는 서브 캐리어는 Short TS인 때와 동일한 서브 캐리어를 선택한다. 그때의 요소는 (ST,1, …ST,12)이다. 이들 요소와 서브 캐리어는 알고 있는 값이므로 미리 구해 두어도 좋다.

다음에 Short TS의 t7의 심벌의 해트 n번째부터 N개의 데이터를 취득한다. 더욱 정확하게는 해트 n-해트 L번째부터 해트 n-해트 L+N-1번째까지의 N+해트 L개의 데이터이다. 이는 I 브랜치 및 Q 브랜치 모두에서 취득한다. 그리고 Q 브랜치 측으로부터의 데이터로 (84)식의 행렬 R_t _{, Q}를 만들고, I 브랜치 측으로부터의 데이터로 r_t _,I를 만든다.

행렬 Z_t 및 행렬 Z_T는 (87)식과 (88)식으로부터 구한다. 이들 행렬을 작성하기 위해서는 행렬 S, 행렬 W 및 행렬 Γ가 필요하나, 이미 (83)식, (84)식과 (89)식에서 구해져 있다. 이상의 준비로 (91)식 및 (92)식의 그림자표시 벡터 A 및 그림자표시 벡터 B를 작성할 수 있고, 이로부터 (90)식에 의해 β 및 벡터 x를 구할 수 있다. 또, (90)식에서는 그림자표시 벡터의 유사 역행렬을 구하고 있으나, 실시 예 1에서 설명한 것과 같이 다른 공지의 방법으로 β 및 벡터 x를 구하는 것으로 해도 좋다.

또, 이상의 설명에서는 Short TS 중4개의 심벌을 사용하였다. 그러나 이들은 4개로 한정되지는 않는다. 예를 들어 2개의 심벌을 사용해도 상기와 동일하게 구할 수 있다. 예를 들어 Short TS 중 t9와 t10을 사용한 경우에는 선택하는 서브 캐리어를 (93)식과 같이 하여 행렬 Γ 및 Zt를 (94)식 혹은 (95)식으로 대치하여 마찬가지로 β 및 벡터 x를 구할 수 있다.

실시 예

<시뮬레이션 결과>

본 발명의 GPP에 의거하는 수법의 유효성을 검증하기 위해 시뮬레이션을 한다. 64-QAM으로 데이터 변조한 OFDM신호를 이용한다. 또, B=20㎒, N=64 및 N_GI=16으로 한다.

주파수 선택성 페이징 채널로는 파워 프로필이 지수 감쇄하는 것을, 또, CFO는 90㎒로 하고, I/Q 불평형으로는 비 특허문헌 2의 2 케이스를 사용하였다.

케이스 A) α=1dB, φ=5°, 벡터 g_I는 (1, 0, 1)의 전치 행렬 및 벡터 g_Q는 (0, 1, 1)의 전치 행렬로 이루어지는 주파수 비 선택성 및 주파수 선택성 불평형.

케이스 B) α=1dB, φ=5°, 벡터 g_I와 벡터 g_Q는 (1, 0)의 전치 행렬로 이루어지는 주파수 비 선택성 불평형.

M=10, K=16 및 L=5인 조건 하에서 MGPP에 의거하는 수법과 MPP에 의거하는 수법을 비교한다. MPP에 의거하는 수법의 ε의 탐색범위는 (-0.48, 0.48)로 하고, 탐색간격은 △ε=0.01로 한다. AGC 및 잔류 직류 오프셋의 영향을 고려하여 파일럿심벌을 해트 M=6개 및 샘플을 P=6개로 한다.

도 9는 정규화 CFO의 평균 2승 오차 E((ε-해트ε)²)의 SNR에 대한 특성을 비교한 것이다. GPP에 의거하는 수법은 양호한 추정결과를 주고 있으나 MPP에 의거하는 수법은 최적 CFO값이 탐색 점 상에 없다는 점에서 높은 SNR에서 에러 프로를 발생하고 있다.

도 10은 SNR에 대한 비트 오차율(BER)의 특성을 보여주고 있다. 또, 참고를 위해 CFO 및 I/Q 불평형이 없는 (No CFO I/Q)의 특성을 나타내고 있다. 동 도면으로부터 GPP에 의거하는 수법은 CFO 및 불평형을 완전하게 보정하고 있음을 알 수 있다.

한편, MPP에 의거하는 수법은 케이스 A에서 높은 SNR에서 에러 프로를 나타내고 있다. 이 에러 프로의 주된 원인은 GI 제거, 즉, 중첩??????의 구조를 정확하게 파악할 수 없었던 것에 의한다. 또, 타이밍 오차가 보정 전에 발생하고, 그 후 수정되는 것으로 하였기 때문이다.

도 11은 GPP에 의거하는 수법이 타이밍 오차에 거의 영향을 받지 않는다는 것을 나타내고 있다. 한편, MPP에 의거하는 수법은 케이스 A의 경우에서 완전한 타이밍 동기 없이는 잘 동작하지 않음을 나타내고 있다.

다음에 36Mbps 모드에서 동작하는 IEEE 802. 11a WLAN에 대한 시뮬레이션 결과를 도 12에 나타낸다. 1000 바이트의 블록 사이즈에 대한 블록 오차율(BLER)이 MPP에 의거하는 수법, CEE를 갖는 MPP에 의거하는 수법(MPP-CEE) 및 확장한 GPP에 의거하는 수법의 동작을 측정하기 위해 이용된다.

MPP에 의거하는 수법에서는 CFO의 부호의 애매성에 의해 높은 SNR에서조차 0.1BLER에 이르고 있지 않다. MPP-CEE에서는 CFO가 0인 경우에는 잘 동작하지 않으나, 상당히 특성이 개선되어 있음을 알 수 있다. 한편, 확장한 GPP에 의거하는 수법에서는 어떤 경우에서도 양호하게 동작함을 알 수 있다.

CFO 및 I/Q 불평형의 동시 보정에 관한 새로운 방법을 제안하고 있다. 파일럿에 있는 기본적인 상관관계를 조사하여, CFO 추정을 NLS 문제에서 LLS 문제로 변경함으로써 본 발명에서는 CFO 및 불평형의 계수를 모두 해석적으로 얻을 수 있고, 또, 타이밍 동기에 강하며, 계산부하가 대폭으로 경감될 수 있다.

또한, 주기 파일럿(PP)이 GPP에 포함된다는 점으로부터 CFO에서의 부호 판정의 애매성 및 제로 CFO의 보정문제에 대처함으로써 본 발명이 제안하는 방법은 IEEE 802. 11a WLAN과 같은 실제의 무선 표준에 적용할 수 있다. 또, 본 발명에서 제안하는 방법의 유효성은 각종의 CFO 및 I/Q 불평형의 보정을 실행하는 시뮬레이션에 의해 설명하였다.

<체크 J(-틸데 ε)=체크 J(틸데 ε)의 증명>

(45)식을 체크 J(틸데 ε)=tr{벡터 G(틸데 ε) 벡터 해트 R 벡터 해트 R_H}로 고쳐 쓴다. 여기서,

상기 식에서 q=체크 벡터 e^H(틸데 ε) 체크 벡터 e^*(틸데 ε)는 스칼라이다. (66)식으로부터 체크 벡터 e(틸데 ε)를 체크 벡터 e^*(틸데 ε)으로 치환해도 벡터 G(틸데 ε)는 일정함을 알 수 있다. 따라서 체크 벡터 e(틸데 ε) = 체크 벡터 e^*(틸데 ε)에 의해 벡터 G(-틸데 ε)=벡터 G(틸데 ε)가 되고, 결과적으로 체크 J(-틸데 ε)=체크 J(틸데 ε)가 된다.

본 발명은 OFDM방식의 통신방법 및 그를 실현하기 위한 송신기 및 수신기에 대해서 이용 가능하다.

Claims

파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 CFO를 추정하는 방법으로,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (34)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (37)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (35)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (38)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 (34)식과 (37)식으로부터 얻은 (46)식의 행렬과의 곱이 상기 (34)식, (37)식, (35)식, (38)식으로부터 얻은 (45)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과,
상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소로부터 (48)식에 의거하여 CFO 추정치 ε을 구하는 공정을 갖는 CFO 추정방법.
[수학식 200]

[수학식 201]

[수학식 202]

[수학식 204]

[수학식 205]

[수학식 206]

[수학식 207]
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 I/Q 불평형을 보정하기 위한 보정계수를 산출하는 방법으로,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (34)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (37)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (35)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (38)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 (34)식과 (37)식으로부터 얻은 (46)식의 행렬과의 곱이 상기 (34)식, (37)식, (35)식, (38)식으로부터 얻은 (45)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과,
상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 및 CFO의 값 ε으로부터 (49)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 β를 구하는 공정과,
상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 이외의 요소 및 상기 CFO의 값 해트 ε으로부터 (50)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 벡터 x를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정계수의 산출방법.
[수학식 208]

[수학식 209]

[수학식 210]

[수학식 211]

[수학식 212]

[수학식 213]

[수학식 214]

[수학식 215]
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과,
상기 Q 데이터와 청구항 2의 방법으로 구한 벡터 x의 곱을 취하는 공정과,
상기 I 데이터를 청구항 2의 방법으로 구한 β배 하는 공정과,
상기 I 데이터를 β배 한 데이터와 상기 벡터 x와의 곱을 취한 Q 데이터를 더하여 Q_C 데이터로 하는 공정과,
상기 I 데이터를 실수부로 하고, 상기 Q_C 데이터를 허수부로 한 복소수를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정방법.
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로,
청구항 3에서 구한 상기 복소수를 청구항 1의 방법으로 구한 CFO 추정치에 의거하여 보정하는 공정을 갖는 신호의 보정방법.
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 CFO를 추정하는 방법으로,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (51)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (53)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (52)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (54)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 (51)식과 (53)식으로부터 얻은 (61)식의 행렬과의 곱이 상기 (51)식, (53)식, (52)식, (54)식으로부터 얻은 (60)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과,
상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소로부터 (63)식에 의거하여 CFO 추정치 ε을 구하는 공정을 갖는 CFO 추정방법.
[수학식 219]

[수학식 220]

[수학식 221]

[수학식 222]

[수학식 223]

[수학식 224]

[수학식 225]
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 I/Q 불평형을 보정하기 위한 보정계수를 산출하는 방법으로,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (51)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (53)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (52)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Q 데이터의 n+K-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (54)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 (51)식과 (53)식으로부터 얻은 (61)식의 행렬과의 곱이 상기 (51)식, (53)식, (52)식, (54)식으로부터 얻은 (60)식의 행렬과 같아지는 행렬 u를 구하는 공정과,
상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 및 CFO의 값 ε으로부터 (64)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 β를 구하는 공정과,
상기 행렬 u의 제 1 및 제 2요소 이외의 요소 및 상기 CFO의 값 해트 ε으로부터 (65)식에 의거하여 I/Q 불평형의 보정계수 벡터 x를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정계수 산출방법.
[수학식 226]

[수학식 227]

[수학식 228]

[수학식 229]

[수학식 230]

[수학식 231]

[수학식 232]

[수학식 233]
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과,
상기 I 데이터와 청구항 6의 방법으로 구한 벡터 x의 곱을 취하는 공정과,
상기 Q 데이터를 청구항 2의 방법으로 구한 β배 하는 공정과,
상기 Q 데이터를 β배 한 데이터와 상기 벡터 x와의 곱을 취한 I 데이터를 더하여 I_C 데이터로 하는 공정과,
상기 Q 데이터를 실수부로 하고 상기 Q_C 데이터를 허수부로 한 복소수를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정방법.
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호를 보정하기 위한 방법으로,
청구항 7에서 구한 상기 복소수를 청구항 5의 방법으로 구한 CFO 추정치에 의거하여 보정하는 공정을 갖는 신호의 보정방법.
파일럿신호를 갖는 신호를 수신하여 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 CFO를 추정하는 방법으로,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 I 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 I 데이터로 하는 공정과,
상기 수신한 파일럿신호의 상기 Q 브렌치 측의 신호를 디지털화하여 Q 데이터로 하는 공정과,
상기 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 실수부로 하고, 상기 Q 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 허수부로 하는 P-K개의 복소 데이터를 제 1행으로 하고,
상기 I 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 실수부로 하고, 상기 Q 데이터의 n+K번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 허수부로 하는 P-K개의 복소 데이터를 제 2행으로 하는 (72)식의 행렬 R을 작성하는 공정과,
부호 판정을 하려고하는 CFO 추정치 ε의 절대치에 의거하여 (78)식의 행렬을 작성하는 공정과,
상기 (72)식과 (78)식의 곱을 계산하는 공정과,
상기 계산결과인 행렬의 제 1행의 노름과 제 2행의 노름을 비교하여 상기 제 1행의 노름이 상기 제 2행의 노름보다 큰 때에는 상기 ε의 부호를 정(正)으로 판단하는 CFO의 부호판정방법.
[수학식 240]

[수학식 241]
Short TS와 Long TS를 가지며 인접하는 심벌끼리의 위상 차가 없는 파일럿신호를 포함하는 신호를 I 브렌치와 Q 브랜치를 갖는 복조기로 복조한 후의 신호의 I/Q 불평형을 보정하는 보정계수를 산출하는 방법으로,
Short TS와 Long TS에서 각각 소정의 서브 캐리어를 선택하여 (82)식의 행렬을 작성하는 공정과,
상기 Short TS의 서브 캐리어의 요소로 (83)식의 대각행렬을 작성하는 공정과,
상기 Long TS의 서브 캐리어의 요소로 (84)식의 대각행렬을 작성하는 공정과,
소정의 값보다 절대치가 작은 CFO의 값으로 (92)식의 대각행렬을 작성하는 공정과,
상기 (82)식, (83)식, (89)식으로부터 (90)식을 작성하는 공정과,
상기 (82)식, (84)식, (89)식으로부터 (91)식을 작성하는 공정과,
상기 Short TS의 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (86)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Short TS의 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (85)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Long TS의 I 데이터의 n번째의 샘플에서 P-K개의 샘플을 (88)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 Long TS의 Q 데이터의 n-(L-1)/2번째의 샘플에서 P-K+(L-1)/2개의 샘플을 (87)식의 행렬로 하는 공정과,
상기 (85)식, (86)식, (87)식, (88)식, (90)식, (91)식으로부터 (94)식을 작성하는 공정과,
상기 (86)식, (88)식, (90)식, (91)식으로부터 (95)식을 얻는 공정과,
상기 (94)식과의 곱이 (95)식과 같은 벡터를 구하는 공정을 갖는 I/Q 불평형의 보정계수 산출방법.
[수학식 242]

[수학식 243]

[수학식 244]

[수학식 245]

[수학식 246]

[수학식 247]

[수학식 248]

[수학식 249]

[수학식 250]

[수학식 251]

[수학식 252]
주 신호와 파일럿신호를 시간 다중화하여 송신하는 송신방법으로,
상기 주 신호와 파일럿신호를 시분할 다중화하는 공정과,
상기 시분할 다중화 시에 상기 파일럿신호에 소정의 위상 차를 부여하는 공정을 갖는 송신방법.