KR20100017049A

KR20100017049A - Ｐａｐｒ을 줄이기 위한 무선 접속 방식

Info

Publication number: KR20100017049A
Application number: KR1020090057042A
Authority: KR
Inventors: 안준기; 이정훈; 서동연; 김기준
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2008-08-05
Filing date: 2009-06-25
Publication date: 2010-02-16
Also published as: US20140023007A1; CN102113287B; EP2277295A4; CN102113287A; US20110135016A1; US9094158B2; EP2277295B1; US20150195840A1; US8526529B2; KR101513044B1; CN104320234A; CN104320234B; US9948438B2; WO2010016662A3; WO2010016662A2; EP2277295A2

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 무선 접속을 수행하는 방법에 있어서, 가용한 주파수 대역을 복수의 서브대역으로 분할하는 단계; 각각의 서브대역 마다 독립적으로 푸리에 변환을 수행하여, 복수의 데이터 심볼 시퀀스로부터 대응되는 복수의 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계; 각각의 주파수 영역 시퀀스를 해당 서브대역에 독립적으로 맵핑하는 단계; 상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스를 역 푸리에 변환하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하는 단계; 및 상기 하나 이상의 전송 심볼을 수신단으로 전송하는 단계를 포함하는 무선 접속 수행 방법에 관한 것이다.

Description

ＰＡＰＲ을 줄이기 위한 무선 접속 방식{RADIO ACCESS METHOD FOR REDUCED PAPR}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access), MC-FDMA(Multi Carrier-Frequency Division Multiple Access) 및 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 중에서 적어도 하나를 지원하는 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 상기 무선 통신 시스템에서 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 줄이기 위한 무선 접속 방법에 관한 것이다.

도 1a-1b는 각각 종래의 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; OFDMA) 송신단 및 수신단의 블럭도를 예시한다. OFDMA는 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM)을 이용한다. OFDM은 높은 전송률의 데이터 열을 낮은 전송률의 많은 데이터 열로 나누고 이들을 복수의 직교하는 부반송파를 사용하여 동시에 전송한다. OFDMA는 가용한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 제공하여 다중 접속을 실현한다. 상향링크에서 송신단은 단말의 일부일 수 있고 수신단은 기지국의 일부일 수 있다. 하향링 크에서 송신단은 기지국의 일부일 수 있고 수신단은 단말의 일부일 수 있다.

도 1a를 참조하면, OFDMA 송신단(100)은 성상 맵핑(Constellation mapping) 모듈(102), 직/병렬 변환기(Serial/Parallel converter, 104), 심볼-대-부반송파 맵핑(Symbol to Subcarrier mapping) 모듈(106), N_c-포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 모듈(108), 순환전치(Cyclic prefix; CP) 모듈(110) 및 병/직렬 변환기(Parallel/Serial converter, 114)를 포함한다. 상기 모듈은 설명을 위한 예시로서, OFDMA 송신단(100)은 추가적인 모듈을 더 포함할 수 있다.

OFDMA 송신단(100)에서 신호 처리 과정은 다음과 같다. 먼저, 비트 스트림(bit stream)이 데이터 심볼 시퀀스(data symbol sequence)로 변조된다(102). 상기 비트 스트림은 매체접속제어(Medium Access Control; MAC) 계층으로부터 전달받은 데이터 블럭에 채널 코딩(channel encoding), 인터리빙(interleaving), 스크램블링(scrambling) 등과 같은 다양한 신호 처리를 함으로써 얻어질 수 있다. 상기 데이터 블럭은 전송 블럭으로 지칭되기도 한다. 변조 방식은 채널 상태, 버퍼 상태, 요구되는 서비스 품질 등을 고려하여 결정되며, 이로 제한되는 것은 아니지만 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), n-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 포함할 수 있다. 그 후, 직렬의 데이터 심볼 시퀀스는 N_u개씩 병렬로 변환된다(104). N_u개의 데이터 심볼은 전체 N_c개의 부반송파 중에서 할당받은 N_u개의 부반송파에 맵핑(mapping)되고 N_c-N_u개의 남은 부반송파는 0으로 패딩(padding)된다(106). 그 후, 주파수 영역에 맵핑된 데이터 심볼 은 N_c-포인트 IFFT 처리를 통해 시간 영역 시퀀스로 변환된다(108). 그 후, 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)과 반송파간 간섭(Inter-Carrier Interference; ICI)을 줄이기 위해서, 상기 시간 영역 시퀀스에 순환전치(Cyclic Prefix; CP)를 더하여 OFDMA 심볼을 생성한다(110). 상기 OFDMA 심볼은 병렬에서 직렬로 변환되고(112), 필요한 과정을 거친 뒤 수신단으로 전송된다(112). 다른 사용자는 앞의 사용자가 사용하고 남은 N_c-N_u 부반송파 중에서 가용한 부반송파를 할당받아 데이터를 전송한다.

도 1b를 참조하면, 수신단(120)은 직/병렬 변환기(122), N_c-포인트 FFT(Fast Fourier Transformation) 모듈(124), 부반송파-대-심볼 맵핑 모듈(126), 병/직렬 변환기(128) 및 성상 디맵핑(Constellation demapping) 모듈(130)을 포함한다. 수신단(120)의 신호 처리 과정은 송신단(100)의 역으로 구성된다.

OFDMA는 높은 스펙트럼 효율, 다중 경로 영향들에 대한 견고함(robustness) 등의 바람직한 특성들을 갖는다. 그러나, OFDMA의 가장 큰 단점은 높은 첨두 전력-대-평균 전력비(Peak to Average Power Ratio; PAPR)이다. 높은 PAPR은 부반송파들의 동상 부가로부터 발생한다. PAPR은 한 사용자가 신호를 송신하는 부반송파의 수가 증가함에 따라 증가하며 95% 신뢰 수준에서 PAPR은 약 8dB 이내로 수렴한다. 무선 통신 시스템에서 높은 PAPR은 바람직하지 못하며 시스템 성능을 저하시킬 수 있다. 구체적으로, OFDMA 심볼에서 큰 첨두 전력은 전력 증폭 과정에서 비선형 영역에서 동작하거나 소정 값으로 고정(clip)될 수 있다. 따라서, 높은 첨두 전력은 신호 품질의 저하 및 신호 왜곡을 수반하고, 이로 인해 채널 추정, 데이터 검출 등에 영향을 미칠 수 있다.

본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 송신단에 필요한 전력 증폭기 동작 범위를 줄임으로써 전력 증폭기 효율을 높일 수 있는 무선 접속 방식을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 양호한 성능을 제공하고 송신 신호의 PAPR을 줄일 수 있는 무선 접속 방식을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 스케줄링 유연성을 보장할 수 있는 무선 접속 방식을 제공하는 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들 로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 제1 양상으로, 무선 통신 시스템에서 무선 접속을 수행하는 방법에 있어서, 가용한 주파수 대역을 복수의 서브대역으로 분할하는 단계; 각각의 서브대역 마다 독립적으로 푸리에 변환(Fourier Transform)을 수행하여, 복수의 데이터 심볼 시퀀스로부터 대응되는 복수의 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계; 각각의 주파수 영역 시퀀스를 해당 서브대역에 독립적으로 맵핑하는 단계; 상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스를 역 푸리에 변환(Inverse Fourier Transform)하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하는 단계; 및 상기 하나 이상의 전송 심볼을 수신단으로 전송하는 단계를 포함하는 무선 접속 수행 방법이 제공된다.

여기에서, 각각의 서브대역을 구성하는 부반송파의 개수는 독립적으로 설정되고, 상기 부반송파의 개수는 고정되거나 반-정적(semi-static)으로 변경될 수 있다. 또한, 상기 복수의 서브대역 중에서 적어도 일부는 논리적으로 인접하지만 물리적으로 이격되어 있을 수 있다. 또한, 각각의 서브대역은 서로 다른 중심 반송파(center carrier)를 사용할 수 있다.

여기에서, 각각의 데이터 심볼 시퀀스는 각각의 독립된 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transformation; FFT)에 의해 대응되는 주파수 영역 시퀀스로 변 환될 수 있다. 이 경우, FFT는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transformation; DFT)을 통해 수행할 수 있다. 바람직하게, DFT의 크기는 서브대역 마다 독립적으로 설정되며 해당 데이터 심볼 시퀀스의 길이와 동일하게 설정된다. 즉, 상기 주파수 영역 시퀀스는 주파수 영역에서 연속되게 생성될 수 있다. 또한, 상기 복수의 데이터 심볼 시퀀스는 동일한 데이터 블럭 또는 서로 다른 데이터 블럭으로부터 유래될 수 있다.

여기에서, 적어도 하나의 주파수 영역 시퀀스는 해당 서브대역 내에 연속적으로 맵핑될 수 있다. 또한, 적어도 하나의 주파수 영역 시퀀스는 해당 서브대역 내에 불연속적으로 맵핑될 수 있다. 이 경우, 상기 적어도 하나의 주파수 영역 시퀀스는 독립적으로 둘 이상의 그룹으로 구분되고, 각각의 그룹은 해당 서브대역 내에 연속적으로 맵핑될 수 있다. 이 경우, 동일한 서브대역 내에서 그룹간의 거리는 서로 독립적으로 결정될 수 있다. 또한, 동일한 서브대역 내에서 각 그룹의 크기는 서로 독립적으로 결정될 수 있다. 또한, 각 그룹의 크기는 소정 단위의 배수로 결정될 수 있다.

여기에서, 상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스는 각각의 서브대역 마다 독립적으로 역 이산 푸리에 변환될 수 있다.

여기에서, 상기 하나 이상의 전송 심볼은 각각의 서브대역 별로 설정된 복수의 무선 모듈을 이용하여 전송될 수 있다.

본 발명의 제2 양상으로, 무선 통신 시스템에서 무선 접속을 지원하는 송신기에 있어서, 제1 데이터 심볼 시퀀스에 푸리에 변환을 수행하여 제1 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성된 제1 변환 모듈; 제2 데이터 심볼 시퀀스에 푸리에 변환을 수행하여 제2 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성된 제2 변환 모듈; 상기 제1 주파수 영역 시퀀스 및 상기 제2 주파수 영역 시퀀스를 각각 독립적으로 가용한 주파수 대역 내의 제1 서브대역 및 제2 서브대역에 맵핑하도록 구성된 맵핑 모듈; 상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스에 역 푸리에 변환을 수행하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하도록 구성된 역변환 모듈; 및 상기 하나 이상의 전송 심볼을 수신단으로 전송하도록 구성된 RF(Radio Frequency) 모듈을 포함하는 송신기가 제공된다.

여기에서, 제1 서브대역 및 제2 서브대역을 구성하는 부반송파의 개수는 독립적으로 설정되고, 부반송파의 개수는 고정되거나 반-정적(semi-static)으로 변경될 수 있다. 또한, 제1 서브대역 및 제2 서브대역은 논리적으로 인접하지만 물리적으로 이격되어 있을 수 있다. 또한, 제1 서브대역 및 제2 서브대역은 서로 다른 중심 반송파(center carrier)를 사용할 수 있다.

여기에서, 제1 및 제2 데이터 심볼 시퀀스는 각각의 독립된 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transformation; FFT)에 의해 대응되는 주파수 영역 시퀀스로 변환될 수 있다. 이 경우, FFT는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transformation; DFT)을 통해 수행할 수 있다. 바람직하게, DFT의 크기는 서브대역 마다 독립적으로 설정되며 해당 데이터 심볼 시퀀스의 길이와 동일하게 설정된다. 즉, 상기 주파수 영역 시퀀스는 주파수 영역에서 연속되게 생성될 수 있다. 또한, 제1 및 제2 데이터 심볼 시퀀스는 동일한 데이터 블럭 또는 서로 다른 데이터 블럭 으로부터 유래될 수 있다.

여기에서, 제1 및/또는 제2 주파수 영역 시퀀스는 해당 서브대역 내에 연속적으로 맵핑될 수 있다. 또한, 제1 및/또는 제2 주파수 영역 시퀀스는 해당 서브대역 내에 불연속적으로 맵핑될 수 있다. 주파수 영역 시퀀스가 해당 서브대역 내에 불연속적으로 맵핑되는 경우, 상기 주파수 영역 시퀀스는 독립적으로 둘 이상의 그룹으로 구분되고, 각각의 그룹은 해당 서브대역 내에 연속적으로 맵핑될 수 있다. 이 경우, 동일한 서브대역 내에서 그룹간의 거리는 서로 독립적으로 결정될 수 있다. 또한, 동일한 서브대역 내에서 각 그룹의 크기는 서로 독립적으로 결정될 수 있다. 또한, 각 그룹의 크기는 소정 단위의 배수로 결정될 수 있다.

여기에서, 상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스는 제1 서브대역 및 제2 서브대역 마다 독립적으로 역 이산 푸리에 변환될 수 있다.

여기에서, 상기 하나 이상의 전송 심볼은 제1 및 제2 서브대역에 대해 각각 설정된 복수의 무선 모듈을 이용하여 전송될 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

첫째, 송신단에 필요한 전력 증폭기 동작 범위를 줄임으로써 전력 증폭기 효율을 높일 수 있는 무선 접속 방식을 제공한다.

둘째, 양호한 성능을 제공하고 송신 신호의 PAPR을 줄일 수 있는 무선 접속 방식을 제공한다.

셋째, 스케줄링 유연성을 보장할 수 있는 무선 접속 방식을 제공한다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들이 적용된 예들이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 적용될 수 있는 무선 통신 시스템을 예시한다.

도 2를 참조하면, 무선 통신 시스템(200)은 복수의 기지국(210) 및 복수의 단말(220)을 포함한다. 기지국은 일반적으로 단말과 통신하는 고정국이며, 각 기지국(210)은 특정한 지리적 영역(202)에 서비스를 제공한다. 시스템 성능을 개선하기 위해, 상기 특정 영역은 복수의 더 작은 영역들(204a, 204b, 204c)로 분할될 수 있다. 각각의 더 작은 영역은 셀 또는 섹터라고 지칭되며 기지국 트랜시버 서브시스템(Base station Transceiver Subsystem; BTS)에 의해 서비스될 수 있다. 3GPP 시스템의 경우, 상기 분할된 영역을 셀이라고 지칭한다. 셀 또는 섹터는 문맥에 따라 BTS 및/또는 분할된 영역을 지칭할 수 있다. 단말(220)은 일반적으로 무선 통신 시스템에 분포되며 고정되거나 이동할 수 있다. 각각의 단말은 임의의 순간에 상향 및 하향 링크를 통해 하나 이상의 기지국과 통신할 수 있다. 상향 링크는 단말로부터 기지국으로의 통신 링크를 지칭하고, 하향 링크는 기지국으로부터 단말로의 통신 링크를 지칭한다. 간략함을 위해, 도 2는 상향 링크 전송만을 도시하였다.

도 3은 반송파 집성(carrier aggregation)을 예시한다. 반송파 집성은 무선 통신 시스템에 보다 넓은 주파수 대역을 제공하기 위하여 복수의 주파수 블럭을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사용하는 방법을 의미한다.

도 3을 참조하면, 전체 시스템 대역(System Bandwidth; System BW)은 논리 대역으로서 100 MHz의 대역폭 가진다. 전체 시스템 대역은 다섯 개의 기본 주파수 블럭을 포함하고, 각각의 기본 주파수 블럭의 20 MHz의 대역폭을 가진다. 기본 주파수 블럭은 물리적으로 연속된 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함한다. 이하, 기본 주파수 블럭을 간단히 주파수 블럭이라고 지칭한다. 각각의 주파수 블럭이 모두 동일한 대역폭을 가지는 것으로 가정하였으나, 이는 예시로서 각각의 주파수 블럭은 서로 다른 크기를 가질 수 있다. 일 예로, 각각의 주파수 블럭은 1.25, 2.5, 5, 10, 20 Mhz 또는 이들의 배수에 해당하는 대역폭 중에서 어느 하나를 가질 수 있다. 또한, 각각의 주파수 블럭은 주파수 영역에서 서로 인접하고 있는 것으로 도시되었으나, 상기 도면은 논리적인 개념에서 도시한 것으로서, 각각의 주파수 블럭은 물리적으로 서로 인접하거나 떨어져 있을 수 있다. 중심 반송파(Center frequency)는 각각의 주파수 블럭에 대해 서로 다르게 사용하거나 물리적으로 인접된 주파수 블럭에 대해 공통된 하나의 중심 반송파를 사용할 수도 있다. 일 예로, 도 3에서 모든 주파수 블럭이 물리적으로 인접하고 있다고 가정하면 중심 반송파 A를 사용할 수 있다. 또한, 각각의 주파수 블럭이 물리적으로 인접하고 있지 않은 경우를 가정하면 각각의 주파수 블럭에 대해서 별도로 중심 반송파 A, 중심 반송파 B 등을 사용할 수 있다.

주파수 집성으로 전체 시스템 대역을 확장한 경우에 각 단말과의 통신에 사용되는 주파수 대역은 주파수 블럭 단위로 정의된다. 단말 A는 전체 시스템 대역인 100 MHz를 사용할 수 있고 다섯 개의 주파수 블럭을 모두 사용하여 통신을 수행한다. 단말 B₁~B₅는 20 MHz 대역폭만을 사용할 수 있고 하나의 주파수 블럭을 사용하여 통신을 수행한다. 단말 C₁ 및 C₂는 40 MHz 대역폭을 사용할 수 있고 각각 두 개의 주파수 블럭을 이용하여 통신을 수행한다. 상기 두 개의 주파수 블럭은 논리/물리적으로 인접하거나 인접하지 않을 수 있다. 단말 C₁은 인접하지 않은 두 개의 주파수 블럭을 사용하는 경우를 나타내고, 단말 C₂는 인접한 두 개의 주파수 블럭을 사용하는 경우를 나타낸다.

도 4-6은 반송파 집성을 위한 송신단 및 수신단의 블럭도를 예시한다. PHY0, PHY1, …, PHY n-1은 각각의 주파수 블럭에 대한 물리 계층(Physical Layer; PHY)을 나타낸다. 반송파 0, 반송파 1, …, 반송파 n-1은 중심 반송파를 나타낸다. 상기 도면은 주파수 블럭마다 별개의 중심 반송파를 사용하는 것으로 예시하고 있으나, 물리적으로 인접한 복수의 주파수 블럭에 대해 동일한 중심 반송파를 사용할 수도 있다.

도 4를 참조하면, 송신단(a)에서 하나의 MAC 엔터티(entity)는 복수의 주파수 블럭을 관리/운영한다. MAC 엔터티는 MAC 계층에서 수행되는 기능 단위/블럭을 의미한다. 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 시스템의 경우, MAC 계층은 하위 계층인 물리 계층과 전송 채널(Transport Channel) 로 연결되어 있고, 상위 계층인 RLC(Radio Link Control) 계층과 논리채널(Logical Channel)을 통해 연결되어 있다. MAC 계층은 다양한 논리채널을 다양한 전송 채널에 맵핑하는 역할, 자원 스케줄링, HARQ(Hybrid Automatic Repeat and reQuest) 동작 등을 지원한다. 전송 채널을 통해 물리 계층으로 전달되는 데이터 블럭을 전송 블럭(Transport Block)이라고 한다. 전송 블럭은 MAC 계층의 스케줄러가 물리 계층에게 매 데이터 송신시에 할당하는 최소 데이터 단위에 해당한다. 특별히 언급하지 않는 한, 본 명세서에서 데이터 블럭과 전송 블럭은 혼용된다. 도 4는 주파수 블럭 단위로 전송 블럭이 전달되는 것으로 도시하고 있으나, 이는 예시로서 복수의 주파수 블럭 단위로 전송 블럭이 전달될 수도 있다.

도 5를 참조하면, 송신단(a)에서 하나의 MAC 엔터티는 하나의 주파수 블럭을 관리/운영한다. 즉, MAC 계층과 물리 계층은 1 대 1 맵핑 관계를 갖는다. 도 6을 참조하면, 송신단(a)에서 복수의 MAC 엔터티 중에서 제1 MAC 엔터티는 하나의 주파수 블럭을 관리/운영하고 제2 MAC 엔터티는 둘 이상의 주파수 블럭을 관리/운영한다. 즉, 도 6의 송신단은 도 4 및 5의 하이브리드(Hybrid) 형태로 주파수 집성을 관리/수행한다. 따라서, MAC 계층과 물리 계층은 일-대-일 또는 일-대-다 맵핑 관계를 나타낸다. 도 4-6에서, 수신단(b)은 송신단(a)의 역으로 구성된다.

무선 통신 시스템은 다중 사용자와의 통신을 수행하기 위해 다양한 다중 접속 기술을 사용한다. 대표적인 다중 접속 기술로는 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Divisioin Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 등이 있다. 이 중에서 OFMDA는 고속 데이터 전송에 적합하여 차세대 무선 통신 시스템의 주요 다중 접속 기술로 채택되었다. 그러나, OFDMA는 높은 PAPR로 인해 신호 품질의 저하 및 신호 왜곡을 수반할 수 있다. 특히, 전력 증폭기의 성능 및 가용 전력이 제한되는 상향링크 전송에서 높은 PAPR은 시스템 성능에 보다 큰 영향을 끼친다. 따라서, OFDMA에서 PAPR 특성을 개선하기 위한 논의가 계속 이루어지고 있다.

도 7a-7b는 DFT-s-OFDMA(Discrete Fourier Transformation-Spread-OFDMA) 송신단 및 수신단의 블럭도를 예시한다. DFT-s-OFDMA 방식이 OFDMA 방식과 다른 점은 IFFT 처리 이전에 DFT 프리코딩(precoding)을 통해 복수의 데이터 심볼(즉, 데이터 심볼 시퀀스)을 주파수 영역에 확산시키는 점에 있다. 이런 방식을 이용하여 송신 신호의 PAPR을 OFDMA 방식에 비해 크게 줄일 수 있다. DFT-s-OFDMA 방식은 SC-FDMA 방식으로 지칭되기도 하며 본 명세서에서 양자는 혼용된다.

도 7a를 참조하면, DFT-s-OFDMA 송신단(700)은 성상 맵핑 모듈(702), 직/병렬 변환기(704), N_u-포인트 FFT 확산 모듈(706), 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(708), N_c-포인트 IFFT 모듈(710), 순환전치 모듈(712) 및 병/직렬 변환기(714)를 포함한다. 상기 모듈은 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 예시로서, DFT-s-OFDMA 송신단(700)은 추가적인 모듈을 더 포함할 수 있다. 또한, 일부 모듈은 기능이 서로 통합되어 하나의 모듈로 구현될 수도 있다. 여기에서, N_u는 FFT 확산 모듈 입력 크기로서 스케줄링된 부반송파의 개수에 해당한다. 또한, N_c는 시스템 대역 내에 존재하 는 전체 부반송파의 개수에 해당한다. 따라서, N_u 값 및 그에 따른 DFT 입출력 크기는 매 스케줄링 시점마다 스케줄링 되는 데이터 심볼량에 따라서 N_u≤N_c인 범위 내에서 변할 수 있다.

DFT-s-OFDMA 송신단(700)의 신호 처리 과정은 다음과 같다. 먼저, 비트 스트림(bit stream)이 데이터 심볼 시퀀스(data symbol sequence)로 변조된다(702). 비트 스트림, 데이터 심볼 시퀀스, 변조 방식 등에 관한 사항은 도 1을 참조할 수 있다. 그 후, 직렬의 데이터 심볼 시퀀스는 N_u개씩 병렬로 변환된다(704). N_u 길이의 병렬 데이터 심볼 시퀀스는 동일한 크기의 FFT 처리를 통해 N_u 길이의 주파수 영역 시퀀스로 변환된다(706). 데이터 심볼 시퀀스와 동일한 크기의 DFT로 신호를 처리함으로써 데이터 심볼 시퀀스는 주파수 영역에서 연속된 시퀀스로 변환된다. FFT 처리는 N_u-포인트 DFT 처리를 통해 수행될 수 있다. 본 명세서에서 FFT는 DFT와 혼용되고, DFT 처리는 DFT 확산 또는 DFT 프리코딩과 혼용된다. 그 후, N_u 길이의 주파수 영역 시퀀스는 전체 N_c개의 부반송파 중에서 할당받은 N_u개의 부반송파에 맵핑되고 N_c-N_u개의 남은 부반송파에는 0이 패딩(padding)된다(708). N_c 부반송파에 맵핑된 시퀀스는 N_c-포인트 IFFT 처리를 통해 N_c 길이의 시간 영역 시퀀스로 변환된다(710). ISI와 ICI를 줄이기 위해, 시간 영역 시퀀스 중에서 맨 뒤에 있는 N_p개의 샘플을 복사하여 시퀀스의 맨 앞에 부가함으로써 순환전치(Cyclic Prefix)를 구성 한다(712). 생성된 시간 영역 시퀀스는 하나의 전송 심볼을 해당하고, 병/직렬 변환기를 통해 직렬 시퀀스로 변환된다(714). 그 후, 직렬 시퀀스는 주파수 상향 변환 등을 과정을 통해 수신단으로 전송된다. 다른 사용자는 앞의 사용자가 사용하고 남은 N_c-N_u 부반송파 중에서 가용한 부반송파를 할당받아 데이터를 전송한다.

이하, DFT 프리코딩과 관련된 과정을 수학식을 참조하여 보다 구체적으로 설명한다. DFT 확산 모듈(706)로 입력되는 데이터 심볼 시퀀스는 d(O), …, d(M _symb-1)로 표시될 수 있고, 각각의 데이터 심볼은 변조 방식에 따라 실수 또는 복소수이다. DFT 확산 모듈은 한번에 N_u개의 데이터 심볼을 처리하므로 데이터 심볼 시퀀스는 M _symb/N_u 세트로 나눠진다. 각각의 세트는 최종적으로 DFT-s-OFDMA 심볼을 구성한다. DFT 확산 모듈(706)로 입력된 데이터 심볼은 하기 수학식을 이용하여 처리될 수 있다.

DFT 프리코딩을 통해, D(O), …, D(M _symb-1)로 표시되는 주파수 영역 시퀀스가 생성된다. 주파수 영역 시퀀스의 각 값은 맵핑되는 부반송파의 크기 및 위상을 결정한다. DFT 확산 모듈의 크기인 N_u는 스케줄링된 부반송파의 개수와 동일하며, DFT 연산을 용이하게 하기 위하여 N_u에 다음과 같은 제한을 둘 수 있다.

여기에서, α ₂ , α ₃ 및 α ₅ 는 0 이상의 정수를 나타낸다.

도 7b를 참조하면, 수신단(720)은 직/병렬 변환기(722), N_c-포인트 FFT 모듈(724), 부반송파-대-심볼 맵핑 모듈(726), N_u-포인트 DFT 역확산 모듈(728), 병/직렬 변환기(730) 및 성상 디맵핑 모듈(732)을 포함한다. 수신단(720)의 신호 처리 과정은 송신단(700)의 역으로 구성되므로 자세한 사항은 도 7a를 참조한다.

DFT-s-OFDMA 방식은 DFT 프리코딩에 의해 생성된 주파수 영역 시퀀스를 부반송파에 맵핑하는 방법에 따라 세분화된다. 대표적으로, 인터리브된(interleaved) DFT-s-OFDMA 방식, 로칼화된(localized) DFT-s-OFDMA 방식 및 클러스터된(clustered) DFT-s-OFDMA 방식이 존재한다. 이하, 부반송파 맵핑 방식을 중심으로 각각의 방식에 대하여 보다 구체적으로 설명한다.

도 8은 인터리브된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다. 본 방식은 IFDMA(Interleaved FDMA), DFDMA(Distributed FDMA)로 불리기도 한다. 간략화를 위해, 송신단(800)에는 직/병렬 변환기(804), N_u-포인트 DFT 모듈(806), 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(808) 및 N_c-포인트 IFFT 모듈(810)만을 도시하였다. 여기에서, N_u는 스케줄링된 부반송파의 개수에 해당하고, N_c는 시스템 대역 내의 총 부반송파 개수에 해당한다. 도 8을 참조하면, DFT 모듈(806)로부터 출력된 주파수 영역 시퀀스는 시스템 대역 내의 부반송파에 등간격으로 맵핑된다(808). 본 방식은 송신 신호의 PAPR을 OFDMA 방식에 비하여 크게 줄일 수 있다. 또한, 본 방식에서는 DFT를 통해 처리된 데이터 심볼이 시스템 대역 전체에 고르게 분포하므로 데이터 송수신 시에 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 그러나, 무선 채널 응답 특성이 좋은 특정 주파수 대역을 통해 데이터를 송수신함으로써 성능 이득을 얻는 주파수 선택적 스케줄링을 적용할 수 없다. 또한, 시스템 전대역에 대한 채널 추정을 요구하므로 스케줄링된 자원이 작은 경우에는 비효율적일 수 있다.

도 9는 로칼화된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다. 본 방식은 로칼화된 DFT-s-OFDMA는 LFDMA(Localized FDMA), 협대역 FDMA(Narrowband FDMA), 고전적 FDMA(Classical FDMA) 및 FDMA로 불리기도 한다. 간략화를 위해, 송신단(900)에는 직/병렬 변환기(904), N_u-포인트 DFT 모듈(906), 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(908) 및 N_c-포인트 IFFT 모듈(910) 만을 도시하였다. 여기에서, N_u는 스케줄링된 부반송파의 개수에 해당하고, N_c는 시스템 대역 내의 총 부반송파 개수에 해당한다. 도 9를 참조하면, DFT 모듈(906)로부터 출력된 주파수 영역 시퀀스는 시스템 대역 내에서 연속된 부반송파에 맵핑된다. 즉, N_u 길이의 주파수 영역 시퀀스는 N_u개의 연속된 부반송파에 맵핑된다. 본 방식도 OFDMA 방식에 비해서는 여전히 작은 PAPR 값을 가진다. 더구나, 본 방식은 DFT-s-OFDMA 방식의 PAPR 이득을 얻으면서 주파수 선택적 스케줄링을 수행하는 것이 가능하다. 그러나, 본 방식은 주어진 시점에 연속된 부반송파들을 통해서만 데이터 송신이 가능하므로 스케줄링 유연성이 떨어질 수 있다. 일 예로, 송수신단이 어느 시점에 복수의 서로 떨어진 주파수 영역에서 좋은 무선 채널 응답 특성을 가지는 경우에 본 방식으로는 서로 떨어진 주파수 영역에 동시에 데이터를 전송하는 것이 불가능하다.

도 10은 클러스터된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다. 간략화를 위해, 송신단(1000)에는 직/병렬 변환기(1004), N_u-포인트 DFT 확산 모듈(1006), 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(1008) 및 N_c-포인트 IFFT 모듈(1010) 만을 도시하였다. 여기에서, N_u는 스케줄링된 부반송파의 개수에 해당하고, N_c는 시스템 대역 내의 총 부반송파 개수에 해당한다. 도 10을 참조하면, DFT 모듈(1006)로부터 출력된 주파수 영역 시퀀스는 주파수 대역에 불균등하게 불연속적으로 맵핑된다(1008). 본 방식은 복수의 서로 떨어진 주파수 영역에 로칼화된 DFT-s-OFDMA 방식을 독립적으로 적용한다고 할 수 있다. 로칼화된 DFT-s-OFDMA 방식이 적용되는 각각의 주파수 대역을 클러스터라고 지칭한다. 클러스터는 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함한다. 따라서, 본 방식에서는 DFT 프리코딩을 거친 복수의 데이터 심볼이 주파수축에서 서로 떨어진 M(≥1)개의 클러스터들 안에서 연속된 부반송파에 매핑된다. 도 10은 클러스터가 3개인 경우를 예시하고 있다. 각 클러스터들의 크기(예, 부반송파 개수)는 동일하도록 제한을 두거나 독립적으로 설정할 수도 있다. 송신 신호의 PAPR 값은 M 값이 1 보다 클 경우 로칼화된 DFT-s-OFDMA 방식보다 크게 되지만, M 값이 적절히 작은 범위 내에서 설정된다면 여전히 OFDMA 방식보다 작은 PAPR 값을 보장하면서 스케줄링 유연성을 향상하는 장점이 있다.

상술한 DFT-s-OFDMA 방식은 OFDMA 방식보다 작은 PAPR 값을 보장하지만 단일 반송파 시스템과 비교하면 여전히 높은 PAPR 값을 나타낸다. 또한, 보다 빠르고 보다 많은 데이터를 전송하기 위해 무선 통신 시스템은 광대역에 걸쳐 데이터를 송수신하는 방향으로 진화되고 있다. 일 예로, 3GPP LTE (Release-8) 시스템은 최대 20 MHz의 대역폭을 지원하지만, 4세대 통신을 목표로 하는 3GPP LTE-Advanced (Release-9) 시스템은 최대 100 MHz의 대역폭을 지원하도록 되어 있다. 이와 같이 광대역에 걸쳐서 데이터를 송수신하는 시스템에서 전체 시스템 대역에 걸쳐서 DFT를 수행하는 것은 송신단의 복잡도에 큰 부담이 될 수 있다. 특히, 송신단이 단말인 경우에 높은 PAPR, 시스템 복잡도 등은 더욱 중요해 진다.

따라서, 본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 시스템 전체 대역을 N(>1)개의 서브대역으로 나누고, 각 서브대역에 대해서는 독립적인 DFT 프로세스를 거쳐서 데이터 송신을 수행하는 방식을 제안한다. 기지국은 시스템 전체 대역을 모두 사용할 수 있지만, 단말은 능력 또는 정책적인 이유로 시스템 전체 대역 중에서 일부만을 사용할 수 있다. 따라서, 단말은 가용한 시스템 대역을 복수의 서브대역으로 나누어 사용하게 된다. 편의상, 본 명세서에서 시스템 대역과 가용한 시스템 대역은 서로 혼용되며 문맥을 고려하여 해석될 수 있다. 각각의 서브대역에 대한 정보는 기지국과 단말 사이에 공유된다.

바람직하게, 본 발명에 사용되는 무선 통신 시스템은 광대역 시스템을 포함한다. 본 명세서에서 광대역 시스템은 20 MHz 보다 넓은 주파수 대역을 지원하는 시스템을 포함할 수 있다. 일 예로, 광대역 시스템은 20 MHz 초과, 최대 100 MHz의 대역폭을 지원하는 시스템을 포함할 수 있다. 또한, 광대역 시스템은 반송파 집성에 의해 복수의 주파수 블럭을 사용하는 시스템을 포함할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 본 발명에 사용될 수 있는 광대역 시스템은 3GPP LTE-Advanced (Release-9) 시스템, IEEE 802.16m 시스템을 포함할 수 있다.

본 발명에서 각각의 독립적인 DFT 프로세스를 거쳐 주파수 영역으로 확산된 복수의 데이터 심볼 시퀀스를 부반송파에 맵핑하는 방식은 특별히 제한되지 않는다. 일 예로, 본 발명은 인터리브된 DFT-s-OFDMA 방식, 로칼화된 DFT-s-OFDMA 방식, 클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식 등을 사용할 수 있다. 다만, 스케줄링 유연성, 시스템 복잡도 등을 종합적으로 고려할 때, 각각의 DFT 프로세스 이후에 클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식을 적용하는 것이 바람직하다. 또한, 각각의 독립적인 DFT 프로세스는 대응되는 독립적인 IFFT 프로세스와 결합할 수 있다. 즉, 각각의 서브대역에 대해서 독립적인 DFT/IFFT 프로세스를 거쳐서 데이터 송신을 수행할 수 있다. 이후의 실시예는 클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식을 사용하여 예시하도록 한다. 편의상, 이러한 방식을 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식이라 칭한다.

도 11은 본 발명에 일 실시예에 따른 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다. 도 11은 각각의 서브대열 별로 DFT/IFFT 프로세스가 적용되는 경우를 가정한다. 간략화를 위해, 송신단(1100)에는 직/병렬 변환 기(1104a-1104c), DFT 확산(1106a-1106c), 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(1108) 및 IFFT 모듈(1110a-1110c) 만을 도시하였다.

도 11을 참조하면, 전체 시스템 대역은 3개의 서브대역으로 나눠진다. 각 서브대역의 크기는 균등하게 또는 불균등하게 나눠질 수 있다. 서브대역은 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함하고, 각각의 서브대역은 물리적으로 인접하거나 서로 떨어져 있을 수 있다. 반송파 집성을 사용하는 무선 통신 시스템의 경우에 서브대역은 주파수 블럭에 대응할 수 있다. 본 실시예에서 각각의 서브대역에는 독립적으로 클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식이 적용된다. 따라서, 송신단(1100)은 독립적으로 동작하는 3개의 DFT 프로세스를 필요로 한다. 일 구현예로, 송신단(1100)은 3개의 독립된 DFT 모듈(1106a-1106c)을 포함할 수 있다. 다른 구현예로, 송신단(1110)은 설정된 서브대역의 개수보다 작은 수의 DFT 모듈을 포함하고, DFT 모듈의 전부 또는 일부를 재사용함으로써 서브대역 별로 독립적인 DFT 프로세스를 제공할 수 있다. 각 서브대역의 부반송파 개수는 고정되거나 반-정적(semi-static)으로 설정될 수 있다. 본 실시예는 서브대역 1 내지 3에 포함되는 부반송파의 개수를 각각 N_c1, N_c2 및 N_c3으로 가정하였다. 또한, 각 서브대역에 할당되는 데이터 심볼의 개수는 스케줄링 시점마다 달라질 수 있다. 본 실시예는 특정 시점에 서브대역 1 내지 3에 스케줄링된 데이터 심볼의 개수를 각각 N_u1, N_u2 및 N_u3으로 가정하였다.

서브대역 1을 참조보면, 제1 데이터 심볼 시퀀스는 제1 직병렬 변환기(1104a)에 의해 N_u1개씩 직병렬 변환된다(1104a). 그 후, N_u1개의 데이터 심볼은 제1 DFT 모듈(1106a)에 의해 주파수 영역으로 확산된다. 제1 DFT 모듈(1106a)의 크기는 입력되는 데이터 심볼의 개수인 N_u1과 동일하다. 제1 DFT 모듈(1106a)로부터 출력된 N_u1 길이의 주파수 영역 시퀀스는 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(1108)을 통해 서브대역 1의 부반송파에 맵핑된다. 구체적으로, 주파수 영역 시퀀스는 서브대역 1에 설정된 하나 이상의 클러스터에 맵핑된다. 서브대역 1에 복수의 클러스터가 설정되는 경우에 각 클러스터의 위치, 크기, 개수 등은 독립적으로 설정된다. 클러스터들은 주파수축 상에서 서로 이격된다. 클러스터의 크기는 시그널링 오버헤드 등을 줄이기 위하여 기본 클러스터 단위(unit)를 이용하여 지시될 수 있다. 또한, 기본 클러스터 단위는 기존에 정의된 자원 할당 단위 또는 그의 배수로 정해질 수 있다. 일 예로, 3GPP 시스템에서 기본 클러스터 단위는 자원블록 단위로 정의될 수 있다. 3GPP 시스템에서 자원블록은 순환전치(Cyclic Prefix)의 종류에 따라서 7 또는 6 SC-FDMA 심볼×12 부반송파로 정의되어 있다. 한편, 기본 클러스터 단위의 크기는 서브대역 1의 대역폭을 고려하여 결정될 수 있다. 일 예로, 서브대역 1의 대역폭을 고려하여 기본 클러스터 단위의 크기를 2개의 자원블록, 4개의 자원블록 또는 8개의 자원블록 중에서 어느 하나로 미리 정의할 수 있다. 그 후, 서브대역 1에서 클러스터를 제외한 N_c1-N_u1개의 나머지 부반송파에는 0이 패딩(padding)되고, 서브대역 1에 맵핑된 정보는 N_c1-포인트(point) IFFT 모듈(1110a)을 통해 제1 시간 영역 시퀀스로 변환된다. 제1 시간 영역 시퀀스는 전송 심볼에 대응하며 순환전치 부 가 등의 과정을 거친 뒤에 수신단으로 전송된다. N_u1개의 데이터 심볼 마다 전송 심볼이 생성되므로 제1 데이터 심볼 시퀀스로부터 하나 이상의 제1 전송 심볼이 생성된다.

서브대역 2 및 3에서의 신호 처리는 기본적으로 서브대역 1과 동일하게 이뤄지므로 서브대역 2 및 3에 관한 설명은 서브대역 1에 관한 설명을 참조할 수 있다. 결과적으로 서브대역 2에 대해서는 제2 데이터 심볼 시퀀스로부터 하나 이상의 제2 전송 심볼이 생성된다. 서브대역 3에 대해서는 제3 데이터 심볼 시퀀스로부터 하나 이상의 제3 전송 심볼이 생성된다. 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식에서 각 서브대역을 통해 전송되는 데이터 심볼들은 서로 다른 데이터 블럭에 속할 수 있다. 또한, 시스템 대역 내의 일부 복수의 서브대역, 또는 전체 서브대역을 통해 전송되는 데이터 심볼들은 동일한 동일한 데이터 블럭에 속할 수 있다. 데이터 블럭은 MAC 계층의 스케줄러(scheduler)가 물리 계층(Physical Layer)에게 매 데이터 송신시에 할당하는 최소 데이터 단위를 지칭한다. MAC 계층 데이터 블럭은 전송 블럭과 혼용된다. 물리 계층의 재전송 프로세스는 데이터 블럭 단위로 독립적으로 진행되거나 필요에 따라서는 하나 이상의 데이터 블럭이 묶여서 동일한 재전송 프로세스를 통해 진행될 수도 있다.

서브대역 1 내지 3에 대하여 생성된 제1 내지 제3 전송 심볼은 다양한 방법을 통해 수신단으로 전송될 수 있다. 일 예로, 서브대역 1 내지 3이 물리적으로 인접한 경우에 제1 내지 제3 전송 심볼은 하나의 반송파를 이용하여 수신단으로 전송 될 수 있다. 구체적으로, 제1 내지 제3 전송 심볼은 예비 주파수 변환 과정을 통해 주파수축 상에서 인접되도록 처리된 뒤에 최종적으로 하나의 반송파를 이용하여 수신단으로 전송될 수 있다. 도 12에 전송 심볼의 전송하는 다른 예를 나타냈다.

도 12는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다. 도 12는 각각의 서브대열 별로 DFT/IFFT 프로세스가 적용되는 경우를 가정한다. 간략화를 위해, 송신단(1200)에는 직/병렬 변환기(1204a-1204c), DFT 모듈(1206a-1206c), 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(1208) 및 IFFT 모듈(1210a-1210c) 만을 도시하였다. 도 11과 비교하여, 도 12의 송신단(1200)은 서브대역 마다 주파수 상향 변환 모듈(1212a-1212c)을 포함한다. 주파수 상향 변환 모듈(1212a-1212c)은 RF 모듈의 일부일 수 있다. 도 12는 기본적으로 도 11과 동일하므로 자세한 사항은 도 11을 참조한다.

도 12가 도 11과 다른 점은 서브대역 1 내지 3에 대해 생성된 제1 내지 제3 전송 심볼이 서로 다른 반송파를 이용하여 수신단으로 전송된다는 점이다. 일 예로, 서브대역이 물리적으로 서로 인접하지 않은 경우에 제1 내지 제3 전송 심볼은 서로 다른 반송파를 이용하여 수신단으로 전송될 수 있다. 다른 예로, 서브대역이 물리적으로 서로 인접한 경우에도 제1 내지 제3 전송 심볼은 서로 다른 반송파를 이용하여 수신단으로 전송될 수 있다. 이 경우, 제1 내지 제3 전송 심볼을 주파수축 상에서 인접되도록 처리하기 위한 예비 주파수 변환 과정은 필요 없다.

도 13은 도 11-12에 예시한 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA를 이용하여 신호를 처리하는 예를 나타낸다. 편의상, 두개의 서브대역에 대한 신호 처리만 을 나타냈고 각 단계에서 생성되는 시퀀스를 간략히 표현했다.

도 13을 참조하면, 각 서브대역에 대한 신호 처리는 독립된 모듈을 이용하여 동시에 병렬적으로 수행될 수 있다. 또한, 일부 과정은 동일한 모듈을 이용하여 반복적으로 수행될 수 있다. 먼저, 제1 데이터 심볼 시퀀스는 N_u1 단위로 제1 DFT 모듈에 입력되고, 제2 데이터 심볼 시퀀스는 N_u2 단위로 제2 DFT 모듈에 입력된다. 이하, DFT 모듈에 입력되는 데이터 심볼 시퀀스를 {d_s _,n}으로 표시한다. 이하에서, s는 서브대역 인덱스를 나타내고, n은 심볼 인덱스를 나타낸다. {d₁ _,n}(1310a)는 N_u1-포인트 DFT로 처리되어 N_u1 길이의 제1 주파수 영역 시퀀스로 변환된다. 유사하게, {d_2,n}(1310b)은 N_u2-포인트 DFT로 처리되어 N_u2 길이의 제2 주파수 영역 시퀀스로 변환된다. 이하, DFT 모듈로부터 출력된 주파수 영역 시퀀스를 {D_s _,n}로 표시한다. DFT 프리코딩은 도 7a에 예시한 방법을 참조하여 수행될 수 있다.

그 후, DFT 프리코딩을 거친 데이터 심볼은 부반송파 시퀀스로 맵핑된다. 이하, 전체 시스템 대역에 대한 부반송파 시퀀스를 {Z_n}으로 표시하고, 서브대역에 대한 부반송파 시퀀스를 {Z_s _,n}으로 표시한다. {Z_n}(1330)은 {Z₁ _,n}(1330a)와 {Z_2,n}(1330b)로 구성되며, 편의상 경계를 점선으로 도시하였다. {Z_n}(1330)의 길이 N_c는 시스템 대역의 부반송파 개수와 동일하다. {Z₁ _,n}(1330a) 및 {Z₂ _,n}(1330b)의 길 이 N_c1 및 N_c2는 각각 서브대역 1과 서브대역 2의 부반송파 개수와 동일하다 (N_c=N_c1+N_c2). 맵핑 과정은 클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식을 이용하여 수행되며, N_u1 길이의 {D₁ _,n}(1320a)는 {Z₁ _,n}(1330a) 내에 설정된 하나 이상의 클러스터로 맵핑된다. 편의상, 클러스터를 굵은 선으로 도시하였다. 클러스터를 제외한 N_c1-N_u1개의 자리에는 0이 패딩된다. 유사하게, {D₂ _,n}(1320b)는 {Z₂ _,n}(1330b) 내의 클러스터로 맵핑되고, 클러스터를 제외한 N_c2-N_u2개의 자리에는 0이 패딩된다.

그 후, {Z₁ _,n}(1330a) 및 {Z₂ _,n}(1330b)는 각각 IFFT 프로세스를 통해 시간 영역 시퀀스인 {z₁ _,n}(1340a) 및 {z₂ _,n}(1340b)로 변환된다. 그 후, {z₁ _,n}(1340a) 및 {z_2,n}(1340b)에서 일부 샘플(sample)을 복사하여 순환전치를 부가함으로써, 각 서브대역에 대한 전송 심볼을 생성한다. 각각의 전송 심볼은 병직렬 변환, 주파수 상향 변환 등과 과정을 통해 수신단으로 전송된다.

도 14는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다. 도 14는 서브대열 별로 DFT 프로세스가 적용되고 시스템 대역에 하나의 IFFT 프로세스가 적용되는 경우를 가정한다. 간략화를 위해, 송신단(1400)에는 직/병렬 변환기(1404a-1404c), DFT 모듈(1406a-1406c), 심볼-대-부반송파 맵핑 모듈(1408) 및 IFFT 모듈(1410) 만을 도시하였다. 도 11과 비교하여, 도 14의 송신단(1400)은 시스템 대역에 대해 IFFT 모듈(1410)을 하나만 포함 한다. 도 14는 기본적으로 도 11과 동일하므로 자세한 사항은 도 11을 참조한다.

도 14의 송신단(1400)은 시스템 대역에 대해 하나의 IFFT 프로세스를 수행하므로 시스템 대역에 대해 하나의 전송 심볼이 생성된다. 참고로, 도 11 및 도 12에서는 서브대역 별로 IFFT 프로세스를 적용하므로 서스대역 마다 전송 심볼이 생성된다. 시간 영역에서의 전송 심볼의 유효 구간(useful duration)은 부반송파 스페이싱(subcarrier spacing)에 의해 결정되므로, 도 11 및 도 14에서 부반송파 스페이싱이 동일하다고 가정하면, 도 14에서 생성된 전송 심볼은 도 11과 비교하여 시간 영역에서 샘플링 시간이 짧아지게 된다.

IFFT 모듈(1410)로부터 출력된 전송 심볼은 구현예에 따라 하나의 반송파 또는 복수의 반송파를 사용하여 수신단으로 전송될 있다. 일 예로, 서브대역이 물리적으로 서로 인접한 경우에 전송 심볼은 특정 중심 주파수로 상향 변환된 뒤 수신단으로 전송될 수 있다. 다른 예로, 서브대역이 물리적으로 서로 인접하지 않는 경우에 전송 심볼은 필터(Filter) 등을 이용하여 각각의 서브대역에 해당되는 전송 심볼로 분리된 뒤에 복수의 반송파를 사용하여 수신단으로 전송될 수 있다.

도 15는 도 14에 예시한 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA를 이용하여 데이터 심볼을 처리하는 예를 나타낸다. 편의상, 두개의 서브대역에 대한 신호 처리만을 나타냈고 각 단계에서 생성되는 시퀀스를 간략히 표현했다. 도 15는 기본적으로 도 13과 동일하므로 자세한 사항은 도 13을 참조한다. 도 13과 다른 점은 IFFT 프로세스가 서브대역 별로 이루어지지 않고, 전체 시스템 대역에 대해 이루어 진다는 점이다. 따라서, 전체 시스템 대역에 대한 시퀀스인 N_c 길이의 {Z_n}(1530)은 IFFT 프로세스를 통해 시간 영역 시퀀스인 {z_n}(1540a)으로 변환된다. 그 후, {z_n}(1550)에서 일부 샘플을 복사하여 순환전치를 부가함으로써, 전체 시스템 대역에 대한 전송 심볼을 생성한다. 필요한 경우, 생성된 전송 심볼은 필터 등을 이용하여 각 서브대역에 대한 전송 심볼로 분리될 수 있다. 그 후, 전송 심볼은 병직렬 변환, 주파수 상향 변환 등과 과정을 통해 수신단으로 전송된다.

도 16은 무선 프레임(radio frame)의 구조를 예시한다.

도 16을 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)을 포함하고, 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)을 포함한다. 서브 프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)라고 한다. 예를 들어, 서브프레임의 길이는 1ms이고, 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 전송 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(resource block)을 포함한다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 전송 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 17은 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한다. 상기 도면은 상향링크 슬롯을 나타내고 있지만, 하향링크 슬롯에도 동일하게 적용된다.

도 17을 참조하면, 상향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 SC-FDMA 심볼을 포함하고 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 도 17은 상향링크 슬롯이 7 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 자원블록이 12 부반송파를 포함하는 것으로 예시하고 있지만 이로 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 상향링크 슬롯에 포함되는 SC-FDMA 심볼의 개수는 순환전치의 길이에 따라 변형될 수 있다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(resource element)라 한다. 하나의 자원 블록은 12×7 자원요소를 포함한다. 상향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수 N^UL은 셀에서 설정되는 상향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

도 18은 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA를 이용하여 자원 영역에 데이터를 할당하는 일 예를 나타낸다. 도면에서 가로축은 시간 영역으로서 슬롯을 나타내고 세로축은 주파수 영역으로서 기본 클러스터 단위를 나타낸다. 도면에서 시간 슬롯은 서브프레임으로 대체될 수 있다. 기본 클러스터 단위는 클러스터를 구성하는 기본 단위이고 하나 이상의 인접한 부반송파를 포함한다. 기본 클러스터 단위는 하나 이상의 자원블럭을 포함할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 기본 클러스터 단위는 2개의 자원블럭, 4개의 자원블럭 또는 8개의 자원블럭으로 정의될 수 있다.

도 18을 참조하면, 시스템 대역은 2개의 서브대역을 포함한다. 서브대역 1 및 2는 주파수축 상에서 서로 떨어져 있는 것으로 도시되어 있지만, 이는 예시로서 서브대역 1 및 2는 주파수축 상에서 서로 인접할 수 있다. 서브대역 1 및 2의 부반송파 개수는 각각 독립적으로 설정되며 고정되거나 반-정적으로 변경될 수 있다. 또한, 서브대역 1 및 2에 할당되는 데이터 심볼의 개수 N_u1 및 N_u2는 스케줄링 시점 마다 달라질 수 있다. 간략화를 위해, 도 16에는 2개의 서브대역만을 도시하였지만, 이는 예시로서 시스템 대역은 더 많은 수의 서브대역을 포함할 수 있다. 또한, 반송파 집성을 지원하는 무선 통신 시스템의 경우에 서브대역은 반송파 집성을 위한 각각의 주파수 블럭에 해당할 수 있다.

송신단은 N_u1 데이터 심볼에 N_u1-포인트 DFT 프리코딩을 수행하고, 출력된 제1 주파수 영역 시퀀스를 서브대역 1의 클러스터에 맵핑한다. 유사하게, 송신단은 N_u2 데이터 심볼에 N_u2-포인트 DFT 프리코딩을 수행하고, 출력된 제2 주파수 영역 시퀀스를 서브대역 2의 클러스터에 맵핑한다. 클러스터의 개수, 크기, 위치는 서브대역 마다 독립적으로 설정되며 스케줄링 시점마다 달라질 수 있다. 그러나, 시스템 복잡도, PAPR 등을 고려하여, 동일한 서브대역에 포함되는 각 클러스터의 크기 (즉, 부반송파 개수)를 동일하게 제한할 수 있다.

서브대역 1을 참조하면, DFT 프리코딩된 N_u1 데이터 심볼은 첫 번째 슬롯에서 3개의 클러스터에 맵핑되고, 두 번째 슬롯에서 1개의 클러스터에 맵핑된다. 서브대역 2를 참조하면, DFT 프리코딩된 N_u2 데이터 심볼은 첫 번째 슬롯에서 1개의 클러스터에 맵핑되고, 두 번째 슬롯에서 3개의 클러스터에 맵핑된다. 서브대역 1 및 2를 통하여 전송되는 데이터 심볼들은 서로 다른 데이터 블럭에 속하거나 동일한 데이터 블럭에 속할 수 있다. 바람직하게, 서브대역 1 및 2를 통하여 전송되는 데이터 심볼들은 서로 다른 데이터 블록에 속한다. 일 예로, 서브대역 1을 통해 전송되는 데이터 심볼이 데이터 블럭 1에 속한다고 가정할 경우, 서브대역 2를 통해 전송되는 데이터 심볼은 데이터 블럭 1 또는 2에 속할 수 있다.

도 19는 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식에서 PAPR을 측정한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 시스템 대역은 2048개의 부반송파로 구성되며 QPSK로 변조된 데이터 심볼을 사용하였다. 시스템 대역은 8개의 클러스터를 포함하고 각각의 클러스터는 동일한 크기를 갖도록 설정하였다. 시스템 대역을 나누지 않은 경우와 시스템 대역을 2개, 4개 및 8개의 서브대역으로 균등하게 나눈 경우를 가정하였다. 각각의 서브대역에 대해서는 DFT-s-OFDMA 프로세스를 독립적으로 수행하였다. 시뮬레이션 결과는 다음과 같다.

	No subband	2 subbands	4 subbands	8 subbands
24 SC/CL (8 CLs)	7.55 dB (100 %)	7.00 dB (92.72 %)	6.21 dB (82.25 %)	5.81 dB (76.96 %)
48 SC/CL (8 CLs)	7.53 dB (100 %)	6.99 dB (92.83 %)	6.23 dB (82.74 %)	5.77 dB (76.63 %)
96 SC/CL (8 CLs)	7.58 dB (100 %)	7.00 dB (92.35 %)	6.21 dB (81.93 %)	5.79 dB (76.39 %)

표 1에서 SC/CL은 부반송파/클러스터를 의미한다.

상기 표를 참조하면, PAPR은 클러스터를 구성하는 부반송파의 개수에는 큰 영향을 받지 않고, DFT-s-OFDMA 프로세스가 한번에 처리하는 클러스터의 개수에 의해 좌우된다는 것을 알 수 있다. 즉, 시스템 대역을 하나의 DFT-s-OFDMA 프로세스로 처리하면 클러스터 수가 증가하여 PAPR이 나빠지게 된다. 특히, OFDMA 방식에서 PAPR이 95% 신뢰 수준에서 약 8dB 이내로 수렴한다는 사실을 고려할 때, 시스템 대역을 나누지 않은 경우에는 OFDMA 방식에 비해 PAPR 이득이 작은 것을 알 수 있다.

따라서, 종래의 방법으로는 자원 할당시에 사용할 수 있는 클러스터의 개수가 제한되므로 유연한 스케줄링을 수행할 수 없다. 반면, 전체 시스템 대역을 복수의 서브대역으로 나누고 서브대역 마다 DFT-s-OFDMA 프로세스를 수행하면 처리해야 할 클러스터 수의 감소로 인해 PAPR이 현저히 감소되는 것을 알 수 있다. 구체적으로, 시스템 대역을 2개, 4개 및 8개의 서브대역으로 나눈 경우에 PAPR은 시스템 대역을 나누지 않은 경우와 비교하여 각각 최대 7.65%, 12.07% 및 23.61% 감소하였다. 특히, OFDMA 방식의 PAPR을 8dB로 가정할 경우, 본 발명의 실시예에 따른 PAPR은 OFDMA 방식의 87.38%, 77.63% 및 72.12% 수준으로서 PAPR 이득이 현저한 것을 알 수 있다. 따라서, 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식으로 낮은 PAPR과 함께 유연한 스케줄링을 동시에 제공하는 것이 가능하다.

도 20은 본 발명에 따른 송신기 및 수신기의 블럭도를 예시한다. 하향 링크에서, 송신기(1810)는 기지국의 일부이고 수신기(1850)는 단말의 일부이다. 상향 링크에서, 송신기(1810)는 단말의 일부이고 수신기(1850)는 기지국의 일부이다.

도 20을 참조하면, 송신기(1810)에서 송신(TX) 데이터 및 파일럿 프로세서(1820)는 데이터 (예, 트래픽 데이터 및 시그널링)를 인코딩, 인터리빙 및 심볼 맵핑하여 데이터 심볼들을 생성한다. 또한, 프로세서(1820)는 파일럿 심볼들을 생성하여 데이터 심볼들 및 파일럿 심볼들을 다중화한다. 본 명세서에서 사용되는 것과 같이, 데이터 심볼은 데이터를 위한 변조 심볼이고, 파일럿 심볼은 파일럿을 위한 변조 심볼다. 변조 심볼은 성상도 내의 하나의 포인트에 대한 실수 또는 복소 값이다. 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 변조기(1830)는 도 11-15에 예시한 과정을 사용하여 전송 심볼을 생성한다. 무선 주파수(Radio Frequency; RF) 모듈(1832)은 상기 전송 심볼을 처리(예, 아날로그 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환)하여 안테나(1834)를 통해 전송되는 RF 신호를 생성한다. 수신기(1850)에서 안테나(1852)는 송신기(1810)로부터 전송된 신호를 수신하여 RF 모듈(1854)에 제공한다. RF 모듈(1854)는 수신된 신호를 처리 (예, 필터링, 증폭, 주파수 하향 변환, 디지털화)하여 입력 샘플들을 제공한다. 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 복조기(1860)는 입력 샘플들을 복조 (예, 도 11-15의 역과정)를 수행하여 데이터 값 및 파일럿 값을 제공한다. 채널 추정기(1880)는 수신된 파일럿 값들에 기초하여 채널 추정치를 유도한다. 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 복조기(1860)는 채널 추정치를 사용하여 수신된 데이터 값들에 데이터 검출(또는 등화)를 수행하고, 송신기(1810)를 위한 데이터 심볼 추정치들을 제공한다. Rx 데이터 프로세서(1870)는 데이터 심볼 추정치들을 심볼 디맵핑, 디인터리밍 및 디코딩하고, 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, 수신기(1850)에서 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 복조기(1860) 및 RX 데이터 프로세서(1870)에 의한 처리는 송신기(1810)에서 각각 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 변조기(1830) 및 TX 데이터 및 파일럿 프로세서(1820)에 의한 처리와 상호 보완된다.

제어기들/프로세서들(1840 및 1890)은 각각 송신기(1810) 및 수신기(1850)에서 다양한 처리 모듈들의 동작을 감독한다. 메모리(1842 및 1892)는 각각 송신기(1810) 및 수신기(1850)를 위한 프로그램 코드들 및 데이터를 저장한다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 본 발명의 실시예들은 주로 단말과 기지국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명은 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 구체적으로, 본 발명은 SC-FDMA, MC-FDMA 및 OFDMA 중에서 적어도 하나를 지원하는 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 구체적으로, 본 발명은 상기 무선 통신 시스템에서 PAPR을 줄이기 위한 무선 접속 방법에 적용될 수 있다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.

도 1은 종래의 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 송신단 및 수신단의 블럭도를 예시한다.

도 2는 무선 통신 시스템을 예시한다.

도 3은 반송파 집성(carrier aggregation)을 예시한다.

도 4-6은 반송파 집성을 위한 송신단 및 수신단의 블럭도를 예시한다.

도 7은 DFT-s-OFDMA(Discrete Fourier Transformation-Spread-Orthogonal Freqnecy Division Multiple Access) 송신단의 블럭도를 예시한다.

도 8은 인터리브된(interleaved) DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다.

도 9는 로칼화된(localized) DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다.

도 10은 클러스터된(clustered) DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다.

도 11은 본 발명에 일 실시예에 따른 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다.

도 12은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다.

도 13은 도 11-12에 예시한 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA를 이용하여 데이터 심볼을 처리하는 예를 나타낸다.

도 14는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 송신단의 블럭도를 예시한다.

도 15는 도 14에 예시한 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA를 이용하여 데이터 심볼을 처리하는 예를 나타낸다.

도 16은 무선 프레임의 구조를 예시한다.

도 17은 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한다.

도 18은 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA를 이용하여 자원 영역에 데이터를 할당하는 일 예를 나타낸다.

도 19는 하이브리드 Nx/클러스터된 DFT-s-OFDMA 방식에서 PAPR을 측정한 시뮬레이션 결과를 나타낸다.

도 20은 본 발명에 따른 송신기 및 수신기의 블럭도를 예시한다.

Claims

무선 통신 시스템에서 무선 접속을 수행하는 방법에 있어서,

가용한 주파수 대역을 복수의 서브대역으로 분할하는 단계;

각각의 서브대역 마다 독립적으로 푸리에 변환을 수행하여, 복수의 데이터 심볼 시퀀스로부터 대응되는 복수의 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계;

각각의 주파수 영역 시퀀스를 해당 서브대역에 독립적으로 맵핑하는 단계;

상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스를 역 푸리에 변환하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하는 단계; 및

상기 하나 이상의 전송 심볼을 수신단으로 전송하는 단계를 포함하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

각각의 서브대역을 구성하는 부반송파의 개수는 독립적으로 설정되고, 상기 부반송파의 개수는 고정되거나 반-정적(semi-static)으로 변경되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 복수의 서브대역 중에서 적어도 일부는 논리적으로 인접하지만 물리적으로는 서로 떨어져 있는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

각각의 서브대역은 서로 다른 중심 반송파(center carrier)를 사용하는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

각각의 데이터 심볼 시퀀스는 각각의 독립된 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transformation; DFT)에 의해 대응되는 주파수 영역 시퀀스로 변환되고, 각 DFT의 크기는 입력되는 데이터 심볼 시퀀스의 길이와 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 복수의 데이터 심볼 시퀀스는 동일한 데이터 블럭 또는 서로 다른 데이터 블럭으로부터 유래되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

적어도 하나의 주파수 영역 시퀀스는 해당 서브대역 내에 연속적으로 맵핑되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

적어도 하나의 주파수 영역 시퀀스는 해당 서브대역 내에 불연속적으로 맵핑되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

각각의 주파수 영역 시퀀스는 해당 서브대역 내에 독립적으로 설정된 하나 이상의 클러스터에 맵핑되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제9항에 있어서,

동일한 서브대역 내에 복수의 클러스터가 설정되는 경우, 각각의 클러스터는 주파수축에서 서로 떨어져 있는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제9항에 있어서,

상기 클러스터는 하나 이상의 연속된 부반송파를 포함하는 것을 특징으로 무선 접속 수행 방법.
제11항에 있어서,

상기 클러스터의 크기는 자원할당을 위한 기본 단위의 배수로 설정되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스는 각각의 서브대역 마다 독립적으로 역 이산 푸리에 변환되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
제1항에 있어서,

상기 하나 이상의 전송 심볼은 각각의 서브대역 별로 설정된 복수의 무선 모듈을 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는 무선 접속 수행 방법.
무선 통신 시스템에서 무선 접속을 지원하는 송신기에 있어서,

제1 데이터 심볼 시퀀스에 푸리에 변환을 수행하여 제1 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성된 제1 변환 모듈;

제2 데이터 심볼 시퀀스에 푸리에 변환을 수행하여 제2 주파수 영역 시퀀스를 생성하도록 구성된 제2 변환 모듈;

상기 제1 주파수 영역 시퀀스 및 상기 제2 주파수 영역 시퀀스를 각각 독립적으로 가용한 주파수 대역 내의 제1 서브대역 및 제2 서브대역에 맵핑하도록 구성된 맵핑 모듈;

상기 가용한 주파수 대역에 맵핑된 복수의 주파수 영역 시퀀스에 역 푸리에 변환을 수행하여 하나 이상의 전송 심볼을 생성하도록 구성된 역변환 모듈; 및

상기 하나 이상의 전송 심볼을 수신단으로 전송하도록 구성된 RF(Radio Frequency) 모듈을 포함하는 송신기.