CN116996352A - 一种通信的方法及设备 - Google Patents

一种通信的方法及设备 Download PDF

Info

Publication number
CN116996352A
CN116996352A CN202210445583.3A CN202210445583A CN116996352A CN 116996352 A CN116996352 A CN 116996352A CN 202210445583 A CN202210445583 A CN 202210445583A CN 116996352 A CN116996352 A CN 116996352A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
reference signal
reference signals
value
group
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210445583.3A
Other languages
English (en)
Inventor
高宽栋
黄煌
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN202210445583.3A priority Critical patent/CN116996352A/zh
Priority to PCT/CN2023/089607 priority patent/WO2023207762A1/zh
Publication of CN116996352A publication Critical patent/CN116996352A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本申请实施例公开了一种通信方法及设备，其中，该方法包括：确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数；发送第一信号。基于本申请所描述的方法，有利于降低信号的带内干扰。

Description

一种通信的方法及设备
技术领域
本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种通信的方法及设备。
背景技术
高频(6G以上频段，主要包括28G、39G、60G、73G等)因其丰富的频段资源成为业界用于解决日益增长的通信需求，而研究和开发的热点。高频可以为通信提供大带宽，高集成天线阵列，以实现高吞吐量。然而，高频段的相位噪声(phase noise，PHN)问题非常突出。现阶段，第五代移动通信技术(5G)的高频段通信中引入相位跟踪参考信号(phase-trackingreference signal，PTRS)，用作相位噪声的估计和补偿。
离散傅里叶变换扩频的正交频分复用(Discrete Fourier Transform spreadingOFDM，DFTs-OFDM)是LTE的上行链路的信号生成方式。因为DFT-s-OFDM在传统的OFDM处理过程之前有一个额外的DFT处理，DFTs-OFDM也被叫做线性预编码OFDM技术。然而由于DFT-s-OFDM调度带宽内的频谱比较平，DFT-s-OFDM的频带边缘容易有比较大的功率值，这样容易产生比较大的带内辐射(In band emission)。
发明内容
本申请提供了一种通信方法及设备，有利于降低信号的频带边缘的功率值。
第一方面，本申请提供了一种通信方法，该方法包括：确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数；发送第一信号。
基于第一方面所描述的方法，由于第一信号包含了参考信号和数据信号，参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率或者幅度为0，有利于降低第一信号在起始位置处的幅度值或功率值，从而降低信号的带内干扰。
在一种可能的实现方式中，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，具体为：一组内的第一参考信号的值与第一信号的起始频率和第二参考信号的值有关。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为0，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值均为偶数或者奇数，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值既有偶数，也有奇数；第一参考信号的值为a，索引值为偶数的第二参考信号的值之和为b，索引值为奇数的第二参考信号的值之和为c；若第一参考信号的索引值为偶数，则a满足(a+b)-c＝0；若第一参考信号的索引值为奇数，则a满足b-(c+a)＝0。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号均属于同一参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号为连续的或者非连续的。
在一种可能的实现方式中，Q个参考信号的值是通过预编码之后得到的。
第二方面，本申请提供了一种通信装置，通信装置包括通信单元和处理单元，处理单元，用于确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数；通信单元，用于发送第一信号。
在一种可能的实现方式中，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，具体为：一组内的第一参考信号的值与第一信号的起始频率和第二参考信号的值有关。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为0，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值均为偶数或者奇数，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值既有偶数，也有奇数；第一参考信号的值为a，索引值为偶数的第二参考信号的值之和为b，索引值为奇数的第二参考信号的值之和为c；若第一参考信号的索引值为偶数，则a满足(a+b)-c＝0；若第一参考信号的索引值为奇数，则a满足b-(c+a)＝0。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号均属于同一参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号为连续的或者非连续的。
在一种可能的实现方式中，Q个参考信号的值是通过预编码之后得到的。
第三方面，本申请提供了一种通信装置，通信装置包括处理器，当处理器调用存储器中的计算机程序时，如第一方面及其中的任意一种实现方式的方法被执行。
第四方面，本申请提供了一种通信装置，通信装置包括处理器和接口电路，该接口电路用于接收来自通信装置之外的其它通信装置的信号并传输至处理器或将来自处理器的信号发送给通信装置之外的其它通信装置，处理器通过逻辑电路或执行代码指令用于实现如第一方面中任意一项所述的方法。
第五方面，本申请提供了一种计算机可读存储介质，存储介质中存储有计算机程序或指令，当计算机程序或指令被通信装置执行时，实现如第一方面中任意一项所述的方法。
第六方面，本申请提供一种包括指令的计算机程序产品，当计算机读取并执行计算机程序产品时，使得计算机执行如第一方面中任意一项所述的方法。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1本申请实施例提供的一种网络架构；
图2本申请实施例提供的一种信号的发送和接收流程；
图3是本申请实施例提供的一种DFT-s-OFDM的处理流程示意图；
图4是本申请实施例提供的实际系统的相位噪声示意图；
图5a为本申请实施例提供的对接收信号进行相噪补偿后的散点示意图；
图5b为本申请实施例提供的为未对接收信号进行相噪补偿后的散点示意图；
图6为本申请实施例提供的一种DFT-s-OFDM的功率谱密度图；
图7是本申请实施例提供的通信方法的流程示意图；
图8a是本申请实施例提供的一种参考信号分组示意图；
图8b是本申请实施例提供的又一种参考信号分组示意图；
图8c是本申请实施例提供的又一种参考信号分组示意图；
图8d是本申请实施例提供的又一种参考信号分组示意图；
图9为本申请实施例提供的一种DFT-s-OFDM的功率谱密度图；
图10是本申请实施例提供的一种通信装置的结构示意图；
图11是本申请实施例提供的又一种通信装置的结构示意图；
图12是本申请实施例提供的一种芯片的结构示意图。
具体实施方式
下面对本申请实施例中的技术方案进行更详细地描述。
本申请以下实施例中所使用的术语只是为了描述特定实施例的目的，而并非旨在作为对本申请的限制。如在本申请的说明书和所附权利要求书中所使用的那样，单数表达形式“一个”“一种”“上述”“该”和“这一”旨在也包括复数表达形式，除非其上下文中明确地有相反指示。还应当理解，本申请中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个所列出项目的任何或所有可能组合。本申请中使用的术语“多个”是指两个或者两个以上。
还应理解，本文中涉及的第一、第二、第三、第四以及各种数字编号仅为描述方便进行的区分，并不用来限制本申请实施例的范围。
本申请实施例可以应用于图1所示的网络架构，图1所示的网络架构为无线通信系统的网络架构，该网络架构通常包括终端设备和网络设备，各个设备数量以及形态并不构成对本申请实施例的限定。举例而言，本申请实施例可以应用于多站点传输(同一个UE同时与多个传输点间传输信号)、回传、无线宽带到户(wireless to the x，WTTx)、增强移动宽带(enhanced mobile broadband，eMBB)、设备到设备(device to device，D2D)等可能应用多层单载波的场景。在本申请实施例中，终端设备和网络设备之间可以采用单载波进行通信。
需要说明的是，本申请实施例提及的无线通信系统包括但不限于：物联网系统(internet of things，IoT)、长期演进系统(long term evolution，LTE)、第五代移动通信(5th-generation，5G)系统、第六代移动通信(6th-generation，6G)系统以及未来移动通信系统。在一些实施例中，本申请实施例的技术方案还可以应用于无线局域网(WirelessLocal Area Network，WLAN)网络，还可以应用于车联网(Vehicle-to-X，V2X)网络，还可以应用于非陆域(non-terrestrial networks，NTN)、卫星和高空平台(satellites andHigh-Altitude Platforms，HAP)、增强物联网(LTE enhanced MTO，eMTC)，还可以应用于其他网络等。在另一些实施例中，本申请实施例的技术方案还可以应用于通信雷达一体化，太赫兹，以及更高频率的通信系统，等等，本申请并不具体限定。
本申请实施例涉及到的网络设备可以是基站(Base Station，BS)，基站可以向多个终端设备提供通信服务，多个基站也可以向同一个终端设备提供通信服务。在本申请实施例中，基站是一种部署在无线接入网中用以为终端设备提供无线通信功能的装置。基站设备可以是基站、中继站或接入点。基站可以是长期演进(Long Term Evolution，LTE)中的eNB或eNodeB(Evolutional NodeB)。基站设备还可以是云无线接入网络(Cloud RadioAccess Network，CRAN)场景下的无线控制器。基站设备还可以是未来5G网络中的基站设备或者未来演进的PLMN网络中的网络设备。基站设备还可以是可穿戴设备或车载设备等。本申请实施例中，用于实现网络设备的功能的装置可以是网络设备；也可以是能够支持网络设备实现该功能的装置，例如芯片系统，该装置可以被安装在网络设备中。
本申请实施例涉及到的终端设备还可以称为终端，可以是一种具有无线收发功能的设备。本申请实施例中所涉及到的终端设备可以包括各种具有无线通信功能的用户设备(user equipment，UE)、接入终端、UE单元、UE站、移动站、移动台、远方站、远程终端、移动设备、UE终端、终端、无线通信设备、UE代理或UE装置等。接入终端可以是蜂窝电话、无绳电话、会话启动协议(Session Initiation Protocol，SIP)电话、无线本地环路(Wireless LocalLoop，WLL)站、个人数字处理(Personal Digital Assistant，PDA)、具有无线通信功能的手持设备、计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理设备、无人驾驶飞机(或简称为无人机)(unmanned aerial vehicle/drones，UVA)、车载设备、可穿戴设备，未来5G网络中的终端设备或者未来演进的PLMN网络中的终端设备等。本申请实施例中，用于实现终端的功能的装置可以是终端；也可以是能够支持终端实现该功能的装置，例如芯片系统，该装置可以被安装在终端中。本申请实施例中，芯片系统可以由芯片构成，也可以包括芯片和其他分立器件。
本申请实施例可以应用于设备到设备(device to device，D2D)系统，机器到机器(machine to machine，M2M)系统、车与任何事物通信的车联网(vehicle to everything，V2X)系统等。
本申请实施例可以应用于下一代微波场景、基于NR的微波场景或回传(integrated access backhaul，IAB)场景等。
本申请实施例既可以应用于上行传输场景，即终端设备向网络设备发送上行信号的场景；也可以应用于下行传输场景，即网络设备向终端设备发送下行信号的场景。
本申请实施例描述的网络架构以及业务场景是为了更加清楚的说明本申请实施例的技术方案，并不构成对于本申请实施例提供的技术方案的限定，本领域普通技术人员可知，随着网络架构的演变和新业务场景的出现，本申请实施例提供的技术方案对于类似的技术问题，同样适用。
请参见图2，图2为本申请实施例提供的信号的发送和接收流程。其中，在一种可能的实现方式中，终端设备为发送端，网络设备为接收端；在另一种可能的实现方式中，网络设备为发送端，终端设备为接收端。
发送端的信号发送流程为：发送端将调制后的数据比特以及参考信号进行离散傅里叶变换(digital Fourier transform，DFT)，然后将经过DFT处理后的信号依次进行滤波(Filter)、映射(mapping)和快速傅里叶逆变换(inversefast Fourier transform，IFFT)处理，然后通过射频发送信号。
需要说明的是，调制表示将数据比特信号调制到对应的调制符号上。映射表示将信号映射到多载波上面。DFT表示对信号进行频域傅里叶变换，将时域信号变为频域信号。Filter表示对频域信号进行滤波。mapping表示的是将频域滤波的信号映射到发送的子载波上。IFFT表示的是对频域的信号做快速傅里叶逆变换处理，将频域信号转化为时域信号，然后再加上循环前缀。发射表示将基带信号通过射频进行发送。
接收端的信号接收流程为：接收端通过射频接收信号，然后对信号依次进行快速傅里叶变换(FFT)、解映射、滤波以及反离散傅里叶变换(inverse discrete Fouriertransform，IDFT)处理，然后对信号进行解调，得到最后的数据比特。
需要说明的是，FFT表示的是将接收信号的循环前缀去掉，然后再对信号进行傅里叶变换，将信号从时域转换至频域。解映射操作表示的是将信号从子载波上取下来，并对信号进行信道方面的处理操作。滤波处理表示将信号上的滤波器去掉，或者进行其他方面，例如匹配滤波，可选地，可以没有滤波步骤，本申请实施例对此不作限定。IDFT表示将频域信号变换到时域，然后进行解调。解调的信号分为两个部分，第一部分为数据信号传输的调制信号，另外一个部分为参考信号传输的调制信号。数据信号对应的调制信号用于传输数据，参考信号对应的调制信号用于辅助第一部分数据信号的接收，具体地可以用于进行相位噪声的估计。
以下对本申请实施例涉及到的一些概念进行介绍。
(1)峰值平均功率比(peak to average power ratio，PAPR)
无线信号从时域上观测是幅度不断变化的正弦波，幅度并不恒定，一个周期内的信号幅度峰值和其他周期内的幅度峰值是不一样的，因此每个周期的平均功率和峰值功率是不一样的。在一个较长的时间内，峰值功率是以某种概率出现的最大瞬态功率，通常概率取为0.01％(即10^-4)。在这个概率下的峰值功率跟系统总的平均功率的比就是PAPR。
无线通信系统的信号要发往远处，需要进行功率放大。由于技术和设备成本的限制，一个功率放大器往往只在一个范围内是线性放大的，如果超过这个范围会导致信号失真。信号失真会导致接收信号的接收端无法正确解析信号。为了保证信号的峰值仍然在功率放大器可以正常放大功率的线性范围内，就必须降低发送信号的平均功率。这种方式会导致功率放大器的效率低，或者等效为覆盖范围变小。
由于正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)在某一个载波上的信号体现为辛格(sinc)函数，在左右两侧会有拖尾。多个载波的拖尾在一定概率下可能在远处叠加形成一个峰值功率很大的点，也即是说，采用OFDM波形容易引起PAPR过高的问题。
(2)单载波
单载波具有比OFDM波形更低的PAPR，本发明考虑使用基于单载波的波形传输数据的场景。单载波包含但不限于以下波形：单载波-正交幅度调制(single carrier-quadrature amplitude modulation，SC-QAM)波形、基于离散傅里叶变换扩展的OFDM(discrete Fourier transform-spread-orthogonal frequency divisionmultiplexing，DFT-s-OFDM)波形、实虚部分离的DFT-s-OFDM波形、单载波-偏移正交幅度调制(single carrier-Offset quadrature amplitude modulation，SC-OQAM)波形、采用基于单载波变换扩展的正交频分复用(discrete fourier transform spread orthogonalfrequency division multiplexing，DFT-s-OFDM with FTSS)波形、携带的是脉冲振幅调制(pulse amplitude modulation，PAM)星座的DFT-s-OFDM波形、携带的是PAM星座加成型滤波器的DFT-s-OFDM波形、携带的是加成型滤波器的实虚部分离的DFT-S-OFDM波形、单一码字的离散傅里叶变换扩频的正交频分复用(unique word discrete fourier transformspreading OFDM，uw-DFT-s-OFDM)波形、实虚部分离的uw-DFT-s-OFDM波形、频域截断的频谱成型的uw-DFT-s-OFDM(uw-DFT-s-OFDM with FTSS)波形、携带的是PAM星座的uw-DFT-s-OFDM波形、携带的是加成型滤波器的实虚部分离的uw-DFT-s-OFDM波形、携带的是PAM星座加成型滤波器的uw-DFT-s-OFDM波形、添零的离散傅里叶变换扩频的正交频分复用(zerotail discrete fourier transform spreading OFDM，zt-DFT-s-OFDM)波形、频域截断的频谱成型的zt-DFT-s-OFDM(zt-DFT-s-OFDM with FTSS)波形、实虚部分离的zt-DFT-s-OFDM波形、携带的是PAM星座的zt-DFT-s-OFDM波形、携带的是加成型滤波器的实虚部分离的zt-DFT-s-OFDM波形、携带的是PAM星座加成型滤波器的zt-DFT-s-OFDM波形，等等。需要说明的是，上述波形的命名是以波形的特征为基础进行命名的，在实际的应用中，上述波形也可能存在其他的命名方式。
DFT-s-OFDM技术是基于OFDM波形的单载波技术。在相同的功放下，DFT-s-OFDM波形相比OFDM波形，可以提供更大的输出功率和更高的功放效率，从而可以提升覆盖和降低能耗。在一些实施例中，所述DFT-s-OFDM信号是下列信号中的至少一种：DFT-s-OFDM withFTSS、携带实虚部分离的DFT-s-OFDM信号、携带的是脉冲振幅调制(pulse amplitudemodulation，PAM)星座的DFT-s-OFDM信号、加成型滤波器的携带实虚部分离的DFT-S-OFDM信号、携带的是PAM星座加成型滤波器的DFT-s-OFDM信号、SC-OQAM信号。
目前在长期演进(long term evolution，LTE)系统和第五代(5th-generation，5G)(或称为新空口(new radio，NR))通信系统中，DFT-s-OFDM波形可以应用于上行传输，但在高频通信中，由于器件能力受限，PAPR问题较严重，因此未来也可能将DFT-s-OFDM波形应用于下行传输。其中，高频通信的频段可以是NR系统中的24250MHz至52600MHz，还可以是NR系统后续演进所支持的52600MHz以上频段，或者还可以是下一代通信系统的更高频段，例如太赫兹(THz)频段。
DFT-s-OFDM技术在OFDM处理过程之前有一个额外的离散傅里叶变换(discreteFourier transform，DFT)处理，因此DFT-s-OFDM技术也可以称为线性预编码OFDM技术。
参见图3，是本申请实施例提供的一种DFT-s-OFDM技术的处理流程示意图。发送端对时域离散序列依次进行串并(serial-to-parallel)转换、N点DFT、子载波映射、M点IDFT、并串(parallel-to-serial)转换、添加循环前缀(cyclic prefix，CP)以及数模转换(digital to analog converter，DAC)处理，之后通过天线端口以及信道(channel)发送信号。接收端通过信道和天线端口接收到信号时，对信号依次进行模数转换(analog todigital converter，ADC)、去循环前缀、串并(serial-to-parallel)转换、M点DFT、去子载波映射、N点IDFT以及并串(parallel-to-serial)转换，以得到时域离散序列。
发送端通过N点DFT，可以获取时域离散序列的频域序列。该频域序列子载波映射后输入IDFT，进行M点IDFT，N<M。由于IDFT的长度大于DFT的长度，因此IDFT多的那一部分输入时用零补齐。在IDFT之后，添加循环前缀可以避免符号干扰。
DFT-s-OFDM相比于OFDM，PAPR比较低，可以提高移动终端的功率发射效率，延长电池的使用时间，降低终端成本。
(3)采用频域赋形的正交频分复用(discrete fourier transform spreadorthogonal frequency division multiplexing with frequency domain spectrumshaping，DFT-s-OFDM with FDSS)
DFT-s-OFDM with FDSS波形是一种特殊的DFT-s-OFDM波形，相比于DFT-s-OFDM，DFT-s-OFDM with FDSS技术中在DFT处理之后增加了一个频域赋形的操作。频谱赋形具体为：先对信号做了频谱复制，然后使用一个滤波器去处理该复制后的信号，达到频域赋形的效果。由于做了频域赋形，等价于时域上的波形由DFT-S-OFDM的Sinc波形变成了一个其他的时间长度更有限/边带包络更低的波形，从而进一步降低DFT-S-OFDM波形的PAPR，是未来移动通信(6G+)以及高频场景下的备选波形技术。
(4)相位噪声(phase noise，PN)
相位噪声(或简称为相噪)是指发送信号的通信设备(如各种射频器件)在各种噪声的作用下引起的通信设备的输出信号相位的随机变化。为了解决日益增长的通信需求，通信系统中越来越多使用高频(6G以上频段，主要包括28G、39G、60G、73G等)的频段资源来传输信号。高频可以为通信提供大带宽，高集成天线阵列，以实现高吞吐量。然而，高频段的相位噪声问题非常突出，随着频段的增加，相位噪声功率谱密度越高，对接收信号影响越大。当发送信号的频段较高时，相位噪声的恶化将导致信号的解调性能变差，降低通信质量。如图4所示，图4为本申请实施例提供的实际系统的相位噪声，图4中，纵轴表示相位噪声，两根曲线对应了两个有源天线单元(Active Antenna Unit,AAU)的相位噪声，两个AAU的相位噪声通常在-30度至20度之间。
为了估计以及补偿信号的相位噪声，本领域引入了相位跟踪参考信号(phase-tracking reference signal，PTRS)。
示例性的，相位噪声的影响可以参照公式(1)所示：
其中，n＝0,1,…,N-1，为时域采样点。简单而言，相位噪声即是在每一个采样点n上产生一个随机的相位值。PTRS估计相位噪声的基本原理是，在发送端放入已知的PTRS(即已知的x(n)，据x(n)和y(n)可以计算出相位噪声值(即θ值)。然后基于噪声值对接收信号进行补偿。图5a为对接收信号进行相噪补偿后的散点示意图，图5b为未对接收信号进行相噪补偿后的散点示意图，可见通过引入PTRS来跟踪相位噪声，并进行补偿相位噪声带来的误差，可以降低相位噪声的影响。
(5)PTRS
PTRS主要用于估计以及补偿信号的相位噪声，进而降低相位噪声对数据信号带来的影响。
OFDM中的PTRS通常情况下同时存在于上行链路和下行链路中，且上行链路和下行链路中的PTRS的配置参数也是相同的，配置参数主要包括频域密度和时域密度。
其中，OFDM中的PTRS的时域密度与数据信号的调制与编码策略(Modulation andCoding Scheme，MCS)相关，具体的MCS的阈值定义为ptrs-MCS1，ptrs-MCS2，ptrs-MCS3，ptrs-MCS4，如表1所示，可以根据数据信号的所配置的MCS对应的值IMCS确定PTRS时域密度LPTRS为4，2，1中的某一个值。
当IMCS小于ptrs-MCS1时，时域上没有PTRS；
当IMCS大于或等于ptrs-MCS1，且小于ptrs-MCS2时，时域上的PTRS密度为4；
当IMCS大于或等于ptrs-MCS2，且小于ptrs-MCS3时，时域上的PTRS密度为2；
当IMCS大于或等于ptrs-MCS3，且小于ptrs-MCS4时，时域上的PTRS密度为1。
表1
预设MCS 时域密度(LPTRS)
IMCS＜ptrs-MCS1 不存在PTRS
ptrs-MCS1≤IMCS＜ptrs-MCS2 4
ptrs-MCS2≤IMCS＜ptrs-MCS3 2
ptrs-MCS3≤IMCS＜ptrs-MCS4 1
而DFT-s-OFDM中的PTRS的频域密度与数据信号的调度带宽有关，而调度带宽的表征的参数为资源块的数目相关，如表2所示：
当资源块的数目NRB大于或者等于NRB1的时候，频域上的PTRS密度为4个RB，即该带宽内每4个RB有一个PTRS资源元素；
当资源块的数目NRB大于或者等于NRB0小于NRB1的时候，频域上的PTRS密度为2，即该带宽内每2个RB有一个PTRS；
当资源块的数目NRB小于NRB0的时候，频域上没有PTRS，其中NRB0和NRB1为网络设备配置的参数。
当网络设备没有配置时域密度和频域密度的时候，每个调度的时域符号上都有PTRS，而且带宽内的PTRS密度为2。
表2
调度带宽 频域密度(KPTRS)
NRB＜NRB0 不存在PTRS
NRB0≤NRB＜NRB1 2
NRB1≤NRB 4
对于DFT-s-OFDM的PTRS的密度，只与带宽相关，因此只有频域上的PTRS的密度，频域密度与数据的调度带宽有关，而调度带宽的表征的参数为资源块的数目相关，如表3所示：
当资源块的数目NRB大于等于NRB4的时候，频域上的PTRS数目为8，即该带宽内的PTRS块的数目为8，块内的PTRS数目为4；
当资源块的数目NRB大于等于NRB3小于NRB4的时候，频域上的PTRS块数目为4，该带宽内的PTRS块内的PTRS数目为4；
当资源块的数目NRB大于等于NRB2小于NRB3的时候，频域上的PTRS块数目为4，该带宽内的PTRS块内的PTRS数目为2；
当资源块的数目NRB大于等于NRB1小于NRB2的时候，频域上的PTRS块数目为2，该带宽内的PTRS块内的PTRS数目为4；
当资源块的数目NRB大于等于NRB0小于NRB1的时候，频域上的PTRS块数目为2，该带宽内的PTRS块内的PTRS数目为2；
其中NRB0、NRB1、NRB2、NRB3和NRB4为网络设备配置的参数。
表3
调度带宽 PTRS块的数目 PTRS块内的PTRS数目
NRB0≤NRB＜NRB1 2 2
NRB1≤NRB＜NRB2 2 4
NRB2≤NRB＜NRB3 4 2
NRB3≤NRB＜NRB4 4 4
NRB4≤NRB 8 4
DFT-s-OFDM的PTRS的序列是基于pi/2-二进制相移键控(Binary Phase ShiftKeying，BPSK)调制的伪随机序列，具体的每个时域位置的DFT-s-OFDM的PTRS是不相同的，pi/2-BPSK对应的公式(2)如下所示：
其中，m′表示PTRS的时域位置，k′表示PTRS的频域位置，rm(m′)表示pi/2-BPSK调制的PTRS伪随机序列，c(m′)表示伪随机序列的初始序列，该初始序列一般为值为0和1的随机序列。s′表示一个PTRS块内的PTRS的索引，w(k′)表示PTRS的预编码矩阵，表示一个符号内PTRS的数目，/>表示一个符号内PTRS块的数目。
然而DFT-s-OFDM调度带宽内的频谱值较稳定，导致其频带边缘有比较大的值，这会产生比较大的带内辐射(In band emission)，从而使得DFT-s-OFDM的带内干扰较高。其中，频带边缘表示信号的起始位置或者结束位置。
示例性的，假设第一信号中包含了多个时域信号，第一信号的初始频率为0，具体的，经过DFT处理后的第一信号X(k)可以通过公式(3)表示：
x(n)表示第一信号中包含的时域信号，N表示第一信号的长度。假设第一信号中包含4个时域信号，分别为x(0)、x(1)、x(2)和x(3)，基于公式(3)第一信号在频谱边缘的信号X(0)可以表示为：
X(0)＝x(0)+x(1)+x(2)+x(3)
由于，第一信号在频谱边缘的幅度值为x(0)、x(1)、x(2)和x(3)的值之和，相比于第一信号在其它位置的幅度值，第一信号在频谱边缘的幅度值较大，因此功率也较大，可能会影响后续的信号的输出。
示例性的，图6所示，图6为本申请实施例提供的一个DFT-s-OFDM信号的功率谱密度(Power Spectral Density，PSD)，竖轴表示PSD，横轴表示该资源元素(ResourceElement，RE)索引，可见，DFT-s-OFDM信号在索引值为100-700处对应的PSD较为平稳，DFT-s-OFDM信号在索引值为0-100处以及700-750处对应的PSD较大。由于DFT-s-OFDM信号频带边缘有比较大的功率值，可能会产生较大的带内辐射，从而导致信号的带内干扰较高，影响后续信号的输出。
为了能够降低信号的带内干扰，本申请实施例提供了一种通信方法、装置及设备。下面基于上述内容中介绍的网络架构、终端设备以及网络设备，对本申请实施例提供的一种通信方法进行介绍。参见图7，图7申请实施例提供的一种通信方法的流程图。该方法可以基于图1所示的网络架构来实现。在一种实现方式中，第一设备可以为图1中的网络设备，第二设备可以为图1中的终端设备；在另一种实现方式中，第一设备可以为图1中终端设备，第二设备可以为图1中的网络设备。该方法包括以下步骤：
701、第一设备确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数。
本申请实施例中，第一信号可以为DFT-s-OFDM信号，或者为SC-QAM信号，或者为SC-QAM信号、DFT-s-OFDM信号、SC-OQAM信号、DFT-s-OFDM with FTSS信号，携带的是PAM星座的DFT-s-OFDM信号、携带的是PAM星座加成型滤波器的DFT-s-OFDM信号、携带的是加成型滤波器的实虚部分离的DFT-S-OFDM信号、uw-DFT-s-OFDM信号、实虚部分离的uw-DFT-s-OFDM信号、uw-DFT-s-OFDM with FTSS信号、携带的是PAM星座的uw-DFT-s-OFDM信号、携带的是加成型滤波器的实虚部分离的uw-DFT-s-OFDM信号、携带的是PAM星座加成型滤波器的uw-DFT-s-OFDM信号、zt-DFT-s-OFDM信号、zt-DFT-s-OFDM with FTSS信号、实虚部分离的zt-DFT-s-OFDM信号、携带的是PAM星座的zt-DFT-s-OFDM信号、携带的是加成型滤波器的实虚部分离的zt-DFT-s-OFDM信号、携带的是PAM星座加成型滤波器的zt-DFT-s-OFDM信号，等等。需要说明的是，上述信号的命名是以信号所对应的波形的特征为基础进行命名的，在实际的应用中，上述信号也可能存在其他的命名方式。
在一种可能的实现方式中，第一设备可以自身生成该第一信号。在又一种可能的实现方式中，第一设备还可以生成该第一信号中的部分信号，从其他设备接收该第一信号的部分信号。示例性的，第一设备可以接收其他设备向该第一设备发送的数据信号，第一设备再结合该数据信号生成第一信号。
在本申请实施例中，第一信号中可以包括多个数据信号，多个参考信号。参考信号可以为PTRS。需要说明的是，随着通信技术的演进，可能的，这种参考信号还可以具备一些其他的功能；本申请实施例对参考信号的命名不作限制。
其中，参考信号是信号的第一设备(发送端)提供给信号的第二设备(接收端)的，用于估计第一信号的相位噪声。第一设备和第二设备可以预先约定第一信号中的参考信号的预设接收值，以及参考信号的位置信息，或者位置信息和数量信息。第二通信装置在接收到第一信号之后，可以根据第一参考信号的位置信息(或者还包括数量信息)从第一信号中确定出参考信号，之后，可以根据第一参考信号的实际接收值和预设接收值，计算出第一信号的相位噪声；接下来，第二通信装置可以从第一信号中确定出数据信号，再基于求解出的相位噪声对数据信号进行相位噪声的补偿，解调该补偿后的信号可以得到数据信息。
本申请实施例中，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号。示例性的，第一设备设定4个参考信号为一组，其中一组参考信号中包括参考信号1、参考信号2、参考信号3和参考信号4，若确定参考信号1为第一参考信号，则参考信号2、参考信号3和参考信号4为第二参考信号，参考信号1的值与参考信号2、参考信号3和参考信号4的值有关。
在一种可能的实现方式中，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，具体为：一组内的第一参考信号的值与第一信号的起始频率和第二参考信号的值有关。其中，第一信号的起始频率用于表征是第一信号的起始位置。可选地，此处的起始频率还可以表示为起始索引值，其中，索引值和时域位置具有对应关系，一个索引值对应一个时域位置，起始索引值表示第一信号的起始位置。需要说明的是，索引值即代表了信号发送的时序关系，信号的索引值由小至大的关系即代表了该信号发送的时间由前至后。话句话而言，按照索引值的顺序，信号依次发送。
起始索引值表示第一信号的在时域的起始位置的索引值，起始索引值K0可以和起始频率f0相互转换，具体地可以用公式(4)表示：
其中，N表示第一信号的长度或者带宽。例如，起始索引值为0时，起始频率为0；起始索引为该信号为起始频率的值为即π。后续均以起始频率表示第一信号的起始位置，起始索引值可以通过上述公式(4)同理可得，本申请实施例在此不作赘述。
经过DFT处理后的第一信号可以通过公式(5)来表示：
其中，S(k)表示第一信号，s(n)表示第一信号中所包含的信号，n表示索引值，其中，一个索引值对应一个时域位置，具体地，第一信号中包含了多个参考信号和多个数据信号，s(n)既可以为参考信号也可以为数据信号。
示例性的，假设第一信号中包含8个时域信号，具体为s(0)、s(1)、s(2)、s(3)、s(4)、s(5)、s(6)和s(7)。
起始频率为0时，经过DFT处理后的第一信号的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)+s(1)+s(2)+s(3)+s(4)+s(5)+s(6)+s(7)。
起始频率为π时，经过DFT处理后的第一信号的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)-s(1)+s(2)-s(3)+s(4)-s(5)+s(6)-s(7)。
起始频率为时，经过DFT处理后的第一信号的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)+js(1)-s(2)-js(3)+s(4)+js(5)-s(6)-js(7)。
起始频率为时，经过DFT处理后的第一信号在的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)-js(1)-s(2)+js(3)+s(4)-js(5)-s(6)+js(7)。
下面基于第一信号的起始频率，介绍参考信号的分组方式，以及如何确定第一参考信号的值，本申请实施例仅介绍起始频率为0、起始频率为π、起始频率为和起始频率为的情况，其余情况，例如起始频率为/>同理，本申请实施例不再赘述。
一、当第一信号的起始频率为0时，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
基于上述示例，第一信号中包含8个时域信号(s(0)、s(1)、s(2)、s(3)、s(4)、s(5)、s(6)和s(7))，经过DFT处理后的第一信号的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)+s(1)+s(2)+s(3)+s(4)+s(5)+s(6)+s(7)
可见，经过DFT处理后的第一信号频谱边缘处的信号S0为所有时域信号的值相加。若对参考信号进行分组，使得经过DFT处理后的每组参考信号的值之和为0，可以使得每组参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率或者幅度也为0。
第一参考信号的值可以基于第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0去确定。示例性的，假设4个参考信号为一组，第一参考信号为s(0)，第二参考信号包括s(1)、s(2)和s(3)，若s(1)的值为1，s(2)的值为-1，s(3)的值为1，则由于每组参考信号的值之和为0，即s(0)+s(1)+s(2)+s(3)＝0，第一参考信号为s(0)值为-1。
基于该实现方式，由于第一信号包含了参考信号和数据信号，参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率或者幅度为0，有利于降低第一信号在起始位置处的幅度值或功率值，从而降低信号的带内干扰。
二、当第一信号的起始频率为π时，基于上述示例，第一信号中包含8个时域信号(s(0)、s(1)、s(2)、s(3)、s(4)、s(5)、s(6)和s(7))，经过DFT处理后的第一信号的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)-s(1)+s(2)-s(3)+s(4)-s(5)+s(6)-s(7)。
可见，经过DFT处理后的第一信号的起始位置的信号S0为相邻的两个时域信号的值相减。
根据不同的分组，第一信号的值有两种确定方式：
1、一组内的参考信号的索引值均为偶数或者奇数，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
S0的表达式中，当一组内的参考信号索引值均为偶数或者奇数时，一组内的所有的参考信号的系数是相同的。例如，假设2个参考信号为一组，该组参考信号分别为s(1)和s(3)，根据上述S0的表达式，可以确定s(1)和s(3)所对应的系数均为-1。因此，在该情况下，每组参考信号的值之和为0，可以使得每组参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的幅度或者功率也为0。
在该情况下，第一参考信号的值可以基于第二参考信号的值确定。示例性的，假设4个参考信号为一组，第一参考信号为s(0)，第二参考信号包括s(2)、s(4)和s(6)，若s(2)的值为1，s(4)的值为-1，s(6)的值为1，则由于每组参考信号的值之和为0，即s(0)+s(2)+s(4)+s(6)＝0，第一参考信号s(0)的值为-1。
2、第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值既有偶数，也有奇数；第一参考信号的值为a，索引值为偶数的第二参考信号的值之和为b，索引值为奇数的第二参考信号的值之和为c；若第一参考信号的索引值为偶数，则a满足(a+b)-c＝0；若第一参考信号的索引值为奇数，则a满足b-(c+a)＝0。
上述S0的表达式中，索引值为偶数所对应的系数为1，索引值为奇数所对应的系数为-1。因此，在一组内，索引值为偶数的参考信号的值之和为A，索引值为奇数的参考信号的值之和为B，若要使得每组参考信号在经过离散傅里叶变换DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，则A-B＝0。
基于上述的描述，第一参考信号的值可以基于第一参考信号的索引值、第二参考信号的值和第二参考信号的索引值确定。示例性的，假设4个参考信号为一组，第一参考信号为s(0)，第二参考信号包括s(1)、s(2)和s(3)，若s(1)的值为1，s(2)的值为-1，s(3)的值为1，此时第一参考信号的索引值为偶数，第二参考信号中s(1)和s(3)的索引值为奇数，s(2)的索引值为偶数，则根据上述描述a满足(a+b)-c＝0，即s(0)满足s(0)-s(1)+s(2)-s(3)＝0，则第一参考信号s(0)的值为3。
基于该实现方式，由于第一信号包含了参考信号和数据信号，参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率或者幅度为0，有利于降低第一信号在起始位置处的幅度值或功率值，从而降低信号的带内干扰。
三、第一信号的起始频率为或/>基于上述示例，第一信号中包含8个时域信号(s(0)、s(1)、s(2)、s(3)、s(4)、s(5)、s(6)和s(7))。
起始频率为时，经过DFT处理后的第一信号的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)+js(1)-s(2)-js(3)+s(4)+js(5)-s(6)-js(7)。
起始频率为时，经过DFT处理后的第一信号在的起始位置的信号S0可以表示为：
S0＝s(0)-js(1)-s(2)+js(3)+s(4)-js(5)-s(6)+js(7)。
通过上述两个S0的表达式可见，两个表达式中均包含了4个系数，分别为1、-1、j和-j。因此，基于不同的起始频率和不同的分组方式，第一信号的值有以下三种确定方式：
1、一组内的所有PTRS的索引值i均能满足以下条件中的一条：
条件一：w＝i÷4，w为整数；
条件二：x＝(i-1)÷4，x为整数；
条件三：y＝(i-2)÷4，y为整数；
条件四：z＝(i-3)÷4，z为整数；
其中i为整数，第一PTRS的值与第二PTRS的值的和为0。
S0的表达式中，当一组内的参考信号索引值均满足上述条件中的一条时，表示一组内的所有的参考信号的系数是相同的。例如，假设2个参考信号为一组，该组参考信号分别为s(1)和s(5)。若根据上述起始频率为时S0的表达式，可以确定s(1)和s(5)所对应的系数均为j；若根据上述起始频率为/>时S(0)的表达式，可以确定s(1)和s(5)所对应的系数均为-j。因此，在该情况下，每组参考信号的值之和为0，可以使得每组参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的幅度也为0。
在该情况下，第一参考信号的值可以基于第二参考信号的值确定。示例性的，假设2个参考信号为一组，第一参考信号为s(3)，第二参考信号为s(7)，若s(7)的值为1则基于每组参考信号的值之和为0，即s(3)+s(7)＝0，第一参考信号s(0)值为-1。
2、第一信号的起始频率为一组内的PTRS的索引值i满足以下条件中的多条：
条件一：w＝i÷4，w为整数；
条件二：x＝(i-1)÷4，x为整数；
条件三：y＝(i-2)÷4，y为整数；
条件四：z＝(i-3)÷4，z为整数；
第一PTRS的值为a，索引值满足条件一的第二PTRS的值之和为b，索引值满足条件二的第二PTRS的值之和为c，索引值满足条件三的第二PTRS的值之和为d，索引值满足条件四的第二PTRS的值之和为e；
若第一PTRS的索引值满足条件一，则a满足(a+b)+jc-d-je＝0；
若第一PTRS的索引值满足条件二，则a满足b+j(c+a)-d-je＝0；
若第一PTRS的索引值满足条件三，则a满足b+jc-(a+d)-je＝0；
若第一PTRS的索引值满足条件四，则a满足b+jc-d-j(a+e)＝0。
上述起始频率为时S0的表达式中，索引值满足条件一所对应的系数为1，索引值满足条件二所对应的系数为j，索引值满足条件三所对应的系数为-1，索引值满足条件四所对应的系数为-j。因此，在一组内，索引值满足条件一的参考信号的值之和为A，索引值满足条件二的参考信号的值之和为B，索引值满足条件三的参考信号的值之和为C，索引值满足条件四的参考信号的值之和为D。若要使得每组参考信号在经过离散傅里叶变换DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，则A+jB-C-jD＝0。
基于上述的描述，第一参考信号的值可以基于第一参考信号的索引值、第二参考信号的值和第二参考信号的索引值确定。示例性的，假设4个参考信号为一组，第一参考信号为s(0)，第二参考信号包括s(1)、s(2)和s(3)，若s(1)的值为1，s(2)的值为-1，s(3)的值为1，此时第一参考信号s(0)的索引值满足条件一，第二参考信号中s(1)的索引值满足条件二，s(2)的索引值满足条件三，s(3)的索引值为满足条件四，则根据上述描述a满足(a+b)+jc-d-je＝0，即s(0)满足s(0)+js(1)-s(2)-js(3)＝0，则第一参考信号为s(0)值为1。
3、第一信号的起始频率为一组内的PTRS的索引值i满足以下条件中的多条：
条件一：w＝i÷4，w为整数；
条件二：x＝(i-1)÷4，x为整数；
条件三：y＝(i-2)÷4，y为整数；
条件四：z＝(i-3)÷4，z为整数；
第一PTRS的值为a，索引值满足条件一的第二PTRS的值之和为b，索引值满足条件二的第二PTRS的值之和为c，索引值满足条件三的第二PTRS的值之和为d，索引值满足条件一的第二PTRS的值之和为e；
若第一PTRS的索引值满足条件一，则a满足(a+b)-jc-d+je＝0；
若第一PTRS的索引值满足条件二，则a满足b-j(a+c)-d+je＝0；
若第一PTRS的索引值满足条件三，则a满足b-jc-(a+d)+je＝0；
若第一PTRS的索引值满足条件四，则a满足b-jc-d+j(a+e)＝0。
上述起始频率为时S0的表达式中，索引值满足条件一所对应的系数为1，索引值满足条件二所对应的系数为-j，索引值满足条件三所对应的系数为-1，索引值满足条件四所对应的系数为j。因此，在一组内，索引值满足条件一的参考信号的值之和为A，索引值满足条件二的参考信号的值之和为B，索引值满足条件三的参考信号的值之和为C，索引值满足条件四的参考信号的值之和为D。若要使得每组参考信号在经过离散傅里叶变换DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，则A-jB-C+jD＝0。
基于上述的描述，第一参考信号的值可以基于第一参考信号的索引值、第二参考信号的值和第二参考信号的索引值确定。示例性的，假设4个参考信号为一组，第一参考信号为s(0)，第二参考信号包括s(1)、s(2)和s(3)，若s(1)的值为1，s(2)的值为-1，s(3)的值为1，此时第一参考信号s(0)的索引值满足条件一，第二参考信号中s(1)的索引值满足条件二，s(2)的索引值满足条件三，s(3)的索引值为满足条件四，则根据上述描述a满足(a+b)-jc-d+je＝0，即s(0)满足s(0)-js(1)-s(2)+js(3)＝0，则第一参考信号为s(0)值为1。
在一种可能的实现方式，Q个参考信号的值是通过预编码之后得到的。具体实现方式可以为：第一设备先对Q个参考信号均赋值为预设值(示例性的，该预设值可以取相同的值，还可以有其他预设值的赋值方式)，然后第一设备通过预编码使Q个参考信号均乘以对应的系数，使得每组参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0。
示例性的，第一信号的起始频率为0，一组中包含2个参考信号，分别为第一参考信号与第二参考信号。首先第一设备为第一参考信号和第二参考信号均赋值为1。由于需要每组参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，因此要求经过DFT处理后的第一参考信号的值和第二参考信号的值之和为0。第一设备通过预编码确定第一参考信号对应的系数为1，第二参考信号对应的系数为-1，然后使第一参考信号的值和第二参考信号的值乘以对应的系数，使得第一参考信号的值为1，第二参考信号的值为-1，此时第一参考信号和第二参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0。
在一种可能的实现方式，一组参考信号均属于同一参考信号块。示例性的，如图8a所示，第一参考信号块中包含了参考信号A、参考信号B、参考信号C和参考信号D，第二参考信号块中包含了参考信号E、参考信号F、参考信号G和参考信号H。其中，以4个参考信号一组，第一组参考信号包括参考信号A、参考信号B、参考信号C和参考信号D，第二组参考信号包括参考信号E、参考信号F、参考信号G和参考信号H。可见，第一组中的参考信号均属于第一参考信号块，第二组中的参考信号均属于第二参考信号块。
在另一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块。示例性的，如图8a所示，第一参考信号块中包含了参考信号A、参考信号B、参考信号C和参考信号D，第二参考信号块中包含了参考信号E、参考信号F、参考信号G和参考信号H。其中，以4个参考信号一组，一组参考信号中包括参考信号C、参考信号D、参考信号E和参考信号F。在该组中，参考信号C和参考信号D属于第一参考信号块，参考信号E和参考信号F属于第二参考信号块，因此该组中的参考信号属于多个参考信号块。
基于上述两种可能的实现方式，可选地，一组参考信号中的K个参考信号为连续的或者非连续的。其中，K个参考的信号为连续的，指的是该K个参考信号中的任意两个参考信号之间没有间隔不属于该小组的参考信号，还需说明的是，两个参考信号之间可以间隔数据信号。例如，图8b所示参考信号C、参考信号D、参考信号E和参考信号F，虽然参考信号D和参考信号E之间间隔了4个数据信号，但并没有其它非本小组的参考信号，因此该组中的参考信号为连续的。
具体的可以有以下四种情况：
1、一组参考信号均属于同一参考信号块，且一组参考信号中的K个参考信号为连续的。示例性的，如图8a所示，第一组参考信号包括参考信号A、参考信号B、参考信号C和参考信号D，在参考信号A、参考信号B、参考信号C和参考信号D中，任意两个参考信号之间均没有间隔不属于该小组的参考信号，且参考信号A、参考信号B、参考信号C和参考信号D属于第一参考信号块。因此该组参考信号均属于同一参考信号块，且一组参考信号中的参考信号为连续的，第二组参考信号与第一组同理，在此不再赘述。
2、一组参考信号均属于同一参考信号块，且一组参考信号中的K个参考信号非为连续的。示例性的，如图8c所示，第一组参考信号包括参考信号A和参考信号C，参考信号A和参考信号C之间间隔了参考信号B，参考信号B不是第一组中的参考信号，参考信号A和参考信号C均属于第一参考信号块。第二组参考信号包括参考信号F和参考信号H，参考信号F和参考信号H之间间隔了参考信号G，且参考信号G不是第二组中的参考信号，参考信号A和参考信号C均属于第一参考信号块。因此，第一组中的参考信号均属于同一参考信号块，一组参考信号中的参考信号非为连续的，第二组同理。
3、一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块，且一组参考信号中的K个参考信号为连续的。示例性的，如图8b所示，第一组参考信号包括参考信号C、参考信号D、参考信号E和参考信号F，在参考信号C、参考信号D、参考信号E和参考信号F中，任意两个参考信号之间均没有间隔不属于该小组的参考信号，在该组中，参考信号C和参考信号D属于第一参考信号块，参考信号E和参考信号F属于第二参考信号块。因此，该组参考信号属于多个参考信号块，且一组参考信号中的参考信号为连续的。
4、一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块，且一组参考信号中的K个参考信号为非连续的。示例性的，如图8d所示，第一组参考信号包括参考信号A和参考信号E，参考信号A和参考信号E之间间隔了参考信号B等其它不是第一组中的参考信号，参考信号A属于第一参考信号块，参考信号E属于第二参考信号块。第二组参考信号包括参考信号D和参考信号H，参考信号D和参考信号H之间间隔了参考信号G等其它不是第二组中的参考信号，参考信号D属于第一参考信号块，参考信号H属于第二参考信号块。因此，第一组参考信号属于多个参考信号块，且第一组参考信号中的K个参考信号为非连续的，第二组同理。
702、第一设备向第二设备发送第一信号。
在一种可能的实现方式中，在步骤702之前，可以采用伪随机信号序列对每组参考信号的值进行加扰。对信号进行加扰，有利于降低信号对相邻设备的干扰。
需要说明的是，第一设备向第二设备发送的信号是第一信号经过一系列的处理之后的信号，例如，进行离散傅里叶变换(DFT)，子载波解映射(subcarrier de-mapping)、快速傅里叶逆变换(IFFT)以及添加循环前缀(add CP)等等处理之后的信号。处理之后，第一信号以电磁波的形式通过无线信道向第二设备发送。
基于本申请实施例所描述的方法，由于第一信号包含了参考信号和数据信号，参考信号在DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率或者幅度为0，有利于降低第一信号在起始位置处的幅度值或功率值，从而降低信号的带内干扰。
示例性的，图9所示，竖轴表示PSD，横轴表示RE索引值，DFT-s-OFDM-PTRS对应的曲线为现有的方法得到的DFT-s-OFDM信号的功率谱密度，DFT-s-OFDM-PTRS-Opt对应的曲线为基于本申请实施例提供的方法得到的DFT-s-OFDM信号的功率谱密度。可见基于本申请实施例方法得到的DFT-s-OFDM信号在索引值为700-750处对应的PSD小于现有的方法得到的DFT-s-OFDM信号的PSD。可见，基于本申请实施例提供的方法，降低了信号在频谱边缘的功率，从而可以降低信号的带内干扰。
为了实现上述本申请实施例提供的方法中的各功能，第一设备、第二设备可以包括硬件结构、软件模块，以硬件结构、软件模块、或硬件结构加软件模块的形式来实现上述各功能。上述各功能中的某个功能可以以硬件结构、软件模块、或者硬件结构加软件模块的方式来执行。
参见图10，图10是本申请实施例提供的一种通信装置的结构示意图。通信装置100包括通信单元1001和处理单元1002，以下对这两个单元作出具体的介绍。
在一种实施例中：
处理单元1002，用于确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数；通信单元1001，用于发送第一信号。
在一种可能的实现方式中，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，具体为：一组内的第一参考信号的值与第一信号的起始频率和第二参考信号的值有关。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为0，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值均为偶数或者奇数，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值既有偶数，也有奇数；第一参考信号的值为a，索引值为偶数的第二参考信号的值之和为b，索引值为奇数的第二参考信号的值之和为c；若第一参考信号的索引值为偶数，则a满足(a+b)-c＝0；若第一参考信号的索引值为奇数，则a满足b-(c+a)＝0。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号均属于同一参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号为连续的或者非连续的。
在一种可能的实现方式中，Q个参考信号的值是通过预编码之后得到的。
需要说明的是，在上述实施例中，该通信装置100可以是网络设备，也可以是网络设备中的装置，还可以是能够与网络设备匹配使用的装置。该通信装置100还可以是终端设备，也可以是终端设备中的装置，还可以是能够与终端设备匹配使用的装置。
具体的，图10所示的通信装置100的各个单元执行的操作可以参照上述图7对应的方法实施例中有关于第一设备的相关内容，此处不再详述。上述各个单元可以以硬件，软件或者软硬件结合的方式来实现。在一个实施例中，上述内容中的通信单元1001以及处理单元1002的功能可以由通信装置100中的一个或多个处理器来实现。
参见图11，是本申请实施例提供的又一种通信装置的结构示意图。该通信装置110可用于实现上述方法实施例中描述的方法，具体可以参见上述方法实施例中的说明。
通信装置110可以包括一个或多个处理器1101。处理器1101可以是通用处理器或者专用处理器等。处理器1101可以用于对通信装置(如，网络设备、网络设备芯片、终端设备、终端设备芯片等)进行控制，执行软件程序，处理软件程序的数据。
可选的，通信装置110中可以包括一个或多个存储器1102，其上可以存有程序代码1103，程序代码可在处理器1101上被运行，使得通信装置110执行上述方法实施例中描述的方法。可选的，存储器1102中还可以存储有数据。处理器1101和存储器1102可以单独设置，也可以集成在一起。可选的，存储器1102还可以位于通信装置110之外，通过一些方式与通信装置110耦合。
可选的，通信装置110还可以包括收发器1104。收发器1104可以称为通信单元、收发机、或收发电路等，用于实现收发功能。收发器1104可以包括接收器和发送器，接收器可以称为接收机或接收电路等，用于实现接收功能；发送器可以称为发送机或发送电路等，用于实现发送功能。
在一种实施例中：
处理器1101，用于确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数；收发器1104用于发送第一信号。
在一种可能的实现方式中，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，具体为：一组内的第一参考信号的值与第一信号的起始频率和第二参考信号的值有关。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为0，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值均为偶数或者奇数，第一参考信号的值与第二参考信号的值的和为0。
在一种可能的实现方式中，第一信号的起始频率为π，一组内的参考信号的索引值既有偶数，也有奇数；第一参考信号的值为a，索引值为偶数的第二参考信号的值之和为b，索引值为奇数的第二参考信号的值之和为c；若第一参考信号的索引值为偶数，则a满足(a+b)-c＝0；若第一参考信号的索引值为奇数，则a满足b-(c+a)＝0。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号均属于同一参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块。
在一种可能的实现方式中，一组参考信号中的K个参考信号为连续的或者非连续的。
在一种可能的实现方式中，Q个参考信号的值是通过预编码之后得到的。
在又一种可能的设计中，通信装置110可以包括电路，该电路可以实现前述方法实施例中发送或接收或者通信的功能。
本申请中描述的处理器和收发器可实现在集成电路(integrated circuit，IC)、模拟IC、射频集成电路RFIC、混合信号IC、专用集成电路(application specificintegrated circuit，ASIC)、印刷电路板(printed circuit board，PCB)、电子设备等上。
以上实施例描述中的通信装置可以是网络设备或者终端设备，但本申请中描述的通信装置的范围并不限于此，而且通信装置的结构可以不受图11的限制。通信装置可以是独立的设备或者可以是较大设备的一部分。例如该通信装置可以是：
(1)独立的集成电路IC，或芯片，或，芯片系统或子系统；
(2)具有一个或多个IC的集合，可选的，该IC集合也可以包括用于存储数据，程序代码的存储部件；
(3)ASIC，例如调制解调器(Modem)；
(4)可嵌入在其他设备内的模块；
(5)接收机、智能终端、无线设备、手持机、移动单元、车载设备、云设备、人工智能设备等等；
(6)其他等等。
对于通信装置可以是芯片或芯片系统的情况，可参见图12所示的芯片的结构示意图。图12所示的芯片120包括逻辑电路1201和输入输出接口1202。其中，逻辑电路1201的数量可以是一个或多个，输入输出接口1202的数量可以是多个。
对于芯片用于实现本申请实施例中第一通信装置的功能的情况：
逻辑电路1201，确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过DFT处理后的第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数。
输入输出接口1202，第一信号。
该逻辑电路还用于对该第一信号进行处理，逻辑电路1201所执行的操作可以参照上述图7所对应的实施例中有关第一设备的介绍。
本领域技术人员还可以了解到本申请实施例列出的各种说明性逻辑块(illustrative logical block)和步骤(step)可以通过电子硬件、电脑软件，或两者的结合进行实现。这样的功能是通过硬件还是软件来实现取决于特定的应用和整个系统的设计要求。本领域技术人员可以对于每种特定的应用，可以使用各种方法实现的功能，但这种实现不应被理解为超出本申请实施例保护的范围。
本申请还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机可读存储介质被计算机执行时实现上述任一方法实施例的功能。
本申请还提供了一种计算机程序产品，该计算机程序产品被计算机执行时实现上述任一方法实施例的功能。
在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用软件实现时，可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。该计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载和执行该计算机指令时，全部或部分地产生按照本申请实施例该的流程或功能。该计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。该计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，该计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(digitalsubscriber line，DSL))或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。该计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。该可用介质可以是磁性介质(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，高密度数字视频光盘(digitalvideo disc，DVD))、或者半导体介质(例如，固态硬盘(solid state drive，SSD))等。
本领域普通技术人员可以理解：本申请中涉及的第一、第二等各种数字编号仅为描述方便进行的区分，并不用来限制本申请实施例的范围，先后顺序。
本申请中各表所示的对应关系可以被配置，也可以是预定义的。各表中的信息的取值仅仅是举例，可以配置为其他值，本申请并不限定。在配置信息与各参数的对应关系时，并不一定要求必须配置各表中示意出的所有对应关系。例如，本申请中的表格中，某些行示出的对应关系也可以不配置。又例如，可以基于上述表格做适当的变形调整，例如，拆分，合并等等。上述各表中标题示出参数的名称也可以采用通信装置可理解的其他名称，其参数的取值或表示方式也可以通信装置可理解的其他取值或表示方式。上述各表在实现时，也可以采用其他的数据结构，例如可以采用数组、队列、容器、栈、线性表、指针、链表、树、图、结构体、类、堆、散列表或哈希表等。本申请中的预定义可以理解为定义、预先定义、存储、预存储、预协商、预配置、固化、或预烧制。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

Claims (14)

1.一种通信的方法，其特征在于，方法包括：
确定第一信号，第一信号包括Q个参考信号，其中，Q个参考信号中的每K个参考信号为一组，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，第二参考信号为一组内除第一参考信号外的参考信号，每组参考信号在经过离散傅里叶变换DFT处理后的所述第一信号的起始位置处的功率为0，K和Q均为大于1的偶数；
发送所述第一信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，一组内的第一参考信号的值与第二参考信号的值有关，包括：
所述一组内的第一参考信号的值与所述第一信号的起始频率和所述第二参考信号的值有关。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，
所述第一信号的起始频率为0，所述第一参考信号的值与所述第二参考信号的值的和为0。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，
所述第一信号的起始频率为π，所述一组内的参考信号的索引值均为偶数或者奇数，所述第一参考信号的值与所述第二参考信号的值的和为0。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，
所述第一信号的起始频率为π，所述一组内的参考信号的索引值既有偶数，也有奇数；
所述第一参考信号的值为a，所述索引值为偶数的第二参考信号的值之和为b，所述索引值为奇数的第二参考信号的值之和为c；
若所述第一参考信号的索引值为偶数，则a满足(a+b)-c＝0；
若所述第一参考信号的索引值为奇数，则a满足b-(c+a)＝0。
6.根据权利要求1～5中任意一项所述的方法，其特征在于，所述一组参考信号均属于同一参考信号块。
7.根据权利要求1～5中任意一项所述的方法，其特征在于，所述一组参考信号中的K个参考信号属于多个参考信号块。
8.根据权利要求1～7中任意一项所述的方法，其特征在于，所述一组参考信号中的K个参考信号为连续的或者非连续的。
9.根据权利要求1～8中任意一项所述的方法，其特征在于，所述Q个参考信号的值是通过预编码之后得到的。
10.一种通信装置，其特征在于，所述通信装置包括执行如权利要求1-9任一项所述的方法的单元。
11.一种通信装置，其特征在于，包括处理器，所述处理器与存储器耦合；
所述存储器，用于存储程序代码；
所述处理器，用于从所述存储器中调用所述程序代码执行如权利要求1-9任一项所述的方法。
12.一种通信装置，其特征在于，所述通信装置包括逻辑电路和输入输出接口，
所述输入输出接口用于输出第一信号；
所述逻辑电路用于对所述第一信号进行处理，以及执行如权利要求1-9任一项所述的方法。
13.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质用于存储指令，当所述指令被执行时，使得如权利要求1-9中任一项所述的方法被实现。
14.一种计算机程序产品，其特征在于，所述计算机程序产品包括计算机程序或指令，当所述计算机程序或指令在计算机上运行时，使得计算机执行如权利要求1-9中任一项所述的方法。
CN202210445583.3A 2022-04-26 2022-04-26 一种通信的方法及设备 Pending CN116996352A (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210445583.3A CN116996352A (zh) 2022-04-26 2022-04-26 一种通信的方法及设备
PCT/CN2023/089607 WO2023207762A1 (zh) 2022-04-26 2023-04-20 一种通信的方法及设备

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210445583.3A CN116996352A (zh) 2022-04-26 2022-04-26 一种通信的方法及设备

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116996352A true CN116996352A (zh) 2023-11-03

Family

ID=88517606

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210445583.3A Pending CN116996352A (zh) 2022-04-26 2022-04-26 一种通信的方法及设备

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN116996352A (zh)
WO (1) WO2023207762A1 (zh)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020132788A1 (en) * 2018-12-24 2020-07-02 Qualcomm Incorporated Coefficient determination for measurement report feedback in multi-layer beamformed communications
CN113691476B (zh) * 2020-05-18 2022-11-18 华为技术有限公司 一种通信方法、装置及系统
CA3187908A1 (en) * 2020-08-01 2022-02-10 Yawei YU Uplink transmission method and related apparatus
US12028198B2 (en) * 2020-10-13 2024-07-02 Intel Corporation Phase tracking reference signal for 6G wireless communication

Also Published As

Publication number Publication date
WO2023207762A1 (zh) 2023-11-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110089083B (zh) 用于离散傅里叶变换-扩频-正交频分复用的峰值平均功率比抑制的系统和方法
KR101513044B1 (ko) Ｐａｐｒ을 줄이기 위한 무선 접속 방식
CN108809601B (zh) 无线通信方法及装置
US7974258B2 (en) Adaptive mode transmitter for PAPR reduction and link optimization
CN112449429B (zh) 信号传输方法及通信装置
JP5406916B2 (ja) 装置
US8938017B2 (en) Wireless communication apparatus and method for wireless communication
CN112398773B (zh) 数据传输方法及其装置
US20120269286A1 (en) Out-of-band emission cancellation
WO2014139562A1 (en) Scalable bandwidth design for ofdm
KR20170043037A (ko) 다중반송파 무선 통신 시스템에서의 반복전송 운용 방안 및 장치
CN107371383B (zh) 用于使用频谱掩模填充来降低无线通信系统中的峰均功率的方法和设备
Jiang et al. Low-complexity spectral precoding for rectangularly pulsed OFDM
US20230327936A1 (en) Phase noise suppression method and related apparatus
EP4391468A1 (en) Communication method and related apparatus
CN115606160A (zh) 扩展和传输压缩数据的基于ofdm的方法和设备
WO2023207762A1 (zh) 一种通信的方法及设备
US20240171342A1 (en) Communication method and related apparatus
WO2022206634A1 (zh) 一种相位噪声的确定方法及相关装置
WO2022253116A1 (zh) 一种多用户通信的方法及相关通信装置
WO2023066117A1 (zh) 一种数据传输方法及其装置
KR101486148B1 (ko) 무선 통신 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법 및 이를 수행하는 장치
KR101420523B1 (ko) 분산 안테나 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법
CN110971555B (zh) 一种数据传输方法及装置
KR101886976B1 (ko) 업링크 IoT 환경에서 대규모 연결을 지원하기 위한 서비스 그룹 기반 FOFDM-IDMA 플랫폼, 신호처리 방법, 그리고 송수신 장치

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication