KR20100008010A - 무선 통신을 위한 채널 추정 - Google Patents

무선 통신을 위한 채널 추정 Download PDF

Info

Publication number
KR20100008010A
KR20100008010A KR1020097027227A KR20097027227A KR20100008010A KR 20100008010 A KR20100008010 A KR 20100008010A KR 1020097027227 A KR1020097027227 A KR 1020097027227A KR 20097027227 A KR20097027227 A KR 20097027227A KR 20100008010 A KR20100008010 A KR 20100008010A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel estimate
channel
signal
filter
estimate
Prior art date
Application number
KR1020097027227A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101185876B1 (ko
Inventor
타오 루오
알렉산다르 담자노빅
더가 프라사드 말라디
Original Assignee
콸콤 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 콸콤 인코포레이티드 filed Critical 콸콤 인코포레이티드
Publication of KR20100008010A publication Critical patent/KR20100008010A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101185876B1 publication Critical patent/KR101185876B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
    • H04B1/71072—Successive interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0238—Channel estimation using blind estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

본 발명은 상이한 채널 추정 필터들을 사용하여 채널 추정치들을 유도하기 위한 것이다. 일 방식에서, 필터 선택 메트릭은 신호가 복원되도록 하기 위해 결정되며, 채널 추정 필터는 필터 선택 메트릭에 기반하여 선택되며, 채널 추정치는 선택된 채널 추정 필터를 사용하여 유도된다. 또다른 방식에서, 제 1 채널 추정치는 제 1 필터 응답을 가지는 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 유도되고, 제 1 신호는 제 1 채널 추정치를 사용하여 복원되며, 제 1 신호로 인한 간섭이 추정되어 제거된다. 제 2 채널 추정치는 제 1 필터 응답과는 상이한 제 2 필터 응답을 가지는 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 유도된다.

Description

무선 통신을 위한 채널 추정{CHANNEL ESTIMATION FOR WIRELESS COMMUNICATION}
본 특허 출원은 2005년 8월 12일에 제출된 "SNR Sensitive Channel Estimation for Advanced Receivers"이라는 명칭의 임시 출원 제 60/707,673의 우선권을 청구하며, 본 출원의 양수인에게 양수되고 본 명세서에서 참조로서 통합된다.
본 개시물은 일반적으로 통신에 관한 것이며, 특히 채널 추정을 수행하기 위한 기술들에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서, 송신기는 일반적으로 데이터 심벌들을 생성하기 위해 트래픽 데이터를 처리(예를 들면, 인코딩 및 변조) 한다. 코히어런트 시스템에서, 송신기는 데이터 심벌들과 파일럿 심벌들을 멀티플렉싱하고, 변조된 신호를 생성하기 위해 멀티플렉싱된 데이터 및 파일럿 심벌들을 처리하며, 변조된 신호를 무선 채널을 통해 전송한다. 무선 채널은 채널 응답으로 전송된 신호를 왜곡하며, 추가로 상기 신호를 잡음 및 간섭으로 저하시킨다.
수신기는 전송된 신호를 수신하며, 입력 샘플들을 획득하기 위해 수신된 신 호를 처리한다. 코히어런트 데이터 검출을 위해, 수신기는 수신된 파일럿 심벌들에 기반하여 무선 채널의 응답을 추정하고, 채널 추정치를 유도(derive)한다. 수신기는 송신기에 의해 전송된 데이터 심벌들의 추정치들인 검출된 데이터 심벌들을 획득하기 위해 채널 추정치를 사용하여 입력 샘플들에 데이터 검출을 수행한다. 수신기는 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 검출된 심벌들을 처리(예를 들면, 복조 및 디코딩)한다.
채널 추정치의 품질은 데이터 검출 성능에 큰 영향을 미치며, 검출된 심벌들의 품질뿐만 아니라 디코딩된 데이터의 신뢰도에도 영향을 줄 수 있다. 따라서 무선 통신을 위해 높은 품질의 채널 추정치를 유도하기 위한 기술이 당업계에 필요하다.
상이한 채널 추정 필터들을 사용하여 채널 추정치들을 유도하기 위한 기술이 본 명세서에 개시된다. 예시적인 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서와 메모리를 포함하는 장치가 개시된다. 프로세서(들)은 복원될 신호들에 대한 필터 선택 메트릭을 결정하고, 상기 필터 선택 메트릭에 기반하여 채널 추정 필터를 선택하며, 상기 선택된 채널 추정 필터를 사용하여 채널 추정치를 유도한다.
또다른 예시적인 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서와 메모리를 포함하는 장치가 개시된다. 프로세서(들)은 파일럿 심벌들에 기초하고 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도한다. 프로세서(들)은 상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 패킷을 복원하고, 상기 제 1 패킷에 대한 데이터 심벌들을 재생성한다. 프로세서(들)은 상기 데이터 심벌들에 기초하고 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도하고, 상기 제 1 및 제 2 채널 추정치들에 기반하여 제 3 채널 추정치를 획득한다.
또다른 예시적인 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서와 메모리를 포함하는 장치가 개시된다. 프로세서(들)은 제 1 필터 응답을 가지는 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도하고, 상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 신호를 복원하며, 상기 제 1 신호로 인한 간섭을 추정하고 제거한다. 프로세서(들)은 상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 2 필터 응답을 가지는 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도한다.
본 발명의 다양한 양상들 및 예시적인 실시예들이 하기에서 상세히 설명된다.
용어 "예시적인"은 본 명세서에서 "일 예, 경우, 또는 설명으로 제공되는"을 의미하기 위해 사용된다. 본 명세서에 "예시적인" 것으로 개시된 임의의 예시적인 실시예는 다른 예시적인 실시예들에서 바람직하거나 유리한 것으로 간주되어야 할 필요는 없다.
도 1은 무선 통신 시스템(100)을 도시한다. 간략함을 위해, 도 1은 단 하나의 기지국(110) 및 3개의 단말들(120)을 도시한다. 기지국은 일반적으로 단말들과 통신하는 고정국이며, 노드 B, 액세스 포인트, 기지국 트랜시버(BTS) 또는 임의의 다른 기술 용어로 불릴 수 있다. 기지국은 하나 이상의 단말들과 다운 링크 및 업 링크로 통신할 수 있다. 다운 링크(또는 순방향 링크)는 기지국으로부터 단말들로의 통신 링크를 지칭하고, 업 링크(또는 역방향 링크)는 단말들로부터 기지국으로의 통신 링크를 지칭한다.
단말은 고정식이거나 이동식일 수 있고 수 있고, 사용자 장비(UE), 이동국, 사용자 단말, 가입자 유닛 또는 다른 임의의 기술 용어로 불릴 수 있다. 단말은 셀룰러 전화기, 개인 디지털 보조장치(PDA), 무선 디바이스, 무선 모뎀 카드, 휴대용 장치, 또는 임의의 다른 디바이스 또는 장치가 될 수 있다. 하기의 설명에서, 용어들 "단말" 및 "사용자"는 상호교환하여 사용된다.
다운 링크에서, 기지국(110)은 단말들(120)로 하나 이상의 다운 링크 신호들을 전송할 수 있다. 각각의 다운 링크 신호는 직접 경로 및/또는 반사 경로들을 포함할 수 있는 하나 이상의 신호 경로들을 통해 각각의 단말(120)에 도달할 수 있다. 반사 경로들은 무선 환경에서 장애물들(예를 들면, 빌딩들, 나무들, 차량들 및 다른 구조들)로 인한 무선 파장들의 반사에 의해 생성된다. 각각의 단말(120)은 각각의 다운 링크 신호의 다수의 인스턴스들(instances) 및 카피들(copies)을 수신할 수 있다. 각각의 수신된 신호 인스턴스는 상이한 신호 경로를 통해 획득되고, 상기 신호 경로에 의해 결정된 특정 복소 이득 및 특정 시간 지연을 갖는다. 각 단말(120)에서 수신된 신호는 기지국(110)에 대한 모든 수신된 신호 인스턴스들의 중첩이다.
업 링크에서, 각각의 단말(120)은 하나 이상의 업 링크 신호들을 기지국(110)에 전송한다. 각각의 업 링크 신호는 하나 이상의 신호 경로들을 통해 기지국(110)에 도달할 수 있다. 기지국(110)에서 수신된 신호는 업 링크에서 전송하는 모든 단말들에 대한 모든 수신된 신호 인스턴스들의 중첩(superposition)이다.
본 명세서에 개시된 채널 추정 기술들은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템들, 시간 분할 다중 접속(TDMA) 시스템들, 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 시스템들, 직교 FDMA(OFDMA) 시스템들, 단일-캐리어 FDMA(SC-FDMA) 시스템들 등등과 같은 다양한 통신 시스템들을 위해 사용될 수 있다. CDMA 시스템은 cdma2000, 범용 지상 무선 접속(UTRA) 주파수 분할 멀티플렉싱(FDD), 또는 UTRA 시간 분할 멀티플렉싱(TDD)과 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. cdma2000는 IS-2000, IS-95, IS-856 표준들을 커버한다. UTRA FDD는 광대역-CDMA(W-CDMA)로 지칭된다. TDMA 시스템은 범유럽 이동 통신 시스템(GSM)과 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. 상기 다양한 무선 기술들 및 표준들이 당업자에게 공지된다. UTRA FDD, UTRA TDD, GSM은 "제3세대 파트너쉽 프로젝트"(3GPP) 라는 명칭의 조직에 의한 문서에 개시된다. cdma2000은 "제3 세대 파트너쉽 프로젝트 2"(3GPP2)라는 명칭의 조직에 의한 문서에 개시된다. 3GPP 및 3GPP2 문서들은 공개적으로 사용가능하다.
채널 추정 기술들은 업 링크 및 다운 링크 전송들을 위해 사용될 수 있고, 단말과 기지국에서 구현될 수 있다. 명확성을 위해, W-CDMA에서 업 링크 전송을 위한 기술들이 하기에 설명된다.
도 2는 W-CDMA에서 프레임 포맷을 도시한다. 전송을 위한 타임 라인은 무선 프레임들로 분할된다. 각각의 무선 프레임은 10 밀리초(ms)의 지속 기간을 가지며, 12-비트 시스템 프레임 번호(SFN)에 의해 식별된다. 각각의 무선 프레임은 15개 슬롯들로 추가 분할되며, 이들은 슬롯 0 내지 슬롯 14로 표시된다. 각각의 슬롯은 0.667ms의 지속 기간을 가지며, 3.84Mcps에서 2560 칩들을 포함한다. 각각의무선 프레임은 5개의 서브 프레임들로 분할된다. 각각의 서브 프레임은 2ms의 지속 기간을 가지며, 3개 슬롯들을 포함한다.
도 2는 업 링크 상에서 트래픽 및 다른 데이터를 전송하기 위해 단말에 의해 사용되는 업 링크 전용 물리 채널(DPCH)을 위한 슬롯 포맷을 도시한다. 업 링크 DPCH는 트래픽 데이터를 전달하는 전용 물리 데이터 채널(DPDCH) 및 파일럿 및 데어 데이터를 전달하는 전용 물리 제어 채널(DPCCH)을 포함한다. 단말을 위한 무선 링크는 0, 1 또는 다수의 DPDCH들 및 단 하나의 DPCCH를 포함할 수 있다.
DPCH의 각각의 슬롯은 파일럿 필드, 전송 포맷 결합 표시자(TFCI) 필드, 피 드백 정보(FBI) 필드, 및 전송 전력 제어(TPC) 필드를 포함한다. 파일럿 필드는 파일럿 심벌들을 전달한다. TFCI 필드는 트래픽 데이터를 복원하기 위해 사용된 포맷 정보를 전달한다. FBI 필드는 예를 들면 송신 다이버시티를 위해 단말로부터 기지국으로의 피드백을 전달한다. TPC 필드는 단말로의 다운 링크 전송을 위해 기지국이 송신 전력을 조정하도록 지시하기 위한 전력 제어 정보를 전달한다. 각각의 필드 내의 비트들의 개수는 0 또는 그 이상이며, 사용을 위해 선택된 슬롯 포맷에 의해 결정된다.
도 2는 또한 제어 데이터를 전달하는 E-DCH DPCCH(E-DPCCH) 및 트래픽 데이터를 전달하는 E-DCH DPDCH(E-DPDCH)를 위한 슬롯 포맷을 도시한다. 단말을 위한 무선 링크는 0, 1, 또는 다수의 E-DPDCH들 및 최대(at most) 하나의 E-DPCCH를 포함할 수 있다.
도 3은 도 1의 단말들 중 하나인 단말(120)과 기지국(110)의 블록 다이어그램을 도시한다. 단말(120)에서, 송신(TX) 데이터 프로세서(310)는 데이터 패킷들을 수신하고, 각각의 패킷을 처리(예를 들면, 인코딩, 인터리빙, 및 심벌 맵핑)하며, 데이터 심벌들을 생성한다. 패킷은 또한 전송 블록, 프레임 등등으로 지칭될 수 있다. 데이터 심벌은 데이터를 위한 심벌이고, 파일럿 심벌은 파일럿을 위한 심벌이며, 파일럿은 기지국과 단말 모두에 선험적인 것으로 공지된 데이터이다. 데이터 및 파일럿 심벌들은 PSK, QAM 또는 임의의 다른 변조 방식을 위한 신호 배열로부터의 변조 심벌들이 될 수 있다. TX 데이터 프로세서(310)는 각각의 패킷에 패킷이 정확히 디코딩되었는지 아니면 에러로 디코딩 되었는지를 결정하는데 사용 되는 주기적 반복 검사(CRC) 값을 부가한다. CDMA 변조기(320)는 데이터 심벌들 및 파일럿 심벌들을 처리하여 출력 칩들을 송신기(TMTR;330)에 제공한다. 송신기(330)는 출력 칩들을 처리(예를 들면, 아날로그 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환)항 안테나(332)로부터 전송되는 업 링크 신호를 생성한다.
기지국(110)에서, 안테나(352)는 직접 및/또는 반사 경로들을 통해 단말(120)뿐만 아니라 다른 단말들로부터 업 링크 신호들을 수신한다. 안테나(352)는 수신기(RCVR;354)에 수신된 신호를 제공한다. 수신기(354)는 수신된 신호를 처리(예를 들면, 필터링, 증폭, 주파수 하향 변환 및 디지털화)하여 입력 샘플들을 RX 프로세서(360)에 제공한다. RX 프로세서(360) 내에서, CDMA 복조기(Demod;362)는 입력 샘플들을 처리하여 단말(120)에 의해 전송된 데이터 심벌들의 추정치들이 되는 검출된 심벌들을 제공한다. CDMA 복조기(362)는 각각 다중 신호 경로들로부터 에너지를 결합할 수 있는 레이크 수신기 및/또는 등화기를 구현할 수 있다. RX 데이터 프로세서(364)는 검출된 심벌들을 처리(예를 들면, 심벌 디맵핑, 디인터리빙 및 디코딩)하여 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, CDMA 복조기(362) 및 RX 데이터 프로세서(364)에 의한 처리는 각각 단말(120)에서 CDMA 변조기(320) 및 TX 데이터 프로세서(310)에 의한 처리와 상보적(complementary)이다.
제어기들/프로세서들(340 및 370)은 각각 단말(120) 및 기지국(110)에서 다양한 처리 유닛들의 동작을 지시한다. 메모리들(342 및 372)은 각각 단말(120) 및 기지국(110)에 대한 데이터 및 프로그램 코드들을 저장한다.
도 4는 단말(120)에서 CDMA 변조기(320)의 블록 다이어그램을 도시한다. CDMA 변조기(320) 내에서, 확산기(412)는 채널화 코드 Cd를 사용하여 DPDCH에 대한 데이터 심벌들을 확산하고 데이터 칩들을 제공한다. 확산기(412)는 각각의 데이터 심벌을 반복하여 N개의 복제된 심벌들을 생성하며, 상기 N은 코드 Cd의 길이이다. 확산기(412)는 그 후에 N개의 복제된 심벌들을 코드 Cd의 N개 칩들과 곱하여 데이터 심벌을 위한 N개 데이터 칩들을 생성한다. 곱셈기(414)는 확산기(412)의 출력을 DPDCH를 위한 이득 인자 βd와 곱한다. 곱셈기(416)는 곱셈기(414)의 출력을 +1 또는 j가 될 수 있는 iqd와 곱하고 DPDCH를 위한 칩들을 제공한다. 확산기(422)는 채널화 코드 Cc를 사용하여 DPCCH에 대한 파일럿 및 제어 심벌들을 확산한다. 곱셈기(424)는 확산기(422)의 출력을 DPDCH를 위한 이득 인자 βc와 곱한다. 곱셈기(426)는 곱셈기(424)의 출력을 iqc=j와 곱하여 DPCCH를 위한 칩들을 제공한다.
확산기(432)는 채널화 코드 Ced를 사용하여 E-DPDCH에 대한 데이터 심벌들을 확산한다. 곱셈기(434)는 확산기(432)의 출력을 E-DPDCH를 위한 이득 인자 βed와 곱한다. 곱셈기(436)는 곱셈기(434)의 출력을 iqed=+1 또는 j와 곱하여 E-DPDCH를 위한 칩들을 제공한다. 확산기(442)는 채널화 코드 Cec를 사용하여 E-DPCCH에 대한 제어 심벌들을 확산한다. 곱셈기(444)는 확산기(442)의 출력을 E-DPCCH를 위한 이득 인자 βec와 곱한다. 곱셈기(446)는 곱셈기(444)의 출력을 iqec=+1와 곱하여 E- DPCCH를 위한 칩들을 제공한다.
합산기(448)는 곱셈기들(416, 26, 436, 446)로부터의 칩들을 합산하여 복소값의 칩들을 제공한다. 스크램블러(450)는 합산기(448)의 출력을 단말(120)에 대한 스크램블링 코드 Sdpch ,n와 곱하고 출력 칩들을 제공한다.
일반적으로, 0, 1, 또는 그 이상의 DPDCH들 및 0, 1, 또는 그 이상의 E-DPDCH들은 동상(I) 및 직교(Q) 경로들의 각각에서 전송될 수 있다. 각각의 DPDCH는 각각 960 내지 15kbps에 해당하는 4 내지 256 칩들의 길이를 가지는 상이한 채널화 코드 Cd를 이용하여 확산된다. 각각의 E-DPDCH는, 각각 1920 또는 960 kbps에 대응하는, 2 또는 4 개의 칩들의 길이를 가지는 상이한 채널 코드 Ced를 이용하여 확산된다. DPCCH는 Q 경로에서 전송되고, 256-칩 채널화 코드 Cc와 함께 확산된다. DPCCH는 각각의 슬롯 내에서 10개 심벌들을 전달하며, 파일럿 필드는 3 내지 8개 파일럿 심벌들을 전달할 수 있다. E-DPCCH는 I 경로에서 전송되며, 256-칩 채널화 코드 Cec를 이용하여 확산된다.
이득 인자들 βd 및 βed는 트래픽 데이터를 위해 사용할 전송 전력량을 결정한다. 이득 인자들 βc 및 βec는 파일럿 및 제어 데이터를 위해 사용할 전송 전력량을 결정한다. 트래픽-대-파일럿 비(TtoP)는 트래픽 전력 대 파일럿 전력의 비이고, TtoP=20ㆍlog10(βd/βc) 또는 20ㆍlog10(βed/βec)와 같이 데시벨(dB) 단위들로 주어질 수 있다. 트래픽-대-파일럿 비는 일반적으로 우수한 채널 추정 성능을 달 성하도록 선택될 수 있고, 0 내지 20dB의 범위가 될 수 있다.
기지국(110)은 단말에 의해 전송된 파일럿 심벌들 및/또는 데이터 심벌들에 기반하여 단말(120)에 대한 업 링크 채널의 응답을 추정한다. 기지국(110)은 도 4에 도시된 것과 같은 코드 분할 멀티플렉싱을 사용하여 전송될 수 있는 파일럿 심벌들을 사용하여 파일럿-기반의 채널 추정치를 유도할 수 있다. 기지국(110)은 예를 들면, 패킷이 성공적으로 디코딩된 이후에 데이터 심벌들을 사용하여 데이터-기반의 채널 추정치를 유도할 수 있다.
일반적으로, 채널 추정 성능은 2개의 경쟁 인자들 - 잡음 억압 및 채널 트래킹에 의해 영향받는다. 느리게 변화하는 채널에 대해, 채널 이득들이 느리게 변화하고, 채널 추정치의 품질이 더 많은 심벌을 사용하여 개선되기 때문에 가능하면 많은 심벌들을 사용하여 채널 추정치를 유도하는 것이 바람직하다. 고속 페이딩 채널에 대해, 채널 변화가 코히어런트하게 결합될 수 있는 심벌들의 개수를 제한하기 때문에 더 적은 수의 심벌들을 사용하여 채널 추정치를 유도하는 것이 바람직하다. 유사하게, 높은 SNR 채널을 위해 더 적은 심벌들 및 낮은 SNR 채널을 위해 더 많은 심벌들을 사용하여 채널 추정치를 유도하는 것이 바람직하다.
예시적인 실시예에서, 채널 추정치는 상이한 채널 조건들에 대하여 지정된 상이한 채널 추정 필터들을 사용하여 유도된다. 채널 조건들은 SNR, 이동도, 페이딩 및/또는 다른 인자들에 의해 정량화될 수 있고, 하기에서와 같이 명확하거나 함축적으로 결정될 수 있다.
채널 추정 필터들은 다양한 설계들로 구현될 수 있다. 일 실시예에서, 채널 추정 필터들은 하기와 같은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터들로 구현될 수 있다;
Figure 112009080752915-PAT00001
식(1)
상기
Figure 112009080752915-PAT00002
는 슬롯 n 내의 탭 k에 대한 초기 채널 이득 추정치이고,
Wm(i,k)는 채널 추정 필터 m의 슬롯 i 내의 탭 k에 대한 필터 계수이고,
Figure 112009080752915-PAT00003
는 필터 m을 사용하여 슬롯 n 내의 탭 k에 대한 필터링된 채널 이득 추정치이고,
Lm은 필터 m의 길이이다.
또다른 예시적인 실시예에서, 채널 추정 필터들은 하기와 같이 무한 임펄스 응답(IIR) 필터들로 구현될 수 있다:
Figure 112009080752915-PAT00004
식(2)
상기
Figure 112009080752915-PAT00005
m은 평균의 양을 결정하는 계수이다.
Figure 112009080752915-PAT00006
m의 큰 값은 더 많은 평균에 해당하고,
Figure 112009080752915-PAT00007
m의 작은 값은 더 적은 평균에 해당한다. 채널 추정 필터들은 다른 타입의 필터들로 구현될 수 있다.
M개의 상이한 채널 추정 필터들은 m=1, ..., M에 대하여 정의될 수 있고, M>1이다. FIR 필터들에 대하여, 각각의 채널 추정 필터는 특정 필터 길이 Lm을 가지며, 필터 계수들의 특정 세트 Wm(i,k)을 갖는다. 상이한 계수들은 Wm(i,k)이 탭 인덱스 k의 함수가 되도록 상이한 탭들을 위해 사용될 수 있다. 선택적으로, 동일한 계수는 모든 탭들을 위해 사용될 수 있고, 따라서 Wm(i)는 탭 인덱스 k의 함수가 아니다. IIR 필터들에 대하여, 각각의 채널 추정 필터는 상이한 계수
Figure 112009080752915-PAT00008
m을 갖는다.
일반적으로, 임의의 개수의 채널 추정 필터들이 임의의 채널 조건들을 위해 정의될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 2개의 채널 추정 필터들은 FIR 필터들로 구현된다. 제 1 필터는 2개 슬롯 길이를 가지고, 두 슬롯들에 대하여 동일한 계수 또는 L1=2 및 W1(0,k)=W1(1,k)을 갖는다. 제 2 필터는 3 또는 4개 슬롯들의 길이 및 슬롯들에 대하여 상이한 계수들을 갖는다. 제 1 필터는 높은 SNR, 높은 이동도 및/또는 고속 페이딩을 위해 사용될 수 있다. 제 2 필터는 낮은 SNR, 낮은 이동도 및/또는 저속 페이딩을 위해 사용될 수 있다.
예시적인 실시예에서, 적절한 채널 추정 필터는 필터 선택 메트릭에 기반하여 모든 사용가능한 채널 추정 필터들 사이에서 선택된다. 상기 메트릭은 SNR, 이동도 페이딩 및/또는 다른 인자들과 관련될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 메트릭은 채널 추정치가 파일럿 심벌들 또는 데이터 심벌들에 기반하여 유도되는지의 여부를 표시한다. 또다른 예시적인 실시예에서, 메트릭은 트래픽-대-파일럿 비에 대응한다. 전력 제어 메커니즘은 파일럿 SNR이 타겟 SNR에서 유지되도록 송신 전력을 조정할 수 있고, 상기 타겟 SNR은 -20 dB 또는 임의의 다른 값이 될 수 있다. 데이터 SNR은 파일럿 SNR 및 트래픽-대-파일럿 비에 기반하여 결정될 수 있 다. 또다른 실시예에서, 메트릭은 사용을 위해 선택된 패킷 포맷에 대응한다. 상이한 패킷 포맷들은 상이한 코드 레이트들 및/또는 변조 방식들과 연관될 수 있고, 신뢰성있는 디코딩을 위해 상이한 SNR들을 요구할 수 있다. 또다른 예시적인 실시예에서, 메트릭은 수신된 파일럿 심벌들 및/또는 수신된 데이터 심벌들에 기반하여 결정된 SNR에 대응한다. 또다른 예시적인 실시예에서, 메트릭은 파일럿 상관 또는 당업계에 공지된 임의의 다른 방식들로 추정될 수 있는 이동도(또는 도플러 확산)과 관련된다. 메트릭은 또한 다른 방식들로 정의될 수 있다.
도 5는 도 3의 RX 프로세서(360)의 예시적인 실시예인 RX 프로세서(360a)의 블록 다이어그램을 도시한다. RX 프로세서(360a) 내에서, 파일럿 역확산기(512)는 (예를 들면, DPCCH를 위한 채널화 코드 Cc를 사용하여) 입력 샘플들을 역확산하고 역확산된 파일럿 심벌들을 제공한다. 유닛(514)는 역확산된 파일럿 심벌들에서 변조를 제거하여 채널 이득 추정치들을 제공한다. 채널 추정 필터(516)는 채널 이득 추정치들 및 필터 선택 메트릭을 수신한다. 필터(516)는 메트릭에 기반하여 모든 가능한 필터들 사이에서 적절한 필터를 선택한다. 필터(516)는 예를 들면 식(1) 또는 (2)에 도시된 것과 같이 선택된 필터를 사용하여 채널 이득 추정치들을 필터링하고, 파일럿-기반의 채널 추정치 CHP를 제공한다.
*데이터 역확산기(522)는 (예를 들면, DPDCH에 대한 채널화 코드 Cd 또는 E-DPDCH에 대한 채널화 코드 Ced를 사용하여) 입력 샘플들을 역확산항 역확산된 데이 터 심벌들을 제공한다. 복조기/디코더(524)는 검출된 심벌들을 획득하기 위해 파일럿-기반의 채널 추정치를 사용하여 역확산된 데이터 심벌들에 데이터 검출을 수행한다. 유닛(524)는 또한 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 검출된 심벌들을 디인터리빙 및 디코딩한다. CRC 검사기(526)는 각각의 디코딩된 패킷을 검사하여 패킷이 정확하게 디코딩되었는지 아니면 에러로 디코딩되었는지 결정한다.
도 6은 도 3의 RX 프로세서(360)의 예시적인 실시예인 RX 프로세서(360b)의 블록 다이어그램을 도시한다. RX 프로세서(360b)는 도 5에 대하여 전술된 것과 같이 동작하는 역확산기들(512, 522), 파일럿 변조 제거 유닛(514), 채널 추정 필터(516), 복조기/디코더(524) 및 CRC 검사기(526)를 포함한다.
만약 패킷이 정확하게 디코딩되면, 인코더/변조기(528)는 단말(120)과 동일한 방식으로 디코딩된 패킷을 처리(예를 들면, 인코딩, 인터리빙 및 변조)하고, 재생성된 데이터 심벌들을 제공한다. 유닛(534)는 재생성된 데이터 심벌들을 사용하여 역확산된 데이터 심벌들에서 변조를 제거하고, 데이터-기반의 채널 이득 추정치들
Figure 112009080752915-PAT00009
을 제공한다. 채널 추정 필터(536)는 채널 이득 추정치들
Figure 112009080752915-PAT00010
을 필터링하여 데이터-기반의 채널 추정치, CHD를 제공한다. 유닛(534)로부터의 채널 이득 추정치들
Figure 112009080752915-PAT00011
은 정확하게 디코딩되고 재 인코딩된 다수의 데이터 심벌들로부터 유도될 수 있고, 따라서 유닛(514)로부터의 파일럿-기반의 채널 이득 추정치들
Figure 112009080752915-PAT00012
보다 더 신뢰성 있을 수 있다. 따라서, 필터(536)는 높은 SNR에 대하여 우수한 성능을 제공할 수 있는 필터를 구현할 수 있다.
결합기(538)는 필터(516)로부터 파일럿-기반의 채널 추정치 CHP 및 필터(536)로부터의 데이터-기반의 채널 추정치 CHD를 수신한다. 결합기(538)는 2개 채널 추정치들 중 하나를 선택할 수 있거나, 2개 채널 추정치들을 결합할 수 있다. 결합기(538)는 특정 기준이 만족되는 경우에 데이터-기반의 채널 추정치를 제공하며, 그렇지 않으면 파일럿-기반의 채널 추정치를 제공할 수 있다. 예를 들어, 결합기(538)는 사용가능한 경우에 데이터-기반의 채널 추정치를 제공하고, 트래픽-대-파일럿 비가 특정 임계치 이상인 경우에 무효되지 않는다(예를 들어, 미리 결정된 개수의 슬롯들 내에서 획득됨). 결합기(538)는 또한 트래픽-대-파일럿 비가 특정 범위 내에 있는 경우에 파일럿-기반 및 데이터-기반의 채널 추정치들을 결합하고, 그렇지 않으면, 결합을 디스에이블한다. 결합할 것인지 결합하지 않을 것인지에 대한 결정은 트래픽-대-파일럿 비로부터 유추될 수 있는 2개의 채널 추정치들의 품질들에 기반하여 수행될 수 있다. 우수한 성능은 채널 추정치들의 SNR들이 유사한 경우에 채널 추정치들을 결합하고, 상기 SNR들이 충분히 상이한 경우에 더 우수한 채널 추정치를 사용함으로써 달성될 수 있다. 결합기(538)는 파일럿-기반 및 데이터-기반의 채널 추정치들을 (예를 들면, 상기 채널 추정치들의 SNR들에 기반하여) 가중하고, 가중된 채널 추정치들을 결합할 수 있다. 결합기(538)는 파일럿-기반 및 데이터-기반의 채널 추정치들의 가중되지 않은 평균을 수행한다. 임의의 경우에, 결합기(538)는 복조기/디코더(524)에 대한 채널 추정치를 제공한다.
기지국(110)은 다수의 단말들로부터 업 링크 전송들을 수신할 수 있다. 예시적인 실시예에서, 기지국(110)은 도 5 또는 6에 도시된 것과 같이 각각의 단말에 대하여 독립적으로 수신기(534)로부터의 입력 샘플들을 처리하여 상기 단말로부터의 업 링크 전송을 복원한다. 상기 예시적인 실시예에서, 각각의 단말로부터의 업 링크 전송은 다른 단말들에 대하여 간섭으로 작용한다.
또다른 예시적인 실시예에서, 기지국(110)은 간섭 제거를 사용하여 업 링크 전송을 복원한다. 상기 예시적인 실시예에서, 기지국(110)은 하나의 단말로부터의 업 링크 전송을 복원하기 위해 수신기(354)로부터의 입력 샘플들을 처리하고, 상기 단말로 인한 간섭을 추정하며, 입력 샘플들에서 상기 간섭을 감쇄하여 다음 단말에 대한 입력 샘플들을 획득한다. 기지국(110)은 동일한 방식으로 각각의 나머지 단말로부터의 업 링크 전송을 복원할 수 있다. 성공적으로 디코딩된 단말들로부터 간섭을 제거함으로써, 더 높은 SNR들이 이후 복원된 단말들에 대하여 달성될 수 있다.
도 7은 간섭 제거를 수행하는 RX 프로세서(360c)의 블록 다이어그램을 도시하며, 이는 도 3의 RX 프로세서(360)의 또다른 실시예이다. RX 프로세서(360c)는 하기의 차이들을 제외하고 도 6에 대하여 전술된 것과 같이 동작하는 역확산기들(512, 522), 파일럿 변조 제거 유닛(514, 534), 채널 추정 필터(516, 536), 결합기(538), 복조기/디코더(524), CRC 검사기(526) 및 인코더/변조기(528)를 포함한다. 먼저, 역확산기들(512, 522)은 단말 u에 대한 입력 샘플들을 수신한다. 상기 입력 샘플들은 단말 u가 복원된 최초의 단말인지의 여부에 따라 수신기(354)로부터 입력 샘플들이 될 수 있거나 될 수 없다. 다음에, 채널 추정 필터(516; 결합기(538) 대신)는 단말 u에 대한 파일럿-기반의 채널 추정치 CHPu를 복조기/디코 더(524)에 제공한다. 세번째로, 채널 추정 필터(536)는 단말 u에 대한 데이터-기반의 채널 추정치 CHDu를 제공한다.
만약 패킷이 단말 u에 대하여 정확하게 디코딩되면, 인코더/변조기(528)는 디코딩된 패킷을 처리하고, 단말 u에 대하여 재생성된 데이터 심벌들을 제공한다. CDMA 변조기(540)는 그후에 재생성된 데이터 심벌들( 및 가능하면 파일럿 및 제어 심벌들)을 역확산 및 스크램블링하여 단말 u에 대한 출력 칩들을 생성한다. 채널 에뮬레이터(542)는 CDMA 변조기(540)로부터의 출력 칩들을 수신하고, 채널 추정치를 사용하여 출력 칩들을 결합하며, 단말 u에 대한 간섭 추정치를 제공한다. 채널 에뮬레이터(542)는 단말 u에 대한 무선 채널의 영향들을 시뮬레이션한다. 간섭 감쇄 유닛(544)는 단말 u에 대한 입력 샘플들로부터 간섭 추정치를 감쇄하여 다음 단말 u+1에 대한 입력 샘플들을 제공한다.
도 7에 도시된 예시적인 실시예에서, 필터(536)로부터의 데이터-기반의 채널 추정치 CHDu는 단말 u에 대한 간섭 추정치를 유도하기 위해 사용된다. 데이터-기반의 채널 추정치는 도 6에 도시된 것과 유사한 방식으로 단말 u에 대한 복조 및 디코딩을 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 패킷이 정확히 디코딩될 때마다, 데이터-기반의 채널 추정치가 상기 패킷에 대하여 재생성된 데이터 심벌로부터 유도되고, 현재 패킷을 위한 간섭 추정뿐만 아니라 다음 패킷을 위한 복조/디코딩을 위해 사용된다.
결합기(538)는 도 6에 대하여 전술된 임의의 기준 및/또는 간섭 제거를 위해 적용할 수 있는 다른 기준을 사용하여 파일럿-기반 및 데이터-기반 채널 추정치들 을 결합할 수 있다. 예를 들어, 결합기(538)는 최초의 스테이지, 또는 최초의 몇몇 스테이지들에 대하여 파일럿-기반의 채널 추정치를 제공할 수 있다. 결합기(538)는 데이터-기반 채널 추정치를 제공할 수 있거나 남아있는 스테이지들에 대하여 파일럿-기반 및 데이터-기반 채널 추정치들을 결합할 수 있다.
도 7은 일 스테이지에서 하나의 단말에 대한 처리를 도시한다. U개 단말들은 U개 스테이지들에서 순차적으로 처리될 수 있고, 각각의 스테이지에서 하나의단말이 처리될 수 있다. 제 1 스테이지는 제 1 단말에 대하여 수신기(354)로부터 입력 샘플들을 처리하고, 제 2 스테이지에 대한 입력 샘플들을 제공한다. 각각의 후속 스테이지는 하나의 단말에 대한 선행하는 스테이지로부터 입력 샘플들을 처리하고, 다음 스테이지에 대한 입력 샘플들을 제공한다.
단말들은 또한 병렬 간섭 제거를 사용하여 처리될 수 있다. 상기 경우에, 모든 단말들은 제 1 라운드 내에서 처리될 수 있다. 제 1 라운드에서 성공적으로 디코딩된 모든 단말들로부터의 간섭은 추정되어 입력 샘플들로부터 감쇄된다. 제 1 라운드에서 성공적으로 디코딩되지 않은 단말들은 간섭-제거 입력 샘플들을 사용하여 다시 처리될 수 있다. 프로세싱은 모든 단말들이 성공적으로 디코딩되거나 모든 성공적으로 디코딩된 단말들로부터의 간섭이 제거될 때까지 계속된다. 순차적이고 병렬인 간섭 제거의 결합이 수행될 수 있다. 상기 경우에, 단말들은 그들의 SNR들에 기반하여 그룹들로 정렬될 수 있다. 그룹들은 순차적으로 처리될 수 있고, 각각의 그룹 내의 단말들은 병렬로 처리될 수 있다.
간섭 제거를 사용하여, 각각의 단말의 SNR은 단말이 복원되는 스테이지/순서 에 따라 결정된다. 제 1 단말의 SNR은 어떤 간섭도 제거되지 않았기 때문에 최악이 될 수 있다. 다음 단말의 SNR은 제 1 단말로부터의 간섭이 제거되었기 때문에 양호할 수 있다. 최종 단말의 SNR은 모든 단말들로부터의 간섭이 제거되었기 때문에 최고가 될 수 있다. 일반적으로, SNR은 단말이 복원된 이후에 점진적으로 개선된다.
SNR들에서의 큰 변화는 채널 추정치들을 유도하기 위해 사용된 심벌들에서 존재할 수 있다. 큰 SNR 변화는 채널 추정을 위해 상이한 타입들의 심벌들, 예컨데 파일럿 심벌들 및 데이터 심벌들을 사용하여 및/또는 간섭 제거로부터 발생할 수 있다. 채널 추정 필터링은 더 높은 품질의 채널 추정치들을 획득하기 위해 SNR들의 변화에 매칭될 수 있다.
각각의 단말에 대한 채널 추정 필터들은 단말이 복원되는 스테이지/순서와 그 스테이지에서 필터들이 사용되는 순서에 따라 결정될 수 있는 상기 단말에 대한 SNR에 기반하여 선택될 수 있다. 최악의 SNR을 가지는 제 1 단말에 대하여, 채널 추정 필터(516)는 낮은 SNR을 위한 것일 수 있고, 채널 추정 필터(536)는 낮은 또는 중간의 SNR을 위한 것일 수 있다. 각각의 후속 단말에 대하여, 필터들(516, 536)은 점진적으로 더 높은 SNR을 위한 것일 수 있다. 일반적으로, 연속해서 이후 스테이지들에 대한 필터(516)는 점진적으로 더 높은 SNR을 위한 것일 수 있다. 임의의 주어진 스테이지에 대하여, 필터(536)는 필터(516) 보다 더 높은 SNR을 위한 것일 수 있다. 각각의 스테이지를 위해 사용할 특정 필터들은 사용할 수 있는 모든 채널 추정 필터들 사이에서 적절하게 선택될 수 있다.
본 명세서에 개시된 채널 추정 기술들은 하이브리드 자동 반복 요청(H-ARQ)을 사용하여 전송된 데이터를 위해 사용될 수 있다. H-ARQ에서, 송신기는 패킷이 수신기에 의해 정확히 디코딩될 때까지 패킷에 대하여 하나 또는 다수의 전송들을 전송하거나 최대 회수의 전송들이 패킷을 위해 전송된다. H-ARQ는 채널 조건들에서 변경들이 존재할 때 패킷들에 대한 레이트 적응을 지원하고 데이터 전송을 위한 신뢰도를 개선한다. H-ARQ를 사용하여 전송된 패킷에 대하여, 복조기/디코더(524)는 패킷에 대한 모든 전송들을 저장하고, 저장된 전송을 현재 전송과 결합하며, 결합된 전송을 복조 및 디코딩하여 패킷을 복원한다. 상이한 채널 추정 필터들은 상이한 SNR들과 결합될 수 있는 주어진 패킷의 상이한 전송들을 위해 사용될 수 있다.
본 명세서에 개시된 채널 추정 기술들은 단일-입력 단일-출력(SISO), 단일-입력 다중-출력(SIMO), 다중-입력 단일-출력(MISO), 및 다중-입력 다중-출력(MIMO) 전송들을 위해 사용될 수 있다. 단일-입력은 단일 송신 안테나의 사용을 지칭하고, 다중-입력은 데이터 전송을 위한 다수의 송신 안테나의 사용을 지칭한다. 단일-출력은 단일 수신 안테나의 사용을 지칭하고, 다중-출력은 데이터 수신을 위한 다수의 수신 안테나들의 사용을 지칭한다.
도 8은 MIMO 전송을 위한 송신기(810) 및 수신기(850)의 블록 다이어그램을 도시한다. 다운 링크 전송을 위해, 송신기(810)는 기지국(110)의 일부분이 될 수 이고, 수신기(850)는 단말(120)의 일부분이 될 수 있다. 업 링크 전송을 위해, 송신기(810)는 단말(120)의 일부분이 될 수 있고, 수신기(850)는 기지국(110)의 일부 분이 될 수 있다. 송신기(110)는 다수의(T) 송신 안테나들을 구비한다. 수신기(850)는 다수의(R) 수신 안테나들을 구비한다.
송신기(810)에서 TX 데이터 프로세서(820)는 데이터 패킷들을 처리하여 데이터 심벌들의 S개 스트림들을 생성하며, 상기 1≤S≤min{T,R} 이다. 각각의 패킷은 하나의 스트림 또는 다수의 스트림들에서 전송될 수 있다. TX 공간 프로세서(822)는 파일럿 심벌들을 데이터 심벌들과 멀티플렉싱하고, 멀티플렉싱된 심벌들에 공간 맵핑을 수행하여 T개 출력 칩 스트림들을 T개 송신기들(824a 내지 824 t)에 전송한다. 각각의 송신기(824)는 출력 칩 스트림을 처리하여 변조된 신호를 생성한다. 송신기들(824a 내지 824t)로부터의 T개의 변조 신호들은 각각 안테나들(826a 내지 826t)로부터 전송된다.
수신기(850)에서, R개 안테나들(852a 내지 852r)은 송신기(810)로부터 변조 신호들을 수신하고, 각각의 안테나(852)는 개별 수신기(854)에 수신된 신호를 제공한다. 각각의 수신기(854)는 수신된 신호를 처리하여 입력 샘플들을 제공한다. RX 프로세서(860) 내에서, RX 공간 프로세서(862)는 입력 샘플들에 MIMO 검출을 수행하여 검출된 심벌들을 제공한다. RX 데이터 프로세서(864)는 검출된 심벌들을 추가 처리하여(예를 들면, 디인터리빙, 및 디코딩) 디코딩된 패킷들을 제공한다.
제어기들/프로세서들(830 및 870)은 각각 송신기(810) 및 수신기(850)에서 동작을 제어한다. 메모리들(832 및 872)은 각각 송신기(810) 및 수신기(850)에 대한 데이터 및 프로그램 코드들을 저장한다.
도 9는 도 8의 RX 프로세서(860)의 예시적인 실시예인 RX 프로세서(860a)의 블록 다이어그램이다. RX 프로세서(860a)는 연속하는 간섭 제거(SIC)를 사용하여 송신기(810)로부터의 전송들을 복원한다.
제 1 스테이지(910a)에 대하여, 채널 추정기(912a)는 예컨대 파일럿 심벌들에 기반하여 채널 추정치 CH1를 유도한다. MIMO 검출기들(914a)은 수신기들(854a 내지 854r)로부터 입력 샘플들의 R개 스트림들에 MIMO 검출을 수행하여 제 1 데이터 스트림이 복원되도록 하기 위한 검출된 심벌들 D1을 제공한다. MIMO 검출기들(914a)은 제로-포싱(ZF), 최소 평균 자승 에러(MMSE) 또는 몇몇 다른 MIMO 검출 방식을 구현할 수 있다. 복조기/디코더(916a)는 디코딩된 패킷을 획득하기 위해 디코딩된 심벌들을 복조, 디인터리빙 및 디코딩하고, 추가로 패킷이 정확히 또는 에러로 디코딩되었는지의 여부를 결정한다.
만약 패킷이 정확히 디코딩되면, 인코더/변조기(918a)는 패킷을 인코딩, 인터리빙 및 변조하여 데이터 심벌들을 재생성한다. 채널 추정기(924a)는 재생성된 데이터 심벌들 및 검출된 심벌들 D1에 기반하여 데이터-기반의 채널 추정치 CHD1를 유도한다. 결합기(926a)는 채널 추정기(912a)로부터 채널 추정치 CH1 및 채널 추정기(924a)로부터의 데이터-기반 채널 추정치 CHD1를 선택적으로 결합하여 채널 추정치 CH2를 제공한다. 간섭 추정기(920a)는 재생성된 데이터 심벌들 및 채널 추정치 CH2에 기반하여 디코딩된 패킷으로 인한 간섭을 추정한다. 간섭 감쇄 유닛(922a)는 입력 샘플들로부터 간섭 추정치를 감쇄하여 다음 스테이지를 위한 입력 샘플들을 제공한다.
각각의 후속 스테이지는 제 1 스테이지와 유사한 방식으로 이전 스테이지로 부터의 채널 추정치를 사용하여 후속 스테이지를 위한 입력 샘플들에 처리를 수행할 수 있다. 각각의 스테이지는 다음 스테이지를 위한 입력 샘플들 및 채널 추정치를 제공한다.
SNR은 일반적으로 후속 스테이지들을 개선한다. 상이한 채널 추정 필터들은 상이한 스테이지들 내의 채널 추정기들(912 및/또는 924)을 위해 사용될 수 있고, 상기 스테이지들을 위한 SNR들에 기반하여 선택될 수 있다. 일반적으로, 연속해서 이후 스테이지들에 대한 필터(924)는 점진적으로 더 높은 SNR을 위한 것일 수 있다. 각각의 스테이지를 위해 사용할 특정 필터는 사용가능한 모든 채널 추정 필터들 사이에서 적절하게 선택될 수 있다.
도 10은 선택가능한 채널 추정 필터를 사용하여 신호를 복원하기 위한 프로세스(1000)의 예시적인 실시예를 도시한다. 필터 선택 메트릭은 복원될 신호에 대하여 결정된다(블록 1012). 필터 선택 메트릭은 채널 추정치를 유도하기 위해 파일럿 심벌들이 사용될 것인지 데이터 심벌들이 사용될 것인지의 여부, 신호에 대한 트래픽-대-파일럿 비, 복원될 다수의 신호들 사이에서 신호가 복원되는 순서, 신호의 SNR, 이동도 및/또는 다른 정보에 기초하역 결정될 수 있다. 채널 추정 필터는 상기 필터 선택 메트릭에 기반하여 선택된다(블록 1014). 상이한 길이들 및/또는 주파수 응답들을 가지는 다수의 채널 추정 필터들은 예컨대 상이한 SNR 범위들에 대하여 사용가능할 수 있다. 적절한 채널 추정 필터는 예컨대 필터 선택 메트릭에 의해 명확하게 또는 함축적으로 표시된 SNR에 기반하여 선택될 수 있다. 채널 추정치는 선택된 채널 추정 필터를 사용하여 유도된다(블록 1016). 신호는 그후에 상기 채널 추정치를 사용하여 복원된다(블록 1018).
도 11은 상이한 채널 추정치들로 신호를 복원하기 위한 프로세스(1100)의 예시적인 실시예를 도시한다. 제 1 채널 추정치는 파일럿 심벌들에 기반하여 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 유도된다(블록 1112). 제 1 패킷은 제 1 채널 추정치를 사용하여 복원된다(블록 1114). 제 1 패킷을 위한 데이터 심벌들은 재생성된다(블록 1116). 제 2 채널 추정치는 데이터 심벌들에 기반하여 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 유도된다(블록 1118). 제 3 채널 추정치는 제 1 및 제 2 채널 추정치들에 기반하여 획득된다(블록 1120). 제 2 채널 추정치는 제 2 채널 추정치의 품질이 제 1 채널 추정치의 품질을 트래픽-대-파일럿 비에 의해 결정될 수 있는 미리 결정된 양만큼 초과하는 경우에 제 3 채널 추정치로서 제공될 수 있다. 제 1 및 제 2 채널 추정치들은 가중하거나 가중하지 않고 결합되어 제 3 채널 추정치로 제공된다. 임의의 경우에, 제 2 패킷은 제 3 채널 추정치를 사용하여 복원된다(블록 1122).
도 12는 다수의 신호들을 복원하기 위한 프로세스(1200)의 예시적인 실시예를 도시한다. 제 1 채널 추정치는 제 1 필터 응답을 가지는 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 유도된다(블록 1212). 제 1 신호는 제 1 채널 추정치를 사용하여 복원된다(블록 1214). 제 1 신호로 인한 간섭이 추정되고(블록 1216) 제거된다(블록 1218). 제 2 채널 추정치는 제 1 필터 응답과는 상이한 제 2 필터 응답을 가지는 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 유도된다(블록 1220). 제 2 신호는 제 2 채널 추정치를 사용하여 복원된다(블록 1222).
블록(1216)에 대하여, 제 1 신호가 재생성될 수 있다. 제 3 채널 추정치는 재생성된 제 1 신호에 기반하여 제 1 필터 응답과 상이한 제 3 필터 응답을 가지는 제 3 채널 추정 필터를 사용하여 유도될 수 있다. 제 4 채널 추정치는 (1) 트래픽-대-파일럿 비가 특정 범위 내에 있는 경우에 제 1 및 제 3 채널 추정치들을 결합하거나, (2) 다른 경우에 제 1 또는 제 3 채널 추정치를 제 5 채널 추정치로 제공함으로써 제 1 및 제 3 채널 추정치들에 기반하여 획득될 수 있다. 제 1 신호로 인한 간섭은 제 4 채널 추정치를 사용하여 유도될 수 있다.
추가의 신호들은 제 2 신호와 유사한 방식으로 복원될 수 있다. 신호들은 상이한송신기들, 예컨대 상이한 단말들로부터의 신호들이다. 신호들은 또한 MIMO 전송에서 상이한 데이터 스트림들에 응답한다.
당업자는 정보 및 신호들이 임의의 다수의 상이한 기술들 및 테크닉들을 사용하여 표현될 수 있음을 인식할 것이다. 예를 들어, 상기 설명을 통해 참조될 수 있는 데이터, 지시들, 명령들, 정보, 신호들, 비트들, 심벌들 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기파들, 전자기장들, 또는 전자기 입자들, 광학계들 또는 광학 입자들, 또는 그들의 임의의 조합에 의해 표시될 수 있다.
당업자는 또한 본 명세서에 개시된 실시예들과 관련하여 설명된 논리적인 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들이 전자하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 그들의 조합으로서 실행될 수 있음을 인식할 것이다. 상기 하드웨어 및 소프트웨어의 상호교환가능성을 명백히 설명하기 위해, 다양한 요소들, 블록들, 모듈들, 회로들, 및 단계들이 그들의 기능성에 관련하여 전술되었다. 상기 기능성이 하드웨어로 실행되는지 또는 소프트웨어로 실행되는지의 여부는 전체 시스템에 부과된 특정 애플리케이션 및 설계 제약에 따라 결정한다. 당업자는 각각의 특정 애플리케이션을 위해 다양한 방식들로 설명된 기능성을 실행할 수 있지만, 상기 실행 결정들은 본 발명의 영역으로부터 벗어나는 것으로 해석될 수 없다.
본 명세서에서 개시된 실시예와 관련하여 다양하게 설명되는 논리 블록들, 모듈들, 및 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 처리기(DSP), 응용 집적 회로(ASIC), 현장 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA), 또는 다른 프로그램가능한 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 요소들, 또는 본 명세서에 개시된 기능을 수행하도록 설계된 그들의 임의의 조합을 사용하여 실행되거나 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서가 될 수 있지만, 선택적으로 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 기계가 될 수 있다. 프로세서는 또한 예를 들어, DSP 및 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합된 하나 또는 그이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 구성과 같은 컴퓨팅 장치들의 조합으로서 실행될 수 있다.
본 명세서에 개시된 실시예와 관련하여 설명되는 방법 또는 알고리즘의 단계는 하드웨어에서, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈에서, 또는 그들의 조합에서 즉시 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터들, 하드디스크, 제거가능한 디스크, CD-ROM 또는 임의의 다른 저장 매체 형태로 당업자에게 공지된다. 예시적인 저장 매체는 저장매체로부터 정보를 판독하고 정보를 기록할 수 있는 프로세서에 접속된다. 선택적으로, 저장 매체는 프로세서의 필수 구성요소이다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 내에 상주할 수 있다. ASIC은 사용자 터미널 내에 상주할 수 있다. 선택적으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 디바이스내에서 이산요소들로서 상주할 수 있다.
개시된 실시예의 전술된 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 이용하기에 용이하도록 하기 위하여 제공되었다. 이들 실시예에 대한 여러 가지 변형은 당업자에게 자명하며, 여기서 한정된 포괄적인 원리는 본 발명의 사용 없이도 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 설명된 실시예에 한정되는 것이 아니며, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징에 나타낸 가장 넓은 범위에 따른다.
도 1은 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 W-CDMA에서 프레임 포맷 및 슬롯 포맷을 도시한다.
도 3은 기지국 및 단말의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 4는 단말에서 CDMA 변조기의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 5는 기지국에서 수신(RX) 프로세서의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 6은 파일럿 및 데이터 심벌들에 대하여 상이한 채널 추정 필터들을 가지는 RX 프로세서의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 7은 간섭 제거(cancellation)를 가지는 RX 프로세서의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 8은 MIMO 전송을 위한 송신기 및 수신기의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 9는 간섭 제거를 가지는 RX 프로세서의 블록 다이어그램을 도시한다.
도 10은 신호를 복원하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 11은 상이한 채널 추정치들을 이용하여 신호를 복원하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 12는 다수의 신호들을 복원하기 위한 프로세스를 도시한다.

Claims (23)

  1. 파일럿 심벌들에 기초하고 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도하고, 상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 패킷을 복원하고, 상기 제 1 패킷에 대한 데이터 심벌들을 재생성(regenerate)하며, 상기 데이터 심벌들에 기초하고 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도하고, 상기 제 1 및 제 2 채널 추정치들에 기반하여 제 3 채널 추정치를 획득하며, 상기 제 3 채널 추정치를 사용하여 제 2 패킷을 복원하기 위한 적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서와 통신하는 메모리를 포함하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 2 채널 추정치의 품질이 상기 제 1 품질 추정치의 품질을 미리 결정된 양만큼 초과하는 경우에 상기 제 2 채널 추정치를 상기 제 3 채널 추정치로서 제공하는, 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 트래픽-대-파일럿 비에 기반하여 상기 제 2 채널 추정치의 품질이 상기 제 1 채널 추정치의 품질을 미리 결정된 양만큼 초과하는지의 여부를 결정하는, 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 3 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 제 1 및 제 2 채널 추정치들을 결합하는, 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 채널 추정치의 품질에 의해 결정된 제 1 가중치를 사용하여 상기 제 1 채널 추정치를 가중하고, 상기 제 2 채널 추정치의 품질에 의해 결정된 제 2 가중치를 사용하여 상기 제 2 채널 추정치를 가중하며, 상기 제 3 채널 추정치를 획득하기 위해 가중된 제 1 및 제 2 채널 추정치들을 결합하는, 장치.
  6. 파일럿 심벌들에 기초하고 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도하는 단계;
    상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 패킷을 복원하는 단계;
    상기 제 1 패킷에 대한 데이터 심벌들을 재생성하는 단계;
    상기 데이터 심벌들에 기초하고 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도하는 단계;
    상기 제 1 및 제 2 채널 추정치들에 기반하여 제 3 채널 추정치를 획득하는 단계; 및
    상기 제 3 채널 추정치를 사용하여 제 2 패킷을 복원하는 단계를 포함하는 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 제 3 채널 추정치를 획득하는 단계는 상기 제 2 채널 추정치의 품질이 상기 제 1 채널 추정치의 품질을 미리 결정된 양만큼 초과하는 경우에 상기 제 2 채널 추정치를 상기 제 3 채널 추정치로 제공하는 단계를 포함하는, 방법.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 제 3 채널 추정치를 획득하는 단계는 상기 제 3 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 제 1 및 제 2 채널 추정치들을 결합하는 단계를 포함하는, 방법.
  9. 파일럿 심벌들에 기초하고 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도하기 위한 수단;
    상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 패킷을 복원하기 위한 수단;
    상기 제 1 패킷에 대한 데이터 심벌들을 재생성하기 위한 수단;
    상기 데이터 심벌들에 기초하고 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도하기 위한 수단;
    상기 제 1 및 제 2 채널 추정치들에 기반하여 제 3 채널 추정치를 획득하기 위한 수단; 및
    상기 제 3 채널 추정치를 사용하여 제 2 패킷을 복원하기 위한 수단을 포함 하는 장치.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 제 3 채널 추정치를 획득하기 위한 수단은 상기 제 2 채널 추정치의 품질이 상기 제 1 채널 추정치의 품질을 미리 결정된 양만큼 초과하는 경우에 상기 제 2 채널 추정치를 상기 제 3 채널 추정치로 제공하기 위한 수단을 포함하는, 장치.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 제 3 채널 추정치를 획득하기 위한 수단은 상기 제 3 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 제 1 및 제 2 채널 추정치들을 결합하기 위한 수단을 포함하는, 장치.
  12. 제 1 필터 응답을 가지는 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도하고, 상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 신호를 복원하고, 상기 제 1 신호로 인한 간섭을 추정하고, 상기 제 1 신호로 인한 간섭을 제거하며, 상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 2 필터 응답을 가지는 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도하며, 상기 제 2 채널 추정치를 사용하여 제 2 신호를 복원하기 위한 적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서와 통신하는 메모리를 포함하는 장치.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 1 신호를 복원한 후에 상기 제 1 신호를 재생성하고, 상기 재생성된 제 1 신호에 기초하고 상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 3 필터 응답을 가지는 제 3 채널 추정 필터를 사용하여 제 3 채널 추정치를 유도하고, 상기 제 1 및 제 3 채널 추정치들에 기반하여 제 4 채널 추정치를 획득하며, 상기 제 4 채널 추정치를 사용하여 상기 제 1 신호로 인한 간섭을 추정하는, 장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 트래픽 대 파일럿 비가 특정 범위 내에 있는 경우에 상기 제 4 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 제 1 및 제 3 채널 추정치들을 결합하고, 상기 트래픽 대 파일럿 비가 상기 특정 범위 밖에 있는 경우에 상기 제 1 채널 추정치 또는 상기 제 3 채널 추정치를 상기 제 4 채널 추정치로서 제공하는, 장치.
  15. 제 12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 2 신호로 인한 간섭을 추정하고, 상기 제 2 신호로 인한 상기 간섭을 제거하고, 상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 3 필터 응답을 가지는 제 3 채널 추정 필터를 사용하여 제 3 채널 추정치를 유도하 고, 상기 제 3 채널 추정치를 사용하여 제 3 신호를 복원하는, 장치.
  16. 제 12항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 신호들은 2개의 단말들로부터 발생하는, 장치.
  17. 제 12항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 신호들은 다중-입력 다중-출력(MIMO) 전송을 위한, 장치.
  18. 제 1 필터 응답을 가지는 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도하는 단계;
    상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 신호를 복원하는 단계;
    상기 제 1 신호로 인한 간섭을 추정하는 단계;
    상기 제 1 신호로 인한 간섭을 제거하는 단계;
    상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 2 필터 응답을 가지는 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도하는 단계; 및
    상기 제 2 채널 추정치를 사용하여 제 2 신호를 복원하는 단계를 포함하는 방법.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 제 1 신호를 복원한 후에 상기 제 1 신호를 재생성하는 단계;
    상기 재생성된 제 1 신호에 기초하고 상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 3 필터 응답을 가지는 제 3 채널 추정 필터를 사용하여 제 3 채널 추정치를 유도하는 단계;
    상기 제 1 및 제 3 채널 추정치들에 기반하여 제 4 채널 추정치를 획득하는 단계; 및
    상기 제 4 채널 추정치를 사용하여 상기 제 1 신호로 인한 간섭을 추정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 제 4 채널 추정치를 획득하는 단계는,
    트래픽 대 파일럿 비가 특정 범위 내에 있는 경우에 상기 제 4 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 제 1 및 제 3 채널 추정치들을 결합하는 단계; 및
    상기 트래픽 대 파일럿 비가 상기 특정 범위 밖에 있는 경우에 상기 제 1 채널 추정치 또는 상기 제 3 채널 추정치를 상기 제 4 채널 추정치로 제공하는 단계를 포함하는, 방법.
  21. 제 1 필터 응답을 가지는 제 1 채널 추정 필터를 사용하여 제 1 채널 추정치를 유도하기 위한 수단;
    상기 제 1 채널 추정치를 사용하여 제 1 신호를 복원하기 위한 수단;
    상기 제 1 신호로 인한 간섭을 추정하기 위한 수단;
    상기 제 1 신호로 인한 간섭을 제거하기 위한 수단;
    상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 2 필터 응답을 가지는 제 2 채널 추정 필터를 사용하여 제 2 채널 추정치를 유도하기 위한 수단; 및
    상기 제 2 채널 추정치를 사용하여 제 2 신호를 복원하기 위한 수단을 포함하는 장치.
  22. 제 21항에 있어서,
    상기 제 1 신호를 복원한 후에 상기 제 1 신호를 재생성하기 위한 수단;
    상기 재생성된 제 1 신호에 기초하고 상기 제 1 필터 응답과는 상이한 제 3 필터 응답을 가지는 제 3 채널 추정 필터를 사용하여 제 3 채널 추정치를 유도하기 위한 수단;
    상기 제 1 및 제 3 채널 추정치들에 기반하여 제 4 채널 추정치를 획득하기 위한 수단; 및
    상기 제 4 채널 추정치를 사용하여 상기 제 1 신호로 인한 간섭을 추정하기 위한 수단을 더 포함하는, 장치.
  23. 제 22항에 있어서,
    상기 제 4 채널 추정치를 획득하기 위한 수단은,
    트래픽 대 파일럿 비가 특정 범위 내에 있는 경우에 상기 제 4 채널 추정치를 획득하기 위해 상기 제 1 및 제 3 채널 추정치들을 결합하기 위한 수단; 및
    상기 트래픽 대 파일럿 비가 상기 특정 범위 밖에 있는 경우에 상기 제 1 채널 추정치 또는 상기 제 3 채널 추정치를 상기 제 4 채널 추정치로 제공하기 위한 수단을 포함하는, 장치.
KR1020097027227A 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정 KR101185876B1 (ko)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US70767305P 2005-08-12 2005-08-12
US60/707,673 2005-08-12
US11/492,605 US8165186B2 (en) 2005-08-12 2006-07-24 Channel estimation for wireless communication
US11/492,605 2006-07-24
PCT/US2006/031405 WO2007021952A2 (en) 2005-08-12 2006-08-10 Channel estimation for wireless communication

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087006053A Division KR101143242B1 (ko) 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020107021322A Division KR101096889B1 (ko) 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100008010A true KR20100008010A (ko) 2010-01-22
KR101185876B1 KR101185876B1 (ko) 2012-09-26

Family

ID=37499233

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087006053A KR101143242B1 (ko) 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정
KR1020107021322A KR101096889B1 (ko) 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정
KR1020097027227A KR101185876B1 (ko) 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정

Family Applications Before (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087006053A KR101143242B1 (ko) 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정
KR1020107021322A KR101096889B1 (ko) 2005-08-12 2006-08-10 무선 통신을 위한 채널 추정

Country Status (10)

Country Link
US (3) US8165186B2 (ko)
EP (3) EP1913745B1 (ko)
JP (3) JP4897810B2 (ko)
KR (3) KR101143242B1 (ko)
CN (3) CN101958730B (ko)
AT (1) ATE532301T1 (ko)
ES (1) ES2373567T3 (ko)
MY (1) MY146679A (ko)
TW (2) TW201036363A (ko)
WO (1) WO2007021952A2 (ko)

Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005015775A1 (en) * 2003-08-11 2005-02-17 Nortel Networks Limited System and method for embedding ofdm in cdma systems
US8165186B2 (en) * 2005-08-12 2012-04-24 Qualcomm Incorporated Channel estimation for wireless communication
US7864885B2 (en) * 2006-11-15 2011-01-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Multiple input multiple output (MIMO) transceiver with pooled adaptive digital filtering
US8102795B2 (en) * 2007-03-09 2012-01-24 Qualcomm Incorporated Channel equalization with non-common midamble allocation in 3GPP TD-CDMA systems
US8014424B2 (en) * 2007-06-25 2011-09-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using an unique index set for PSC sequence in a wireless communication system
CN101485103A (zh) * 2007-08-31 2009-07-15 富士通株式会社 无线通信系统和无线通信方法
KR101457690B1 (ko) * 2008-03-05 2014-11-04 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 간섭 신호를 제거하기 위한 수신 장치 및 방법
KR101402906B1 (ko) * 2008-06-23 2014-06-02 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 전력 제어를 위한 장치 및 방법
US8428538B2 (en) * 2008-07-09 2013-04-23 Intel Mobile Communications GmbH Channel estimator
US8238482B2 (en) 2008-10-14 2012-08-07 Apple Inc. Techniques for improving channel estimation and tracking in a wireless communication system
KR101556636B1 (ko) * 2008-12-16 2015-10-01 삼성전자주식회사 데이터 채널을 이용한 채널 추정 방법 및 장치
US8830918B2 (en) * 2009-03-16 2014-09-09 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for performing uplink transmit diversity
US8615030B2 (en) * 2009-05-04 2013-12-24 Qualcomm Incorporated Method and system for multi-user detection using two-stage processing
US8451963B2 (en) * 2009-06-09 2013-05-28 Qualcomm Incorporated Method and system for interference cancellation
RU2542732C2 (ru) * 2009-07-15 2015-02-27 Блэкберри Лимитед Способ выбора из множества методик оценки канала и радиоприемник
US9256560B2 (en) * 2009-07-29 2016-02-09 Solarflare Communications, Inc. Controller integration
US8509287B2 (en) * 2009-10-23 2013-08-13 Broadcom Corporation Method and system for diversity processing utilizing a programmable interface suppression module
US8335286B2 (en) * 2009-08-26 2012-12-18 Qualcomm Incorporated Methods for determining decoding order in a MIMO system with successive interference cancellation
US8594238B2 (en) 2009-12-15 2013-11-26 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method for estimating channel in channel domain
KR101329335B1 (ko) * 2009-12-15 2013-11-20 한국전자통신연구원 주파수 영역의 채널 추정 장치 및 방법
US8699553B2 (en) 2010-02-19 2014-04-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Data-aided SIR estimation
US8396168B2 (en) * 2010-04-15 2013-03-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Channel estimation for equalizer using serial localization with indecision
US8699592B1 (en) * 2010-06-11 2014-04-15 Marvell International Ltd. Systems and methods for estimating decoder noise power in OFDM systems
TW201234793A (en) 2011-02-11 2012-08-16 Interdigital Patent Holdings Method and apparatus for closed loop transmit diversity transmission initial access
US9313744B2 (en) * 2011-10-28 2016-04-12 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for configuring traffic-to-pilot power ratios in heterogeneous networks
US8903001B2 (en) * 2011-11-10 2014-12-02 Marvell World Trade Ltd. Channel estimation with decision feedback
CN104604150B (zh) * 2012-07-23 2018-01-30 苹果公司 用于协作多点传输簇中锚定的向下选择的方法和系统
US8737457B2 (en) * 2012-09-28 2014-05-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Adaptive smoothing of channel estimates
US9485061B2 (en) * 2012-10-12 2016-11-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication system with flexible repeat-response mechanism and method of operation thereof
US9350587B1 (en) 2012-11-30 2016-05-24 Marvell International Ltd. System and method for timing error estimation
EP2782305B1 (en) 2013-03-20 2019-07-24 ZTE (USA) Inc. Statistics adaptive soft decision forward error correction in digital communication
EP2782282A3 (en) 2013-03-20 2018-04-04 ZTE (USA) Inc. Soft maximum likelihood sequence estimation in digital communication
US9553706B2 (en) 2013-05-15 2017-01-24 Qualcomm Incorporated Channel estimate under non-uniform reference signal pattern
US20150049731A1 (en) * 2013-08-16 2015-02-19 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Method for Coding OFDMA Data without Pilot Symbols
KR102162702B1 (ko) * 2013-10-04 2020-10-07 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치
US9350590B2 (en) * 2013-10-25 2016-05-24 Texas Instruments Incorporated Method, system and apparatus for carrier frequency offset correction and channel estimation
EP2975787B1 (en) * 2014-07-16 2018-10-03 ZTE Corporation Adaptive post digital filter and inter-symbol interference equalizer for optical communication
US9819419B2 (en) 2014-10-07 2017-11-14 Zte Corporation Maximum likelihood sequence estimation of Quadrature Amplitude Modulated signals
CA2988717C (en) * 2015-07-24 2021-01-26 Halliburton Energy Services, Inc. Channel estimation in mud pulse telemetry
JP6538589B2 (ja) * 2016-02-26 2019-07-03 日本電信電話株式会社 無線通信装置及び干渉低減方法
KR101943984B1 (ko) 2017-02-13 2019-01-31 전남대학교산학협력단 Lte 기반 사이드링크 시스템에서의 채널 추정 방법 및 이를 위한 장치
KR101943985B1 (ko) 2017-02-14 2019-01-31 전남대학교산학협력단 Lte 기반 채널 추정 방법 및 이를 위한 장치
KR101977623B1 (ko) 2017-06-30 2019-05-14 전남대학교산학협력단 고속 링크 적응을 위한 채널 보간 및 예측 방법, 그리고 이를 위한 장치
KR101940749B1 (ko) 2017-08-21 2019-01-22 전남대학교산학협력단 채널 추정 방법 및 이를 위한 장치
KR101943983B1 (ko) 2017-08-22 2019-01-31 전남대학교산학협력단 차량 간 통신에서 채널 추정을 위한 방법 및 이를 위한 장치
US12028187B2 (en) * 2019-09-19 2024-07-02 Nokia Solutions And Networks Oy Machine learning-based channel estimation
WO2023287415A1 (en) * 2021-07-14 2023-01-19 Zeku, Inc. Apparatus and method for low power channel estimation
CN113436648B (zh) * 2021-08-26 2021-11-30 深圳市志泽科技有限公司 具有传输信道选择功能的双向通讯系统

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4740236A (en) * 1982-12-03 1988-04-26 Ciba-Geigy Corporation N-sulfonyl-imino-thiocarbonic acid diesters as herbicide antagonists for the protection of rice crops
US5572552A (en) 1994-01-27 1996-11-05 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Method and system for demodulation of downlink CDMA signals
JP2746261B2 (ja) 1996-06-10 1998-05-06 日本電気株式会社 Ｄｓ−ｃｄｍａ干渉キャンセル装置
US5872816A (en) 1996-08-20 1999-02-16 Hughes Electronics Corporation Coherent blind demodulation
JP3335900B2 (ja) 1998-02-27 2002-10-21 松下電器産業株式会社 干渉除去装置及び干渉除去方法
US6381290B1 (en) * 1998-05-15 2002-04-30 Ericsson Inc. Mobile unit for pilot symbol assisted wireless system and method of improving performance thereof
JP2970656B1 (ja) 1998-06-25 1999-11-02 日本電気株式会社 Ｄｓ−ｃｄｍａマルチユーザ干渉キャンセラ
JP3369489B2 (ja) * 1998-11-11 2003-01-20 松下電器産業株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
US6442154B1 (en) * 1999-04-15 2002-08-27 Ericsson Inc. Method and apparatus for successive cancellation using multiple signal timings
US6414988B1 (en) * 1999-05-12 2002-07-02 Qualcomm Incorporated Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system
JP3373457B2 (ja) 1999-08-24 2003-02-04 松下電器産業株式会社 無線受信装置及び無線受信方法
MY133723A (en) 1999-09-17 2007-11-30 Ericsson Telefon Ab L M "apparatus and method for substantially eliminating a near-channel interfering amplitude modulated signal"
WO2001039032A1 (en) 1999-11-11 2001-05-31 Voyan Technology Method for design and implementation of fixed-point filters for control and signal processing
EP1122891A1 (en) 2000-01-31 2001-08-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Radio receiver and method therein
US6963546B2 (en) 2000-03-15 2005-11-08 Interdigital Technology Corp. Multi-user detection using an adaptive combination of joint detection and successive interface cancellation
JP2001326586A (ja) 2000-05-17 2001-11-22 Nec Corp Ｃｄｍａ通信システム及びそれに用いるチャネル推定方法
JP2002043980A (ja) * 2000-07-24 2002-02-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線受信装置および無線受信方法
JP3735015B2 (ja) 2000-07-26 2006-01-11 松下電器産業株式会社 回線推定装置および回線推定方法
JP2002044172A (ja) 2000-07-26 2002-02-08 Sanyo Electric Co Ltd 位相補正回路および位相補正回路を備えた携帯無線端末
JP2002232397A (ja) 2001-01-31 2002-08-16 Ntt Docomo Inc 移動通信システムにおける受信処理方法及び受信装置
US7133435B2 (en) 2001-06-20 2006-11-07 Texas Instruments Incorporated Interference cancellation system and method
US7058144B2 (en) 2001-08-07 2006-06-06 Conexant, Inc. Intelligent control system and method for compensation application in a wireless communications system
US7230975B2 (en) * 2001-08-07 2007-06-12 Qualcomm Incorporated Adaptive pilot filter for a wireless communication system
US7035659B1 (en) * 2001-10-22 2006-04-25 Via Telecom Co., Ltd. Estimation of forward link signal-to-noise ratio
DE10228103A1 (de) 2002-06-24 2004-01-15 Bayer Cropscience Ag Fungizide Wirkstoffkombinationen
GB2403113B (en) 2002-08-16 2005-05-11 Toshiba Res Europ Ltd Channel estimation and training sequence determination
EP1401164A1 (en) 2002-09-19 2004-03-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Bandwith estimation and adaptive filtering
JP2004120643A (ja) * 2002-09-27 2004-04-15 Toshiba Corp Ｒａｋｅ受信機とその受信制御プログラム
US7092731B2 (en) * 2003-03-06 2006-08-15 Lucent Technologies Inc. Method for improving capacity of a reverse link channel in a wireless network
KR100605940B1 (ko) 2003-03-10 2006-08-02 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 이동단말의 속도 추정 장치 및 방법
US7433433B2 (en) 2003-11-13 2008-10-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Channel estimation by adaptive interpolation
US8165186B2 (en) 2005-08-12 2012-04-24 Qualcomm Incorporated Channel estimation for wireless communication

Also Published As

Publication number Publication date
EP2273742A3 (en) 2013-03-06
EP2226949B1 (en) 2020-10-21
KR20100110398A (ko) 2010-10-12
KR20080033543A (ko) 2008-04-16
CN101977168A (zh) 2011-02-16
CN101958730A (zh) 2011-01-26
US20070104253A1 (en) 2007-05-10
EP2273742A2 (en) 2011-01-12
ATE532301T1 (de) 2011-11-15
JP2012034412A (ja) 2012-02-16
TW200718080A (en) 2007-05-01
KR101143242B1 (ko) 2012-05-21
JP5442697B2 (ja) 2014-03-12
JP5442696B2 (ja) 2014-03-12
US20110026653A1 (en) 2011-02-03
JP4897810B2 (ja) 2012-03-14
CN101283559B (zh) 2015-02-18
CN101977168B (zh) 2014-04-09
US20100158176A1 (en) 2010-06-24
WO2007021952A3 (en) 2007-04-12
JP2009505510A (ja) 2009-02-05
MY146679A (en) 2012-09-14
KR101096889B1 (ko) 2011-12-22
EP2226949A1 (en) 2010-09-08
US8625656B2 (en) 2014-01-07
CN101958730B (zh) 2013-02-13
CN101283559A (zh) 2008-10-08
EP1913745B1 (en) 2011-11-02
EP1913745A2 (en) 2008-04-23
WO2007021952A2 (en) 2007-02-22
ES2373567T3 (es) 2012-02-06
US8165186B2 (en) 2012-04-24
TWI340568B (en) 2011-04-11
JP2012034413A (ja) 2012-02-16
EP2273742B1 (en) 2019-10-16
TW201036363A (en) 2010-10-01
KR101185876B1 (ko) 2012-09-26
US8437380B2 (en) 2013-05-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101185876B1 (ko) 무선 통신을 위한 채널 추정
KR100990631B1 (ko) 공간 및 시간적으로 상관된 수신 샘플들로부터 신호를재구성하는 방법 및 시스템
JP5180093B2 (ja) 無線通信用の多段受話器
US20040203812A1 (en) Communication receiver with an adaptive equalizer that uses channel estimation
EP1726101A1 (en) Successive interference cancellation in a generalized rake receiver architecture
US7218692B2 (en) Multi-path interference cancellation for transmit diversity
JP2008504722A (ja) データ送信方法及び受信器
EP1304815A2 (en) A code division multiple access downlink receiver
EP2055017A1 (en) Method and system of communications
EP1372308A1 (en) Method and apparatus for adaptive channel equalization using decision feedback

Legal Events

Date Code Title Description
A107 Divisional application of patent
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
A107 Divisional application of patent
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160629

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180628

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190624

Year of fee payment: 8