KR20090125118A - 통신 채널들용 적응성 이퀄라이저 - Google Patents

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Abstract

통신 채널용 적응성 이퀄라이저들 및 대응하는 이퀄라이징 방법들은 기술된다. 적응성 이퀄라이저는 수신된 신호에 결합되도록 구성되고 프리-필터 신호를 제공하는 고정된 프리-필터(321); 프리-필터 신호에게 위상 및 진폭 변화들을 보상하기 위해 결합 및 구성된 적응성 필터(327); 및 적응성 필터에 결합되고 수신 신호의 간섭을 감소시키기 위한 간섭 제거기(331)를 포함한다.
Figure P1020097019700
적응성 이퀄라이저, 프리-필터, 적응성 필터, 간섭 제거기, 프리-필터 신호

Description

통신 채널들용 적응성 이퀄라이저{ADAPTIVE EQUALIZER FOR COMMUNICATION CHANNELS}
본 발명은 일반적으로 통신 장비 및 통신 채널들을 통해 전송되는 신호들을 이퀄라이징(equalizing) 또는 보상하기 위한 상기 통신 장비에 사용되는 적응성 이퀄라이저들(equalizers) 및 특히 상기 이퀄라이저들을 개선하기 위한 기술들 및 장치에 관한 것이다.
이퀄라이저들 및 적응성 이퀄라이저들은 통신 채널과 전송 매체를 통한 전송 동안 전송기 또는 수신기에서 생성된 신호의 변형들을 포함하는 신호에서 발생하는 간섭 또는 왜곡들을 보상하기 위해 종종 사용된다. 간섭의 하나의 공통 타입은 일반적으로 인터심볼 간섭(ISI)(InterSymbol Interference)이라 하고, 상기 인터심볼 간섭은 일반적으로 이전에 전송된 심볼들인 이웃 심볼들로부터 발생할 수 있는 주어진 심볼 상 영향을 나타낸다. ISI는 의도적인 원인들, 예를 들어 스펙트럼 효과에 사용된 전송기 필터들 또는 인접한 채널 간섭 감소에 사용되는 수신 필터들, 또는 바람직하지 않고 제어 가능하지 않은 원인들, 예를 들어 채널 또는 전송기 및 수신기 결함들 시 다중-경로 페이딩(multi-path fading)을 포함하는 다양한 요인들로부터 발생할 수 있다.
다중-경로 페이딩은 심볼 지속 기간 또는 길이(일반적으로 산란이라 함)뿐 아니라 모양 측면에서 전송된 심볼을 왜곡한다. 통신 채널들은 크게 가변하는 결과적인 왜곡을 가진 여러 페이딩 환경들에서 존재할 수 있다. 다양한 셀룰러 폰 통신 시스템들에 폭넓게 사용되는 본 통신 시스템의 하나의 예는 일반적으로 EDGE(Enhanced Data rates for GSM Evolution, 여기서 GSM은 모바일 통신용 글로벌 시스템(Global System for Mobile Communications)에 대한 두문자어임)라 불린다. EDGE 신호 전송들 시 전송된 심볼 펄스는 4 심볼 기간들 동안 지속된다. Hill Terrain(HT) 채널 또는 Rural Area(RA) 채널을 통한 통신이 5.4 심볼 기간들 만큼 수신된 심볼 펄스를 확장 또는 연장할 수 있다는 것이 관찰되었다. 부가적으로 전송기 및 수신기 사이의 움직임(통상적으로 기지국(BS)에 관련하여 이동하는 이동국(MS)으로 인한)은 시간에 따라 수신된 심볼의 변화들을 유발하고, 변화 레이트는 움직임의 레이트의 함수이다(이동 속도).
EDGE 시스템 같은 많은 통신 시스템들은 버스트(다수의 심볼들의 수집부)의 일부로서 전송되고 EDGE에서 버스트의 중간에 배치된 트레이닝 시퀀스를 사용한다. 트레이닝 시퀀스는 이동국 또는 기지국에 있는 수신기가 채널의 특성들을 평가(채널 평가)하게 한다. 채널 평가가 제공되면 이퀄라이저들의 다양한 형태들은 사용되거나 제안되어 ISI를 감소시킨다. 바람직하지 않게 상기 이퀄라이저들은 다량의 처리 자원들, 예를 들어 처리기 사이클들, 메모리 공간 등을 소비하고자 하고, 종종 채널 복잡성(페이딩 양 또는 레이트들) 및 신호 레벨들의 다른 결합들을 처리할 때 성능 제한들을 가진다.
유사한 참조 번호들이 개별 도면들에서 동일하거나 기능적으로 유사한 엘리먼트들을 가리키고 하기 상세한 설명과 함께 명세서의 부분에 통합되고 일부 형태인 첨부 도면들은 다양한 실시예들을 추가로 도시하고 본 발명에 따른 다양한 원리들 및 모든 장점들을 설명하기 위해 사용한다.
도 1은 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 적응성 이퀄라이저를 포함하는 수신기의 하이 레벨 도면을 간략화되고 대표적인 형태로 도시한 도면.
도 2는 예시적인 EDGE 버스트 전송시 비트 할당 도면.
도 3은 다양한 실시예들에 따른 이퀄라이저에 대한 새로운 구조를 도시하는, 도 1의 수신기 및 이퀄라이저의 보다 상세한 도면을 대표적인 형태로 도시한다.
도 4는 종래 기술 RSSE(Reduced State Sequence Estimator)의 대표적인 하이 레벨 도면.
도 5는 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 도 3 이퀄라이저에 사용될 수 있는 특정 기능 엘리먼트들을 도시하는 도면.
도 6은 하나 또는 그 이상의 일반화된 실시예들에 따른 도 3의 이퀄라이저에 대한 신호 처리 부분을 도시한 도면.
도 7은 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 다이버시티 수신기에 사용하기에 적당하고 도 6과 유사한 신호 처리를 채용하는 이퀄라이저의 일부를 도시한 도면.
도 8은 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 다이버시티 수신기에 사용하기에 적당한 도 5와 유사한 신호 처리를 채용하는 이퀄라이저의 일부를 도시한 도면.
도 9는 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 도 3, 도 5 내지 도 8에 도시된 이퀄라이저 구조들에 대한 다양한 파라미터들을 선택하기 위해 사용될 수 있는 처리들의 흐름도.
도 10은 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른, 도 3, 도 5 내지 도 8의 이퀄라이저 구조들과 연관된 다양한 계수들에 적응하기 위해 사용된 추적 속도를 조절하기 위한 방법을 도시한 도면.
도 11은 도 3 수신기 및 이퀄라이저의 일부의 개략도. 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 주파수 에러 평가를 도시하기 위하여 사용될 것이다.
도 12는 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 이퀄라이제이션(equalization)의 대표적인 방법들을 도시하는 흐름도.
개략적으로, 본 개시물은 여기에 사용된 통신 장비 및 이퀄라이저들, 예를 들어 상기 이퀄라이저들에 필요한 자원들의 감소와 함께 몇몇 통신 채널들에 대한 개선된 성능을 가진 적응성 이퀄라이저들에 관한 것이다. 특히 적응성 이퀄라이제이션을 수행하기 위한 방법들 및 장치들로 구현된 다양한 본 발명의 개념들 및 원리들은 논의 및 개시될 것이다.
본 개시물은 본 발명에 따른 다양한 실시예들을 만들고 사용하는 애플리케이션 시점에서의 가장 우수한 모드들을 인에이블링 방식으로 추가로 설명하기 위해 제공된다. 상기 개시물은 본 발명을 임의의 방식으로 제한하기 보다, 본 발명의 원리들 및 장점들에 대한 이해 및 인식을 강화하기 위해 추가로 제공된다. 본 발명은 이런 애플리케이션의 계류 동안 이루어진 임의의 보정들을 포함하는 임의의 첨부된 청구항들 및 특허 허여된 청구항들의 모든 등가물들에 의해서만 정의된다.
제 1 및 제 2, 상부 및 바닥 등등 같은 관계 측면들의 이용이 엔티티들 또는 작용들 사이의 임의의 실제 관계 또는 순서를 필수적으로 요구하거나 함유하지 않고 하나의 엔티티 또는 작용으로부터 다른 엔티티 또는 작용을 구별하기 위해서만 사용되는 것이 추가로 이해된다.
본 발명의 많은 기능 및 많은 원리들은 소프트웨어 또는 펌웨어 또는 다양한 이들의 결합에 의해 제어되는 집적 처리를 가진 애플리케이션 지정 IC들 또는 IC들을 포함하는 집적 회로들(ICs)로 가장 잘 구현된다. 여기에 개시된 개념들 및 원리들에 의해 가이드될 때 예를 들어 이용 가능한 시간에 의해 현재 기술, 및 경제적 고려에 의해 발생되는 상당한 노력 및 많은 설계 선택들에도 불구하고 당업자가 상기 소프트웨어 명령들 및 프로그램들을 쉽게 생성할 수 있다는 것은 예상된다. 그러므로, 본 발명에 따른 원리들 및 개념들을 불확실하게 하는 임의의 위험을 최소화하고 간결화를 위해, 상기 소프트웨어 및 IC들의 추가 논의는 다양한 실시예들의 원리들 및 개념들과 관련하여 필수적인 것으로 제한될 것이다.
도 1을 참조하여, 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 적응성 이퀄라이저를 포함하는 수신기의 간략화되고 대표적인 하이 레벨 도면은 짧게 논의 및 기술된다. 도 1은 예를 들어 안테나로부터 전송된 신호를 수신하고, 그 다음 상기 신호 를 증폭, 필터링, 및 보다 낮은 주파수로 전환 또는 변환하고 일반적으로 결과적인 아날로그 신호를 디지털 신호로 전환하는 수신기 프론트 엔드(101)를 도시한다. 수신기 프론트 엔드로부터 신호는 채널 평가기(103) 또는 평가 기능부뿐 아니라 채널 이퀄라이저 또는 이퀄라이저(105)에 결합된다. 이퀄라이저로부터의 출력은 에러 수정, 등등을 취급하는 디코더(107)에 소프트 정보(소프트 비트들 또는 심볼들, 즉 신용 정보와 함께 심볼)로서 제공되고, 추가 기능부들, 예를 들어 미디어 액세스 제어부(MAC) 등등에 결합된 수신된 비트들 또는 데이터를 제공한다.
수신된 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00001
(1)
여기서 hn(hi)은 L 심볼 기간들에 걸친 복합 채널 펄스 응답(CPR)이고, 여기서 L은 심볼들 내 복합 CPR의 길이이고, In은 전송된 정보 또는 심볼 시퀀스이고, ηn은 가산 화이트 가우시안 노이즈(AWGN), 공동 채널 간섭 및 인접 채널 간섭의 결합물을 나타낸다. 복합 CPR hn은 ISI, 다중-경로 페이딩, 및 수신기 필터들을 포함하는 전송된 심볼 펄스 상 채널 효과들을 포함한다.
도 2를 부가적으로 참조하여, 예시적인 EDGE 버스트 전송시 비트 할당 도면은 짧게 논의 및 기술되고 도 1 및 다른 도면들의 채널 특성 및 이퀄라이저를 추가로 기술하기 위해 사용된다. 도 2는 EDGE 시스템에서 하나의 버스트를 도시한다. 다른 시스템들 및 무선 인터페이스 표준들은 다른 할당 맵들을 가질 수 있다는 것 이 이해된다. EDGE 버스트는 156.25 심볼 기간들(200)의 지속 기간 또는 범위 또는 156.25 비트 기간들 또는 심볼당 1 비트에서 비트 시간들을 차지하거나 가진다. EDGE에서, 각각의 심볼 기간은 577 마이크로-초이다. 도시된 바와 같이, EDGE 버스트는 3 테일(tail) 비트들(201), 58 비트들을 포함하거나 걸쳐있는 제 1 데이터 필드(203), 26비트의 트레이닝 시퀀스(205), 58 비트들을 포함하거나 걸쳐있는 제 2 데이터 필드(207), 3 이상의 테일 비트들(209), 8.25 비트 시간들과 같은 갭(211)을 포함하고 걸쳐있다. 트레이닝 시퀀스는 관련 표준들, 예를 들어 EDGE 표준들에서 지정된 바와 같이 심볼들 또는 비트들의 미리 결정된 시퀀스이다. EDGE 시스템들에 대한 다양한 무선 인터페이스 표준들에서 공지 및 지정된 바와 같이, 8 버스트들은 하나의 무선 주파수 캐리어를 통해 전송된 시분할 다중 접속(TDMA) 프레임을 포함한다. 다른 TDMA 프레임들은 다른 무선 주파수 캐리어들 상에서 호핑된 주파수일 수 있다. 26 TDMA 프레임들은 하나의 멀티프레임을 포함한다. 51 멀티프레임들은 슈퍼프레임에 포함되고 2048 슈퍼프레임들은 하이퍼프레임에 포함된다.
채널 평가기(103) 또는 평가 처리는 (1) 하나 또는 그 이상의 일반적으로 공지된 기술들, 예를 들어 최소 평균 제곱근 에러(MMSE) 또는 웨이팅된 MMSE를 사용하는 방식의 관계를 통해, 트레이닝 시퀀스에 대응하는 수신된 신호 xn 및 각각 전송되고 따라서 수신된 버스트에 대한 공지된 트레이닝 시퀀스(In)(205)로부터 복합 CPR(hn)을 평가한다. 채널 평가기로부터 채널 평가가 제공되면 이퀄라이저(105)는 일반적으로 수신된 심볼들 또는 비트들의 왜곡 또는 간섭을 제거하거나 감소시키기 위해 동작 또는 기능한다. 버스트의 중간에 배치됨으로써 트레이닝 시퀀스는 트레이닝 시퀀스에 가장 가까운 정보 심볼들이 버스트에 걸쳐 또는 버스트 동안 채널 변화들의 영향의 감소를 촉진하게 한다. 이런 트레이닝 시퀀스의 어레인지먼트로 인해, 이퀄라이저는 양방향들, 즉 트레이닝 시퀀스로부터 보다 이전에 수신된 데이터로 또는 제 1 데이터 필드(203)로 그리고 추후 수신된 데이터 또는 제 2 데이터 필드(207)로 동작 또는 조절 또는 보상할 수 있고, 이에 따라 수신된 신호 버스트(또는 수신된 신호의 버스트)의 시간 기간 또는 범위에 걸쳐 채널 변화들을 보다 잘 책임진다.
도 3을 참조하여, 다양한 실시예들에 따른 이퀄라이저에 대한 새로운 구조를 도시하는 도 1의 수신기 및 이퀄라이저의 대표적인 보다 상세한 도면은 논의 및 기술될 것이다. 도 3은 예를 들어 안테나에 결합되고 혼합기(305)를 구동하는 증폭기(303)를 더 포함하는 수신기 프론트 엔드(101)를 도시한다. 도 3의 간략화된 도면에서, 다양한 선택성 등은 당업자에 의해 인식될 바와 같이 특정하게 증폭기로 도시되지 않고 일반적으로 이용될 것이다. 혼합기(305)는 동위상 및 쿼드러쳐(I, Q) 출력들(특정하게 도시되지 않음)을 가진 복합 혼합기이다. 통상적으로 위상 로킹 루프 합성기(특정하게 도시되지 않음)의 일부인 로컬 발진기는 307에서 주파수(fLO)를 가진 로컬 발진기 신호를 공급한다. 로컬 발진기 신호의 주파수는 결과적인 주파수(f)를 제공하기 위하여 309에서 공급되는 주파수 에러(ferr)를 제거하기 위해 가산기 기능부(311)에 의해 조절된다. 주파수(f)를 가진 페이저(phasor)는 페이저 동작(313)에 의해 제공되고 이것은 수신 신호를 변환 또는 다운 컨버트하기 위해 혼합기(305)를 구동하도록 사용된다. 혼합기의 출력들은 필터로부터의 출력들을 가진 보다 높은 주파수 성분들을 제거하기 위해 필터(315)에 의해 필터링되고 그 다음 아날로그 대 디지털 컨버터(ADC)(317)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 하나 또는 그 이상의 예시적인 실시예들에서, ADC(317)의 출력은 예를 들어 일 실시예에서 EDGE 신호들에 대해 초 당 270.83 사우전드(thousand) 심볼들인 심볼 속도의 1-2배의 샘플 레이트로 16 비트 I 및 Q 샘플들을 포함하는 각각 I, Q 신호들을 가진 복합 샘플들이다. 신호들 또는 복합 샘플들은 관련 표준에 따라 디-로테이터(de-rotator) 또는 디-로테이션 기능부(319)에 의해 디-로테이션되고, 예를 들어 EDGE 시스템들에 대해 상기 디-로테이션은 8-PSK(위상 시프트 키잉) 변조에 대해 3π/8이고 GMSK(가우스 최소 시프트 키잉) 변조에 대해 π/2이다.
디-로테이터(319)의 출력은 채널 평가기(103) 및 이퀄라이저(105), 특히 프리-필터(321) 또는 비-적응성 및 고정(주어진 버스트에 걸쳐) 프리-필터에 제공되거나 결합된다. 채널 평가기(103)는 상기된 바와 같이 복합 CPR(hn)의 평가를 제공한다. ISI를 제거하기 위하여 이퀄라이저들에 폭넓게 사용되었던 하나의 기술 또는 방법은 최대 가능성 시퀀스 평가(MLSE) 처리이다. MLSE의 복잡성을 감소시키기 위해 사용된 대안적인 기술 또는 방법은 결정 피드백 이퀄라이저(DFE)라 불린다. DFE에서, 채널 평가기(103)에 의해 제공된 바와 같은 복합 CPR(hn)은 필수적으로 프 리-필터(321) 또는 피드-포워드 필터(
Figure 112009057880506-PCT00002
)에 의한 근 최소 위상의 CPR {bn, n = 0,1,2,...,Nb}로 우선 변환되고, 여기서 Nb는 CPR의 길이다. 하나 또는 그 이상의 실시예들에서, b0는 일정한 값, 예를 들어 b0=1로 설정되고, 여기서 b0=1로 이들 논의에서의 참조가 단순히 일정한 값의 일례인 것이 인식될 것이다. 이런 CPR은 근 최소 위상 CPR, 최소 위상 CPR, CPR bn 또는 유사한 설계들이라 불릴 수 있다. EDGE 시스템 또는 환경에서, Nb=6은 바람직한 선택이고 복잡성과 성능 사이의 밸런스를 나타낸다. 프리-필터 또는 피드 포워드 필터
Figure 112009057880506-PCT00003
는 통상적으로 20 탭들 또는 계수들을 가질 것이다. 프리-필터
Figure 112009057880506-PCT00004
에 대한 계수들 및 평가된 복합 CPR hn으로부터 최소 위상 CPR bn을 계산하는 처리는 DFE-계수 계산이라 하고 DFE 계수 계산기(323)에 의해 제공된다. DFE-계수 계산기는 적당한 계수들을 결정하기 위하여 복합 CPR hn을 제공하면 하나 또는 그 이상의 일반적으로 공지된 기술들을 사용한다. 하나의 잘 공지된 기술은 최소 평균 제곱근 에러(MMSE) 방법이라 하고 예를 들어 N. Al-Dhahir and J.M.Cioffi, "Fast Computation of Channel Estimate Based Equalizer In Packet Data Transmission," IEEE Trans. On Signal Processing, Vo1.43, No. 11, Nov. 1995, pp2462-2473에 기술된다.
일반적으로 각각의 전송된, 즉 수신된, 버스트에 대해 또는 트레이닝 시퀀스가 이용 가능할 때 시간에 따라 그리고 가능하면 시간에 따른 채널 변화들의 레이 트에 따라, 채널 평가기는 복합 CPR의 평가를 제공하고 DFE-계수 계산기는 근 최소 위상 CPR 또는 CPR bn 및 프리-필터 계수들
Figure 112009057880506-PCT00005
을 제공한다. 처리 능력 및 시간 측면들에서 자원들은 일반적으로 채널 평가기 및 DFE-계수 계산기가 CPR bn 및 프리-필터 계수들
Figure 112009057880506-PCT00006
을 업데이트할 수 있는 레이트를 제한하고 따라서 이들 파라미터들은 일단 전송되고, 이에 따라 버스트가 수신되면, 즉 각각의 새롭게 수신된 트레이닝 시퀀스 동안 업데이트되거나 재 계산된다. 프리-필터 계수들은 계수 계산기(323)로부터 고정된 프리-필터 또는 프리-필터(321)로부터 통과된다. 프리-필터는 수신된 신호의 주어진 버스트에 걸쳐 또는 주어진 버스트의 이전 및 추후 반쪽들 각각에 걸쳐 특히 적어도 고정되거나 비-적응성 필터이다. 프리-필터(321)는 수신된 신호 또는 상기 신호의 버스트에 결합되도록 구성되고 수신된 신호에서 동작하며 그 출력에 프리-필터 또는 프리필터된 신호를 제공한다:
Figure 112009057880506-PCT00007
(2)
여기서 M은 심볼 기간들, 예를 들어 20 내지 25의 프리-필터 길이이고, n은 심볼 인덱스이고, k는 필터 계수 인덱스이다. 따라서 하나 또는 그 이상의 실시예들에서 고정된 프리-필터는 수신 신호에 결합되고 프리-필터 신호를 제공하도록 구성된다. 고정된 프리-필터는 결정 피드백 이퀄라이저(DFE) 계수 계산기에 의해 제공된 필터 계수들에 따라 구성될 수 있다. 이들 필터 계수들은 수신 신호의 이전 반쪽 및 이후 반쪽 버스트 각각, 즉 트레이닝 시퀀스보다 이른 버스트 부분(203, 201) 및 트레이닝 시퀀스보다 늦은 버스트 부분(207, 209) 동안에 제공될 수 있다. 주어진 버스트 동안 또는 상기 버스트에 걸쳐 DFE 계수 계산들로 이런 논의에서의 참조들이 주어진 트레이닝 시퀀스에 기초하여 DFE 계수들의 계산을 포함하고 이것이 주어진 버스트 각각의 부분 동안 계수들을 계산하는 것을 포함할 수 있다는 것이 인식될 것이다.
프리-필터링된 결과 또는 신호 rn는 또한 하기 방정식에 의해 또한 전송된 정보 시퀀스 In 및 근 최소 위상 CPR bn에 관련되는 것으로 도시될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00008
(3)
여기서 b0=1 및 wn은 적응성 화이트 가우스 노이즈이다. 프리-필터
Figure 112009057880506-PCT00009
는 때때로 간섭 및 노이즈(ηm(방정식 1 참조)를 AWGN wn 또는 거의 AWGN wn으로 전환한다는 사실로 인해 백화 필터라 한다. 방정식(3)으로부터, 프리-필터가 간단히 {bn, n=1,2,...,Nb}인 후 나머지 ISI인 것을 알 수 있다. 프리-필터링된 신호 또는 결과가 CPR bn과 함께 통과되거나 결합되고 노이지 플러스 간섭 레벨(채널 평가기로부터 SINR 평가)은 파라미터 세팅 기능부(325)로 통과되거나 결합된다. 파라미터 세팅 기능부(325)는 다양한 파라미터들, 예를 들어 K1,K2,Lb,β를 결정하거나 계산하고, 이들 파라미터들을 계수 어댑터(326) 또는 계수 적응 계산기에 제공하고, 이들 파 라미터들을 하기 추가로 논의될 바와 같이 적응 처리에 사용한다.
프리-필터링된 신호 rn는 또한 적응성 필터(327), 예를 들어 적응성 유한 임펄스 응답(FIR) 필터(fk, k = -K1,...0,...K2)로 통과되고, 여기서 계수들 fk은 계수 어댑터(326)에 의해 제공된다. 적응성 필터(327)는 전송 및 따라서 수신된 버스트의 지속 기간에 걸쳐 발생하는 채널 페이딩에 의해 유발된 프리-필터 신호의 위상 또는 진폭 변화들을 보상하기 위해 배열 및 구성되고 동작한다. 단일 계수 f0(K1=K2=0)를 가진 적응성 필터(327)의 간단한 버전은 도 5를 참조하여 하기에서 논의 및 기술될 것이다. 적응된 바와 같이 f0 계수는 또한 로컬 발진기 에러 평가기(329)에 제공되고, 일 실시예들에서 하기에 추가로 논의될 바와 같이 309에서 ferr 값을 제공한다. 만약 적당하고 목표되면, 버스트 동안 발생하는 다른 보다 높은 차수의 채널 변화들은 다른 적응성 필터 계수들로 보상될 수 있다. 종래 기술 이퀄라이저들이 프리-필터 신호에서 동작하는 적응성 필터(327) 같은 임의의 적응성 필터 또는 펄터링 기능부를 사용하지 못하는 것이 주의된다. 입력으로서 프리-필터링된 신호 rn을 가진 적응성 필터(327)의 출력은 보상된 신호 rcn(채널 페이딩이 보상됨 등)이고 하기 방식으로 표현될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00010
(4)
따라서 적응성 필터는 보상된 신호를 제공하기 위하여 수신된 신호 버스트 에 걸쳐 또는 수신 신호의 버스트의 범위에서 위상 또는 진폭 변화들에 대해 프리-필터 신호를 보상하도록 결합 및 구성된다. 적응성 필터는 몇몇 실시예들에서 다중 탭 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 더 포함하고 단일 탭 적응성 필터일 수 있다(도 5, 도 8). 계수 어댑터는 수신된 신호 버스트에 걸쳐 FIR 필터의 단일 탭 또는 다중 탭 버전들에 대한 계수들을 결정하고 동적으로 변화 또는 적응시키기 위해 구성된다.
적응성 필터의 보상된 신호 또는 출력 rcn는 간섭 제거기(331), 예를 들어 수신된 신호에서 간섭, 예를 들어 ISI를 보상 또는 제거 또는 감소시키기 위해 구성 및 동작하거나 기능하는 피드백 필터에 제공 또는 결합된다. 간섭 제거기(331)는 또한 근 최소 위상 CPR 계수들 {bn, n=1,2,...,Nb}(b0가 1로 설정된 것을 소환)이 제공되고 몇몇 실시예들에서 계수 어댑터(326)에 의해 다양한 다른 파라미터들이 제공된다. 몇몇 실시예들에서, 근 최소 위상 CPR 계수들, 즉 b1,...bLb의 부분(Lb)은 도 3에 의해 제안된 바와 같이 주어진 버스트에 걸쳐 고정된, 즉 적응되지 않은 나머지 CPR 계수들로 적응될 수 있고, 다른 실시예들에서 CPR 계수들 중 어느 것도 주어진 버스트에 걸쳐 적응되지 않는다(도 5 참조). CPR 계수들의 일부만을 적응시키거나 어느 것도 적응시키지 않는 것은 종래 기술 이퀄라이저들과 다르고, 여기서 CPR {bn, n = 0,1,2,...,Nb}의 모든 계수들은 주어진 버스트에 걸쳐 적응된다. 값 또는 파라미터(Lb)는 추가로 하기된 바와 같이 파라미터 세팅 기능부(325) 에 의해 결정되고 그 다음 Lb는 도시된 바와 같이 계수 어댑터(326)에 제공된다. 간섭 제거기(331)는 하기에서 추가로 기술될 바와 같이 여기에 사용하기 위한 계수 어댑터(326)에 에러 항(en)을 리턴한다.
간섭 제거기(331)로부터의 출력은 추가 기능부들, 예를 들어 MAC 층(109) 등에 수신된 데이터 또는 비트들을 제공하기 위하여 공지된 바와 같이 동작하는 디코더(107)에 소프트 심볼들 또는 비트들로서 결합된다. 이퀄라이저(105) 또는 적응성 이퀄라이저는 신호 처리기(333) 또는 처리 기능부들 또는 동작부들 및 제어기(335) 또는 이퀄라이저 제어기 또는 제어 기능부들 및 동작부들로서 도시될 수 있다. 이퀄라이저(105)의 신호 처리기(333) 부분은 프리-필터(321), 적응성 필터(327), 및 간섭 제거기(331)를 포함한다. 이들 신호 처리기(333) 또는 처리 기능부들은 간섭, 예를 들어 ISI 등을 제거하기 위해 수신된 신호에서 동작한다. 제어기(335)는 초기 조건들, 예를 들어 프리-필터 계수들 및 최소 위상 CPR뿐 아니라 다양한 다른 파라미터들을 설정하기 위하여 주어진 버스트 동안 주어진 채널 평가를 동작시키고 몇몇 실시예들에서 다양한 계수들 또는 파라미터들의 적응을 촉진시킬 수 있는 DFE 계수 계산기(323), 파라미터 세팅 기능부(325), 계수 어댑터(326)를 포함한다.
도 3의 많은 기능 엘리먼트들, 예를 들어 관련된 참조 번호(319)이거나 더 높고 105 같은 도 3의 많은 기능 엘리먼트들, 또는 하기 논의된 유사한 기능 엘리먼트들이 처리기 바탕 기능, 예를 들어 적당한 메모리 자원들 및 소프트웨어 명령 들을 가진 디지털 신호 처리기, 또는 하드웨어 바탕 기능부들, 또는 하나 또는 그 이상의 각각의 결합들을 포함하는 다양한 방식들로 구현될 수 있다는 것이 인식될 것이다. 상기된 바와 같이 사용되고 이들 논의들을 통한 n이 시간 인덱스 또는 심볼 인덱스인 것이 주의되고, 여기서 n=0은 도 2의 트레이닝 시퀀스의 중심에서 발생하고 이전 심볼들(도 2에서 n=0의 좌측으로 이동)에 대한 음의 값들 및 추후 심볼들(도 2의 우측으로 이동)에 대한 양의 값들을 가진다. ADC(319)의 출력에서 디지털 신호는 각각의 심볼에 대응하는 다수의 샘플들을 포함할 수 있다.
도 4를 참조하여 RSSE(감소된 상태 시퀀스 평가기(Reduced State Sequence Estimator))를 사용하여 이퀄라이저의 대표적인 하이 레벨 도는 다양한 이퀄라이저들 및 그들의 각각의 제한들을 기술하기 위해 사용될 것이다. 도 4의 이퀄라이저는 비-적응성 프리-필터를 나타내고, 예를 들어 출력이 적응성 RSSE의 입력에 결합되고, 차례로 회복된 소프트 심볼들을 제공하는 프리-필터(321)와 유사하다. 비-적응성 프리-필터에 대한 계수들뿐 아니라 CPR {bn, n=0,1,2,...,Nb}는 DFE 계수 계산기, 예를 들어 DEF-계수 계산기(323)에 의해 제공되는 것으로 이해된다. 이퀄라이저에 대한 RSSE 방법은 최대 가능성 시퀀스 평가(MLSE) 기술 및 그 내부 문제들에서 시작하여 개발되었다.
MLSE로 인해, 정보 시퀀스 In는 평가된 복합 CPR hn으로 모든 가능한 전송된 정보 시퀀스들을 컨벌빙(convolving)하고, 그 결과들을 수신된 신호와 비교하고, 그리고 평가된 정보 시퀀스
Figure 112009057880506-PCT00011
로서 최소 매칭 에러를 가지는 것을 선택함으로써 평가된다. 공지된 비터비 알고리듬(Viterbi Algorithm; VA)은 시퀀스 검색에 대한 효과적인 방법이고, 여기서 모든 가능한 정보 시퀀스들은 검색 트렐리스(trellis)으로 표현된다. 최소 에러 매트릭을 가진 트렐리스 경로는 전송된 정보 시퀀스의 평가를 제공한다. VA의 복잡성은 복합 CPR hn의 길이로 인해 지수적으로 증가한다.
MLSE의 복잡성을 감소시키기 위해, 결정 피드백 이퀄라이저(DFE)는 개발되었다. DFE에서, 채널 평가기로서 제공된 바와 같은 복합 CPR hn(103)은 프리-필터(321) 또는 피드-포워드 필터
Figure 112009057880506-PCT00012
에 의해 b0=1을 가진 근 최소 위상의 CPR {bn, n=0,1,2,...,Nb}로 전환된다. 프리-필터
Figure 112009057880506-PCT00013
및 평가된 복합 CPR hn으로부터 최소 위상 CPR bn을 계산하는 과정은 DFE-계수 계산이라 한다.
DFE로 인한 정보 시퀀스의 평가는 다음과 같이 표현된다:
Figure 112009057880506-PCT00014
(5)
여기서 yn은 일반적으로 소프트 심볼들이라 불리는 소프트 정보 시퀀스이고,
Figure 112009057880506-PCT00015
는 소프트 심볼(yn)에 기초하여 평가되거나 결정된 하드 심볼이다. 이진 또는 2개의 상태의 경우에서 하드 심볼은 간단히 소프트 심볼
Figure 112009057880506-PCT00016
의 부호이다. 보다 일반적인 경우들에서, 하드 심볼 평가값은 대응하는 소프트 심볼에 가장 가까 운 심볼로서 선택된다. DFE가 가지는 문제점들은 에러 전파이다, 즉
Figure 112009057880506-PCT00017
의 에러는 페이딩 채널들에서 무선 링크 성능을 상당히 떨어뜨릴 수 있는 다른 Nb 심볼들에 대한 소프트 정보 시퀀스 yn에 계속하여 영향을 줄 것이다.
이론적으로 에러 전파를 감소시키는 것은 나머지 ISI가 CPR {bn, n=0,1,2,...,Nb}로 제한되는 상기된 바와 같이(방정식 3 참조) DFE+MLSE를 사용하고 관찰함으로써 처리될 수 있다. 그러나 Nb가 6으로 선택되어, 비터비 검색 트렐리스는 86 또는 262144 상태들이 계산, 기억 등이 될 것이고 이것은 제한된 계산 자원들, 예를 들어 휴대용 통신 디바이스들을 가진 디바이스들에 대해 명확하게 비현실적이다.
DFE+MLSE의 복잡성을 감소시키기 위해, 감소된 상태 시퀀스 평가기(RSSE)라 불리는 서브-최적 솔루션들이 고려되었다. RSSE는 CPR {bn, n=0,1,2,...,Nb}의 최소-위상 특성 또는 최소 에너지 지연 특성을 사용하고 상태 감소의 두 부분들을 포함한다. 상태 감소의 제 1 부분은 MLSE를 가진 CPR {bn, n=0,1,2,...,Nb}의 제 1 몇몇 탭들로 인해 ISI 기여의 보상을 포함하고, 탭들의 나머지와 연관된 ISI 기여 부분은 DFE로 보상된다. CPR의 최소 위상 특성으로 인해, CPR {bn, n=0,1,2,...,Nb}의 제 1 몇몇 탭들은 탭들의 나머지보다 많은 에너지 집중을 가진다. 한편, 제 1 몇몇 탭들은 이전 결정들보다 덜 완성된 비터비 트렐리스 검색시 가장 최근 결정들의 ISI 기여부에 관련된다. 탭들의 나머지는 보다 완성된(에러들이 덜 가능함) 이전 결정들의 ISI 기여부에 관련되고, 따라서 이런 ISI 부분은 보다 정확하게 DFE로 보상된다. 그러므로, 매우 작은 성능 타협은 이런 상태 감소로 관찰되고 상당한 복잡성 감소는 얻어진다. 8PSK 변조 및 Nb=6을 가진 CPR bn의 경우에 대해, 만약 ISI의 제 1의 4 탭들이 MLSE로 보상되고 ISI의 나머지 2 탭들이 DFE로 제거되면, 트렐리스 상태들의 수는 84=4096이고, 이를 통한 64-시간 감소는 휴대용 디바이스들에 대해 여전히 금지될 수 있다.
RSSE에서 상태 감소의 제 2 부분은 8PSK 같은 큰 크기의 알파벳 변조를 위한 세트 분할이라 불리는 기술을 수반한다. 세트 분할은 웅거벡(Ungerboeck) 세트 분할 원리들을 사용하여 정보 심볼 알파벳을 그룹들로 분할하는 것이다. 예를 들어, EDGE 신호 전송시 8PSK 심볼의 알파벳은 8 가능성들:
Figure 112009057880506-PCT00018
을 포함한다; 만약 알파벳이 두 개의 그룹들로 분할되면, 하나의 그룹은
Figure 112009057880506-PCT00019
이고 다른 그룹은
Figure 112009057880506-PCT00020
이므로, 각각의 그룹 내의 엘리먼트들 사이의 최소 유클리드 거리가 최소화되는 것이 보장된다. 이런 세트 분할과 연관된 감소된 상태 트렐리스 검색에서, 수신된 심볼은 각각의 생존 경로와 연관된 각각의 그룹 내의 어느 심볼에 속하도록 로컬적으로 결정된다; 다음 트렐리스 검색은 수신된 심볼이 속하는 그룹이 어느 것인지를 결정하는 것이다. 제 1 단계에서, 각각의 그룹 내의 엘리먼트들 사이의 최소 유클리드 거리는 본래 알파벳에서보다 크고, 따라서 제 1 결정 시 에러를 형성하는 가능성을 감소시킨다. 그것이 두 개의 독립적인 단계들에 걸쳐 이루어진 결정이 하나의 단계 결합 결정에 관련하여 상당한 성능 저하를 유발하지 않고, 복잡성 감소가 커지는 이유이다. 8PSK 변조 및 Nb=6을 가진 {bn}의 경우, 만약 ISI의 제 1의 4 탭들이 MLSE로 보상되고 제 1의 4개의 탭들과 연관된 4개의 심볼들 각각이 2개의 그룹들로 분할되며, 최종 두 개의 탭들의 ISI가 DFE로 보상되면, 검색 트렐리스의 상태들의 수는 24=16이고, 이것은 휴대용 장치들에서 쉽게 핸들링될 수 있다. RSSE의 이런 구성은 일반적으로 J=[2,2,2,2,1,1]이라 한다.
상기된 RSSE 이퀄라이저는 비-적응성이고, 즉 채널이 전송된 버스트 내에서 변화되지 않고 유지되거나 최소한 이퀄라이저가 상기 변화들을 책임지기 위해 임의의 변화들을 형성하지 않는 것을 가정한다. 실제로, 정적 및 느린 페이딩에 대해서만 적당하게 작동하는 것으로 도시된다. 그러나, 성능은 8PSK 같은 특히 높은 알파벳 변조에 대해 심지어 정적 및 느린 페이딩에서도 RF 프론트-엔드 LO 에러들에 매우 민감할 수 있다. 게다가, 비-적응성 RSSE 이퀄라이저의 성능은 TU50 같은 적당한 페이딩에서도 관련 레벨의 품질을 떨어뜨리며, HT100 및 RA250 환경들 같은 빠른 페이딩에서 크게 품질을 떨어뜨린다. 페이딩 및 LO-오프셋 둘다는 이퀄라이저가 트레이닝 시퀀스에서 연속하여 동작할 때 평가된 복합 CPR로부터 복합 CPR hn이 시작하게 한다. 이상적으로, 프리-필터
Figure 112009057880506-PCT00021
및 평가된 CPR hn으로부터 유도된 최소 위상 CPR bn이 적응하여 업데이트되어야 한다. 그러나, 프리 필터
Figure 112009057880506-PCT00022
및 최소 위상 CPR bn 둘다를 업데이트하는 것은 예를 들어 EGDE의 8PSK에 대해 현대 시스템들에서 비실용적이고, 프리-필터
Figure 112009057880506-PCT00023
는 종종 20 탭들을 가지며 피드백 필터 bn은 7 탭들을 가진다. 상기된 16-상태 RSSE의 경우, 트렐리스 검색의 각각의 스테이지에 16 생존 경로들이 있다. 생존 처리 원리에 따라,
Figure 112009057880506-PCT00024
및 bn의 16 쌍들은 각각의 생존자에 대해 하나인 채널 변화를 추적하기 위해 업데이트될 필요가 있다. EGDE의 8PSK 변조의 경우, 16 생존자들 에서
Figure 112009057880506-PCT00025
및 bn의 16 카피들을 적응적으로 업데이트하기에 과도하게 비쌀 수 있다. 실제로, 복잡성 또는 자원 관계들과 달리, 각각의 생존 경로상 너무 많은 계수들의 적응이 넓은 범위의 신호 대 노이즈 비율, 간섭 레벨들, 및 넓은 범위의 페이딩 조건들을 포함하는 GSM/EDGE 동작 환경에서 안정성 문제들을 유발할 수 있다는 것이 또한 관찰되었다.
복잡성을 감소시키고 적응성 RSSE에 대한 설치 문제들을 포함시키기 위해, 통상적인 이퀄라이저들은 시간-불변, 즉 주어진 전송된 버스트에 걸쳐 비-적응성인 프리 필터
Figure 112009057880506-PCT00026
를 사용하고, 적응은 각각의 생존 경로 상 bn에 대해서만 사용 또는 동작한다. 각각의 생존 경로 상 bn의 업데이팅은 다른 경로들과 무관하고 따라서 생존자 단위 기반 적응성 RSSE라 불릴 수 있다. 따라서 다음 논의는 생존 경로 인 덱스를 생략할 것이다. RSSE에 대한 bn의 업데이팅은 예를 들어 프리-필터의 출력에서 실제로 수신된 신호, 및 다음과 같이 표현될 수 있는 모델(방정식 3) 사이의 에러에 기초한다:
Figure 112009057880506-PCT00027
(6)
CPR 또는 피드백 계수들 bn은 다음과 같이 업데이트된다
Figure 112009057880506-PCT00028
(7)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00029
의 초기값은 DFE-계수 계산기에 의해 제공되고; 그리고 β는 추적 속도를 제어하는 파라미터이다.
계수 적응식 (6) 및 (7)은 상기 적응식이 각각의 피드백 탭들
Figure 112009057880506-PCT00030
에서 이루어지는 것을 강조하는 도 4의 이퀄라이저에 사용될 수 있다. (7)에서 계수 업데이팅은 종종 최소 평균 제곱(LMS) 방법이라 하고, 여기서 다른 계수들
Figure 112009057880506-PCT00031
에 대한 적응은 실제로 서로 무관하다. LMS 방법의 장점은 낮은 복잡성이다. 그러나, 지불된 가격은 느린 컨버젼스 또는 느린 추 격 능력이다. 고유값들의 큰 확산을 가진 자동상관 매트릭스들을 가진 복잡한 채널들에 대해, 이런 느린 추적은 특히 복잡한 페이딩 및 빠른 페이딩에 대해 상당한 성능 타협을 유발할 것이다. 실제로, 솔루션은 적당하고 간단한 페이딩 시 몇몇 이득을 제공한다는 것이 발견된다. 그러나, 이런 성능 이득은 비-적응성 RSSE와 관련하여 정적 및 느린 페이딩의 성능 손실 가격으로 얻어진다는 것이 발견된다. 게다가, 빠르고 복잡한 페이딩 시 적당하게 동작하지 않는 것이 발견된다. 따라서, 이런 솔루션은 특히 높은 알파벳 변조, 예를 들어 EDGE 동작 환경의 8PSK 변조에서 실제로 제한된 성공을 가진다. 그러므로, 도 4 이퀄라이저는 정적 및 느린 페이딩 시 품질 저하를 유발하지 않고 넓은 범위의 동작 환경들에 걸쳐 작동하는 효과적인 솔루션을 제공하지 못한다.
도 5를 참조하여, 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 도 3 이퀄라이저에 사용될 수 있는 특정 기능 엘리먼트들은 논의 및 기술될 것이다. 도 5는 출력(rn)을 적응성 필터(501)에 제공하는 비-적응성 프리-필터(321)를 도시한다. 적응성 필터(501)는 도 3의 적응성 필터(327)의 간략화된 실시예이고, 도시된 바와 같이 단지 하나의 계수(f0) 만이 전송 및 수신된 신호 버스트 동안 적응되거나 크게 변화되고, 피드백 탭들
Figure 112009057880506-PCT00032
은 고정된다. 적응성 필터(501)로부터의 출력은 간섭 제거기(503)에 결합된다. 하나 또는 그 이상의 실시예들에서, 이것은 RSSE 기반 간섭 제거기, 즉 도시된 바와 같이 b0가 "1"로 설정하여 설정되지 않거나 설정되지 않고 나머지 CRP 계수들은 고정된다, 즉 수신된 신호 버스트에 걸쳐 적응되거나 변화되지 않는다. 적당한 조건들 하에서 다른 실시예들에서, 간섭 제거기(503)는 MLSE, DFE, RSSE, 또는 생존자 기반 RSSE, 또는 이들 방법들의 몇몇 결합들을 사용하여 실행될 수 있다.
도 5의 특정 실시예는 예를 들어 EDGE 버스트 내에서 채널 변화에 대한 제 1 차 근사법이 위상 변화 및 진폭 변화로서 표현될 수 있다는 것이 인식되고, 여기서 위상 변화는 페이딩 및 수신기 프론트-엔드(LO) 에러들 중 어느 하나 또는 둘다로 인한 것이고 진폭 변화는 페이딩으로 인할 수 있다. 수신된 신호 x(n)의 채널 변화에 대한 제 1 차 근사화는 다음과 같이 표현될 수 있다
y(n) = c(n)x(x) (8)
여기서 a(n)을 가진
Figure 112009057880506-PCT00033
는 진폭 감쇠이고
Figure 112009057880506-PCT00034
은 페이딩 및 LO 에러로 인한 위상 변화를 나타낸다. 채널 변화에 대한 제 1 차 근사화의 이런 관찰은 단지 하나의 복잡한 계수를 가진 채널 변화를 보상하는 것을 가능하게 하는 것을 가리킨다. 간략화된 채널 변화 모델에 기초하여, 적응성 추적 또는 상기 추적에 사용된 에러 항은 다음과 같이 제안된다:
Figure 112009057880506-PCT00035
(9)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00036
는 버스트에 걸쳐 추적되거나 적응되지 않고 b0=1은 가정되며, 이는 DFE 계수 계산 동안 보장될 수 있다. 이런 에러 항 또는 방정식은 방정식 6과 유사하고 여기서 방정식 9의 제 1 항은 실제로 수신될 때 프리-필 터(321) 및 적응성 필터(501) 후 간섭 제거기에 대한 입력을 가리키고 제 2 항은 모델(방정식 3)로부터 예상된 값이다. 이 방법은 도 5에 도시되고 이 실시예에서 피드백 탭들
Figure 112009057880506-PCT00037
중 어느 것도 적응되지 않고, 단지 하나의 계수 f0가 예를 들어 계수 적응기(326)에 의해 적응성 필터(501)에 적응되고, 계수가 프리-필터 출력 상에서 동작한다는 사실을 강조한다. 이것은 이퀄라이저들을 구현하기 위한 공지된 방법들과 완전한 대조이다. 다른 간섭 제거기, 예를 들어 간섭 제거기(331)가 하나의 탭 적응성 필터(501)로 또한 사용될 수 있다는 것이 인식될 것이다.
요약하여 도 5의 적응성 필터는 단일 탭 및 대응 계수 f0를 가진 유한 임펄스 응답(FIR)을 포함하고, FIR 필터는 계수 f0를 적응시키거나 동적으로 변화시킴으로써 심볼 단위로 수신된 신호 버스트에 걸쳐 프리-필터 신호의 위상 및 진폭 변화들을 보상하도록 구성된다. 단일 탭 FIR 필터의 계수(f0)는 수신된 신호 버스트에 걸쳐 적응되고, 여기서 이하에 추가로 기술될 바와 같이 계수의 적응은 적응 추적 속도에 대응하는 파라미터(β)에 따른다. 간섭 제거기(503)는 적응성 필터로부터 보상 신호에 결합되고 수신 신호의 버스트에서 간섭을 제거하고 대응 소프트 심볼들을 제공하도록 구성된다. 간섭 제거기(503)는 예를 들어 계수 적응기(326)를 통해 DFE 계수 계산기(323)에 의해 제공된 근 최소 위상 계수들
Figure 112009057880506-PCT00038
에 따라 구성된 피드백 필터를 포함한다. 도 5에서, 간 섭 제거기(503)의 실시예에서, 최소 위상 계수들은 수신 신호의 각각의 버스트에 대해 단지 한번만 제공되고 이들 계수들은 간섭 제거기를 시작 및 동작시키기 위해 사용된다.
도 6을 참조하여, 하나 또는 그 이상의 일반화된 실시예들에 따른 도 3의 이퀄라이저에 대한 신호 처리 부분은 추가로 논의 및 기술될 것이다. 도 3은 도 3을 참조하여 논의된 바와 같이 상호결합된 프리-필터(321), 적응성 필터(327), 및 간섭 제거기(331)와 간섭 제거기의 출력에서 소프트 정보 또는 복구된 소프트 심볼들을 제공하기 위한 동작을 도시한다. 도 3 및 도 6에 도시된 신호 처리 기능은 보다 복잡한 채널 변화들 또는 항목들을 추적, 즉 상기 변화들 또는 항목들에 이퀄라이저를 적응시키기 위해 사용될 수 있다.
방정식 9와 유사하고 적응에 사용될 수 있는 에러 항에 대한 방법은 다음 형태로 제공된다;
Figure 112009057880506-PCT00039
(10)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00040
는 프리-필터 출력 rn 상에서 동작하는 수신된 신호 버스트에 걸쳐 적응되거나 동적으로 변화될 수 있는 계수들을 가진 적응성 필터(327), 즉 다중-탭 FIR 필터로부터 보상된 신호를 나타내고; 여기서 DFE 계수들 또는 피드백 탭들
Figure 112009057880506-PCT00041
, b0=1 또는 몇몇 상수 값은 고정되고, 상기 상수 값은 DFE 계수 계산(계수들을 계산하고 b0에 의한 모든 결과적인 계수들을 분할), 및 피드백 탭들의 나머지 사이에, 제 1 부분, 예를 들어, 제 1 Lb 탭들이 업데이트되는 부분, 및 다른 부분, 예를 들어 피드백 탭들 Nb-Lb의 나머지가 업데이트되지 않은 부분에서 보장될 수 있다.
CPR bn 또는 피드백 탭들의 일부만이 특정 버스트에 걸쳐 채널 변화를 보상하기 위하여 추적 또는 적응 또는 동적으로 가변될 필요가 있는 이유들은 많다. 하나의 이유는 적응성 필터(327), 예를 들어 채널 페이딩에 의해 발생된 위상 변화 및 진폭 변화를 보상하기 위해 프리-필터 출력 rn에서 동작하는 적응성 FIR 필터로 인한 것이고, 따라서 업데이팅 피드백 탭들의 나머지 목적은 보다 높은 차수 채널 변화를 보상하는 것이다. 프리-필터 출력 rn을 처리하는 적응성 필터(327) 없이, b0를 포함하는 모든 피드백 탭들은 전송된 버스트에 걸쳐 채널 페이딩에 의해 발생되는 위상 및 진폭 변동에 대하여 보상하도록 업데이트될 필요가 있다. 다른 이유는 보다 높은 차수 채널 변화에 관한 탭들의 나머지보다 제 1 몇몇 탭들 상에 보다 많은 정보를 운반하는 피드백 탭들의 최소 위상 또는 최소 에너지 지연 특성이다. 따라서, 제 1 몇몇 CPR bn 또는 피드백 탭들 상 적응은 탭들의 나머지보다 효과적일 것이다.
이전에 지시된 바와 같이 프리-필터 출력에서 동작하는 적응성 필터(327)에 대해, 탭
Figure 112009057880506-PCT00042
은 각각 수신된 신호 버스트에 걸쳐 프리-필터 출력 또는 신호 rn의 위상 변화 및 진폭 변화를 추적하는 것이다. 적응성 필터(327)에 대한 다른 탭들 또는 계수들은 보다 높은 차수의 채널 변화들에 걸쳐 추적하는 것이다. 적응될(만약 있다면) 적응성 필터 계수들뿐 아니라 간섭 제거기 계수들에 대한 계수 업데이팅 방법을 공식화하기 위해, 방정식 10의 에러 계산은 다음과 같이 재배열된다:
Figure 112009057880506-PCT00043
(11)
여기서 en은 도 3에 도시된 바와 같이 계수 적응기(326)로 다시 공급된다.
Figure 112009057880506-PCT00044
의 부호들이 편리하지만, 이것이 문제가 되지 않는데, 그 이유는 이것이 적응 방법에서 업데이트되고 초기화시 오프셋되거나 무효화될 수 있기 때문이다. 에러 계산의 메트릭스 형태는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00045
(12)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00046
및
Figure 112009057880506-PCT00047
(13)
적응될 계수들은 수는 N = K1+K2+Lb+1이다. 도 5에 도시된 가장 간단한 적응 또는 에러 항(방정식 9)은 (12) 및 (13)의 특정 경우이고, 여기서 K1=0, K2=0, 및 Lb=0이다. 이런 일반적인 적응 형태는 도 3 및 도 6의 다양한 계수들의 적응 또는 동적 업데이팅뿐 아니라 다른 실시예들에도 사용될 수 있고, 이들 중 몇몇은 하기에 추가로 논의될 것이다.
각각의 생존 경로 상 이들 계수들에 대한 최적 추적을 함께 달성하기 위하여, RLS(Recursive Least Square) 방법이 사용될 수 있다. 일반적으로 계수 적응기(326)는 예를 들어 하기 방정식들 또는 다른 적응 방법들, 예를 들어 Hsu, F.M.(1982), "Square-Root Kalman Filtering for High-Speed Data Received over Fading Dispersive HF Channels", IEEE trans. Information Theory, Vol. IT-28, pp. 753-763, Sept.에 기재된 제곱근 알고리즘을 사용하는 적당한 계수들을 제공하기 위해 요구된 처리 및 계산들을 수행한다. 하나의 RLS 적응 또는 방법은 Kalman 적응이라 불리고, 계수들은 다음과 같이 업데이트된다:
Figure 112009057880506-PCT00048
(14)
여기서 파라미터 β는 추적 속도를 제어하고, C 및 P는 방정식(15)에 도시된 바와 같이 초기화되고, Y'은 Y의 응답이고, Y*는 Y의 켤레이다. 다른 수의 계수들을 추적하기 위한 다른 수치 안정성 및 다른 효율성을 가진 RLS 적응에 대한 해결책들이 있다.
Figure 112009057880506-PCT00049
및
Figure 112009057880506-PCT00050
(15)
방정식들 12=14로부터 계수 어댑터(326)가 파라미터 설정 함수로부터의 파라 미터들, 최소 위상 계수들, 및 간섭 제거기에 의해 제공된 에러 신호 en에 응답하여 수신 신호의 버스트 범위에 걸쳐 적응성 필터에 대한 하나 또는 그 이상의 계수들을 동적으로 변화시키도록 구성되는 것이 관찰될 것이다.
도 6 및 도 3은 다른 것 중에서 1로 설정된 제 1 계수(b0)를 가진 결정 피드백 이퀄라이저(DFE) 계수들을 사용하는 피드백 필터를 포함하는 간섭 제거기(331)를 도시한다. 간섭 제거기는 수신된 신호 또는 수신된 신호의 특히 각각의 버스트에서 간섭, 예를 들어 ISI를 감소시킬 수 있고, 다양한 실시예들에서 최대 가능성 시퀀스 평가 및 결정 피드백 이퀄라이저 또는 감소된 상태 시퀀스 평가(RSSE), 적응성 RSSE 및 DFE, 또는 생존자당 적응성 RSSE 등을 사용할 수 있다. 여러 가지 중에서 도 6 및 도 3에 도시된 바와 같은 적응성 간섭 제거기들에 대해, 하나 또는 그 이상의 실시예들은 일정한 값, 예를 들어 1로 설정된 제 1 계수를 가진 DFE 계수 계산기에 의해 제공된 바와 같은 최소 위상 계수들에 따라 구성 또는 초기화되는 피드백 필터를 사용할 수 있고, 여기서 최소 위상 계수들의 제 1 부분(Lb)은 수신 신호 또는 수신된 신호 버스트의 각각의 버스트의 범위에 걸쳐 동적으로 변화되거나 적응되고, 제 2 부분 또는 최소 위상 계수들의 나머지 계수들은 수신 신호의 버스트 또는 수신된 신호 버스트의 범위에 걸쳐 초기화된 값으로 설정된다.
도 7을 참조하여, 도 6과 유사한 신호 처리를 이용하고 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라 여러 수신기에 사용하기에 적당한 이퀄라이저의 일부는 논의 및 기술될 것이다. 통상적인 여러 수신기들에 대해, 둘 또는 그 이상의 RF 프론트-엔 드 신호들은 예를 들어 수신기 프론트 엔드(101) 같은 대응하는 둘 또는 그 이상의 수신기 프론트 엔드들로부터 수신된다. 일반적으로, 각각의 프론트 엔드에 대해 채널 평가기(103)와 유사한 채널 평가기가 또한 제공되고 각각의 RF 프론트 엔드 신호에 대응하는 채널 평가값을 제공하도록 동작한다. 이들 평가된 채널들은 비적응성 또는 고정된 프리-필터 계수들을 생성하기 위하여 DFE 계수 계산기에 제공될 것이고, 상기 계수 중 하나는 각각의 RF 프론트-엔드 신호 및 간섭 제거, 즉 피드백 필터
Figure 112009057880506-PCT00051
에 대한 한 세트의 계수이다. 이들 필터들은 일반적으로 합리적인 다양한 이득을 제공하기 위해 함께 결정된다. 공지된 바와 같은 DFE 계수 계산기는 각각의 프리-필터들에 지정된 프리-필터 계수들을 제공하고 각각의 RF 프론트 엔드 신호들 사이의 상관시 그 인자들을 최소 위상 CPR에 제공하기 위하여 각각의 채널 평가값들 모두를 사용한다. 프론트 엔드들, 채널 평가기들, 또는 DFE 계수 계산기를 특히 도시하지 않는 도 7은 각각 3개의 적응성 필터들(703, 707, 711)에 각각 결합된 3개의 프리-필터들(701, 705, 709)을 도시하고, 여기서 프리-필터들 및 적응성 필터들은 프리-필터(321) 및 적응성 필터(327)와 유사하다. 적응성 필터들(703, 707, 711)로부터의 출력들은 중간 제거기(715)에 결합된 결과와 결합기(713)에서 결합된다.
일반적인 상황 동안 도 7에 도시된 바와 같은 여러 수신기에 대한 적응성 이퀄라이저는 도 6을 참조하여 상기된 하나의-브랜치 수신기에 대한 이퀄라이저로부터 쉽게 확장될 수 있다. 매트릭스 형태의 에러 계산은 C(n) 및 Y(n)이 다음과 같 이 정의된 것을 제외하고 방정식 (12)와 유사하다.:
Figure 112009057880506-PCT00052
(16)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00053
(17a)
Figure 112009057880506-PCT00054
(17b)
여기서 rl(n)은 l번째 안테나 또는 수신기 프론트 엔드로부터 프리-필터 출력이고, fl(n)은 l번째 안테나의 프리-필터 출력에서 동작하는 적응성 필터의 계수들이다.
도 8은 도 5와 유사한 신호 처리를 이용하고 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 다이버시티 수신기에 사용하기에 적당한 이퀄라이저 부분을 도시한다. 수신기 프론트 엔드들, 채널 평가기들, 및 DFE 계수 계산기에 관련된 도 7을 참조한 상기 구성요소들은 여기에 똑같이 적용한다. 하나의 브랜치 수신기 및 도 5의 대 응한 이퀄라이저와 유사하게, 도 8은 다이버시티 수신기에 대한 이퀄라이저 또는 적응성 구조의 간단한 실제 형태를 도시한다. 이런 형태에서, 각각의 안테나 또는 수신기 프론트 엔드는 예를 들어 결합기(813)(결합기 713과 유사한)에 의해 제공된 다양한 결합시 위상 변화 및 진폭 변화 추적 및 그의 웨이트 제어를 위해 각각 예를 들어 적응성 필터들(803, 807, 811)에 의해 도시된 바와 같은 하나의 적응성 탭을 요구한다. 결합기(813)로부터의 출력은 도시된 바와 같이 적응되거나 동적으로 변화될 필요가 없는(도 5 간섭 제거기 503 및 상기 논의들 참조) 간섭 제거기(815)에 제공된다.
도 5를 참조하여 상기된 바와 같이, 간섭 제거기(815)가 보다 복잡하고 전송된 버스트에 걸쳐 몇몇 계수들의 적응을 포함하는 것이 인식될 것이다. 이는 도 7의 더 일반적인 구조의 일 실시예이다. 도 5 내지 도 8에 도시되지 않은 특정 파라미터들이 하나 또는 그 이상의 이들 실시예들에 요구될 수 있다는 것이 추가로 인식될 것이다. 상기 파라미터들은 도 3에 일반적으로 도시되고 상기된 바와 같이 파라미터 설정 함수들(325)에 의해 제공된다.
따라서 도 7 및 도 8은 도 3 및 도 5의 확장들인 여러 수신기들에 적당한 적응성 이퀄라이저들을 도시하고, 여기서 고정되거나 비-적응성 프리-필터는 다이버시티 수신기의 유일한 브랜치에 대응하고 유일한 프리-필터링된 신호를 각각 제공하는 수신된 신호에 각각 결합된 다수의 고정된 프리-필터들을 포함한다; 여기서 적응성 필터는 다수의 보상된 신호들 중 하나를 제공하기 위해 수신된 신호 버스트에 걸쳐 위상 및 진폭 변화들에 대해 특정 프리-필터 신호들 중 하나를 보상하도록 각각 결합 및 구성된 다수의 적응성 필터들을 포함하고; 적응성 이퀄라이저는 다수의 보상된 신호들 각각에 결합된 결합기를 더 포함하고, 상기 결합기는 다수의 보상된 신호들을 결합하도록 구성되고 결과 신호를 제공하며; 그리고 인터페이스 제거기는 결과 신호에 결합된다.
예를 들어 도 3, 도 6, 도 7을 참조하여 서술 및 기술된 바와 같은 새로운 적응성 이퀄라이저 구조들은 K1, K2, Lb의 파라미터들을 가진다. 파라미터 세팅 기능부(225)는 이들 파라미터들(하기에 기술된 β)에 대한 값들을 설정 또는 선택하기 위해 동작한다. 이들 이퀄라이저 구조들로부터 적당한 성능을 달성하기 위해, 이들 파라미터들은 적당하게 선택될 필요가 있다. 일반적으로 파라미터 세팅 기능부(225)는 계수 적응기(326) 또는 적응 처리부에 파라미터들을 제공하도록 구성된다. 상기 및 도 3에 도시된 바와 같이, 파라미터 세팅 기능부(225)는 적응성 또는 FIR 필터(단일 탭이든 멀티 탭이든)에 대한 다수의 계수들을 설정하기 위한 제 1 파라미터(K1,K2), 간섭 제거기를 위해 적응될 다수의 계수들을 설정하기 위한 제 2 파라미터(Lb), 및 계수 적응기에 대한 추적 속도를 설정하기 위한 제 3 파라미터(β)를 제공한다. 이들 파라미터들의 적당한 선택은 채널 페이딩 조건들 및 노이즈 및 간섭 레벨들에 관련될 수 있다. 특히, 복잡한 채널 페이딩은 시간에 따라 변화하는 높은 순위 페이딩 항목들을 가지므로 보다 많은 탭들은 버스트에 걸쳐 적응되거나 동적으로 추적될 필요가 있을 수 있다. 게다가, 간단한 채널 페이딩은 통상적으로 불필요한 항목들을 추적하기 위해 보다 작은 항목들을 가지며, 예를 들 어 과도한 수의 필터 탭들을 추적하는 것은 성능 감소, 안정성 문제들 등을 유발할 수 있다. 게다가, 낮은 간섭 환경에서, 복잡한 페이딩 채널들에 대한 하이 순위 페이딩을 추적하도록 구성될 수 있고; 높은 간섭 환경에서, 보다 많은 계수들의 적응성을 가진 높은 순위 페이딩 항목들을 추적하는 것은 적응성 추적 처리들 또는 알고리즘에 대한 간섭 교란으로 인해 바람직하지 않을 수 있다. 하기 설명은 채널 복잡성 및 간섭 레벨들을 평가하기 위한 하나 또는 그 이상의 실시예들을 설명하고, 평가된 채널 복잡성 및 간섭 레벨에 기초하여 적응성 파라미터들 {K1, K2, Lb}을 결정하기 위한 하나 또는 그 이상의 방법들을 기술한다.
일반적으로 복잡한 채널들은 통계적으로 간단한 페이딩 채널들보다 채널 프로파일들의 보다 큰 지연 확산들을 가진다. 채널 지연 확산은 복합 채널의 지속 기간이라 한다. 채널 지연 확산은 채널 평가기(103)(또한 방정식 1 참조)에 의해 제공된 바와 같은 평가된 복합 CPR hn에 반영된다. 그러나, 통상적으로 평가된 복합 CPR hn은 정밀한 타이밍을 가지지 못하므로 채널 지연 확산의 정확한 평가를 제공하기 어려울 수 있다. 그러나 피드백 탭들 bn 또는 DFE 계수 계산 동안 평가된 복합 CPR로부터 계산된 최소 위상 CPR이 유사한 지연 확산 정보를 포함하고 CPR이 복합 CPR hn과 연관된 타이밍 불특정 문제들을 가지지 않는다. 따라서 CPR bn은 정확한 지연 확산 평가를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 방정식(18)은 CPR 또는 피드백 탭들 bn로부터 확산된 채널 지연을 측정하기 위한 하나의 방법 또는 처리를 기 술한다.
Figure 112009057880506-PCT00055
(18)
기본적으로 지연 확산은 하위 순위 피드백 탭들 bn 또는 CPR 계수들, 예를 들어 제 1의 4 탭들 b0-b3에 포함된 에너지 대 피드백 탭들의 총 에너지의 비율에 의해 평가된다. 따라서, 방정식(18)은 모든 상기 탭들 또는 CPR 계수들의 크기의 제곱들의 합에 의해 나누어진 제 1의 4개의 탭들의 크기들의 제곱들의 합의 비율을 제공한다.
노이즈 플러스 간섭 레벨을 평가 또는 결정하기 위한 하나의 기술은 지금 기술될 것이다. 도 3에서, 채널 평가기는 파라미터 세팅 기능부(325)에 결합된 SINR로서 이러한 정보를 제공하는 것을 주의하라. 디-로테이터(319)에 대한 입력으로서 수신된 신호
Figure 112009057880506-PCT00056
이 제공되면, 예를 들어 EDGE 신호에 대한
Figure 112009057880506-PCT00057
의 디-로테이팅된 버젼은
Figure 112009057880506-PCT00058
로서 표시될 수 있다. 채널 평가기(103)에 의해 제공된 타이밍 및 채널 평가 후, 타이밍 시퀀스에 걸쳐 결정되고 그리고 상기 트레이닝 시퀀스에 대응하는 수신된 신호의 에너지는 다음과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112009057880506-PCT00059
(19)
Figure 112009057880506-PCT00060
으로서 트레이닝 시퀀스를 표현하여(도 2 참조), 간섭 및 AWGN 없는 수신된 트레이닝 신호는 대응하는 수신된 신호에 대한 평가를 제공하거나 결정하기 위해 채널 평가기(103)에 의해 제공된 바와 같은 복합 CPR hn으로 트레이닝 시퀀스를 컨벌브함으로써 합성될 수 있다. 이것은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00061
(20)
노이즈 플러스 간섭은
Figure 112009057880506-PCT00062
로서 표현될 수 있는 동시에 수신된 실제 신호 및 위치(채널 평가기에 대한 입력) 및 트레이닝 동안 합성된 신호 또는 평가된 수신 신호 사이의 에러 신호 또는 차로서 평가될 수 있다. 노이즈 플러스 간섭의 에너지는 따라서 하기에 의해 평가될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00063
(21)
노이즈 플러스 간섭의 레벨은 다음과 같은 방정식 19, 21에서 제공된 각각의 값들을 가진 신호(노이즈 및 간섭을 가진) 대 노이즈 + 간섭(SNIR)의 비율로서 표현, 측정, 또는 결정될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00064
(22)
여기서 이런 평가된 노이즈 및 간섭 레벨은 도 3에서 파라미터 세팅 기능부(325)에 대한 채널 평가기(103)에 의해 제공된다.
도 9를 참조하여, 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라 도 3, 도 5 내지 도 8 중 하나 또는 그 이상에 도시된 이퀄라이저 구조들에 대한 다양한 파라미터들을 선택하기 위해, 예를 들어 파라미터 세팅 기능부(225)에 의해 사용될 수 있는 처리들의 흐름도는 논의 및 기술될 것이다. SNIR 및 최소 위상 CPR 계수들 bn(901)로서 측정된 간섭 플러스 노이즈의 평가된 레벨을 제공하여, 하나 또는 그 이상의 적응성 파라미터들을 결정하기 위한 다양한 방법들은 도 9에 의해 도시된다. 지연 확산 Dspread은 계산되고 SNIR은 로그 스케일로 전환되고 903에서 도시된 바와 같은
Figure 112009057880506-PCT00065
을 제공하기 위해 제한되고 다음과 같다:
Figure 112009057880506-PCT00066
(23)
각각의 파라미터들(K1, K2, Lb)은 예를 들어 905,907,909에서 각각 도시되고 다음과 같은 각각 전송되거나 특정하게 수신된 버스트(트레이닝 시퀀스보다 빠른 버스트의 반쪽에 대해 그리고 트레이닝 시퀀스보다 느린 버스트의 반쪽에 대해)에 대해 두 배로 결정 또는 평가 또는 선택된다.
Figure 112009057880506-PCT00067
(24)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00068
는 필수적으로 이퀄라이저 구조들에 대한 최대 복잡성 레벨을 제어한다.
실험 관측은 설정 K1max = 2, K2max = 0, 및 Lbmax = 3이 3GPP(3세대 파트너쉽 프로젝트)에서 지정된 바와 같은 많은 페이딩 환경들을 커버하기에 충분하다는 것을 제안한다. 다른 채널들 및 연관된 환경들의 다른 표준들 및 적당한 특성은 이들 최대 파라미터들에 대해 다른 세팅들을 유발할 수 있다는 것이 이해될 것이다. 2, 0, 3 세팅들은 제 1 탭 b0가 1로 고정되고, Nb 탭들의 나머지, 즉 3 피드백 탭들이 특정 버스트에 걸쳐 고정되거나 적응되지 않은 후에, 최대 복잡성이 프리-필터 출력을 동작시키기는 적응성 필터(321)에 대한 3 탭들의 적응 및 간섭 제거기(331, 715, 815)의 3 피드백 탭들(b1 내지 b3)의 적응을 수반하는 것을 가리킨다.
복잡한 채널 페이딩에 대한 몇몇 제한된 성능 타협을 가지고 구현 복잡성을 감소시키기 위해, 가장 간단한 적응 세팅 K1max=0, K2max=0, Lbmax=0은 선택될 수 있다. 이런 가장 간단한 세팅은 K1,K2 상에서 동적 결정을 의미하는 K1=0, K2=0 및 Lb=0을 발생시키고, Lb는 적응성 필터들, 예를 들어 적응성 필터(327)에 대해 피해지고 간섭 제거기들의 피드백 탭들은 적응되지 않는다. 따라서 프리-필터 출력 상에서 동작하는 적응성 필터(327, 703, 707, 711) 중 하나의 탭만이 도 5, 도 8에 도시된 바와 같이 하나의 버스트에 걸쳐 동적으로 적응되거나 변화된다. 게다가, 하나의 계수 적응을 위해, RLS 업데이팅(방정식들 14, 15)의 동작들은 스칼라 동작만을 수반하고 따라서 보다 복잡한 적응보다 보다 효과적이다. 상기에서 설명된 바와 같이, 이런 가장 간단한 적응은 제 1 순위 채널 변화를 보상한다. 이런 가장 간단한 적응과의 성능 타협이 공지된 RSSE 이퀄라이저 구조들(예를 들어, 도 4)에 관련하여 새로운 이퀄라이저 구조들에 대해 K1max=2, K2max=0 및 Lbmax=3을 가진 10 dB 이상의 이득과 비교할 때, HT100 및 EQ100 채널들 같은 복잡한 페이딩 채널들 상에서 약 1dB 만큼 작은 품질 저하가 있다는 것이 관찰된다. 따라서 가장 간단한 적응은 몇몇 채널 조건들에 대해 공지된 이퀄라이저들에 대해 걸쳐 대략 9dB를 제공한다.
도 10을 참조하여, 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라 도 3, 도 5 내지 도 8의 이퀄라이저 구조들과 연관된 다양한 계수들을 적응시키기 위하여 사용된 추적 속도 파라미터를 조절하기 위한 방법은 논의 및 기술될 것이다. 방정식 (14)의 파라미터 β는 각각의 도면들에서 적응성 필터들에 대한 계수들 또는 간섭 제거기들에 대한 계수들을 적응 또는 동적으로 변화시키기 위한 추적 속도를 제어한다. RLS 적응 방법에 대한 추적 속도를 적당하게 선택하거나 선별하는 것은 이퀄라이저들의 적당한 적응 및 이퀄라이저들의 성능을 촉진한다. 파라미터 세팅 기능부(325)는 하기된 처리들에 따라 β를 선택하기 위해 동작한다. 하기에 논의된 바와 같이, 파라미터 β는 프리-필터 신호에서 간섭 레벨 및 변화 레이트, 예를 들어 엔벨로프의 변화 레이트에 기초하여 선택 또는 결정된다. 직관적으로, 적응성 추적 속도는 채널 변화의 속도 또는 레이트의 함수이어야 한다. 그러나, 허용 가능한 AWGN의 능력 및 적응 처리들의 간섭은 추적 속도가 올라가거나 증가할 때 감소할 수 있다. 따라서, 높은 간섭 또는 높은 노이즈 환경들에서, 비록 수신된 신호가 빠른 페이딩을 경험하지만, 이퀄라이저의 추적 속도는 로우 간섭 또는 로우 AWGN 환경에서 동일한 페이딩 레이트를 경험하는 신호에 비해 느릴 수 있다. 그러므로, 적당한 추적 속도는 채널 변화 속도 및 노이즈 플러스 간섭 레벨의 함수일 수 있다.
노이즈 플러스 간섭 레벨의 측정은 방정식 22(및 대응 논의들)에 기술되었고 파라미터들 {K1, K2, Lb}의 동적 결정들 또는 적응성 선택과 관련하여 논의되었다. 동일한 측정은 추적 속도 제어 파라미터 β의 결정에 사용될 수 있다. 페이딩 속도를 평가하기 위해, 채널 변화 속도가 통상적으로 프리-필터 이후 수신된 신호 rn의 엔벨로프 변화에 반영된다는 것이 관찰된다. 그러나 몇몇 변조 방법들은 일정한 엔벨로프 신호들을 산출하지만 다른 방법들은 그렇지 않다. 예를 들어, GMSK 및 다른 것들은 일정한 엔벨로프 신호를 산출하는 반면, 8PSK 변조는 일정하거나 동일한 엔벨로프 변조가 아니다. 일정하지 않은 엔벨로프 변조에 대해, 페이딩의 부재시 이동하는 윈도우 상에서 엔벨로프 크기를 평균하는 것은 비교적 고정되거나 일정한 값을 산출하여 이런 평균 크기의 관찰된 변화들은 페이딩 속도를 측정하기 위해 사용될 수 있다. 따라서, 일정하지 않은 엔벨로프 변조들, 예를 들어 8PSK에 대해서도 페이딩 속도를 결정하기 위한 하나의 방법은 비적응성 프리-필터의 출력에서 신호상 동일한 시간 간격을 가진 다수의 윈도우들을 설정하는 것을 포함한다. 각각의 윈도우에 대해, 엔벨로프 크기의 평균 또는 합이 계산된다. 이들 엔벨로프 평균들 변화의 레이트는 채널 변화 또는 상기 변화 레이트를 측정 또는 평가하기 위해 사용될 수 있다.
일 예로서, 도 2의 EDGE 신호 및 보다 구체적으로 87 심볼들을 수반하는 우측 반쪽 버스트를 고려하자: 또한 도 1001에 도시된 바와 같이 26 트레이닝 심볼들, 다음 58 정보 심볼들, 및 그 다음 3 테일 심볼들. 87 심볼들로 인해, 하나 또는 그 이상의 실시예들에서, 3개의 윈도우들(1003, 1005, 1007)은 윈도우들 사이에 동일한 간격이 할당되고, 각각은 20 심볼들을 포함한다. 각각의 윈도우 내의 프리-필터로부터 수신된 신호 rn의 엔벨로프 크기의 합은 예를 들어 윈도우에 걸쳐 모든 샘플들의 크기들의 합 또는 곱에 의해 계산되어, {E0, E1, E2}를 유발한다. 페이딩으로 인한 엔벨로프 변화의 레이트는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00069
(25)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00070
및
Figure 112009057880506-PCT00071
(26)
추적 속도 제어 파라미터 β는 다음과 같이 수신된 신호에서 프리-필터 신호의 엔벨로프 변화의 레이트 및 노이즈 플러스 간섭 레벨의 함수로서 결정될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00072
(27)
여기서
Figure 112009057880506-PCT00073
(28)
여기서 SNIR은 상기 방정식 22로부터 계산된다. 몇몇 실시예들에서 추적 속도 제어 파라미터 β는 다음과 같이 한정될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00074
(29)
몇몇 실시예들에서, 하위 경계 βmin=0.8이고 상위 경계 βmax=0.975이다.
도 3 수신기 및 이퀄라이저의 일부를 개략적으로 도시하는 도 11을 참조하여, 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라 주파수 에러의 평가를 결정하기 위한 하나 또는 그 이상의 방법들은 논의 및 기술될 것이다. 수신된 신호의 주파수 에러는 전송기(LO)에 관련한 페이딩 또는 RF 프론트-엔드 LO 에러로 인해 발생될 수 있다. 주파수 에러들 둘다는 실제 제품들에서 가변하는 시간일 수 있다. RF 프론트-엔드 LO 오프셋 또는 에러는 동작 환경 변화들로 인한 시간에 따라, 특히 LO를 생성하기 위하여 사용된 참조 크리스탈 발진기의 온도에 따라 변화한다. 전체 시스템이 적당하게 동작하기 위해, 시스템은 LO 에러가 특히 하이 변조 알파벳들이 보상될 수 있다. 이런 보상을 위한 하나의 방법은 LO 에러 또는 오프셋으로 인한 주파수 에러가 보상될 수 있도록 주파수 에러를 평가 및 보고하기 위해 디모듈레이터이거나 여기에 버스트 복구 기능부들(1101)(도 1, 도 3의 디-로테이터(319), 채널 평가기(103), 이퀄라이저(105), 디코더(109))을 가지는 것이다. 이미 시간에 따른 평균인 시간에 따른 페이딩 변화들로 인한 주파수 에러는 0이다. 따라서, 도 11의 시스템은 주파수 에러 평가기(1103)를 통해 전송된 버스트 단위로 버스트 복구 기능부(1101)로부터 주파수 에러 평가값을 수집하고, 페이딩으로 인한 변동을 제거하기 위해 이동하는 윈도우(1105) 상에서 이들 주파수 에러들을 평균하고, 그 다음 페이저 생성기(313) 및 혼합기(305)에 수정된 주파수 f를 제거하기 위해 가산기(311)를 통해 307에서 LO 주파수를 업데이트하도록 309에서 평균 또는 ferr을 사용할 것이다. 하기된 수행들은 도 3의 LO 에러 평가기(324)에 의해 수행될 수 있다. 실제 수신기들에서 발견된 몇몇 기능부들, 예를 들어 주파수, 프레임, 및 심볼 동기화 기능부들이 특정하게 도시되지 않는다는 것이 인식될 것이다. 게다가, 여기에 기술된 바와 같이 주파수 에러 제거 또는 주파수 추적은 상기 기능부들 및 다양한 미디어 액세스 제어부(MAC) 기능부들과 협력되고 따라서 몇몇 인터페이스 또는 MAC 처리 또는 층과의 상호작용 및 주파수 에러의 결정 및 애플리케이션은 제공될 수 있다.
도 3, 도 5 내지 도 8에 도시된 바와 같은 새로운 적응성 추적 구조들은 특히 주파수 에러 평가에 적당하다. 상기된 바와 같이, 적응성 필터들(327, 501, 703, 등 및 803 등)의 하나의 특징 또는 기능은 대응 프리-필터의 출력에서 수신된 신호의 위상 변화 및 진폭 변화를 보상하는 것이다. 위상 변화
Figure 112009057880506-PCT00075
는 다음과 같이 주파수 에러 fe에 직접 관련된다:
Figure 112009057880506-PCT00076
(30)
여기서 n은 심볼 인덱스이고 Δt는 심볼 지속기간이다.
따라서, 주파수 에러는 적응성 필터의 적응이 보상되는 위상 변화로부터 유도될 수 있다. 상기된 바와 같이, 프리-필터 출력에서 동작하는 적응성 필터 계수들
Figure 112009057880506-PCT00077
은 수신된 신호의 위상 변화 및 진폭 변화를 보상한다.
Figure 112009057880506-PCT00078
이 최종 생존 경로 상 적응성 계수
Figure 112009057880506-PCT00079
라 하면,
Figure 112009057880506-PCT00080
의 음의 위상은 위상 변화의 평가값으로서 고려되고,
Figure 112009057880506-PCT00081
는 주파수 평가값으로서 고려된다. 따라서, 위상 변화는 다음과 같이
Figure 112009057880506-PCT00082
으로부터 평가될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00083
(31)
여기서 근사화는 버스트 반쪽 내의 위상 변화가 비교적 작다는 고려하에 이루어진다. 도 2의 EDGE 버스트 구조를 고려하여, 적응은 버스트의 우측 반쪽에 대한 심볼 인덱스(14 내지 74) 및 버스트의 좌측 반쪽(즉, 트레이닝 시퀀스의 중심은 n=0임)에 대한 -14 내지 -74로부터 이루어져서, 위상 변화의 평가값인
Figure 112009057880506-PCT00084
을 발생시킨다. 다음 표현을 통하여 에러 에너지를 최소화함으로써:
Figure 112009057880506-PCT00085
(32)
주파수 에러는 다음과 같이 평가될 수 있다:
Figure 112009057880506-PCT00086
(33)
추적된 위상 및 실제 위상 사이의 지연 및 방정식 (31)에서 이루어진 근사화를 고려하여, 최종 주파수 평가값은 다음과 같이 수정 인자(C)로 변형된다:
Figure 112009057880506-PCT00087
(34)
여기서 C는 일정하다. 방정식 (27)에서 주어진 추적 속도 제어 파라미터로 인해, 비록 C에 대한 다른 값들이 다른 통신 프로토콜들 또는 다른 추적 속도 제어 방법들을 위해 표시될 수 있지만 C=1.5가 GSM/EDGE의 넓은 동작 범위에 대한 합리적인 선택인 것이 경험적으로 결정되었다.
상기된 주파수 에러 평가 알고리듬은 MLSE 또는 RSSE 간섭 제거기에서 트렐리스 제거의 최종 단계 후 결정된 최종 생존 경로 상 적응성 계수
Figure 112009057880506-PCT00088
에 기초한다. 다른 말로, 트렐리스 제거 동안, 각각의 제거 단계에서 16개의 생존 경로들 상
Figure 112009057880506-PCT00089
의 모두 16 카피들은 저장되어야 한다. EDGE 경우, 반쪽-버스트는 61 심볼들을 가지므로, 61×16 = 976 저장 유니트들은 이들 계수들을 저장하기 위하여 필요하다. 저장 요구조건을 감소시키기 위해, 간략화된 방법이 제안된다.
비터비 알고리듬(VA)에서, 트렐리스 제거의 각각의 단계의 종료시, 16 생존 경로들이 있다. 현재 트렐리스 제거가 n 번째 심볼 인덱스에서 종료되었다는 것을 가정하면, 16 생존 경로들이 발생한다. 16 생존 경로들로부터 가장 강한 생존 경로를 선택하고, 가장 강한 생존 경로 상에서 m 단계들 만큼 다시 추적함으로써, 적응성 계수
Figure 112009057880506-PCT00090
는 발견될 것이다. 가장 강한 생존 경로상에서 다시 추적한 이런 적응성 계수는 최종 생존 경로 상 적응성 계수로서 고려될 것이다. 이런 방법으로 인해, (m+1)×16 저장 유니트들은 필요하다. 실제로, m=1이 무시할 수 있는 성능 타협으로 인해 사용될 수 있다는 것이 경험적으로 결정되었다.
상기 논의들로부터, 로컬 발진기(LO) 에러 평가기(324)는 계수가 버스트 상에서 위상 에러들을 누적함으로써 필수적으로 수신된 신호 버스트 상에서 적응될 때 적응성 필터의 계수(f0)에 기초하여 주파수 에러 평가를 제공한다.
도 12를 참조하여, 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 방정식의 대표적인 방법들을 도시하는 흐름도는 논의 및 기술될 것이다. 도 12에 의해 도시된 처리들 또는 방법들은 이전 도면들 중 하나 또는 그 이상을 참조하여 상기 논의 및 기술된 하나 또는 그 이상의 기능부들과 일반적으로 유사하여 많은 논의는 명세서들에 대한 상기 보다 상세한 코멘트들을 참조한 판독기를 가진 요약하여 또는 개략적 형태일 것이다. 도 12에 의해 도시된 처리들 또는 방법들은 상기된 구조들 또는 유사하거나 비슷한 기능 또는 능력을 가진 다른 것들을 통해 구현될 수 있다. 도 12에 도시된 처리들 및 방법들은 예를 들어 각각의 수신된 신호 버스트 또는 트레이닝 시퀀스를 위해 필요하거나 요구될 때 반복될 수 있다.
도 12에 도시된 바와 같이, 통신 채널을 통해 전송된 적응하여 이퀄라이징하 는 신호들의 처리 또는 방법은 버스트(1201)에 대응하는 수신 샘플들에서 시작한다. 이들 샘플들은 수신된 신호 xn(1203)를 제공하기 위해 각각의 변조 타입에 따라 디-로테이트된다. 수신된 신호는 채널 평가를 결정 또는 계산하기 위해, 즉 버스트(1205) 내에 배치된 공지된 트레이닝 시퀀스로부터 복합 CPR hn을 계산하기 위해 결합 및 사용된다. 다음, DFE 계수 계산은 복합 CPR(1207)을 사용하여 행해지고, 여기서 이런 처리는 프리-필터 계수들 fk 및 근 최소 위상 CPR {bn: b0=1, b1...bNb}을 제공한다. 부가적으로 노이즈 및 간섭 레벨은 1203으로부터 xn을 사용하고 1205로부터 복합 CPR hn을 사용하여 결정 또는 평가된 1209이다. 하나 또는 그 이상의 실시예들에서, 이것은 상기 방정식들(19 내지 23, 28)에 따라 SINR(s)을 결정하는 것을 포함할 수 있다. 일반적으로 1205 및 1209에서 도시된 처리는 채널 평가기, 예를 들어 채널 평가기(103)에 의해 수행될 수 있다.
비적응성 프리-필터, 예를 들어 프리-필터(221)는 1207로부터의 프리-필터 계수들 fk을 사용하여 구성되고 1203으로부터 수신된 신호(xn)는 프리-필터링된 신호 rn를 제공하기 위하여 프리-필터(1211)에 의해 처리된다. 1211에서 도시된 바와 같이, 하나의 처리는 프리-필터 신호를 제공하기 위하여 고정된 프리-필터로 수신 신호의 각각의 버스트를 필터링하는 것으로 포함하고, 여기서 고정된 프리-필터는 수신 신호의 각각의 반쪽 버스트 또는 각각의 데이터 필드(203, 207)에 대해 한번에 제공된 필터 계수들에 따라 구성된다. 하나 또는 그 이상의 실시예들에서, 적 응성 특성들 또는 적응성 파라미터들을 세팅하기 위한 파라미터들은 1209로부터의 노이즈 및 간섭 레벨(들)(SINR), 1211로부터 프리-필터링된 신호(rn)의 엔벨로프, 및 1207로부터의 CPR bn을 사용하여 결정 또는 계산된다. 다양한 실시예들에서 이것은 상기 방정식들(18, 24, 25 내지 27, 29)을 사용하여 적응성 파라미터들 {K1, K2, Lb, β} 및 몇몇 예들에서 하나 또는 그 이상의 이들 파라미터들에 대해 외부적으로 공급된 제한 값들을 세팅하는 것을 포함한다. 또한 이들 파라미터들이 일단 트레이닝 시퀀스의 좌측(음의 심볼 인덱스들)로 이동하고 다시 트레이닝 시퀀스의 우측(양의 심볼 인덱스들)로 이동(도 2 참조)하는 동안 각각의 버스트에 대해 두번 결정된다는 것이 주지된다. 1213으로부터 적응성 파라미터들 {K1, K2, Lb,β} 및 1207로부터 최소 위상 CPR 계수들 {b1...bNb}가 제공되면, 버스트로부터의 데이터 심볼들로서 적응되거나 동적으로 변화될 모든 파라미터들 및 계수들은 추가로 이퀄라이즈되거나 보상되고, 1215가 시작되고, 즉, 이들 파라미터들의 초기화는 방정식 15에 따라 수행된다. 1213의 처리들은 예를 들어 파라미터 세팅 기능부들(325)에 의해 수행될 수 있고 상기 파라미터들 및 계수들은 계수 적응기(326)의 1215가 초기화된다.
초기화된 파라미터들 및 계수들을 사용하는 계수 적응부(1217)는 만일 있다면 적응되는 최소 위상 CPR 계수들
Figure 112009057880506-PCT00091
의 부분뿐 아니라 적응성 필터 들(327)에 대한 계수들
Figure 112009057880506-PCT00092
을 제공하기 위해 동작 또는 기능한다. 계수 적응은 각각의 생존 경로에 대한 각각의 계수들을 적응시키기 위하여 방정식들(12 내지 14)에 따라 동작할 수 있다. 상기 적응은 f 및 b 계수들 상에서 어깨글자(n)에 의해 표시된 바와 같이 심볼 단위로 수행될 수 있거나 이들 계수들은 몇몇 잠재적인 성능 비용들에서 몇몇 처리 자원들을 절약하기 위해 시간 단위, 예를 들어 매 m 심볼들 또는 몇몇 스케쥴 또는 등등에 기초하여 적응되거나 업데이트될 수 있다.
계수들
Figure 112009057880506-PCT00093
은 적응성 필터들(1219)(열거된 다수의 필터들에 의해 제안된 바와 같은 생존 경로 당 하나)을 구성하기 위하여 제공 및 사용된다. 적응성 필터들은 각각의 생존 경로에 대해 제공된 하나의 보상 신호를 대응 보상된 신호 rcn(수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 위상 및 진폭 변화들이 보상됨)를 제공하기 위해 프리-필터링된 신호 rn를 처리 또는 적응하게 필터링한다. 따라서 1219는 보상된 신호를 제공하기 위해 적응성 필터로 프리-필터 신호를 적응하게 필터링하는 것을 도시하고, 상기 보상된 신호는 수신 신호의 버스트 범위에 걸쳐 위상 및 진폭 변화들이 보상된다. 적응성 필터로 프리-필터 신호를 적응성 필터링하는 것은 간섭 제거기에 의해 제공된 에러값 en 및 적응성 파라미터들에 응답하여 수신 신호 버스트 범위에 걸쳐 동적으로 변화되는 하나 또는 그 이상의 계수들에 따라 적응성 필터를 구성하는 것을 더 포함하거나 상기 구성에 의해 촉진된다.
보상된 신호들 rcn, 생존 경로 당 하나의 세트를 가진 CPR 계수들
Figure 112009057880506-PCT00094
, 및 1207로부터의 CPR 계수들의 밸런스(Nb 내지 Lb)는 시퀀스 평가 처리(1221)에 제공된다. 시퀀스 평가는 도시된 바와 같이 감소된 상태 시퀀스 평가기이거나 보다 일반적으로 간섭 제거기(331) 등에 의해 수행될 수 있다. 시퀀스 평가는 계수 적응부(1217)에 다시 공급되어 사용되는 각각의 생존 경로에 en 값을 제공한다. 시퀀스 평가 처리(1221)는 또한 하나 또는 그 이상의 공지된 방식으로 소프트 심볼들 또는 정보를 디코딩 처리부(1225)에 제공한다. 디코딩 처리부(1225)는 MAC 층(1227)에 하드 정보 또는 비트들을 제공하기 위해 에러 수정, 디크립션 등과 같은 기능들을 수행하도록 공지된 방식으로 무선(air) 인터페이스 프로토콜에 따라 가변하는 방식으로 동작한다. 시퀀스 평가 처리 또는 보다 일반적으로 간섭 제거는 대응 소프트 심볼들을 제공하기 위해 예를 들어 간섭 제거기로 수신 신호 버스트의 간섭을 감소시키고, 여기서 간섭 제거기 또는 RSSE는 수신 신호의 각각의 반쪽 버스트(일단 트레이닝 시퀀스보다 빠른 데이터 필드에 대해 그리고 트레이닝 시퀀스보다 늦은 데이터 필드에 대해) 동안 한번 초기화된 최소 위상 계수들에 따라 구성된다. 실시예 및 상기 실시예의 사양들에 따라, 최소 위상 계수들에 따라 구성된 간섭 제거기로 수신 신호 버스트의 간섭을 감소시키는 것은 1로 설정된 제 1 계수를 포함하는 최소 위상 계수들에 따라 간섭 제거기를 구성하는 것을 포함할 수 있고, 상기 최소 위상 계수들의 제 1 부분은 수신 신호의 반쪽 버스트의 범위에 걸쳐 동적으로 변화되고 최소 위상 계수들의 제 2 부분은 수신 신호 버스트의 범위에 걸쳐 초기화된 값으로 고정된다.
게다가,
Figure 112009057880506-PCT00095
계수들은 LO 에러 평가 처리부(1223)에 제공되고 방정식들(31 내지 34)에 따라 LO 에러에 대한 평가를 제공하기 위해 사용된다. LO 에러 평가 처리는 또한 상기된 효과적인 방법을 사용할 수 있고 여기서 m 심볼들이 다시 추적된 심볼 n에서 생존 경로, 즉 f0로부터의
Figure 112009057880506-PCT00096
는 주파수 에러 평가에 사용된다. 생존 경로는 시퀀스 평가부(1221)에서 결정되고, LO 에러 평가부(1223)는 시퀀스 평가부(1221)에 의해 적당한 경로 정보, 예를 들어 생존 경로 인덱스 p가 제공된다. 시퀀스 평가가 두 개의 스테이지들, 좌측 및 우측으로 트레이닝 시퀀스로부터 전송된 버스트에서 동작하기 때문에, 버스트 당 두 개의 생존 경로 표시부들 및 버스트 당 하나의 주파수 에러 평가가 있을 것이다(상기 방정식들 참조).
상기 논의된 바와 같이, 페이딩 및 RF 프론트-엔드(LO)로 인해 예를 들어 EDGE 버스트 내에서 시간에 따른 채널 변화에 대한 제 1 순위 근사화는 수신된 신호 상에서 곱셈된 복합 변수로서 표현될 수 있다. 이런 근사화는 간단하고 효과적인 적응성 구조를 유도하고, 상기 구조는 새롭게 제안된 적응성 필터에 의해 하나의 탭 적응부이고, 상기 적응성 필터는 프리-필터 출력부 상에서 각각의 생존 경로에 대해 곱셈된다. 보다 높은 순위 페이딩 항목들의 변화들을 보상하기 위하여, 생존자 바탕 적응성 RSSE의 보다 일반적인 구조는 기술되었다. 일반적인 구조는: 각각의 생존 경로에 대한 프리-필터 출력 상에서 동작하는 적응성 FIR 필터 및 RSSE의 제 1 피드백 탭이 모든 생존 경로들에 대해 1로 고정되거나 설정되는 RSSE를 포함하고, 1차 피드백 탭 후 몇몇 Lb 피드백 탭들은 각각의 생존 경로에 적응되 고, 피드백 탭들의 나머지는 모든 생존 경로들에 대해 고정 및 동일하다. 적응성 탭들 중 하나가 페이딩 및 RF 프론트-엔드 LO 에러에 의해 유발된 위상 변화 및 진폭 변화를 보상하기 위하여 특히 책임지기 때문에, 추적된 탭은 보상된 위상 변화, 따라서 수신된 신호의 주파수 에러를 유도하기 위해 사용될 수 있다. 한 세트의 기술들은 채널 페이딩 조건 및 간섭 조건들의 분석에 기초하여 적응성 추적 속도를 포함하는 적응성 파라미터들을 동적으로 설정하기 위해 개발되었다. 적응성 계수들의 이런 동적 결정은 예를 들어 GSM/EDGE 시스템이 동작하는 넓은 동작 범위 상에서 거의 최적 성능을 보장한다.
이런 개시물은 본 발명의 진정으로 의도되고 공정한 범위 및 사상을 제한하기 보다 본 발명에 따른 다양한 실시예들을 형성하고 사용하는 방법을 설명하기 위한 것이다. 상기 설명들은 개시된 정확 형태로 본 발명을 제한하거나 소모하고자 하지 않는다. 변형들 또는 변화들은 상기 기술들에 의해 가능하다. 실시예(들)은 본 발명의 원리들 및 실제 애플리케이션을 가장 잘 도시하고, 당업자가 고안된 특정 용도에 적합한 다양한 실시예들 및 다양한 변화들에 본 발명을 사용하게 한다. 모든 상기 변형들 및 변화들은 공정하고, 법적으로 공정하게 행해지는 범위에 따라 해석될 때 특허에 대한 이 출원의 계류 동안 보정될 수 있는 첨부된 청구항들, 및 모든 등가물들에 의해 결정된 본 발명의 범위 내에 있다.

Claims (23)

  1. 통신 채널용 적응성 이퀄라이저로서,
    수신된 신호에 결합되고 프리-필터 신호를 제공하도록 구성된 고정된 프리-필터;
    위상 및 진폭의 변화들에 대한 프리-필터 신호를 보상하도록 결합 및 구성된 적응성 필터; 및
    상기 적응성 필터에 결합되고 상기 수신된 신호의 간섭을 감소시키도록 구성된 간섭 제거기를 포함하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 제거기는 일정한 값으로 설정된 제 1 계수(b0)를 가진 결정 피드백 이퀄라이저(Decision Feedback Equalizer; DFE) 계수들을 사용하는 피드백 필터를 더 포함하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 제거기는 최대 가능성 시퀀스 평가부 및 결정 피드백 이퀄라이저를 사용하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 제거기는 일정한 값으로 설정된 DFE 계수 b0를 가진 감소된 상태 시퀀스 평가부(RSSE) 및 결정 피드백 이퀄라이저(DFE)를 사용하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 간섭 제거기는 적응성 간섭 제거기를 포함하고,
    상기 적응성 이퀄라이저는 수신된 신호 버스트에 걸쳐 DFE 계수들의 부분을 적응시키기 위해 구성된 계수 적응기(adaptor)를 더 포함하고, 상기 DFE 계수들의 다른 부분은 상기 수신된 신호 버스트 상에서 고정되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 적응성 필터는 수신된 신호 버스트에 걸쳐 위상 및 진폭 변화들에 대해 상기 프리-필터 신호를 보상하기 위해 추가로 구성되고 다중 탭 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 더 포함하고,
    상기 적응성 이퀄라이저는 상기 수신된 신호 버스트에 걸쳐 상기 다중-탭 FIR 필터에 대한 계수들을 결정 및 동적으로 변화시키도록 구성된 계수 적응기를 더 포함하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 계수 적응기에 파라미터들을 제공하도록 구성된 파라미터 세팅 기능부를 더 포함하고, 상기 파라미터들은 상기 계수들을 결정 및 동적으로 변화시키기 위해 상기 계수 적응기에 의해 사용되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 파라미터 세팅 기능부는 상기 다중-탭 FIR 필터에 대해 다수의 계수들을 설정하는 제 1 파라미터(K1, K2), 상기 간섭 제거기를 위해 적응될 다수의 계수들을 설정하는 제 2 파라미터(Lb), 및 상기 계수 적응기에 대한 추적 속도를 설정하는 제 3 파라미터(β) 중 하나 또는 그 이상을 포함하는 파라미터들을 제공하도록 구성되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 적응성 필터는 단일 탭 및 대응 계수를 가진 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하고, 상기 FIR 필터는 심볼 단위로 수신된 신호 버스트에 걸쳐 상기 프리-필터 신호의 위상 및 진폭 변화들을 보상하도록 구성되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 단일 탭 FIR 필터들의 대응 계수는 상기 수신된 신호 버스트에 걸쳐 적응되고, 상기 대응 계수의 적응은 상기 적응의 추적 속도에 대응하는 파라미터(β)에 따르는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 파라미터(β)는 상기 프리-필터 신호의 간섭 레벨 및 변화 레이트에 따르는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 고정된 프리-필터는 다이버시티 수신기의 유일한 브랜치에 대응하는 수신된 신호에 각각 결합되고 유일한 프리-필터링된 신호를 각각 제공하는 다수의 고정된 프리-필터들을 포함하고,
    상기 적응성 필터는 다수의 보상된 신호들 중 하나를 제공하기 위해 수신된 신호 버스트에 걸쳐 위상 및 진폭 변화들에 대해 상기 유일한 프리-필터 신호들 중 하나를 보상하도록 각각 결합 및 구성된 다수의 적응성 필터들을 포함하고,
    상기 적응성 이퀄라이저는 상기 다수의 보상된 신호들 각각에 결합된 결합기를 더 포함하고, 상기 결합기는 상기 다수의 보상된 신호들을 결합하고 결과 신호를 제공하도록 구성되고,
    상기 간섭 제거기는 상기 결과 신호에 결합되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라 이저.
  13. 제 1 항에 있어서,
    계수가 수신된 신호 버스트에 걸쳐 적응될 때 상기 적응성 필터의 계수에 따라 주파수 에러 평가를 제공하는 로컬 발진기(LO) 에러 평가기를 더 포함하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  14. 통신 채널용 적응성 이퀄라이저에 있어서,
    수신 신호에 결합되고 프리-필터 신호를 제공하도록 구성된 고정된 프리-필터로서, 상기 고정된 프리-필터는 결정 피드백 이퀄라이저(DFE) 계수 계산기에 의해 제공된 필터 계수들에 따라 구성되고, 상기 필터 계수들은 상기 수신 신호의 버스트에서 각각의 데이터 필드에 한번 제공되는, 상기 고정된 프리-필터;
    상기 프리-필터 신호에 결합되고 보상된 신호를 제공하기 위해 상기 수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 위상 및 진폭 변화들에 대해 상기 프리-필터 신호를 보상하도록 구성된 적응성 필터; 및
    상기 보상된 신호에 결합되고, 상기 수신 신호의 버스트의 간섭을 감소시키고 대응하는 소프트 심볼들을 제공하도록 구성된 간섭 제거기로서, 상기 간섭 제거기는 DFE 계수 계산기에 의해 제공된 근 최소 위상 계수들(near minimum phase coefficients)에 따라 구성된 피드백 필터를 포함하고, 상기 근 최소 위상 계수들은 상기 수신 신호의 버스트의 각각의 데이터 필드에 한번 제공되는, 상기 간섭 제 거기를 포함하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 적응성 필터는 단일 계수에 따라 구성된 유한 임펄스 응답(FIR) 필터이고, 상기 단일 계수는 상기 수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 동적으로 변화되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 피드백 필터는 일정한 값으로 설정된 제 1 계수를 가진 상기 근 최소 위상 계수들에 따라 구성되고, 상기 근 최소 위상 계수들의 제 1 부분은 상기 수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 동적으로 변화되고, 상기 근 최소 위상 계수들의 제 2 부분은 상기 수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 고정되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  17. 제 14 항에 있어서,
    파라미터들, 상기 근 최소 위상 계수들, 및 상기 간섭 제거기에 의해 제공된 에러 신호에 응답하여 상기 수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 상기 적응성 필터에 대한 계수를 동적으로 변화시키도록 구성된 계수 적응기를 더 포함하는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 파라미터들은 상기 수신 신호의 버스트에 대해 결정되고 상기 수신 신호의 다른 버스트에 대해 다시 결정되는, 통신 채널용 적응성 이퀄라이저.
  19. 통신 채널을 통하여 전송된 신호들을 적응성 이퀄라이징하는 방법에 있어서,
    프리-필터 신호를 제공하기 위해 고정된 프리-필터로 수신 신호의 버스트를 필터링하는 단계로서, 상기 고정된 프리-필터는 상기 수신 신호의 버스트에서 각각의 데이터 필드에 대해 한번 제공된 필터 계수들에 따라 구성되는, 상기 필터링 단계;
    상기 수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 위상 및 진폭 변화들이 보상되는 보상된 신호를 제공하기 위해 적응성 필터로 상기 프리-필터 신호를 적응성 필터링하는 단계; 및
    대응하는 소프트 심볼들을 제공하기 위해 간섭 제거기로 상기 수신 신호의 버스트의 간섭을 감소시키는 단계로서, 상기 간섭 제거기는 상기 수신 신호의 버스트에서 각각의 데이터 필드에 대해 한번 초기화된 근 최소 위상 계수들에 따라 구성되는, 상기 감소시키는 단계를 포함하는, 통신 채널을 통하여 전송된 신호들을 적응성 이퀄라이징하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 적응성 필터로 상기 프리-필터 신호를 적응성 필터링하는 단계는 적응 성 파라미터들에 응답하여 상기 수신 신호의 버스트의 범위에 걸쳐 동적으로 변화되는 하나 또는 그 이상의 계수들 및 상기 간섭 제거기에 의해 제공된 에러에 따라 상기 적응성 필터를 구성하는 단계를 더 포함하는, 통신 채널을 통하여 전송된 신호들을 적응성 이퀄라이징하는 방법.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 적응성 필터로 상기 프리-필터 신호를 적응성 필터링하는 단계는 단일 탭 및 대응 계수를 가진 유한 임펄스 응답(FIR) 필터로 상기 프리-필터 신호를 적응성 필터링하는 단계를 더 포함하는, 통신 채널을 통하여 전송된 신호들을 적응성 이퀄라이징하는 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 단일 탭 및 상기 대응하는 계수를 가진 상기 유한 임펄스 응답(FIR) 필터로 상기 프리-필터 신호를 적응성 필터링하는 단계는 스케쥴, 및 적응의 추적 속도에 대응하는 파라미터(β)에 따라 상기 수신 신호의 버스트의 각각의 데이터 필드에 걸쳐 상기 대응 계수를 적응시키는 단계를 더 포함하는, 통신 채널을 통하여 전송된 신호들을 적응성 이퀄라이징하는 방법.
  23. 제 19 항에 있어서,
    상기 근 최소 위상 계수들에 따라 구성된 간섭 제거기로 상기 수신 신호의 버스트의 간섭을 감소시키는 단계는 일정한 값으로 설정된 제 1 계수를 포함하는 상기 근 최소 위상 계수들에 따라 상기 간섭 제거기를 구성하는 단계를 더 포함하고, 상기 근 최소 위상 계수들의 제 1 부분은 상기 수신 신호의 버스트에 걸쳐 동적으로 변화되고, 상기 최소 위상 계수들의 제 2 부분은 상기 수신 신호 버스트에서 각각의 데이터 필드에 걸쳐 초기화된 값으로 고정되는, 통신 채널을 통하여 전송된 신호들을 적응성 이퀄라이징하는 방법.
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