KR20090076993A - 무선 통신 시스템에서의 처리 피드백을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

무선 송수신 유닛(WTRU)에서 구현되는 처리 피드백을 위한 방법 및 장치는 채널 행렬을 추정하는 것을 포함한다. 유효 채널이 계산되고 프리코딩 행렬이 선택된다. 피드백 비트들이 발생되고 송신된다. 피드백 비트들은 비 차분 또는 차분 피드백 또는 이들의 조합에 관련되거나, 또는 피드백이 단독으로 2진 부호 비트이거나 또는 비 차분 피드백과 연계되어 있다.

Description

무선 통신 시스템에서의 처리 피드백을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING FEEDBACK IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다.
시스템에 제어 계층들을 추가하기 위하여 제어된 피드백이 통신 시스템에서 이용된다. 현재 무선 통신 시스템에서 이용되는 피드백 시스템들은 일반적으로 복잡하며, 귀중한 자원들을 소비한다. 피드백을 이용하는 한 가지 이와 같은 시스템이 E-UTRA(evolved universal terrestrial radio access) MIMO(multiple-in multiple-out) 시스템이다. 따라서 E-UTRA를 위한 폐루프 MIMO 시스템에 대한 피드백의 효율성 및 랭크 및 링크 적응성의 향상은, 시그널링 오버헤드를 감소시킬 뿐만 아니라 MIMO 링크 성능 및 시스템 용량을 향상시키는데 도움이 된다.
따라서, 예컨대 다운링크(DL) 및 업링크(UL) 통신 양자 모두를 위해 E-UTRA MIMO 시스템에서 이용될 수 있는 처리 피드백을 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이 바람직할 것이다.
무선 송수신 유닛(WTRU)에서 구현되는 처리 피드백을 위한 방법 및 장치가 개시된다. 이 방법은 채널 행렬을 추정하는 것을 포함한다. 유효 채널이 계산되고 프리코딩(precoding) 행렬이 선택된다. 피드백 비트가 발생되고 송신된다.
본 발명의 더 자세한 이해는 예로서 주어지는 후속하는 상세한 설명에서 비롯되며, 이 후속 설명은 첨부한 도면들과 함께 이해되어야 한다.
도 1은 복수의 무선 송수신 유닛(WTRU)들 및 기지국을 포함하는 예시적 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 리셋 처리 피드백 방법의 흐름도이다.
도 3은 고속 적응성 처리 피드백 방법의 흐름도이다.
도 4는 저속 적응성 처리 피드백 방법의 흐름도이다.
도 5는 도 1의 WTRU 및 기지국의 기능 블럭도이다.
도 6은 도 1의 WTRU 및 기지국의 대안적인 기능 블럭도이다.
도 7은 처리 피드백의 추가 방법의 흐름도이다.
이후부터 언급될 때, 용어 "무선 송수신 유닛(WTRU)"은 사용자 장치(UE), 이동국, 고정형 또는 이동형 가입자 유닛, 무선 호출기, 셀룰러 텔레폰, 개인 휴대용 정보 단말기(PDA), 컴퓨터, 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 다른 종류의 사용자 장치일 수 있지만, 이들로 한정되는 것은 아니다. 이후부터 언급될 때, 용어 "기지국"은 노드-B, 사이트 제어기, 액세스 포인트(AP), 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 다른 종류의 인터페이싱 장치일 수 있지만, 이들로 한정되는 것은 아니다.
도 1은 복수의 WTRU(110)들 및 기지국(120)을 포함하는 예시적 무선 통신 시스템(100)을 도시한다. 도 1에 도시된 바와 같이, WTRU(100)들은 기지국(120)과 통신한다. 2개의 WTRU(110)와 하나의 기지국(120)이 도 1에 도시되었지만, 무선 장치와 유선 장치의 임의의 조합이 무선 통신 시스템(100)에 포함될 수 있다는 것에 주목해야 한다.
도 2는 리셋 처리 피드백 방법(220)의 흐름도이다. 리셋 처리시, 비 차분(non-differential) 피드백이 이용된다. 방법(200)의 단계(210)에서, 채널 행렬이 추정된다. 일단 채널 행렬이 추정되면, 유효 채널이 계산된다(단계 220). 일례에서, 유효 채널은, H_eff = H_est × T와 같이 채널 추정치와 프리코딩 행렬의 곱으로서 계산되는데, 여기서 H_est은 채널 추정치이고, T는 프리코딩 행렬이다. 유효 채널은 모든 가능한 후보 프리코딩 행렬, 부분행렬, 또는 벡터에 대해 계산된다. 신호 대 간섭 및 잡음비(SINR, signal to interference plus noise ratio), 처리량(throughput), 블럭 또는 프레임 에러율, 채널 용량 등을 포함할 수 있는 메트릭이 유효 채널을 이용하여 계산된다.
그 다음, 프리코딩 행렬 또는 벡터가 선택되거나 또는 계산된다(단계 230). 채널 품질, SINR, 처리량, 블럭 에러율(BLER), 프레임 에러율(FER), 또는 다른 유사한 측정치 또는 이들의 조합에 기초하여 최상의 행렬, 부분행렬, 또는 벡터가 선택되어야 한다. 예를 들어, 선형 최소 평균 제곱 오차(LMMSE, linear minimum mean squared error) 수신기에 대해 SINR이 계산될 수 있고, 가장 큰 SINR을 갖는 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. 프리코딩 행렬 또는 벡터를 선택하기 위하여 유효 채 널들 및 그들의 대응하는 CQI 측정에 기초한 다른 방법이 또한 이용될 수 있다. 행렬 또는 벡터를 계산하는 경우, 채널 행렬 추정치가 베이스(base)로서 사용되며, 프리코딩 행렬은, 예컨대 채널 행렬 추정치에 대해 특이값 분해(SVD, singular value decomposition) 또는 고유값 분해(EVD, eigen-value decomposition)를 수행함으로써 계산된 다음, 미리 결정된 코드북(codebook)을 이용하여 양자화된다.
프리코딩 행렬을 선택하기 위한 한 가지 방법은, 채널 응답 H가 추정되고, 프리코딩 행렬 V를 획득하기 위하여 그 추정된 H에 대해 특이값 분해(SVD)가 수행되는 것이다. N개의 MIMO 송신 스트림에서, 1 ≤ N ≤ Nt이며, A는 N개의 프리코딩 데이터 스트림을 나타내는 V의 부분행렬이다. 또한 Bi는 행렬 F의 N개의 열 벡터들의 가능한 조합이다. F의 열 벡터들의 모든 가능한 조합(즉, 모든 가능한 Bi)이 검색되고, 아래의 수학식에 따라, 검색시 A와 Bi의 내적 또는 상관의 놈의 합을 최대화하는 것이 선택될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00001
MIMO 프리코딩을 위해 이산 푸리에 변환(DFT, discrete Fourier transform) 행렬이 이용될 수 있으며, 상이한 위상 편이(phase shift)와 곱해진 DFT 행렬을 이용하여 한 세트의 프리코딩 행렬들이 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬이 선택되는지 또는 양자화되는지 여부에 기초하여 DFT 행렬들의 세트가 MIMO 프리코딩 코드북으 로서 이용될 수 있다.
DFT 행렬은
Figure 112009032010144-PCT00002
에 의해 표현될 수 있는데, 여기서 m = 0, 1, 2, ..., N-1이고, n = 0, 1, 2, ..., N-1이다. 2×2(two-by-two) DFT 행렬은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00003
4×4 DFT 행렬은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00004
아래의 수학식에 따라 상이한 위상 편이를 이용하여 한 세트의 프리코딩 행렬들이 발생될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00005
여기서 m = 1, 2, ..., N-1이고, n = 0, 1, 2, ..., N-1이며, l = 0, 1, 2, ..., L-1이다. 한 세트의 8개의 4 × 4 행렬들을 발생시키기 위해서, L = 8 및 N = 4를 이용하는데, 여기서 N 및 L은 크기 N × N의 L개의 DFT 행렬들을 발생시키 기 위한 설계 파라미터이다. 이에 따라, 한 세트의 4 × 4 프리코딩 행렬들이 아래와 같이 구성될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00006
한 세트의 2 × 2 행렬들이 발생되고 유사한 방식으로 구성될 수 있다.
단계(240)에서, 피드백 비트들이 발생되고 송신된다. 피드백 비트들은 대응하는 코드워드(codeword) 인덱스를 포함한다. 4 × 4 MIMO 행렬의 경우, 그리고 모든 랭크(즉, 랭크는 4임)에 대해, 수학식(5)에서 식별되는 행렬들 중 하나와 연관된 인덱스가 피드백 입력으로서 이용될 수 있다. 4보다 작은 랭크에 대해, 수학식(5)의 행렬들의 열 서브세트들 중 하나와 연관된 인덱스가 피드백 입력으로서 이용될 수 있다. 랭크가 1인 경우, 행렬들의 열 벡터들 중 하나와 연관된 인덱스가 피드백 입력으로서 이용될 수 있다.
추가의 피드백 메커니즘은 적응성 처리를 이용한다. 일반적으로, 적응성 처리는 원하는 프리코딩 행렬 또는 수렴 속도(convergence rate)에 관한 업데이트의 정확도에 따라 "고속 적응성" 또는 "저속 적응성" 중 하나이다.
도 3은 고속 적응성 처리 피드백 방법(300)의 흐름도이다. 고속 적응성 처리 피드백은 고속 추적(tracking) 방법이며, 단독형 피드백으로서 이용되거나, 또는 도 2의 방법(200)에 도시된 풀 프리코딩 행렬 피드백과 연계된 피드백으로서 이용될 수 있다. 단계(310)에서, 차분 프리코딩 행렬 또는 델타 행렬이 계산된다. 그 다음, 차분 프리코딩 행렬 또는 델타 행렬은 양자화된다(단계 320).
피드백 비트들이 발생되고 송신되는데(단계 330), 여기서 피드백 비트들은 차분 코드북의 코드워드 인덱스에 대응한다. 사용되는 피드백 비트들이 많을 수록, 차분 프리코딩 행렬을 나타내는 그 피드백 비트들을 이용하여 프리코딩 행렬이 더 빠르게 업데이트된다. 이에 따라, 고속 적응성 처리가 달성될 수 있다.
도 4는 저속 적응성 처리 피드백 방법(400)의 흐름도이다. 저속 적응성 처리 피드백은 저속의 추적 방법이며, 단독형 피드백으로서 이용되거나, 또는 도 2의 방법(200)에 도시된 풀 프리코딩 행렬 피드백(리셋)과 연계된 피드백으로서 이용될 수 있다. 저속 적응성 처리 피드백은 또한, 각각 도 3의 방법(300)에 도시된 차분 프리코딩 행렬 피드백과 연계되어 이용되거나 또는 도 2의 방법(200)과 도 3의 방법(300)의 조합과 연계되어 이용될 수 있다.
단계(410)에서, 단일 2진 부호 비트가 계산되며, 그 다음 예컨대 수신 장치 로부터 송신 장치로 그 단일 2진 부호 비트가 송신된다(단계 420). 단일 2진 부호 비트 b[n]은 아래의 수학식에 따라 유효 채널의 측정치를 이용하여 계산될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00007
측정치 q[n]은 수신된 전력을 최대화하는 바람직한 방향의 유효 채널 측정치이다. 만약
Figure 112009032010144-PCT00008
및
Figure 112009032010144-PCT00009
이 각각
Figure 112009032010144-PCT00010
및
Figure 112009032010144-PCT00011
으로 표시된다면, q[n]은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00012
수신된 전력 최대화의 방향이
Figure 112009032010144-PCT00013
을 향한다면, b[n]=l이 송신된다(단계 420). 그렇지 않고, 수신된 전력 최대화의 방향이
Figure 112009032010144-PCT00014
을 향한다면, 피드백 b[n]= -1이 송신된다(단계 420).
최상의 프리코딩 행렬 또는 벡터에 대한 인덱스가 선택되고 피드백된다(즉, 송신된다). 저속 적응성 처리를 위해, 또는 리셋 기간에 선택되는 최상의 선택된 프리코딩 행렬의 저속 추적을 위해, 후속 피드백 인터벌(interval) 동안의 풀 프리코딩 행렬 업데이트들 사이의 기간 또는 리셋들 사이의 기간 동안에, 단일 2진 비트에 의해 프리코딩 행렬이 업데이트된다.
예를 들어, Nt가 송신 안테나의 갯수를 나타내고, Ns가 송신된 데이터 스트림의 갯수를 나타낸다고 하면, 피드백되는 프리코딩 행렬은 피드백 인스턴스 n에 대해 T[n]이다. 그 다음, 프리코딩 행렬 T[n]은 피드백 인스턴스 n+1에서 수신기로부터 피드백되는 단일 2진 비트 b[n]에 의해 업데이트된다. 프리코딩 행렬은 피드백 비트 b[n]를 이용하여 T[n]에서부터 T[n+1]까지 업데이트된다.
그라스만 다양체(Grassmann manifold) 또는 그라스만 라인 패킹을 이용하여 빔성형 공간을 정의할 수 있다. 그라스만 다양체 GNt,Ns의 최단선 또는 최단 길이의 곡선을 따르는 신호 흐름은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00015
여기서 Q(0) 및 Q(t)는 각각 시간이 0과 t일 때의 그라스만 다양체 공간에서의 점들이다. X는 교대(skew-symmetric) 행렬이며, 아래와 같은 형태로 제한된다.
Figure 112009032010144-PCT00016
행렬 Y는 아래의 식에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00017
그 다음, 프리코딩 행렬 및 그것의 업데이트가 아래의 수학식에 따라 정의될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00018
여기서,
Figure 112009032010144-PCT00019
Figure 112009032010144-PCT00020
이며, 차원 Nt × Nt를 갖는다. 은 차원 Nt × Nt의 단위행렬이며, E[n]은 T[n]의 직교 보상(orthogonal complement)이다. 행렬 Y는 차원 Nt × Ns를 갖는다. 행렬 G[n]은 무작위 행렬이며 차원 Nt-Ns × Ns를 갖는다. 행렬 G[n]은 행렬 Z의 근사치를 구하기 위해 이용되며, 특정한 분포를 갖고 발생되는데, 그 일례가 균일분포(uniform distribution)이다. 다른 예는 0 평균 및 분산 β2를 갖는, 동일하게 추출되고 독립적으로 분포된 복소 가우시안 분포이다. 즉, G[n]의 각각의 엔트리는 독립적이고 동일하게 분포된다(예컨대, CN(O, β2)). 그러나, G[n]에 대한 다른 적당한 분포 또한 고려되고 사용될 수 있다. 지수항 exp(b[n]F[n])Y는 빔성형 공간의 최단 길이의 곡선을 따르는 현재의 프리코딩 행렬에서부터 다음의 프리코딩 행렬까지의 신호 흐름을 나타낸다. 단일 2진 비트 b[n]는 프리코딩 행렬이 업데이트될 때, 빔성형 공간의 최단 길이의 곡선을 따르는, F[n]에 의해 결정된 신호 흐름의 2개의 반대 방향들 중 하나를 결정한다.
프리코딩 행렬에 대한 동일한 업데이트를 획득하기 위하여, 행렬 G[n]이 송신기 및 수신기 모두에 알려져야 한다. 이는 송신기와 수신기 간의 통신이 시작되는 때에 송신기 및 수신기에서 의사 난수(pseudo random number) 발생기에 의해 G[n]을 동시에 발생시킴으로써 행해질 수 있다. 그러나, 송신기와 수신기 간에 행렬 G에 대한 정보를 전달하기 위하여 시그널링을 또한 이용할 수 있다.
행렬 G의 파라미터 β2는 프리코딩 행렬 업데이트의 스텝 사이즈이며, 정적이거나 또는 반정적이거나 또는 동적일 수 있다. 최적의 성능을 위하여, 파라미터 β2는 도플러 편이에 따라 적응되도록 조정되어야 하는데, β2의 값은 도플러 주파수가 증가할 수록 증가하며, 그 역도 마찬가지이다.
피드백 속도, 또는 피드백 인터벌은 채널 변화의 속도 또는 운송수단의 속도(vehicle speed)에 의존한다. 최적의 피드백 속도 또는 인터벌은 시뮬레이션을 이용하여 결정될 수 있다. 고정된 피드백 속도 또는 인터벌을 이용하여 상이한 운송수단의 속도 또는 채널 변화 간을 절충(compromise)할 수 있다. 피드백 속도 또는 인터벌은 또한 특정한 성능 요구조건을 충족하도록 구성 또는 재구성될 수 있다. 또한, 운송수단의 속도 또는 도플러 편이에 관한 정보가 이용 가능하다면, 그 정보를 이용하여 피드백 속도 또는 인터벌을 구성 또는 재구성할 수 있다. 프리코딩 행렬 업데이트의 스텝 사이즈 또한 채널 변화의 상이한 속도에 따라 결정되거나 또는 최적화될 수 있다.
T[n] 및 G[n]이 주어진다면, T[n+1]은 컴팩트 싱귤러(CS, compact singular) 분해 등을 이용하여 계산될 수 있다. 예를 들어, 행렬 G[n]은 아래의 수학식에 따라 특이값 분해(SVD)를 이용하여 분해될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00021
행렬 Θ은 대각 행렬이므로 아래의 수학식이 성립된다.
Figure 112009032010144-PCT00022
변수θi(i=1, 2, ..., Ns)는 부분공간(subspace) T[n]과 T[n+1] 간의 주 각도(principal angle)이다. 피드백 비트 b[n]이 -1이라면, -G(n)이 대신 분해될 수 있다.
sin(θi) 및 cos(θi)(i=1, 2, ..., Ns)의 값이 계산되고 대각 행렬 C 및 S는 아래와 같이 구성된다.
Figure 112009032010144-PCT00023
Figure 112009032010144-PCT00024
행렬 T[n+1]은 아래의 수학식에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112009032010144-PCT00025
리셋 처리 또는 비 차분 피드백은 초기에 이용될 수 있고 차분 피드백 및 2진 피드백으로부터 발생된 에러를 리셋하기 위하여 N개의 송신 시간 인터벌(TTI)마다 주기적으로 이용될 수 있다. 또한, 리셋 또는 비 차분 피드백은 비주기적으로 이용될 수도 있다. 고속 적응성 처리 또는 차분 피드백은 초기화, 리셋, 또는 비 차분 피드백에 후속하여 "X"개의 TTI 동안 이용될 수 있다. 저속 적응성 처리 또는 2진 피드백은, 고속 적응성 피드백 기간이 종료되는 때와, 리셋 또는 비 차분 피드백이 시작하는 때 사이에 이용될 수 있다.
도 5는 도 1의 WTRU(110) 및 기지국(120')의 기능 블럭도(500)를 도시한다. 도 5의 WTRU(110) 및 기지국(120')은 도 2, 도 3, 및 도 4에서 기술된 방법(200), 방법(300), 및 방법(400)의 임의의 조합을 수행하도록 구성되며, 서로 무선 통신한다. 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400)은 기지국(120')과 WTRU(110) 사이에서 상이한 시간에 또는 상이한 피드백 인터벌로 이용될 수 있다. 도 5에 도시된 예에서, 기지국(120')은 송신기 또는 송신 장치로서 간주될 수 있으며, WTRU(110)는 수신기 또는 수신 장치이다.
WTRU에 포함될 수 있는 다른 컴포넌트들(예컨대, 송신기, 수신기 등)에 추가하여, 도 5의 WTRU(110)는 채널 추정기(115), 및 채널 추정기(115)와 통신하는 피 드백 비트 발생기(116)를 포함한다. 또한, WTRU(110)는 제1 안테나(117) 및 제2 안테나(118)를 포함한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 제1 안테나(117)는 채널 추정기(115)와 통신하고, 기지국(120)으로부터 채널 추정기(115)로 무선 통신을 수신 및 발송할 수 있다. 제2 안테나(118)는 피드백 비트 발생기(116)와 통신하고, 피드백 발생기(116)로부터의 신호를 수신하여 그 신호를 기지국(120')에 송신할 수 있다. 그러나, 주목할 것은, 임의의 갯수 및 구성의 안테나가 WTRU(110)에 포함될 수 있다는 것이다. 예를 들어, 제1 안테나(117)는 피드백 비트 발생기(116)와 통신할 수 있고, 제2 안테나(118)는 채널 추정기(115)와 통신할 수 있다. 채널 추정기(115)는 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400)에 각각 기술된 채널 추정 기능들을 수행하도록 구성된다. 피드백 비트 발생기(116)는 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400) 각각에 따라, 또는 방법 (200), 방법(300), 및 방법(400)의 임의의 조합에 따라 기지국(120')에 다시 송신될 피드백을 발생시키도록 구성된다.
발생 행렬 G의 기능 블럭(531)은 WTRU(110)의 피드백 비트 발생기 블럭(116)과 통신하며, 도플러 조정 블럭(541)은 발생 행렬 G의 기능 블럭(531)과 통신한다. 발생 행렬 G의 기능 블럭(531) 및 도플러 조정 블럭(541)은 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400)에 각각 기술된 관련 기능들을 수행하도록 구성된다.
기지국에 포함될 수 있는 다른 컴포넌트들(예컨대, 송신기, 수신기 등)에 추가하여, 기지국(120')은 프리코딩 블럭(121), 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(122), 랭크 어댑터(123), 및 멀티플렉서(MUX)(124)를 포함한다. 프리코딩 블럭(121)은 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(122), 랭크 어댑터(123), 및 MUX(124)와 통신한다. 또한, 제1 안테나(125)는 MUX(124)와 통신하고, WTRU(110)와의 무선 통신을 용이하게 하기 위하여 MUX(124)로부터의 신호를 수신할 수 있다. 제2 안테나(126)는 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(122)과 통신하고, WTRU(110)로부터 수신된 무선 통신의 수신을 용이하게 할 수 있다. 다시 주목할 것은, 안테나(125) 또는 안테나(126)는 컴포넌트들 중 임의의 것과 통신할 수 있다는 것이다. 프리코딩 블럭(121)은 데이터 신호를 수신하도록 또한 구성되며, MUX(124)는 또한 파일럿 신호를 수신하도록 구성된다. 이와 더불어, 프리코딩 블럭(121), 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(122), 및 랭크 어댑터(123)는 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400) 각각에 기술된 관련 기능들 또는 방법(200), 방법(300), 및 방법(400)의 임의의 조합의 관련 기능들을 수행하도록 구성된다.
발생 행렬 G의 기능 블럭(530)은 기지국(120')의 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(122)과 통신하며, 도플러 조정 블럭(540)은 발생 행렬 G의 기능 블럭(530)과 통신한다. 발생 행렬 G의 기능 블럭(530) 및 도플러 조정 블럭(540)은 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400) 각각에 기술된 관련 기능들을 수행하도록 구성된다.
도 6은 도 1의 WTRU(110) 및 기지국(120")의 대안적인 기능 블럭도(600)를 도시한다. 도 6의 WTRU(110) 및 기지국(120")은 도 2, 도 3, 도 4에 기술된 방법(200), 방법(300), 및 방법(400)의 임의의 조합을 수행하도록 구성되며, 서로 무 선 통신한다. 도 6에 도시된 WTRU(110)는 상기 도 5에 도시된 WTRU(110)와 실질적으로 유사하다. 도 6에 도시된 예에서, 기지국(120")은 송신기 또는 송신 장치로서 간주될 수 있으며, WTRU(110)는 수신기 또는 수신 장치이다.
발생 행렬 G의 기능 블럭(631)은 WTRU(110)의 피드백 비트 발생기 블럭(116)과 통신한다. 도플러 조정 블럭(641)은 발생 행렬 G의 기능 블럭(631)과 통신한다. 발생 행렬 G의 기능 블럭(631) 및 도플러 조정 블럭(641)은 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400)에 각각 기술된 관련 기능들을 수행하도록 구성된다.
기지국에 포함될 수 있는 다른 컴포넌트들(예컨대, 송신기, 수신기 등)에 추가하여, 기지국(120")은 프리코딩 블럭(621), 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(622), 링크 어댑터(623), 및 멀티플렉서(MUX)(624)를 포함한다. 프리코딩 블럭(621)은 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(622), 링크 어댑터(623), 및 MUX(624)와 통신한다. 또한, 제1 안테나(625)는 MUX(624)와 통신하며, WTRU(110)와의 무선 통신을 용이하게 하기 위하여 MUX(624)로부터의 신호를 수신할 수 있다. 제2 안테나(626)는 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(622)과 통신하며, WTRU(110)로부터 수신된 무선 통신의 수신을 용이하게 할 수 있다. 프리코딩 블럭(621)은 데이터 신호를 수신하도록 또한 구성되며, MUX(624) 또한 파일럿 신호를 수신하도록 구성된다. 또한, 프리코딩 블럭(621), 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(622), 및 링크 어댑터(623)는 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400) 각각에 기술된 관련 기능들을 수행하도록 구성된다.
발생 행렬 G의 기능 블럭(630)은 기지국(120")의 프리코딩 행렬 업데이트 블럭(622)과 통신한다. 도플러 조정 블럭(640)은 발생 행렬 G의 기능 블럭(630)과 통신한다. 발생 행렬 G의 기능 블럭(630) 및 도플러 조정 블럭(640)은 도 2, 도 3, 및 도 4의 방법(200), 방법(300), 및 방법(400) 각각에 기술된 관련 기능들을 수행하도록 구성된다.
도 7은 처리 피드백의 추가 방법(700)의 흐름도이다. 단계(710)에서, 채널 행렬 H가 측정된다. 그 다음, 수신된 전력을 최대화하는 최단선의 방향에 기초하여 부호 비트가 계산된다(단계 720). 그 다음, 예컨대 수신기로부터 송신기로 부호 비트가 송신되며(단계 730), 새로운 프리코딩 행렬이 다음 프리코딩 연산을 위해 수신기 전력을 최대화하는 방향에 접근하도록, 프리코딩 행렬은 부호 비트를 이용하여 송신기에 의해 업데이트된다(단계 740).
특징들 및 요소들이 특정한 조합으로 상술되었지만, 각각의 특징 또는 요소는 다른 특징들 및 요소들 없이 단독으로 이용될 수 있거나 또는 다른 특징들 및 요소들과 함께 또는 이들 없이 다양한 조합으로 이용될 수 있다. 본 명세서에서 제공되는 방법들 또는 흐름도들은 범용 컴퓨터 또는 프로세서에 의해 실행되기 위한 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체에 유형으로 구현된 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 또는 펌웨어로 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체의 예들은, 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 레지스터, 캐시 메모리, 반도체 메모리 장치, 내부 하드 디스크 및 탈착 가능한 디스크와 같은 자기 매체, 자기 광학 매체, 및 CD-ROM 및 DVD와 같은 광학 매체를 포함한다.
예로서, 적합한 프로세서들은 범용 프로세서, 특수 용도의 프로세서, 종래의 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 연관된 하나 이상의 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 주문형 반도체(Application Specific Integrated Circuit), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(Field Programmable Gate Array) 회로, 임의의 다른 종류의 집적 회로(IC), 및/또는 상태 기계를 포함한다.
소프트웨어와 연관된 프로세서를 이용하여 무선 송수신 유닛(WTRU), 사용자 장치(UE), 단말기, 기지국, 무선 네트워크 제어기(RNC), 또는 호스트 컴퓨터에서 이용하기 위한 무선 주파수 트랜시버를 구현할 수 있다. WTRU는 카메라, 비디오 카메라 모듈, 비디오폰, 스피커폰, 진동 장치, 스피커, 마이크로폰, 텔레비전 트랜시버, 핸즈프리 헤드셋, 키보드, 블루투스 모듈, 주파수 변조(FM) 무선 유닛, 액정(LCD) 디스플레이 유닛, 유기 발광 다이오드(OLED) 디스플레이 유닛, 디지털 음악 플레이어, 매체 플레이어, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저, 및/또는 무선 근거리 통신망(WLAN) 모듈과 같이 하드웨어 및/또는 소프트웨어로 구현되는 모듈과 함께 사용될 수 있다.
실시예들
1. 무선 통신 시스템에서의 처리 피드백 방법.
2. 실시예 1의 방법은 채널 행렬을 추정하는 것을 더 포함한다.
3. 실시예 1 또는 실시예 2의 방법 중 임의의 방법은 유효 채널을 계산하는 것을 더 포함한다.
4. 실시예 1 내지 실시예 3의 방법 중 임의의 방법은 프리코딩 행렬을 선택하는 것을 더 포함한다.
5. 실시예 1 내지 실시예 4의 방법 중 임의의 방법은 피드백 비트들을 발생시키는 방법을 더 포함한다.
6. 실시예 1 내지 실시예 5의 방법 중 임의의 방법은 피드백 비트들을 송신하는 것을 더 포함한다.
7. 실시예 1 내지 실시예 6의 방법 중 임의의 방법에 있어서, 상기 프리코딩 행렬을 선택하는 것은, 신호 대 간섭 잡음비(SINR), 처리량, 블럭 에러율(BER), 프레임 에러율 및/또는 채널 용량 중 임의의 것을 포함하는 메트릭에 기초하여, 상기 프리코딩 행렬을 선택하는 것을 포함한다.
8. 실시예 1 내지 실시예 7의 방법 중 임의의 방법에 있어서, 상기 유효 채널은 채널 추정치와 프리코딩 행렬들의 곱이다.
9. 실시예 1 내지 실시예 8의 방법 중 임의의 방법에 있어서, 상기 프리코딩 행렬을 선택하는 것은 상기 채널 행렬 추정치로부터 상기 프리코딩 행렬을 계산하는 것을 포함한다.
10. 실시예 1 내지 실시예 9의 방법 중 임의의 방법에 있어서, 상기 프리코딩 행렬을 선택하는 것은 미리 결정된 코드북을 이용하여 상기 프리코딩 행렬을 양자화하는 것을 더 포함한다.
11. 실시예 1 내지 실시예 10의 방법 중 임의의 방법에 있어서, 상기 피드백 비트들은 코드워드 인덱스를 포함한다.
12. 실시예 1 내지 실시예 11의 방법 중 임의의 방법은, 상기 프리코딩 행렬을 업데이트하는 것을 더 포함한다.
13, 실시예 1 내지 실시예 12의 방법 중 임의의 방법은, 차분 프리코딩 행렬 또는 델타 행렬을 계산하는 것을 더 포함한다.
14. 실시예 1 내지 실시예 13의 방법 중 임의의 방법은, 차분 프리코딩 행렬 또는 델타 행렬을 양자화하는 것을 더 포함한다.
15. 실시예 1 내지 실시예 14의 방법 중 임의의 방법은, 단일 2진 부호 비트를 계산하는 것을 더 포함한다.
16. 실시예 1 내지 실시예 15의 방법 중 임의의 방법은, 단일 2진 부호 비트를 송신하는 것을 더 포함한다.
17. 실시예 1 내지 실시예 16의 방법 중 임의의 방법은, 단일 2진 부호 비트에 기초하여 프리코딩 행렬을 업데이트하는 것을 더 포함한다.
18. 실시예 1 내지 실시예 17의 방법 중 임의의 방법은, 채널 행렬을 측정하는 것을 더 포함한다.
19. 실시예 1 내지 실시예 18의 방법 중 임의의 방법은, 부호 비트를 계산하는 것을 더 포함한다.
20. 실시예 1 내지 실시예 19의 방법 중 임의의 방법을 수행하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
21. 실시예 20의 WTRU는, 신호를 수신하고 채널을 추정하도록 구성된 채널 추정기를 더 포함한다.
22. 실시예 20 또는 실시예 21 중 임의의 실시예의 WTRU는, 채널 추정기와 통신하는 피드백 비트 발생기를 더 포함한다.
23. 실시예 20 내지 실시예 22 중 임의의 실시예의 WTRU에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성된다.
24. 실시예 20 내지 실시예 23 중 임의의 실시예의 WTRU에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 피드백 비트를 발생시키도록 구성된다.
25. 실시예 20 내지 실시예 24 중 임의의 실시예의 WTRU에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 피드백 비트를 송신하도록 구성된다.
26. 실시예 20 내지 실시예 25 중 임의의 실시예의 WTRU에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 2진 피드백 비트를 발생시키도록 구성된다.
27. 실시예 20 내지 실시예 26 중 임의의 실시예의 WTRU에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 비 차분 피드백 비트를 발생시키도록 구성된다.
28. 실시예 20 내지 실시예 27 중 임의의 실시예의 WTRU에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 차분 피드백 비트를 발생시키도록 구성된다.
29. 실시예 1 내지 실시예 19 중 임의의 실시예의 방법을 수행하도록 구성된 기지국.
30. 실시예 29의 기지국은, 프리코딩 행렬을 발생 및 송신하도록 구성된 프리코딩 블럭을 더 포함한다.
31. 실시예 29 또는 실시예 30 중 임의의 실시예의 기지국은, 상기 프리코딩 블럭과 통신하는 링크 어댑터를 더 포함한다.
32. 실시예 29 내지 실시예 31 중 임의의 실시예의 기지국은, 피드백 비트를 수신하고 프리코딩 행렬을 업데이트하도록 구성된 프리코딩 행렬 업데이트 블럭을 더 포함한다.
33. 실시예 29 내지 실시예 32 중 임의의 실시예의 기지국에 있어서, 상기 피드백 비트는 2진 피드백 비트이다.
34. 실시예 29 내지 실시예 33 중 임의의 실시예의 기지국에 있어서, 상기 피드백 비트는 비 차분 피드백 비트이다.
35. 실시예 29 내지 실시예 34 중 임의의 실시예의 기지국에 있어서, 상기 피드백 비트는 차분 피드백 비트이다.

Claims (21)

  1. 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 구현되는 처리 피드백을 위한 방법에 있어서,
    (a) 채널 행렬을 추정하고,
    (b) 유효 채널을 계산하고,
    (c) 프리코딩(precoding) 행렬을 선택하고,
    (d) 피드백 비트들을 발생시키며,
    (e) 상기 피드백 비트들을 송신하는 것
    을 포함하는 처리 피드백 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 (c)는 신호 대 간섭 잡음비(SINR), 처리량(throughput), 블럭 에러율(BER), 프레임 에러율, 및 채널 용량 중 하나를 포함하는 메트릭에 기초하여 상기 프리코딩 행렬을 선택하는 것을 포함하는 것인, 처리 피드백 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 유효 채널은 상기 채널의 추정치와 프리코딩 행렬들의 곱인 것인, 처리 피드백 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 (c)는 상기 채널 행렬의 추정치로부터 상기 프리코딩 행렬을 계산하는 것을 포함하는 것인, 처리 피드백 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 (c)는,
    (c1) 미리 결정된 코드북(codebook)을 이용하여 상기 프리코딩 행렬을 양자화하는 것을 더 포함하는 것인, 처리 피드백 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 피드백 비트들은 코드워드(codeword) 인덱스를 포함하는 것인, 처리 피드백 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    (f) 상기 프리코딩 행렬을 업데이트하는 것을 더 포함하는 처리 피드백 방법.
  8. 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 구현되는 처리 피드백을 위한 방법에 있어서,
    (a) 차분(differential) 프리코딩 행렬 또는 델타 행렬을 계산하고,
    (b) 상기 차분 프리코딩 행렬 또는 델타 행렬을 양자화하고,
    (c) 피드백 비트들을 발생시키며,
    (d) 상기 피드백 비트들을 송신하는 것
    을 포함하는 처리 피드백 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 피드백 피트들은 코드워드 인덱스를 포함하는 것인, 처리 피드백 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    (e) 상기 프리코딩 행렬을 업데이트하는 것을 더 포함하는 처리 피드백 방법.
  11. 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 구현되는 처리 피드백을 위한 방법에 있어서,
    (a) 단일 2진 부호 비트를 계산하고,
    (b) 상기 단일 2진 부호 비트를 송신하는 것
    을 포함하는 처리 피드백 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    (c) 상기 단일 2진 부호 비트에 기초하여 상기 프리코딩 행렬을 업데이트하는 것을 더 포함하는 처리 피드백 방법.
  13. 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 구현되는 처리 피드백을 위한 방법에 있어서,
    (a) 채널 행렬을 측정하고,
    (b) 부호 비트를 계산하고,
    (c) 상기 부호 비트를 송신하며,
    (d) 프리코딩 행렬을 업데이트하는 것
    을 포함하는 처리 피드백 방법.
  14. 무선 송수신 유닛(WTRU)에 있어서,
    신호를 수신하고 채널을 추정하도록 구성된 채널 추정기; 및
    상기 채널 추정기와 통신하며, 프리코딩 행렬을 결정하고, 피드백 비트를 발생시키며, 상기 피드백 비트를 송신하도록 구성되는 상기 피드백 비트 발생기
    를 포함하는 무선 송수신 유닛.
  15. 제14항에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 2진 피드백 비트를 발생시키도록 구성되는 것인, 무선 송수신 유닛.
  16. 제14항에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 비 차분(non-differential) 피드백 비트를 발생시키도록 구성되는 것인, 무선 송수신 유닛.
  17. 제14항에 있어서, 상기 피드백 비트 발생기는 차분 피드백 비트를 발생시키도록 구성되는 것인, 무선 송수신 유닛.
  18. 기지국에 있어서,
    프리코딩 행렬을 발생 및 송신하도록 구성된 프리코딩 블럭;
    상기 프리코딩 블럭과 통신하는 링크 어댑터; 및
    피드백 비트를 수신하고 상기 프리코딩 행렬을 업데이트하도록 구성된 프리코딩 행렬 업데이트 블럭
    을 포함하는 기지국.
  19. 제18항에 있어서, 상기 피드백 비트는 2진 피드백 비트인 것인, 기지국.
  20. 제18항에 있어서, 상기 피드백 비트는 비 차분 피드백 비트인 것인, 기지국.
  21. 제18항에 있어서, 상기 피드백 비트는 차분 피드백 비트인 것인, 기지국.
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