KR20090041341A - 자기 디스크 장치 및 자기 헤드의 제어방법 - Google Patents

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KR20090041341A
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신지 타카쿠라
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가부시끼가이샤 도시바
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Abstract

자기 디스크 장치는, 자기 디스크에 정보를 기록하고 재생하는 자기 헤드를 이동시키는 구동부와, 이 구동부를 제어하는 컨트롤러를 포함하고 있다. 상기 컨트롤러는, 적분기와 진상 보상기(phase-lead compensator)를 갖추고서 상기 자기 헤드의 목표위치와 검출위치의 차에 기초해서 위치명령을 구해 상기 구동부의 피드백 제어를 수행하는 위치오차 피드백 제어 시스템과, 상기 자기 헤드의 목표 이동거리를 입력하고, 상기 구동부의 수식 모델을 이용해 전류명령을 상기 구동부로 출력하는 2-자유도 제어시스템을 포함하고 있다. 상기 컨트롤러는, 상기 자기 헤드의 위치결정 제어 및 탐색의 각각에 즈음하여 상기 적분기의 출력을 상기 구동부에 공급하면서 상기 진상 보상기의 출력을 이용해 상기 수식 모델을 갱신한다.

Description

자기 디스크 장치 및 자기 헤드의 제어방법 {MAGNETIC DISK APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLLING MAGNETIC HEAD}
본 발명은, 회전하는 자기 디스크상에서 자기 헤드를 이동시키는 자기 디스크 장치 및 자기 헤드의 제어방법에 관한 것이다.
자기 디스크 장치의 자기 헤드 위치결정 제어시스템에 있어서는, 마이크로컴퓨터를 이용한 디지털 제어시스템이 구성되는 것이 일반적이다. 즉, 이산적으로 얻은 자기 헤드의 위치정보로부터 마이크로프로세서 내부에서 제어명령을 계산하고, 이 제어명령을 D/A(디지털·아날로그 변환기)를 통해 액츄에이터의 구동 드라이브에 공급하고 있다. 일반적으로, 액츄에이터는 고주파 대역에 기계적인 공진을 가지므로, 자기 헤드를 고속·저진동·저소음으로 목표위치로 이동시키기 위해서는, 기계적인 공진을 여기하지 않는 피드포워드(feedforward) 제어입력을 생성하는 것이 매우 중요하다.
자기 헤드를 짧은 거리만 고속으로 이동시키는 방법으로서는, 기계적인 공진 을 여기하지 않도록 하는 액츄에이터로의 피드포워드 제어입력과, 피드백 제어 시스템으로의 목표 위치명령을, 최적화 수법에 의해 미리 계산해 두고, 테이블로서 유지하는 것도 생각할 수 있다. 그렇지만, 모든 탐색거리(seek distance)에 대해, 이러한 방법을 취하는 것은 마이크로프로세서의 메모리 용량으로부터 불가능하다. 그 때문에, 장거리 탐색의 경우, 액츄에이터로의 피드포워드 제어입력과 목표위치명령을 온라인으로 생성해야 한다.
이를 위한 방법으로서, 제어시스템 내부에 액츄에이터 모델을 제공하고, 모델속도를 목표속도 곡선에 추종시킴으로써, 모델로의 제어명령과 모델위치를 액츄에이터로의 피드포워드 제어입력과 목표위치명령으로서 피드백 제어 시스템에 각각 부여하는 방법을 생각할 수 있다(일본 특허공개공보 평9-73618호(1997)). 그러나, 일본 특허공개공보 평9-73618호에 기재된 헤드 위치결정 제어시스템에 있어서는, 모델의 위치와 속도가 실제의 자기 헤드의 위치와 속도에 가깝지 않으면, 세틀링(settling: 정착) 시 등에 자기 헤드가 오버슈트해 버린다. 그래서, 탐색 중에 얼마간의 모델 보정이 필요하게 된다.
이를 위한 방법으로서, 탐색 전반에 있어서는, 피드백 제어 출력을 모델의 입력에 부가함으로써 모델의 갱신을 수행하고, 자기 헤드의 위치와 속도를 모델에 의해 추정하며, 추정된 모델의 위치와 속도를 이용해서 속도 제어시스템을 구성하는 방법이 있다(예를 들면, JSME(일본 기계학회) 제74기 춘계총회 강연논문집 Vol. 4, pp. 410∼411(1997), FIG. 3). 이 방법은, 더욱이 자기 헤드가 목표위치에 가까워진 탐색 후반에 있어서는, 피드백 제어 출력을 액츄에이터에 부가하도록 전환 되어, 통상의 2-자유도 제어시스템을 구성하는 방법이다.
그런데, 자기 디스크 장치와 같이 서보 시스템을 구성해야만 하는 경우, 피드백 컨트롤러는 적분기를 갖고 있다. 그 때문에, 이러한 탐색 제어시스템을 구성한 경우, 적분기의 출력도 모델에 부가되기 때문에, 마그네트 래치 포스(magnet latch force: 영구자석 래치력) 등의 외력이 큰 경우에 있어서는, 적분기의 출력이 커진다. 그 때문에, 통상의 2-자유도 제어시스템으로 전환한 때에 제어명령에 과도응답이 발생해 버린다.
또, 자기 디스크 장치의 경우, 자기 헤드가 고속으로 이동하면 서보 패턴을 비스듬하게 횡단하게 되어, 위치검출 노이즈가 커지게 된다. 상기 위치검출 노이즈는 피드백 제어 출력을 통해 모델 측의 속도 피드백 제어 시스템에 영향을 주기 때문에, 진동을 일으키는 피드포워드 제어명령이 생성되어 버린다. 이는, 소음의 원인으로도 된다. 이들로부터, 일본 특허공개공보 평9-73618호(1997) 또는 JSME(일본 기계학회) 제74기 춘계총회 강연논문집 Vol. 4, pp. 410∼411(1997), FIG. 3에 기재된 제어시스템에 있어서는, 큰 외력이 작용하는 것과 같은 환경에서는 강고한 탐색 제어를 실현하는 것이 어렵다. 더욱이, 위치검출 노이즈의 영향을 저감하는 것도 어렵다.
본 발명은, 이와 같은 과제의 인식에 기초해서 이루어진 것으로, 자기 디스크 장치의 탐색 제어 및 위치결정 제어에 있어서, 외력에 대해 강고한 탐색 제어시스템을 구성할 수 있는 자기 디스크 장치 및 자기 헤드의 제어방법을 제공한다.
본 발명의 한 태양(aspect)에 의하면, 자기 디스크에 정보를 기록하고 재생하는 자기 헤드를 이동시키는 구동부와, 이 구동부를 제어하는 컨트롤러를 포함하되, 상기 컨트롤러가, 적분기와 진상 보상기(phase-lead compensator)를 갖추고서 상기 자기 헤드의 목표위치와 검출위치의 차에 기초해서 위치명령을 구해 상기 구동부의 피드백 제어를 수행하는 위치오차 피드백 제어 시스템과, 상기 자기 헤드의 목표 이동거리를 입력하고, 상기 구동부의 수식 모델을 이용해 전류명령을 상기 구동부로 출력하는 2-자유도 제어시스템을 갖추며, 상기 컨트롤러가, 자기 헤드의 위치결정 제어 및 탐색의 각각에 즈음하여 상기 적분기의 출력을 상기 구동부에 공급하면서 상기 진상 보상기의 출력을 이용해 상기 수식 모델을 갱신하는 자기 디스크 장치가 제공된다.
본 발명의 다른 태양에 의하면, 자기 디스크에 정보를 기록하고 재생하는 자기 헤드를 이동시키는 자기 헤드의 제어방법으로서, 적분기와 진상 보상기를 이용하여 상기 자기 헤드의 목표위치와 검출위치의 차에 기초해서 위치명령을 구해 상 기 자기 헤드의 구동부의 피드백 제어를 수행하며, 상기 자기 헤드의 목표 이동거리를 입력하고, 상기 구동부의 수식 모델을 이용해 전류명령을 상기 구동부로 출력하는 제어를 수행하며, 자기 헤드의 위치결정 제어 및 탐색의 각각에 즈음하여 상기 적분기의 출력을 상기 구동부에 공급하면서 상기 진상 보상기의 출력을 이용해 상기 수식 모델을 갱신하는 자기 헤드의 제어방법이 제공된다.
본 발명에 의하면, 자기 디스크 장치의 탐색 제어 및 위치결정 제어에 있어서 외력에 대해 강고한 탐색 제어시스템을 구성할 수 있는 자기 디스크 장치 및 자기 헤드의 제어방법이 제공된다.
이하, 본 발명의 실시예에 대해 도면을 참조하면서 설명한다. 도면에 있어서, 같은 구성요소에는 동일한 부호를 붙이고 상세한 설명은 적당히 생략한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 자기 디스크 장치의 주요부를 나타낸 개념도이다. 본 실시예의 자기 디스크 장치는, 마이크로프로세서(MPU)(18)를 주요 구성 요소로 하는 헤드 위치결정 제어기구(컨트롤러)를 가진다. 자기 헤드(11)는 암(arm; 12)에 의해 지지되어 있고, 암(12)은 구동부[이후, 음성 코일 모터(voice coil motor: VCM)라 칭함](13)의 구동력에 의해 자기 헤드(11)를 디스크(14)의 반경방향으로 이동시킨다. VCM(13)은, 마그네트(영구자석; 15)와 구동코일(16)을 갖 고 있으며, 전력증폭기(power amplifier; 17)로부터 공급되는 전류에 의해 구동된다. MPU(18)는 제어명령을 연산하고, 이 제어명령을 D/A 컨버터(19)에 의해 아날로그 신호로 변환해 전력증폭기(17)로 공급한다. 전력증폭기(17)는 MPU(18)로부터의 제어명령을 구동전류로 변환해서 이 구동전류를 VCM(13)으로 공급한다.
1매 또는 복수매의 디스크(14)가 설치되어 있고, 스핀들 모터에 의해 고속 회전한다. 디스크(14) 상에는 동심원 형태로 복수의 트랙이 형성되어 있고, 일정 간격으로 서보영역(2O)이 설치되어 있다. 서보영역(2O)에는 트랙의 위치정보가 미리 채워져 있으며, 자기 헤드(11)가 서보영역(2O)을 횡단함으로써 자기 헤드(11)로부터의 리드 신호(lead signal)를 헤드증폭기(head amplifier; 21)에 의해 수취하고, 상기 리드 신호를 증폭해서 이 신호를 서보 데이터 처리회로(22)로 공급한다. 서보 데이터 처리회로(22)는, 증폭된 리드 신호로부터 서보정보를 생성해, 일정시간 간격으로 MPU(18)로 출력한다. MPU(18)는 I/0(23)로부터 수취한 서보정보로부터 자기 헤드(11)의 위치를 산출하고, 얻어진 자기 헤드 위치로부터 VCM(13)로 흘려야 할 제어명령을 일정시간 간격으로 계산한다.
도 2는 본 발명의 실시예를 따른 제어시스템을 설명하는 블록도이다.
도 2에 나타낸 제어시스템은, 위치오차 피드백 제어 시스템(100; 도 4 참조)과 모델 측 제어시스템(2OO)을 갖추고 있다. 본 실시예에 있어서, 위치오차 피드백 제어 시스템(100)은 적분기(110)와 진상 보상기(phase lead compensator; 120)로 분할되어 있다. 적분기(110)의 출력은 리미터(limiter; 400)와 영차 홀더(zeroth-order holder; 420)를 매개로 액츄에이터(VCM; 13)로 일정하게 입력된 다. 한편, 진상 보상기(120)의 출력은 이득 벡터(150)를 매개로 모델 측 제어시스템(200)으로 입력된다.
모델 측 제어시스템(200)에 있어서는, 액츄에이터(13)의 가상적인 수식 모델에 대한 속도 제어시스템이 구축되어 있고, 모델속도를 목표속도에 추종시킴으로써 피드포워드 제어입력이 생성된다. 모델 측 제어시스템(200)으로부터 출력된 피드포워드 제어입력은 속도 피드백 컨트롤러(속도 피드백 제어 시스템; 300)로 입력되고, 리미터(4OO)와 영차 홀더(42O)를 매개로 VCM(13)으로의 피드포워드 제어입력으로서 출력된다. 또, 모델 측 제어시스템(200)에 있어서는, 상태방정식인 A 매트릭스(21O), B 매트릭스(22O), C 매트릭스(240), 및 1-샘플 지연(23O)이 조합되어 있다.
예컨대, 장거리의 탐색에 있어서는, 속도 피드백 시스템을 구성하는 것이 필요하지만, 자기 디스크 장치의 경우에는, 자기 헤드(11)의 위치만을 관측할 수 있다. 따라서, 모델을 이용해서 자기 헤드(11)의 속도를 추정하는 것이 필요하게 된다. 만일 모델이 정확하면, 오버슈트 등과 같은 것이 없는 탐색 제어를 실현할 수 있지만, 실제로는 정확한 모델을 구할 수 없다. 이 때문에, 모델의 보상이 필요하게 된다.
그러한 경우에는, 칼만(Kalman) 필터 등과 같은 것을 이용해서 추정된 자기 헤드(11)의 속도 및 위치로부터 속도 피드백 제어 시스템을 구성하는 것을 생각할 수 있다. 탐색 시에 그러한 제어시스템을 구성하고 있는 경우에 있어서는, 목표위치 근방에서는 목표속도가 거의 직선이기 때문에 추정된 위치 및 속도에 의해 상태 피드백이 구성되게 된다. 이로부터, 이 실시예와 같이, 위치 결정 및 탐색에 동일한 제어시스템을 사용할 수 있다. 즉, 모델의 추정된 위치 및 속도의 피드백을 수행함으로써, 진상 보상기(120)를 구성하고, 후술되는 비교예의 구조와 다른 제어 구조의 전환(switching; 스위치의 전환)이 없는 제어시스템을 구성할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 실시예에 따른 제어시스템에 있어서는, 탐색 전반(탐색 시) 및 탐색 후반(위치결정 제어 시)의 양쪽에 있어서 진상 보상기(120)의 출력을 모델 측 제어시스템(200)으로 입력하고, 이로써 제어구조의 전환을 필요로 하지 않는다. 또, 이득 벡터(150) 및 후술되는 속도 피드백 이득(Gv)이 설정되어, 도 2에 나타낸 제어시스템에서 점선(dashed line)으로 둘러싸인 부분이 위치결정 제어 시에 네가티브 진상 보상기[negative phase lead compensator; 120(-C2(z)]에 기까워지게 된다. 더욱이, 목표위치까지의 잔여거리가 짧은 위치에 있어서는, 목표속도 곡선이 거의 직선이기 때문에, 위치결정 제어 시의 속도 피드백 컨트롤러(300)는 후술되는 단순한 불변 이득(invariable gain)인 상태 피드백 이득(L)을 갖는다.
이에 대해, 후술되는 비교예에 있어서는, 탐색 전반의 모델 갱신에 있어서는 위치오차 피드백 제어 시스템(100)의 출력을 모델 측 제어시스템(200)의 입력에 부가해, 모델의 상태(위치와 속도)가 액츄에이터(13)의 움직임에 가깝게 되도록 하고 있다. 그리고, 탐색 후반에 있어서는, 위치오차 피드백 제어 시스템(100)의 출력을 액츄에이터(13)로 전환해, 통상의 2-자유도 제어시스템으로 하고 있다. 이러한 방법에 의해, 탐색 시의 전류 포화의 영향과 모델 오차의 영향을 작게 하고 있다. 그러나, 이러한 비교예의 모델의 갱신 방법에 있어서는, 제어 목표에 큰 외력이 작용하고 있는 경우, 스위치를 전환한 때에 제어명령에 과도응답이 발생하는 경우가 있다.
도 3은 외력이 큰 방향으로 탐색을 수행한 때의 제어명령을 나타낸 그래프(실험 결과)이다.
도 3에 나타낸 그래프의 가로축은 시간(밀리세컨드: msec)을 나타내고 있으며, 세로축은 D/A컨버터(19)로 공급되는 제어명령값(control command value)을 나타내고 있다. 탐색 종료 시의 제어명령값의 크기 A로부터, 이 실험에서 이용한 자기 디스크 장치에 있어서는, 최대 제어명령값의 약 1O% 정도의 외력이 작용하고 있음을 알 수 있다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 마그네트 래치 포스 등의 외력이 큰 방향으로의 탐색에 있어서는, 본 실시예의 제어시스템이 제어 구조의 전환을 필요로 하지 않기 때문에 과도응답이 발생하지 않음을 알 수 있다. 더욱이, 후술되는 바와 같이, 외력이 작은 방향으로의 탐색에 있어서도, 제어 구조의 전환이 필요치 않기 때문에 불연속적인 제어명령이 발생하지 않음을 알 수 있다.
상술한 바와 같이, 진상 보상기(120)의 출력은 이득 벡터(150)를 매개로 모델 측 제어시스템(200)으로 입력되고, 적분기(110)의 출력은 리미터(400) 및 영차 홀더(420)를 매개로 액츄에이터(VCM(13))로 입력되며, 제어 구조의 전환이 필요치 않도록 하고 있기 때문에, 마그네트 래치 포스 등의 외력이 큰 방향으로의 탐색과, 외력이 작은 방향으로의 탐색의, 양쪽 모두의 탐색에 있어서, 과도응답이 발생하지 않는다.
도 4는 비교예에 따른 탐색 제어시스템을 나타낸 블록도이다.
도 4에 나타낸 탐색 제어시스템에 있어서는, 도 2에 나타낸 본 실시예에 따른 제어시스템과 달리, 위치오차 피드백 제어 시스템(100)이 적분기(110)와 진상 보상기(120)로 분할되지 않는다. 게다가, 모델 측 제어시스템(200)으로부터 출력되는 피드백 제어 입력이 목표 트랙의 위치(목표위치)의 정보와 함께 속도 피드백 컨트롤러(300)로 입력된다. 그 이외의 구조는 도 2에 나타낸 제어시스템과 동일하므로, 그 설명은 생략하기로 한다.
이러한 제어시스템에 있어서는, 탐색 제어로부터 위치결정 제어로의 이행을 원활히 수행하기 위해, 탐색 전반에 있어서는 위치결정 컨트롤러를 이용해 모델 측 제어시스템(200)의 갱신을 수행하고, 목표위치에 가깝게 되었을 때에 통상의 2-자유도 제어시스템로 전환하도록 하고 있다.
즉, 탐색 전반의 모델 측 제어시스템(200)의 갱신에 있어서는, 위치오차 피드백 제어 시스템(100)의 출력을 모델 측 제어시스템(200)의 입력에 부가하고(스위치 sw1을 단자 2에 접속), 이로써 모델의 상태(위치와 속도)가 액츄에이터(13)의 움직임에 가깝게 되도록 하고 있다. 그리고, 탐색 후반에 있어서는, 위치오차 피드백 제어 시스템(100)의 출력을 액츄에이터(13)에 넣고(스위치 sw1을 단자 1에 접속), 이에 따라 통상의 2-자유도 제어시스템으로 하고 있다. 이와 같이 함으로써, 탐색 시의 전류 포화의 영향과 위치검출 노이즈의 영향을 작게 하고 있다.
그렇지만, 이러한 탐색 제어시스템에 있어서는, 마그네트 래치 포스 등의 큰 외력이 작용하고 있는 경우, 스위치 sw1을 전환한 때에 제어명령에 과도응답이 발생하는 경우가 있다. 더욱이, 암(12)을 고속으로 이동시키면, 자기 헤드(11)는 서보영역(2O)을 비스듬하게 횡단하기 때문에, 실린더 코드를 잘못 읽어내게 되어, 위치검출 노이즈가 커진다. 그 때문에, 위치오차 피드백 제어 시스템(1OO)를 통해 노이즈가 속도 피드백 컨트롤러(300)에 영향을 주어, 노이즈에 의한 진동 성분이 제어명령에 발생해 버린다.
액츄에이터(13)의 탐색 성능을 향상시키기 위해서는, 스무드한 피드포워드 제어입력을 액츄에이터(13)에 공급하는 것이 중요하다. 그 때문에, 모델 측 제어시스템(200)에 있어서는, 위치오차 피드백 제어 시스템(100)의 주기 Ts의 n배의 샘플링 주기 Ts/n로 연산이 수행되고 있다.
또, 속도 제어시스템의 구조에 관해서는 가속 시의 전류 포화가 있기 때문에, 속도 오차에 대해 불변 이득 피드백이 제공되고 있다. 액츄에이터(13)의 고성능의 탐색을 실현하기 위해서는 정확한 모델이 필요하지만, 미리 고정밀도의 모델을 준비해 두는 것은 변동(fluctuation: 불균형) 등 때문에 어렵다. 그래서, 탐색 중에 모델 측 제어시스템(200)의 갱신을 수행해서, 모델의 상태를 액츄에이터(13)의 상태에 가까워지도록 하고 있다.
도 5는 외력이 큰 방향으로 탐색을 수행한 때의 제어명령을 나타낸 그래프(실험 결과)이다.
도 5에 나타낸 그래프의 가로축은 시간(msec)을 나타내고 있으며, 세로축은 D/A컨버터(19)로 공급되는 제어명령값을 나타내고 있다. 탐색 종료 시의 제어명령 값의 크기 A로부터, 이 실험에서 이용한 자기 디스크 장치에 있어서는, 최대 제어명령값의 약 1O% 정도의 외력이 작용하고 있음을 알 수 있다.
도 5에 나타낸 바와 같이, 비교예의 탐색 제어시스템에 있어서는, 탐색 전반에 있어서는 위치결정 컨트롤러를 이용해 모델 측 제어시스템(200)의 갱신을 수행하고, 목표위치에 가깝게 되었을 때에 통상의 2-자유도 제어시스템으로 전환하도록 하며, 이로써 마그네트 래치 포스 등의 외력이 큰 방향으로의 탐색에 있어서는 스위치 sw1의 전환 시에 불연속적인 제어명령값이 발생함을 알 수 있다. 후술되는 바와 같이, 외력이 작은 방향으로의 탐색에 있어서는 불연속적인 제어명령이 발생하지 않는다.
이들로부터, 도 4에 나타낸 비교예에 따른 탐색 제어시스템에 있어서는, 외력이 작은 경우, 스위치 sw1의 전환에 의한 과도응답이 매우 작아서 문제가 없음을 알 수 있다. 그렇지만, 암(12)에 마그네트 래치 포스 등의 큰 외력이 작용하고 있는 경우에 있어서는, 외력에 대해 강인성이 낮음을 알 수 있다. 제어명령의 급격한 과도응답은, 기계적인 공진을 여기해 세틀링 시의 변동을 일으켜 버린다. 그 때문에, 기입금지 회수가 많아져 성능을 열화시켜 버린다.
다음에는 도면을 참조해서 본 실시예에 따른 제어시스템과 같은 제어 구조의 전환이 없는 제어시스템을 구성하기 위한 특정 예에 대해 설명하기로 한다.
상술한 바와 같이, 목표위치 근방에서는 목표속도가 거의 직선이기 때문에, 상태 피드백이 추정된 위치 및 속도에 의해 구성되어, 제어 구조의 전환이 없는 제어시스템을 구성할 수 있다.
그렇지만, 탐색 제어 대 위치결정 제어가 제어 구조의 전환을 없앤 제어시스템을 이용해 수행되는 경우에 있어서는, 진상 보상기(120)의 차수가 2차로 고정되어 버린다. 또, 주파수 특성이 칼만(Kalman) 필터 계수, 목표속도 곡선의 기울기(inclination), 및 속도 피드백 이득에 의해 결정되어 버린다. 따라서, 이러한 제어시스템의 경우에 있어서는, 위치결정 시에 주파수 특성(frequency characteristic)을 선택가능하게 제공하기 어렵게 된다.
자기 디스크 장치의 경우에 있어서는, 고주파대역의 지정된 주파수대에 디스크의 진동으로 인한 플리터 외란(flitter disturbance) 등이 존재하기 때문에, 고정밀 위치결정 제어를 달성하기 위해 외란의 주파수에 적당한 위치결정 제어시스템의 주파수 특성을 얻는 것이 필요하다. 따라서, 특정의 예에 있어서는, 위치결정 시의 외란 특성을 고려하여, 위치오차 피드백 제어 시스템(100; C(z))을 필요한 위치결정 정밀도를 얻을 수 있도록 미리 설계하고, 시스템을 다음 식으로 나타낸 바와 같이 적분기(110; C1(z))와 진상 보상기(120; C2(z))로 분할한다.
Figure 112008073369954-PAT00001
그리고, 적분기(110)의 출력을 제어목표(VCM(13))로 일정하게 입력한다. 또, 탐색 및 위치결정 제어의 양쪽에 있어서, 진상 보상기(120)의 출력에 의해 모델의 갱신을 수행하고, 모델의 위치 및 속도로 이루어진 속도 피드백 컨트롤러(300)의 출력을 제어 목표에 부가한다. 이러한 제어시스템의 일례가 도 2에 나타낸 제어시스템이다.
즉, 도 2에 나타낸 제어시스템은 속도 피드백 컨트롤러(300)의 출력 및 적분기(110)의 출력에 의해 탐색 제어 및 위치결정 제어를 수행한다. 또, 상술한 바와 같이, 이득 벡터(150) 및 후술되는 속도 피드백 이득(Gv)을 설정함으로써, 도 2에 나타낸 제어시스템에 있어서 점선으로 둘러싸인 부분이 위치결정 제어 시의 네가티브 진상 보상기(120; -C2(z))에 가까워지게 된다. 더욱이, 목표위치까지의 잔여거리가 짧은 위치에 있어서는, 목표속도 곡선이 거의 직선이기 때문에, 위치결정 제어 시에 속도 피드백 컨트롤러(300)는 후술되는 단순한 불변 이득인 상태 피드백 이득(L)을 갖는다.
위치결정 시의 상태 피드백 이득(L)은 등가의 선형 제어입력을 이용해 다음 식과 같이 된다. 여기서, b1은 목표위치까지의 잔여거리가 짧을 때의 목표속도 곡선의 기울기를 나타내고 있고, Gv는 속도 피드백 이득을 나타내고 있다. 게다가, b21은 모델이득을 나타내고 있다.
Figure 112008073369954-PAT00002
이 제어시스템에서의 설계 파라미터는, 진상 보상기(120)의 출력에 곱해지는 이득 벡터(150; k) 및 위치결정 시의 상태 피드백 이득(L)을 결정하는 속도 피드백 이득(Gv)이다.
그래서, 다음에는 이득 벡터(150; k) 및 속도 피드백 이득(Gv)을 설정하는 방법에 대해 설명하기로 한다.
모델은, 예컨대 위치 오차를 관측할 수 있는 주기 Ts의 1/r로 계산되고, 따라서 모델은 다음 식에 의해 나타낼 수 있다.
Figure 112008073369954-PAT00003
탐색 시의 모델은 2중 적분(double integral)에 의해 나타내어지고, 이로써 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00004
또, 진상 보상기(120)의 출력은 주기 Ts로 출력되고, 모델은 주기 Ts를 갖는 영차 홀더(420)를 통해 공급된다. 이 경우, 도 2에 있어서 점선에 의해 둘러싸인 부분이 도 6에 나타내어져 있고, 속도 피드백 컨트롤러(300)로의 헤드 위치는 다음 식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112008073369954-PAT00005
여기서, Hr은 다음 식으로 나타내어진다.
Figure 112008073369954-PAT00006
식 (5)로부터, 다음 식이 유지되면, u(k, 0) … u(k, r-1)로의 헤드위치 yp(k, 0)는 네가티브 진상 보상기(120; -C2(z))와 동일하게 된다. 여기서, λ는 매트릭스 (A + BL)의 고유치(eigen value)를 나타내고 있다.
Figure 112008073369954-PAT00007
Figure 112008073369954-PAT00008
식 (7)이 유지되면, Hr은 다음과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00009
식 (8) 및 식 (7)이 유지되면, 식 (5)가 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00010
이들로부터, 식 (7)이 유지되면, 목표속도 곡선의 기울기가 b1으로 되고, 모 드 상태 x(k, 0)가 상태 피드백 이득(310; L)에 의해 "0"에 가까워지게 된다. 그리고, 위치결정 상태에서 x(k, 0) = 0이기 때문에, u(k, 0) … u(k, r-1)로의 특성 yp(k, 0)는 네가티브 진상 보상기(120; -C2(z))와 동일하게 된다. 상기로부터, 속도 피드백 이득(Gv)은 (A + BL)이 "0"의 고유치를 갖도록 설정되고, "0"의 고유치에 관한 고유벡터(eigen vector)가 k로 설정되며, k의 이득이 Lk = -1로 되도록 결정된다.
식 (2) 및 (4)로부터, (A + BL)은 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00011
이로부터, (A + BL)이 "0"의 고유치를 갖도록 하기 위해서는, 속도 피드백 이득(Gv)이 식 (12)를 만족해야 한다. 그 때문에, 속도 피드백 이득(Gv)이 식 (13)과 같이 된다. 즉, 속도 피드백 이득(Gv)은 모델 이득(B21)의 역수로 된다.
Figure 112008073369954-PAT00012
Figure 112008073369954-PAT00013
식 (13)으로서 나타내어지는 Gv는 Gv_opt로 설정된다.
또, (A + BL)이 안정해야 할 필요가 있기 때문에, 다른 하나의 고유치가 "1" 이하로 되는 것이 필요하다. 그 때문에, 식 (14)가 유지될 필요가 있다. 식 (13) 의 관계식이 Gv를 대신할 때, 위치결정 시의 목표속도 곡선의 기울기(b1)가 식 (15)를 만족하는 것이 필요하다.
Figure 112008073369954-PAT00014
Figure 112008073369954-PAT00015
식 (14)를 만족하는 목표속도 곡선의 기울기가 설정되어 있으면, (A + BL)은 안정하게 될 수 있고, 고유치의 하나를 "0"으로 설정할 수 있는 Gv_opt가 얻어질 수 있다. 이것에 의해, 고유치 "0"에 대한 고유벡터가 이득 벡터(k)로서 선택되면, 식 (7)이 유지된다. 그리고, 이득 벡터(k)의 이득이 Lk = -1로 되도록 설정되면, u(k, 0) … u(k, r-1)로의 yp(k, 0)는 네가티브 진상 보상기(120; -C2(z))로 설정될 수 있다. 이것에 의해, 위치결정 시에, 시스템은 도 4에 나타낸 것과 같은 비교예와 동일한 피드백 주파수 특성을 가질 수 있고, 위치오차 피드백 제어 시스템(100; C(z))을 이용한 경우의 정밀도와 동일한 위치결정 정밀도를 얻을 수 있다.
한편, 탐색의 항목은 2가지로 분할된다고 생각된다. 하나는 제어명령이 가속 시에 포화되고 있는 존(zone)이고, 다른 하나는 목표속도 곡선의 기울기가 b1으로 되는 감속 존이다. 제어명령이 포화되고 있는 가속 시에 있어서는, 도 6이 도 7과 동일한 것으로 된다. 도 7에 나타낸 바와 같이, 포화 시의 감시장치가 구성되고, 모델의 상태는 VCM(13)의 상태에 가까워지고 있음을 알 수 있다. 이것에 의해, 제어명령의 포화로 인한 유연성(compliance performance)의 열화가 회피된다. 이 경우, 감시장치의 오차방정식은 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00016
또, 도 7에 나타낸 모델 측 제어시스템은 도 8과 같이 변환될 수 있다. 이득 벡터(k)는 식 (7) 및 (8)이 유지되도록 선택되고, 이로써 다음 식의 관계가 유지된다.
Figure 112008073369954-PAT00017
이것에 의해, 도 8에 나타낸 모델 측 제어시스템이 도 8과 같이 변환될 수 있다. 또, 식 (16)은 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00018
다음에는 제어명령이 포화하고 있는 경우의 피드백 제어 시스템에 대해 생각해 보기로 한다.
도 10은 포화 시의 모델 측 제어시스템의 등가 변환을 나타낸 블록도이다.
yp(k, 0) 내지 ym(k, 0)의 전달함수는 다음 식과 같이 되도록 산출된다.
Figure 112008073369954-PAT00019
이에 따라, 진상 보상기(120)는 도 10에 나타낸 피드백 제어 시스템이 안정하게 되도록 설계되고, 감시장치는 제어명령이 포화하고 있는 가속 시에 안정하게 된다. 모델이 제어 목표의 특성에 가까워지기 때문에, 제어 목표가 안정하게 되도록 진상 보상기(120)가 설계되어 있는 경우에는, 도 10에 나타낸 피드백 제어 시스템도 안정하게 된다.
포화상태가 종료되고 그 상태가 감속상태로 되는 경우에는, 그 시스템이 통상의 2-자유도 제어시스템과 같이 버어 버린다. 이것은, 위치결정 시의 주파수 특성이 본래의 위치결정 제어 시스템의 주파수 특성과 동일하게 되도록 산출된 Gv_opt 및 k를 사용하고 있기 때문이다. 목표위치까지의 잔여거리가 긴 경우에 있어서는 탐색속도가 높고, 그 때문에 그 구조가 2-자유도 제어시스템인 경우에는 제어명령이 위치검출 오차로 인해 진동해 버려 액튜에이터(13)의 기계적인 공진 여기에 의해 제어성능이 저하해 버린다. 그래서, Gv를 다음 식과 같이 되도록 설정함으로써, 다음 식에서의 α는 도 11에 나타낸 바와 같이 계단형상으로 전환되도록 하기 위해 사용된다.
Figure 112008073369954-PAT00020
목표위치까지의 잔여거리가 긴 경우에 있어서는, Gv는 Gv_opt보다 작아지도록 설정되고, Gv는 목표속도 곡선의 기울기가 b1으로 되는 거리보다 짧아질 때 잔여거리가 Gv_opt로 되도록 설정된다. 이에 따라, 감속 시의 제어명령의 정형(shape forming)의 영향 및 위치검출 오차가 저감된다. 이 경우, (A + BL)의 고유치는 다음과 같이 되도록 산출된다.
Figure 112008073369954-PAT00021
여기서, L1 및 L2는 식 (22)와 같다. 따라서, 고유치는 식 (23)과 같이 산출된다. 이 식에 있어서 "b"는 목표속도 곡선의 기울기를 나타내고 있다.
Figure 112008073369954-PAT00022
Figure 112008073369954-PAT00023
시스템은 탐색 시에 안정해야 하고, 따라서 λ1 및 λ2의 절대치가 "1"보다 작은 것이 반드시 필요하다. 이에 따라, 다음의 조건이 유지되어야 함을 알 수 있다.
Figure 112008073369954-PAT00024
탐색 시에 있어서는, α로서 1 이하의 수가 선택되는 바, 따라서 α로서 0 내지 1의 수가 선택되는 것이 충분함을 알 수 있다. 그렇지만, α가 너무 작게 설정되면, 탐색이 실행되지 않아서 α를 탐색시간 및 모델속도 대 목표속도의 순응도(degree of compliance)를 관측하는 동안 0 내지 1의 범위로 되도록 설정하게 된다. 또, 목표위치까지의 잔여거리가 긴 경우의 목표속도 곡선의 기울기는 일반적으로 0의 잔여거리 근방에 있어서는 기울기(b1)보다 작아지고, 다음 식이 유지된다.
Figure 112008073369954-PAT00025
따라서, b1이 식 (14)를 만족할 때는 고유치가 확실하게 단위원으로 된다. 그러나, 이 조건은 (A + BL)을 안정시키지만, 도 2에 나타낸 제어시스템을 항시 안정시키지는 못한다. 불행하게도, 식 (5)는 α를 변화시키기 위한 잔여거리로부터 구한 목표속도 곡선의 기울기(b) 및 α로부터 산출되고, 이것에 의해 도 2에 나타낸 제어시스템이 안정하게 되는 것을 확인하는 것이 필요하다.
이후, 모델이 r=2배의 샘플링 주기 Ts로 2회 산출되는 2회 다중 전송률(multirate)의 경우의 일례를 나타낸다. 진상 보상기(120; C2(z)), VCM(13)의 모델 및 상태 피드백 이득(310; L)을 각각 식 (26), (27) 및 (28)로 나타내기로 한다.
Figure 112008073369954-PAT00026
Figure 112008073369954-PAT00027
이것에 의해, 속도 피드백 이득(Gv)은 "1.12"로 되고, 상태 피드백 이득(L)은 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00028
이것에 의해, (A + BL)의 고유치는 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00029
λ1에 관한 고유벡터는 다음 식과 같이 된다.
Figure 112008073369954-PAT00030
이 경우, LV의 값은 "-5.02"이고, 따라서 V를 5.02로 나눈 값은 다음 식과 같이 k로 설정된다.
Figure 112008073369954-PAT00031
상술한 바와 같이, 정수를 매트릭스 (A + BL)의 고유치 "0"에 대한 고유벡터와 곱한 이득 벡터(150; k)를 통해, 모델 측 제어시스템(200)의 상태가 진상 보상 기(120)의 출력으로 공급되고, 이로써 위치결정 시의 피드백 특성이 도 4에 실례를 들어 나타낸 비교예와 동일한 피드백 주파수 특성을 나타내는 바, 위치결정 정밀도가 저하하지 않는다.
다음에는, 도면을 참조해서 도 4에 나타낸 비교예에 따른 탐색 제어시스템의 실험 결과 및 시뮬레이션 결과에 대해 설명한다.
도 12는 비교예에 있어서 외력이 작은 방향으로 탐색을 수행한 때의 제어명령을 나타낸 그래프(실험 결과)이다. 이 그래프의 가로축 및 세로축은 도 5에 나타낸 그래프와 동일하다.
비교예에 따른 탐색 제어시스템은 외력이 도 12에 나타낸 바와 같이 작아지는 방향으로의 탐색에 있어서는 불연속적인 제어명령을 발생시키지 않는다. 즉, 비교예에 따른 탐색 제어시스템은 스위치 sw1의 전환에 의한 과도응답이 매우 작기 때문에 외력이 작을 때는 아무 문제가 없다. 한편, 상술한 바와 같이 마그네트 래치 포스 등의 외력이 큰 방향으로의 탐색에 있어서는, 스위치 sw1을 전환한 때에 불연속적인 제어명령값이 발생한다(도 5 참조).
더욱이, 외력에 대한 응답을 보다 명확히 연구하기 위해, VCM(13)에 작용하는 외력이 변화할 때의 제어명령에 대해 시뮬레이션을 수행한다.
도 13은 비교예에 있어서 외력이 작용하지 않을 때의 시뮬레이션 결과이다. 또, 도 14는 비교예에 있어서 최대 제어명령값의 5%의 외력이 작용할 때의 시뮬레이션 결과이다.
더욱이, 도 15는 비교예에 있어서 최대 제어명령값의 10%의 외력이 작용할 때의 시뮬레이션 결과이다.
또, 도 16은 비교예에 있어서 최대 제어명령값의 15%의 외력이 작용할 때의 시뮬레이션 결과이다.
도 13 내지 도 16에 나타낸 바와 같이, VCM(13)에 작용하는 외력이 작아짐에 따라 스위치의 전환 시의 과도응답이 커짐을 알 수 있다. 이들로부터, 비교예에 따른 탐색 제어시스템과 같이, 위치오차 피드백 제어 시스템(100)의 출력을 모델의 입력 측에 부가하는 방법은, 외력이 작은 경우에 있어서는 스위치의 전환에 의해 아주 작은 과도응답을 가지므로 문제가 없다. 한편, 암에 큰 외력이 작용하고 있는 것과 같은 환경 하의 탐색에 있어서는, 과도응답이 제어명령에 나타나 버려 외력에 대한 강인성이 낮음을 알 수 있다.
제어명령의 급격한 과도응답은, 기계적인 공진을 여기해 세틀링 시의 변동을 일으켜 버린다. 그 때문에, 기입금지 회수가 많아져, 성능을 열화시켜 버린다. 비교예에 따른 이러한 탐색 제어시스템에 있어서는, 그러한 문제를 해결하기 위한 방법으로서 미리 측정된 외력을 테이블로서 제공하고 제어 시에 그 테이블을 VCM(13)에 부가되는 제어명령에 부가하는 방법을 포함하고 있다고 생각된다. 그렇지만, 생산비용의 관점으로부터 외력이 트랙방향으로 얇은 구간에 의해 미리 측정되어 테이블로서 제공되는 것은 어려운 일이다. 따라서, 비교예에 따른 탐색 제어시스템의 상술한 문제를 해결하기 위해, 본 실시예에 따른 제어시스템과 마찬가지로, 탐색 제어 및 위치결정 제어 시에 동일한 제어구조를 갖는 제어시스템을 구성하는 것이 바람직하다.
따라서, 다음에는 본 실시예에 따른 제어시스템의 유효성을 확인하기 위해, 도면을 참조해서 산출한 가장 적당한 이득 벡터(k)를 사용할 때의 탐색에 있어서의 시뮬레이션 결과 및 실험 결과에 대해 설명한다.
도 17은 시뮬레이션에 사용된 VCM 모델의 특성을 나타낸 그래프이다.
또, 도 18은 속도 피드백 이득의 전환 조건을 나타낸 그래프이다.
VCM 모델 및 속도 피드백 이득의 전환 조건에 관해서는, 본 실시예에 따른 제어시스템 및 비교예에 따른 탐색 제어시스템이 사용되어 동일한 거리 및 헤드 위치에 의해 탐색을 수행할 때의 제어명령을 시뮬레이션한다. 실제의 장비에서 측정된 외란(disturbance)이 모델화되어 거기에 부가된다. 게다가, 본 실시예에 따른 제어시스템 및 비교예에 따른 탐색 제어시스템에 동일한 속도 피드백 제어 시스템이 사용된다.
도 19는 본 실시예에 따른 제어시스템의 제어명령의 시뮬레이션 결과이다.
또, 도 20은 본 실시예에 따른 제어시스템의 헤드위치의 시뮬레이션 결과이다.
도 19에 나타낸 그래프의 가로축은 시간(msec)을 나타내고 있으며, 세로축은 D/A 컨버터(19)로 공급되는 제어명령값을 나타내고 있다. 또, 도 20에 나타낸 그래프의 가로축은 시간(msec)을 나타내고 있으며, 세로축은 목표위치에 대한 헤드위치(트랙)를 나타내고 있다.
도 21은 비교예에 따른 제어시스템의 제어명령의 시뮬레이션 결과이다.
또, 도 22는 비교예에 따른 제어시스템의 헤드위치의 시뮬레이션 결과이다. 도 21 및 도 22에 나타낸 그래프의 가로축 및 세로축은 도 19 및 도 20에 나타낸 그래프의 가로축 및 세로축과 동일하다.
도 21에 나타낸 바와 같이, 비교예에 따른 탐색 제어시스템에 있어서는, 탐색 전반에 있어서는 위치결정 컨트롤러를 이용하여 모델 측 제어시스템(200)을 갱신하고, 시스템을 목표위치 근방의 통상의 2-자유도 제어시스템으로 전환해 전환 시에 불연속적인 제어명령값이 발생한다. 또, 도 22에 나타낸 바와 같이, 비교예에 따른 탐색 제어시스템에 있어서는, 불연속적인 제어명령값이 발생하고 있기 때문에, VCM(113)의 기계적인 공진이 여기된다. 따라서, 헤드위치는 세틀링 시에 진동하고 있다. 상술한 바와 같이, 세틀링 시에 헤드위치가 진동할 때, 기입 가능의 발생 타이밍이 지연되어 성능을 열화시킨다.
도 23은 본 실시예에 따른 헤드위치의 실험 결과이다.
또, 본 실시예에 따른 제어시스템의 제어명령의 실험 결과는 상술한 도 3에 나타낸 것과 동일하다.
도 23 및 도 3에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에 따른 제어시스템에 있어서는, 제어 구조의 전환은 시뮬레이션 결과와 마찬가지로 필요하지 않고(도 19 및 도 20 참조), 따라서 과도응답은 발생하고 있지 않다. 또, 과도응답이 없는 스무드한 제어명령이 발생되고, 따라서 VCM(13)의 기계적인 공진이 여기되지 않는다. 따라서, 세틀링 시의 헤드위치의 진동이 작다. 즉, 헤드가 낮은 진동으로 목표위치에 도달한다.
도 24는 비교예에 따른 헤드위치의 실험 결과이다.
또, 비교예에 따른 제어시스템의 제어명령의 실험 결과는 상술한 도 5에 나타낸 것과 동일하다.
도 24 및 도 5에 나타낸 바와 같이, 비교예에 따른 제어시스템에 있어서는, 불연속적인 제어명령값이 시뮬레이션 결과와 마찬가지로 스위치의 전환 시에 발생한다(도 21 및 도 22 참조). 더욱이, 불연속적인 제어명령값이 발생하기 때문에, VCM(13)의 기계적인 공진이 여기된다. 따라서, 헤드위치가 세틀링 시에 진동한다.
실험 시의 각 파라미터에 대해서는, 시뮬레이션 시와 동일한 파라미터가 각각 사용된다. 또, 그 차이를 명확하게 하기 위해, 도 22 및 도 23에 있어서는, 영차 홀더(420)가 풀린 후에 제공되는 노치 필터(notch filter; 도시하지 않음)가 나타나도록 실험 결과를 수행한다. 더욱이, 위치결정의 제어 시에 크로스 주파수(cross frequency) 근방에서의 통상의 제어에 의한 위치결정 제어와 동일한 주파수 특성을 실현할 수 있음도 알 수 있었다. 위치 결정 시의 개방 루프 특성의 측정 결과는 도 25에 나타낸 바와 같다.
상술한 바와 같이, 본 실시예에 의하면, 탐색 제어 및 위치결정 제어 시에 적분기(110)의 출력은 제어 목표(VCM(13))로 입력된다. 마찬가지로, 탐색 제어 및 위치결정 제어 시에 진상 보상기(120)의 출력은 모델 측 제어시스템(200)으로 입력되어 모델의 갱신을 수행하고 있다. 이것에 의해, 탐색 제어 및 위치결정 제어 시에 동일한 구조를 갖는 제어시스템을 구성할 수 있고, 이로써 제어 구조의 스위치에 의한 제어명령의 과도응답을 작게 할 수 있다. 즉, 외력에 대해 강고한 탐색 제어시스템을 구성할 수 있다.
이상, 본 발명의 실시예에 대해 설명했다. 그러나, 본 발명은 이러한 기술에 한정되는 것은 아니다. 상술한 실시예에 관해서, 당업자가 적당히 설계 변경을 부가한 것도, 본 발명의 특징을 갖추고 있는 한, 본 발명의 범위에 포함된다. 예를 들면, 본 실시예에 따른 제어시스템 등이 구비하는 각 요소 및 그 배치 등은, 예시한 것에 한정되는 것은 아니고 적당히 변경할 수가 있다.
또, 상술한 각 실시예가 구비하는 각 요소는, 기술적으로 가능한 한에 있어서 조합하는 것이 가능하며, 이들을 조합한 것도 본 발명의 특징을 포함하는 한 본 발명의 범위에 포함된다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 자기 디스크 장치의 주요부를 나타낸 개념도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 제어시스템을 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 실시예에 있어서 외력이 큰 방향으로 탐색을 수행한 때의 제어명령을 나타낸 그래프(실험 결과)이다.
도 4는 비교예에 따른 탐색 제어시스템을 나타낸 블록도이다.
도 5는 비교예에 있어서 외력이 큰 방향으로 탐색을 수행한 때의 제어명령을 나타낸 그래프(실험 결과)이다.
도 6은 헤드 위치로부터 속도 피드백 출력까지를 나타낸 블록도이다.
도 7은 포화 시의 모델 측 제어시스템을 나타낸 블록도이다.
도 8은 포화 시의 모델 측 제어시스템을 나타낸 블록도이다.
도 9는 포화 시의 모델 측 제어시스템을 나타낸 블록도이다.
도 10은 포화 시의 모델 측 제어시스템의 등가 변환을 나타낸 블록도이다.
도 11은 속도 피드백 이득의 전환을 나타낸 그래프이다.
도 12는 비교예에 있어서 외력이 작은 방향으로 탐색을 수행한 때의 제어명령을 나타낸 그래프(실험 결과)이다.
도 13은 비교예에 있어서 외력이 작용하지 않을 때의 시뮬레이션 결과이다.
도 14는 비교예에 있어서 최대 제어명령값의 5%의 외력이 작용할 때의 시뮬레이션 결과이다.
도 15는 비교예에 있어서 최대 제어명령값의 10%의 외력이 작용할 때의 시뮬레이션 결과이다.
도 16은 비교예에 있어서 최대 제어명령값의 15%의 외력이 작용할 때의 시뮬레이션 결과이다.
도 17은 시뮬레이션에 사용된 VCM 모델의 특성을 나타낸 그래프이다.
도 18은 속도 피드백 이득의 전환 조건을 나타낸 그래프이다.
도 19는 본 실시예에 따른 제어시스템의 제어명령의 시뮬레이션 결과이다.
도 20은 본 실시예에 따른 제어시스템의 헤드위치의 시뮬레이션 결과이다.
도 21은 비교예에 따른 제어시스템의 제어명령의 시뮬레이션 결과이다.
도 22는 비교예에 따른 제어시스템의 헤드위치의 시뮬레이션 결과이다.
도 23은 본 실시예에 따른 헤드위치의 실험 결과이다.
도 24는 비교예에 따른 헤드위치의 실험 결과이다.
도 25는 위치 결정 시의 개방 루프 특성의 측정 결과이다.

Claims (20)

  1. 자기 디스크에 정보를 기록하고 재생하는 자기 헤드를 이동시키는 구동부와,
    상기 구동부를 제어하는 컨트롤러를 구비하되,
    상기 컨트롤러가,
    적분기와 진상 보상기(phase-lead compensator)를 갖추고서, 상기 자기 헤드의 목표위치와 검출위치의 차에 기초해서 위치명령을 구해 상기 구동부의 피드백 제어를 수행하는 위치오차 피드백 제어 시스템과,
    상기 자기 헤드의 목표 이동거리를 입력하고, 상기 구동부의 수식 모델을 이용해 전류명령을 상기 구동부로 출력하는 2-자유도 제어시스템을 포함하며,
    상기 컨트롤러가, 상기 자기 헤드의 위치결정 제어 및 탐색의 각각에 즈음하여 상기 적분기의 출력을 상기 구동부에 공급하면서 상기 진상 보상기의 출력을 이용해 상기 수식 모델을 갱신하는 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 컨트롤러는 상기 수식 모델의 속도 및 위치를 이용하는 속도 피드백 제어 시스템을 더 포함하고, 상기 구동부는 상기 위치결정 제어 시에 상기 속도 피드백 제어 시스템의 출력 및 상기 적분기의 출력을 공급하는 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 속도 피드백 제어 시스템은 상기 위치결정 제어 시에 불변 이득의 상태 피드백 이득을 갖는 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 위치결정 제어 시에 상태를 결정하는 속도 피드백 이득은 그 매트릭스가 제로의 고유치(eigenvalue)를 갖도록 하기 위해 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 위치결정 제어 시에 상태를 결정하는 속도 피드백 이득은 상기 수식 모델의 모델 이득의 역수인 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 컨트롤러는, 상기 진상 보상기의 출력을 이득 벡터를 통해 상기 수식 모델에 공급하는 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 이득 벡터는, 매트릭스의 제로의 고유치의 고유벡터(eigenvector)에 상수를 곱한 이득 벡터인 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장 치.
  8. 제2항에 있어서, 상기 자기 헤드의 상기 속도 피드백 제어 시스템의 출력으로의 위치는 상기 위치결정 제어 시에 네가티브 진상 보상기의 출력과 동일한 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 위치 제어의 상태를 결정하는 속도 피드백 이득은 상기 자기 헤드의 목표위치까지의 잔여거리에 따라 계단형상으로 되도록 전환되는 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 속도 피드백 이득은 상기 잔여거리가 작을수록 커지도록 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 자기 디스크 장치.
  11. 자기 디스크에 정보를 기록하고 재생하는 자기 헤드를 이동시키는 자기 헤드의 제어방법으로서,
    적분기와 진상 보상기를 이용하여 상기 자기 헤드의 목표위치와 검출위치의 차에 기초해서 위치명령을 구해 상기 자기 헤드의 구동부의 피드백 제어를 수행하고,
    상기 자기 헤드의 목표 이동거리를 입력하고, 상기 구동부의 수식 모델을 이용해 전류명령을 상기 구동부로 출력하는 제어를 수행하며,
    상기 자기 헤드의 위치결정 제어 및 탐색의 각각에 즈음하여, 상기 적분기의 출력을 상기 구동부에 공급하면서 상기 진상 보상기의 출력을 이용해 상기 수식 모델을 갱신하는 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 수식 모델의 속도 및 위치를 이용하여 속도 피드백 제어를 수행하고,
    상기 위치결정 제어 시에 상기 속도 피드백 제어 시스템의 출력 및 상기 적분기의 출력을 상기 구동부에 공급하는 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 속도 피드백 제어의 출력은 상기 위치결정 제어 시에 불변이득의 상태 피드백 이득으로 되는 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  14. 제11항에 있어서, 상기 위치결정 제어 시에 상태를 결정하는 속도 피드백 이 득은 그 매트릭스가 제로의 고유치를 갖도록 설정되는 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  15. 제11항에 있어서, 상기 위치결정 제어 시에 상태를 결정하는 속도 피드백 이득은 상기 수식 모델의 모델 이득의 역수인 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  16. 제11항에 있어서, 상기 수식 모델이 이득 벡터를 통해 상기 진상 보상기의 출력에 공급되는 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 이득 벡터는, 매트릭스의 제로의 고유치의 고유벡터에 상수를 곱한 이득 벡터인 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  18. 제12항에 있어서, 상기 자기 헤드의 상기 속도 피드백 제어 시스템의 출력으로의 위치는 상기 위치결정 제어 시에 네가티브 진상 보상기의 출력과 동일한 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  19. 제11항에 있어서, 상기 위치 제어의 상태를 결정하는 속도 피드백 이득은 상기 자기 헤드의 목표위치까지의 잔여거리에 따라 계단형상으로 되도록 전환되는 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 속도 피드백 이득은 상기 잔여거리가 작을수록 커지도록 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 자기 헤드의 제어방법.
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