KR20080106360A - 수신 신호와 잔존 신호의 등화에 의한 병렬적 간섭 제거기 - Google Patents

수신 신호와 잔존 신호의 등화에 의한 병렬적 간섭 제거기 Download PDF

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Abstract

다중 코드 채널을 갖는 수신 신호는 수신 신호와 추정된 수신 신호 간의 차이에 기초하여 에러 신호를 필터링함으로써 프로세싱된다. 수신 신호는 프로세싱되어, 코드 채널 각각에 대해 데이터를 복원하고 수신 신호에 대응하는 송신 신호의 추정치를 생성한다. 최종 추정 송신 신호에 채널 추정이 적용되어, 추정 수신 신호를 생성한다. 수신 신호와 추정 수신 신호 간의 차이에 기초하여 에러 신호를 필터링한 후에, 결합기는 필터링된 에러 신호와 추종 송신 신호를 결합한다.
Figure P1020087025666
통신 시스템, DFE, CDM

Description

수신 신호와 잔존 신호의 등화에 의한 병렬적 간섭 제거기{PARALLEL INTERFERENCE CANCELLER WITH EQUALIZATION OF RECEIVED SIGNAL AND RESIDUAL SIGNAL}
배경
기술분야
본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것으로, 더 상세하게는 CDM(code division multiplexed) 신호에 관한 DFE(decision feedback equalizer)에 관한 것이다.
배경기술
DFE(decision feedback equalizer)는 무선 채널에 등화를 적용함으로써 데이터의 수신을 개선하는데 종종 사용된다. 복조된 데이터 심벌에 기초하여, 필터는 무선 채널 효과를 제거하도록 조절된다. 단일 캐리어 신호에 관한 통상적인 DFE는 심벌 레벨 복조기의 출력에 기초한 피드백 필터 및 피드포워드 필터를 포함한다. 공교롭게도, 코드 분할 다중화 시스템에 적용되는 것과 같은 종래의 DFE는, 그 결정이 CDM 프로세싱 이득을 활용하지 않기 때문에, 신뢰할 수 없는 칩 레벨 복조를 발생시킨다.
따라서, CDM 신호에 관한 DFE에 대한 필요성이 있다.
요약
DFE(decision feedback equalizer)는 수신 신호와 추정 수신 신호 간의 차이에 기초하여 에러 신호를 필터링함으로써 다중 코드 채널을 갖는 신호를 프로세싱한다. 수신 신호는 프로세싱되어, 각각의 코드 채널에 대한 데이터를 복원하고, 수신 신호에 대응하는 송신 신호의 추정치를 생성한다. 최종 추정 송신 신호에 채널 추정이 적용되어, 추정 수신 신호를 생성한다. 필터가 에러 신호를 필터링한 후, 결합기는 필터링된 에러 신호와 추정 송신 신호를 결합한다.
도면의 간단한 설명
도 1은 본 발명의 예시적인 실시형태에 따른 DFE(decision feedback equalizer)의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 예시적인 실시형태에 따른 제2 반복을 포함하는 DFE의 블록도이다.
도 3은 주파수 도메인에서 필터링이 수행되는 예시적인 DFE의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 예시적인 실시형태에 따라 수신 신호를 프로세싱하는 방법의 흐름도이다.
발명의 상세한 설명
예시적인 실시형태에서, DFE(decision feedback equalizer)는 복수의 코드 채널을 포함하는 CDM(code division multiplexed) 신호를 수신한다. 수신 신호는 기지국과 같은 송신기로부터 무선 채널을 통해 송신되며, 무선 액세스 단말기와 같은 휴대용 디바이스 내의 DFE에서 수신된다. 무선 채널은 상이한 시간에 액세스 단말기 다비이스에 도달하는 다중 형태의 신호를 발생시키는 스캐터링 및 멀 티-페이딩 채널 특성을 갖는다. 데이터 추정기가 신호를 역확산시키고, 역혼화(descramble)시키며, 복조하여, 추정 데이터 심벌을 복원하기 전에, 수신 신호는 적어도 부분적으로 무선 채널 특성을 보상하는 선형 등화기에 의해 프로세싱된다. 추정 데이터 심벌은 신호 재생기(signal re-constructor)에 의해 변조되고, 혼화되며, 확산되어, 추정 데이터 심벌을 복원한다. 추정 송신 신호에 채널 추정이 적용되어, 추정 수신 신호를 생성한다. 수신 신호로부터 추정 수신 신호를 뺀 후에, 에러 신호는 수신 신호와 에러 신호 간의 차이에 부분적으로 기초한 응답을 갖는 필터에 의해 필터링된다. 최종 필터링된 신호는 추정 송신 신호와 결합된다. 예시적인 실시형태에서의 DFE(100)는 간결화 및 명확화를 위해 도 1에서 생략된 다른 기능 및 블록들을 포함한다.
"예시적인"이라는 단어는 "예, 사례, 실례로서 서빙되는"이라는 의미로 여기에서 사용된다. 여기에서 "예시적인" 것으로 설명하는 임의의 실시형태는 다른 실시형태에 비해 바람직하거나 이점이 있는 것으로 고려될 필요는 없다.
도 1은 본 발명의 예시적인 실시형태에 따른 DFE(decision feedback equalizer)의 블록도이다. DFE(100)는 하드웨어, 소프트웨어, 및/또는 펌웨어의 임의의 조합으로 구현될 수도 있다. 예시적인 실시형태에서, 액세스 단말기 내의 프로세서에서 실행되는 소프트웨어 코드는 계산, 비교, 및 조절을 실행하여, DFE(100)의 기능들을 수행한다. DFE(100)를 참조하여 설명하는 블록의 다양한 기능 및 동작들은 임의의 개수의 디바이스, 회로, 또는 소자로 구현될 수도 있다. 일부 환경에서, 2 이상의 기능 블록이 단일 디바이스 내에 집적될 수도 있으며, 임의의 단일 디바이스 내에서 수행되는 것으로 설명되는 기능들이 수개의 디바이스에 걸쳐 구현될 수도 있다. 특정 구현에 따라, 도 3을 참조하여 이하 설명하는 바와 같이, 신호는 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 프로세싱될 수도 있다.
송신기에 의해 무선 채널을 통해 송신된 송신 신호에 대응하는 수신 신호(102)는 DFE(100)에서 수신된다. 예시적인 실시형태에서, DFE(100)는 CDMA 핸드셋, 휴대용 전화기. 무선 PDA(personal digital assistant) 또는 다른 무선 디바이스와 같은 액세스 단말기 내에서 수신기의 일부로서 구현될 수도 있다. 따라서, 수신 신호(102)는 안테나, LNA(low noise amplifier), 및 다른 하드웨어를 통해 수신될 수도 있다. DEF(100)의 구현에 따라, 하드웨어는 무선 채널의 일부로서 고려될 수도 있고, 신호에 작용하는 별도의 메커니즘으로서 취급될 수도 있다.
수신 신호(102)는 무선 채널 특성의 채널 추정에 기초한 응답을 갖는 선형 등화기(104)에 의해 프로세싱된다. 채널 추정은 임의의 수많은 기술을 사용하여 획득될 수도 있다. 적절한 기술의 일례는, 발명의 명칭이 "Communication Channel Estimation" 으로 2006년 3월 21일자로 출원되어, 여기에서 그 전체가 참조로서 통합되어 있는 미국 특허 출원 제11/386,530호[ATTY DOCKET NO.05121]에 설명되어 있다. 결과적인 최초 등화 신호(106)는 신호 추정기(108)에 의해 프로세싱되어 추정 송신 신호(116)를 생성한다. 데이터 추정기(110)는 등화 신호(106)를 프로세싱하여, 신호 재생기(112)에 의해 프로세싱되는 추정 데이터(114)를 생성한다. 데이터 추정기(110)는 최초 등화 신호(106)를 역확산시키고, 역 혼화시키며, 복조하여, 송신 데이터의 추정 데이터(114)를 결정한다. 일부 환경에서, 소프트 판정이 적용될 수도 있지만, 예시적인 실시형태에서는 하드 판정이 데이터 심벌을 결정하는데 적용된다. 데이터 추정기(110)는 수신 신호(102) 내의 모든 코드 채널을 프로세싱한다. 따라서, 16개의 코드 채널이 무선 채널 내의 송신물에 사용된다면, 16 세트의 데이터가 추정치로서 생성된다. 도 1에서, 화살표(114)는 다중 데이터 신호가 데이터 추정기(110)에 의해 생성된다는 것을 나타내는 블록 화살표로서 나타낸 것이다. 따라서, 데이터 추정기는, QAM(quadrature amplitude modulation)과 같은 적절한 복조를 적용하기 전에, 복수의 의사랜덤 코드를 코딩 데이터를 역확산시키는데 적용하고, 역혼화와 같은 다른 신호 프로세싱을 적용한다.
신호 재생기(112)는 송신기에 의해 원래의 송신 데이터를 프로세싱하는데 사용되는 것과 동일한 기술을 사용하여, 추정 데이터(114)를 프로세싱한다. 예시적인 실시형태에서, 신호 재생기(112)는 변조기, 혼화기(scrambler), 및 확산기를 포함한다. 추정 데이터(114)는 원래 사용된 변조 방식을 사용하여 변조되고, 원래 사용된 혼화 기술을 사용하여 혼화된다. 적절한 의사랜덤 코드가 그 신호에 적용되어, 추정 송신 신호(116)를 생성한다. 따라서, 신호 추정기(108)의 출력은 추정 송신 신호(116)로 지칭되는, 기지국에 의해 송신된 원래의 송신 신호의 추정치이다. 따라서, 추정 송신 신호(116)는, 무선 채널을 통한 송신 전의 송신 신호이다.
FIR(finite impulse response) 필터와 같은 가상 무선 채널 프로세서(118)는 채널 추정을 추정 송신 신호(116)에 적용하여, 추정 수신 신호(120)를 생성한다. 최초 등화 신호(106)가 치명적인 잔존 다중경로 간섭 또는 수신기 잡음과 같은 과도한 에러를 포함하지 않는다면, 추정 수신 신호(120)는 수신 신호(102)와 동일할 것이다. 결합기(122)는 수신 신호(102)로부터 추정 수신 신호(120)를 뺌으로써 에러 신호(124)를 생성한다. 지연기(126)는, 감산 기능 전에, 수신 신호(102)에 적절한 시간 프로세싱을 제공하여, 2개의 신호(102 및 120)를 동기화한다.
에러 신호(124)는 수신 신호(102)와 추정 수신 신호(120) 간의 관계 및 채널 추정에 부분적으로 기초한 응답을 갖는 필터(128)에 의해 프로세싱된다. 따라서, 필터링된 신호(130)는 에러 신호(124) 내에 포함된 전력, 채널 추정치, 및 수신 신호(102)와 추정 수신 신호(120) 간의 관계에 기초한 파라미터에 기초한다. 예시적인 실시형태에서, 필터는 채널 추정치, 잡음 추정치 및 펄스 형상에 기초한 응답을 갖는 선형 등화기이며, MMSE(minimum mean-square error) 기능을 채택하고 있다. 적합한 필터(128)의 일례는 도 3을 참조하여 더 상세히 설명한다. 필터링 후에, 결과적인 필터링된 에러 신호는 추정 송신 신호(116)와 결합된다. 결합 신호는 역확산 및 복조와 같은 신호 프로세싱을 위해 전송된다. 예시적인 실시형태에서, 필터(128)는 추정 수신 신호와 수신 신호 간의 관계에 더 기초한 선형 등화기(104)의 응답을 갖는다.
다음의 예시적인 경우의 검토는 DFE(100)의 동작을 추가적으로 나타낸다. 최초 등화 신호(106)가 작은 에러만을 포함하는 경우, 추정 송신 신호(116)는 송 신 신호와 동일하다. 채널 추정을 적용하는 것은, 수신 신호(102)에만 포함되는 수신 잡음 및 가급적 추정 수신 신호(120)에만 포함되는 채널 추정 에러를 제외하고, 수신 신호(102)와 동일한 추정 수신 신호(120)를 발생시킨다. 수신 잡음 및 채널 추정 에러 모두가 작다면, 결합기(122)의 출력은 0에 가까우며, 필터링된 신호(130) 또한 0에 가깝다. 0에 가까운 신호를 추정 송신 신호(116)에 더하는 것은 송신 신호를 정확하게 표현한 결합 신호를 발생시킨다.
최초 등화 신호(106)가 치명적인 에러를 포함하는 경우, 결과적인 추정 수신 신호(120)는 에러를 가지며, 2개의 신호 간의 차이는 적어도 부분적으로 필터(128)에 의해 보정된다. 등화 신호(106)에 포함된 치명적인 에러로 인해, 심벌은 예를 들어, 원래 심벌이 a-1로 송신된 경우 a+1인 것으로 부정확하게 결정될 수도 있다. 다른 추정 데이터를 갖는 부정확한 심벌은 신호 재생기에 의해 변조되고, 확산되며, 혼화되어, 추정 송신 신호(116)를 생성한다. 채널 추정이 적용된 후에, 결과적인 추정 수신 신호(120)는 부정확한 심벌 추정을 반영한다. 수신 신호(102)로부터 추정 수신 신호(120)를 뺀 경우, 에러 신호(124)는 추정 송신 신호(116)의 부정확성을 반영한다. 필터 응답이 수신 신호(102)와 추정 수신 신호(120) 간의 관계에 부분적으로 기초하기 때문에, 결과적인 필터링된 신호(130)는 무선 채널 특성의 영향이 감소한 에러 신호의 추정치이다.
신호 프로세싱 경로에 적용되는 선형 등화기 또는 임의의 적합한 필터는 무선 채널 분산(즉, 다중-경로 전파)의 효과를 최소화하는 것과 잡음 증폭을 최소화하는 것 사이의 트레이드-오프에 기초하여 동작해야 한다. 선형 등화기는 수신 신호(102)에 관한 이들 2개의 팩터 간의 최선의 유용한 트레이드-오프를 달성하도록 설계될 수 있다. 한편, 에러 신호(124)가 수신 신호(102)보다 더 낮은 전력을 포함한다는 사실로 인해, SNR이 매우 낮은 조건인 경우를 제외하고, 무선 채널 분산이 감소한 영향을 가질 것이기 때문에, 수신 신호 자체에 대해 동작하는 필터와 달리 에러 신호(124)에 대해 동작하는 필터(128)는 훨씬 더 나은 트레이드-오프를 달성할 수 있다.
따라서, 선형 등화기(필터)(128) 응답을 재생된 추정 수신 신호와 수신 신호(102) 간의 관계에 기초하게 함으로써, DFE(100)는 채널 특성을 보상한다. 일부 경우에, 필터를 통한 반복 횟수를 증가시키거나 이전의 추정 수신 신호를 현재의 추정 수신 신호와 비교함으로써, 에러가 감소할 수 있다.
도 2는 제2 반복이 추정 수신 신호에 적용되는 경우의 예시적인 DFE(100)의 블록도이다. 상술한 바와 같이 수신 신호를 프로세싱한 후에, 결합기(132)로부터의 결합 신호는 신호 추정기(108)에 의해 프로세싱된다. 신호는 역확산되고, 역혼화되며, 복조되어, 추정 데이터(108)를 생성하며, 이는 변조되고, 확산되며, 혼화되어, 제2 추정 송신 신호(202)를 생성한다. 제2 추정 송신 신호(202)에 채널 추정이 적용되어, 제2 추정 수신 신호(204)가 결정된다. 수신 신호(102)로부터 제2 추정 수신 신호(204)를 빼서, 제2 추정 수신 신호(202)와 추정 수신 신호(120) 간의 관계에 기초하여, 조절된 응답을 갖는 필터(208)에 의해 필터링되는 제2 에러 신호(206)를 생성한다. 따라서, 제2 필터(208)는 예시적인 실시형태에서 조절된 응답을 갖는 필터(128)이다. 제2 필터(208)의 출력은 수신기에서 더 프로세싱되기 전에 제2 추정 송신 신호(202)와 결합된다. 일부 환경에서는, 다수의 반복이 유사한 방법으로 수행될 수 있다.
도 3은 프로세싱이 주파수 도메인에서 수행되는 경우의 예시적인 DFE(100)의 블록도이다. 따라서, 도 3을 참조하여 설명하는 예시적인 DFE(100)에서, 수신 신호(102)는 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환된다. 상술한 바와 같이, 일부 환경에서 DFE(100)는 시간 도메인에서 구현될 수도 있다.
FFT(Fast Fourier Transform) 프로세서(302)는 수신 신호를 주파수 도메인으로 변환하여, 선형 등화기(104) 및 결합기(122)에게 제공되는 수신 신호 스펙트럼(303)을 산출한다. 예시적인 DFE(100)에서, 선형 등화기(104)는 (c* × p*) / (│c│2 + n2)와 동일한 응답을 가지며, 여기서, c*는 채널 추정치의 켤레 복소수이고, p*는 펄스 형상의 스펙트럼의 켤레 복소수이고, n은 잡음 스펙트럼 추정치이다. 선형 등화기(104)의 응답은 주파수에 따라 다르며, 따라서, 각각의 파라미터는 주파수의 함수이다. 일부 환경에서는 다른 선형 등화기가 사용될 수도 있다. 선형 등화기(104)가 주파수 도메인에서 수신 신호 스펙트럼(303)을 프로세싱한 후에, IFFT(inverse FFT) 프로세서(304)는 등화 신호를 시간 도메인으로 변환한다. 결과적인 신호는 역혼화기/역확산기(306)에 의해 프로세싱되어 신호를 역혼화하고 역확산시킨다. 일부 경우에, 수신 신호는 혼화되지 않고, 역혼화 기능이 요구되지 않는다. 양자화기(308)는 데이터를 가장 가까운 콘스텔레이션(constellation) 값으로 결정하고 설정한다. 예시적인 실시형태에서, 역확산 신호는 복조기(310)에 의해 복조되며, 데이터 심벌에 의해 표현되는 콘스텔레이션 포인트의 최선의 추정치를 결정하기 위해, 도면부호(312)에서 하드 판정이 적용된다. 예를 들어, 변조 방식이 16-QAM(16 quadrature amplitude modulation)에 따르는 경우, 16개의 포인트 중 가장 가까운 콘스텔레이션 포인트 및 변조기(314)에 하드 판정이 적용되어 벡터를 콘스텔레이션 포인트로 설정할 때, 심벌을 표현하는 그 벡터의 위상 및 크기가 추정된다. 확산기/혼화기(316)는 기지국에 의해 적용되는 것과 동일한 확산 및 혼화를 적용하여 추정 송신 신호(116)를 생성한다. 따라서, 역혼화기/역확산기(306), 양자화기(308), 및 확산기/혼화기(316)는 신호 추정기(108)의 기능을 수행하는 예시적인 기술을 제공한다.
추정 송신 신호(116)는, 채널 추정이 적용되기 전에, FFT 프로세서(318)에 의해 주파수 도메인으로 변환된다. 일부 환경에서, 스케일 프로세서(320)는, 수신 신호 스펙트럼(303)으로부터 추정 수신 신호(120)를 빼기 전에, 추정 SNR(signal to ratio)에 기초하여 스케일 팩터를 적용한다. 후술하는 바와 같이, 스케일 팩터는, SNR이 낮은 경우, 추정 수신 신호(120)의 기여를 최소화하거나 제거한다.
계수 생성기(322)는, 선형 등화기에 적용되어 필터(128)를 생성하는 계수 S를 결정한다. 예시적인 실시형태에서, S는 E{p2 2 - n2} / E{p1 2 - n2}와 동일하며, p2는 결합기(122)의 출력에서 신호 대역폭에 걸쳐 평균을 낸 에러 신호(124)에 포함되는 전력이고, p1은 신호 대역폭에 걸쳐 평균을 낸 수신 신호 스펙트럼(303)에 포함되는 전력이며, n은 신호 대역폭에 걸쳐 평균을 낸 잡음의 추정 전력이다. 예시적인 DFE(100)에서의 필터 응답은 (S × C* × P*) / (│S × C│2 + N2)와 동일하다.
따라서, p2가 p1과 동일한 경우, S는 1과 동일하며, 필터(128)의 응답은 선형 등화기(104)의 응답과 동일하다. SNR이 낮은 경우에, 추정 송신 신호(116)가 양자화기(308)에 의한 결정 에러에 의해 좌우되는 경우, E{p2 2 - n2}는 대략 E{p1 2 - n2}의 2배와 동일하며, 이는 최대 계수 S가 2와 동일하게 되는 결과를 초래한다. 그러나, 이처럼 SNR이 낮은 경우에는 사용가능한 정보가 전송되지 않기 때문에, 추정 수신 신호(120)를 역-가중(de-weight)하는 것이 유리하다. 적합한 스케일 팩터의 일례는 도면부호(320)에서 적용되는 1-ek1 × SNR_est와 동일한 팩터이며, 여기서, k1은 상수이고, SNR_est는 SNR의 추정치이다. 스케일 팩터는, 사용되는 경우, 수신 신호에 대한 추정 수신 신호의 영향을 최소화하거나 제거하는 메커니즘을 제공한다. 예를 들어, SNR이 충분히 낮고, 추정 수신 신호가 결합기(122)에 적용되지 않으며, 수신 신호(102)가 에러 신호와 동일한 경우, 계수 S는 1과 동일하며, 필터 응답은 선형 등화기 응답과 동일하다. 도면부호(320)에서 스케일 팩터를 적용시키는 것에 대한 다른 적합한 해결책의 일례는 하드 판정(312) 대신에, 양자화기(308)에서 소프트 판정을 적용하는 것을 포함한다. SNR이 낮 은 경우에는 소프트 판정이 0일 수도 있으며, 이는 도면부호(320)에서 0인 스케일 팩터를 적용하는 것과 동일한 최종 결과를 도출한다. 필터 응답은 주파수의 함수이지만, 의존도를 나타내는 표시는 간결화 및 명확화를 위해 생략되어 있다.
필터링된 신호는 IFFT(324)에 의해 시간 도메인으로 변환되고, 역혼화기/역확산기(306)는 시간 도메인 신호를 역혼화하고 역확산한다. 남은 변조 심벌은 추정 수신 신호의 최종 데이터 및 수신 신호의 데이터에서의 차이를 표현한다. 변조 에러 심벌은 결합기에서 추정 송신 변조 심벌과 결합된다. 신호 정렬기(326)는 변조기(314)의 동작으로부터 발생하는 변조 심벌을 저장하고 데이터를 지연시켜서, 대응하는 변조 에러 심벌에 의해 데이터를 정렬한다. 결합 신호는, 소프트 복조가 적용될 수도 있는 신호 복조부로 전송된다.
도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따라 수신 신호를 프로세싱하는 방법의 흐름도이다. 예시적인 방법은 도 1 내지 도 3을 참조하여 상술한 기능들을 용이하게 하는 액세스 단말기 내의 컴포넌트 및 소프트웨어에 의해 수행된다. 그러나, 이 방법은 하드웨어, 소프트웨어, 및/또는 펌웨어의 임의의 조합에 의해 수행될 수도 있다.
단계 402에서, 추정 송신 신호가 생성된다. 예시적인 실시형태에서, 수신 신호는, 등화 신호가 역확산되고, 역혼화되며, 복조되어, 추정 송신 데이터를 생성하기 전에, 선형 등화기에 의해 프로세싱된다. 추정 송신 데이터는 기지국에서 사용되는 기술에 따라 변조되고, 혼화되며, 확산되어, 추정 송신 신호를 생성한다.
단계 404에서, 추정 송신 신호에 채널 추정이 적용되어, 추정 수신 신호를 생성한다.
단계 406에서, 수신 신호와 추정 수신 신호 간의 차이에 기초한 에러 신호는 채널 추정에 적어도 부분적으로 기초한 응답을 갖는 필터에 의해 필터링된다. 예시적인 실시형태에서, 필터는 에러 신호와 수신 신호 간의 비교에 기초한 응답을 갖는다.
단계 408에서, 필터링된 에러 신호는 추정 송신 신호와 결합된다. 예시적인 실시형태에서, 필터링된 에러 신호는 역확산되고, 역혼화되며, 결과적인 신호는 변조된 추정 데이터에 더해진다. 따라서, 변조된 추정 데이터는 저장되거나 지연되고, 필터링된 역확산 및 역혼화된 에러 신호와 결합된다.
당업자는 정보 및 신호가 임의의 다양하고 상이한 기술 및 기법을 사용하여 표현될 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 설명을 통해 언급될 수도 있는 데이터, 명령, 명령어, 정보, 신호, 비트, 심벌 및 칩은 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 자기 성분, 광학 필드 또는 광학 성분, 또는 이들의 임의의 조합에 의해 표현될 수도 있다.
당업자는 여기에 개시된 실시형태와 관련하여 설명한 로직 블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계는 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 및 소프트웨어의 이러한 상호호환성을 명확히 나타내기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로 및 단계를 이들의 기능을 이용하여 일반적으로 설명하였다. 이러한 기능이 하드웨어로 구현될지 또는 소프트웨어로 구현될지 여부는 시스템 전체에 부여되는 특정 애플리케이션 및 설계 제약에 따라 좌우된다. 당업자는 각각의 특정 애플리케이션에 관한 다양한 방법으로 설명한 기능을 구현할 수도 있지만, 이러한 구현 결정은 본 발명의 범위로부터 벗어난 것으로 해석되어야 하는 것은 아니다.
여기에 개시된 실시형태와 관련하여 설명한, 다양한 예시적인 로직 블록, 모듈, 및 회로는 여기에 설명한 기능들을 수행하도록 설계된 범용 프로세서, DSP(digital signal processor), ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(field programmable gate array) 또는 다른 프로그램가능 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트, 또는 이들의 조합에 의해 구현되거나 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다른 방법으로, 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 기계일 수도 있다. 프로세서는 또한 컴퓨터 디바이스의 조합, 예를 들어, DSP와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로프로세서 또는 이러한 임의의 다른 구성으로 구현될 수도 있다.
여기에 개시된 실시형태와 관련하여 설명한 방법 또는 알고리즘의 단계는 하드웨어에서 직접, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈에서, 또는 이들의 조합에서 실시될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 착탈식 디스크, CD-ROM, 또는 임의의 다른 형태의 공지된 저장 매체에 상주할 수도 있다. 예시적인 저장 매체는 정보를 저장 매체로부터 판독하고, 정보를 저장 매체에 기록할 수 있는 프로세서에 커플링될 수도 있다. 다른 방법으로, 저장 매체는 프로세서에 집적될 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC에 상주할 수도 있다. ASIC은 사용자 단말기에 상주할 수도 있다. 다른 방법으로, 프로세서 및 저장 매체는 이상 컴포넌트로서 사용자 단말기에 상주할 수도 있다.
개시된 실시형태의 상기 설명은 당업자가 본 발명을 실시하거나 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 실시형태의 다양한 변형은 당업자에게 용이하게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반 원리는 본 발명의 사상 또는 범위에서 벗어나지 않는다면 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타낸 실시형태로 제한되도록 하려는 것이 아니라, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특성과 부합하는 최광의 범위에 일치되도록 하려는 것이다.

Claims (22)

  1. 수신 신호를 프로세싱하여 복수의 코드 채널 각각에 대해 데이터를 복원하고 상기 수신 신호에 대응하는 송신 신호의 추정된 송신 신호를 생성하도록 구성되는 신호 추정기;
    상기 추정된 송신 신호에 채널 추정을 적용하여 추정된 수신 신호를 생성하도록 구성되는 가상 채널 프로세서;
    상기 수신 신호와 상기 추정된 수신 신호 간의 차이에 기초하여 에러 신호를 필터링하도록 구성되는 필터; 및
    상기 필터에 의해 생성되는 필터링된 에러 신호와 상기 추정된 송신 신호를 결합하도록 구성되는 결합기를 포함하는, DFE(decision feedback equalizer).
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 추정기는,
    상기 복수의 코드 채널 각각을 역확산시키고 복조하여, 상기 데이터를 복원하도록 구성되는 데이터 추정기; 및
    상기 데이터를 변조하고 확산시켜, 상기 추정된 송신 신호를 생성하도록 구성되는 신호 재생기를 포함하는, DFE.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 데이터 추정기는 상기 복수의 코드 채널 각각을 역혼화(descramble)시키도록 더 구성되는, DFE.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터는 상기 채널 추정에 기초한 필터 응답을 갖는, DFE.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 필터 응답은 상기 수신 신호와 상기 에러 신호 간의 관계에 더 기초하는, DFE.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 필터 응답은 상기 수신 신호의 추정된 잡음에 더 기초하는, DFE.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 필터 응답은 펄스 형상에 더 기초하는, DFE.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 추정기가 상기 추정된 송신 신호를 생성하기 전에, 상기 수신 신호를 등화하도록 구성되는 선형 등화기를 더 포함하는, DFE.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 선형 등화기는 상기 필터에 의해 형성되는, DFE.
  10. 수신 신호에 등화를 적용하여 무선 채널 효과를 감소시키고 등화된 수신 신호를 생성하도록 구성되는 선형 등화기;
    상기 등화된 수신 신호를 역확산시켜 역확산된 신호를 생성하도록 구성되는 역확산기;
    상기 역확산된 신호를 복조하여 추정 데이터를 생성하도록 구성되는 복조기;
    상기 추정 데이터를 변조하여 변조된 추정 신호를 생성하도록 구성되는 변조기;
    상기 추정 데이터를 확산시켜 상기 수신 신호에 대응하는 송신 신호의 추정된 송신 신호를 생성하도록 구성되는 확산기;
    상기 추정된 송신 신호에 채널 추정을 적용하여 추정된 수신 신호를 생성하도록 구성되는 가상 채널 프로세서;
    상기 수신 신호와 상기 추정된 수신 신호 간의 차이에 기초하여 에러 신호를 필터링하도록 구성되는 필터로서, 상기 필터는 상기 수신 신호와 상기 에러 신호 간의 관계 및 상기 채널 추정에 적어도 부분적으로 기초하는 응답을 가지며, 상기 역확산기는 상기 필터에 의해 생성되는 필터링된 에러 신호를 역확산시키도록 구성되는, 상기 필터; 및
    상기 변조된 추정 신호와 상기 필터링되고 역확산된 에러 신호를 결합하도록 구성되는 결합기를 포함하는, DFE.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 역확산기의 역확산기 출력을 역혼화하도록 구성되는 역혼화기; 및
    상기 확산기의 확산기 출력을 혼화하도록 구성되는 혼화기를 더 포함하는, DFE.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 수신 신호를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하도록 구성되는 제1 FFT(Fast Fourier Transform) 프로세서;
    상기 필터링된 에러 신호를 주파수 도메인으로부터 시간 도메인으로 변환하도록 구성되는 인버스 FFT 프로세서; 및
    혼화기 출력을 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하도록 구성되는 제2 FFT 프로세서를 더 포함하는, DFE.
  13. 송신 신호에 대응하는 수신 신호의 복수의 코드 채널 각각에 대해 데이터를 복원함으로써 상기 송신 신호에 대응하는 추정된 송신 신호를 생성하는 단계;
    상기 추정된 송신 신호에 채널 추정을 적용함으로써 추정된 수신 신호를 생성하는 단계;
    상기 수신 신호와 상기 추정된 수신 신호 간의 차이에 기초하여 에러 신호를 필터링하는 단계; 및
    필터에 의해 생성되는 상기 필터링된 에러 신호와 상기 추정된 송신 신호를 결합하는 단계를 포함하는, CDM(code division multiplexed) 신호를 수신하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 추정된 송신 신호를 생성하는 단계는,
    상기 복수의 코드 채널 각각을 역확산시키고 복조하여 송신 데이터를 추정하는 단계; 및
    상기 추정 송신 데이터를 변조하고 확산시켜, 상기 추정된 송신 신호를 생성하는 단계를 포함하는, CDM 신호를 수신하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 복조 이전에 상기 복수의 코드 채널 각각을 역혼화하는 단계; 및
    상기 추정 송신 데이터를 변조한 후에 상기 추정 송신 데이터를 혼화하는 단계를 더 포함하는, CDM 신호를 수신하는 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 필터링하는 단계는 상기 채널 추정에 기초하여 필터링하는 단계를 포함하는, CDM 신호를 수신하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 필터링하는 단계는 상기 수신 신호와 상기 에러 신호 간의 관계에 기초하여 필터링하는 단계를 포함하는, CDM 신호를 수신하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 필터링하는 단계는 상기 수신 신호의 추정된 잡음에 기초하여 필터링하는 단계를 포함하는, CDM 신호를 수신하는 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 필터링하는 단계는 펄스 형상에 기초하여 필터링하는 단계를 포함하는, CDM 신호를 수신하는 방법.
  20. 제 13 항에 있어서,
    상기 추정된 송신 신호를 생성하는 단계 전에 상기 수신 신호에 선형 등화를 적용하는 단계를 더 포함하는, CDM 신호를 수신하는 방법.
  21. CDM(code division multiplexed) 신호에 결정 피드백 필터링을 적용하기 위한, 컴퓨터 판독가능 매체에 포함된 컴퓨터-실행가능 로직을 포함하는 컴퓨터 제품으로서,
    상기 컴퓨터-실행가능 로직은,
    송신 신호에 대응하는 수신 신호의 복수의 코드 채널 각각에 대해 데이터를 복원함으로써 상기 송신 신호에 대응하는 추정된 송신 신호를 생성하는 단계;
    상기 추정된 송신 신호에 채널 추정을 적용함으로써 추정된 수신 신호를 생성하는 단계;
    상기 수신 신호와 상기 추정된 수신 신호 간의 차이에 기초하여 에러 신호를 필터링하는 단계; 및
    필터에 의해 생성되는 상기 필터링된 에러 신호와 상기 추정된 송신 신호를 결합하는 단계와 같은 컴퓨터-실행 단계가 발생하도록 구성되는, 컴퓨터-실행가능 로직을 포함하는 프로그램 제품.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 컴퓨터-실행가능 로직은,
    상기 복수의 코드 채널 각각을 역확산시키고 복조하여 송신 데이터를 추정하는 단계; 및
    상기 추정 송신 데이터를 변조하고 확산시켜 상기 추정된 송신 신호를 생성하는 단계와 같은 컴퓨터-실행 단계가 발생하도록 더 구성되는, 컴퓨터-실행가능 로직을 포함하는 프로그램 제품.
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8619884B2 (en) * 2005-09-02 2013-12-31 Qualcomm Incorporated Communication channel estimation
US8229020B2 (en) * 2009-03-23 2012-07-24 Oracle America, Inc. Integrated equalization and CDR adaptation engine with single error monitor circuit
US9203526B2 (en) * 2010-09-16 2015-12-01 Zte Wistron Telecom Ab Method and system for improved interference cancellation by path selection
US8879617B1 (en) * 2013-11-15 2014-11-04 Himax Technologies Limited Method and circuit for controlling an equalizer and equalizing system
TWI575901B (zh) * 2015-06-17 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 通道效應消除裝置及通道效應消除方法
US9876581B2 (en) * 2016-02-10 2018-01-23 Inphi Corporation Circuit for multi-path interference mitigation in an optical communication system
TWI627846B (zh) * 2016-03-30 2018-06-21 晨星半導體股份有限公司 等化增強模組、解調變系統以及等化增強方法
US11264832B2 (en) 2016-10-19 2022-03-01 Sony Semiconductor Solutions Corporation Signal processing device, signal processing method, and program

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1163023A (zh) * 1994-09-16 1997-10-22 艾奥尼卡国际有限公司 滤波器
CN1108071C (zh) 2000-04-11 2003-05-07 信息产业部电信科学技术研究院 码分多址移动通信系统中终端设备端的一种信号处理方法
US6956893B2 (en) 2001-08-20 2005-10-18 Motorola, Inc. Linear minimum mean square error equalization with interference cancellation for mobile communication forward links utilizing orthogonal codes covered by long pseudorandom spreading codes
US7099299B2 (en) * 2002-03-04 2006-08-29 Agency For Science, Technology And Research CDMA system with frequency domain equalization
US20050100052A1 (en) 2003-11-10 2005-05-12 Mailaender Laurence E. Method and apparatus for receiver processing in a CDMA communications system
US7660340B2 (en) * 2004-06-22 2010-02-09 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method of receiver processing of CDMA signals in a CDMA system
US8619884B2 (en) 2005-09-02 2013-12-31 Qualcomm Incorporated Communication channel estimation

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